JP6959333B2 - 周波数サブバンドのチャネル推定 - Google Patents

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Description

本発明は、ワイヤレス通信ネットワークまたはシステムの分野に関し、詳細には、たとえば、そのようなワイヤレス通信ネットワークの中のモバイル端末のようなユーザ機器の位置特定のために使用され得る、1つまたは複数の周波数ホッピングチャネルにおいて送信されるブロードバンド信号の再構築された位相コヒーレンシを得るための方法に関する。
したがって、本発明の実施形態は、請求項1に記載の無線信号を受信するための受信機、請求項39に記載のワイヤレス通信ネットワーク、請求項42に記載の無線信号を受信するための方法、および請求項43に記載の方法を実行するためのコンピュータプログラムに関する。
全般的な説明
図16は、それぞれのセル16001〜16005によって図式的に表される基地局の周囲の特定のエリアに各々サービスする複数の基地局eNB1〜eNB5を含む、ワイヤレス通信ネットワークまたはワイヤレス通信システムなどのネットワークインフラストラクチャの例の概略図である。基地局は、セル内のユーザにサービスするために提供される。ユーザは、据置型デバイスまたはモバイルデバイスであり得る。さらに、ワイヤレス通信システムは、基地局またはユーザに接続するIoTデバイスによってアクセスされ得る。IoTデバイスは、その中に電子装置、ソフトウェア、センサ、アクチュエータなど、ならびに、これらのデバイスが既存のネットワークインフラストラクチャにわたってデータを収集し交換することを可能にするネットワーク接続性が組み込まれた、物理デバイス、車両、建物、および他の品目を含み得る。図16は5つだけのセルの例示的な図を示すが、ワイヤレス通信システムはより多数のそのようなセルを含み得る。図16は、セル16002の中にあり基地局eNB2によってサービスされる、ユーザ機器(UE)とも呼ばれる2つのユーザUE1およびUE2を示す。別のユーザUE3が、基地局eNB4によってサービスされるセル16004の中に示されている。矢印16021、16022、および16023は、ユーザUE1、UE2、およびUE3から基地局eNB2、eNB4にデータを送信するための、または、基地局eNB2、eNB4からユーザUE1、UE2、UE3にデータを送信するための、アップリンク/ダウンリンク接続を図式的に表す。さらに、図16は、据置型デバイスまたはモバイルデバイスであり得る、セル16004の中の2つのIoTデバイス16041および16042を示す。IoTデバイス16041は、矢印16061によって図式的に表されるように、基地局eNB4を介してワイヤレス通信システムにアクセスしてデータを受信および送信する。IoTデバイス16042は、矢印16062によって図式的に表されるように、ユーザUE3を介してワイヤレス通信システムにアクセスする。
ワイヤレス通信システムは、LTE規格によって定義される直交周波数分割多重化(OFDM)システム、直交周波数分割多元接続(OFDMA)システム、またはCPを伴う、もしくは伴わない任意の他のIFFTベースの信号、たとえばDFT-s-OFDMのような、周波数分割多重化に基づく任意のシングルトーンまたはマルチキャリアシステムであり得る。多元接続のための非直交波形、たとえばフィルタバンクマルチキャリア(FBMC)のような、他の波形が使用されてもよい。
図16に図示されるもののようなワイヤレス通信ネットワークでは、セルにおいてある精度でUEを位置特定することが望まれることがある。セル内でUEを位置特定するための1つの手法は、LTEなどのセルラー通信ネットワークにおいて使用され得る、observed time difference of arrival(OTDOA)推定に基づく。それは、1つまたは複数の周囲の基地局(eNB)からユーザ機器(UE)において受信される場所基準信号(PRS:position reference signal)を使用した到達時間(TOA:time of arrival)推定の計算に依拠する、ダウンリンク測位方法である。PRSシーケンスは、測位の目的で設計されセル内のすべての無線端末にブロードキャストされる、ダウンリンク信号である。PRSシーケンスは、セルの任意の位置にあるすべてのユーザをカバーするように、すなわちセル全体のカバレッジを提供するように、すべての方向にある基地局のアンテナまたはリモートラジオヘッド(RRH)から、同じ送信電力で放射される。異なるセルからのPRSシーケンスを区別するために、各PRSシーケンスは、物理セル識別子(PCI)とも呼ばれるセル固有識別子と自身を関連付けている。PCIは、ある特定のエリアにおいて固有であり、セルを、したがってPRSシーケンスを特定するために使用される。ある平面において一意な場所を得るには、UEの内部時間基準に対して相対的な、地理的に散らばっている基地局からの少なくとも3つのタイミング測定結果が必要とされる。3次元空間において一意な場所を得るには、4つの基地局が必要である。
図16に示されるように、ワイヤレス通信ネットワークの基地局は、たとえば複数のアンテナ要素を含むアンテナアレイによって形成される、複数のアンテナANTを含み、UEは2つ以上のアンテナも含み得る。UEと基地局の両方が複数のアンテナを備えるシナリオでは、位置とは無関係なパラメータが、LoS(Line of Sight)経路成分またはNLos(Non Line of Sight)経路成分のOTDOA測定結果に加えて活用されることがあり、たとえば、UEにおける到達角度(AoA:angle of arrival)および基地局における発信角度(AoD:angle of departure)が使用されることがある。NLoS誤差だけを検出してこれらの誤差の影響を取り除く代わりに、位置特定技法の例は、NLoS経路成分によって示唆されるあり得るUE位置の地理的な関係を活用することによって、NLoSチャネル伝搬から利益を得ることができる。
ワイヤレス通信ネットワークは、周波数ホッピング送信方法を使用し得る。本発明では、OFDM(直交周波数分割多重)などの直交周波数分割が、周波数ホッピング信号に使用され得る。ほぼあらゆる一般的なブロードバンド無線システムに対して事実上提供される、マルチユーザ(たとえば、LTE、5G、IEEE 802.11a/g/h…)またはマルチセルまたはマルチチャネル動作(たとえば、DVB-T、DVB-T2、DMB)では、図14および図16に示されるものなどのマルチ周波数/マルチチャネル手法が、サポートするデバイスにおいて提供される。
しかしながら、周波数ホッピング無線送信機の無線位置特定は、高い精度とロバスト性を達成するために、周波数ホッピング無線信号の帯域幅全体を活用する必要がある。
この目標を達成するために、本発明は、無線信号があらゆる周波数を通じてその位相に関してコヒーレントである、受信機および方法を提案する。たとえば、位相のコヒーレンシは、たとえば較正によって、本発明により生み出され、または再構築され得る。しかしながら、この目的に対する努力は最小限であることが望ましい。
通常の運用の間に一般に使用されるような信号伝達に基づき得る、特定の種類の信号伝達の助けにより、本発明は、許容可能な精度で建物の外部および建物の内部での衛星航法システム(GNSS)に基づく位置特定を改善するために、擬似コヒーレントな帯域幅拡張によってより正確な位置特定をサポートすることが可能にされる。
従来技術はそうではなく、信号のコヒーレンシがある程度の干渉を使用して位相ロックループ(PLL)によって実現されることになるような方法を提案する。正確なタイミング制御(PLLのデチューニング)が、位相を正確に調整するために使用される。しかしながら、これは、高度に正確かつ安定した干渉の生成(TCXO,…)ならびにナノ秒未満の単位で精密な決定論的なスイッチング時間を必要とする。
そうでなければ、周波数ホッピング方法においては、キャリア位相のコヒーレンシが必要とされないことがある。
[bluetooth（登録商標）40]およびWimedia Multiband-OFDM[wimedia15]は、帯域ギャップが開始周波数帯域(ソース)と急襲された周波数待機(シンク)との間に帯域ギャップが残るように、いくつかのサブバンドにわたる周波数ホップを記述する。帯域ギャップの背後にある意図は、干渉を回避または低減することである。
したがって、受信された全体の信号の位相コヒーレンシがより少ない努力で生み出され得るように、既存の周波数ホッピング方法を改善することが、本発明の目的である。
この目的は、独立請求項において定義されるような主題によって達成される。
実施形態は従属請求項において定義される。
本発明の原理によれば、送信チャネルは、すべての利用可能なサブバンドにわたって推定される。決定される送信チャネルは、ワイヤレス通信ネットワーク内での受信機の場所検出または位置特定のために活用され得る。
位置特定に特に重要なことは、いわゆる到達時間(Time of Arrival)である。グループアンテナが1つまたは複数の受信機において利用可能である場合、第1の伝搬経路の入射の方向の推定もより正確になる。これらの時間関連の情報またはデータは、ワイヤレス通信ネットワーク内での受信機の場所を検出するために、それぞれ場所検出ユニットまたは位置特定ユニットへと与えられる。本発明に関連して使用され得る方法は、時間差、たとえばTDoA(Time Difference of Arrival)、入射角、たとえばDoA(Direction of Arrival)、ならびに両方のタイプの混合形式を使用した計算である。
本発明に関連して使用され得るさらなる方法は直接の場所検出であり、場所は生データから直接推定される。そのような生データは、たとえば、同位相成分および直交位相成分についてのアナログデジタルコンバータ(ADC)またはデジタルミキサの複素出力であり得る。
加えて、または代わりに、振幅、位相、および方向におけるチャネル推定は、検出されたチャネル経路の到達時間がそこから推定され得る観測結果として機能し得る。たとえばパイロットキャリアからの、復調されたOFDMサブキャリアは、そのようなチャネル推定の最も簡単な特別な場合を表す。
以下では、本発明の実施形態は、図面を参照してより詳細に説明される。
本発明の受信機の内部のブロック図である。 ある実施形態による、下降する周波数階段におけるいくつかのホップにわたる周波数帯域分布を示す図である。 さらなる実施形態による、下降する周波数階段におけるいくつかのホップにわたる周波数帯域分布を示す図である。 さらなる実施形態による、いくつかのホップにわたる一般化された周波数帯域分布を示す図である。 さらなる実施形態による、いくつかのホップにわたる無作為な周波数帯域分布を示す図である。 さらなる実施形態による、チャネルバンドリングを伴ういくつかのホップにわたる無作為な周波数帯域分布を示す図である。 さらなる実施形態による、サブバンドがプリアンブル部分およびユーザデータ部分を備えるような、下降する周波数階段におけるいくつかのホップにわたる周波数帯域分布を示す図である。 ある実施形態による、チャネル推定および位相揃えを示す図である。 ある実施形態による、外挿によるチャネル推定および位相揃えを示す図である。 DoAおよびTDoAを使用した送信機の位置特定の図である。 ある実施形態による、2倍の帯域幅および4倍の帯域幅中のあるサブバンド中の2.4GHz帯域における、6つの要素を備えた2つの結合されたグループアンテナおよびOFDM信号に対する3つのMUSICスペクトルを示す図である。 ある実施形態による、2倍の帯域幅および4倍の帯域幅中のあるサブバンド中の2.4GHz帯域における、6つの要素を備えた2つのグループアンテナおよびOFDM信号に対するコヒーレントではないMUSICスペクトルを示す図である。 アップリンクモードにおけるある実施形態によるワイヤレス通信ネットワークを示す図である。 ダウンリンクモードにおけるある実施形態によるワイヤレス通信ネットワークを示す図である。 ある実施形態による、複数の結節点を伴うマルチユーザワイヤレス通信ネットワークを示す図である。 本発明の方法のブロック図である。 一般的に知られているセルラーワイヤレス通信ネットワークを示す図である。 所定のブロードバンド無線信号を使用した本発明の受信機の第1の例を示す図である。 所定のブロードバンド無線信号を使用した本発明の受信機の第2の例を示す図である。 所定のブロードバンド無線信号を使用した本発明の受信機の第3の例を示す図である。 所定のブロードバンド無線信号を使用した本発明の受信機の第4の例を示す図である。 所定のブロードバンド無線信号を使用した本発明の受信機の第5の例を示す図である。 時間ドメインにおいて重複するスペクトル部分を伴う所定のナローバンド無線信号を使用した本発明の受信機の例を示す図である。 重複するスペクトル部分を伴う2つの所定のナローバンド無線信号を使用した本発明の受信機の例を示す図である。 重複するスペクトル部分を伴う2つの所定のナローバンド無線信号を使用した本発明の受信機のさらなる例を示す図である。 2つの同時に受信される周波数サブバンドおよび2つのさらなる同時に受信される周波数サブバンドの重複するスペクトル部分を使用した本発明の受信機の例を示す図である。
図面の説明
同等のまたは等価な機能をもつ同等のまたは等価な1つまたは複数の要素が、同等のまたは等価な参照番号によって以下の説明において表記される。
図1は、情報を搬送する無線信号100を受信するように構成される本発明の受信機の内部機構を示す。無線信号100は、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102を有する全体の周波数帯域foverallを備える。第1の周波数サブバンド101は第1の中心周波数f1101cの周囲に配置され、第2のサブバンド102は第2の中心周波数f2102cの周囲に配置される。
第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102は互いに隣接して配置され、すなわち、2つの周波数サブバンド101、102は重複しない。しかしながら、本発明のいくつかの例によれば、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102は、周波数ドメインにおいてある程度重複し得る(たとえば、図2〜図9を参照されたい)。
本発明によれば、受信機は、第1の期間T1101tの間に、第1の周波数サブバンド101において無線信号100によって搬送される情報の第1の部分111を受信し、第2の期間T2102tの間に、第2の周波数サブバンド102において無線信号100によって搬送される情報の第2の部分112を受信するように構成される。
本発明によれば、受信機はさらに、第1の位相131を決定するために第1の周波数サブバンド101のチャネル推定121を実行し、第2の位相132を決定するために第2の周波数サブバンド102のチャネル推定122を実行するように構成される。
本発明によれば、受信機はさらに、第1の位相131および第2の位相132を使用して無線信号100の全体位相基礎133を決定するように構成される。
以下で詳細に説明されるように、受信機は、第1の位相131と第2の位相132との間の相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを決定し、相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで全体位相基礎133を決定するように構成される。
したがって、第1の位相131と第2の位相132との間の相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbが補償されるので、全体位相基準133は、少なくとも第1のサブバンド101および第2のサブバンド102の帯域幅にわたってコヒーレントに揃った、コヒーレントな全体位相を表し得る。1つまたは複数の周波数サブバンド101、102の単一の位相131、132のこの構築は、たとえば周波数ホッピング送信モードによって、無線信号100の部分111、112が別々のサブバンド101、102において部分ごとに送信されるとしても、コヒーレントな全体位相基礎133をもたらす。したがって、前記位相131、132間の相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとでのいくつかのサブバンド101、102の位相131、132のこの再構築は、単一の位相131、132よりも帯域幅の広いコヒーレントな全体位相基礎133をもたらし得る。したがって、本発明の原理は、部分ごとに送信される無線信号、たとえば周波数ホッピング信号111、112の全体の帯域幅の拡張を可能にする。前記拡張される全体の帯域幅およびコヒーレントな全体位相基礎133を備える再構築される信号は、たとえば、位置推定の目的で活用されることがあり、これによって、受信される信号の帯域幅が広いほど、位置推定の結果が良くなる。
無線信号の伝搬特性により、たとえばマルチパス環境では、受信機は、ある程度の伝搬遅延とともに、第1のサブバンド101および第2のサブバンド102のうちの1つの中で搬送されるそれぞれの信号部分を受信し得る。したがって、受信機に到達するサブバンド信号の位相にはばらつきがあり得る。したがって、マルチパス伝搬が考慮され得る場合、受信機は、1つの単一の位相だけを決定するのではなく、むしろサブバンド101、102の各々の中の位相のグループを決定することがある。しかしながら、本発明によれば、サブバンド101、102の各々の中の少なくとも1つの位相が受信機によって決定され、前記1つの位相は位相のグループに含まれ得る。
ある例によれば、受信機は、無線信号の上述の全体位相基礎133を決定するために、第1の位相131と第2の位相132を比較するように構成される。
そうするために、受信機は、第1の位相131と第2の位相132との間の相対的な位相誤差を決定するように構成され得る。受信機はさらに、相対的な位相誤差の補償のもとで無線信号100の全体位相基礎133を決定するように構成され得る。それは、第1の位相131および第2の位相132が互いとの間に位相シフトを備えることがあり、受信機が位相誤差とも呼ばれる位相シフトの量を決定できることを意味する。受信機が第1の位相131および第2の位相132から全体位相基礎133を再構築するとき、受信機は、2つの位相131、132が正しく(すなわち、コヒーレントに)揃えられ全体位相基礎133へと合成されるように、決定された位相誤差を補償するように構成される。結果として、チャネル全体がコヒーレントな全体位相基礎133を用いて再構築される。
ある例では、受信機は、第1の位相131および第2の位相132をある位相シフトによってコヒーレントに揃えるように構成されることがあり、第1の位相131および第2の位相132の一方は、無線信号100のコヒーレントな全体位相基礎133を決定するために、第1の位相131および第2の位相132の他方の位相シフトの基準位相として機能する。上で言及されたように、受信機は、第1の位相131および第2の位相132から全体位相基礎133を再構築するように構成されることがあり、それにより、以前に決定された位相誤差を考慮する。すなわち、受信機は、1つの位相を、受信機が残りの位相のすべてをそれに対して揃える基準位相として用いなければならない。この例によれば、受信機は、第1のチャネル101の第1の位相131を基準位相として用い得る。受信機は次いで、第2の位相132およびすべての後続の位相などのすべての残りの決定された位相をシフトし、それらを基準位相(第1の位相)131に揃える。
しかしながら、本発明の原理によれば、決定される位相のいずれもが、すなわちいずれのチャネルまたはサブバンドも、位相シフトの基準として機能し得る。
受信機は受信された位相のすべてを前記1つの選択された基準位相と揃えることができるので、受信機は全体の無線信号100を再構築するときに位相のすべてに対する共通の基礎を決定できると言える。したがって、前記共通の基礎は、全体の無線信号100を再構築するための全体位相基礎133とも呼ばれ得る。
一般に、本発明は、たとえばOFDM信号または同様の変調などの信号100が、重複する(可能性のある)サブバンド101、102において送信される、周波数ホップを伴うブロードバンド変調の変形を提案する。一般に、位相131、132は、周波数ホップの後で無作為に変更される(周波数合成が原因で時間的に非コヒーレントな送信機)。しかしながら、サブバンド101、102内での位相の関係が存在する。
サブバンド101、102内での相対的な位相差(または位相誤差)を決定した後で、信号111、112は、それらの正しい位相を用いて処理される。結果として、帯域幅がいくつかの周波数ホップにわたって実質的に広げられ得る。理論によれば、帯域幅の拡大は、到達時間(ToAまたはTDoA)のより正確な推定を可能にする。また、方向または角度(到達角度;AoA)の推定、到達時間および到達角度の合成された推定、ならびに直接の場所検出が、帯域幅および測定周波数の拡大から利益を得ることができる。
したがって、本発明は、ワイヤレス通信ネットワーク内での本発明の受信機の場所検出を実行するのに適していることがあり、これは図8〜図12を参照してより詳細に説明される。しかしながら、本発明の概念のすべての一般的な概念がまず説明され、それらの数学的な背景が以下で論じられるものとする。
上で言及されたように、本発明のある例によれば、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102は、周波数ドメインにおいて少なくとも部分的に重複し得る。
図2は、本発明による利用されるサブバンド101〜105がどのようにスペクトル的に、すなわち周波数範囲において重複し得るかを示す。図2において、全体のブロードバンド無線信号100(図1を参照して論じられたものなど)の全体の情報の一部分を各々搬送する、5つの例示的な周波数サブバンド101、102、103、104、105は、無線信号100の全体の周波数帯域foverall内に分散する。図示される周波数サブバンド101〜105の各々は、ある中心周波数f1、f2、f3〜fp-1、fpの周囲に配置される。
見られるように、サブバンド101〜105の各々は、周波数ドメインにおいて約50%だけそれぞれの後続のサブバンドと重複する。すなわち、第1のサブバンド101および後続の第2のサブバンド102は202においてスペクトル的に重複し、第2のサブバンド102および後続の第3のサブバンド103は203においてスペクトル的に重複し、第p-1のサブバンド104および前のサブバンド(図示されず)は204においてスペクトル的に重複し、第p-1のサブバンド104および後続の第pのサブバンド105は205においてスペクトル的に重複する。
サブバンドのそれぞれのペアのスペクトル重複は網目状の線で示されている。
本発明のさらなる例によれば、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102は、少なくとも10%、好ましくは少なくとも20%、より好ましくは20%〜50%のスペクトル重複を備え得る。
図3は、第1のサブバンド101および後続の第2のサブバンド102の重複するスペクトル部分がそれぞれのサブバンド101、102の帯域幅の50%未満であるような例を示す。図3に示される例では、スペクトル重複は20%〜50%の間にあり、より好ましくは約30%である。
図4は、上で言及された周波数ホップおよびサブバンド101〜105のスペクトル重複を、より一般的な用語で示し説明する。2つの周波数ホップpaおよびpbの信号はそれぞれ、paのサブバンドの中のサブキャリアκa→b(k)において、またはpbのサブバンドの中のκb→a(k)において重複する。マッピングκa→b(k)およびκb→a(k)は、paとpbとの間のそれぞれの重複するサブキャリアの選択を説明する。図4のマッピングκa,b(k)は、サブキャリア空間全体に対する割振り/マッピングを記述する。
上で説明された周波数ホップは、たとえば、自由に利用可能なISM-Bandにおいてローカルネットワーク(たとえば、WLANまたはWiFi)内で使用され得る。2.4GHz〜2.48GHzのISM-Bandにおいて、たとえば、20MHzの幅を有する周波数サブバンドは、15MHzの範囲内(すべての帯域を使用するとき)または10MHzの範囲内(1つおきの帯域を使用するとき)で重複する。サブバンドの前記20MHzの帯域幅を完全に活用するOFDMベースのWi-Fi規格は知られていない。IEEE 802.11g/hの信号は、64ポイントのDFT(離散フーリエ変換)において約53/64*20MHz=16.5625MHzの実効帯域幅、52個の使用されるキャリア、および帯域の中央にゼロキャリアを有する。同様の条件は、チャネルバンドリングを使用したWi-Fi規格、たとえばIEEE 802.11nに当てはまる。5GHzを超えるISMおよびU-NII-bandは、どのような重複するサブバンドも提供しない。
以下では、本発明の背後にある数学的な原理が説明される。その後に、可能な実施形態の議論が続く。
中心周波数fpを有する各周波数サブバンドのチャネル推定結果(またはADC測定結果)を再構築された全体の信号133を合成することが、本発明のいくつかの目標のうちの1つである。これは、周波数ドメインまたは時間ドメインのいずれかにおいて行われ得る。発振器の再チューニングにより、送信機および受信機における局所的な周波数合成の位相が、ややランダムに、または無作為にそれ自体を調整する。
本発明によれば、シンボルの(たとえば、OFDMにおける)または送信チャネルの相対的な共通の位相誤差がそれぞれ、各周波数ホップに対して推定される。この文脈における「相対的な」という用語は、ある周波数ホップから次の周波数ホップへの位相変化のみが決定されることを意味する。発振器は通常自由に動いており、グローバルな位相基準は存在しないので、たとえば中心周波数f1を有する第1の周波数サブバンドから、無作為に選ばれるチャネルが、基準として使用される。
ある例として、基準との比較は、復調されたOFDMデータワードの重複するキャリアから作られ得る。1つの周波数ホップ間隔Thopの送信時間長は、少なくとも1つのOFDMシンボルである。ガード間隔Tguardは2つの周波数ホップ間に配置されることがあり、これらのガード間隔は、安定した中心周波数またはキャリア周波数がそれぞれ送信の間に使用されるように、スイッチング、デチューニング、および整定のプロセスをカバーする。図2では、たとえば、周波数階段の形状を有する周波数ホップパターンが図示されている。
周波数シンボルは、K個のサブキャリアを占有することがあり、長さNgdの巡回プレフィックスとともに機能することがある。したがって、NT=(K+Ngd)Tは、1/Tの処理レートでの時間ドメインにおけるOFDMシンボルの全体の時間的な拡張である。ゼロシンボルの代替的なポストフィックス、すなわち、Zero-Padded-Postfixの使用、またはフィルタバンクOFDM(代替的にFMBCと呼ばれる)およびUnique-Word-OFDMの使用は、本発明の原理を何も変更しない。
信号、すなわち無線信号100は、デジタル的に生成され得る。したがって、送信機においてキャリア合成のために自由に動く発振器の位相φTXLO,p,k=φTXLO,pは、周波数ホップ間隔pの中で任意であり得るが、あらゆるサブキャリアkに対して同じままである。受信機システムは、追加の遅延の項または周波数に依存する項
φRXLO,i,p,k,l=φRXLO,i,p-2πfkτi,l
を備え得る。
ここで、インデックスがIであるL個のチャネル経路が受信機iに到達すると考える。これから、次のような全体位相が得られる。
φi,p,k,l=φTXLO,p-φRXLO,i,p-2πfkτil
1つの周波数ホップ間隔p内で、送信機のローカル位相φTXLO,pおよび受信機のローカル位相φRXLO,i,pは、それぞれのサブキャリアkとは無関係である。したがって、以下の共通の位相誤差が得られる。
φLO,i,p=φTXLO,p-φRXLO,i,p
p番目の周波数ホップのm番目のOFDMシンボルの中のサブキャリアkにおける送信シンボルは、Sp,m,k=Sp(fk,mNT)である。通常、その変調は、たとえばPSK(位相偏移変調)によって位相コーディングされ、または、たとえば直交振幅変調(QAM)によって直交振幅変調される。送信ベクトルSp,m=(Sp,m,1, Sp,m,2,..., Sp,m,K)Tの逆離散フーリエ変換(IDFT)に続いて、以下の巡回プレフィックスが加算され得る。
sm=addprefix(IDFT(Sp,m))=(s([0+mN]T),s([1+mN]T),...,s([N-1+mN]T))T
その後、信号は、アナログ信号へと変換され、高周波の範囲へと混合される(増幅およびフィルタは簡単にするために省略される)。したがって、以下の信号が、i番目の受信機ノードにおけるベースバンドの中のミキシングおよびサンプリングの後で得られ得る。
Figure 0006959333
巡回プレフィックスの除去(式において本質的に発生する)およびDFTの後で、受信信号は次の形式を備え得る。
Figure 0006959333
チャネルは、複素数のチャネル係数である対角行列Hi,p=diag(Hi,p)によって表現されてよく、これは、遅延および振幅に従った1つ1つのチャネル経路の重ね合わせから理解され得る。共通の位相誤差exp(jφi,p)がチャネルから抽出されているが、これは一般にHi,pの一部としてのみ推定され得る。Wi,p,mは、熱雑音の周波数ドメイン表現である。
信号Sp,mはまた、既知の信号プリアンブルまたはOFDMパイロットの(重複する)シーケンスであり得る。また、完全な信号の復号および記録の後の復調、ならびにOFDMフレームにおけるユーザデータの再変調が可能であることがあり、すべてのOFDM信号部分の完全な使用を可能にすることがある。復調された信号は、
Figure 0006959333
によって表され得る。
図4に示されるように、2つの周波数ホップpaおよびpbの信号はそれぞれ、paのサブバンドの中のサブキャリアκa→b(k)において、またはpbのサブバンドの中のκb→a(k)において重複する。マッピングκa→b(k)およびκb→a(k)は、paとpbとの間でのそれぞれの重複するサブキャリアの選択を記述する。図4のマッピングκa,b(k)は、サブキャリア空間全体に対する割振り/マッピングを記述する。
差分位相または差分フェーザ
Figure 0006959333
は、たとえば
Figure 0006959333
から推定され得る。
paおよびpb上の同一の送信シーケンスに対しては、以前の復調、すなわち
Figure 0006959333
または
Figure 0006959333
を通る区分はそれぞれ、省略さえされてもよい。この場合、復調は、チャネル推定において明示的にまたは暗黙的に実行されなければならないことがある。位相差分の他の推定量は、
Figure 0006959333
から導出され得る。
そのようなフェーザ
Figure 0006959333
または関連する位相
Figure 0006959333
が1つ1つの重複するスペクトル部分から決定されると、およびすべての測定結果が互いに完全に結び付けられると、チャネル全体が、1つ1つの推定されたサブチャネル101、102または1つ1つの受信された信号111、112の重ね合わせから計算され得る。したがって、サブチャネル101、102、または復調された信号はそれぞれ、正しい位相で周波数ドメインにおいて重ね合わされる。
簡単な例示的な計算は、2つの変調されていない受信シンボルを加法的に重ね合わせ得る。
Figure 0006959333
サブバンド当たり2つより多くの復調されるOFDM信号が重ね合わせられる場合、それに従って合計が延長する。重ね合わせはまた、たとえば特にモデル化されているWiener-Filter[speth01]において、全体のチャネル推定に直接影響し得る。
周波数ドメインおよび時間ドメインにおける重複が大きいほど、第2の(重複する)チャネル102の相対的な位相誤差
Figure 0006959333
の推定はより正確になる。時間的な重複は、トレーニングシーケンス(プリアンブル)の長さによって、または完全な復号の場合、2つの周波数ホップ間の送信の長さによって、固定的に与えられる。
スペクトル範囲
Figure 0006959333
における得られる全体のチャネル推定は、1つ1つのサブキャリアを通じたチャネル上の重複するスペクトル傾斜において、exp(j2πfkτi)という項によって提示される、はるかに高いスペクトル分解能を提供する。それらの傾きまたは勾配は、L個の経路の到達時間
τi,l=τprop,i,l+ΔTi
によって決定される。チャネルのこれらの経路はそれぞれ、次いで、MUSICアルゴリズム、ESPRITアルゴリズム、または同様の方法によって推定されることがあり、特に、順方向逆方向平均法および平滑化による前処理が使用され得る。
サブバンドにおける低い信号対雑音比または不正確なチャネル推定値
Figure 0006959333
に対して、チャネル全体の相対的な位相誤差
Figure 0006959333
の不正確な推定が生じることがある。したがって、チャネル全体の推定
Figure 0006959333
または到達時間τi,lは、低い品質にしか達しないことがある。そうすると、チャネル全体のチャネル推定は、サブバンドのチャネル推定(到達時間の推定)より不正確であることがある。本発明の概念はSNR閾値を有し得ることが予想される。
同期された受信機に対して、時間差はΔTi=ΔTであるので、(場合によっては曖昧な)遅延差分
Figure 0006959333
が得られ得る。したがって、場所の推定は、到達時間差分(TDoA)を、およびしたがって、図10において双曲線で示されるものなどの、ワイヤレス通信ネットワーク(たとえば、図14)の1つの無線セル内での距離の差分
Figure 0006959333
を活用することができる。
復調されたOFDM信号はすでに、チャネル推定値と見なされ得る。加えて、または代わりに、サブバンドの平滑化されたOFDMチャネル推定からの重複するサブキャリアも使用され得る。OFDM信号は離散サンプリング値から生成されるので、その後で周波数ドメインにおいて周期的なスペクトルを有する。したがって、平滑化されたチャネルは、(サブ)バンド境界にわたって循環的に継続する。したがって、周波数範囲の境界におけるチャネルの実際の進行が変化する。これは、データ送信にさらに関連するものではないことがあり、それは、同じ影響がサブキャリア上のデータ信号に対して同じ程度あるからである。しかしながら、これは共通の位相誤差を決定するには望ましくなく、それは、重複するエリアにおいて位相の関係を歪めるからである。しかしながら、他の理由で、すべての一般的なOFDMシステムが帯域の端にゼロキャリアを置くので、重複の領域は限られることがあり、しかし利用可能な信号はより歪まないようになる。
本発明の方法はまた、OFDM以外のブロードバンド技術のために使用され得る。
・たとえばUMTSおよびHSPAにおいて使用されるものなどの、CDMA(符号分割多重接続)。時間ドメインにおける信号の拡散は、拡散の係数によって広げられるスペクトルをもたらす。周波数ドメインにおける等化が、特に高レートの変形(たとえば、HSPA)において広く提案されている。それに基づいて、周波数ドメインの中の信号はOFDMのように変調されることがあり、周波数ドメインSp,m,kの中の変調は、送信される時間信号sp,m,nのDFTによって計算される。チャネル推定、周波数ホップ間の位相差分、チャネル全体の推定、および到達時間の検出は、説明されるような周波数ドメインにおいて使用される。基本規格IEEE 802.11(b)は、直接シーケンススペクトラム拡散(DSSS)の実装形態に基づく。これは、ほとんどあらゆるWiFi実装形態において互換モードとして含まれている。
・SC-FDMA(たとえば、LTEアップリンク)[myungo6,3gpp]またはMC-CDMAは、OFDMおよびOFDMAおよび基本的な実装形態のように、いずれにしてもDFTに基づく周波数分析を必要とする技法である。したがって、本発明の方法は、好ましくは何ら修正を伴わずに、説明されるように使用され得る。
・一般化された周波数分割多重化(GDFMA)[fettweis09]、フィルタバンクマルチキャリア(FMBC)変調[farhang11]、およびOFDM/OQAM(オフセットQAM)[siohano2]はさらに、スペクトル効率の高い直交サブキャリアへと情報が拡散される、同様の技法である。第5世代モバイル通信(5G)において議論されているGDFMおよびFBMCは、完全な直交性を完全に省く。これらの技法についても、本発明の方法は、実質的な修正なしで重複するサブバンドを通じた周波数ホップのために使用され得る。
本発明の数学的な背景が上で説明されたので、本発明のいくつかの例がここで説明される。
図3、図5、図6、および図7は、本発明の原理が使用され得る周波数ホッピング方法の例示的な実装形態またはパターンを示す。図3は、それぞれのサブキャリア101〜105の帯域幅の50%未満の中心周波数f1,...fpの周囲で、使用されるサブバンド101〜105の重複がある周波数階段を示す。
したがって、サブキャリア101〜105は、部分301〜305によって見られるように、それぞれのサブバンドの中心においてスペクトル的に重複しない。そのような具現化は、事実上各OFDM規格がサブバンドの端にあるゼロキャリア(信号を伴わない)を使用するので、有利である。
一般的な使用事例はプローブ方法として想起可能であることがあり、このプローブ方法にしたがって、IEEE 802.11ファミリーのWiFiデバイスは、送信されるプローブ信号によってアクセスポイントの応答についてサブバンドをスキャンする。しかしながら、WiFiシステムは、互換性の理由でIEEE 802.11(b)に従ってDSSS信号を使用するが、これは本発明の方法の使用を妨げない。40msのチャネル滞在時間は現時点では非常に長い[chen10]。モバイルデバイスは、次のチャネルに切り替える前に、「プローブ要求」を送信し、アクセスポイントの「プローブ応答」を待機する。
上で言及された周波数階段の代替として、図5は、周波数ホップ周波数の不均一な分布パターン、すなわちサブバンド101〜105の不均一な分布を示す。この例では、サブバンド101〜105は、約50%のスペクトル重複201〜205を備える。
ある例によれば、受信機は、時間ドメインにおいてランダム化された順序で複数の連続する周波数サブバンド101〜105を受信するように構成されることがあり、複数の周波数サブバンド101〜105は、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102、ならびに、無線信号100によって搬送される情報のさらなる部分を含む少なくとも1つのさらなる周波数サブバンド103、104、105を含む。
したがって、周波数サブバンド101〜105の各々は、信号100全体に含まれる情報の一部分を含む(図1参照)。上で言及されたように、サブバンド101〜105は、図5に示されるように、時間ドメインにおいてランダム化された順序で受信機に到達し得る。時間ドメインにおけるランダム化された順序は、サブバンド101〜105が異なる時点で受信機に到達し得ることを意味する。図5に示される例では、第1のサブバンド101がまず受信し、次いで第p-1のサブバンド104が後に続き、次いで第3のサブバンド103が受信機に到達し、次いで第pのサブバンド105が到達し、少なくとも第2のサブバンド102が到達する。
しかしながら、周波数バンド自体が周波数ドメインにおいて変化しないので、それらのそれぞれのスペクトル的に重複する部分は、上で説明されたものと同じままである。すなわち、第1のサブバンド101および第2のサブバンド102は重複するスペクトル部分202を備え、第2のサブバンド102および第2のサブバンド103は重複するスペクトル部分203を備え、以下同様である。
そのようないくつかの異なる、部分的に不均一なパターンの使用は、マルチユーザシステムまたはマルチセルシステムにおける干渉を減らすので、有利である。丁度Bluetooth（登録商標）[bluetooth（登録商標）40]またはWimedia UWB[wimedia15]のように、相互干渉はより稀に、または起こりにくくなる。
802.11n以降のWiFi規格ならびにセルラー規格はいわゆるチャネルバンドリングの可能性を提供するので、OFDM信号がいくつかのサブバンドにまたがる。第2のホップにおける、すなわち第p-1のサブバンド105と第2のサブバンド102との間の例が、図6に示されている。
ある例によれば、受信機は、時間ドメインにおいてランダム化された順序で複数の連続する周波数サブバンド101〜106を受信するように構成されることがあり、複数の周波数サブバンド101〜106は、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102、ならびに、無線信号100によって搬送される情報のさらなる部分を含む少なくとも1つのさらなる周波数サブバンド103、104、105、106を含む。
さらなる例によれば、複数の周波数サブバンド101〜106のうちの少なくとも1つは、チャネルバンドリングされる周波数帯域102を形成するために、少なくとも1つのさらなる連続する周波数サブバンド101〜106と一緒にチャネルバンドリングされることがあり、受信機は、チャネルバンドリングされた周波数帯域102を受信するように構成される。
上で言及されたように、チャネルバンドリングは、たとえば、802.11n以降のWiFi規格において使用され得る。図6に示される例示的な図において見られるように、第2の周波数サブバンド102がチャネルバンドリングされる。すなわち、第2のサブバンド102は中心周波数f2を有することがあり、チャネルの帯域幅f2は、残りのチャネルまたはサブバンド101、104、105、106より広い帯域幅にわたる。具体的には、第2のサブバンド102は、第1のサブバンド101の帯域幅および第3のサブバンド103の帯域幅をカバーする。したがって、第2のサブバンド102は、第1のサブバンド101および第3のサブバンド103とチャネルバンドリングされる。
この例によれば、第2の周波数サブバンド102は第1の周波数サブバンド101より広い帯域幅を有し、第2の周波数サブバンド102の帯域幅は、第1の周波数サブバンド101と、任意選択で少なくとも1つのさらなるサブバンド、すなわち第3のサブバンド103もカバーして、チャネルバンドリングされた周波数サブバンド102を形成し、これもチャネルバンドリングと呼ばれる。
したがって、サブバンドの重複はこの場合省略され得る。しかしながら、これは一般的な概念を何も変えない。
図7は、たとえばプリアンブル部分701〜705およびユーザデータ部分711〜715への、OFDM信号の分散を示す。
見られるように、各周波数サブバンド101〜105は、プリアンブル部分701〜705およびユーザデータ部分711〜715を備える。プリアンブル部分701〜705は周波数ドメインにおいて少なくとも部分的に重複し、すなわち、それらは少なくとも50%、または少なくとも20%、または20%から50%の間のスペクトル重複を備える。
具体的には、プリアンブル部分701〜705は、722、723、724、および725においてスペクトル的に重複する。
図7の例では、サブバンド101〜105の各々は、それぞれの後続の(すなわち、時間ドメインにおいて後続の)サブバンドとの、約50%のスペクトル重複722〜725を備える。
上で言及されたように、サブバンド101〜105の各々は、全体の信号100によって搬送される情報の一部分を含む。さらに、この例では、各サブバンド101〜105は、プリアンブル部分701〜705およびユーザデータ部分711〜715を含む。プリアンブルはトレーニングデータを含み得る。
ある例によれば、第1の周波数サブバンド101の中の無線信号によって搬送される情報の第1の部分および第2の周波数サブバンド102の中の無線信号によって搬送される情報の第2の部分は各々、プリアンブル部分701〜705と、任意選択でユーザデータ部分711〜715とを含み、受信機は、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102の各々に対してチャネル推定を実行するように構成され、チャネル推定は、それぞれのプリアンブル部分701〜705に基づく。
したがって、プリアンブル部分701〜705はスペクトル的に重複し、各サブバンド101〜105の位相を決定するための上で説明されたチャネル推定は、ユーザデータ部分711〜715の代わりにプリアンブル部分701〜705に基づく。簡略化された実施形態では、信号のトレーニングデータのみが使用される。
上で説明されたプリアンブル部分の他に、パイロットデータもチャネル推定のために使用されることがあり、このパイロットデータは、図8のアルゴリズムに示されるように、サブバンド101〜105のスペクトルにわたって分散され得る。
各サブバンド101、102、103はユーザデータ部分およびパイロット部分を含み、パイロットはそれぞれの周波数サブバンド101、102、103内で(たとえば、均一に)分散される。サブバンド101、102、103の各々は、後続の(すなわち、時間ドメインにおいて後続の)サブバンド101、102、103と周波数ドメインにおいて少なくとも部分的に重複する。具体的には、第1のサブバンド101および第2のサブバンド102は822においてスペクトル的に重複し、第2のサブバンド102および第3のサブバンド103は823においてスペクトル的に重複する。
ある例によれば、受信機は、無線信号の全体位相基礎834を決定するために、スペクトル重複822内で第1のサブバンド101の第1の位相831を第2のサブバンド102の第2の位相832と比較するように構成され得る。
見られるように、チャネル推定はサブバンド101、102、103の各々において実行される。具体的には、第1のチャネル推定801は第1のサブバンド101に関して実行され、第2のチャネル推定802は第2のサブバンド102に関して実行され、第3のチャネル推定803は第3のサブバンド103に関して実行される。各チャネル推定801、802、803によって、受信機は、それぞれのチャネルまたはサブバンド101、102、103の位相831、832、833を決定する。
重複する部分822、823の重複する性質により、サブバンド101、102、103の重複する部分と重複する部分との間には位相の相関がある。しかしながら、発振器は自由に動作していることがあり、位相831、832、833はずれることがあり、すなわち、位相誤差が各ホップ間で存在することがある。
ある例によれば、受信機は、第1のサブバンド101の第1の位相831と第2のサブバンド102の第2の位相832と第2のサブバンド102の第2の位相832との間の相対的な位相誤差を決定し、相対的な位相誤差の補償のもとで無線信号の全体位相基礎834を決定するように構成され得る。
すなわち、受信機は全体の無線信号100の全体位相基礎834を再構築するように構成され、受信機は、全体位相基礎834を得るために、各ホップ間の相対的な位相誤差を補償し、単一の位相831、832、833を互いに対してコヒーレントに揃えるように構成される。
グローバルな基準が欠けているので、受信機は、すべての他の位相がそれに対して揃えられる基準位相として、位相831、832、833のうちの1つを選び得る。受信機へ時間的に最初に到達するサブバンドの位相を基準位相として選ぶことが有利である。
ある例によれば、受信機は、位相シフトによって第1の位相831および第2の位相832をコヒーレントに揃えるように構成され、第1の位相831および第2の位相832の一方は、無線信号のコヒーレントな全体位相基礎834を決定するために、第1の位相831および第2の位相832の他方の位相シフトの基準位相として機能する。
上で言及されたように、本発明の原理は、ワイヤレス通信ネットワーク内での受信機の場所を検出するために使用され得る。これを達成するために、受信機は、全体の信号の再構築された全体位相基礎834に基づいて、再構築された全体の信号の到達時間を決定し得る。やはり、全体位相基礎834はチャネル推定804によって決定され、各チャネルまたはサブバンド101、102、103は、別個のチャネル推定801、802、803において別々に推定される。したがって、受信機は、全体の信号の再構築された位相基礎834の位相に基づいて、全体の信号の到達時間を決定し得る。
したがって、受信機は、再構築されたコヒーレントの全体位相基礎834によって到達時間(ToA)推定821を実行するように構成され得る。各々の受信され再構築される全体の信号に対して、ToA推定は特定の時間遅延841、842、843を生むことがあり、これは場所検出プロセッサ850へと与えられ得る。
ある例によれば、受信機は、無線信号の全体位相基礎834を使用することによって無線信号により搬送される情報の遅延841、842、843を決定し、遅延に基づいて、ワイヤレス通信ネットワーク内での受信機の空間的位置を決定するように構成される場所検出ユニット850へ遅延841、842、843を提供するように構成され得る。
ToAの決定の他に、本発明の原理は、到達時間差分(TDoA)または相対信号タイミング差分(RSTD:Relative Signal Timing Difference)の計算にも使用され得る。
ある例によれば、場所検出ユニット850は、到達時間(ToA)、到達時間差分(TDoA)、および相対信号タイミング差分(RSTD)の計算のうちの少なくとも1つのために遅延841、842、843を使用することによって、受信機の空間的場所を計算するように構成される。
図8の例を要約すると、実際のパイロットキャリアが周波数ドメインにおいて重複しないとしても、チャネルホップ間の位相差分が重複するチャネル推定801、802、803から決定され得る。それに基づいて、全体のチャネルが、時間ドメインまたは周波数ドメインのいずれかで820において推定され、この全体のチャネルから、TDoA場所検出プロセッサ850の入力としてたとえば使用され得る到達時間が821において決定され得る。図8に図示されるシーケンスは、図7を参照して前に説明されたように、ユーザデータおよびチャネル推定プリアンブルの使用と等価である。
再構築された位相コヒーレンシまたは位相基礎834は、850において位相ベースの(相対的な)TDoAのために使用され得る。曖昧さが残る場合、それらは高精度の衛星航法(Precise Point Positioning)の場合と同様の方式で解決され得る。リアルタイムキネティクス法(RTK:Real-Time-Kinetics-method)によれば、特に相対的な位相(2倍の差分として)が考慮される。2次元の場所検出では、少なくとも4つの空間的に分散した同期された受信機が必要である。
GPSにおけるobserved TDoA(OTDoA)について知られているものなどの反転も可能な実施形態である。しかしながら、この場合、分散した基地局は、周波数ホッピング信号を送信しなければならないことがある。
本発明の例はまた、重複しないサブバンド101、102、103を提供し得る。本発明のパイロットベースのチャネル外挿方法を示す図9において、そのような例が示されている。図9の例は、図9ではサブバンド101、102、103が重複しないことを除き、図8を参照して前に説明された例と同様である。したがって、図8を参照して前に説明された、共通の特徴のすべての説明が、図9に対して有効である。
重複したサブバンドにわたってホッピングするブロードバンド信号について上で説明された、チャネル伝達関数の整合の方法がここで拡張される。図9に示される例では、本発明のより広い使用を可能にする、重複しないブロードバンド周波数サブバンド101、102、103が使用される。
そうするために、チャネル伝達関数、すなわち(個別の)周波数ドメインにおけるチャネルは外挿されなければならず、本発明の概念の上で説明された例のように補間または平滑化されてはならない。信号帯域幅を超える周波数ビンにおける外挿されるチャネル901、902、903、904が、ここで再び重複し、再び整合を可能にする。
チャネル伝達関数の外挿のための方法は、ローパスフィルタ、専用のWienerフィルタ、またはこれらの適応的な近似であり得る。
・第1は、観測帯域幅におけるチャネルインパルス応答またはチャネル伝達関数から決定される、特に最大遅延スプレッド、二乗平均平方根遅延スプレッド、またはコヒーレンス帯域幅のような統計的な特性に従って、あらかじめ定められた外挿子のセットから選ばれ得る。すべての周波数範囲において、これらの特性(遅延スプレッド、コヒーレンス帯域幅、およびモデル次数)は同じでなければならないことに留意されたい。
・Wiener外挿子は、チャネルおよび信号の統計に対して適応され、二乗平均誤差(線形最小二乗平均誤差)に関して最適な線形外挿フィルタを表す。それはまた、ガウス観測(ガウシアンチャネルおよび雑音)に対しても一般に最適であり、すなわち平均二乗誤差が最小である。チャネル伝達関数のWienerフィルタベースの推定器の一般的な基礎は、周波数相関関数の逆離散フーリエ変換である電力遅延プロファイル(PDP)である。少なくとも、最大の遅延スプレッドまたはコヒーレンス帯域幅が与えられる(すなわち、推定される)べきである[KayEstTheory]。
・Wienerフィルタを近似するために適応フィルタが使用されることがあり、このときチャネル統計が(フィルタ係数の適応を介して)固有に推定される。適切な適応方法は最小二乗平均(LMS)誤差および逐次最小二乗(RLS)であり、ここで後者はチャネル統計に対する推定を直接使用する。
図9に示される例において見られるように、無線信号の全体の周波数帯域が、各々の隣接するサブバンドとサブバンドの間に位置する周波数帯域ギャップを備え、すなわち、第1のサブバンド101と第2のサブバンド102との間に周波数ギャップ961があり、第2のサブバンド102と第3のサブバンド103との間にさらなる周波数ギャップ962がある。したがって、それぞれの周波数サブバンド101、102、103はこの例では重複しない。
各周波数ホップ間の位相の相関を決定するために、受信機は、事実上の重複部分を構築するために位相の外挿912、921、923、932、934を実行するように構成される。前記外挿は、それぞれのチャネル推定プロセス901、902、903の間に行われ得る。
したがって、ある例によれば、無線信号の全体の周波数帯域は、第1の周波数サブバンド101と第2のサブバンド102との間に位置する周波数帯域ギャップ961を備えることがあり、受信機は、周波数帯域ギャップ961内の第1の位相941および周波数帯域ギャップ961内の第2の位相942を、外挿によって推定するように構成される。
さらなる例によれば、受信機は、無線信号の全体位相基礎944を決定するために、周波数帯域ギャップ961内の第1の位相941の外挿された部分912を周波数帯域ギャップ961内の第2の位相942の外挿された部分921と比較するように構成され得る。
外挿された部分912、921は、互いとの間に相対的な位相シフト、すなわち相対的な位相誤差を備え得る。受信機は、前記位相誤差を決定し、全体位相基礎944を再構築するために第1の位相941と第2の位相942を合成するときにその位相誤差を修正または補償するように構成される。
したがって、ある例によれば、受信機は、第1の位相941と第2の位相942との間の相対的な位相誤差を決定し、相対的な位相誤差の補償のもとで無線信号の全体位相基礎944を決定するように構成され得る。
これに関して、さらなる例によれば、受信機は、第1の位相941および第2の位相942をある位相シフトによってコヒーレントに揃えるように構成されることがあり、第1の位相941および第2の位相942の一方が、無線信号のコヒーレントな全体位相基礎944を決定するために、第1の位相941および第2の位相942の他方の位相シフトのための基準位相として機能する。
上で言及されたように、この例では、サブバンド101、102、103は、それぞれの周波数サブバンド101、102、103のスペクトルにわたって拡散される1つまたは複数のパイロットデータを備える。図9において見られるように、パイロットデータは、周波数サブバンド101、102、103の各々において均一に分散され得る。受信機は、パイロットデータが重複しないとしても、各ホップ間の相対的な位相誤差を決定し得る。これは、上で説明された外挿によって達成される。
上でやはり言及されたように、場所検出プロセッサ850は、ワイヤレス通信ネットワーク内での受信機の空間的場所を検出するように構成され得る。
これを達成するために、第1の周波数サブバンド101において搬送される情報の第1の部分または第2の周波数サブバンド102の中の情報の第2の部分のうちの少なくとも1つが、所定の無線信号を含むことが可能であり得る。そのような所定の無線信号は、たとえばダウンリンクの中の場所基準信号(PRS)またはアップリンクの中のサウンディング基準信号(SRS)などの、所定のタスクに対して提供される専用の無線信号であり得る。
本発明のある例によれば、そのような所定の無線信号は、上で説明されたような、2つ以上のサブバンドの全体位相基礎を決定するために活用され得る、スペクトル的に重複する部分を備え得る。前記所定の無線信号は、上で説明された実施形態に加えて、またはその代わりに使用されることがあり、たとえば、重複するサブバンド101、102に加えて、もしくはその代わりに、かつ/または、重複する外挿された部分901、912、921、923、932、934に加えて、もしくはその代わりに使用されることがある。
コヒーレントな全体位相基礎を再構築するための所定の無線信号を使用することは、図17A〜図21を参照して以下で説明される。これらの図では、場所基準信号(以下ではPRSまたはM-PRSと簡単に呼ばれる)は、所定の無線信号のいくつかの非限定的な例のうちの1つとして論じられる。当然、PRS以外の他の所定の無線信号が、例示的に図示されるPRSの代わりに、またはそれに加えて使用され得る。
所定の無線信号は、たとえば、それが手近な帯域幅に関してブロードバンドであり得ることと、時間および周波数を十分に離隔した伝搬チャネルのサンプリングを可能にし得ることとを特徴とし得る。そうするために、所定の無線信号は、たとえば信号ストリームに定期的に挿入され得る。しかしながら、即時の位置要求のために(たとえば、緊急通報のために)、それは非定期的であってもよく、信号ストリームへ即時に統合されてもよい。所定の無線信号のシーケンスは、有利には、特別に設計および定義されてよく、最適には、ある無線送信機に対して固有であってよく、または少なくとも、干渉を最小にするために信号カバレッジに関してより広い近隣の範囲内にある1つの無線送信機に対して固有であってよい。
LTEでは、たとえば、PRSは最大で100個の物理リソースブロック(PRB)の帯域幅にわたって送信され得る。1つのPRBは、180kHzの帯域幅に対応する。そのようなPRSは、ブロードバンドPRSまたは単にPRSと以下では呼ばれることがある。
いわゆるMTC(マシンタイプ通信)またはmMTC(大規模マシンタイプ通信)などの他のシナリオでは、PRSは6つのPRBの帯域幅にわたって送信され得る。いわゆるNB-IOT(ナローバンドモノのインターネット)では、PRBは、1つだけのPRBの帯域幅にわたって送信されることすらある。これは、それぞれのMTC UE、NB-IOT UEに対して利用可能であり得る最大の実効帯域幅(データ送信ならびにシグナリングタスクおよび同期タスクのための)を表し得る。したがって、MTC、mMTC、NB-IOTなどにおけるPRSは、ナローバンドPRSまたはM-PRSとも以下では呼ばれることがある。
さらに、基地局(たとえば、BS、eNB、gNBなど)は、ブロードバンドPRSおよびナローバンドM-PRSを送信するために構成され得る。たとえば、LTE Rel.14では、重複するスペクトル部分において両方の信号が同一であるように、両方の信号が作成される。言い換えると、M-PRSは(LTE)PRSに基づき、すなわち、M-PRSは周波数ドメインにおけるPRSのセクションまたはスニペットを表す。
基地局は1つまたは複数のブロードバンドPRSを送信し得るが、MTC UEは、基地局と比較して低減された受信帯域幅しか備えないことがある。したがって、完全な送信されたブロードバンド無線信号を受信するために、無線信号の複数の部分が狭い周波数サブバンドにおいて送信されるような周波数ホッピング方法が使用されることがあり、ここで受信機は前記狭い周波数サブバンドを受信するように構成される。受信機は、異なる狭い周波数サブバンドを受信するようにそのPLLをデチューニングしなければならないことがある。しかしながら、前記デチューニングは、2つの受信される狭い周波数サブバンドの間に、相対的な位相誤差とも呼ばれるランダムな位相シフトをもたらすことがある。
本発明によれば、受信機は、これらの2つの狭い周波数サブバンド上の受信された信号間の相対的な位相誤差を決定し、相対的な位相誤差の補償のもとで、コヒーレントな全体位相基礎とも呼ばれる位相コヒーレンシを決定するように構成され得る。本発明のこの態様によれば、受信機は、2つの狭い周波数サブバンド間の相対的な位相誤差を決定してコヒーレントな全体位相基礎を確立するために、PRS、M-PRSなどの所定の無線信号のスペクトル的に重複するスペクトル部分を活用することができる。
結果として、帯域幅は事実上、いくつかの周波数ホップにわたって広げられ得る。理論によれば、帯域幅の拡大は、より正確な到達時間(ToAまたはTDoA)の推定を可能にする。また、方向または角度の推定(到達角度;AoA)、および到達時間と到達角度の合成された推定、ならびに直接の場所検出が、帯域幅および測定周波数の拡大から利益を得ることができる。
たとえば、上で説明されたものと同様または同一の周波数ホッピング方法は、PRSまたはM-PRSの受信タイミングのよりロバストで信頼性のある推定を提供するために使用され得る。PRSおよび/またはM-PRSの送信および受信は、第1の狭い周波数サブバンド101において第1の期間T1の間に起きることがある一方で、第2の狭い周波数サブバンド102において第2の期間T2の間に起きることがある。現在、最大で4つの狭い周波数サブバンド101、102、103、104が定義されることがあり、一方、それらの4つの周波数サブバンド101、102、103、104の間で定期的に切り替えられることがある。しかしながら、2つの狭い周波数サブバンド101、102だけが非限定的な例として以下で論じられ得るとしても、本発明は、将来の無線ネットワークおよび規格において使用可能になるであろう、2つよりも多くの、また4つよりも多くの周波数サブバンドもカバーすることができる。
以下で説明される例では、無線チャネルのコヒーレンシ時間は図示される信号期間より長いことがあると仮定される。
図17Aは、本発明の原理による周波数ホッピング送信方式におけるコヒーレントな全体位相基礎を確立するために2つのブロードバンドPRSが使用され得る、第1の例を示す。
図17Aは、上で論じられた周波数サブバンド101、102に相当し得る、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102を示す。見られるように、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102は、しかしながら、周波数ドメインにおいてスペクトル的に重複しないことがある。代わりに、第1の周波数サブバンド101の上側の帯域幅の端171は、第2の周波数サブバンド102の下側の帯域幅の始点172に接してよい。バンドギャップ(ここでは明示的に図示されない)が第1の周波数サブバンド101と第2の周波数サブバンド102との間に存在し得ることも可能であり得る。しかしながら、上で言及されたように、本発明のこの特定の例によれば、周波数サブバンド101、102自体は、どのようなスペクトル重複部分を備えないことがある。
図17Aに見られるように、基地局によって以前に送信された可能性がある2つの所定の無線信号181、182は、本発明の受信機によって受信され得る。所定の無線信号181、182は、2つのPRS181、182によって非限定的な例として例示的に図示される。第1のPRS181は第1の期間T1の間に受信され得る。この例において、第1のPRS181は、第1の周波数サブバンド101の受信の間に受信される。第2のPRS182は、第2の期間T2の間に受信され得る。この例では、第2のPRS182は、第2の周波数サブバンド102の受信の間に受信される。
第1のPRS181は、第1の周波数サブバンド101の帯域幅より広い帯域幅を備え得る。さらに、第2のPRS182は、第2の周波数サブバンド102の帯域幅より広い帯域幅を備え得る。図17Aに示される例では、PRS181、182の両方が同じ帯域幅を備える。さらに、PRS181、182の両方がともに、第1の周波数サブバンド101と第2の周波数サブバンド102の帯域幅より広い帯域幅を備え得る。
本発明のこの例の受信機は、少なくとも第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102の帯域幅ならびに任意選択で予備の帯域幅をカバーする第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102の少なくとも中心周波数f1およびf2へとチューニング可能である。たとえば、受信機は、第1の周波数サブバンド101と、任意選択で第1の周波数サブバンド101を上回るスペクトル部分173aおよび/または第1の周波数サブバンド101を下回るスペクトル部分173bとをカバーし得る、第1の受信帯域幅173を備え得る。DFTが使用される場合、第1の周波数サブバンド101、ならびに、任意選択で第1の周波数サブバンド101を上回るおよび/または下回るスペクトル部分173a、173bを備える全体の帯域幅173は、第1の周波数サブバンド101の第1の中心周波数f1の周りの第1のDFT帯域幅173とも呼ばれ得る。
同じことが第2の周波数サブバンド102に対して当てはまる。したがって、受信機は、受信機がそれに対してデチューニングされ得る第2の受信帯域幅174を備え得る。第2の受信帯域幅174は、第2の周波数サブバンド102と、任意選択で、第2の周波数サブバンド102を上回るスペクトル部分174aおよび/または第2の周波数サブバンド102を下回るスペクトル部分174bとをカバーし得る。DFTが使用される場合、第2の周波数サブバンド102と、任意選択で、第2の周波数サブバンド102を上回るおよび/または下回るスペクトル部分174a、174bを備える全体の帯域幅174は、第2の周波数サブバンド102の第2の中心周波数f2の周りの第2のDFT帯域幅174とも呼ばれることがある。
さらに、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102は各々、それらの上側および下側の周波数ゾーン173a、173b、174a、174bにおいてゼロキャリアを備え得る。
見られるように、第1の受信帯域幅173および第2の受信帯域幅174はスペクトル的に重複し得る。たとえば、第1の受信帯域幅173の上側のスペクトル部分173aは、第2の受信帯域幅174の下側のスペクトル部分174bとスペクトル的に重複し得る。これらのスペクトル的に重複する部分173a、174bは、以下の文章においてより詳細に説明されるように、全体的な位相コヒーレンシまたはコヒーレントな全体位相基礎を決定するために使用され得る。
図17Aに図示されるPRS181、182に戻って参照すると、2つのPRS181、182が、本発明の受信機の上で論じられたそれぞれの第1の受信帯域幅173および第2の受信帯域幅174の各々より広い帯域幅を有することがわかり得る。
したがって、本発明の受信機は、第1のPRS181の少なくともスペクトル部分181'を受信するように構成され得る。第1のPRS181の前記スペクトル部分181'は、受信機の第1の受信帯域幅173によってカバーされるスペクトル部分である。第1のPRS181の前記スペクトル部分181'は、図17Aにおいて斜線で示されている。
本発明の受信機はまた、第2のPRS182の少なくともスペクトル部分182'を受信するように構成され得る。第2のPRS182の前記スペクトル部分182'は、受信機の第2の受信帯域幅174によってカバーされるスペクトル部分である。第2のPRS182の前記スペクトル部分182'は、図17Aにおいて斜線で示されている。
したがって、ある実施形態によれば、受信機は、第1の期間T1の間に第1の所定の無線信号181の少なくともスペクトル部分181'を受信し、第2の期間T2の間に第2の所定の無線信号182の少なくともスペクトル部分182'を受信するように構成されることがあり、第1の所定の無線信号181の帯域幅は、第1の周波数サブバンド101の帯域幅より広く、第1の周波数サブバンド101を含み、第2の所定の無線信号182の帯域幅は、第2の周波数サブバンド102の帯域幅より広く、第2の周波数サブバンド102を含む。
言い換えると、第1のPRS181は、第1の周波数サブバンド101の帯域幅より広い帯域幅を有するブロードバンドPRSであり得る。したがって、第1のPRS181および第1の周波数サブバンド101は帯域幅のスペクトル部分を共有することがあり、これは、第1のPRS181のスペクトル部分181cが第1の周波数サブバンド101を通って延びることによって図17Aにおいて図示されている。したがって、第1のPRS181の帯域幅は、第1の周波数サブバンド101の帯域幅を含み得る。
さらに、第1のPRS181はまた、第1の受信周波数173の帯域幅より広い帯域幅を備え得る。したがって、第1のPRS181および第1の受信周波数173は、第1の周波数サブバンド101、ならびに任意選択で、第1の周波数サブバンド101を上回るおよび/または下回る1つまたは複数のスペクトル部分181a、181bの帯域幅を共有し得る。したがって、第1のPRS181の帯域幅は、第1の受信周波数173の帯域幅を含み得る。
第2のPRS182はまた、第2の周波数サブバンド102の帯域幅より広い帯域幅を有するブロードバンドPRSであり得る。第2のPRS182および第2の周波数サブバンド102は帯域幅のスペクトル部分を共有することがあり、これは、第2のPRS182のスペクトル部分182cが第2の周波数サブバンド102を通って延びることによって図17Aにおいて図示されている。したがって、第2のPRS182の帯域幅は、第2の周波数サブバンド102の帯域幅を含み得る。
さらに、第2のPRS182はまた、第2の受信周波数174の帯域幅より広い帯域幅を備え得る。したがって、第2のPRS182および第2の受信周波数174は、第2の周波数サブバンド102、ならびに任意選択で、第2の周波数サブバンド102を上回るおよび/または下回る1つまたは複数のスペクトル部分182a、182bの帯域幅を共有し得る。したがって、第2のPRS182の帯域幅は、第2の受信周波数174の帯域幅を含み得る。
第1のブロードバンドPRS181の帯域幅が第1の周波数サブバンド101と第2の周波数サブバンド102の両方の帯域幅を含むことも、可能であり得る。加えて、または代わりに、第2のブロードバンドPRS182の帯域幅は、第1の周波数サブバンド101と第2の周波数サブバンド102の両方の帯域幅を含み得る。
上で言及されたように、受信機は、第1の周波数サブバンド101と、第1の周波数サブバンド101の内側に位置する第1のPRS181のスペクトル部分181cとを受信するように構成され得る。加えて、受信機は、第1の周波数サブバンド101の上および/または下に位置する第1のPRS181の1つまたは複数のスペクトル部分181a、181bを受信することがあり、それは、受信機の第1の受信帯域幅173は第1の周波数サブバンド101の帯域幅より広い。言い換えると、受信機は、第1の周波数サブバンド101の外側に、しかし受信機の第1の受信帯域幅173の内側に位置し得る、第1のPRS181の1つまたは複数のスペクトル部分181a、181bを受信し得る。具体的には、受信機は、第1の周波数サブバンド101の外側に、かつ上に(すなわち、より高い周波数)位置する第1のPRS181のスペクトル部分181aを受信し得る。加えて、または代わりに、受信機は、第1の周波数サブバンド101の外側に、かつ下に(すなわち、より低い周波数)位置する第1のPRS181のスペクトル部分181bを受信し得る。
同じことが、受信機の第2の受信帯域幅174において受信される第2のPRS182に対して当てはまる。この例では、受信機は、第2の周波数サブバンド102と、第2の周波数サブバンド102の内側に位置する第2のPRS182のスペクトル部分182cとを受信するように構成され得る。加えて、受信機は、第2の周波数サブバンド102の上および/または下に位置する第2のPRS182の1つまたは複数のスペクトル部分182a、182bを受信することがあり、それは、受信機の第2の受信帯域幅174が第2の周波数サブバンド102の帯域幅より広いからである。言い換えると、受信機は、第2の周波数サブバンド102の外側に、しかし受信機の第2の受信帯域幅174の内側に位置する、第2のPRS182の1つまたは複数のスペクトル部分182a、182bを受信し得る。具体的には、受信機は、第2の周波数サブバンド102の外側に、かつ上に(すなわち、より高い周波数)位置する第2のPRS182のスペクトル部分182aを受信し得る。加えて、または代わりに、受信機は、第2の周波数サブバンド102の外側に、かつ下に(すなわち、より低い周波数)位置する第2のPRS182のスペクトル部分182bを受信し得る。
本発明の受信機は、第1の周波数サブバンド101と第2の周波数サブバンド102との間の相対的な位相誤差を決定するために、上で説明された第1の受信帯域幅173および第2の受信帯域幅174の各々においてチャネル推定を実行し、相対的な位相誤差の補償のもとでコヒーレントな全体位位相基礎を決定するように構成され得る。第1のPRS181および第2のPRS182のスペクトル的に重複するスペクトル部分181a、181b、181c、182a、182b、182cは、以下の文章においてより詳細に説明されるように、コヒーレントな全体位相基礎を決定するために使用され得る。
PRS181、182の前記スペクトル的に重複するスペクトル部分181a、181c、182a、182b、182cを活用するための例によれば、本発明の受信機は、第1の周波数サブバンド101と、第1の周波数サブバンド101の外側に位置する第1の所定の無線信号181の少なくともスペクトル部分181a、181bとをスペクトル的にカバーする、第1の受信周波数帯域173の中の第1の周波数サブバンド101のチャネル推定を実行し、第2の周波数サブバンド102と、第2の周波数サブバンド102の内側に位置する第2の所定の無線信号182の少なくともスペクトル部分182cとをスペクトル的にカバーする、第2の受信周波数帯域174の中の第2の周波数サブバンド102のチャネル推定を実行するように構成されることがあり、第1の周波数サブバンド101の外側に位置する第1の所定の無線信号181の前記スペクトル部分181a、181bは、第2の周波数サブバンド102の内側に位置する第2の所定の無線信号182の前記スペクトル部分182cとスペクトル的に重複する。
そのような例が図17Bにおいて示されており、たとえば第2の周波数サブバンド102(の少なくとも一部)においてスペクトル的に重複し得る、第1のPRS181および第2のPRS182の上で言及されたスペクトル的に重複するスペクトル部分181a、182cは、網目状の線で強調されており、一方、たとえば第2の周波数サブバンド102(の少なくとも一部)においてスペクトル的に重複しないことがあるPRS181、182のあらゆるスペクトル部分が、単純な斜線によって示され得る。たとえば、第1の周波数サブバンド101の外側かつ上に位置する第1の所定の無線信号181のスペクトル部分181a、および第2の周波数サブバンド102の内側に位置する第2の所定の無線信号182のスペクトル部分182cの少なくとも一部分が、スペクトル的に重複することがある。
図17Cに示されるさらなる例によれば、受信機は、第1の周波数サブバンド101と、第1の周波数サブバンド101の内側に位置する第1の所定の無線信号181の少なくともスペクトル部分181cとをスペクトル的にカバーする、第1の受信周波数帯域173の中の第1の周波数サブバンド101のチャネル推定を実行し、第2の周波数サブバンド102と、第2の周波数サブバンド102の外側に位置する第2の所定の無線信号182の少なくともスペクトル部分182a、182bをスペクトル的にカバーする、第2の受信周波数帯域174の中の第2の周波数サブバンド102のチャネル推定を実行するように構成されることがあり、第1の周波数サブバンド101の内側に位置する第1の所定の無線信号181の前記スペクトル部分181cは、第2の周波数サブバンド102の外側に位置する第2の所定の無線信号182の前記スペクトル部分182a、182bとスペクトル的に重複する。
図17Cにおいて、第1の周波数サブバンド101(の少なくとも一部)においてスペクトル的に重複し得る、第1のPRS181および第2のPRS182の上で言及されたスペクトル的に重複するスペクトル部分181c、182bが、網目状の線で強調されており、一方、たとえば第1の周波数サブバンド101(の少なくとも一部)においてスペクトル的に重複しないことがあるPRS181、182のあらゆるスペクトル部分が、単純な斜線によって示され得る。たとえば、第2の周波数サブバンド102の外側かつ下に位置する第2の所定の無線信号182のスペクトル部分182b、および第1の周波数サブバンド101の内側に位置する第1の所定の無線信号181のスペクトル部分181cの少なくとも一部分が、スペクトル的に重複し得る。
図17Bおよび図17Cに示される両方の例において、受信機は、少なくとも部分的に互いにスペクトル的に重複している、2つのPRS181、182のスペクトル部分181a、181b、181c、182a、182b、182cを受信し得る。受信機は、相対的な位相誤差を決定するために、かつコヒーレントな全体位相基礎を決定するために、PRS181、182の前記スペクトル的に重複する部分181a、181b、181c、182a、182b、182cを使用し得る。
言い換えると、受信機は、第1の位相を第2の位相と比較し、全体位相基礎を決定するために第1の位相と第2の位相を揃えるように構成されることがあり、前記揃えることは、第1の所定の無線信号181および第2の所定の無線信号182のスペクトル的に重複するスペクトル部分181a、181b、182a、182b、182cのうちの1つまたは複数に基づく。
第1のPRS181と第2のPRS182との間のスペクトル重複の量が増えれば、位相コヒーレンシ(すなわち、コヒーレントな全体位相基礎)の確立が改善することが、理解可能である。したがって、またさらなる例によれば、本発明の受信機は、第1のPRS181および第2のPRS182の上で説明されたスペクトル的に重複する部分のうちの2つ以上を活用し得る。
そのような例は図17Dにおいて図示されており、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102(の少なくとも一部)においてそれぞれスペクトル的に重複し得る、第1のPRS181のスペクトル的に重複するスペクトル部分181a、181cおよび第2のPRS182の対応するスペクトル的に重複するスペクトル部分182b、182cが、やはり網目状の線で強調されており、一方、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102(の少なくとも一部)においてそれぞれスペクトル的に重複しないことがあるPRS181、182のあらゆるスペクトル部分が、単純な斜線によって示され得る。
この例によれば、受信機は、第1の周波数サブバンド101と、第1の周波数サブバンド101の内側に位置する第1の所定の無線信号181のスペクトル部分181cと、第1の周波数サブバンド101の外側に位置する第1の所定の無線信号181のスペクトル部分181aとをスペクトル的にカバーする、第1の受信周波数帯域173の中の第1の周波数サブバンド101のチャネル推定を実行し、第2の周波数サブバンド102と、第2の周波数サブバンド102の外側の第2の所定の無線信号182のスペクトル部分182bと、第2の周波数サブバンド102の内側に位置する第2の所定の無線信号182のスペクトル部分182cとをスペクトル的にカバーする、第2の受信周波数帯域174の中の第2の周波数サブバンド102のチャネル推定を実行するように構成されることがあり、第1の周波数サブバンド101の内側に位置する第1の所定の無線信号181の前記スペクトル部分181cは、第2の周波数サブバンド102の外側に位置する第2の所定の無線信号182の前記スペクトル部分182bとスペクトル的に重複し、第1の周波数サブバンド101の外側に位置する第1の所定の無線信号181の前記スペクトル部分181bは、第2の周波数サブバンド102の内側に位置する第2の所定の無線信号182の前記スペクトル部分182cとスペクトル的に重複する。
したがって、受信機は、相対的な位相誤差を決定するために、かつコヒーレントな全体位相基礎を決定するために、第1のPRS181および第2のPRS182の前記スペクトル的に重複するスペクトル部分181a、181c、182b、182cを使用し得る。図17A〜図17Dを参照して説明される上で説明された例のすべてにおいて、コヒーレントな全体位相基礎は、たとえば図8および図9を参照して前に論じられたのと同じ方法で確立され得る。
言い換えると、受信機は、第1の位相を第2の位相と比較し、全体位相基礎を決定するために第1の位相を第2の位相と揃えるように構成されることがあり、前記揃えることは、第1の所定の無線信号181および第2の所定の無線信号182のスペクトル的に重複するスペクトル部分181a、181c、182b、182cのうちの1つまたは複数に基づく。
図17Eは、第1の期間T1の間に2つの所定の無線信号1811、1812を受信し、第2の期間T2の間に2つの所定の無線信号1821、1822を受信するように構成され得る、本発明の受信機のさらなる例を示す。この例は、図17A〜図17Dを参照して上で前に論じられた例と実質的に同様または同一であり得る。したがって、同じ参照番号が同じ特徴に使用される。しかしながら、図17Eに示される例は、期間T1、T2の各々の間に受信される2つの所定の無線信号1811、1812、1821、1822によって、図17A〜図17Dの前に説明された例とは異なり得る。
第1の期間T1の間に受信される2つの所定の無線信号1811、1812は、第2の期間T2の間に受信される2つの所定の無線信号1821、1822の対応するスペクトル部分1821b、1821c、1822b、1822cとスペクトル的に重複する、スペクトル部分1811a、1811c、1812a、1812cを備える。第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102(の少なくとも一部)においてそれぞれスペクトル的に重複し得る、2つの所定の無線信号1821、1822のスペクトル的に重複するスペクトル部分1811a、1811c、1812a、1812c、1821b、1821c、1822b、1822cが、網目状の線で図17Eに示されており、一方、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102(の少なくとも一部)においてそれぞれスペクトル的に重複しないことがあるPRS181、182のあらゆるスペクトル部分が、単純な斜線によって示され得る。
本発明の受信機のこの例はよりロバストであることがあり、それは、図17A〜図17Dを参照して説明された例と比較して、所定の無線信号の2倍の量のスペクトル重複部分を受信するように構成されるからである。
図18は、本発明の受信機のさらなる例を示す。本発明の受信機は、M-PRSと呼ばれ得るナローバンドの所定の無線信号を受信するように構成され得る。受信機は、第1のナローバンドM-PRS181を第1の期間T1の間に受信することができ、第2のナローバンドM-PRS182を第2の期間T2の間に受信することができる。
第1のM-PRS181は、第1の周波数サブバンド101の内側に位置し得る。第1のM-PRS181は、第1の周波数サブバンド101の帯域幅以下の帯域幅を備え得る。
第2のM-PRS182は、第2の周波数サブバンド102の内側に位置し得る。第2のM-PRS182は、第2の周波数サブバンド102の帯域幅以下の帯域幅を備え得る。
第1のM-PRS181および第2のM-PRS182は、それぞれ、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102の少なくとも部分的に内側に位置し得る。または別の言い方をすると、第1のM-PRS181および第2のM-PRS182はそれぞれ、周波数ドメインに関して、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102を超えて少なくとも部分的に延びることがある。
しかしながら、図18に示される非限定的な例では、第1のM-PRS181は第1の周波数サブバンド101の内側に位置し、第2のM-PRS182は第2の周波数サブバンド102の内側に位置する。
さらに、受信機は、第1の周波数サブバンド101の帯域幅より広く第1の周波数サブバンド101をカバーする、第1の受信帯域幅173を備え得る。第1のM-PRS181は第1の周波数サブバンド101の内側に位置し得るので、第1の受信帯域幅173は第1のM-PRS181もカバーし得る。受信機はさらに、第2の周波数サブバンド102の帯域幅より広く第2の周波数サブバンド102をカバーする、第2の受信帯域幅174を備え得る。第2のM-PRS182は第2の周波数サブバンド102の内側に位置し得るので、第2の受信帯域幅174は第2のM-PRS182もカバーし得る。
図17A〜図17Dを参照して上で論じられた例と比較すると、M-PRS181、182は、周波数ドメインにおける相互にスペクトル的に重複するスペクトル部分を備えないことがある。しかしながら、第2のM-PRS182は、受信機の第1の受信帯域幅173に含まれ第2の受信帯域幅174に含まれ得る、スペクトル部分1821、1822を備え得る。スペクトル部分1821、1822は、網目状の線によって図18において強調されており、一方、あらゆる重複しないスペクトル部分が単純な斜線によって示され得る。
見られるように、第1の受信周波数帯域幅173は、第2の周波数サブバンド102に含まれる第2のM-PRS182のスペクトル部分1821をスペクトル的にカバーする。第2のM-PRS182のこのスペクトル部分1821は、第1の期間T1の間に受信される。これは、送信機(たとえば、基地局、eNB)が第2の周波数サブバンド102において次の信号または信号部分をすでに送信したとしても受信機がまだ第1の受信帯域173において受信するように構成されるように、受信機のPLLが何らかの遅延でデチューニングされることで、達成され得る。第1の受信帯域173の帯域幅は、第2のM-PRS182を備える第2の周波数サブバンド102の少なくとも一部分をスペクトル的にカバーするので、受信機は、第1の期間T1の間に第2のM-PRS182の少なくとも前述のスペクトル部分1821を受信するように構成される。
この例による受信機はさらに、第2のM-PRS182の少なくとも一部分を第2の期間T2の間に受信するように構成され得る。この例では、受信機は、周波数ドメインにおいては第2のM-PRS182の完全なスペクトル184を、しかし時間ドメインにおいては第2のM-PRS182の一部分185のみを、第2の期間T2の間に受信するように構成される。
図18に見られるように、受信機は、第1の期間T1の間に受信される第2のM-PRS182の第1のスペクトル部分1821とスペクトル的に重複する、第2のM-PRS182の完全なスペクトル184の少なくともスペクトル部分1822を、第2の期間T2の間に受信するように構成され得る。
この例によれば、受信機は、所定の無線信号182の少なくともあるスペクトル部分1822を第2の期間T2の間に受信するように構成されることがあり、所定の無線信号182は第2の周波数サブバンド102の内側にスペクトル的に位置し、前記所定の無線信号182のあるスペクトル部分1821を第1の期間T1の間に受信するように構成されることがあり、第1の期間T1の間に受信されるスペクトル部分1821は、第2の期間T2の間に受信されるスペクトル部分1822とスペクトル的に重複する。
またこの例では、受信機は、第1の受信周波数バンド173および第2の受信周波数バンド174を使用して、各チャネルに対して、すなわち各周波数サブバンド101、102に対して、チャネル推定を実行するように構成され得る。
したがって、ある例によれば、受信機は、第1の周波数サブバンド101と、第1の期間T1の間に受信される所定の無線信号182のスペクトル部分1821とをスペクトル的にカバーする、第1の受信周波数帯域173の中の第1の周波数サブバンド101のチャネル推定を実行し、第2の周波数サブバンド102と、第2の期間T2の間に受信される所定の無線信号182のスペクトル部分1822とをスペクトル的にカバーする、第2の受信周波数帯域174の中の第2の周波数サブバンド102のチャネル推定を実行するように構成されることがあり、このスペクトル部分1822は、第1の期間T1の間に受信される所定の無線信号182のスペクトル部分1821とスペクトル的に重複する。
受信機は、第1のサブバンド101と第2のサブバンド102との間の相対的な位相誤差を決定して、相対的な位相誤差の補償のもとでコヒーレントな全体位相基礎を決定するために、第1の期間T1および第2の期間T2の間に受信される第2のM-PRS182のスペクトル的に重複する部分1821、1822を使用し得る。
したがって、またさらなる例によれば、受信機は、第1の位相を第2の位相と比較し、全体位相基礎を決定するために第1の位相と第2の位相を揃えるように構成されることがあり、前記揃えることは、第1の期間T1および第2の期間T2の間に受信された所定の無線信号182のスペクトル的に重複するスペクトル部分1821、1822に基づく。
図19は、本発明の受信機のさらなる例を示し、これは、図17A〜図17Eを参照して上で論じられた例の少なくともいくつかの部分と、図18を参照して論じられた例の少なくともいくつかの部分との組合せであり得る。
図19の例は再び、ナローバンドM-PRS181、182を受信するために構成される受信機を示す。見られるように、第1の期間T1の間に、少なくとも第1のM-PRS181が受信されることがあり、これは、第1の周波数サブバンド101の外側に少なくとも部分的に、しかし第1の受信帯域173の内側に少なくとも部分的に、スペクトル的に位置し得る。第1の受信帯域173の内側に位置する第1のM-PRS181のそのスペクトル部分は、番号181aによって参照される。
さらに、受信機は、第2のサブバンド102の内側に少なくとも部分的に位置し得る、少なくとも第2のM-PRS182を第2の期間T2の間に受信するように構成され得る。第2のM-PRS182は、第1のM-PRS181の上で言及されたスペクトル部分181aとスペクトル的に重複する、スペクトル部分182aを備え得る。
たとえば第2の周波数サブバンド102(の少なくとも一部)においてスペクトル的に重複し得る、第1のM-PRS181および第2のM-PRS182のこれらのスペクトル的に重複するスペクトル部分181a、182aが、図19において網目状の線で強調されており、一方、たとえば第2の周波数サブバンド102(の少なくとも一部)においてスペクトル的に重複しないことがあるPRS181、182のあらゆるスペクトル部分が、単純な斜線によって示され得る。
したがって、この例による本発明の受信機は、第1の所定の無線信号181の少なくともあるスペクトル部分181aを第1の期間T1の間に受信するように構成されることがあり、このスペクトル部分181aは第1の周波数サブバンド101の外側に位置し、第2の所定の無線信号182を第2の期間T2の間に受信するように構成されることがあり、第2の所定の無線信号182は、第2の周波数サブバンド102の内側に少なくとも部分的に位置し、第1の所定の無線信号181のスペクトル部分181aとスペクトル的に重複する少なくともスペクトル部分182aを備える。
この例によれば、受信機は、第1の周波数サブバンド101と、第1の周波数サブバンド101の外側に位置する第1の所定の無線信号181のスペクトル部分181aとをスペクトル的にカバーする、第1の受信周波数帯域173の中の第1の周波数サブバンド101のチャネル推定を実行し、第2の周波数サブバンド102と、第1の所定の無線信号181のスペクトル部分181aとスペクトル的に重複する第2の所定の無線信号182のスペクトル部分182aとをスペクトル的にカバーする、第2の受信周波数帯域174の中の第2の周波数サブバンド102のチャネル推定を実行するように構成され得る。
図19にさらに見られるように、第1の期間T1の間に受信される第1の所定の無線信号181は、時間ドメインに関して、第1の周波数サブバンド101の内側に位置し得る。言い換えると、第1のM-PRS181は、時間ドメインに関して、第1の周波数サブバンド101の枠の内側に位置し得る。
第1の期間T1の間に受信される第1のM-PRS181が時間ドメインに関して第1の周波数サブバンド101の枠の外側に位置し得る、代替的な例が図20に示されている。
しかしながら、やはり図20に見られるように、第1の受信周波数帯域173は、第1のM-PRS181の少なくともあるスペクトル部分181aをカバーし得る。この例の受信機は再び、受信機のPLLがある遅延でデチューニングされるように、すなわち第2の周波数サブバンド102の中の第1のM-PRS181がすでに送信機(基地局、eNBなど)によってすでに送信された可能性があってもデチューニングされるように、構成され得る。したがって、第1のM-PRS181の少なくともあるスペクトル部分181aは、第1のM-PRS181が部分的にまたは全体的に第2の周波数サブバンド102の内側に位置し得るとしても、第1の期間T1の間に受信機によって受信され得る。
第2のM-PRS182は、第2の期間T2の間に受信されることがあり、部分的にまたは全体的に第2の周波数サブバンド102の内側にも位置することがある。第1のM-PRS181および第2のM-PRS182は、少なくとも部分的に同じ周波数帯域の内側に位置し得る。第1のM-PRS181および第2のM-PRS182はまた、図20に図示されるように、同じ周波数帯域の内側に完全に位置し得る。第1のM-PRS181および第2のM-PRS182はまた、同一の周波数帯域の中に位置し得る。
しかしながら、上で言及されたように、第1の受信周波数帯域173は、第1のM-PRS181の少なくともあるスペクトル部分181aをカバーすることがある。さらに、第2の受信周波数帯域174は、第2のM-PRS182の少なくともあるスペクトル部分182aをカバーすることがあり、このスペクトル部分182aは、第1の受信周波数帯域173の中の第1の期間T1の間に受信される第1のM-PRS181の前述のスペクトル部分181aとスペクトル的に重複する。
またこの例では、受信機は、第1の位相を第2の位相と比較し、相対的な位相誤差の補償のもとで全体位相基礎を決定するために第1の位相と第2の位相を揃えるように構成されることがあり、前記揃えることは、第1の期間T1および第2の期間T2の間に受信される第1の所定の無線信号181および第2の所定の無線信号182のスペクトル的に重複するスペクトル部分181a、182aに基づく。
図19および図20に示される両方の例において、第1の期間T1と第2の期間T2をつなぐ第3の期間が図示されている。前記第3の期間はガード間隔であってよく、したがってTGUARDとして参照され得る。このガード間隔TGUARDは、受信機側における位相ロックループ(PLL)を再構成するための可能性を提供し、それは、これが瞬間的には起こらないことがあるからである。明示的に示されてはいないが、そのようなガード間隔は、本明細書で論じられる受信機の例および実施形態の各々において提供され得る。
上で言及されたように、PRSおよびM-PRSは、所定の無線信号の非限定的な例としてのみ言及された。ある例によれば、第1の所定の無線信号181および第2の所定の無線信号182の各々は繰り返すシーケンスを備えることがあり、第1の所定の無線信号181の繰り返すシーケンスの少なくとも一部分が、全体位相基礎のコヒーレンシを確立するために、第2の所定の無線信号182の繰り返すシーケンスの少なくとも一部分と、少なくともそれらのスペクトル的に重複するスペクトル部分181a、181b、181c、182a、182b、182cにおいて少なくとも同一である。
すなわち、第1の所定の無線信号181および第2の所定の無線信号182は、少なくともスペクトル的に重複するスペクトル部分181a、181b、181c、182a、182b、182cにおいていくつかの同一の部分を備え得るので、これらの同一の部分が、第1の周波数サブバンド101と第2の周波数サブバンド102との間の相対的な位相差または位相誤差を決定するために使用され得る。前記相対的な位相誤差に基づいて、コヒーレントな全体位相基礎は、前記相対的な位相誤差の補償のもとで決定され得る。
たとえば、有利にはPRSまたはM-PRSがLTEにおいてこの目的で使用されてよく、それは、PRSとM-PRSの両方が、スペクトル的に重複する領域において同一であるように生成され送信され得るからである。しかしながら、5GまたはNewRadioでは、上で説明されたものと同じまたは同様の特徴をもつ他の所定の無線信号が、追加でまたは代替として、本発明において使用され得る。
本発明の受信機のいくつかのさらなる例が、図21を参照して論じられる。これらの例によれば、送信機(たとえば、基地局、eNBなど)は、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102を同時に送信し得る。しかしながら、本発明のこの例の受信機は、周波数サブバンド101、102の少なくとも一方を完全にカバーし、周波数サブバンド101、102の他方の少なくともあるスペクトル部分をカバーし得る、狭い受信周波数帯域173、174のみを備え得る。
図21に見られるように、第1の受信周波数帯域173は、第1の周波数サブバンド101と、第1の期間T1の間に第1の周波数サブバンド101と同時に送信される第2の周波数サブバンド102の少なくともあるスペクトル部分202aとをカバーし得る。
さらに、第2の受信周波数帯域174は、第2の周波数サブバンド102と、第2の期間T2の間に第2の周波数サブバンド102と同時に送信される第1の周波数サブバンド101の少なくともあるスペクトル部分201bとをカバーし得る。
したがって、受信機は、第1の周波数サブバンド101および同時に送信される第2の周波数サブバンド102のスペクトル部分202aを第1の期間T1の間に受信し得る。さらに、受信機は、第2の周波数サブバンド102および第1の周波数サブバンド101の少なくともあるスペクトル部分201bを第2の期間T2の間に受信し得る。
図21に見られるように、第1の期間T1の間に受信される第2の周波数サブバンド102のスペクトル部分202aは、第2の期間T2の間に受信される第2の周波数サブバンド102のスペクトル部分202bとスペクトル的に重複し得る。さらに、第2の期間T2の間に受信される第1の周波数サブバンド101のスペクトル部分201bは、第1の期間T1の間に受信される第1の周波数サブバンド101のスペクトル部分201aとスペクトル的に重複し得る。
この例の受信機は、第1の期間T1の間にともに受信される第1の周波数サブバンド101と第2の周波数サブバンド102のスペクトル部分202aとをスペクトル的にカバーする、第1の受信周波数帯域173において第1の周波数サブバンド101のチャネル推定を実行し、第2の期間T2の間にともに受信される第2の周波数サブバンド102と第1の周波数サブバンド101のスペクトル部分201bとをスペクトル的にカバーする、第2の受信周波数帯域174において第2の周波数サブバンド102のチャネル推定を実行するように構成されることがあり、第2の期間T2の間に受信される第1の周波数サブバンド101のスペクトル部分201bは、第1の期間T1の間に受信される第1の周波数サブバンド101の周波数上対応するスペクトル部分201aとスペクトル的に重複し、かつ/または、第1の期間T1の間に受信される第2の周波数サブバンド102のスペクトル部分202aは、第2の期間T2の間に受信される第2の周波数サブバンド102の周波数上対応するスペクトル部分202bとスペクトル的に重複する。
受信機は、相対的な位相誤差を決定するために、第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102の前記スペクトル重複部分201a、201b、202a、202bを使用し得る。この相対的な位相誤差に基づいて、受信機は、相対的な位相誤差の補償のもとでコヒーレントな全体位相基礎を決定し得る。
したがって、受信機は、第1の位相を第2の位相と比較し、全体位相基礎を決定するために第1の位相と第2の位相を揃えるように構成されることがあり、前記揃えることは、第1の期間T1および第2の期間T2の間にそれぞれ受信される第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102のスペクトル重複部分201a、201b、202a、202bに基づく。
図21には明示的に図示されていないが、PRSまたはM-PRSなどの1つまたは複数の所定の無線信号が、第1の期間T1および第2の期間T2の間に第1の周波数サブバンド101および/または第2の周波数サブバンド102において受信されることがあり、上の例において説明されたのと同じ方法で使用されることがある。したがって、図21に示される例は、本明細書で説明される実施形態および例のいずれとも組み合わされ得る。
所定の無線信号を使用して上で説明された本発明の受信機の特徴および利点が、以下で簡単に要約されるものとする。
送信機(たとえば、基地局、eNB、gNBなど)は、ブロードバンドの所定の無線信号(たとえば、PRS、M-PRSなど)およびナローバンドの所定の無線信号(たとえば、PRS、M-PRSなど)を送信するように構成され得る。本発明の受信機は、基地局の送信帯域幅と比較してより狭い受信帯域幅を備え得る。したがって、本発明の受信機(たとえば、MTC UE)は、いくつかの周波数サブバンドにわたって分散する信号部分を受信するように構成され得る。たとえば、
・本発明の受信機(たとえば、MTC UE)は、第1の狭い周波数サブバンド101または第2の狭い周波数サブバンド102で信号を受信するように構成されることがあり、受信機は、周波数ダイバーシティを使用することによる改善された時間推定から利益を得ることができる(両方の狭い周波数サブバンド101、102上でのチャネル特性が十分に相関していない可能性がある場合)。
・本発明の受信機はまた、狭い周波数サブバンド101、102の外側に、しかし受信帯域幅173、174の内側に位置し得る、所定の無線信号の信号部分および/またはサブキャリアを使用し得る。受信帯域幅は、デジタルサンプリングレートによって、および適用可能な場合、先行するアナログローパスフィルタリングによって特徴付けられ得る。
・図17A〜図20において、スペクトル的に重複するスペクトル部分は網目状の線によって強調されているが、PRS181、182のあらゆる重複しないスペクトル部分は単純な斜線によって示され得る。
本発明の受信機の挙動は、次のように要約され得る。
1)狭い周波数サブバンドを受信するための受信機の受信周波数の調整
2)この再構成(PLLの再チューニングおよび/またはデチューニング)が第1の狭い周波数サブバンド101と第2の狭い周波数サブバンド102との間のベースバンド信号にランダムな(または少なくとも未知の)位相シフトを引き起こし得る
3)送信機(たとえば、基地局)がブロードバンド信号を作成して送信し得るので、送信機側のPLLは再構成されなくてもよいことがある
4)したがって、受信機は、チャネルの変更の前および後のスペクトル的に重複する部分における1つまたは複数のサブキャリアの観測によって、ランダムな位相シフト(相対的な位相誤差)を決定することができ、
5)それを、補償された相対的な位相誤差を用いて補償することができ、各信号部分は、拡大された帯域幅を活用することによってチャネル推定および/または信号遅延の推定のために「位相コヒーレント」な方式で使用され得る
たとえば、図17A〜図17Eを参照して前に論じられたように、受信機は、利用可能な所定のブロードバンド信号(たとえば、PRS)を使用することができ、受信機は、そのいくつかの部分を切り取ることができ、そうされなければ受信機により使用されないままであり得るサブキャリアの中の部分によって位相揃えを実行することができる。
たとえば、図18を参照して前に論じられたように、1つのPRSの中の重複が活用され得る。この例では、スペクトル的に重複するスペクトル部分はやはり網目状の線で強調されており、一方PRS181、182のあらゆる重複しないスペクトル部分は単純な斜線によって示され得る。送信機は、ブロードバンドの所定の信号を作成して送信することができ、すなわち、送信機側のPLLの再構成は、第1の周波数サブバンド101を送信することと第2の周波数サブバンド102を送信することとの間に必要ではないことがある。しかしながら、受信機は、上で説明された示唆を用いてそのPLLを再構成することができる。
受信機が何らかの遅延で、すなわち送信機がすでに第2の周波数サブバンド102に切り替えられた可能性がある後で、再チューニングし得る場合、相対的な位相誤差の補償が可能であり、それは、受信機がPLLの再構成の前および後に同じサブキャリアを観測し得るからである。
たとえば、図19を参照して前に論じられたように、ナローバンドM-PRSは2回送信および受信されることがあり、受信機は、受信機がすでに異なる帯域に移された可能性があっても、同じ帯域の中の第1のM-PRSと第2のM-PRSとの間で位相揃えを実行することができる。この例によれば、送信機は、少なくとも短い期間の間に、2つの隣接するサブバンドを同時に送信することができる。
たとえば、図20を参照して前に論じられた例は、図19の例と同様であり得る。しかしながら、図20では、PRSはサブバンド枠の外側に位置することがあり、1つのサブバンドのみが有効であることがある。
たとえば、図21を参照して前に論じられたように、送信機は2つのサブバンド上で同時に送信することができる。潜在的に使用可能である重複エリアが、破線のボックスで強調されている。この構成はNB-IoTに対して興味深いことがあり、それは、この場合、いくつかのサブバンドが同時に有効であり得るからである。
上で言及されたように、本発明の原理は、ワイヤレス通信ネットワーク内での受信機の場所を検出するために使用され得る。これを達成するために、受信機は、たとえば、全体の信号の再構築された全体位相基礎に基づいて、再構築された全体の信号の到達時間を決定し得る。
再び図8を参照すると、全体位相基礎834はチャネル推定804によって決定されることがあり、各チャネルまたはサブバンド101、102、103は、別々のチャネル推定801、802、803において別々に推定される。したがって、受信機は、全体の信号の再構築された位相基礎834の位相に基づいて全体の信号の到達時間を決定することができ、再構築された位相基礎は、たとえば、図17A〜図21を参照して説明されたような所定の無線信号のスペクトル的に重複する部分を使用することによって再構築され得る。
チャネル全体のチャネル推定の結果は、図8および図9に示されるように、場所検出ユニット850に与えられ得る。
加えて、または代わりに、図9に図示されるさらなる例によれば、受信機は、無線信号の全体位相基礎944を使用することによって無線信号により搬送される情報の遅延841、842、843を決定するように、かつ、遅延に基づいてワイヤレス通信ネットワーク内での受信機の空間的位置を決定するように構成される場所検出ユニット850へ遅延を提供するように構成され得る。
場所検出ユニット850は、受信機から離れて配置され得る。別の例によれば、場所検出ユニット850は、受信機へと統合され得る。
ある例によれば、場所検出ユニット850は、到達時間(ToA)、到達時間差分(TDoA)、および相対信号タイミング差分(RSTD)の計算のうちの少なくとも1つのために遅延841、842、843を使用することによって、受信機の空間的場所を計算するように構成され得る。
それ以外に、場所検出ユニット850はまた、ワイヤレス通信ネットワークの中での受信機の空間的場所を決定するために、到達角度の推定を実行するように構成され得る。
この目的で、さらなる例による受信機は少なくとも2つのアンテナを備えることがあり、受信機は、到達角度(AoA)を決定し、AoA情報に基づいてワイヤレス通信ネットワーク内での受信機の空間的位置を決定するように構成される場所検出ユニット850へAoA情報を提供するように構成され得る。
到達角度(AoA)の推定
場所検出の目的で、上の例で説明されたように到達時間だけが推定されるのではないことがある。本発明の原理はまた、AoAの推定に基づいて、または到達時間とAoAの推定の組合せにも基づいて、場所検出を実行することを可能にする。
AoAの推定に関して、いくつかの受信機およびそれらのアンテナが密接に結びつけられて1つの列に並べられるとき、AoA推定器が実現し得る。そのようなAoA推定器に対して、マルチパスを解決するためにマルチキャリア方法が有用である。帯域幅は、上で説明されたマルチトーン信号の連結によって、非コヒーレントな周波数ホップにわたって広げられ得る。AoAが次いで、たとえばMUSIC[scchmidt83]、ESPRIT[roy89]、Matrix Pencil[Yilmazer10]、または他の方法によって、すべての周波数トーンにわたってコヒーレントに推定され得る。
P個の周波数ホップにわたって信号を受信するための式は開始点として機能し得る。
Figure 0006959333
Sp,mおよびRi,p,mはp番目のホップ信号の送信ベクトルおよび受信ベクトルを表し、Wi,p,mはそれぞれの雑音部分である。
Figure 0006959333
は、クロネッカー積によって、各チャネル経路への信号の拡散を表現する。
一般化されたステアリング行列は、対角チャネル重みおよびフェーザ行列
Bi,k=diag(βi,1,k,...βi,l,k,...βi,L,k)≒Bi
(限られた帯域幅に対しては、時間ドメインにおけるチャネル重みは観測される周波数範囲にわたって概ね一定である)
Φi,p=diag(exp(jφi,p,0),...exp(jφi,p,l),...exp(jφi,p,L-1))
を用いて、
Figure 0006959333
である。
相対的な位相部分
Figure 0006959333
は、たとえば重複する信号部分における極大値の探索によって推定され得る。
Figure 0006959333
補償の後で、l>0であるすべてのマルチパスに対する周波数部分の位相差
Figure 0006959333
が大きいほど、または[0,2π]の中でより独立に分布しているほど、τi,0とτi,lとの間の経路遅延の変動または
Figure 0006959333
と
Figure 0006959333
との間の周波数の変動が大きくなる。位相差
Figure 0006959333
による直接の経路φi,p,0の位相部分の補償の後で、次の形式が得られる。
Figure 0006959333
復調されたデータベクトル
Figure 0006959333
が、Sp,mを通じた
Figure 0006959333
の中のサブキャリアの要素ごとの除算の後で得られる。したがって、疑似コヒーレンシが再構築され、これは、MUSIC、ESPRIT、Matrix Pencilまたは同様のアルゴリズムによって、正確な推定のために使用され得る。差分の位相および角度も反復的に決定され得るので、それぞれの推定値が他の推定を絞るために使用され得る。
得られた信号データ(または位相)を活用するための角度推定と到達時間(ToA)の推定の組合せは、Joint Angle and Delay Estimation (JADE)[vanderveen07]とも呼ばれる。これは、SI-JADE[van der Veen07]または2D-MUSIC[schmidt86b]としても知られている。得られた遅延差分を用いて、到達時間差分(TDoA)法がいくつかの測定結節点において実行され得るので、図10に例示的に示されるように、到達時間の差分(双曲線1010)と到達角度の差分(ビーム1020、1030)の混合物から場所が推定され得る。少なくとも1つのアンテナ要素を伴う少なくとも1つのさらなる同期された受信機が必要であり得る(図10参照)。
本発明はさらに、直接の場所検出(Direct Positioning)[weiss05]のための方法において使用されることがあり、この方法において、送信機の場所は、受信されサンプリングされた信号から、上で言及されたRTK方と同様に直接決定され得る。スタンドアロンのアンテナまたはグループアンテナとの同期された受信機の組合せが使用され得る。
本発明の変調は、[weiss05]または[hadaschik15]において説明されるような直接の場所検出方法にも有用である。複数のコヒーレントなサブキャリアを使用できることは、場所検出におけるより高い精度を実現する。数学的なモデルは、マルチトーン角度推定とは実質的には異ならない。コヒーレントな周波数トーンを追加することは、空間的なMUSICスペクトル[hadaschik15]に従った直接の場所検出に対しても精度の向上につながる。コヒーレントなトーンを追加すると、(曖昧な)距離が抽出可能であり得る。さらなる周波数トーンはこれらの曖昧さをなくし、より広い帯域幅は角度スペクトルを鋭くする。
図11は、場所(0,-10)および(0,10)における位相同期された受信機のためのすべての位相部分にわたり、MUSICスペクトルによって、すべての位相部分にわたる再構築されたコヒーレンシの助けによって達成可能な、最良の利得を示す。
図12は、[hadaschik15]による、位相および周波数が同期されていない受信機に対する、MUSICスペクトルによるすべての位相部分にわたる再構築されたコヒーレンシの助けによって達成可能な、理想的な利得を示す。図11および図12における極大値の小さな拡張は、半径方向および接線方向の安定した推定値につながる。
上で説明された図面の各々に関して、例による受信機は、少なくとも第1の周波数サブバンド101および第2の周波数サブバンド102を受信し、好ましくは周波数サブバンドの各々を、時間ドメインにおいて異なる個別の時点で受信するように構成され得る。したがって、周波数ホップが実現する。
続いて、各周波数バンドがホッピングされ得るので、図1〜図4および図7〜図9に示されるような周波数階段が得られる。
周波数階段は、上昇または下降する階段として実現され得る。周波数階段はまた、非厳密に、かつ時系列的に実現され得る。代わりに、図5および図6に示されるように、位相の固定が再ソートの後に続いて行われるように、周波数階段が順番から逸脱することがある。しかしながら、この場合、受信機および送信機における中心周波数の合成の間の短い整定時間という利点はなくなる。
周波数合成の整定時間がガード間隔Tguardを決定し、すなわち、速い整定時間は高速なスイッチングおよびより良好なチャネル利用率を可能にする。ガード間隔は可変に選択され得るが、整定時間を下回らないものとする。さらに、ガード間隔の具体的な時間長は受信機に知られるものとする。
さらに、図に示される例の各々において、図6のチャネルバンドリングの例を除き、各サブバンド101〜105は同じ帯域幅を備えた。しかしながら、サブバンド101〜105の帯域幅はばらついてもよい。
受信機の変形
1)1つのアンテナを伴う
a.周波数スペクトルの全体Boverallをカバーするブロードバンド受信機を伴う
i.デジタルの数値的な周波数合成およびデジタルミキサを用いたさらなる処理
ii.DFTを用いたさらなる処理
b.(サブバンド/サブチャネルの)少なくとも1つのOFDMシンボルの帯域幅および予備の帯域幅をカバーする狭いナローバンド受信機を伴う。この受信機は、異なる中心周波数にチューニング可能であるものとする
c.上記の項目bに該当するものなどの、2つのナローバンド受信機システムを伴う。その結果、1つの受信機システムが、他の1つがホップを受信する間に次のホップのためにデチューニングされ得る
2)M個のアンテナ要素を備えるグループアンテナを伴う
a.全体のスペクトルBoverallをカバーするM個のコヒーレントなシステムを備えるブロードバンド受信機を伴う
i.デジタルの数値的な周波数合成およびデジタルミキサを用いたさらなる処理
ii.DFTを用いたさらなる処理
b.M個の受信機システムを備えるコヒーレントなナローバンド受信機を伴う。この受信機は、トーンの最大距離と、予備を含むトーンへと変調される信号の帯域幅とをカバーする。受信機システムは異なる中心周波数にチューニング可能であるものとする
上で言及されたように、受信機はワイヤレス通信ネットワーク内のノードであり得る。ネットワークの例が図13Aおよび図13Bに示されている。
図13Aは、LTEネットワークの場合にはeNodeBまたはeNBとも呼ばれる、3つの基地局1301、1302、1303を備えるワイヤレス通信ネットワーク1300を示す。
ワイヤレス通信ネットワーク1300はまた、スマートフォン、ノートブック、タブレットなどのモバイルデバイスであり得る、UEと省略されるユーザ機器1304を備え得る。
図13Aと図13Bの違いは、通信の方法である。すなわち、図13Aでは、ノード1301、1302、1303、1304がアップリンクにおいて通信し、すなわち、UE1304は送信機であり、一方基地局1301、1302、1303は受信機として働く。
図13Bでは、ノード1301、1302、1303、1304はダウンリンクにおいて通信し、すなわち、UE1304は受信機であり、一方基地局1301、1302、1303は送信機として働く。
ある例によれば、本発明はまた、先行する請求項のうちの1つの受信機1301、1302、1303、1304と送信機1301、1302、1303、1304とを備える、ワイヤレス通信ネットワーク1300を提供する。
UE1304の空間的な場所検出の目的で、UE1304が図13Bに示されるようにダウンリンクにおいて動作すれば、有利であり得る。すなわち、UE1304は本発明の受信機として活動し、一方基地局1301、1302、1303は送信機として活動する。送信機1301、1302、1303は、たとえばPRS信号を送信し得る。
本発明のある例によれば、ワイヤレス通信ネットワーク1300はダウンリンクモードで動作することができ、ここで、受信機はモバイル端末(UE)1304であり、送信機(eNB1〜eNB3)は基地局1301、1302、1303であり、ワイヤレス通信ネットワーク1300はIFFT(逆高速フーリエ変換)ベースの無線信号を使用する。
正確な場所検出を実現するために、周波数ホッピング無線送信機の無線位置特定は、高い精度とロバスト性を達成するために、周波数ホッピング無線信号の帯域幅全体を活用する必要がある。この目的を達成するために、無線信号は、あらゆる周波数にわたって位相に関してコヒーレントでなければならない。そうでなければ、位相のコヒーレンシは、たとえば本発明により提案されるような較正によって、少なくとも再現可能または再構築可能でなければならない。しかしながら、この目的に対する努力は最小限であることが望ましい。OFDM(直交周波数分割多重)は、今日の多くの規格(たとえば、IEEE 802.11a/g/h...、WiMAX、LTE、5G、DVB-T、DVB-T2、DMB)においてサポートされる、一般に知られており広く利用可能な種類の変調である。
本発明により解決され得る特定の問題は、緊急通報のための位置特定(たとえば、E-911 Phase 2)に関係する。米国では、2012年9月以降、FCCの規制が、少なくとも50メートルの精度での911通報者の位置特定をワイヤレスユーザに求めている[fcc911]。これに関して、Enhanced FCC911, Phase IIには、「ネットワークベースの技術の場合:通報の67パーセントに対して100メートル、通報の90パーセントに対して300メートル;(2)ハンドセットベースの技術の場合:通報の67パーセントに対して50メートル、通報の90パーセントに対して150メートル」と書かれている。これは屋外での運用に対して予備的に有効であるにすぎない。しかしながら、緊急通報の大半は建物または他のそのような構造物の内部から発せられるので、建物の内部の人々の屋内での位置特定の改善も必要である。
普通の動作の間に一般に使用されるような信号伝達に基づき得る、特定の種類の信号伝達の助けによって、本発明は、建物の外側および建物の内側での衛星航法システム(GNSS)に基づく位置特定を許容可能な精度で改善するために、疑似コヒーレントな帯域幅の拡張によるより正確な位置特定をサポートすることが可能にされる。
従来技術は、信号のコヒーレンシがある基準を使用して位相ロックループ(PLL)によって実現されることになるような、方法を提案する。正確なタイミング制御(PLLのデチューニング)が、位相を正確に調整するために使用される。しかしながら、これは、高度に正確かつ安定した基準の生成(TCXO,...)と、ナノ秒未満の時間的な精度での決定論的なスイッチング時間とを必要とする。
そうでなければ、キャリア位相のコヒーレンシは、通信のための周波数ホッピング方法において必要とされないことがある。
たとえば、Bluetooth（登録商標）[bluetooth（登録商標）40]およびWimedia Multiband-OFDM[wimedia15]は、バンドギャップが開始周波数帯域(ソースと)急襲された周波数帯域(シンク)との間に残るような、いくつかのサブバンドにわたる周波数ホップを記述する。このバンドギャップの背後にある意図は、干渉を回避または低減することである。
Scholand他[scholand05]は、情報の符号化のための時間-周波数ダイバーシティを最適化し完全に活用するために、OFDMのための高速周波数ホッピング方法を提案する。
本発明では、OFDM(直交周波数分割多重)などの直交周波数分割が、周波数ホッピング信号のために使用され得る。ほとんどあらゆる一般的なブロードバンド無線システムによって事実上与えられている、マルチユーザ(たとえば、LTE、5G、IEEE 802.11a/g/h...)またはマルチセルまたはマルチチャネル動作(たとえば、DVB-T、DVB-T2、DMB)では、図14に示されるように、多周波数/多チャネルの手法がサポート側のデバイスにおいて与えられる。
図14は、図13を参照して上で説明されたものと同様のワイヤレス通信ネットワーク1400を示す。しかしながら、この例では、複数の送信機1401、1402、および複数の受信機1403、1404、1405が、ネットワーク1400の中に存在する。前に言及されたように、UEおよび基地局は、ワイヤレス通信ネットワーク1400のモード(ダウンリンクまたはアップリンク)に応じて、送信機または受信機のいずれかとして活動し得る。
本発明の原理によれば、送信チャネル全体が、すべての利用可能なサブバンドにわたって推定される。位置特定に特に重要なことは、いわゆる到達時間である。グループアンテナが1つまたは複数の受信機において利用可能である場合、第1の伝搬経路の入射の方向の推定もより正確になる。これらの時間に関連する情報またはデータは、ワイヤレス通信ネットワーク内での受信機の場所を検出するために、場所検出ユニットまたは位置特定ユニットへとそれぞれ与えられる。使用され得る方法は、時間差分、たとえばTDoA(到達時間差分)、入射角、たとえばDoA(到達方向)、ならびにこれらの両方のタイプの混合された形式を使用した計算である。
さらなる方法は直接の場所検出であり、場所は生データから直接推定される。そのよう生データは、たとえば、同位相成分および直交位相成分における、アナログデジタルコンバータ(ADC)の、またはデジタルミキサの複素出力であり得る。
加えて、または代わりに、振幅、位相、および方向におけるチャネル推定は、検出されたチャネル経路の到達時間をそれから推定することができる観測結果として機能し得る。復調されたOFDMサブキャリアは、そのようなチャネル推定の最も簡単な特別な場合を表す。
最初の周波数ホッピング送信と最後の周波数ホッピング送信との間の送信チャネルが、小幅に変化するだけであるとき、またはまったく変化しないときが、本発明にとって有利である。
本発明はさらに、図15に示される方法に関係する。
ブロック1501において、情報を搬送する無線信号が受信され、無線信号は、第1の周波数サブバンドおよび第2の周波数サブバンドを有する全体の周波数帯域を備える。
ブロック1502において、無線信号によって搬送される情報の第1の部分は、第1の周波数サブバンドにおいて第1の期間の間に受信される。
ブロック1503において、無線信号によって搬送される情報の第2の部分は、第2の周波数サブバンドにおいて第2の期間の間に受信される。
ブロック1504において、第1の周波数サブバンドのチャネル推定が、第1の位相を決定するために実行される。
ブロック1505において、第2の周波数サブバンドのチャネル推定が、第2の位相を決定するために実行される。
ブロック1506において、無線信号の全体位相基礎が、第1の位相および第2の位相を使用して決定される。
本発明の原理は、たとえば以下の適用分野において使用され得る。
・緊急通報(E911)のための場所推定。
・たとえば、ナビゲーションのために、ビジネスまたは広告のために、および他の個人的なまたは公的な理由で、モバイルユーザの場所が必要とされる他の機会。発明されるアルゴリズムはまた、たとえばセルラー通信ネットワークまたは位置特定システムにおいて使用するために、ネットワークを同期させることを助け得る。
適用例は、セルラー無線ネットワークからも来る。
1)例(WiFi以外)はLTEダウンリンクである
- 1人のユーザが、同時に複数のLTEリソースブロックを利用し(リソースブロックアグリゲーション)、または複数のキャリアすらも同時に利用する(キャリアアグリゲーション)
- たとえばPRS(場所基準シンボル)、PSRS、SSRS、またはCSI-RS(チャネル状態情報基準信号)に基づく、チャネル推定
- 重複するまたは重複しないリソースブロックが説明される方法に従って揃えられ得る
- 揃えられたチャネル基準データに基づいて、推定されるチャネルまたは遅延が改良される
2)例示的なLTEアップリンク
- eNodeBユーザが、複数のLTEリソースブロックを同時に同じユーザに割り振り(リソースブロックアグリゲーション)、または複数のキャリアすらも同時に割り振る(キャリアアグリゲーション)
- チャネル推定(時間同期)が基準シンボルサウンディング基準信号(たとえば、SRS)に基づいて実行される
- チャネル推定が揃えられる(または同期シーケンスが揃えられる)
- 揃えられたチャネル基準データに基づいて、推定されるチャネルまたは遅延が改良される
3)5G
- 現在の考え方は、FRG(連続的な周波数リソースブロック)における動的な周波数および時間の割振りを意図する
- したがって、重複するFRGがいずれにしても(少なくともアップリンクにおいて)生じ得る
- 揃えられた同期シーケンスに基づいて、チャネルおよび遅延が計算され得る
いくつかの態様が装置の文脈で説明されたが、これらの態様は、対応する方法の説明も表すことが明らかであり、ブロックまたはデバイスは、方法のステップまたは方法のステップのある特徴に対応する。同様に、方法のステップの文脈で説明される態様はまた、対応するブロックもしくは項目の説明または対応する装置の特徴を表す。
本発明の分解された信号は、デジタル記憶媒体に記憶されてよく、または、ワイヤレス送信媒体などの送信媒体もしくはインターネットなどの有線送信媒体上で送信されてよい。
いくつかの実装の要件に応じて、本発明の実施形態は、ハードウェアまたはソフトウェアで実装され得る。実装は、それぞれの方法が実行されるようにプログラマブルコンピュータシステムと協働する(またはそれと協働することが可能な)電気的可読制御信号が記憶された、デジタル記憶媒体、たとえばフロッピーディスク、DVD、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM、またはFLASHメモリを使用して実行され得る。
本発明によるいくつかの実施形態は、本明細書で説明される方法のうちの1つが実行されるように、プログラマブルコンピュータシステムと協働することが可能な電気的可読制御信号を有する非一時的データキャリアを備える。
一般に、本発明の実施形態は、プログラムコードを伴うコンピュータプログラム製品として実装されてよく、プログラムコードは、コンピュータプログラム製品がコンピュータ上で実行されるときに方法のうちの1つを実行するために動作可能である。プログラムコードは、たとえば機械可読キャリア上に記憶され得る。
他の実施形態は、機械可読キャリアに記憶される、本明細書で説明される方法のうちの1つを実行するためのコンピュータプログラムを備える。
言い換えると、本発明の方法の実施形態はしたがって、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行されるとき、本明細書で説明される方法のうちの1つを実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。
本発明の方法のさらなる実施形態は、したがって、本明細書で説明される方法のうちの1つを実行するためのコンピュータプログラムが記録された、データキャリア(またはデジタル記憶媒体、またはコンピュータ可読媒体)である。
本発明の方法のさらなる実施形態は、したがって、本明細書で説明される方法のうちの1つを実行するためのコンピュータプログラムを表すデータストリームまたは信号のシーケンスである。データストリームまたは信号のシーケンスは、たとえば、データ通信接続を介して、たとえばインターネットを介して転送されるように構成され得る。
さらなる実施形態は、本明細書で説明される方法のうちの1つを実行するように構成もしくは適合される、処理手段、たとえばコンピュータ、またはプログラム論理デバイスを備える。
さらなる実施形態は、本明細書で説明される方法のうちの1つを実行するためのコンピュータプログラムがインストールされたコンピュータを備える。
いくつかの実施形態では、本明細書で説明される方法の機能の一部またはすべてを実行するために、プログラマブル論理デバイス(たとえば、フィールドプログラマブルゲートアレイ)が使用され得る。いくつかの実施形態では、フィールドプログラマブルゲートアレイは、本明細書で説明される方法のうちの1つを実行するために、マイクロプロセッサと協働し得る。一般に、方法は好ましくは任意のハードウェア装置によって実行される。
上で説明された実施形態は、本発明の原理を例示するものにすぎない。本明細書で説明される構成および詳細の修正および変形が、当業者には明らかであろうことが理解される。したがって、本明細書の実施形態の記述および説明として提示される具体的な詳細によっては限定されず、以下の特許請求の範囲のみによって限定されるということが意図である。
100 無線信号
101 サブバンド
102 サブバンド
103 サブバンド
104 サブバンド
105 サブバンド
121 チャネル推定
122 チャネル推定
131 第1の位相
132 第2の位相
133 全体位相基礎
171 上側の帯域幅の端
172 下側の帯域幅の始点
173 第1の受信帯域幅
174 第2の受信帯域幅
181 PRS
182 PRS
184 完全なスペクトル
201 スペクトル重複
202 スペクトル重複
203 スペクトル重複
204 スペクトル重複
205 スペクトル重複
701 プリアンブル部分
702 プリアンブル部分
703 プリアンブル部分
704 プリアンブル部分
705 プリアンブル部分
711 ユーザデータ部分
712 ユーザデータ部分
713 ユーザデータ部分
714 ユーザデータ部分
715 ユーザデータ部分
722 スペクトル重複
723 スペクトル重複
724 スペクトル重複
725 スペクトル重複
801 第1のチャネル推定
802 第2のチャネル推定
803 第3のチャネル推定
821 到達時間推定
822 重複部分
823 重複部分
831 位相
832 位相
833 位相
841 遅延
842 遅延
843 遅延
850 TDoA場所プロセッサ
901 チャネル推定
902 チャネル推定
903 チャネル推定
961 ギャップ
962 ギャップ
1301 基地局
1302 基地局
1303 基地局
1304 UE
1401 送信機
1402 送信機
1403 受信機
1404 受信機
1405 受信機
1600 eNB
1604 IoTデバイス
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Claims (39)

  1. 情報を搬送する無線信号(100)を受信するように構成される受信機であって、前記無線信号(100)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備え、
    前記受信機がさらに、
    前記第1の周波数サブバンド(101)の中の前記無線信号によって搬送される前記情報の第1の部分(111)を第1の期間T1の間に受信し、前記第2の周波数サブバンド(102)の中の前記無線信号によって搬送される前記情報の第2の部分(112)を第2の期間T2の間に受信し、
    第1の位相(131)を決定するために前記第1の周波数サブバンド(101)のチャネル推定(121)を実行し、第2の位相(132)を決定するために前記第2の周波数サブバンド(102)のチャネル推定(122)を実行し、
    前記第1の位相(131)および前記第2の位相(132)の間の相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定し、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記無線信号のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定する
    ように構成され、前記第1の周波数サブバンド(101)および前記第2の周波数サブバンド(102)が周波数ドメインにおいてスペクトル重複(202)を備え、前記受信機が、前記第1の位相(131)および前記第2の位相(132)から、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を再構成するように構成され、前記第1の位相(131)および前記第2の位相(132)がコヒーレントに整列し、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)に結合されるように、相対的な位相誤差ΔΦ Pa,Pb を補正し、
    その結果、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)で全体チャンネルが再構成されるように構成される、受信機。
  2. 前記第1の周波数サブバンド(101)および前記第2の周波数サブバンド(102)が、少なくとも10%のスペクトル重複(202)を備える、請求項1に記載の受信機。
  3. 情報を搬送する無線信号(100)を受信するように構成される受信機であって、前記無線信号(100)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備え、
    前記受信機がさらに、
    前記第1の周波数サブバンド(101)の中の前記無線信号によって搬送される前記情報の第1の部分(111)を第1の期間T1の間に受信し、前記第2の周波数サブバンド(102)の中の前記無線信号によって搬送される前記情報の第2の部分(112)を第2の期間T2の間に受信し、
    第1の位相(941)を決定するために前記第1の周波数サブバンド(101)の第1のチャネル推定(901)を実行し、第2の位相(942)を決定するために前記第2の周波数サブバンド(102)の第2のチャネル推定(902)を実行し、
    前記第1の位相(941)および前記第2の位相(942)の間の相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定し、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記無線信号のコヒーレントな全体位相基礎(944)を決定する
    ように構成され、
    前記無線信号の前記全体の周波数帯域foverallが、前記第1の周波数サブバンド(101)と前記第2の周波数サブバンド(102)との間に位置する周波数バンドギャップ(961)を備え、前記受信機が、前記周波数バンドギャップ(961)内の前記第1のチャネル推定結果のチャネル伝達関数を外挿し、前記周波数バンドギャップ(961)内の前記第2のチャネル推定結果のチャネル伝達関数を外挿するように構成され、
    前記受信機が、前記周波数バンドギャップ(961)内の前記外挿されたチャネル伝達関数に基づいて前記無線信号の前記コヒーレントな全体位相基礎(944)を決定するように構成される、受信機。
  4. 前記受信機が、位相シフトによって前記第1のサブバンド(101)の前記第1の位相(131)および前記第2のサブバンド(102)の前記第2の位相(132)をコヒーレントに揃えるように構成され、前記第1の位相または前記第2の位相(131、132)の一方が、前記無線信号の前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために、前記位相(131、132)の他方の前記位相シフトの基準位相として機能する、請求項1から3のいずれか一項に記載の受信機。
  5. 前記第1の周波数サブバンド(101)および前記第2の周波数サブバンド(102)が同じ帯域幅を備える、請求項1から4のいずれか一項に記載の受信機。
  6. 前記受信機が、時間ドメインにおける異なる個別の時点において、前記第1の周波数サブバンド(101)および前記第2の周波数サブバンド(102)を受信するように構成される、請求項1から5のいずれか一項に記載の受信機。
  7. 前記受信機が、時間ドメインにおいて前記第1の周波数サブバンド(101)および前記第2の周波数サブバンド(102)を次々と順番に受信するように構成される、請求項6に記載の受信機。
  8. 前記受信機が、時間ドメインにおいて複数の連続する周波数サブバンド(101〜105)を次々と順番に受信するように構成され、前記複数の連続する周波数サブバンド(101〜105)が、前記第1の周波数サブバンドおよび前記第2の周波数サブバンド(101、102)と、前記無線信号によって搬送される前記情報のさらなる部分を含む少なくとも1つのさらなる周波数サブバンド(103、104、105)とを含む、請求項6に記載の受信機。
  9. 前記受信機が、時間ドメインにおいてランダム化された順序で複数の連続的な周波数サブバンド(101〜105)を受信するように構成され、前記複数の連続する周波数サブバンド(101〜105)が、前記第1の周波数サブバンドおよび前記第2の周波数サブバンド(101、102)と、前記無線信号によって搬送される前記情報のさらなる部分を含む少なくとも1つのさらなる周波数サブバンド(103、104、105)とを含む、請求項6に記載の受信機。
  10. 前記第1の周波数サブバンドおよび前記第2の周波数サブバンド(101、102)のうちの少なくとも1つが、チャネルバンドリングされた周波数帯域を形成するために少なくとも1つのさらなる連続的な周波数サブバンド(103)と一緒にチャネルバンドリングされ、前記受信機が前記チャネルバンドリングされた周波数帯域を受信するように構成される、請求項1から9のいずれか一項に記載の受信機。
  11. 前記第2の周波数サブバンド(102)が、前記第1の周波数サブバンド(101)より広い帯域幅を有し、前記第2の周波数サブバンド(102)の前記帯域幅が、チャネルバンドリングされた周波数サブバンドを形成するために、前記第1の周波数サブバンド(101)と、任意選択で少なくとも1つのさらなるサブバンド(103)とをカバーする、請求項10に記載の受信機。
  12. 前記第1の周波数サブバンド(101)の中の前記無線信号によって搬送される前記情報の前記第1の部分および前記第2の周波数サブバンド(102)の中の前記無線信号によって搬送される前記情報の前記第2の部分が各々、プリアンブル部分(701〜705)と、任意選択でユーザデータ部分(711〜715)とを含み、前記受信機が前記第1の周波数サブバンドおよび前記第2の周波数サブバンド(101、102)の各々のための前記チャネル推定を実行するように構成され、前記チャネル推定が前記それぞれのプリアンブル部分(701〜705)に基づく、請求項1から11のいずれか一項に記載の受信機。
  13. 前記第1の周波数サブバンド(101)および前記第2の周波数サブバンド(102)のうちの少なくとも1つが1つまたは複数のパイロットデータを備え、前記パイロットデータが、前記それぞれの周波数サブバンド(101、102)のスペクトルにわたって拡散される、請求項12に記載の受信機。
  14. 前記第1の周波数サブバンド(101)において搬送される前記情報の前記第1の部分または前記第2の周波数サブバンド(102)における前記情報の前記第2の部分のうちの少なくとも1つが、場所基準信号PRSを含む、請求項1から13のいずれか一項に記載の受信機。
  15. 情報を搬送する第1の所定の無線信号および第2の所定の無線信号(181、182)を受信するように構成される受信機であって、前記第1の所定の無線信号および第2の所定の無線信号(181、182)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備え、前記受信機が、第1の期間T1の間に前記第1の所定の無線信号(181)の少なくともあるスペクトル信号部分(181')を受信し、第2の期間T2の間に前記第2の所定の無線信号(182)の少なくともあるスペクトル信号部分(182')を受信するように構成され、
    前記第1の所定の無線信号(181)の帯域幅が、前記第1の周波数サブバンド(101)の帯域幅より広く、前記第1の周波数サブバンド(101)を含み、前記第2の所定の無線信号(182)の帯域幅が、前記第2の周波数サブバンド(102)の帯域幅より広く、前記第2の周波数サブバンド(102)を含み、
    前記受信機が、
    第1の位相(131)を決定するために第1のチャネル推定(121)を実行し、第2の位相(132)を決定するために第2のチャネル推定(122)を実行し、
    前記第1の位相(131)および前記第2の位相(132)の間の相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定し、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記第1の所定の無線信号および前記第2の所定の無線信号(181、182)のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定する
    ように構成され、かつ、
    a)前記受信機が、前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の少なくとも第1のスペクトル部分(181a)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(173)の中の前記第1のチャネル推定を実行し、前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の少なくとも第1のスペクトル部分(182c)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(174)の中の前記第2のチャネル推定を実行し、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181a)が前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の前記第1のスペクトル部分(182c)の少なくともある部分とスペクトル的に重複し、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分(181a、182c)の双方のスペクトル的に重複する部分を使用するように構成され、または、
    b)前記受信機が、前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の内側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の少なくとも第1のスペクトル部分(181c)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(173)の中の前記第1のチャネル推定を実行し、前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第2の周波数サブバンド(102)の外側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の少なくとも第1のスペクトル部分(182b)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(174)の中の前記第2のチャネル推定を実行し、前記第1の周波数サブバンド(101)の内側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181c)が前記第2の周波数サブバンド(102)の外側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の前記第1のスペクトル部分(182b)とスペクトル的に重複し、前記全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分(181c、182b)の双方のスベクトル的に重複する部分を使用するように構成され、または、
    c)前記受信機が、前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の内側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の第1のスペクトル部分(181c)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の第2のスペクトル部分(181a)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(173)の中の前記第1のチャネル推定を実行し、前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第2の周波数サブバンド(102)の外側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の第1のスペクトル部分(182b)と、前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の第2のスペクトル部分(182c)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(174)の中の前記第2のチャネル推定を実行し、前記第1の周波数サブバンド(101)の内側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181c)が前記第2の周波数サブバンド(102)の外側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の前記第1のスペクトル部分(182b)とスペクトル的に重複し、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の前記第2のスペクトル部分(181b)が前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の前記第2のスペクトル部分(182c)とスペクトル的に重複し、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分および第2のスペクトル部分(181a、181c、182b、182c)のスペクトル的に重複する部分を使用するように構成される、受信機。
  16. 前記受信機が、前記第1の所定の無線信号および前記第2の所定の無線信号(181、182)の前記スペクトル的に重複する前記第1のスペクトル部分および第2のスペクトル部分(181a、181b、181c、182a、182b、182c)のうちの1つまたは複数に基づいて前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために、前記第1のチャネル推定結果および前記第2のチャネル推定結果を重ね合わせるように構成される、請求項15に記載の受信機。
  17. 情報を搬送する所定の無線信号(182)を受信するように構成される受信機であって、前記所定の無線信号(182)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備え、
    前記受信機が、
    前記第2の周波数サブバンド(102)の内側にスペクトル的に位置する前記所定の無線信号(182)の少なくとも第2のスペクトル部分(1822)を第2の期間T2の間に受信し、前記所定の無線信号(182)の第1のスペクトル部分(1821)を第1の期間T1の間に受信し、前記第1の期間T1の間に受信される前記スペクトル部分(1821)が、前記第2の期間T2の間に受信される前記第2のスペクトル部分(1822)とスペクトル的に重複し、
    前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の期間T1の間に受信される前記所定の無線信号(182)の前記第1のスペクトル部分(1821)とをスペクトル的にカバーする、第1の周波数帯域(173)内の第1のチャネル推定を実行し、
    前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第2の期間T2の間に受信される前記所定の無線信号(182)の前記第2のスペクトル部分(1822)とをスペクトル的にカバーする、第2の周波数帯域(174)内の第2のチャネル推定を実行し、
    前記第1のチャネル推定のチャネル推定結果および前記第2のチャネル推定のチャネル推定結果に基づいて、相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定し、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記所定の無線信号(182)のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分および前記第2のスペクトル部分(1821、1822)の前記スペクトル的に重複する部分を使用する
    ように構成される、受信機。
  18. 前記受信機が、前記第1の期間T1および前記第2の期間T2の間に受信される前記所定の無線信号(182)の前記スペクトル的に重複する前記第1のスペクトル部分および前記第2のスペクトル部分(1821、1822)に基づいて前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために、前記第1のチャネル推定の前記チャネル推定結果および前記第2のチャネル推定の前記チャネル推定結果を重ね合わせるように構成される、請求項17に記載の受信機。
  19. 情報を搬送する第1の所定の無線信号および第2の所定の無線信号(181、182)を受信するように構成される受信機であって、前記第1の所定の無線信号および前記第2の所定の無線信号(181、182)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備え、前記受信機が、
    前記第1の所定の無線信号(181)の少なくとも第1のスペクトル部分(181a)を第1の期間T1の間に受信し、前記第1のスペクトル部分(181a)が前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置し、
    前記第2の所定の無線信号(182)を第2の期間T2の間に受信し、前記第2の所定の無線信号(182)が、前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に少なくとも部分的に位置し、前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181a)とスペクトル的に重複する少なくとも第1のスペクトル部分(182a)を備え、
    前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側の前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181a)とをスペクトル的にカバーする、第1の周波数帯域(173)内の第1のチャネル推定を実行し、
    前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181a)とスペクトル的に重複する前記第2の所定の無線信号(182)の前記第1のスペクトル部分(182a)とをスペクトル的にカバーする、第2の周波数帯域(174)内の第2のチャネル推定を実行し、
    前記第1のチャネル推定のチャネル推定結果および前記第2のチャネル推定のチャネル推定結果に基づいて、相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定し、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記所定の無線信号(182)のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分(181a、182a)の前記スペクトル的に重複する部分を使用する
    ように構成される、受信機。
  20. 前記第1の期間T1の間に受信される前記第1の所定の無線信号(181)が、時間ドメインに関して、前記第1の周波数サブバンド(101)の内側に位置する、請求項19に記載の受信機。
  21. 前記第1の期間T1の間に受信される前記第1の所定の無線信号(181)が、時間ドメインに関して、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する、請求項19に記載の受信機。
  22. 前記第1の所定の無線信号および前記第2の所定の無線信号(181、182)の各々が、繰り返すシーケンスを備え、前記第1の所定の無線信号(181)の繰り返すシーケンスの少なくとも一部分が、前記全体位相基礎(133)のコヒーレンシを確立するための少なくともスペクトル的に重複する前記第1のスペクトル部分および前記第2のスペクトル部分(181a、181b、181c、182a、182b、182c)の中の前記第2の所定の無線信号(182)の繰り返すシーケンスの少なくともある部分と同一である、請求項15から21のいずれか一項に記載の受信機。
  23. 前記第1の所定の無線信号および前記第2の所定の無線信号(181、182)が、所定の測位基準信号(PRS)である、請求項15から22のいずれか一項に記載の受信機。
  24. 第1の周波数サブバンド(101)と第2の周波数サブバンド(102)の第1のスペクトル部分(202a)とを第1の期間T1の間に受信し、第2の周波数サブバンド(102)と前記第1の周波数サブバンド(101)の第1のスペクトル部分(201b)とを第2の期間T2の間に受信するように構成される受信機であって、
    前記受信機が、
    ともに前記第1の期間T1の間に受信される、前記第1の周波数サブバンド(101)と前記第2の周波数サブバンド(102)の前記第1のスペクトル部分(202a)とをスペクトル的にカバーする、第1の周波数帯域(173)の中の第1のチャネル推定を実行し、
    ともに前記第2の期間T2の間に受信される、前記第2の周波数サブバンド(102)と前記第1の周波数サブバンド(101)の前記第1のスペクトル部分(201b)とをスペクトル的にカバーする、第2の周波数帯域(174)の中の第2のチャネル推定を実行し、
    前記第2の期間T2の間に受信される前記第1の周波数サブバンド(101)の前記第1のスペクトル部分(201b)が、前記第1の期間T1の間に受信される前記第1の周波数サブバンド(101)の周波数上対応する第2のスペクトル部分(201a)とスペクトル的に重複し、かつ/または、前記第1の期間T1の間に受信される前記第2の周波数サブバンド(102)の前記第1のスペクトル部分(202a)が、前記第2の期間T2の間に受信される前記第2の周波数サブバンド(102)の周波数上対応する第2のスペクトル部分(202b)とスペクトル的に重複し、
    前記第1のチャネル推定のチャネル推定結果および前記第2のチャネル推定のチャネル推定結果に基づいて、相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定し、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記所定の無線信号(182)のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために、前記第1の周波数サブバンドおよび前記第2の周波数サブバンド(101、102)の前記第1のスペクト部分および前記第2のスペクトル部分(201a、201b、202a、202b)の前記スペクトル的に重複する部分を使用する
    ように構成される、受信機。
  25. 前記受信機が、前記第1の期間T1および前記第2の期間T2の間にそれぞれ受信される前記第1の周波数サブバンドおよび前記第2の周波数サブバンド(101、102)の前記第1のスペクトル部分および前記第2のスペクトル部分(201a、201b、202a、202b)の前記スペクトル的に重複する部分に基づいて前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために、前記第1のチャネル推定の前記チャネル推定結果および前記第2のチャネル推定の前記チャネル推定結果を重ね合わせるように構成される、請求項24に記載の受信機。
  26. 前記受信機が、前記無線信号の前記コヒーレントな全体位相基礎(133、834、944)を使用することによって前記無線信号により搬送される前記情報の遅延(841、842、843)を決定し、前記遅延(841、842、843)に基づいてワイヤレス通信ネットワーク内での前記受信機の空間的位置を決定するように構成される場所検出ユニット(850)に前記遅延(841、842、843)を提供するように構成される、請求項1から25のいずれか一項に記載の受信機。
  27. 前記場所検出ユニット(850)が、到達時間(ToA)、到達時間差分(TDoA)、および相対信号タイミング差分(RSTD)のうちの少なくとも1つの計算のために、前記遅延(841、842、843)を使用することによって前記受信機の前記空間的位置を計算するように構成される、請求項26に記載の受信機。
  28. 前記受信機が少なくとも2つのアンテナを備え、前記受信機が、到達角度(AoA)を決定し、AoA情報に基づいてワイヤレス通信ネットワーク内での前記受信機の空間的位置を決定するように構成される場所検出ユニット(850)に前記AoA情報を提供するように構成される、請求項1から27のいずれか一項に記載の受信機。
  29. 前記受信機が前記場所検出ユニット(850)を備え、または前記場所検出ユニット(850)が前記受信機から離れて配置される、請求項26から28のいずれか一項に記載の受信機。
  30. 請求項1から29のいずれか一項に記載の受信機と送信機とを備える、ワイヤレス通信ネットワーク(1300、1400)。
  31. 前記受信機がモバイル端末UEであり、前記送信機が基地局eNB1〜eNB3であり、前記ワイヤレス通信ネットワーク(1300、1400)がIFFT(逆高速フーリエ変換)ベースの無線信号を使用する、請求項30に記載のワイヤレス通信ネットワーク(1300、1400)。
  32. 前記無線信号が、
    ・ 巡回プレフィックス(CP)を伴う直交周波数分割多重(OFDM)、
    ・ CPを伴う離散フーリエ変換-拡散直交周波数分割多重(DFT-s-OFDM)、
    ・ シングルキャリア符号分割多重接続(SC-FDMA)、
    ・ マルチキャリア符号分割多重接続(MC-CDMA)、
    ・ 符号分割多重接続(CDMA)、
    ・ 一般化された周波数分割多重化(GDFM)、
    ・ フィルタバンクマルチキャリア変調(FMBC)、
    ・ オフセット直交振幅変調(OFDM/OQAM)、または
    ・ CPを伴わないIFFTベースの波形
    のうちの少なくとも1つを含むIFFTベースの信号である、請求項31に記載のワイヤレス通信ネットワーク。
  33. 情報を搬送する無線信号(100)を受信するステップであって、前記無線信号(100)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備え、前記第1の周波数サブバンド(101)および前記第2の周波数サブバンド(102)が周波数ドメインにおけるスペクトル重複(202)を備える、ステップと、
    前記第1の周波数サブバンド(101)の中の前記無線信号(100)によって搬送される前記情報の第1の部分(111)を第1の期間T1の間に受信し、前記第2の周波数サブバンド(102)の中の前記無線信号(100)によって搬送される前記情報の第2の部分(112)を第2の期間T2の間に受信するステップと、
    第1の位相(131)を決定するために前記第1の周波数サブバンド(101)のチャネル推定(121)を実行し、第2の位相(132)を決定するために前記第2の周波数サブバンド(102)のチャネル推定(122)を実行するステップと、
    前記第1の位相(131)および前記第2の位相(132)の間の相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定するステップと、
    前記第1の位相(131)および前記第2の位相(132)から、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を再構成し、前記第1の位相(131)および前記第2の位相(132)をコヒーレントに整列し、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)に結合されるように、相対的な位相誤差ΔΦ Pa,Pb を補正し、その結果、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)で全体チャンネルを再構成することによって、前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記無線信号のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するステップとを備える、方法。
  34. 情報を搬送する無線信号(100)を受信するステップであって、前記無線信号(100)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備える、ステップと、
    前記第1の周波数サブバンド(101)の中の前記無線信号によって搬送される前記情報の第1の部分(111)を第1の期間T1の間に受信し、前記第2の周波数サブバンド(102)の中の前記無線信号によって搬送される前記情報の第2の部分(112)を第2の期間T2の間に受信するステップと、
    第1の位相(941)を決定するために前記第1の周波数サブバンド(101)の第1のチャネル推定(901)を実行し、第2の位相(942)を決定するために前記第2の周波数サブバンド(102)の第2のチャネル推定(902)を実行するステップと、
    前記第1の位相(941)および前記第2の位相(942)の間の相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定するステップと、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記無線信号の全体位相基礎(133)を決定するステップとを備え、
    前記無線信号の前記全体の周波数帯域foverallが、前記第1の周波数サブバンド(101)と前記第2の周波数サブバンド(102)との間に位置する周波数バンドギャップ(961)を備え、前記方法が、前記周波数バンドギャップ(961)内の前記第1のチャネル推定結果のチャネル伝達関数を外挿し、前記周波数バンドギャップ(961)内の前記第2のチャネル推定結果のチャネル伝達関数を外挿するステップと、
    前記周波数バンドギャップ(961)内の前記外挿されたチャネル伝達関数に基づいて、前記無線信号の前記コヒーレントな全体位相基礎(944)を決定するステップとを備える、方法。
  35. 情報を搬送する第1の所定の無線信号および第2の所定の無線信号(181、182)を受信するステップであって、前記第1の所定の無線信号および前記第2の所定の無線信号(181、182)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備える、ステップと、
    第1の期間T1の間に前記第1の所定の無線信号(181)の少なくともスペクトル信号部分(181')を受信し、第2の期間T2の間に前記第2の所定の無線信号(182)の少なくともスペクトル信号部分(182')を受信するステップとを備え、
    前記第1の所定の無線信号(181)の帯域幅が、前記第1の周波数サブバンド(101)の帯域幅より広く、前記第1の周波数サブバンド(101)を含み、前記第2の所定の無線信号(182)の帯域幅が、前記第2の周波数サブバンド(102)の帯域幅より広く、前記第2の周波数サブバンド(102)を含み、
    前記方法がさらに、
    第1の位相(131)を決定するために第1のチャネル推定(121)を実行し、第2の位相(132)を決定するために第2のチャネル推定(122)を実行するステップと、
    前記第1の位相(131)および前記第2の位相(132)の間の相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定するステップと、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記第1の所定の無線信号および前記第2の所定の無線信号(181、182)のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するステップとを備え、かつ、
    a)前記第1のチャネル推定が、前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の少なくともある第1のスペクトル部分(181a)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(173)において実行され、前記第2のチャネル推定が、前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の少なくともある第1のスペクトル部分(182c)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(174)において実行され、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181a)が前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の前記スペクトル部分(182c)とスペクトル的に重複し、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分(181a、182c)の双方の前記スペクトル的に重複する部分を使用し、または、
    b)前記第1のチャネル推定が、前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の内側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の少なくともある第1のスペクトル部分(181c)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(173)において実行され、前記第2のチャネル推定が、前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第2の周波数サブバンド(102)の外側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の少なくともある第1のスペクトル部分(182b)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(174)において実行され、前記第1の周波数サブバンド(101)の内側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181c)が前記第2の周波数サブバンド(102)の外側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の前記スペクトル部分(182b)とスペクトル的に重複し、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分(181c、182b)の双方の前記スペクトル的に重複する部分を使用し、または、
    c)前記第1のチャネル推定が、前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の内側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の第1のスペクトル部分(181c)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の第2のスペクトル部分(181a)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(173)において実行され、前記第2のチャネル推定が、前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第2の周波数サブバンド(102)の外側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の第1のスペクトル部分(182b)と、前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の第2のスペクトル部分(182c)とをスペクトル的にカバーする、周波数帯域(174)において実行され、前記第1の周波数サブバンド(101)の内側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181c)が前記第2の周波数サブバンド(102)の外側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の前記第1のスペクトル部分(182b)とスペクトル的に重複し、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する前記第1の所定の無線信号(181)の前記第2のスペクトル部分(181b)が前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に位置する前記第2の所定の無線信号(182)の前記第2のスペクトル部分(182c)とスペクトル的に重複し、前記コヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分および前記第2のスペクトル部分(181a、181c、182b、182c)の前記スペクトル的に重複する部分を使用する、方法。
  36. 情報を搬送する所定の無線信号(182)を受信するステップであって、前記所定の無線信号(182)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備える、ステップと、
    前記第2の周波数サブバンド(102)の内側にスペクトル的に位置する前記所定の無線信号(182)の少なくともある第2のスペクトル部分(1822)を第2の期間T2の間に受信し、前記所定の無線信号(182)のある第1のスペクトル部分(1821)を第1の期間T1の間に受信するステップであって、前記第1の期間T1の間に受信される前記第1のスペクトル部分(1821)が前記第2の期間T2の間に受信される前記第2のスペクトル部分(1822)とスペクトル的に重複する、ステップと、
    前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の期間T1の間に受信される前記所定の無線信号(182)の前記第1のスペクトル部分(1821)とをスペクトル的にカバーする、第1の周波数帯域(173)内の第1のチャネル推定を実行するステップと、
    前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第2の期間T2の間に受信される前記所定の無線信号(182)の前記第2のスペクトル部分(1822)とをスペクトル的にカバーする、第2の周波数帯域(174)内の第2のチャネル推定を実行するステップと、
    前記第1のチャネル推定のチャネル推定結果および前記第2のチャネル推定のチャネル推定結果に基づいて、相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定するステップと、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記所定の無線信号(182)のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分および前記第2のスペクトル部分(1821、1822)の前記スペクトル的に重複する部分を使用するステップとを備える、方法。
  37. 情報を搬送する第1の所定の無線信号および第2の所定の無線信号(181、182)を受信するステップであって、前記第1の所定の無線信号および前記第2の所定の無線信号(181、182)が、第1の周波数サブバンド(101)および第2の周波数サブバンド(102)を有する全体の周波数帯域foverallを備える、ステップと、
    前記第1の所定の無線信号(181)の少なくともある第1のスペクトル部分(181a)を第1の期間T1の間に受信するステップであって、前記第1のスペクトル部分(181a)が前記第1の周波数サブバンド(101)の外側に位置する、ステップと
    前記第2の所定の無線信号(182)を第2の期間T2の間に受信するステップであって、前記第2の所定の無線信号(182)が、前記第2の周波数サブバンド(102)の内側に少なくとも部分的に位置し、前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181a)とスペクトル的に重複する第1のスペクトル部分(182a)を少なくとも備える、ステップと、
    前記第1の周波数サブバンド(101)と、前記第1の周波数サブバンド(101)の外側の前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181a)とをスペクトル的にカバーする、第1の周波数帯域(173)内の第1のチャネル推定を実行するステップと、
    前記第2の周波数サブバンド(102)と、前記第1の所定の無線信号(181)の前記第1のスペクトル部分(181a)とスペクトル的に重複する前記第2の所定の無線信号(182)の前記第1のスペクトル部分(182a)とをスペクトル的にカバーする、第2の周波数帯域(174)内の第2のチャネル推定を実行するステップと、
    前記第1のチャネル推定のチャネル推定結果および前記第2のチャネル推定のチャネル推定結果に基づいて、相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定するステップと、
    前記相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記所定の無線信号(182)のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために前記第1のスペクトル部分(181a、182a)の方法の前記スペクトル的に重複する部分を使用するステップとを備える、方法。
  38. 第1の周波数サブバンド(101)と第2の周波数サブバンド(102)の第1のスペクトル部分(202a)とを第1の期間T1の間に受信し、第2の周波数サブバンド(102)と前記第1の周波数サブバンド(101)の第1のスペクトル部分(201b)とを第2の期間T2の間に受信するステップと、
    ともに前記第1の期間T1の間に受信される、前記第1の周波数サブバンド(101)と前記第2の周波数サブバンド(102)の前記第1のスペクトル部分(202a)とをスペクトル的にカバーする、第1の周波数帯域(173)の中の第1のチャネル推定を実行するステップと、
    ともに前記第2の期間T2の間に受信される、前記第2の周波数サブバンド(102)と前記第1の周波数サブバンド(101)の前記第1のスペクトル部分(201b)とをスペクトル的にカバーする、第2の周波数帯域(174)の中の第2のチャネル推定を実行するステップであって、
    前記第2の期間T2の間に受信される前記第1の周波数サブバンド(101)の前記第1のスペクトル部分(201b)が、前記第1の期間T1の間に受信される前記第1の周波数サブバンド(101)の周波数上対応する第2のスペクトル部分(201a)とスペクトル的に重複し、かつ/または、前記第1の期間T1の間に受信される前記第2の周波数サブバンド(102)の前記第1のスペクトル部分(202a)が、前記第2の期間T2の間に受信される前記第2の周波数サブバンド(102)の周波数上対応する第2のスペクトル部分(202b)とスペクトル的に重複する、ステップと、
    前期第1のチャネル推定のチャネル推定結果および前記第2のチャネル推定のチャネル推定結果に基づいて、相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbを推定するステップと、
    前期相対的な位相誤差ΔΦPa,Pbの補償のもとで前記所定の無線信号(182)のコヒーレントな全体位相基礎(133)を決定するために、前記第1の周波数サブバンドおよび前記第2の周波数サブバンド(101、102)の前記第1のスペクトル部分および前記第2のスペクトル部分(201a、201b、202a、202b)の前記スペクトル的に重複する部分を使用するステップとを備える、方法。
  39. コンピュータ上で実行されると、請求項33から38のいずれか一項に記載の方法を実行する命令を備える、コンピュータプログラム。
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