JP6832894B2

JP6832894B2 - Power converter

Info

Publication number: JP6832894B2
Application number: JP2018149202A
Authority: JP
Inventors: 青木　渉; 渉青木
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2018-08-08
Filing date: 2018-08-08
Publication date: 2021-02-24
Anticipated expiration: 2038-08-08
Also published as: JP2020025419A

Description

本願は、測定回路を備えた電力変換装置に係り、特に、測定回路の誤測定防止に関するものである。 The present application relates to a power conversion device provided with a measurement circuit, and more particularly to prevention of erroneous measurement of the measurement circuit.

電力変換装置は、例えば、スイッチング素子で構成される電力変換器と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、駆動回路に電源を供給する電源回路と、駆動回路を制御する制御回路と、電力変換器内を流れる電流を制御し短絡故障による過電流を測定するための電流測定回路とを備える。 The power converter is, for example, a power converter composed of switching elements, a drive circuit that supplies a drive signal that drives the switching element on and off, a power supply circuit that supplies power to the drive circuit, and a control that controls the drive circuit. It includes a circuit and a current measuring circuit for controlling the current flowing in the power converter and measuring an overcurrent due to a short circuit failure.

そして、この電流測定回路には、通例、コストを抑えるため、シャント抵抗と、このシャント抵抗の両端電圧信号を増幅する回路と、増幅された信号を制御部に伝える絶縁ＩＣとが使用される。ところで、これら電流測定回路およびその電源回路は、安全対策等から、電力変換装置を収納する筐体から絶縁する必要がある。
従って、電流測定回路をスイッチング素子毎に設けると、電流測定回路の数が増大し、その分、電力変換装置が大型化しコストも増大する。 In this current measurement circuit, a shunt resistor, a circuit that amplifies the voltage signal across the shunt resistor, and an insulating IC that transmits the amplified signal to the control unit are usually used in order to reduce the cost. By the way, these current measurement circuits and their power supply circuits need to be insulated from the housing for accommodating the power conversion device for safety measures and the like.
Therefore, if a current measuring circuit is provided for each switching element, the number of current measuring circuits increases, and the power conversion device becomes larger and the cost increases accordingly.

その解決策として、例えば、特許文献１には、複数のスイッチング素子を備え入力電力を直流電力に変換する第一の電力変換器と、複数のスイッチング素子を備え前記直流電力を変換して負荷に出力する第二の電力変換器とを備えた電力変換装置において、前記直流電力の端子間に接続された平滑コンデンサと直列に電流測定回路を挿入するものが紹介されている。 As a solution to this, for example, Patent Document 1 includes a first power converter having a plurality of switching elements to convert input power into DC power, and a plurality of switching elements to convert the DC power into a load. In a power conversion device provided with a second power converter for output, a device in which a current measurement circuit is inserted in series with a smoothing capacitor connected between the terminals of the DC power has been introduced.

これにより、一般的にはスイッチング素子毎に必要となる電流測定回路を一つに集約することで、電力変換装置の小型化低価格化が可能となる。 As a result, it is possible to reduce the size and price of the power conversion device by consolidating the current measurement circuits generally required for each switching element into one.

特許第６２３９０２４号公報Japanese Patent No. 6239024

また、特許文献１には、第一の電力変換器と第二の電力変換器との負側接続点間に電流測定回路を接続し、電流測定回路としてシャント抵抗を用いた構成とすると、シャント抵抗を用いた電流測定回路と下アームを構成するスイッチング素子の駆動回路との基準電位が同一となることから、電流測定回路の電源と駆動回路の電源とを共通化できるので、電力変換装置の更なる小型化低価格化が実現できるとされている（同特許文献１の明細書段落００２８、００３８参照）。 Further, in Patent Document 1, it is assumed that a current measuring circuit is connected between the negative connection points of the first power converter and the second power converter and a shunt resistor is used as the current measuring circuit. Since the reference potential of the current measurement circuit using a resistor and the drive circuit of the switching element constituting the lower arm are the same, the power supply of the current measurement circuit and the power supply of the drive circuit can be shared, so that the power converter of the power converter It is said that further miniaturization and cost reduction can be realized (see paragraphs 0028 and 0038 of the specification of Patent Document 1).

しかるに、上述したように、電流測定回路の電源と下アームを構成するスイッチング素子の駆動回路の電源とを共有化する、即ち、単一の電源回路から電流測定回路と駆動回路とに電源を供給する構成とすると、以下の通り新たな課題が発生する。 However, as described above, the power supply of the current measurement circuit and the power supply of the drive circuit of the switching element constituting the lower arm are shared, that is, power is supplied to the current measurement circuit and the drive circuit from a single power supply circuit. With this configuration, new issues will arise as follows.

前記直流電力の端子間に接続される電流測定回路と直列に挿入される平滑コンデンサは、前記直流電力を平滑化するものであることから一般的に大型大容量のものが必要となる。この結果、この直流電力の端子と各スイッチング素子とを接続する主回路配線は長大化し、この主回路配線自体に存在する寄生インダクタンスが無視できない。 Since the smoothing capacitor inserted in series with the current measuring circuit connected between the terminals of the DC power smoothes the DC power, a large-sized and large-capacity capacitor is generally required. As a result, the main circuit wiring connecting the DC power terminal and each switching element becomes long, and the parasitic inductance existing in the main circuit wiring itself cannot be ignored.

そのため、電力変換器におけるスイッチング素子のスイッチング動作に伴い主回路配線を流れる急峻な電流変化により前記寄生インダクタンスにサージ電圧が発生する。
そして、電流測定回路の電源と駆動回路の電源とを共有化している場合は、この寄生インダクタンスに発生したサージ電圧が電流測定回路の測定信号に重畳する可能性がある。 Therefore, a surge voltage is generated in the parasitic inductance due to a steep current change flowing through the main circuit wiring accompanying the switching operation of the switching element in the power converter.
When the power supply of the current measurement circuit and the power supply of the drive circuit are shared, the surge voltage generated in this parasitic inductance may be superimposed on the measurement signal of the current measurement circuit.

その結果、電流測定信号を制御に使用する場合は、例えば、意図する制御が行われなくなる、また、電流測定信号を短絡保護に使用する場合は、例えば、素子短絡が発生していないにも拘わらず短絡発生と検知して電力変換器の動作を停止させたり、素子短絡が発生したにも拘わらず未検知のまま動作を続け電力変換装置全体の破壊に繋がる等の不具合が生じ得ることになる。 As a result, when the current measurement signal is used for control, for example, the intended control is not performed, and when the current measurement signal is used for short circuit protection, for example, even though no element short circuit has occurred. There may be problems such as stopping the operation of the power converter by detecting the occurrence of a short circuit, or continuing the operation without detection even though an element short circuit has occurred, leading to the destruction of the entire power converter. ..

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、回路構成上、たとえ、スイッチング素子の駆動回路と電流測定回路等の測定回路との基準電位が互いに接続されるものであっても、当該測定回路が、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い発生するサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作が可能となる電力変換装置を提供することを目的とする。 The present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and in terms of circuit configuration, even if the drive circuit of a switching element and a measurement circuit such as a current measurement circuit are connected to each other. Even so, it is an object of the present invention to provide a power conversion device capable of performing a normal measurement operation without being affected by a surge voltage generated by the switching operation of the switching element.

本願に開示される第一の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電流測定回路に電源を供給する第二電源回路とを備え、
駆動回路の基準電位に接続された第一電源配線と、電流測定回路の基準電位に接続された第二電源配線とが、主回路配線のみを介して互いに接続され、第一電源回路と第二電源回路とを、第一、第二電源配線の主回路配線を介する接続を除いて、互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。 The first power conversion device disclosed in the present application is for controlling a switching element that is connected to a main circuit wiring and performs a power conversion operation, a drive circuit that supplies a drive signal that drives the switching element on and off, and a switching element. It is equipped with a current measurement circuit that measures current, a first power supply circuit that supplies power to the drive circuit, and a second power supply circuit that supplies power to the current measurement circuit.
The first power supply wiring connected to the reference potential of the drive circuit and the second power supply wiring connected to the reference potential of the current measurement circuit are connected to each other only through the main circuit wiring, and the first power supply circuit and the second power supply circuit are connected. The power supply circuit is electrically isolated from each other except for the connection via the main circuit wiring of the first and second power supply wiring.

本願に開示される第二の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、駆動回路の基準電位に接続された第一電源配線と、電圧測定回路の基準電位に接続された第三電源配線とが、主回路配線のみを介して互いに接続され、第一電源回路と第三電源回路とを、第一、第三電源配線の主回路配線を介する接続を除いて、互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。 The second power conversion device disclosed in the present application is for controlling a switching element that is connected to the main circuit wiring and performs a power conversion operation, a drive circuit that supplies a drive signal that drives the switching element on and off, and a switching element. a voltage measurement circuit for measuring a voltage, a first power supply circuit for supplying power to the drive circuit, and a third power supply circuit for supplying power to the voltage measurement circuit, a first power source connected to the reference potential of the driving circuit The wiring and the third power supply wiring connected to the reference potential of the voltage measurement circuit are connected to each other only through the main circuit wiring, and the first power supply circuit and the third power supply circuit are connected to the first and third power supply wirings. Except for the connection via the main circuit wiring of, it is assumed that they are electrically isolated from each other.

本願に開示された第三の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電流測定回路に電源を供給する第二電源回路と、電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、駆動回路の基準電位に接続された第一電源配線と、電流測定回路の基準電位に接続された第二電源配線と、電圧測定回路の基準電位に接続された第三電源配線とが、主回路配線のみを介して互いに接続され、第一電源回路と第二電源回路とを、第一、第二電源配線の主回路配線を介する接続を除いて、互いに電気的に絶縁されたものとするとともに、第一電源回路と第三電源回路とを、第一、第三電源配線の主回路配線を介する接続を除いて、互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。 The third power conversion device disclosed in the present application is for controlling a switching element that is connected to a main circuit wiring and performs a power conversion operation, a drive circuit that supplies a drive signal that drives the switching element on and off, and a switching element. A current measurement circuit that measures current, a voltage measurement circuit that measures voltage to control switching elements, a first power supply circuit that supplies power to the drive circuit, and a second power supply circuit that supplies power to the current measurement circuit. And a third power supply circuit that supplies power to the voltage measurement circuit, the first power supply wiring connected to the reference potential of the drive circuit, the second power supply wiring connected to the reference potential of the current measurement circuit, and the voltage. The third power supply wiring connected to the reference potential of the measurement circuit is connected to each other only through the main circuit wiring, and the first power supply circuit and the second power supply circuit are connected to the main circuit wiring of the first and second power supply wiring. The first power supply circuit and the third power supply circuit are connected to each other except for the connection via the main circuit wiring of the first and third power supply wirings , while being electrically isolated from each other except for the connection via the above. It is electrically insulated.

本願に開示される各電力変換装置によれば、スイッチング素子に駆動信号を供給する駆動回路に電源を供給する第一電源回路と各測定回路に電源を供給する第二電源回路またはおよび第三電源回路とを互いに電気的に絶縁された電源としたので、当該各測定回路が、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い発生するサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作が可能となる電力変換装置が得られる。 According to each power converter disclosed in the present application, a first power supply circuit that supplies power to a drive circuit that supplies a drive signal to a switching element and a second power supply circuit or a third power supply that supplies power to each measurement circuit. Since the circuits are electrically insulated from each other, the power conversion device enables each measurement circuit to perform normal measurement operation without being affected by the surge voltage generated by the switching operation of the switching element. can get.

実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the electric power conversion apparatus by Embodiment 1. FIG. 比較例としての電力変換装置の全体構成とスイッチング素子のスイッチング動作により寄生インダクタンス１５ａにサージ電圧が発生する様子を説明するための図である。It is a figure for demonstrating how the surge voltage is generated in the parasitic inductance 15a by the whole structure of the power conversion apparatus as a comparative example, and the switching operation of a switching element. 電流センサ３０のオペアンプ３３を含む差動増幅回路の基本となる動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the basic operation of the differential amplifier circuit including the operational amplifier 33 of the current sensor 30. 比較例としての電力変換装置における電流センサ３０の動作を説明するための図で、サージ電圧が発生していないタイミングにおけるものである。It is a figure for demonstrating the operation of the current sensor 30 in the power conversion apparatus as a comparative example, and is at the timing when surge voltage is not generated. 比較例としての電力変換装置における電流センサ３０の動作を説明するための図で、サージ電圧が発生しているタイミングにおけるものである。It is a figure for demonstrating the operation of the current sensor 30 in the power conversion apparatus as a comparative example, and is at the timing when a surge voltage is generated. 実施の形態１による電力変換装置における電流センサ３０の動作を説明するための図で、サージ電圧が発生しているタイミングにおけるものである。FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the current sensor 30 in the power conversion device according to the first embodiment, and is at the timing when a surge voltage is generated. 比較例としての電力変換装置の全体構成とスイッチング素子のスイッチング動作により寄生インダクタンス１５ｂにサージ電圧が発生する様子を説明するための図である。It is a figure for demonstrating how the surge voltage is generated in the parasitic inductance 15b by the whole structure of the power conversion apparatus as a comparative example, and the switching operation of a switching element. 実施の形態２による電力変換装置における、電流センサ３０および各駆動回路に電源を供給することができる共通電源回路５０１の内部構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing an internal configuration of a common power supply circuit 501 capable of supplying power to the current sensor 30 and each drive circuit in the power conversion device according to the second embodiment. 実施の形態３による電力変換装置の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the power conversion apparatus by Embodiment 3. FIG. 実施の形態４による電力変換装置の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the power conversion apparatus according to Embodiment 4. 実施の形態５による電力変換装置の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the power conversion apparatus according to Embodiment 5.

実施の形態１．
図１は実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す図である。図１の電力変換装置は、全体としては、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを直流電圧Ｖｏｕｔに電力変換してバッテリ等の直流負荷１１に出力するもので、交流電源１が接続された入力電圧端子としての交流電圧端子６０、６１と後述する平滑コンデンサ５が接続された平滑コンデンサ端子６２、６３との間で電力変換を行う交流／直流電力変換器としてのＡＣ／ＤＣコンバータ１０１と、平滑コンデンサ端子６２、６３間に互いに直列に接続された、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の出力を平滑する平滑コンデンサ５および電流測定回路としての電流センサ３０と、平滑コンデンサ端子６２、６３と出力電圧端子としての直流電圧端子６４、６５との間で電力変換を行う直流／直流電力変換器としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１０２とを備えている。 Embodiment 1.
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of the power conversion device according to the first embodiment. As a whole, the power conversion device of FIG. 1 converts the AC voltage Vin of the AC power supply 1 into a DC voltage Vout and outputs it to a DC load 11 such as a battery, and is an input voltage terminal to which the AC power supply 1 is connected. AC / DC converter 101 as an AC / DC power converter that performs power conversion between the AC voltage terminals 60 and 61 and the smoothing capacitor terminals 62 and 63 to which the smoothing capacitor 5 described later is connected, and the smoothing capacitor terminal. A smoothing capacitor 5 that smoothes the output of the AC / DC converter 101 and a current sensor 30 as a current measurement circuit, and a DC voltage as the smoothing capacitor terminals 62 and 63 and the output voltage terminal, which are connected in series between 62 and 63. It includes a DC / DC converter 102 as a DC / DC power converter that converts power between the terminals 64 and 65.

ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、力率改善用のＰＦＣ（ＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｌｌｅｃｔｉｏｎ）リアクトル２と、ソースドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなる半導体スイッチング素子（以下、単に、スイッチング素子と称す）３ａ、３ｂをハーフブリッジ構成した回路と、それと並列に半導体整流素子であるダイオード４ａ、４ｂを直列接続した直列回路とで構成するトーテムポール型であって、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを平滑コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃに整流する整流回路３として構成されている。 The AC / DC converter 101 is a semiconductor switching element (hereinafter, simply referred to as a semiconductor switching element) composed of a PFC (Power Voltage Collection) reactor 2 for improving the power factor and a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) having a diode built in between the source and drain. It is a totem pole type consisting of a circuit in which 3a and 3b (referred to as switching elements) are half-bridged and a series circuit in which diodes 4a and 4b, which are semiconductor rectifying elements, are connected in series in parallel with the circuit. It is configured as a rectifier circuit 3 that rectifies the voltage Vin to the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 5.

なお、スイッチング素子３ａ、３ｂは、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型半導体スイッチング素子でもよい。 The switching elements 3a and 3b are not limited to MOSFETs, and may be self-extinguishing semiconductor switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) in which diodes are connected in antiparallel.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、トランス７と、トランス７の一次巻線７ａに接続され、ソースドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子６ａ〜６ｄをフルブリッジ構成して、平滑コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換するインバータとしての単相インバータ６と、トランス７の二次巻線７ｂに接続され、ダイオード８ａ〜８ｄをフルブリッジ構成した整流回路８とを備える。また、整流回路８の出力側には平滑リアクトル９と出力コンデンサ１０が接続され、直流負荷１１へ直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。 The DC / DC converter 102 is connected to the transformer 7 and the primary winding 7a of the transformer 7, and has a full bridge configuration of switching elements 6a to 6d composed of MOSFETs having a diode built in between the source and drain to form a smoothing capacitor 5. It includes a single-phase inverter 6 as an inverter that converts a DC voltage Vdc into an AC voltage, and a rectifying circuit 8 that is connected to the secondary winding 7b of the transformer 7 and has diodes 8a to 8d fully bridged. Further, a smoothing reactor 9 and an output capacitor 10 are connected to the output side of the rectifier circuit 8, and a DC voltage Vout is output to the DC load 11.

スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄのゲート端子とソース端子とには、これらスイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路２１ａ、２１ｂ、２２ａ〜２２ｄが接続されている。
また、駆動回路２１ａ、２２ａ、２２ｃには、第一電源回路としての制御電源２５ａ、２６ａ、２６ｃが接続され、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄには第一電源回路としての制御電源２５ｂが接続されている。 Drive circuits 21a, 21b, 22a to 22d for supplying drive signals for on / off driving these switching elements are connected to the gate terminals and source terminals of the switching elements 3a, 3b, 6a to 6d.
Further, the drive circuits 21a, 22a, 22c are connected to the control power supplies 25a, 26a, 26c as the first power supply circuit, and the drive circuits 21b, 22b, 22d are connected to the control power supply 25b as the first power supply circuit. ing.

電流センサ３０は、シャント抵抗３２と、抵抗３１ａ〜３１ｄおよびオペアンプ３３によって構成される差動増幅回路が含まれ、オペアンプ３３の電源端子には、第二電源回路としての制御電源３５が接続されている。 The current sensor 30 includes a shunt resistor 32, a differential amplifier circuit composed of resistors 31a to 31d and an operational amplifier 33, and a control power supply 35 as a second power supply circuit is connected to the power supply terminal of the operational amplifier 33. There is.

なお、各スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄ、ダイオード４ａ、４ｂ、電流センサ３０、平滑コンデンサ端子６２、６３等は、互いに主回路配線１４で接続されており、この主回路配線１４上の寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂの存在、また、各駆動回路および電流センサ３０と各制御電源とは電源配線で接続されておりこれら電源配線に係る接続構成は、本願の要部に係るテーマであるので、以下で、詳細に説明するものとする。
他方、各駆動回路を制御する制御系については、本願の主題ではないので図示しての説明は省略している。 The switching elements 3a, 3b, 6a to 6d, the diodes 4a and 4b, the current sensor 30, the smoothing capacitor terminals 62, 63, etc. are connected to each other by the main circuit wiring 14, and are parasitic on the main circuit wiring 14. The existence of the capacitors 15a and 15b, each drive circuit, the current sensor 30, and each control power supply are connected by power supply wiring, and the connection configuration related to these power supply wiring is the theme of the main part of the present application. So, I will explain in detail.
On the other hand, the control system that controls each drive circuit is not the subject of the present application, and thus the description thereof is omitted.

ここでは、先ず、課題の欄で既述した内容の理解を容易とするため、先の特許文献１の記載内容に基づき作成した図２を本願の比較例として設定して説明するものとする。
図２は、比較例としての電力変換装置の全体構成とスイッチング素子のスイッチング動作により寄生インダクタンス１５ａにサージ電圧が発生する様子を説明するものである。
主回路配線１４が関係する部分は、先の図１の構成と全く同一である。そして、電源配線に関係する部分は、図２では、既述した特許文献１で適用されているように、基準電位が同一になることから装置の小型化を図る目的で、下アームを構成するスイッチング素子３ｂ、６ｂ、６ｄの駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄに電源を供給する制御電源２５ｂが、合わせて電流センサ３０にも電源を供給する構成としている。 Here, first, in order to facilitate understanding of the contents described in the section of the subject, FIG. 2 created based on the contents described in the above-mentioned Patent Document 1 will be set and described as a comparative example of the present application.
FIG. 2 illustrates how a surge voltage is generated in the parasitic inductance 15a due to the overall configuration of the power conversion device as a comparative example and the switching operation of the switching element.
The portion related to the main circuit wiring 14 is exactly the same as the configuration of FIG. 1 above. Then, in FIG. 2, as applied in Patent Document 1 described above, the portion related to the power supply wiring constitutes a lower arm for the purpose of reducing the size of the device because the reference potentials are the same. The control power supply 25b that supplies power to the drive circuits 21b, 22b, 22d of the switching elements 3b, 6b, 6d also supplies power to the current sensor 30.

既述した通り、大容量の平滑コンデンサ５の存在で主回路配線１４が長大化する傾向があり、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の主回路配線１４上には、図に示す寄生インダクタンス１５ａが存在する。
次に、電力変換動作を行うスイッチング素子のスイッチング動作に伴いこの寄生インダクタンス１５ａにサージ電圧が発生する現象について図２により説明する。 As described above, the main circuit wiring 14 tends to be lengthened due to the presence of the large-capacity smoothing capacitor 5, and the parasitic inductance 15a shown in the figure exists on the main circuit wiring 14 of the AC / DC converter 101.
Next, a phenomenon in which a surge voltage is generated in the parasitic inductance 15a due to the switching operation of the switching element that performs the power conversion operation will be described with reference to FIG.

ここで、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の電力変換、力率改善の動作により、予め、交流電源１→ＰＦＣリアクトル２→スイッチング素子３ｂ→ダイオード４ｂ→交流電源１の経路（図２の点線矢印）に電流が流れているものとする。このとき、スイッチング素子３ｂがターンオフすると、電流経路は、交流電源１→ＰＦＣリアクトル２→スイッチング素子３ａ→平滑コンデンサ５→電流センサ３０→寄生インダクタンス１５ａ→ダイオード４ｂ→交流電源１の経路（図２の一点鎖線矢印）に切り替わる。
即ち、スイッチング素子の電力変換動作における転流動作に伴い、寄生インダクタンス１５ａに流れる電流が急激に増加するため、寄生インダクタンス１５ａの両端にサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが発生する。 Here, by the operation of power conversion and power factor improvement of the AC / DC converter 101, a current is previously applied to the path (dotted arrow in FIG. 2) of the AC power supply 1 → PFC reactor 2 → switching element 3b → diode 4b → AC power supply 1. Is flowing. At this time, when the switching element 3b is turned off, the current path is the path of the AC power supply 1 → PFC reactor 2 → switching element 3a → smoothing capacitor 5 → current sensor 30 → parasitic inductance 15a → diode 4b → AC power supply 1 (FIG. 2). It switches to the one-point chain line arrow).
That is, the current flowing through the parasitic inductance 15a rapidly increases with the commutation operation in the power conversion operation of the switching element, so that a surge voltage Vsurge is generated across the parasitic inductance 15a.

次に、サージ電圧移行の説明に入る前提として、電流センサ３０のオペアンプ３３を含む差動増幅回路の基本動作、即ち、正常時の測定動作について図３を参照して確認しておく。なお、図３は、先の図１の電流センサ３０を抽出して示すものである。 Next, as a premise to enter the description of the surge voltage transition, the basic operation of the differential amplifier circuit including the operational amplifier 33 of the current sensor 30, that is, the measurement operation in the normal state will be confirmed with reference to FIG. Note that FIG. 3 shows the current sensor 30 of FIG. 1 extracted.

図３において、Ｖｄｄは、制御電源（電源ａ）３５の電源３５ａの電圧、Ｖａは、制御電源３５内の電源３５ｂの電圧、Ｖｉは、シャント抵抗３２両端の電圧、Ｖｏは、オペアンプ３３の−側電源端子と出力端子との電位差、Ｒ１は、抵抗３１ａ、３１ｂの抵抗値、Ｒ２は、抵抗３１ｃ、３１ｄの抵抗値とする。 In FIG. 3, Vdd is the voltage of the power supply 35a of the control power supply (power supply a) 35, Va is the voltage of the power supply 35b in the control power supply 35, Vi is the voltage across the shunt resistor 32, and Vo is the-of the operational amplifier 33. The potential difference between the side power supply terminal and the output terminal, R1 is the resistance value of the resistors 31a and 31b, and R2 is the resistance value of the resistors 31c and 31d.

オペアンプ３３の＋側入力端子と−側入力端子とは、いわゆるイマジナリーショート作用により同電位となる。その為、図に示す電流Ｉ１、Ｖｉ、Ｒ１に関して（１）式が成立する。
Ｉ１×Ｒ１＝Ｖｉ＋Ｉ２×Ｒ１・・・（１） The + side input terminal and the − side input terminal of the operational amplifier 33 have the same potential due to the so-called imaginary shorting action. Therefore, the equation (1) holds for the currents I1, Vi, and R1 shown in the figure.
I1 x R1 = Vi + I2 x R1 ... (1)

オペアンプ３３の入力端子の入力インピーダンスは十分高く、入力端子に電流が流れ込むことはない為、電流Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ（２）式、（３）式で表される。 Since the input impedance of the input terminal of the operational amplifier 33 is sufficiently high and no current flows into the input terminal, the currents I1 and I2 are represented by the equations (2) and (3), respectively.

Ｉ１＝Ｖｏ／（Ｒ１＋Ｒ２）・・・（２）
Ｉ２＝（Ｖａ−Ｖｉ）／（Ｒ１＋Ｒ２）・・・（３） I1 = Vo / (R1 + R2) ... (2)
I2 = (Va-Vi) / (R1 + R2) ... (3)

(１)式に、（２）式、（３）式を代入すると(４)式になり、（４）式を変形して（５）式が得られる。 Substituting Eqs. (2) and (3) into Eq. (1) gives Eq. (4), and Eq. (4) is modified to obtain Eq. (5).

Ｖｏ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）
＝Ｖｉ＋（Ｖａ−Ｖｉ）×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）・・・（４）
Ｖｏ＝Ｖｉ×Ｒ２／Ｒ１＋Ｖａ・・・（５） Vo × R1 / (R1 + R2)
= Vi + (Va-Vi) x R1 / (R1 + R2) ... (4)
Vo = Vi × R2 / R1 + Va ・・・ (5)

（５）式に示すように、電流センサ３０は、正常な動作では、シャント抵抗３２両端の電圧ＶｉをＲ２／Ｒ１倍し、これに電圧Ｖａだけ加えた値Ｖｏを出力する。 As shown in the equation (5), in normal operation, the current sensor 30 multiplies the voltage Vi across the shunt resistor 32 by R2 / R1 and outputs a value Vo obtained by adding only the voltage Va to this.

次に、図４、図５は、寄生インダクタンス１５ａに発生したサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの電流センサ３０への移行の現象を説明するため、当該現象に関連する要部を図２から抽出して示したものである。
先ず、図４は、スイッチング素子のスイッチング動作の関係でサージ電圧が発生していないタイミングにおける状態を示すものである。 Next, FIGS. 4 and 5 show the main parts related to the phenomenon of the surge voltage Vsurge generated in the parasitic inductance 15a extracted from FIG. 2 in order to explain the phenomenon of the transition to the current sensor 30. Is.
First, FIG. 4 shows a state at a timing when a surge voltage is not generated due to the switching operation of the switching element.

既述したように、下アームを構成するスイッチング素子３ｂの駆動回路２１ｂおよび電流センサ３０の基準電位を共に主回路配線１４上の平滑コンデンサ端子の負極側の端子６３に接続している。具体的には、駆動回路２１ｂの基準電位２３ｂは電源配線１６ａにより主回路配線１４に接続されており、電流センサ３０の基準電位３４は電源配線１６ｂにより主回路配線１４に接続されている。 As described above, both the drive circuit 21b of the switching element 3b constituting the lower arm and the reference potential of the current sensor 30 are connected to the terminal 63 on the negative electrode side of the smoothing capacitor terminal on the main circuit wiring 14. Specifically, the reference potential 23b of the drive circuit 21b is connected to the main circuit wiring 14 by the power supply wiring 16a, and the reference potential 34 of the current sensor 30 is connected to the main circuit wiring 14 by the power supply wiring 16b.

なお、本願では、便宜上、基準電位をＧＮＤ端子の形で図示するとともに、上述のように、誤解が生じない範囲で、例えば、基準電位２３ｂは電源配線１６ａにより主回路配線１４に接続されている、といった形で表現するものとする。請求項上も同様の記載を用いている。
更に、駆動回路２１ｂおよび電流センサ３０が共に電源配線１６ｃにより単一の制御電源（電源ｅ）２５ｂに接続されている。 In the present application, for convenience, the reference potential is shown in the form of a GND terminal, and as described above, the reference potential 23b is connected to the main circuit wiring 14 by the power supply wiring 16a within a range where misunderstanding does not occur. , And so on. The same description is used in the claims.
Further, the drive circuit 21b and the current sensor 30 are both connected to a single control power supply (power supply e) 25b by the power supply wiring 16c.

図４では、サージ電圧が発生しておらず、駆動回路２１ｂの基準電位２３ｂと電流センサ３０の基準電位３４とは、電源配線１６ａ、主回路配線１４、電源配線１６ｂ、電源配線１６ｃにより接続されているので、両基準電位２３ｂ、３４は勿論、図に示す接続点Ａと接続点Ｂの電位も互いに同一となっている。
従って、図中、矢印で示す電圧Ｖｉｎは、先の（１）式に相当する正常な値を保っている。 In FIG. 4, no surge voltage is generated, and the reference potential 23b of the drive circuit 21b and the reference potential 34 of the current sensor 30 are connected by the power supply wiring 16a, the main circuit wiring 14, the power supply wiring 16b, and the power supply wiring 16c. Therefore, not only the two reference potentials 23b and 34, but also the potentials of the connection point A and the connection point B shown in the figure are the same.
Therefore, in the figure, the voltage Vin indicated by the arrow maintains a normal value corresponding to the above equation (1).

ここで、寄生インダクタンス１５ａにサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが発生した場合の動作を図５を参照して説明する。
図５では、図４で説明したように、図の一点鎖線で示す閉回路が形成されており、この閉回路にサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅによるサージ電流が流れる。そして、接続点Ａと接続点Ｂとの間の電源配線１６ｂは、主回路配線１４と比べると細く、配線インピーダンス３６が存在することから同電位ではなくなり、矢印で示す、オペアンプ３３の入力端子の電位は、正常時の電圧Ｖｉｎに、Ｖｓｕｒｇｅのα（０＜α＜１）倍のかなり大きな電圧が重畳し、電源電圧範囲を超え出力電圧が飽和する。 Here, the operation when the surge voltage Vsurge is generated in the parasitic inductance 15a will be described with reference to FIG.
In FIG. 5, as described with reference to FIG. 4, a closed circuit shown by the alternate long and short dash line in the figure is formed, and a surge current due to a surge voltage Vsurge flows through this closed circuit. The power supply wiring 16b between the connection point A and the connection point B is thinner than the main circuit wiring 14, and is not at the same potential due to the presence of the wiring impedance 36. The input terminal of the operational capacitor 33 indicated by the arrow. As for the potential, a considerably large voltage α (0 <α <1) times that of Vsurge is superimposed on the normal voltage Vin, and the output voltage is saturated beyond the power supply voltage range.

その結果、オペアンプ３３は、シャント抵抗３２の両端電圧を増幅する機能を果たさなくなり、平滑コンデンサ５に実際に流れる電流とは異なる電流値が出力されたり、オペアンプ３３自身が破壊される恐れがある。 As a result, the operational amplifier 33 does not perform the function of amplifying the voltage across the shunt resistor 32, and a current value different from the current actually flowing in the smoothing capacitor 5 may be output, or the operational amplifier 33 itself may be destroyed.

これに対し、図６は、実施の形態１による電力変換装置における電流センサ３０の動作を説明するための図で、サージ電圧が発生しているタイミングにおけるものである。図４、図５と同様、駆動回路２１ｂの基準電位２３ｂは電源配線１６ａにより主回路配線１４に接続されており、電流センサ３０の基準電位３４は電源配線１６ｂにより主回路配線１４に接続されている。 On the other hand, FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the current sensor 30 in the power conversion device according to the first embodiment, and is at the timing when the surge voltage is generated. Similar to FIGS. 4 and 5, the reference potential 23b of the drive circuit 21b is connected to the main circuit wiring 14 by the power supply wiring 16a, and the reference potential 34 of the current sensor 30 is connected to the main circuit wiring 14 by the power supply wiring 16b. There is.

即ち、下アームを構成するスイッチング素子３ｂの駆動回路２１ｂおよび電流センサ３０の基準電位を共に主回路配線１４と接続している点は比較例と同じである。
しかし、実施の形態１による図６の場合は、駆動回路２１ｂとこの駆動回路２１ｂに電源を供給する第一電源回路である制御電源２５ｂとは電源配線１７で接続され、電流センサ３０とこの電流センサ３０に電源を供給する第二電源回路である制御電源３５とは、電源配線１８で接続され、制御電源２５ｂと制御電源３５とは互いに電気的に絶縁された別の電源としたので、寄生インダクタンス１５ａに発生したサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅによるサージ電流が電源配線１６ｂに流れることはなく、従って、接続点Ａと接続点Ｂとは同電位を保っている。 That is, it is the same as the comparative example in that the drive circuit 21b of the switching element 3b constituting the lower arm and the reference potential of the current sensor 30 are both connected to the main circuit wiring 14.
However, in the case of FIG. 6 according to the first embodiment, the drive circuit 21b and the control power supply 25b, which is the first power supply circuit for supplying power to the drive circuit 21b, are connected by the power supply wiring 17, and the current sensor 30 and the current are connected. The control power supply 35, which is the second power supply circuit that supplies power to the sensor 30, is connected by the power supply wiring 18, and the control power supply 25b and the control power supply 35 are different power supplies that are electrically isolated from each other. The surge current due to the surge voltage Vsurge generated in the inductance 15a does not flow through the power supply wiring 16b, and therefore the connection point A and the connection point B maintain the same potential.

その結果、オペアンプ３３の入力端子の電位が、電源電圧範囲を超過することはなく、オペアンプ３３は設計通りの信号増幅動作を行い、電流センサ３０の正常な動作が確保される。 As a result, the potential of the input terminal of the operational amplifier 33 does not exceed the power supply voltage range, the operational amplifier 33 performs the signal amplification operation as designed, and the normal operation of the current sensor 30 is ensured.

図７は、再び、比較例としての電力変換装置の全体構成を示すものであるが、ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２に存在する寄生インダクタンス１５ｂに着目し、この寄生インダクタンス１５ｂに発生するサージ電圧について説明する。 FIG. 7 shows the overall configuration of the power conversion device as a comparative example again. Here, focusing on the parasitic inductance 15b existing in the DC / DC converter 102, the surge voltage generated in the parasitic inductance 15b is shown. Will be described.

ここでは、ＤＣ／ＤＣ変換のため、予め、平滑コンデンサ５→スイッチング素子６ａ→トランス７の一次巻線７ａ→スイッチング素子６ｄ→寄生インダクタンス１５ｂ→電流センサ３０→平滑コンデンサ５の経路（図７の一点鎖線矢印）に電流が流れているものとする。このとき、スイッチング素子６ａと６ｄがターンオフすると、電流経路は消滅する。
即ち、スイッチング素子の電力変換動作における転流動作に伴い、寄生インダクタンス１５ｂに流れる電流が急激に減少するため、寄生インダクタンス１５ｂの両端にサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが発生する。 Here, for DC / DC conversion, the path of the smoothing capacitor 5 → switching element 6a → primary winding 7a of the transformer 7 → switching element 6d → parasitic inductance 15b → current sensor 30 → smoothing capacitor 5 (one point in FIG. 7). It is assumed that a current is flowing through the chain line arrow). At this time, when the switching elements 6a and 6d are turned off, the current path disappears.
That is, the current flowing through the parasitic inductance 15b sharply decreases with the commutation operation in the power conversion operation of the switching element, so that a surge voltage Vsurge is generated across the parasitic inductance 15b.

なお、この寄生インダクタンス１５ｂに発生したサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響で、比較例の構成では、電流センサ３０の測定動作が異常となる点、これに対し、この実施の形態１では、サージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響を受けることなく電流センサ３０は正常な測定動作を行うことは、先の、寄生インダクタンス１５ａに発生したサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅに関して説明した内容の通りであり、再度の説明は割愛する。 In the configuration of the comparative example, the measurement operation of the current sensor 30 becomes abnormal due to the influence of the surge voltage Vsurge generated in the parasitic inductance 15b, whereas in the first embodiment, the influence of the surge voltage Vsurge. The fact that the current sensor 30 performs a normal measurement operation without receiving the current is as described above regarding the surge voltage Vsurge generated in the parasitic inductance 15a, and the description thereof will be omitted again.

本願の適用で、以下のような利点も得られる。即ち、上述した各半導体スイッチング素子として、例えば、ＳｉＣ（ＳｉｌｉｃｏｎＣａｒｂｉｄｅ）またはＧａＮ（ＧａｌｌｉｕｍＮｉｔｒｉｄｅ）等のワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタをその一部もしくは全部に用いてもよい。その場合、各スイッチング素子のスイッチング時間は短縮され、スイッチング損失が低減すると共に、各スイッチング素子を冷却する部品の小型化が可能となる。 The application of the present application also provides the following advantages. That is, as each of the above-mentioned semiconductor switching elements, for example, a transistor formed of a wide bandgap semiconductor such as SiC (Silicon Carbide) or GaN (Gallium Nitride) may be used for a part or all of them. In that case, the switching time of each switching element is shortened, the switching loss is reduced, and the component for cooling each switching element can be miniaturized.

また、スイッチング素子６ａ〜６ｄの駆動周波数の増大により、トランス７および平滑リアクトル９の小型化が可能となり、その結果、電力変換装置のコストおよびサイズの低減が実現する。 Further, by increasing the drive frequencies of the switching elements 6a to 6d, the transformer 7 and the smoothing reactor 9 can be miniaturized, and as a result, the cost and size of the power conversion device can be reduced.

ここで懸念されるのが、スイッチング時間の短縮に伴う電流時間変化率ｄｉ／ｄｔの増大で、寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂで発生するサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが上昇し、それによる電流センサ３０の誤測定動作であるが、以上で詳述した通り、本願の電力変換装置を適用することで、この懸念が払拭され、ワイドバンドギャップ半導体の特長が確実に活かされるわけである。 What is of concern here is the increase in the current-time change rate di / dt due to the shortening of the switching time, which increases the surge voltage Vsurge generated at the parasitic inductances 15a and 15b, resulting in an erroneous measurement operation of the current sensor 30. However, as described in detail above, the application of the power converter of the present application eliminates this concern and ensures that the features of the wideband gap semiconductor are utilized.

更に、以下の点でも有利である。即ち、先の図１およびその説明では触れていないが、通例、電気機器である電力変換装置は外力から保護するため金属製の筐体に収納される。この場合、主回路配線１４をこの筐体と一体化すれば導体断面積が増え、先の寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂも低減しこの結果サージ電圧も低減可能となる。 Furthermore, it is also advantageous in the following points. That is, although not mentioned in FIG. 1 and its description above, the power conversion device, which is an electric device, is usually housed in a metal housing to protect it from an external force. In this case, if the main circuit wiring 14 is integrated with this housing, the cross-sectional area of the conductor is increased, the parasitic inductances 15a and 15b are reduced, and as a result, the surge voltage can be reduced.

しかしながら、主回路配線１４は、交流電源１とも繋がっており、筐体を接地するアース線が外れたり切断される不具合があると、筐体は高電圧に帯電し感電する危険が無視できない。
このため、主回路配線１４は、筐体と電気的に絶縁して基板パターン等で構成する必要がある。 However, the main circuit wiring 14 is also connected to the AC power supply 1, and if there is a problem that the ground wire that grounds the housing is disconnected or disconnected, the housing is charged with a high voltage and the risk of electric shock cannot be ignored.
Therefore, the main circuit wiring 14 needs to be electrically insulated from the housing and configured with a substrate pattern or the like.

その結果、寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂが増大し、それに伴いサージ電圧の上昇そして電流センサ３０の誤測定動作が懸念される。しかし、本願の電力変換装置を適用することで、この懸念が払拭され電流センサ３０の誤測定動作が確実に防止されることになる。 As a result, the parasitic inductances 15a and 15b increase, and there is a concern that the surge voltage rises and the current sensor 30 erroneously measures. However, by applying the power conversion device of the present application, this concern is eliminated and the erroneous measurement operation of the current sensor 30 is surely prevented.

以上のように、実施の形態１による電力変換装置では、下アームを構成するスイッチング素子３ｂ、６ｂ、６ｄの駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄへは共通の制御電源２５ｂから電源を供給するが、電流センサ３０へは、制御電源２５ｂとは電気的に絶縁された別の制御電源３５から電源を供給する構成としたので、たとえ、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄと電流センサ３０との基準電位を共に主回路配線１４上の電位とするもので、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂにスイッチング素子のスイッチング動作によりサージ電圧が発生しても、電流センサ３０はこのサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができる。 As described above, in the power conversion device according to the first embodiment, power is supplied from the common control power supply 25b to the drive circuits 21b, 22b, 22d of the switching elements 3b, 6b, 6d constituting the lower arm, but the current Since the sensor 30 is configured to supply power from another control power supply 35 that is electrically isolated from the control power supply 25b, even if the drive circuits 21b, 22b, 22d and the current sensor 30 have reference potentials together. It is a potential on the main circuit wiring 14, and even if a surge voltage is generated by the switching operation of the switching element in the parasitic inductances 15a and 15b existing on the main circuit wiring 14, the current sensor 30 affects the influence of this surge voltage. Normal measurement operation can be achieved without receiving.

なお、以上の説明では、電流センサ３０は、平滑コンデンサ端子６２、６３に接続される平滑コンデンサ５に流れる電流を測定するものとしたが、電流の測定対象はこれに限られるものではない。
例えば、先の図１のＡＣ／ＤＣコンバータ１０１から平滑コンデンサ端子６２、６３に流れる電流、また、平滑コンデンサ端子６２、６３からＤＣ／ＤＣコンバータ１０２に流れる電流等、広く、スイッチング素子を制御するための電流を測定対象とする場合にも適用することができ、これらの場合も、上述したと同様、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂに、スイッチング素子の電力変換動作における転流動作に伴う急峻な電流変化によりサージ電圧が発生しても、電流センサ３０はこのサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができる。 In the above description, the current sensor 30 measures the current flowing through the smoothing capacitor 5 connected to the smoothing capacitor terminals 62 and 63, but the current measurement target is not limited to this.
For example, in order to control a wide range of switching elements, such as the current flowing from the AC / DC converter 101 of FIG. 1 to the smoothing capacitor terminals 62 and 63, and the current flowing from the smoothing capacitor terminals 62 and 63 to the DC / DC converter 102. This can also be applied to the case where the current of the above is to be measured, and in these cases as well, as described above, the parasitic inductances 15a and 15b existing on the main circuit wiring 14 are commutated in the power conversion operation of the switching element. Even if a surge voltage is generated due to a steep current change accompanying the operation, the current sensor 30 can achieve a normal measurement operation without being affected by the surge voltage.

実施の形態２．
図８は、実施の形態２による電力変換装置における、電流センサ３０および各駆動回路に電源を供給することができる共通電源回路５０１の内部構成を示す図である。 Embodiment 2.
FIG. 8 is a diagram showing an internal configuration of a common power supply circuit 501 capable of supplying power to the current sensor 30 and each drive circuit in the power conversion device according to the second embodiment.

先の実施の形態１では、先の図１に示すように、駆動回路２１ａの制御電源（電源ｄ）２５ａ、駆動回路２２ａの制御電源（電源ｆ）２６ａおよび駆動回路２２ｃの制御電源（電源ｇ）２６ｃは勿論、基準電位が共に主回路配線１４に接続される、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄの制御電源（電源ｅ）および電流センサ３０の制御電源（電源ａ）についても互いに電気的に絶縁された別の電源としている。いわば完全に別となる電源で構成している訳である。 In the first embodiment, as shown in FIG. 1, the control power supply (power supply d) 25a of the drive circuit 21a, the control power supply (power supply f) 26a of the drive circuit 22a, and the control power supply (power supply g) of the drive circuit 22c. ) 26c, of course, the control power supply (power supply e) of the drive circuits 21b, 22b, 22d and the control power supply (power supply a) of the current sensor 30 in which the reference potentials are both connected to the main circuit wiring 14 are electrically insulated from each other. It is used as another power source. So to speak, it is composed of completely different power supplies.

これに対し、この実施の形態２の図８に示す共通電源回路５０１は、電気的に絶縁された別の電源という条件を実質的に満たす中で、電源の小型化を追求したものである。
図８において、共通電源回路５０１は、フライバックコンバータ５０を用いて、単一電源としての直流電源５１を電力変換し合計５個の制御電源２５ａ、２５ｂ、２６ａ、２６ｃ、３５として出力する機能を備えている。 On the other hand, the common power supply circuit 501 shown in FIG. 8 of the second embodiment pursues miniaturization of the power supply while substantially satisfying the condition of another electrically isolated power supply.
In FIG. 8, the common power supply circuit 501 has a function of converting the DC power supply 51 as a single power supply into power using the flyback converter 50 and outputting it as a total of five control power supplies 25a, 25b, 26a, 26c, 35. I have.

フライバックコンバータ５０は、変圧器としての多出力トランス５４の入力側巻線５４ａに接続され、ソースドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子５３と、スイッチング素子５３を駆動するためのフライバックコンバータ制御ＩＣ５２とを備え、直流電源５１の直流電圧Ｖｃｏｎを交流電圧に変換して多出力トランス５４の入力側巻線５４ａに供給する。 The flyback converter 50 is connected to the input side winding 54a of the multi-output transformer 54 as a transformer, and has a switching element 53 made of a MOSFET having a diode built in between the source and drain, and a fly for driving the switching element 53. A back converter control IC 52 is provided, and the DC voltage Vcon of the DC power supply 51 is converted into an AC voltage and supplied to the input side winding 54a of the multi-output transformer 54.

フライバックコンバータ５０は、更に、多出力トランス５４の出力側巻線５４ｂに出力される交流電圧をダイオード５５ａとコンデンサ５６ａとで整流した電圧と更にレギュレータＩＣ５７で変換した電圧とをそれぞれ電源３５ａおよび電源３５ｂとする、電流センサ３０の制御電源（電源ａ）３５として出力する。 In the flyback converter 50, the AC voltage output to the output side winding 54b of the multi-output transformer 54 is rectified by the diode 55a and the capacitor 56a, and the voltage further converted by the regulator IC 57 is converted into the power supply 35a and the power supply, respectively. It is output as the control power supply (power supply a) 35 of the current sensor 30 which is 35b.

また、フライバックコンバータ５０は、出力側巻線５４ｃの電圧をダイオード５５ｂとコンデンサ５６ｂとで整流した電圧を、駆動回路２１ａの制御電源（電源ｄ）２５ａとして出力し、出力側巻線５４ｄの電圧をダイオード５５ｃとコンデンサ５６ｃとで整流した電圧を、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄの制御電源（電源ｅ）２５ｂとして出力し、出力側巻線５４ｅの電圧をダイオード５５ｄとコンデンサ５６ｄとで整流した電圧を、駆動回路２２ａの制御電源（電源ｆ）２６ａとして出力し、更に、出力側巻線５４ｆの電圧をダイオード５５ｅとコンデンサ５６ｅとで整流した電圧を、駆動回路２２ｃの制御電源（電源ｇ）２６ｃとして出力する。 Further, the flyback converter 50 outputs the voltage obtained by rectifying the voltage of the output side winding 54c by the diode 55b and the capacitor 56b as the control power supply (power supply d) 25a of the drive circuit 21a, and outputs the voltage of the output side winding 54d. The voltage rectified by the diode 55c and the capacitor 56c is output as the control power supply (power supply e) 25b of the drive circuits 21b, 22b, 22d, and the voltage of the output side winding 54e is rectified by the diode 55d and the capacitor 56d. Is output as the control power supply (power supply f) 26a of the drive circuit 22a, and the voltage obtained by rectifying the voltage of the output side winding 54f by the diode 55e and the capacitor 56e is the control power supply (power supply g) 26c of the drive circuit 22c. Output as.

以上のように、共通電源回路５０１は、単一の直流電源５１で駆動させることができ、各駆動回路および電流センサ３０に対し、それぞれ互いに電気的に絶縁された電源を供給することができるので、その分、部品点数を削減することが可能となり、電力変換装置のコストおよびサイズを低減させることが可能となる。 As described above, the common power supply circuit 501 can be driven by a single DC power supply 51, and can supply power supplies that are electrically isolated from each other to each drive circuit and the current sensor 30. Therefore, the number of parts can be reduced, and the cost and size of the power conversion device can be reduced.

また、図８の多出力トランス５４として、基板パターンで巻線を構成する、いわゆるプレーナ型トランスを用いてもよい。この場合、丸線コイルを用いるよりも占有率を高めることができ、多出力トランス５４をより小型化することが可能となる。また、基板パターンで構成された巻線自体も安価であり、更に、占有率向上によるコアの小型化も伴い、多出力トランス５４のコスト低減に繋がる。 Further, as the multi-output transformer 54 of FIG. 8, a so-called planar transformer in which windings are formed by a substrate pattern may be used. In this case, the occupancy rate can be increased as compared with the case of using the round wire coil, and the multi-output transformer 54 can be further miniaturized. Further, the winding itself composed of the substrate pattern is also inexpensive, and the core is downsized by improving the occupancy rate, which leads to the cost reduction of the multi-output transformer 54.

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２等の電力変換装置内の他の回路配線を構成する基板上に多出力トランス５４の巻線を形成することで、多出力トランス５４のサイズおよびコストを一層低減させることが可能となる。 Further, the size and cost of the multi-output transformer 54 can be further reduced by forming the winding of the multi-output transformer 54 on a substrate constituting another circuit wiring in the power conversion device such as the DC / DC converter 102. Is possible.

以上のように、実施の形態２による電力変換装置では、単一の直流電源５１および多出力トランス５４を用いた共通電源回路５０１を採用することで、駆動回路２１ａ、駆動回路２２ａおよび駆動回路２２ｃは勿論、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄおよび電流センサ３０についても、互いに電気的に絶縁された制御電源を供給することが可能となる。 As described above, in the power conversion device according to the second embodiment, the drive circuit 21a, the drive circuit 22a, and the drive circuit 22c are adopted by adopting the common power supply circuit 501 using the single DC power supply 51 and the multi-output transformer 54. Of course, the drive circuits 21b, 22b, 22d and the current sensor 30 can also be supplied with control power supplies that are electrically isolated from each other.

従って、下アームを構成するスイッチング素子３ｂ、６ｂ、６ｄの駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄに電源を供給する制御電源２５ｂと電流センサ３０に電源を供給する制御電源３５とは電気的に絶縁された別の電源とする、という先の実施の形態１で説明した要件を実質的に満たすので、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂにスイッチング素子のスイッチング動作によりサージ電圧が発生しても、電流センサ３０はこのサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができるとともに、特に制御電源の部品点数の削減が可能となり電力変換装置のコストおよびサイズを低減させることが可能となる。 Therefore, the control power supply 25b that supplies power to the drive circuits 21b, 22b, 22d of the switching elements 3b, 6b, 6d constituting the lower arm and the control power supply 35 that supplies power to the current sensor 30 are electrically isolated. Since the requirement described in the first embodiment of using another power source is substantially satisfied, a surge voltage is generated in the parasitic inductances 15a and 15b existing on the main circuit wiring 14 due to the switching operation of the switching element. However, the current sensor 30 can achieve normal measurement operation without being affected by this surge voltage, and in particular, it is possible to reduce the number of parts of the control power supply and reduce the cost and size of the power converter. It will be possible.

実施の形態３．
図９は、実施の形態３による電力変換装置の全体構成を示す図である。以下、先の実施の形態１で説明した図１と異なる点について説明する。先のＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は存在せず、直流電源１２がハーネス１３を介して接続された平滑コンデンサ端子６２、６３と直流電圧端子６４、６５との間で電力変換を行う直流／直流電力変換器としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を備えている。 Embodiment 3.
FIG. 9 is a diagram showing an overall configuration of the power conversion device according to the third embodiment. Hereinafter, the points different from FIG. 1 described in the first embodiment will be described. The AC / DC converter 101 does not exist, and the DC / DC power conversion performs power conversion between the smoothing capacitor terminals 62 and 63 to which the DC power supply 12 is connected via the harness 13 and the DC voltage terminals 64 and 65. A DC / DC converter 102 as a device is provided.

従って、ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２側の主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ｂに発生するサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響を考慮すればよく、下アームを構成するスイッチング素子６ｂ、６ｄの駆動回路２２ｂ、２２ｄに電源を供給する制御電源（電源ｈ）２６ｂと電流センサ３０の制御電源３５とを、図に示すように、電気的に絶縁された別の電源とすることで、電流センサ３０はこのサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができる。 Therefore, here, the influence of the surge voltage Vsurge generated on the parasitic inductance 15b existing on the main circuit wiring 14 on the DC / DC converter 102 side may be considered, and the drive circuits of the switching elements 6b and 6d constituting the lower arm may be considered. By using the control power supply (power supply h) 26b that supplies power to the 22b and 22d and the control power supply 35 of the current sensor 30 as different power sources that are electrically isolated, the current sensor 30 can be used. Normal measurement operation can be achieved without being affected by this surge voltage.

実施の形態４．
図１０は、実施の形態４による電力変換装置の全体構成を示す図である。先の実施の形態３の図９と異なるのは、測定回路として、電流センサ３０に代わり、平滑コンデンサ端子６２、６３間の電圧、従って、平滑コンデンサ５に発生する電圧を測定する電圧測定回路としての電圧センサ４０を備えている点である。 Embodiment 4.
FIG. 10 is a diagram showing an overall configuration of the power conversion device according to the fourth embodiment. The difference from FIG. 9 of the third embodiment is that, instead of the current sensor 30, the measurement circuit measures the voltage between the smoothing capacitor terminals 62 and 63, and therefore the voltage generated in the smoothing capacitor 5. The point is that the voltage sensor 40 is provided.

電圧センサ４０は、一次側が平滑コンデンサ５の両端に互いに直列に接続された抵抗４１ａ、４１ｂからなる分圧抵抗４１と、入力端子が、分圧抵抗４１の二次側である、低い抵抗値の抵抗４１ｂの両端に接続され、出力端子から抵抗４１ｂの両端に発生する電位差を電圧測定信号Ｖｃとして出力し、入力側と出力側とを電気的に絶縁する絶縁ＩＣ４２とを備えている。そして、絶縁ＩＣ４２の電源端子に制御電源（電源ｂ）４４が接続されている。 The voltage sensor 40 has a low resistance value in which the primary side is a voltage dividing resistor 41 composed of resistors 41a and 41b connected in series to both ends of the smoothing capacitor 5, and the input terminal is the secondary side of the voltage dividing resistor 41. It is provided with an insulating IC 42 that is connected to both ends of the resistor 41b, outputs the potential difference generated from the output terminal to both ends of the resistor 41b as a voltage measurement signal Vc, and electrically insulates the input side and the output side. A control power supply (power supply b) 44 is connected to the power supply terminal of the isolated IC 42.

電圧センサ４０（絶縁ＩＣ）の基準電位４３は、電源配線１９を介して、先の形態例と同じく、主回路配線１４上の、平滑コンデンサ端子の負極側端子６３に接続され、また、電圧センサ４０は、電源配線２０を介して制御電源４４と接続されている。
また、その基準電位２４ｂ、２４ｄが同じく主回路配線１４上の、平滑コンデンサ端子の負極側端子６３に接続される、下アームを構成するスイッチング素子６ｂ、６ｄの駆動回路２２ｂ、２２ｄへは、上述の電圧センサ４０の制御電源４４とは別の制御電源（電源ｈ）２６ｂから電源を供給する構成としている。 The reference potential 43 of the voltage sensor 40 (insulated IC) is connected to the negative electrode side terminal 63 of the smoothing capacitor terminal on the main circuit wiring 14 via the power supply wiring 19 as in the previous embodiment, and the voltage sensor 40 is connected to the control power supply 44 via the power supply wiring 20.
Further, the drive circuits 22b and 22d of the switching elements 6b and 6d constituting the lower arm, whose reference potentials 24b and 24d are also connected to the negative electrode side terminal 63 of the smoothing capacitor terminal on the main circuit wiring 14, are described above. The power is supplied from a control power supply (power supply h) 26b different from the control power supply 44 of the voltage sensor 40 of the above.

以上、基準電位および制御電源に係る、先の実施の形態１の構成との同一性から、図１０の電圧センサ４０を用いた場合も、既述したと全く同じ根拠により、電圧センサ４０は、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ｂに発生するサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができることは明らかである。 As described above, due to the sameness as the configuration of the first embodiment relating to the reference potential and the control power supply, even when the voltage sensor 40 of FIG. 10 is used, the voltage sensor 40 is based on exactly the same grounds as described above. It is clear that normal measurement operation can be achieved without being affected by the surge voltage Vsurge generated in the parasitic inductance 15b existing on the main circuit wiring 14.

なお、この電圧センサ４０を、先の実施の形態１の、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２との両者を備えた電力変換装置に設けた場合も、同様の効果を奏することは言うまでもない。
また、先の実施の形態１で電流センサ３０に関して説明したと同様、電圧センサ４０の測定対象についても、平滑コンデンサ端子６２、６３間の電圧に限られるものではない。 Needless to say, the same effect can be obtained even when the voltage sensor 40 is provided in the power conversion device including both the AC / DC converter 101 and the DC / DC converter 102 of the first embodiment. No.
Further, as described with respect to the current sensor 30 in the first embodiment, the measurement target of the voltage sensor 40 is not limited to the voltage between the smoothing capacitor terminals 62 and 63.

実施の形態５．
図１１は、実施の形態５による電力変換装置の全体構成を示す図である。ここでは、平滑コンデンサ端子６２、６３間に平滑コンデンサ５と直列に接続され平滑コンデンサ５に流れる電流を測定する電流センサ３０と、平滑コンデンサ端子６２、６３間に接続され平滑コンデンサ５に発生する電圧を測定する電圧センサ４０との両者を備えている。
そして、両者に電源を供給する共通の制御電源（電源ｃ）４５を備えている。 Embodiment 5.
FIG. 11 is a diagram showing an overall configuration of the power conversion device according to the fifth embodiment. Here, a current sensor 30 connected in series with the smoothing capacitor 5 between the smoothing capacitor terminals 62 and 63 to measure the current flowing through the smoothing capacitor 5 and a voltage connected between the smoothing capacitor terminals 62 and 63 and generated in the smoothing capacitor 5 It is provided with both a voltage sensor 40 for measuring.
A common control power supply (power supply c) 45 for supplying power to both is provided.

図１１の、電流センサ３０と電圧センサ４０とを用いた場合も、既述したと全く同じ根拠により、電流センサ３０および電圧センサ４０は共に、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ｂに発生するサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができることは明らかである。 Even when the current sensor 30 and the voltage sensor 40 shown in FIG. 11 are used, both the current sensor 30 and the voltage sensor 40 are generated in the parasitic inductance 15b existing on the main circuit wiring 14 based on exactly the same grounds as described above. It is clear that normal measurement operation can be achieved without being affected by the surge voltage Vsurge.

更に、電流センサ３０および電圧センサ４０を駆動するための電源を共通化できるので、電源数を削減することができ、電力変換装置の小型化低価格化が実現できる。
また、以上の説明では、電流センサ３０および電圧センサ４０は、共に、平滑コンデンサ端子６２、６３間の電流および電圧を測定対象としているが、これに限られるものではなく、更に、互いに異なる部位の電流および電圧を測定するものであってもよい。 Further, since the power source for driving the current sensor 30 and the voltage sensor 40 can be shared, the number of power sources can be reduced, and the power conversion device can be miniaturized and reduced in price.
Further, in the above description, the current sensor 30 and the voltage sensor 40 both measure the current and voltage between the smoothing capacitor terminals 62 and 63, but the present invention is not limited to this, and further, the parts different from each other are measured. It may measure current and voltage.

なお、以上の各実施の形態例においては、電力変換器としてＡＣ／ＤＣコンバータ１０１およびＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を例示して説明したが、双方向に電力変換を行う双方向型電力変換器を適用した場合も、本願を適用することで既述したと同等の効果を奏することは明らかである。 In each of the above embodiments, the AC / DC converter 101 and the DC / DC converter 102 have been illustrated as power converters, but a bidirectional power converter that performs power conversion in both directions is applied. Even in such a case, it is clear that the same effect as described above can be obtained by applying the present application.

また、電力変換器として、平滑コンデンサ端子と別電圧端子としての交流電圧端子との間で直流を交流に電力変換するインバータとしてもよく、この場合も、本願を適用することで既述したと同等の効果を奏することは明らかである。 Further, the power converter may be an inverter that converts direct current into alternating current between the smoothing capacitor terminal and the alternating current voltage terminal as another voltage terminal. In this case as well, the same as described above by applying the present application. It is clear that the effect of.

本願は、様々な例示的な実施の形態および実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。 Although various exemplary embodiments and examples are described in the present application, the various features, embodiments, and functions described in one or more embodiments are applications of a particular embodiment. It is not limited to, but can be applied to embodiments alone or in various combinations.
Therefore, innumerable variations not illustrated are envisioned within the scope of the techniques disclosed in the present application. For example, it is assumed that at least one component is modified, added or omitted, and further, at least one component is extracted and combined with the components of other embodiments.

１交流電源、３ａ，３ｂ，６ａ〜６ｄスイッチング素子、
４ａ，４ｂ，８ａ〜８ｄダイオード、５平滑コンデンサ、７トランス、
９平滑リアクトル、１１直流負荷、１２直流電源、１４主回路配線、
１５ａ，１５ｂ寄生インダクタンス、１６ａ〜１６ｃ，１７〜２０電源配線、
２１ａ，２１ｂ，２２ａ〜２２ｄ駆動回路、
２３ａ，２３ｂ，２４ａ〜２４ｄ，３４，４３基準電位、
２５ａ，２５ｂ，２６ａ〜２６ｃ，３５，４４，４５制御電源、３０電流センサ、
３２シャント抵抗、３３オペアンプ（差動増幅回路）、４０電圧センサ、
４１分圧抵抗、４２絶縁ＩＣ、５１直流電源、
５４多出力トランス（プレーナ型トランス）、５４ａ入力側巻線、
５４ｂ〜５４ｆ出力側巻線、６０，６１交流電圧端子、
６２，６３平滑コンデンサ端子、６４，６５直流電圧端子、
１０１ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０２ＤＣ／ＤＣコンバータ、
５０１共通電源回路。 1 AC power supply, 3a, 3b, 6a to 6d switching element,
4a, 4b, 8a-8d diodes, 5 smoothing capacitors, 7 transformers,
9 smoothing reactor, 11 DC load, 12 DC power supply, 14 main circuit wiring,
15a, 15b parasitic inductance, 16a-16c, 17-20 power supply wiring,
21a, 21b, 22a-22d drive circuit,
23a, 23b, 24a to 24d, 34,43 reference potential,
25a, 25b, 26a-26c, 35,44,45 control power supply, 30 current sensor,
32 shunt resistor, 33 operational amplifier (differential amplifier circuit), 40 voltage sensor,
41 voltage divider resistor, 42 insulated IC, 51 DC power supply,
54 multi-output transformer (planar type transformer), 54a input side winding,
54b to 54f output side winding, 60, 61 AC voltage terminal,
62,63 smoothing capacitor terminal, 64,65 DC voltage terminal,
101 AC / DC converter, 102 DC / DC converter,
501 common power supply circuit.

Claims

A switching element that is connected to the main circuit wiring and performs a power conversion operation, a drive circuit that supplies a drive signal that drives the switching element on and off, a current measurement circuit that measures a current for controlling the switching element, and the drive. A first power supply circuit that supplies power to the circuit and a second power supply circuit that supplies power to the current measurement circuit are provided.
The first power supply wiring connected to the reference potential of the drive circuit and the second power supply wiring connected to the reference potential of the current measurement circuit are connected to each other via only the main circuit wiring.
A power conversion device in which the first power supply circuit and the second power supply circuit are electrically isolated from each other except for the connection of the first and second power supply wirings via the main circuit wiring.

A switching element that is connected to the main circuit wiring and performs a power conversion operation, a drive circuit that supplies a drive signal that drives the switching element on and off, a voltage measurement circuit that measures a voltage for controlling the switching element, and the drive. A first power supply circuit that supplies power to the circuit and a third power supply circuit that supplies power to the voltage measurement circuit are provided.
The first power supply wiring connected to the reference potential of the drive circuit and the third power supply wiring connected to the reference potential of the voltage measurement circuit are connected to each other only through the main circuit wiring.
A power conversion device in which the first power supply circuit and the third power supply circuit are electrically isolated from each other except for the connection of the first and third power supply wirings via the main circuit wiring.

A switching element that is connected to the main circuit wiring and performs a power conversion operation, a drive circuit that supplies a drive signal that drives the switching element on and off, a current measurement circuit that measures a current for controlling the switching element, and the switching. A voltage measuring circuit that measures a voltage for controlling an element, a first power supply circuit that supplies power to the drive circuit, a second power supply circuit that supplies power to the current measuring circuit, and a power supply to the voltage measuring circuit. Equipped with a third power supply circuit to supply
The first power supply wiring connected to the reference potential of the drive circuit, the second power supply wiring connected to the reference potential of the current measurement circuit, and the third power supply wiring connected to the reference potential of the voltage measurement circuit , Connected to each other only through the main circuit wiring,
The first power supply circuit and the second power supply circuit are electrically isolated from each other except for the connection of the first and second power supply wirings via the main circuit wiring, and the first power supply circuit is provided. A power conversion device in which a circuit and the third power supply circuit are electrically isolated from each other except for connections of the first and third power supply wirings via the main circuit wiring.

The power conversion device according to claim 3, wherein the second power supply circuit is common to the third power supply circuit.

The current measurement circuit operates with a shunt resistor connected to the main circuit wiring and a power supply from the second power supply circuit, and outputs a current measurement signal using a potential difference generated in the shunt resistor as an input signal. The power conversion device according to any one of claim 1 or 3 or 4.

The voltage measuring circuit operates with a voltage dividing resistor connected to the main circuit wiring and a power source from the third power supply circuit, and outputs a voltage measuring signal with the voltage divided by the voltage dividing resistor as an input signal. The power conversion device according to any one of claims 2 to 4, further comprising an insulated IC.

The plurality of outputs include a single power supply and a common power supply circuit including a transformer including an input side winding connected to the single power supply and a plurality of output side windings electrically isolated from each other. Claim 1 or claim in which the first power supply circuit and the second power supply circuit are replaced with a single common power supply circuit by supplying power to the drive circuit and the current measurement circuit via a side winding. Item 5. The power conversion device according to Item 5.

A common power supply circuit comprising a single power supply and a transformer consisting of an input-side winding connected to the single power supply and a plurality of output-side windings electrically isolated from each other is provided. Claim 2 or claim in which the first power supply circuit and the third power supply circuit are replaced with a single common power supply circuit by supplying power to the drive circuit and the voltage measurement circuit via a side winding. Item 6. The power conversion device according to Item 6.

A common power supply circuit comprising a single power supply and a transformer consisting of an input-side winding connected to the single power supply and a plurality of output-side windings electrically isolated from each other is provided. By supplying power to the drive circuit, the current measurement circuit, and the voltage measurement circuit via the side windings, the first power supply circuit, the second power supply circuit, and the third power supply circuit are made into a single common unit. The power conversion device according to claim 3 or 4, which is replaced with a power supply circuit.

The power conversion device according to any one of claims 7 to 9, wherein the transformer is a planar type transformer in which windings are formed by a substrate pattern.

When the power conversion device includes a plurality of the switching elements, power is supplied from a single common first power supply circuit to the plurality of drive circuits for driving the plurality of switching elements on and off. The power conversion device according to any one of claims 1 to 10.

The power conversion device includes an input voltage terminal and an output voltage terminal, and is provided with a DC / DC power converter that performs power conversion between the input voltage terminal and the output voltage terminal to which a DC power supply is connected. The power conversion device according to any one of claims 1 to 11.

The power conversion device includes an input voltage terminal, an output voltage terminal, and a smoothing capacitor terminal to which a smoothing capacitor is connected, and performs power conversion between the input voltage terminal to which an AC power supply is connected and the smoothing capacitor terminal. The power conversion according to any one of claims 1 to 11, further comprising an AC / DC power converter and a DC / DC power converter that performs power conversion between the smoothing capacitor terminal and the output voltage terminal. apparatus.

The power conversion device according to any one of claims 1 to 13, wherein the switching element is configured by using a transistor formed of a wide bandgap semiconductor.