JP7001043B2 - Inverter device - Google Patents
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Description
本発明は、インバータ装置に関するものである。 The present invention relates to an inverter device.
インバータ装置においてPWM制御として、一般的に、電圧指令値と三角波を比較することによりスイッチング素子のパルスパターン(スイッチングパルス)を生成する三角波比較方式が用いられている(例えば、特許文献1)。 As PWM control in an inverter device, a triangular wave comparison method that generates a pulse pattern (switching pulse) of a switching element by comparing a voltage command value and a triangular wave is generally used (for example, Patent Document 1).
ところで、図9に示すように、スイッチング素子のパルスパターンの周波数は三角波(キャリア)周波数に依存する。また、パルスパターンのデューティは正弦波状の電圧指令値に依存する。その結果、任意のタイミングやデューティでオン/オフさせるパルスパターンの生成は困難である。 By the way, as shown in FIG. 9, the frequency of the pulse pattern of the switching element depends on the triangular wave (carrier) frequency. Further, the duty of the pulse pattern depends on the voltage command value in a sinusoidal shape. As a result, it is difficult to generate a pulse pattern that is turned on / off at an arbitrary timing or duty.
本発明の目的は、任意のタイミングやデューティでオン/オフさせることができるパルスパターンを生成することができるインバータ装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide an inverter device capable of generating a pulse pattern that can be turned on / off at an arbitrary timing or duty.
上記問題点を解決するインバータ装置は、正負の母線間においてu,v,wの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、角度情報とd,q軸電圧指令値に基づいてu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する信号生成部と、変調率または線間電圧実効値またはトルク指令値に基づいて、スイッチングタイミングを規定する第1定数を制御周期毎に生成する第1定数生成部と、変調率または線間電圧実効値またはトルク指令値に基づいて、前記第1定数とは異なるスイッチングタイミングを規定する第2定数を制御周期毎に生成する第2定数生成部と、前記信号生成部において生成したu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号と前記第1定数生成部において生成した第1定数及び前記第2定数生成部において生成した第2定数とを比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力するコンパレータと、を備えたことを要旨とする。 The inverter device that solves the above problems has a switching element that constitutes the upper and lower arms for each phase of u, v, and w between the positive and negative bus wires, and the DC voltage is converted to an AC voltage by the switching operation of the switching element. An inverter circuit that converts and supplies to the motor, a signal generator that generates a signal with a waveform corresponding to the u, v, w phase voltage command value based on the angle information and the d, q-axis voltage command value, and a modulation factor. Or, based on the first constant generator that generates the first constant that defines the switching timing for each control cycle based on the line voltage effective value or torque command value, and the modulation factor or line voltage effective value or torque command value. It corresponds to the voltage command value of the u, v, w phase generated in the signal generation unit and the second constant generation unit that generates the second constant that defines the switching timing different from the first constant in each control cycle. The pulse pattern of the switching element for the upper arm and the lower arm in the inverter circuit are compared with the signal of the waveform to be generated and the first constant generated in the first constant generation unit and the second constant generated in the second constant generation unit. The gist is that it is equipped with a comparator that outputs the pulse pattern of the switching element.
これによれば、第1定数生成部において、変調率または線間電圧実効値またはトルク指令値に基づいて、スイッチングタイミングを規定する第1定数が制御周期毎に生成される。第2定数生成部において、変調率または線間電圧実効値またはトルク指令値に基づいて、第1定数とは異なるスイッチングタイミングを規定する第2定数が制御周期毎に生成される。そして、コンパレータにおいて、信号生成部において生成したu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号と第1定数生成部において生成した第1定数及び第2定数生成部において生成した第2定数とが比較されてインバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンが出力される。よって、各定数を調整することにより任意のタイミングやデューティでオン/オフさせることができるパルスパターンを生成することができる。 According to this, in the first constant generation unit, the first constant defining the switching timing is generated for each control cycle based on the modulation factor, the line voltage effective value, or the torque command value. In the second constant generation unit, a second constant that defines a switching timing different from the first constant is generated for each control cycle based on the modulation factor, the line voltage effective value, or the torque command value. Then, in the comparator, the signal of the waveform corresponding to the voltage command value of the u, v, w phase generated in the signal generation unit and the second constant generated in the first constant generation unit and the second constant generated in the second constant generation unit. The pulse pattern of the switching element for the upper arm and the pulse pattern of the switching element for the lower arm in the inverter circuit are output by being compared with the constant. Therefore, by adjusting each constant, it is possible to generate a pulse pattern that can be turned on / off at an arbitrary timing or duty.
また、インバータ装置において、前記第1定数生成部は、変調率または線間電圧実効値またはトルク指令値に更に回転速度情報に基づいて前記第1定数を制御周期毎に生成し、前記第2定数生成部は、変調率または線間電圧実効値またはトルク指令値に更に回転速度情報に基づいて前記第2定数を制御周期毎に生成するとよい。 Further, in the inverter device, the first constant generation unit generates the first constant for each control cycle based on the rotational speed information in addition to the modulation factor, the effective line voltage value, or the torque command value, and the second constant. The generation unit may generate the second constant for each control cycle based on the rotational speed information in addition to the modulation factor, the effective line voltage value, or the torque command value.
本発明によれば、任意のタイミングやデューティでオン/オフさせることができるパルスパターンを生成することができる。 According to the present invention, it is possible to generate a pulse pattern that can be turned on / off at an arbitrary timing or duty.
(第1の実施形態)
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図1に示すように、インバータ装置10は、インバータ回路20とインバータ制御装置30を備えている。インバータ制御装置30は、ドライブ回路31と制御部32とを備えている。
(First Embodiment)
Hereinafter, an embodiment embodying the present invention will be described with reference to the drawings.
As shown in FIG. 1, the
インバータ回路20は、6つのスイッチング素子Q1~Q6と6つのダイオードD1~D6を有する。スイッチング素子Q1~Q6としてIGBTを用いている。正極母線Lpと負極母線Lnとの間に、u相上アームを構成するスイッチング素子Q1と、u相下アームを構成するスイッチング素子Q2が直列接続されている。正極母線Lpと負極母線Lnとの間に、v相上アームを構成するスイッチング素子Q3と、v相下アームを構成するスイッチング素子Q4が直列接続されている。正極母線Lpと負極母線Lnとの間に、w相上アームを構成するスイッチング素子Q5と、w相下アームを構成するスイッチング素子Q6が直列接続されている。スイッチング素子Q1~Q6にはダイオードD1~D6が逆並列接続されている。正極母線Lp、負極母線Lnには平滑コンデンサCを介して直流電源としてのバッテリBが接続されている。
The
スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2の間がモータ60のu相端子に接続されている。スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4の間がモータ60のv相端子に接続されている。スイッチング素子Q5とスイッチング素子Q6の間がモータ60のw相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Q1~Q6を有するインバータ回路20は、スイッチング素子Q1~Q6のスイッチング動作に伴いバッテリBの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ60に供給することができるようになっている。モータ60は車両駆動用モータである。
The switching element Q1 and the switching element Q2 are connected to the u-phase terminal of the motor 60. The switching element Q3 and the switching element Q4 are connected to the v-phase terminal of the motor 60. The switching element Q5 and the switching element Q6 are connected to the w-phase terminal of the motor 60. The
各スイッチング素子Q1~Q6のゲート端子にはドライブ回路31が接続されている。ドライブ回路31は、制御信号であるパルスパターンに基づいてインバータ回路20のスイッチング素子Q1~Q6をスイッチング動作させる。
A
モータ60に位置検出部61が設けられ、位置検出部61によりモータ60の回転位置としての電気角θが検出される。電流センサ62によりモータ60のu相電流Iuが検出される。また、電流センサ63によりモータ60のv相電流Ivが検出される。
A
制御部32はマイクロコンピュータにより構成され、制御部32は、減算部33と、トルク制御部34、トルク/電流指令値変換部35と、減算部36,37と、電流制御部38と、d,q/u,v,w変換回路39と、座標変換部40と、速度演算部41を備えている。
The
速度演算部41は、位置検出部61により検出される電気角θから速度(回転速度)ωを演算する。減算部33は、指令速度(指令回転速度)ω*と速度演算部41により演算された速度(回転速度)ωとの差分Δωを算出する。トルク制御部34は、回転速度ωの差分Δωからトルク指令値T*を演算する。
The
トルク/電流指令値変換部35は、トルク指令値T*を、d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*に変換する。例えば、トルク/電流指令値変換部35は、記憶部(図示略)に予め記憶される目標トルクとd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*とが対応付けられたテーブルを用いてトルク/電流指令値変換を行う。
The torque / current command
座標変換部40は、電流センサ62,63によるu相電流Iu及びv相電流Ivからモータ60のw相電流Iwを求め、位置検出部61により検出される電気角θに基づいて、u相電流Iu、v相電流Iv及びw相電流Iwをd軸電流Id及びq軸電流Iqに変換する。なお、d軸電流Idはモータ60に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、q軸電流Iqはモータ60に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。
The
減算部36は、d軸電流指令値Id*とd軸電流Idとの差分ΔIdを算出する。減算部37は、q軸電流指令値Iq*とq軸電流Iqとの差分ΔIqを算出する。電流制御部38は、差分ΔId及び差分ΔIqに基づいてd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を算出する。
The
電圧センサ42によりバッテリBの電圧(直流電圧)Vdcが検出される。この検出結果がd,q/u,v,w変換回路39に送られる。
d,q/u,v,w変換回路39は、角度情報である電気角θと回転速度ωとd軸電圧指令値Vd*とq軸電圧指令値Vq*と直流電圧Vdcを入力して各相の上下アーム用のスイッチング素子Q1~Q6のパルスパターンをドライブ回路31に出力する。つまり、位置検出部61により検出される電気角θと回転速度ωと直流電圧Vdcに基づいて、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*からインバータ回路20の各スイッチング素子Q1~Q6をオン、オフさせるためのパルスパターンを出力する。即ち、d,q/u,v,w変換回路39は、モータ60に流れるu,v,wの各相の電流Iu,Iv,Iwに基づいてモータ60におけるd軸電流とq軸電流が目標値となるようにモータ60の電流経路に設けられたスイッチング素子Q1~Q6を制御する。
The
The d, q / u, v,
d,q/u,v,w変換回路39は、図2に示す構成となっている。図2において、d,q/u,v,w変換回路39は、三角波生成部50と、コンパレータ51と、変調率計算部52と、第1定数生成部53と、第2定数生成部54と、を備える。三角波生成部50は、角度情報としての電気角θとd,q軸電圧指令値Vd*,Vq*からu,v,w相の三角波を生成する。三角波の周波数は回転数(電気角θの時間的変化割合)に応じて変化し、電流1周期に対して三角波1周期である。三角波の振幅は1とする。三角波はコンパレータ51に入力される。
The d, q / u, v,
変調率計算部52は、d,q軸電圧指令値Vd*,Vq*を、変調率Mに換算する。詳しくは、次の式(1)により変調率Mを算出する。Vdcは直流電圧である。
The modulation
第1定数生成部53は、図3(a)に示すマップを用いて変調率M及び回転速度ωを参照して事前に算出したデータをもとに、第1定数K1を生成する。第1定数K1は、スイッチングタイミング(図4(a)でのt1)を規定する。図3(a)において、横軸に変調率M及び回転速度ωをとり、縦軸に第1定数K1をとっている。特性線L100は、事前に算出されたデータであり、このデータはマップデータである。第1定数生成部53での処理は、記憶部(図示略)に予め記憶される変調率M及び回転速度ωと第1定数K1とが対応付けられたテーブルを用いて行われる。この第1定数K1がパルス幅を決定する要素となる。図4(a)に示すように、第1定数K1はプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ51に入力される。
The first
第2定数生成部54は、図3(b)に示すマップを用いて変調率M及び回転速度ωを参照して事前に算出したデータをもとに、第2定数K2を生成する。第2定数K2は、第1定数K1とは異なるスイッチングタイミング(図4(a)でのt2)を規定する。図3(b)において、横軸に変調率M及び回転速度ωをとり、縦軸に第2定数K2をとっている。特性線L101は、事前に算出されたデータであり、このデータはマップデータである。第2定数生成部54での処理は、記憶部(図示略)に予め記憶される変調率M及び回転速度ωと第2定数K2とが対応付けられたテーブルを用いて行われる。この第2定数K2がパルス幅を決定する要素となる。図4(a)に示すように、第2定数K2はプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ51に入力される。
The second
図3(a)での特性線L100及び図3(b)での特性線L101は、高周波を少なくすべくシミュレーションで決められたものであり、モータ60に依ってもモータ・インバータを組み込んだ製品に依っても特性線L100´、特性線L101´のように異なる。 The characteristic line L100 in FIG. 3A and the characteristic line L101 in FIG. 3B are determined by simulation in order to reduce high frequencies, and are products incorporating a motor / inverter even if the motor 60 is used. The characteristic line L100'and the characteristic line L101'are different depending on the above.
コンパレータ51は図4(a)に示すように、入力された三角波と±K1及び±K2の値を比較する。そして、コンパレータ51は、図4(b)に示すようにu相の上アーム用のスイッチング素子Q1のパルスパターン、及び、図4(c)に示すようにu相の下アーム用のスイッチング素子Q2のパルスパターンを算出する。なお、図4(a),(b),(c)においてパルスパターンは、ゼロクロスでも反転する。
As shown in FIG. 4A, the
同様に、コンパレータ51は、入力された三角波と±K1,±K2の値を比較して、v相の上アーム用のスイッチング素子Q3のパルスパターン及びv相の下アーム用のスイッチング素子Q4のパルスパターンを算出する。また、コンパレータ51は、入力された三角波と±K1,±K2の値を比較して、w相の上アーム用のスイッチング素子Q5のパルスパターン及びw相の下アーム用のスイッチング素子Q6のパルスパターンを算出する。このように、v,w相については三角波の位相がu相三角波位相と比べて±2/3π遅れているので各相三角波と±K1,±K2との比較を行う。
Similarly, the
次に、インバータ装置10の作用について説明する。
図2において、パルス生成アルゴリズムとして、入力は電気角θ、回転速度ω、d,q軸電圧指令値Vd*,Vq*、直流電圧Vdcであり、出力は各相上下アーム用スイッチング素子のパルスパターンである。
Next, the operation of the
In FIG. 2, as the pulse generation algorithm, the input is the electric angle θ, the rotation speed ω, d, the q-axis voltage command value Vd *, Vq *, and the DC voltage Vdc, and the output is the pulse pattern of the switching element for each phase upper and lower arm. Is.
図2において電気角θとd,q軸電圧指令値Vd*,Vq*からu,v,w相の三角波が生成される。
一方、変調率計算部52において、d,q軸電圧指令値Vd*,Vq*が直流電圧Vdcを用いて変調率Mに換算される。
In FIG. 2, a triangular wave of u, v, and w phases is generated from the electric angle θ and the d, q-axis voltage command values Vd *, Vq *.
On the other hand, in the modulation
第1定数生成部53において変調率M及び回転速度ωから事前に算出したデータをもとに第1定数K1が生成される。また、第2定数生成部54において変調率M及び回転速度ωから事前に算出したデータをもとに第2定数K2が生成される。
The first constant K1 is generated in the first
コンパレータ51は、入力されたu相の三角波と±K1及び±K2の値を比較する。上アーム用のスイッチング素子のパルスパターンは三角波と±K1,±K2との値の比較で算出される。下アーム用のスイッチング素子のパルスパターンは三角波と±K1,±K2との値の比較で算出される。
The
v,w相についてはu相の電圧指令値から±2/3πズレた指令値をそれぞれ持つのでその三角波と±K1及び±K2との比較を行う。
このようにして、電気角と同期した三角波と複数の定数K1,K2を用いることで、自由なスイッチングが可能となる。つまり、電気角と同期した三角波と、異なるスイッチングタイミングを規定する定数K1,K2と比較することによりパルスパターンを得る方式は三角波比較方式と同様の出力が可能となる。
Since the v and w phases have command values that are ± 2 / 3π deviated from the voltage command values of the u phase, the triangular wave is compared with ± K1 and ± K2.
In this way, free switching is possible by using a triangular wave synchronized with the electric angle and a plurality of constants K1 and K2. That is, the method of obtaining the pulse pattern by comparing the triangular wave synchronized with the electric angle with the constants K1 and K2 defining different switching timings can output the same as the triangular wave comparison method.
以上のごとく、任意のタイミングやデューティのパルスパターン(スイッチングパルス)を出力できる。例えば低損失な最適スイッチングを事前に求めておき、そのパルスパターンを実現できる。 As described above, a pulse pattern (switching pulse) of arbitrary timing and duty can be output. For example, it is possible to obtain the optimum switching with low loss in advance and realize the pulse pattern.
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
(1)インバータ装置10の構成として、正負の母線Lp,Ln間においてu,v,wの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子Q1~Q6を有し、スイッチング素子Q1~Q6のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータ60に供給するインバータ回路20を備える。信号生成部としての三角波生成部50を備え、三角波生成部50は、角度情報とd,q軸電圧指令値に基づいてu,v,w相の電圧指令値に対応する波形(三角波)の信号を生成する。第1定数生成部53を備え、第1定数生成部53は、変調率Mに基づいて、スイッチングタイミングを規定する第1定数K1を制御周期毎に生成する。第2定数生成部54を備え、第2定数生成部54は、変調率Mに基づいて、第1定数K1とは異なるスイッチングタイミングを規定する第2定数K2を制御周期毎に生成する。コンパレータ51を備え、コンパレータ51は、三角波生成部50において生成したu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号と第1定数生成部53において生成した第1定数K1及び第2定数生成部54において生成した第2定数K2とを比較してインバータ回路20における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する。よって、各定数K1,K2を調整することにより任意のタイミングやデューティでオン/オフさせることができるパルスパターン(スイッチングパルス)を生成することができる。例えば、低損失な最適なスイッチングを求めておけば低損失なスイッチングを実現することができる。
According to the above embodiment, the following effects can be obtained.
(1) As the configuration of the
(2)第1定数生成部53は、変調率Mに更に回転速度情報(ω)に基づいて第1定数K1を制御周期毎に生成し、第2定数生成部54は、変調率Mに更に回転速度情報(ω)に基づいて第2定数K2を制御周期毎に生成する。よって、より高精度に、任意のタイミングやデューティでオン/オフさせることができるパルスパターンを生成することができる。
(2) The first
(第2の実施形態)
次に、第2の実施形態を、第1の実施形態との相違点を中心に説明する。
図2に代わり本実施形態では図5に示す構成としている。
(Second embodiment)
Next, the second embodiment will be described focusing on the differences from the first embodiment.
Instead of FIG. 2, in this embodiment, the configuration shown in FIG. 5 is used.
図5において、d,q/u,v,w変換回路39は、d,q/u,v,w変換部70と、スケーリング部71と、コンパレータ72と、線間電圧実効値計算部73と、相ピーク値変換部74と、第1定数生成部75と、第2定数生成部76と、を有する。
In FIG. 5, the d, q / u, v,
d,q/u,v,w変換部70は、角度情報(ロータの位置)である電気角θに基づいてd,q軸電圧指令値Vd*,Vq*を、u,v,w相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に座標変換する。
The d, q / u, v,
線間電圧実効値計算部73は、d,q軸電圧指令値Vd*,Vq*を、モータの線間電圧実効値Vline-rmsに変換する。詳しくは、Vline-rms=√(Vd*2+Vq*2)にて算出する。
The line voltage effective
相ピーク値変換部74は、線間電圧実効値Vline-rmsのu,v,w相のピーク値Vphase-peakを算出する。詳しくは、Vphase-peak=Vline-rms×√2/√3にて算出する。
The phase peak
スケーリング部71は、u,v,w相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を、線間電圧実効値Vline-rmsのu,v,w相のピーク値Vphase-peakで-1~+1にスケーリングする。スケーリングされたu,v,w相の電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**はコンパレータ51に入力される。
The scaling
このように、信号生成部としてのd,q/u,v,w変換部70及びスケーリング部71により、電気角θとd,q軸電圧指令値Vd*,Vq*に基づいてu,v,w相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に対応する波形(正弦波)の信号が生成される。
In this way, the d, q / u, v,
第1定数生成部75は、マップを用いて線間電圧実効値計算部73で変換した線間電圧実効値Vline-rmsを、スイッチングタイミング(図6(a)のt11)を規定する第1定数K1に変換する。この第1定数K1がパルスパターンのパルス幅を決定する要素となる。第1定数K1はプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ72に入力される。つまり、第1定数生成部75は、±の0~1の第1定数K1を生成する。
The first
第2定数生成部76は、マップを用いて線間電圧実効値計算部73で変換した線間電圧実効値Vline-rmsを、第1定数K1とは異なるスイッチングタイミング(図6(a)のt12)を規定する第2定数K2に変換する。この第2定数K2がパルスパターンのパルス幅を決定する要素となる。第2定数K2はプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ72に入力される。つまり、第2定数生成部76は、±の0~1の第2定数K2を生成する。
The second
コンパレータ72は、図6(a)に示すように、d,q/u,v,w変換部70において生成したu,v,w相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に対応する波形(正弦波)の信号と、第1定数生成部75及び第2定数生成部76において生成した第1定数K1及び第2定数K2とを比較する。そして、コンパレータ72は、図6(b)及び図6(c)に示すように、インバータ回路20における上アーム用スイッチング素子Q1,Q3,Q5のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子Q2,Q4,Q6のパルスパターンを出力する。
As shown in FIG. 6A, the
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
(3)インバータ装置10の構成として、信号生成部としてのd,q/u,v,w変換部70、スケーリング部71を備え、信号生成部(d,q/u,v,w変換部70、スケーリング部71)は、角度情報としての電気角θとd,q軸電圧指令値Vd*,Vq*に基づいてu,v,w相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に対応する波形(正弦波)の信号を生成する。第1定数生成部75を備え、第1定数生成部75は、線間電圧実効値Vline-rmsに基づいて、スイッチングタイミングを規定する第1定数K1を制御周期毎に生成する。第2定数生成部76を備え、第2定数生成部76は、線間電圧実効値Vline-rmsに基づいて、第1定数K1とは異なるスイッチングタイミングを規定する第2定数K2を制御周期毎に生成する。コンパレータ72を備え、コンパレータ51は、信号生成部(d,q/u,v,w変換部70、スケーリング部71)において生成したu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号と第1定数生成部75において生成した第1定数K1及び第2定数生成部76において生成した第2定数K2とを比較してインバータ回路20における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する。よって、各定数K1,K2を調整することにより任意のタイミングやデューティでオン/オフさせることができるパルスパターンを生成することができる。
According to the above embodiment, the following effects can be obtained.
(3) As a configuration of the
第1定数生成部75は、線間電圧実効値Vline-rmsに更に回転速度情報(ω)に基づいて第1定数K1を制御周期毎に生成し、第2定数生成部76は、線間電圧実効値Vline-rmsに更に回転速度情報(ω)に基づいて第2定数K2を制御周期毎に生成するようにしてもよい。
The first
(第3の実施形態)
次に、第3の実施形態を、第2の実施形態との相違点を中心に説明する。
図5に代わり本実施形態では図7に示す構成としており、図5ではu,v,w相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*で正弦波を生成したが、図7の本実施形態においてはd,q軸電圧指令値Vd*,Vq*で正弦波を生成する。
(Third embodiment)
Next, the third embodiment will be described focusing on the differences from the second embodiment.
Instead of FIG. 5, the present embodiment has the configuration shown in FIG. 7, and in FIG. 5, a sine wave is generated with the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * of the u, v, w phases. In the embodiment, a sine wave is generated by the d and q-axis voltage command values Vd * and Vq *.
図7においても、入力はd,q軸電圧指令値Vd*,Vq*及び角度情報(ロータの位置)としての電気角θであり、出力は各相上下アーム用のスイッチング素子Q1~Q6のパルスパターンである。 Also in FIG. 7, the input is the d, q-axis voltage command values Vd *, Vq * and the electric angle θ as the angle information (rotor position), and the output is the pulse of the switching elements Q1 to Q6 for the upper and lower arms of each phase. It is a pattern.
本実施形態のd,q/u,v,w変換回路39は、正弦波生成部80と、コンパレータ81と、線間電圧実効値計算部82と、第1定数生成部83と、第2定数生成部84と、を備える。正弦波生成部80は、角度情報としての電気角θとd,q軸電圧指令値Vd*,Vq*からu,v,w相の正弦波を生成する。正弦波の位相、即ち、電気角θとの位相差は電気角位相(θ)と電圧位相δ(Vd*,Vq*から計算される)から計算する。正弦波の振幅は1とする。正弦波の周波数は回転数(電気角θの時間的変化割合)に応じて変化する。電流1周期に対して正弦波1周期である。正弦波はコンパレータ81に入力される。
The d, q / u, v,
線間電圧実効値計算部82は、d,q軸電圧指令値Vd*,Vq*を、モータの線間電圧実効値Vline-rmsに換算する。詳しくは、Vline-rms=√(Vd*2+Vq*2)にて算出する。
The line voltage effective
第1定数生成部83は、マップを用いて線間電圧実効値Vline-rmsを事前に算出したデータをもとに、スイッチングタイミングを規定する第1定数K1に変換する。この第1定数K1がパルス幅を決定する要素となる。第1定数K1はプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ81に入力される。
The first
第2定数生成部84は、マップを用いて線間電圧実効値Vline-rmsを事前に算出したデータをもとに、第1定数K1とは異なるスイッチングタイミングを規定する第2定数K2に変換する。この第2定数K2がパルス幅を決定する要素となる。第2定数K2はプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ81に入力される。
The second
コンパレータ81は、入力された正弦波と±K1及び±K2の値を比較する。そして、コンパレータ81は、インバータ回路20における上アーム用スイッチング素子Q1,Q3,Q5のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子Q2,Q4,Q6のパルスパターンを出力する。
The
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
(4)インバータ装置10の構成として、信号生成部としての正弦波生成部80を備え、正弦波生成部80は、角度情報とd,q軸電圧指令値に基づいてu,v,w相の電圧指令値に対応する波形(正弦波)の信号を生成する。第1定数生成部83を備え、第1定数生成部83は、線間電圧実効値Vline-rmsに基づいて、スイッチングタイミングを規定する第1定数K1を制御周期毎に生成する。第2定数生成部84を備え、第2定数生成部84は、線間電圧実効値Vline-rmsに基づいて、第1定数K1とは異なるスイッチングタイミングを規定する第2定数K2を制御周期毎に生成する。コンパレータ81を備え、コンパレータ81は、正弦波生成部80において生成したu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号と第1定数生成部83において生成した第1定数K1及び第2定数生成部84において生成した第2定数K2とを比較してインバータ回路20における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する。よって、各定数K1,K2を調整することにより任意のタイミングやデューティでオン/オフさせることができるパルスパターンを生成することができる。
According to the above embodiment, the following effects can be obtained.
(4) The
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ 図4、図6では第1定数K1と第2定数K2を生成してコンパレータ51,72においてu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号と第1定数K1及び第2定数K2とを比較してスイッチング素子のパルスパターンを出力した。これに代わり、3つ以上の定数を生成してコンパレータにおいてu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号と3つ以上の定数を比較してスイッチング素子のパルスパターンを出力してもよい。具体的には、例えば、図8(a)に示すように、4つの定数K1,K2,K3,K4を生成してコンパレータにおいて、u,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号と比較する。そして、図8(b)及び図8(c)に示すように、上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを得る。このように、スイッチング回数を増やしたい場合には、定数Kの個数を増やすことにより実現することができる。
The embodiment is not limited to the above, and may be embodied as follows, for example.
○ In FIGS. 4 and 6, the first constant K1 and the second constant K2 are generated, and the waveform signals corresponding to the voltage command values of the u, v, and w phases in the
○ 図1において2点鎖線で示すようにd,q/u,v,w変換回路39はトルク指令値T*を取り込んで、第1定数生成部は、トルク指令値T*に基づいて、スイッチングタイミングを規定する第1定数K1を制御周期毎に生成するとともに、第2定数生成部は、トルク指令値T*に基づいて、第1定数K1とは異なるスイッチングタイミングを規定する第2定数K2を制御周期毎に生成するようにしてもよい。また、第1定数生成部は、トルク指令値T*に更に回転速度情報(ω)に基づいて第1定数K1を制御周期毎に生成し、第2定数生成部は、トルク指令値T*に更に回転速度情報(ω)に基づいて第2定数K2を制御周期毎に生成するようにしてもよい。
○ As shown by the two-dot chain line in FIG. 1, the d, q / u, v,
○ 定数算出のためにマップを用いたが、これに代わりリアルタイムで演算した結果を用いてもよい。つまり、定数K(スイッチング角度情報)は事前に算出した値をマップに格納して演算周期ごとに参照しても良いし演算周期ごとに低損失を実現するスイッチング角度を算出してその値を使用しても良い。 ○ A map was used to calculate the constants, but the results of real-time calculations may be used instead. That is, the constant K (switching angle information) may be stored in a map and referred to for each calculation cycle, or the switching angle that realizes low loss may be calculated and used for each calculation cycle. You may.
10…インバータ装置、20…インバータ回路、50…三角波生成部、51…コンパレータ、52…変調率計算部、53…第1定数生成部、54…第2定数生成部、70…d,q/u,v,w変換部、71…スケーリング部、72…コンバータ、73…線間電圧実効値計算部、74…相ピーク値変換部、75…第1定数生成部、76…第2定数生成部、80…正弦波生成部、81…コンパレータ、82…線間電圧実効値計算部、83…第1定数生成部、84…第2定数生成部、K1…第1定数、K2…第2定数、Ln…負極母線、Lp…正極母線、M…変調率、Q1…u相上アーム用スイッチング素子、Q2…u相下アーム用スイッチング素子、Q3…v相上アーム用スイッチング素子、Q4…v相下アーム用スイッチング素子、Q5…w相上アーム用スイッチング素子、Q6…w相下アーム用スイッチング素子、Vd*…d軸電圧指令値、Vq*…q軸電圧指令値、θ…電気角。 10 ... Inverter device, 20 ... Inverter circuit, 50 ... Triangular wave generation unit, 51 ... Comparator, 52 ... Modulation rate calculation unit, 53 ... First constant generation unit, 54 ... Second constant generation unit, 70 ... d, q / u , V, w conversion unit, 71 ... scaling unit, 72 ... converter, 73 ... line voltage effective value calculation unit, 74 ... phase peak value conversion unit, 75 ... first constant generation unit, 76 ... second constant generation unit, 80 ... Sine wave generation unit, 81 ... Comparator, 82 ... Line voltage effective value calculation unit, 83 ... First constant generation unit, 84 ... Second constant generation unit, K1 ... First constant, K2 ... Second constant, Ln ... Negative voltage bus, Lp ... Positive voltage bus, M ... Modulation rate, Q1 ... u phase upper arm switching element, Q2 ... u phase lower arm switching element, Q3 ... v phase upper arm switching element, Q4 ... v phase lower arm Switching element, Q5 ... w phase upper arm switching element, Q6 ... w phase lower arm switching element, Vd * ... d-axis voltage command value, Vq * ... q-axis voltage command value, θ ... electric angle.
Claims (2)
角度情報とd,q軸電圧指令値に基づいてu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する信号生成部と、
変調率または線間電圧実効値またはトルク指令値に基づいて、スイッチングタイミングを規定する第1定数を制御周期毎に生成する第1定数生成部と、
変調率または線間電圧実効値またはトルク指令値に基づいて、前記第1定数とは異なるスイッチングタイミングを規定する第2定数を制御周期毎に生成する第2定数生成部と、
前記信号生成部において生成したu,v,w相の電圧指令値に対応する波形の信号と前記第1定数生成部において生成した第1定数及び前記第2定数生成部において生成した第2定数とを比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力するコンパレータと、
を備えたことを特徴とするインバータ装置。 An inverter circuit that has a switching element that constitutes the upper and lower arms for each of the u, v, and w phases between the positive and negative bus, and converts the DC voltage into an AC voltage and supplies it to the motor along with the switching operation of the switching element. ,
A signal generator that generates a waveform signal corresponding to the u, v, w phase voltage command values based on the angle information and the d, q-axis voltage command values.
A first constant generator that generates a first constant that defines switching timing for each control cycle based on the modulation factor, line voltage effective value, or torque command value.
A second constant generator that generates a second constant that defines a switching timing different from the first constant for each control cycle based on the modulation factor, the line voltage effective value, or the torque command value.
The waveform signal corresponding to the u, v, w phase voltage command value generated in the signal generation unit, the first constant generated in the first constant generation unit, and the second constant generated in the second constant generation unit. And a comparator that outputs the pulse pattern of the switching element for the upper arm and the pulse pattern of the switching element for the lower arm in the inverter circuit.
An inverter device characterized by being equipped with.
前記第2定数生成部は、変調率または線間電圧実効値またはトルク指令値に更に回転速度情報に基づいて前記第2定数を制御周期毎に生成することを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。 The first constant generation unit generates the first constant for each control cycle based on the rotation speed information in addition to the modulation factor, the line voltage effective value, or the torque command value.
The first aspect of claim 1, wherein the second constant generation unit generates the second constant for each control cycle based on the rotational speed information in addition to the modulation factor, the line voltage effective value, or the torque command value. Inverter device.
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