JP6796392B2 - 3-level power converter - Google Patents

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Description

本発明は、複数個の電力スイッチング素子を用いて構成される3レベル電力変換装置に関する。 The present invention relates to a three-level power conversion device configured by using a plurality of power switching elements.

電力変換装置は、複数の電力スイッチング素子を動作させることで、直流電力を任意の振幅、周波数の交流電圧指令と等価な電圧に変換する交流電力生成機能や、これとは逆に変換する直流電力生成機能を持つ。この電力変換装置において、正電圧・負電圧と零電圧の3つを交流端子側に出力可能なものを3レベル電力変換装置という。3レベル電力変換装置は、例えば4種類のスイッチング動作区分を有する回路構成を備える。この3レベル電力変換装置は、交流電圧指令に対してスイッチングパターンの指令信号を各ゲートドライバに与えることで、各電力スイッチング素子がオン・オフの動作を行い、AC出力端で交流電圧指令と等価な電圧を出力する。3レベル電力変換装置は、任意の振幅、周波数の交流電圧を直流電圧に変換することも可能である。 The power conversion device has an AC power generation function that converts DC power to a voltage equivalent to an AC voltage command of an arbitrary amplitude and frequency by operating multiple power switching elements, and DC power that converts in the opposite direction. Has a generation function. In this power conversion device, a device capable of outputting three positive / negative voltage and zero voltage to the AC terminal side is called a three-level power conversion device. The three-level power converter includes, for example, a circuit configuration having four types of switching operation categories. In this 3-level power conversion device, by giving a command signal of a switching pattern to each gate driver in response to an AC voltage command, each power switching element operates on and off, and is equivalent to an AC voltage command at the AC output end. Output voltage. The three-level power converter can also convert an AC voltage of any amplitude and frequency into a DC voltage.

一般的に、電力スイッチング素子を用いた3レベル電力変換装置において出力容量を増加させるためには、箱型の筐体の中に複数の電力変換主回路を集約した電力変換セル(電力スイッチング素子集合体)を複数個並列に接続させる方法がある。この電力変換セルは、上記した4種類のスイッチング動作区分を包含する。 Generally, in order to increase the output capacity in a three-level power conversion device using a power switching element, a power conversion cell (power switching element set) in which a plurality of power conversion main circuits are integrated in a box-shaped housing. There is a method of connecting a plurality of bodies) in parallel. This power conversion cell includes the above-mentioned four types of switching operation categories.

近年の交流誘導電動機の大容量化に伴い、3レベル電力変換装置は、大容量化と小型化が要望されている。特許文献1の要約書の解決手段には、「3レベル電力変換装置において、スイッチング素子と環流ダイオードを含む電力変換モジュール1〜4の長手方向を装置筐体の底面と平行になるように、電力変換モジュール集合体20に配置する。規定の長さの範囲内で電力変換モジュール1〜4を装置筐体と平行な方向に順次並べて配置し、上記規定の長さを越える分の電力変換モジュール1〜4については、段を変えて配置する。」と記載されている。 With the increase in capacity of AC induction motors in recent years, there is a demand for larger capacity and smaller size of 3-level power converters. As a solution to the abstract of Patent Document 1, "In a three-level power conversion device, power is supplied so that the longitudinal direction of the power conversion modules 1 to 4 including the switching element and the recirculation diode is parallel to the bottom surface of the device housing. Arranged in the conversion module assembly 20. Power conversion modules 1 to 4 are sequentially arranged side by side in a direction parallel to the device housing within a specified length range, and the power conversion module 1 exceeding the specified length is arranged. ~ 4 are arranged in different stages. "

特開2014−116995号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2014-116995

この電力変換装置において、従来の電力変換セルは3レベル電力変換回路1相分を包含するように、平面状に部品を配置して構成される。このような構成にて、印加電圧の引き上げを目的として各電力スイッチング素子を2直列以上の構成とすると回路規模が大きくなり、電力変換装置が大型化してしまうおそれがあった。
同様に、装置の電力容量の増加を目的として各電力スイッチング素子を並列化した構成とした場合も、実装の制約により設計の自由度が低下し、結果として電力変換装置が大型化してしまうおそれがあった。
In this power conversion device, the conventional power conversion cell is configured by arranging parts in a plane so as to include one phase of the three-level power conversion circuit. In such a configuration, if each power switching element is configured to have two or more series for the purpose of increasing the applied voltage, the circuit scale becomes large and the power conversion device may become large.
Similarly, if each power switching element is arranged in parallel for the purpose of increasing the power capacity of the device, the degree of freedom in design is reduced due to mounting restrictions, and as a result, the power conversion device may become large. there were.

さらに、電力スイッチング素子に導通破損などの事故が生じた際に、電力変換装置を復旧するには、電力スイッチング素子の特性を並列間で揃える必要がある。よって破損した電力変換スイッチング素子を含む当該電力変換セルだけではなく、当該電力変換セルと並列構成をなす他の電力変換セルもその交換範囲となる。よって、故障範囲に比べて交換範囲が広いため、復旧時間および復旧費用が大きくなるおそれがある。
加えて、電力変換セル内の電力スイッチング素子が電力変換装置動作中に短絡などの故障をきたした場合には、短絡系路上にある他の電力スイッチング素子にも連鎖的に影響が波及して、導通破損するおそれがある。そこで、事故時の二次被害の防止が望まれている。
そこで、本発明は、電力変換装置の小型化を図ると共に、事故時の二次被害を少なくすることを課題とする。
Further, in order to restore the power conversion device when an accident such as conduction damage occurs in the power switching element, it is necessary to make the characteristics of the power switching element uniform between parallels. Therefore, not only the power conversion cell including the damaged power conversion switching element but also other power conversion cells having a parallel configuration with the power conversion cell are within the exchange range. Therefore, since the replacement range is wider than the failure range, the recovery time and recovery cost may increase.
In addition, if the power switching element in the power conversion cell causes a failure such as a short circuit during the operation of the power conversion device, the influence spreads to other power switching elements on the short circuit path in a chain reaction. There is a risk of conduction damage. Therefore, it is desired to prevent secondary damage in the event of an accident.
Therefore, it is an object of the present invention to reduce the size of the power conversion device and to reduce the secondary damage in the event of an accident.

前記した課題を解決するため、本発明の3レベル電力変換装置は、
正極側直流端子および負極側直流端子とU相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のU相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とV相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のV相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とW相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のW相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、を備える。この3レベル電力変換装置は、前記U相、前記V相、前記W相の前記複数の電力変換主回路は、2以上の電力スイッチング素子が直列に接続された構成が複数に亘って配列された第1〜第4スイッチング素子構造体と、直流電圧の中性点から前記第1スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第1ダイオード素子と、前記中性点から前記第4スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第2ダイオード素子が複数に亘って配列されたダイオード素子構造体と、を含んで構成される。前記第1スイッチング素子構造体の各構成は、前記正極側直流端子に一端が接続され、前記第2スイッチング素子構造体の各構成は、前記第1スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記U相、前記V相、前記W相のうち何れかの交流端子との間に接続され、前記第4スイッチング素子構造体の各構成は、前記負極側直流端子に一端が接続され、前記第3スイッチング素子構造体の各構成は、各前記第4スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記U相、前記V相、前記W相のうち何れかの交流端子との間に接続され、前記第1〜第4スイッチング素子構造体の各構成は、直列接続された何れかの電力スイッチング素子に過電圧が印加された際に、直列接続された他の電力スイッチング素子の運転を停止する。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
In order to solve the above-mentioned problems, the three-level power converter of the present invention is used.
The DC voltage applied to the positive side DC terminal and the negative side DC terminal is connected in parallel between the positive side DC terminal and the negative side DC terminal and the U phase terminal, and the DC voltage of the U phase of arbitrary frequency and amplitude is applied. A plurality of power conversion main circuits that convert to AC voltage are connected in parallel between the positive side DC terminal and the negative side DC terminal and the V phase terminal, and become the positive side DC terminal and the negative side DC terminal. Multiple power conversion main circuits that convert the applied DC voltage into V-phase AC voltage of arbitrary frequency and amplitude are connected in parallel between the positive-side DC terminal and the negative-side DC terminal and the W-phase terminal. A plurality of power conversion main circuits that convert the DC voltage applied to the positive side DC terminal and the negative side DC terminal into a W-phase AC voltage having an arbitrary frequency and amplitude are provided. In this three-level power conversion device, the plurality of power conversion main circuits of the U phase, the V phase, and the W phase are arranged in a plurality of configurations in which two or more power switching elements are connected in series. The first to fourth switching element structures, the first diode element connected to the other end of one of the configurations of the first switching element structure from the neutral point of the DC voltage, and the first from the neutral point. The configuration includes a diode element structure in which a plurality of second diode elements connected to the other end of one of the configurations of the four switching element structures are arranged. One end of each configuration of the first switching element structure is connected to the positive side DC terminal, and each configuration of the second switching element structure is one of the configurations of the first switching element structure and the U. Each configuration of the fourth switching element structure is connected to any of the AC terminals of the phase, the V phase, and the W phase, and one end of each configuration is connected to the negative side DC terminal, and the third switching. Each configuration of the element structure is connected between one of the configurations of the fourth switching element structure and any of the AC terminals of the U phase, the V phase, and the W phase, and the first configuration is described. Each configuration of the fourth switching element structure stops the operation of the other power switching elements connected in series when an overvoltage is applied to any of the power switching elements connected in series.
Other means will be described in the form for carrying out the invention.

本発明によれば、電力変換装置の小型化を図ると共に、事故時の二次被害を少なくすることが可能な電力変換装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a power conversion device capable of reducing the size of the power conversion device and reducing secondary damage in the event of an accident.

本実施形態における3レベル電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the 3 level power conversion apparatus in this embodiment. 本実施形態における3レベル電力変換回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 3 level power conversion circuit in this embodiment. IGBTセルの詳細を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the detail of the IGBT cell. 本実施形態における3レベル電力変換回路にて故障が発生したことを示す図である。It is a figure which shows that the failure occurred in the 3 level power conversion circuit in this embodiment. 本実施形態における3レベル電力変換回路にて故障後に停止したことを示す図である。It is a figure which shows that it stopped after the failure in the 3 level power conversion circuit in this embodiment. 3レベル電力変換回路の正面図である。It is a front view of a three-level power conversion circuit. 一相分の3レベル電力変換回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows 3 level power conversion circuit for one phase. 電力変換セルの正面図である。It is a front view of the power conversion cell. 電力変換セルの側面図である。It is a side view of the power conversion cell. 電力変換セルの斜視図である。It is a perspective view of the power conversion cell. クランプダイオードセルを示す正面図である。It is a front view which shows the clamp diode cell. クランプダイオードセルを示す側面図である。It is a side view which shows the clamp diode cell. クランプダイオードセルを示す斜視図である。It is a perspective view which shows the clamp diode cell. 比較例の3レベル電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the 3 level power conversion apparatus of the comparative example. 比較例の3レベル電力変換回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 3 level power conversion circuit of the comparative example. IGBT素子とゲートドライバの詳細を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the detail of the IGBT element and the gate driver. 比較例の3レベル電力変換回路にて故障が発生したことを示す図である。It is a figure which shows that the failure occurred in the 3 level power conversion circuit of the comparative example. 比較例の3レベル電力変換回路にて故障により各素子が導通破損したことを示す図である。It is a figure which shows that each element was conduction damaged by the failure in the 3 level power conversion circuit of the comparative example.

以下、本発明を実施するための形態について、各図面を参照しながら説明を行う。なお、各図において共通の構成要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略する。
比較例および本実施形態の3レベル電力変換装置は、直流電圧を任意の周波数・振幅の交流電圧に変換するインバータである。この3レベル電力変換装置は、例えば、鉄鋼圧延プラントなどに用いられる交流誘導電動機の駆動制御に適用される。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the respective drawings. The common components in each figure are designated by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.
The three-level power conversion device of the comparative example and the present embodiment is an inverter that converts a DC voltage into an AC voltage having an arbitrary frequency and amplitude. This three-level power converter is applied to drive control of an AC induction motor used in, for example, a steel rolling plant.

《比較例の3レベル電力変換装置》
図14は、比較例の3レベル電力変換装置9の構成図である。
3レベル電力変換装置9は、U相回路91u、V相回路91v、W相回路91wの3相から構成される。V相回路91v、W相回路91wの構成は、U相回路91uと同一である。
U相回路91uは、電力変換主回路92a〜92cが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路92a〜92cは、それぞれ正側直流電源母線(以下、「P母線」と記載)、中性点母線(以下、「C母線」と記載)、負側直流電源母線(以下、「N母線」と記載)に接続されて直流電圧が供給され、ノードUACOにU相の交流電圧を出力する。電力変換主回路92b,92cの回路構成は、電力変換主回路92aと同一である。
<< 3-level power converter in comparative example >>
FIG. 14 is a configuration diagram of the three-level power conversion device 9 of the comparative example.
The three-level power converter 9 is composed of three phases, a U-phase circuit 91u, a V-phase circuit 91v, and a W-phase circuit 91w. The configurations of the V-phase circuit 91v and the W-phase circuit 91w are the same as those of the U-phase circuit 91u.
The U-phase circuit 91u is configured by connecting power conversion main circuits 92a to 92c in parallel. These power conversion main circuits 92a to 92c are positive DC power supply bus (hereinafter referred to as "P bus"), neutral point bus (hereinafter referred to as "C bus"), and negative DC power bus (hereinafter, "C bus"), respectively. It is connected to the "N bus") to supply a DC voltage, and outputs a U-phase AC voltage to the node UACO. The circuit configuration of the power conversion main circuits 92b and 92c is the same as that of the power conversion main circuit 92a.

V相回路91vは、電力変換主回路92d〜92fが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路92d〜92fは、それぞれP母線、C母線、N母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードVACOにV相の交流電圧を出力する。電力変換主回路92e,92fの回路構成は、電力変換主回路92dと同一である。
W相回路91wは、電力変換主回路92g〜92iが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路92g〜92iは、それぞれP母線、C母線、N母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードWACOにW相の交流電圧を出力する。電力変換主回路92h,92iの回路構成は、電力変換主回路92gと同一である。
以下、電力変換主回路92a〜92iを特に区別しないときには、単に電力変換主回路92と記載する。
The V-phase circuit 91v is configured by connecting power conversion main circuits 92d to 92f in parallel. These power conversion main circuits 92d to 92f are connected to the P bus, C bus, and N bus, respectively, to supply a DC voltage, and output a V-phase AC voltage to the node VACO. The circuit configuration of the power conversion main circuits 92e and 92f is the same as that of the power conversion main circuit 92d.
The W-phase circuit 91w is configured by connecting power conversion main circuits 92g to 92i in parallel. These power conversion main circuits 92g to 92i are connected to the P bus, C bus, and N bus, respectively, to supply a DC voltage, and output a W phase AC voltage to the node WACO. The circuit configuration of the power conversion main circuits 92h and 92i is the same as that of the power conversion main circuit 92g.
Hereinafter, when the power conversion main circuits 92a to 92i are not particularly distinguished, they are simply referred to as the power conversion main circuit 92.

負荷Lは、ノードUACO,VACO,WACOに接続されて交流電圧が印加される。この負荷Lは、例えば交流誘導電動機などである。
U相回路91uと、V相回路91vと、W相回路91wとは、3相とも同一の構成である。U相回路91u、V相回路91v、W相回路91wの各相において、同様な電力変換主回路92を複数個並列に接続することにより、3レベル電力変換装置9の出力容量を増加させることができる。
The load L is connected to the nodes UACO, VACO, and WACO, and an AC voltage is applied. This load L is, for example, an AC induction motor or the like.
The U-phase circuit 91u, the V-phase circuit 91v, and the W-phase circuit 91w have the same configuration in all three phases. In each phase of the U-phase circuit 91u, the V-phase circuit 91v, and the W-phase circuit 91w, the output capacitance of the three-level power conversion device 9 can be increased by connecting a plurality of similar power conversion main circuits 92 in parallel. it can.

図15は、比較例の電力変換主回路92を示す回路図である。
電力変換主回路92は、電力スイッチング素子としてIGBT素子Q11〜Q14を使用し、ダイオード素子D3,D4によって中性点にクランプするNPC(Neutral Point Clamped)方式の電力変換回路である。IGBT素子Q11〜Q14は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor:IGBT:以下「IGBT」と記載)およびコレクタ−エミッタ間に接続された環流用ダイオードを備えた素子である。各IGBT素子Q11〜Q14にはゲートドライバ18が接続されており、このゲートドライバ18は、制御部90によって制御される。これらIGBT素子Q11〜Q14の詳細は、後記する図16で説明する。
FIG. 15 is a circuit diagram showing a power conversion main circuit 92 of a comparative example.
The power conversion main circuit 92 is an NPC (Neutral Point Clamped) type power conversion circuit that uses IGBT elements Q11 to Q14 as power switching elements and clamps them to a neutral point by diode elements D3 and D4. The IGBT elements Q11 to Q14 are elements including an insulated gate bipolar transistor (IGBT: hereinafter referred to as "IGBT") and a circulation diode connected between a collector and an emitter. A gate driver 18 is connected to each of the IGBT elements Q11 to Q14, and the gate driver 18 is controlled by the control unit 90. Details of these IGBT elements Q11 to Q14 will be described later with reference to FIG.

比較例において、正側のIGBT素子Q11は、P母線の電位を、IGBT素子Q12を介してノードACOに出力する。P母線には、直流電源Epによって直流電圧が印加されている。
第1の中性点のIGBT素子Q12および第2の中性点のIGBT素子Q13は、IGBT素子Q11,Q12がオフの際に、C母線の電位をノードACOに出力する。
In the comparative example, the IGBT element Q11 on the positive side outputs the potential of the P bus to the node ACO via the IGBT element Q12. A DC voltage is applied to the P bus by the DC power supply Ep.
The IGBT element Q12 at the first neutral point and the IGBT element Q13 at the second neutral point output the potential of the C bus to the node ACO when the IGBT elements Q11 and Q12 are off.

負側のIGBT素子Q14は、N母線の電位を、IGBT素子Q13を介してノードACOに出力する。これらIGBT素子Q11〜Q14は、P母線とN母線との間に直列に接続される。各ゲートドライバ18は、制御部90に接続されており、各IGBT素子Q11〜Q14のゲートに駆動信号を供給する。 The negative side IGBT element Q14 outputs the potential of the N bus to the node ACO via the IGBT element Q13. These IGBT elements Q11 to Q14 are connected in series between the P bus and the N bus. Each gate driver 18 is connected to the control unit 90, and supplies a drive signal to the gates of the respective IGBT elements Q11 to Q14.

また、電力変換主回路92では、2個のクランプ用のダイオード素子D3,D4を含んで構成される。正側クランプ用のダイオード素子D3および負側クランプ用のダイオード素子D4は、2in1ダイオード素子である。IGBT素子Q11,Q12の接続点とC母線の間に、C母線の電位を出力するための正側クランプ用のダイオード素子D3が接続される。また、IGBT素子Q13,Q14の接続点とC母線の間に、C母線の電位を出力するための負側クランプ用のダイオード素子D4が接続される。電力変換主回路92では、各IGBT素子Q11〜Q14がスイッチング動作を行うことで、出力点であるノードACOから負荷Lに対して交流電力が出力される。 Further, the power conversion main circuit 92 includes two diode elements D3 and D4 for clamping. The diode element D3 for the positive side clamp and the diode element D4 for the negative side clamp are 2in1 diode elements. A diode element D3 for a positive side clamp for outputting the potential of the C bus is connected between the connection points of the IGBT elements Q11 and Q12 and the C bus. Further, a diode element D4 for a negative clamp for outputting the potential of the C bus is connected between the connection points of the IGBT elements Q13 and Q14 and the C bus. In the power conversion main circuit 92, each IGBT element Q11 to Q14 performs a switching operation, so that AC power is output from the node ACO, which is an output point, to the load L.

《スイッチング動作》
ノードACOに正電圧のパルスを出力する際、制御部90は、IGBT素子Q11,Q12をオン、IGBT素子Q13,Q14をオフする。これによりP母線の電位が、ノードACOに出力される。
また、ノードACOに零電圧を出力する際、制御部90は、IGBT素子Q12,Q13をオン、IGBT素子Q11,Q14をオフする。これによりC母線の電位が、ノードACOに出力される。
《Switching operation》
When outputting a positive voltage pulse to the node ACO, the control unit 90 turns on the IGBT elements Q11 and Q12 and turns off the IGBT elements Q13 and Q14. As a result, the potential of the P bus is output to the node ACO.
Further, when the zero voltage is output to the node ACO, the control unit 90 turns on the IGBT elements Q12 and Q13 and turns off the IGBT elements Q11 and Q14. As a result, the potential of the C bus is output to the node ACO.

ノードACOに負電圧のパルスを出力する際、制御部90は、IGBT素子Q13,Q14をオン、IGBT素子Q11,Q12をオフする。これによりN母線の電位が、ノードACOに出力される。
電力変換主回路92の制御部90は、上記したようなゼロ点を中心とした正パルスと負パルスからなるPWM(Pulse Width Modulation)パルスを出力するので、2レベル電力変換回路と比べ、より正弦波に近い交流電圧をノードACOに出力することができる。
When outputting a negative voltage pulse to the node ACO, the control unit 90 turns on the IGBT elements Q13 and Q14 and turns off the IGBT elements Q11 and Q12. As a result, the potential of the N bus is output to the node ACO.
Since the control unit 90 of the power conversion main circuit 92 outputs a PWM (Pulse Width Modulation) pulse composed of a positive pulse and a negative pulse centered on the zero point as described above, it is more sine than the two-level power conversion circuit. An AC voltage close to a wave can be output to the node ACO.

図16は、IGBT素子Q11とゲートドライバ18等の詳細を示す回路図である。
比較例のIGBT素子Q11には、ゲートドライバ18、過電圧検出回路19、過電圧抑制回路20が接続されている。
過電圧抑制回路20は、IGBT素子Q11のコレクタ−ゲート間に並列に接続されたツェナーダイオード(不図示)を含んで構成される。この過電圧抑制回路20は、コレクタ−ゲート間に過電圧が印加されるとツェナーダイオードに電流が流れ、IGBT素子Q11のゲートに充電電流を供給する。これによりIGBT素子Q11のインピーダンスを低下させ、IGBT素子Q11を過電圧から保護している。
過電圧検出回路19とゲートドライバ18とは、ゲート−エミッタ間に接続される。ゲートドライバ18は、IGBT素子Q11のゲートに指令信号を流す。過電圧検出回路19は、過電圧抑制回路20の出力信号とゲートドライバ18からIGBT素子Q11に流れる指令信号とは不一致であると認識することで、過電圧が発生していると判断する。これにより制御部90(図15参照)は、運転を停止して素子の導通破損を防ぐことができる。
FIG. 16 is a circuit diagram showing details of the IGBT element Q11, the gate driver 18, and the like.
A gate driver 18, an overvoltage detection circuit 19, and an overvoltage suppression circuit 20 are connected to the IGBT element Q11 of the comparative example.
The overvoltage suppression circuit 20 includes a Zener diode (not shown) connected in parallel between the collector and the gate of the IGBT element Q11. When an overvoltage is applied between the collector and the gate, the overvoltage suppression circuit 20 causes a current to flow through the Zener diode and supplies a charging current to the gate of the IGBT element Q11. As a result, the impedance of the IGBT element Q11 is lowered, and the IGBT element Q11 is protected from overvoltage.
The overvoltage detection circuit 19 and the gate driver 18 are connected between the gate and the emitter. The gate driver 18 sends a command signal to the gate of the IGBT element Q11. The overvoltage detection circuit 19 determines that an overvoltage has occurred by recognizing that the output signal of the overvoltage suppression circuit 20 and the command signal flowing from the gate driver 18 to the IGBT element Q11 do not match. As a result, the control unit 90 (see FIG. 15) can stop the operation and prevent the continuity of the element from being damaged.

《比較例の問題点》
比較例の電力変換主回路92では、IGBT素子Q11〜Q14のうちいずれかが導通破損した際に、二次的な素子破損が発生するおそれがある。これを図17と図18を参照して説明する。
図17は、比較例の電力変換主回路92にて故障が発生したことを示す図である。
IGBT素子Q11,Q12がオンし、IGBT素子Q13,Q14がオフしたときに電力変換主回路92に流れる電流を、ルート73として示す。電流は、P母線からIGBT素子Q11,Q12とノードACOを介して、負荷Lに流れる。このときIGBT素子Q13が誤ってオンするか、または導通破損すると、図18に示すように他の素子も導通破損する。
<< Problems of comparative examples >>
In the power conversion main circuit 92 of the comparative example, when any one of the IGBT elements Q11 to Q14 is conduction-damaged, secondary element damage may occur. This will be described with reference to FIGS. 17 and 18.
FIG. 17 is a diagram showing that a failure has occurred in the power conversion main circuit 92 of the comparative example.
The current flowing through the power conversion main circuit 92 when the IGBT elements Q11 and Q12 are turned on and the IGBT elements Q13 and Q14 are turned off is shown as the route 73. The current flows from the P bus to the load L via the IGBT elements Q11 and Q12 and the node ACO. At this time, if the IGBT element Q13 is erroneously turned on or the conduction is damaged, the other elements are also conduction-damaged as shown in FIG.

図18は、故障により各素子が導通破損したことを示す図である。
このとき電力変換主回路92に流れる電流を、ルート74として示す。電流は、P母線からIGBT素子Q11,Q12,Q13とダイオード素子D4を介してC母線に流れる。このような直流短絡により、IGBT素子Q11,Q12とダイオード素子D4は破損に至る。
直列接続されたIGBT素子Q11に、IGBT素子Q11〜Q14の4素子分の電圧が印加され電圧が上昇するが、過電圧検出回路19(図16参照)により近傍のIGBT素子の故障を検出し、運転を停止させることで更なる被害を留めることができる。しかし、IGBT素子Q13が過電圧によりダメージを受けていることを考慮すると、運転停止後にIGBT素子Q11〜Q14とダイオード素子D4とを交換する必要がある。すなわち、1相分の構成をすべて交換しなければならない。
FIG. 18 is a diagram showing that each element is conductively damaged due to a failure.
The current flowing through the power conversion main circuit 92 at this time is shown as a route 74. The current flows from the P bus to the C bus via the IGBT elements Q11, Q12, Q13 and the diode element D4. Due to such a DC short circuit, the IGBT elements Q11 and Q12 and the diode element D4 are damaged.
The voltage of four elements of the IGBT elements Q11 to Q14 is applied to the IGBT elements Q11 connected in series to raise the voltage, but the overvoltage detection circuit 19 (see FIG. 16) detects the failure of the nearby IGBT element and operates. Further damage can be stopped by stopping. However, considering that the IGBT element Q13 is damaged by the overvoltage, it is necessary to replace the IGBT elements Q11 to Q14 with the diode element D4 after the operation is stopped. That is, all the configurations for one phase must be replaced.

《本実施形態の電力変換回路構成例》
図1に示す3レベル電力変換装置1は、直流電圧を任意の周波数・振幅の交流電圧に変換する電力変換主回路12(図2参照)をそれぞれ3個用いたU相回路11u、V相回路11v、W相回路11wの3相を備えている。V相回路11v、W相回路11wの構成は、U相回路11uの構成と同一である。
<< Example of power conversion circuit configuration of this embodiment >>
The three-level power conversion device 1 shown in FIG. 1 is a U-phase circuit 11u and a V-phase circuit using three power conversion main circuits 12 (see FIG. 2) that convert a DC voltage into an AC voltage having an arbitrary frequency and amplitude. It has three phases of 11v and W-phase circuit 11w. The configuration of the V-phase circuit 11v and the W-phase circuit 11w is the same as the configuration of the U-phase circuit 11u.

U相回路11uは、電力変換主回路12a〜12cが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路12a〜12cは、それぞれP母線、C母線、N母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードUACOにU相の交流電圧を出力する。電力変換主回路12b,12cの回路構成は、電力変換主回路12aと同一である。更に電力変換主回路12a〜12cは、同一動作単位のIGBT素子が配列されたIGBTセル14〜17と、ダイオードが配列されたクランプダイオードセル13とを共有する。電力変換主回路12a〜12cは、これらIGBTセル14〜17と、クランプダイオードセル13とが上下左右不問の実装にて構成される構造体内で並列化されている、IGBT素子やダイオードは、それぞれ同一動作単位でセル化されているので、同一動作単位での交換が容易に行える。 The U-phase circuit 11u is configured by connecting power conversion main circuits 12a to 12c in parallel. These power conversion main circuits 12a to 12c are connected to the P bus, C bus, and N bus, respectively, to supply a DC voltage, and output a U-phase AC voltage to the node UACO. The circuit configuration of the power conversion main circuits 12b and 12c is the same as that of the power conversion main circuit 12a. Further, the power conversion main circuits 12a to 12c share the IGBT cells 14 to 17 in which the IGBT elements of the same operation unit are arranged and the clamp diode cells 13 in which the diodes are arranged. In the power conversion main circuits 12a to 12c, these IGBT cells 14 to 17 and the clamp diode cells 13 are parallelized in a structure composed of mountings regardless of top, bottom, left, and right. The IGBT elements and diodes are the same, respectively. Since the cells are formed in operation units, they can be easily exchanged in the same operation unit.

図1のIGBTセル14は、動作単位を示す“QP”が記載されており、比較例のIGBT素子Q11(図15参照)と同様に動作する。IGBTセル15は、動作単位を示す“QPC”が記載されており、比較例のIGBT素子Q12(図15参照)と同様に動作する。IGBTセル16は、動作単位を示す“QNC”が記載されており、比較例のIGBT素子Q13(図15参照)と同様に動作する。IGBTセル17は、動作単位を示す“QN”が記載されており、比較例のIGBT素子Q14(図15参照)と同様に動作する。クランプダイオードセル13は、動作単位を示す“D”が記載されている。 The IGBT cell 14 of FIG. 1 has “QP” indicating an operation unit, and operates in the same manner as the IGBT element Q11 (see FIG. 15) of the comparative example. In the IGBT cell 15, "QPC" indicating an operation unit is described, and the IGBT cell 15 operates in the same manner as the IGBT element Q12 (see FIG. 15) of the comparative example. The IGBT cell 16 is described with "QNC" indicating an operation unit, and operates in the same manner as the IGBT element Q13 (see FIG. 15) of the comparative example. The IGBT cell 17 has a “QN” indicating an operation unit, and operates in the same manner as the IGBT element Q14 (see FIG. 15) of the comparative example. In the clamp diode cell 13, "D" indicating an operating unit is described.

V相回路11vは、電力変換主回路12d〜12fが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路12d〜12fは、それぞれP母線、C母線、N母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードVACOにV相の交流電圧を出力する。電力変換主回路12e,12fの構成は、電力変換主回路12dの構成と同一である。更に電力変換主回路12d〜12fは、同一動作単位のIGBT素子が配列されたIGBTセル14〜17と、同一動作単位のダイオードが配列されたクランプダイオードセル13とを共有している。これにより、IGBT素子やダイオードを同一動作単位で交換することができる。 The V-phase circuit 11v is configured by connecting power conversion main circuits 12d to 12f in parallel. These power conversion main circuits 12d to 12f are connected to the P bus, C bus, and N bus, respectively, to supply a DC voltage, and output a V-phase AC voltage to the node VACO. The configuration of the power conversion main circuits 12e and 12f is the same as the configuration of the power conversion main circuit 12d. Further, the power conversion main circuits 12d to 12f share the IGBT cells 14 to 17 in which the IGBT elements of the same operation unit are arranged and the clamp diode cells 13 in which the diodes of the same operation unit are arranged. As a result, the IGBT element and the diode can be replaced in the same operation unit.

W相回路11wは、電力変換主回路12g〜12iが並列に接続されて構成される。これら電力変換主回路12g〜12iは、それぞれP母線、C母線、N母線に接続されて直流電圧が供給され、ノードWACOにW相の交流電圧を出力する。電力変換主回路12h,12iの回路構成は、電力変換主回路12gと同一である。更に電力変換主回路12g〜12iは、同一動作単位のIGBT素子が配列されたIGBTセル14〜17と、同一動作単位のダイオードが配列されたクランプダイオードセル13とを共有している。これにより、IGBT素子やダイオードを同一動作単位で交換することができる。
以下、電力変換主回路12a〜12iを特に区別しないときには、単に電力変換主回路12と記載する。
The W-phase circuit 11w is configured by connecting power conversion main circuits 12g to 12i in parallel. These power conversion main circuits 12g to 12i are connected to the P bus, C bus, and N bus, respectively, to supply a DC voltage, and output a W phase AC voltage to the node WACO. The circuit configuration of the power conversion main circuits 12h and 12i is the same as that of the power conversion main circuit 12g. Further, the power conversion main circuits 12g to 12i share the IGBT cells 14 to 17 in which the IGBT elements of the same operation unit are arranged and the clamp diode cells 13 in which the diodes of the same operation unit are arranged. As a result, the IGBT element and the diode can be replaced in the same operation unit.
Hereinafter, when the power conversion main circuits 12a to 12i are not particularly distinguished, they are simply referred to as the power conversion main circuit 12.

U相回路11u、V相回路11v、W相回路11wは、それぞれ各セルに3並列に素子を配置して、3個の電力変換主回路12を構成している。よって、3レベル電力変換装置1の交流電力の出力は、電力変換主回路12の3回路分を合わせた出力となる。 In the U-phase circuit 11u, the V-phase circuit 11v, and the W-phase circuit 11w, three elements are arranged in parallel in each cell to form three power conversion main circuits 12. Therefore, the output of the AC power of the three-level power converter 1 is the combined output of the three circuits of the power conversion main circuit 12.

図2は、本実施形態における電力変換主回路12を示す回路図である。
本実施形態の電力変換主回路12が、比較例の電力変換主回路92(図15参照)と異なる点は、同様のスイッチング動作を行う2個のIGBT素子を直列に接続して電力変換セルを構成していることである。これにより、電力変換セルの定格電圧を2つのIGBT素子で分担させ、入力する直流電圧を約2倍に増加させることが可能となり、出力の大容量化を図ることができる。
FIG. 2 is a circuit diagram showing the power conversion main circuit 12 in the present embodiment.
The power conversion main circuit 12 of the present embodiment differs from the power conversion main circuit 92 of the comparative example (see FIG. 15) in that two IGBT elements that perform the same switching operation are connected in series to form a power conversion cell. It is a composition. As a result, the rated voltage of the power conversion cell can be shared by the two IGBT elements, the input DC voltage can be increased about twice, and the output capacity can be increased.

電力変換主回路12は、電力変換セルとしてIGBTセル14〜17を使用し,クランプダイオードセル13によって中性点にクランプするNPC方式の電力変換回路である。IGBTセル14は、同様のスイッチング動作を行うIGBT素子Q1,Q2を2直列に接続する。IGBTセル15は、同様のスイッチング動作を行うIGBT素子Q3,Q4を直列に接続する。IGBTセル16は、同様のスイッチング動作を行うIGBT素子Q5,Q6を直列に接続する。IGBTセル17は、同様のスイッチング動作を行うIGBT素子Q7,Q8を直列に接続する。IGBTセル14〜17は、直列接続された2個のIGBT素子を3列に亘って配列したスイッチング素子構造体である。またクランプダイオードセル13は、ダイオード素子D1,D2を3列に亘って配列したダイオード素子構造体である。これにより、図1に示したように、3つの電力変換主回路12を並列化することができる。IGBT素子Q1〜Q8は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタおよびコレクタ−エミッタ間に接続された環流用ダイオードを備えた素子である。 The power conversion main circuit 12 is an NPC type power conversion circuit that uses IGBT cells 14 to 17 as power conversion cells and clamps them to a neutral point by a clamp diode cell 13. The IGBT cell 14 connects two IGBT elements Q1 and Q2 that perform the same switching operation in series. The IGBT cell 15 connects the IGBT elements Q3 and Q4 that perform the same switching operation in series. The IGBT cell 16 connects the IGBT elements Q5 and Q6 that perform the same switching operation in series. The IGBT cell 17 connects the IGBT elements Q7 and Q8 that perform the same switching operation in series. The IGBT cells 14 to 17 are switching element structures in which two IGBT elements connected in series are arranged in three rows. Further, the clamp diode cell 13 is a diode element structure in which diode elements D1 and D2 are arranged in three rows. As a result, as shown in FIG. 1, three power conversion main circuits 12 can be parallelized. The IGBT elements Q1 to Q8 are elements including an insulated gate bipolar transistor and a recirculation diode connected between a collector and an emitter.

図3は、IGBTセルの詳細を示す回路図である。
IGBT素子Q1,Q2には、図16に示した比較例と同様にゲートドライバ18、過電圧検出回路19および過電圧抑制回路20が接続されている。
過電圧抑制回路20は、IGBT素子Q1,Q2のコレクタ−ゲート間に過電圧が印加されると、そのIGBT素子のゲートに充電電流を供給する。これによりIGBT素子Q1,Q2のインピーダンスを低下させ、IGBT素子Q1,Q2を過電圧から保護している。
過電圧検出回路19とゲートドライバ18とは、IGBT素子Q1,Q2のゲート−エミッタ間に接続される。ゲートドライバ18は、IGBT素子Q1,Q2のゲートに指令信号を流す。過電圧検出回路19は、過電圧抑制回路20の出力信号とゲートドライバ18からIGBT素子Q1,Q2に流れる指令信号とは不一致であると認識することで、各IGBT素子に過電圧が発生していると判断する。
FIG. 3 is a circuit diagram showing details of the IGBT cell.
The gate driver 18, the overvoltage detection circuit 19, and the overvoltage suppression circuit 20 are connected to the IGBT elements Q1 and Q2 as in the comparative example shown in FIG.
When an overvoltage is applied between the collector gates of the IGBT elements Q1 and Q2, the overvoltage suppression circuit 20 supplies a charging current to the gate of the IGBT element. As a result, the impedance of the IGBT elements Q1 and Q2 is lowered, and the IGBT elements Q1 and Q2 are protected from overvoltage.
The overvoltage detection circuit 19 and the gate driver 18 are connected between the gate and the emitter of the IGBT elements Q1 and Q2. The gate driver 18 sends a command signal to the gates of the IGBT elements Q1 and Q2. The overvoltage detection circuit 19 recognizes that the output signal of the overvoltage suppression circuit 20 and the command signal flowing from the gate driver 18 to the IGBT elements Q1 and Q2 do not match, and thus determines that an overvoltage is generated in each IGBT element. To do.

これによりIGBTセル14は、IGBT素子Q1,Q2の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路12の制御部10は、IGBT素子Q1,Q2のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のIGBT素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
同様にIGBTセル15は、IGBT素子Q3,Q4の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路12は、IGBT素子Q3,Q4のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のIGBT素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
Thereby, the IGBT cell 14 can detect the application of the overvoltage of the IGBT elements Q1 and Q2. When an overvoltage is applied to one of the IGBT elements Q1 and Q2, the control unit 10 of the power conversion main circuit 12 stops the operation of the other IGBT element to reduce secondary damage in the event of an accident.
Similarly, the IGBT cell 15 can detect the application of an overvoltage to the IGBT elements Q3 and Q4. When an overvoltage is applied to one of the IGBT elements Q3 and Q4, the power conversion main circuit 12 stops the operation of the other IGBT element to reduce secondary damage in the event of an accident.

IGBTセル16は、IGBT素子Q5,Q6の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路12は、IGBT素子Q5,Q6のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のIGBT素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
IGBTセル17は、IGBT素子Q7,Q8の過電圧の印加を検出可能である。電力変換主回路12は、IGBT素子Q7,Q8のうち一方に過電圧が印加された際に、他方のIGBT素子の運転を停止して、事故時の二次被害を少なくする。
The IGBT cell 16 can detect the application of an overvoltage to the IGBT elements Q5 and Q6. When an overvoltage is applied to one of the IGBT elements Q5 and Q6, the power conversion main circuit 12 stops the operation of the other IGBT element to reduce secondary damage in the event of an accident.
The IGBT cell 17 can detect the application of an overvoltage to the IGBT elements Q7 and Q8. When an overvoltage is applied to one of the IGBT elements Q7 and Q8, the power conversion main circuit 12 stops the operation of the other IGBT element to reduce secondary damage in the event of an accident.

本実施形態において、正側のIGBTセル14は、P母線の電位をノードACOに出力する。P母線には、直流電源Epによって直流電圧が印加されている。
第1の中性点のIGBTセル15および第2の中性点のIGBTセル16は、C母線の電位をノードACOに出力する。
In the present embodiment, the positive side IGBT cell 14 outputs the potential of the P bus to the node ACO. A DC voltage is applied to the P bus by the DC power supply Ep.
The first neutral point IGBT cell 15 and the second neutral point IGBT cell 16 output the potential of the C bus to the node ACO.

負側のIGBTセル17は、N母線の電位をノードACOに出力する。これらIGBTセル14〜17は、P母線とN母線との間に直列に接続される。各ゲートドライバ18は、制御部10に接続されており、IGBTセル14〜17が備えるIGBT素子Q1〜Q8のゲートに駆動信号を供給する。 The negative side IGBT cell 17 outputs the potential of the N bus to the node ACO. These IGBT cells 14 to 17 are connected in series between the P bus and the N bus. Each gate driver 18 is connected to the control unit 10 and supplies a drive signal to the gates of the IGBT elements Q1 to Q8 included in the IGBT cells 14 to 17.

また、電力変換主回路12では、2個のクランプ用のダイオード素子D1,D2を含んで構成される。正側クランプ用のダイオード素子D1および負側クランプ用のダイオード素子D2は、2in1ダイオード素子である。IGBTセル14,15の接続点とC母線の間に、C母線の電位を出力するための正側クランプ用のダイオード素子D1が接続される。また、IGBTセル16,17の接続点とC母線の間に、C母線の電位を出力するための負側クランプ用のダイオード素子D2が接続される。電力変換主回路12では、IGBTセル14〜17が備えるIGBT素子Q1〜Q8がスイッチング動作を行うことで、出力点であるノードACOから負荷Lに対して交流電力が出力される。 Further, the power conversion main circuit 12 includes two diode elements D1 and D2 for clamping. The diode element D1 for the positive side clamp and the diode element D2 for the negative side clamp are 2in1 diode elements. A diode element D1 for a positive side clamp for outputting the potential of the C bus is connected between the connection points of the IGBT cells 14 and 15 and the C bus. Further, a diode element D2 for a negative side clamp for outputting the potential of the C bus is connected between the connection points of the IGBT cells 16 and 17 and the C bus. In the power conversion main circuit 12, the IGBT elements Q1 to Q8 included in the IGBT cells 14 to 17 perform a switching operation, so that AC power is output from the node ACO, which is an output point, to the load L.

《スイッチング動作》
ノードACOに正電圧のパルスを出力する際、制御部10は、IGBTセル14,15が備えるIGBT素子Q1〜Q4をオン、IGBTセル16,17が備えるIGBT素子Q5〜Q8をオフする。これによりP母線の電位が、ノードACOに出力される。
また、ノードACOに零電圧を出力する際、制御部10は、IGBTセル15,16が備えるIGBT素子Q3〜Q6をオン、IGBTセル14が備えるIGBT素子Q1,Q2とIGBTセル17が備えるIGBT素子Q7,Q8をオフする。これによりC母線の電位が、ノードACOに出力される。
《Switching operation》
When outputting a positive voltage pulse to the node ACO, the control unit 10 turns on the IGBT elements Q1 to Q4 included in the IGBT cells 14 and 15, and turns off the IGBT elements Q5 to Q8 included in the IGBT cells 16 and 17. As a result, the potential of the P bus is output to the node ACO.
Further, when outputting a zero voltage to the node ACO, the control unit 10 turns on the IGBT elements Q3 to Q6 included in the IGBT cells 15 and 16, and the IGBT elements Q1 and Q2 included in the IGBT cell 14 and the IGBT element included in the IGBT cell 17. Turn off Q7 and Q8. As a result, the potential of the C bus is output to the node ACO.

ノードACOに負電圧のパルスを出力する際、制御部10は、IGBTセル16,17が備えるIGBT素子Q5〜Q8をオン、IGBTセル14,15が備えるIGBT素子Q1〜Q4をオフする。これによりN母線の電位が、ノードACOに出力される。
電力変換主回路12の制御部10は、上記したようなゼロ点を中心とした正パルスと負パルスからなるPWM(Pulse Width Modulation)パルスにより、2レベル電力変換回路と比べ、より正弦波に近い交流電圧をノードACOに出力することができる。
When outputting a negative voltage pulse to the node ACO, the control unit 10 turns on the IGBT elements Q5 to Q8 included in the IGBT cells 16 and 17, and turns off the IGBT elements Q1 to Q4 included in the IGBT cells 14 and 15. As a result, the potential of the N bus is output to the node ACO.
The control unit 10 of the power conversion main circuit 12 is closer to a sine wave than a two-level power conversion circuit by a PWM (Pulse Width Modulation) pulse composed of a positive pulse and a negative pulse centered on the zero point as described above. The AC voltage can be output to the node ACO.

《IGBT素子を直列に接続する効果》
本実施形態の電力変換主回路12では、IGBTセル14〜17に、それぞれ同様のスイッチング動作を行う2個のIGBT素子を直列に接続している。これは、IGBTセル14〜17の定格電圧を2個のIGBT素子で分担させることで入力する直流電圧を約2倍に増加させることが可能となる。更に、いずれかのIGBT素子が導通破損した際の二次的な素子破損を低減する効果もある。これを図4と図5を参照しつつ説明する。
<< Effect of connecting IGBT elements in series >>
In the power conversion main circuit 12 of the present embodiment, two IGBT elements each performing the same switching operation are connected in series to the IGBT cells 14 to 17. This makes it possible to double the input DC voltage by sharing the rated voltage of the IGBT cells 14 to 17 among the two IGBT elements. Further, there is also an effect of reducing secondary element damage when any of the IGBT elements is conduction-damaged. This will be described with reference to FIGS. 4 and 5.

図4は、本実施形態における電力変換主回路12にて故障が発生したことを示す図である。
IGBT素子Q1〜Q4がオンし、IGBT素子Q5〜Q8がオフしたときに電力変換主回路12に流れる電流を、ルート71として示す。電流は、P母線からIGBT素子Q1〜Q4とノードACOを介して、負荷Lに流れる。このときIGBT素子Q5が誤ってオンするか、または導通破損した場合を考える。
FIG. 4 is a diagram showing that a failure has occurred in the power conversion main circuit 12 in the present embodiment.
The current flowing through the power conversion main circuit 12 when the IGBT elements Q1 to Q4 are turned on and the IGBT elements Q5 to Q8 are turned off is shown as a route 71. The current flows from the P bus to the load L via the IGBT elements Q1 to Q4 and the node ACO. At this time, consider the case where the IGBT element Q5 is erroneously turned on or the conduction is damaged.

図5は、故障後に停止したことを示す図である。
ルート72で示すように、P母線に印加された電圧は、IGBT素子Q6のコレクタ端子にも印加される。IGBT素子Q6には、IGBT素子Q1〜Q5の5素子分の電圧が印加され電圧が上昇する。しかし、制御部10は、過電圧抑制回路20および過電圧検出回路19により近傍のIGBT素子の故障を検出し、この電力変換主回路12の運転を停止させる。これにより電力変換主回路12は、更なる被害を留めることができる。
FIG. 5 is a diagram showing that the product has stopped after a failure.
As shown by route 72, the voltage applied to the P bus is also applied to the collector terminal of the IGBT element Q6. The voltage corresponding to the five elements of the IGBT elements Q1 to Q5 is applied to the IGBT element Q6, and the voltage rises. However, the control unit 10 detects the failure of the nearby IGBT element by the overvoltage suppression circuit 20 and the overvoltage detection circuit 19, and stops the operation of the power conversion main circuit 12. As a result, the power conversion main circuit 12 can prevent further damage.

本実施形態では、IGBT素子Q6がオフであることから、直流短絡電流は発生しない。この故障による交換箇所は、IGBT素子Q5と過電圧によりダメージを受けたIGBT素子Q6のみとなる。また、本実施形態の3レベル電力変換装置1は、スイッチング動作単位ごとにセル化しているため、交換箇所はIGBTセル16のみとなり、比較例と比べて交換する部品点数が少なくなる。したがって、比較例の電力変換主回路92に比べて、本実施形態の電力変換主回路12は、IGBT素子の破損による二次被害を少なくし、復旧時間、復旧費用を抑えることが可能である。
なお、各IGBTセル14〜17は、それぞれ同様のスイッチング動作を行う3個以上のIGBT素子を直列に接続してもよく、限定されない。
In the present embodiment, since the IGBT element Q6 is off, no DC short-circuit current is generated. The replacement points due to this failure are only the IGBT element Q5 and the IGBT element Q6 damaged by the overvoltage. Further, since the three-level power conversion device 1 of the present embodiment is cellized for each switching operation unit, only the IGBT cell 16 is replaced, and the number of parts to be replaced is smaller than that of the comparative example. Therefore, as compared with the power conversion main circuit 92 of the comparative example, the power conversion main circuit 12 of the present embodiment can reduce the secondary damage due to the damage of the IGBT element, and can suppress the recovery time and the recovery cost.
Note that each IGBT cell 14 to 17 may be connected in series with three or more IGBT elements that perform the same switching operation, and is not limited.

《本実施形態の3レベル電力変換装置の構造配置例》
図6は、本実施形態における電力変換主回路12を構成するIGBTセル14〜17とクランプダイオードセル13のユニット構造の配置例である。
図6のユニット構造は、IGBTセル14〜17およびクランプダイオードセル13が上下左右不問の実装にて構成される構造体内で、図の奥行き方向に3列に並列化されている、これにより、例えばU相回路11uにおける並列化された電力変換主回路12a〜12cを容易に実現可能である。
なお図6のユニット構造例にて、IGBTセル14〜17はすべて同一の構造である。これにより、IGBTセルの故障時に備えた交換部品の種類を1種類とすることができ、交換部品の種類とストック数を少なくすることができる。
<< Structural layout example of the 3-level power conversion device of this embodiment >>
FIG. 6 is an arrangement example of the unit structure of the IGBT cells 14 to 17 and the clamp diode cells 13 constituting the power conversion main circuit 12 in the present embodiment.
In the unit structure of FIG. 6, the IGBT cells 14 to 17 and the clamp diode cells 13 are arranged in three rows in the depth direction of the figure in a structure composed of mountings of the IGBT cells 14 to 17 and the clamp diode cells 13 in any direction. The parallelized power conversion main circuits 12a to 12c in the U-phase circuit 11u can be easily realized.
In the unit structure example of FIG. 6, the IGBT cells 14 to 17 all have the same structure. As a result, the number of types of replacement parts prepared in case of failure of the IGBT cell can be one type, and the types of replacement parts and the number of stocks can be reduced.

図6の左上に配置されるIGBTセル14は、ブス21にコレクタ端子が接続され、ブス22にエミッタ端子が接続されたIGBT素子Q1と、ブス22にコレクタ端子が接続され、ブス23にエミッタ端子が接続されたIGBT素子Q2を含んで構成される。
このIGBTセル14は、IGBT素子Q1のコレクタ端子がブス21を介してP母線と接続され、IGBT素子Q2のエミッタ端子がブス23,24を介してIGBTセル15と接続される。
The IGBT cell 14 arranged in the upper left of FIG. 6 has an IGBT element Q1 having a collector terminal connected to the bus 21 and an emitter terminal connected to the bus 22, and a collector terminal connected to the bus 22 and an emitter terminal to the bus 23. Is included in the IGBT element Q2 to which the is connected.
In the IGBT cell 14, the collector terminal of the IGBT element Q1 is connected to the P bus via the bus 21, and the emitter terminal of the IGBT element Q2 is connected to the IGBT cell 15 via the bus 23 and 24.

図6の右上に配置されるIGBTセル15は、ブス25にコレクタ端子が接続され、ブス26にエミッタ端子が接続されたIGBT素子Q3と、ブス26にコレクタ端子が接続され、ブス27にエミッタ端子が接続されたIGBT素子Q4を含んで構成される。
このIGBTセル15は、IGBT素子Q3のコレクタ端子がブス25,24,23を介してIGBT素子Q2のエミッタ端子に接続され、ブス25,32を介してダイオード素子D1のカソード端子に接続される。更にIGBT素子Q4のエミッタ端子がブス27を介してブス28に接続される。このブス28は、電力変換主回路12より出力された電力を出力するノードACOである。
The IGBT cell 15 arranged in the upper right of FIG. 6 has an IGBT element Q3 having a collector terminal connected to the bus 25 and an emitter terminal connected to the bus 26, and a collector terminal connected to the bus 26 and an emitter terminal to the bus 27. Is included in the IGBT element Q4 to which the is connected.
In the IGBT cell 15, the collector terminal of the IGBT element Q3 is connected to the emitter terminal of the IGBT element Q2 via the bus 25, 24, 23, and is connected to the cathode terminal of the diode element D1 via the bus 25, 32. Further, the emitter terminal of the IGBT element Q4 is connected to the bus 28 via the bus 27. The bus 28 is a node ACO that outputs the power output from the power conversion main circuit 12.

図6の右中央に配置されるクランプダイオードセル13は、ブス31にアノード端子が接続され、ブス32にカソード端子が接続されるダイオード素子D1を備えている。クランプダイオードセル13は更に、ブス33にカソード端子が接続され、ブス34にアノード端子が接続されるダイオード素子D2を備えている。
ダイオード素子D1のアノード端子は、ブス31を介してC母線と同電位であるブス30に接続される。ダイオード素子D1のカソード端子は、ブス32を介してIGBTセル14とIGBTセル15の接続点に接続される。
The clamp diode cell 13 arranged at the center on the right side of FIG. 6 includes a diode element D1 in which an anode terminal is connected to the bus 31 and a cathode terminal is connected to the bus 32. The clamp diode cell 13 further includes a diode element D2 in which the cathode terminal is connected to the bus 33 and the anode terminal is connected to the bus 34.
The anode terminal of the diode element D1 is connected to the bus 30 which has the same potential as the C bus via the bus 31. The cathode terminal of the diode element D1 is connected to the connection point between the IGBT cell 14 and the IGBT cell 15 via the bus 32.

ダイオード素子D2のカソード端子は、ブス33を介してC母線と同電位であるブス30に接続される。ダイオード素子D1のアノード端子は、ブス44を介してIGBTセル16とIGBTセル17の接続点に接続される。
これらダイオード素子D1,D2と、これらに接続されるブス31,32とブス33,34は、面対称に配置されている。
The cathode terminal of the diode element D2 is connected to the bus 30 which has the same potential as the C bus via the bus 33. The anode terminal of the diode element D1 is connected to the connection point between the IGBT cell 16 and the IGBT cell 17 via the bus 44.
These diode elements D1 and D2, and the bus 31, 32 and bus 33, 34 connected to them are arranged symmetrically in plane.

図6の左下に配置されるIGBTセル17は、ブス41にエミッタ端子が接続され、ブス42にコレクタ端子が接続されたIGBT素子Q8と、ブス42にエミッタ端子が接続され、ブス43にコレクタ端子が接続されたIGBT素子Q7を含んで構成される。
このIGBTセル17は、IGBT素子Q8のエミッタ端子がブス41を介してN母線と接続され、IGBT素子Q7のコレクタ端子がブス43,44を介してIGBTセル16と接続される。
The IGBT cell 17 arranged at the lower left of FIG. 6 has an IGBT element Q8 in which an emitter terminal is connected to the bus 41 and a collector terminal is connected to the bus 42, and an emitter terminal is connected to the bus 42 and a collector terminal is connected to the bus 43. Is included in the IGBT element Q7 to which the is connected.
In the IGBT cell 17, the emitter terminal of the IGBT element Q8 is connected to the N bus via the bus 41, and the collector terminal of the IGBT element Q7 is connected to the IGBT cell 16 via the bus 43 and 44.

図6の右下に配置されるIGBTセル16は、ブス45にエミッタ端子が接続され、ブス46にコレクタ端子が接続されたIGBT素子Q6と、ブス46にエミッタ端子が接続され、ブス47にコレクタ端子が接続されたIGBT素子Q5を含んで構成される。
このIGBTセル16は、IGBT素子Q6のエミッタ端子がブス45,44,43を介してIGBT素子Q7のコレクタ端子に接続され、ブス45,34を介してダイオード素子D2のアノード端子に接続される。更にIGBT素子Q5のコレクタ端子がブス47を介して、ノードACOであるブス28に接続される。
The IGBT cell 16 arranged at the lower right of FIG. 6 has an IGBT element Q6 having an emitter terminal connected to the bus 45 and a collector terminal connected to the bus 46, and an emitter terminal connected to the bus 46 and a collector to the bus 47. It is configured to include an IGBT element Q5 to which terminals are connected.
In the IGBT cell 16, the emitter terminal of the IGBT element Q6 is connected to the collector terminal of the IGBT element Q7 via the bus 45, 44, 43, and is connected to the anode terminal of the diode element D2 via the bus 45, 34. Further, the collector terminal of the IGBT element Q5 is connected to the bus 28 which is the node ACO via the bus 47.

この図6のように、IGBTセル14とIGBTセル17とは、ブス30を挟んで面対称に配置されている。IGBTセル14は、IGBTセル17に対して上下反転して配置されている。
更にIGBTセル15とIGBTセル16とは、クランプダイオードセル13を挟んで面対称に配置されている。IGBTセル14は、IGBTセル17に対して上下反転して配置されている。
更にクランプダイオードセル13のダイオード素子D1とダイオード素子D1とは、面対称に配置されている。これにより3レベル電力変換装置1の幅を抑制することができる。
As shown in FIG. 6, the IGBT cell 14 and the IGBT cell 17 are arranged symmetrically with the bus 30 interposed therebetween. The IGBT cell 14 is arranged upside down with respect to the IGBT cell 17.
Further, the IGBT cell 15 and the IGBT cell 16 are arranged symmetrically with the clamp diode cell 13 interposed therebetween. The IGBT cell 14 is arranged upside down with respect to the IGBT cell 17.
Further, the diode element D1 and the diode element D1 of the clamp diode cell 13 are arranged plane-symmetrically. As a result, the width of the 3-level power converter 1 can be suppressed.

また、IGBTセル14〜17とクランプダイオードセル13は、IGBT素子やダイオード素子を3レベル電力変換装置1の奥行き方向に配列させて、複数の電力変換主回路12を並列化することが可能である。そのため、セル配線ブスを並列数と同数に増やすことで、図6の幅方向や垂直方向の寸法を増加させることなく、3レベル電力変換装置1の出力容量を増加させることが可能である。 Further, in the IGBT cells 14 to 17 and the clamp diode cell 13, the IGBT elements and the diode elements can be arranged in the depth direction of the three-level power conversion device 1 to parallelize a plurality of power conversion main circuits 12. .. Therefore, by increasing the number of cell wiring buses to the same number as the number of parallel wires, it is possible to increase the output capacity of the three-level power conversion device 1 without increasing the dimensions in the width direction and the vertical direction of FIG.

さらに、3レベル電力変換装置1は、ブス31,30,33を挟み込むようにブス32,34を配置しており、ブス32,34を挟み込むようにブス25,26,45,46を配置している。また、3レベル電力変換装置1は、ブス30を挟み込むようにブス21,22,23,24とブス41,42,43,44を配置している。3レベル電力変換装置1は、このようにIGBTセル14〜17を配置して各ブスを近接させることで、各ブスの距離を小さくして相互インダクタンスを減少させ、スイッチング動作時のIGBT素子の跳ね上り電圧による影響を低減することできる。ここで、各ブスは、部品寸法の公差を考慮しても接触による短絡事故が発生せず、かつブス間の相互インダクタンスが減少する距離に配置することが望ましい。2つのブス間の距離は、例えば0.1〜10.0mm、更に望ましくは1.0〜5.0mmがよい。 Further, in the three-level power conversion device 1, the bus 32,34 is arranged so as to sandwich the bus 31, 30, 33, and the bus 25, 26, 45, 46 is arranged so as to sandwich the bus 32, 34. There is. Further, in the three-level power conversion device 1, the bus 21, 22, 23, 24 and the bus 41, 42, 43, 44 are arranged so as to sandwich the bus 30. The three-level power converter 1 arranges the IGBT cells 14 to 17 in this way and brings the bus close to each other to reduce the distance between the bus and reduce the mutual inductance, so that the IGBT element bounces during the switching operation. The influence of the uplink voltage can be reduced. Here, it is desirable that each bus is arranged at a distance where a short-circuit accident due to contact does not occur even when the tolerance of component dimensions is taken into consideration, and the mutual inductance between the bus is reduced. The distance between the two bushes is, for example, 0.1 to 10.0 mm, more preferably 1.0 to 5.0 mm.

本実施形態の3レベル電力変換装置1の幅寸法は、約1,400mmに抑えることができている。従来の同程度の容量を持つ製品は、本実施形態の最大並列数である3並列構成で比較すると約3,000mmであった。 The width dimension of the three-level power conversion device 1 of the present embodiment can be suppressed to about 1,400 mm. The conventional product having the same capacity was about 3,000 mm when compared with the three parallel configuration which is the maximum number of parallels in this embodiment.

なお、本実施形態の構造体は複雑であることから理解を進めるため、IGBTセル14〜17とクランプダイオードセル13を図6と同様の配置とした回路図を図7に示す。 Since the structure of the present embodiment is complicated, a circuit diagram in which the IGBT cells 14 to 17 and the clamp diode cells 13 are arranged in the same manner as in FIG. 6 is shown in FIG. 7 in order to promote understanding.

図7は、図2に示した電力変換主回路12の回路図を、図6と同様の配置としたものである。
図7の左側には、P母線とC母線とN母線とが配置されている。IGBTセル14,15は、P母線とノードACOとの間に直列接続されている。IGBTセル16,17は、ノードACOとN母線との間に直列接続されている。クランプダイオードセル13は、ダイオード素子D1,D2を備えている。ダイオード素子D1は、C母線からIGBTセル14,15の接続ノードに向けて接続される。ダイオード素子D2は、IGBTセル16,17の接続ノードからC母線に向けて接続される。
IGBTセル14は、P母線の正極側直流端子に一端が接続される第1スイッチング素子構造体である。IGBTセル15は、IGBTセル14とノードACO(交流端子)との間に接続される第2スイッチング素子構造体である。
また、IGBTセル17は、N母線の負極側直流端子に一端が接続される第4スイッチング素子構造体である。IGBTセル16は、IGBTセル17とノードACO(交流端子)との間に接続される第3スイッチング素子構造体である。
ダイオード素子D1は、C母線(中性点)からIGBTセル14の他端に接続される第1ダイオード素子である。ダイオード素子D2は、C母線(中性点)からIGBTセル17の他端に接続される。
FIG. 7 shows the circuit diagram of the power conversion main circuit 12 shown in FIG. 2 in the same arrangement as in FIG.
On the left side of FIG. 7, P bus, C bus, and N bus are arranged. The IGBT cells 14 and 15 are connected in series between the P bus and the node ACO. The IGBT cells 16 and 17 are connected in series between the node ACO and the N bus. The clamp diode cell 13 includes diode elements D1 and D2. The diode element D1 is connected from the C bus toward the connection nodes of the IGBT cells 14 and 15. The diode element D2 is connected from the connection nodes of the IGBT cells 16 and 17 toward the C bus.
The IGBT cell 14 is a first switching element structure in which one end is connected to a DC terminal on the positive electrode side of the P bus. The IGBT cell 15 is a second switching element structure connected between the IGBT cell 14 and the node ACO (AC terminal).
Further, the IGBT cell 17 is a fourth switching element structure in which one end is connected to the negative electrode side DC terminal of the N bus. The IGBT cell 16 is a third switching element structure connected between the IGBT cell 17 and the node ACO (AC terminal).
The diode element D1 is a first diode element connected from the C bus (neutral point) to the other end of the IGBT cell 14. The diode element D2 is connected from the C bus (neutral point) to the other end of the IGBT cell 17.

《電力変換セルの構造例》
図8〜図10は、本実施形態の電力変換主回路12を構成するIGBTセル14〜17の構造例を示している。IGBTセル14〜17は、全て同様な構成であるため、ここではIGBTセル14について説明し、IGBTセル15〜17の説明を省略する。
図8は、IGBTセル14の正面図である。この図8では、図6と同様な方向から、上下反転したIGBTセル14を見ている。
<< Structural example of power conversion cell >>
8 to 10 show structural examples of the IGBT cells 14 to 17 constituting the power conversion main circuit 12 of the present embodiment. Since all the IGBT cells 14 to 17 have the same configuration, the IGBT cells 14 will be described here, and the description of the IGBT cells 15 to 17 will be omitted.
FIG. 8 is a front view of the IGBT cell 14. In FIG. 8, the IGBT cell 14 turned upside down is viewed from the same direction as in FIG.

IGBTセル14は、3組のIGBT素子Q1,Q2およびブス21,22,23が、ヒートシンク50a,50b上に配列されて構成される電気部品の集合体である。なお、ここでは3組の配列のうち1組だけが図示されており、他の2組は背後に隠されている。IGBTセル14は更に、ヒートシンク50a,50bを固定する金属板53と、金属板53とヒートシンク50a,50bとを支持する支持体51と、平板状の金属板52とを含んで構成される。
金属板53は、ヒートシンク50a,50bを固定すると共に、支持体51を固定する。この支持体51は、U字型の断面を持つように形成されており、上側が金属板53に固定されている。金属板52は平板状であり、支持体51のうち、金属板53やヒートシンク50a,50bとは反対方向に固定されている。
The IGBT cell 14 is an assembly of electrical components composed of three sets of IGBT elements Q1, Q2 and bushes 21, 22, and 23 arranged on heat sinks 50a and 50b. It should be noted that here, only one set out of the three sets of sequences is shown, and the other two sets are hidden behind. The IGBT cell 14 is further composed of a metal plate 53 for fixing the heat sinks 50a and 50b, a support 51 for supporting the metal plate 53 and the heat sinks 50a and 50b, and a flat metal plate 52.
The metal plate 53 fixes the heat sinks 50a and 50b and also fixes the support 51. The support 51 is formed so as to have a U-shaped cross section, and the upper side thereof is fixed to the metal plate 53. The metal plate 52 has a flat plate shape, and is fixed in the support 51 in the direction opposite to the metal plate 53 and the heat sinks 50a and 50b.

図9は、IGBTセル14の側面図である。この図9では、図8における左側面からIGBTセル14を見ている。
図9にてIGBTセル14は、IGBT素子Q2およびブス23の3個の配列、金属板53、支持体51、金属板52が図示されている。IGBT素子Q1およびブス22,21は、IGBT素子Q2およびブス23の背後に隠されている。ヒートシンク50a,50bは、金属板53の背後に隠されている。
FIG. 9 is a side view of the IGBT cell 14. In FIG. 9, the IGBT cell 14 is viewed from the left side surface in FIG. 8.
In FIG. 9, in the IGBT cell 14, three arrangements of the IGBT element Q2 and the bus 23, a metal plate 53, a support 51, and a metal plate 52 are shown. The IGBT element Q1 and the bus 22, 21 are hidden behind the IGBT element Q2 and the bus 23. The heat sinks 50a and 50b are hidden behind the metal plate 53.

図10は、電力変換セルの斜視図である。この図10では、図8における右斜め上からIGBTセル14を見ている。
図10にてIGBTセル14は、3組のIGBT素子Q1,Q2およびブス21,22,23が、ヒートシンク50a,50b上に配列されて構成されることが示されている。これら3組のブス21,22,23は、図の上側に同一平面を成すように配置される。これら3列のブス21,22,23は、3列の平面状のブス30(図6参照)に近接して配置される。
ブス21は、P母線とIGBT素子Q1のコレクタ端子とを同電位に接続する。ブス22は、IGBT素子Q1のエミッタ端子とIGBT素子Q2のコレクタ端子とを接続する。ブス23は、IGBT素子Q2のエミッタ端子と、隣接するIGBTセル15のIGBT素子Q3のコレクタ端子とを接続する。
FIG. 10 is a perspective view of the power conversion cell. In FIG. 10, the IGBT cell 14 is viewed from diagonally above the right in FIG. 8.
In FIG. 10, it is shown that the IGBT cell 14 is configured by three sets of IGBT elements Q1 and Q2 and bus 21, 22, 23 arranged on heat sinks 50a and 50b. These three sets of bushes 21, 22, and 23 are arranged so as to form the same plane on the upper side of the drawing. These three rows of bus 21, 22, 23 are arranged in close proximity to the three rows of planar bus 30 (see FIG. 6).
The bus 21 connects the P bus and the collector terminal of the IGBT element Q1 at the same potential. The bus 22 connects the emitter terminal of the IGBT element Q1 and the collector terminal of the IGBT element Q2. The bus 23 connects the emitter terminal of the IGBT element Q2 and the collector terminal of the IGBT element Q3 of the adjacent IGBT cell 15.

3列のIGBT素子Q1はヒートシンク50bに固定され、3列のIGBT素子Q2はヒートシンク50aに固定されている。これらヒートシンク50a,50bは金属板53の上に固定されて、支持体51によって支持されている。支持体51は、平板状の金属板52上に固定されている。 The three rows of IGBT elements Q1 are fixed to the heat sink 50b, and the three rows of IGBT elements Q2 are fixed to the heat sink 50a. These heat sinks 50a and 50b are fixed on the metal plate 53 and supported by the support 51. The support 51 is fixed on the flat metal plate 52.

《クランプダイオードセルの構造例》
図11〜図13は、本実施形態の電力変換主回路12を構成するクランプダイオードセル13の構造例を示している。
図11は、クランプダイオードセル13を示す正面図である。この図11では、図6と同様な方向からクランプダイオードセル13を上下反転して見ている。
<< Structural example of clamp diode cell >>
11 to 13 show structural examples of the clamp diode cell 13 constituting the power conversion main circuit 12 of the present embodiment.
FIG. 11 is a front view showing the clamp diode cell 13. In FIG. 11, the clamp diode cell 13 is viewed upside down from the same direction as in FIG.

クランプダイオードセル13は、3組のダイオード素子D1およびブス31,32がヒートシンク60p上に配列され、3組のダイオード素子D2およびブス33,34がヒートシンク60n上に配列されて構成される電気部品の集合体である。なお、ここでは3組の配列のうち1組だけが図示されており、他の2組は背後に隠されている。ヒートシンク60pは支持板61の一方の面に固定され、ヒートシンク60nは支持板61の他方の面に固定される。
これらダイオード素子D1はP側(2in1)クランプダイオードである。ダイオード素子D2はN側(2in1)クランプダイオードである。
The clamp diode cell 13 is an electrical component composed of three sets of diode elements D1 and bushes 31 and 32 arranged on a heat sink 60p, and three sets of diode elements D2 and bushes 33 and 34 arranged on a heat sink 60n. It is an aggregate. It should be noted that here, only one set out of the three sets of sequences is shown, and the other two sets are hidden behind. The heat sink 60p is fixed to one surface of the support plate 61, and the heat sink 60n is fixed to the other surface of the support plate 61.
These diode elements D1 are P-side (2in1) clamp diodes. The diode element D2 is an N side (2in1) clamp diode.

ブス32は、図6に示したように、IGBT素子Q2のエミッタ端子とIGBT素子Q3のコレクタ端子間と、ダイオード素子D1のカソード端子間とを接続する。ブス31は、ダイオード素子D1のアノード端子と、中性点であるブス30とを接続する。
ブス34は、図6に示したように、IGBT素子Q7のコレクタ端子とIGBT素子Q6のエミッタ端子間と、ダイオード素子D2のアノード端子間とを接続する。ブス33は、ダイオード素子D2のカソード端子と、中性点であるブス30とを接続する。
As shown in FIG. 6, the bus 32 connects the emitter terminal of the IGBT element Q2, the collector terminal of the IGBT element Q3, and the cathode terminal of the diode element D1. The bus 31 connects the anode terminal of the diode element D1 and the bus 30 which is a neutral point.
As shown in FIG. 6, the bus 34 connects the collector terminal of the IGBT element Q7, the emitter terminal of the IGBT element Q6, and the anode terminal of the diode element D2. The bus 33 connects the cathode terminal of the diode element D2 and the bus 30 which is a neutral point.

図12は、クランプダイオードセル13を示す側面図である。この図12では、図11における左側面からクランプダイオードセル13を見ている。
図12にてクランプダイオードセル13は、3組のダイオード素子D1およびブス31,32がヒートシンク60p上に配列され、3組のダイオード素子D2およびブス33,34がヒートシンク60n上に配列されている様子が示されている。
FIG. 12 is a side view showing the clamp diode cell 13. In FIG. 12, the clamp diode cell 13 is viewed from the left side surface in FIG.
In FIG. 12, in the clamp diode cell 13, three sets of diode elements D1 and bushes 31 and 32 are arranged on the heat sink 60p, and three sets of diode elements D2 and bushes 33 and 34 are arranged on the heat sink 60n. It is shown.

図13は、クランプダイオードセル13を示す斜視図である。この図13では、図11における右斜め上からクランプダイオードセル13を見ている。
この図13にてクランプダイオードセル13は、3組のダイオード素子D1およびブス31,32がヒートシンク60p上に配列されている様子が示されている。このヒートシンク60pは、支持板61の一方の面に固定されている。更に支持板61の下側には、3組のブス33と手前側の1組のブス34が示されているが、3組のダイオード素子D2と、奥側の2組のブス34とヒートシンク60nは、支持板61によって隠されている。
FIG. 13 is a perspective view showing the clamp diode cell 13. In FIG. 13, the clamp diode cell 13 is viewed from diagonally above to the right in FIG.
In FIG. 13, the clamp diode cell 13 shows that three sets of diode elements D1 and bushes 31 and 32 are arranged on the heat sink 60p. The heat sink 60p is fixed to one surface of the support plate 61. Further, three sets of bus 33 and one set of bus 34 on the front side are shown on the lower side of the support plate 61, but three sets of diode elements D2, two sets of bus 34 on the back side, and a heat sink 60n are shown. Is hidden by the support plate 61.

以上、本発明は上述した各実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された要旨を逸脱しない限りにおいて、その他種種の変形例、応用例を取りうることはもちろんである。 As described above, the present invention is not limited to each of the above-described embodiments, and it goes without saying that other types of modifications and applications can be taken as long as they do not deviate from the gist described in the claims. ..

例えば、上記した実施形態例は本発明をわかりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態例の構成の一部を他の実施形態例の構成を加えることも可能である。また、各実施形態例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。加えて、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしもすべての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際にはほとんどすべての構成が相互に接続されていると考えてもよい。 For example, the above-described embodiment has been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and is not necessarily limited to the one including all the described configurations. It is also possible to add a part of the configuration of one embodiment to the configuration of another embodiment. Further, it is possible to add / delete / replace a part of the configuration of each embodiment with another configuration. In addition, the control lines and information lines indicate what is considered necessary for explanation, and not all control lines and information lines are shown in the product. In practice, it can be considered that almost all configurations are interconnected.

本発明の変形例として、例えば、次の(a)〜(e)のようなものがある。
(a) 本発明の電力変換主回路は、NPC方式に限定されず、A−NPC(Advanced-NPC)方式で構成されていてもよい。
(b) 電力変換主回路の変換動作は、インバータ動作に限定されず、コンバータ動作であってもよい。
(c) 電力変換セルは、2個の電力スイッチング素子の直列接続に限定されない。
(d) 電力変換セルの並列数は3列に限定されない。
(e) 電力変換セルに用いられる電力スイッチング素子は、IGBTに限定されず、例えばゲートターンオフサイリスタ(Gate Turn-Off thyristor)などであってもよい。
Examples of modifications of the present invention include the following (a) to (e).
(A) The power conversion main circuit of the present invention is not limited to the NPC system, and may be configured by the A-NPC (Advanced-NPC) system.
(B) The conversion operation of the power conversion main circuit is not limited to the inverter operation, and may be a converter operation.
(C) The power conversion cell is not limited to the series connection of two power switching elements.
(D) The number of parallel power conversion cells is not limited to three columns.
(E) The power switching element used in the power conversion cell is not limited to the IGBT, and may be, for example, a gate turn-off thyristor.

1 3レベル電力変換装置
10 制御部
11u U相回路
11v V相回路
11w W相回路
12,12a〜12i 電力変換主回路
13 クランプダイオードセル (ダイオード素子構造体)
14 IGBTセル (第1スイッチング素子構造体)
15 IGBTセル (第2スイッチング素子構造体)
16 IGBTセル (第3スイッチング素子構造体)
17 IGBTセル (第4スイッチング素子構造体)
18 ゲートドライバ
19 過電圧検出回路
20 過電圧抑制回路
21〜28,30〜34 ブス
41〜48 ブス
50a,50b ヒートシンク
51 支持体
52 金属板
53 金属板
60p,60n ヒートシンク
61 支持板
9 3レベル電力変換装置
90 制御部
91u U相回路
91v V相回路
91w W相回路
92,92a〜92i 電力変換主回路
1 3-level power converter 10 Control unit 11u U-phase circuit 11v V-phase circuit 11w W-phase circuit 12, 12a to 12i Power conversion main circuit 13 Clamp diode cell (diode element structure)
14 IGBT cell (first switching element structure)
15 IGBT cell (second switching element structure)
16 IGBT cell (third switching element structure)
17 IGBT cell (4th switching element structure)
18 Gate driver 19 Overvoltage detection circuit 20 Overvoltage suppression circuit 21-28, 30-34 Bus 41-48 Bus 50a, 50b Heat sink 51 Support 52 Metal plate 53 Metal plate 60p, 60n Heat shield 61 Support plate 9 3-level power converter 90 Control unit 91u U-phase circuit 91v V-phase circuit 91w W-phase circuit 92, 92a to 92i Power conversion main circuit

Claims (3)

正極側直流端子および負極側直流端子とU相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のU相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、
前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とV相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のV相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、
前記正極側直流端子および前記負極側直流端子とW相端子との間に並列に接続されて、前記正極側直流端子および前記負極側直流端子に印加された直流電圧を任意の周波数・振幅のW相の交流電圧に変換する複数の電力変換主回路と、
を備える3レベル電力変換装置において、
前記U相、前記V相、前記W相の前記複数の電力変換主回路は、
2以上の電力スイッチング素子が直列に接続された構成が複数に亘って配列された第1〜第4スイッチング素子構造体と、
直流電圧の中性点から前記第1スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第1ダイオード素子と、前記中性点から前記第4スイッチング素子構造体の構成のうち一つの他端に接続される第2ダイオード素子が複数に亘って配列されたダイオード素子構造体と、
を含んで構成され、
前記第1スイッチング素子構造体の各構成は、前記正極側直流端子に一端が接続され、
前記第2スイッチング素子構造体の各構成は、前記第1スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記U相、前記V相、前記W相のうち何れかの交流端子との間に接続され、
前記第4スイッチング素子構造体の各構成は、前記負極側直流端子に一端が接続され、
前記第3スイッチング素子構造体の各構成は、各前記第4スイッチング素子構造体の構成のうち一つと前記U相、前記V相、前記W相のうち何れかの交流端子との間に接続され、
前記第1〜第4スイッチング素子構造体の各構成は、直列接続された何れかの電力スイッチング素子に過電圧が印加された際に、直列接続された他の電力スイッチング素子の運転を停止する、
ことを特徴とする3レベル電力変換装置。
The DC voltage applied to the positive side DC terminal and the negative side DC terminal is connected in parallel between the positive side DC terminal and the negative side DC terminal and the U phase terminal, and the DC voltage of the U phase of arbitrary frequency and amplitude is applied. Multiple power conversion main circuits that convert to AC voltage,
The DC voltage applied to the positive side DC terminal and the negative side DC terminal connected in parallel between the positive side DC terminal and the negative side DC terminal and the V phase terminal is V of an arbitrary frequency and amplitude. Multiple power conversion main circuits that convert to phase AC voltage,
The DC voltage applied to the positive electrode side DC terminal and the negative electrode side DC terminal connected in parallel between the positive electrode side DC terminal and the negative electrode side DC terminal and the W phase terminal is W of an arbitrary frequency and amplitude. Multiple power conversion main circuits that convert to phase AC voltage,
In a three-level power converter equipped with
The plurality of power conversion main circuits of the U phase, the V phase, and the W phase are
A first to fourth switching element structure in which a plurality of configurations in which two or more power switching elements are connected in series are arranged, and
One of the configuration of the first diode element connected to the other end of one of the configurations of the first switching element structure from the neutral point of the DC voltage and the configuration of the fourth switching element structure from the neutral point. A diode element structure in which a plurality of second diode elements connected to the other end are arranged, and
Consists of including
Each configuration of the first switching element structure has one end connected to the positive electrode side DC terminal.
Each configuration of the second switching element structure is connected between one of the configurations of the first switching element structure and an AC terminal of any one of the U phase, the V phase, and the W phase.
Each configuration of the fourth switching element structure has one end connected to the negative electrode side DC terminal.
Each configuration of the third switching element structure is connected between one of the configurations of the fourth switching element structure and one of the AC terminals of the U phase, the V phase, and the W phase. ,
Each configuration of the first to fourth switching element structures stops the operation of the other power switching elements connected in series when an overvoltage is applied to any of the power switching elements connected in series.
A 3-level power converter characterized by this.
前記U相の前記第1スイッチング素子構造体と前記第2スイッチング素子構造体と前記第3スイッチング素子構造体と前記第4スイッチング素子構造体と、前記V相の前記第1スイッチング素子構造体と前記第2スイッチング素子構造体と前記第3スイッチング素子構造体と前記第4スイッチング素子構造体と、前記W相の前記第1スイッチング素子構造体と前記第2スイッチング素子構造体と前記第3スイッチング素子構造体と前記第4スイッチング素子構造体は、すべて同一の構造である、
ことを特徴とする請求項1に記載の3レベル電力変換装置。
The U-phase first switching element structure, the second switching element structure, the third switching element structure, the fourth switching element structure, the V-phase first switching element structure, and the above. The second switching element structure, the third switching element structure, the fourth switching element structure, the W-phase first switching element structure, the second switching element structure, and the third switching element structure. The body and the fourth switching element structure all have the same structure.
The three-level power conversion device according to claim 1.
前記第1〜第4スイッチング素子構造体は、セル化されており、交換可能である、 The first to fourth switching element structures are cellized and can be replaced.
ことを特徴とする請求項1に記載の3レベル電力変換装置。 The three-level power conversion device according to claim 1.
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