JP6896592B2 - 欠相検知装置および欠相検知システム - Google Patents

Description

本発明の実施形態は，欠相検知装置および欠相検知システムに関する。

発電所などの発電施設に、３相静止誘導電気機器（例えば、３相交流の高電圧を変圧する変圧器）が設置される。この３相静止誘導電気機器には、保護継電器が接続され、地落や短絡などの事象を検出し、その影響の拡大防止が図られる。

ところで、３相交流中の１相が開放状態となる（１相への電力供給が停止する）こと（以下、「１相開放故障」と称す）がまれにある。例えば、静止誘導電気機器の１次側に接続されている碍子が破損して、１次側に入力される３相中１相が開放状態となる可能性がある。

単相交流であれば、電圧の測定によって、開放状態を容易に検出できるが、３相交流中の１相の開放を検出することは必ずしも容易ではない。３相静止誘導電気機器に入力される３相交流の１相が開放状態となった場合、他の相の交流により、この相にも電圧が誘起される可能性がある。

また、発電施設によっては、変圧器の１次側の配線（ケーブル）が長いことがある。この場合、開放状態の配線であっても、その浮遊容量に起因する充電電流が流れ、１相開放故障の検知がより困難となる。

特開２０１５−００６０７６号公報

本発明が解決しようとする課題は、１相開放故障の効果的な検知を図った欠相検知装置および欠相検知システムを提供することにある。

実施形態の欠相検知装置は、変流器、電源、電流測定部、および判定部を具備する。変流器は、磁気的に結合される１次側回路および２次側回路を有する３相静止誘導電気機器の、前記１次側回路の配線の電流を変流する。電源は、前記変流器に電流を流し、前記変流器の残留磁束を安定化する。電流測定部は、前記残留磁束を安定化した変流器を用いて、前記１次側回路の配線の電流を測定する。判定部は、前記測定された電流に基づいて、前記１次側回路の配線が開放状態か否かを判定する。

第1の実施形態の欠相検知システムを示すブロック図である。 入力変換器６１の詳細を表す回路図である。 判定手順の一例を表すフロー図である。 変流器５の等価回路を示す回路図である。 変流器５の鉄心のＢ−Ｈ曲線の一例を示すグラフである。 比較例に係る入力変換器６１の詳細を表す回路図である。 変形例１の欠相検知システムを示すブロック図である。 変形例２の欠相検知システムを示すブロック図である。 第２の実施形態での入力変換器６１の詳細を表す回路図である。 第２の実施形態での判定手順の一例を表すフロー図である。 励磁インピーダンス測定時の変流器５の等価回路を示す回路図である。

以下、図面を参照して、静止誘導電気機器接続装置の実施形態を詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１実施形態に係る欠相検知システムを示す。この欠相検知システムは、変圧器１、変流器５、電圧検出器９、断路器８、および欠相検知装置６を有する。

変圧器１は、３相静止誘導電気機器の一種であり、互いに磁気的に結合される１次側回路２および２次側回路３を有する。
１次側回路２は、外部に接続された各相の配線（ケーブル）４ａ、４ｂ、４ｃおよび１次コイル（１次巻き線）１１を含む。配線４ａ、４ｂ、４ｃは、浮遊容量Ｃｓを有する。
２次側回路３は、２次コイル（２次巻き線）１２を含む。
配線４ａ、４ｂ、４ｃを通じて、１次コイル１１に励磁電流が流れる。この結果、１次コイル１１と２次コイル１２の巻線比に応じた電流が２次コイル１２に誘起される。

ここでは、１次コイル１１、２次コイル１２は、いずれもＹ結線（スター・スター方式）であるが、一方または双方をΔ結線としてもよい（スター・デルタ方式、デルタ・スター方式、デルタ・デルタ方式）。

変流器５は、例えば、ＣＴ（カレントトランスフォーマー（電流変換器）：電磁誘導を用いた変流器）であり、配線４ａ、４ｂ、４ｃ（１次側回路２に接続される）に対応して配置される。変流器５は、配線４ａ、４ｂ、４ｃに流れる電流を変流する。配線４に流れる電流が、例えば、入力変換器６１に対応する大きさの電流（一例として、１０アンペア程度）に変換（低減）される。

変流器５は、鉄心、２次巻き線を有し、一次側が配線４である。後述のように、変流器５の特性は、鉄芯の残留磁束密度に応じて変化する。すなわち、変流器５に大きな電流が流れた後は、鉄心の残留磁束密度が大きくなり、電流の測定感度が低下する。後述の入力変換器６１は、鉄心の残留磁束密度を一定に保ち、電流の測定感度を安定化する。

電圧検出器９は、１次側回路２および２次側回路３の少なくとも一の配線（または一の配線間）の電圧（基準電圧Ｖ_ｒｅｆ）を検出する。
ここでは、１次側回路２の配線４ｃに印加される電圧を検知している。３つの電圧検出器９を用いて、１次側回路２の配線４ａ、４ｂ、４ｃ全ての電圧を測定することも可能であるが、１つの配線（または配線間）の電圧を検出すれば足りる。配線４ａ、４ｂ、４ｃに印加される電圧は位相が異なる以外は、基本的に同様の波形だからである。
１次側回路２の配線に換えて、２次側回路３の少なくとも一の配線（または一の配線間）の電圧を検出してもよい。１次側回路２と２次側回路３の巻き線比から１次側回路２での電圧を算出できる。

電圧検出器９には、例えば、ＶＴ（ボルテージ・トランスフォーマー（電圧変換器）：電磁誘導を用いた変成器）、光ＶＴ（ポッケルス効果を利用する電圧検出器）を用いる。ＶＴは、配線４ａ、４ｂ、４ｃに印加される電圧を電圧調整器６６に対応する大きさの電圧に変換（低減）する。

断路器８は、２次側回路３に配置され、電力機器１０（負荷）への電圧を遮断する。電力機器１０の点検、修理等に備えるためである。
断路器８のＯＮ／ＯＦＦの信号は、欠相検知装置６の判定部６８に取り込まれる。

欠相検知装置６は、１次側回路２の配線４ａ、４ｂ、４ｃの少なくともいずれかが開放状態か否かを判定し、警報を出力するものであり、入力変換器６１、フィルタ部６２、平均化部６７，判定部６８、警報出力部６９、電圧調整器６６を有する。

入力変換器６１は、変流器５から入力される電流をアナログ信号（電圧）に変換する。
図２は、入力変換器６１の詳細を表す回路図である。
入力変換器６１は、変成器７１、インピーダンス７２、直流電源７３，スイッチ７４を有する。

変成器７１は、変流器５から出力される電流を測定容易な大きさの電流に変換する変流器（トランス）である。すなわち、配線４に流れる電流Iは、変流器５および変成器７１によって、２段階に低減される。

インピーダンス（抵抗）７２は、変成器７１で変換された電流を電圧Ｓｖに変換する。すなわち、変流器５からの電流出力が、変成器７１およびインピーダンス７２によって、電圧信号Ｓｖに変換される。

直流電源７３は、変流器５（の２次巻線）に所定の電流を流す電流源である。後述のように、変流器５に直流電源７３を接続し、直流電流を流すことで、変流器５の状態（残留磁化）が安定化し、電流測定の高精度化を図れる。

一対のスイッチ７４は、例えば、三路スイッチであり、変流器５に直流電源７３を接続した状態と、接続しない状態（バイパス状態）を切り替える。

フィルタ部６２はアナログフィルタ６３、ＡＤ変換器６４、デジタルフィルタ６５を有する。
アナログフィルタ６３は、電流を変換したアナログ信号に含まれる高周波ノイズ成分を減衰させる。
ＡＤ変換器６４は、アナログフィルタ６３によりノイズ成分（高周波成分）が減衰されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。
デジタルフィルタ６５は、ＡＤ変換器６４により変換されたデジタル信号に含まれる商用周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）成分を抽出する。

以上のように、フィルタ部６２は、入力変換器６１により変換された信号（アナログ信号）から、商用周波数に対応する電流成分Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを抽出するバンドパスフィルタとして機能する。

電圧調整器６６は、電圧検出器９から入力される電圧（基準電圧Ｖ_ｒｅｆ）をフィルタ部６２に対応する電圧（アナログ信号）に調節する。
電圧調整器６６からのアナログ信号は、フィルタ部６２に入力され、商用周波数に対応する電圧成分（電圧値の時間変化）が抽出される。
ここでは、電圧成分を抽出しているが、電圧の値自体を問題とせず、位相のみを検出してもよい。

平均化部６７は、デジタルフィルタ６５から出力される電流Iの信号を処理する（ここでは、平均化処理）。
電流Ｉ（特に励磁電流）の測定精度を向上するため、電流Ｉに対して種々の処理が可能である（例えば、平均化、実数部（実効成分）の算出、高調波の抽出）。なお、この詳細は後述する。

判定部６８は、平均化部６７によって処理された電圧Iの信号に基づいて、１次側回路２の配線４ａ〜４ｃのいずれかが開放状態（１相開放状態）か否かを判定する。判定部６８は、変流器５を用いて、１次側回路２の配線４の電流を測定する電流測定部として機能する。
判定部６８は、ハードウェアのみで実現できるが、ハードウェア（例えば、ＣＰＵ：中央演算装置）とソフトウェア（プログラム）の組み合わせによっても実現できる。

図３は、判定部６８での判定手順の一例を表すフロー図である。
（１）断路器８の状態確認（ステップＳ１）
判定部６８は、断路器８がＯＦＦ状態（開状態、切断状態）か否かを確認する。すなわち、断路器８がＯＦＦ状態のときに、１相開放の有無が判定される。
２次側回路３に電力機器１０（負荷）が接続されていると、負荷電流が発生するため、本実施形態での１相開放の検出が難しくなる。

（２）変流器５の状態の安定化（ステップＳ２）
励磁電流Ｉの測定に先だって、変流器５の状態が安定化される。すなわち、スイッチ７４によって、直流電源７３を変流器５に接続し、直流電流を流す。この結果、変流器５の状態が安定化する。なお、この詳細は後述する。

（３）電流Ｉの測定（ステップＳ３）
判定部６８は、平均化部６７により処理された電流Ｉ（Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ）を測定する。

（４）電流Iと閾値Ａの比較（ステップＳ４）
電流Iが閾値Ａより大きいか否かが判断される。閾値Ａは、配線４ａ、４ｂ、４ｃが開放状態（少なくとも１相が開放故障）か否かを判定するための基準値である。電流Iが閾値Ａより小さければ、ステップＳ１に戻って処理が繰り返される。

（５）警報（ステップＳ５）
電流Iが閾値Ａよりより大きい場合、開放状態の配線（この例では配線４ｂ）が存在するとして、配線４ｂが開放状態であることを示す警報信号が警報出力部６９へと出力される。

警報出力部６９は、例えば、スピーカやブザー、あるいは表示装置などである。警報出力部６９は、判定部６８から受信された警報信号により、いずれかの配線が開放状態であることを報知する。例えば、配線４ｂに断線箇所Ｐがある場合、配線４ｂが開放状態であることが警報音や警報表示などで通知される。

（変流器５の状態の安定化の詳細）
配線４ａ、４ｂ、４ｃに流れる電流Ｉは、充電電流Ｉ_ＣＳと励磁電流Ｉ_Ｌに区分される（Ｉ＝Ｉ_ＣＳ＋Ｉ_Ｌ）。充電電流Ｉ_ＣＳは、浮遊容量Ｃｓを通して流れ、励磁電流Ｉ_Ｌは変圧器１を通して流れる。

検討の結果、発電施設によっては、配線４（１次側に接続されたケーブル）が長く、充電電流Ｉ_ＣＳが励磁電流Ｉ_Ｌの１０倍以上に達する可能性があることが判った。この場合、配線４の開放、非開放での電流の差は、１０％以下となる。すなわち、配線４が開放状態であることを検出するには、電流の測定精度が高いこと（例えば、測定誤差が数％以下）が好ましい。

次に示すように、変流器５を構成する鉄心の残留磁界に起因して、電流の測定感度が変化する。測定感度の変化は、電流の測定精度が低下する要因となる。

図４は、変流器５の等価回路を示す回路図である。
変流器５の等価回路は、トランスＴＲ，１次側インピーダンスＺ_１、２次側インピーダンスＺ_２，励磁インピーダンスＺ_３、電流源Ｓｃ、インピーダンス（抵抗）Ｒ_４を含む。

トランスＴＲは，理想化された変流器５であり、インピーダンスを有しない。トランスＴＲの巻き線比は、Ｎ_１：Ｎ_２であり、１次側、２次側それぞれでの電圧はＶ_ｎ１，Ｖ_ｎ２、電流はＩ_ｎ１，Ｉ_ｎ２である。

１次側インピーダンスＺ_１は、変流器５の１次側のインピーダンスであり、直列に接続されたインダクタンスＬ_１，抵抗Ｒ_１の合成インピーダンスである。
２次側インピーダンスＺ_２は、変流器５の２次側のインピーダンスであり、直列に接続されたインダクタンスＬ_２，抵抗Ｒ_２の合成インピーダンスである。

励磁インピーダンスＺ_３は、変流器５の２次側を励磁するのに必要な１次側の電流に対応し、並列に接続されたインダクタンスＬ_２，抵抗Ｒ_２の合成インピーダンスである。

電流源Ｓｃは、変流器５の１次側である配線４に流れる電流に対応する。
電流源Ｓｃから変流器５の１次側に流入した電流Ｉ_０は、トランスＴＲの１次側での電流Ｉ_ｎ１と励磁インピーダンスＺ_３での電流ΔＩに分かれる（Ｉ_０＝Ｉ_ｎ１＋ΔＩ）。

インピーダンス（抵抗）Ｒ_４は、変流器５の２次側から見た入力変換器６１のインピーダンスである。
インピーダンスＺ_ｔは、直列に接続した２次側インピーダンスＺ_２（インダクタンスＬ_２、抵抗Ｒ_２）および抵抗Ｒ_４を合成したものである。

励磁インピーダンスＺ_３は、変流器５の電流測定範囲において、２次側インピーダンスＺ_２より十分に大きくなるように設計される。このため、この電流測定範囲では、励磁インピーダンスＺ_３への分流（ΔＩ）は殆ど発生せず、高精度な測定が可能となる。

しかし、発電所に設置されている変流器５は、基本的には、地絡、短絡等の大電流を測定対象とし、励磁電流Ｉ_Ｌのような低電流は本来の測定対象でないことが多い。このため、励磁電流Ｉ_Ｌの測定時に、２次側インピーダンスＺ_２に対して、励磁インピーダンスＺ_３が小さくなる可能性がある。この場合、励磁インピーダンスＺ_３への分流（ΔＩ）が無視できなくなり、配線４での電流（励磁電流Ｉ_Ｌ）の測定精度に影響を及ぼす。

ここで、励磁インピーダンスＺ_３を予め測定することが考えられる。すなわち、測定した励磁インピーダンスＺ_３を用いて、分流（ΔＩ）を算出し、測定値から除外することで（補正）、測定精度を向上できる。
しかしながら、次のように、励磁インピーダンスＺ_３が大きく変化する可能性があり、励磁インピーダンスＺ_３を用いで電流の測定値を補正することは容易でない。

図５は、変流器５の鉄心のＢ（磁束密度）−Ｈ（磁場）曲線の一例を示すグラフである。
励磁インピーダンスＺ_３は、変流器５の鉄心のＢ−Ｈ曲線に応じて変化する。

通常、微少電流領域でのＢ−Ｈ曲線は、図中の小さなヒステリシスカーブＧ１に対応する。このとき、基準点Ｏ１において、Ｈに対するＢの変化は比較的大きく、励磁インピーダンスＺ_３は比較的大きい。
しかし、微少電流の測定前に大電流（例えば、地絡）が通電される可能性がある。このときは、図中の大きなヒステリシスカーブＧ２が描かれる。その後に、微少電流の測定が開始されると、基準点Ｏ２において、Ｈに対するＢの変化は小さく、励磁インピーダンスＺ_３は比較的小さい。

このように、変流器５の鉄心の残留磁束密度に起因して、励磁インピーダンスＺ_３が変化する。基準点Ｏ１では残留磁束密度が小さく、励磁インピーダンスＺ_３は大きい。一方、基準点Ｏ２では残留磁束密度が大きく（略最大磁束、すなわち、ほぼ飽和磁束）、励磁インピーダンスＺ_３は小さい。すなわち、変流器５の特性は、測定前の状態によって変化する（特性（すなわち感度）にバラツキが生じ得る）。

後述のように、配線４の電流Ｉ（特に励磁電流）の測定精度を向上するため、電流Ｉに対して種々の処理がなされる（例えば、平均化、実数部（実効成分）の算出、高調波の抽出）。しかし、電流Ｉの処理のみでは、電流Ｉの測定精度を確保することは困難であり、変流器５の特性の安定化等の措置を併用することが好ましい。

本実施形態では、変流器５に直流電源７３を接続し、変流器５の２次巻線に直流電流を流すことで、常に基準点Ｏ２で測定可能とし、励磁インピーダンスの安定化（測定感度の一定化）を図っている。

変流器５の２次巻線に直流電流を流し続けると、鉄心の状態が初期には図５の点Ｏ、Ｏ１，Ｏ２の何れであっても、Ｃ点へと変化する。そして、直流電流を止めると、点Ｏ２へと移動する。すなわち、直流電流を流す前の鉄心の状態の如何に関わらず、直流電流を停止した後の鉄心の状態は基準点Ｏ２（飽和磁化状態）となる。常に励磁インピーダンスＲ_３およびＬ_３は一定となり、配線４の電流を測定する感度の安定化が図られる。

このときに流す電流は、配線４の電流の測定時に変流器５に流入する電流と比べて小さくてよい。少量の電流を暫く（例えば、１分程度）流し続けることで、鉄心の状態が徐々にＣ点へと変化する。

なお、本実施形態では、変流器５のみならず、入力変換器６１の変成器７１の鉄心も飽和磁化状態となり、さらなる感度の安定化が図られる。

なお、変流器５を消磁し（残留磁束密度をゼロとする）、励磁インピーダンスを大きくすることで、その影響を小さくすることが考えられる。
しかし、この消磁には、変流器５の鉄心に、その飽和磁束以上の磁界を印加し、かつ徐々に小さくする必要があり、システムが大がかりとなる。

本実施形態では、直流電源７３とスイッチ７４を追加することで、励磁インピーダンスの安定化（測定感度の一定化）が図れる。このため、既存の発電所等への適用および信頼性の確保が容易である。

（比較例）
図６は、比較例に係る入力変換器６１の詳細を表す回路図である。
この比較例では、直流電源７３を有せず、変流器５の鉄心の残留磁束の安定が図られない。すなわち、励磁インピーダンスＺ_３、ひいては電流の測定感度が一定せず、結果として、欠相状態の確実な検知は困難となる。

（電流Ｉの処理）
Ａ．平均化処理
本実施形態では、平均化部６７で電流Ｉを平均化する（平均電流を求める）。電流Iの信号を平均化することで、Ｓ／Ｎ比を向上し、測定精度の向上が図られる。

平均化部６７はフィルタ部６２から出力された相毎の信号を、基準電圧Ｖ_ｒｅｆの周期に合わせて複数サンプリングし所定期間（動作期間）毎に平均化する。

この場合、平均化する動作期間Ｓを例えば２秒間とすると、基準電圧Ｖ_ｒｅｆの周波数が例えば５０Ｈｚの場合には基準電圧Ｖ_ｒｅｆの周期Ｓ１〜Ｓ１００まで、対象信号を１００回サンプリングし、動作期間Ｓの平均値「（Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋…Ｓ９９＋Ｓ１００）／１００」を算出する。

電流Ｉの信号に、ランダムな雑音が含まれている場合には平均化により雑音成分が相殺され、誤差電流が１／１０程度に低減する。究極的には、雑音成分がほぼ収束した信号が得られる。

判定部６８は、平均化された各相それぞれの信号（算出された平均値）を用いて、配線４ａ、４ｂ、４ｃのいずれかが開放状態か否かを判定する。

このように、平均化部６７により各相の電流の雑音成分（測定誤差）を低減することで、微小な電流I（例えば０．２Ａ程度）の測定が可能となる。この結果、設備構成や負荷状況によらずに地落や短絡を伴わない１相開放故障を容易に検知できる。

Ｂ．実効成分の算出
図７は、変形例１の欠相検知システムを示すブロック図である。
変形例１の欠相検知システムは、平均化部６７に代えて、実数部算出部６７ａを有する。実数部算出部６７ａによって、電流Ｉの実数部を算出して、励磁電流Ｉ_Ｌの測定精度の向上を図っている。すなわち、充電電流Ｉ_ＣＳを無視できない場合でも、励磁電流Ｉ_Ｌを検出できる。

励磁電流Ｉ_Ｌは、充電電流Ｉ_ＣＳと異なり、実数部Ｉ_Ｌｒを有する（充電電流Ｉ_ＣＳは、その殆どが無効電流（虚数部）であり、事実上、実数部を有しない）。すなわち、変圧器１は、インダクタンス成分のみならず、ヒステリシス損、渦電流損に起因する抵抗成分を有する。このため、励磁電流Ｉ_Ｌの実数部Ｉ_Ｌｒは測定できる程度に大きい。

配線４に流れる電流Ｉは、充電電流Ｉ_ＣＳ，励磁電流Ｉ_Ｌの実数部Ｉ_Ｌｒ、虚数部Ｉ_Ｌｉを含む。
Ｉ＝Ｉ_ＣＳ＋Ｉ_Ｌ
＝Ｉ_ＣＳ＋Ｉ_Ｌｒ＋Ｉ_Ｌｉ …式（１）
充電電流Ｉ_ＣＳ： 配線４の浮遊容量Ｃｓによる電流
励磁電流の実数部Ｉ_Ｌｒ： １次コイル１１の抵抗成分Ｒによる電流
励磁電流の虚数部Ｉ_Ｌｉ： １次コイル１１のインダクタンス成分Ｌによる電流

実数部算出部６７ａは、励磁電流Ｉ_Ｌの実数部Ｉ_Ｌｒを算出することにより、高感度に励磁電流Ｉ_Ｌの有無を判別できる。以下、励磁電流の実数部Ｉ_Ｌｒの算出の詳細を示す。
電圧Ｖ（ｔ），充電電流Ｉ_ＣＳ（ｔ）、励磁電流Ｉ_Ｌの実数部Ｉ_Ｌｒ（ｔ）、虚数部Ｉ_Ｌｉ（ｔ）それぞれの波形は、次のように、三角関数で表すことができる。
Ｖ（ｔ） ＝２^１／２・Ｖｅ・ｓｉｎ（（２π／Ｔ）・ｔ）
Ｉ_ＣＳ（ｔ）＝２^１／２・Ｉ_ＣＳｅ・ｓｉｎ（（２π／Ｔ）・ｔ＋π／２）
Ｉ_Ｌｒ（ｔ）＝２^１／２・Ｉ_Ｌｒｅ・ｓｉｎ（（２π／Ｔ）・ｔ）
Ｉ_Ｌｉ（ｔ）＝２^１／２・Ｉ_Ｌｉｅ・ｓｉｎ（（２π／Ｔ）・ｔ＋３π／２）
…式（２）
Ｖｅ： 電圧Ｖの平均（実効）値（平均（実効）電圧）
Ｉ_ＣＳｅ： 充電電流Ｉ_ＣＳの平均値（実効値）
Ｉ_Ｌｒｅ： 励磁電流Ｉ_Ｌの実数部Ｉ_Ｌｒの平均値（実効値）
Ｉ_Ｌｉｅ： 励磁電流Ｉ_Ｌの虚数部Ｉ_Ｌｉの平均値（実効値）
Ｔ： 交流の周期（Ｔ＝１／ｆ、ｆ：周波数）

励磁電流Ｉ_Ｌの実数部Ｉ_Ｌｒの算出には、種々の手法を用いることができる。
例えば、次のように、有効電力Ｐｅは、励磁電流の実数部Ｉ_Ｌｒと対応する。
Ｐｅ＝∫_０ ^ＴＩ（ｔ）・Ｖ（ｔ）ｄｔ／Ｔ
＝∫_０ ^Ｔ（Ｉ_ＣＳ（ｔ）＋Ｉ_Ｌｒ（ｔ）＋Ｉ_Ｌｉ（ｔ））・Ｖ（ｔ）ｄｔ／Ｔ
＝∫_０ ^ＴＩ_Ｌｒ（ｔ）・Ｖ（ｔ）ｄｔ／Ｔ
＝Ｉ_Ｌｒｅ・Ｖｅ
＝Ｉ_Ｌｒｅ^２／Ｒ …式（３）
∫_０ ^Ｔ ｄｔ： 時間ｔが０〜Ｔまでの積分
Ｒ： １次コイル１１の抵抗成分

励磁電流Ｉ_Ｌの虚数部Ｉ_Ｌｉ（ｔ）と充電電流Ｉ_ＣＳ（ｔ）の波形は、電圧Ｖ（ｔ）の波形と位相が９０°（π／２）（あるいは２７０°（３π／２））異なる。このため、これらは電圧Ｖと乗算して積分すると０になる。

１次コイル１１の抵抗成分が判れば、励磁電流Ｉ_Ｌの実数部Ｉ_Ｌｒ自体を算出できるが、必ずしもその必要はなく、有効電力Ｐｅを算出すれば足りる。
ここでは、配線４ｃの電圧Ｖｃ（基準電圧Ｖ_ｒｅｆ）を測定している。このため、配線４ｃでの有効電力Ｐｃｅは測定された電圧Ｖｃを用いて算出できる。
Ｐｃｅ＝∫_０ ^ＴＩｃ（ｔ）・Ｖｃ（ｔ）ｄｔ／Ｔ …式（４）

一方、配線４ａ，４ｂでの有効電力Ｐａｅ，Ｐｂｅについては、配線４ｃの電圧Ｖｃを例えば、１２０°、２４０°進めた電圧Ｖａ，Ｖｂを用いて算出する。
Ｐａｅ＝∫_０ ^ＴＩａ（ｔ）・Ｖａ（ｔ）ｄｔ／Ｔ
＝∫_０ ^ＴＩａ（ｔ）・Ｖｃ（ｔ＋Ｔ／３）ｄｔ／Ｔ
Ｐｂｅ＝∫_０ ^ＴＩａ（ｔ）・Ｖｂ（ｔ）ｄｔ／Ｔ
＝∫_０ ^ＴＩａ（ｔ）・Ｖｃ（ｔ＋２Ｔ／３）ｄｔ／Ｔ …式（５）
Ｖａ（ｔ）： 電圧Ｖｃから位相を１２０°（２π／３）進めた電圧
Ｖｂ（ｔ）： 電圧Ｖｃから位相を２４０°（４π／３）進めた電圧

判定部６８ａは、算出された各相それぞれの電流の実効部（実効成分）を用いて、配線４ａ、４ｂ、４ｃのいずれかが開放状態か否かを判定する。

以上のように、実数部算出部６７ａが電流Ｉの実数部を算出することで、充電電流Ｉ_ＣＳを除外して、励磁電流Ｉ_Ｌを測定することが容易となる。この結果、設備構成や負荷状況によらずに地落や短絡を伴わない１相開放故障を容易に検知できる。

このように、電流の実効部を算出する場合でも、変流器５の特性（感度）の安定化を併用することが好ましい。変流器５の特性が一定でないと、算出した実数部の精度が保つことが困難となる。

Ｃ．高調波の抽出
図８は、変形例２の欠相検知システムを示すブロック図である。
変形例２では、デジタルフィルタ６５ｂが電流Ｉの高調波を抽出して、励磁電流Ｉ_Ｌの測定精度の向上を図っている。すなわち、充電電流Ｉ_ＣＳを無視できない場合でも、励磁電流Ｉ_Ｌを検出できる。

高調波電流の有無によって、励磁電流Ｉ_Ｌと充電電流Ｉ_ＣＳを識別できる。すなわち、充電電流Ｉ_ＣＳは、基本周波数以外の高調波成分を殆ど含まないのに対し、励磁電流Ｉ_Ｌは、比較的大きな高調波成分を有する。変圧器１が非線形的な励磁特性を有することに起因して、変圧器１を通過する電流（励磁電流Ｉ_Ｌ）に高調波が発生する。

デジタルフィルタ６５ｂは、ＡＤ変換器６４により変換されたデジタルの信号に含まれる基本波ｆｍ（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用周波数）と、３倍高調波３ｆｍおよび５倍高調波５ｆｍなどの高調波成分を分離する。ここでは、フィルタ部６２は、基本波ｆｍの整数倍の周波数を有する高調波を一つ以上抽出する。

判定部６８ｂは、抽出された各相それぞれの交流電流の高調波を用いて、配線４ａ、４ｂ、４ｃのいずれかが開放状態か否かを判定する。

判定部６８ｂは、基本波ｆｍおよび高調波３ｆｍ、５ｆｍそれぞれに判定用の閾値を有する。基本波ｆｍの振幅値に対する閾値を第１閾値とし、高調波３ｆｍ、５ｆｍの振幅値に対する閾値を第２閾値とする。高調波の第２閾値については３倍高調波３ｆｍ、５倍高調波５ｆｍそれぞれに対応する閾値が設定されている。

判定部６８ｂは、基準電圧Ｖ_ｒｅｆの周期に合わせて、配線４ａ，４ｂ，４ｃそれぞれの電流信号をサンプリングし、配線が開放状態であるか否かを判定する。判定部６８ｂは、基本波の振幅値が第１閾値を超え、かつ高調波の振幅値が第２閾値を超えない場合、その電流は充電電流であり、当該配線は開放状態であると判定する。また判定部６８ｂは、基本波の振幅値が第１閾値を超え、かつ高調波の振幅値が第２閾値を超えた場合、その電流は励磁電流であり、当該配線が接続状態であると判定する。

ここで、基本波を用いず、高調波のみを用いて、配線が開放状態であるか否かを判定してもよい。つまり、高調波の振幅値が第２閾値を超えた場合、当該配線が接続状態であり、高調波の振幅値第２閾値以下の場合、当該配線が開放状態であると判定してもよい。

そして、判定の結果、開放状態の配線が存在する場合（この例では配線４ｂ）、判定部６８ｂは当該配線４ｂが開放状態であることを示す警報信号を警報出力部６９へ出力する。

以上のように、配線４の電流に含まれる高調波を用いることで、励磁電流Ｉ_Ｌの有無をより精度よく検出できる。この結果、設備構成や負荷状況によらずに地落や短絡を伴わない１相開放故障を容易に検知できる。

Ｄ．処理の併用
以上では、Ａ．電流の平均化、Ｂ．実数部（実効成分）の算出、Ｃ．高調波の抽出のいずれかを行っている。
これらの処理Ａ〜Ｃを適宜に併用することも可能である。例えば、実数部（実効成分）の算出と高調波の抽出の双方を行い、「実数部が閾値Ａ１より大きい」、「高調波の振幅が閾値Ａ２より大きい」のいずれかが成立する場合に、配線が開放状態であると判定してもよい。
なお、この併用は、次の第２の実施形態でも可能である。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態に係る欠相検知システムを説明する。
この欠相検知システムの全体は、第１実施形態と同様、図１で表されるため、図示を省略する。
第２実施形態では、入力変換器６１が第１実施形態と異なる。第１実施形態では、変流器５の励磁インピーダンスの安定化を図っていたのに対して、第２実施形態では変流器５の励磁インピーダンスを測定している。

図９は、第２実施形態に係る入力変換器６１の詳細を表すブロック図である。
この入力変換器６１は、変成器７１、インピーダンス７２、交流電源７３ａ，スイッチ７４、電流測定器７５、フィルタ７６を有する。
交流電源７３ａは、第１実施形態の直流電源７３に換えて配置され、変流器５の励磁インピーダンスを測定する電流源である。励磁インピーダンスＺ_３を測定し、電流Ｉの補正が可能となる。

ここで、測定用の交流電源７３ａの周波数として、配線４の電流の基本波、及びその高調波の周波数以外に設定することが好ましい。このとき、交流電源７３ａは、１次側回路２の配線４に流れる交流の基本周波数およびその高調波と異なる周波数の交流を変流器５に流す。フィルタ７６と相俟って、配線４が通電しているときでも、励磁インピーダンスＺ_３を測定できるようになる。

フィルタ７６は、バンドパスフィルタであり、交流電源７３ａの周波数の交流成分を通し、配線４の電流の基本波、及びその高調波の周波数を遮断する。電流測定器７５での測定対象を交流電源７３ａからの交流に限定する。

図１０は、判定部６８での判定手順の一例を表すフロー図である。
（１）断路器８の状態確認（ステップＳ１）
判定部６８は、断路器８がＯＦＦ状態（開状態、切断状態）か否かを確認する。すなわち、断路器８がＯＦＦ状態のときに、１相開放の有無が判定される。
２次側回路３に電力機器１０（負荷）が接続されていると、負荷電流が発生するため、本実施形態での１相開放の検出が難しくなる。

（２）変流器５の励磁インピーダンスの測定（ステップＳ２ａ）
変流器５の励磁インピーダンスが測定される。すなわち、判定部６８、入力変換器６１（特に、交流電源７３ａ、電流測定器７５）が、前記変流器の励磁インピーダンスを測定するインピーダンス測定部として機能する。

以下に示すように、交流電源７３ａの電圧Ｖ，電流測定器７５で測定される電流Ｉ_ｎ２に基づいて、判定部６８が励磁インピーダンスＺ_３を算出する。

スイッチ７４を切り替えて、交流電源７３ａ（電圧Ｖ）を変流器５に接続し、電流測定器７５で電流Ｉ_ｎ２を測定する。
このときの電圧Ｖと電流Ｉ_ｎ２より、励磁インピーダンスＺ_３を算出できる。

以下、励磁インピーダンスＺ_３の算出につき、説明する。
図１１は、励磁インピーダンスＺ_３の測定時における変流器５の等価回路である。図４に対して、インピーダンスＬ_１，Ｒ_１を除外している。これは、配線４の電流が、フィルタ７６で除外され、電流測定器７５での測定対象とならないためである。

ここで、１次側、２次側の電流、電圧の関係は式（６）のように表される。
Ｖ＝Ｖ_ｎ２＋Ｚ_ｔ・Ｉ_ｎ２
Ｖ_ｎ１＝Ｚ_３・Ｉ_ｎ１
Ｖ_ｎ１／Ｖ_ｎ２＝Ｎ_１／Ｎ_２
Ｉ_ｎ１／Ｉ_ｎ２＝Ｎ_２／Ｎ_１ ……式（６）

式（６）より、励磁インピーダンスＺ_３は、次のように求められる。
Ｚ_３＝Ｖ_ｎ１／Ｉ_ｎ１＝Ｖ_ｎ２・（Ｎ_１／Ｎ_２）／（Ｉ_ｎ２・（Ｎ_２／Ｎ_１））
＝（Ｎ_１／Ｎ_２）^２・（Ｖ／Ｉ_ｎ２−Ｚ_ｔ） ……式（７）

以上のように、交流電源７３ａの電圧Ｖ，電流測定器７５で測定される電流Ｉ_ｎ２，変流器５の巻き線比（Ｎ_１／Ｎ_２）、変流器５の２次側の合成インピーダンスＺ_ｔから、励磁インピーダンスＺ_３を算出できる。

（３）電流Ｉの測定（ステップＳ３）
判定部６８は、フィルタ部６２により抽出された電流Ｉ（Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ）を測定する。
このとき、第１の実施形態、変形例１，２に示したように、電流を処理（平均化、実数部（実効成分）の算出、高調波の抽出）する。

（４）電流Ｉの補正（ステップＳ３ａ）
算出した励磁インピーダンスＺ_３を用いて測定した電流Ｉを補正する。
このときの変流器５の等価回路は、図４で表せるので図示を省略する。

ここで、１次側、２次側の電流、電圧の関係は式（８）のように表される。
Ｉ_０＝Ｉ_ｎ１＋ΔＩ
Ｖ_ｎ１＝Ｚ_３・ΔＩ
Ｖ_ｎ２＝Ｚ_ｔ・Ｉ_ｎ２
Ｖ_ｎ１／Ｖ_ｎ２＝Ｎ_１／Ｎ_２
Ｉ_ｎ１／Ｉ_ｎ２＝Ｎ_２／Ｎ_１ ……式（８）

式（８）より、電流Ｉ_０、Ｉ_ｎ１の比は、次のように求められる。
Ｉ_０／Ｉ_ｎ１＝（Ｚ_３＋（Ｎ_１／Ｎ_２）^２・Ｚ_ｔ）／Ｚ_３ ……式（９）

ここでは、本来測定対象となる電流Ｉ_０のうち電流Ｉ_ｎ１のみがトランスＴＲの１次側に流入し、測定対象となっていると考えられる。
このため、電流の測定値Ｉに「Ｚ_３＋（Ｎ_１／Ｎ_２）^２・Ｚ_ｔ）／Ｚ_３」を掛けて、励磁インピーダンスＺ_３を考慮した補正値Ｉｒを算出できる。
Ｉｒ＝［｛Ｚ_３＋（Ｎ_１／Ｎ_２）^２・Ｚ_ｔ｝／Ｚ_３］・Ｉ …… 式（１０）

ここでは、電流の処理（平均化、実数部（実効成分）の算出、高調波の抽出）後に補正しているが、この逆に、電流を補正後に処理してもよい。

（５）補正電流Ｉｒと閾値Ａの比較（ステップＳ４）
補正した電流Ｉｒが閾値Ａより大きいか否かが判断される。すなわち、判定部６８は、補正した電流Ｉｒ（測定された電流Ｉおよび励磁インピーダンスＺ_３）に基づいて、１次側回路２の配線４が開放状態か否かを判定する。

ここで、電流の処理内容に応じて、比較の仕方を適宜に変更できる。例えば、処理内容に応じて閾値を異ならせることができる。また、高調波を抽出した場合、基本波と高調波の双方、高調波のみの何れでも、配線４が開放状態か否かを判定できる。すなわち、高調波の振幅のみを第２閾値と比較することで、配線４が開放状態か否かを判定できる。また、基本波の振幅を第１閾値と比較し、高調波の振幅を第２閾値と比較することで、配線４が開放状態か否かを判定してもよい。

（６）警報（ステップＳ５）
配線４が開放状態と判定された場合に警報が発せられる。

本実施形態では、交流電源７３ａとスイッチ７４を追加することで、励磁インピーダンスを測定し、電流の測定精度を向上している。このため、既存の発電所等への適用および信頼性の確保が容易である。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが，これらの実施形態は，例として提示したものであり，発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は，その他の様々な形態で実施されることが可能であり，発明の要旨を逸脱しない範囲で，種々の省略，置き換え，変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は，発明の範囲や要旨に含まれるとともに，特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ 変圧器
２ １次側回路
３ ２次側回路
４（４ａ、４ｂ、４ｃ） 配線
５ 変流器
６ 欠相検知装置
８ 断路器
９ 電圧検出器
１０ 電力機器
１１ １次コイル
１２ ２次コイル
６１ 入力変換器
６２ フィルタ部
６３ アナログフィルタ
６４ ＡＤ変換器
６５ デジタルフィルタ
６６ 電圧調整器
６７ 平均化部
６８ 判定部
６９ 警報出力部
７１ 変成器
７２ インピーダンス
７３ 直流電源
７３ａ 交流電源
７４ スイッチ
７５ 電流測定器
７６ フィルタ

Claims (5)

1. 磁気的に結合される１次側回路および２次側回路を有する３相静止誘導電気機器の、前記１次側回路の配線の電流を変流する変流器と、
   前記変流器に電流を流し、前記変流器の残留磁束を安定化する電源と、
   前記残留磁束を安定化した変流器を用いて、前記１次側回路の配線の電流を測定する電流測定部と、
   前記測定された電流に基づいて、前記１次側回路の配線が開放状態か否かを判定する判定部と、
   を具備し、
   前記電源が直流電源であり、前記変流器の残留磁束を略飽和磁束とする
   欠相検知装置。
2. 前記電流測定部が、前記測定した電流の平均値を算出し、
   前記判定部が、前記算出された平均値に基づいて、前記１次側回路の配線が開放状態か否かを判定する
   請求項１に記載の欠相検知装置。
3. 前記電流測定部が、前記測定した電流の実効成分を算出し、
   前記判定部が、前記算出された実効成分に基づいて、前記１次側回路の配線が開放状態か否かを判定する
   請求項１または２に記載の欠相検知装置。
4. 前記電流測定部が、前記１次側回路の配線に流れる交流の高調波を測定し、
   前記判定部が、前記測定された高調波に基づいて、前記１次側回路の配線が開放状態か否かを判定する
   請求項１乃至３のいずれか１項に記載の欠相検知装置。
5. 磁気的に結合される１次側回路および２次側回路を有する３相静止誘導電気機器と、
   請求項１乃至４のいずれか１項に記載の欠相検知装置と、
   を具備する欠相検知システム。

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