JP7039946B2 - 回路装置、発振器、電子機器及び移動体 - Google Patents

Description

本発明は、回路装置、発振器、電子機器及び移動体等に関する。

温度センサーからの温度検出電圧（アナログ信号）をＡ／Ｄ変換した結果である温度検出データを用いて発振周波数の温度補償処理を行う発振器が知られている。例えば、ＴＣＸＯ（Temperature Compensated Crystal Oscillator）と呼ばれる温度補償型発振器が知られている。ＴＣＸＯは、例えば携帯通信端末、ＧＰＳ関連機器、ウェアラブル機器、又は車載機器などにおける基準信号源等として用いられている。

このような発振器において、Ａ／Ｄ変換の結果であるＡ／Ｄ変換結果データを高速で（短いＡ／Ｄ変換期間の間に）出力することに対する要求がある。例えば、発振器の起動時において発振周波数を短時間で安定させるという要求が生じる場合があり、その際には、温度補償処理に用いる温度検出データを高速で出力できなくてはならない。例えば、発振周波数が安定するまでの起動時間が仕様に規定されており、その規定を満たすように温度検出データを高速で出力する必要がある。

例えば特許文献１には、逐次比較型に準ずる構成のＡ／Ｄ変換部が開示されており、このＡ／Ｄ変換部は、起動後のＡ／Ｄ変換をハイスピードモードで行い、それ以降のＡ／Ｄ変換を通常動作モードで行う。このＡ／Ｄ変換部が温度検出電圧をＡ／Ｄ変換することで、発振器の起動時における温度検出電圧のＡ／Ｄ変換を高速化する。

特開２０１７－１０３６６１号公報

温度補償処理を行う発振器において、発振周波数を高精度化するために、温度補償処理に用いる温度検出データの高精度化が要求される。また、上述のように起動時において発振周波数を短時間で安定させる要求があるので、温度検出データの高精度化を図ると共に発振周波数が安定するまでの時間が長くならないようにする必要がある。

本発明は、上記の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は態様として実現することが可能である。

本発明の一態様は、温度センサーからの温度検出電圧をＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換後のデータをＡ／Ｄ出力温度検出データとして出力するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ出力温度検出データをデジタルフィルター処理し、デジタルフィルター処理後のデータをフィルター出力温度検出データとして出力するデジタルフィルター処理部と、起動期間において前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを選択してセレクター出力温度検出データとして出力し、前記起動期間の後の通常動作期間において前記フィルター出力温度検出データを選択して前記セレクター出力温度検出データとして出力するセレクターと、前記セレクター出力温度検出データに基づく発振周波数の周波数制御データを出力するデジタル信号処理部と、前記デジタル信号処理部からの前記周波数制御データにより設定される前記発振周波数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、を含む回路装置に関係する。

本発明の一態様によれば、Ａ／Ｄ出力温度検出データがデジタルフィルター処理されることで、Ａ／Ｄ出力温度検出データを平滑化することが可能となる。これにより、温度検出データを高精度化（例えばノイズ低減）でき、その温度検出データを用いた温度補償処理を高精度化できる（即ち、温度検出データの誤差による発振周波数の誤差が低減される）。一方、デジタルフィルター処理は、その周波数特性に対応した信号遅延が生じる。このため、回路装置の起動時において発振周波数が安定するまでに時間を要するおそれがある。この点、本発明の一態様によれば、起動期間においてセレクターによりＡ／Ｄ出力温度検出データが選択されるので、デジタルフィルター処理部を通過しないＡ／Ｄ出力温度検出データを温度補償処理に用いることができる。これにより、回路装置の起動時において発振周波数を短時間で安定させることが可能になる。

また本発明の一態様では、前記起動期間において前記Ａ／Ｄ変換回路が所与の回数のＡ／Ｄ変換を行い、前記所与の回数のＡ／Ｄ変換が終了した後の前記通常動作期間において、前記セレクターが前記フィルター出力温度検出データを選択して前記セレクター出力温度検出データとして出力してもよい。

このようにすれば、セレクターによりＡ／Ｄ出力温度検出データが選択される起動期間において所与の回数のＡ／Ｄ変換が行われ、そのＡ／Ｄ出力温度検出データをデジタルフィルター処理部に入力できる。これにより、デジタルフィルター処理部がデジタルフィルター処理を開始し、フィルター出力温度検出データを出力できるようになる。そして、所与の回数のＡ／Ｄ変換が終了した後の通常動作期間において、セレクターがフィルター出力温度検出データを選択することで、デジタルフィルター処理された温度検出データに基づいて温度補償処理を行うことができる。

また本発明の一態様では、前記デジタルフィルター処理部は、前記起動期間でのＡ／Ｄ変換により得られた前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを初期値として前記デジタルフィルター処理を行ってもよい。

このようにすれば、温度検出電圧がＡ／Ｄ変換されたＡ／Ｄ出力温度検出データを初期値としてデジタルフィルター処理が行われるので、デジタルフィルター処理の結果データとして、実際の温度にほぼ等しい温度に対応したデータを最初から出力できる。これにより、発振周波数を高速に安定させる（例えば、周波数ドリフトを規定の範囲内に高速に収束させる）ことが可能になる。

また本発明の一態様では、前記Ａ／Ｄ変換回路は、前記セレクターの動作を切り替えるモード制御信号を出力し、前記セレクターは、前記モード制御信号に基づいて、前記起動期間において前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを選択し、前記通常動作期間において前記フィルター出力温度検出データを選択してもよい。

このようにすれば、Ａ／Ｄ変換回路が出力するモード制御信号に基づいてセレクターの動作を制御できる。即ち、Ａ／Ｄ変換回路の動作を制御するためのモード制御信号に基づいて、その動作に連動してＡ／Ｄ出力温度検出データの選択とフィルター出力温度検出データの選択とを切り替えることが可能になる。例えば、Ａ／Ｄ変換回路がＡ／Ｄ変換結果データの出力を開始した後に、通常動作期間に切り替えることが可能になる。

また本発明の一態様では、前記Ａ／Ｄ変換回路は、前記起動期間において第１のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行い、前記通常動作期間において前記第１のＡ／Ｄ変換方式とは異なる第２のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行ってもよい。

このようにすれば、回路装置の起動期間と、その後の通常動作期間とで、Ａ／Ｄ変換方式を異ならせることができる。例えば、回路装置の起動期間においては、第１のＡ／Ｄ変換方式で高速に最初のＡ／Ｄ変換結果データを取得し、その後の通常動作期間では、Ａ／Ｄ変換結果データを用いるアプリケーションに応じた適切な第２のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行うことが可能になる。

また本発明の一態様では、前記Ａ／Ｄ変換回路は、判定結果データを記憶するレジスター部と、前記判定結果データをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧を出力するＤ／Ａ変換器と、前記温度検出電圧と前記Ｄ／Ａ変換電圧との比較を行う比較部と、前記比較部の比較結果に基づいて判定処理を行い、前記判定処理に基づいて前記判定結果データの更新を行って、前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを求める処理部と、を含み、前記処理部は、前記第１のＡ／Ｄ変換方式において、前記Ａ／Ｄ出力温度検出データのＭＳＢ側の前記判定処理を、第１の判定期間で行い、前記Ａ／Ｄ出力温度検出データのＬＳＢ側の前記判定処理を、前記第１の判定期間よりも長い期間である第２の判定期間で行い、前記第２のＡ／Ｄ変換方式において、前記起動期間における前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを初期値として前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを求めてもよい。

ＭＳＢ側よりもＬＳＢ側の方が、比較部が判定すべき電圧差が小さくなる。本発明の一態様では、ＭＳＢ側よりもＬＳＢ側の方が長い判定期間が設けられているので、ＭＳＢ側よりもＬＳＢ側で高精度の判定を行うことができる。一方、ＭＳＢ側ではＬＳＢ側よりも判定期間を短くすることで、１回のＡ／Ｄ変換を行う期間を短縮できる。これにより、起動期間において高速且つ高精度にＡ／Ｄ出力温度検出データを取得できる。そして、第２のＡ／Ｄ変換方式において、起動期間におけるＡ／Ｄ出力温度検出データを初期値としてＡ／Ｄ出力温度検出データを求めることで、通常動作期間におけるＡ／Ｄ変換を、その初期値から開始することが可能となる。

また本発明の一態様では、前記デジタルフィルター処理の時定数をτとし、前記発振周波数が、公称発振周波数からの周波数偏差が±０．５ｐｐｍ以内の周波数範囲となるまでの時間である起動安定時間をＴｓとしたとき、Ｔｓ＜τであってもよい。

例えばフリッカーノイズ等に起因した低周波数のノイズを低減するためには、時定数τを長くする（カットオフ周波数を低くする）必要がある。発振器は高速な起動が要求されるので、Ｔｓ＜τとなる起動安定時間Ｔｓが要求される場合があるが、デジタルフィルター処理の信号遅延によって周波数ドリフトの許容範囲に収束する時間が長くなるおそれがある。この点、本発明の一態様によれば、起動期間においてセレクターがＡ／Ｄ出力温度検出データを選択し、そのＡ／Ｄ出力温度検出データを温度補償に用いることで、Ｔｓ＜τとなる起動安定時間Ｔｓ内に周波数ドリフトの許容範囲に収束できるようになる。これにより、回路装置の起動時において発振周波数を短時間で安定させることが可能になる。

また本発明の一態様では、前記Ａ／Ｄ変換回路が前記第１のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行う前記起動期間の長さをＴｃとし、前記デジタルフィルター処理の時定数をτとしたとき、Ｔｃ＜τであってもよい。

このようにすれば、このようにすれば、デジタルフィルター処理の時定数τよりも短い時間の起動期間（長さＴｃ）において第１のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換が行われ、Ａ／Ｄ出力温度検出データが得られる。これにより、時定数τよりも短い時間でデジタルフィルター処理の初期値としてＡ／Ｄ出力温度検出データを設定することが可能になり、時定数τよりも短い時間で、温度センサーにより検出された温度検出電圧に基づく温度検出データにより温度補償が行われる。このため、Ｔｓ＜τを満たす起動安定時間Ｔｓで発振周波数を安定させることが可能になる。

また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む発振器に関係する。

また本発明の更に他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む電子機器に関係する。

また本発明の更に他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む移動体に関係する。

本実施形態の回路装置の構成例。 セレクターを設けずに、起動時からフィルター出力温度検出データを温度補償処理に用いる場合の動作を説明する図。 セレクターを設けずに、起動時からフィルター出力温度検出データを温度補償処理に用いる場合の動作を説明する図。 本実施形態の回路装置の動作を説明する図。 本実施形態の回路装置の動作を説明する図。 デジタルフィルター処理部の詳細な構成例。 Ａ／Ｄ変換回路の詳細な構成例。 通常動作モードにおける処理を説明するフローチャート。 ハイスピードモードにおける判定期間の設定例。 ハイスピードモードにおける具体的な処理の流れを説明するフローチャート。 本実施形態の回路装置の変形構成例。 発振器の構成例。 電子機器の構成例。 移動体の例。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．回路装置
図１は、本実施形態の回路装置１００の構成例である。回路装置１００は、ＴＣＸＯやＯＣＸＯ（oven controlled crystal oscillator）等のデジタル方式の発振器を実現する回路装置（集積回路装置、半導体チップ）である。例えばこの回路装置と発振子ＸＴＡＬをパッケージに収納することで、デジタル方式の発振器が実現される。

回路装置１００は、温度センサー１０と、Ａ／Ｄ変換回路２０と、デジタルフィルター処理部３０（デジタルフィルター）と、セレクター４０と、デジタル信号処理部５０（ＤＳＰ、デジタル信号処理回路）と、発振信号生成回路１４０とを含む。なお、本実施形態は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したりする等の種々の変形実施が可能である。例えば温度センサーが回路装置１００の外部に設けられ、その温度センサーから温度検出電圧が回路装置１００に入力されてもよい。

温度センサー１０は、温度検出電圧ＶＴＤを出力する。具体的には、環境（例えば回路装置や発振子）の温度に応じて変化する温度依存電圧を、温度検出電圧ＶＴＤとして出力する。例えば、温度センサー１０は、温度依存性を有する回路素子を利用して温度依存電圧を生成し、温度に非依存の電圧（例えばバンドギャップリファレンス電圧）を基準として温度依存電圧を出力する。例えば、ＰＮ接合の順方向電圧を温度依存電圧として出力する。

Ａ／Ｄ変換回路２０は、温度センサー１０からの温度検出電圧ＶＴＤのＡ／Ｄ変換を行い、そのＡ／Ｄ変換結果データに基づいてＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを出力する。例えばＡ／Ｄ変換結果データをＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤとして出力する。Ａ／Ｄ変換方式としては、例えば逐次比較方式や逐次比較方式に類似する方式などを採用できる。なおＡ／Ｄ変換方式はこのような方式には限定されず、種々の方式（計数型、並列比較型又は直並列型等）を採用できる。

デジタルフィルター処理部３０は、Ａ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤをデジタルフィルター処理により平滑化し、平滑化後のデータをフィルター出力温度検出データＦＴＤとして出力する。例えば、デジタルフィルター処理部３０は、ＩＩＲフィルターで構成されるローパスフィルターである。或いは、ＦＩＲフィルターで構成されてもよい。フィルター出力温度検出データＦＴＤのビット数は、Ａ／Ｄ変換回路２０の有効ビット数（ＥＮＯＢ）よりも大きい。デジタルフィルター処理部３０のカットオフ周波数は、Ａ／Ｄ変換回路２０のノイズの周波数特性や、温度補償処理に必要な温度検出データの精度や、温度変化に対する温度補償の追従性などに応じて設定される。例えば、Ａ／Ｄ変換回路２０のノイズがフリッカーノイズ（１／ｆノイズ）に起因する場合、カットオフ周波数は低周波数（例えば０．１～１０Ｈｚ）に設定される。なお、デジタルフィルター処理部３０は、デジタル信号処理部５０（ＤＳＰ）とは別の回路として構成されてもよいし、デジタル信号処理部５０と共にＤＳＰの時分割処理により実現されてもよい。

セレクター４０は、Ａ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤ及びフィルター出力温度検出データＦＴＤのいずれかを選択し、選択したデータをセレクター出力温度検出データＳＴＤとして出力する。具体的には、起動期間においてＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを選択し、通常動作期間（起動期間以外の動作期間）においてフィルター出力温度検出データＦＴＤを選択する。起動期間は、回路装置１００が起動した後の所与の期間である。所与の期間は、例えばタイマー等によって測定される、決められた期間であってもよいし、或いはＡ／Ｄ変換回路２０等の回路動作によって決まる期間であってもよい。例えば、回路装置１００が起動してから、Ａ／Ｄ変換回路２０が所与の回数のＡ／Ｄ変換を行う期間であってもよいし、回路装置１００が起動してから、デジタルフィルター処理部３０が１回目のフィルター出力温度検出データＦＴＤを出力するまでの期間であってもよい。図１ではＡ／Ｄ変換回路２０が出力するモード制御信号ＭＤに基づいてセレクター４０が選択を行う場合を図示しているが、これに限定されない。例えば、回路装置１００が不図示の制御回路（例えばタイマー等）を含み、その制御回路がセレクター４０を制御してもよい。なお、セレクター４０は、デジタル信号処理部５０（ＤＳＰ）とは別の回路として構成されてもよいし、デジタル信号処理部５０と共にＤＳＰの時分割処理により実現されてもよい。

デジタル信号処理部５０は種々の信号処理を行う。例えばデジタル信号処理部５０（温度補償部）は、セレクター出力温度検出データＳＴＤに基づいて、発振子ＸＴＡＬの発振周波数の温度特性を補償する温度補償処理を行い、発振周波数を制御するための周波数制御データＤＤＳを出力する。具体的にはデジタル信号処理部５０は、温度に応じて変化するセレクター出力温度検出データＳＴＤ（温度依存データ）と、温度補償処理用の係数データ（近似関数の係数のデータ）などに基づいて、温度変化による発振周波数の変動をキャンセル又は抑制する（温度変化があった場合にも発振周波数を一定にする）ための温度補償処理を行う。即ち、温度変化による発振周波数の変動をキャンセル又は抑制する近似関数にセレクター出力温度検出データＳＴＤを代入することにより、周波数制御データＤＤＳを求める。デジタル信号処理部５０は、温度補償処理を含む種々の信号処理を時分割に実行するＤＳＰ（Digital Signal Processor）である。或いは、デジタル信号処理部５０は、ゲートアレイ等のＡＳＩＣ回路により実現してもよいし、プロセッサー（例えばＣＰＵ、ＭＰＵ等）とプロセッサー上で動作するプログラムにより実現してもよい。

発振信号生成回路１４０は発振信号ＳＳＣを生成する。例えば発振信号生成回路１４０は、周波数制御データＤＤＳと発振子ＸＴＡＬを用いて、周波数制御データＤＤＳにより設定される発振周波数の発振信号ＳＳＣを生成する。一例としては、発振信号生成回路１４０は、周波数制御データＤＤＳにより設定される発振周波数で発振子ＸＴＡＬを発振させて、発振信号ＳＳＣを生成する。

発振信号生成回路１４０は、Ｄ／Ａ変換部８０（Ｄ／Ａ変換回路）と発振回路１５０を含むことができる。但し発振信号生成回路１４０は、このような構成には限定されず、その一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

Ｄ／Ａ変換部８０は、周波数制御データＤＤＳのＤ／Ａ変換を行い、周波数制御データＤＤＳに対応する出力電圧ＶＱを出力する。Ｄ／Ａ変換部８０のＤ／Ａ変換方式としては例えば抵抗ストリング型（抵抗分割型）を採用できる。但し、Ｄ／Ａ変換方式はこれには限定されず、抵抗ラダー型（Ｒ－２Ｒラダー型等）、容量アレイ型、又はパルス幅変調型などの種々の方式を採用できる。またＤ／Ａ変換部８０は、Ｄ／Ａ変換器以外にも、その制御回路や変調回路やフィルター回路などを含むことができる。

発振回路１５０は、Ｄ／Ａ変換部８０の出力電圧ＶＱと発振子ＸＴＡＬを用いて、発振信号ＳＳＣを生成する。発振回路１５０は、第１、第２の振動子用端子（振動子用パッド）を介して発振子ＸＴＡＬに接続される。例えば発振回路１５０は、発振子ＸＴＡＬ（圧電振動子、共振子等）を発振させることで、発振信号ＳＳＣを生成する。具体的には発振回路１５０は、Ｄ／Ａ変換部８０の出力電圧ＶＱを周波数制御電圧（発振制御電圧）とした発振周波数で、発振子ＸＴＡＬを発振させる。例えば発振回路１５０が、電圧制御により発振子ＸＴＡＬの発振を制御する回路（ＶＣＯ）である場合には、発振回路１５０は、周波数制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量キャパシター（バリキャップ等）を含むことできる。発振回路１５０は、例えば、バイポーラートランジスターのベース－エミッター間又はコレクター－ベース間の帰還ループに発振子を接続したピアース型の発振回路である。或いは、奇数段のインバーター（論理反転回路）の入出力間の帰還ループに発振子を接続した発振回路である。

なお発振信号生成回路１４０は、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式で発振信号ＳＳＣを生成する回路であってもよい。例えば発振子ＸＴＡＬ（固定発振周波数の発振源）の発振信号をリファレンス信号として、周波数制御データＤＤＳで設定される発振周波数の発振信号ＳＳＣをデジタル的に生成してもよい。

発振子ＸＴＡＬは、例えば圧電振動子である。具体的には発振子は例えば水晶振動子である。水晶振動子としては、例えばカット角がＡＴカットやＳＣカットなどの厚みすべり振動する水晶振動子である。例えば発振子は、恒温槽を備えない温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）に内蔵されている振動子である。或いは発振子は、恒温槽を備える恒温槽型水晶発振器（ＯＣＸＯ）に内蔵されている振動子などであってもよい。また発振子として、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子、シリコン基板を用いて形成されたシリコン製振動子としてのＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動子等を採用してもよい。

なお、図１では発振信号ＳＳＣを回路装置１００の外部に出力しているが、回路装置１００は更にバッファー回路を含んでもよい。バッファー回路は、発振信号ＳＳＣのバッファリングを行って、バッファリング後の信号を回路装置１００の外部に出力する。また、回路装置１００は、不揮発性メモリー等のメモリーを更に含んでもよい。メモリーは、温度補償処理で用いる近似式（多項式）の係数を記憶している。例えば、発振器の出荷前検査等において発振周波数の温度特性をテスト装置により測定し、その測定された温度特性に基づいてテスト装置が多項式の係数を求め、その係数がテスト装置によりメモリーに書き込まれる。

以上の実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換回路２０は、温度センサー１０からの温度検出電圧ＶＴＤをＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換後のデータをＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤとして出力する。デジタルフィルター処理部３０は、Ａ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤをデジタルフィルター処理し、デジタルフィルター処理後のデータをフィルター出力温度検出データＦＴＤとして出力する。セレクター４０は、起動期間においてＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを選択してセレクター出力温度検出データＳＴＤとして出力し、起動期間の後の通常動作期間においてフィルター出力温度検出データＦＴＤを選択してセレクター出力温度検出データＳＴＤとして出力する。デジタル信号処理部５０は、セレクター出力温度検出データＳＴＤに基づいて発振周波数の温度補償処理を行い、発振周波数の周波数制御データＤＤＳを出力する。発振信号生成回路１４０は、デジタル信号処理部５０からの周波数制御データＤＤＳにより設定される発振周波数の発振信号ＳＳＣを生成する。

ここで、起動期間とは、回路装置１００の起動期間である。例えば、回路装置１００に電源が投入されて（電源電圧が立ち上がって）から所与の期間である。或いは、回路装置１００のリセットが解除されてから所与の期間である。或いは、回路装置１００の各部（例えばＡ／Ｄ変換回路２０、発振信号生成回路１４０等）のリセットが解除されてから所与の期間である。

本実施形態によれば、デジタルフィルター処理部３０がＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤをデジタルフィルター処理することで、Ａ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを平滑化（ノイズを低減）することが可能となる。これにより、温度検出データを高精度化でき、その温度検出データを用いた温度補償処理を高精度化できる（即ち、温度検出データの誤差による発振周波数の誤差が低減される）。例えば、逐次比較型のＡ／Ｄ変換回路を採用した場合、Ａ／Ｄ変換精度は１２ビット前後となるが、発振周波数の高精度化（例えば発振信号の高Ｃ／Ｎ化）のためには、それ以上のＡ／Ｄ変換精度が要求される場合がある。或いは、回路装置１００の低消費電力化のために電源電圧を低下させる要求があるが、Ａ／Ｄ変換精度の向上が困難になるおそれがある。このような場合であっても、本実施形態によれば、デジタルフィルター処理により実質的にＡ／Ｄ変換精度を向上できる。

一方、デジタルフィルター処理は、その周波数特性に対応した信号遅延（カットオフ周波数に対応した時定数の遅延）が生じる。このため、回路装置１００の起動時においてフィルター出力温度検出データＦＴＤが正しい温度（温度センサー１０により測定された温度）のデータに収束するまでに遅延が発生し、発振周波数が安定するまでに時間を要するおそれがある。この点、本実施形態によれば、セレクター４０が起動期間においてＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを選択することで、デジタルフィルター処理部３０を通過しないＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤが温度補償処理に用いられる。これにより、回路装置１００の起動時において発振周波数を短時間で安定させることが可能になる。例えば、仕様において起動時間が規定されており、その起動時間内に発振周波数が公称発振周波数に対して所定の誤差範囲内に安定することが要求される。本実施形態では、例えば仕様に規定される起動時間内に発振周波数を安定させることが可能になる。

以下、図を用いて上記の点を詳細に説明する。図２、図３は、セレクター４０を設けずに、起動時からフィルター出力温度検出データＦＴＤを温度補償処理に用いる場合の動作を説明する図である。

図２に示すように、Ａ／Ｄ変換回路２０は、回路装置１００の起動時において初期値ＳＴをＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤとして出力する。例えば、初期値ＳＴは、基準温度（摂氏２５度）を表すデータである。例えば、温度センサー１０が検出した温度が摂氏１０度である場合、摂氏１０度を表すデータＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３がＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤとして順次に出力される。なお、データＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３は、Ａ／Ｄ変換誤差（ノイズ）によるばらつきを含む。

起動時からフィルター出力温度検出データＦＴＤを温度補償処理に用いる場合、デジタルフィルター処理部３０には初期値ＳＴ、データＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３が順次に入力される。デジタルフィルター処理部３０は、この入力データをデジタルフィルター処理し、フィルター出力温度検出データＦＴＤを出力する。デジタルフィルター処理部３０に初期値ＳＴが入力されるのは、発振器の仕様に規定される起動時間が例えば２ｍｓと短いためである。即ち、その起動時間内にデジタルフィルター処理部３０が何らかの温度検出データを出力する必要があるためである。環境温度の変化は一般的には遅いため、それに対応してＡ／Ｄ変換レートも比較的低速（例えば数１００Ｈｚ～数ｋＨｚ）になっている。このため、最初のＡ／Ｄ変換結果データＡＤ１が出力されるのを待っていると起動時間内にデジタルフィルター処理部３０が出力を開始できないおそれがあるので、デジタルフィルター処理部３０に初期値ＳＴを入力している。

図３には、フィルター出力温度検出データＦＴＤ（ＦＴＤが表す温度）の時間変化特性と、そのフィルター出力温度検出データＦＴＤを用いて温度補償された発振周波数の周波数ドリフトの時間変化特性と、を模式的に示す。

回路装置１００の起動時においてデジタルフィルター処理部３０には、摂氏２５度に対応した初期値ＳＴが入力されるので、フィルター出力温度検出データＦＴＤは、摂氏２５度に対応したデータとなる。その後、デジタルフィルター処理部３０には、実際の温度である摂氏１０度に対応したデータ（ＡＤ１等）が入力されるので、フィルター出力温度検出データＦＴＤは、摂氏１０度に対応したデータにデジタルフィルター処理の時定数τで漸近（収束）していく。

フィルター出力温度検出データＦＴＤを用いて温度補償された発振周波数の周波数ドリフトは、デジタルフィルター処理の時定数τと同程度の時定数で０ｐｐｍに漸近（収束）していくと考えられる。例えば、デジタルフィルター処理部３０がカットオフ周波数１Ｈｚのローパスフィルター処理を行う場合、τ＝１３７ｍｓであり、一般的な起動時間の仕様２ｍｓ＝Ｔよりも非常に長い。このため、周波数ドリフトが仕様の範囲（例えば－０．５ｐｐｍ～＋０．５ｐｐｍ）になるまでに起動時間Ｔ＝２ｍｓよりも長い時間を要することになる。上述のように起動時間は仕様に規定される時間であり、実際に周波数ドリフトが仕様の範囲に安定するまでの時間（以下、起動安定時間と呼ぶ）をＴｓとすると、Ｔｓ≦Ｔとなる必要がある。図３で説明したような動作の場合、時定数τが長いため、Ｔｓ≦Ｔを満たせないおそれがある。

以上のように、温度センサー１０により測定される温度（環境温度）と、Ａ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤの初期値ＳＴに対応した温度との差が大きい場合に、起動時からデジタルフィルター処理部３０の出力を温度補償処理に用いると発振周波数の安定時間（起動時間）の仕様を満たせないおそれがある。

図４、図５は、本実施形態の回路装置１００の動作を説明する図である。図４に示すように、本実施形態ではデジタルフィルター処理部３０には初期値ＳＴ（摂氏２５度）が入力されず（取り込まれず）、Ａ／Ｄ変換の結果データであるＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ３（摂氏１０度）が順次に入力される。デジタルフィルター処理部３０は、この入力データをデジタルフィルター処理し、フィルター出力温度検出データＦＴＤを出力する。

Ａ／Ｄ変換回路２０は、起動期間ＫＰを規定するモード制御信号ＭＤを出力する。例えば、起動期間ＫＰにおいてモード制御信号ＭＤはハイレベル（第１の論理レベル、アクティブ）であり、通常動作期間ＮＰにおいてモード制御信号ＭＤはローレベル（第２の論理レベル、非アクティブ）である。セレクター４０は、モード制御信号ＭＤがハイレベルのときＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを選択し、モード制御信号ＭＤがローレベルのときフィルター出力温度検出データＦＴＤを選択する。

後述するように、Ａ／Ｄ変換回路２０は、起動期間ＫＰにおいてハイスピードモード（第１のＡ／Ｄ変換方式）でＡ／Ｄ変換を行い、通常動作期間ＮＰにおいて通常動作モード（第２のＡ／Ｄ変換方式）でＡ／Ｄ変換を行う。Ａ／Ｄ変換回路２０は、このＡ／Ｄ変換方式を設定する信号をモード制御信号ＭＤとして出力する。例えば、回路装置１００が起動した後の所与の回数のＡ／Ｄ変換は、第１のＡ／Ｄ変換方式で行う。Ａ／Ｄ変換回路２０は、仕様に規定される起動時間（図５のＴ。発振周波数の安定時間）が経過する以前に所与の回数のＡ／Ｄ変換を行ってＡ／Ｄ変換結果データを出力する。例えば、起動時間Ｔが経過する以前にモード制御信号ＭＤはローレベルになる。この場合、起動期間ＫＰの長さは起動時間Ｔ以下である。なお、図４では、起動期間ＫＰにおいて１回のＡ／Ｄ変換を行う場合を図示しているが、これに限定されず、起動期間ＫＰにおいて２回以上のＡ／Ｄ変換を行ってもよい。即ち所与の回数は１以上の回数である。この所与の回数のＡ／Ｄ変換では、第１のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行う。起動期間ＫＰにおいて２回以上のＡ／Ｄ変換を行う場合、例えば、その最後のＡ／Ｄ変換で得られるＡ／Ｄ出力温度検出データを初期値としてデジタルフィルター処理部３０に設定する。

図５には、本実施形態におけるフィルター出力温度検出データＦＴＤ（ＦＴＤが表す温度）の時間変化特性と、セレクター出力温度検出データＳＴＤを用いて温度補償された発振周波数の周波数ドリフトの時間変化特性と、を模式的に示す。

回路装置１００の起動時において、デジタルフィルター処理部３０には、摂氏２５度に対応した初期値ＳＴが入力されず、実際の温度である摂氏１０度に対応したデータ（ＡＤ１等）が入力される。このため、仮に起動期間でのＡ／Ｄ変換に誤差があったとしても、デジタルフィルター処理部３０は、実際の温度に非常に近い温度に対応した入力データからデジタルフィルター処理を開始する。

回路装置１００の起動期間ＫＰでは、セレクター４０によりＡ／Ｄ出力温度検出データ（図４のＡＤ１）が選択され、実際の温度である摂氏１０度に対応したＡ／Ｄ出力温度検出データに基づいて温度補償処理が行われる。このため、仕様に規定される起動時間Ｔが経過する前に周波数ドリフトを仕様の範囲（例えば－０．５ｐｐｍ～＋０．５ｐｐｍ）に収束させることが可能になる。即ち、周波数ドリフトが実際に仕様の範囲内に安定する時間である起動安定時間Ｔｓが、Ｔｓ≦Ｔを満たすようになる。

そして、起動期間ＫＰの後の通常動作期間ＮＰでは、セレクター４０によりフィルター出力温度検出データが選択される。上述のように、実際の温度に非常に近い温度に対応した入力データからデジタルフィルター処理を開始しているので、通常動作期間ＮＰの開始時においてフィルター出力温度検出データは実際の温度である摂氏１０度に非常に近い温度に対応したデータとなっている。このため、起動期間ＫＰにおいて発振周波数が安定した後は、通常動作期間ＮＰにおいても周波数ドリフトを仕様の範囲（例えば－０．５ｐｐｍ～＋０．５ｐｐｍ）に維持することが可能になる。また、デジタルフィルター処理によりＡ／Ｄ出力温度検出データが平滑化されるので、高精度な温度検出データに基づいて温度補償処理を行うことができる。これにより、通常動作期間ＮＰにおいて高精度な発振周波数（低ノイズな発振信号）が得られる。

以上の実施形態によれば、起動期間ＫＰにおいてＡ／Ｄ変換回路２０が所与の回数（１以上の回数）のＡ／Ｄ変換を行い、その所与の回数のＡ／Ｄ変換が終了した後の通常動作期間ＮＰにおいて、セレクター４０がフィルター出力温度検出データＦＴＤを選択してセレクター出力温度検出データＳＴＤとして出力する。

このようにすれば、セレクター４０によりＡ／Ｄ出力温度検出データが選択される起動期間ＫＰにおいて所与の回数のＡ／Ｄ変換が行われ、そのＡ／Ｄ出力温度検出データ（図４のＡＤ１）をデジタルフィルター処理部３０に入力できる。これにより、デジタルフィルター処理部３０がデジタルフィルター処理を開始し、フィルター出力温度検出データを出力できるようになる。そして、所与の回数のＡ／Ｄ変換が終了した後の通常動作期間ＮＰにおいて、セレクター４０がフィルター出力温度検出データＦＴＤを選択することで、デジタルフィルター処理された温度検出データに基づいて温度補償処理を行うことができる。

また本実施形態では、デジタルフィルター処理部３０は、起動期間ＫＰでのＡ／Ｄ変換により得られたＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを初期値としてデジタルフィルター処理を行う。

ここで、デジタルフィルター処理の初期値とは、デジタルフィルター処理におい処理される時系列データの最初のデータである。具体的には、デジタルフィルター処理の遅延素子（Ｚ^－１、レジスター。例えば図７のＤＬＡ１、ＤＬＢ１）に最初に設定されるデータである。例えば、起動期間ＫＰにおける所与の回数のＡ／Ｄ変換の最後のＡ／Ｄ変換で得られるＡ／Ｄ出力温度検出データを初期値としてデジタルフィルター処理部３０に設定する。なお、これに限定されず、所与の回数が２以上である場合において、起動期間ＫＰにおける所与の回数のＡ／Ｄ変換で得られた複数のＡ／Ｄ出力温度検出データの平均値等を初期値としてデジタルフィルター処理部３０に設定してもよい。

このようにすれば、温度検出電圧ＶＴＤがＡ／Ｄ変換されたＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを初期値としてデジタルフィルター処理が行われるので、デジタルフィルター処理の結果データとして、実際の温度にほぼ等しい温度に対応したデータを最初から出力できる。これにより、仕様に規定された起動時間Ｔより時定数τが長いデジタルフィルター処理であっても、起動時間Ｔ以下の起動安定時間Ｔｓ内で発振周波数を安定させることが可能になる。

また本実施形態では、Ａ／Ｄ変換回路２０は、起動期間ＫＰと通常動作期間ＮＰとを切り替えるモード制御信号ＭＤを出力する。セレクター４０は、モード制御信号ＭＤに基づいて、起動期間ＫＰにおいてＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを選択し、通常動作期間ＮＰにおいてフィルター出力温度検出データＦＴＤを選択する。

このようにすれば、Ａ／Ｄ変換回路２０が出力するモード制御信号ＭＤに基づいてセレクター４０の動作を制御できる。即ち、Ａ／Ｄ変換回路２０の動作を制御するためのモード制御信号ＭＤに基づいて、その動作に連動してＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤの選択とフィルター出力温度検出データＦＴＤの選択とを切り替えることが可能になる。例えば、Ａ／Ｄ変換回路２０がＡ／Ｄ変換結果データ（ＡＤ１等）の出力を開始した後（即ち、デジタルフィルター処理部３０へのＡ／Ｄ変換結果データの入力が開始された後）に、通常動作期間ＮＰに切り替えることが可能になる。

また本実施形態では、デジタルフィルター処理の時定数をτとし、発振周波数が、公称発振周波数からの周波数偏差が±０．５ｐｐｍ以内の周波数範囲となるまでの時間である起動安定時間をＴｓとしたとき、Ｔｓ＜τである。なお、周波数偏差の範囲は±０．５ｐｐｍ以内に限定されない。即ち、起動安定時間Ｔｓは、発振周波数が、公称発振周波数からの周波数偏差が所与の偏差範囲内となるまでの時間であればよい。

ここで、デジタルフィルター処理（ローパスフィルター処理）のカットオフ周波数がｆｃであるとき、時定数τはｆｃ＝１／（２π×τ）から求められる。周波数偏差±０．５ｐｐｍは、例えば回路装置１００の仕様に規定される周波数ドリフトの許容範囲である。回路装置１００が起動してから、この周波数ドリフトの許容範囲に周波数ドリフトが安定するまでの時間が、起動安定時間Ｔｓである。また、回路装置１００が起動してから起動時間Ｔ以内に、周波数ドリフトの許容範囲に周波数ドリフトが安定すること（即ちＴｓ≦Ｔとなること）が、例えば仕様により要求される。

例えばフリッカーノイズ等に起因した低周波数のノイズを低減するためには、時定数τを長くする（カットオフ周波数ｆｃを低くする）必要がある。発振器は高速な起動が要求されるので、Ｔ＜τとなる時定数τが必要となる場合がある。図３で説明したように、Ｔ＜τのとき、デジタルフィルター処理の信号遅延によって起動時間Ｔ内に周波数ドリフトの許容範囲に収束しないおそれがある。この点、本実施形態によれば、起動期間ＫＰにおいてセレクター４０がＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを選択し、そのＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを温度補償に用いることで、起動安定時間Ｔｓを短くする（Ｔｓ≦Ｔを満たす）ことが可能となり、起動時間Ｔ内に周波数ドリフトの許容範囲に収束できるようになる。

また本実施形態では、Ａ／Ｄ変換回路２０が第１のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行う起動期間ＫＰの長さをＴｃとしたとき、Ｔｃ＜τである。具体的には、Ｔｃ≦Ｔｓとなった場合であっても、Ｔｃ≦Ｔｓ＜τである。

第１のＡ／Ｄ変換方式は、例えば図９、図１０で後述するハイスピードモードにおけるＡ／Ｄ変換方式である。なお、通常動作期間ＮＰでは、Ａ／Ｄ変換回路２０が第２のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行う。第２のＡ／Ｄ変換方式は、例えば図８で後述する通常動作モードにおけるＡ／Ｄ変換方式である。

このようにすれば、デジタルフィルター処理の時定数τよりも短い時間の起動期間ＫＰ（長さＴｃ）において第１のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換が行われ、Ａ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤが得られる。これにより、時定数τよりも短い時間でデジタルフィルター処理の初期値としてＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを設定することが可能になり、時定数τよりも短い時間で、温度センサー１０により検出された温度検出電圧ＶＴＤに基づく温度検出データにより温度補償が行われる。このため、Ｔｓ＜τを満たす起動安定時間Ｔｓで発振周波数を安定させることが可能になる。

なお、以上の実施形態では本発明の手法を発振器に適用する場合を例に説明したが、本発明の適用対象はこれに限定されない。即ち、Ａ／Ｄ変換回路２０とデジタルフィルター処理部３０とセレクター４０とデジタル信号処理部とを含み、デジタル信号処理部が、セレクター出力温度検出データＳＴＤに基づくデジタル信号処理を行う回路装置に、本発明を適用できる。例えば、ジャイロセンサー（角速度センサー）においてセンサー素子の駆動及び角速度の検出を行う回路装置では、温度検出データを用いたゼロ点補正等のデジタル信号処理を想定できる。

２．デジタルフィルター処理部
図６は、デジタルフィルター処理部３０の詳細な構成例である。デジタルフィルター処理部３０は、第１のフィルター３１と第２のフィルター３２を含む。フィルター３１は、減算器ＡＤＡ１、加算器ＡＤＡ２、ＡＤＡ３、乗算器ＧＥＡ１、ＧＥＡ２、遅延素子ＤＬＡ１（レジスター）を含む。フィルター３２は、加算器ＡＤＢ１、ＡＤＢ２、ＡＤＢ３、乗算器ＧＥＢ１、ＧＥＢ２、遅延素子ＤＬＢ１（レジスター）を含む。

フィルター３１、３２の各々は、１次のＩＩＲフィルターである。フィルター３１、３２は同一構成であるため、以下では主にフィルター３１を例に説明する。減算器ＡＤＡ１は、入力データであるＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤから遅延素子ＤＬＡ１の出力データを減算する。乗算器ＧＥＡ１は、減算器ＡＤＡ１の出力にゲインＫ（Ｋは所与の実数）を乗算する。加算器ＡＤＡ２は、乗算器ＧＥＡ１の出力データと遅延素子ＤＬＡ１の出力データとを加算する。遅延素子ＤＬＡ１は、加算器ＡＤＡ２の出力データを記憶する。加算器ＡＤＡ３は、加算器ＡＤＡ２の出力データと遅延素子ＤＬＡ１の出力データとを加算する。乗算器ＧＥＡ２は、加算器ＡＤＡ３の出力データにゲイン０．５を乗算し、その結果をデータＦＡＱとして出力する。フィルター３２は、入力データであるデータＦＡＱに対して、フィルター３１と同様のフィルター処理を行い、その結果をフィルター出力温度検出データＦＴＤとして出力する。

なお、デジタルフィルター処理部３０の構成は図６に限定されず、ローパスフィルター特性を有するデジタルフィルターであればよい。例えば、１次又は３次以上のＩＩＲフィルターであってもよいし、或いはＦＩＲフィルターであってもよい。

３．Ａ／Ｄ変換回路
図７は、Ａ／Ｄ変換回路２０の詳細な構成例である。Ａ／Ｄ変換回路２０は、処理部２３（処理回路）、レジスター部２４（レジスター）、Ｄ／Ａ変換器２６、比較部２７（比較器）を含む。また温度センサー用アンプ２８を含むことができる。処理部２３、レジスター部２４は、ロジック部２２（ロジック回路）として設けられ、Ｄ／Ａ変換器２６、比較部２７、温度センサー用アンプ２８は、アナログ部２５（アナログ回路）として設けられる。

レジスター部２４は、Ａ／Ｄ変換の途中結果データや最終結果データなどの判定結果データ（結果データ）を記憶する。このレジスター部２４は、例えば逐次比較方式における逐次比較結果レジスターに相当する。Ｄ／Ａ変換器２６は、レジスター部２４の判定結果データをＤ／Ａ変換する。Ｄ／Ａ変換器２６としては広く知られた種々のＤ／Ａ変換器を採用できる。例えば、抵抗ストリング型、抵抗ラダー型、キャパシターアレイ型等のＤ／Ａ変換器を採用できる。温度センサー用アンプ２８は、温度センサー１０からの温度検出電圧ＶＴＤを増幅し、増幅後の電圧を温度検出電圧ＶＴＤ’として出力する。比較部２７は、Ｄ／Ａ変換器２６の出力電圧（Ｄ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣ）と、温度検出電圧ＶＴＤ’（広義には入力電圧）との比較を行う。比較部２７は例えばチョッパー型比較器などにより実現できる。なお、これに限定されず、比較部２７として広く知られた種々の比較器を採用できる。処理部２３は、比較部２７の比較結果に基づいて判定処理を行い、レジスター部２４の判定結果データの更新処理を行う。そして、当該更新処理により求められた最終的な温度検出データＤＴＤが、温度検出電圧ＶＴＤのＡ／Ｄ変換結果として、Ａ／Ｄ変換回路２０から出力される。このような構成により、通常動作モード（ノーマルモード）やハイスピードモード、或いは一般的な逐次比較方式等のＡ／Ｄ変換を実現できる。

また、Ｄ／Ａ変換器２６は、処理部２３における更新処理後の判定結果データのＤ／Ａ変換を行う。これにより、更新処理後の判定結果データは、次の比較処理において温度検出電圧ＶＴＤとの比較対象として用いることができる。つまり、比較結果に基づき判定処理を行い、判定処理により判定結果データの更新処理を行い、更新処理後の判定結果データを、さらに次の比較処理に利用する、というサイクルを繰り返すことで、温度検出データＤＴＤを適切に更新していくことが可能になる。

具体的には、比較部２７は、前回の判定結果データをＤ／Ａ変換器２６で変換したＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣと、温度検出電圧ＶＴＤ’とを比較し、処理部２３は、比較結果に基づいて判定処理を行い、判定結果データをｋ×ＬＳＢ以下の範囲で更新する更新処理を行ってもよい。ｋは１以上の整数であり、例えばｋ＝１である。これは後述する通常動作モードに対応する。更新処理後の判定結果データは、さらに次のタイミングを基準とした場合に「前回の温度検出データＤＴＤ」として扱われるため、Ｄ／Ａ変換器２６では、当該判定結果データのＤ／Ａ変換を行って比較部２７に出力する処理が行われる。このサイクルを繰り返すことで、通常動作モードでは、温度検出データＤＴＤ（最終結果データ）をｋ×ＬＳＢ以下の範囲で更新していくことが可能になる。

以下、通常動作モードにおけるＡ／Ｄ変換回路２０の動作を説明する。図８は通常動作モードにおける処理を説明するフローチャートである。なお、ここではまずｋ＝１の場合を例にとって説明を行う。通常動作モードが開始されると、まず前回の温度検出データＤＴＤのコードをＤ／Ａ変換器２６でＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣとする（Ｓ１０１）。そして、比較部２７が、Ｄ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣと温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理を行い、処理部２３が、アップ判定とダウン判定のいずれかであるかの結果（以下、第１の比較結果と呼ぶ）を取得する。

次に、レジスター部２４の値、すなわち前回の温度検出データＤＴＤの値そのものに対して、１ＬＳＢ（ｋＬＳＢ）だけ加算し、加算後のデータをＤ／Ａ変換器２６でＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣとする（Ｓ１０２）。そして、比較部２７が、Ｄ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣと温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理（第２の比較処理）を行い、処理部２３が、アップ判定とダウン判定のいずれかであるかの結果（以下、第２の比較結果と呼ぶ）を取得する。

処理部２３は、この２つの比較処理の結果に基づいて、今回の温度検出データＤＴＤを決定する判定処理を行う（Ｓ１０３）。

まず、第１の比較結果に基づく判定処理により、温度検出電圧ＶＴＤ’がＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣよりも大きいと判定された場合、すなわちアップ判定であり、第２の比較結果に基づく判定処理の結果もアップ判定である場合は、今回の前記最終結果データを、第２のデータ、すなわち前回の温度検出データＤＴＤに１ＬＳＢ（ｋＬＳＢ）を加算した値に決定する（ステップＳ１０４）。

また、第１の比較結果に基づく判定処理により、温度検出電圧ＶＴＤ’がＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣよりも小さいと判定された場合、すなわちダウン判定であり、第２の比較結果に基づく判定処理の結果もダウン判定である場合は、今回の最終結果データを、前回の最終結果データから１ＬＳＢ（ｋＬＳＢ）を減算したデータに決定する（ステップＳ１０５）。

また、第１の比較結果に基づく判定処理の結果がアップ判定であり、第２の比較結果に基づく判定処理の結果がダウン判定である場合とは、温度の変化が大きくない状態に対応する。そのため、今回の温度検出データＤＴＤは前回の温度検出データＤＴＤの値を維持すればよい（ステップＳ１０６）。

また、第１の比較結果に基づく判定処理の結果がダウン判定であり、第２の比較結果に基づく判定処理の結果がアップ判定である場合とは、通常起こりえない状態である。この場合、今回の温度検出データＤＴＤは前回の温度検出データＤＴＤの値を維持する（ステップＳ１０６）。

ステップＳ１０４～Ｓ１０６のいずれかの処理後は、通常動作モードを終了するか否か、例えばディスエーブル信号が入力されたか否かを判定し（ステップＳ１０７）、Ｓ１０７でＹｅｓの場合には通常動作モードを終了し、Ｎｏの場合にはステップＳ１０１に戻り処理を継続する。

以下、ハイスピードモードにおけるＡ／Ｄ変換回路２０の動作を説明する。図９にハイスピードモードにおける判定期間の設定例を示す。図９の横軸は時間を表す。図９の上段はモードを表し、ここではハイスピードモードの中でも判定期間の長さが異なる３つのモード（モード１～モード３）が設定されている。図９の下段は、１５ビットのＡ／Ｄ変換結果データのうち、どのビットが判定対象となっているかを表すものである。Ｄ［ｘ：ｙ］との表記は、Ａ／Ｄ変換結果データのうち、最下位ビット（ＬＳＢ）から数えてｙビット目からｘビット目までのｘ－ｙ＋１ビットの幅を持つデータを表す。最下位ビットをＤ［０］としているため、例えばＤ［１４：１３］であれば最もＭＳＢ側の２ビットを表す。

図９からわかるように、Ｄ［１４：１３］～Ｄ［６：５］の５区画では最も判定期間の短い（最も高速の）モード１に設定される。なお、図９ではＤ［１４：１３］とそれ以外とで判定期間の長さが異なるが、これは最上位のビットでは繰り上がり繰り下がりを考慮しなくてもよいという観点から生じたものであって、１回の比較処理に要する時間に差はない。

そして、Ｄ［４：３］では、モード１に比べて判定期間の長いモード２に設定され、Ｄ［２：１］ではさらに判定期間の長いモード３に設定される。また、最下位ビットであるＤ［０］については、モード３よりもさらに判定期間が長く設定される。詳細については後述するが、例えばＤ［０］の判定は上述した通常動作モードと同様の処理により実現されてもよい。

図１０は、ハイスピードモードにおける具体的な処理の流れを説明するフローチャートである。ハイスピードモードは、大きくＤ［１４：１３］を判定する部分（ステップＳ２０１～Ｓ２０５）と、Ｄ［１２：１］を判定する部分（ステップＳ２０６～Ｓ２１３）とに分けられる。両者の差異は、ＭＳＢ側への繰り上がり繰り下がりの有無である。以下詳細に説明する。

ハイスピードモードの開始時には、Ａ／Ｄ変換結果データとして中間的な値（初期値）が設定されている。例えば“１００００００００００００００”といったデータである。まず、Ｄ［１４：１３］の判定では、当該２ビットに“１０”をセットしたデータをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣを生成し、温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理を行い（ステップＳ２０１）、処理部２３でその結果に基づく判定処理を行う（ステップＳ２０２）。なお、判定対象とされていない他の１３ビットについては、既に判定済みの値、或いは初期値をセットしておけばよい。Ｄ［１４：１３］の場合、Ｄ［１２：０］は未判定、且つ初期値は全て０であるため、Ｄ［１４：１３］に“１０”をセットした場合のデータは、“１００００００００００００００”となる。

ステップＳ２０２でＶＴＤ’＞ＶＤＡＣである、すなわちアップ判定であるとされた場合には、Ｄ［１４：１３］に“１１”をセットしたデータをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣを生成し、温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理を行う（ステップＳ２０３）。一方、ステップＳ２０２でＶＴＤ’＜ＶＤＡＣである、すなわちダウン判定であるとされた場合には、Ｄ［１４：１３］に“０１”をセットしたデータをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣを生成し、温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理を行う（ステップＳ２０４）。

そして処理部２３は、ステップＳ２０３或いはＳ２０４の結果を判定する（ステップＳ２０５）。“１０”でアップ判定且つ“１１”でもアップ判定の場合、Ｄ［１４：１３］＝“１１”とする。“１０”でアップ判定且つ“１１”でダウン判定の場合、Ｄ［１４：１３］＝“１０”とする。“１０”でダウン判定且つ“０１”でアップ判定の場合、Ｄ［１４：１３］＝“０１”とする。“１０”でダウン判定且つ“０１”でもダウン判定の場合、Ｄ［１４：１３］＝“００”とする。

以上の処理は一般的な比較処理と同様であり、特に繰り上がり繰り下がりは考慮しなくてよい。

次に、２ビットＬＳＢ側の判定処理に移行する。まずはＤ［１２：１１］の２ビットについて“１０”をセットしたデータをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣを生成し、温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理を行い（ステップＳ２０６）、処理部２３でその結果に基づく判定処理を行う（ステップＳ２０７）。この場合、Ｄ［１４：１３］には、ステップＳ２０５で決定された値をセットし、Ｄ［１０：０］には初期値（ここでは“０”）をセットする。例えば、Ｄ［１４：１３］＝“１１”と決定された場合であれば、ステップＳ２０６でセットするデータは“１１１００００００００００００”となる。

ステップＳ２０７でアップ判定の場合、Ｄ［１２：１１］に“１１”をセットしたデータをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣを生成し、温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理を行う（ステップＳ２０８）。しかし、“１１”をセットした場合にＶＴＤ’＞ＶＤＡＣとなったとしても、ステップＳ２０５で上述したように、Ｄ［１２：１１］が“１１”と判定されるのみで、よりＭＳＢ側のビット（ここではＤ［１４：１３］）に対する修正ができない。よって、繰り上がりを考慮するためには、Ｄ［１２：１１］に“１１”をセットするよりもさらに大きい値をセットする必要がある。

具体的には、繰り上がりが生じた状態のデータをセットしたデータをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣを生成し、温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理を行う（ステップＳ２０９）。この例ではＤ［１２：１１］＝“００”とし、Ｄ［１３］の値を１大きくすればよい。例えば、Ｄ［１４：１３］＝“０１”と判定されていた場合であれば、Ｄ［１４：１１］＝“１０００”をセットする。つまりステップＳ２０８でＤ［１４：１１］＝“０１１１”をセットし、ステップＳ２０９ではさらにそれよりも大きい“１０００”をセットする。

また、ステップＳ２０７でダウン判定の場合、Ｄ［１２：１１］に“０１”をセットしたデータをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣを生成し、温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理を行う（ステップＳ２１０）。しかし、“０１”をセットした場合にＶＴＤ’＜ＶＤＡＣとなったとしても、ステップＳ２０５で上述したように、Ｄ［１２：１１］が“００”と判定されるのみで、よりＭＳＢ側のビットに対する修正（具体的には小さくする修正）ができない。よって、繰り下がりを考慮するためには、Ｄ［１２：１１］に“０１”をセットするよりもさらに小さい値をセットする必要がある。具体的には、Ｄ［１２：１１］に“００”をセットしたデータをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣを生成し、温度検出電圧ＶＴＤ’との比較処理を行う（ステップＳ２１１）。

そして処理部２３は、ステップＳ２０８、Ｓ２０９の比較結果、或いはステップＳ２１０、Ｓ２１１の比較結果に基づく判定を行う。まずＳ２０７でアップ判定である場合について説明する。この場合、ステップＳ２０８、Ｓ２０９の比較処理を行い、それぞれについてアップ判定、ダウン判定があり得るため合計４通りのパターンがあり得る。

ステップＳ２０８及びＳ２０９の両方でアップ判定の場合、温度検出電圧ＶＴＤ’は繰り上がりが必要な程度に大きいことがわかる。よって、判定対象としている２ビットの値は“００”に決定し、その１つＭＳＢ側のビットに１を加算する。また、ステップＳ２０８及びＳ２０９の両方でダウン判定の場合、温度検出電圧ＶＴＤ’は“１０”をセットした場合と“１１”をセットした場合の間にあることがわかるため、判定対象としている２ビットは“１０”に決定する。

また、ステップＳ２０８でアップ判定であり、ステップＳ２０９でダウン判定の場合、温度検出電圧ＶＴＤ’は、“１１”をセットした場合と繰り上がりが生じる場合との間にあることがわかるため、判定対象としている２ビットは“１１”に決定する。

また、ステップＳ２０８でダウン判定であり、ステップＳ２０９でアップ判定の場合、通常ではあり得ないエラー状態であることがわかる。エラー状態である場合の処理は種々考えられるが、ここでは“１１”という値を設定するものとしている。つまり、ステップＳ２０８、Ｓ２０９については（１）両方アップ判定の場合（２）両方ダウン判定の場合（３）一方がアップ判定で他方がダウン判定の場合、の３パターンを考慮して値を決定する。

次に、２０７でダウン判定である場合について説明する。この場合、ステップＳ２１０、Ｓ２１１の比較処理を行い、それぞれについてアップ判定、ダウン判定があり得るため合計４通りのパターンがあり得る。

ステップＳ２１０及びＳ２１１の両方でアップ判定の場合、温度検出電圧ＶＴＤ’は“０１”をセットした場合と“１０”をセットした場合の間にあることがわかるため、判定対象としている２ビットは“０１”に決定する。ステップＳ２１０及びＳ２１１の両方でダウン判定の場合、温度検出電圧ＶＴＤ’は繰り下がりが必要な程度に小さいことがわかる。よって、判定対象としている２ビットの値は“１１”に決定し、その１つＭＳＢ側のビットから１を減算する。例えば、Ｄ［１４：１３］＝“１０”である場合であって、Ｄ［１２：１１］で繰り下がりが必要と判定された場合には、Ｄ［１４：１１］＝“０１１１”に決定すればよい。

また、ステップＳ２１０でダウン判定であり、ステップＳ２１１でアップ判定の場合、温度検出電圧ＶＴＤ’は、“００”をセットした場合と“０１”をセットした場合との間にあることがわかるため、判定対象としている２ビットは“００”に決定する。

また、ステップＳ２１０でアップ判定であり、ステップＳ２１１でダウン判定の場合、通常ではあり得ないエラー状態であることがわかる。エラー状態である場合の処理は種々考えられるが、ここでは“００”という値を設定するものとしている。つまり、ステップＳ２１０，Ｓ２１１についても（１）両方アップ判定の場合（２）両方ダウン判定の場合（３）一方がアップ判定で他方がダウン判定の場合、の３パターンを考慮して値を決定する。

以上の実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換回路２０は、起動期間において第１のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行い、通常動作期間において第１のＡ／Ｄ変換方式とは異なる第２のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行う。

ここで、第１のＡ／Ｄ変換方式は、図９、図１０で説明したハイスピードモードにおけるＡ／Ｄ変換方式に対応し、起動期間は、Ａ／Ｄ変換回路２０がハイスピードモードに設定されている期間である。第２のＡ／Ｄ変換方式は、図８で説明した通常動作モードにおけるＡ／Ｄ変換方式に対応し、通常動作期間は、Ａ／Ｄ変換回路２０が通常動作モードに設定されている期間である。

このようにすれば、回路装置１００の起動期間と、その後の通常動作期間とで、Ａ／Ｄ変換方式を異ならせることができる。例えば、回路装置１００の起動期間においては、第１のＡ／Ｄ変換方式で高速に最初のＡ／Ｄ変換結果データを取得し、その後の通常動作期間では、Ａ／Ｄ変換結果データを用いるアプリケーションに応じた適切な第２のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行うことができる。

例えば、本実施形態では、第２のＡ／Ｄ変換方式（通常動作モード）において１回のＡ／Ｄ変換でｋ×ＬＳＢだけＡ／Ｄ変換結果データを変化させる。具体的には、Ａ／Ｄ変換でのデータの最小分解能をＬＳＢとし、第１の出力タイミングのＡ／Ｄ変換結果データを第１のＡ／Ｄ変換結果データとし、第１の出力タイミングの次の第２の出力タイミングのＡ／Ｄ変換結果データを第２のＡ／Ｄ変換結果データとする。この場合に、処理部２３は、第２のＡ／Ｄ変換方式として、第１のＡ／Ｄ変換結果データに対する第２のＡ／Ｄ変換結果データの変化がｋ×ＬＳＢ（ｋはｋ＜jを満たす整数、jはＡ／Ｄ変換の分解能を表す整数）以下となるように、Ａ／Ｄ変換結果データを求める処理を行う。

このようにすれば、温度検出データの時間変化を緩やかにすることができる。急激に温度検出データが変化した場合、温度補償処理により発振周波数が急激に変化（周波数ホッピング）する可能性があるが、１回のＡ／Ｄ変換でｋ×ＬＳＢだけＡ／Ｄ変換結果データを変化させることで、発振周波数の変化を緩やかにできる。例えば、本実施形態の回路装置１００を含む発振器をＧＰＳ受信器に用いた場合、周波数ホッピングによってＧＰＳのロックが外れてしまうなどの問題が発生してしまう。本実施形態によれば、このような問題が発生する可能性を低減できる。

また本実施形態では、Ａ／Ｄ変換回路２０は、判定結果データを記憶するレジスター部２４と、その判定結果データをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣを出力するＤ／Ａ変換器２６と、温度検出電圧ＶＴＤ’（ＶＴＤ）とＤ／Ａ変換電圧ＶＤＡＣとの比較を行う比較部２７と、比較部２７の比較結果に基づいて判定処理を行い、判定処理に基づいて判定結果データの更新を行って、Ａ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを求める処理部２３と、を含む。処理部２３は、第１のＡ／Ｄ変換方式において、Ａ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤのＭＳＢ側の判定処理を、第１の判定期間で行い、Ａ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤのＬＳＢ側の判定処理を、第１の判定期間よりも長い期間である第２の判定期間で行う。処理部２３は、第２のＡ／Ｄ変換方式において、起動期間におけるＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを初期値としてＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを求める。

第１の判定期間は、図９に示すモード１での判定期間である。具体的には、Ｄ［１４：１３］、Ｄ［１２：１１］等のＭＳＢ側の２ビット分の判定を行う判定期間である。第２の判定期間は、図９に示すモード２又はモード３での判定期間である。具体的には、Ｄ［４：３］、Ｄ［２：１］等のＬＳＢ側の２ビット分の判定を行う判定期間である。

ＭＳＢ側よりもＬＳＢ側の方が、比較部２７が判定すべき電圧差が小さくなる。本実施形態では、ＭＳＢ側よりもＬＳＢ側の方が長い判定期間が設けられているので、ＭＳＢ側よりもＬＳＢ側で高精度の判定（電圧比較）を行うことができる。一方、ＭＳＢ側ではＬＳＢ側よりも判定期間を短くすることで、１回のＡ／Ｄ変換を行う期間（Ａ／Ｄ変換期間）を短縮できる。これにより、起動期間ＫＰにおいて高速にＡ／Ｄ出力温度検出データを取得できる。そして、第２のＡ／Ｄ変換方式において、起動期間におけるＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを初期値としてＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを求めることで、通常動作期間におけるＡ／Ｄ変換を、その初期値から開始することが可能となる。具体的には、第２のＡ／Ｄ変換方式ではｋ×ＬＳＢずつＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを変化させるので、初期値が必要である。この初期値として、起動期間におけるＡ／Ｄ出力温度検出データＤＴＤを用いることができる。

４．変形例
図１１は、本実施形態の回路装置１００の変形構成例である。図１１では、発振信号生成回路１４０が可変容量回路１４２と発振回路１５０とを含む。なお、図１と同一の構成要素には同一の符号を付し、その構成要素については適宜説明を省略する。

可変容量回路１４２の一端は発振子ＸＴＡＬの一端（第１、第２の振動子用端子の一方）に接続される。可変容量回路１４２の他端は基準電圧（例えばグランド電圧）のノードに接続される。この可変容量回路１４２は、ＶＣＯにおける可変容量キャパシターの代わりに設けられる。例えば、図１では発振回路１５０が可変容量キャパシターを含み、その可変容量キャパシターの一端が発振子ＸＴＡＬの一端に接続され、Ｄ／Ａ変換部８０の出力電圧ＶＱが可変容量キャパシターの制御電圧として可変容量キャパシターに入力される。図１１では、この可変容量キャパシターの代わりに可変容量回路１４２が設けられており、発振信号生成回路１４０がＤ／Ａ変換部を含まない。

可変容量回路１４２は、デジタル信号処理部５０からの周波数制御データＤＤＳに基づいて、その容量値が制御される。例えば可変容量回路１４２は、複数のキャパシター（キャパシターアレイ）と、周波数制御データＤＤＳに基づき各スイッチ素子がオン又はオフに制御される複数のスイッチ素子（スイッチアレイ）を有する。これらの複数のスイッチ素子の各スイッチ素子は、複数のキャパシターの各キャパシターに電気的に接続される。そして、これらの複数のスイッチ素子がオン又はオフされることで、複数のキャパシターのうち、発振子ＸＴＡＬの一端に、その一端が接続されるキャパシターの個数が変化する。これにより、可変容量回路１４２の容量値が制御されて、発振子ＸＴＡＬの一端の容量値が変化する。従って、周波数制御データＤＤＳにより、可変容量回路１４２の容量値が直接に制御されて、発振信号ＳＳＣの発振周波数を制御できるようになる。

５．発振器、電子機器、移動体
図１２に、本実施形態の回路装置５００を含む発振器４００の構成例を示す。発振器４００は、発振子４２０（振動子）と回路装置５００を含む。回路装置５００は、図１、図８の回路装置１００に対応し、発振子４２０は図１、図８の発振子ＸＴＡＬに対応する。発振子４２０と回路装置５００は、発振器４００のパッケージ４１０内に実装される。そして発振子４２０の端子と、回路装置５００（ＩＣ）の端子（パッド）は、パッケージ４１０の内部配線により電気的に接続される。

なお、本実施形態の回路装置５００を含む発振器の構成は図１２に限定されない。例えば、回路装置５００（ＩＣ）の端子（パッド）に発振子４２０の端子が金属バンプにより接続されることで、回路装置５００の半導体チップの直上に発振子４２０が実装され、その回路装置５００と発振子４２０がパッケージ４１０に収納されてもよい。

図１３は、本実施形態の回路装置５００を含む電子機器３００の構成例である。この電子機器３００は、回路装置５００と発振子４２０を有する発振器４００と、処理部５２０を含む。また通信部５１０、操作部５３０、表示部５４０、記憶部５５０、アンテナＡＮＴを含むことができる。

電子機器３００としては種々の機器を想定できる。例えば、ＧＰＳ内蔵時計、生体情報測定機器（脈波計、歩数計等）又は頭部装着型表示装置等のウェアラブル機器を想定できる。或いは、スマートフォン、携帯電話機、携帯型ゲーム装置、ノートＰＣ又はタブレットＰＣ等の携帯情報端末（移動端末）を想定できる。或いは、コンテンツを配信するコンテンツ提供端末や、デジタルカメラ又はビデオカメラ等の映像機器や、或いは基地局又はルーター等のネットワーク関連機器などを想定できる。或いは、距離、時間、流速又は流量等の物理量を計測する計測機器や、車載機器（自動運転用の機器等）や、ロボットなどを想定できる。

通信部５１０（無線回路）は、アンテナＡＮＴを介して外部からデータを受信したり、外部にデータを送信する処理を行う。処理部５２０は、電子機器の制御処理や、通信部５１０を介して送受信されるデータの種々のデジタル処理などを行う。この処理部５２０の機能は、例えばマイクロコンピューターなどのプロセッサーにより実現できる。操作部５３０は、ユーザーが入力操作を行うためのものであり、操作ボタンやタッチパネルディスプレイなどにより実現できる。表示部５４０は、各種の情報を表示するものであり、液晶や有機ＥＬなどのディスプレイにより実現できる。記憶部５５０は、データを記憶するものであり、その機能はＲＡＭやＲＯＭなどの半導体メモリーやＨＤＤ（ハードディスクドライブ）などにより実現できる。

図１４は、本実施形態の回路装置５００を含む移動体の例である。本実施形態の回路装置５００は、例えば、車、飛行機、バイク、自転車、ロボット、或いは船舶等の種々の移動体に組み込むことができる。移動体は、例えばエンジンやモーター等の駆動機構、ハンドルや舵等の操舵機構、各種の電子機器（車載機器）を備えて、地上や空や海上を移動する機器・装置である。図１４は移動体の具体例としての自動車２０６を概略的に示している。自動車２０６には、本実施形態の回路装置５００を含む発振器（不図示）が組み込まれる。制御装置２０８は、この発振器により生成された発振信号（クロック信号）に基づいて種々の制御処理を行う。制御装置２０８は、例えば車体２０７の姿勢に応じてサスペンションの硬軟を制御したり、個々の車輪２０９のブレーキを制御する。なお本実施形態の回路装置５００（発振器）が組み込まれる機器は、このような制御装置２０８には限定されず、自動車２０６やロボット等の移動体に設けられる種々の機器に組み込むことができる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また回路装置、発振器、電子機器又は移動体の構成及び動作等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

１０…温度センサー、２０…Ａ／Ｄ変換回路、２２…ロジック部、２３…処理部、２４…レジスター部、２５…アナログ部、２６…Ｄ／Ａ変換器、２７…比較部、２８…温度センサー用アンプ、３０…デジタルフィルター処理部、３１…第１のフィルター、３２…第２のフィルター、４０…セレクター、５０…デジタル信号処理部、８０…Ｄ／Ａ変換部、１００…回路装置、１４０…発振信号生成回路、１４２…可変容量回路、１５０…発振回路、２０６…自動車（移動体）、２０７…車体、２０８…制御装置、２０９…車輪、３００…電子機器、４００…発振器、４１０…パッケージ、４２０…発振子、５００…回路装置、５１０…通信部、５２０…処理部、５３０…操作部、５４０…表示部、５５０…記憶部、ＤＤＳ…周波数制御データ、ＤＴＤ…Ａ／Ｄ出力温度検出データ、ＦＴＤ…フィルター出力温度検出データ、ＫＰ…起動期間、ＭＤ…モード制御信号、ＮＰ…通常動作期間、ＳＳＣ…発振信号、ＳＴＤ…セレクター出力温度検出データ、Ｔ…起動時間、Ｔｓ…起動安定時間、ＶＴＤ…温度検出電圧、ＸＴＡＬ…発振子、τ…時定数

Claims (11)

1. 温度センサーからの温度検出電圧をＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換後のデータをＡ／Ｄ出力温度検出データとして出力するＡ／Ｄ変換回路と、
   前記Ａ／Ｄ出力温度検出データをデジタルフィルター処理し、デジタルフィルター処理後のデータをフィルター出力温度検出データとして出力するデジタルフィルター処理部と、
   起動期間において前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを選択してセレクター出力温度検出データとして出力し、前記起動期間の後の通常動作期間において前記フィルター出力温度検出データを選択して前記セレクター出力温度検出データとして出力するセレクターと、
   前記セレクター出力温度検出データに基づく発振周波数の周波数制御データを出力するデジタル信号処理部と、
   前記デジタル信号処理部からの前記周波数制御データにより設定される前記発振周波数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、
   を含むことを特徴とする回路装置。
2. 請求項１に記載の回路装置において、
   前記起動期間において前記Ａ／Ｄ変換回路が所与の回数のＡ／Ｄ変換を行い、前記所与の回数のＡ／Ｄ変換が終了した後の前記通常動作期間において、前記セレクターが前記フィルター出力温度検出データを選択して前記セレクター出力温度検出データとして出力することを特徴とする回路装置。
3. 請求項２に記載の回路装置において、
   前記デジタルフィルター処理部は、
   前記起動期間でのＡ／Ｄ変換により得られた前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを初期値として前記デジタルフィルター処理を行うことを特徴とする回路装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換回路は、
   前記セレクターの動作を切り替えるモード制御信号を出力し、
   前記セレクターは、
   前記モード制御信号に基づいて、前記起動期間において前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを選択し、前記通常動作期間において前記フィルター出力温度検出データを選択することを特徴とする回路装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換回路は、
   前記起動期間において第１のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行い、前記通常動作期間において前記第１のＡ／Ｄ変換方式とは異なる第２のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行うことを特徴とする回路装置。
6. 請求項５に記載の回路装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換回路は、
   前記温度検出電圧との比較対象となる判定結果データを記憶するレジスター部と、
   前記判定結果データをＤ／Ａ変換してＤ／Ａ変換電圧を出力するＤ／Ａ変換器と、
   前記温度検出電圧と前記Ｄ／Ａ変換電圧との比較を行う比較部と、
   前記比較部の比較結果に基づいて判定処理を行い、前記判定処理に基づいて前記判定結果データの更新を行って、前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを求める処理部と、
   を含み、
   前記処理部は、
   前記第１のＡ／Ｄ変換方式において、前記Ａ／Ｄ出力温度検出データのＭＳＢ側の前記判定処理を、第１の判定期間で行い、前記Ａ／Ｄ出力温度検出データのＬＳＢ側の前記判定処理を、前記第１の判定期間よりも長い期間である第２の判定期間で行い、
   前記第２のＡ／Ｄ変換方式において、前記起動期間における前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを初期値として前記Ａ／Ｄ出力温度検出データを求めることを特徴とする回路装置。
7. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記デジタルフィルター処理の時定数をτとし、前記発振周波数が、公称発振周波数からの周波数偏差が±０．５ｐｐｍ以内の周波数範囲となるまでの時間である起動安定時間をＴｓとしたとき、Ｔｓ＜τであることを特徴とする回路装置。
8. 請求項５又は６に記載の回路装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換回路が前記第１のＡ／Ｄ変換方式でＡ／Ｄ変換を行う前記起動期間の長さをＴｃとし、前記デジタルフィルター処理の時定数をτとしたとき、Ｔｃ＜τであることを特徴とする回路装置。
9. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする発振器。
10. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
11. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする移動体。

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