JP6974243B2 - 非接触送電装置 - Google Patents

Description

本開示は、非接触送電装置に関し、特に、送電コイルから受電装置の受電コイルへ非接触で送電する非接触送電装置に関する。

送電装置の送電コイルから受電装置の受電コイルへ非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムが知られている（特許文献１〜６参照）。たとえば、特開２０１６−１１１９０３号公報（特許文献６）に記載される非接触電力伝送システムは、送電コイル、受電コイル、及び制御手段に加えて、直流電力を交流電力に変換するインバータと、このインバータの出力電力の高周波を低減した電力を送電コイルに供給するフィルタとをさらに備える。インバータは、複数のスイッチング素子と複数のダイオードとを含み、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により駆動される。フィルタは、可変インダクタを含む。そして、制御手段は、送電コイルと受電コイルとの結合係数（以下、単に「結合係数」とも称する）を推定し、結合係数が大きくなるほどフィルタのインダクタンスが大きくなるように可変インダクタを制御する。

特開２０１３−１５４８１５号公報 特開２０１３−１４６１５４号公報 特開２０１３−１４６１４８号公報 特開２０１３−１１０８２２号公報 特開２０１３−１２６３２７号公報 特開２０１６−１１１９０３号公報

インバータの出力電圧の位相（以下、「電圧位相」とも称する）に対してインバータの出力電流の位相（以下、「電流位相」とも称する）を進ませると、インバータを構成するダイオードのリカバリ特性により、ダイオードにリカバリ電流（短絡電流）が流れることが知られている。リカバリ電流が大きくなるほど電力損失（いわゆるスイッチング損失）が大きくなる。このため、上記特許文献６に記載の非接触電力伝送システムでは、フィルタのインダクタンスを大きくすることによりインバータの電流位相を遅らせて、上記リカバリ電流の発生を抑制している。

上記特許文献６に記載される制御方法では、結合係数が大きくなるほどフィルタのインダクタンスが大きくなる。このため、結合係数が大きい場合には、インバータの電圧位相と電流位相との差（以下、「出力位相差」と称する）が大きくなり、インバータの出力力率が低下すると考えられる。そして、インバータの出力力率が低下すると、電力の伝送効率（送電電力に対する受電電力の割合）が低下する。

本開示は、かかる課題を解決するためになされたものであり、本開示の目的は、広い結合係数範囲において電力損失を十分抑制しながら、結合係数が大きい場合におけるインバータの出力力率の低下も抑制することができる非接触送電装置を提供することである。

本開示における非接触送電装置は、送電コイルから受電装置の受電コイルへ非接触で送電する非接触送電装置であって、ＬＣ共振部と、インバータと、容量性リアクタンス調整部と、誘導性リアクタンス調整部と、制御部とを備える。ＬＣ共振部は、送電コイル及びキャパシタが直列に接続されて構成される。インバータは、入力電力を所定周波数の交流電力に変換して出力するように構成される。容量性リアクタンス調整部は、ＬＣ共振部に並列に接続される素子によって、ＬＣ共振部の端子間の容量性リアクタンスを変更可能に構成される。誘導性リアクタンス調整部は、ＬＣ共振部に直列に接続される素子によって、インバータと容量性リアクタンス調整部との間の誘導性リアクタンスを変更可能に構成される。制御部は、容量性リアクタンス調整部及び誘導性リアクタンス調整部を制御するように構成される。

そして、上記の制御部は、受電コイルと送電コイルとの結合係数が大きいか小さいかを判断し、結合係数が小さい場合には、誘導性リアクタンスを容量性リアクタンスよりも大きくし、結合係数が大きい場合には、誘導性リアクタンス及び容量性リアクタンスの各々を結合係数が小さい場合よりも大きくする。上記の誘導性リアクタンス及び容量性リアクタンスの各々は、上記の所定周波数（すなわち、インバータの出力電力の周波数）におけるリアクタンスである。以下、インバータの出力電力の周波数を、単に「出力周波数」と称する場合がある。また、ＬＣ共振部の端子間の容量性リアクタンスを、「リアクタンスＸ_Ｃ」、又は単に「Ｘ_Ｃ」と称する場合がある。また、インバータと容量性リアクタンス調整部との間の誘導性リアクタンスを、「リアクタンスＸ_Ｌ」、又は単に「Ｘ_Ｌ」と称する場合がある。

上記非接触送電装置では、結合係数が小さい場合と結合係数が大きい場合とで、出力周波数のＸ_Ｌ及びＸ_Ｃを変更する。結合係数が小さい場合の出力周波数のＸ_Ｌ及びＸ_Ｃは、たとえば比較的小さい基準結合係数（以下、「第１結合係数」と称する）に合わせてインバータの出力力率が十分高くなるように予め設定することができる。また、結合係数が大きい場合の出力周波数のＸ_Ｌ及びＸ_Ｃは、第１結合係数よりも大きい基準結合係数（以下、「第２結合係数」と称する）に合わせてインバータの出力力率が十分高くなるように予め設定することができる。

上記のように出力周波数のＸ_Ｌ及びＸ_Ｃが設定されることで、基本的には、結合係数が小さい場合においても結合係数が大きい場合においても、十分なインバータの出力力率を確保することができる。しかしながら、送電コイルと受電コイルとの結合係数は、送電コイルと受電コイルとの距離等に応じて変わり、予め想定していた基準結合係数と必ずしも一致しない。結合係数が小さい場合には、インバータの出力力率に対する結合係数の変動の影響が小さいため、結合係数が基準結合係数から多少ずれても、インバータの出力力率は大きくは低下しない。他方、結合係数が大きい場合には、インバータの出力力率に対する結合係数の変動の影響が大きいため、結合係数が基準結合係数から少しずれても、インバータの出力力率が大きく低下し得る。

そこで、本開示における非接触送電装置の制御部は、以下に説明するように容量性リアクタンス調整部及び誘導性リアクタンス調整部を制御する。

上記の制御部は、結合係数が小さい場合には、出力周波数のＸ_Ｌを出力周波数のＸ_Ｃよりも大きくする。これにより、インバータの電圧位相に対してインバータの電流位相を遅らせて、リカバリ電流による電力損失を抑制することができる。他方、上記の制御部は、結合係数が大きい場合には、出力周波数のＸ_Ｌ及びＸ_Ｃの各々を結合係数が小さい場合よりも大きくする。これにより、インバータの出力力率に対する結合係数の変動の影響を小さくすることができる。このため、結合係数が基準結合係数から多少ずれても、インバータの出力力率は大きくは低下しなくなる。

上記のように、本開示における非接触送電装置によれば、広い結合係数範囲において電力損失を十分抑制しながら、結合係数が大きい場合におけるインバータの出力力率の低下も抑制することが可能になる。

上記の制御部は、インバータの出力電流を用いて、受電コイルと送電コイルとの結合係数が大きいか小さいかを判断してもよい。たとえば、小さい結合係数に合わせて回路のインピーダンスを設定すると、結合係数が大きい場合にはインピーダンス不整合により過電流が生じる。こうした過電流を検知することによって、結合係数が大きいか小さいかを判断することができる。

上記構成によれば、結合係数が大きいか小さいかを容易に判断できる。本開示における非接触送電装置では、結合係数が基準結合係数からずれたときのインバータの出力力率の変動が小さいため、簡易的に結合係数を検出した場合でも、広い結合係数範囲において、十分なインバータの出力力率を確保しながら電力損失を十分に抑制することができる。

容量性リアクタンス調整部は、ＬＣ共振部に並列に接続される素子として、キャパシタと、このキャパシタに直列に接続されるスイッチング素子（以下、「Ｃスイッチ」とも称する）とを含み、Ｃスイッチの状態（ＯＮ／ＯＦＦ）によりＬＣ共振部の端子間の容量性リアクタンスを変更可能に構成されてもよい。

誘導性リアクタンス調整部は、ＬＣ共振部に直列に接続される素子として、インダクタ（たとえば、コイル）と、このインダクタに並列に接続されるスイッチング素子（以下、「Ｌスイッチ」とも称する）とを含み、Ｌスイッチの状態（ＯＮ／ＯＦＦ）によりインバータと容量性リアクタンス調整部との間の誘導性リアクタンスを変更可能に構成されてもよい。

上記のような容量性リアクタンス調整部及び誘導性リアクタンス調整部を備える非接触送電装置は、Ｃスイッチ及びＬスイッチが第１状態である第１条件での送電中にインバータの出力電流が所定値以上になった場合には、実行中の送電を停止し、Ｃスイッチ及びＬスイッチを第１状態とは異なる第２状態にした後、送電を再開する送電制御部をさらに含んでもよい。また、Ｃスイッチ及びＬスイッチの各々は、電磁式のメカニカルリレーであってもよい。

上記の送電制御部は、スイッチの状態を変更する前に送電を停止し、スイッチの状態を変更した後、送電を再開する。このような制御では、応答速度の速い半導体リレーを必要とせず、半導体リレーに比べて低コストで入手しやすいメカニカルリレーを使用できる。

上記のインバータは、所定の周波数範囲（以下、「出力周波数範囲」とも称する）において出力周波数を変更可能に構成されてもよい。また、結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌは、インバータの出力周波数範囲内のある周波数（以下、「交点周波数」と称する）で一致していてもよい。こうした構成によれば、インバータの出力周波数を交点周波数に調整することで、インバータの出力力率を１又は略１にすることが可能になる。

本開示によれば、広い結合係数範囲において電力損失を十分抑制しながら、結合係数が大きい場合におけるインバータの出力力率の低下も抑制することができる非接触送電装置を提供することが可能になる。

本開示の実施の形態に係る非接触送電装置が適用される電力伝送システムの全体構成図である。 充電設備と車両との間で非接触電力伝送を行なうための構成を示す図である。 本開示の実施の形態に係る非接触送電制御において、結合係数が小さい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。 本開示の実施の形態に係る非接触送電装置において、結合係数が小さい場合のインバータの出力位相差を示す図である。 本開示の実施の形態に係る非接触送電装置において、結合係数が小さい場合のインバータの出力力率を示す図である。 本開示の実施の形態に係る非接触送電制御において、結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。 本開示の実施の形態に係る非接触送電装置において、結合係数が大きい場合のインバータの出力位相差を示す図である。 本開示の実施の形態に係る非接触送電装置において、結合係数が大きい場合のインバータの出力力率を示す図である。 第１の比較例において、結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。 第１の比較例において、結合係数が大きい場合のインバータの出力位相差を示す図である。 第１の比較例において、結合係数が大きい場合のインバータの出力力率を示す図である。 第２の比較例において、結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。 第２の比較例において、結合係数が大きい場合のインバータの出力位相差を示す図である。 第２の比較例において、結合係数が大きい場合のインバータの出力力率を示す図である。 第３の比較例において、結合係数が小さい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。 第３の比較例において、結合係数が小さい場合のインバータの出力位相差を示す図である。 第３の比較例において、結合係数が小さい場合のインバータの出力力率を示す図である。 本開示の実施の形態に係る非接触送電装置により実行される送電開始制御の処理手順を示すフローチャートである。 本開示の実施の形態に係る非接触送電装置により実行される送電制御の処理手順を示すフローチャートである。 結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌの変形例を示す図である。 図２０に示した変形例におけるインバータの出力位相差を示す図である。 図２０に示した変形例におけるインバータの出力力率を示す図である。 容量性リアクタンス調整部及び誘導性リアクタンス調整部の第１変形例を示す図である。 容量性リアクタンス調整部及び誘導性リアクタンス調整部の第２変形例を示す図である。 容量性リアクタンス調整部及び誘導性リアクタンス調整部の第３変形例を示す図である。 結合係数が大きいか小さいかの判断方法の変形例において、非接触送電装置の構成を示す図である。 結合係数が大きいか小さいかの判断方法の変形例において、非接触送電装置により実行される送電制御の処理手順を示すフローチャートである。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

以下で用いられる図中の矢印Ｆ，Ｂ，Ｕ，Ｄは、車両を基準とする方向を示しており、矢印Ｆは「前方」、矢印Ｂは「後方」、矢印Ｕは「上」、矢印Ｄは「下」を示している。また、以下では電子制御ユニットを「ＥＣＵ（Electronic Control Unit）」と称する。

図１は、本開示の実施の形態に係る非接触送電装置が適用される電力伝送システムの全体構成図である。この電力伝送システム１０は、充電設備１及び車両２を含む。

充電設備１は、送電装置１００と、送電装置１００へ電力を供給する交流電源７００とを備える。送電装置１００は地面Ｆ１０（たとえば、駐車場の床面）に設置されている。交流電源７００の例としては、家庭用電源（たとえば、電圧２００Ｖ、周波数５０Ｈｚの交流電源）が挙げられる。この実施の形態に係る送電装置１００は、本開示に係る「非接触送電装置」の一例に相当する。

車両２は、受電装置２００と、受電装置２００が受電した電力によって充電される蓄電装置３００と、受電装置２００が受電する電力を制御する車両ＥＣＵ５００とを備える。受電装置２００は、車両２の底面Ｆ２０に設置された蓄電装置３００の下面（路面側）に設けられている。車両２は、蓄電装置３００に蓄えられた電力のみを用いて走行可能な電気自動車であってもよいし、蓄電装置３００に蓄えられた電力とエンジン（図示せず）の出力との両方を用いて走行可能なハイブリッド車であってもよい。

送電装置１００は、車両２の受電装置２００が送電装置１００に対向するように車両２の位置合せが行なわれた状態において、受電装置２００へ磁界を通じて非接触で送電するように構成される。受電装置２００は、送電装置１００からの電力を非接触で受電する。

以下、車両２の車輪設置面（すなわち、地面Ｆ１０）から受電装置２００の受電コイルまでの高さを、「受電コイル高さΔＨ」と称する。この実施の形態では、車両２の受電コイル高さΔＨが、車両２の最低地上高と一致する。送電装置１００の表面に設けられた送電コイルと受電装置２００の表面に設けられた受電コイルとの距離（以下、コイル間距離ΔＧ」と称する）は、受電コイル高さΔＨに応じて変わる。受電コイル高さΔＨが大きくなるほどコイル間距離ΔＧも大きくなる。また、コイル間距離ΔＧが大きくなるほど、送電コイルと受電コイルとの結合係数が小さくなる傾向がある。なお、受電コイル高さΔＨは、車両によって異なる。

上記送電コイル、受電コイルは、それぞれ図２に示す送電コイル１０１、受電コイル２０１である。図２は、充電設備１と車両２との間で非接触電力伝送を行なうための構成を示す図である。図１に示した送電装置１００及び受電装置２００は、図２に示すような構成を有する。

図２を参照して、送電装置１００は、交流電源７００から受ける電力に所定の電力変換処理を行なうことにより送電用電力を得て、その送電用電力を受電装置２００へ非接触で送電するように構成される。そして、受電装置２００が送電装置１００から受電した電力によって蓄電装置３００（車載バッテリ）が充電される。

送電装置１００は、上記電力変換処理を行なう電力変換部と、この電力変換部を制御する送電ＥＣＵ１５０とを備える。電力変換部は、フィルタ回路１１０と、インバータ１２０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３０とを含む。また、フィルタ回路１１０とインバータ１２０との間には電力監視ユニット１４０が設けられている。電力監視ユニット１４０は、インバータ１２０の出力電流（たとえば、以下に示す電力線ＰＬ１に流れる電流）を検出する電流センサと、インバータ１２０の出力電圧を検出する電圧センサとを含む。

送電装置１００は、上記受電装置２００への非接触送電を行なうＬＣ共振部Ｒ１と、受電装置２００と無線通信を行なう通信部１６０とをさらに含む。ＬＣ共振部Ｒ１は、インバータ１２０の出力側に設けられ、送電コイル１０１及びキャパシタ１０２が直列に接続されて構成される。以下、ＬＣ共振部Ｒ１の送電コイル１０１側の端子を「Ｌ端子」、ＬＣ共振部Ｒ１のキャパシタ１０２側の端子を「Ｃ端子」と称する。また、ＬＣ共振部Ｒ１のＬ端子とインバータ１２０の端子Ｔ１とをつなぐ電線を「電力線ＰＬ１」、ＬＣ共振部Ｒ１のＣ端子とインバータ１２０の端子Ｔ２とをつなぐ電線を「電力線ＰＬ２」と称する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１３０は、交流電源７００から受ける電力を整流及び変圧してインバータ１２０へ出力する。ＡＣ／ＤＣコンバータ１３０は、たとえば交流電源７００から受ける電力を４００Ｖに昇圧して、電圧４００Ｖの直流電力をインバータ１２０へ出力する。

インバータ１２０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３０からの入力電力（より特定的には、直流電力）を所定周波数の交流電力に変換してＬＣ共振部Ｒ１へ出力するように構成される。インバータ１２０は、たとえば複数のスイッチング素子（たとえば、電力用半導体スイッチング素子）と複数のダイオードとを含む単相フルブリッジ回路によって構成される。インバータ１２０を構成する各スイッチング素子は、送電ＥＣＵ１５０によってＰＷＭ制御される。インバータ１２０は、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数（駆動周波数）で駆動される。インバータ１２０の駆動周波数は、インバータ１２０の出力周波数、ひいては送電周波数（送電電力の周波数）と一致する。以下、インバータ１２０の出力角周波数を「ω」と称する場合がある。たとえば、後述する各式中の「ω」はインバータ１２０の出力角周波数を表している。

インバータ１２０は、所定の出力周波数範囲において出力周波数を変更可能に構成される。この実施の形態では、インバータ１２０の出力周波数範囲を８０ｋＨｚ以上９０ｋＨｚ以下とする。インバータ１２０の出力周波数は、たとえば下記のように制御される。

後述するＬＣ共振部Ｒ１及びＬＣ共振部Ｒ２は、いずれも同一の周波数（以下、「設計上の共振周波数」とも称する）で共振するように設計されるが、部品ばらつき（部品ごとの性能の違い）などによって各ＬＣ共振部の共振周波数が設計上の共振周波数からずれて、ＬＣ共振部Ｒ１の共振周波数とＬＣ共振部Ｒ２の共振周波数とが一致しないことがある。こうした場合には、送電ＥＣＵ１５０によって、インバータ１２０の出力周波数をＬＣ共振部Ｒ２の共振周波数に一致させる制御が行なわれる。こうした制御により、ＬＣ共振部Ｒ１からＬＣ共振部Ｒ２への電力の伝送効率が高くなる。以下では、一例として、ＬＣ共振部Ｒ２の共振周波数が８８ｋＨｚであり、インバータ１２０の出力周波数が８８ｋＨｚに制御される場合について説明する。

フィルタ回路１１０は、容量性リアクタンス調整部１１０Ｃと誘導性リアクタンス調整部１１０Ｌとを含む。容量性リアクタンス調整部１１０Ｃは、ＬＣ共振部Ｒ１に並列に接続される素子（キャパシタＣ１１ａ及びＣ１１ｂ、並びにスイッチ１１３）を含み、こうした素子によってＬＣ共振部Ｒ１の端子間の容量性リアクタンス（リアクタンスＸ_Ｃ）を変更可能に構成される。また、誘導性リアクタンス調整部１１０Ｌは、ＬＣ共振部Ｒ１に直列に接続される素子（コイルＬ１１ａ及びＬ１１ｂ、並びにスイッチ１１４）を含み、こうした素子によってインバータ１２０と容量性リアクタンス調整部１１０Ｃとの間の誘導性リアクタンス（リアクタンスＸ_Ｌ）を変更可能に構成される。

キャパシタＣ１１ａは、ＬＣ共振部Ｒ１に並列に接続されている。キャパシタＣ１１ａの一端は電力線ＰＬ１に接続され、キャパシタＣ１１ａの他端は電力線ＰＬ２に接続されている。

キャパシタＣ１１ｂ及びスイッチ１１３は、キャパシタＣ１１ａよりもＬＣ共振部Ｒ１側でＬＣ共振部Ｒ１に並列に接続されている。また、キャパシタＣ１１ｂとスイッチ１１３とは、互いに直列に接続されている。キャパシタＣ１１ｂの一端はスイッチ１１３を介して電力線ＰＬ２に接続され、キャパシタＣ１１ｂの他端は電力線ＰＬ１に接続されている。キャパシタＣ１１ｂに直列に接続されるスイッチ１１３は、Ｃスイッチに相当する。

容量性リアクタンス調整部１１０Ｃを構成するＣスイッチの状態（ＯＮ／ＯＦＦ）によってリアクタンスＸ_Ｃが変わる。より具体的には、キャパシタＣ１１ａ、Ｃ１１ｂのキャパシタンスをそれぞれＣ_１１ａ、Ｃ_１１ｂと表すと、ＣスイッチがＯＦＦであるときのリアクタンスＸ_Ｃ（以下、「Ｘ_Ｃ１」と称する）は式（１）で、ＣスイッチがＯＮであるときのリアクタンスＸ_Ｃ（以下、「Ｘ_Ｃ２」と称する）は式（２）で表すことができる。

コイルＬ１１ａ及びＬ１１ｂは、電力線ＰＬ２（より特定的には、キャパシタＣ１１ａと電力線ＰＬ２とが接続されるノードよりもインバータ１２０側）に設けられている。コイルＬ１１ａとコイルＬ１１ｂとは、互いに直列に接続されている。また、コイルＬ１１ｂに並列にスイッチ１１４が接続されている。スイッチ１１４がＯＮされる（閉状態になる）ことで、コイルＬ１１ｂの端子間が短絡する。コイルＬ１１ｂに並列に接続されるスイッチ１１４は、Ｌスイッチに相当する。

誘導性リアクタンス調整部１１０Ｌを構成するＬスイッチの状態（ＯＮ／ＯＦＦ）によってリアクタンスＸ_Ｌが変わる。より具体的には、コイルＬ１１ａ、Ｌ１１ｂのインダクタンスをそれぞれＬ_１１ａ、Ｌ_１１ｂと表すと、ＬスイッチがＯＦＦであるときのリアクタンスＸ_Ｌ（以下、「Ｘ_Ｌ１」と称する）は式（３）で、ＬスイッチがＯＮであるときのリアクタンスＸ_Ｌ（以下、「Ｘ_Ｌ２」と称する）は式（４）で表すことができる。

式（１）及び（２）で示されるように、Ｘ_Ｃ１よりもＸ_Ｃ２のほうが小さくなる（Ｘ_Ｃ１＞Ｘ_Ｃ２）。また、式（３）及び（４）で示されるように、Ｘ_Ｌ１よりもＸ_Ｌ２のほうが大きくなる（Ｘ_Ｌ１＜Ｘ_Ｌ２）。この実施の形態では、スイッチ１１３及び１１４の各々として、たとえば電磁式のメカニカルリレーを採用する。メカニカルリレーは、半導体リレー（トランジスタ等）に比べて低コストで入手しやすい。

フィルタ回路１１０においては、上記のキャパシタＣ１１ａ，Ｃ１１ｂ及びコイルＬ１１ａ，Ｌ１１ｂによってＬＣフィルタが形成される。このＬＣフィルタは、ローパスフィルタとして機能する。そして、このＬＣフィルタによってインバータ１２０の出力電流に含まれる高調波が低減される。

ＬＣ共振部Ｒ１は、送電コイル１０１の周囲に生成される磁界を通じて、受電装置２００のＬＣ共振部Ｒ２へ非接触で送電する。磁気共鳴により送電コイル１０１から受電コイル２０１へ電力が送られる。ＬＣ共振部Ｒ１は直列共振回路である。ＬＣ共振部Ｒ１のＱ値は１００以上であることが好ましい。なお、高い精度で送電電力を制御するために、ＬＣ共振部Ｒ１に流れる電流を検出するための電流センサ（図示せず）を設けてもよい。

送電ＥＣＵ１５０は、演算装置、記憶装置、入出力ポート、及び通信ポート（いずれも図示せず）等を含む。演算装置は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を含むマイクロプロセッサによって構成される。記憶装置は、データを一時的に記憶するＲＡＭ（Random Access Memory）と、プログラム等を保存するストレージ（ＲＯＭ（Read Only Memory）や、書き換え可能な不揮発性メモリ等）とを含む。送電ＥＣＵ１５０は、送電装置１００における各種機器の制御を行なう。各種制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で処理することも可能である。この実施の形態に係る送電ＥＣＵ１５０は、本開示に係る「制御部」、及び前述の「送電制御部」を含む。

通信部１６０は、受電装置２００との間で無線通信を行なうための通信インターフェースである。通信部１６０は、受電装置２００へ情報を送ったり、受電装置２００からの情報を受け取ったりする。

受電装置２００は、ＬＣ共振部Ｒ２と、キャパシタ２０３と、インダクタ２０４と、整流回路２０５と、負荷インピーダンスを調整するためのキャパシタ２０６ａ，２０６ｂと、平滑用のキャパシタ２０７とを含む。

ＬＣ共振部Ｒ２は、受電コイル２０１及びキャパシタ２０２が直列に接続されて構成される。受電コイル２０１は、送電装置１００の送電コイル１０１から磁界を通じて非接触で受電する。ＬＣ共振部Ｒ２は直列共振回路である。ＬＣ共振部Ｒ２のＱ値は１００以上であることが好ましい。

キャパシタ２０３及びインダクタ２０４によってＬＣフィルタが形成される。このＬＣフィルタによって上記受電時に発生する高調波ノイズが抑制される。整流回路２０５は、受電コイル２０１によって受電された交流電力を整流して蓄電装置３００側へ出力する。整流回路２０５は、たとえば４つのダイオードからなるダイオードブリッジ回路によって構成される。整流回路２０５の出力側には、負荷インピーダンスを調整するためのキャパシタ２０６ａ，２０６ｂと、平滑用のキャパシタ２０７とが設けられている。キャパシタ２０７は、整流回路２０５によって整流された直流電力を平滑化する。

キャパシタ２０７によって平滑化された直流電力は受電装置２００から出力され、充電リレー４００を介して蓄電装置３００に供給される。充電リレー４００は、車両ＥＣＵ５００によってＯＮ／ＯＦＦ制御され、受電装置２００による蓄電装置３００の充電時にＯＮ（導通状態）にされる。

蓄電装置３００は、再充電可能な直流電源である。蓄電装置３００は、たとえば二次電池（リチウムイオン電池やニッケル水素電池等）を含んで構成される。蓄電装置３００は、受電装置２００から供給される電力を蓄えて、図示しない車両駆動装置（インバータ及び駆動モータ等）へ電力を供給する。

蓄電装置３００に対しては、蓄電装置３００の状態を監視する監視ユニット３１０が設けられている。監視ユニット３１０は、蓄電装置３００の状態（温度、電流、電圧等）を検出する各種センサを含み、検出結果を車両ＥＣＵ５００へ出力する。車両ＥＣＵ５００は、監視ユニット３１０の出力に基づいて蓄電装置３００の状態（ＳＯＣ（State Of Charge）等）を検出するように構成される。ＳＯＣは、蓄電残量を示し、たとえば、満充電状態の蓄電量に対する現在の蓄電量の割合を０〜１００％で表わしたものである。

車両ＥＣＵ５００は、演算装置、記憶装置、入出力ポート、及び通信ポート（いずれも図示せず）等を含み、車両２における各種機器の制御を行なう。演算装置は、ＣＰＵを含むマイクロプロセッサによって構成される。記憶装置はＲＡＭ及びＲＯＭを含む。ＲＯＭは、プログラム等を保存する。車両ＥＣＵ５００から充電リレー４００へのＯＮ／ＯＦＦ信号等は、出力ポートから出力される。車両ＥＣＵ５００は、たとえば車両２の走行制御や蓄電装置３００の充電制御等を実行する。各種制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で処理することも可能である。

車両２は通信部６００をさらに備える。通信部６００は、送電装置１００との間で無線通信を行なうための通信インターフェースである。送電装置１００の通信部１６０と車両２の通信部６００との間で無線通信が行なわれることによって、送電ＥＣＵ１５０と車両ＥＣＵ５００との間で情報のやり取りを行なうことが可能になる。

以下、送電装置１００におけるインバータ１２０の出力力率について説明する。
インバータ１２０の出力力率を「λ」、インバータ１２０の出力位相差を「φ」で表すと、λ及びφは「λ＝｜ｃｏｓφ｜」のような関係式を満たす。出力位相差φは、電圧位相を基準として表される。すなわち、電圧位相に対して電流位相が遅角側にずれている場合には出力位相差が正の値になり、電圧位相に対して電流位相が進角側にずれている場合には出力位相差が負の値になる。たとえば、出力位相差が０°（位相差なし）であればインバータ１２０の出力力率は１（有効電力のみ）になり、出力位相差が９０°又は−９０°であればインバータ１２０の出力力率は０（無効電力のみ）になる。

インバータ１２０の出力位相差φは、次に示す式（５）で表すことができる。

式（５）において、ｐ_ｅは、受電装置２００の出力電力である。ΔＸ_ＬＣは、Ｘ_ＬからＸ_Ｃを減算した値（＝Ｘ_Ｌ−Ｘ_Ｃ）である。Ｖ_２は、整流回路２０５の入力電圧である。

式（５）において、ｘ_ａ、ｘ_ｂ、及びｘ_ｍは、以下に示すように、それぞれ式（６−１）、式（６−２）、式（７）、及び式（８）で表される。式（６−２）で表される「ω_１」は、ＬＣ共振部Ｒ１の共振角周波数に相当する。

式（６−１）、式（６−２）、式（７）、及び式（８）において、Ｌ_１は送電コイル１０１のインダクタンスであり、Ｃ_１はキャパシタ１０２のキャパシタンスであり、Ｌ_２は受電コイル２０１のインダクタンスであり、Ｃ_２はキャパシタ２０３のキャパシタンスである。Ｃ_１１は、容量性リアクタンス調整部１１０Ｃのキャパシタンスであり、ＣスイッチがＯＦＦであるときには「Ｃ_１１ａ」となり、ＣスイッチがＯＮであるときには「Ｃ_１１ａ＋Ｃ_１１ｂ」となる。ｋは、送電コイル１０１と受電コイル２０１との結合係数である。

次に、送電装置１００における電力損失について説明する。
送電装置１００における主な電力損失は、コイル損失及びスイッチング損失である。スイッチング損失は、スイッチング動作（ターンオン又はターンオフ）時に発生する電力損失である。送電装置１００においては、インバータ１２０を構成するスイッチング素子のターンオン時に生じるリカバリ電流による電力損失が支配的なスイッチング損失となる。コイル損失は、コイル（送電コイル１０１等）における導通損失（発熱等に起因した損失）である。

送電コイル１０１における電力損失（コイル損失）は、結合係数が大きくなるほど小さくなる傾向がある。また、インバータ１２０の出力位相差が進角側に大きくなると、インバータ１２０のスイッチング動作が、いわゆるハードスイッチングになり、リカバリ電流による電力損失が大きくなる傾向がある。

ところで、インバータ１２０の出力側に設けられたＬＣフィルタのインダクタンスを大きくすることによりインバータ１２０の電流位相を遅らせて、リカバリ電流による電力損失を抑制することは可能である。しかし、インバータ１２０の出力位相差が大きくなると、インバータ１２０の出力力率が低下する。そして、インバータ１２０の出力力率が低下すると、電力の伝送効率が低下する。

そこで、この実施の形態に係る送電装置１００では、送電ＥＣＵ１５０が、受電コイル２０１と送電コイル１０１との結合係数が大きいか小さいかを判断し、結合係数が小さい場合には、リアクタンスＸ_ＬをリアクタンスＸ_Ｃよりも大きくし、結合係数が大きい場合には、リアクタンスＸ_Ｌ及びリアクタンスＸ_Ｃの各々を結合係数が小さい場合よりも大きくするように構成される。

以下、図３〜図８を用いて、この実施の形態に係る送電装置１００において、結合係数が小さい場合と結合係数が大きい場合とで、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌ、並びにインバータ１２０の出力位相差及び出力力率がどのように変わるかについて説明する。なお、図３〜図８の各々の横軸に示される送電周波数の範囲（８０ｋＨｚ〜９０ｋＨｚ）は、インバータ１２０の出力周波数範囲に対応している。

図３は、この実施の形態に係る非接触送電制御において、結合係数が小さい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。

送電ＥＣＵ１５０は、結合係数が小さい場合には、Ｌスイッチ、Ｃスイッチの状態をそれぞれＯＦＦ、ＯＮ（第１状態）とする。これにより、リアクタンスＸ_ＣがＸ_Ｃ２（式（２）参照）となり、リアクタンスＸ_ＬがＸ_Ｌ１（式（３）参照）となる。以下、ＬスイッチがＯＦＦであり、かつ、ＣスイッチがＯＮである条件を、「条件Ａ」と称する場合がある。この実施の形態では、インバータ１２０の出力周波数範囲における条件ＡのリアクタンスＸ_Ｌが図３中の線Ａ１で示すような値になり、インバータ１２０の出力周波数範囲における条件ＡのリアクタンスＸ_Ｃが図３中の線Ｂ１で示すような値になる。

図３を参照して、この実施の形態では、結合係数が０．１（第１結合係数）であるときにインバータ１２０の出力力率が十分高くなるように条件ＡのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを予め設定している。より具体的には、図２に示した回路を構成する部品（コイル及びキャパシタ等）の選定において、前述の式（５）に基づき、少なくとも出力周波数で（好ましくは、出力周波数範囲の全域で）インバータ１２０の出力力率が十分高くなるように部品を選んでいる。なお、部品の選定は、後述する条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌも考慮して行なわれる。

さらに、この実施の形態では、インバータ１２０の出力周波数範囲の全域で、リアクタンスＸ_Ｌ（線Ａ１）がリアクタンスＸ_Ｃ（線Ｂ１）よりも大きくなるように、条件ＡのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを設定している。すなわち、インバータ１２０の出力周波数がインバータ１２０の出力周波数範囲内のいずれの周波数に制御されても、出力周波数のＸ_Ｌは出力周波数のＸ_Ｃよりも大きくなる。リアクタンスＸ_ＣとリアクタンスＸ_Ｌとの差は、たとえばインバータ１２０の出力周波数範囲における平均値で５Ω以上２０Ω以下である。

図４は、送電装置１００において、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが図３に示すようなリアクタンス（条件ＡのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌ）であり、かつ、結合係数が約０．１である場合のインバータ１２０の出力位相差を示す図である。

図４を参照して、図３に示すようなリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌにより、インバータ１２０の出力周波数範囲の全域で、インバータ１２０の出力位相差が正の値（遅角側）になる。

図５は、送電装置１００において、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが図３に示すようなリアクタンス（条件ＡのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌ）であり、かつ、結合係数が約０．１である場合のインバータ１２０の出力力率を示す図である。

図５を参照して、図３に示すリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌは、結合係数が０．１（第１結合係数）であるときに合わせて設定されている。部品ばらつき等によって完全には設計どおりにならないものの、上記のように設定されたリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌによって、結合係数が約０．１である場合のインバータ１２０の出力力率は高くなる。また、条件Ａのフィルタ回路１１０では、結合係数が約０．１であるときに安定して送電を行なうことができる（すなわち、過電流は生じない）。

図６は、この実施の形態に係る非接触送電制御において、結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。

送電ＥＣＵ１５０は、結合係数が大きい場合には、Ｌスイッチ、Ｃスイッチの状態をそれぞれＯＮ、ＯＦＦ（第２状態）とする。これにより、リアクタンスＸ_ＣがＸ_Ｃ１（式（１）参照）となり、リアクタンスＸ_ＬがＸ_Ｌ２（式（４）参照）となる。以下、ＬスイッチがＯＮであり、かつ、ＣスイッチがＯＦＦである条件を、「条件Ｂ」と称する場合がある。この実施の形態では、インバータ１２０の出力周波数範囲における条件ＢのリアクタンスＸ_Ｌが図６中の線Ａ２で示すような値になり、インバータ１２０の出力周波数範囲における条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃが図６中の線Ｂ２で示すような値になる。

図６を参照して、この実施の形態では、結合係数が０．６（第２結合係数）であるときにインバータ１２０の出力力率が十分高くなるように条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを予め設定している。また、この実施の形態では、インバータ１２０の出力周波数範囲の全域で、条件ＢのＸ_Ｃ（線Ｂ２）を条件ＡのＸ_Ｃ（図３中の線Ｂ１参照）よりも大きくし、かつ、条件ＢのＸ_Ｌ（線Ａ２）を条件ＡのＸ_Ｌ（図３中の線Ａ１参照）よりも大きくしている。すなわち、インバータ１２０の出力周波数がインバータ１２０の出力周波数範囲内のいずれの周波数に制御されても、条件Ｂにおける出力周波数のＸ_Ｌ及びＸ_Ｃの各々は条件Ａのときの値よりも大きくなる。

条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌは、出力周波数範囲内に交点Ｐを有する。すなわち、条件ＢにおけるリアクタンスＸ_Ｌ（線Ａ２）とリアクタンスＸ_Ｃ（線Ｂ２）とは、交点Ｐの周波数（交点周波数）で一致する。図６の例では、交点周波数が約８６ｋＨｚである。また、図６の例では、交点Ｐよりも低周波数側の領域（以下、「交点Ｐの低周波数側領域」とも称する）ではＸ_ＬよりもＸ_Ｃが大きくなっており、交点Ｐよりも高周波数側の領域（以下、「交点Ｐの高周波数側領域」とも称する）ではＸ_ＣよりもＸ_Ｌが大きくなっている。インバータ１２０の出力周波数（この実施の形態では、８８ｋＨ）では、Ｘ_ＣよりもＸ_Ｌが大きくなっている。

図７は、送電装置１００において、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが図６に示すようなリアクタンス（条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌ）であり、かつ、結合係数が約０．６である場合のインバータ１２０の出力位相差を示す図である。

図７を参照して、図６に示すようなリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌにより、交点Ｐの低周波数側領域ではインバータ１２０の出力位相差が負の値（進角側）になり、交点Ｐの高周波数側領域ではインバータ１２０の出力位相差が正の値（遅角側）になる。

図８は、送電装置１００において、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが図６に示すようなリアクタンス（条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌ）であり、かつ、結合係数が約０．６である場合のインバータ１２０の出力力率を示す図である。

図８を参照して、図６に示すリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌは、結合係数が０．６（第２結合係数）であるときに合わせて設定されている。部品ばらつき等によって完全には設計どおりにならないものの、上記のように設定されたリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌによって、結合係数が約０．６である場合のインバータ１２０の出力力率は高くなる。また、条件Ｂのフィルタ回路１１０では、結合係数が約０．６であるときに安定して送電を行なうことができる（すなわち、過電流は生じない）。

図８に示すように、交点周波数（約８６ｋＨｚ）におけるインバータ１２０の出力力率は１又は略１になる。この実施の形態では、インバータ１２０の出力周波数をＬＣ共振部Ｒ２の共振周波数（たとえば、８８ｋＨｚ）に一致させるように制御しているが、インバータ１２０の出力周波数の制御方法は任意に変更できる。たとえば、インバータ１２０の出力周波数を交点周波数に一致させるように制御してインバータ１２０の出力力率を向上させるようにしてもよい。また、ＬＣ共振部Ｒ２の共振周波数が交点周波数（図６中の交点Ｐの周波数）よりも低い場合において、リカバリ電流による電力損失を抑制するために、インバータ１２０の出力周波数を交点周波数よりも高くしてもよい。結合係数が大きい場合には、インバータ１２０の出力周波数とＬＣ共振部Ｒ２の共振周波数とが多少ずれても、電力の伝送効率は大きくは低下しない。

この実施の形態に係る非接触送電制御では、送電ＥＣＵ１５０が、受電コイル２０１と送電コイル１０１との結合係数が大きいか小さいかを判断し、結合係数が小さい場合には、Ｌスイッチ、Ｃスイッチの状態をそれぞれＯＦＦ、ＯＮとする。これにより、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが、図３に示すようなリアクタンス（条件ＡのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌ）になる。条件Ａでは、出力周波数のＸ_Ｌが出力周波数のＸ_Ｃよりも大きくなる。このため、インバータの電圧位相に対してインバータの電流位相を遅らせて、リカバリ電流による電力損失を抑制することができる。

また、式（５）から理解されるように、結合係数が小さい場合（たとえば、結合係数が約０．１である場合）には、インバータ１２０の出力力率に対する結合係数の変動の影響が小さくなる。このため、結合係数が基準結合係数（たとえば、０．１）から多少ずれても、インバータ１２０の出力力率は大きくは低下しない。

他方、結合係数が大きい場合（たとえば、結合係数が約０．６である場合）には、インバータ１２０の出力力率に対する結合係数の変動の影響が大きくなる。このため、結合係数が基準結合係数（たとえば、０．６）から少しずれても、インバータ１２０の出力力率が大きく低下し得る。

そこで、この実施の形態に係る送電ＥＣＵ１５０は、結合係数が大きい場合には、Ｌスイッチ、Ｃスイッチの状態をそれぞれＯＮ、ＯＦＦとする。これにより、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが、図６に示すようなリアクタンス（条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌ）になる。条件Ｂにおける出力周波数のＸ_Ｌ及びＸ_Ｃの各々は条件Ａのときの値よりも大きくなる。

式（５）から理解されるように、結合係数以外のパラメータ（たとえば、Ｘ_Ｃ）を大きくすることによって、インバータ１２０の出力力率に対する結合係数の変動の影響を小さくすることができる。このため、結合係数が基準結合係数から多少ずれても、インバータの出力力率は大きくは低下しなくなる。また、Ｘ_ＣとともにＸ_Ｌも大きくすることで、ΔＸ_ＬＣの絶対値が大きくなり過ぎることを防ぐことができる。ΔＸ_ＬＣの絶対値が大きくなると、インバータ１２０の出力力率に対する結合係数の変動の影響が大きくなる。また、ΔＸ_ＬＣの絶対値が大きくなり過ぎると、インバータ１２０の出力力率が低下する。

また、結合係数が大きい場合には、送電コイル１０１における電力損失（コイル損失）が小さくなるため、リカバリ電流による電力損失が生じても、ある程度は許容される。しかし、リカバリ電流による電力損失が大きくなり過ぎると、許容範囲を超えてしまう可能性がある。このため、Ｘ_ＣとともにＸ_Ｌも大きくすることで、出力周波数のＸ_Ｌが出力周波数のＸ_Ｃに対して小さくなり過ぎないようにすることが好ましい。この実施の形態では、結合係数が小さい場合だけでなく結合係数が大きい場合にも、出力周波数のＸ_Ｌが出力周波数のＸ_Ｃよりも大きくなる（図６参照）。このため、結合係数が大きい場合においても、インバータの電圧位相に対してインバータの電流位相を遅らせて、リカバリ電流による電力損失を抑制することができる。

以下、図９〜図１７を用いて第１〜第３の比較例について説明し、各比較例に係る非接触送電制御と上記実施の形態に係る非接触送電制御とを対比する。第１〜第３の比較例については、主に上記実施の形態との相違点について説明する。

図９は、第１の比較例に係る非接触送電制御において、結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。図９を参照して、第１の比較例では、結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを、結合係数が小さい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌ（図３参照）と同じにしている。

図１０、図１１はそれぞれ、第１の比較例に係る送電装置において、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが図９に示すようなリアクタンスであり、かつ、結合係数が約０．６である場合のインバータの出力位相差、出力力率を示す図である。

図１０を参照して、結合係数が大きくなって相互リアクタンス（式（５）中のｘ_ｍ）が増加することにより、インバータの出力位相差が約９０°になっている。さらに、図１１を参照して、インバータの出力位相差に対応してインバータの出力力率が略０になっている。

上記のように、第１の比較例に係る非接触送電制御では、上記実施の形態に係る非接触送電制御と比べて、インバータの出力力率が著しく悪化する。

図１２は、第２の比較例に係る非接触送電制御において、結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。図１２を参照して、第２の比較例では、結合係数が大きくなった場合に、リアクタンスＸ_Ｃを大きくなるが、リアクタンスＸ_Ｌは変更しない。すなわち、結合係数が大きい場合のリアクタンスＸ_Ｌは、結合係数が小さい場合のリアクタンスＸ_Ｌ（図３中の線Ａ１参照）と同じになっている。これにより、リアクタンスＸ_Ｃ（線Ｂ２）がリアクタンスＸ_Ｌ（線Ａ１）よりも大きくなる。

図１３、図１４はそれぞれ、第２の比較例に係る送電装置において、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが図１２に示すようなリアクタンスであり、かつ、結合係数が約０．６である場合のインバータの出力位相差、出力力率を示す図である。

図１３を参照して、図１２に示すようなリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌにより、インバータの出力位相差が進角側（−側）に大きくなっている。このため、リカバリ電流による電力損失が大きくなる。

上記図１２及び図１３とともに図１４を参照して、第２の比較例では、図６のグラフと比べてリアクタンスＸ_ＬとリアクタンスＸ_Ｃとの差（絶対値）が大きくなることにより、図７のグラフと比べてインバータの出力位相差（絶対値）が大きくなり、図８のグラフと比べてインバータの出力力率が低くなる。

第２の比較例に係る非接触送電制御では、結合係数が大きくなった場合に、リアクタンスＸ_Ｃは大きくなるが、リアクタンスＸ_Ｌは変更されない。このため、結合係数が大きい場合においてインバータの出力力率に対する結合係数の変動の影響は小さくなるものの、上記実施の形態に係る非接触送電制御と比べて、電力損失が大きくなるとともに、インバータの出力力率が低下する。

図１５は、第３の比較例に係る非接触送電制御において、結合係数が小さい場合のリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを示す図である。

図１５を参照して、第３の比較例では、リアクタンスＸ_Ｌが図１５中の線Ａ１０で示すような値になり、リアクタンスＸ_Ｃが図１５中の線Ｂ１０で示すような値になる。図１５に示すリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌは、交点Ｐ１０を有する。交点周波数は約８６ｋＨｚである。交点Ｐ１０よりも低周波数側の領域ではＸ_ＣよりもＸ_Ｌが大きくなっており、交点Ｐ１０よりも高周波数側の領域ではＸ_ＬよりもＸ_Ｃが大きくなっている。インバータの出力周波数（８８ｋＨ）では、Ｘ_Ｌ（線Ａ１０）よりもＸ_Ｃ（線Ｂ１０）が大きくなっている。

図１６、図１７はそれぞれ、第３の比較例に係る送電装置において、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが図１５に示すようなリアクタンスであり、かつ、結合係数が約０．１である場合のインバータの出力位相差、出力力率を示す図である。

図１６を参照して、第３の比較例では、図１５に示すようなリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌにより、インバータの出力周波数（ひいては、送電周波数）が交点周波数よりも低い場合にはインバータの出力位相差が正の値（遅角側）になり、インバータの出力周波数（ひいては、送電周波数）が交点周波数よりも高い場合にはインバータの出力位相差が負の値（進角側）になる。

図１７を参照して、第３の比較例では、図１５に示すようなリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌにより、インバータの出力力率が高くなる。

第３の比較例に係る非接触送電制御では、出力周波数のＸ_Ｃが出力周波数のＸ_Ｌよりも大きくなる。これにより、インバータの出力周波数（８８ｋＨ）における出力位相差が負の値（進角側）になる。このため、インバータのスイッチング動作がハードスイッチングになり、リカバリ電流による電力損失が大きくなる。結合係数が小さい場合には、送電コイルにおける電力損失（コイル損失）が大きくなるため、リカバリ電流が生じると、電力損失が許容範囲を超えてしまう可能性が高い。このため、第３の比較例に係る非接触送電制御では、結合係数が小さい場合において電力損失を十分に抑制することが難しい。これに対し、上記実施の形態に係る非接触送電制御では、結合係数が小さい場合と結合係数が大きい場合との両方において、出力周波数のＸ_Ｌが出力周波数のＸ_Ｃよりも大きくなる（図３及び図６参照）。このため、結合係数が小さい場合と結合係数が大きい場合とのいずれにおいても、リカバリ電流による電力損失を抑制することができる。

以上説明したように、この実施の形態に係る送電装置１００によれば、広い結合係数範囲において電力損失を十分抑制しながら、結合係数が大きい場合におけるインバータ１２０の出力力率の低下も抑制することが可能になる。

次に、上記のようなリアクタンス制御を非接触送電制御に組み込み、充電設備１によって車両２の蓄電装置３００を充電する場合の処理手順の一例について説明する。

まず、運転者が車両２を充電設備１の充電スペースに停車させる。なお、運転者が車両２を所定の充電位置に停車させることができなかった場合でも、後述する位置合わせにより、車両２を所定の充電位置に移動させることができる。

上記車両２の停車位置において、車両ＥＣＵ５００と送電ＥＣＵ１５０との間での通信の接続（たとえば、無線ＬＡＮへの接続）を確立させた後、車両ＥＣＵ５００から送電ＥＣＵ１５０へ送電要求が送られる。送電要求は、運転者の指示により送信されてもよいし、所定条件の成立により自動的に送信されてもよい。この送電要求を送電ＥＣＵ１５０が受信すると、送電ＥＣＵ１５０は送電準備を開始する。送電準備は、電力伝送システム１０を送電可能な状態にするための処理である。たとえば、送電装置１００と受電装置２００との位置合わせを行なうために、送電ＥＣＵ１５０は、インバータ１２０及びＡＣ／ＤＣコンバータ１３０等を制御して、送電コイル１０１から受電コイル２０１へ所定の位置確認用電力を送電する。車両ＥＣＵ５００は、受電コイル２０１の受電電力に基づいて位置ずれ状態（たとえば、位置ずれの方向及び程度）を検出し、検出された位置ずれ状態に基づいて車両２の位置合せが行なわれる。

なお、充電設備１が複数の送電装置を含む場合には、いずれの送電装置に対して位置合わせが行なわれたかを特定するための処理（いわゆるペアリング）が上記送電準備として行なわれてもよい。位置合わせ及びペアリングの方法としては、種々の方法が公知であり、任意の方法を採用できる。

上記の送電準備が完了すると、送電ＥＣＵ１５０は、車両２の蓄電装置３００を充電するための送電を開始する。

図１８は、送電ＥＣＵ１５０により実行される送電開始制御の処理手順を示すフローチャートである。このフローチャートに示される処理は、ステップＳ１１〜Ｓ１３（以下、単に「Ｓ１１」〜「Ｓ１３」と称する）を含み、メインルーチンから呼び出されて繰り返し実行される。図１８の処理は、たとえば送電装置１００による送電が行なわれていない状況（すなわち、未送電時）において所定時間経過毎に繰り返し実行され、Ｓ１３において送電が開始されることによって終了する。

図１８を参照して、送電ＥＣＵ１５０が、車両ＥＣＵ５００から前述の送電要求を受信したか否かを判断する（Ｓ１１）。そして、送電ＥＣＵ１５０が送電要求を受信していないと判断した場合（Ｓ１１においてＮＯ）には、処理がメインルーチンへと戻される。

他方、Ｓ１１で送電要求を受信したと判断された場合（Ｓ１１においてＹＥＳ）には、送電ＥＣＵ１５０は、車両ＥＣＵ５００と無線通信を行ないながら、送電準備（位置合わせやペアリング等）を行なう（Ｓ１２）。そして、送電準備が完了すると、送電ＥＣＵ１５０は、スイッチ１１３（Ｃスイッチ）がＯＮ、スイッチ１１４（Ｌスイッチ）がＯＦＦである条件Ａで送電を開始する（Ｓ１３）。より具体的には、送電ＥＣＵ１５０は、スイッチ１１３、１１４をそれぞれＯＮ、ＯＦＦにした後、インバータ１２０及びＡＣ／ＤＣコンバータ１３０等を制御して、送電コイル１０１から受電コイル２０１への送電を行なう。また、車両ＥＣＵ５００によって充電リレー４００がＯＮされる。そして、受電コイル２０１が受電した電力によって蓄電装置３００の充電が行なわれる。蓄電装置３００の充電中（すなわち、送電装置１００による送電中）においては、以下に説明する図１９の制御とは別に、送電電力を所望の大きさにするための制御が行なわれる。送電ＥＣＵ１５０と車両ＥＣＵ５００とが相互に情報のやり取りを行ないながら送電コイル１０１から受電コイル２０１への送電電力をフィードバック制御する。

図１９は、送電ＥＣＵ１５０により実行される送電制御の処理手順を示すフローチャートである。このフローチャートに示される処理は、ステップＳ２１〜Ｓ２７（以下、単に「Ｓ２１」〜「Ｓ２７」と称する）を含み、メインルーチンから呼び出されて繰り返し実行される。図１９の処理は、たとえば送電装置１００による送電が行なわれている状況（すなわち、送電中）において所定時間経過毎に繰り返し実行され、Ｓ２６において実行中の送電が終了することによって図１９の処理も終了する。

図１９を参照して、送電ＥＣＵ１５０が、条件Ａで送電が行なわれているか否かを判断する（Ｓ２１）。送電ＥＣＵ１５０は、たとえばスイッチ１１３及び１１４の状態を確認し、スイッチ１１３がＯＮ、スイッチ１１４がＯＦＦであれば、条件Ａで送電が行なわれていると判断する。他方、スイッチ１１３及び１１４の状態が上記以外の状態であれば、条件Ａで送電が行なわれていないことになる。この実施の形態では、条件Ａ及びＢのいずれかで送電が行なわれる。このため、実行中の送電が条件Ａでの送電でないことは、実行中の送電が条件Ｂでの送電であることを意味する。また、この実施の形態では、条件Ａで送電が開始される（図１８のＳ１３参照）。このため、送電開始直後においては、条件Ａで送電が行なわれている（Ｓ２１においてＹＥＳ）と判断され、処理がＳ２２へ進む。

Ｓ２２では、電力監視ユニット１４０（より特定的には、電流センサ）により検出されるインバータ１２０の出力電流が所定のしきい値Ｔｈ１（以下、単に「Ｔｈ１」とも称する）以上であるか否かを、送電ＥＣＵ１５０が判断する。Ｔｈ１は、過電流を検出するためのしきい値である。Ｔｈ１は、たとえば、共振周波数及び結合係数の各々の変動に起因して生じ得るインバータ１２０の出力力率の低下を考慮して求められるインバータ１２０の出力電流の上限値である。共振周波数の変動は、たとえば部品ばらつきによって生じ得る。結合係数の変動は、送受電コイルの位置ずれや、受電コイル高さΔＨの変動によって生じ得る。Ｔｈ１は、固定値であってもよいし、車両２の状況等に応じて可変であってもよい。

インバータ１２０の出力電流がＴｈ１よりも小さい場合（Ｓ２２においてＮＯ）には、過電流が発生していないと判断され、処理がＳ２５へ進む。

Ｓ２５では、送電ＥＣＵ１５０が、蓄電装置３００の充電が完了したか否かを判断する。送電ＥＣＵ１５０は、たとえば所定の完了条件が成立した場合に充電が完了したと判断する。完了条件は、たとえば、充電中に蓄電装置３００のＳＯＣが所定のＳＯＣ値よりも大きくなった場合に成立する。充電中は車両ＥＣＵ５００が蓄電装置３００のＳＯＣを監視し、上記の完了条件が成立すると、完了条件が成立したことを示す信号が車両ＥＣＵ５００から送電ＥＣＵ１５０へ送信される。所定のＳＯＣ値は、車両ＥＣＵ５００等によって自動的に設定されてもよいし、ユーザによって設定されてもよい。

なお、上記の完了条件は任意に変更することができる。たとえば、充電時間（充電を開始した時からの経過時間）が所定値よりも長くなった場合に完了条件が成立するようにしてもよい。また、充電中にユーザから充電停止の指示があった場合に完了条件が成立するようにしてもよい。

充電が完了した場合（Ｓ２５においてＹＥＳ）には、Ｓ２６において、送電ＥＣＵ１５０が、インバータ１２０及びＡＣ／ＤＣコンバータ１３０等を制御して送電を停止させる。また、車両ＥＣＵ５００によって充電リレー４００がＯＦＦされる。

送電開始後、Ｓ２２及びＳ２５のいずれにおいてもＮＯと判断されている間は、条件Ａで送電が行なわれる。そして、条件Ａでの送電中にＳ２５でＹＥＳと判断された場合には、Ｓ２６の処理により送電が停止する。また、条件Ａでの送電中に過電流が生じた場合（Ｓ２２においてＹＥＳ）には、処理がＳ２３へ進む。

Ｓ２３では、送電ＥＣＵ１５０が、インバータ１２０及びＡＣ／ＤＣコンバータ１３０等を制御して送電を停止させる。そして、送電ＥＣＵ１５０は、スイッチ１１３（Ｃスイッチ）がＯＦＦ、スイッチ１１４（Ｌスイッチ）がＯＮである条件Ｂで送電を再開する（Ｓ２４）。より具体的には、送電ＥＣＵ１５０は、スイッチ１１３、１１４をそれぞれＯＦＦ、ＯＮにした後、インバータ１２０及びＡＣ／ＤＣコンバータ１３０等を制御して、送電コイル１０１から受電コイル２０１への送電を行なう。その後、処理が前述のＳ２５へ進む。

Ｓ２４の処理により条件Ｂで送電が行なわれるようになると、Ｓ２１でＮＯと判断されるようになる。Ｓ２１でＮＯ（条件Ａで送電が行なわれていない）と判断された場合には、処理がＳ２７へ進む。

Ｓ２７では、電力監視ユニット１４０（より特定的には、電流センサ）により検出されるインバータ１２０の出力電流が所定のしきい値Ｔｈ２（以下、単に「Ｔｈ２」とも称する）以上であるか否かを、送電ＥＣＵ１５０が判断する。Ｔｈ２は、過電流を検出するためのしきい値である。Ｔｈ２は、たとえばＳ２２のしきい値Ｔｈ１と同様の方法で求めることができる。Ｔｈ２は、Ｔｈ１と同じであってもよいし異なっていてもよい。Ｔｈ２は、固定値であってもよいし、車両２の状況等に応じて可変であってもよい。

電力伝送システム１０は、条件Ａ及びＢのいずれかで安定した送電が行なわれる（すなわち、過電流が生じない）ように設計されている。結合係数が小さいときには条件Ａで送電が安定し、結合係数が大きいときには条件Ｂで送電が安定する。このため、条件Ａ及びＢのいずれにおいても送電中に過電流が生じた場合には、電力伝送システム１０において何らかの異常（電子部品の故障等）が生じていると考えられる。条件Ｂで送電が行なわれていることは、Ｓ２２でＹＥＳと判断されたこと（すなわち、条件Ａでの送電中に過電流が生じたこと）を意味する。このため、条件Ｂでの送電中に過電流が生じた場合（Ｓ２７においてＹＥＳ）には、電力伝送システム１０において異常が生じたと判断され、Ｓ２６において、送電ＥＣＵ１５０が充電の完了を待たずに送電を強制的に停止させる。

Ｓ２４の処理が行なわれた後、Ｓ２５及びＳ２７のいずれにおいてもＮＯと判断されている間は、条件Ｂで送電が行なわれる。他方、Ｓ２５及びＳ２７のいずれかにおいてＹＥＳと判断された場合には、Ｓ２６の処理により送電が停止する。

なお、条件Ｂでの送電中に過電流が生じた場合（Ｓ２７においてＹＥＳ）には、電力伝送システム１０に異常が生じたことをユーザに知らせるための報知処理が車両ＥＣＵ５００によって行なわれてもよい。また、車両ＥＣＵ５００は、記憶装置内のダイアグ（自己診断）のフラグの値を０から１にすることにより、電力伝送システム１０に異常が生じたことを記憶装置に記録してもよい。

上記図１９の処理では、インバータ１２０の出力電流を用いて、受電コイル２０１と送電コイル１０１との結合係数が大きいか小さいかを判断している（Ｓ２２）。より具体的には、条件Ａでの送電中に過電流が生じた場合（Ｓ２２においてＹＥＳ）には、結合係数が大きいと判断し、条件Ａでの送電中に過電流が生じない場合（Ｓ２２においてＮＯ）には、結合係数が小さいと判断する。こうした構成によれば、結合係数が大きいか小さいかを容易に判断できる。

なお、各種センサの検出値等からリアルタイムに結合係数を算出し、算出された結合係数に応じて出力周波数のＸ_Ｌ及びＸ_Ｃを精密に制御することも考えられる。しかし、結合係数を高い精度で算出することは難しく、また、結合係数を高い精度で算出できたとしても、出力周波数のＸ_Ｌ及びＸ_Ｃを高い精度で結合係数に対応させるためには高性能の可変インダクタ及び可変キャパシタが必要になり、コストの面で不利になる。

上記図１９の処理では、条件Ａ（第１条件）での送電中にインバータ１２０の出力電流が所定値以上になった場合（Ｓ２２においてＹＥＳ）には、実行中の送電を停止し（Ｓ２３）、Ｃスイッチ及びＬスイッチの状態を条件Ｂ（第２条件）の状態にした後、送電を再開している（Ｓ２４）。こうした制御では、応答速度の速い半導体リレーを必要とせず、半導体リレーに比べて低コストで入手しやすいメカニカルリレーを使用できる。ただし、各スイッチの種類はメカニカルリレーに限定されない。メカニカルリレーに代えて半導体リレーを採用してもよい。

上記実施の形態では、条件Ａで送電を開始している（図１８参照）。しかしこれに限られず、条件Ｂで送電を開始してもよい。たとえば、図１８のＳ１３において条件Ｂで送電を開始し、図１９のＳ２１において条件Ｂで送電が行なわれているか否かを判断するようにしてもよい。そして、条件Ｂでの送電中に過電流が生じた場合（図１９のＳ２２においてＹＥＳ）には、図１９のＳ２３において実行中の送電を停止し、図１９のＳ２４において、Ｃスイッチ及びＬスイッチの状態を条件Ａの状態にした後、送電を再開するようにしてもよい。

上記実施の形態では、条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが図６に示すようなリアクタンスである。しかしこれに限られず、条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌを図２０に示すようなリアクタンスにしてもよい。

図２０は、条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌの変形例を示す図である。図２０を参照して、この変形例では、条件ＢのリアクタンスＸ_Ｌが図２０中の線Ａ３で示すようなリアクタンスになり、条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃが図２０中の線Ｂ３で示すようなリアクタンスになる。線Ａ３及び線Ｂ３で示されるように、インバータ１２０の出力周波数範囲の全域で、条件ＢのＸ_Ｃ（線Ｂ３）は条件ＡのＸ_Ｃ（図３中の線Ｂ１参照）よりも大きくなっており、かつ、条件ＢのＸ_Ｌ（線Ａ３）は条件ＡのＸ_Ｌ（図３中のＡ１参照）よりも大きくなっている。また、この変形例では、インバータ１２０の出力周波数範囲の全域で、条件ＢのリアクタンスＸ_Ｌ（線Ａ３）が条件ＢのリアクタンスＸ_Ｃ（線Ｂ３）よりも大きくなっている。

図２１、図２２はそれぞれ、上記変形例に係る送電装置において、リアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌが図２０に示すようなリアクタンスであり、かつ、結合係数が約０．６である場合のインバータの出力位相差、出力力率を示す図である。

図２１を参照して、図２０に示すようなリアクタンスＸ_Ｃ及びＸ_Ｌにより、インバータ１２０の出力周波数範囲の全域でインバータ１２０の出力位相差が正の値（遅角側）になる。このため、インバータ１２０の出力周波数がインバータ１２０の出力周波数範囲内のいずれの周波数に制御されても、リカバリ電流の発生を抑制することができる。ただし、図２２に示されるように、この変形例では、インバータの出力力率が図８のグラフと比べて低くなっている。

容量性リアクタンス調整部１１０Ｃ及び誘導性リアクタンス調整部１１０Ｌの各々の構成は、図２に示した構成に限られず、たとえば以下に説明する図２３〜図２５のいずれかの構成に変更してもよい。

図２３を参照して、誘導性リアクタンス調整部１１０Ｌは、ＬＣ共振部Ｒ１（図２）に直列に接続される可変インダクタＬ２０であってもよい。容量性リアクタンス調整部１１０Ｃは、ＬＣ共振部Ｒ１（図２）に並列に接続される可変キャパシタＣ２０であってもよい。

可変インダクタＬ２０は、たとえば磁性体（コア）と励磁巻線とを含み、送電ＥＣＵ１５０からの制御信号（より特定的には、励磁巻線の電流）に応じてインダクタンスが連続的に変わるように構成される。励磁巻線に直流重畳電流を流して透磁率を変化させることによって、可変インダクタＬ２０のインダクタンスを任意の値に調整できる。なお、この可変インダクタに限定されず、種々の公知の可変インダクタから任意の可変インダクタを選んで採用できる。

可変キャパシタＣ２０は、送電ＥＣＵ１５０からの制御信号に応じてキャパシタンスが連続的に変わるように構成される。可変キャパシタＣ２０としては、たとえば誘電体を空気とした空気ギャップコンデンサを採用できる。なお、この可変キャパシタに限定されず、種々の公知の可変キャパシタから任意の可変キャパシタを選んで採用できる。後述する可変キャパシタＣ２１についても同様のことがいえる。

図２４を参照して、誘導性リアクタンス調整部１１０Ｌは、ＬＣ共振部Ｒ１（図２）に直列に接続されるコイルＬ２１及び可変キャパシタＣ２１を含んで構成されてもよい。コイルＬ２１のインダクタンスをＬ_２１、可変キャパシタＣ２１のキャパシタンスをＣ_２１と表すと、リアクタンスＸ_Ｌは式（９）で表すことができる。なお、式（９）において「ωＬ_２１」は「１／ωＣ_２１」よりも大きい。

図２５を参照して、誘導性リアクタンス調整部１１０Ｌは、ＬＣ共振部Ｒ１（図２）に直列に接続されるコイルＬ２２、キャパシタＣ２２、及びスイッチ１１５を含んで構成されてもよい。スイッチ１１５は、キャパシタＣ２２に並列に接続されている。スイッチ１１５がＯＮされる（閉状態になる）ことで、キャパシタＣ２２の端子間が短絡する。スイッチ１１５の状態（ＯＮ／ＯＦＦ）によりインバータ１２０と容量性リアクタンス調整部１１０Ｃとの間の誘導性リアクタンス（リアクタンスＸ_Ｌ）が変わる。

結合係数が大きいか小さいかの判断方法は任意に変更できる。以下、図２６及び図２７を用いて、結合係数が大きいか小さいかの判断方法の変形例について説明する。

図２６は、上記変形例に係る非接触送電装置の構成を示す図である。図２６を参照して、この変形例では、図２に示した構成にＧＡＰセンサ１７０を追加する。ＧＡＰセンサ１７０は、コイル間距離ΔＧを検出するように構成される。ＧＡＰセンサ１７０としては、公知の測距センサ（超音波センサ、レーザ測距センサ等）を採用できる。

図２７は、上記の変形例において送電ＥＣＵ１５０により実行される送電制御の処理手順を示すフローチャートである。この変形例では、図１９の処理に代えて図２７の処理が実行される。このフローチャートに示される処理は、Ｓ２２に代えてステップＳ３０（以下、単に「Ｓ３０」と称する）を含むこと以外は、図１９の処理と同じである。

図２７を参照して、Ｓ３０では、ＧＡＰセンサ１７０により検出されるコイル間距離ΔＧが所定のしきい値Ｔｈ３（以下、単に「Ｔｈ３」とも称する）以下であるか否かを、送電ＥＣＵ１５０が判断する。Ｔｈ３は、結合係数が大きいか小さいかを判断するためのしきい値であり、たとえば予め実験等によって求められた値が設定される。Ｔｈ３は、固定値であってもよいし、車両２の状況等に応じて可変であってもよい。

コイル間距離ΔＧと結合係数とは概ね反比例の関係を有する。すなわち、コイル間距離ΔＧが大きくなるほど結合係数は小さくなる。このため、コイル間距離ΔＧがＴｈ３以下である場合（Ｓ３０においてＹＥＳ）に結合係数が大きいと判断され、コイル間距離ΔＧがＴｈ３超である場合（Ｓ３０においてＮＯ）に結合係数が小さいと判断される。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 充電設備、２ 車両、１０ 電力伝送システム、１００ 送電装置、１０１ 送電コイル、１０２，２０２，２０３，２０６ａ，２０６ｂ，２０７，Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂ，Ｃ２２ キャパシタ、１１０ フィルタ回路、１１０Ｃ 容量性リアクタンス調整部、１１０Ｌ 誘導性リアクタンス調整部、１１３，１１４，１１５ スイッチ、１２０ インバータ、１３０ ＡＣ／ＤＣコンバータ、１４０ 電力監視ユニット、１５０ 送電ＥＣＵ、１６０，６００ 通信部、１７０ ＧＡＰセンサ、２００ 受電装置、２０１ 受電コイル、２０４ インダクタ、２０５ 整流回路、３００ 蓄電装置、３１０ 監視ユニット、４００ 充電リレー、５００ 車両ＥＣＵ、７００ 交流電源、Ｃ２０，Ｃ２１ 可変キャパシタ、Ｌ１１ａ，Ｌ１１ｂ，Ｌ２１，Ｌ２２ コイル、Ｌ２０ 可変インダクタ、Ｒ１，Ｒ２ ＬＣ共振部。

Claims (1)

1. 送電コイルから受電装置の受電コイルへ非接触で送電する非接触送電装置であって、
   前記送電コイル及びキャパシタが直列に接続されて構成されるＬＣ共振部と、
   入力電力を所定周波数の交流電力に変換して出力するインバータと、
   前記ＬＣ共振部に並列に接続される素子によって、前記ＬＣ共振部の端子間の容量性リアクタンスを変更可能に構成される容量性リアクタンス調整部と、
   前記ＬＣ共振部に直列に接続される素子によって、前記インバータと前記容量性リアクタンス調整部との間の誘導性リアクタンスを変更可能に構成される誘導性リアクタンス調整部と、
   前記容量性リアクタンス調整部及び前記誘導性リアクタンス調整部を制御する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記受電コイルと前記送電コイルとの結合係数が大きいか小さいかを判断し、前記結合係数が小さい場合には、前記誘導性リアクタンスを前記容量性リアクタンスよりも大きくし、前記結合係数が大きい場合には、前記誘導性リアクタンス及び前記容量性リアクタンスの各々を前記結合係数が小さい場合よりも大きくし、
   前記誘導性リアクタンス及び前記容量性リアクタンスの各々は、前記所定周波数におけるリアクタンスである、非接触送電装置。

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