JP6693319B2 - Control device for rotating electric machine - Google Patents
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Description
同期回転電機を制御する回転電機の制御装置に関する。特に、回転子の回転角度の検出に関する。 The present invention relates to a rotary electric machine control device that controls a synchronous rotary electric machine. In particular, it relates to detection of the rotation angle of the rotor.
ブラシレスＤＣモータなどの同期回転電機における制御装置は、回転子の回転角度に基づいて、回転電機に供給される電圧を操作し、回転電機を制御する。同期回転電機の制御装置において、電機子巻線の中性点の周期的な電圧変化に基づいて、回転子の回転角度を検出する構成が知られている。例えば、特許文献１に記載の構成では、三相Ｙ結線された電機子巻線と並列に、三相Ｙ結線された抵抗回路を設けている。そして、電機子巻線の中性点の電圧と、抵抗回路の中性点の電圧との偏差に基づいて、電機子巻線に生じた誘起電圧を取得する。取得した誘起電圧に基づいて、回転子の回転角度を検出する構成としている。 A control device in a synchronous rotating electric machine such as a brushless DC motor operates the voltage supplied to the rotating electric machine based on the rotation angle of the rotor to control the rotating electric machine. In a control device for a synchronous rotating electric machine, a configuration is known in which the rotation angle of the rotor is detected based on a periodic voltage change at the neutral point of the armature winding. For example, in the configuration described in Patent Document 1, a three-phase Y-connected resistance circuit is provided in parallel with the three-phase Y-connected armature winding. Then, the induced voltage generated in the armature winding is acquired based on the deviation between the voltage at the neutral point of the armature winding and the voltage at the neutral point of the resistance circuit. The rotation angle of the rotor is detected based on the acquired induced voltage.
近年、車両用回転電機の磁気騒音の主原因となる反作用起磁力の６次成分を相互に打ち消すように、三相巻線を位相差３０度で二重に配置した二重巻線型回転電機が用いられている。この種の多重巻線型回転電機に対し、電機子巻線の中性点の周期的な電圧変化に基づいて、回転子の回転角度を検出する構成を適用する場合に、新たな手法の提案が望まれる。 In recent years, a double-winding rotary electric machine in which three-phase windings are arranged in double with a phase difference of 30 degrees so as to cancel out each other the sixth-order component of the reaction magnetomotive force, which is the main cause of magnetic noise of the rotary electric machine for vehicles, has been developed. It is used. A proposal of a new method is applied to this type of multi-winding rotary electric machine when a configuration for detecting the rotation angle of the rotor based on the periodic voltage change of the neutral point of the armature winding is applied. desired.
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、多重巻線型回転電機に対し、電機子巻線の中性点の周期的な電圧変化に基づいて、回転子の回転角度を検出する構成を適用する場合における新たな手法の提案を主たる目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and a configuration for detecting a rotation angle of a rotor based on a periodic voltage change of a neutral point of an armature winding in a multiple winding type rotary electric machine. The main purpose is to propose a new method when applying.
第１の構成は、電機子巻線を備える固定子（１１）と、界磁巻線及び界磁用の永久磁石の少なくとも一方を有する回転子（１２）と、を備え、前記電機子巻線は複数の巻線群（１３ａ，１３ｂ；１５ａ，１５ｂ）を有し、前記巻線群は前記巻線群ごとに設けられた実中性点（Ｍ１，Ｍ２）に接続されている複数のコイル（Ｌｕａ，Ｌｖａ，Ｌｗａ，Ｌｕｂ，Ｌｖｂ，Ｌｗｂ；Ｌ１ｕａ〜Ｌ１ｗａ，Ｌ１ｕｂ〜Ｌ１ｗｂ，Ｌ２ｕａ〜Ｌ２ｗａ，Ｌ２ｕｂ〜Ｌ２ｗｂ）を有し、前記界磁巻線及び前記界磁用の永久磁石は前記回転子の回転角度に対して非正弦波状の磁束特性を有する多重巻線型回転電機（１０）に適用され、前記回転角度に基づいて前記回転電機の制御を実施する回転電機の制御装置（４０）であって、前記複数の巻線群のうち第１巻線群と、第２巻線群とは、位相差を有し、前記第１巻線群の前記実中性点の電圧と、前記第２巻線群の前記実中性点の電圧と、に基づいて、前記回転角度を検出する回転角度検出手段を備えることを特徴とする。 A first configuration includes a stator (11) including an armature winding, and a rotor (12) including at least one of a field winding and a permanent magnet for a field. Has a plurality of winding groups (13a, 13b; 15a, 15b), and the winding groups are a plurality of coils connected to actual neutral points (M1, M2) provided for each of the winding groups. (Lua, Lva, Lwa, Lub, Lvb, Lwb; L1ua to L1wa, L1ub to L1wb, L2ua to L2wa, L2ub to L2wb), and the field winding and the field permanent magnet are the rotors. Is applied to a multi-winding type rotary electric machine (10) having a non-sinusoidal magnetic flux characteristic with respect to the rotation angle of the rotary electric machine and controls the rotary electric machine based on the rotation angle. Of the plurality of winding groups The winding group and the second winding group have a phase difference, and the voltage at the actual neutral point of the first winding group and the voltage at the actual neutral point of the second winding group , And a rotation angle detecting means for detecting the rotation angle.
電機子巻線として複数の巻線群を有する回転電機において、第１巻線群の実中性点の電圧、及び、第２巻線群の実中性点の電圧に基づいて、回転電機の回転角度を検出する。具体的には、実中性点には、巻線群を構成する複数のコイルに対する印加電圧の平均値と、巻線群を構成する複数のコイルに生じる誘起電圧の平均値との差異に相当する電圧が印加される。誘起電圧は回転子の回転角度に応じて変化するため、実中性点の電圧に基づいて回転子の回転角度を算出することが可能である。さらに、本構成では、２つの互いに異なる実中性点電圧を用いて角度検出を実施する。これにより、例えば、角度検出の精度の向上や、回転電機の回転の一周期における角度検出の機会の増加といった効果を得ることが可能になる。 In a rotating electric machine having a plurality of winding groups as armature windings, the rotating electric machine based on the voltage at the actual neutral point of the first winding group and the voltage at the actual neutral point of the second winding group Detect the rotation angle. Specifically, the actual neutral point corresponds to the difference between the average value of the applied voltage to the plurality of coils forming the winding group and the average value of the induced voltage generated in the plurality of coils forming the winding group. Voltage is applied. Since the induced voltage changes according to the rotation angle of the rotor, it is possible to calculate the rotation angle of the rotor based on the voltage at the actual neutral point. Furthermore, in this configuration, the angle detection is performed using two different real neutral point voltages. As a result, for example, it is possible to obtain the effects of improving the accuracy of angle detection and increasing the chances of angle detection in one rotation cycle of the rotating electric machine.
（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which a control device according to the present invention is applied to a vehicle including an engine as a vehicle-mounted main unit will be described with reference to the drawings.
図１に示すように、モータ１０は、多相多重巻線を有する回転電機であり、具体的には、三相２重巻線を有する同期モータである。本実施形態では、モータ１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。特に本実施形態では、エンジン２０の初回の始動に加えて、所定の自動停止条件が成立する場合にエンジン２０を自動停止させ、その後、所定の再始動条件が成立する場合にエンジン２０を自動的に再始動させるアイドリングストップ機能を実行する場合にも、モータ１０がスタータとして機能する。 As shown in FIG. 1, the motor 10 is a rotating electric machine having multi-phase multiple windings, and specifically, is a synchronous motor having three-phase double windings. In this embodiment, as the motor 10, an ISG (Integrated Starter Generator) in which the functions of a starter and an alternator (generator) are integrated is assumed. Particularly, in the present embodiment, in addition to the initial start of the engine 20, the engine 20 is automatically stopped when a predetermined automatic stop condition is satisfied, and then the engine 20 is automatically stopped when a predetermined restart condition is satisfied. The motor 10 also functions as a starter when executing the idling stop function for restarting the motor 10.
モータ１０を構成するロータ１１（回転子）は、界磁用の永久磁石１４を備え、また、エンジン２０のクランク軸２０ａと動力伝達が可能とされている。本実施形態において、ロータ１１は、ベルト２１を介してクランク軸２０ａに連結（より具体的には直結）されている。 A rotor 11 (rotor) that constitutes the motor 10 includes a permanent magnet 14 for a field, and is capable of transmitting power to the crankshaft 20a of the engine 20. In the present embodiment, the rotor 11 is connected (more specifically, directly connected) to the crankshaft 20a via the belt 21.
ロータ１１に設けられている界磁用の永久磁石１４は、ロータ１１の回転角度θに対して非正弦波状の磁束特性を有する。具体的には、永久磁石１４は、台形波着磁されている。また、永久磁石１４はロータ１１の表面に設けられており、モータ１０は、ＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）である。なお、説明の簡略化のために、界磁用の永久磁石１４を２極として表しているが、これを変更して、４極や６極としてもよい。 The field permanent magnet 14 provided in the rotor 11 has a non-sinusoidal magnetic flux characteristic with respect to the rotation angle θ of the rotor 11. Specifically, the permanent magnet 14 is magnetized with a trapezoidal wave. The permanent magnet 14 is provided on the surface of the rotor 11, and the motor 10 is an SPMSM (Surface Permanent Magnet Synchronous Motor). Although the permanent magnet 14 for field magnet is shown as having two poles for the sake of simplification of description, it may be changed to have four poles or six poles.
モータ１０のステータ１２（固定子）には、２つの電機子巻線群（以下、第１巻線群１３ａ、第２巻線群１３ｂ）が巻回されている。第１巻線群１３ａと、第２巻線群１３ｂとで電機子巻線を構成している。第１巻線群１３ａと第２巻線群１３ｂとが３０度の位相差を有する。巻線群１３ａ，１３ｂに対して、ロータ１１が共通とされている。第１巻線群１３ａ及び第２巻線群１３ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する三相巻線からなる。なお、本実施形態では、第１巻線群１３ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｔ１と、第２巻線群１３ｂを構成する巻線のターン数Ｔ２とを等しく設定している。 Two armature winding groups (hereinafter, first winding group 13a and second winding group 13b) are wound around the stator 12 (stator) of the motor 10. The first winding group 13a and the second winding group 13b form an armature winding. The first winding group 13a and the second winding group 13b have a phase difference of 30 degrees. The rotor 11 is common to the winding groups 13a and 13b. Each of the first winding group 13a and the second winding group 13b is composed of three-phase windings having different neutral points. In this embodiment, the number of turns T1 of each of the windings forming the first winding group 13a and the number of turns T2 of the windings forming the second winding group 13b are set to be equal.
モータ１０には、第１巻線群１３ａ及び第２巻線群１３ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１インバータＩＮＶ１、第２インバータＩＮＶ２）が電気的に接続されている。詳しくは、第１巻線群１３ａには、第１インバータＩＮＶ１が接続され、第２巻線群１３ｂには、第２インバータＩＮＶ２が接続されている。第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２のそれぞれには、共通の直流電源である高圧バッテリ２２が並列接続されている。高圧バッテリ２２には、昇圧型ＤＣＤＣコンバータ２３によって昇圧された低圧バッテリ２４の出力電圧が印加可能とされている。低圧バッテリ２４（例えば、鉛蓄電池）の出力電圧は、高圧バッテリ２２（例えば、リチウムイオン蓄電池）の出力電圧よりも低く設定されている。 Two inverters (hereinafter, first inverter INV1 and second inverter INV2) respectively corresponding to the first winding group 13a and the second winding group 13b are electrically connected to the motor 10. Specifically, the first winding group 13a is connected to the first inverter INV1, and the second winding group 13b is connected to the second inverter INV2. A high voltage battery 22, which is a common DC power source, is connected in parallel to each of the first inverter INV1 and the second inverter INV2. The output voltage of the low voltage battery 24 boosted by the step-up DCDC converter 23 can be applied to the high voltage battery 22. The output voltage of the low voltage battery 24 (for example, lead storage battery) is set lower than the output voltage of the high voltage battery 22 (for example, lithium ion storage battery).
第１インバータＩＮＶ１は、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相高電圧側スイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相低電圧側スイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１３ａのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１は、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。 The first inverter INV1 includes a first U, V, W-phase high voltage side switch SUp1, SVp1, SWp1 and a first U, V, W-phase low voltage side switch SUn1, SVn1, SWn1 connected in series. It has 3 sets. The connection point of the series connection body in the U, V, W phases is connected to the U, V, W phase terminals of the first winding group 13a. In this embodiment, N-channel MOSFETs are used as the switches SUp1 to SWn1. The diodes DUp1 to DWn1 are connected in antiparallel to the switches SUp1 to SWn1, respectively. The diodes DUp1 to DWn1 may be body diodes of the switches SUp1 to SWn1. Further, each of the switches SUp1 to SWn1 is not limited to the N-channel MOSFET and may be, for example, an IGBT.
第２インバータＩＮＶ２は、第１インバータＩＮＶ１と同様に、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相高電圧側スイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相低電圧側スイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１３ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２は、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２しては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。 Similarly to the first inverter INV1, the second inverter INV2 includes the second U, V, W phase high voltage side switches SUp2, SVp2, SWp2 and the second U, V, W phase low voltage side switches SUn2, SVn2. , SWn2 in series. The connection point of the series connection body in the U, V, W phases is connected to the U, V, W phase terminals of the second winding group 13b. In this embodiment, N-channel MOSFETs are used as the switches SUp2 to SWn2. The diodes DUp2 to DWn2 are connected in antiparallel to the switches SUp2 to SWn2, respectively. The diodes DUp2 to DWn2 may be body diodes of the switches SUp2 to SWn2. Further, each of the switches SUp2 to SWn2 is not limited to the N-channel MOSFET and may be, for example, an IGBT.
インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電圧側の端子（各高電圧側スイッチのドレイン側の端子）には、高圧バッテリ２２の正極端子が接続されている。低電圧側の端子（各低電圧側スイッチのソース側の端子）には、高圧バッテリ２２の負極端子が接続されている。 The positive terminal of the high voltage battery 22 is connected to the high voltage side terminals (the drain side terminals of the respective high voltage side switches) of the inverters INV1 and INV2. The negative terminal of the high voltage battery 22 is connected to the low voltage side terminal (the source side terminal of each low voltage side switch).
本実施形態にかかる制御システムは、電圧センサ３１、及び、相電流検出部３２を備えている。電圧センサ３１は、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電源電圧を検出する。相電流検出部３２は、第１巻線群１３ａの各相電流（固定座標系における第１巻線群１３ａに流れる電流）と、第２巻線群１３ｂの各相電流を検出する。また、相電流検出部３３としては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを用いることができる。 The control system according to the present embodiment includes a voltage sensor 31 and a phase current detection unit 32. The voltage sensor 31 detects the power supply voltage of the inverters INV1 and INV2. The phase current detector 32 detects each phase current of the first winding group 13a (current flowing through the first winding group 13a in the fixed coordinate system) and each phase current of the second winding group 13b. Further, as the phase current detection unit 33, for example, one having a current transformer or a resistor can be used.
上記各種センサの検出値は、制御装置４０に取り込まれる。制御装置４０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置４０は、モータ１０の制御量をその指令値に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２を操作する操作信号を生成して出力する。ここで、力行時におけるモータ１０の制御量は、クランク軸２０ａに出力される出力トルクＴであり、その指令値は、トルク指令値Ｔ＊である。 The detection values of the various sensors described above are captured by the control device 40. The control device 40 is a software processing unit that includes a central processing unit (CPU) and a memory, and that causes the CPU to execute a program stored in the memory. The control device 40 generates and outputs an operation signal for operating the first inverter INV1 and the second inverter INV2 based on the detection values of these various sensors in order to control the control amount of the motor 10 to the command value. Here, the control amount of the motor 10 during power running is the output torque T output to the crankshaft 20a, and its command value is the torque command value T *.
さらに、本実施形態の制御装置４０は、「回転角度検出手段」として、第１巻線群１３ａの中性点の電圧、及び、第２巻線群１３ｂの中性点の電圧に基づいて、ロータ１１の回転角度θを取得する。そして、電圧センサ３１及び相電流検出部３２による検出値に加え、回転角度θに基づいて、モータ１０のベクトル制御を実施する。 Further, the control device 40 of the present embodiment, as the "rotation angle detecting means", based on the voltage at the neutral point of the first winding group 13a and the voltage at the neutral point of the second winding group 13b, The rotation angle θ of the rotor 11 is acquired. Then, the vector control of the motor 10 is performed based on the rotation angle θ in addition to the detection values by the voltage sensor 31 and the phase current detection unit 32.
図２に、制御装置４０による回転角度θの取得方法を表すモデル図を示す。 FIG. 2 is a model diagram showing a method of obtaining the rotation angle θ by the control device 40.
第１巻線群１３ａは、中性点Ｍ１（実中性点）に対し、コイルＬｕａ，Ｌｖａ，Ｌｗａが三相Ｙ結線されて構成されている。また、第２巻線群１３ｂは、中性点Ｍ２（実中性点）に対し、コイルＬｕｂ，Ｌｖｂ，Ｌｗｂが三相Ｙ結線されて構成されている。第１巻線群１３ａの実中性点Ｍ１と、第２巻線群１３ｂの実中性点Ｍ２とは、絶縁されている。 The first winding group 13a is configured by connecting coils Lua, Lva, and Lwa to a neutral point M1 (actual neutral point) in a three-phase Y connection. In addition, the second winding group 13b is configured such that coils Lub, Lvb, and Lwb are three-phase Y-connected to the neutral point M2 (actual neutral point). The actual neutral point M1 of the first winding group 13a and the actual neutral point M2 of the second winding group 13b are insulated.
本実施形態では、第１巻線群１３ａと第１インバータＩＮＶ１との間に第１抵抗回路Ｒ１を設け、第２巻線群１３ｂと第２インバータＩＮＶ２との間に第２抵抗回路Ｒ２を設ける構成とする。抵抗回路Ｒ１は、第１仮想中性点Ｎ１と、その第１仮想中性点Ｎ１に接続された複数の抵抗体Ｒｕａ，Ｒｖａ，Ｒｗａとを備え、第１巻線群１３ａと並列接続されている。より具体的には、抵抗体Ｒｕａ，Ｒｖａ，Ｒｗａが三相Ｙ結線されることで構成されている。 In the present embodiment, the first resistance circuit R1 is provided between the first winding group 13a and the first inverter INV1, and the second resistance circuit R2 is provided between the second winding group 13b and the second inverter INV2. The configuration. The resistance circuit R1 includes a first virtual neutral point N1 and a plurality of resistors Rua, Rva, Rwa connected to the first virtual neutral point N1, and is connected in parallel with the first winding group 13a. There is. More specifically, the resistors Rua, Rva, Rwa are configured by three-phase Y connection.
同様に、抵抗回路Ｒ２は、第２仮想中性点Ｎ２と、その第２仮想中性点Ｎ２に接続された複数の抵抗体Ｒｕｂ，Ｒｖｂ，Ｒｗｂとを備え、第２巻線群１３ｂと並列接続されている。より具体的には、抵抗体Ｒｕｂ，Ｒｖｂ，Ｒｗｂが三相Ｙ結線されることで構成されている。 Similarly, the resistance circuit R2 includes a second virtual neutral point N2 and a plurality of resistors Rub, Rvb, Rwb connected to the second virtual neutral point N2, and is parallel to the second winding group 13b. It is connected. More specifically, the resistors Rub, Rvb, and Rwb are three-phase Y-connected.
ここで、インバータＩＮＶ１と接続されている第１巻線群１３ａのＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子のそれぞれの端子電圧をＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１とする。第１巻線群１３ａのＵ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルのそれぞれの誘起電圧をＥＵ１，ＥＶ１，ＥＷ１とする。第１巻線群１３ａの実中性点Ｍ１の電圧をＶＭ１、第１抵抗回路Ｒ１の仮想中性点Ｎ１の電圧をＶＮ１とすると、中性点電圧ＶＭ１，ＶＮ１はそれぞれ、
ＶＭ１＝（１／３）（ＶＵ１−ＥＵ１＋ＶＶ１−ＥＶ１＋ＶＷ１−ＥＷ１）
ＶＮ１＝（１／３）（ＶＵ１＋ＶＶ１＋ＶＷ１）
となる。
つまり、中性点電圧ＶＮ１，ＶＭ１の電圧差ΔＶ１（第１電圧差）は、
ΔＶ１＝ＶＮ１−ＶＭ１＝（１／３）（ＥＵ１＋ＥＶ１＋ＥＷ１）
となる。
Here, the terminal voltages of the U-phase terminal, the V-phase terminal, and the W-phase terminal of the first winding group 13a connected to the inverter INV1 are VU1, VV1, and VW1. The induced voltages of the U-phase coil, the V-phase coil, and the W-phase coil of the first winding group 13a are EU1, EV1, and EW1, respectively. Assuming that the voltage at the real neutral point M1 of the first winding group 13a is VM1 and the voltage at the virtual neutral point N1 of the first resistance circuit R1 is VN1, the neutral point voltages VM1 and VN1 are respectively
VM1 = (1/3) (VU1-EU1 + VV1-EV1 + VW1-EW1)
VN1 = (1/3) (VU1 + VV1 + VW1)
Becomes
That is, the voltage difference ΔV1 (first voltage difference) between the neutral point voltages VN1 and VM1 is
ΔV1 = VN1-VM1 = (1/3) (EU1 + EV1 + EW1)
Becomes
同様に、インバータＩＮＶ２と接続されている第２巻線群１３ｂのＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子のそれぞれの端子電圧をＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２とする。第２巻線群１３ｂのＵ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルのそれぞれの誘起電圧をＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２とする。第２巻線群１３ｂの実中性点Ｍ２の電圧をＶＭ２、第２抵抗回路Ｒ２の仮想中性点Ｎ２の電圧をＶＮ２とすると、中性点電圧ＶＭ２，ＶＮ２はそれぞれ、
ＶＭ２＝（１／３）（ＶＵ２−ＥＵ２＋ＶＶ２−ＥＶ２＋ＶＷ２−ＥＷ２）
ＶＮ２＝（１／３）（ＶＵ２＋ＶＶ２＋ＶＷ２）
となる。
つまり、中性点電圧ＶＮ２，ＶＭ２の電圧差ΔＶ２（第２電圧差）は、
ΔＶ２＝ＶＮ２−ＶＭ２＝（１／３）（ＥＵ２＋ＥＶ２＋ＥＷ２）
となる。
Similarly, the terminal voltages of the U-phase terminal, the V-phase terminal, and the W-phase terminal of the second winding group 13b connected to the inverter INV2 are VU2, VV2, and VW2, respectively. The induced voltages of the U-phase coil, the V-phase coil, and the W-phase coil of the second winding group 13b are EU2, EV2, and EW2. Assuming that the voltage of the real neutral point M2 of the second winding group 13b is VM2 and the voltage of the virtual neutral point N2 of the second resistance circuit R2 is VN2, the neutral point voltages VM2 and VN2 are respectively
VM2 = (1/3) (VU2-EU2 + VV2-EV2 + VW2-EW2)
VN2 = (1/3) (VU2 + VV2 + VW2)
Becomes
That is, the voltage difference ΔV2 (second voltage difference) between the neutral point voltages VN2 and VM2 is
ΔV2 = VN2-VM2 = (1/3) (EU2 + EV2 + EW2)
Becomes
第１巻線群１３ａと第２巻線群１３ｂとが３０度の位相差を有する結果、第１巻線群１３ａに生じる誘起電圧ＥＵ１，ＥＶ１，ＥＷ１の６次成分（及び６ｎ次成分。ｎは２以上の自然数）と、第２巻線群１３ｂに生じる誘起電圧ＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２の６次成分（及び６ｎ次成分）と、が打ち消しあう。このため、電圧差ΔＶ１，ΔＶ２として、誘起電圧ＥＵ１，ＥＶ１，ＥＷ１，ＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２の３次成分が主に出力され、図３に示すように、電圧差ΔＶ１，ΔＶ２は、略台形波状の誘起電圧ＥＵ１，ＥＶ１，ＥＷ１，ＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２に対し、３倍の周波数を有する略正弦波となる。 As a result of the first winding group 13a and the second winding group 13b having a phase difference of 30 degrees, the sixth-order components (and 6n-th order components n of the induced voltages EU1, EV1, EW1) generated in the first winding group 13a. Is a natural number of 2 or more) and the 6th order components (and 6nth order components) of the induced voltages EU2, EV2, EW2 generated in the second winding group 13b cancel each other out. Therefore, the third-order components of the induced voltages EU1, EV1, EW1, EU2, EV2, EW2 are mainly output as the voltage differences ΔV1, ΔV2. As shown in FIG. 3, the voltage differences ΔV1, ΔV2 are substantially trapezoidal. Of the induced voltage EU1, EV1, EW1, EU2, EV2, EW2 becomes a substantially sine wave having a frequency three times as high as that of
ここで、第１巻線群１３ａにおける誘起電圧ＥＵ１，ＥＵ１，ＥＷ１と、第２巻線群１３ｂにおける誘起電圧ＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２とは、第１巻線群１３ａと第２巻線群１３ｂと等しい位相差、即ち、３０度（電気角）の位相差を有する。電圧差ΔＶ１，ΔＶ２は、それぞれ基本波の３倍の基本周波数を有するため、図４に示すように、電圧差ΔＶ１と電圧差ΔＶ２との位相差は９０度となる。 Here, the induced voltages EU1, EU1, EW1 in the first winding group 13a and the induced voltages EU2, EV2, EW2 in the second winding group 13b are the first winding group 13a and the second winding group 13b. They have an equal phase difference, that is, a phase difference of 30 degrees (electrical angle). Since the voltage differences ΔV1 and ΔV2 each have a fundamental frequency three times that of the fundamental wave, the phase difference between the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 is 90 degrees, as shown in FIG.
つまり、電圧差ΔＶ１を、
ΔＶ１＝Ａｍｐ・ｓｉｎ３θ
として表すと、電圧差ΔＶ２は、
ΔＶ２＝Ａｍｐ・ｓｉｎ３（θ＋３０°）＝Ａｍｐ・ｓｉｎ（３θ＋９０°）＝Ａｍｐ・ｃｏｓ３θ
として表すことができる。なお、Ａｍｐは電圧差ΔＶ１，ΔＶ２の振幅である。つまり、電圧差ΔＶ１と電圧差ΔＶ２との比ΔＶ１／ΔＶ２は、
ΔＶ１／ΔＶ２＝ｓｉｎ３θ／ｃｏｓ３θ＝ｔａｎ３θ
となる。つまり、電圧差の比ΔＶ１／ΔＶ２の逆正接を算出することで、連続値として３θを取得することができる。図５に、電圧差の比ΔＶ１／ΔＶ２に基づいて算出される角度３θと、回転角度θの実際値（真値）θｒとを示す。
That is, the voltage difference ΔV1 is
ΔV1 = Amp · sin3θ
When expressed as, the voltage difference ΔV2 is
ΔV2 = Amp · sin3 (θ + 30 °) = Amp · sin (3θ + 90 °) = Amp · cos3θ
Can be expressed as Note that Amp is the amplitude of the voltage differences ΔV1 and ΔV2. That is, the ratio ΔV1 / ΔV2 of the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 is
ΔV1 / ΔV2 = sin3θ / cos3θ = tan3θ
Becomes That is, by calculating the arctangent of the voltage difference ratio ΔV1 / ΔV2, 3θ can be obtained as a continuous value. FIG. 5 shows the angle 3θ calculated based on the voltage difference ratio ΔV1 / ΔV2 and the actual value (true value) θr of the rotation angle θ.
本実施形態の回転角度取得手段としての制御装置４０は、電圧差の比ΔＶ１／ΔＶ２の逆正接（アークタンジェント）を算出する手段である逆正接算出部４１を備えている（図２）。逆正接算出部４１は、電圧差の比ΔＶ１／ΔＶ２を算出し、その算出された比の逆正接を算出することで回転角度θを算出する。
ａｔａｎ（ΔＶ１／ΔＶ２）＝３θ
さらに、本実施形態では、制御装置４０の除算部４２が、電圧差の比ΔＶ１／ΔＶ２の逆正接を１／３倍することで、回転角度θを取得する。
The control device 40 as the rotation angle acquisition unit of the present embodiment includes an arctangent calculation unit 41 that is a unit that calculates the arctangent of the voltage difference ratio ΔV1 / ΔV2 (FIG. 2). The arctangent calculation unit 41 calculates the ratio ΔV1 / ΔV2 of the voltage difference, and calculates the arctangent of the calculated ratio to calculate the rotation angle θ.
atan (ΔV1 / ΔV2) = 3θ
Further, in the present embodiment, the division unit 42 of the control device 40 obtains the rotation angle θ by multiplying the arctangent of the voltage difference ratio ΔV1 / ΔV2 by 1/3.
なお、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２及びモータ１０における接地電圧と、制御装置４０における接地電圧とは異なる。そこで、差動増幅回路（図示略）を介して、実中性点電圧ＶＭ１，ＶＭ２、及び、仮想中性点電圧ＶＮ１，ＶＮ２を制御装置４０に入力する。差動増幅回路の接地電圧と、制御装置４０の接地電圧とを共通とすることで、制御装置４０は、電圧差ΔＶ１，ΔＶ２をそれぞれ取得する。 The ground voltage in the inverters INV1 and INV2 and the motor 10 is different from the ground voltage in the control device 40. Therefore, the actual neutral point voltages VM1 and VM2 and the virtual neutral point voltages VN1 and VN2 are input to the control device 40 via a differential amplifier circuit (not shown). By making the ground voltage of the differential amplifier circuit and the ground voltage of the controller 40 common, the controller 40 acquires the voltage differences ΔV1 and ΔV2, respectively.
以下、本実施形態の効果を述べる。 The effects of this embodiment will be described below.
電機子巻線が三相巻線である構成の場合、電機子巻線には、正弦波状の誘起電圧の３次成分が発生する。そこで、誘起電圧の３次成分が発生しない仮想中性点Ｎ１，Ｎ２（抵抗回路の中性点）の電圧ＶＮ１，ＶＮ２と、巻線群１３ａ，１３ｂの実中性点Ｍ１，Ｍ２の電圧ＶＭ１，ＶＭ２との差異ΔＶ１，ΔＶ２を検出し、その検出値に基づいて、回転角度θを検出する構成とした。 In the case where the armature winding is a three-phase winding, a third-order component of a sinusoidal induced voltage is generated in the armature winding. Therefore, the voltages VN1 and VN2 at the virtual neutral points N1 and N2 (neutral points of the resistance circuit) where the third-order component of the induced voltage does not occur, and the voltage VM1 at the actual neutral points M1 and M2 of the winding groups 13a and 13b. , VM2 and ΔV1 and ΔV2 are detected, and the rotation angle θ is detected based on the detected values.
第１巻線群１３ａと第２巻線群１３ｂとが３０度の位相差を有する場合、第１巻線群１３ａに生じる誘起電圧の３次成分（３θ）と、第２巻線群１３ｂに生じる誘起電圧の３次成分（３（θ＋３０°））は、９０度（３（θ＋３０°）−３θ＝９０°）の位相差を有する。そこで、第１巻線群１３ａに生じる誘起電圧の３次成分と第２巻線群１３ｂに生じる誘起電圧の３次成分の比を算出し、その算出結果の比の逆正接を算出することで、回転角度（回転角度θの３倍の値）を得ることができる。このように、本実施形態の構成によれば、６０度毎に回転角度θを取得する従来構成（特許第３４２４３０７号公報）と異なり、回転角度θを連続値として取得することが可能になる。回転角度θを連続値として取得することで、モータ１０に対する負荷が急激に変動した場合に生じる誤差を抑制し、電力効率の低下や振動騒音の悪化を抑制することが可能となる。 When the first winding group 13a and the second winding group 13b have a phase difference of 30 degrees, the third component (3θ) of the induced voltage generated in the first winding group 13a and the second winding group 13b The third-order component (3 (θ + 30 °)) of the generated induced voltage has a phase difference of 90 degrees (3 (θ + 30 °) −3θ = 90 °). Therefore, the ratio of the third-order component of the induced voltage generated in the first winding group 13a and the third-order component of the induced voltage generated in the second winding group 13b is calculated, and the arctangent of the ratio of the calculated results is calculated. , The rotation angle (three times the rotation angle θ) can be obtained. As described above, according to the configuration of the present embodiment, unlike the conventional configuration (Japanese Patent No. 3424307) that acquires the rotation angle θ every 60 degrees, the rotation angle θ can be acquired as a continuous value. By obtaining the rotation angle θ as a continuous value, it is possible to suppress an error that occurs when the load on the motor 10 changes abruptly, and to suppress a decrease in power efficiency and deterioration of vibration noise.
（第２実施形態）
図６に第２実施形態の制御装置４０aによる回転角度θの取得方法を表すモデル図を示す。なお、第２実施形態における電気的構成は図１に示した第１実施形態における電気的構成と共通である。本実施形態の「回転角度検出手段」としての制御装置４０ａは、電圧差ΔＶ１及び電圧差ΔＶ２がそれぞれゼロクロスする場合に、回転角度θの検出を実施する。
(Second embodiment)
FIG. 6 is a model diagram showing a method of acquiring the rotation angle θ by the control device 40a of the second embodiment. The electrical configuration of the second embodiment is the same as the electrical configuration of the first embodiment shown in FIG. The control device 40a as the “rotation angle detection means” of the present embodiment detects the rotation angle θ when the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 each cross zero.
具体的には、本実施形態の構成は、第１巻線群１３ａの中性点電圧ＶＭ１と、第１抵抗回路Ｒ１の中性点電圧ＶＮ１が入力されるコンパレータＣｍｐ１を備えている。中性点電圧ＶＭ１が中性点電圧ＶＮ１より大きい場合、コンパレータＣｍｐ１からハイ状態の信号が、中性点電圧ＶＭ１が中性点電圧ＶＮ１より小さい場合、コンパレータＣｍｐ１からロー状態の信号が出力される。 Specifically, the configuration of this embodiment includes the comparator Cmp1 to which the neutral point voltage VM1 of the first winding group 13a and the neutral point voltage VN1 of the first resistance circuit R1 are input. When the neutral point voltage VM1 is higher than the neutral point voltage VN1, the comparator Cmp1 outputs a high-state signal, and when the neutral point voltage VM1 is lower than the neutral point voltage VN1, the comparator Cmp1 outputs a low-state signal. ..
また、本実施形態の構成は、第２巻線群１３ｂの中性点電圧ＶＮ２と、第２抵抗回路Ｒ２の中性点電圧ＶＭ２が入力されるコンパレータＣｍｐ２を備えている。これにより、中性点電圧ＶＮ２が中性点電圧ＶＭ２より大きい場合、コンパレータＣｍｐ２からハイ状態の信号が、中性点電圧ＶＮ２が中性点電圧ＶＭ２より小さい場合、コンパレータＣｍｐ２からロー状態の信号が入力される。 In addition, the configuration of the present embodiment includes the comparator Cmp2 to which the neutral point voltage VN2 of the second winding group 13b and the neutral point voltage VM2 of the second resistance circuit R2 are input. As a result, when the neutral point voltage VN2 is higher than the neutral point voltage VM2, the comparator Cmp2 outputs a high-state signal, and when the neutral point voltage VN2 is lower than the neutral point voltage VM2, a low-level signal is output from the comparator Cmp2. Is entered.
制御装置４０ａのゼロクロス検出部４３は、コンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２の出力信号に基づいて、電圧差ΔＶ１，ΔＶ２がそれぞれゼロクロスする時刻を取得する。即ち、ゼロクロス検出部４３は、コンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２の出力信号が、ハイからローに変化する時刻、及び、ローからハイに変化する時刻に基づいて、角度取得を行う。 The zero-cross detection unit 43 of the control device 40a acquires the time at which the voltage differences ΔV1 and ΔV2 zero-cross based on the output signals of the comparators Cmp1 and Cmp2. That is, the zero-cross detection unit 43 performs angle acquisition based on the time when the output signals of the comparators Cmp1 and Cmp2 change from high to low and the time when the output signals change from low to high.
図７に示すように、電圧差ΔＶ１及び電圧差ΔＶ２は、９０度の位相差を有するとともに、６０度毎にゼロクロスする。つまり、電圧差ΔＶ１及び電圧差ΔＶ２は、そのいずれか一方が３０度毎にゼロクロスする。そこで、制御装置４０ａは、図８に示すように、コンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２の出力信号の状態が変化する毎に、回転角度θの値を３０度ずつ増加させて、回転角度θの値を更新する。 As shown in FIG. 7, the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 have a phase difference of 90 degrees and zero-cross every 60 degrees. That is, one of the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 is zero-crossed every 30 degrees. Therefore, as shown in FIG. 8, the controller 40a increases the value of the rotation angle θ by 30 degrees and updates the value of the rotation angle θ every time the state of the output signals of the comparators Cmp1 and Cmp2 changes. ..
各相の誘起電圧の３次成分は、電気角１２０度を１周期とし、その１周期において、２回ゼロクロスする。つまり、誘起電圧の３次成分がゼロクロスするタイミングに基づいて、６０度毎に離散値として回転角度θを検出することができる。ここで、第１巻線群１３ａに生じる誘起電圧の３次成分と、第２巻線群１３ｂに生じる誘起電圧の３次成分とは、９０度の位相差を有する。このため、第１巻線群１３ａに生じる誘起電圧の３次成分に基づいて、回転角度θが０度、６０度、１２０度、１８０度、２４０度、３００度であることを検出可能であり、第２巻線群１３ｂに生じる誘起電圧の３次成分に基づいて、回転角度θが３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度、３３０度であることを検出可能である。つまり、３０度毎に回転角度θを検出することが可能となる。 The third-order component of the induced voltage of each phase has an electrical angle of 120 degrees as one cycle, and zero-crosses twice in that one cycle. That is, the rotation angle θ can be detected as a discrete value every 60 degrees based on the timing at which the third-order component of the induced voltage crosses zero. Here, the third-order component of the induced voltage generated in the first winding group 13a and the third-order component of the induced voltage generated in the second winding group 13b have a phase difference of 90 degrees. Therefore, it is possible to detect that the rotation angle θ is 0 degree, 60 degrees, 120 degrees, 180 degrees, 240 degrees, and 300 degrees based on the third-order component of the induced voltage generated in the first winding group 13a. It is possible to detect that the rotation angle θ is 30 °, 90 °, 150 °, 210 °, 270 °, 330 ° based on the third-order component of the induced voltage generated in the second winding group 13b. That is, the rotation angle θ can be detected every 30 degrees.
（第３実施形態）
図９に第３実施形態の制御装置４０ｂによる回転角度θの取得方法を表すモデル図を示す。なお、第３実施形態における電気的構成は図１に示した第１実施形態における電気的構成と共通である。本実施形態の「回転角度検出手段」としての制御装置４０ｂは、電圧差ΔＶ１及び電圧差ΔＶ２との差異がゼロクロスする場合に、回転角度θの検出を実施する。
(Third Embodiment)
FIG. 9 is a model diagram showing a method of obtaining the rotation angle θ by the control device 40b of the third embodiment. The electrical configuration of the third embodiment is the same as the electrical configuration of the first embodiment shown in FIG. The control device 40b as the “rotation angle detecting means” of the present embodiment detects the rotation angle θ when the difference between the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 crosses zero.
具体的には、本実施形態の構成は、電圧差ΔＶ１と、電圧差ΔＶ２とが入力されるコンパレータＣｍｐ３を備えている。電圧差ΔＶ１が電圧差ΔＶ２より大きい場合、コンパレータＣｍｐ３からハイ状態の信号が、電圧差ΔＶ１が電圧差ΔＶ２より小さい場合、コンパレータＣｍｐ３からロー状態の信号が出力される。 Specifically, the configuration of this embodiment includes a comparator Cmp3 to which the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 are input. When the voltage difference ΔV1 is larger than the voltage difference ΔV2, the comparator Cmp3 outputs a high-state signal, and when the voltage difference ΔV1 is smaller than the voltage difference ΔV2, the comparator Cmp3 outputs a low-state signal.
制御装置４０ｂのゼロクロス検出部４４は、コンパレータＣｍｐ３の出力信号に基づいて、電圧差ΔＶ１と電圧差ΔＶ２との差異がそれぞれゼロクロスする時刻を取得する。即ち、ゼロクロス検出部４４は、コンパレータＣｍｐ３の出力信号が、ハイからローに変化する時刻、及び、ローからハイに変化する時刻に基づいて、角度取得を行う。 The zero-cross detection unit 44 of the control device 40b acquires the time at which the difference between the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 each zero-cross, based on the output signal of the comparator Cmp3. That is, the zero-cross detection unit 44 performs angle acquisition based on the time when the output signal of the comparator Cmp3 changes from high to low and the time when the output signal changes from low to high.
図１０に示すように、電圧差ΔＶ１と電圧差ΔＶ２との差異は、６０度毎にゼロクロスする。そこで、制御装置４０ｂは、図１１に示すように、コンパレータＣｍｐ３の出力信号の状態が変化する毎に、回転角度θの値を６０度ずつ増加させて、回転角度θの値を更新する。 As shown in FIG. 10, the difference between the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 is zero-crossed every 60 degrees. Therefore, as shown in FIG. 11, the control device 40b updates the value of the rotation angle θ by increasing the value of the rotation angle θ by 60 degrees each time the state of the output signal of the comparator Cmp3 changes.
本実施形態の構成によれば、第１巻線群１３ａに生じる誘起電圧の３次成分、及び、第２巻線群１３ｂに生じる誘起電圧の３次成分に生じるオフセット誤差の影響を打ち消すことができ、回転角度θの検出精度を向上させることができる。また、第２実施形態の構成と比べて、コンパレータの数を低減することができ、装置に用いる部品数を低減することができる。 According to the configuration of the present embodiment, it is possible to cancel the influence of the offset error generated in the third component of the induced voltage generated in the first winding group 13a and the third component of the induced voltage generated in the second winding group 13b. Therefore, the detection accuracy of the rotation angle θ can be improved. Further, as compared with the configuration of the second embodiment, the number of comparators can be reduced and the number of parts used in the device can be reduced.
（第４実施形態）
図１２に第４実施形態の制御装置４０ｃによる回転角度θの取得方法を表すモデル図を示す。なお、第４実施形態における電気的構成は図１に示した第１実施形態における電気的構成と共通である。本実施形態の「回転角度検出手段」としての制御装置４０ｃは、第１巻線群１３ａの実中性点Ｍ１の電圧ＶＭ１と、第２巻線群１３ｂの実中性点Ｍ２の電圧ＶＭ２との差異（ＶＭ１−ＶＭ２）に基づいて、回転角度θを検出する。
(Fourth Embodiment)
FIG. 12 is a model diagram showing a method of acquiring the rotation angle θ by the control device 40c of the fourth embodiment. The electrical configuration of the fourth embodiment is the same as the electrical configuration of the first embodiment shown in FIG. The control device 40c as the "rotation angle detecting means" of the present embodiment uses the voltage VM1 at the actual neutral point M1 of the first winding group 13a and the voltage VM2 at the actual neutral point M2 of the second winding group 13b. The rotation angle θ is detected based on the difference (VM1−VM2).
具体的には、本実施形態の構成では、電圧ＶＭ１と、電圧ＶＭ２とが入力されるコンパレータＣｍｐ４を備えている。電圧ＶＭ１が電圧ＶＭ２より大きい場合、コンパレータＣｍｐ４からハイ状態の信号が、電圧ＶＭ１が電圧ＶＭ２より小さい場合、コンパレータＣｍｐ４からロー状態の信号が出力される。 Specifically, the configuration of this embodiment includes a comparator Cmp4 to which the voltage VM1 and the voltage VM2 are input. When the voltage VM1 is higher than the voltage VM2, the comparator Cmp4 outputs a high-state signal, and when the voltage VM1 is lower than the voltage VM2, the comparator Cmp4 outputs a low-state signal.
制御装置４０ｃのゼロクロス検出部４５は、コンパレータＣｍｐ４の出力信号に基づいて、電圧ＶＭ１と電圧ＶＭ２との差異がそれぞれゼロクロスする時刻を取得する。ゼロクロス検出部４５は、コンパレータＣｍｐ４の出力信号が、ハイからローに変化する時刻、及び、ローからハイに変化する時刻に基づいて、角度取得を行う。 The zero-cross detection unit 45 of the control device 40c acquires the time when the difference between the voltage VM1 and the voltage VM2 is zero-cross, based on the output signal of the comparator Cmp4. The zero-cross detection unit 45 acquires the angle based on the time when the output signal of the comparator Cmp4 changes from high to low and the time when the output signal changes from low to high.
図１３に示すように、電圧ＶＭ１と電圧ＶＭ２との差異は、６０度毎にゼロクロスする。そこで、制御装置４０ｃは、図１１と同様に、コンパレータＣｍｐ４の出力信号の状態が変化する毎に、回転角度θの値を６０度ずつ増加させて、回転角度θの値を更新する。 As shown in FIG. 13, the difference between the voltage VM1 and the voltage VM2 is zero-crossed every 60 degrees. Therefore, as in the case of FIG. 11, the control device 40c updates the value of the rotation angle θ by increasing the value of the rotation angle θ by 60 degrees each time the state of the output signal of the comparator Cmp4 changes.
また、第１巻線群１３ａと第２巻線群１３ｂとの間には３０度の位相差が存在する。このため、第１巻線群１３ａに電圧を印加するインバータＩＮＶ１の出力電圧と、第２巻線群１３ｂに電圧を印加するインバータＩＮＶ２の出力電圧との間にも３０度の位相差が存在することになる。ここで、インバータＩＮＶ１におけるスイッチＳＷの駆動パターンと、インバータＩＮＶ２におけるスイッチＳＷの駆動パターンとは、それぞれ回転角度θが６０度変化する度に切り替えられる。つまり、回転角度θが６０度変化する期間のうち、半分はインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるスイッチＳＷの駆動パターンが一致し、残りの半分はインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるスイッチＳＷの駆動パターンが異なることになる。 Further, there is a phase difference of 30 degrees between the first winding group 13a and the second winding group 13b. Therefore, there is a phase difference of 30 degrees between the output voltage of the inverter INV1 that applies a voltage to the first winding group 13a and the output voltage of the inverter INV2 that applies a voltage to the second winding group 13b. It will be. Here, the drive pattern of the switch SW in the inverter INV1 and the drive pattern of the switch SW in the inverter INV2 are switched each time the rotation angle θ changes by 60 degrees. That is, in the period in which the rotation angle θ changes by 60 degrees, half of the drive patterns of the switches SW in the inverters INV1 and INV2 match, and the other half have different drive patterns of the switch SW in the inverters INV1 and INV2.
そこで、図１３に示すように、制御装置４０ｃのスイッチパターン判定部４６は、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるスイッチＳＷの駆動パターンが一致し、第１巻線群１３ａに印加される電圧と、第２巻線群１３ｂに印加される電圧とが等しいことを判定する。そして、ゼロクロス検出部４５は、スイッチパターン判定部４６によって、スイッチパターンが一致していると判定されたことを条件として、回転角度θを検出する。換言すると、制御装置４０ｃは、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるスイッチＳＷの駆動パターンが異なり、第１巻線群１３ａに印加される電圧と、第２巻線群１３ｂに印加される電圧とが異なることを条件として、回転角度θの検出を禁止する。 Therefore, as shown in FIG. 13, in the switch pattern determination unit 46 of the control device 40c, the drive patterns of the switches SW in the inverters INV1 and INV2 match and the voltage applied to the first winding group 13a and the second winding group 13a. It is determined that the voltage applied to the line group 13b is equal. Then, the zero-cross detection unit 45 detects the rotation angle θ on condition that the switch pattern determination unit 46 determines that the switch patterns match. In other words, the control device 40c determines that the drive patterns of the switches SW in the inverters INV1 and INV2 are different, and the voltage applied to the first winding group 13a and the voltage applied to the second winding group 13b are different. As a condition, detection of the rotation angle θ is prohibited.
以下、本実施形態の効果を述べる。 The effects of this embodiment will be described below.
本実施形態の構成によれば、第１〜第３の実施形態の構成や従来技術の構成と異なり、抵抗回路を省略することができ、装置の体格の増加を抑制することができる。 According to the configuration of the present embodiment, unlike the configurations of the first to third embodiments and the configuration of the related art, the resistance circuit can be omitted and an increase in the size of the device can be suppressed.
第１巻線群１３ａと、第２巻線群１３ｂとの間には３０度の位相差が存在する。このため、第１巻線群１３ａと第２巻線群１３ｂとに印加される電圧の間にも３０度の位相差が存在することになる。つまり、電圧ベクトル制御を実施する場合、第１巻線群１３ａに印加される電圧と第２巻線群１３ｂに印加される電圧とが、一致する期間と不一致になる期間とが３０度周期で繰り返されることになる。そこで、印加電圧が一致する期間において、誘起電圧に基づく回転角度の検出を実施する構成とすることで、回転角度θの検出の精度悪化を抑制することができる。 There is a phase difference of 30 degrees between the first winding group 13a and the second winding group 13b. Therefore, a phase difference of 30 degrees also exists between the voltages applied to the first winding group 13a and the second winding group 13b. That is, when the voltage vector control is performed, a period in which the voltage applied to the first winding group 13a and a voltage applied to the second winding group 13b match and a period in which they do not match are at 30-degree cycles. Will be repeated. Therefore, by adopting a configuration in which the rotation angle is detected based on the induced voltage in a period in which the applied voltages match, it is possible to suppress deterioration in accuracy of detection of the rotation angle θ.
（第５実施形態）
図１４に第５実施形態の制御装置４０による回転角度θの取得方法を表すモデル図を示す。
(Fifth Embodiment)
FIG. 14 is a model diagram showing a method of acquiring the rotation angle θ by the control device 40 of the fifth embodiment.
本実施形態では、第１巻線群１５ａ及び第２巻線群１５ｂとして、Δ−Ｙ結線されたものを用いている。また本実施形態では、第１巻線群１５ａと第２巻線群１５ｂとが３０度の位相差を有する。 In the present embodiment, as the first winding group 15a and the second winding group 15b, those connected by Δ-Y are used. Further, in this embodiment, the first winding group 15a and the second winding group 15b have a phase difference of 30 degrees.
第１巻線群１５ａは、Δ結線された第１のＵ，Ｖ，Ｗ相Δ部コイルＬ１ｕａ，Ｌ１ｖａ，Ｌ１ｗａを備えている。第１巻線群１５ａは、さらに、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ１ｕｂ，Ｌ１ｖｂ，Ｌ１ｗｂを備えている。 The first winding group 15a includes first U-, V-, and W-phase Δ-section coils L1ua, L1va, and L1wa that are Δ-connected. The first winding group 15a further includes first U, V, W phase connecting coils L1ub, L1vb, L1wb.
第１のＵ相Δ部コイルＬ１ｕａ及び第１のＶ相Δ部コイルＬ１ｖａの接続点には、第１のＵ相接続コイルＬ１ｕｂの第１端が接続されている。このため、第１のＵ相Δ部コイルＬ１ｕａ、第１のＶ相Δ部コイルＬ１ｖａ及び第１のＵ相接続コイルＬ１ｕｂは、第１巻線群１５ａにおける第１実中性点ＣＡ１に対し、Ｙ結線されている。なお、第１のＵ相接続コイルＬ１ｕｂの第２端には、第１のＵ相高電圧側スイッチＳＵｐ１及び第１のＵ相低電圧側スイッチＳＵｎ１の接続点が接続されている。 A first end of the first U-phase connecting coil L1ub is connected to a connection point between the first U-phase Δ-part coil L1ua and the first V-phase Δ-part coil L1va. Therefore, the first U-phase Δ portion coil L1ua, the first V-phase Δ portion coil L1va, and the first U-phase connecting coil L1ub are different from the first actual neutral point CA1 in the first winding group 15a. Y-connected. The connection point of the first U-phase high-voltage side switch SUp1 and the first U-phase low-voltage side switch SUn1 is connected to the second end of the first U-phase connecting coil L1ub.
第１のＶ相Δ部コイルＬ１ｖａ及び第１のＷ相Δ部コイルＬ１ｗａの接続点には、第１のＶ相接続コイルＬ１ｖｂの第１端が接続されている。このため、第１のＶ相Δ部コイルＬ１ｖａ、第１のＷ相Δ部コイルＬ１ｗａ及び第１のＶ相接続コイルＬ１ｖｂは、第１巻線群１５ａにおける第２実中性点ＣＡ２に対し、Ｙ結線されている。なお、第１のＶ相接続コイルＬ１ｖｂの第２端には、第１のＶ相高電圧側スイッチＳＶｐ１及び第１のＶ相低電圧側スイッチＳＶｎ１の接続点が接続されている。 A first end of the first V-phase connection coil L1vb is connected to a connection point between the first V-phase Δ-section coil L1va and the first W-phase Δ-section coil L1wa. Therefore, the first V-phase Δ section coil L1va, the first W-phase Δ section coil L1wa, and the first V-phase connecting coil L1vb are different from the second real neutral point CA2 in the first winding group 15a. Y-connected. The connection point of the first V-phase high voltage side switch SVp1 and the first V-phase low voltage side switch SVn1 is connected to the second end of the first V-phase connecting coil L1vb.
第１のＵ相Δ部コイルＬ１ｕａ及び第１のＷ相Δ部コイルＬ１ｗａの接続点には、第１のＷ相接続コイルＬ１ｗｂの第１端が接続されている。このため、第１のＵ相Δ部コイルＬ１ｕａ、第１のＷ相Δ部コイルＬ１ｗａ及び第１のＷ相Δ部コイルＬ１ｗｂは、第１巻線群１５ａにおける第３実中性点ＣＡ３に対し、Ｙ結線されている。なお、第１のＷ相接続コイルＬ１ｗｂの第２端には、第１のＷ相高電圧側スイッチＳＷｐ１及び第１のＷ相低電圧側スイッチＳＷｎ１の接続点が接続されている。 A first end of the first W-phase connecting coil L1wb is connected to a connection point between the first U-phase Δ-part coil L1ua and the first W-phase Δ-part coil L1wa. Therefore, the first U-phase Δ section coil L1ua, the first W-phase Δ section coil L1wa, and the first W-phase Δ section coil L1wb are different from the third real neutral point CA3 in the first winding group 15a. , Y is connected. The connection point of the first W-phase high voltage side switch SWp1 and the first W-phase low voltage side switch SWn1 is connected to the second end of the first W-phase connecting coil L1wb.
一方、第２巻線群１５ｂは、Δ結線された第２のＵ，Ｖ，Ｗ相Δ部コイルＬ２ｕａ，Ｌ２ｖａ，Ｌ２ｗａを備えている。第２巻線群１５ｂは、さらに、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ２ｕｂ，Ｌ２ｖｂ，Ｌ２ｗｂを備えている。 On the other hand, the second winding group 15b includes second U, V, and W-phase Δ section coils L2ua, L2va, L2wa that are Δ-connected. The second winding group 15b further includes second U, V, W phase connecting coils L2ub, L2vb, L2wb.
第２のＵ相Δ部コイルＬ２ｕａ及び第２のＶ相Δ部コイルＬ２ｖａの接続点には、第２のＵ相接続コイルＬ２ｕｂの第１端が接続されている。このため、第２のＵ相Δ部コイルＬ２ｕａ、第２のＶ相Δ部コイルＬ２ｖａ及び第２のＵ相接続コイルＬ２ｕｂは、第２巻線群１５ｂにおける第１実中性点ＣＢ１に対し、Ｙ結線されている。なお、第２のＵ相接続コイルＬ２ｕｂの第２端には、第２のＵ相高電圧側スイッチＳＵｐ２及び第２のＵ相低電圧側スイッチＳＵｎ２の接続点が接続されている。 The first end of the second U-phase connecting coil L2ub is connected to the connection point of the second U-phase Δ-part coil L2ua and the second V-phase Δ-part coil L2va. Therefore, the second U-phase Δ portion coil L2ua, the second V-phase Δ portion coil L2va, and the second U-phase connecting coil L2ub are different from the first actual neutral point CB1 in the second winding group 15b. Y-connected. The connection point of the second U-phase high-voltage side switch SUp2 and the second U-phase low-voltage side switch SUn2 is connected to the second end of the second U-phase connection coil L2ub.
第２のＶ相Δ部コイルＬ２ｖａ及び第２のＷ相Δ部コイルＬ２ｗａの接続点には、第２のＶ相接続コイルＬ２ｖｂの第１端が接続されている。このため、第２のＶ相Δ部コイルＬ２ｖａ、第２のＷ相Δ部コイルＬ２ｗａ及び第２のＶ相接続コイルＬ２ｖｂは、第２巻線群１５ｂにおける第２実中性点ＣＢ２に対し、Ｙ結線されている。なお、第２のＶ相接続コイルＬ２ｖｂの第２端には、第２のＶ相高電圧側スイッチＳＶｐ２及び第２のＶ相低電圧側スイッチＳＶｎ２の接続点が接続されている。 A first end of the second V-phase connecting coil L2vb is connected to a connection point between the second V-phase Δ-part coil L2va and the second W-phase Δ-part coil L2wa. Therefore, the second V-phase Δ portion coil L2va, the second W-phase Δ portion coil L2wa, and the second V-phase connecting coil L2vb are different from the second real neutral point CB2 in the second winding group 15b. Y-connected. The connection point of the second V-phase high voltage side switch SVp2 and the second V-phase low voltage side switch SVn2 is connected to the second end of the second V-phase connection coil L2vb.
第２のＵ相Δ部コイルＬ２ｕａ及び第２のＷ相Δ部コイルＬ２ｗａの接続点には、第２のＷ相接続コイルＬ２ｗｂの第１端が接続されている。このため、第２のＵ相Δ部コイルＬ２ｕａ、第２のＷ相Δ部コイルＬ２ｗａ及び第２のＷ相接続コイルＬ２ｗｂは、第２巻線群１５ｂにおける第３実中性点ＣＢ３に対し、Ｙ結線されている。なお、第２のＷ相接続コイルＬ２ｗｂの第２端には、第２のＷ相高電圧側スイッチＳＷｐ２及び第２のＷ相低電圧側スイッチＳＷｎ２の接続点が接続されている。 The first end of the second W-phase connecting coil L2wb is connected to the connection point of the second U-phase Δ-part coil L2ua and the second W-phase Δ-part coil L2wa. Therefore, the second U-phase Δ portion coil L2ua, the second W-phase Δ portion coil L2wa, and the second W-phase connecting coil L2wb are different from the third real neutral point CB3 in the second winding group 15b. Y-connected. In addition, the connection point of the second W-phase high voltage side switch SWp2 and the second W-phase low voltage side switch SWn2 is connected to the second end of the second W-phase connecting coil L2wb.
なお、本実施形態では、第１巻線群１５ａを構成する各Δ部コイルＬ１ｕａ，Ｌ１ｖａ，Ｌ１ｗａのターン数と、第２巻線群１５ｂを構成する各Δ部コイルＬ２ｕａ，Ｌ２ｖａ，Ｌ２ｗａのターン数とを等しく設定している。 In the present embodiment, the number of turns of each Δ section coil L1ua, L1va, L1wa forming the first winding group 15a and the number of turns of each Δ section coil L2ua, L2va, L2wa forming the second winding group 15b. The numbers and are set equal.
本実施形態では、第１抵抗回路Ｒ１を構成する抵抗体の符号をＲ１ｕａ，Ｒ１ｖａ，Ｒ１ｗａとしている。また、第２抵抗回路Ｒ２を構成する抵抗体の符号をＲ２ｕａ，Ｒ２ｖａ，Ｒ２ｗａとしている。 In the present embodiment, the reference numerals of the resistors forming the first resistance circuit R1 are R1ua, R1va, and R1wa. Further, the reference numerals of the resistors forming the second resistance circuit R2 are R2ua, R2va, and R2wa.
本実施形態では、第１巻線群１５ａに対応して第１モータ抵抗回路Ｒｍ１が設けられている。第１モータ抵抗回路Ｒｍ１は、三相Ｙ結線された第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相抵抗体Ｒ１ｕｂ，Ｒ１ｖｂ，Ｒ１ｗｂを備えている。詳しくは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相抵抗体Ｒ１ｕｂ，Ｒ１ｖｂ，Ｒ１ｗｂの第１端は、仮想中性点としての第１モータ中性点Ｎｍ１で接続されている。第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相抵抗体Ｒ１ｕｂ，Ｒ１ｖｂ，Ｒ１ｗｂの第２端には、第１，第２，第３中性点ＣＡ１，ＣＡ２，ＣＡ３が接続されている。 In this embodiment, the first motor resistance circuit Rm1 is provided corresponding to the first winding group 15a. The first motor resistance circuit Rm1 includes first U, V, W phase resistors R1ub, R1vb, R1wb connected in three-phase Y. Specifically, the first ends of the first U, V, W phase resistors R1ub, R1vb, R1wb are connected at a first motor neutral point Nm1 as a virtual neutral point. The first, second, and third neutral points CA1, CA2, CA3 are connected to the second ends of the first U, V, W phase resistors R1ub, R1vb, R1wb.
本実施形態では、第２巻線群１５ａに対応して第２モータ抵抗回路Ｒｍ２が設けられている。第２モータ抵抗回路Ｒｍ２は、三相Ｙ結線された第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相抵抗体Ｒ２ｕｂ，Ｒ２ｖｂ，Ｒ２ｗｂを備えている。詳しくは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相抵抗体Ｒ２ｕｂ，Ｒ２ｖｂ，Ｒ２ｗｂの第１端は、仮想中性点としての第２モータ中性点Ｎｍ２で接続されている。第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相抵抗体Ｒ２ｕｂ，Ｒ２ｖｂ，Ｒ２ｗｂの第２端には、第１，第２，第３中性点ＣＢ１，ＣＢ２，ＣＢ３が接続されている。 In the present embodiment, the second motor resistance circuit Rm2 is provided corresponding to the second winding group 15a. The second motor resistance circuit Rm2 includes second U, V, W phase resistors R2ub, R2vb, R2wb connected in three-phase Y. Specifically, the first ends of the second U, V, W phase resistors R2ub, R2vb, R2wb are connected at a second motor neutral point Nm2 as a virtual neutral point. First, second and third neutral points CB1, CB2 and CB3 are connected to the second ends of the second U, V and W phase resistors R2ub, R2vb and R2wb.
ここで、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ１ｕｂ，Ｌ１ｖｂ，Ｌ１ｗｂの第２端の電圧をＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１とする。また、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相Δ部コイルＬ１ｕａ，Ｌ１ｖａ，Ｌ１ｗａの誘起電圧をＥＵＴ１，ＥＶＴ１，ＥＷＴ１とし、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ１ｕｂ，Ｌ１ｖｂ，Ｌ１ｗｂの誘起電圧をＥＵＰ１，ＥＶＰ１，ＥＷＰ１とする。本実施形態では、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相Δ部コイルＬ１ｕａ，Ｌ１ｖａ，Ｌ１ｗａの誘起電圧ＥＵＴ１，ＥＶＴ１，ＥＷＴ１と、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ１ｕｂ，Ｌ１ｖｂ，Ｌ１ｗｂの誘起電圧ＥＵＰ１，ＥＶＰ１，ＥＷＰ１とが以下のように表される。
ＥＵＴ１＝α・ＥＵ１
ＥＶＴ１＝α・ＥＶ１
ＥＷＴ１＝α・ＥＷ１
ＥＵＰ１＝（１−α）・ＥＵ１
ＥＶＰ１＝（１−α）・ＥＶ１
ＥＷＰ１＝（１−α）・ＥＷ１
各電圧ＥＵ１，ＥＶ１，ＥＷ１は、略台形波状の誘起電圧である。第１のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ１ｕｂ，Ｌ１ｖｂ，Ｌ１ｗｂには、、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相Δ部コイルＬ１ｕａ，Ｌ１ｖａ，Ｌ１ｗａに発生する誘起電圧に応じた誘起電圧が発生する。ここで係数αは、Δ部コイルのターン数Ｎｔｍと、接続コイルのターン数Ｎｔｓとを用いて以下のように表される。
α＝Ｎｔｓ／（Ｎｔｍ＋Ｎｔｓ）
また、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相抵抗体Ｒ１ｕｂ，Ｒ１ｖｂ，Ｒ１ｗｂにおける電位差をＶｕａ，Ｖｖａ、Ｖｗａとする。ここで、第１モータ中性点Ｎｍ１の電圧ＶＣ１，第１抵抗回路Ｒ１の仮想中性点Ｎ１の電圧ＶＮ１は、
ＶＣ１＝（１／３）［ＶＵ１−Ｖｕａ−（１−α）ＥＵ１
＋ＶＶ１−Ｖｖａ−（１−α）ＥＶ１
＋ＶＷ１−Ｖｗａ−（１−α）ＥＷ１］
ＶＮ１＝（１／３）（ＶＵ１＋ＶＶ１＋ＶＷ１）
となる。上記電圧ＶＣ１において、例えばＵ相についての「ＶＵ１−Ｖｕａ−（１−α）ＥＵ１」は、第１モータ中性点Ｎｍ１から、第１Ｕ相抵抗体Ｒ１ｕｂ及び第１実中性点ＣＡ１を介して第１のＵ相接続コイルＬ１ｕｂの第２端までの電位差を示す。
Here, the voltages at the second ends of the first U, V, W phase connection coils L1ub, L1vb, L1wb are VU1, VV1, VW1. Further, the induced voltages of the first U, V, W phase Δ section coils L1ua, L1va, L1wa are EUT1, EVT1, EWT1, and the induced voltages of the first U, V, W phase connecting coils L1ub, L1vb, L1wb are set. Let EUP1, EVP1, and EWP1. In the present embodiment, the induced voltages EUT1, EVT1, EWT1 of the first U, V, W phase Δ section coils L1ua, L1va, L1wa and the induction of the first U, V, W phase connection coils L1ub, L1vb, L1wb. The voltages EUP1, EVP1, EWP1 are represented as follows.
EUT1 = α ・ EU1
EVT1 = α · EV1
EWT1 = α ・ EW1
EUP1 = (1-α) · EU1
EVP1 = (1-α) · EV1
EWP1 = (1-α) · EW1
Each voltage EU1, EV1, EW1 is a substantially trapezoidal wave-shaped induced voltage. In the first U, V, W phase connection coils L1ub, L1vb, L1wb, an induced voltage corresponding to the induced voltage generated in the first U, V, W phase Δ section coils L1ua, L1va, L1wa is generated. .. Here, the coefficient α is expressed as follows using the number of turns Ntm of the Δ coil and the number of turns Nts of the connecting coil.
α = Nts / (Ntm + Nts)
Further, the potential differences in the first U, V, W phase resistors R1ub, R1vb, R1wb are Vua, Vva, Vwa. Here, the voltage VC1 of the first motor neutral point Nm1 and the voltage VN1 of the virtual neutral point N1 of the first resistance circuit R1 are
VC1 = (1/3) [VU1-Vua- (1-α) EU1
+ VV1-Vva- (1-α) EV1
+ VW1-Vwa- (1-α) EW1]
VN1 = (1/3) (VU1 + VV1 + VW1)
Becomes In the voltage VC1, for example, “VU1-Vua- (1-α) EU1” for the U phase is the first voltage from the first motor neutral point Nm1 via the first U-phase resistor R1ub and the first actual neutral point CA1. The electric potential difference to the 2nd end of the 1st U-phase connection coil L1ub is shown.
第１モータ中性点Ｎｍ１と、第１抵抗回路Ｒ１の仮想中性点Ｎ１の電圧ＶＮ１との電位差は、
ΔＶ１＝ＶＮ１−ＶＣ１＝（１／３）（１−α）
×［（ＥＵ１＋ＥＶ１＋ＥＷ１）＋（Ｖｕａ＋Ｖｖａ＋Ｖｗａ）］
＝（１／３）（１−α）（ＥＵ１＋ＥＶ１＋ＥＷ１）
となる。ここでは、「Ｖｕａ＋Ｖｖａ＋Ｖｗａ＝０」の関係を用いた。
The potential difference between the first motor neutral point Nm1 and the voltage VN1 at the virtual neutral point N1 of the first resistance circuit R1 is
ΔV1 = VN1-VC1 = (1/3) (1-α)
× [(EU1 + EV1 + EW1) + (Vua + Vva + Vwa)]
= (1/3) (1-α) (EU1 + EV1 + EW1)
Becomes Here, the relationship of “Vua + Vva + Vwa = 0” is used.
同様に、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ２ｕｂ，Ｌ２ｖｂ，Ｌ２ｗｂの第２端の電圧をＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２とする。また、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相Δ部コイルＬ２ｕａ，Ｌ２ｖａ，Ｌ２ｗａの誘起電圧をＥＵＴ２，ＥＶＴ２，ＥＷＴ２とし、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ２ｕｂ，Ｌ２ｖｂ，Ｌ２ｗｂの誘起電圧をＥＵＰ２，ＥＶＰ２，ＥＷＰ２とする。本実施形態では、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相Δ部コイルＬ２ｕａ，Ｌ２ｖａ，Ｌ２ｗａの誘起電圧ＥＵＴ２，ＥＶＴ２，ＥＷＴ２と、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ２ｕｂ，Ｌ２ｖｂ，Ｌ２ｗｂの誘起電圧ＥＵＰ２，ＥＶＰ２，ＥＷＰ２とが以下のように表される。
ＥＵＴ２＝α・ＥＵ２
ＥＶＴ２＝α・ＥＶ２
ＥＷＴ２＝α・ＥＷ２
ＥＵＰ２＝（１−α）・ＥＵ２
ＥＶＰ２＝（１−α）・ＥＶ２
ＥＷＰ２＝（１−α）・ＥＷ２
各電圧ＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２は、略台形波状の誘起電圧である。第２のＵ，Ｖ，Ｗ相接続コイルＬ２ｕｂ，Ｌ２ｖｂ，Ｌ２ｗｂには、、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相Δ部コイルＬ２ｕａ，Ｌ２ｖａ，Ｌ２ｗａに発生する誘起電圧に応じた誘起電圧が発生する。
Similarly, the voltages at the second ends of the second U, V, W phase connection coils L2ub, L2vb, L2wb are VU2, VV2, VW2. In addition, the induced voltages of the second U, V, W phase Δ section coils L2ua, L2va, L2wa are EUT2, EVT2, EWT2, and the induced voltages of the second U, V, W phase connection coils L2ub, L2vb, L2wb. These are EUP2, EVP2 and EWP2. In the present embodiment, the induced voltages EUT2, EVT2, EWT2 of the second U, V, W phase Δ section coils L2ua, L2va, L2wa and the induction of the second U, V, W phase connection coils L2ub, L2vb, L2wb. The voltages EUP2, EVP2 and EWP2 are represented as follows.
EUT2 = α ・ EU2
EVT2 = α ・ EV2
EWT2 = α ・ EW2
EUP2 = (1-α) · EU2
EVP2 = (1-α) · EV2
EWP2 = (1-α) · EW2
Each of the voltages EU2, EV2, EW2 is a substantially trapezoidal wave-shaped induced voltage. In the second U, V, W phase connection coils L2ub, L2vb, L2wb, an induced voltage corresponding to the induced voltage generated in the second U, V, W phase Δ section coils L2ua, L2va, L2wa is generated. ..
また、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相抵抗体Ｒ２ｕｂ，Ｒ２ｖｂ，Ｒ２ｗｂにおける電位差をＶｕｂ，Ｖｖｂ、Ｖｗｂとする。ここで、第２モータ中性点Ｎｍ２の電圧ＶＣ２，第２抵抗回路Ｒ２の仮想中性点Ｎ２の電圧ＶＮ２は、
ＶＣ２＝（１／３）［ＶＵ２−Ｖｕｂ−（１−α）ＥＵ２
＋ＶＶ２−Ｖｖｂ−（１−α）ＥＶ２
＋ＶＷ２−Ｖｗｂ−（１−α）ＥＷ２］
ＶＮ２＝（１／３）（ＶＵ２＋ＶＶ２＋ＶＷ２）
となる。このため、第２モータ中性点Ｎｍ２と、第２抵抗回路Ｒ２の仮想中性点Ｎ２の電圧ＶＮ２との電位差は、
ΔＶ２＝ＶＮ２−ＶＣ２＝（１／３）（１−α）
×［（ＥＵ２＋ＥＶ２＋ＥＷ２）＋（Ｖｕｂ＋Ｖｖｂ＋Ｖｗｂ）］
＝（１／３）（１−α）（ＥＵ２＋ＥＶ２＋ＥＷ２）
となる。ここでは、「Ｖｕｂ＋Ｖｖｂ＋Ｖｗｂ＝０」の関係を用いた。
Further, the potential difference in the second U, V, W phase resistors R2ub, R2vb, R2wb is Vub, Vvb, Vwb. Here, the voltage VC2 of the second motor neutral point Nm2 and the voltage VN2 of the virtual neutral point N2 of the second resistance circuit R2 are
VC2 = (1/3) [VU2-Vub- (1-α) EU2
+ VV2-Vvb- (1-α) EV2
+ VW2-Vwb- (1-α) EW2]
VN2 = (1/3) (VU2 + VV2 + VW2)
Becomes Therefore, the potential difference between the second motor neutral point Nm2 and the voltage VN2 at the virtual neutral point N2 of the second resistance circuit R2 is
ΔV2 = VN2-VC2 = (1/3) (1-α)
× [(EU2 + EV2 + EW2) + (Vub + Vvb + Vwb)]
= (1/3) (1-α) (EU2 + EV2 + EW2)
Becomes Here, the relationship of “Vub + Vvb + Vwb = 0” is used.
ここで、電位差ΔＶ１における各誘起電圧ＥＵ１，ＥＶ１，ＥＷ１の和について、３相の平衡関係が維持される３ｎ次成分以外の和はゼロとなる。このため、電位差ΔＶ１として、上記第１実施形態と同様に、誘起電圧ＥＵ１，ＥＶ１，ＥＷ１の３次成分が主に出力され、電圧差ΔＶ１は、略台形波状の誘起電圧ＥＵ１，ＥＶ１，ＥＷ１に対し、３倍の周波数を有する略正弦波となる。 Here, with respect to the sum of the induced voltages EU1, EV1, EW1 at the potential difference ΔV1, the sum other than the 3nth order component that maintains the three-phase equilibrium relationship is zero. Therefore, as in the first embodiment, the third-order component of the induced voltages EU1, EV1, EW1 is mainly output as the potential difference ΔV1, and the voltage difference ΔV1 becomes the substantially trapezoidal wave-shaped induced voltages EU1, EV1, EW1. On the other hand, it becomes a substantially sine wave having a triple frequency.
同様に、電位差ΔＶ２における各誘起電圧ＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２の和について、３相の平衡関係が維持される３ｎ次成分以外の和はゼロとなる。このため、電位差ΔＶ２として、誘起電圧ＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２の３次成分が主に出力され、電圧差ΔＶ２は、略台形波状の誘起電圧ＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２に対し、３倍の周波数を有する略正弦波となる。 Similarly, with respect to the sum of the induced voltages EU2, EV2, and EW2 at the potential difference ΔV2, the sum other than the 3n-th order component that maintains the three-phase balanced relationship is zero. Therefore, the third-order component of the induced voltages EU2, EV2, EW2 is mainly output as the potential difference ΔV2, and the voltage difference ΔV2 has a frequency that is three times that of the substantially trapezoidal wave-shaped induced voltages EU2, EV2, EW2. It becomes a sine wave.
ここで、第１巻線群１５ａにおける誘起電圧ＥＵ１，ＥＵ１，ＥＷ１と、第２巻線群１５ｂにおける誘起電圧ＥＵ２，ＥＶ２，ＥＷ２とは、上記第１実施形態と同様に、３０度の位相差を有する。電圧差ΔＶ１，ΔＶ２は、それぞれ基本波の３倍の基本周波数を有するため、先の図４に示すものとなる。 Here, the induced voltages EU1, EU1, EW1 in the first winding group 15a and the induced voltages EU2, EV2, EW2 in the second winding group 15b have a phase difference of 30 degrees, as in the first embodiment. Have. Since the voltage differences ΔV1 and ΔV2 each have a fundamental frequency three times that of the fundamental wave, they are as shown in FIG.
したがって、電圧差ΔＶ１を「Ａｍｐ・ｓｉｎ３θ」として表すと、上記第１実施形態と同様に、電圧差ΔＶ２は「Ａｍｐ・ｃｏｓ３θ」として表すことができる。このため、電圧差ΔＶ１と電圧差ΔＶ２との比ΔＶ１／ΔＶ２は「ｔａｎ３θ」となり、上記第１実施形態と同様に、電圧差の比ΔＶ１／ΔＶ２に基づいて、回転角度θを算出できる。 Therefore, when the voltage difference ΔV1 is represented as “Amp · sin3θ”, the voltage difference ΔV2 can be represented as “Amp · cos3θ” as in the first embodiment. Therefore, the ratio ΔV1 / ΔV2 between the voltage difference ΔV1 and the voltage difference ΔV2 is “tan3θ”, and the rotation angle θ can be calculated based on the voltage difference ratio ΔV1 / ΔV2 as in the first embodiment.
（第６実施形態）
図１５に第６実施形態の制御装置４０ｃによる回転角度θの取得方法を表すモデル図を示す。
(Sixth Embodiment)
FIG. 15 is a model diagram showing a method of acquiring the rotation angle θ by the control device 40c of the sixth embodiment.
上記第４実施形態では、第１巻線群１３ａに電圧を印加するインバータＩＮＶ１の出力電圧と、第２巻線群１３ｂに電圧を印加するインバータＩＮＶ２の出力電圧との間に３０度の位相差が存在するように、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を構成するスイッチを制御した。本実施形態では、インバータＩＮＶ１の出力電圧とインバータＩＮＶ２の出力電圧との間の位相差が０となるように、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を構成するスイッチを制御する。すなわち、インバータＩＮＶ１を構成するスイッチの駆動パターンと、インバータＩＮＶ２を構成するスイッチの駆動パターンとが同一とされる。なお、駆動パターンとしては、種々のものを用いることができる。具体的には例えば、駆動パターンとして、３相１８０°通電方式によって定められる駆動パターンを用いることができる。この駆動パターンは、各相のそれぞれについて、高電圧側スイッチと低電圧側スイッチとが電気角１８０°毎に交互にオン操作されてかつ、高電圧側スイッチのオフ操作への切り替えが相毎に電気角で互いに１２０°ずらされる駆動パターンである。 In the fourth embodiment, a phase difference of 30 degrees is provided between the output voltage of the inverter INV1 that applies a voltage to the first winding group 13a and the output voltage of the inverter INV2 that applies a voltage to the second winding group 13b. The switches forming the inverters INV1 and INV2 are controlled so that In the present embodiment, the switches forming the inverters INV1 and INV2 are controlled so that the phase difference between the output voltage of the inverter INV1 and the output voltage of the inverter INV2 becomes zero. That is, the drive pattern of the switch forming the inverter INV1 and the drive pattern of the switch forming the inverter INV2 are the same. Various driving patterns can be used. Specifically, for example, a drive pattern defined by a three-phase 180 ° energization method can be used as the drive pattern. This drive pattern is such that, for each phase, the high-voltage side switch and the low-voltage side switch are alternately turned on for each electrical angle of 180 °, and the high-voltage side switch is turned off for each phase. This is a drive pattern in which the electrical angles are shifted from each other by 120 °.
本実施形態によれば、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるスイッチＳＷの駆動パターンが常に一致し、第１巻線群１３ａに印加される電圧と、第２巻線群１３ｂに印加される電圧とが常に等しくなる。このため、ゼロクロス検出部４５において、先の図１３に示した回転角度θの検出が禁止される制約をなくすことができる。 According to the present embodiment, the drive patterns of the switches SW in the inverters INV1 and INV2 always match, and the voltage applied to the first winding group 13a and the voltage applied to the second winding group 13b are always equal. Become. Therefore, in the zero-cross detector 45, it is possible to eliminate the restriction that the detection of the rotation angle θ shown in FIG. 13 is prohibited.
（他の実施形態）
・先の図６，図９において、電圧ＶＭ１，ＶＭ２を、上記第５実施形態の電圧ＶＣ１，ＶＣ２に変更してもよい。
(Other embodiments)
In FIGS. 6 and 9 described above, the voltages VM1 and VM2 may be changed to the voltages VC1 and VC2 of the fifth embodiment.
・上記第５実施形態において、Δ部コイルの誘起電圧の位相と、接続コイルの誘起電圧の位相とがずれることがある。この場合であっても、回転角度θを検出することができる。 -In the said 5th Embodiment, the phase of the induced voltage of a (DELTA) part coil and the phase of the induced voltage of a connection coil may shift. Even in this case, the rotation angle θ can be detected.
・第１実施形態において、第１巻線群１３ａと、第２巻線群１３ｂとの位相差を３０度としたが、これを変更し、３０度の奇数倍の位相差を有する構成に変更してもよい。例えば、第１巻線群１３ａと、第２巻線群１３ｂとの位相差を９０度とする構成としてもよい。この場合、第１巻線群１３ａに生じる誘起電圧の３次成分と、第２巻線群１３ｂに生じる誘起電圧の３次成分とは、２７０度の位相差を有する。このため、電圧差の比ΔＶ１／ΔＶ２の逆正接を算出すると、−３θが取得できる。 In the first embodiment, the phase difference between the first winding group 13a and the second winding group 13b is set to 30 degrees, but this is changed to a configuration having a phase difference that is an odd multiple of 30 degrees. You may. For example, the phase difference between the first winding group 13a and the second winding group 13b may be 90 degrees. In this case, the third-order component of the induced voltage generated in the first winding group 13a and the third-order component of the induced voltage generated in the second winding group 13b have a phase difference of 270 degrees. Therefore, if the arctangent of the voltage difference ratio ΔV1 / ΔV2 is calculated, −3θ can be obtained.
・第２実施形態において、第１巻線群１３ａと、第２巻線群１３ｂとの位相差を３０度としたが、これを変更し、３０度の奇数倍の位相差を有する構成に変更してもよい。例えば、第１巻線群１３ａと、第２巻線群１３ｂとの位相差を９０度とする構成としてもよい。この場合、第１巻線群１３ａに生じる誘起電圧の３次成分と、第２巻線群１３ｂに生じる誘起電圧の３次成分とは、２７０度の位相差を有する。 In the second embodiment, the phase difference between the first winding group 13a and the second winding group 13b is set to 30 degrees, but this is changed to a configuration having a phase difference that is an odd multiple of 30 degrees. You may. For example, the phase difference between the first winding group 13a and the second winding group 13b may be 90 degrees. In this case, the third-order component of the induced voltage generated in the first winding group 13a and the third-order component of the induced voltage generated in the second winding group 13b have a phase difference of 270 degrees.
・上記実施形態では、永久磁石型同期モータとしたが、これを変更し、ロータに界磁巻線を備える巻線界磁型同期モータとしてもよい。 In the above embodiment, the permanent magnet type synchronous motor is used. However, the permanent magnet type synchronous motor may be modified to have a rotor having a field winding.
・ロータ１１の表面に永久磁石１４を設けるＳＰＭＳＭに代えて、ロータの内部に永久磁石を埋め込んだＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）であってもよい。 -Instead of the SPMSM in which the permanent magnet 14 is provided on the surface of the rotor 11, an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor) in which a permanent magnet is embedded inside the rotor may be used.
・三相の電機子巻線を設ける構成としたが、これを変更してもよい。例えば、５相の電機子巻線を設ける構成としてもよい。 Although the three-phase armature winding is provided, this may be changed. For example, a configuration may be used in which a 5-phase armature winding is provided.
・電機子巻線として、第１巻線群１３ａ及び第２巻線群１３ｂの２つの巻線群のみを備える構成としたがこれを変更してもよい。即ち、「回転角度検出手段」は、３以上の巻線群を備えるモータの回転角度を検出するものであって、その巻線群のうち２つの巻線群の実中性点電圧に基づいてモータの回転角度を検出するものであってもよい。 -As the armature winding, only the two winding groups of the first winding group 13a and the second winding group 13b are provided, but this may be changed. That is, the "rotation angle detecting means" detects the rotation angle of the motor having three or more winding groups, and based on the actual neutral point voltage of two winding groups of the winding groups. It may be one that detects the rotation angle of the motor.
１０…モータ、１１…ロータ（回転子）、１２…ステータ（固定子）、１３ａ…第１巻線群、１３ｂ…第２巻線群、１４…永久磁石、４０…制御装置、Ｌｕａ，Ｌｕｂ，Ｌｖａ，Ｌｖｂ，Ｌｗａ，Ｌｗｂ…コイル、Ｍ１，Ｍ２…実中性点。 10 ... Motor, 11 ... Rotor (rotor), 12 ... Stator (stator), 13a ... 1st winding group, 13b ... 2nd winding group, 14 ... Permanent magnet, 40 ... Control device, Lua, Lub, Lva, Lvb, Lwa, Lwb ... coil, M1, M2 ... actual neutral point.
Claims (9)
前記複数の巻線群のうち第１巻線群と、第２巻線群とは、位相差を有し、
第１仮想中性点（Ｎ１）と、その第１仮想中性点に接続された複数の抵抗体（Ｒｕａ，Ｒｖａ，Ｒｗａ；Ｒ１ｕａ，Ｒ１ｖａ，Ｒ１ｗａ）とを有し、前記第１巻線群に並列接続された第１抵抗回路（Ｒ１）と、
第２仮想中性点（Ｎ２）と、その第２仮想中性点に接続された複数の抵抗体（Ｒｕｂ，Ｒｖｂ，Ｒｗｂ；Ｒ２ｕａ，Ｒ２ｖａ，Ｒ２ｗａ）とを有し、前記第２巻線群に並列接続された第２抵抗回路（Ｒ２）と、を備え、
前記第１巻線群の前記実中性点の電圧と、前記第１抵抗回路の前記第１仮想中性点の電圧との差異を第１電圧差とするとともに、前記第２巻線群の前記実中性点の電圧と、前記第２抵抗回路の前記第２仮想中性点の電圧との差異を第２電圧差とし、
前記第１電圧差及び前記第２電圧差に基づいて、前記回転角度を検出する回転角度検出手段を備えることを特徴とする制御装置。 A stator (11) having a three-phase armature winding and a rotor (12) having at least one of a field winding and a permanent magnet for a field are provided. A winding group (13a, 13b; 15a, 15b), and the winding group is connected to actual neutral points (M1, M2; CA1 to CA3, CB1 to CB3) provided for each winding group. Permanent coils for the field winding and the field. The magnet is applied to a multi-winding rotary electric machine (10) having a non-sinusoidal magnetic flux characteristic with respect to the rotation angle of the rotor, and a controller for the rotary electric machine that controls the rotary electric machine based on the rotation angle. (40)
The first winding group and the second winding group of the plurality of winding groups have a phase difference,
The first winding group includes a first virtual neutral point (N1) and a plurality of resistors (Rua, Rva, Rwa; R1ua, R1va, R1wa) connected to the first virtual neutral point. A first resistance circuit (R1) connected in parallel to
The second winding group, which has a second virtual neutral point (N2) and a plurality of resistors (Rub, Rvb, Rwb; R2ua, R2va, R2wa) connected to the second virtual neutral point. A second resistance circuit (R2) connected in parallel to
The difference between the voltage of the actual neutral point of the first winding group and the voltage of the first virtual neutral point of the first resistance circuit is set as a first voltage difference, and A difference between the voltage of the real neutral point and the voltage of the second virtual neutral point of the second resistance circuit is defined as a second voltage difference,
A control device comprising a rotation angle detection means for detecting the rotation angle based on the first voltage difference and the second voltage difference .
Δ結線された三相のΔ部コイル（Ｌ１ｕａ〜Ｌ１ｗａ，Ｌ２ｕａ〜Ｌ２ｗａ）と、
前記Δ部コイル同士の接続点に接続され、前記Δ部コイルに発生する誘起電圧に応じた誘起電圧が発生する接続コイル（Ｌ１ｕｂ〜Ｌ１ｗｂ，Ｌ２ｕｂ〜Ｌ２ｗｂ）と、を有しており、
前記第１巻線群（１５ａ）の前記実中性点（ＣＡ１〜ＣＡ３）の電圧とは、前記第１巻線群を構成する前記Δ部コイル及び前記接続コイルの接続点の電圧であり、
前記第２巻線群（１５ｂ）の前記実中性点（ＣＢ１〜ＣＢ３）の電圧とは、前記第２巻線群を構成する前記Δ部コイル及び前記接続コイルの接続点の電圧であることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。 The armature winding, as the plurality of coils,
A three-phase Δ part coil (L1ua to L1wa, L2ua to L2wa) that is Δ-connected;
And a connection coil (L1ub to L1wb, L2ub to L2wb) that is connected to the connection point between the Δ section coils and that generates an induced voltage according to the induced voltage generated in the Δ section coil.
The voltage at the actual neutral point (CA1 to CA3) of the first winding group (15a) is the voltage at the connection point of the Δ coil and the connection coil that form the first winding group,
The voltage at the actual neutral point (CB1 to CB3) of the second winding group (15b) is the voltage at the connection point of the Δ coil and the connection coil that form the second winding group. The control device according to claim 1 , wherein:
前記回転角度検出手段は、前記第１電圧差と、前記第２電圧差との比を算出し、その算出された比の逆正接を算出することで、前記回転角度を検出することを特徴とする請求項１又は２に記載の制御装置。 The first winding group and the second winding group have a phase difference of an odd multiple of 30 degrees,
The rotation angle detecting means detects the rotation angle by calculating a ratio between the first voltage difference and the second voltage difference and calculating an arctangent of the calculated ratio. The control device according to claim 1 or 2 .
前記回転角度検出手段は、前記第１電圧差、及び、前記第２電圧差がそれぞれゼロクロスする場合に、前記回転角度を検出することを特徴とする請求項１又は２に記載の制御装置。 The first winding group and the second winding group form an electrical angle that is an odd multiple of 30 degrees,
The control device according to claim 1 or 2 , wherein the rotation angle detection means detects the rotation angle when the first voltage difference and the second voltage difference each cross zero.
前記複数の巻線群のうち第１巻線群と、第２巻線群とは、位相差を有し、
前記第１巻線群に印加される電圧と、前記第２巻線群に印加される電圧とが等しいことを条件として、前記第１巻線群の前記実中性点（Ｍ１）の電圧と、前記第２巻線群の前記実中性点（Ｍ２）の電圧との差異に基づいて、前記回転角度を検出する回転角度検出手段を備えることを特徴とする制御装置。 A stator (11) having a three-phase armature winding and a rotor (12) having at least one of a field winding and a permanent magnet for a field are provided. A plurality of coils (Lua, Lva, Lwa, each having a winding group (13a, 13b), each winding group being connected to a real neutral point (M1, M2) provided for each winding group; Lub, Lvb, Lwb), and the field winding and the permanent magnet for the field have a non-sinusoidal magnetic flux characteristic with respect to the rotation angle of the rotor. A control device (40) for a rotating electric machine, which is applied to control the rotating electric machine based on the rotation angle,
The first winding group and the second winding group of the plurality of winding groups have a phase difference,
A voltage applied to the first coil group, it the condition and the voltage applied to the second coil group are equal, the voltage of the actual neutral point of the first coil group (M1) and A control device comprising a rotation angle detecting means for detecting the rotation angle based on a difference from the voltage of the actual neutral point (M2) of the second winding group .
前記複数の巻線群のうち第１巻線群と、第２巻線群とは、位相差を有し、The first winding group and the second winding group of the plurality of winding groups have a phase difference,
前記第１巻線群の前記実中性点（Ｍ１）の電圧と、前記第２巻線群の前記実中性点（Ｍ２）の電圧との差異がゼロクロスするタイミングに基づいて、前記回転角度を検出する回転角度検出手段を備えることを特徴とする制御装置。The rotation angle is based on the timing at which the difference between the voltage at the actual neutral point (M1) of the first winding group and the voltage at the actual neutral point (M2) of the second winding group zero-crosses. A control device comprising a rotation angle detecting means for detecting
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