JP6665669B2

JP6665669B2 - Power converter

Info

Publication number: JP6665669B2
Application number: JP2016093999A
Authority: JP
Inventors: 諒哉風岡
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2016-05-09
Filing date: 2016-05-09
Publication date: 2020-03-13
Anticipated expiration: 2036-05-09
Also published as: JP2017204907A

Description

本発明は、インバータやＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device such as an inverter and a DC-DC converter.

インバータやＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置として、ＩＧＢＴ等の複数の半導体素子と、該半導体素子に接続した制御部とを備えるものが知られている。上記半導体素子には、上アーム側に配された上アーム半導体素子と、下アーム側に配された下アーム半導体素子とがある。上記電力変換装置は、これらの半導体素子を制御部によってスイッチング動作させ、これにより、電力変換を行うよう構成されている。 2. Description of the Related Art As a power conversion device such as an inverter or a DC-DC converter, a device including a plurality of semiconductor elements such as an IGBT and a control unit connected to the semiconductor elements is known. The semiconductor element includes an upper arm semiconductor element arranged on the upper arm side and a lower arm semiconductor element arranged on the lower arm side. The power conversion device is configured to perform a switching operation of these semiconductor elements by a control unit, thereby performing power conversion.

制御部は、半導体素子のスイッチング動作を、ＰＷＭ制御により制御している。また、電力変換装置には、ホール素子等の電流センサが設けられている。上記制御部は、電流センサを用いて出力電流を測定し、その測定値を利用して、半導体素子の動作制御を行っている。 The control unit controls the switching operation of the semiconductor element by PWM control. Further, the power conversion device is provided with a current sensor such as a Hall element. The control unit measures the output current using a current sensor, and controls the operation of the semiconductor element using the measured value.

また、制御部には、半導体素子を過電流から保護する回路が形成されている。例えば、制御部に、半導体素子に接続したシャント抵抗を設けてある。そして、半導体素子のオン電流の一部、あるいは全部をシャント抵抗に流し、このとき生じた電圧降下を測定するよう構成してある。これにより、オン電流を測定している。制御部は、オン電流が予め定められた上限値を超えた場合には、半導体素子のオンデューティを低減させる。これにより、半導体素子を過電流から保護している。 Further, a circuit for protecting the semiconductor element from overcurrent is formed in the control unit. For example, a shunt resistor connected to the semiconductor element is provided in the control unit. Then, part or all of the ON current of the semiconductor element is caused to flow through the shunt resistor, and the voltage drop generated at this time is measured. Thereby, the on-current is measured. The control unit reduces the on-duty of the semiconductor element when the on-current exceeds a predetermined upper limit. This protects the semiconductor element from overcurrent.

近年、制御部によって測定された上記オン電流の値を用いて、電力変換装置の出力電流を算出する試みがなされている（下記特許文献１参照）。このようにすると、電流センサを設ける必要がなくなるため、部品点数を低減でき、電力変換装置の製造コストを低減することが可能になる。 In recent years, attempts have been made to calculate the output current of the power conversion device using the value of the on-current measured by the control unit (see Patent Document 1 below). This eliminates the need to provide a current sensor, so that the number of components can be reduced and the manufacturing cost of the power converter can be reduced.

しかしながら、制御部を用いると、オン電流を正確に算出できない可能性がある。すなわち、半導体素子をオンした直後は、オン電流にリンギングが重畳する（図２１参照）。また、上述したように、制御部は、半導体素子をＰＷＭ制御している。そのため、変調率が高い場合等に、一部の半導体素子のオン時間が短くなる場合がある。この場合、半導体素子がオンした直後にオン電流を測定せざるを得ず、リンギングの影響を受けて、オン電流を正確に測定できなくなる。そのため、出力電流を正確に算出できない。 However, if the control unit is used, there is a possibility that the ON current cannot be calculated accurately. That is, immediately after the semiconductor element is turned on, ringing is superimposed on the on current (see FIG. 21). Further, as described above, the control unit performs PWM control on the semiconductor element. Therefore, when the modulation rate is high, the on-time of some semiconductor elements may be short. In this case, the ON current must be measured immediately after the semiconductor element is turned ON, and the ON current cannot be accurately measured due to the influence of ringing. Therefore, the output current cannot be calculated accurately.

この問題を解決するため、特許文献１の電力変換装置では、半導体素子のオン時間が所定値より短い場合には、オン時間を長くし、オンしてから一定時間経過してリンギングが小さくなってから、オン電流を測定している（図２２参照）。これにより、出力電流を正確に測定している。 In order to solve this problem, in the power conversion device of Patent Document 1, when the on-time of the semiconductor element is shorter than a predetermined value, the on-time is increased, and ringing is reduced after a certain period of time from being turned on. , The on-current is measured (see FIG. 22). Thereby, the output current is accurately measured.

特開２０１４−１１９４４号公報JP 2014-11944 A

しかしながら、上記電力変換装置では、半導体素子のオン時間が短い場合には、オン時間を長くしてオン電流を測定しているため、オンデューティが変動するという問題がある。そのため、半導体素子のオン時間を短くする期間を別途設け、全体のオンデューティを調整する必要がある。 However, in the above power converter, when the ON time of the semiconductor element is short, the ON time is lengthened and the ON current is measured, so that there is a problem that the ON duty fluctuates. Therefore, it is necessary to separately provide a period for shortening the on-time of the semiconductor element and adjust the entire on-duty.

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、出力電流を正確に測定でき、半導体素子のオンデューティを調整する必要がない電力変換装置を提供しようとするものである。 The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a power converter that can accurately measure an output current and does not need to adjust the on-duty of a semiconductor element.

本発明の一態様は、互いに直列に接続された、上アーム半導体素子（２_H）と下アーム半導体素子（２_L）との半導体素子（２）と、
該半導体素子のスイッチング動作を、ＰＷＭ制御により制御する制御部（３）とを備え、
該制御部は、上記上アーム半導体素子と上記下アーム半導体素子とのいずれか一方をオンする制御信号（Ｖ_G）を発生する信号発生部（４）と、
上記半導体素子のオン電流（Ｉ_ON）を測定することにより、出力電流（Ｉ_OUT）を測定する電流測定部（５）とを有し、
該電流測定部は、上記オン電流を、所定のタイミングで繰り返し測定するよう構成され、
上記制御部は、上記上アーム半導体素子と上記下アーム半導体素子との一対の上記半導体素子のうち一方の上記半導体素子がオンする時間（Ｔ_ON）が、予め定められた閾時間（Ｔ_th）より短い場合には、上記制御信号の位相をシフトさせ、他方の上記半導体素子の上記オン電流を測定するよう構成されている、電力変換装置にある。 One embodiment of the present invention is a semiconductor element (2) including an upper arm semiconductor element (2 _H ) and a lower arm semiconductor element (2 _L ) connected in series with each other;
A control unit (3) for controlling a switching operation of the semiconductor element by PWM control;
A signal generator (4) for generating a control signal (V _G ) for turning on one of the upper arm semiconductor element and the lower arm semiconductor element;
A current measuring section (5) for measuring an output current (I _OUT ) by measuring an _ON current (I _ON ) of the semiconductor element;
The current measuring unit is configured to repeatedly measure the on-current at a predetermined timing,
The control unit is configured to set a time (T _ON ) during which one of the pair of semiconductor elements of the upper arm semiconductor element and the lower arm semiconductor element is turned on (T _ON ) to a predetermined threshold time (T _th ). If it is shorter, there is a power converter configured to shift the phase of the control signal and measure the on-current of the other semiconductor element.

上記電力変換装置の制御部は、上アーム半導体素子と下アーム半導体との一対の半導体素子のうち一方の半導体素子がオンする時間が、上記閾時間より短い場合には、上記制御信号の位相をシフトさせ、他方の半導体素子のオン電流を測定するよう構成されている。
このようにすると、半導体素子のオン時間を変更することなく、オン電流を正確に測定できる。
すなわち、上記態様では、上記一方の半導体素子のオン時間が上記閾時間より短い場合は、制御信号の位相をシフトさせる。そのため、制御信号の幅、すなわちオン時間は変動せず、オンデューティは変動しない。したがって、従来のように、オン電流を測定した後、オンデューティの調整をする必要はない。
また、上記態様では、オン時間が短い上記一方の半導体素子の代わりに、他方の半導体素子のオン電流を測定している。そのため、一方の半導体素子がオンした直後、リンギングが発生しているときに、該一方の半導体素子のオン電流を測定しなくてすむ。したがって、リンギングの影響を大きく受けることなく、半導体素子のオン電流を正確に測定でき、電力変換装置の出力電流を正確に測定することが可能になる。 The control unit of the power conversion device, when the time during which one of the pair of semiconductor elements of the upper arm semiconductor element and the lower arm semiconductor turns on is shorter than the threshold time, changes the phase of the control signal. The shift is performed, and the on-current of the other semiconductor element is measured.
In this way, the ON current can be accurately measured without changing the ON time of the semiconductor element.
That is, in the above aspect, when the ON time of the one semiconductor element is shorter than the threshold time, the phase of the control signal is shifted. Therefore, the width of the control signal, that is, the on-time does not change, and the on-duty does not change. Therefore, it is not necessary to adjust the on-duty after measuring the on-current as in the related art.
In the above aspect, the on-current of the other semiconductor element is measured instead of the one semiconductor element having a short on-time. Therefore, when ringing occurs immediately after one semiconductor element is turned on, it is not necessary to measure the on-current of the one semiconductor element. Therefore, the ON current of the semiconductor element can be accurately measured without being greatly affected by ringing, and the output current of the power converter can be accurately measured.

また、本態様のように、制御信号の位相をシフトさせ、他方の半導体素子のオン電流を測定すれば、オン電流を測定するタイミングを変更しなくてすむ。そのため、電力変換装置の出力電流を正確に測定できる。 Further, as in this embodiment, if the phase of the control signal is shifted and the ON current of the other semiconductor element is measured, the timing for measuring the ON current does not need to be changed. Therefore, the output current of the power converter can be accurately measured.

以上のごとく、本態様によれば、出力電流を正確に測定でき、半導体素子のオンデューティを調整する必要がない電力変換装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。 As described above, according to this aspect, it is possible to provide a power conversion device that can accurately measure an output current and does not need to adjust the on-duty of a semiconductor element.
The reference numerals in the parentheses described in the claims and the means for solving the problems indicate the correspondence with specific means described in the embodiments described below, and limit the technical scope of the present invention. Not something.

実施形態１における、変調波が閾値よりも僅かに高いときでの、制御信号及びセンス電圧の波形図。FIG. 4 is a waveform chart of a control signal and a sense voltage when a modulation wave is slightly higher than a threshold value in the first embodiment. 実施形態１における、変調波が閾値より充分高いときでの、制御信号及びセンス電圧の波形図。FIG. 4 is a waveform chart of a control signal and a sense voltage when a modulation wave is sufficiently higher than a threshold value in the first embodiment. 実施形態１における、電力変換装置の全体回路図。1 is an overall circuit diagram of a power conversion device according to a first embodiment. 実施形態１における、一部の半導体素子と、制御部の回路図。FIG. 2 is a circuit diagram of some semiconductor elements and a control unit in the first embodiment. 実施形態１における、信号発生部の説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram of a signal generation unit according to the first embodiment. 実施形態１における、電力変換装置の状態遷移図。FIG. 3 is a state transition diagram of the power conversion device according to the first embodiment. 実施形態１における、搬送波と、変調波と、制御信号と、センス電圧との波形図。FIG. 3 is a waveform chart of a carrier wave, a modulated wave, a control signal, and a sense voltage in the first embodiment. 実施形態２における、変調波が閾値よりも僅かに高いときでの、制御信号及びセンス電圧の波形図。FIG. 10 is a waveform chart of a control signal and a sense voltage when a modulation wave is slightly higher than a threshold value in the second embodiment. 実施形態２における、変調波が閾値より充分高いときでの、制御信号及びセンス電圧の波形図。FIG. 9 is a waveform chart of a control signal and a sense voltage when a modulated wave is sufficiently higher than a threshold value in the second embodiment. 実施形態３における、信号発生部の説明図。FIG. 10 is an explanatory diagram of a signal generation unit according to the third embodiment. 実施形態３における、電力変換装置の状態遷移図。FIG. 13 is a state transition diagram of the power conversion device according to the third embodiment. 実施形態３における、搬送波と、変調波と、制御信号と、センス電圧との波形図。FIG. 13 is a waveform chart of a carrier wave, a modulated wave, a control signal, and a sense voltage according to the third embodiment. 図１２に続く波形図。FIG. 13 is a waveform diagram following FIG. 12. 実施形態３における、変調波が閾値より僅かに高いときの、制御信号およびセンス電圧の波形図。FIG. 13 is a waveform chart of a control signal and a sense voltage when a modulation wave is slightly higher than a threshold value in the third embodiment. 実施形態３における、変調波が閾値より充分高いときでの、制御信号およびセンス電圧の波形図。FIG. 13 is a waveform chart of a control signal and a sense voltage when a modulation wave is sufficiently higher than a threshold value in the third embodiment. 実施形態４における、変調波が閾値より僅かに高いときの、制御信号およびセンス電圧の波形図。FIG. 14 is a waveform chart of a control signal and a sense voltage when a modulation wave is slightly higher than a threshold value in the fourth embodiment. 実施形態４における、変調波が閾値より充分高いときでの、制御信号およびセンス電圧の波形図。FIG. 13 is a waveform chart of a control signal and a sense voltage when a modulation wave is sufficiently higher than a threshold value in the fourth embodiment. 実施形態５における、制御信号およびセンス電圧の波形図。FIG. 17 is a waveform chart of a control signal and a sense voltage in the fifth embodiment. 実施形態６における、一部の半導体素子と、制御部の回路図。FIG. 13 is a circuit diagram of some semiconductor elements and a control unit according to the sixth embodiment. 実施形態７における、電力変換装置の回路図。FIG. 15 is a circuit diagram of a power conversion device according to a seventh embodiment. 比較形態における、下アーム半導体素子のオンデューティを変えない場合での、制御信号およびセンス電圧の波形図。FIG. 7 is a waveform diagram of a control signal and a sense voltage when the on-duty of the lower arm semiconductor element is not changed in a comparative embodiment. 比較形態における、下アーム半導体素子のオンデューティを変えた場合での、制御信号およびセンス電圧の波形図。FIG. 9 is a waveform diagram of a control signal and a sense voltage when the on-duty of the lower arm semiconductor element is changed in a comparative embodiment.

上記電力変換装置は、ハイブリッド車や電気自動車等に搭載するための、車載用電力変換装置とすることができる。 The power converter may be a vehicle-mounted power converter to be mounted on a hybrid vehicle, an electric vehicle, or the like.

（実施形態１）
上記電力変換装置に係る実施形態について、図１〜図７を用いて説明する。図３、図４に示すごとく、本形態の電力変換装置１は、複数の半導体素子２と、制御部３とを備える。電力変換装置１は、交流負荷８（三相交流モータ）に接続している。半導体素子２には、上アーム半導体素子２_Hと下アーム半導体素子２_Lとがある。これら上アーム半導体素子２_Hと下アーム半導体素子２_Lとは、互いに直列に接続されている。 (Embodiment 1)
An embodiment of the power converter will be described with reference to FIGS. As shown in FIGS. 3 and 4, the power conversion device 1 of the present embodiment includes a plurality of semiconductor elements 2 and a control unit 3. The power converter 1 is connected to an AC load 8 (three-phase AC motor). The semiconductor element 2 includes an upper arm semiconductor element 2 _H and a lower arm semiconductor element 2 _L. The upper arm semiconductor element 2 _H and the lower arm semiconductor element 2 _L are connected in series with each other.

制御部３は、半導体素子２のスイッチング動作を、ＰＷＭ制御により制御する。制御部３は、信号発生部４と、電流測定部５とを備える。信号発生部４は、上アーム半導体素子２_Hと下アーム半導体素子２_Lとのいずれか一方をオンさせる制御信号Ｖ_Gを発生する。電流測定部５は、半導体素子２のオン電流Ｉ_ONを測定することにより、交流負荷８に流れる出力電流Ｉ_OUTを測定する。電流測定部５は、オン電流Ｉ_ONを、所定のタイミングで繰り返し測定するよう構成されている。 The control unit 3 controls the switching operation of the semiconductor element 2 by PWM control. The control unit 3 includes a signal generation unit 4 and a current measurement unit 5. Signal generating unit 4 generates a control signal V _G for turning on one of the upper arm semiconductor element 2 _H and the lower arm semiconductor element 2 _L. The current measuring unit 5 measures the output current I _OUT flowing through the AC load 8 by measuring the _ON current ION of the semiconductor element 2. The current measuring unit 5 is configured to repeatedly measure the _ON current _ION at a predetermined timing.

図１に示すごとく、制御部３は、上アーム半導体素子２_Hと下アーム半導体素子２_Lとの一対の半導体素子２のうち一方の半導体素子２（図では下アーム半導体素子２_L）がオンする時間Ｔ_ONが、予め定められた閾時間Ｔ_thより短い場合には、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせ、他方の半導体素子２（図では上アーム半導体素子２_H）のオン電流Ｉ_ONを測定するよう構成されている。 As shown in FIG. 1, the control unit 3 turns on one semiconductor element 2 (the lower arm semiconductor element 2 _{L in the} figure) of the pair of semiconductor elements 2 of the upper arm semiconductor element 2 _H and the lower arm semiconductor element 2 _L. time T _oN to the, if shorter than previously between-determined threshold time T _th, the control signal shifts the phase of V _G, the other on current I _oN of the semiconductor element 2 (the upper arm semiconductor element 2 _H in the drawing) Is measured.

本形態の電力変換装置１は、ハイブリッド車や電気自動車に搭載するための、車載用電力変換装置である。図３に示すごとく、制御部３は、上記電流測定部５、信号発生部４の他に、駆動回路１０、モータ制御部１２を備える。モータ制御部１２は、変調波ａと搬送波ｃとを発生する。信号発生部４は、変調波ａと搬送波ｃとを比較して、半導体素子２をオンするための制御信号Ｖ_Gを発生する。また、信号発生部４は、電流測定部５にオン電流Ｉ_ONを測定させる命令である、電流検出トリガ信号Ｖ_Tを発生する。 The power converter 1 of the present embodiment is a vehicle-mounted power converter to be mounted on a hybrid vehicle or an electric vehicle. As shown in FIG. 3, the control unit 3 includes a drive circuit 10 and a motor control unit 12 in addition to the current measurement unit 5 and the signal generation unit 4. The motor control unit 12 generates a modulated wave a and a carrier wave c. Signal generating unit 4 compares the modulated wave a and a carrier wave c, generates a control signal V _G for turning on the semiconductor element 2. The signal generating section 4 is an instruction to measure the ON current I _ON in the current measurement unit 5 generates a current detection trigger signal V _T.

本形態では、半導体素子２として、ＩＧＢＴを用いている。ＩＧＢＴは複数のセルに分割されている。これら複数のセルのうち一部のセルは、オン電流Ｉ_ONを測定するためのセンサセル２０となっている。センサセル２０の端子であるセンス端子２１には、シャント抵抗Ｒが接続している。 In this embodiment, an IGBT is used as the semiconductor element 2. The IGBT is divided into a plurality of cells. Some of these cells serve as sensor cells 20 for measuring the _ON current ION. A shunt resistor R is connected to a sense terminal 21 which is a terminal of the sensor cell 20.

図３に示すごとく、電流測定部５は、個々の半導体素子２に接続した測定回路５１と、算出部５２とを備える。本形態では、センサセル２０を用いて、オン電流Ｉ_ONの一部をシャント抵抗Ｒに流し、その電圧降下を測定回路５１によって測定している。算出部５２は、電圧降下の測定値を用いて、オン電流Ｉ_ON、すなわち出力電流Ｉ_OUTを算出する。モータ制御部１２は、この出力電流Ｉ_OUTの算出値を、交流負荷８（三相交流モータ）の制御に利用している。 As shown in FIG. 3, the current measuring unit 5 includes a measuring circuit 51 connected to each semiconductor element 2 and a calculating unit 52. In the present embodiment, a part of the _ON current ION is caused to flow through the shunt resistor R using the sensor cell 20, and the voltage drop is measured by the measurement circuit 51. The calculation unit 52 calculates the on-current I _ON , that is, the output current I _OUT , using the measured value of the voltage drop. The motor control unit 12 uses the calculated value of the output current I _OUT for controlling the AC load 8 (three-phase AC motor).

図４に示すごとく、測定回路５１は、レベルシフト回路５３と、フィルタ回路５４と、Ａ／Ｄコンバータ５５と、アイソレータ１１（フォトカプラ）と、送信部５６とを備える。シャント抵抗Ｒの両端電圧（電圧降下）は、レベルシフト回路５３、フィルタ回路５４を通り、Ａ／Ｄコンバータ５５によって測定され、デジタル値に変換される。電圧降下の測定値は、アイソレータ１１を通って送信部５６に伝えられ、さらに受信部３１に送信される。 As shown in FIG. 4, the measurement circuit 51 includes a level shift circuit 53, a filter circuit 54, an A / D converter 55, an isolator 11 (photocoupler), and a transmission unit 56. The voltage (voltage drop) across the shunt resistor R passes through the level shift circuit 53 and the filter circuit 54, is measured by the A / D converter 55, and is converted into a digital value. The measured value of the voltage drop is transmitted to the transmission unit 56 through the isolator 11 and further transmitted to the reception unit 31.

次に、図５を用いて、信号発生部４の説明をする。信号発生部４は、搬送波補正回路４１と、三角波頂点トリガ生成回路４２と、制御信号生成回路４３と、ＡＮＤ回路４４_H，４４_Lとを備える。信号発生部４には、上述したように、変調波ａと搬送波ｃとが入力される。搬送波ｃは、三角波（図７参照）である。搬送波補正回路４１は、半導体素子２のオン時間が閾時間Ｔ_th（図１参照）より短い場合、搬送波ｃの位相を遅らせ、位相調整搬送波ｃ’を生成する。制御信号生成回路４３は、この位相調整搬送波ｃ’と変調波ａとを比較して、制御信号Ｖ_Gを発生する。また、三角波頂点トリガ生成回路４２は、搬送波ｃ（三角波）がピーク値になったときに、三角波頂点トリガ信号Ｓ_Tを発生する。ＡＮＤ回路４４は、制御信号Ｖ_Gと三角波頂点トリガ信号Ｓ_Tとが両方ともＨになったときに、オン電流Ｉ_ONを測定する命令である、電流検出トリガ信号Ｖ_Tを発生する。 Next, the signal generator 4 will be described with reference to FIG. Signal generating unit 4 includes a carrier correction circuit 41, a triangular wave apex trigger generating circuit 42, a control signal generating circuit 43, an AND circuit 44 _H, 44 _L. The modulated wave a and the carrier wave c are input to the signal generator 4 as described above. The carrier c is a triangular wave (see FIG. 7). When the ON time of the semiconductor device 2 is shorter than the threshold time T _th (see FIG. 1), the carrier correction circuit 41 delays the phase of the carrier c to generate a phase-adjusted carrier c ′. Control signal generating circuit 43 compares the modulated wave a and the phase adjustment carrier c ', generates a control signal V _G. Further, the triangular wave apex trigger generating circuit 42, when the carrier c (triangular wave) becomes a peak value, to generate a triangular wave apex trigger signal S _T. AND circuit 44, when the control signal V _G and the triangular wave apex trigger signal S _T becomes both the H, an instruction to measure the on-current I _ON, generates a current detection trigger signal V _T.

図７に示すごとく、本形態では、搬送波ｃが変調波ａよりも低い場合（期間Ｔ０参照）は、上アーム制御信号Ｖ_GHをＨにし、下アーム制御信号Ｖ_GをＬにする。すなわち、上アーム半導体素子２_Hをオンし、下アーム半導体素子２_Lをオフする。また、搬送波ｃが変調波ａよりも高い場合（期間Ｔ１参照）は、上アーム制御信号Ｖ_GHをＬにし、下アーム制御信号Ｖ_GLをＨにする。すなわち、上アーム半導体素子２_Hをオフし、下アーム半導体素子２_Lをオンする。 As shown in FIG. 7, in this embodiment, when the carrier wave c is lower than the modulation wave a (see period T0) is to the upper arm control signal V _GH to H, the lower arm control signal V _G to L. That is, the upper arm semiconductor element 2 _H is turned on, and the lower arm semiconductor element 2 _L is turned off. When the carrier c is higher than the modulation wave a (see period T1), the upper arm control signal _{VGH is set} to L and the lower arm control signal _{VGL is set} to H. That is, the upper arm semiconductor element 2 _H is turned off, and the lower arm semiconductor element 2 _L is turned on.

半導体素子２がオンすると、オン電流Ｉ_ONが流れ、電流測定部５によってセンス電圧（シャント抵抗Ｒの電圧降下）が検出される。本形態では、上述したように、搬送波ｃがピーク値ｃ_Pになったときに、オン電流Ｉ_ONの検出を行う。半導体素子２がオンした直後は、センス電圧にリンギングが重畳する。そのため、オンした直後は、センス電圧を正確に測定することができない。 When the semiconductor element 2 is turned on, an ON current _ION flows, and the current measuring unit 5 detects a sense voltage (a voltage drop of the shunt resistor R). In this embodiment, as described above, when the carrier c becomes the peak value c _P, to detect the ON current I _ON. Immediately after the semiconductor element 2 is turned on, ringing is superimposed on the sense voltage. Therefore, immediately after turning on, the sense voltage cannot be measured accurately.

例えば期間Ｔ１に示すように、下アーム制御信号Ｖ_GLの時間幅が十分長いとき、すなわち下アーム半導体素子２_Lのオン時間が充分長いときは、オンしてから充分時間が経過し、リンギングが小さくなってから、センス電圧を検出できる。そのため、オン電流Ｉ_ONを正確に測定できる。しかし、仮に、図２１に示すごとく、半導体素子２のオン時間Ｔ_ONが短い場合に、センス電圧を無理に検出しようとすると、リンギングが発生している期間にセンス電圧を検出するため、正確に測定できなくなる。そのため、オン電流Ｉ_ONを正確に測定できなくなる。この問題を解決するため、図７に示すごとく、本形態では、例えば下アーム半導体素子２_Lのオン時間が短い場合（state１，２参照）は、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせている。そして、反対側のアームの半導体素子２、すなわち上アーム半導体素子２_Hのセンス電圧を検出している。これにより、リンギングの影響を受けることなく、オン電流Ｉ_ONを正確に測定し、出力電流Ｉ_OUTを正確に測定できるようにしている。 For example, as shown in the period T1, when the time width of the lower arm control signal V _GL is sufficiently long, that is, when a sufficiently long on-time of the lower arm semiconductor element 2 _L has elapsed sufficient time from the ON, ringing After decreasing, the sense voltage can be detected. Therefore, the ON current _ION can be accurately measured. However, if the sense voltage is forcibly detected when the _ON time T _ON of the semiconductor element 2 is short as shown in FIG. 21, the sense voltage is detected during the ringing period. Measurement becomes impossible. Therefore, the ON current _ION cannot be measured accurately. To solve this problem, as shown in FIG. 7, in this embodiment, for example, when the on time of the lower arm semiconductor element 2 _L is short (see State1,2) is to shift the phase of the control signal V _G. Then, the semiconductor element 2 opposite the arm, that is, to detect the sense voltage of the upper arm semiconductor element 2 _H. Thus, the ON current _ION can be accurately measured without being affected by ringing, and the output current _IOUT can be accurately measured.

制御信号Ｖ_Gをシフトさせるための方法を、より詳細に説明する。図７に示すごとく、本形態では、変調波ａが予め定められた範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}を超えたとき、制御信号Ｖ_Gをシフトさせている。すなわち、例えばstate１に示すように、変調波ａが閾値+ａ_{_ths}以上になった場合は、下アーム制御信号Ｖ_Gの幅が短くなり、閾時間Ｔ_th（図１参照）以下になる。そのため、この場合は、位相調整搬送波ｃ’を発生し、この位相調整搬送波ｃ’と変調波ａとを比較することにより、制御信号Ｖ_Gを発生させる。また、state１の後、state２のように、変調波ａが閾値+ａ_{_ths}未満になっても、位相調整搬送波ｃ’を発生し続ける。このようにすると、搬送波ｃがピーク値ｃ_Pになる時刻ｔ１をすぎても、上アーム制御信号Ｖ_GHはＨになり続ける。そして、時刻ｔ２において、位相調整搬送波ｃ’が変調波ａよりも高くなってから、上アーム制御信号Ｖ_GHはＬになり、下アーム制御信号Ｖ_GLがＨになる。また、時刻ｔ３において、位相調整搬送波ｃ’が変調波ａよりも低くなると、下アーム制御信号Ｖ_GLがＬになる。そのため、下アーム制御信号Ｖ_GLは、搬送波ｃを用いたときと比べて幅が変化することなく、位相だけが遅れることになる。また、時刻ｔ１において、下アーム半導体素子２_Lの代わりに上アーム半導体素子２_Hのセンス電圧を検出しているため、リンギングの影響を受けることなく、センス電圧を検出することができる。したがって、オン電流Ｉ_ONを正確に測定でき、出力電流Ｉ_OUTを正確に算出することが可能になる。 A method for shifting the control signal V _G, described in more detail. As shown in FIG. 7, in this embodiment, when the modulation wave a is outside the range _₊ a _ths ~-a _ths predetermined, and shifts the control signal V _G. For example, as shown in state1, when the modulation wave a is equal to or greater than a threshold value + a _{_Ths,} the width of the lower arm control signal V _G is reduced, the following threshold time T _th (see Fig. 1). Therefore, in this case, 'generates, the phase adjustment carrier c' phasing carrier c by comparing the modulated wave a and generates a control signal V _G. Further, after state 1, as in state 2, even if the modulated wave a becomes smaller than the threshold value + _{a_ths} , the phase-adjusted carrier wave c 'continues to be generated. In this way, even after the time t1 when the carrier c is the peak value c _P, the upper arm control signal V _GH continues becomes H. Then, at time t2, after the phase adjustment carrier wave c 'becomes higher than the modulation wave a, the upper arm control signal _VGH becomes L and the lower arm control signal _VGL becomes H. Further, at time t3, when the phase adjustment carrier wave c ′ becomes lower than the modulation wave a, the lower arm control signal _VGL becomes L. Therefore, the lower arm control signal V _GL does not change in width as compared with the case where the carrier wave c is used, and only the phase is delayed. At time t1, because it detects the sense voltage of the upper arm semiconductor element 2 _H instead of the lower arm semiconductor element 2 _L, without being affected by the ringing can be detected a sense voltage. Therefore, the ON current _ION can be accurately measured, and the output current _IOUT can be accurately calculated.

図６に、図７の状態遷移図を示す。本形態では、変調波ａが上記範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}以内である場合は、stateを０にする。また、搬送波ｃがピーク値となり、かつ変調波ａが上記範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}を超えた場合（ｃ＝−１かつ+ａ_{_ths}＜ａ＜＋１となった場合、又はｃ＝＋１かつ−１＜ａ＜-ａ_{_ths}となった場合）には、stateを１にする。そして、位相調整搬送波ｃ’を発生する。その後、搬送波ｃがピーク値（ｃ＝＋１又は−１）になった場合には、stateを２にする。state２では、位相調整搬送波ｃ’を発生し続ける。state２の後、搬送波ｃがピーク値（ｃ＝＋１又は−１）になると、stateを０に戻す。そして、位相調整搬送波ｃ’を搬送波ｃに戻す。 FIG. 6 shows a state transition diagram of FIG. In this embodiment, when the modulation wave a is within the above range + _{a_ths} to _{-a_ths} , the state is set to 0. Further, when the carrier c has a peak value and the modulation wave a exceeds the above range + _{a_ths} to _{-a_ths} (c = −1 and + _{a_ths} <a <+1, or c = + 1 and If -1 <a < _{-a_ths} ), state is set to 1. Then, a phase adjustment carrier wave c 'is generated. After that, when the carrier c has a peak value (c = + 1 or −1), the state is set to 2. In state 2, the phase adjustment carrier c 'continues to be generated. After the state 2, when the carrier c reaches the peak value (c = + 1 or −1), the state is returned to 0. Then, the phase-adjusted carrier c 'is returned to the carrier c.

一方、本形態では、変調波ａの値に応じて、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量を変えている。すなわち、図１、図２に示すごとく、変調波ａが高くなるほど、下アーム制御信号Ｖ_GLの幅Ｔ_ONは短くなる。そのため、図１に示すごとく、変調波ａが閾値+ａ_{_ths}より僅かに高く、下アーム制御信号Ｖ_GLの幅Ｔ_ONが比較的長い場合は、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを充分大きくしないと、センス電圧を検出する時刻ｔ１において、上アーム半導体素子２_Hがオフになってしまう。そのため、シフト量Δφを大きくしないと、上アーム半導体素子２_Hのセンス電圧を検出できない。これに対して、図２に示すごとく、変調波ａが閾値+ａ_{_ths}より十分高く、下アーム制御信号Ｖ_GLの幅Ｔ_ONが短い場合は、位相のシフト量Δφが小さくても、センス電圧を検出する時刻ｔ１において、上アーム半導体素子２_Hをオンにすることができる。そのため、位相のシフト量Δφが小さくても、上アーム半導体素子２_Hのセンス電圧を測定することができる。 Meanwhile, in this embodiment, depending on the value of the modulation wave a, it is changing the shift amount of the phase of the control signal V _G. That is, as shown in FIGS. 1 and 2, the higher the modulation wave a, the shorter the width T _ON of the lower arm control signal _VGL . Therefore, as shown in FIG. 1, the modulation wave a is slightly higher than the threshold value + a _{_Ths,} if a relatively long width T _ON of the lower arm control signal V _GL is sufficiently phase shift amount Δφ of the control signal V _G Otherwise, at time t1 when the sense voltage is detected, the upper arm semiconductor element _2H is turned off. Therefore, the sense voltage of the upper arm semiconductor element 2 _H cannot be detected unless the shift amount Δφ is increased. In contrast, as shown in FIG. 2, the modulation wave a is sufficiently higher than the threshold value + a _{_Ths,} when the width T _ON of the lower arm control signal V _GL is short, even a small shift amount Δφ of the phase is the sense voltage At time t1 when the upper arm semiconductor element _2H is turned on. Therefore, even small shift amount Δφ of phase, it is possible to measure the sense voltage of the upper arm semiconductor element 2 _H.

次に、本形態の作用効果について説明する。図１、図２に示すごとく、本形態の電力変換装置１は、上アーム半導体素子２_Hと下アーム半導体２_Lとの一対の半導体素子２のうち一方の半導体素子２（２_L）がオンする時間Ｔ_ONが、閾時間Ｔ_THより短い場合には、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせ、他方の半導体素子２（２_H）のオン電流を測定するよう構成されている。
このようにすると、半導体素子２のオン時間Ｔ_ONを変更することなく、オン電流Ｉ_ONを正確に測定できる。
すなわち、本形態では、上記一方の半導体素子２（２_L）のオン時間Ｔ_ONが上記閾時間Ｔ_THより短い場合は、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせる。そのため、制御信号Ｖ_Gの幅、すなわちオン時間Ｔ_ONは変動せず、オンデューティは変動しない。したがって、従来のように、オン電流Ｉ_ONを測定した後、オンデューティの調整をする必要はない。
また、本形態では、オン時間Ｔ_ONが短い上記一方の半導体素子２（２_L）の代わりに、他方の半導体素子２（２_H）のオン電流を測定している。そのため、一方の半導体素子２（２_L）がオンした直後、リンギングが発生しているときに、該一方の半導体素子２（２_L）のオン電流Ｉ_ONを測定しなくてすむ。したがって、リンギングの影響を大きく受けることなく、半導体素子２のオン電流Ｉ_ONを正確に測定でき、電力変換装置１の出力電流Ｉ_OUTを正確に測定することが可能になる。 Next, the operation and effect of this embodiment will be described. As shown in FIGS. 1 and 2, in the power conversion device 1 of the present embodiment, one of the semiconductor elements 2 (2 _L ) of the pair of the upper arm semiconductor element 2 _H and the lower arm semiconductor 2 _L is turned on. time T _oN which is shorter than the threshold time T _TH, the control signal shifts the phase of V _G, is configured to measure the on-current of the other semiconductor element 2 (2 _H).
In this way, the ON current _ION can be accurately measured without changing the _ON time TON of the semiconductor element 2.
In other words, in this embodiment, the on-time T _ON of said one semiconductor element 2 (2 _L) is shorter than the threshold time T _TH shifts the phase of the control signal V _G. Therefore, the width of the control signal V _G, i.e. on-time T _ON does not vary, the on-duty is not varied. Therefore, there is no need to adjust the on-duty after measuring the on-current _ION as in the related art.
In the present embodiment, the on-current of the other semiconductor element 2 (2 _H ) is measured instead of the one semiconductor element 2 (2 _L ) having a short on-time T _ON . Therefore, immediately after one of the semiconductor element 2 (2 _L) is turned on, when the ringing is occurring, it is not necessary to measure the ON current I _ON in the one of the semiconductor element 2 (2 _L). Thus, without greatly influenced by the ringing, can accurately measure the ON current I _ON semiconductor element 2, it is possible to accurately measure the output current I _OUT of the power converter 1.

すなわち、図２１に示すごとく、従来は、変調波ａが高く、下アーム制御信号Ｖ_GLの幅Ｔ_ONが短い場合でも、下アーム半導体素子２_Lのセンス電圧を検出していた。そのため、下アーム半導体素子２_Lがオンした直後にセンス電圧を検出することになり、リンギングの影響を受けて、センス電圧を正確に測定できなかった。したがって、オン電流Ｉ_ONを正確に測定できなかった。また、この問題を解決するため、図２２に示すごとく、変調波ａが高い場合に、下アーム半導体素子２_Lのオン時間Ｔ_ONを長くする方法も検討されている。このようにすれば、下アーム半導体素子２_Lがオンしてから充分時間が経過し、リンギングが小さくなってから、センス電圧を測定できる。しかしながら、この場合、下アーム半導体素子２_Lのオン時間Ｔ_ONを長くしているため、オンデューティが高くなってしまう。そのため、下アーム半導体素子２_Lのオン時間Ｔ_ONを短くする期間を別途設け、オンデューティの調整を行う必要がある。これに対して、本形態のように、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせれば、制御信号Ｖ_Gの時間幅、すなわち半導体素子２をオンする時間Ｔ_ONを変更しなくてすむ。したがって、オン電流Ｉ_ONを測定した後、半導体素子２のオンデューティを調整する必要がなくなる。また、本形態では、下アーム半導体素子２_Lの代わりに、リンギングの影響を大きく受けない上アーム半導体素子２_Hのオン電流Ｉ_ONを測定しているため、オン電流Ｉ_ONを正確に測定できる。 That is, as shown in FIG. 21, conventionally, the modulation wave a high, even when the width T _ON of the lower arm control signal V _GL is short, has detected a sense voltage of the lower arm semiconductor element 2 _L. Therefore, the sense voltage is detected immediately after the lower arm semiconductor element 2 _L is turned on, and the sense voltage cannot be accurately measured due to the influence of ringing. Therefore, the ON current _ION could not be accurately measured. Further, in order to solve this problem, as shown in FIG. 22, a method of increasing the on-time T _ON of the lower arm semiconductor element 2 _L when the modulation wave a is high has been studied. In this way, the sensing voltage can be measured after a sufficient time has elapsed since the lower arm semiconductor element 2 _L was turned on and the ringing was reduced. However, in this case, since the ON time T _ON of the lower arm semiconductor element 2 _L is lengthened, the ON duty increases. Therefore, it is necessary to separately provide a period for shortening the on-time T _ON of the lower arm semiconductor element 2 _L and adjust the on-duty. In contrast, as in this embodiment, it is shifted the phase of the control signal V _G, the time width of the control signal V _G, i.e. do not have to change the time T _ON for turning on the semiconductor element 2. Thus, after measuring the ON current I _ON, it is not necessary to adjust the on-duty of the semiconductor element 2. Further, in this embodiment, instead of the lower arm semiconductor element 2 _L, because it on measuring the ON current I _ON arm semiconductor element 2 _H that receives no large influence of ringing, can accurately measure the ON current I _ON .

また、図１、図７に示すごとく、本形態の制御部３は、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを、搬送波ｃの周期より小さくしている。
そのため、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを僅かにすることができる。したがって、他方の半導体素子２（２_H）が長時間オンし続けることを防止できる。また、搬送波ｃのピーク値ｃ_Pごとにオン電流Ｉ_ONを測定することが可能になる。 Further, FIG. 1, as shown in FIG. 7, the control unit 3 of this embodiment, the phase shift amount Δφ of the control signal V _G, is smaller than the period of the carrier wave c.
Therefore, it is possible to slightly the phase shift amount Δφ of the control signal V _G. Therefore, it is possible to prevent the other semiconductor element 2 (2 _H ) from being kept on for a long time. Further, it becomes possible to measure the _ON current _ION for each peak value c _P of the carrier wave c.

また、図１、図７に示すごとく、本形態の制御部３は、搬送波ｃの位相をシフトすることにより、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトするよう構成されている。
そのため、簡素なプログラムで、制御信号Ｖ_Gの位相を確実にシフトさせることができる。 Further, FIG. 1, as shown in FIG. 7, the control unit 3 of this embodiment, by shifting the phase of the carrier c, is configured to shift the phase of the control signal V _G.
Therefore, a simple program, the phase of the control signal V _G can be reliably shifted.

また、図１、図７に示すごとく、本形態の制御部３は、変調波ａが予め定められた範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}を超えた場合に、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトするよう構成されている。
このように、変調波ａが予め定められた範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}を超えたか否かを判断すれば、一方の半導体素子２（２_L）のオン時間Ｔ_ONが閾時間Ｔ_th以下になったか否かを容易に判断できる。そのため、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトする制御を容易に行うことができる。 Further, FIG. 1, as shown in FIG. 7, the control unit 3 of this embodiment, when the modulation wave a is outside the range _₊ a _ths ~-a _ths predetermined to shift the phase of the control signal V _G It is configured as follows.
As described above, if it is determined whether the modulated wave a has exceeded the predetermined range + _{a_ths} to _{-a_ths} , the ON time T _ON of one semiconductor element 2 (2 _L ) is equal to or less than the threshold time T _th. Can be easily determined. Therefore, it is possible to perform control for shifting the phase of the control signal V _G easily.

また、図１、図２に示すごとく、本形態の制御部３は、変調波ａの値に応じて、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを変えるよう構成されている。
そのため、位相のシフト量Δφを、変調波ａの値に応じて最適化することができる。 Further, FIG. 1, as shown in FIG. 2, the control unit 3 of this embodiment, depending on the value of the modulation wave a, and is configured to vary the phase shift amount Δφ of the control signal V _G.
Therefore, the phase shift amount Δφ can be optimized according to the value of the modulated wave a.

また、図１、図２に示すごとく、本形態の制御部３は、変調波ａの値が、搬送波ｃのピーク値ｃ_Pに近いほど、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを少なくするよう構成されている。
そのため、図２に示すごとく、例えば変調波ａの値が高く、下アーム半導体素子２_Lのオン時間Ｔ_ONが短い場合には、位相を僅かな量だけシフトさせることができる。そのため、位相のシフト量Δφを最低限にしつつ、上アーム半導体素子２_Hのセンス電圧、すなわちオン電流Ｉ_ONを正確に測定することができる。 Further, FIG. 1, as shown in FIG. 2, the control unit 3 of this embodiment, the value of the modulation wave a is closer to the peak value c _P of the carrier wave c, to reduce the phase shift amount Δφ of the control signal V _G It is configured as follows.
Therefore, as shown in FIG. 2, for example, when the value of the modulated wave a is high and the ON time T _{ON of the} lower arm semiconductor element 2 _L is short, the phase can be shifted by a small amount. Therefore, while minimizing the shift amount Δφ of the phase, the sense voltage of the upper arm semiconductor element 2 _H, i.e. the on-current I _ON can be accurately measured.

また、図７に示すごとく、本形態の制御部３は、制御信号Ｖ_Gの位相を、搬送波ｃに対して遅らせるよう構成されている。
そのため、他方の半導体素子２（２_H）のオン電流Ｉ_ONを正確に測定できる。すなわち、図１８に示すごとく、制御信号Ｖ_Gの位相を、搬送波ｃに対して進めることも可能であるが、この場合、上アーム半導体素子２_Hがオンした後、充分に時間が経過してからセンス電圧を測定しないと、リンギングの影響を受けてしまい、センス電圧を正確に測定できない可能性がある。これに対して、図１に示すごとく、本形態のように、制御信号Ｖ_Gの位相を遅らせれば、上アーム半導体素子２_Hにリンギングが発生する前にセンス電圧を測定できるため、センス電圧を正確に測定することができる。そのため、オン電流Ｉ_ONを正確に測定できる。 Further, as shown in FIG. 7, the control unit 3 of this embodiment, the phase of the control signal V _G, and it is configured to delay with respect to the carrier c.
Therefore, the ON current I _ON in the other semiconductor element 2 (2 _H) can be measured accurately. That is, as shown in FIG. 18, the phase of the control signal V _G, it is also possible to proceed with respect to the carrier c, in this case, after the upper arm semiconductor element 2 _H is turned on, enough time has elapsed If the sense voltage is not measured from the, the influence of ringing may occur, and the sense voltage may not be accurately measured. In contrast, as shown in FIG. 1, as in the present embodiment, the control if delayed by the phase of the signal V _G, since a sense voltage before the ringing is generated in the upper arm semiconductor element 2 _H can be measured, sense voltage Can be measured accurately. Therefore, the ON current _ION can be accurately measured.

以上のごとく、本形態によれば、出力電流を正確に測定でき、半導体素子のオンデューティを調整する必要がない電力変換装置を提供することができる。 As described above, according to the present embodiment, it is possible to provide a power converter that can accurately measure an output current and does not need to adjust the on-duty of a semiconductor element.

なお、本形態においては、下アーム半導体素子２_Lのオン時間Ｔ_ONが閾時間Ｔ_thより短くなった場合について主に説明したが、上アーム半導体素子２_Hのオン時間が短くなった場合も、同様の制御が行われる。すなわち、上アーム半導体素子２_Hのオン時間Ｔ_ONが閾時間Ｔ_thより短い場合は、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせ、下アーム半導体素子２_Lのオン電流Ｉ_ONを測定する制御が行われる。 In the present embodiment, the case where the _ON time T _ON of the lower arm semiconductor element 2 _L is shorter than the threshold time T _th has been mainly described, but the case where the ON time of the upper arm semiconductor element 2 _H is shorter is also described. The same control is performed. That is, when the on-time T _ON of the upper arm semiconductor element 2 _H is shorter than the threshold time T _th shifts the phase of the control signal V _G, is controlled to measure the ON current I _ON of the lower arm semiconductor element 2 _L rows Will be

また、本形態では、ＰＷＭ制御として、搬送波ｃと変調波ａとを比較する方法を採用したが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、いわゆる空間ベクトル法を採用してもよい。 Further, in the present embodiment, a method of comparing the carrier c and the modulated wave a is adopted as the PWM control, but the present invention is not limited to this. That is, a so-called space vector method may be adopted.

また、本形態の電力変換装置１は、車両を走行させるための主機モータ（交流負荷８）を制御するために用いられているが、本発明はこれに限るものではない。例えば電力変換装置１を、ラジエータファン等の補機モータの制御や、車載以外のモータの制御に用いることもできる。また、電力変換装置を、パワーコンディショナー等の電源装置として用いることもできる。 Further, the power converter 1 of the present embodiment is used for controlling a main motor (AC load 8) for running the vehicle, but the present invention is not limited to this. For example, the power conversion device 1 can be used for controlling an auxiliary motor such as a radiator fan or a motor other than a vehicle. Further, the power conversion device can be used as a power supply device such as a power conditioner.

また、本形態では、半導体素子２としてＩＧＢＴを用いたが、ＭＯＳＦＥＴ等を用いても良い。 In the present embodiment, an IGBT is used as the semiconductor element 2, but a MOSFET or the like may be used.

以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。 In the following embodiments, among the reference numerals used in the drawings, the same reference numerals as those used in the first embodiment represent the same components and the like as those in the first embodiment unless otherwise specified.

（実施形態２）
本形態は、変調波ａとシフト量Δφとの関係を変更した例である。図８、図９に示すごとく、本形態では、変調波ａの値に関わらず、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを一定にしている。
このようにすると、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせるためのプログラムを簡素にすることができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 (Embodiment 2)
This embodiment is an example in which the relationship between the modulated wave a and the shift amount Δφ is changed. 8, as shown in FIG. 9, in this embodiment, regardless of the value of the modulation wave a, it has a phase shift amount Δφ of the control signal V _G constant.
In this way, a program for shifting the phase of the control signal V _G can be simplified.
In addition, the second embodiment has the same configuration, operation and effect as those of the first embodiment.

（実施形態３）
本形態は、制御信号Ｖ_Gをシフトさせる方法を変更した例である。図１２〜図１４に示すごとく、本形態では、半導体素子２がオンする時間Ｔ_ONが閾時間Ｔ_thより短い場合は、変調波ａの値を補正する。これにより、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせている。 (Embodiment 3)
This embodiment is an example of changing a method of shifting the control signal V _G. As shown in FIGS. 12 to 14, in the present embodiment, when the time T _ON during which the semiconductor element 2 is turned on is shorter than the threshold time T _th , the value of the modulated wave a is corrected. Thereby, it shifts the phase of the control signal V _G.

本形態では、変調波ａが予め定められた範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}を超えた場合には、変調波ａを補正する。例えば図１２に示すごとく、変調波ａが閾値+ａ_{_ths}以上になった場合（state１）は、補正変調波ａ’を発生する。補正変調波ａ’の値は、搬送波ｃのピーク値ｃ_Pを超えた値（+ａ_{_mgn}）にする。また、搬送波ｃがピーク値ｃ_Pとなった後、所定の期間（state２）、補正変調波ａ’を発生し続ける。state１，２では、補正変調波ａ’と搬送波ｃとを比較することにより、制御信号Ｖ_Gを発生する。 In the present embodiment, when the modulated wave a exceeds a predetermined range + _{a_ths} to _{-a_ths} , the modulated wave a is corrected. For example, as shown in FIG. 12, when the modulation wave a becomes _{equal to} or more than the threshold value + _{a_ths} (state 1), a corrected modulation wave a ′ is generated. The value of the correction modulated wave a 'is set to a value that exceeds the peak value c _P of carrier _c (+ a _mgn). Further, after the carrier c has reached the peak value c _P , the correction modulated wave a ′ continues to be generated for a predetermined period (state 2). In State1,2, by a correction modulated wave a 'compares the carrier wave c, generates a control signal V _G.

また、state１，２では、変調波ａの補正量ａ_{_sft}（補正変調波ａ’から変調波ａを減算した値）を記憶しておく。そして、変調波ａが閾値+ａ_{_ths}以下になった場合(state３)、補正変調波ａ’を再び発生する。state３における補正変調波ａ’の値は、変調波ａから上記補正量ａ_{_sft}を減算した値にする。 In states 1 and 2, the correction amount _{a_sft of the} modulated wave a (a value obtained by subtracting the modulated wave a from the corrected modulated wave a ′) is stored. Then, when the modulation wave a becomes equal to or _smaller than the threshold value + _{a_ths} (state 3), the correction modulation wave a ′ is generated again. The value of the corrected modulated wave a ′ in state 3 is a value _obtained by subtracting the correction amount _{a_sft} from the modulated wave a.

このようにすると、state１，２では、搬送波ｃの方が補正変調波ａ’より低いため、上アーム制御信号Ｖ_GHはＨを維持し、下アーム制御信号Ｖ_GLはＬを維持する。また、state３に移ると、搬送波ｃの方が補正変調波ａ’より高くなるため、上アーム制御信号Ｖ_GHはＬになり、下アーム制御信号Ｖ_GLはＨになる。そのため、制御信号Ｖ_Gの位相がシフトする。 In this way, the State1,2, since towards the carrier c is lower than the correction modulated wave a ', the upper arm control signal V _GH maintains H, lower arm control signal V _GL maintains L. Further, turning to state3, since the direction of carrier c is higher than the correction modulated wave a ', the upper arm control signal V _GH becomes L, and the lower arm control signal V _GL becomes H. Therefore, the phase of the control signal V _G is shifted.

また、上述したように、本形態では、state１，２における補正量ａ_{_sft}（変調波ａの上昇量）と同じ値だけ、state３において変調波ａの値を下げ、補正変調波ａ’を発生している。そのため、制御信号Ｖ_Gの幅を大きく変えることなく、位相のみ、シフトさせることができる。 Further, as described above, in the present embodiment, the value of the modulation wave a is reduced in the state 3 by the same value as the correction amount _{a_sft} (the increase amount of the modulation wave a) in the states 1 and 2, and the correction modulation wave a ′ is generated. ing. Therefore, without changing the width larger control signal V _G, phase only, can be shifted.

また、上記制御を行うと、図１４、図１５に示すごとく、変調波ａの値に応じて、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを変えることができる。すなわち、図１４に示すごとく、変調波ａが閾値+ａ_{_ths}より僅かに高い場合は、補正量ａ_{_sft}が大きいため、位相のシフト量Δφを大きくすることができる。また、図１５に示すごとく、変調波ａが搬送波ｃのピーク値ｃ_Pに近い場合は、補正量ａ_{_sft}が小さいため、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを小さくすることができる。そのため、必要最低限だけ、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせることができる。 Further, when the above control, FIG. 14, as shown in FIG. 15, it is possible according to the value of the modulation wave a, changing the phase shift amount Δφ of the control signal V _G. That is, as shown in FIG. 14, when the modulation wave a is slightly higher than the threshold value + _{a_ths} , the correction amount _{a_sft} is large, so that the phase shift amount Δφ can be increased. Further, as shown in FIG. 15, when the modulation wave a is close to the peak value c _P of carrier c, since the correction amount a _{_Sft} small, it is possible to reduce the phase shift amount Δφ of the control signal V _G. Therefore, it is possible to minimum only shifts the phase of the control signal V _G.

また、図１３に示すごとく、変調波ａの値が低い場合も、同様の処理が行われる。すなわち、変調波ａが閾値-ａ_{_ths}未満になった場合（state４）は、補正変調波ａ’を発生する。補正変調波ａ’の値は、搬送波ｃのピーク値ｃ_Pより小さい値（-ａ_{_mgn}）にする。また、搬送波ｃがピーク値ｃ_Pとなった後、所定の期間（state５）、補正変調波ａ’を発生し続ける。state４，５では、補正変調波ａ’と搬送波ｃとを比較することにより、制御信号Ｖ_Gを発生する。 Also, as shown in FIG. 13, the same processing is performed when the value of the modulated wave a is low. That is, when the modulation wave a becomes smaller than the threshold value _{-a_ths} (state 4), a corrected modulation wave a 'is generated. The value of the corrected modulated wave a ′ is set to a value ( _{−a_mgn} ) smaller than the peak value c _P of the carrier wave c. Further, after the carrier c reaches the peak value c _P , the correction modulated wave a ′ continues to be generated for a predetermined period (state 5). In State4,5, by a correction modulated wave a 'compares the carrier wave c, generates a control signal V _G.

また、state４，５では、変調波ａの補正量ａ_{_sft}を記憶しておく。そして、変調波ａが閾値-ａ_{_ths}以上になった場合(state６)、補正変調波ａ’を再び発生する。state６における補正変調波ａ’の値は、変調波ａに上記補正量ａ_{_sft}を加算した値にする。 In states 4 and 5, the correction amount _{a_sft} of the modulated wave a is stored. Then, when the modulation wave a becomes _{equal to} or more than the threshold value _{-a_ths} (state 6), the correction modulation wave a 'is generated again. The value of the corrected modulated wave a ′ in state 6 is a value _obtained by adding the correction amount _{a_sft} to the modulated wave a.

次に、図１０を用いて、本形態の信号発生部４の構成について説明する。本形態の信号発生部４は、変調波補正回路４５と、三角波頂点トリガ生成回路４２と、制御信号生成回路４３と、ＡＮＤ回路４４と、記憶回路４６とを備える。変調波補正回路４５は、変調波ａが上記範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}を超えた場合（state１,２：図１２参照）に、補正変調波ａ’を発生する。また、記憶回路４６は、変調波ａの補正量ａ_{_sft}を記憶する。変調波補正回路４５は、変調波ａが上記範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}以内になったとき（state３）に、記憶された補正量ａ_{_sft}を変調波ａから減算して、補正変調波ａ’を発生する。 Next, the configuration of the signal generator 4 of the present embodiment will be described with reference to FIG. The signal generation section 4 of the present embodiment includes a modulation wave correction circuit 45, a triangular wave vertex trigger generation circuit 42, a control signal generation circuit 43, an AND circuit 44, and a storage circuit 46. The modulated wave correction circuit 45 generates a corrected modulated wave a 'when the modulated wave a exceeds the above range + _{a_ths} to _{-a_ths} (states 1 and 2: see FIG. 12). Further, the storage circuit 46 stores the correction amount _{a_sft} of the modulated wave a. When the modulation wave a _falls within the above range + _{a_ths} to _{-a_ths} (state 3), the modulation wave correction circuit 45 subtracts the stored correction amount _{a_sft} from the modulation wave a to obtain the correction modulation wave a 'Occurs.

制御信号生成回路４３は、補正変調波ａ’と搬送波ｃとを比較して、制御信号Ｖ_Gを生成する。制御信号生成回路４３は、補正変調波ａ’が発生していないときは、変調波ａと搬送波ｃとを比較して、制御信号Ｖ_Gを生成する。また、三角波頂点トリガ生成回路４２は、搬送波ｃがピーク値ｃ_Pとなったときに、三角波頂点トリガ信号Ｓ_Tを発生する。ＡＮＤ回路４４は、制御信号Ｖ_Gと三角波頂点トリガ信号Ｓ_Tとが両方ともＨになった瞬間に、オン電流Ｉ_ONを検出する指令である、電流検出トリガ信号Ｖ_THを発生する。 Control signal generating circuit 43 compares the corrected modulated wave a 'and carrier c, and generates a control signal V _G. Control signal generating circuit 43, when the corrected modulated wave a 'has not occurred, by comparing a modulation wave a and a carrier wave c, generates a control signal V _G. Further, the triangular wave apex trigger generating circuit 42, when the carrier c has a peak value c _P, to generate a triangular wave apex trigger signal S _T. AND circuit 44, the moment when the control signal V _G and the triangular wave apex trigger signal S _T are both become H, which is a command for detecting an ON current I _ON, generates a current detection trigger signal V _TH.

次に、図１１を用いて、本形態の状態遷移図の説明をする。制御部３は、変調波ａが予め定められた範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}以内であるときは、stateを０にする（図１２参照）。そして、搬送波ｃが−１（低側のピーク値）となり、かつ変調波ａが高側の閾値+ａ_{_ths}を超えた場合（+ａ_{_ths}＜ａ＜＋１）には、stateを１にする。ここでは、補正変調波ａ’を発生し、その値を+ａ_{_mgn}にする。また、+ａ_{_mgn}から変調波ａを減算した値（+ａ_{_mgn}−ａ）を、補正量ａ_{_sft}として記憶する。 Next, a state transition diagram of this embodiment will be described with reference to FIG. Control unit 3, when the modulation wave a is within the range _₊ a _ths ~-a _ths predetermined is a state to 0 (see Figure 12). When the carrier c becomes −1 (lower peak value) and the modulated wave a exceeds the higher threshold + _{a_ths} (+ _{a_ths} <a <+1), the state is set to 1. Here, a corrected modulated wave a 'is generated and its value is set to + _{a_mgn} . _Also, + a _mgn value obtained by subtracting the modulated wave a from the ₍₊ a _mgn -a), stored as a correction amount a _{_Sft.}

その後、搬送波ｃが＋１（高側のピーク値）となった場合は、stateを２にする。ここでは、補正変調波ａ’を発生し続ける。次いで、搬送波ｃが高側のピーク値（＋１）から+ａ_mgnを減算した値（＋１−ａ_mgn）以下になった場合、stateを３にする。ここでは、変調波ａから上記補正量ａ_{_sft}を減算した値（ａ−ａ_{_sft}）を、補正変調波ａ’として出力する。その後、搬送波ｃが−１（低側のピーク値）となった場合は、stateを０に戻す。 Thereafter, when the carrier c becomes +1 (peak value on the high side), the state is set to 2. Here, the correction modulation wave a 'is continuously generated. Next, when the carrier c becomes equal to or less than the value (+ 1-a_mgn) obtained by subtracting + a_mgn from the high-side peak value (+1), the state is set to 3. Here, a value ( _{aa_sft} ) _obtained by subtracting the correction amount _{a_sft} from the modulated wave a is output as the corrected modulated wave a ′. Thereafter, when the carrier c becomes -1 (lower peak value), the state is returned to 0.

また、state０になった後、搬送波cが＋１（高側のピーク値）となり、かつ変調波ａが低側の閾値-ａ_{_ths}未満となった場合（−１＜ａ＜-ａ_{_ths}）には、stateを４にする（図１３参照）。ここでは、補正変調波ａ’を発生し、その値を-ａ_{_mgn}にする。また、ａ_{_mgn}から変調波ａを減算した値（+ａ_{_mgn}−ａ）を、補正量ａ_{_sft}として記憶する。 When the carrier wave c becomes +1 (high-side peak value) after the state 0 and the modulated wave a becomes less than the low-side threshold value _{-a_ths} (-1 <a < _{-a_ths} ), , State is set to 4 (see FIG. 13). Here, a corrected modulated wave a 'is generated and its value is set to _{-a_mgn} . The value obtained by subtracting the modulated wave a from a _{_Mgn} the (+ _a _mgn -a), stored as a correction amount a _{_Sft.}

その後、搬送波ｃが−１（低側のピーク値）となった場合、stateを５にする。ここでは、補正変調波ａ’を出力し続ける。次いで、搬送波ｃが低側のピーク値（−１）に+ａ_mgnを加算した値（−１+ａ_mgn）より大きくなった場合、stateを６にする。ここでは、変調波ａから上記補正量ａ_{_sft}を減算した値（ａ−ａ_{_sft}）を、補正変調波ａ’として出力する。その後、搬送波ｃが＋１（高側のピーク値）となった場合は、stateを０に戻す。 Thereafter, when the carrier c becomes −1 (lower peak value), the state is set to 5. Here, the corrected modulated wave a 'is continuously output. Next, when the carrier c becomes larger than a value obtained by adding + a_mgn to the low-side peak value (−1) (−1 + a_mgn), the state is set to 6. Here, a value ( _{aa_sft} ) _obtained by subtracting the correction amount _{a_sft} from the modulated wave a is output as the corrected modulated wave a ′. Thereafter, when the carrier c becomes +1 (peak value on the high side), the state is returned to 0.

本形態の作用効果について説明する。本形態では図１２、図１４に示すごとく、実施形態１と同様に、一対の半導体素子２（２_H，２_L）のうち一方の半導体素子２（２_L）のオン時間Ｔ_ONが閾時間Ｔ_thより短い場合に、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせている。そして、他方の半導体素子２（２_H）のオン電流Ｉ_ONを測定している。そのため、実施形態１と同様に、下アーム半導体素子２_Lがオンした直後に、下アーム半導体素子２_Lのオン電流Ｉ_ONを測定しなくてすむ。したがって、リンギングの影響を受けることなく、オン電流Ｉ_ONを正確に測定することができる。 The operation and effect of the present embodiment will be described. In the present embodiment, as shown in FIGS. 12 and 14, similarly to the first embodiment, the ON time T _ON of one semiconductor element 2 (2 _L ) of the pair of semiconductor elements 2 (2 _H , 2 _L ) is the threshold time. It is shorter than T _th, and shifts the phase of the control signal V _G. Then, it measures the ON current I _ON in the other semiconductor element 2 (2 _H). Therefore, similarly to Embodiment 1, live immediately after the lower arm semiconductor element 2 _L is turned on, without measuring the ON current I _ON of the lower arm semiconductor element 2 _L. Therefore, the ON current _ION can be accurately measured without being affected by ringing.

また、本形態では、図１２に示すごとく、変調波ａを補正することにより、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせている。そのため、簡単なプログラムで、制御信号Ｖ_Gの位相を、確実にシフトすることができる。 Further, in this embodiment, as shown in FIG. 12, by correcting the modulated wave a, and shifts the phase of the control signal V _G. Therefore, a simple program, the phase of the control signal V _G, it is possible to reliably shift.

また、図１２、図１４に示すごとく、本形態では、変調波ａが予め定められた範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}を超えたときに、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせている。そのため、変調波ａが上記範囲+ａ_{_ths}〜-ａ_{_ths}を超えたとき、すなわち半導体素子２のオン時間Ｔ_ONが閾時間Ｔ_thよりも短くなった場合に、制御信号Ｖ_Gの位相を確実にシフトすることができる。 Further, FIG. 12, as shown in FIG. 14, in this embodiment, when the modulation wave a is outside the range _₊ a _ths ~-a _ths predetermined, and shifts the phase of the control signal V _G. Therefore, when the modulation wave a exceeds the above range _₊ a _ths ~-a _ths, that is, when the on-time T _ON semiconductor element 2 is shorter than the threshold time T _th, ensures the phase of the control signal V _G Can be shifted to

また、図１４、図１５に示すごとく、本形態では、変調波ａが搬送波ｃのピーク値ｃ_Pに近づくほど、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを小さくしている。
そのため、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを最適化することができる。すなわち、図１４に示すごとく、変調波ａが比較的低く、下アーム半導体素子２_Lのオン時間Ｔ_ONが図１５と比べて長い場合は、制御信号Ｖ_Gの位相を大きくシフトできる。そのため、上アーム半導体素子２_Hのオン電流Ｉ_ONを測定するときに、上アーム半導体素子２_Hがオンになり下アーム半導体素子２_Lがオフになった状態を維持できる。したがって、上アーム半導体素子２_Hのオン電流Ｉ_ONを確実に測定できる。また、図１５に示すごとく、変調波ａが高く、下アーム半導体素子２_Lのオン時間Ｔ_ONが短い場合は、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを少なくすることができる。そのため、制御信号Ｖ_Gの位相を必要以上にシフトさせることなく、上アーム半導体素子２_Hのオン電流Ｉ_ONを測定する際に、上アーム半導体素子２_Hがオンした状態を維持できる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 Further, FIG. 14, as shown in FIG. 15, in this embodiment, as the modulation wave a is closer to the peak value c _P of carrier c, which reduces the phase shift amount Δφ of the control signal V _G.
Therefore, it is possible to optimize the shift amount Δφ of the phase of the control signal V _G. That is, as shown in FIG. 14, the modulation wave a is relatively low and the on-time T _ON of the lower arm semiconductor element 2 _L is long compared with FIG. 15 can greatly shift the phase of the control signal V _G. Therefore, when measuring on current I _ON in the upper arm semiconductor element 2 _H, can remain the upper arm semiconductor element 2 _H an arm semiconductor element 2 _L under turned on is turned off. Therefore, the ON current I _ON in the upper arm semiconductor element 2 _H can be reliably measured. Further, as shown in FIG. 15, a high modulation wave a is, when the on-time T _ON of the lower arm semiconductor element 2 _L is short, it is possible to reduce the phase shift amount Δφ of the control signal V _G. Therefore, without shifting unnecessarily phase of the control signal V _G, when measuring on current I _ON in the upper arm semiconductor element 2 _H, can remain the upper arm semiconductor element 2 _H is turned on.
In addition, the second embodiment has the same configuration, operation and effect as those of the first embodiment.

（実施形態４）
本形態は、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを変更した例である。図１６、図１７に示すごとく、本形態では実施例３と同様に、変調波ａを補正することにより、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせている。また、実施形態３と異なり、本形態では、変調波ａの値に関わらず、制御信号Ｖ_Gの位相のシフト量Δφを一定にしている。 (Embodiment 4)
This embodiment is an example of changing the phase shift amount Δφ of the control signal V _G. 16, as shown in FIG. 17, in the same manner as in Example 3 in the present embodiment, by correcting the modulated wave a, and shifts the phase of the control signal V _G. Further, unlike the third embodiment, in this embodiment, regardless of the value of the modulation wave a, has a phase shift amount Δφ of the control signal V _G constant.

このようにすると、シフト量Δφが一定なので、位相をシフトするためのプログラムを簡素にすることができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 In this case, since the shift amount Δφ is constant, a program for shifting the phase can be simplified.
In addition, the second embodiment has the same configuration, operation and effect as those of the first embodiment.

（実施形態５）
本形態は、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトする向きを変更した例である。図１８に示すごとく、本形態では、実施形態１と同様に、変調波ａが閾値+ａ_{_ths}を超えたときに、位相調整搬送波ｃ’を発生させて、制御信号Ｖ_Gの位相をシフトさせている。位相調整搬送波ｃ’は、搬送波ｃよりも位相が進んでいる。この位相調整搬送波ｃ’と変調波ａとを比較することにより、制御信号Ｖ_Gを発生している。本形態では、位相調整搬送波ｃ’の位相が進められているため、制御信号Ｖ_Gの位相も進んでいる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 (Embodiment 5)
This embodiment is an example of changing the direction of shifting the phase of the control signal V _G. As shown in FIG. 18, in this embodiment, as in the first embodiment, when the modulation wave a exceeds the threshold value + a _{_Ths,} to generate a phase adjustment carrier c ', shifts the phase of the control signal V _G ing. The phase-adjusted carrier c ′ has a phase advanced from the carrier c. By comparing the modulated wave a and the phase adjustment carrier c ', and generates a control signal V _G. In this embodiment, since the phase of the phase adjustment carrier c 'has been advanced, also in progress phase of the control signal V _G.
In addition, the second embodiment has the same configuration, operation and effect as those of the first embodiment.

（実施形態６）
本形態は、オン電流Ｉの測定方法を変更した例である。図１９に示すごとく、本形態では、実施形態１と異なり、半導体素子２にセンサセル２０及びセンス端子２１を設けていない。本形態では、半導体素子２のエミッタ端子２９にシャント抵抗Ｒを接続している。そして、オン電流Ｉ_ONが流れたときにシャント抵抗Ｒに発生する電圧降下を、測定回路５１によって測定している。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 (Embodiment 6)
This embodiment is an example in which the method of measuring the ON current I is changed. As shown in FIG. 19, in the present embodiment, unlike the first embodiment, the semiconductor element 2 is not provided with the sensor cell 20 and the sense terminal 21. In the present embodiment, the shunt resistor R is connected to the emitter terminal 29 of the semiconductor element 2. Then, the measurement circuit 51 measures a voltage drop generated in the shunt resistor R when the _ON current _ION flows.
In addition, the second embodiment has the same configuration, operation and effect as those of the first embodiment.

（実施形態７）
本形態は、電力変換装置１の回路構成を変更した例である。図２０に示すごとく、本形態の電力変換装置１は、上アーム半導体素子２_Hと、下アーム半導体素子２_Lと、制御部３と、リアクトル１９と、平滑コンデンサ１７，１８を備える。これらの電子部品によって、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成してある。本形態では、半導体素子２としてＭＯＳＦＥＴを用いている。 (Embodiment 7)
This embodiment is an example in which the circuit configuration of the power conversion device 1 is changed. As shown in FIG. 20, the power conversion device 1 of the present embodiment includes an upper arm semiconductor element _2H , a lower arm semiconductor element _2L , a control unit 3, a reactor 19, and smoothing capacitors 17, 18. These electronic components constitute a bidirectional DC-DC converter. In this embodiment, a MOSFET is used as the semiconductor element 2.

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるときは、例えば、上アーム半導体素子２_Hと下アーム半導体素子２_Lとを交互にスイッチング動作させる。制御部３は、一対の半導体素子２_H，２_Lのうち一方の半導体素子２がオンする時間Ｔ_ONが、予め定められた閾時間Ｔ_thより短い場合には、制御信号の位相をシフトさせ、他方の半導体素子のオン電流Ｉ_ONを測定するよう構成されている。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 To operate the bidirectional DC-DC converter, for example, the upper arm semiconductor element _2H and the lower arm semiconductor element _2L are alternately switched. The control unit 3 shifts the phase of the control signal when the time T _ON during which one of the pair of semiconductor elements 2 _H and 2 _L is turned on is shorter than a predetermined threshold time T _th. It is configured to measure the on-current I _oN of the other semiconductor device.
In addition, the second embodiment has the same configuration, operation and effect as those of the first embodiment.

１電力変換装置
２半導体素子
２_H 上アーム半導体素子
２_L 下アーム半導体素子
３制御部
４信号発生部
５電流測定部
Ｉ_ON オン電流
Ｔ_th 閾時間
Ｖ_G 制御信号 1 power converter 2 semiconductor element 2 _H upper arm semiconductor element 2 _L lower arm semiconductor element 3 control unit 4 signal generator 5 current measurement unit I _ON ON current T _th threshold time V _G control signal

Claims

A semiconductor element (2) of an upper arm semiconductor element (2 _H ) and a lower arm semiconductor element (2 _L ) connected in series with each other;
A control unit (3) for controlling a switching operation of the semiconductor element by PWM control;
A signal generator (4) for generating a control signal (V _G ) for turning on one of the upper arm semiconductor element and the lower arm semiconductor element;
A current measuring section (5) for measuring an output current (I _OUT ) by measuring an _ON current (I _ON ) of the semiconductor element;
The current measuring unit is configured to repeatedly measure the on-current at a predetermined timing,
The control unit is configured to set a time (T _ON ) during which one of the pair of semiconductor elements of the upper arm semiconductor element and the lower arm semiconductor element is turned on (T _ON ) to a predetermined threshold time (T _th ). A power converter configured to shift the phase of the control signal and measure the on-state current of the other semiconductor element when shorter.

The signal generator generates the control signal by comparing the carrier (c) and the modulated wave (a), and a phase shift amount (Δφ) of the control signal is made smaller than a period of the carrier. The power converter according to claim 1, wherein

The power converter according to claim 2, wherein the control unit is configured to shift a phase of the control signal by shifting a phase of the carrier wave.

The power converter according to claim 2, wherein the control unit is configured to shift a phase of the control signal by correcting a value of the modulated wave.

_5. The control unit according to claim 2, wherein the control unit is configured to shift a phase of the control signal when the modulation wave exceeds a predetermined range (+ _{a_ths} to _{−a_ths} ). 6. The power converter according to claim 1.

The power converter according to claim 5, wherein the control unit is configured to change a phase shift amount of the control signal according to a value of the modulated wave.

Wherein the control unit, the value of the modulated wave, the closer to the peak value of the carrier (c _P), is configured to reduce the shift amount of the phase of the control signal, the power converter according to claim 6, wherein .

The power converter according to claim 5, wherein the control unit is configured to shift the phase of the control signal by a fixed amount regardless of the value of the modulated wave.

The power converter according to any one of claims 2 to 8, wherein the control unit is configured to delay a phase of the control signal with respect to the carrier.