JP4032516B2 - Electric drive for automobile - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気自動車やハイブリッド電気自動車の走行動力発生用の自動車用電動駆動装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来の電気自動車やハイブリッド電気自動車に用いられている自動車用電動駆動装置は、三相交流モータからなる走行モータと、直流電力を交流電力に変換して走行モータに給電する三相インバータ回路(単にインバータ回路ともいう)と、このインバータ回路を断続制御するコントローラとを有し、この三相交流モータとしては磁石式同期モータいわゆるブラシレスDCモータが採用されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、電気自動車の走行モータには、その運転中の安全性確保のために更に高い信頼性が要求されるとともに、電力消費節減のために更に高い運転効率が要求され、その上、従来の内燃機関式自動車のように高騒音のエンジンをもたないので更に高い静粛性が要求されていた。
【0004】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、安全性、運転効率及び静粛性に優れた自動車用電動駆動装置を提供することを、その目的としている。
【0005】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載の自動車用電動駆動装置によれば、電気自動車の走行モータとして、複数の三相巻線を有する磁石式同期モータ(いわゆるブラシレスDCモータ)を用いることを特徴としている。
更に詳しく定義すると、本発明は、周方向に等間隔極性交互に配列された複数対の磁極を有するロータ、および、電気角で所定位相差ずつ離れて円周上に配列された複数の三相巻線をもつステータコイルを有する走行モータと、前記ステータコイルの各相巻線にそれぞれ前記位相差ずつ離れた三相交流電流を供給する制御装置とを備え、
前記ステータコイルは、電気角でπ/6ないしはπ/3ラジアンの位相差離れて円周上に配列されて、かつ、中性点が独立する二つの三相巻線を有し、前記制御装置は、前記両三相巻線に電気角でπ/6ないしはπ/3ラジアンの位相差をもつ三相交流電流を供給する自動車用電動駆動装置において、前記制御装置は、同一の直流電源から給電されて前記両三相巻線に前記三相交流電流を個別に供給する一対のインバータ回路と、前記両三相巻線のうち互いの位相差が小さい各一相の電流のベクトル和をそれぞれ検出する一対の電流センサと、前記ロータの回転位置を検出する回転センサと、検出した前記一対の電流のベクトル和及び回転位置に基づいて算出したd軸電流検出値Id、q軸電流検出値Iqに基づいて前記両三相巻線用の電圧指令値を算出し、算出した前記両三相巻線用の電圧指令値を前記両インバータ回路に出力することにより前記一対のインバータ回路の各スイッチング素子を断続制御する一つのコントローラとを有することを特徴としている。
このようにすれば以下の作用効果を奏することができる。
【0006】
まず、従来の三相交流モータ(三相ブラシレスDCモータ)では、走行中にステータコイルの相巻線の一つ又はインバータ回路のどれかの相インバータ(一つの相電流を発生する回路部)の一つが故障した場合、トルクは発生するものの二相運転モードの発生トルクは弱く、かつ不平衡回転磁界の影響で騒音が大きくなり、効率も低下し、その上、交差点などで停止してしまうと起動トルクが0もしくは非常に小さいので、ほとんど再走行不能状態に陥る可能性が大きいという問題が生じる。
【0007】
これに対し、本構成では、ステータコイルが複数の三相巻線を有するので、走行中にステータコイルの相巻線の一つ又はインバータ回路のどれかの相インバータ(一つの相電流を発生する回路部)の一つが故障した場合、残る三つの相電流は正常に供給できるので円滑な回転電流磁界を形成することができ、発生トルクの減少は残った相巻線の負担増大で容易にカバーできるレベルに抑止でき、かつ騒音増大及び効率低下も抑止でき、更にその上、交差点などで停止してしても実用上十分に大きな起動トルクを確保することができ、電気自動車用走行モータとして優れた使用適性を確保することができる。
【0008】
なお、複数の三相巻線をもつブラシレスDCモータとすることにより、相巻線数及びインバータ回路の相インバータ数は増大するものの、モータの定格出力が同じであれば各相巻線当たり又は相インバータ当たりの電流量は減少するので、装置コストの大幅な増大を生じることなしに上記利点を享受することができる。
【0009】
また、上記異常が発生しない正常運転中でも電流により形成される回転電流磁界の変化はより円滑化(正弦波化)するので、耳障りな騒音を発生する高調波電磁音を大幅に低減できるという効果も期待することができる。
本発明よれば、ステータコイルは、互いに位相差がπ/6ないしはπ/3異なる二つの独立の三相巻線からなる。
【0010】
このようにすれば、上述した作用効果に加えて更に次の作用効果を奏することができる。
まず、ステータコイルが互いに完全に独立な三相巻線(三相電機子巻線)からなるので、一方の三相巻線だけを運転し、他方の三相巻線を運転しないといった動作を行うことができ、更にこの場合に運転中の三相巻線から休止中の三相巻線に無用な電流が回り込む(たとえばインバータ回路のダイオードなどを通じて)可能性を完全に阻止することができ、安全性を向上でき、無用な電力損失や発熱を低減することができる。
【0011】
また、ブラシレスDCモータでは各相巻線の電流すなわち各相電流の検出が必須であるが、もしこれら各三相巻線の中性点を短絡して6相化した場合には各相電流を正確に確定するに少なくとも5個の電流センサが必要となるのに対し、本構成では各三相巻線が互いに独立であるので、それぞれ二個の電流センサを設けるだけで全ての相電流を正確に確定することができ、高価な電流センサの必要数を低減しつつ正確な電流検出を行うことができる。
【0012】
好適態様において、両三相巻線に給電する全相巻線給電モードと、両三相巻線の一方にのみ給電する半相巻線給電モードとを切り替える。
このようにすれば、たとえば走行負荷が大きい場合には全相巻線給電モードにより低騒音高効率の運転ができ、たとえば走行負荷が小さい場合には半相巻線給電モードにより、インバータ回路の全体としてのスイッチング損失を低減することができる。なお、インバータ回路のスイッチング素子の損失の多くは、スィッチング素子のオンからオフへ及びオフからオンへの過渡期間に発生するスイッチング損失により主に構成され、インバータ回路のスィッチング素子のスィッチング回数の低減によりこのスイッチング損失を低減することができる。
【0013】
好適態様において、両三相巻線の一方の出力の異常が、相巻線の断線やそれに相電流を供給するインバータ回路の相インバータの故障で生じた場合、それを検出して他方の正常な三相巻線により半相巻線給電モード運転を実行する。
このようにすれば、上記出力異常時でも、全相巻線の一つだけオフする場合に比較して回転電流磁界の対称性が向上するので効率向上及び騒音低減を図ることができる。
【0014】
好適態様において、走行負荷が所定値未満の軽い場合に、他方の正常な三相巻線により半相巻線給電モード運転を実行する。
このようにすれば、全相巻線の一つだけオフする場合に比較して回転電流磁界の対称性が向上するので、特に定格出力の50%未満の出力においては効率向上及び騒音低減を図ることができる。
【0015】
本発明によれば、制御装置は、同一の直流電源から給電されて両三相巻線に前記三相交流電流を個別に供給する一対のインバータ回路と、このインバータ回路を断続制御する一つのコントローラとを有する。
このようにすれば、コントローラは両インバータ回路で共用することができるので、回路構成を簡素化することができる。
【0017】
本発明によれば、それぞれ両三相巻線の各一本の相巻線を流れる相電流のベクトル和である一対の合成電流に基づいて両三相巻線の各相電流を推定する。
このようにすれば、実質的に二つの三相巻線を用いるにもかかわらず高価な電流センサは二個で済ますことができ、回路構成を簡素化しつつ、両方の巻線電流を検出しているので、ショートなどの故障も検出し易くなる。
【0018】
【発明を実施するための形態】
本発明の自動車用電動駆動装置の好適な態様を以下の実施例を参照して説明する。
【0019】
【参考例1】
本発明の自動車用電動駆動装置の一参考例を図1を参照して以下に説明する。図1はこの自動車用電動駆動装置の回路図である。
1は、電気自動車の走行モータとして用いるブラシレスDCモータであって、固定子11は、電気角で空間位相差がπ/6ないしπ/3ラジアン離れて巻装された二つの三相巻線111、112を有し、各三相巻線111、112はそれぞれ互いに電気角で空間位相差が2π/3ラジアン離れて巻装された三相分の相巻線を有している。12は回転子、13はレゾルバーである。
【0020】
2は、三相巻線111、112に互いにπ/6ないしはπ/3の位相差を有する三相交流電流をそれぞれ給電する制御装置であり、IGBT等のパワースイッチング素子を用いた半導体スイッチングブリッジ回路(三相インバータ回路)21、22、電気自動車のアクセル信号により指定される必要トルクに相当する電流値を決定するコンピュータ(コントローラ)23を有している。24は、スイッチングノイズを吸収するコンデンサ、25、25’は各三相巻線111、112のそれぞれ二相分の相電流を検出する電流センサ、3は、走行電力蓄電用の電池である。なお、半導体スイッチングブリッジ回路(三相インバータ回路)21、22において、各パワースイッチング素子と逆並列にダイオードを接続するのが通常であるが、図示は省略するものとする。
【0021】
図2、図3は、この参考例のブラシレスDCモータの巻線図であり、図4は従来の三相ブラシレスDCモータの巻線図である。
まず、従来の三相電動機の巻線を図4に従って説明すると、121、122は、回転子12の永久磁石からなる磁極であって、互いに異極性を有し極性交互に複数対配列されている。113は固定子11の鉄心のティースであり、114は固定子11の鉄心のスロットである。三相電動機の場合、全節巻では一般に磁極数の3倍のティースとスロット数となる。111X、111Y、111Zは、互いに2π/3ラジアンの電気角でスロット114に全節巻きされた三相巻線である。
【0022】
これに対し、この参考例のブラシレスDCモータでは、図2に示すように、磁極数に対し2×3倍のティースとスロット数とを有し、スロットピッチは電気角でπ/6ラジアンとなっている。111X、111Y、111Zは1磁極ピッチ(全節)で巻装された第1の三相巻線111の各相巻線であり、112X、112Y、112Zは第1の三相巻線111に対してπ/6ラジアンの電気角位相差で全節巻きされた第2の三相巻線112の各相巻線である。
【0023】
図3は、磁極ピッチに対して電気角位相差で2π/3短節巻きした場合の二つの三相巻線を持った巻線事例を示しており、二つの三相巻線はπ/3の電気角位相差を持つことになる。
コンピュータ23は、三相巻線111の二つの相電流を検出する電流センサ25’からの電流値及びレゾルバ13で求めた回転角度に基づいて半導体スイッチングブリッジ回路(三相インバータ回路)21に出力する信号電圧(電圧指令値)を決定し、同じく、三相巻線111の二つの相電流を検出する電流センサ25からの電流値及びレゾルバ13で求めた回転角度に基づいて半導体スイッチングブリッジ回路(三相インバータ回路)22に出力する信号電圧(電圧指令値)を決定する。
【0024】
半導体スイッチングブリッジ回路(三相インバータ回路)21は、コンピュータ23からの上記信号電圧に基づいて、三相巻線111に第一の三相交流電流を給電し、半導体スイッチングブリッジ回路(三相インバータ回路)22は三相巻線112に上記第一の三相交流電流に対して上記電気角位相差をもつ第二の三相交流電流を供給する。
【0025】
次に、上述した二つの三相巻線111、112を有する固定子11に上記電気角位相差を有する三相電流をそれぞれ独立に給電した場合の効果を、図4に示す従来巻線の場合と比較してπ/6位相差を有する全節巻の場合を事例として説明する。
図5〜図8は、従来の全節三相巻線の場合の三相交流電流による合成起磁力の時間的変化を示し、図9〜図12は、π/6位相差を有する二つの三相巻線111、112を有する固定子11にπ/6位相差を有する三相交流電流を供給した場合の合成起磁力の変化を示す。
【0026】
図4に示す従来の三相巻線では、t1 、t2 、t3 の時間経過ごとに三相巻線が作る合成起磁力が変化するのに対し、この実施例では二つの三相巻線111、112が作る合成起磁力はt1 、t2 、t3 において変化せず、従って、ロータ12との間の電磁力が回転に伴なって変化しないので、電磁音を従来より格段に低減できることがわかった。
【0027】
【参考例2】
本発明の自動車用電動駆動装置の他の参考例を図13を参照して説明する。図13は、自動車用電動駆動装置における他の制御方法を説明するブロック図である。この参考例では、三相巻線111、112への通電は周知のベクトル制御を用いて行う。なお、従来の制御方法すなわち単一の三相巻線へ通電するベクトル制御は、図13に破線で囲った部分1000だけで実施される。
【0028】
モータ1の三相巻線巻線111のU相電流及びW相電流は電流センサ251、251で検出され、モータ1のロータ回転角度は三相巻線111を基準にレゾルバ13で検出される。この電流測定値は回転位置に基づいて3相2相変換回路1002により、d,q軸電流に変換され、この電流と電流指令に基づきd,qそれぞれの電流制御を電流制御回路1004、1006で行う。これら電流制御は、指令値と実測値に基づき、フィードバック制御やフィードバック+フィードフォワード制御によりなされるが、この実施例の要旨ではないので説明は省略する。そして、得たd,q軸電圧指令値を2相3相変換回路1008で2相3相変換してU,V,W相の電圧指令値に変換し、インバータ1010を通じて三相巻線111を駆動する。
【0029】
また、三相巻線112は、レゾルバ13で検出した回転角度に2つの巻線111、112の位相差Δθを加算部1022で加算し、この加算値に基づいて2相3相変換回路1020で2相3相変換を行い、得たU,V,W相の電圧指令値をインバータ22を通じて三相巻線111を駆動する。巻線112のU,V,Wの電圧指令を演算し、インバータ1024を用いて三相巻線112を駆動する。
【0030】
本方法によれば、三相巻線112に対する電流センサ25、25を省略することができる。
【0031】
【実施例1】
本発明の自動車用電動駆動装置の実施例1を図14を参照して説明する。図14は、本発明の自動車用電動駆動装置における制御方法を説明するブロック図である。この実施例では、三相巻線111、112への通電は周知のベクトル制御を用いて行う。なお、この実施例は、図13に示すベクトル制御において、電流センサ1030、1032の配置を変更したものである。
【0032】
この実施例では、三相巻線111、112のU相電流のベクトル和を電流センサ1030で検出し、三相巻線111、112のW相電流のベクトル和を電流センサ1032で検出し、三相巻線111を基準にしたロータ回転角度をレゾルバ13で検出する。この回転角度と総電流値から3相2相変換回路1002で3相2相変換して仮のd,q軸相電流を演算する。次に、このd,q軸電流と2つの三相巻線111、112間の空間位相差Δθから巻線111の電流を演算部1034で下式に基づき演算する。以下、実施例2と同じ制御方法となる。
【0033】
1d1=1d/(2×cos(Δθ/2))
1q1=1q/(2×cos(Δθ/2))
なお、上記実施例では、レゾルバ13の位置を巻線111を基準に設定したが、巻線111と巻線112の中間位置を基準に設定したりするなどの変更も当然可能てある。
【0034】
上述した各実施例によれば、原理的に電磁音を小さく出来るので、従来の自動車用電動駆動装置に比べ制御装置のスイッチング周波数を従来の10KHzから5KHz以下に下げても耳障りな高周波数の電磁音が発生せず、また、スイッチング損失を従来の1/2以下に出来るという効果がある。
【0035】
【実施例2】
また、一方の巻線のみで駆動する場合は、駆動するべき巻線の電流指令値のみを位相差に基づいて制御すればよい。たとえば、巻線111、112の一方が故障したり、2つのインバータ1010、1024の一方が不良となっても正常な1つの組合せで正常な三相交流駆動を行うことができ、最大トルクは減少するだけで部分負荷運転では走行にまったく支障が生じることがない。
【0036】
コンピュータ23により実行されるこの場合のフローチャートを図15を参照して説明する。
まず、アクセル開度を入力して(S100)、アクセル開度が直前の所定期間ずっと小さくかつ現在も小さいかどうかを調べ(S102)、そうでなければS104へ進む。
【0037】
S104では、更に三相巻線111、112の一方の電流がたとえば巻線111、112の一方が故障したり、2つのインバータ1010、1024の一方が不良となったりするなどの原因で電流指令値に比較して直前の所定期間ずっと外れておりかつ現在も外れているかどうかを調べ(S102)、そうでなければ二つの三相巻線111、112への給電を行う(S106)。
【0038】
一方、S102において、アクセル開度が直前の所定期間ずっと小さくないか又は現在大きければ(S102)、S108へ進む。
同様に、S104において、三相巻線111、112の一方の電流が電流指令値に比較して直前の所定期間ずっと外れておりかつ現在も外れていれば、正常な方の三相巻線にだけ給電を行う(S108)。
【0039】
このようにすれば、小走行負荷時に電力損失を低減でき、かつ、上記異常発生時でも低騒音かつ高効率の走行動力発生を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 参考例の自動車用電動駆動装置の回路図である。
【図2】 図1のブラシレスDCモータの巻線図である。
【図3】 図1のブラシレスDCモータの巻線図である。
【図4】 従来のブラシレスDCモータの巻線図である。
【図5】従来の全節三相巻線の場合の三相交流電流による各相起磁力の時間的変化を示すタイミングチャートである。
【図6】図5に示す従来の全節三相巻線の場合の三相交流電流による合成起磁力の時間的変化を示すタイミングチャートである。
【図7】図5に示す従来の全節三相巻線の場合の三相交流電流による合成起磁力の時間的変化を示すタイミングチャートである。
【図8】図5に示す従来の全節三相巻線の場合の三相交流電流による合成起磁力の時間的変化を示すタイミングチャートである。
【図9】 参考例の三相交流電流による各相起磁力の時間的変化を示すタイミングチャートである。
【図10】図9に示す従来の全節三相巻線の場合の三相交流電流による合成起磁力の時間的変化を示すタイミングチャートである。
【図11】図9に示す従来の全節三相巻線の場合の三相交流電流による合成起磁力の時間的変化を示すタイミングチャートである。
【図12】図9に示す従来の全節三相巻線の場合の三相交流電流による合成起磁力の時間的変化を示すタイミングチャートである。
【図13】 本発明の自動車用電動駆動装置の参考例の制御方法を説明するブロック図である。
【図14】 本発明の自動車用電動駆動装置の実施例の制御方法を説明するブロック図である。
【図15】 本発明の自動車用電動駆動装置の他の実施例の制御動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
1はブラシレスDCモータ(走行モータ)、2は制御装置、11はステータ、12はロータ、13はレゾルバ、25、25’は電流センサ、111、112は三相巻線、21、22は半導体スイッチングブリッジ回路(インバータ回路)、23はコンピュータ(コントローラ)、S106、S108は給電モード切り替え手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an electric drive device for an automobile for generating driving power for an electric vehicle or a hybrid electric vehicle.
[0002]
[Prior art]
An electric drive device for automobiles used in conventional electric vehicles and hybrid electric vehicles includes a traveling motor composed of a three-phase AC motor, and a three-phase inverter circuit (simply supplying DC power to the traveling motor by converting DC power) An inverter circuit) and a controller for intermittently controlling the inverter circuit. As this three-phase AC motor, a magnet-type synchronous motor, a so-called brushless DC motor is employed.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, electric vehicle travel motors are required to have higher reliability in order to ensure safety during operation, and higher driving efficiency is required to reduce power consumption. Unlike the engine-type car, it does not have a high-noise engine, so it has been required to be quieter.
[0004]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide an automobile electric drive device excellent in safety, driving efficiency, and quietness.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
According to the electric drive device for an automobile according to
More specifically, the present invention relates to a rotor having a plurality of pairs of magnetic poles alternately arranged at equal intervals in the circumferential direction, and a plurality of three phases arranged on the circumference separated by a predetermined phase difference in electrical angle. A travel motor having a stator coil with windings, and a control device for supplying a three-phase alternating current separated by the phase difference to each phase winding of the stator coil,
The stator coil has two three-phase windings arranged on the circumference with a phase difference of π / 6 or π / 3 radians in electrical angle and having independent neutral points, Is a motor-driven electric drive device for an automobile that supplies a three-phase alternating current having a phase difference of π / 6 or π / 3 radians in electrical angle to the three-phase windings, wherein the control device is fed from the same DC power source. A pair of inverter circuits that individually supply the three-phase alternating current to the three-phase windings, and a vector sum of the currents of the respective one-phase currents having a small phase difference between the three-phase windings. A pair of current sensors, a rotation sensor for detecting the rotational position of the rotor, and a d-axis current detection value Id and a q-axis current detection value Iq calculated based on the vector sum and rotation position of the detected pair of currents. Based on the voltage finger for both three-phase winding A controller that intermittently controls each switching element of the pair of inverter circuits by calculating a value and outputting the calculated voltage command values for the three-phase windings to the inverter circuits. It is said.
In this way, the following effects can be obtained.
[0006]
First, in a conventional three-phase AC motor (three-phase brushless DC motor), one of the phase windings of the stator coil or one of the phase inverters of the inverter circuit (a circuit unit that generates one phase current) during traveling. If one of them fails, torque is generated, but the generated torque in the two-phase operation mode is weak, noise increases due to the effects of the unbalanced rotating magnetic field, efficiency decreases, and furthermore, it stops at an intersection, etc. Since the starting torque is 0 or very small, there is a problem that there is a high possibility that the vehicle will almost fail to re-run.
[0007]
On the other hand, in this configuration, since the stator coil has a plurality of three-phase windings, one of the phase windings of the stator coil or one of the phase inverters of the inverter circuit (one phase current is generated during traveling). If one of the circuit parts) fails, the remaining three phase currents can be supplied normally, so that a smooth rotating current magnetic field can be formed, and the reduction in generated torque can be easily covered by the increased burden on the remaining phase windings. It can be suppressed to a possible level, noise increase and efficiency reduction can also be suppressed, and furthermore, even if it stops at an intersection etc., a sufficiently large starting torque can be secured in practice, and it is excellent as a traveling motor for electric vehicles The suitability for use can be ensured.
[0008]
Although the number of phase windings and the number of phase inverters in the inverter circuit are increased by using a brushless DC motor having a plurality of three-phase windings, if the motor's rated output is the same, the phase winding or phase Since the amount of current per inverter is reduced, the above advantages can be obtained without causing a significant increase in device cost.
[0009]
In addition, the rotational current magnetic field formed by the current is more smoothly changed (sinusoidal) even during normal operation where the above-mentioned abnormality does not occur, so that the effect of greatly reducing harmonic electromagnetic noise that generates annoying noise can also be achieved. You can expect.
According to the present invention, the stator coil is composed of two independent three-phase windings having a phase difference of π / 6 or π / 3.
[0010]
Thus, it is possible to further exhibit the following advantages in addition to the work for the above-described effect.
First, since the stator coils are composed of completely independent three-phase windings (three-phase armature windings), only one of the three-phase windings is operated and the other three-phase winding is not operated. Furthermore, in this case, the possibility of unnecessary current flowing from the operating three-phase winding to the resting three-phase winding (for example, through the diode of the inverter circuit) can be completely prevented, and safety can be prevented. And unnecessary power loss and heat generation can be reduced.
[0011]
Also, in a brushless DC motor, it is essential to detect the current of each phase winding, that is, each phase current. However, if the neutral point of each of these three-phase windings is short-circuited to obtain 6-phase current, While at least five current sensors are required to determine accurately, in this configuration, the three-phase windings are independent of each other, so that all phase currents can be accurately determined by providing two current sensors. Therefore, accurate current detection can be performed while reducing the required number of expensive current sensors.
[0012]
In a preferred embodiment, a full-phase winding power feeding mode for feeding both three-phase windings and a half-phase winding feeding mode for feeding only one of the three-phase windings are switched.
In this way, for example, when the traveling load is large, the low-noise and high-efficiency operation can be performed by the all-phase winding power supply mode. As a result, the switching loss can be reduced. Note that most of the loss of the switching element of the inverter circuit is mainly constituted by the switching loss that occurs during the transition period from on to off of the switching element and from off to on, and due to the reduction in the number of switching of the switching element of the inverter circuit. This switching loss can be reduced.
[0013]
In a preferred embodiment, if an abnormality in one of the outputs of both three-phase windings is caused by a disconnection of the phase windings or a fault in the phase inverter of the inverter circuit that supplies phase current thereto, this is detected and the other normal Execute half-phase winding power supply mode operation with three-phase winding.
In this way, even when the output is abnormal, the symmetry of the rotating current magnetic field is improved as compared with the case where only one of the all-phase windings is turned off, so that the efficiency can be improved and the noise can be reduced.
[0014]
In a preferred embodiment, when the running load is lighter than a predetermined value, the half-phase winding power supply mode operation is executed by the other normal three-phase winding.
In this case, the symmetry of the rotating current magnetic field is improved as compared with the case where only one of the all-phase windings is turned off. Therefore, the efficiency is improved and the noise is reduced particularly at an output of less than 50% of the rated output. be able to.
[0015]
According to the present invention, the control device includes a pair of inverter circuits that are supplied with power from the same DC power source and individually supply the three-phase AC current to both three-phase windings, and one controller that intermittently controls the inverter circuit. And have.
In this way, since the controller can be shared by both inverter circuits, the circuit configuration can be simplified.
[0017]
According to the present invention, each phase current of both three-phase windings is estimated based on a pair of combined currents that are vector sums of the phase currents flowing through each one of the three-phase windings.
Thus, expensive current sensor despite substantially using two three-phase windings can be dispensed with two, while simplifying the circuit configuration, to detect both winding current Therefore, it becomes easy to detect a failure such as a short circuit.
[0018]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Preferred embodiments of the electric drive apparatus for automobiles of the present invention will be described with reference to the following examples.
[0019]
[ Reference Example 1]
A reference example of the automobile electric drive device of the present invention will be described below with reference to FIG. FIG. 1 is a circuit diagram of the automobile electric drive apparatus.
[0020]
[0021]
2 and 3 are winding diagrams of the brushless DC motor of this reference example, and FIG. 4 is a winding diagram of a conventional three-phase brushless DC motor.
First, the windings of a conventional three-phase motor will be described with reference to FIG. 4.
[0022]
On the other hand, as shown in FIG. 2, the brushless DC motor of this reference example has 2 × 3 times the number of magnetic poles and the number of slots, and the slot pitch is π / 6 radians in electrical angle. ing. 111X, 111Y, and 111Z are phase windings of the first three-phase winding 111 wound at one magnetic pole pitch (all nodes), and 112X, 112Y, and 112Z are relative to the first three-phase winding 111. Each phase winding of the second three-phase winding 112 is wound in full pitch with an electrical angle phase difference of π / 6 radians.
[0023]
FIG. 3 shows a winding example having two three-phase windings when the electrical angle phase difference is 2π / 3 short-winding with respect to the magnetic pole pitch, and the two three-phase windings are π / 3. The electrical angle phase difference is as follows.
The computer 23 outputs to the semiconductor switching bridge circuit (three-phase inverter circuit) 21 based on the current value from the
[0024]
The semiconductor switching bridge circuit (three-phase inverter circuit) 21 supplies the first three-phase alternating current to the three-phase winding 111 based on the signal voltage from the computer 23, and the semiconductor switching bridge circuit (three-phase inverter circuit). ) 22 supplies the three-phase winding 112 with the second three-phase alternating current having the electrical angle phase difference with respect to the first three-phase alternating current.
[0025]
Next, in the case of the conventional winding shown in FIG. 4, the effect obtained when the three-phase current having the electrical angle phase difference is independently fed to the stator 11 having the two three-phase windings 111 and 112 described above. As an example, the case of a full volume winding having a π / 6 phase difference as compared with FIG.
5 to 8 show temporal changes in the resultant magnetomotive force due to the three-phase alternating current in the case of a conventional all-node three-phase winding. FIGS. 9 to 12 show two three-phase windings having a π / 6 phase difference. A change in the resultant magnetomotive force when a three-phase alternating current having a π / 6 phase difference is supplied to the stator 11 having the phase windings 111 and 112 is shown.
[0026]
In the conventional three-phase winding shown in FIG. 4, the combined magnetomotive force generated by the three-phase winding changes with the passage of time t1, t2, and t3, whereas in this embodiment, two three-phase windings 111, It was found that the synthetic magnetomotive force produced by 112 does not change at t1, t2, and t3, and therefore the electromagnetic force with the
[0027]
[ Reference Example 2]
Another reference example of the automobile electric drive device of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a block diagram for explaining another control method in the automobile electric drive device. In this reference example, energization of the three-phase windings 111 and 112 is performed using well-known vector control. Note that the conventional control method, that is, vector control for energizing a single three-phase winding, is performed only in a
[0028]
The U-phase current and W-phase current of the three-phase winding 111 of the
[0029]
Further, the three-phase winding 112 adds the phase difference Δθ between the two windings 111 and 112 to the rotation angle detected by the
[0030]
According to this method, the
[0031]
[ Example 1 ]
Example 1 of an automotive electric drive system of the present invention with reference to FIG. 14 will be described. FIG. 14 is a block diagram illustrating a control method in the automobile electric drive device of the present invention. In this embodiment, energization of the three-phase windings 111 and 112 is performed using well-known vector control. In this embodiment, in the shown to vector control in FIG. 13 is obtained by changing the arrangement of the
[0032]
In this embodiment, the vector sum of the U-phase currents of the three-phase windings 111 and 112 is detected by the
[0033]
1d1 = 1d / (2 × cos (Δθ / 2))
1q1 = 1q / (2 × cos (Δθ / 2))
In the above-described embodiment, the position of the
[0034]
According to each of the above-described embodiments, electromagnetic noise can be reduced in principle. Therefore, even when the switching frequency of the control device is lowered from 10 KHz to 5 KHz or less compared with the conventional electric drive device for automobiles, the high frequency electromagnetic wave is annoying. Sound is not generated, and there is an effect that switching loss can be reduced to ½ or less of the conventional one.
[0035]
[ Example 2 ]
In the case of driving with only one winding, only the current command value of the winding to be driven may be controlled based on the phase difference. For example, even if one of the windings 111 and 112 fails or one of the two
[0036]
A flowchart executed in this case by the computer 23 will be described with reference to FIG.
First, the accelerator opening is input (S100), and it is checked whether the accelerator opening is much smaller for the predetermined period immediately before and is still smaller (S102). If not, the process proceeds to S104.
[0037]
In S104, the current command value is caused by one of the currents of the three-phase windings 111 and 112, for example, when one of the windings 111 and 112 fails or one of the two
[0038]
On the other hand, in S102, if the accelerator opening is not small for the predetermined period immediately before or is currently large (S102), the process proceeds to S108.
Similarly, in S104, if one of the currents of the three-phase windings 111 and 112 has been out of the predetermined period immediately before the current command value and is still out of the current period, the normal three-phase winding is replaced. Only power is supplied (S108).
[0039]
In this way, it is possible to reduce power loss at the time of a small traveling load, and to generate traveling power with low noise and high efficiency even when the abnormality occurs.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of an automotive electric drive device of a reference example.
FIG. 2 is a winding diagram of the brushless DC motor of FIG. 1;
FIG. 3 is a winding diagram of the brushless DC motor of FIG. 1;
FIG. 4 is a winding diagram of a conventional brushless DC motor.
FIG. 5 is a timing chart showing temporal changes in the magnetomotive force of each phase due to a three-phase alternating current in the case of a conventional full-phase three-phase winding.
6 is a timing chart showing temporal changes in the resultant magnetomotive force due to a three-phase alternating current in the case of the conventional full-node three-phase winding shown in FIG.
7 is a timing chart showing temporal changes in the resultant magnetomotive force due to a three-phase alternating current in the case of the conventional full-phase three-phase winding shown in FIG.
8 is a timing chart showing temporal changes in the resultant magnetomotive force due to a three-phase alternating current in the case of the conventional full-phase three-phase winding shown in FIG.
FIG. 9 is a timing chart showing temporal changes of each phase magnetomotive force due to a three-phase alternating current of a reference example.
10 is a timing chart showing temporal changes in the resultant magnetomotive force due to a three-phase alternating current in the case of the conventional full-phase three-phase winding shown in FIG.
11 is a timing chart showing temporal changes in the resultant magnetomotive force due to a three-phase alternating current in the case of the conventional full-phase three-phase winding shown in FIG. 9; FIG.
12 is a timing chart showing temporal changes in the resultant magnetomotive force due to a three-phase alternating current in the case of the conventional full-node three-phase winding shown in FIG.
FIG. 13 is a block diagram illustrating a control method of a reference example of the electric drive device for an automobile according to the present invention.
FIG. 14 is a block diagram for explaining a control method of the embodiment of the electric drive apparatus for an automobile of the present invention.
FIG. 15 is a flowchart showing a control operation of another embodiment of the electric drive apparatus for an automobile of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 is a brushless DC motor (travel motor), 2 is a control device, 11 is a stator, 12 is a rotor, 13 is a resolver, 25 and 25 'are current sensors, 111 and 112 are three-phase windings, and 21 and 22 are semiconductor switching devices Bridge circuit (inverter circuit), 23 is a computer (controller), S106, S108 are power supply mode switching means
Claims (1)
前記ステータコイルは、電気角でπ/6ないしはπ/3ラジアンの位相差離れて円周上に配列されて、かつ、中性点が独立する二つの三相巻線を有し、
前記制御装置は、前記両三相巻線に電気角でπ/6ないしはπ/3ラジアンの位相差をもつ三相交流電流を供給する自動車用電動駆動装置において、
前記制御装置は、
同一の直流電源から給電されて前記両三相巻線に前記三相交流電流を個別に供給する一対のインバータ回路と、
前記両三相巻線のうち互いの位相差が小さい各一相の電流のベクトル和をそれぞれ検出する一対の電流センサと、
前記ロータの回転位置を検出する回転センサと、
検出した前記一対の電流のベクトル和及び回転位置に基づいて算出したd軸電流検出値Id、q軸電流検出値Iqに基づいて前記両三相巻線用の電圧指令値を算出し、算出した前記両三相巻線用の電圧指令値を前記両インバータ回路に出力することにより前記一対のインバータ回路の各スイッチング素子を断続制御する一つのコントローラと、
を有することを特徴とする自動車用電動駆動装置。Traveling with a rotor having a plurality of pairs of magnetic poles alternately arranged at equal intervals in the circumferential direction, and a stator coil having a plurality of three-phase windings arranged on the circumference separated by a predetermined phase difference in electrical angle A motor, and a control device for supplying a three-phase alternating current separated by the phase difference to each phase winding of the stator coil ,
The stator coil has two three-phase windings arranged on the circumference with a phase difference of π / 6 or π / 3 radians in electrical angle and independent of neutral points,
In the electric drive device for an automobile, the control device supplies a three-phase alternating current having a phase difference of π / 6 or π / 3 radians in electrical angle to both the three-phase windings.
The controller is
A pair of inverter circuits that are fed from the same DC power source and individually supply the three-phase AC current to the three-phase windings;
A pair of current sensors for detecting a vector sum of currents of each phase with a small phase difference between the three-phase windings,
A rotation sensor for detecting a rotation position of the rotor;
Based on the detected vector sum of the pair of currents and the rotational position, the d-axis current detection value Id and the q-axis current detection value Iq are calculated to calculate the voltage command values for the three-phase windings. One controller for intermittently controlling each switching element of the pair of inverter circuits by outputting voltage command values for the three-phase windings to the two inverter circuits;
An automobile electric drive device comprising:
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