JP6841623B2 - Ｌｅｄ駆動方法及びｌｅｄ駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、交流入力を用いてＬＥＤ列を駆動するためのＬＥＤ駆動技術に関する。

発光ダイオード（ＬＥＤ）を使用したＬＥＤ照明は、蛍光灯や白熱電球といった従来の照明器具に比べ、長寿命かつ低消費電力であるという特徴を有しており、環境への配慮に優れた次世代の照明機器として期待されている。他方、短期的な課題として電波として放射される雑音（以下、「雑音」という。）や交流入力に流れる高調波（以下、「高調波」という。）の低減に関する問題・電源の寿命・コスト等の諸問題が指摘されている。これらの問題は、現在多くのＬＥＤ照明装置が交流を直流に一旦変換し、内部的には直流にて駆動させるため、電源を含む複雑なＬＥＤ周辺回路が必要となる点が一因として挙げられる。

特許文献１には、直列接続された複数のＬＥＤを有するＬＥＤ列を駆動するＬＥＤ駆動回路が開示されている。より具体的には、該ＬＥＤ駆動回路は、交流入力を整流する整流器と、オペアンプと該オペアンプの出力段に分圧抵抗を介して接続された複数の駆動用トランジスタとを有する定電流駆動回路と、前記複数の駆動用トランジスタのエミッタ間にそれぞれ挿入された電流検出器としての抵抗と、を備え、前記整流器の出力側の一端を前記ＬＥＤ列の入力側に接続し、前記複数のトランジスタの出力側の一端をそれぞれ、前記ＬＥＤ列における異なるＬＥＤ段数の接続ポイントに接続することにより、前記交流入力の電圧に応じて前記複数のトランジスタが選択的に前記ＬＥＤ列を駆動されると共に、前記選択的に駆動される前記ＬＥＤ列を流れる電流も前記交流入力の電圧に応じて変動するように構成されたＬＥＤ駆動回路が開示されている。段数の少ない数でＬＥＤ列のＬＥＤを点灯させるように動作させる構成により、交流入力の電圧が低い時から高い時までＬＥＤ列の点灯維持を可能とする。

図５を用いて従来のＬＥＤ駆動回路１についてさらに説明する。図５に示すように、ＬＥＤ駆動回路１において、交流入力（交流電源）からブリッジダイオード等の全波整流器ＦＲ１で全波整流された脈流ＶｏがＬＥＤ列２に入力される。ＬＥＤ列２は、９個のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ９）から構成されている。ＬＥＤ駆動回路１のＭＯＳＦＥＴであるＱ１〜Ｑ３はスイッチを兼ねた定電流源として動作するが、ＬＥＤ列に流れる電流波形を正弦波に近似する事で交流の入力に流れる高調波の抑止も可能となる。

まず、Ｑ１のゲートには、電流Ｉ１が流れる時のＱ１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ値にその時のＱ１のソース電圧（Ｒｓ１＋Ｒｓ２＋Ｒｓ３）×Ｉ１を加えた電圧、即ちＶＧＳ１＋（Ｒｓ１＋Ｒｓ２＋Ｒｓ３）×Ｉ１以上の電圧を印加してＱ１が導通できる状態とし、電流Ｉ２及びＩ３が流れるＱ２、Ｑ３各々のＶＧＳの値にその時のＱ２、Ｑ３の各ソース電圧を各々加算した電圧値より大きな値を印加してＱ１、Ｑ２を導通できる状態にしておく。脈流Ｖｏが０Ｖから徐々に上昇し、電流Ｉ１が第１〜第４段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ４）を経てＱ１に流れる事が可能となる電圧以降は、第１段目〜第４段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ４）が点灯するが、第５段目以降のＬＥＤ（Ｄ５〜Ｄ９）とＱ２、Ｑ３には電流が流れず、Ｑ２、Ｑ３には引き続き電流は流れないままの状態となる。この時、オペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｏｐは、Ｖｏｐ＝｛ＶＧＳ１＋Ｉ１×（Ｒｓ１＋Ｒｓ２＋Ｒｓ３）｝×（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３となり、電流値を定める基準電圧Ｖｒｅｆとの関係式は、Ｖｒｅｆ×（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）／Ｒｆ１＝Ｉ１×（Ｒｓ１＋Ｒｓ２＋Ｒｓ３）＝Ｃ（Ｃは定数）となる。

脈流Ｖｏが上昇して、電流Ｉ２が第１段目〜第７段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ７）を経てＱ２に流れることが可能となる電圧以降は、ＬＥＤ列のＤ１〜Ｄ７が点灯するが、第８段及び第９段のＬＥＤ（Ｄ８、Ｄ９）とＱ３には引き続き電流が流れないままの状態となる。この時、オペアンプＯＰ１の出力電圧ＶｏｐはＶｏｐ＝｛ＶＧＳ２＋Ｉ２×（Ｒｓ２＋Ｒｓ３）｝×（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ２＋Ｒ３）となる。また、基準電圧Ｖｒｅｆとの関係式は、Ｖｒｅｆ×（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）／Ｒｆ１＝Ｉ２×（Ｒｓ２＋Ｒｓ３）＝Ｃ（Ｃは定数）となる。ＭＯＳＦＴＥ（Ｑ１）が電流Ｉ１を流す時と流さない時のＶＧＳの差δＶＧＳよりもＩ１×Ｒｓ１＋（Ｒ２の電圧降下）が大きくなる様に抵抗Ｒ２及びＲ３の値を定め、Ｑ２動作時にＱ１に電流が流れないようにしておく。

さらに電圧Ｖｏが上昇して、電流Ｉ３が第１段目〜第９段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ９）を経てＱ３に流れる事が可能となる電圧以降は全ＬＥＤが点灯する。この時、オペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｏｐは、Ｖｏｐ＝（ＶＧＳ３＋Ｉ３×Ｒｓ３）となる。また、基準電圧Ｖｒｅｆとの関係式は、Ｖｒｅｆ×（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）／Ｒｆ１＝Ｉ３×Ｒｓ３＝Ｃ（Ｃは定数）となる。ここで、ＭＯＳＦＴＥ（Ｑ２）が電流Ｉ２を流す時と流さない時のＶＧＳの差δＶＧＳよりも、Ｉ２×Ｒｓ２＋（Ｒ３の電圧降下）が大きくなる様に抵抗Ｒ３の値を定め、Ｑ３動作時にＱ２に電流が流れないようにしておく。Ｑ２が不動作状態のとき、Ｒ２の電圧降下も加わる為、Ｑ１も不動作となっている。以上の説明により、基準電圧Ｖｒｅｆを制御する事でＬＥＤに流す電流値を制御し、よってＬＥＤの輝度を制御することが可能なことも理解できるであろう。
なお、電圧が減少するときは上記の逆の動作となる。

特開２０１４−１３５２５２号公報

しかしながら、特許文献１に記載のＬＥＤ駆動回路は、交流入力が変動し、ＬＥＤ列に印加される電圧が標準電圧値から低下（例えば−１０％）した場合であっても、そのような電圧の低下を見越して全てのＬＥＤが点灯できるように、ＬＥＤ列を、ＬＥＤの個数を減らして構成するようにしている。この構成の場合、ＬＥＤ搭載個数は、交流入力が変動せず標準電圧状態にあれば問題無く点灯することができる個数より少なく、標準電圧状態では、いつも減らした数のＬＥＤ分の電圧域が使用されず、本駆動回路におけるエネルギー損失の主要因となっている。

より具体的には、従前の交流駆動方式においては、電圧の高低に応じて点灯させるＬＥＤストリングの長さ（ＬＥＤの個数）を変えるという考え方で設計されており、かかる設計の一番の問題点は、電圧が一番高いときに点灯ストリング長を一番長くするよう制御されていることである。この場合、電圧が低下すると１列に配置されたＬＥＤ列のうち交流電圧の１波形区間（各脈流周期内）において全消灯のままというＬＥＤが表れてしまう（つまり、かかる現象は消費者からはＬＥＤの不良と解されかねない）。一方で、かかる現象を防止すべく電圧の変動分を見繕って電圧低下時にも全ＬＥＤを点灯させるように制御すると、電源変動分に起因する損失が常時生じることになる。

上記課題に鑑み、本発明は、ＬＥＤ列に印加される交流入力の電圧域を効率よく（有効に）利用するよう電圧値に応じてストリング中のＬＥＤ点滅タイミングを制御し、電源変動に起因する損失の低減（あるいは、電源使用率の向上）を実現するＬＥＤ駆動方法及びＬＥＤ駆動回路を提供することを目的とする。

本発明の一実施形態は、全波整流された脈流が入力される給電端を一端とするＬＥＤ列であって、互いに直列接続されたＮ個（Ｎは３以上の整数）のＬＥＤを有する前記ＬＥＤ列と、前記給電端と前記給電端から数えてｊ段目（ｊは２以上Ｎ未満の整数）のＬＥＤとの間のＬＥＤの導通が切り替わる導通切替部と、前記導通切替部を制御する駆動制御部と、を含むＬＥＤ駆動回路における前記ＬＥＤ列のＬＥＤを駆動する方法であって、前記駆動制御部は、脈流の尖頭値予測をしており、前記駆動制御部の前記尖頭値予測により、脈流の瞬時電圧値が最高値となっても前記給電端から数えて［Ｎ−ｊ＋２］段目からＮ段目までのＬＥＤを点灯させるには不十分であると予測された場合、前記導通切替部により前記給電端と前記ｊ段目のＬＥＤとの間が導通されることにより、前記給電端から数えて１段目から［ｊ−１］段目までのＬＥＤが消灯されるとともに、前記ｊ段目からＮ段目までのＬＥＤが点灯されるステップを含むことを特徴とする。

本発明の一実施形態に係るＬＥＤ駆動方法及びＬＥＤ駆動回路によれば、交流駆動によるＬＥＤ列の点灯制御において、ＬＥＤ列に印加される交流入力の電圧域を効率よく（有効に）利用するよう電圧値に応じたストリング中のＬＥＤ点滅タイミングを制御し、交流電圧の１波形区間（各脈流周期内）において全消灯してしまうＬＥＤの発生を防止するとともに、電源変動に起因する損失の低減、あるいは、電源使用率の向上を実現するという効果を奏する。

本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の概略回路図である。 本発明の第１実施形態において脈流Ｖｏと点灯・消灯するＬＥＤとの関係を説明するための図である。 本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の概略回路図である。 本発明の第３実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の概略回路図である。 従来のＬＥＤ駆動回路の概略回路図である。

本発明に係るＬＥＤ駆動方法及びＬＥＤ駆動回路を実施するための各形態について、図面を参照しながら詳述する。本発明の第１実施形態はＬＥＤ駆動電流のデジタル制御法に関し、第２実施形態はＬＥＤ駆動電流のアナログ制御法に関し、第３実施形態はＬＥＤ駆動電流のデジタル・アナログ混在制御法に関する。なお、回路自体の動作の安定性向上のために、例えば、ＤＡコンバータ→定電流駆動回路→ＡＤコンバータ→誤差算出という一連の負帰還制御動作に対し系の安定性を確保する為の付加手段等が適宜必要とされる場合もあるが、これらは本発明の本質部分ではなく、また、本発明の理解を容易にするために、説明を省略する。

あるいは、アナログ回路の系の安定性のために、適宜コンデンサ（Ｃ）や抵抗（Ｒ）を挿入するなどして応答調整が行われる場合もあるが、これらも本発明の本質部分ではなく、また、本発明の理解を容易にするために、説明を省略する。

（本発明の基本概念）
上述のように、本発明の実施形態としては、デジタル制御回路によるもの（第１実施形態）、アナログ制御回路によるもの（第２実施形態）、デジタル・アナログ混合制御回路によるもの（第３実施形態）といった様々な実施形態が想定されるが、本発明の基本概念は、上述の課題として挙げた「各脈流周期内で不点灯となるＬＥＤの発生」を防止するために、電圧値によってＬＥＤストリング中の点灯ストリングの長さを変え、かつ、点灯させる位置（ＬＥＤ）をずらすよう制御するという点にある。そのために、電圧の尖頭値を含む基準点から所定の経過時間後の波高値（以下、これを尖頭値等という）を適切に予測することは重要な処理となりうる。この点、本発明の一実施形態においては、第１実施形態及び第３実施形態において、電圧尖頭値等の予測処理が実装されている。

一方で、第２実施形態では、電圧波形の尖頭値等の予測を行う替わりに、回路中の各スイッチのオン／オフが電圧の高低に依存して制御されるように構成されており、第１実施形態及び第３実施形態と同様のＬＥＤ点灯制御が行われる。いずれにせよ、電圧の高低に応じてＬＥＤストリング中の点灯ストリング及び点灯位置（つまり、点灯させるべきＬＥＤ）の制御が行われている点に変わりはない。

さらに具体的には、電圧（瞬時電圧）が最高値の近辺となってもストリング中の全てのＬＥＤを点灯させることが困難と判断されるような場合には、予め予測しておいたタイミング（典型的には、瞬時電圧が最高値の近辺で予め設定したＬＥＤ点灯時間が確保可能となるタイミング）で、ストリングの両端における連続する１以上のＬＥＤの点灯／消灯状態を互いに反転させる（つまり、それまで点灯していた一端のＬＥＤを消灯させるとともに、点灯が困難と判断された他端のＬＥＤを点灯させる）ように制御される。

このようなＬＥＤの駆動制御が行われると、ＬＥＤの点灯段数は減っても消灯状態が継続してしまう箇所（ＬＥＤ位置）の発生を防止することができ、瞬間的に一部消灯していることを人は知覚出来ないという効果を奏する。
以下、第１実施形態〜第３実施形態に沿って説明する。

［第１実施形態］＜ＬＥＤ駆動電流のデジタル制御法＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ駆動回路１１０の概略回路図である。いわゆるフルデジタルの回路構成である。このようなデジタル回路においては、通常は系の安定性の問題（システムの暴走ないし発振を防止する観点）として、マイクロプロセッサのレスポンスよりも、回路出力のほうが十分にゆっくりであること（逆に言えば、プロセッサのレスポンスが十分速いこと。但し、コスト要請もある）が条件とされるが、具体的なスペックについては本発明の本質ではないため詳細な説明は割愛する。以下、ＬＥＤ駆動回路１１０はこの問題をクリアしているものとする。

図１に示すように、ＬＥＤ駆動回路１１０は、全波整流器ＦＲ１、駆動制御部１２０、複数のトランジスタ等を有する定電流駆動回路１３０、導通切替部１４０、及びＬＥＤ列１５０を有する。

ＬＥＤ列１５０は、互いに直列接続されたＮ個（Ｎは３以上の整数）のＬＥＤを有し、交流入力（交流電源）１０からブリッジダイオード等の全波整流器ＦＲ１で全波整流された脈流Ｖｏが、ＬＥＤ列１５０の給電端１５０Ａ及び駆動制御部１２０に入力される。

図１に示す形態では、発明の理解を容易にするために、ＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ１０）の数Ｎを１０個としているがこれに限定されるものではない。また、ＬＥＤ列１５０の給電端１５０Ａから異なる数（同じ数であってもよい）のＬＥＤごとに引き出し端１５１〜１５３が設けられ、それぞれは駆動用のトランジスタＱ１〜Ｑ３に接続されている。ＬＥＤ列１５０の終端１５０Ｂは駆動用のトランジスタＱ４に接続されている。なお、引き出し端１５１〜１５３の数はこれに限定されない。

定電流駆動回路１３０は、複数の駆動用のトランジスタＱ１〜Ｑ４、複数のスイッチＳｗ０１〜Ｓｗ０４、Ｓｗ１１〜Ｓｗ１４、及び複数の抵抗Ｒｉ１、Ｒｓ１〜Ｒｓ４を含む回路であり、それぞれの要素は図１に示すように接続されている。駆動制御部１２０によるスイッチＳｗ０１〜Ｓｗ０４、Ｓｗ１１〜Ｓｗ１４の制御により、トランジスタＱ１〜Ｑ４に流れる電流Ｉ１〜Ｉ４がそれぞれ制御される。なお、定電流駆動回路１３０に含まれる駆動用のトランジスタ、スイッチ及び抵抗の個数は、図１に示す例に限定されず、ＬＥＤ列１５０に含まれるＬＥＤの数や、電流Ｉ１〜Ｉ４が流れるＬＥＤ列からの引き出し配線の数や入力される交流電圧等に応じて変更される。また本説明ではＬＥＤを１列として説明してあるが、並列、直並列、並列の数を変える等、さまざまな接続形態が可能なのであり、これらを代表として１列として説明するものである。

ここで、本実施形態では、トランジスタＱ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用い、スイッチＳｗ０１〜Ｓｗ０４、Ｓｗ１１〜Ｓｗ１４、Ｓｗ２１として半導体スイッチ（ＣＭＯＳ・ＭＯＳＦＥＴ・バイポーラトランジスタ）を用いて説明しているが、これらに限定されるものではなく、他の同等機能品を採用してもよい。

導通切替部１４０は、トランジスタＱ４２、スイッチＳｗ２１、及び抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２を含む。導通切替部１４０は、次に述べる駆動制御部１２０による制御に応じて、ＬＥＤ列１５０の給電端１５０Ａから数えてｊ段目（ｊは２以上Ｎ未満の整数）のＬＥＤの陽極（入力端子）と給電端１５０Ａとを導通状態又は非導通状態に切り替える。
言い換えると、導通切替部１４０は、駆動制御部１２０による制御に応じて、ＬＥＤ列１５０の給電端１５０Ａと、この給電端１５０Ａから数えてｊ段目のＬＥＤとの間のＬＥＤを導通状態又は非導通状態に切り替える。

駆動制御部１２０は、入力電圧測定用のＡＤコンバータ（ＡＤＣ）１２１、制御マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）１２２、電流値設定用のＤＡコンバータ（ＤＡＣ）１２３、及びスイッチ制御部１２４を有する。

制御ＭＰＵ１２２は、ＣＰＵ、メモリ及びプログラムメモリ等を備えたコンピュータであり、全波整流器ＦＲ１で全波整流された脈流Ｖｏの電圧値を予め定められた時間毎にＡＤＣ１２１を介して取得し、内部メモリ内に脈流Ｖｏの波形情報（電圧値とその電圧値を示す時間とを関連付けた情報）を蓄積する。当該予め定められた時間は、例えば、交流入力一周期ごとに１６〜１２８個、好ましくは３２〜６４個の電圧値をサンプリングできる時間としてもよい。また、蓄積する波形情報は、脈流一サイクルで１個の波形情報とすると、現時点から直近２個以上の波形情報を蓄積していればよい。本実施形態では限定されないが、制御ＭＰＵ１２２は直近４〜８個の波形情報を常時蓄積し、古い波形情報はその都度破棄される。
なお、これらのＭＰＵ性能は、本願の出願時において低価格低速のＭＰＵであり上述したようにシステムが暴走ないし発振しない程度の処理速度のものの使用を想定している。

制御ＭＰＵ１２２は、蓄積した波形情報を基に、現時点におけるＡＤＣ１２１を介して取得した脈流Ｖｏの値（瞬時電圧値）から、以後の脈流波形を予測する。この予測した脈流波形に基づき、制御ＭＰＵ１２２は、スイッチ制御部１２４を制御して定電流駆動回路１３０内のスイッチＳｗ０１〜Ｓｗ０４、Ｓｗ１１〜Ｓｗ１４、Ｓｗ２１をそれぞれ制御して、トランジスタＱ１〜Ｑ４の何れを動作させるかを決めると共に、トランジスタＱ１〜Ｑ４に流れる電流値Ｉ１〜Ｉ４をＤＡＣ１２３を介して設定する。このとき、制御ＭＰＵ１２２は、ＡＤＣ１２１を介して取得した電圧値（瞬時電圧値）に従い、電流値Ｉ１〜Ｉ４が設定範囲内に収まる様にＤＡＣ１２３の出力を変更し電流値を調整する。

次に、図１に記載のＬＥＤ駆動回路１１０に基づき、制御ＭＰＵ１２２によるＬＥＤ駆動制御方法について説明する。

まず、制御ＭＰＵ１２２は、予め定められた時間毎に（例えば交流入力一周期ごとに３２〜６４個の電圧値をサンプリング）、脈流Ｖｏ及びトランジスタＱ１〜Ｑ４に流れる電圧値をＡＤＣ１２１を介して取得する。取得した値は波形情報として制御ＭＰＵ１２２に蓄積される。制御ＭＰＵ１２２は、蓄積した波形情報を逐次（限定されないが現時点から直近４〜８個の波形情報分）平準化してノイズの影響を低減した後に、その値を参照する。

以下に記載のステップ１〜５では、脈流Ｖｏの電圧が基準点（例えば０Ｖ）から立ち上がっていく際の制御ＭＰＵ１２２によるＬＥＤ駆動方法について説明する。

（ステップ１）
まず、制御ＭＰＵ１２２は、制御の基準点（例えばＡＤＣ１２１を介して取得した脈流Ｖｏの値が所定の値、例えば０Ｖとなる時）を認識ないし検知すると、スイッチ制御部１２４を制御してスイッチＳｗ０１、Ｓｗ１２〜Ｓｗ１４を閉じ（ＯＮ）且つ他のスイッチＳｗ０２〜Ｓ０４、Ｓｗ１１、Ｓｗ２１を開く（ＯＦＦ）。なお、スイッチＳｗ１１〜Ｓｗ１４を閉じるとこれらのスイッチにゲートが接続されたトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ４のゲート電位が０Ｖになるため電流は流れないものとする。

ここで、電流Ｉ１〜Ｉ４の値と抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４の値は、ドライバの設計手順により定まる値である（つまり、流す電流、及びドライバにとっての基準電圧・基準電流が定まればソースに使用される抵抗値は設計値として決定される）。
同様に、すでに決定された標準入力ＡＣ電圧、変動率、ＬＥＤ段数、切換タップ数、各タップに流す電流値と各切替電圧、基準電圧により、トランジスタＱ１〜Ｑ４で必要とされる特性や、導通切替部１４０の抵抗Ｒｉ１、Ｒｃ１、Ｒｃ２の値及びトランジスタＱ４２の特性も自ずと定まる。

（ステップ２）
脈流Ｖｏの電圧値が上昇していくと、制御ＭＰＵ１２２は、ＡＤＣ１２１を介して取得したＶｏ及びＶｓの値並びに蓄積した波形情報（例えば現時点から直近４〜８個の波形情報の平均値を用いる。以下同様。）を基に、第１〜第４段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ４）を経てトランジスタＱ１に電流Ｉ１が流れ始める事を認識ないし検知する。制御ＭＰＵ１２２は、電流Ｉ１が流れる時のトランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳの標準値に（Ｒｓ１＋Ｒｓ２＋Ｒｓ３＋Ｒｓ４）×Ｉ１の値を加えた電圧をＤＡＣ１２３の初期値として出力し、電流Ｉ１が所定の値である事を示すＶｓの値が、Ｖｓ＝（Ｒｓ１＋Ｒｓ２＋Ｒｓ３＋Ｒｓ４）×Ｉ１となるようにＤＡＣ１２３の出力を調整する。これと前後し、制御ＭＰＵ１２２は、スイッチ制御部１２４を制御してスイッチＳｗ１２を開き（ＯＦＦ）且つスイッチＳｗ０２を閉じて（ＯＮ）、トランジスタＱ２にも電流が流れる様にする。

（ステップ３）
脈流Ｖｏの電圧値がさらに上昇していくと、制御ＭＰＵ１２２は、ＡＤＣ１２１を介して取得したＶｏ及びＶｓの値並びに蓄積した波形情報を基に、第１〜第７段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ７）を経てトランジスタＱ２に電流Ｉ２が流れ始める事を認識ないし検知する。制御ＭＰＵ１２２は、電流Ｉ２が流れる時のトランジスタＱ２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳの標準値に（Ｒｓ２＋Ｒｓ３＋Ｒｓ４）×Ｉ２を加えた電圧をＤＡＣ１２３の初期値として出力し、電流Ｉ２が所定の値である事を示すＶｓの値が、Ｖｓ＝（Ｒｓ２＋Ｒｓ３＋Ｒｓ４）×Ｉ２となるようにＤＡＣ１２３の出力を調整する。これと前後して、制御ＭＰＵ１２２は、スイッチ制御部１２４を制御してスイッチＳｗ０１、Ｓｗ１３を開き（ＯＦＦ）且つスイッチＳｗ０３、Ｓｗ１１を閉じて（ＯＮ）、トランジスタＱ３にも電流が流れるように制御する。

（ステップ４）
脈流Ｖｏの電圧値がさらに上昇していくと、制御ＭＰＵ１２２は、ＡＤＣ１２１を介して取得したＶｏ及びＶｓの値並びに蓄積した波形情報を基に、第１〜第９段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ９）を経てトランジスタＱ３に電流Ｉ３が流れ始める事を認識ないし検知する。制御ＭＰＵ１２２は、電流Ｉ３が流れる時のトランジスタＱ３のゲート・ソース間電圧ＶＧＳの標準値に（Ｒｓ３＋Ｒｓ４）×Ｉ３を加えた電圧をＤＡＣ１２３の初期値として出力し、電流Ｉ３が所定の値である事を示すＶｓの値が、Ｖｓ＝（Ｒｓ３＋Ｒｓ４）×Ｉ３となるようにＤＡＣ１２３の出力を調整する。これと前後して、制御ＭＰＵ１２２は、スイッチＳｗ１４、Ｓｗ０２を開き（ＯＦＦ）且つスイッチＳｗ０４、Ｓｗ１２を閉じ、トランジスタＱ４にも電流が流れるようにする。

（ステップ５）
脈流Ｖｏの電圧値がさらに上昇すると、制御ＭＰＵ１２２は、ＡＤＣ１２１を介して取得した脈流Ｖｏの値及び蓄積した波形情報を基に、当該脈流Ｖｏの尖頭値等を予測する。
制御ＭＰＵ１２２は、予測した尖頭値等が低いため第１〜第１０段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ１０）を経てトランジスタＱ４に電流Ｉ４を流す事ができないと判断した場合は次のように制御する。すなわち、制御ＭＰＵ１２２は、当該脈流Ｖｏの値及び蓄積した波形情報を基に、トランジスタＱ４に電流Ｉ４を流す時点を設定し、スイッチ制御部１２４を制御して導通切替部１４０のスイッチＳｗ２１を閉じる。ここで、「予測した尖頭値等が低い」とは、予測した波形ではＤ１〜Ｄ１０の全てのＬＥＤを点灯できないことであり、「予測した尖頭値等が高い」とは、予測した波形でＤ１〜Ｄ１０の全てのＬＥＤを点灯できることを意味している。

他方、制御ＭＰＵ１２２は、予測した尖頭値等が高く第１〜第１０段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ１０）を経てトランジスタＱ４に電流Ｉ４を流す事ができると判断した場合は次のように制御する。すなわち、制御ＭＰＵ１２２は、スイッチ制御部１２４を制御してスイッチＳｗ２１を閉じずに開いたままとする。同時に、制御ＭＰＵ１２２は、スイッチ制御部１２４を制御してスイッチＳｗ０３を開き、スイッチＳｗ１３を閉じる。それと共に、制御ＭＰＵ１２２は、電流Ｉ４が流れる時のトランジスタＱ４のゲート・ソース間電圧ＶＧＳの標準値にＲｓ４×Ｉ４を加えた電圧をＤＡＣ１２３の初期値に設定し、電流Ｉ４が所定の値である事を示すＶｓの値がＶｓ＝Ｒｓ４×Ｉ４となる様にＤＡＣ１２３の出力を調整する。

脈流Ｖｏの電圧が減少するときは上記ステップの逆の動作となるだけなので、その説明は省略する。

このように各ステップを繰り返し、ＬＥＤ駆動回路１１０は、ＬＥＤ列１５０の各ＬＥＤを点灯及び消灯させる。また、ＬＥＤ駆動回路１１０は、脈流Ｖｏの予測した尖頭値等が第１０段目のＬＥＤ（Ｄ１０）を点灯させることができるほど高くはない場合であっても、ＬＥＤ列１５０の供給端１５０Ａと第２段目のＬＥＤ（Ｄ２）の陽極とを導通（接続状態）して第１段目のＬＥＤ（Ｄ１）を消灯し、第１０段目のＬＥＤ（Ｄ１０）を点灯するよう制御することで、脈流１周期内でＤ１〜Ｄ１０の全ＬＥＤをいずれかのタイミングで点灯させ、且つ、周期内で全く点灯しないＬＥＤを無くする。

次に、図２のグラフを用いて、図１に示すＬＥＤ駆動回路１１０における脈流Ｖｏと、点灯・消灯するＬＥＤとの関係についてさらに説明する。図２の（ａ）に示すのは脈流Ｖｏの予測した尖頭値が高い場合であり、（ｂ）に示すのは脈流Ｖｏの予測した尖頭等値が低い場合である。

図２に示すように、制御の基準点（脈流Ｖｏが０Ｖ）から脈流Ｖｏが立ち上がっていくとともに、駆動制御部１２０は、順次、第１〜第４段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ４）を点灯させ（上記ステップ２）、第１〜第７段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ７）を点灯させ（上記ステップ３）、その後第１〜第９段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ９）を点灯させる（上記ステップ４）。そして、第１〜第９段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ９）を点灯させている間に、駆動制御部１２０は、現在の脈流Ｖｏの値（瞬時電圧値）及び蓄積した波形情報（例えば直近４〜８個の波形情報の平均値）を基に、直後の脈流Ｖｏの尖頭値等を予測する（上記ステップ５）。なお、尖頭値等の予測はステップ１〜４のいずれの段階で行っても良いが、より精度の高い予測のためには、脈流Ｖｏの尖頭値近くで全ＬＥＤを点灯させるタイミング直前での予測が有効である。つまり、ピークを過ぎての予測は、ＬＥＤ点灯時期を逸してしまいかねない。

ここで、予測した尖頭値等が高くＤ１〜Ｄ１０の全ＬＥＤが点灯すると予測される場合には（図２（ａ））、駆動制御部１２０は、導通切替部１４０のスイッチＳｗ２１を開いたままとし（ＬＥＤ列１５０の供給端１５０Ａと第２段目のＬＥＤ（Ｄ２）の陽極とが非導通状態）、全てのＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ１０）を点灯させる。

他方、予測した尖頭値等が低く想定のタイミングでＤ１〜Ｄ１０の全ＬＥＤを点灯する事が出来ないと予測される場合には（図２（ｂ））、駆動制御部１２０は、導通切替部１４０のスイッチＳｗ２１を閉じて供給端１５０Ａと第２段目のＬＥＤ（Ｄ２）とを導通させ、第１段目のＬＥＤ（Ｄ１）を消灯し、第２〜第１０段目のＬＥＤ（Ｄ２〜Ｄ１０）を点灯させる。この間、第１段目のＬＥＤ（Ｄ１）は消灯するが脈流１周期（脈流Ｖｏが基準値（０Ｖ）から次の基準値（０Ｖ）に至る期間）の期間中での点灯時間は長い為に、ユーザは第１段目のＬＥＤ（Ｄ１）が短い時間間隔で点滅したと知覚することは無い（つまり、常時点灯しているように見える）。

その後、脈流Ｖｏの電圧が立ち下がっていくとともに、点灯しているＬＥＤは、順次、第１〜第９段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ９）、第１〜第７段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ７）、そして第１〜第４段目のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ４）となる。

このように、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路１１０を用いることで、電圧の変動に備えるために使用されていなかった交流入力の電圧域を利用することが可能となる。また、たとえ交流入力の変動により脈流Ｖｏの尖頭値が下がったとしても、従来の駆動法の如く一部のＬＥＤ―ここではＬＥＤ（Ｄ１０）―の不点灯が視認される事を回避するとともに、入力ＡＣ電圧の許容変動範囲を大幅に拡大し、且つ損失の大幅な低減が可能となる。

なお、図１及び２では、ＬＥＤ列１５０のＬＥＤの数を１０個とし、脈流周期内における不点灯を回避するために点灯／消灯の切り替え対象としたＬＥＤを両端の１個ずつのＬＥＤ（Ｄ１及びＤ１０）とし、引き出し端の数を３つとして説明しているが、本発明は、これらに限定されない。

つまり、一般的には、ＬＥＤ列中のＬＥＤ数をＮ個（Ｎは３以上の整数）とし、脈流周期内における不点灯を回避するために点灯／消灯の切り替え対象としたＬＥＤをストリング両端の（ｊ−１）個（ｊは２以上Ｎ未満の整数）ずつのＬＥＤとし、引き出し端の数と引き出し位置を任意とすることができる。

この場合、ＬＥＤ駆動回路は、全波整流された脈流が入力される給電端を一端とするＬＥＤ列であって、互いに直列接続されたＮ個（Ｎは３以上の整数）のＬＥＤを有する前記ＬＥＤ列と、前記給電端と前記給電端から数えてｊ段目（ｊは２以上Ｎ未満の整数）のＬＥＤとの間のＬＥＤの導通を切り替える導通切替部とを含み、脈流の（瞬時）電圧値が最高値となっても前記給電端から数えて［Ｎ−ｊ＋２］段目からＮ段目までのＬＥＤを点灯させるには不十分である場合、前記導通切替部により前記給電端と前記ｊ段目のＬＥＤとの間を導通させることにより、前記給電端から数えて１段目から［ｊ−１］段目までのＬＥＤを消灯させるとともに、前記ｊ段目からＮ段目までのＬＥＤを点灯させる。

また、該ＬＥＤ駆動回路は、前記ＬＥＤ列に設けられた複数の引き出し端と、前記複数の引き出し端に接続された複数のトランジスタと、前記複数のトランジスタの各々に接続された複数のスイッチと、前記導通切替部及び前記スイッチを制御する駆動制御部とをさらに含んでいてもよく、前記駆動制御部が、前記脈流の瞬時電圧値に応じて前記複数のスイッチを制御し前記複数のトランジスタの各々に流れる電流を制御する。

［第２実施形態］＜ＬＥＤ駆動電流のアナログ制御法＞
図３は、本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ駆動回路２１０の概略回路図である。いわゆるフルアナログ回路であり、相対的には上述の第１実施形態よりも実装の難易度が高い（なお、フルデジタル回路での発振抑制やフルアナログ回路の実装難易度を勘案した、デジタル・アナログ混在回路が、さらに後述する第３実施形態となる）。

図３に示すように、ＬＥＤ駆動回路２１０は、全波整流器ＦＲ１、ＬＥＤ列１５０、複数のトランジスタ等を有する定電流駆動回路２３０、及び導通切替部２４０を有する。なお、第１実施形態と同じ要素については同じ符号を付してその説明は省略する。

ＬＥＤ駆動回路２１０は、オペアンプＯｐ１、定電流駆動用のトランジスタＱ１〜Ｑ５、スイッチ用トランジスタ制御用トランジスタＱ２１、Ｑ３１、スイッチ用トランジスタ駆動用トランジスタＱ６１、Ｑ６２、スイッチ用トランジスタ（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）Ｑ６０、抵抗Ｒ１〜Ｒ５、Ｒｓ１〜Ｒｓ４、Ｒｇ１１、Ｒｇ２２を含み、これらは図３に示すようにＬＥＤ列１５０を定電流駆動するための定電流駆動回路２３０を構成する。各トランジスタはＭＯＳＦＥＴであるが、これに限定されるものではなく、また１列のＬＥＤもこれに限定されるものではなく、複数列、直並列、各列数で数を可変する等、さまざまな接続形態が可能なのであり、これらを代表として１列として説明するものである。

図３に示されるように、ＬＥＤ列１５０を駆動する為のトランジスタとしては、例示的にＱ１〜Ｑ５、Ｑ２１、Ｑ３１、Ｑ６１、Ｑ６２を示しているがこれに限定されるものではない。また、ＬＥＤ列１５には、１０個のＬＥＤ（Ｄ１〜Ｄ１０）が含まれ、３つの引き出し端１５１〜１５３を設けているが、これに限定されるものではない。

ＬＥＤ駆動回路２１０において、トランジスタＱ１のドレインは、ＬＥＤ列１５０の第１の引き出し端１５１に接続され、ゲートは抵抗Ｒ１〜Ｒ４を通じてオペアンプＯｐ１の出力端に接続されるとともにＲ５を介して接地され、ソースは抵抗Ｒｆ２１と共にオペアンプＯｐ１の入力端（−側）に接続されるとともにＲｓ１、Ｒｓ２、Ｒｓ３を経由して接地されている。

また、トランジスタＱ２のドレインは、ＬＥＤ列１５０の第２の引き出し端１５２へ接続され、ゲートは抵抗Ｒ１〜Ｒ３を通じてオペアンプＯｐ１の出力端に、また他端はＲ４に接続され、ソースは抵抗Ｒｓ１を経てＲｆ２１と共にオペアンプＯｐ１の入力端（−側）に接続されると共にＲｓ２、Ｒｓ３を経て接地されている。

トランジスタＱ３のドレインは、ＬＥＤ列１５０の第３の引き出し端１５３へ接続され、ゲートは抵抗Ｒ１〜Ｒ２を通じてオペアンプＯｐ１の出力端に接続され、ソースは抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ２を経てＲｆ２１と共にオペアンプＯｐ１の入力端（−側）に接続されると共にＲｓ３を経て接地されている。

トランジスタＱ４のドレインは、ＬＥＤ列１５０の終端１５０Ｂへ接続され、ゲートは抵抗Ｒ１を通じてオペアンプＯｐ１の出力端に接続され、ソースは抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ２を経てＲｆ２１と共にオペアンプＯｐ１の入力端（−側）に接続されると共にＲｓ３を経て接地されている。

トランジスタＱ５のドレインは、ＬＥＤ列１５０の終端１５０Ｂへ接続され、ゲートはオペアンプＯｐ１の出力端に接続され、ソースは抵抗Ｒｆ２２を通じてオペアンプＯｐ１の入力端（−側）に接続されると共にＲｓ４を経て接地されている。

トランジスタＱ２１のドレインは、トランジスタＱ６１のゲートに接続され、ゲートはトランジスタＱ２のゲートに接続され、ソースはトランジスタＱ３のソースに接続されている。

トランジスタＱ３１のドレインは、トランジスタＱ６２のゲートに接続され、ゲートはトランジスタＱ３のゲートに接続され、ソースはトランジスタＱ３のソースに接続されている。

トランジスタＱ６１のソースは、トランジスタＱ３のソースに接続され、ゲートはトランジスタＱ２１のドレインと抵抗Ｒｇ１１の片端に接続されており、抵抗Ｒｇ１１のもう一端はトランジスタＱ３のゲートに接続されている。

トランジスタＱ６２のソースは、トランジスタＱ４のソースに接続され、ゲートはトランジスタＱ３１のドレインと抵抗Ｒｇ２２の片端に接続されており、抵抗Ｒｇ２２のもう一端はトランジスタＱ４のゲートに接続されている。

トランジスタＱ６１とＱ６２のドレインは、抵抗Ｒｃ２を経て導通切替部２４０のスイッチ用トランジスタＱ６０のゲートに接続されている。

スイッチ用トランジスタＱ６０はＰチャネルのＭＯＳＦＥＴで、ソースはＬＥＤ列１５０の給電端１５０Ａに接続され、ドレインは第２段目のＬＥＤ（Ｄ２）の陽極に接続されて、ゲートは一端を抵抗Ｒｃ２とＲｃ１に接続され、Ｒｃ１のもう一端はＬＥＤ列１５０の給電端１５０Ａに接続されている。

また、オペアンプＯｐ１の他方の入力端（＋側）には、基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。

ＬＥＤ駆動回路２１０のトランジスタＱ１〜Ｑ５は、スイッチを兼ねた定電流源として動作し、トランジスタＱ２１、Ｑ３１、Ｑ６１、Ｑ６２は導通切替部２４０のスイッチ用トランジスタＱ６０の導通・非導通を制御するよう動作する。

オペアンプＯｐ１の出力は、抵抗Ｒ１〜Ｒ５によって分圧され、分圧された電圧により、トランジスタＱ１〜Ｑ５が駆動される。図３に示すように、オペアンプＯｐ１の出力電圧がトランジスタＱ５のゲートに印加され、抵抗Ｒ１とＲ２間の電圧がトランジスタＱ４のゲートに印加され、抵抗Ｒ２とＲ３間の電圧がトランジスタＱ３のゲートに印加され、抵抗Ｒ３とＲ４間の電圧がトランジスタＱ２のゲートに印加され、抵抗Ｒ４とＲ５間の電圧がトランジスタＱ１のゲートに印加される。

なお、ＬＥＤ駆動回路２１０の電流制御に係る回路動作の概略について説明すると、図３に示されるように、ＬＥＤ駆動回路２１０は、トランジスタＱ１〜Ｑ５にそれぞれ流れる電流Ｉ１〜Ｉ５の電流値が、
Ｖｒｅｆ×（Ｒｆ２１／２＋Ｒｆ１）／Ｒｆ１
＝（Ｒｓ１＋Ｒｓ２＋Ｒｓ３）×Ｉ１
＝（Ｒｓ２＋Ｒｓ３）×Ｉ２
＝Ｒｓ３×Ｉ３
＝Ｒｓ３×Ｉ４
＝Ｒｓ４×Ｉ５
但し、Ｒｆ２１＝Ｒｆ２２
を満たす様に動作する。

そして、重要な特徴を続けて説明すると、第２実施形態で示されたフルアナログ回路は、第１実施形態で示されたフルデジタル回路で実施した瞬時電圧値のピーク予測は行わず、替わりに電圧の高低の波に応じて各スイッチ素子が具合よくオン／オフされるように構成されている点に特徴がある（つまり、上述した回路構成によりこの機能が実現される）。

また、図５に示された従来のアナログ回路との大きな相違点として、図３におけるスイッチ用トランジスタＱ６０のオン／オフ制御がある。つまり、図５に示された従来のアナログ回路では、Ｑ１が導通しているとき、Ｑ２及びＱ３も導通状態にあるが、図３に示されたアナログ回路では、Ｑ１が導通していてもＱ６０は導通させないという制御が可能である。

具体的には、Ｑ６０は、低い段数用のスイッチ用トランジスタでありながら、しかるべき時（本発明に特有の動作であるＬＥＤストリング両端における点灯／消灯状態を反転制御させる時）まで動作しない仕組みを有している。つまり、Ｑ２が導通するとＱ２１も導通するが、このＱ２１がＱ６１（ＭＯＳ）のゲートをゼロボルト近くまで引っ張っており、Ｑ６１は動かずオフ状態を維持する。そして、Ｑ６２もこれと同様の原理でオフ状態となる。これにより、Ｑ６０は作動しないのである。

第２実施形態にかかるフルアナログ回路は、上述した回路構成および特有の動作原理を有しており、これらにより、第１実施形態と同様の効果を奏するものとなる。

［第３実施形態］＜ＬＥＤ駆動電流のデジタル・アナログ混在制御法＞
図４は、本発明の第３実施形態に係るＬＥＤ駆動回路３１０の概略回路図である。いわゆるハイブリッド回路である。このようなハイブリッド構成にする意義は、フルデジタル構成における系の安定性確保を別の観点から達成しようとするものである。つまり、フルデジタルで行われていた系の安定性は、ハイブリッド構成ではアナログ回路部分が担うことになる。これにより、系の安定性確保に必要であったＣＰＵ（ＭＰＵ）のパワーは解放され、余剰分を正確なピーク予測、状態予測、及びスイッチングに振り分けることができる。

図４に示すように、ＬＥＤ駆動回路３１０は、全波整流器ＦＲ１、駆動制御部１２０、複数のトランジスタ等を有する定電流駆動回路３３０、及び導通切替部１４０を有する。本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路３１０は、第１実施形態に係るＬＥＤ駆動回路１１０と第２実施形態に係るＬＥＤ駆動回路２１０とを単純に組み合わせたというよりは、第１実施形態に係るＬＥＤ駆動回路１１０の一部をアナログ回路構成で置換したもの、あるいは、ＬＥＤ回路１１０にアナログ回路を追加したものという性格を有する。なお、第１及び第２実施形態と同じ要素については同じ符号を付してその説明は省略する。

図４に示された駆動回路３１０を、図１に示された駆動回路１１０と比較すれば明らかなように、図４に示された駆動回路３１０には、系の安定性を確保するための構成として、入力端（＋側）が電流値設定ＤＡＣ１２３へ接続され、入力端（−側）の一方が抵抗Ｒｆ１を経て接地され他端が抵抗Ｒｆ２を経てトランジスタＱ１のソース及び抵抗Ｒｓ１に接続され、出力端の一方が抵抗Ｒｉ１に接続され（あるいは、抵抗Ｒｉ１及び抵抗Ｒｉ２を経て接地され）他端がスイッチＳｗ０１、Ｓｗ０２、Ｓｗ０３、Ｓｗ０４に接続されたＯｐ１が実装されている。

また、図１に示された駆動回路１１０におけるスイッチＳｗ２１は、図４に示された駆動回路３１０ではトランジスタＱ６１に置き換わっている。

このように構成されたハイブリッド駆動回路３１０では、定電圧制御はアナログ回路部分が負担することになる。例えば、Ｑ１〜Ｑ４までの１対のスイッチの電圧に応じた切り替わりがアナログ制御される。具体的には、（１）まず、Ｑ１とＱ２とが同時に動く状態に向かって制御され、（２）Ｑ１が動きＱ２も動くような電圧状況になったら、Ｑ２とＱ３が同時に動くように切り替えられ、（３）Ｑ２が動きＱ３も動くような電圧状況になったら、Ｑ３とＱ４が同時に動くように切り替えられ、（４）以下、同様に、同時に隣り合った２つのスイッチ（Ｑ１とＱ２、Ｑ２とＱ３、Ｑ３とＱ４）が変遷して動作するように制御される。

一方で、スイッチＱ６０の制御は、駆動回路１１０と同様にデジタル制御される。そのための尖頭値を含む基準点から所定の経過時間後の波高値検出（尖頭値等の検出）も駆動回路１１０と同様に必要である。駆動回路３１０により、スイッチＱ１〜Ｑ４に対する個別の切り替えをする必要がなくなり、ＣＰＵ（ＭＰＵ）のスイッチ切り換えについての時間管理負担が軽減され、その分、系の安定性の向上に寄与することとなる。

本発明は、具体的に記載された上記実施形態に限定されるものではない。

１１０、２１０、３１０：ＬＥＤ駆動回路
１２０：駆動制御部
１３０、２３０、３３０：定電流駆動回路
１４０、２４０：導通切替部
１５０：ＬＥＤ列
１５０Ａ：供給端
１５１〜１５３：引き出し端

Claims (10)

1. 全波整流された脈流が入力される給電端を一端とするＬＥＤ列であって、互いに直列接続されたＮ個（Ｎは３以上の整数）のＬＥＤを有する前記ＬＥＤ列と、
   前記給電端と前記給電端から数えてｊ段目（ｊは２以上Ｎ未満の整数）のＬＥＤとの間のＬＥＤの導通が切り替わる導通切替部と、
   前記導通切替部を制御する駆動制御部と、
   を含むＬＥＤ駆動回路における前記ＬＥＤ列のＬＥＤを駆動する方法であって、
   前記駆動制御部は、脈流の尖頭値予測をしており、
   前記駆動制御部の前記尖頭値予測により、脈流の瞬時電圧値が最高値となっても前記給電端から数えて［Ｎ−ｊ＋２］段目からＮ段目までのＬＥＤを点灯させるには不十分であると予測された場合、前記導通切替部により前記給電端と前記ｊ段目のＬＥＤとの間が導通されることにより、前記給電端から数えて１段目から［ｊ−１］段目までのＬＥＤが消灯されるとともに、前記ｊ段目からＮ段目までのＬＥＤが点灯されるステップ
   を含む方法。
2. 前記ＬＥＤ駆動回路は、
   前記ＬＥＤ列に設けられた複数の引き出し端と、前記複数の引き出し端に接続された複数のトランジスタと、前記複数のトランジスタの各々に接続された複数のスイッチとを含む定電流駆動回路部と、
   前記導通切替部及び前記スイッチを制御する駆動制御部と
   をさらに含み、
   前記駆動制御部により、前記脈流の前記瞬時電圧値に応じて前記複数のスイッチを制御し前記複数のトランジスタの各々に流れる電流を制御するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
3. 前記駆動制御部により、前記脈流の直近複数個の波形情報を蓄積するステップと、
   前記蓄積した前記波形情報を基に、前記脈流の前記瞬時電圧値から前記脈流の尖頭値を含む波形を予測するステップをさらに含み、
   前記脈流の前記瞬時電圧値は前記予測した尖頭値を含む波形である、請求項２に記載の方法。
4. 前記駆動制御部は、入力電圧測定用ＡＤＣと、スイッチ制御部と、電流値設定用ＤＡＣと、前記入力電圧測定用ＡＤＣ、前記スイッチ制御部、及び前記電流値設定用ＤＡＣを制御する制御ＭＰＵとを含み、
   前記スイッチ制御部は、前記複数のトランジスタの各々に接続された複数のスイッチと、前記導通切替部とを制御するものであり、
   前記複数のトランジスタの各々に接続された複数のスイッチの端部は前記電流値設定用ＤＡＣに接続され、
   前記複数のトランジスタのうちの少なくとも１のトランジスタのソースは前記入力電圧測定用ＡＤＣへ帰還接続される請求項２又は３に記載の方法。
5. 前記駆動制御部は、入力電圧測定用ＡＤＣと、スイッチ制御部と、電流値設定用ＤＡＣと、前記入力電圧測定用ＡＤＣ、前記スイッチ制御部、及び前記電流値設定用ＤＡＣを制御する制御ＭＰＵとを含み、
   前記スイッチ制御部は、少なくとも前記導通切替部を制御するものであり、
   前記定電流駆動回路部に対する定電圧制御を行う定電圧制御部を更に備え、
   前記定電圧制御部は、
   入力端（＋側）が前記電流値設定用ＤＡＣへ接続され、
   入力端（−側）の一方が抵抗を経て接地され他端が抵抗を経て前記複数のトランジスタのうちの１つのソースに接続され、
   出力端の一方が抵抗を経て接地され他端が前記複数のスイッチに接続された
   オペアンプを備える
   請求項２又は３に記載の方法。
6. 全波整流された脈流が入力される給電端を一端とするＬＥＤ列であって、互いに直列接続されたＮ個（Ｎは３以上の整数）のＬＥＤを有する前記ＬＥＤ列と、
   前記給電端と前記給電端から数えてｊ段目（ｊは２以上Ｎ未満の整数）のＬＥＤとの間のＬＥＤの導通が切り替わる導通切替部と、
   前記導通切替部を制御する駆動制御部と、
   を含み、
   前記駆動制御部は、脈流の尖頭値予測をしており、
   前記駆動制御部の前記尖頭値予測により、脈流の瞬時電圧値が最高値となっても前記給電端から数えて［Ｎ−ｊ＋２］段目からＮ段目までのＬＥＤを点灯させるには不十分であると予測された場合、前記導通切替部により前記給電端と前記ｊ段目のＬＥＤとの間が導通されることにより、前記給電端から数えて１段目から［ｊ−１］段目までのＬＥＤが消灯されるとともに、前記ｊ段目からＮ段目までのＬＥＤが点灯されるよう制御される、
   ことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
7. 前記ＬＥＤ駆動回路は、
   前記ＬＥＤ列に設けられた複数の引き出し端と、前記複数の引き出し端に接続された複数のトランジスタと、前記複数のトランジスタの各々に接続された複数のスイッチとを含む定電流駆動回路部と、
   前記導通切替部及び前記スイッチを制御する駆動制御部と
   をさらに含み、
   前記駆動制御部が、前記脈流の前記瞬時電圧値に応じて前記複数のスイッチを制御し前記複数のトランジスタの各々に流れる電流を制御する、請求項６に記載のＬＥＤ駆動回路。
8. 前記駆動制御部が、前記脈流の直近複数個の波形情報を蓄積し、前記蓄積した前記波形情報を基に、前記脈流の前記瞬時電圧値から前記脈流の尖頭値を含む波形を予測し、
   前記脈流の前記瞬時電圧値は前記予測した尖頭値を含む波形である、請求項７に記載のＬＥＤ駆動回路。
9. 前記駆動制御部は、入力電圧測定用ＡＤＣと、スイッチ制御部と、電流値設定用ＤＡＣと、前記入力電圧測定用ＡＤＣ、前記スイッチ制御部、及び前記電流値設定用ＤＡＣを制御する制御ＭＰＵとを含み、
   前記スイッチ制御部は、前記複数のトランジスタの各々に接続された複数のスイッチと、前記導通切替部とを制御するものであり、
   前記複数のトランジスタの各々に接続された複数のスイッチの端部は前記電流値設定用ＤＡＣに接続され、
   前記複数のトランジスタのうちの少なくとも１のトランジスタのソースは前記入力電圧測定用ＡＤＣへ帰還接続される請求項７又は８に記載のＬＥＤ駆動回路。
10. 前記駆動制御部は、入力電圧測定用ＡＤＣと、スイッチ制御部と、電流値設定用ＤＡＣと、前記入力電圧測定用ＡＤＣ、前記スイッチ制御部、及び前記電流値設定用ＤＡＣを制御する制御ＭＰＵとを含み、
    前記スイッチ制御部は、少なくとも前記導通切替部を制御するものであり、
    前記定電流駆動回路部に対する定電圧制御を行う定電圧制御部を更に備え、
    前記定電圧制御部は、
    入力端（＋側）が前記電流値設定用ＤＡＣへ接続され、
    入力端（−側）の一方が抵抗を経て接地され他端が抵抗を経て前記複数のトランジスタのうちの１つのソースに接続され、
    出力端の一方が抵抗を経て接地され他端が前記複数のスイッチに接続された
    オペアンプを備える
    請求項７又は８に記載のＬＥＤ駆動回路。