JP6926918B2 - 無線受信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線受信機に関し、特に、妨害波を検出する技術に関する。

特許文献１に開示されている無線通信装置は、受信した信号の電界強度と、受信データ中に所定のプリアンブルが検出されたか否かに基づいて、本来通信を行いたい無線信号と同一周波数の妨害波を検出する。

特許文献２では、受信信号のレベルを表すＲＳＳＩ信号を分周信号と比較することで、妨害波の周期性を検出する。そして、妨害波が放射されていない期間に通信パケットの授受を行う。もしくは、あらかじめ設定した妨害波の存在しない周波数帯に移動して通信接続を継続する。

特開２０１５−１２４７２号公報 特開２００２−１１１６０３号公報

ＥＴＣ（登録商標）などのＤＳＲＣ（Dedicated Short Range Communication）と無線ＬＡＮで、同じ周波数帯または隣接した周波数帯を共用することが検討されている。ＤＳＲＣ無線受信機（以下、無線受信機）にとって、無線ＬＡＮの電波は妨害波となる。そのため、無線受信機は、無線ＬＡＮの電波の存在を知る（検出できる）ことが望まれる。

無線受信機では、妨害波の受信電力が無線受信機の最低受信感度に相当する受信電力以下であっても、受信性能が低下する恐れがある。たとえば、最低受信感度が−７０ｄＢｍ、妨害波の受信電力が−８０ｄＢｍであったとき、−６０ｄＢｍの希望波を妨害し得る。そのため、最低受信感度以下であっても、妨害波を検出する必要がある。なお、最低受信感度は、復調可能な受信レベルの下限を意味する。また、復調可能とは、ビットエラーレートで表し、ＤＳＲＣの場合、１×１０^−５以下である。

無線ＬＡＮの親機は、子機が親機を探索するのに使うビーコンフレームを周期的に送信する（図３）。一般的な無線ＬＡＮでは、初期値として１００ＴＵ（１ＴＵ＝１０２４μｓ）が設定されている。このビーコンフレームの振幅包絡線を検出することで、無線ＬＡＮ親機の存在を検出できれば、無線ＬＡＮの変調信号を復調、復号することなしに、無線ＬＡＮ親機が存在することを検知できる。なお、振幅包絡線は無線受信機のＲＳＳＩから出力される（図３）。

特許文献２に、信号の周期性を検出する技術が開示されている。しかし、ＤＳＲＣでは、通信チャネル全７チャネルを選択するために、数ｍｓで周波数スキャンを繰り返しており、かつ、各チャネルの帯域が狭い（公称５ＭＨｚ）ので、スキャンする周波数と妨害波の周波数（ビーコンフレームであれば帯域幅は公称２０ＭＨｚ）が一致しない場合もある。たとえば、無線ＬＡＮが１６１チャネルを使用してビーコンフレームを送信している場合を考える。１６１チャネルは中心周波数５８０５ＭＨｚ、帯域幅２０ＭＨｚすなわち５７９５〜５８１５ＭＨｚであるため、無線受信機がＤ４〜Ｄ７チャネル（５７９０±２．５ＭＨｚ〜５７７５±２．５ＭＨｚ）をスキャン中は、ビーコンフレームを受信できない。

特に、受信電力が小さいほど、無線ＬＡＮの帯域外近傍の漏れエネルギーが拾えなくなることから、スキャンする周波数と無線ＬＡＮの周波数が一致しないと、無線受信機のＲＳＳＩからビーコンフレームが全く出力されない場合が多くなる。

スキャンする周波数と妨害波の周波数が一致しない場合が生じると、ＲＳＳＩから出力される妨害波の振幅の包絡線の周期に歯抜けが生じる（図１１のＲＳＳＩ）。歯抜けがある周期性信号の抽出には、古くから高Ｑなバンドパスフィルタが使われる。いわゆるフライホイール効果によって歯抜けがなくなるからである。なお、バンドパスフィルタの中心周波数はビーコンフレーム（すなわち妨害波）の周期（１０２．４ｍｓ）の逆数の周波数（９．７６５６２５Ｈｚ）を設定する。

バンドパスフィルタを通過した信号の振幅がある値以上であるか否かで、妨害波を受信したか否かを判定する。この場合、復調は不要であることから、無線ＬＡＮの復調装置を備えることなく、無線ＬＡＮを同定できる。

つまり、バンドパスフィルタを用いてビーコンフレームを検出できれば、無線受信機が受信するビーコンフレームの周期に歯抜けが生じても、無線受信機は、無線ＬＡＮの復調装置を備えることなく、無線ＬＡＮを同定できる。

しかし、受信信号を、単に、ビーコンフレームの周期性に対応した通過周波数帯域を持つバンドパスフィルタに通すだけでは、ビーコンフレームではない電波、たとえば、目的波であるＤＳＲＣの電波などを妨害波であると誤判定してしまう恐れがある。この理由は、次の通りである。

バンドパスフィルタは、通過周波数帯域外の周波数の信号を完全に遮断できるわけではなく、通過周波数帯域の外側に、信号を減衰はさせるものの、完全には除去できない周波数帯域がある。この周波数帯域を、以下、減衰域とする。

検出対象の妨害波（つまり、ビーコンフレーム）の受信レベルが最低受信感度以下のような低いレベルである一方で、減衰域に含まれる信号の受信レベルが高い場合、バンドパスフィルタを通過した後の信号レベルは、減衰域に含まれる信号の方が高くなる可能性もある。このことから、単に、バンドパスフィルタを用いるだけでは、妨害波ではない電波を妨害波であると誤判定してしまう恐れがあるのである。

例えば、ビーコンのＲＳＳＩ電圧が１ｍＶ、ＤＳＲＣのＲＳＳＩ電圧が１Ｖだった場合、仮にバンドパスフィルタの帯域外減衰量が６０ｄＢであっても、バンドパスフィルタ通過後のＤＳＲＣの電圧は１ｍＶであるため、仮に０．５ｍＶ以上を妨害があると判定するしきい値とした場合、ビーコンが受信されないときもＤＳＲＣを妨害波と誤判定してしまう。誤判定を防ぐために、しきい値を２ｍＶにすると、今度はビーコンが検出できなくなる。フィルタの帯域外減衰量をさらに増やして解決する方法もあるが、素子感度の上昇による製造ばらつきの増大や部品コストの上昇により、製品として成立しなくなる。また、フィルタの帯域外減衰量を増やすには通過帯域幅を狭くする必要がある。通過帯域幅を狭くすると応答時間が長くなる。たとえば、無線ＬＡＮの電波を検出するのに３０分を要するなら、価値がほとんど無い。

本発明は、この事情に基づいて成されたものであり、その目的とするところは、誤判定を抑制しつつ、受信レベルが最低受信感度以下の歯抜けの周期性のある妨害波を受信したと判定できる無線受信機を提供することにある。

上記目的は独立請求項に記載の特徴の組み合わせにより達成され、また、下位請求項は、発明の更なる有利な具体例を規定する。特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

上記目的を達成するための本発明は、ＲＳＳＩを備えた無線受信機であって、
ＲＳＳＩから出力される周期性のある妨害波の周期に対応した通過周波数帯域の成分を通過させるバンドパスフィルタ（６２）と、
バンドパスフィルタを通過した信号の振幅と基準振幅との比較に基づいて、妨害波を受信したか否かを判定する妨害波判定部（６３）と、
バンドパスフィルタよりも上流側の信号経路に配置され、信号の時間幅（デューティ比）を増加させてバンドパスフィルタに入力する信号幅増加部（６１）とを備え、
信号幅増加部は、入力された信号が妨害波判定部の判定対象となっている妨害波である場合に、入力された信号を、周期は維持しつつ、時間幅を増加させる特性である。

本発明が信号幅増加部を備える理由は、判定対象の妨害波は信号幅が極端に短いからである。１０２．４ｍｓの周期に対して電波が出ている時間は実測で４００μｓ程度であるから、デューティ比は０．４％程度である。信号の時間幅が短いので、その妨害波をそのままバンドパスフィルタに入力すると、バンドパスフィルタから出力される信号の振幅は小さい。仮に理想的なバンドパスフィルタを使った場合はデューティ比５０％の場合と比べて約３８ｄＢも振幅が小さくなる。そのため、バンドパスフィルタを通過した後では、ＤＳＲＣの信号など、他の信号の方が振幅が大きくなってしまう恐れがある。

そこで、本発明では、信号幅増加部で信号の時間幅を増加させた後の信号をバンドパスフィルタに入力する。この信号幅増加部を備えることで、妨害波は、周期は維持された状態で、信号の時間幅が増加してバンドパスフィルタに入力される。周期は維持された状態で時間幅が増加すると、信号の時間幅が増加させられない場合に比較して、バンドパスフィルタから出力される振幅は大きくなる。

一方、ＤＳＲＣの電波のバースト周期は、判定対象となっている妨害波のバースト周期（１０２．４ｍｓ）よりもずっと短く、長いものでも７ｍｓ程度である。そのため、受信した電波がＤＳＲＣの電波であれば、信号幅増加部で信号の時間幅が増加させられることにより、信号同士が繋がってしまい、直流信号のようになる。このことは、図６を用いて後述する。ＤＳＲＣの電波は、信号幅増加部で直流信号のようになるので、バンドパスフィルタで除去される。

以上のことから、仮に、受信したときの信号強度が、ＤＳＲＣの電波の方が妨害波の信号強度よりも強いとしても、バンドパスフィルタから出力された時点では、妨害波の信号強度を、ＤＳＲＣの信号強度よりも大きくすることができる。したがって、誤判定を抑制しつつ、受信レベルが最低受信感度以下の周期性のある妨害波を受信したと判定できる。すなわち、信号幅増加部は、妨害波の振幅増大とＤＳＲＣの直流化による振幅減衰の２つの効果を同時に得ることができる。

第１実施形態の車載器１の構成を示すブロック図である。 図１の妨害波検出部６０の詳細構成を示す図である。 １０２．４ｍｓ周期でピークホールド回路６１に入力されるパルス状の波形を概念的に示す図である。 図３の波形が入力された場合にピークホールド回路６１が出力する波形を説明する図である。 ＥＴＣのバースト信号を説明する図である。 図５の信号が入力された場合にピークホールド回路６１が出力する波形を説明する図である。 図２のバンドパスフィルタ６２が出力する信号を概念的に示す図である。 図２の妨害波判定部６３の構成をより具体的に示すブロック図である。 図７の波形が入力された場合にローパスフィルタ６５が出力する信号を概念的に示す図である。 図９に示す波形と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較した図である。 チャネルスキャンにより妨害波の歯抜けが生じた場合のバンドパスフィルタ６２の出力変化を説明する図である。 第２実施形態における妨害波検出部２６０の構成を示す図である。 ＥＴＣ（ＤＳＲＣ）の信号と無線ＬＡＮのビーコンフレームの受信電力の大きさの違いを説明する図である。 図１３に示す信号が入力された場合にリミッタ増幅回路２６１が出力する信号を示す図である。 第３実施形態における妨害波検出部３６０の構成を示す図である。 ゲイン切替回路３６１、電波強度判定回路３６２に入力されるＲＳＳＩ５０を示す図である。 ゲイン切替回路３６１、電波強度判定回路３６２がない場合のリミッタ増幅回路２６１の出力を説明する図である。 図１６に示す強い無線ＬＡＮ信号が入力され、ゲイン切替回路３６１のゲインを下げたときに、ゲイン切替回路３６１が出力するＲＳＳＩを説明する図である。

＜第１実施形態＞
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、車載器１の構成を示すブロック図である。この車載器１は図示しない車両に搭載される。車載器１は無線受信機に相当する。

車載器１は、ＤＳＲＣ、ＥＴＣあるいはＥＴＣ２．０のシステム（ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７５）において用いられる。これらは５．８ＧＨｚ帯の周波数を使用する。

車載器１は、図１に示すように、アンテナ１０、送受切替スイッチ２０、送信部３０、受信部４０、制御部７０、妨害波検出部６０を備える。

送受切替スイッチ２０、送信部３０、受信部４０、制御部７０、妨害波検出部６０は、本体ケース２に収容されている。

アンテナ１０は、本体ケース２の外の電波を受信しやすい位置に配置される。ただし、この実施形態とは異なり、アンテナ１０を本体ケース２内に配置するようにしてもよい。アンテナ１０は、５．８ＧＨｚ帯で動作する。アンテナ１０は送受切替スイッチ２０と電気的に接続されている。

送受切替スイッチ２０は、制御部７０により切り替え制御されて、アンテナ１０と送信部３０が接続されている状態と、アンテナ１０と受信部４０が接続されている状態とを切り替える。

送信部３０は、制御部７０から送られたデジタルデータである送信データで変調した５．８ＧＨｚ帯の変調波を増幅して出力する。送信部３０が出力した信号は、アンテナ１０から電波として送信される。

受信部４０は、アンテナ１０が受信した電波を増幅した後、復調して受信データを制御部７０に出力するとともに、受信信号の信号強度を表すＲＳＳＩ５０も制御部７０に出力する。ＲＳＳＩ５０は、受信信号を対数増幅し、包絡線検波した後、ピークホールド回路で変調信号の包絡線変動を平坦化したものである。ピークホールドの時定数は、バースト信号内の振幅変動には応答せず、バーストのオンオフの振幅変動には応答するように設定されている。

受信部４０は、信号線５２により妨害波検出部６０と接続されており、ＲＳＳＩ５０は、信号線５２を経由して受信部４０から妨害波検出部６０にも出力される。

受信部４０は、制御部７０に制御されて、７つの受信チャネル（５７７５、５７８０、５７８５、５７９０、５７９５、５８００、５８０５ＭＨｚ）から選択した１つの受信チャネルで受信を行う。受信チャネルを選択するための周波数スキャン、すなわち受信する電波の周波数チャネルを選定する周波数選定の作動は、路側機との通信を行っていないときには周期的に実行している。なお、路側機と車載器１の通信にはＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、あるいはπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）が用いられる。

各受信チャネルの帯域幅は公称５ＭＨｚとなっているが、４ＭＨｚ程度が通過域で、帯域の外側は緩やかに減衰していくため、強い電波に対しては５ＭＨｚの外側であってもある程度の感度を有する。また、送信チャネルも、受信チャネルに対応して７つのチャネル（５８１５、５８２０、５８２５、５８３０、５８３５、５８４０、５８４５ＭＨｚ）が用意され、且つ、各送信チャネルの９９％占有帯域幅は４．４ＭＨｚ以下（実際は３ＭＨｚ程度）となっている。

制御部７０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等を備えたコンピュータであり、ＣＰＵが、ＲＡＭの一時記憶機能を利用しつつ、ＲＯＭなどの非遷移的実体的記録媒体(non-transitory tangible storage medium)に記憶されているプログラムを実行することで、制御部７０は、送受切替スイッチ２０、送信部３０、受信部４０を制御する。

送信部３０に対する制御部７０の制御は、送信チャネルの設定および送信データの出力である。受信部４０に対する制御は、受信チャネルの設定制御であり、この制御には、上述した周波数選定作動の際のチャネル切り替え制御も含まれる。制御部７０がこれらの制御を実行すると、プログラムに対応する方法が実行されることになる。

妨害波検出部６０は、受信部４０から供給されるＲＳＳＩ５０に基づいて妨害波を検出する。妨害波は、具体的には、無線ＬＡＮ装置が送信する電波である。無線ＬＡＮ装置が送信する５ＧＨｚ帯電波の周波数は、日本ではＷ５２、Ｗ５３、Ｗ５６のＥＴＣ（５．８ＧＨｚ帯）とは異なる周波数帯の電波が用いられている。しかし、Ｗ５８（５．８ＧＨｚ帯）が用いられている国もあり、海外から持ち込まれたり、輸入された無線ＬＡＮ装置を日本国内で違法に使用される可能性がある。また、国内で市販されている無線ＬＡＮ装置であっても、ハードウェアは海外で市販されているものと同じであり、誤動作で５．８ＧＨｚ帯の電波を送信する可能性がある。さらに、日本でもＷ５８（５．８ＧＨｚ帯）が無線ＬＡＮの周波数として許可される可能性もある。また、現在、日本で使用可能なＷ５２、Ｗ５３、Ｗ５６の無線ＬＡＮ装置が車載器１に影響を与える可能性がある。本実施形態での無線ＬＡＮ装置は、車載器１が使用する通信周波数帯と重複する周波数を送信するものに加えて、車載器１に影響を与える他の周波数帯を送信するものも含む。

無線ＬＡＮ親機（アクセスポイントなど）は、子機が親機を探索するために周期的にビーコンフレームを送信する。ビーコンフレームの一般的な初期値は信号伝送時間が約４００μｓ程度（ものにより多少変動）、送信周期が１０２．４ｍｓ（１００ＴＵ）である。また、ビーコンフレームの帯域幅は公称２０ＭＨｚである。

「５．８ＧＨｚ帯におけるＲＬＡＮとＤＳＲＣの周波数共用に関する検討報告書」（ＩＴＳ情報通信システム推進会議５ＧＨｚ帯路車間通信検討ＷＧ、２０１６年１０月公開、〈URL:http://www.itsforum.gr.jp/Public/J7Database/p54/r_dsrc_16004.pdf〉）の１５頁には、次のように記載されている。

「ＥＴＣの場合、１スロットが０．８ｍｓ、１フレームが３スロットの２．４ｍｓだから、ＲＬＡＮのパッシブスキャン信号がＥＴＣの１〜２フレームに衝突することになる。しかし、周期が長いのでＥＴＣのリトライで切り抜けられる」
そのため、ビーコンフレーム（ＲＬＡＮのパッシブスキャン信号）の妨害により、車載器１と路側機との通信が不能となる恐れは低い。しかし、その後、無線ＬＡＮ子機が親機を探索でき、大量のデータ通信を開始すると、無線ＬＡＮ装置が送信する電波により車載器１と路側機との通信が不能となる恐れがある。

そこで、大量のデータ通信が開始され、車載器１と路側機との通信が不能となる前に、車載器１がビーコンフレームを検知して、無線ＬＡＮ装置が存在することを車載器１が気づくことが望まれる。無線ＬＡＮ装置が存在することを検知できれば、たとえば、車両の乗員にＥＴＣゲート付近では無線ＬＡＮ装置の通信を行わないように注意喚起する等、種々の処置が可能になる。

そのため、妨害波検出部６０は、このビーコンフレームが検出可能な構成になっている。妨害波検出部６０は、無線ＬＡＮ装置が送信する電波の強度が車載器１の最低受信感度以下であっても、ビーコンフレームを検出できるようになっている。妨害波の強度自体は最低受信感度の受信電力以下でも、ＥＴＣの信号に妨害波が重畳すると、受信性能が低下する恐れがあるからである。

図２に示すように、第１実施形態の妨害波検出部６０は、ピークホールド回路６１、バンドパスフィルタ６２、妨害波判定部６３を備える。

ピークホールド回路６１は、バンドパスフィルタ６２の前段、すなわち、アンテナ１０とバンドパスフィルタ６２の間の信号経路に設けられている。ピークホールド回路６１は、信号幅増加部の一例であり、入力された信号の時間幅を増加させてバンドパスフィルタ６２に入力する。このピークホールド回路６１は、充電用のコンデンサと放電用抵抗を備えた構成である。

ピークホールド回路６１の放電時定数は、入力された信号が判定対象の妨害波であるビーコンフレームである場合に、信号の周期は維持しつつ、信号の時間幅を増加させる値になっている。入力された信号がビーコンフレームである場合に周期を維持する最良の特性とは、ビーコンフレームの周期が１０２．４ｍｓであることから、放電が完了する時間を１０２．４ｍｓ程度にすることを意味する。

放電時定数をこれ以上長くすると、時間的に連続する２つのビーコンフレームは、ピークホールド回路６１を通過した後では、重なって振幅が小さくなってしまう。

図３は、１０２．４ｍｓ周期の無線ＬＡＮビーコンがアンテナ１０に入力されているとき、ピークホールド回路６１に入力されるＲＳＳＩ５０のパルス状の波形を概念的に示している。ピークホールド回路６１は、図３に示す波形が入力された場合に、図４に概念的に示すように、周期を維持した逆のこぎり波状の信号を出力する。妨害波の信号の時間幅は広くなっている。つまり、妨害波は、ピークホールド回路６１により、周期を維持したまま、時間平均したエネルギーが増加する。

以上のことから分かるように、ピークホールド回路６１は、ビーコンフレームを、周期は維持したまま、信号のエネルギーを増加させて、バンドパスフィルタ６２を通過した後の信号を小さくしない目的で設けている。

バンドパスフィルタ６２は、１０２．４ｍｓ周期の信号、つまり９．７６５６２５Ｈｚの信号であるビーコンフレームを抽出するために、中心周波数を９．７６５６２５Ｈｚとしている。このバンドパスフィルタ６２の出力が最も大きくなる信号波形は、９．７６５６２５Ｈｚの正弦波信号である。したがって、ビーコンフレームを、９．７６５６２５Ｈｚの正弦波に変換してバンドパスフィルタ６２に入力できることが理想的である。しかし、ビーコンフレームを正弦波に変換しようとすると回路規模が大きくなってしまう。そこで、正弦波に変換するのではなく、パルスの幅を長くすることで、正弦波にある程度近似させることを考える。この場合、デューティ比５０％のパルス幅に変換することが最もよいのであるが、回路の簡単さから、逆のこぎり波での近似とした。

ピークホールド回路６１は、コンデンサに充電された電荷が徐々に放電される回路であるので、図４（Ａ）に示すように、波形は逆のこぎり波となる。逆のこぎり波においてバンドパスフィルタ６２の出力を大きくするには、図４（Ａ）に破線で示すように、次のビーコン信号が発生するときに信号レベルが０になる放電時定数が理想的である。

ただし、実際の環境では、種々のノイズが存在する。ビーコンフレームと次のビーコンフレームとの間にノイズが入る。図４（Ａ）の破線の放電時定数の場合、図４（Ｂ）に示すように、そのノイズにより、ビーコンフレームによるピークとピークの間にノイズによる逆のこぎり波が生じてしまい、ピークホールド回路６１が出力する信号の周波数がずれ、検出感度の低下につながる。

ビーコンフレームによるピークとピークの間にノイズによる逆のこぎり波が生じないようにするためには、次のビーコンフレームが入力される時点における信号レベルが高い方がよい。図４（Ｂ）の破線のように、ビーコンフレーム間に生じたノイズが、ビーコンフレームがピークホールドされて生じる信号に埋もれさせることができる可能性が高くなるからである。

そこで、本実施形態では、図４（Ａ）に概念的に示すように、ピークホールド回路６１の特性を、次のビーコンフレームによるピークが生じた時点で、０までは信号レベルが低下しない特性となるように、放電時定数を大きくしている。次のビーコンフレームによるピークが生じた時点で、どの程度の信号レベルになるようにピークホールド回路６１の特性を設定するかは、実際のノイズの振幅と出現頻度を考慮して検出感度が良好になるように実機にて設定する。

図５は、ピークホールド回路６１に、ＥＴＣのバースト信号が入力された例である。図３、図４を用いて説明したように、ピークホールド回路６１は、１０２．４ｍｓの周期の短パルスの入力信号を、逆のこぎり波に変換する。これに対して、ＥＴＣの通信フレームは最長で７ｍｓ程度の周期である。図５に示す最初の周期は、最長の周期を示している。このように、最長の周期でＥＴＣの通信フレームがピークホールド回路６１に入力されても、ピークホールド回路６１は、図６に示すように、バースト同士がつながったＤＣ信号に近い信号を出力し、信号が入力されなくなった後は、出力値が漸減していく。

バンドパスフィルタ６２には、ピークホールド回路６１が出力した信号が入力される。

バンドパスフィルタ６２の通過周波数帯域幅は、抽出したい妨害波を選択的に抽出するためには、狭いほうがよい。また、ノイズレベルを下げて検出感度を上げるためにも帯域幅は狭いほうがよい。しかし、帯域を狭くすると時定数が長くなり、妨害波を検出するまでの時間は長くなる。そのため、帯域幅は、ＤＳＲＣを妨害波として誤判定する可能性と妨害波を判定するまでの時間として許容される時間とを考慮して決定する。

バンドパスフィルタ６２が出力する信号は妨害波判定部６３に入力される。図７にバンドパスフィルタ６２が出力する信号を概念的に示す。バンドパスフィルタ６２は９．７６５６２５Ｈｚの周波数成分を選択的に通過させるので、バンドパスフィルタ６２が出力する信号は、周波数が９．７６５６２５Ｈｚの正弦波状の信号となる。

バンドパスフィルタ６２が出力した信号が妨害波判定部６３に入力される。妨害波判定部６３の具体的構成を図８に示す。図８に示すように、妨害波判定部６３は、整流回路６４、ローパスフィルタ６５、基準電圧生成部６６、コンパレータ６７を備える。

整流回路６４は、全波整流回路および半波整流回路、倍電圧整流回路など整流回路または同じ機能を有する回路であればよい。バンドパスフィルタ６２が出力した信号は整流回路６４により整流される。整流された信号はローパスフィルタ６５に入力される。

ローパスフィルタ６５は、バンドパスフィルタ６２により抽出された無線ＬＡＮのビーコン周波数に由来する成分を減衰させる必要があるので、９．７６５６２５Ｈｚの信号を減衰させる遮断周波数となっている。図９に、妨害波成分の信号が入力された場合に、ローパスフィルタ６５が出力する信号を概念的に示す。無線ＬＡＮのビーコン周波数に由来する成分が除去しきれずに階段状に残っている。無線ＬＡＮのビーコン周波数に由来する成分をさらに除去するためには、ローパスフィルタ６５の時定数は長いほうがよい。ただし、時定数を長くするほど、妨害波を検出するまでの時間は長くなる。ローパスフィルタ６５の時定数は、これらを考慮して設定する。そのため、ビーコン周波数に由来する成分はある程度残ることになるが、コンパレータ６７にヒステリシスを持たせることで、ばたつきを防いでいる。

基準電圧生成部６６は、ローパスフィルタ６５が出力した信号と比較する基準電圧を生成する。コンパレータ６７は、ローパスフィルタ６５が出力した信号の電圧値と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して比較結果を出力する。図１０は、図９に示した信号波形と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較した図である。妨害波成分が入力されたときのローパスフィルタ６５の出力は階段状に上昇するので、基準電圧Ｖｒｅｆを超える。なお、階段状波形だと出力がばたつく可能性があるため、ヒステリシスを付ける。こうすることで、ローパスフィルタ６５の時定数をそれほど大きくしないでも、ばたつきがなく、安定した出力ができる。

一方、判定対象の妨害波でない場合には、ローパスフィルタ６５を通過する信号の電圧値は高くならない。よって、判定対象の妨害波でない場合には、ローパスフィルタ６５を通過する電圧値は基準電圧Ｖｒｅｆを超えない。よって、コンパレータ６７が出力する２値信号は、妨害波を受信したか否かの判定結果を表している。

コンパレータ６７が出力する２値信号は制御部７０に入力される。制御部７０は、コンパレータ６７から入力された２値信号に基づいて、妨害波を受信したか否かを判定する。そして、妨害波を受信したと判定した場合には、車両の乗員にＥＴＣゲート付近では無線ＬＡＮ装置の通信を行わないように注意喚起する等、予め設定した処置を行う。

なお、コンパレータ６７の処理をソフトウェアで実施してもよい。この場合、コンパレータ６７の機能を制御部７０が備える。よって、ローパスフィルタ６５の出力をＡＤ変換して制御部７０に入力することになる。制御部７０は、このＡＤ変換された値と、予め設定した基準電圧Ｖｒｅｆ相当のパラメータとを比較する。また、妨害波判定部６３は、制御部７０に形成してもよい。

［実施形態のまとめ］
以上、説明した本実施形態では、バンドパスフィルタ６２が出力した信号の振幅と基準振幅との比較に基づいて、妨害波を受信したか否かを判定するので、復調は不要である。

また、周波数スキャン中に、受信チャネルの周波数と妨害波の周波数が一致しない場合が生じたことにより歯抜けが生じ、妨害波の受信周期に変化が生じたとしても、バンドパスフィルタ６２が出力する信号は、大きさがその分小さくなるだけである。図１１の下段は、アンテナ１０がビーコンフレームを受信しているときのＲＳＳＩ５０を表している。図１１の上段はそのＲＳＳＩ５０に対応するバンドパスフィルタ６２の出力信号である。図１１に示す例では、時刻ｔ１〜ｔ９の各時刻において周波数スキャンを行っており、時刻ｔ１、ｔ５、ｔ６が、受信チャネルの周波数が妨害波の周波数と一致しなかった時刻である。

図１１の上段に示すように、これら時刻ｔ１、ｔ５、ｔ６付近でのバンドパスフィルタ６２が出力する信号の振幅は、妨害波を受信しなかったことに起因して小さくなっている。しかし、これは、周波数スキャン中にある受信チャネルで妨害波を受信しなかったとしても、バンドパスフィルタ６２が出力する信号の振幅が小さくなるだけであることを意味する。これは、バンドパスフィルタ６２のフライホイール効果と呼ばれる。

よって、本実施形態では、周波数スキャン中にある受信チャネルで妨害波を受信しなかったとしても、バンドパスフィルタ６２の出力の振幅が多少小さくなるだけであり、大きな障害とはならない。その結果、従来と同様の周波数スキャンを実行しながら、周期性のある妨害波を受信したと判定できる。

また、本実施形態では、バンドパスフィルタ６２の前段にピークホールド回路６１を備えている。このピークホールド回路６１がない場合には、バンドパスフィルタ６２が出力する電圧値が低くなってしまう。換言すれば、本実施形態では、ピークホールド回路６１を備えることで、バンドパスフィルタ６２が出力する信号のエネルギー（すなわち振幅）を大きくすることができる。

一方、すでに説明したように、ピークホールド回路６１を備えることで、ＥＴＣおよびＤＳＲＣの信号はＤＣ信号となるので、妨害波検出部６０における検出対象ではないＥＴＣおよびＤＳＲＣの信号を、バンドパスフィルタ６２で除去できる。つまり、ピークホールド回路６１を備えることで、ピークホールド回路６１に入力される前は、ＥＴＣの信号の方が無線ＬＡＮのビーコンフレームよりも信号強度が強いとしても、バンドパスフィルタ６２を通過した後では、それらの信号レベルが逆転する。よって、妨害波の誤判定を抑制できる。

＜第２実施形態＞
次に、第２実施形態を説明する。この第２実施形態以下の説明において、それまでに使用した符号と同一番号の符号を有する要素は、特に言及する場合を除き、それ以前の実施形態における同一符号の要素と同一である。また、構成の一部のみを説明している場合、構成の他の部分については先に説明した実施形態を適用できる。

第１実施形態では弱い無線ＬＡＮビーコンを検出可能であるが、誤検出は避けられない。第２実施形態では、第１実施形態の妨害波検出部６０に代えて、図１２に示す妨害波検出部２６０を備える。この妨害波検出部２６０は、ピークホールド回路６１の前段にリミッタ増幅回路２６１を備える。リミッタ増幅回路２６１は、入力されるＲＳＳＩ５０の上限を一定レベルに制限する回路である。

図１３は、ＥＴＣの信号と無線ＬＡＮのビーコンフレームの受信電力の大きさの違いを説明する図（一例）である。図１３では、ＥＴＣの信号は例えば−３０ｄＢｍになっているのに対して、無線ＬＡＮのビーコンフレームの受信電力は例えば−８５ｄＢｍになっている。なお、−８５ｄＢｍは最低受信感度よりも低い受信電力である。最低受信感度は、たとえば、−７５ｄＢｍである。

ＥＴＣおよびＤＳＲＣの信号は、路側アンテナの直近などでは、図１３に示すように−３０ｄＢｍなどの高い受信電力になることもある。これら、−８５ｄＢｍおよび−３０ｄＢｍは一例に過ぎないが、ＥＴＣの信号の受信強度と無線ＬＡＮのビーコンフレームの信号の受信強度に大きな差がある場合も想定される。

ＥＴＣの信号と無線ＬＡＮのビーコンフレームの受信強度の差が大きい場合、ピークホールド回路６１にて信号の時間幅を増加させるだけでは、それら２つの信号強度の大小関係を、バンドパスフィルタ６２の出力において逆転させることができない恐れがある。

そこで、この第２実施形態のように、リミッタ増幅回路２６１を備えることが好ましい。リミッタ増幅回路２６１はリミッタ部の一例である。リミッタ増幅回路２６１は、入力された信号を、予め設定された上限レベル、すなわちリミット値に制限する。上限レベルは、弱い無線ＬＡＮのビーコンと強いＤＳＲＣのレベル差を揃える観点からは、できるだけ低いことが望ましい。しかし、上限レベルを低くし過ぎると、ノイズ量のばらつきや経年変化、環境雑音により、ノイズフロアレベルのノイズまでクリップしてしまう可能性がある。その場合、リミッタ出力は上限に張り付いたままとなり、すべての信号成分が消失してしまうため、上限レベルは、その少し手前に設定する。

図１４は、リミッタ増幅回路２６１が出力する信号を概念的に示す。図１４に示すように、リミッタ増幅回路２６１を通すことにより、信号強度が大きい信号でも、信号強度が小さい信号と同じ信号強度にすることができる。このように、信号強度が大きい信号を、強度を制限してから、ピークホールド回路６１に入力することで、バンドパスフィルタ６２から出力する時点では、無線ＬＡＮのビーコンフレームの強度を、ＥＴＣの信号強度よりも大きくできる可能性を高めることができる。その結果、ＥＴＣの信号を妨害波であるとして誤判定してしまう可能性をより低減しながらも、妨害波を検出することができる。

また、ＲＳＳＩ５０の振幅の時間変動幅が走行中のフェージング等の電界変動により、たまたま１０２．４ｍｓに近い場合、そのＲＳＳＩ５０をそのままバンドパスフィルタ６２に入力すると、誤判定につながる恐れがある。しかし、本実施形態のように、リミッタ増幅回路２６１を備えると、信号強度が揃うので、ＲＳＳＩ５０の包絡線波形の周波数がバンドパスフィルタ６２の通過周波数帯域に含まれてしまうことを抑制できる。この作用によっても、妨害波の誤検出を抑制できる。

このように、リミッタ増幅回路２６１は誤判定を防止しつつ、弱い無線ＬＡＮビーコンを検出可能にできる。

＜第３実施形態＞
第１、第２実施形態では弱い無線ＬＡＮビーコンを想定した場合であったが、無線ＬＡＮビーコンの強度が強すぎると機能を喪失する。第３実施形態では、第２実施形態の妨害波検出部２６０に代えて、図１５に示す妨害波検出部３６０を備える。この妨害波検出部３６０は、リミッタ増幅回路２６１の前段にゲイン切替回路３６１を備える。また、電波強度判定回路３６２も備える。

ゲイン切替回路３６１、電波強度判定回路３６２には、ともに、受信部４０が出力するＲＳＳＩ５０が入力される。電波強度判定回路３６２は、アンテナ１０が受信した受信電波の強度、すなわちＲＳＳＩ５０の大きさを判定する。そして、判定結果に応じて、ゲイン切替回路３６１が出力するＲＳＳＩ５０のノイズフロアレベルが、リミッタ増幅回路２６１で制限されないように、ゲイン切替回路３６１のゲインを切り替える。

具体的には、ＲＳＳＩ５０の大きさと予め設定したゲイン切替閾値との比較に基づいて定まるゲインに、ゲイン切替回路３６１のゲインを切り替える。ゲイン切替閾値は１つ以上である。

たとえば、ゲイン切替閾値が１つであるとすると、ゲイン切替閾値よりも電波強度判定回路３６２が判定したＲＳＳＩ５０の大きさが小さい場合には、ゲイン切替回路３６１のゲインを、予め設定した２種類のゲインのうちの大きい側のゲインに切り替える。一方、ＲＳＳＩ５０の大きさがゲイン切替閾値以上であれば、ゲイン切替回路３６１のゲインを、予め設定した２種類のゲインのうちの小さい側のゲインに切り替える。

ゲイン切替回路３６１は切り替えられたゲインでＲＳＳＩ５０の大きさを変換してリミッタ増幅回路２６１へ出力する。図１６は、ゲイン切替回路３６１および電波強度判定回路３６２に入力される妨害波が極めて強い場合のＲＳＳＩ５０を概念的に示す図である。送信機の形態によっては、バーストオフ時にも、たとえば、ＰＡの電源が入っている場合があり、そのような場合は、バーストオフ時にも、極めて弱いノイズが送信されている。例えば、ノイズが１／１万であっても受信電力が例えば−２０ｄＢｍであれば、−６０ｄＢｍのノイズが受信されており、リミッタレベルを例えば−７０ｄＢｍに設定していれば、リミッタがかかりっぱなしであり、これを表している。

第２実施形態では、ＥＴＣの信号の受信レベルが高い一方、無線ＬＡＮのビーコンフレームの受信レベルが最低受信感度付近である場合でも、無線ＬＡＮのビーコンフレームを検出できるようにするために、リミッタ増幅回路２６１を設けることを説明した。

リミッタ増幅回路２６１は、第２実施形態で説明したように、信号強度の上限レベルを制限する目的で用いる。リミッタ増幅回路２６１で制限する上限レベルは、第２実施形態で説明したように、ビーコンフレームは制限せず、ＥＴＣの電波の信号レベルを制限可能なレベルに設定することになる。

ところで、無線ＬＡＮやＤＳＲＣは、送信していない時間においても微弱な電波が漏れていることがある。この漏れ電波の量は、回路方式や品質によって様々である。通常、漏れ電波は微弱であるので問題とはならないが、電波が強い場合はそれに比例して漏れ電波も強くなるため、漏れ電波でリミッタ増幅回路が上側に張り付いてしまい、機能しなくなる。このことから、リミッタ増幅回路２６１に入力する信号レベルを調整することが好ましい。そこで、第３実施形態では、電波強度判定回路３６２とゲイン切替回路３６１を設けているのである。

単に、ＥＴＣの信号レベルをより制限するだけであれば、リミッタ増幅回路２６１で制限する上限レベルは低い方が好ましい。しかし、上限レベルを低くしすぎると、図１６に示すような、ノイズフロアレベルがリミット値よりも高いビーコンフレームをそのままリミッタ増幅回路２６１に入力すると、ノイズフロアレベルがリミッタ増幅回路２６１で制限されてしまい、図１７に示すように、リミッタ増幅回路２６１の出力は一定値になってしまう恐れがある。

そこで電波強度判定回路３６２は、図１６に示すように、強い電波の信号が入力された場合には、ＲＳＳＩ５０とゲイン切替閾値との比較結果に基づいて、ゲイン切替回路３６１のゲインを低くする。これにより、図１６に示すように、強い電波のＲＳＳＩ５０がゲイン切替回路３６１に入力された場合には、ゲイン切替回路３６１は、低いゲインをＲＳＳＩ５０に乗じることになる。これにより、ゲイン切替回路３６１は、強い電波のＲＳＳＩ５０が入力されても、図１８に示すように、一定値とはならないＲＳＳＩ５０を出力する。

この第３実施形態では、電波強度判定回路３６２とゲイン切替回路３６１とを備えることで、電波が強く、かつ、バーストオフ時のノイズレベルが高い信号を受信しても、リミッタ増幅回路２６１に、一定値とはならないＲＳＳＩ５０を入力することができる。よって、リミッタ増幅回路２６１における上限レベルを固定しつつも、リミッタ増幅回路２６１の出力を、図１４に示したように、ＥＴＣの信号を制限しつつ、パルスが存在する出力とすることができる。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、次の変形例も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。

＜変形例１＞
たとえば、第３実施形態では、電波強度判定回路３６２が判定した電波強度に応じたゲインに切り替えられたゲイン切替回路３６１で大きさを変換したＲＳＳＩ５０をリミッタ増幅回路２６１に入力していた。しかし、リミッタ増幅回路２６１の上限レベルを切替可能にし、その上限レベルを、電波強度判定回路３６２が判定した電波強度に応じて、ノイズフロアレベルを制限しないレベルに切り替えてもよい。

＜変形例２＞
前述の実施形態では、信号幅増加部としてピークホールド回路６１を備えていたが、信号幅増加部の例は、ピークホールド回路６１に限られない。たとえば、ワンショットマルチバイブレータをピークホールド回路６１の代わりに用いてもよい。ワンショットマルチバイブレータを用いる場合、ワンショットマルチバイブレータは、予め設定した期間、信号を出力する。このようにしても、ビーコンフレームの時間幅を増加させて出力することができる。

また、ピークホールド回路６１に代えて、ＡＤコンバータとデジタル処理部を備え、ＡＤコンバータの出力値に基づいて、デジタル処理部は、一定値以上の信号が入力されたと判断した場合に、予め設定した期間、所定の大きさの信号を出力するようにしてもよい。

１：車載機 ２：本体ケース １０：アンテナ ２０：送受切替スイッチ ３０：送信部 ４０：受信部 ５０：ＲＳＳＩ ５２：信号線 ６０：妨害波検出部 ６１：ピークホールド回路 ６２：バンドパスフィルタ ６３：妨害波判定部 ６４：整流回路 ６５：ローパスフィルタ ６６：基準電圧生成部 ６７：コンパレータ ７０：制御部 ２６０：妨害波検出部 ２６１：リミッタ増幅回路 ３６０：妨害波検出部 ３６１：ゲイン切替回路 ３６２：電波強度判定回路

Claims (4)

1. ＲＳＳＩを備えた無線受信機であって、
   前記ＲＳＳＩから出力される周期性のある妨害波の周期に対応した通過周波数帯域の成分を通過させるバンドパスフィルタ（６２）と、
   前記バンドパスフィルタを通過した信号の振幅と基準振幅との比較に基づいて、前記妨害波を受信したか否かを判定する妨害波判定部（６３）と、
   前記バンドパスフィルタよりも上流側の信号経路に配置され、信号の時間幅を増加させて前記バンドパスフィルタに入力する信号幅増加部（６１）とを備え、
   前記信号幅増加部は、入力された信号が前記妨害波判定部の判定対象となっている前記妨害波である場合に、入力された信号を、周期は維持しつつ、時間幅を増加させる特性である無線受信機。
2. 請求項１において、
   前記信号幅増加部の前段に、前記信号幅増加部に出力する信号の上限レベルを、ＤＳＲＣの電波の信号レベルを制限可能なレベルであり、前記妨害波は制限しない、予め設定されたレベルに制限するリミッタ部（２６１）を備える無線受信機。
3. 請求項２において、
   受信電波の強度を判定する電波強度判定回路（３６２）と、
   前記電波強度判定回路が判定した電波強度の強度に基づいて、ノイズフロアレベルが前記リミッタ部で制限されないように、前記リミッタ部へ入力する信号のゲインを切り替えるゲイン切替回路（３６１）とを備える無線受信機。
4. 請求項２において、
   受信電波の強度を判定する電波強度判定回路（３６２）を備え、
   前記リミッタ部は、前記電波強度判定回路が判定した受信電波の強度に基づいて、前記上限レベルを、ノイズフロアレベルを制限しないレベルとする無線受信機。

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