JP5531490B2 - Power converter - Google Patents

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Description

本発明は、倍電圧整流回路とスイッチング素子を有するインバータ回路とを備えた電力変換装置に関する。     The present invention relates to a power conversion device including a voltage doubler rectifier circuit and an inverter circuit having a switching element.

従来より、例えば特許文献1に開示されているように、交流電源に接続され、倍電圧整流するコンバータ回路と、複数のスイッチング素子を有して該コンバータ回路の出力電流を交流に変換するインバータ回路とを備えた電力変換装置が知られている。     Conventionally, as disclosed in Patent Document 1, for example, a converter circuit that is connected to an AC power source and performs voltage doubler rectification, and an inverter circuit that has a plurality of switching elements and converts the output current of the converter circuit to AC The power converter provided with these is known.

特開2001−259281号公報JP 2001-259281 A

ところで、一般に上記特許文献1のような倍電圧整流するコンバータ回路を備えた電力変換装置は100V系の電源系統用として用いられているが、200V系の電源系統にも適用可能としインバータ回路等の素子の共通化を図りたいという要望がある。しかしながら、以下のような問題があった。     By the way, although the power converter provided with the converter circuit which carries out voltage doubler rectification like the said patent document 1 is generally used for 100V type power supply systems, it is applicable also to a 200V type power supply system, such as an inverter circuit etc. There is a demand to share elements. However, there are the following problems.

このような倍電圧整流する電力変換装置のインバータ回路では、上記特許文献1のものもそうであるが、スイッチング素子にIGBTが用いられることが多い。ここで、このような電力変換装置を200V系の電源系統に用いる場合について考える。この場合、倍電圧整流によってインバータ回路の入力電流が半分になるが、スイッチング素子にIGBTなどの素子を用いていると、インバータ回路の導通損失はそれ程低減されない。つまり、IGBTはオン電圧降下を有する素子であるため電流が低下してもそれ程オン抵抗が小さくならず導通損失はそれ程(例えば、半分程しか)低減されない。一方、倍電圧整流によってインバータ回路の入力電圧が2倍になるため、IGBTなどのスイッチング素子の耐圧を2倍に上げるべく例えばスイッチング素子を厚くすると、スイッチング素子のオン抵抗が2倍となり導通損失も2倍となる。これらの結果、倍電圧整流するにも拘わらず、スイッチング素子の導通損失は殆ど低減されないという問題があった。     In such an inverter circuit of a power conversion device that performs voltage rectification, as in the case of the above-mentioned Patent Document 1, an IGBT is often used as a switching element. Here, consider the case where such a power converter is used in a 200V power supply system. In this case, the input current of the inverter circuit is halved by voltage doubler rectification, but if an element such as IGBT is used as the switching element, the conduction loss of the inverter circuit is not reduced so much. That is, since the IGBT is an element having an on-voltage drop, even if the current is lowered, the on-resistance is not reduced so much and the conduction loss is reduced so much (for example, only about half). On the other hand, since the input voltage of the inverter circuit is doubled by voltage doubler rectification, for example, if the switching element is thickened to increase the breakdown voltage of the switching element such as IGBT, the on-resistance of the switching element is doubled and the conduction loss is also increased. Doubled. As a result, there is a problem that the conduction loss of the switching element is hardly reduced despite the double voltage rectification.

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、200V系の交流電源に対して、倍電圧整流する回路を備えつつも、低損失および高耐圧の電力変換装置を提供することにある。     The present invention has been made in view of such a point, and an object of the present invention is to provide a low-loss and high-withstand-voltage power conversion device that includes a circuit for voltage doubler rectification with respect to a 200 V AC power supply. There is.

第1の発明は、200V系の交流電源(1)に接続され、該交流電源(1)からの電流を倍電圧整流するように構成されたコンバータ回路(20)と、ユニポーラ素子からなる複数のスイッチング素子(31)を有し、該スイッチング素子(31)のオンオフ動作により、上記コンバータ回路(20)で倍電圧整流された直流を交流に変換するインバータ回路(30)とを備えているものである。     According to a first aspect of the present invention, there is provided a converter circuit (20) connected to a 200V AC power source (1) and configured to double voltage rectify a current from the AC power source (1), and a plurality of unipolar elements. A switching element (31), and an inverter circuit (30) that converts the DC voltage rectified by the converter circuit (20) into alternating current by the on / off operation of the switching element (31). is there.

上記第1の発明では、電源電圧(200V)がコンバータ回路(20)により2倍の電圧(400V)となってインバータ回路(30)に出力される。また、電源電流はコンバータ回路(20)により半分の電流となってインバータ回路(30)に出力される。ここで、インバータ回路(30)のスイッチング素子(31)にはオン電圧降下のないユニポーラ素子が用いられている。つまり、IGBTのようにオン電圧降下がある素子ではなくオン電圧降下のないユニポーラ素子がスイッチング素子(31)に用いられている。そのため、インバータ回路(30)において入力電流が半分(1/2)となることによってスイッチング素子(31)のオン抵抗が小さくなり、そのスイッチング素子(31)の導通損失は1/4(=(1/2)×(1/2))となる。一方、インバータ回路(30)には電源電圧の2倍の電圧が入力されることから、スイッチング素子(31)の耐圧を高くするため例えばスイッチング素子(31)を厚くすると、そのスイッチング素子(31)のオン抵抗が2倍となり導通損失も2倍となる。したがって、本発明のインバータ回路(30)では導通損失が1/2(=(1/4)×2)となる。なお、ユニポーラ素子としては、MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field EffectTransistor)やJFET(Junction FET)、HFET(Heterostructure FET)などが挙げられる。     In the first invention, the power supply voltage (200V) is doubled by the converter circuit (20) (400V) and output to the inverter circuit (30). Further, the power source current is reduced to half of the current by the converter circuit (20) and output to the inverter circuit (30). Here, a unipolar element having no on-voltage drop is used for the switching element (31) of the inverter circuit (30). That is, a unipolar element having no on-voltage drop is used for the switching element (31), not an element having an on-voltage drop like the IGBT. Therefore, when the input current is halved (1/2) in the inverter circuit (30), the on-resistance of the switching element (31) is reduced, and the conduction loss of the switching element (31) is 1/4 (= (1 / 2) × (1/2)). On the other hand, since a voltage twice as high as the power supply voltage is input to the inverter circuit (30), for example, if the switching element (31) is made thick in order to increase the breakdown voltage of the switching element (31), the switching element (31) The on-resistance of the capacitor is doubled and the conduction loss is also doubled. Therefore, in the inverter circuit (30) of the present invention, the conduction loss is 1/2 (= (1/4) × 2). Examples of unipolar elements include MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors), JFETs (Junction FETs), and HFETs (Heterostructure FETs).

の発明は、上記スイッチング素子(31)の少なくとも1つはワイドバンドギャップ半導体が用いられたユニポーラ素子からなる。 A first aspect of the present invention is at least one of the upper Symbol switching element (31) consists of a unipolar device used a wide band-gap semiconductor.

上記第の発明では、スイッチング素子(31)の少なくとも1つが例えばSiC(シリコンカーバイド)やGaN(窒化ガリウム)などのワイドバンドギャップ半導体のユニポーラ素子で構成されている In the first aspect of the invention, at least one of the switching elements (31) is formed of a wide band gap semiconductor unipolar element such as SiC (silicon carbide) or GaN (gallium nitride) .

第1の発明は、上記インバータ回路(30)は、それぞれ上記スイッチング素子(31)を有する上アームおよび下アームから構成され、該上アームおよび下アームの何れか一方のスイッチング素子(31)がノーマリオン型のものである。 The first invention, the upper Symbol inverter circuit (30) is composed of upper and lower arms each having a said switching element (31), one of the switching elements of the upper arm and the lower arm (31) It is a normally-on type.

上記第1の発明では、ノーマリオフ型よりもオン抵抗が小さいノーマリオン型のスイッチング素子(31)が用いられている。なお、ノーマリオン型の素子としては、JFETやHFETなどが挙げられる。    In the first aspect of the invention, the normally-on type switching element (31) having a smaller on-resistance than the normally-off type is used. Note that normally-on elements include JFETs and HFETs.

上記第の発明では、インバータ回路(30)の上アームまたは下アームがノーマリオン型のスイッチング素子(31)を有している。 In the first invention, the upper arm or the lower arm of the inverter circuit (30) has the normally-on type switching element (31).

の発明は、上記第1の発明において、上記スイッチング素子(31)の内部に逆方向電流が流れる所定のタイミングで該スイッチング素子(31)をオンにして上記インバータ回路(30)の同期整流を行う制御部(40)を備えているものである。 A second invention is the synchronous rectification of the inverter circuit (30) according to the first invention, wherein the switching element (31) is turned on at a predetermined timing when a reverse current flows in the switching element (31). The control part (40) which performs is provided.

上記第の発明では、例えば、スイッチング素子(31)に逆方向電流が流れる際には該スイッチング素子(31)はオフ状態になっており、逆方向電流が流れてから所定時間(例えば、図3に示すデッドタイム期間)の経過後にスイッチング素子(31)がオン状態になる。そうすると、逆方向電流がスイッチング素子(31)を流れる。このような同期整流を行うことにより、スイッチング素子(31)に対して還流ダイオードを別途設けなくても逆方向電流がスイッチング素子(31)を流れる。 In the second aspect of the invention, for example, when a reverse current flows through the switching element (31), the switching element (31) is in an off state, and a predetermined time (for example, FIG. After the elapse of the dead time period (3), the switching element (31) is turned on. Then, a reverse current flows through the switching element (31). By performing such synchronous rectification, a reverse current flows through the switching element (31) without separately providing a free-wheeling diode for the switching element (31).

の発明は、上記第1の発明において、空気調和機に使用されるものである。 The third invention is used in the air conditioner in the first invention.

上記第の発明では、空気調和機に設けられる冷媒回路の圧縮機を駆動するためのモータの電力変換装置として用いられる。 In the said 3rd invention, it uses as a power converter device of the motor for driving the compressor of the refrigerant circuit provided in an air conditioner.

の発明は、上記第の発明において、上記空気調和機の暖房定格能力に対して1/2の能力を出す条件である暖房中間負荷条件における上記スイッチング素子(31)の電流実効値(Irms)とオン抵抗(Ron)との関係が、Irms<0.9/Ronになるように構成されているものである。 In a fourth aspect of the present invention based on the third aspect of the present invention, an effective current value of the switching element (31) in a heating intermediate load condition, which is a condition for producing a half of the heating rated capacity of the air conditioner ( The relationship between I rms ) and on-resistance (R on ) is such that I rms <0.9 / R on .

上記第の発明では、スイッチング素子(31)を選定して同期整流を行えば、暖房中間負荷条件において、還流ダイオードを別途設けなくても、同等以上の効率で運転することができる。 In the fourth aspect of the invention, if the switching element (31) is selected and synchronous rectification is performed, it is possible to operate at an efficiency equal to or higher than that in the heating intermediate load condition without separately providing a reflux diode.

以上説明したように、本発明にれば、200V系の交流電源(1)に接続される電力変換装置(10)において、コンバータ回路(20)を倍電圧整流回路として構成し、且つ、インバータ回路(30)の各スイッチング素子(31)をユニポーラ素子で構成するようにした。そのため、スイッチング素子(31)の耐圧を2倍にすることによりスイッチング素子(31)の導通損失が2倍となる一方、入力電流が半分になることに対してはスイッチング素子(31)の導通損失が1/4となる。したがって、全体としては、スイッチング素子(31)の導通損失を半分にすることができる。これにより、200V系の交流電源(1)に対して、倍電圧整流する回路を備えつつも、低損失および高耐圧の電力変換装置(10)を提供することができる。 As described above, by the present invention lever, 200V system power conversion apparatus connected alternating current power source (1) of the (10), constitute a converter circuit (20) as a voltage doubler rectifier circuit, and the inverter Each switching element (31) of the circuit (30) is composed of a unipolar element. Therefore, by doubling the breakdown voltage of the switching element (31), the conduction loss of the switching element (31) is doubled. On the other hand, when the input current is halved, the conduction loss of the switching element (31) is reduced. Becomes 1/4. Therefore, as a whole, the conduction loss of the switching element (31) can be halved. Accordingly, it is possible to provide a low-loss and high-withstand-voltage power converter (10) while providing a circuit for voltage doubler rectification with respect to the 200V AC power supply (1).

また、上記第の発明によれば、スイッチング素子(31)の少なくとも1つがワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子からなっているため、より低損失で且つ高速・高温動作可能な電力変換装置(10)を提供することができる。 According to the first aspect of the present invention, since at least one of the switching elements (31) is formed of a unipolar element using a wide band gap semiconductor, the power conversion device capable of operating at high speed and high temperature with lower loss ( 10) can be provided.

また、上記第の発明によれば、スイッチング素子(31)の少なくとも1つがノーマリオン型の素子を用いているため、より低損失の電力変換装置(10)を提供することができる。 Further, according to the first aspect of the invention, since at least one of the switching elements (31) uses a normally-on type element, it is possible to provide a power converter (10) with lower loss.

また、上記第の発明によれば、スイッチング素子(31)を逆方向電流が流れる所定のタイミングでスイッチング素子(31)をオン状態にする同期整流を行うようにした。さらに具体的に言うと、本発明では、逆方向電流がスイッチング素子(31)を流れるタイミングではスイッチング素子(31)をオフ状態にし、スイッチング素子(31)を逆方向電流が流れてから所定時間が経過した後(所定のタイミングで)スイッチング素子(31)をオン状態にする同期整流を行う。このような同期整流により、逆方向電流をスイッチング素子(31)の内部を流すことができる。つまり、SiC-SBDなどの還流ダイオードを別途設けなくても、スイッチング素子(31)に逆方向電流を流すことが可能となる。したがって、還流ダイオードが不要になるため、小型化およびコストダウンを図ることが可能となる。また、逆方向電流が還流ダイオードを流れる場合に比べて、導通損失を低減することができる。その結果、小型且つより低損失の電力変換装置(10)を提供することができる。 According to the second aspect of the invention, the synchronous rectification is performed to turn on the switching element (31) at a predetermined timing when the reverse current flows through the switching element (31). More specifically, in the present invention, at the timing when the reverse current flows through the switching element (31), the switching element (31) is turned off, and a predetermined time has passed after the reverse current flows through the switching element (31). After a lapse (at a predetermined timing), synchronous rectification is performed to turn on the switching element (31). Such a synchronous rectification allows a reverse current to flow inside the switching element (31). That is, a reverse current can be passed through the switching element (31) without separately providing a free-wheeling diode such as SiC-SBD. Therefore, since the free-wheeling diode becomes unnecessary, it is possible to reduce the size and the cost. Further, the conduction loss can be reduced as compared with the case where the reverse current flows through the return diode. As a result, it is possible to provide a small-sized and low-loss power conversion device (10).

上記第の発明によれば、空気調和機の暖房中間負荷条件における上記スイッチング素子(31)の電流実効値(Irms)とオン抵抗(Ron)との関係が、Irms<0.9/Ron になるようにスイッチング素子を選定して同期整流を行えば、暖房中間負荷条件において、還流ダイオードを別途設けなくとも、同等以上の効率を達成でき、コストダウンと高効率化を両立させることが可能となる。 According to the fourth invention, the relationship between the effective current value (I rms ) and the on-resistance (R on ) of the switching element (31) under the heating intermediate load condition of the air conditioner is I rms <0.9 / R If the switching element is selected to be on and synchronous rectification is performed, efficiency equal to or higher can be achieved without separately providing a freewheeling diode under heating intermediate load conditions, and both cost reduction and high efficiency can be achieved. It becomes possible.

図1は、実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to an embodiment. 図2は、実施形態に係る同期整流の動作を説明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of synchronous rectification according to the embodiment. 図3は、実施形態に係る同期整流を行う制御部の信号波形図である。FIG. 3 is a signal waveform diagram of a control unit that performs synchronous rectification according to the embodiment. 図4は、実施形態に係る同期整流時の動作を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an operation during synchronous rectification according to the embodiment. 図5は、SiC-MOSFET、SiC-MOSFETの寄生ダイオード、SiC-SBDの電圧‐電流特性の概略を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing an outline of the voltage-current characteristics of SiC-MOSFET, SiC-MOSFET parasitic diode, and SiC-SBD.

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態および変形例は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。     Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. It should be noted that the following embodiments and modifications are essentially preferable examples, and are not intended to limit the scope of the present invention, its application, or its use.

図1に示すように、本実施形態の電力変換装置(10)は、コンバータ回路(20)とインバータ回路(30)と制御部(40)とを備えている。     As shown in FIG. 1, the power converter device (10) of this embodiment is provided with the converter circuit (20), the inverter circuit (30), and the control part (40).

上記コンバータ回路(20)は、単相の商用電源である交流電源(1)に接続され、該交流電源(1)を倍電圧整流する。また、交流電源(1)は200V系の電源である。インバータ回路(30)は、コンバータ回路(20)によって倍電圧整流された直流を三相交流に変換してモータ(2)に供給する。このモータ(2)は、空気調和機の冷媒回路に設けられる圧縮機を駆動するものである。     The converter circuit (20) is connected to an AC power source (1) which is a single-phase commercial power source, and doubles voltage rectifies the AC power source (1). The AC power source (1) is a 200V power source. The inverter circuit (30) converts the direct current rectified by the voltage doubler by the converter circuit (20) into a three-phase alternating current and supplies it to the motor (2). This motor (2) drives the compressor provided in the refrigerant circuit of an air conditioner.

上記コンバータ回路(20)は、リアクトル(21)と、4つのダイオード(22)と、2つのコンデンサ(23,24)と、平滑コンデンサ(25)とを備えている。4つのダイオード(22)は、ブリッジ結線されたダイオードブリッジ回路を構成し、交流電源(1)に接続されている。2つのコンデンサ(23,24)は、互いに直列に接続され、上記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されている。この2つのコンデンサ(23,24)の出力側に平滑コンデンサ(25)が接続され、その出力側にインバータ回路(30)が接続されている。リアクトル(21)は、交流電源(1)とダイオードブリッジ回路との間に設けられている。このように、コンバータ回路(20)は倍電圧整流するように構成されている。     The converter circuit (20) includes a reactor (21), four diodes (22), two capacitors (23, 24), and a smoothing capacitor (25). The four diodes (22) form a bridge-connected diode bridge circuit and are connected to the AC power source (1). The two capacitors (23, 24) are connected in series with each other and connected to the output side of the diode bridge circuit. A smoothing capacitor (25) is connected to the output side of the two capacitors (23, 24), and an inverter circuit (30) is connected to the output side. The reactor (21) is provided between the AC power source (1) and the diode bridge circuit. Thus, the converter circuit (20) is configured to perform voltage doubler rectification.

上記インバータ回路(30)は、6個のスイッチング素子(31)を有し、それらが三相ブリッジ結線されている。このインバータ回路(30)では、図1の上側が上アームを構成し、図1の下側が下アームを構成している。スイッチング素子(31)は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子(ここでは、SiC-MOSFET)によって構成されている。ユニポーラ素子はオン電圧降下(オン電圧ドロップ)がない素子である。このSiC-MOSFET(31)は寄生ダイオード(32)が内蔵されている。つまり、この寄生ダイオード(32)は外付けされるダイオードではなくSiC-MOSFET(31)の内部に形成されるものである。本実施形態のインバータ回路(30)では、SiC-MOSFET(31)の寄生ダイオード(32)が還流ダイオードとして使用される。     The inverter circuit (30) has six switching elements (31), which are three-phase bridge-connected. In this inverter circuit (30), the upper side in FIG. 1 constitutes the upper arm, and the lower side in FIG. 1 constitutes the lower arm. The switching element (31) is configured by a unipolar element (here, SiC-MOSFET) using a wide band gap semiconductor. A unipolar element is an element having no on-voltage drop (on-voltage drop). This SiC-MOSFET (31) has a built-in parasitic diode (32). That is, the parasitic diode (32) is formed inside the SiC-MOSFET (31), not an external diode. In the inverter circuit (30) of the present embodiment, the parasitic diode (32) of the SiC-MOSFET (31) is used as the freewheeling diode.

上記制御部(40)は、インバータ回路(30)の各スイッチング素子(31)をスイッチング制御(オンオフ制御)して同期整流を行うように構成されている。この同期整流の動作については後述する。     The control unit (40) is configured to perform synchronous rectification by switching control (on / off control) of each switching element (31) of the inverter circuit (30). This synchronous rectification operation will be described later.

この電力変換装置(10)では、交流電源(1)の電源電圧(200V)がコンバータ回路(20)によって2倍の電圧(400V)となってインバータ回路(30)に出力される。また、交流電源(1)の電源電流はコンバータ回路(20)によって半分の電流となってインバータ回路(30)に出力される。ここで、インバータ回路(30)のSiC-MOSFET(31)はオン電圧降下のないユニポーラ素子であるため、インバータ回路(30)において入力電流が半分(1/2)となることによってSiC-MOSFET(31)のオン抵抗が小さくなり、そのSiC-MOSFET(31)の導通損失は1/4(=(1/2)×(1/2))となる。一方、インバータ回路(30)には電源電圧の2倍の電圧が入力されるが、SiC-MOSFET(31)が高耐圧の素子であるため、例えば素子自体を厚くしなくても充分に対応し得る。よって、SiC-MOSFET(31)のオン抵抗を増加させずにすむ。したがって、本実施形態のインバータ回路(30)では、従来の倍電圧整流する電力変換装置を200V系の電源に用いた場合と比べて、導通損失が1/4に低減することができる。これにより、200V系の交流電源(1)に対して、倍電圧整流する回路を備えつつも、低損失および高耐圧の電力変換装置(10)を提供することができる。また、本実施形態では、スイッチング素子(31)を厚くするなどして耐圧を上げなくてもすむため、電力変換装置(10)の小型化が可能となる。     In this power converter (10), the power supply voltage (200V) of the AC power supply (1) is doubled (400V) by the converter circuit (20) and output to the inverter circuit (30). Further, the power source current of the AC power source (1) is half of the current by the converter circuit (20) and is output to the inverter circuit (30). Here, since the SiC-MOSFET (31) of the inverter circuit (30) is a unipolar element with no on-voltage drop, the input current is halved (1/2) in the inverter circuit (30). The on-resistance of 31) is reduced, and the conduction loss of the SiC-MOSFET (31) is 1/4 (= (1/2) × (1/2)). On the other hand, twice the power supply voltage is input to the inverter circuit (30). However, since the SiC-MOSFET (31) is a high breakdown voltage element, it can cope with, for example, without increasing the thickness of the element itself. obtain. Therefore, it is not necessary to increase the on-resistance of the SiC-MOSFET (31). Therefore, in the inverter circuit (30) of the present embodiment, the conduction loss can be reduced to ¼ compared to the case where the conventional power converter that performs voltage doubler rectification is used for the 200V system power supply. Accordingly, it is possible to provide a low-loss and high-withstand-voltage power converter (10) while providing a circuit for voltage doubler rectification with respect to the 200V AC power supply (1). Moreover, in this embodiment, since it is not necessary to raise a proof pressure by thickening a switching element (31) etc., size reduction of a power converter device (10) is attained.

また、本実施形態のスイッチング素子(31)では、ノーマリオン型のユニポーラ素子としてJFETまたはHFETで構成するようにしても同様の効果を奏する。この場合、スイッチング素子(31)において寄生ダイオード(32)が省略される。ノーマリオン型の素子はノーマリオフ型の素子に比べてオン抵抗が小さい。したがって、インバータ回路(30)における導通損失をより低減することができ、より低損失の電力変換装置(10)を提供することができる。     In addition, the switching element (31) of the present embodiment has the same effect even when configured as a normally-on type unipolar element by JFET or HFET. In this case, the parasitic diode (32) is omitted from the switching element (31). A normally-on element has a lower on-resistance than a normally-off element. Therefore, the conduction loss in the inverter circuit (30) can be further reduced, and the power converter (10) with lower loss can be provided.

また、本実施形態のインバータ回路(30)では、上アームおよび下アームの一方のスイッチング素子(31)をノーマリオン型のユニポーラ素子で構成するようにしてもよい。その場合、スイッチング素子(31)の駆動回路の状態に関係なく、過電流や過電圧異常を防止することができる。     Further, in the inverter circuit (30) of the present embodiment, one switching element (31) of the upper arm and the lower arm may be configured by a normally-on type unipolar element. In that case, an overcurrent or overvoltage abnormality can be prevented regardless of the state of the drive circuit of the switching element (31).

上記制御部(40)は図3に示すようにスイッチング制御して同期整流を行う。先ず、制御部(40)には出力電圧指令が送信される。出力電圧指令は、空気調和機の負荷に対するモータ(2)の必要出力電圧の信号であり、空気調和機の制御部から発信される。制御部(40)は、インバータ回路(30)の出力電圧が受信した必要出力電圧となるように、インバータ回路(30)の各スイッチング素子(31)をスイッチングする。具体的に、制御部(40)は、上アームのSiC-MOSFET(31)と下アームのSiC-MOSFET(31)のそれぞれを所定のタイミングでオン・オフさせる。つまり、制御部(40)は上アームのSiC-MOSFET(31)と下アームのSiC-MOSFET(31)とを交互にオンさせる。ここで、下アームのSiC-MOSFET(31)は、上アームのSiC-MOSFET(31)がオンしている期間(期間A)のあと直ぐにはオンされず所定のデッドタイム期間を置いてオンされる。同様に、上アームのSiC-MOSFET(31)は、下アームのSiC-MOSFET(31)がオンしている期間(期間B)のあと直ぐにはオンされず所定のデッドタイム期間を置いてオンされる。このデッドタイム期間は、いわゆるショートするのを回避するため、インバータ回路(30)の全てのSiC-MOSFET(31)をオフ状態にする期間である。     The controller (40) performs switching rectification by performing switching control as shown in FIG. First, an output voltage command is transmitted to the control unit (40). The output voltage command is a signal of the required output voltage of the motor (2) with respect to the load of the air conditioner, and is transmitted from the control unit of the air conditioner. The control unit (40) switches each switching element (31) of the inverter circuit (30) so that the output voltage of the inverter circuit (30) becomes the received necessary output voltage. Specifically, the control unit (40) turns each of the upper arm SiC-MOSFET (31) and the lower arm SiC-MOSFET (31) on and off at a predetermined timing. That is, the control unit (40) turns on the upper arm SiC-MOSFET (31) and the lower arm SiC-MOSFET (31) alternately. Here, the SiC-MOSFET (31) of the lower arm is not turned on immediately after the period (period A) during which the SiC-MOSFET (31) of the upper arm is turned on, but is turned on after a predetermined dead time period. The Similarly, the SiC-MOSFET (31) of the upper arm is not turned on immediately after the period (period B) during which the SiC-MOSFET (31) of the lower arm is on, but is turned on after a predetermined dead time period. The This dead time period is a period for turning off all the SiC-MOSFETs (31) of the inverter circuit (30) in order to avoid a so-called short circuit.

上述した制御部(40)のスイッチング制御により、インバータ回路(30)で同期整流が行われる。例えば、電流i(図2を参照。)が正(>0)の場合では、下アームのSiC-MOSFET(31)が図4に示すように同期整流される。先ず、上アームのSiC-MOSFET(31)がオン状態で、該SiC-MOSFET(31)を順方向電流が流れる(図4(a)の状態。)。次に、上アームのSiC-MOSFET(130)がオフにされ、下アームのSiC-MOSFET(31)は、逆方向電流が流れるタイミングでオフ状態になっており、逆方向電流が該下アームのSiC-MOSFET(31)の寄生ダイオード(32)を流れる(図4(b)の状態。)。即ち、デッドタイム期間は、逆方向電流が寄生ダイオード(32)を流れる。そして、デッドタイム期間が経過すると、下アームのSiC-MOSFET(31)がオンにされて逆方向電流が寄生ダイオード(32)ではなく該SiC-MOSFET(31)の内部を流れる(図4(c)の状態。)。この下アームのSiC-MOSFET(31)の同期整流により、出力電圧v0(i>0)(v0は図2を参照。)は図3に示すとおりとなる。一方、電流i(図2を参照。)が負(<0)の場合では、上アームのSiC-MOSFET(31)が上記と同様に(図4に示すように)同期整流される。この上アームのSiC-MOSFET(31)の同期整流により、出力電圧v0(i<0)(v0は図2を参照。)は図3に示すとおりとなる。これから分かるように、何れの同期整流においても、逆方向電流が寄生ダイオード(32)を流れるデッドタイム期間では寄生ダイオード(32)の導通損失により電圧降下が生じる。しかしながら、デッドタイム期間の経過後はSiC-MOSFET(31)をオンにして逆方向電流が該SiC-MOSFET(31)の内部を流れるようにしているので、電圧降下を回避することができる。即ち、インバータ回路(30)では、同期整流を行うことによって、逆方向電流が寄生ダイオード(32)に殆ど流れることなく導通損失の極めて低いSiC-MOSFET(31)の内部に流れる。これにより、インバータ回路(30)における導通損失を低減することが可能となる。また、還流ダイオードを別途設ける必要がないため、電力変換装置(10)の小型化およびコストダウンを図ることが可能となる。このように、本実施形態の同期整流は、SiC-MOSFET(31)の内部にある寄生ダイオード(32)に逆方向電流が流れる所定のタイミングで該SiC-MOSFET(31)をオンにするものである。さらに具体的に言えば、本実施形態の同期整流は、SiC-MOSFET(31)の内部にある寄生ダイオード(32)に逆方向電流が流れるタイミングで該SiC-MOSFET(31)をオフにし、該オフしてから所定のタイミングで(所定のデッドタイム期間の経過後に)該SiC-MOSFET(31)をオンにして寄生ダイオード(32)を除く該SiC-MOSFET(31)の内部に逆方向電流を流すものである。     Synchronous rectification is performed in the inverter circuit (30) by the switching control of the control unit (40) described above. For example, when the current i (see FIG. 2) is positive (> 0), the lower-arm SiC-MOSFET (31) is synchronously rectified as shown in FIG. First, the SiC-MOSFET (31) of the upper arm is in an ON state, and a forward current flows through the SiC-MOSFET (31) (state shown in FIG. 4A). Next, the SiC-MOSFET (130) of the upper arm is turned off, and the SiC-MOSFET (31) of the lower arm is turned off at the timing when the reverse current flows, and the reverse current is applied to the lower arm. It flows through the parasitic diode (32) of the SiC-MOSFET (31) (the state shown in FIG. 4B). That is, the reverse current flows through the parasitic diode (32) during the dead time period. When the dead time period elapses, the lower arm SiC-MOSFET (31) is turned on, and a reverse current flows through the SiC-MOSFET (31) instead of the parasitic diode (32) (FIG. 4 (c)). ) State.) Due to the synchronous rectification of the lower-arm SiC-MOSFET (31), the output voltage v0 (i> 0) (v0 refer to FIG. 2) is as shown in FIG. On the other hand, when the current i (see FIG. 2) is negative (<0), the upper arm SiC-MOSFET (31) is synchronously rectified in the same manner as described above (as shown in FIG. 4). Due to the synchronous rectification of the SiC-MOSFET (31) of the upper arm, the output voltage v0 (i <0) (v0 refer to FIG. 2) becomes as shown in FIG. As can be seen, in any synchronous rectification, a voltage drop occurs due to conduction loss of the parasitic diode (32) in the dead time period in which the reverse current flows through the parasitic diode (32). However, after the dead time has elapsed, the SiC-MOSFET (31) is turned on so that a reverse current flows through the SiC-MOSFET (31), so that a voltage drop can be avoided. That is, in the inverter circuit (30), by performing synchronous rectification, a reverse current hardly flows through the parasitic diode (32) and flows into the SiC-MOSFET (31) with extremely low conduction loss. Thereby, the conduction loss in the inverter circuit (30) can be reduced. Further, since there is no need to separately provide a freewheeling diode, it is possible to reduce the size and cost of the power conversion device (10). As described above, the synchronous rectification according to the present embodiment turns on the SiC-MOSFET (31) at a predetermined timing when a reverse current flows through the parasitic diode (32) inside the SiC-MOSFET (31). is there. More specifically, the synchronous rectification of the present embodiment turns off the SiC-MOSFET (31) at the timing when the reverse current flows through the parasitic diode (32) inside the SiC-MOSFET (31), Turns off the SiC-MOSFET (31) at a predetermined timing after turning it off (after the elapse of a predetermined dead time period), and applies a reverse current to the inside of the SiC-MOSFET (31) excluding the parasitic diode (32). It is a flow.

また、本実施形態のスイッチング素子(31)をJFETまたはHFETで構成するようにしても同様の同期整流が可能である。この場合は、上述したようにスイッチング素子(31)において寄生ダイオード(32)が省略される。ここでは、代表してJFET(31)の場合の同期整流について説明する。この場合、先ず、上アームのJFET(31)がオン状態で、順方向電流が流れる。次に、上アームのJFET(130)がオフにされ、下アームのJFET(31)は逆方向電流が流れるタイミングでオフ状態になっており、逆方向電流が該下アームのJFET(31)の内部を流れる。即ち、デッドタイム期間は、逆方向電流がオフ状態のJFET(31)を流れる。そして、デッドタイム期間が経過すると、下アームのJFET(31)がオンにされて逆方向電流がそのままオン状態の該JFET(31)の内部を流れる。ここで、JFET(31)のオフ状態はオン状態よりも導通損失が高い。そのため、逆方向電流がオフ状態のJFET(31)を流れるデッドタイム期間は、上記SiC-MOSFET(31)の場合と同様に電圧降下が生じる。しかしながら、デッドタイム期間の経過後はJFET(31)をオンにして逆方向電流がオン状態のJFET(31)を流れるようにしているので、電圧降下を回避することができる。即ち、この場合は、同期整流を行うことによって、逆方向電流がオフ状態のJFET(31)に殆ど流れることなく導通損失の極めて低いオン状態のJFET(31)に流れる。これにより、インバータ回路(30)における導通損失を低減することが可能となる。なお、JFET(31)の場合は、ワイドバンドギャップ半導体としてSiCが用いられ、HFET(31)の場合は、ワイドバンドギャップ半導体としてGaN(窒化ガリウム)やGaAs(ガリリウム砒素)などが用いられる。     Further, the same synchronous rectification is possible even if the switching element (31) of the present embodiment is configured by JFET or HFET. In this case, the parasitic diode (32) is omitted from the switching element (31) as described above. Here, the synchronous rectification in the case of JFET (31) will be described as a representative. In this case, first, the forward current flows while the JFET (31) of the upper arm is on. Next, the JFET (130) of the upper arm is turned off, and the JFET (31) of the lower arm is turned off at the timing when the reverse current flows, and the reverse current is applied to the JFET (31) of the lower arm. Flows inside. That is, during the dead time period, the reverse current flows through the JFET (31) in the off state. When the dead time period elapses, the lower-arm JFET (31) is turned on, and the reverse current flows through the on-state JFET (31) as it is. Here, the conduction state loss is higher in the off state of the JFET (31) than in the on state. Therefore, during the dead time period in which the reverse current flows through the off-state JFET (31), a voltage drop occurs as in the case of the SiC-MOSFET (31). However, since the reverse current flows through the on-state JFET (31) after the dead time period has elapsed, the voltage drop can be avoided. That is, in this case, by performing synchronous rectification, the reverse current hardly flows to the off-state JFET (31), and flows to the on-state JFET (31) with extremely low conduction loss. Thereby, the conduction loss in the inverter circuit (30) can be reduced. In the case of JFET (31), SiC is used as the wide band gap semiconductor, and in the case of HFET (31), GaN (gallium nitride), GaAs (gallium arsenide), or the like is used as the wide band gap semiconductor.

ここで、寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用し同期整流を行う従来技術として、Si-MOSFETの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用する技術がある。しかしながら、Si-MOSFETの寄生ダイオードの立ち上がり電圧(オン電圧)が低いため(約0.7V)、同期整流をしても、すぐに寄生ダイオードが導通する。したがって同期整流の効果は小さい。これに対して、本実施形態のようにSiC-MOSFET(31)の寄生ダイオード(32)を還流ダイオードとして使用した場合には、SiC-MOSFET(31)の寄生ダイオード(32)の立ち上がり電圧(オン電圧)が高いため(約3V)、同期整流をすると、電流が大きくならなければ寄生ダイオード(32)が導通しない。ゆえに、本実施形態のようにSiC-MOSFET(31)の寄生ダイオード(32)を還流ダイオードとして使用すれば、Si-MOSFETの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用する場合よりも、同期整流の効果は大きくなる。     Here, as a conventional technique for performing synchronous rectification using a parasitic diode as a free-wheeling diode, there is a technique using a parasitic diode of a Si-MOSFET as a free-wheeling diode. However, since the rise voltage (ON voltage) of the parasitic diode of the Si-MOSFET is low (about 0.7V), the parasitic diode immediately conducts even after synchronous rectification. Therefore, the effect of synchronous rectification is small. On the other hand, when the parasitic diode (32) of the SiC-MOSFET (31) is used as a freewheeling diode as in this embodiment, the rising voltage (ON of the parasitic diode (32) of the SiC-MOSFET (31) is turned on. Since the voltage is high (approximately 3V), the parasitic diode (32) will not conduct unless the current increases when performing synchronous rectification. Therefore, if the parasitic diode (32) of the SiC-MOSFET (31) is used as a freewheeling diode as in this embodiment, the effect of synchronous rectification is greater than when the parasitic diode of the Si-MOSFET is used as a freewheeling diode. Become.

なお、図1ではインバータ回路(30)内の6個のスイッチング素子(31)すべてに対して寄生ダイオード(32)を還流ダイオードとして使い同期整流を行う構成を適用しているが、一部のスイッチング素子(31)にのみ適用することも可能である。     In FIG. 1, a configuration in which synchronous rectification is applied to all six switching elements (31) in the inverter circuit (30) using the parasitic diode (32) as a freewheeling diode is applied. It is also possible to apply only to the element (31).

次に、空気調和機の効率とスイッチング素子(31)の選定条件について説明する。本実施形態のインバータ回路(30)では同期整流によりSiC-MOSFET(31)が通電し、従来の構成(例えば、SiC-MOSFET(31)に並列にSiC-SBD(ショットキーバリヤダイオード)を接続して還流ダイオードとして使用する構成)ではSiC-SBDが通電する。図5に示すように、SiC-MOSFET(31)は定抵抗特性を示す。SiC-SBDの立ち上がり電圧(オン電圧)は約1V、SiC-MOSFET(31)の寄生ダイオード(32)の立ち上がり電圧(オン電圧)は約3Vである。なお、立ち上がり電圧は物性値により決まっており任意に設定できない。     Next, the efficiency of the air conditioner and the selection conditions for the switching element (31) will be described. In the inverter circuit (30) of this embodiment, the SiC-MOSFET (31) is energized by synchronous rectification, and an SiC-SBD (Schottky barrier diode) is connected in parallel to the conventional configuration (eg, SiC-MOSFET (31)). In the configuration used as a freewheeling diode), SiC-SBD is energized. As shown in FIG. 5, the SiC-MOSFET (31) exhibits a constant resistance characteristic. The rising voltage (ON voltage) of the SiC-SBD is about 1V, and the rising voltage (ON voltage) of the parasitic diode (32) of the SiC-MOSFET (31) is about 3V. The rising voltage is determined by the physical property value and cannot be set arbitrarily.

本実施形態の構成と従来構成の特性を比較して考えると、端子電圧がSiC-SBDの立ち上がり電圧以下では、本実施形態のほうが効率がよい。しかしながら、さらに電流が流れると、従来構成のほうが効率がよくなる。そのため、定格条件,重負荷といった、大きな電流を流す運転状態ではSiC-SBDを使用した従来構成のほうが効率がよくなる。一方、軽負荷では、SiC-SBDの効果は低く、SiC-MOSFET(31)のみの本実施形態の構成のほうが効率がよい。     When the characteristics of the configuration of the present embodiment are compared with those of the conventional configuration, the present embodiment is more efficient when the terminal voltage is equal to or lower than the rising voltage of the SiC-SBD. However, if more current flows, the conventional configuration becomes more efficient. Therefore, the conventional configuration using SiC-SBD is more efficient in operating conditions where a large current flows, such as rated conditions and heavy loads. On the other hand, at a light load, the effect of SiC-SBD is low, and the configuration of this embodiment with only the SiC-MOSFET (31) is more efficient.

ここで、電流としてi=(√2)Irmssinθを流した時の、本実施形態と従来構成の損失はそれぞれ以下の(式1)〜(式3)で表される。
・本実施形態
(式1)Ron×Irms 2
・従来構成
(式2)Vf×(2√2/π)Irms …ただし、Vf=const.
(式3)αIrms 2+β(2(√2)/π)Irms …ただし、Vf(i)=αi+β
Irmsは電流実効値,RonはSiC-MOSFET(31)のオン抵抗値、VfはSiC-SBDの端子電圧である。(式2)はVfを一定値で近似したものであり、(式3)はVfを一次近似したものである。
Here, when i = (√2) I rms sin θ is passed as the current, the losses of this embodiment and the conventional configuration are expressed by the following (Equation 1) to (Equation 3), respectively.
-This embodiment (Formula 1) R on × I rms 2
・ Conventional configuration (Formula 2) Vf x (2√2 / π) Irms… However, Vf = const.
(Equation 3) αI rms 2 + β (2 (√2) / π) I rms ... where Vf (i) = αi + β
I rms is the effective current value, R on is the on-resistance value of the SiC-MOSFET (31), and Vf is the terminal voltage of the SiC-SBD. (Equation 2) approximates Vf with a constant value, and (Equation 3) approximates Vf with a first order.

図5や上式から分かるように、定格負荷や重負荷では本実施形態の損失が大きくなるが、軽負荷では本実施形態の方が損失は小さくなる。定格負荷での効率が重要視される一般的な負荷とは異なり、空調用途では軽負荷での運転時間が長い。そのため、実省エネのためには軽負荷での運転効率が要求される。日本国内において実省エネに最も影響するのが、暖房定格能力に対して1/2の能力を出す条件である、暖房中間負荷と呼ばれる運転条件である。     As can be seen from FIG. 5 and the above equation, the loss of the present embodiment increases at the rated load and the heavy load, but the loss of the present embodiment decreases at the light load. Unlike general loads where efficiency at the rated load is important, operating time at light loads is long in air conditioning applications. For this reason, in order to save energy, the driving efficiency at light load is required. The operating condition called heating intermediate load, which is the condition for producing a half of the heating rated capacity, has the most influence on actual energy saving in Japan.

暖房中間負荷での電流実効値をIrms1とした時、以下の(式4)と(式5)に示す条件が成り立つようにSiC-MOSFET(31)を選定する。
(式4)Irms1<(2(√2)/π)Vf/Ron…ただし、Vf=const.
(式5)Irms1<(2(√2)/π)β/(Ron−α) …ただし、Vf(i)=αi+β
このようにスイッチング素子を選定して同期整流を行えば、暖房中間負荷において、SiC-SBDを使用しなくとも、同等以上の効率を達成でき、コストダウンと高効率化を両立させることが可能となる。
Select the SiC-MOSFET (31) so that the conditions shown in (Equation 4) and (Equation 5) below are satisfied when the current effective value at the heating intermediate load is I rms1 .
(Equation 4) I rms1 <(2 (√2) / π) Vf / R on ... However, Vf = const.
(Formula 5) I rms1 <(2 (√2) / π) β / (R on −α) where Vf (i) = αi + β
By selecting a switching element and performing synchronous rectification in this way, it is possible to achieve the same or higher efficiency in the heating intermediate load without using SiC-SBD, and to achieve both cost reduction and high efficiency. Become.

さらに、SiC-SBDの立ち上がり電圧は約1Vである点を考慮し、Vfを1Vとすると、上記(式4)は以下の(式6)のように簡略化できる。
(式6)Irms1<0.9/Ron
これによりスイッチング素子選定がさらに容易になる。
Further, considering that the rising voltage of the SiC-SBD is about 1V, if Vf is 1V, the above (formula 4) can be simplified as the following (formula 6).
(Formula 6) I rms1 <0.9 / R on
This further facilitates switching element selection.

なお、上記実施形態ではワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子の一例としてSiC-MOSFETを示したが、GaNやダイヤモンドなど他のワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子でも同様に考えることができる。     In the above embodiment, the SiC-MOSFET is shown as an example of a unipolar element using a wide band gap semiconductor, but the same can be applied to a unipolar element using another wide band gap semiconductor such as GaN or diamond.

以上説明したように、本発明は、倍電圧整流するコンバータ回路とスイッチング素子を有するインバータ回路とを備えた電力変換装置について有用である。     As described above, the present invention is useful for a power conversion device including a converter circuit that performs voltage doubler rectification and an inverter circuit having a switching element.

1 交流電源
10 電力変換装置
20 コンバータ回路
30 インバータ回路
31 スイッチング素子
40 制御部
1 AC power supply
10 Power converter
20 Converter circuit
30 Inverter circuit
31 Switching element
40 Control unit

Claims (4)

200V系の交流電源(1)に接続され、該交流電源(1)からの電流を倍電圧整流するように構成されたコンバータ回路(20)と、
ユニポーラ素子からなる複数のスイッチング素子(31)を有し、該スイッチング素子(31)のオンオフ動作により、上記コンバータ回路(20)で倍電圧整流された直流を交流に変換するインバータ回路(30)とを備え
上記スイッチング素子(31)の少なくとも1つは、ワイドバンドギャップ半導体が用いられたユニポーラ素子からなり、
上記インバータ回路(30)は、それぞれ上記スイッチング素子(31)を有する上アームおよび下アームから構成され、該上アームおよび下アームの何れか一方のスイッチング素子(31)がノーマリオン型のものである
ことを特徴とする電力変換装置。
A converter circuit (20) connected to a 200V AC power supply (1) and configured to double-voltage rectify the current from the AC power supply (1);
An inverter circuit (30) having a plurality of switching elements (31) each made of a unipolar element, and converting the DC voltage rectified by the converter circuit (20) into alternating current by an on / off operation of the switching element (31); equipped with a,
At least one of the switching elements (31) is a unipolar element using a wide band gap semiconductor,
The inverter circuit (30) is composed of an upper arm and a lower arm each having the switching element (31), and one of the switching elements (31) of the upper arm and the lower arm is a normally-on type. <br/> A power converter characterized by the above.
請求項1において、
上記スイッチング素子(31)の内部に逆方向電流が流れる所定のタイミングで該スイッチング素子(31)をオンにして上記インバータ回路(30)の同期整流を行う制御部(40)を備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
Oite to claim 1,
A control unit (40) for turning on the switching element (31) and performing synchronous rectification of the inverter circuit (30) at a predetermined timing when a reverse current flows in the switching element (31); A power conversion device.
請求項1において、
空気調和機に使用されるものである
ことを特徴とする電力変換装置。
Oite to claim 1,
A power conversion device used for an air conditioner.
請求項3において、
上記空気調和機の暖房定格能力に対して1/2の能力を出す条件である暖房中間負荷条件における上記スイッチング素子(31)の電流実効値(Irms)とオン抵抗(Ron)との関係が、Irms<0.9/Ronになるように構成されている
ことを特徴とする電力変換装置。
In claim 3,
Relationship between effective current value (I rms ) and on-resistance (R on ) of the switching element (31) under a heating intermediate load condition, which is a condition that produces a half of the heating rated capacity of the air conditioner Is configured so that I rms <0.9 / R on .
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