JP6761172B2 - 車両用電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両に搭載される電源装置であって、特に走行駆動等に用いる高圧蓄電手段と、走行駆動用以外の電気負荷手段へ供給する低電圧電源とを具備するとともに、前記高圧蓄電手段から降圧手段を介して前記低電圧電源を得るがごとく構成したものである。

特開２０１３−１１５９１３号公報 特開２００９−１０６０６２号公報

特許文献１によると、電源回路によって充電される複数の直列に接続された１次コンデンサと、負荷回路と並列に接続した２次コンデンサと、該１次コンデンサと２次コンデンサとを選択的に接続することで、電源回路の電圧を降圧して負荷回路へ供給する技術が開示される。

これによると、効率的な電力の供給を行うために負荷回路に必要な電圧と電源回路の電圧とに従って最適な１次コンデンサの直列数が決定される。

特許文献２によると、直列に接続されたリチウムイオンセルと電動ファンモータとの間にスイッチを設け、該スイッチを適宜切り替えることによって、降圧された電圧を電動ファンモータへ供給すると同時に、複数のリチウムイオンセルのＳｏＣを均一化する技術が開示される。

車両に搭載された高圧電源は主に走行用の電気駆動電源として使用される。これによって、車両の減速エネルギーを電気エネルギーとして容易に回生できるので、かかる高圧電源を二次電池によって構成して減速時に蓄電して再利用すれば車両の走行エネルギー効率を飛躍的に向上させることができる。
この際、走行用電力が非常に大きいことから、車両の走行駆動用モータへ流れる電流が増大するので接続用電線から発生するジュール熱が大きくなる。その為、該ジュール熱を低減する目的で、接続用電線サイズを増大する必要があり重量やコストの増加を招く。これを避ける為、前記電気駆動用電源の電圧を３００〜４００Ｖ程度と高くすることで、モータへ流れる電流を低減することが望ましい。

一方で、車両の計器盤やオーディオ、ディスプレー、エンジン制御ＥＣＵ等の電気負荷となる電装品の作動に必要な電圧は汎用性と安全性の観点から比較的低電圧の１２Ｖ程度としてあるのが一般的である。従って、前記高圧電源から前記電装品を作動させる為には降圧手段が必要になることは言うまでもない。

近年、車両に搭載される各種電装品の数が増加するとともに、ＥＰＳ（電動パワーステアリング）等の電動アシスト機能を持った装置の増加にともない、係る低電圧電源の消費電流が著しく増加しており、最大２００Ａ程度の電流を必要とする場合もある。

従って、前記高圧電源から降圧して低電圧電源を得る降圧手段の電力変換効率が低いと、該降圧手段は大きな発熱を伴うことになるので、該降圧手段の放熱構造が大きくなってコスト、重量の悪化を招く。一例として、低電圧電源の電圧と消費電流を１２V、２００Ａとした場合に、該降圧手段の電力変換効率を９５％とすると１２Ｖ×２００Ａ×５％＝１２０Ｗの電力を損失するので、かかる損失による降圧手段の温度上昇を抑える為に、該降圧手段を水冷にする等の対策が講じられる。

さらには、前記降圧手段の損失電力によって車両としての走行エネルギーを損失するので、前記降圧手段の電力変換効率は限りなく１００％に近いことが望まれる。

降圧手段として一般的な技術は半導体スイッチ素子を介してコイル、或いはトランス等のインダクターに流れる電流を断続することで、電気エネルギーを磁気エネルギーへ変換した後、整流して低電圧の直流電源を得る公知のスイッチングインダクター方式のコンバータがある。しかしながら、この種のコンバータは電気エネルギーを磁気エネルギーへ変換しているので、その際に電力を損失するとともに、半導体スイッチ素子におけるスイッチング損失が無視できない。その結果、前記公知のスイッチングインダクター方式のコンバータの電力変換効率は９０％から９６％程度であることが一般的である。

さらに、特許文献１及び特許文献２に示されるように、高圧電源によって充電されたコンデンサの電荷を、負荷側のコンデンサに移動させるが如く、半導体スイッチ素子を介して断続する、所謂チャージポンプ方式のコンバータがある。この種のコンバータは電気エネルギーを負荷側の電気エネルギーへ直接変換することから、電力損失が少なく比較的高効率であることが知られている。

しかしながら、前記チャージポンプ方式のコンバータにおいても電力変換効率は１００％とならない。何故なら、前記降圧手段を構成するコンバータ回路のスイッチ素子を含む各部における物理的な電気抵抗値が理想値の０オームであって、且つ前記コンデンサの内部抵抗を理想値の０オームにすることによって所謂抵抗性の損失を無くしたとしても、前記半導体スイッチ素子を流れる電流と、該半導体スイッチ素子の電圧との積で表される公知のスイッチング損失を無くすことができないからである。

これに対応して、特許文献１の段落００４２に開示される技術は、互いに接続される２つのコンデンサの電圧差が少ない時に電荷移動効率が向上する、と説明してある。

しかしながら、かかる電荷移動効率の向上を物理的に説明しておらず、また該電荷移送効率、すなわち降圧コンバータとした際の電力変換効率を限りなく１００％に近づける点を課題として、かかる課題を解決する普遍的な技術を開示していない。

本発明は前記課題に鑑みてなされたものであり、車両に搭載され高圧電源から降圧手段を介して低電圧電源を得る車両用電源装置において、容易に略１００％の電力変換効率を得る方法と、その装置を提供するものであり、これによって該降圧手段の電力損失を低減して放熱構造を簡略化し、その結果、かかる降圧手段を含む電源装置の重量とコストを改善するものである。

請求項１の発明による車両用電源装置は、低電圧で作動する電気負荷手段と、複数の蓄電素子を直列に接続して高電圧の直流電源を得る高電圧電源と、高電圧電源の電圧を降圧して低電圧の直流電源を得る降圧手段と、を備える車両用電源装置において、前記高電圧電源の電圧を前記低電圧の直流電源の電圧に対してＮ倍（Ｎは自然数）とするとともに、前記蓄電素子の個数をＮ×ｎ（ｎは自然数）として構成した。

請求項１の発明は、前記降圧手段は、スイッチング手段を具備しており、前記直列に接続された複数の蓄電素子の各ノードに対して、前記低電圧の直流電源の電圧と略等しい電圧となる単一の／或いは複数のノードを前記スイッチング手段によって選択的に接続することで前記電気負荷手段へ低電圧を供給するがごとく構成した。

請求項１の発明は、前記降圧手段は、制御手段を具備しており、該制御手段は、前記スイッチング手段が前記複数の蓄電素子の中から選択する単一の／或いは複数のノードの部
位を周期的に変化させるように制御するように作用する。

請求項１の発明は、前記制御手段は、前記複数の蓄電素子の充放電状態が略均一となるように、前記複数の蓄電素子の中から選択する単一の／或いは複数のノードの部位を決定するように作用するものとした。

請求項１の発明は、前記電気負荷手段と並列にコンデンサを接続して構成した。

請求項１の発明は、前記制御手段は、前記スイッチング手段が選択するノードの部位を変更する際に、全てのノードと前記電気負荷手段との間の接続が切り離される所謂デッドタイムを設けるが如く作用するものとした。

請求項２の発明は、前記制御手段に設定されるデッドタイムは、前記電気負荷手段に印加される電圧の変動幅が所定値以下となるようにして構成した。

請求項３の発明は、前記制御手段は、前記蓄電素子の各ノードにおける充放電深度の大きさが所定値以下となるように前記スイッチング手段が前記複数の蓄電素子の中から選択する単一の／或いは複数のノードの部位を切り替える周期を、所定時間以下に設定した。

請求項４の発明は、前記スイッチング手段をＭＯＳＦＥＴによって構成した。

請求項５の発明は、前記蓄電素子の各ノードと並列にコンデンサを配設した。

請求項１及び請求項２の発明によれば、所望の低電圧電源の電圧をＶＬとすると、前記蓄電素子を直列に接続した高圧電源の電圧ＶＨはＶＬ×Ｎ（Ｎは自然数）であって、且つ該蓄電素子の個数はＮ×ｎ（ｎは自然数）であるので、例えばＶＬを１２Ｖとして、Ｎ＝３とした場合、ＶＨは３６Ｖとなるとともに、ｎ＝４とすると合計でＮ×ｎ＝１２個の直列蓄電素子で高圧電源を構成することになると同時に、該蓄電素子１個当たりの電圧は３Ｖとなる。

そこで、１２Ｖの低電圧電源を得る為には４個の直列蓄電素子をクループ的に選択して電気負荷手段と接続すれば良い。

しかるに、３６Ｖの高圧電源から１２Ｖの低電圧電源を得る為に、公知のスイッチング電源回路等を用いる必要はなく、直列に接続された蓄電素子の各ノードから選択的に電気負荷手段と接続する単純なスイッチング手段によって前記降圧手段を実現可能である。
従って、スイッチング手段の構成が簡略化可能であるとともに、公知のスイッチング損失を大幅に低減できるから該降圧手段の電力損失を低減して放熱構造を簡略化し、その結果、かかる降圧手段を含む電源装置の重量とコストを改善できる。

請求項１の発明によれば、制御手段によって、前記スイッチング手段が前記複数の蓄電素子の中から選択する単一の／或いは複数のノードの部位を周期的に変化させるようにしたから、直列に接続された前記蓄電素子の内、一部の蓄電素子だけが放電してその他の蓄電素子が過充電となるといった不具合を防止することができる。

請求項１の発明によれば、前記制御手段は、前記複数の蓄電素子の充放電状態が略均一となるように、該複数の蓄電素子の中から選択する単一の／或いは複数のノードの部位を決定するように作用するものとしたから、複数の蓄電素子を直列に充電する際に必要となる公知のセルバランス機能を兼ね備えることができる。

請求項１、請求項２の発明によれば、前記制御手段が前記スイッチング手段に対して、全てのノードと前記電気負荷手段との間の接続を切り離す所謂デッドタイムの期間中に、該電気負荷手段へ供給される電圧が低下するの抑止することができるので、該電気負荷手段へ供給する電圧を安定に保つことができる。

請求項３の発明によれば、前記制御手段は、前記蓄電素子の各ノードにおける充放電深度の大きさが所定値以下となるように前記スイッチング手段が前記複数の蓄電素子の中から選択する単一の／或いは複数のノードの部位を切り替える周期を、所定時間以下に設定したから、各蓄電素子の充放電深度が過大になることによる該蓄電素子の寿命低下を最小限に留めることができる。

請求項４の発明によれば、前記スイッチング手段をＭＯＳＦＥＴによって構成したから、かかるＭＯＳＦＥＴが抵抗性のスイッチング素子であることを利用して、複数のＭＯＳＦＥＴを並列に接続することで、前記降圧手段の電力変換効率を限りなく１００％に近づけることが可能になる。

前記スイッチング手段が任意のノードに対して接続の切り替えを行った直後において、前記蓄電素子の内部抵抗が大きい場合には、前記電気負荷手段と並列に接続したコンデンサを充電する為に多くの時間を要する。
その為、スイッチング手段が切り替わるタイミングにおける電気負荷手段へ供給される電圧の低下が避けられない。

そこで、請求項５の発明によれば、前記蓄電素子の直列ノードと並列に内部インピーダンスの小さいコンデンサを配設したから、前記スイッチング手段が任意のノードに対して接続の切り替えを行った直後に、十分小さい電源インピーダンス、即ち大きな電流で該コンデンサを充電でき、前記電気負荷手段へ供給される電圧の低下を抑制することが可能である。

本発明の車両用電源装置の基本的な構成を表す図である 本発明の車両用電源装置の動作を説明するタイミングチャートである スイッチング素子の電力損失を説明した図である 本発明の車両用電源装置の一実施態様を示す図である スイッチング素子の電力損失を説明した図である 本発明の車両用電源装置の他の実施態様を示す図である 本発明の車両用電源装置の他の実施態様を表す図である 制御手段の制御周期を説明した図である 本発明の車両用電源装置の別の実施態様を表す図である

以下、各図を参照しながら本発明の車両用電源装置の実施態様について説明する。

図１は、本発明にかかる基本的な実施態様であり、車両用電源装置１は、車両に搭載してエンジンによって駆動されるオルタネータ１０と、該オルタネータによって充電される二次電池からなる蓄電素子２０ａ〜２０Ｌと、スイッチング手段３０〜３５、制御手段４０、及び１２Ｖで作動する電気負荷手段５０から構成される。

オルタネータ１０は、車両電装品に必要な電力を供給する為、図示しないエンジンによって駆動されるとともに、車両の減速時には駆動系を介して減速時の運動エネルギーを回生して前記蓄電素子２０ａ〜２０Ｌを充電するが如く作用する。

蓄電素子２０ａ〜２０Ｌの各ノードは、例えば充電電圧３Ｖのリチウムイオン電池であり、該蓄電素子２０ａから２０Ｌの全ノードを直列に接続して、前記電気負荷手段５０の要求電圧１２Ｖに対する倍数Ｎを３として、合計３６Ｖの高圧電源が形成される。また、該高圧電源は図示しない車載されたモータ、インバータ等から成る電気駆動制御システムへ供給して、エンジンの駆動トルクをアシストするように作用する。これによって、車両の加速時には、前記減速時に回生したエネルギーを再利用して走行できるから車両の走行燃費向上を図ることが可能になる。

前記蓄電素子２０ａ〜２０Ｌは、２０ａから２０ｄのノードを第一のグループとして、２０ｅから２０ｈのノードを第二のグループとして、２０ｉから２０Ｌのノードを第三のグループとして、それそれ各グループの両端部とスイッチング手段３０〜３５とを接続してある。尚、蓄電素子２０ａ〜２０Ｌの総個数は、前記倍数Ｎ＝３に各グループ内の個数ｎ＝４を掛け合わせて、合計はＮ×ｎ＝１２個となっている。

ここで、前記第一から第三の各グループにおける直列蓄電素子の合計電圧は３Ｖ×４＝１２Ｖとなっている。

図１において、４０は制御手段であり前記スイッチング手段３０から３５のＯＮ／ＯＦＦ状態を制御するように作用する。

前記制御手段４０は、図１に示す如く前記スイッチング手段３０と３２とをＯＮにして前記電気負荷手段５０と前記蓄電素子の第一グループを、図２のＴｏｎ時間の間の間接続する。この時、前記スイッチング手段３１、３４、３３、３５、はＯＦＦとなっている。スイッチング手段３０は前記第一グループの正極側とつながっており、スイッチング手段３２は前記第一グループの負極側とつながっているから、前記Ｔｏｎの間、前記電気負荷手段５０に１２Ｖの直流電圧が印加されることになる。

次に制御手段４０は、図２に示す時間Ｔｄの間、前記すべてのスイッチング手段３０〜３５をＯＦＦに維持する。該時間Ｔｄを設ける理由は、例えばスイッチング手段３０とスイッチング手段３１とが同時にＯＮする期間があると、該スイッチング手段３０とスイッチング手段３１と前記蓄電素子２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｄ、２０ｅとで形成される閉回路に過大な電流が流れて、スイッチング手段の破損或いは、各蓄電素子の充電電力を無駄に消費するといった事態を招くからである。

前記スイッチング手段３０〜３５として、例えば公知のＭＯＳＦＥＴを採用した場合には、前記制御手段４０から各スイッチング手段のＯＮ／ＯＦＦを制御する信号を送出した際に、実際に該スイッチング手段３０〜３５が応動するまでに時間遅れが発生することが知られている。従って、制御手段４０は所望のスイッチング手段をＯＦＦにしてから、他のスイッチング手段をＯＮするまでに十分な待ち時間Ｔｄを要する。このＴｄをデッドタイムと称し、一般的なＭＯＳＦＥＴの場合数マイクロ秒以上が必要である。

以上のようにして制御手段４０は、前記蓄電素子の第一グループにおいては、スイッチング手段３０、３２をＴｏｎの間ＯＮにして、電気負荷手段５０と接続することによって該電気負荷手段５０へ要求電圧の１２Ｖを供給し、続いて前記第二グループにおいては、スイッチング手段３１、３４を介してＴｏｎの間、電気負荷手段５０と接続し、さらに前記第三グループにおいては、スイッチング手段３３、３５を介してＴｏｎの間、前記電気負荷手段５０と接続するが如く、図２のＴを１周期として繰り返し、前記電気負荷手段５０へ１２Ｖの直流電圧の供給を続けるように作用する。

ただし、この実施態様においては、図１及び図２のＶＬ（実線）で示す如く、前記デッドタイムＴｄの間は前記電気負荷手段５０へ印加される電圧が０Ｖとなって、所謂瞬断状態となる。また、前記スイッチング手段３０〜３５におけるスイッチング損失は図３に示すように各スイッチング手段のＯＮ遷移過程において、該スイッチング手段が開放状態の時の両端電圧が、ＯＮ動作に伴って減少するのに連動して電流が増加する。この時の損失Ｉ×Ｖは、例えば前記蓄電素子のグループ電圧を１２Ｖとし、電気負荷手段５０の電流を２００Ａとすると１２×１／２×２００×１／２＝６００Ｗのピーク損失が発生する。尚、このスイッチング損失は前記スイッチング手段のＯＦＦ遷移過程においても同様に発生することは言うまでもない。

しかしながら、かかるスイッチング損失は前記時間Ｔｄの間で発生することから、前記周期Ｔに対する前記スイッチング損失の平均値はＴｄ／Ｔとなるので、該周期Ｔを大きくすることによって、該スイッチング損失を小さくすることができる。

以下、各図を参照しながら本発明の車両用電源装置の他の実施態様について説明する。

図４は前記図１の実施態様と比較して、電気負荷手段５０と並列にコンデンサ５１を接続して構成してある。その他、前記実施態様の構成と作用と比較して差異のない部分は説明を省略する。

本実施態様によると、前記実施態様において図２で示したデッドタイムＴｄの期間に発生する前記電気負荷手段５０への印加電圧ＶＬは、前記スイッチング手段３０〜３５が全てＯＦＦである期間においても、前記コンデンサ５１に充電された電圧が前記電気負荷手段５０へ供給され続けることから、該ＶＬは０Ｖまで降下することなく、破線ＶＬａで示す如く、ピーク電圧から僅かの電圧降下に留めることができる。この場合の電圧降下量は、電気負荷手段５０へ流れる電流と、コンデンサ５１の容量と、デッドタイムＴｄとによって決まり、該デッドタイムＴｄと電気負荷手段５０へ流れる電流を固定した場合には該コンデンサ５１の容量が大きい程、小さくすることができる。

従って、前記電気負荷手段５０へ供給される電圧の瞬断を防ぐことができる。さらに、前記スイッチング手段３０〜３５のいずれかがＯＮ状態に遷移する過程では、いずれかのスイッチング手段がＯＮになって接続される前記蓄電素子のグループにおける直列蓄電素子の電圧合計が１２Ｖであって、且つ、前記コンデンサ５１の電圧が略１２Ｖであることから、該スイッチング手段が開放状態である時の両端電圧を略０Ｖとすることができるので、この場合のスイッチング損失は図５に示すように、電圧が略０Ｖのまま電流が増加するので電力損失は極小となる。

言い換えると、前記蓄電素子の１つのグループの電圧を電気負荷手段５０へ供給する電圧として出力するのであり、該グループの電圧を前記コンデンサ５１が保持していることを利用することによって各グループの電圧が同じであれば、全てのグループを切り替える最の各グループ電圧と電気負荷手段５０（コンデンサ５１）の電圧が同じであるので、前記スイッチング手段の動作は所謂ＺＶＳ（公知のゼロボルトスイッチング）となって理論的にスイッチング損失を発生しないことになる。

以上のように、本発明の車両用電源装置は、高圧電源から低圧電源へ降圧する最にスイッチング損失を発生しないので、降圧手段に用いるスイッチング素子の発生する熱損失が極端に少なくなり、発明者らの実験において出力２．５ＫＷの降圧装置を製作した際に電力変換効率は９９．５％となって、放熱板が不要になるといったシステムコストの大幅な低減を可能にした。

以下、各図を参照しながら本発明の車両用電源装置の他の実施態様について説明する。

図６は前記図４の実施態様と比較して、蓄電素子２０ａから２０Ｌの前記各グループの両端にコンデンサ５２、５３、５４を接続して構成してある。また、該各グループの両端電圧を端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４を介して制御手段４０へ入力する。その他、前記実施態様の構成と作用と比較して差異のない部分は説明を省略する。

オルタネータ１０は、蓄電素子２０ａから２０Ｌの全体を直列にした電圧が所定の最大値になるように、該蓄電素子の充電電圧を制限している。

電気負荷手段５０の消費電流は一定ではなく、例えば電動パワーステアリングのように運転者の操作状態によって短時間で大きく変化する場合がある。この場合、前記制御手段４０によって前記スイッチング手段３０から３５の切り替えを行い、前記蓄電素子の第一グループ２０ａ〜２０ｄ、第二グループ２０ｅ〜２０ｈ、第三グループ２０ｉ〜２０Ｌを等間隔で切り替えると、各グループの充電状態に差異が発生することがある。

しかるに、本実施態様においては、制御手段４０は端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４を介して前記蓄電素子の各グループの電圧をモニターしながら、電圧の高いグループに対しては前記スイッチング手段の接続時間を長くし、電圧の低いグループに対しては該スイッチング手段の接続時間を短くする操作を行う。

これによって、前記電気負荷手段５０の電流が短時間に大きく変動しても前記蓄電素子の各グループの充電電圧を均一に保つように作用する。

次に、前記コンデンサ５２、５３、５４の作用について説明する。

前記蓄電素子は、例えばリチウムイオン電池を採用した場合、図示しない内部抵抗として数十ｍΩの等価直列抵抗値を持っていることが公知である。その為、本実施態様における４個の直列蓄電素子の場合は前記蓄電素子の１グループあたり約１００ｍΩの内部抵抗を備えることになる。

図２のデッドタイムＴｄを終了して、いずれかの前記スイッチング手段がＯＮすることによって前記電気負荷手段５０の電圧ＶＬが上昇する際に、かかる上昇部分の電気的時定数は、前記コンデンサ５１の静電容量と、前記内部抵抗との積で表される。

従って、前記蓄電素子の内部抵抗によって前記コンデンサ５１が充電される場合のＶＬの上昇波形はＶＬｂで示す如く、時定数が大きく、電圧の低い状態が長く継続することになる。さらに、これを周期Ｔで繰り返すことから、前記電気負荷手段５０へ供給される電圧の平均値が低下する要因となるので、かかる時定数はできるだけ小さいことが望ましい。

静電容量素子としてのコンデンサの等価直列抵抗は数ｍΩと小さいのが一般的である。そこで本実施態様の如く、前記蓄電素子の各グループと並列にコンデンサ５２、５３、５４を接続すると、該蓄電素子の内部抵抗を見かけ上小さくすることになり、内部抵抗によって前記コンデンサ５１が充電される場合のＶＬの上昇波形は図２のＶＬｃで示す如く、時定数が小さく、電圧の低い状態が短くなる。これを周期Ｔで繰り返すことから、前記電気負荷手段５０へ供給される電圧の平均値の低下が少なく該電気負荷手段５０へ供給する電圧の精度が向上する。

以下、各図を参照しながら本発明の車両用電源装置の他の実施態様について説明する。

図７は前記図６の実施態様と比較して、電圧均等化手段１０１、１０２、１０３を付加した構成となっている。その他、前記実施態様の構成と作用と比較して差異のない部分は説明を省略する。

前述の如く、前記蓄電素子２０ａ〜２０Ｌの前記第一グループから第三グループの各グループ間の充電電圧の差は、前記制御手段４０の作用によって均等化される。しかしながら、各グループ内、例えば第一グループの蓄電素子２０ａと２０ｂと２０ｃと２０ｄとの間の充電電圧は、かかる蓄電素子の個体特性差によってアンバランスとなることが知られている。電圧均等化手段１０１〜１０３は、該アンバランスを解消する為に、公知のセルバランス回路を形成したものである。尚、本実施態様においては該電圧均等化手段１０１から１０３を３分割して配設したが、該電圧均等化手段は１０１から１０３を１つのセルバランス回路によって構成し、蓄電素子２０ａ〜２０Ｌの全充電電圧を均一にするように構成しても良く、その場合には前述の制御手段４０による前記蓄電素子グループ間の充電電圧均等化制御は不要になる。

次に、本発明の車両用電源装置１において、前記制御手段４０が前記スイッチング手段３０〜３５を切り替えて、前記蓄電素子２０ａ〜２０Ｌの第一グループから第三グループを切り替える周期に関し、図８に従って説明する。

尚、制御手段４０は前記各グループを周期Ｔで切り替えて前記電気負荷手段５０へ所定の低電圧電源を供給している。オルタネータ１０は、前記全直列蓄電素子の合計電圧が所定の値となるように常時充電しているものとする。

ここで、該制御手段４０によって選択された前記蓄電素子のグループは、例えば図８の第一グループを例にすると、ＯＮ期間には前記電気負荷手段５０を流れる電流によって当該グループが放電状態となって充電電圧が降下していく。同時に、非選択グループにおいては、前記全蓄電素子の合計電圧が一定になるように、オルタネータ１０から充電電流が供給されているので、増加方向へ電圧が変化する。この時の、特定グループにおける最大電圧と最低電圧の差が所謂充放電深度であり、この幅が大きくなると蓄電素子の寿命が低下する。

しかるに、蓄電素子寿命の観点からは、前記制御手段４０の制御周期Ｔを短くするべきであることが判る。ところが、本発明の図１の実施態様においては前述の如く図３に示すスイッチング損失が存在することから該制御周期Ｔを短くすると前記スイッチング手段３０〜３５が発熱して電力損失が大きくなる。

これに対して、図４の実施態様のように、コンデンサ５１を具備すれば、前記デッドタイムＴｄの間に前記電気負荷手段５０の両端電圧が殆ど変化しないので、前記スイッチング損失が無くなる。

以上の如く、本発明の車両用電源装置は、蓄電素子を直列に接続して形成した高圧電源から、所定の蓄電素子グループを選択的に低電圧電気負荷と接続することによって、高電圧から低電圧へと電力変換を行うことができ、その際、該蓄電素子グループを高速で切り替えることによって該蓄電素子の充放電深度を小さくして寿命を改善するとともに、切り替えを行うスイッチング手段のスイッチング損失を略ゼロにすることができるので、該スイッチング素子の放熱にかかる部材の重量、コストを大幅に改善できるといった優れた特徴を有する。

尚、別の実施態様として図９に示す如く、前記実施態様における蓄電素子と電気負荷手段を入れ替えることによって、該蓄電手段の電圧を昇圧して電気負荷手段に供給することが可能であることは、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者が容易に想到し得る事項である。

本発明の実施態様においては、実施例として限定的な構成と作用を示しているに過ぎず、直列蓄電素子の数、蓄電素子の種類、スイッチング手段の素子種類と構成、制御手段の動作タイミングは任意の形態をとることが可能である。

１ 車両用電源装置
１０ オルタネータ
２０ａ〜２０Ｌ 蓄電手段
３０〜３５ スイッチ手段
４０ 制御手段
５０ 電気負荷手段
１０１〜１０３ 電圧均等化手段

Claims (5)

1. 低電圧で作動する電気負荷手段と、
   複数の蓄電素子を直列に接続して高電圧の直流電源を得る高電圧電源と、
   高電圧電源の電圧を降圧して低電圧の直流電源を得る降圧手段と、
   を備える車両用電源装置であって、
   前記高電圧電源の電圧を前記低電圧の直流電源の電圧に対してＮ倍（Ｎは自然数）とするとともに、前記蓄電素子の個数をＮ×ｎ（ｎは自然数）とし、
   前記降圧手段は、スイッチング手段を具備しており、
   前記直列に接続された複数の蓄電素子の各ノードに対して、前記低電圧の直流電源の電圧と略等しい電圧となる単一の／或いは複数のノードを前記スイッチング手段によって選択的に接続することで前記電気負荷手段へ低電圧を供給するがごとく作用し、
   前記降圧手段は、制御手段を具備しており、
   該制御手段は、前記スイッチング手段が前記複数の蓄電素子の中から選択する単一の／或いは複数のノードの部位を周期的に変化させるように制御し、
   前記制御手段は、前記複数の蓄電素子の充放電状態が略均一となるように、前記複数の蓄電素子の中から単一の／或いは複数のノードの部位を選択している時間を制御するように作用し、
   前記電気負荷手段と並列にコンデンサを接続し、
   前記制御手段は、前記スイッチング手段が選択するノードの部位を変更する際に、全てのノードと前記電気負荷手段との間の接続が切り離される所謂デッドタイムを設けたことを特徴とする車両用電源装置。
2. 前記電気負荷手段と並列に接続したコンデンサは、前記デッドタイムにおける前記電気負荷手段に印加される電圧の変動幅が所定値以下となるような静電容量値としたことを特徴とする請求項１に記載の車両用電源装置。
3. 前記制御手段は、前記蓄電素子の各ノードにおける充放電深度の大きさが所定値以下となるように、前記スイッチング手段が前記複数の蓄電素子の中から選択する単一の／或いは複数のノードの部位を切り替える周期を、所定時間以下に設定したことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の車両用電装置。
4. 前記スイッチング手段は、前記低電圧の直流電源の電圧と略等しい電圧となる単一の／或いは複数のノード毎に設けられた２個のＭＯＳＦＥＴのみから成り、
   一方のＭＯＳＦＥＴは一方のノードと前記電気負荷手段の一方の端子との間に設けられ、他方のＭＯＳＦＥＴは他方のノードと前記電気負荷手段の他方の端子との間に設けられることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１に記載の車両用電源装置。
5. 前記蓄電素子の単一の／或いは複数のノードと並列にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１に記載の車両用電源装置。

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