JP6640036B2 - Power supply control device, semiconductor integrated circuit, and resonant converter - Google Patents
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Description
本発明は、電源制御装置、半導体集積回路、および共振型コンバータに関する。 The present invention relates to a power supply control device, a semiconductor integrated circuit, and a resonance converter.
従来、共振型コンバータの一つとしてLLC電流共振電源が知られている。このLLC電流共振電源では、トランスの漏れインダクタンスと、トランスの1次巻線に接続された共振コンデンサとの共振を利用して1次巻線に流れる電流(共振電流)を正弦波に近づけることで、ノイズの低減や変換効率の向上を図っている。 Conventionally, an LLC current resonance power supply is known as one of resonance type converters. In this LLC current resonance power supply, the current (resonance current) flowing through the primary winding is approximated to a sine wave using the leakage inductance of the transformer and the resonance of the resonance capacitor connected to the primary winding of the transformer. , Noise reduction and conversion efficiency improvement.
LLC電流共振電源では過電流保護対策として、共振電流が過電流保護閾値(以下、「OCP閾値」ともいう。OCP:Over Current Protection)を超えたことを検出すると、出力電圧を抑制する動作を行う。LLC電流共振電源の前段(入力段)には、PFC回路(力率改善回路)が設けられることが多い。PFC回路が設けられる場合、LLC電流共振電源の入力電圧の変動は小さい。このため、OCP閾値を一定としても特段の問題は生じなかった。 As an overcurrent protection measure, the LLC current resonance power supply performs an operation of suppressing the output voltage when detecting that the resonance current exceeds an overcurrent protection threshold (hereinafter, also referred to as “OCP threshold”. OCP: Over Current Protection). . In many cases, a PFC circuit (power factor correction circuit) is provided in a preceding stage (input stage) of the LLC current resonance power supply. When a PFC circuit is provided, the fluctuation of the input voltage of the LLC current resonance power supply is small. For this reason, no particular problem occurred even when the OCP threshold was fixed.
ところが近年、LLC電流共振電源の前段にPFC回路が設けられないケースが増えてきている。LLC電流共振電源の入力電圧が変動すると、共振電流のピーク値が大きく変動する。このため、OCP閾値を一定にした場合、過電流保護がかかるポイント(出力電流値)が大きく変動する(図5(a)参照)。その結果、LLC電流共振電源の構成素子に大きなストレスが加わることがある。例えば、1次巻線に流れる電流を制御するための半導体スイッチ(MOSFET等)に過電流が流れて破壊に到るおそれがある。 However, in recent years, cases in which a PFC circuit is not provided in a stage preceding the LLC current resonance power supply have been increasing. When the input voltage of the LLC current resonance power supply fluctuates, the peak value of the resonance current fluctuates greatly. For this reason, when the OCP threshold value is fixed, the point (output current value) at which overcurrent protection is applied fluctuates greatly (see FIG. 5A). As a result, a large stress may be applied to the constituent elements of the LLC current resonance power supply. For example, an overcurrent may flow through a semiconductor switch (such as a MOSFET) for controlling the current flowing through the primary winding, leading to destruction.
特許文献1には、入力電圧を抵抗で分圧して得られた電圧を用いてOCP閾値を生成することで、入力電圧に応じてOCP閾値を変化させるようにしたスイッチング電源装置が記載されている。
しかしながら、特許文献1の場合、高い入力電圧を分圧するための抵抗が必要となるため、共振型コンバータの部品点数の増加、製造コストおよび実装面積の増大という問題がある。さらに、分圧用の抵抗に電流が流れることで損失が増大するという問題がある。また、長期間使用した場合に電食等に伴う抵抗値の変化により誤動作の可能性が高まるといった問題もある。
However, in the case of
そこで、本発明は、入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行うことが可能な電源制御装置、半導体集積回路、および共振型コンバータを提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a power supply control device, a semiconductor integrated circuit, and a resonant converter that can appropriately perform overcurrent protection without monitoring an input voltage.
本発明に係る電源制御装置は、
共振型コンバータに用いられ、トランスの1次巻線に流れる電流を制御する半導体スイッチをオン/オフする電源制御装置であって、
前記半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記1次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記1次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を備えることを特徴とする。
The power supply control device according to the present invention,
A power supply control device that is used in a resonance type converter and that turns on / off a semiconductor switch that controls a current flowing through a primary winding of a transformer,
An overcurrent determination unit that determines whether or not the current flowing through the primary winding is an overcurrent, using an overcurrent protection threshold that decreases according to the elapsed time since the semiconductor switch is turned on. ,
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the semiconductor switch when the overcurrent determination unit determines that a current flowing through the primary winding is an overcurrent;
It is characterized by having.
また、前記電源制御装置において、
前記1次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
をさらに備えてもよい。
Further, in the power supply control device,
A monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a current flowing through the primary winding;
A feedback terminal for inputting a voltage based on the output voltage of the resonant converter;
May be further provided.
また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子の電圧を入力する第1の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第2の入力端子とを有し、前記第1の入力端子の電圧が前記第2の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第1の比較器を有してもよい。
Further, in the power supply control device,
The overcurrent determination unit,
A first input terminal for inputting a voltage of the monitor terminal; and a second input terminal for inputting a voltage based on the voltage of the feedback terminal, wherein the voltage of the first input terminal is equal to the second input terminal. A first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than the voltage of the terminal may be provided.
また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子の電圧を入力する第3の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第4の入力端子とを有し、前記第3の入力端子の電圧が前記第4の入力端子の電圧に基づく電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第2の比較器を有してもよい。
Further, in the power supply control device,
The overcurrent determination unit,
A third input terminal for inputting a voltage of the monitor terminal; and a fourth input terminal for inputting a voltage based on the voltage of the feedback terminal, wherein the voltage of the third input terminal is the fourth input terminal. A second comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is lower than the voltage based on the voltage of the terminal may be provided.
また、前記電源制御装置において、
前記出力電圧抑制部は、第1の主電極が前記フィードバック端子に電気的に接続され、第2の主電極が接地され、前記過電流検出信号を受信するとオン状態になる放電加速用半導体スイッチを有してもよい。
Further, in the power supply control device,
The output voltage suppressing unit includes a discharge accelerating semiconductor switch that has a first main electrode electrically connected to the feedback terminal, a second main electrode grounded, and is turned on when the overcurrent detection signal is received. May have.
また、前記電源制御装置において、
予め設定された電圧を入力する勾配設定端子と、
前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する乗算器と、をさらに備え、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第1の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第2の入力端子とを有し、前記第1の入力端子の電圧が前記第2の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第1の比較器を有してもよい。
Further, in the power supply control device,
A gradient setting terminal for inputting a preset voltage,
A multiplier that outputs a voltage based on a voltage obtained by multiplying the voltage of the feedback terminal by the voltage of the gradient setting terminal,
The overcurrent determination unit,
A first input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a second input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the first input terminal is A first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than the voltage of the second input terminal may be provided.
また、前記電源制御装置において、
前記1次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子と、をさらに備え、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する乗算器を有してもよい。
Further, in the power supply control device,
A monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a current flowing through the primary winding;
A feedback terminal for inputting a voltage based on the output voltage of the resonant converter;
A gradient setting terminal for setting a gradient of the overcurrent protection threshold,
The overcurrent determination unit may include a multiplier that outputs a voltage based on a voltage obtained by multiplying a voltage of the feedback terminal by a voltage of the gradient setting terminal.
また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第1の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第2の入力端子とを有し、前記第1の入力端子の電圧が前記第2の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第1の比較器をさらに有してもよい。
Further, in the power supply control device,
The overcurrent determination unit,
A first input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a second input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the first input terminal is It may further include a first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than the voltage of the second input terminal.
また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第3の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第4の入力端子とを有し、前記第3の入力端子の電圧が前記第4の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第2の比較器をさらに有してもよい。
Further, in the power supply control device,
The overcurrent determination unit,
A third input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a fourth input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the third input terminal is A second comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is lower than the voltage of the fourth input terminal may be further provided.
本発明に係る半導体集積回路は、上記電源制御装置を半導体基板に形成したことを特徴とする。 A semiconductor integrated circuit according to the present invention is characterized in that the power supply control device is formed on a semiconductor substrate.
本発明に係る共振型コンバータは、
1次巻線および2次巻線を有するトランスと、
前記1次巻線に直列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの前記2次巻線に発生した電圧を整流および平滑する整流平滑部と、
前記1次巻線に流れる共振電流に応じた電圧を入力するモニタ端子、フィードバック端子、第1のゲート信号出力端子および第2のゲート信号出力端子を有する電源制御装置と、
前記整流平滑部の出力電圧に応じた光量で発光する発光ダイオードと、
一端が前記フィードバック端子に電気的に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
コレクタ端子が前記フィードバック端子に電気的に接続され、エミッタ端子が接地され、前記発光ダイオードの光量に応じて電流伝達比が変わるフォトトランジスタと、
ドレイン端子が直流電源の正極に電気的に接続され、ゲート端子が前記第1のゲート信号出力端子に接続された第1の半導体スイッチと、
ドレイン端子が前記第1の半導体スイッチのソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が前記第2のゲート信号出力端子に接続された第2の半導体スイッチと、を備え、
前記電源制御装置は、
前記第1の半導体スイッチまたは第2の半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記1次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記1次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記第1および第2の半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を有することを特徴とする。
The resonant converter according to the present invention,
A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonance capacitor connected in series to the primary winding;
A rectifying and smoothing unit for rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding of the transformer;
A power supply control device having a monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a resonance current flowing through the primary winding, a feedback terminal, a first gate signal output terminal, and a second gate signal output terminal;
A light-emitting diode that emits light with a light amount according to the output voltage of the rectifying and smoothing unit,
A capacitor having one end electrically connected to the feedback terminal and the other end grounded;
A phototransistor having a collector terminal electrically connected to the feedback terminal, an emitter terminal grounded, and a current transfer ratio that changes according to the amount of light of the light emitting diode;
A first semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to the positive electrode of the DC power supply and a gate terminal connected to the first gate signal output terminal;
A second semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to a source terminal of the first semiconductor switch, a source terminal grounded, and a gate terminal connected to the second gate signal output terminal;
The power control device,
Whether the current flowing through the primary winding is an overcurrent is determined by using an overcurrent protection threshold value that decreases according to an elapsed time after the first semiconductor switch or the second semiconductor switch is turned on. An overcurrent determination unit for determining whether
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the first and second semiconductor switches when the overcurrent determination unit determines that the current flowing through the primary winding is an overcurrent;
It is characterized by having.
また、前記共振型コンバータにおいて、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いてもよい。
Further, in the resonance type converter,
The overcurrent determination unit may use a voltage based on a voltage of the feedback terminal as the overcurrent protection threshold.
また、前記共振型コンバータにおいて、
前記電源制御装置は、前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子をさらに有し、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いてもよい。
Further, in the resonance type converter,
The power supply control device further includes a gradient setting terminal for setting a gradient of the overcurrent protection threshold,
The overcurrent determination unit may use a voltage based on a voltage obtained by multiplying a voltage of the feedback terminal by a voltage of the gradient setting terminal as the overcurrent protection threshold.
本発明では、トランスの1次巻線に流れる電流を制御する半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、1次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定し、1次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させて、共振型コンバータの出力電圧を抑制する。これにより、本発明によれば、入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行うことができる。 According to the present invention, the current flowing through the primary winding is excessively reduced by using an overcurrent protection threshold value that decreases with the lapse of time since the semiconductor switch that controls the current flowing through the primary winding of the transformer is turned on. It is determined whether or not the current is a current. If the current flowing through the primary winding is determined to be an overcurrent, the switching frequency of the semiconductor switch is increased to suppress the output voltage of the resonant converter. Thus, according to the present invention, overcurrent protection can be appropriately performed without monitoring the input voltage.
以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態に係るについて説明する。 Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings.
<共振型コンバータ100>
まず、図1を参照して、本発明の実施形態に係る共振型コンバータ100について説明する。
<
First, a
共振型コンバータ100は、直流電源Vinから入力した電力を変換して得られた直流電力を負荷200に供給する。この共振型コンバータ100の入出力特性については、図2に示すように、出力電圧は、入力電圧が高いほど、スイッチング周波数の全域にわたって高くなる。なお、スイッチング周波数fは、共振周波数f0よりも高い周波数が選択される。
The
共振型コンバータ100は、図1に示すように、電源制御装置1と、半導体スイッチQ1と、半導体スイッチQ2と、トランスTと、共振コンデンサC1と、整流平滑部110と、出力電圧検出部120と、電流電圧変換部130と、発光ダイオードPC1と、フォトトランジスタPC2とを備えている。なお、共振型コンバータ100には、入力電圧(直流電源Vinの電圧)を監視するための回路は設けられていない。
As shown in FIG. 1, the
以下、共振型コンバータ100の各構成要素について説明する。
Hereinafter, each component of the
電源制御装置1は、共振型コンバータ100に用いられる。この電源制御装置1については後ほど詳しく説明するが、半導体スイッチQ1,Q2をオン/オフするように構成されている。なお、電源制御装置1は、例えばICチップとして構成される。即ち、電源制御装置1は、半導体基板上に形成された半導体集積回路として構成することが可能である。
The power
トランスTの1次巻線T1には、半導体スイッチQ1,Q2に流れる電流が流れる。半導体スイッチQ1,Q2は、トランスTの1次巻線T1に流れる電流を制御する。半導体スイッチQ1(第1の半導体スイッチ)はハイサイドスイッチであり、半導体スイッチQ2(第2の半導体スイッチ)はローサイドスイッチである。半導体スイッチQ1,Q2は、例えばN型MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)により構成される。なお、半導体スイッチQ1,Q2は、その他、SiCパワーデバイス、GaNパワーデバイス、シリコンパワーデバイス、IGBTなどであってもよい。 The current flowing through the semiconductor switches Q1 and Q2 flows through the primary winding T1 of the transformer T. The semiconductor switches Q1 and Q2 control the current flowing through the primary winding T1 of the transformer T. The semiconductor switch Q1 (first semiconductor switch) is a high-side switch, and the semiconductor switch Q2 (second semiconductor switch) is a low-side switch. The semiconductor switches Q1 and Q2 are configured by, for example, an N-type MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). In addition, the semiconductor switches Q1 and Q2 may be an SiC power device, a GaN power device, a silicon power device, an IGBT, or the like.
図1に示すように、直列接続された半導体スイッチQ1および半導体スイッチQ2が、直流電源Vinの正極と負極の間に接続されている。より詳しくは、半導体スイッチQ1は、ドレイン端子が直流電源Vinの正極に電気的に接続され、ゲート端子が電源制御装置1のゲート信号出力端子G1(第1のゲート信号出力端子)に電気的に接続されている。半導体スイッチQ2は、ドレイン端子が半導体スイッチQ1のソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が電源制御装置1のゲート信号出力端子G2(第2のゲート信号出力端子)に電気的に接続されている。
As shown in FIG. 1, a semiconductor switch Q1 and a semiconductor switch Q2 connected in series are connected between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply Vin. More specifically, the semiconductor switch Q1 has a drain terminal electrically connected to the positive electrode of the DC power supply Vin, and a gate terminal electrically connected to a gate signal output terminal G1 (first gate signal output terminal) of the power
トランスTは、1次巻線T1および2次巻線T2,T3を有する。1次巻線T1と2次巻線T2,T3との間が絶縁されている。1次巻線T1は、半導体スイッチQ2と並列に接続されている。2次巻線T2,T3は整流平滑部110に接続されている。
The transformer T has a primary winding T1 and secondary windings T2, T3. The primary winding T1 and the secondary windings T2, T3 are insulated. The primary winding T1 is connected in parallel with the semiconductor switch Q2. The secondary windings T2 and T3 are connected to the rectifying /
共振コンデンサC1は、1次巻線T1に直列接続されている。なお、共振コンデンサC1の配置は、これに限られず、例えば、半導体スイッチQ1と半導体スイッチQ2の接続点Nと、1次巻線T1との間に共振コンデンサC1が設けられてもよい。 The resonance capacitor C1 is connected in series to the primary winding T1. The arrangement of the resonance capacitor C1 is not limited to this. For example, the resonance capacitor C1 may be provided between the connection point N between the semiconductor switches Q1 and Q2 and the primary winding T1.
整流平滑部110は、ダイオードD1,D2と、平滑コンデンサC5と、を有し、トランスTの2次巻線T2,T3に発生した電圧を整流および平滑する。整流平滑部110の出力側には、負荷200が接続される。また、整流平滑部110の出力には、発光ダイオードPC1および出力電圧検出部120がそれぞれ電気的に接続されている。
Rectifying and smoothing
発光ダイオードPC1は、アノード端子が整流平滑部110の出力に抵抗R8を介して接続され、カソード端子が出力電圧検出部120に接続されている。この発光ダイオードPC1は、整流平滑部110の出力電圧に応じた光量で発光する。
The light emitting diode PC1 has an anode terminal connected to the output of the rectifying /
発光ダイオードPC1から出射された光は、フォトトランジスタPC2で受光される。フォトトランジスタPC2は、発光ダイオードPC1に対応して設けられ、発光ダイオードPC1から出射される光を受光することが可能な位置に配置されている。フォトトランジスタPC2は、コレクタ端子が電源制御装置1のフィードバック端子FBに電気的に接続され、エミッタ端子が接地されている。フォトトランジスタPC2は、発光ダイオードPC1の光量に応じて電流伝達比が変わる。これにより、フォトトランジスタPC2に流れる電流は、受光した光の光量が増加するにつれて増加する。
The light emitted from the light emitting diode PC1 is received by the phototransistor PC2. The phototransistor PC2 is provided corresponding to the light emitting diode PC1, and is arranged at a position where light emitted from the light emitting diode PC1 can be received. The phototransistor PC2 has a collector terminal electrically connected to the feedback terminal FB of the power
フォトトランジスタPC2のコレクタ端子は、抵抗R4を介して電源制御装置1のフィードバック端子FBに接続されている。また、抵抗R3およびコンデンサC3が、フォトトランジスタPC2と抵抗R4に並列接続されている。
The collector terminal of the phototransistor PC2 is connected to the feedback terminal FB of the
出力電圧検出部120は、負荷200に供給される直流電圧を監視し、この直流電圧が高くなるにつれて、発光ダイオードPC1に流れる電流を増加させて、発光ダイオードPC1から出射される光の光量を増加させる。
The output
電流電圧変換部130は、トランスTの1次巻線T1に流れる電流(共振電流)を電圧に変換し、電源制御装置1のモニタ端子MONに出力する。共振電流が大きくなるにつれて、電流電圧変換部130が出力する電圧は高くなる。本実施形態では、電流電圧変換部130は、図1に示すように、抵抗R5,R6,R7と、コンデンサC4と、を有する。
The current-
<電源制御装置1>
次に、主に図3を参照して、電源制御装置1について詳しく説明する。
<
Next, the power
電源制御装置1は、フィードバック端子FBの電圧と、モニタ端子MONの電圧とに応じて、半導体スイッチQ1,Q2をスイッチングさせるゲート信号(スイッチング信号)を生成するように構成されている。
The power
まず、電源制御装置1が有する各種端子について説明する。電源制御装置1は、モニタ端子MONと、フィードバック端子FBと、ゲート信号出力端子G1と、ゲート信号出力端子G2と、グランド端子GNDとを有する。
First, various terminals of the power
モニタ端子MONは、トランスTの1次巻線T1に流れる電流(共振電流)に応じた電圧を入力する。より詳しくは、モニタ端子MONは、トランスTの1次巻線T1に流れる電流が電流電圧変換部130により変換された電圧を入力する。
The monitor terminal MON inputs a voltage corresponding to a current (resonant current) flowing through the primary winding T1 of the transformer T. More specifically, the monitor terminal MON inputs a voltage obtained by converting the current flowing through the primary winding T1 of the transformer T by the current-
フィードバック端子FBは、共振型コンバータ100の出力電圧に基づく電圧を入力する。電源制御装置1は、フィードバック端子FBの電圧に応じた周波数で半導体スイッチQ1,Q2をオンオフする。フィードバック端子FBは、コンデンサC3を介して接地され、抵抗R3を介して接地され、また、直列に接続された抵抗R4およびフォトトランジスタPC2を介して接地される。したがって、フィードバック端子FBに流れる電流は、抵抗R3に流れる電流と、抵抗R4およびフォトトランジスタPC2に流れる電流とからなる。コンデンサC3の放電期間(後述の半導体スイッチQ4がオフ状態の期間)においては、フィードバック端子FBの電圧は時間が経過するにつれて降下する。以下に説明するように、フィードバック端子FBの電圧は、コンデンサC3の蓄電状態や、フォトトランジスタPC2が受光する光量に応じて変化する。
The feedback terminal FB inputs a voltage based on the output voltage of the
フィードバック端子FBの電圧は、図1に示すように、コンデンサC3の電極間電圧に等しい。コンデンサC3は、一端がフィードバック端子FBに電気的に接続され、他端が接地されており、電源制御装置1の電流源CS(後述)により充電される。コンデンサC3に充電された電荷は、抵抗R3と、直列接続された抵抗R4およびフォトトランジスタPC2とを介して放電される。より詳しくは、コンデンサC3に充電された電荷は、抵抗R3により、常時放電されるとともに、フォトトランジスタPC2において受光される光量に応じて、抵抗R4およびフォトトランジスタPC2により放電される。なお、詳しくは後述するが、電源制御装置1内の半導体スイッチ(放電加速用半導体スイッチ)Q3がオン状態になることで、コンデンサC3の放電時間が短くなる。
The voltage at the feedback terminal FB is equal to the voltage between the electrodes of the capacitor C3, as shown in FIG. The capacitor C3 has one end electrically connected to the feedback terminal FB and the other end grounded, and is charged by a current source CS (described later) of the power
ゲート信号出力端子G1は、半導体スイッチQ1をオン/オフするためのゲート信号を出力するための端子である。ゲート信号出力端子G2は、半導体スイッチQ2をオン/オフするためのゲート信号を出力するための端子である。 The gate signal output terminal G1 is a terminal for outputting a gate signal for turning on / off the semiconductor switch Q1. The gate signal output terminal G2 is a terminal for outputting a gate signal for turning on / off the semiconductor switch Q2.
グランド端子GNDは、接地される。本実施形態では、グランド端子GNDは、直流電源の負極に接続されている。 The ground terminal GND is grounded. In the present embodiment, the ground terminal GND is connected to the negative electrode of the DC power supply.
次に、電源制御装置1の内部構成について図3を参照して説明する。
Next, an internal configuration of the power
電源制御装置1は、図3に示すように、過電流判定部10と、出力電圧抑制部20と、制御部30と、駆動部40と、基準電圧生成部50と、半導体スイッチQ1H,Q1L,Q2H,Q2Lとを備えている。なお、半導体スイッチQ1,Q2のスイッチング周波数を所与のソフトスタート周波数でソフトスタート動作させるためのソフトスタート制御部(図示せず)が電源制御装置1に設けられてもよい。
As shown in FIG. 3, the power
過電流判定部10は、半導体スイッチ(半導体スイッチQ1またはQ2)がオン状態になってからの経過時間に応じて低下するOCP閾値を用いて、1次巻線T1に流れる電流(共振電流)が過電流であるか否かを判定するように構成されている。この過電流判定部10は、後述するように、フィードバック端子FBの電圧に基づく電圧をOCP閾値として用いる。 The overcurrent determination unit 10 determines a current (resonant current) flowing through the primary winding T1 by using an OCP threshold value that decreases according to an elapsed time after the semiconductor switch (semiconductor switch Q1 or Q2) is turned on. It is configured to determine whether or not an overcurrent occurs. The overcurrent determination unit 10 uses a voltage based on the voltage of the feedback terminal FB as an OCP threshold, as described later.
過電流判定部10は、比較器CMP1,2と、立ち上がり検出部11,12と、ORゲート13と、電圧レベル調整部14と、NOTゲート15と、を有している。
The overcurrent determination unit 10 includes comparators CMP1 and CMP2, rising
電圧レベル調整部14は、フィードバック端子FBの電圧を比較器CMP1,2の入力電圧に適した電圧にレベル調整して出力する。なお、電圧レベル調整部14の電圧入力線は図3では2本であるが、1本であってもよい。NOTゲート15は、電圧レベル調整部14と比較器CMP2との間に接続されており、電圧レベル調整部14の出力電圧を反転させて比較器CMP2の非反転入力端子(+)に出力する。このNOTゲート15は、電圧レベル調整部14に含まれてもよい。
The
比較器CMP1(第1の比較器)は、半導体スイッチQ1がオン状態のときの1次巻線T1に流れる電流が過電流であるか否かを検知する。この比較器CMP1は、モニタ端子MONに電気的に接続された第1の入力端子(+)(非反転入力端子)と、フィードバック端子FBに電圧レベル調整部14を介して電気的に接続された第2の入力端子(−)(反転入力端子)とを有する。第1の入力端子はモニタ端子MONの電圧を入力し、第2の入力端子はフィードバック端子FBの電圧に基づく電圧(本実施形態では、電圧レベル調整部14によりレベル調整した後の電圧)を入力する。
The comparator CMP1 (first comparator) detects whether or not the current flowing through the primary winding T1 when the semiconductor switch Q1 is in the ON state is an overcurrent. The comparator CMP1 is electrically connected to a first input terminal (+) (non-inverting input terminal) electrically connected to the monitor terminal MON and a feedback terminal FB via the
比較器CMP2(第2の比較器)は、半導体スイッチQ2がオン状態のときの1次巻線T1に流れる電流が過電流であるか否かを検知する。この比較器CMP2は、モニタ端子MONに電気的に接続された第3の入力端子(−)と、フィードバック端子FBに電圧レベル調整部14およびNOTゲート15を介して電気的に接続された第4の入力端子(+)とを有する。第3の入力端子はモニタ端子MONの電圧を入力し、第4の入力端子はフィードバック端子FBの電圧に基づく電圧(本実施形態では、電圧レベル調整部14によりレベル調整し、NOTゲート15により反転した後の電圧)を入力する。
The comparator CMP2 (second comparator) detects whether or not the current flowing through the primary winding T1 when the semiconductor switch Q2 is in the ON state is an overcurrent. The comparator CMP2 has a third input terminal (-) electrically connected to the monitor terminal MON, and a fourth input terminal (-) electrically connected to the feedback terminal FB via the
比較器CMP1は、第1の入力端子の電圧が第2の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する。比較器CMP2は、第3の入力端子の電圧が第4の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する。なお、本実施形態では、過電流検出信号はHレベル信号であるが、これに限らない。 The comparator CMP1 outputs an overcurrent detection signal when the voltage of the first input terminal is higher than the voltage of the second input terminal. The comparator CMP2 outputs an overcurrent detection signal when the voltage of the third input terminal is lower than the voltage of the fourth input terminal. In the present embodiment, the overcurrent detection signal is an H level signal, but is not limited to this.
立ち上がり検出部11は、比較器CMP1から入力した電圧がLレベルからHレベルに変化したことを検出する。同様に、立ち上がり検出部12は、比較器CMP2から入力した電圧がLレベルからHレベルに変化したことを検出する。立ち上がり検出部11,12の出力信号はORゲート13に入力される。ORゲート13は、立ち上がり検出部11,12の論理和をとって出力電圧抑制部20(半導体スイッチQ3のゲート端子)に出力する。
The
上記のように、比較器CMP1,2は、フィードバック端子FBの電圧に基づいて過電流判定を行う。換言すれば、本実施形態では、フィードバック端子FBの電圧に基づいてOCP閾値を決定する。 As described above, the comparators CMP1 and CMP2 perform overcurrent determination based on the voltage of the feedback terminal FB. In other words, in the present embodiment, the OCP threshold is determined based on the voltage of the feedback terminal FB.
出力電圧抑制部20は、過電流判定部10により、1次巻線T1に流れる電流が過電流であると判定された場合、半導体スイッチQ1および半導体スイッチQ2のスイッチング周波数を増加させる(すなわち、オン/オフ周期を短くする)ように構成されている。本実施形態では、出力電圧抑制部20は、図3に示すように、半導体スイッチ(放電加速用半導体スイッチ)Q3から構成される。この半導体スイッチQ3は、比較器CMP1または比較器CMP2から過電流検出信号が出力された場合にオンする。半導体スイッチQ3は、例えばN型MOSFETである。この場合、半導体スイッチQ3は、ドレイン端子(第1の主電極)がフィードバック端子FBに電気的に接続され、ソース端子(第2の主電極)が接地され、過電流検出信号を受信するとオン状態になる。なお、過電流検出信号がLレベル信号となるように過電流判定部10が構成された場合、半導体スイッチQ3にはP型MOSFETを用いる。 When the overcurrent determination unit 10 determines that the current flowing through the primary winding T1 is an overcurrent, the output voltage suppression unit 20 increases the switching frequency of the semiconductor switch Q1 and the semiconductor switch Q2 (that is, turns on). / Off period is shortened). In the present embodiment, as shown in FIG. 3, the output voltage suppressing section 20 is configured by a semiconductor switch (discharge acceleration semiconductor switch) Q3. The semiconductor switch Q3 turns on when an overcurrent detection signal is output from the comparator CMP1 or the comparator CMP2. The semiconductor switch Q3 is, for example, an N-type MOSFET. In this case, the semiconductor switch Q3 is turned on when the drain terminal (first main electrode) is electrically connected to the feedback terminal FB, the source terminal (second main electrode) is grounded, and the overcurrent detection signal is received. become. When the overcurrent determination unit 10 is configured so that the overcurrent detection signal becomes an L level signal, a P-type MOSFET is used for the semiconductor switch Q3.
半導体スイッチQ3がオン状態になると、コンデンサC3に蓄えられた電荷は半導体スイッチQ3を通って放電されるため、コンデンサC3の放電時間が短くなる。これにより、半導体スイッチQ1,Q2のスイッチング周波数が高くなる。その結果、図2で説明した共振型コンバータ100の特性から分かるように、共振型コンバータ100の出力電圧は低下することとなる。
When the semiconductor switch Q3 is turned on, the charge stored in the capacitor C3 is discharged through the semiconductor switch Q3, so that the discharging time of the capacitor C3 is shortened. As a result, the switching frequency of the semiconductor switches Q1 and Q2 increases. As a result, as can be seen from the characteristics of the
制御部30は、フィードバック端子FBの電圧に基づいてスイッチング周波数を制御する。この制御部30は、電流源CSと、半導体スイッチQ4と、比較器(駆動パルス生成用比較器)CMPと、を有する。電流源CSは、定電流を出力する電流源であり、半導体スイッチQ4を介してフィードバック端子FBに接続されている。この電流源CSは、フィードバック端子FBに接続されたコンデンサC3を充電するための電流源である。より詳しくは、電流源CSは、半導体スイッチQ4がオン状態のときにコンデンサC3を充電する。 The control unit 30 controls the switching frequency based on the voltage of the feedback terminal FB. The control unit 30 includes a current source CS, a semiconductor switch Q4, and a comparator (comparator for driving pulse generation) CMP. The current source CS is a current source that outputs a constant current, and is connected to the feedback terminal FB via the semiconductor switch Q4. This current source CS is a current source for charging the capacitor C3 connected to the feedback terminal FB. More specifically, the current source CS charges the capacitor C3 when the semiconductor switch Q4 is on.
半導体スイッチQ4は、コンデンサC3に充電するか否かを制御するためのスイッチであり、比較器(駆動パルス生成用比較器)CMPの出力信号に基づいて動作する。この半導体スイッチQ4は、本実施形態では、P型MOSFETにより構成される。半導体スイッチQ4のソース端子が電流源CSの出力に接続され、ドレイン端子がフィードバック端子FBに電気的に接続される。そして、ゲート端子にLレベル信号が入力されると半導体スイッチQ4がオン状態になり、コンデンサC3は電流源CSによって充電される。 The semiconductor switch Q4 is a switch for controlling whether or not to charge the capacitor C3, and operates based on an output signal of a comparator (a comparator for driving pulse generation) CMP. In the present embodiment, the semiconductor switch Q4 is configured by a P-type MOSFET. The source terminal of the semiconductor switch Q4 is connected to the output of the current source CS, and the drain terminal is electrically connected to the feedback terminal FB. When an L-level signal is input to the gate terminal, the semiconductor switch Q4 is turned on, and the capacitor C3 is charged by the current source CS.
比較器CMPは、フィードバック端子FBの電圧に基づいて駆動パルス信号を出力する。より詳しくは、この比較器CMPは、フィードバック端子FBの電圧が参照電圧Vrefよりも高い場合にHレベル信号(第1の信号)を出力し、フィードバック端子FBの電圧が参照電圧Vrefよりも低い場合にLレベル信号(第2の信号)を出力する。なお、比較器CMPは、好ましくはヒステリシスコンパレータであるが、通常の比較器であってもよい。 The comparator CMP outputs a drive pulse signal based on the voltage of the feedback terminal FB. More specifically, the comparator CMP outputs an H level signal (first signal) when the voltage of the feedback terminal FB is higher than the reference voltage Vref, and outputs the H level signal (first signal) when the voltage of the feedback terminal FB is lower than the reference voltage Vref. Output an L level signal (second signal). The comparator CMP is preferably a hysteresis comparator, but may be a normal comparator.
制御部30は、フィードバック端子FBの電圧が参照電圧Vrefに達するまでの期間は、電流源CSによりコンデンサC3を充電する。その後、参照電圧Vrefに達すると、半導体スイッチQ4がオフ状態になり、制御部30はコンデンサC3の充電を停止する。その後、フィードバック端子FBの電圧が参照電圧Vrefまで低下すると、半導体スイッチQ4がオン状態になり、コンデンサC3は電流源CSにより再び充電される。なお、コンデンサC3の放電期間の長さは、例えば、コンデンサC3の静電容量や抵抗R3,R4の抵抗値によって調整することが可能である。 The control unit 30 charges the capacitor C3 by the current source CS until the voltage of the feedback terminal FB reaches the reference voltage Vref. Thereafter, when the voltage reaches the reference voltage Vref, the semiconductor switch Q4 is turned off, and the control unit 30 stops charging the capacitor C3. Thereafter, when the voltage at the feedback terminal FB decreases to the reference voltage Vref, the semiconductor switch Q4 is turned on, and the capacitor C3 is charged again by the current source CS. The length of the discharging period of the capacitor C3 can be adjusted by, for example, the capacitance of the capacitor C3 and the resistance values of the resistors R3 and R4.
駆動部40は、図3に示すように、T型フリップフロップ41と、ANDゲート42,43と、デッドタイム生成部44とを有している。
The drive unit 40 includes a T-type flip-
駆動部40は、制御部30(比較器CMP)から供給される駆動パルス信号に基づいて、半導体スイッチQ1H,Q1L,Q2H,Q2Lのゲート端子に供給されるゲート信号を生成する。なお、駆動部40は、半導体スイッチQ1H,Q1L,Q2H,Q2Lに対応した振幅レベルで、駆動パルス信号の周波数に応じた発振周波数のゲート信号を生成する。それにより、ゲート信号出力端子G1,G2から、デッドタイムを挟んで半導体スイッチQ1,Q2が交互にオン状態になるように半導体スイッチQ1,Q2を制御するゲート信号が出力される。ここで、デッドタイムとは、半導体スイッチQ1,Q2の双方がオフとなる期間のことである。 The drive section 40 generates a gate signal supplied to the gate terminals of the semiconductor switches Q1H, Q1L, Q2H, Q2L based on the drive pulse signal supplied from the control section 30 (comparator CMP). The drive section 40 generates a gate signal having an oscillation frequency corresponding to the frequency of the drive pulse signal at an amplitude level corresponding to the semiconductor switches Q1H, Q1L, Q2H, and Q2L. As a result, gate signals for controlling the semiconductor switches Q1 and Q2 are output from the gate signal output terminals G1 and G2 such that the semiconductor switches Q1 and Q2 are alternately turned on with a dead time therebetween. Here, the dead time is a period during which both the semiconductor switches Q1 and Q2 are turned off.
本実施形態では、半導体スイッチQ1H,Q2HはP型MOSFETであり、半導体スイッチQ1L,Q2LはN型MOSFETである。図3に示すように、ゲート信号出力端子G1には、半導体スイッチQ1Hのドレイン端子と、半導体スイッチQ1Lのドレイン端子とが接続される。半導体スイッチQ1Hのソース端子には、基準電圧を生成する基準電圧生成部50が接続される。半導体スイッチQ1Lのソース端子は、基準電位源(グランド等)に接続される。半導体スイッチQ1H,Q1Lのそれぞれのゲート端子には、駆動部40が接続される。
In the present embodiment, the semiconductor switches Q1H and Q2H are P-type MOSFETs, and the semiconductor switches Q1L and Q2L are N-type MOSFETs. As shown in FIG. 3, the drain terminal of the semiconductor switch Q1H and the drain terminal of the semiconductor switch Q1L are connected to the gate signal output terminal G1. A
基準電圧生成部50は、基準電圧を生成し、駆動部40と、半導体スイッチQ1Hおよび半導体スイッチQ2Hのソース端子とに基準電圧を供給する。
The reference
<共振型コンバータ100の動作>
次に、上記のように構成された共振型コンバータ100の動作について説明する。
<Operation of
Next, the operation of the
共振型コンバータ100は、電源制御装置1によって生成されたゲート信号によってデッドタイムを挟んで半導体スイッチQ1,Q2を交互にオンさせて1次巻線T1を流れる電流を制御する。そして、整流平滑部110から出力される直流電圧が負荷200に供給される。
The
半導体スイッチQ1がオン状態で、且つ、半導体スイッチQ2がオフ状態である期間では、直流電源Vinの正極から出力された電流が半導体スイッチQ1を介してトランスTの1次巻線T1に供給される。したがって、トランスTの1次巻線T1の正方向に(すなわち、接続点Nから共振コンデンサC1に向かって)電流が流れる。すると、トランスTの2次巻線T2,T3には、正方向と反対の負方向に電流を流そうとする起電力がそれぞれ発生し、ダイオードD1ではアノードの電圧がカソードの電圧より高くなり、ダイオードD1が導通する。その結果、2次巻線T2,T3に発生した起電力が整流され、平滑コンデンサC5で平滑されて、負荷200に供給される。
During a period in which the semiconductor switch Q1 is on and the semiconductor switch Q2 is off, a current output from the positive electrode of the DC power supply Vin is supplied to the primary winding T1 of the transformer T via the semiconductor switch Q1. . Therefore, a current flows in the positive direction of the primary winding T1 of the transformer T (that is, from the connection point N toward the resonance capacitor C1). Then, in the secondary windings T2 and T3 of the transformer T, electromotive forces are generated to try to flow a current in the negative direction opposite to the positive direction, and the voltage of the anode becomes higher than the voltage of the cathode in the diode D1, The diode D1 conducts. As a result, the electromotive force generated in the secondary windings T2 and T3 is rectified, smoothed by the smoothing capacitor C5, and supplied to the
一方、半導体スイッチQ1がオフ状態で、且つ、半導体スイッチQ2がオン状態である期間では、1次巻線T1の正方向に電流が流れた期間にトランスTに蓄えられたエネルギーが用いられる。すなわち、この期間では、トランスTに蓄えられたエネルギーにより、トランスTの1次巻線T1から半導体スイッチQ2を介して直流電源Vinの負極に電流が供給される。すなわち、1次巻線T1の負方向に電流が流れる。すると、トランスTの2次巻線T2,T3には、1次巻線T1の正方向に電流を流そうとする起電力がそれぞれ発生し、ダイオードD2ではアノードの電圧がカソードの電圧より高くなり、ダイオードD2が導通する。その結果、トランスTの2次巻線T2,T3に発生した起電力が整流され、平滑コンデンサC5で平滑されて、負荷200に供給される。
On the other hand, during the period when the semiconductor switch Q1 is in the off state and the semiconductor switch Q2 is in the on state, the energy stored in the transformer T during the period when the current flows in the positive direction of the primary winding T1 is used. That is, in this period, current is supplied from the primary winding T1 of the transformer T to the negative electrode of the DC power supply Vin via the semiconductor switch Q2 by the energy stored in the transformer T. That is, a current flows in the negative direction of the primary winding T1. Then, an electromotive force is generated in the secondary windings T2 and T3 of the transformer T so as to cause a current to flow in the positive direction of the primary winding T1, and the anode voltage becomes higher than the cathode voltage in the diode D2. , The diode D2 conducts. As a result, the electromotive force generated in the secondary windings T2 and T3 of the transformer T is rectified, smoothed by the smoothing capacitor C5, and supplied to the
負荷200に供給される直流電圧は、抵抗R8を介して発光ダイオードPC1に供給されるとともに、出力電圧検出部120に供給される。フォトトランジスタPC2に流れる電流は受光した光の光量が増加するにつれて増加する。このため、共振型コンバータ100の出力電圧が高くなるにつれてコンデンサC3の放電速度が高くなり、その結果、半導体スイッチQ1,Q2のスイッチング周波数が高くなる。
The DC voltage supplied to the
図4は、フィードバック端子FBの電圧VFBの時間波形と、1次巻線T1を流れる電流IDの時間波形を、共振型コンバータ100の入力電圧ごとに示している。なお、図4において電流IDの時間波形は、半導体スイッチQ1がオン状態のときの波形を示しており、半導体スイッチQ2がオン状態のときの波形は図示していない。
FIG. 4 shows a time waveform of the voltage V FB at the feedback terminal FB and a time waveform of the current ID flowing through the primary winding T1 for each input voltage of the
図4に示すように、入力電圧が低い場合は、半導体スイッチQ1のスイッチング周波数が比較的低く、半導体スイッチQ1のオン期間が比較的長い。入力電圧が高くになるにつれて、半導体スイッチQ1のスイッチング周波数が高くなり、半導体スイッチQ1のオン期間が短くなる。また、1次巻線T1を流れる電流IDについて見ると、入力電圧が低い場合、電流IDのピーク値は比較的高く、ピーク値に達するタイミング(オン期間における位相)が早い。入力電圧が高くになるにつれて、電流IDのピーク値は低くなり、ピーク値に達するタイミング(オン期間における位相)が遅くなる。このように、入力電圧に応じて、電流のピーク値およびピーク値に達するタイミングが変動する。 As shown in FIG. 4, when the input voltage is low, the switching frequency of the semiconductor switch Q1 is relatively low, and the ON period of the semiconductor switch Q1 is relatively long. As the input voltage increases, the switching frequency of the semiconductor switch Q1 increases, and the ON period of the semiconductor switch Q1 decreases. Further, regarding the current ID flowing through the primary winding T1, when the input voltage is low, the peak value of the current ID is relatively high, and the timing of reaching the peak value (the phase in the ON period) is early. As the input voltage increases, the peak value of the current ID decreases, and the timing at which the current ID reaches the peak value (phase during the ON period) is delayed. As described above, the peak value of the current and the timing of reaching the peak value vary according to the input voltage.
従来は、前述したように、入力電圧を監視し、入力電圧に応じてOCP閾値を設定していた。これに対し、本実施形態では、フィードバック端子FBの電圧を用いてOCP閾値を設定する。フィードバック端子FBの電圧は、図4に示すように、オン期間中、コンデンサC3の放電によりなだらかに低下する。入力電圧が高くなるにつれて、1次巻線T1に流れる電流IDがピークに達するタイミングは遅くなるとともに、ピークは低くなる。このことを利用して、フィードバック端子FBの電圧に応じてOCP閾値を設定することで、入力電圧に応じた適切なOCP閾値を設定することができるようになる。 Conventionally, as described above, the input voltage is monitored and the OCP threshold is set according to the input voltage. In contrast, in the present embodiment, the OCP threshold is set using the voltage of the feedback terminal FB. As shown in FIG. 4, the voltage of the feedback terminal FB gradually decreases due to the discharge of the capacitor C3 during the ON period. As the input voltage increases, the timing at which the current ID flowing through the primary winding T1 reaches the peak becomes later and the peak becomes lower. By utilizing this, by setting the OCP threshold according to the voltage of the feedback terminal FB, it becomes possible to set an appropriate OCP threshold according to the input voltage.
前述のように、OCP閾値は、フィードバック端子FBの電圧VFBを用いて設定されるため、半導体スイッチQ1(またはQ2)がオン状態になってからの経過時間に応じて低下する。低入力電圧時は、共振電流のピークは高く位相が早いところ、OCP閾値も高いため、低入力電圧に応じた過電流検出が可能である。一方、高入力電圧時は、共振電流のピークは低く位相が遅いところ、OCP閾値も低いため、高入力電圧に応じた過電流検出が可能である。このようにして、本実施形態によれば、入力電圧の変動に対応して適切なOCP閾値を設定することができる。その結果、図5(b)に示すように、入力電圧がDC360V,390V,420Vと変動した場合であっても、過電流保護機能が動作するポイント(出力電流値)の変動を抑制することができる。 As described above, since the OCP threshold is set using the voltage V FB of the feedback terminal FB, the OCP threshold decreases according to the elapsed time after the semiconductor switch Q1 (or Q2) is turned on. When the input voltage is low, the peak of the resonance current is high and the phase is early, and the OCP threshold is also high. Therefore, overcurrent detection according to the low input voltage is possible. On the other hand, when the input voltage is high, the peak of the resonance current is low and the phase is late, and the OCP threshold is low. In this manner, according to the present embodiment, it is possible to set an appropriate OCP threshold value in response to a change in the input voltage. As a result, as shown in FIG. 5B, even when the input voltage fluctuates to 360V, 390V, and 420V DC, it is possible to suppress the fluctuation of the point (output current value) at which the overcurrent protection function operates. it can.
以上説明したように、本実施形態によれば、入力電圧が変動する場合であっても、入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行うことができる。 As described above, according to the present embodiment, even when the input voltage fluctuates, overcurrent protection can be appropriately performed without monitoring the input voltage.
さらに、本実施形態によれば、入力電圧を監視するための抵抗が不要となるため、共振型コンバータの部品点数が減少し、製造コストおよび実装面積を削減することができる。また、従来の共振型コンバータでは、長期間使用した場合、電食等に伴う抵抗値の変化により誤動作のおそれがあったが、本実施形態では、入力電圧を監視するための抵抗が無いのでこのようなおそれはない。 Furthermore, according to the present embodiment, since a resistor for monitoring the input voltage is not required, the number of components of the resonant converter is reduced, and the manufacturing cost and the mounting area can be reduced. Further, in the conventional resonant converter, when used for a long period of time, there was a risk of malfunction due to a change in resistance value due to electrolytic corrosion or the like. However, in the present embodiment, there is no resistance for monitoring the input voltage, so there is no resistance. There is no such fear.
また、本実施形態では、比較器CMP1およびCMP2を用いることで、ハイサイドスイッチ(半導体スイッチQ1)およびローサイドスイッチ(半導体スイッチQ2)の両方についてオン期間中の過電流を監視する。このため、半導体スイッチQ1(または半導体スイッチQ2)のオン期間中にのみ瞬間的な過電流が流れる場合にも、過電流保護動作を行うことができる。 In this embodiment, the comparators CMP1 and CMP2 are used to monitor the overcurrent during the ON period of both the high-side switch (semiconductor switch Q1) and the low-side switch (semiconductor switch Q2). Therefore, even when an instantaneous overcurrent flows only during the ON period of the semiconductor switch Q1 (or the semiconductor switch Q2), the overcurrent protection operation can be performed.
さらに、本実施形態では、フィードバック端子FBの電圧に基づいてOCP閾値を設定するので、共振電流の位相から負荷の状態を正確に把握して過電流保護動作を行うことができる。よって、入力電圧を用いて過電流保護動作を行う場合と比べて、過電流保護の信頼性を向上させることができる。 Furthermore, in this embodiment, since the OCP threshold is set based on the voltage of the feedback terminal FB, the overcurrent protection operation can be performed by accurately grasping the state of the load from the phase of the resonance current. Therefore, the reliability of the overcurrent protection can be improved as compared with the case where the overcurrent protection operation is performed using the input voltage.
なお、上記実施形態では、半導体スイッチQ1および半導体スイッチQ2を流れる電流を比較器CMP1およびCMP2でそれぞれ監視していたが、いずれか一方の半導体スイッチに流れる電流のみを監視するようにしてもよい。この場合、比較器CMP1およびCMP2のうちいずれか一方、および削除する比較器に付随する立ち上がり検出部の他、ORゲート13も削除することができる。その結果、部品点数を減らし、コスト削減を図ることができる。また、上記実施形態では、図4で説明したようにコンデンサC3の放電期間に半導体スイッチQ1をオンにしていたが、コンデンサC3の充電期間にオンするようにしてもよい。
In the above embodiment, the currents flowing through the semiconductor switches Q1 and Q2 are monitored by the comparators CMP1 and CMP2, respectively. However, only the current flowing through one of the semiconductor switches may be monitored. In this case, the
<電源制御装置1A>
次に、別の実施形態に係る電源制御装置1Aについて、図6を参照して説明する。前述の電源制御装置1との相違点の一つは、OCP閾値の勾配を設定するための勾配設定端子SSDが設けられている点である。なお、図6では、電源制御装置1と同様の構成要素については同一符号を付している。
<Power supply control device 1A>
Next, a power supply control device 1A according to another embodiment will be described with reference to FIG. One of the differences from the above-described power
電源制御装置1Aは、図6に示すように、予め設定された電圧を入力する勾配設定端子SSDをさらに有する。この勾配設定端子SSDは、OCP閾値の勾配を設定するための端子である。 As shown in FIG. 6, the power supply control device 1A further includes a gradient setting terminal SSD for inputting a preset voltage. This gradient setting terminal SSD is a terminal for setting the gradient of the OCP threshold.
勾配設定端子SSDに入力される電圧は、勾配設定端子SSDに外付けで接続された素子(コンデンサC6および抵抗R9)により予め設定される。コンデンサC6および抵抗R9は、勾配設定端子SSDと接地との間に接続されている。なお、コンデンサC6を充電する電流源(図示せず)が電源制御装置1A内に設けられる。 The voltage input to the gradient setting terminal SSD is set in advance by elements (capacitor C6 and resistor R9) externally connected to the gradient setting terminal SSD. The capacitor C6 and the resistor R9 are connected between the slope setting terminal SSD and the ground. Note that a current source (not shown) for charging the capacitor C6 is provided in the power supply control device 1A.
電源制御装置1Aは、図6に示すように、過電流判定部10Aと、出力電圧抑制部20と、制御部30と、駆動部40と、基準電圧生成部50と、半導体スイッチQ1H,Q1L,Q2H,Q2Lとを備えている。過電流判定部10A以外の構成は、電源制御装置1と同様であるので説明を省略する。
As shown in FIG. 6, the power supply control device 1A includes an overcurrent determination unit 10A, an output voltage suppression unit 20, a control unit 30, a drive unit 40, a reference
過電流判定部10Aは、比較器CMP1,2と、立ち上がり検出部11,12と、ORゲート13と、乗算器16,17とを有している。過電流判定部10Aは、以下に説明するように、フィードバック端子FBの電圧および勾配設定端子SSDの電圧に基づいて過電圧保護閾値を設定するように構成されている。
The overcurrent determination unit 10A includes comparators CMP1 and CMP2, rising
乗算器16,17は、フィードバック端子FBの電圧に勾配設定端子SSDの電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する。乗算器16,17は、乗算により得られた電圧を比較器CMP1,2の入力電圧に適した電圧にレベル調整して出力する。なお、乗算器17は、乗算結果の電圧を反転させて比較器CMP2の非反転入力端子(+)に出力する。乗算器16の出力端子は比較器CMP1の反転入力端子に接続され、乗算器17の出力端子は比較器CMP2の非反転入力端子に接続されている。
The
比較器CMP1(第1の比較器)は、モニタ端子MONに電気的に接続された第1の入力端子(+)と、乗算器16の出力端子に電気的に接続された第2の入力端子(−)とを有する。比較器CMP1は、第1の入力端子の電圧が第2の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号(本実施形態ではHレベル信号)を出力する。
The comparator CMP1 (first comparator) has a first input terminal (+) electrically connected to the monitor terminal MON, and a second input terminal electrically connected to the output terminal of the
比較器CMP2(第2の比較器)は、モニタ端子MONに電気的に接続された第3の入力端子(−)と、乗算器17の出力端子に電気的に接続された第4の入力端子(+)とを有する。この比較器CMP2は、第3の入力端子の電圧が第4の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号(本実施形態ではHレベル信号)を出力する。
The comparator CMP2 (second comparator) has a third input terminal (-) electrically connected to the monitor terminal MON, and a fourth input terminal electrically connected to the output terminal of the
上記の構成により、過電流判定部10Aは、乗算器16,17の出力電圧をOCP閾値として用いて、1次巻線T1に流れる電流が過電流であるか否かを判定する。OCP閾値の傾きを調整することができるため、より適切なOCP閾値を設定することができる。
With the above configuration, the overcurrent determination unit 10A determines whether the current flowing through the primary winding T1 is an overcurrent using the output voltages of the
なお、上記の実施形態では、経過時間に応じて低下するOCP閾値を過電流判定部10,10Aでフィードバック端子FBの電圧に基づいて生成したが、本発明はこれに限らない。例えば、マイコンなど任意の電圧波形を生成可能な装置を用いて、半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する電圧をOCP閾値として生成し、過電流判定に用いてもよい。マイコン等の装置は、電源制御装置1,1A内に設けられてもよいし、あるいは、電源制御装置1,1Aに外付けされてもよい。
In the above-described embodiment, the OCP threshold value that decreases according to the elapsed time is generated by the overcurrent determination units 10 and 10A based on the voltage of the feedback terminal FB, but the present invention is not limited to this. For example, using a device that can generate an arbitrary voltage waveform such as a microcomputer, a voltage that decreases according to the elapsed time after the semiconductor switch is turned on may be generated as an OCP threshold, and used for overcurrent determination. . A device such as a microcomputer may be provided in the power
図7は、電源制御装置1Aを用いた場合における各種信号の時間波形の一例を示している。図7において、VGHは半導体スイッチQ1に出力されるゲート信号であり、VGLは半導体スイッチQ2に出力されるゲート信号である。また、VSSDは、勾配設定端子SSDの電圧である。なお、図7は、勾配設定端子SSDの電圧が、2Vの場合、3.5Vの場合、および5Vの場合の3つのパターンを一つにまとめた図である。 FIG. 7 shows an example of time waveforms of various signals when the power supply control device 1A is used. In FIG. 7, V GH is a gate signal output to the semiconductor switch Q1, and V GL is a gate signal output to the semiconductor switch Q2. V SSD is the voltage of the gradient setting terminal SSD. FIG. 7 is a diagram in which three patterns when the voltage of the gradient setting terminal SSD is 2 V, 3.5 V, and 5 V are combined into one.
図7から分かるように、勾配設定端子SSDの電圧が高くなるにつれて、OCP閾値の初期値V1は変わらないのに対し、収束値V2は高くなっていく。したがって、勾配設定端子SSDの電圧が高くなるにつれて、OCP閾値の勾配がなだらかになる。図7の例では、勾配設定端子SSDの電圧が5Vのときに収束値V2が初期値V1に等しくなっている。このように勾配設定端子SSDの電圧を変えることで、OCP閾値の傾きを調整することができる。その結果、より適切なOCP閾値を設定することができる。 As can be seen from Figure 7, as the voltage gradient setting terminal SSD is higher, while the initial value V 1 of the OCP threshold does not change, the convergence value V 2 is gradually increased. Therefore, as the voltage of the gradient setting terminal SSD increases, the gradient of the OCP threshold becomes gentler. In the example of FIG. 7, the convergence value V 2 is equal to the initial value V 1 when the voltage of the gradient setting terminal SSD is 5V. By changing the voltage of the gradient setting terminal SSD in this way, the gradient of the OCP threshold can be adjusted. As a result, a more appropriate OCP threshold can be set.
なお、過電流判定部10Aにおいても過電流判定部10の場合と同様に、半導体スイッチQ1および半導体スイッチQ2のうちいずれか一方の半導体スイッチに流れる電流のみを監視するようにしてもよい。この場合、比較器CMP1およびCMP2のうちいずれか一方、削除する比較器に付随する立ち上がり検出部および乗算器の他、ORゲート13も削除することができるので、部品点数を減らし、コスト削減を図ることができる。
Note that, similarly to the case of the overcurrent determination unit 10, the overcurrent determination unit 10A may monitor only the current flowing through one of the semiconductor switches Q1 and Q2. In this case, the
上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではない。異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。特許請求の範囲に規定された内容及びその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更及び部分的削除が可能である。 Based on the above description, those skilled in the art may be able to conceive additional effects and various modifications of the present invention, but aspects of the present invention are not limited to the above-described individual embodiments. . Components of different embodiments may be appropriately combined. Various additions, changes, and partial deletions can be made without departing from the concept and spirit of the present invention derived from the contents defined in the claims and equivalents thereof.
1,1A 電源制御装置
10,10A 過電流判定部
11,12 立ち上がり検出部
13 ORゲート
14 電圧レベル調整部
15 NOTゲート
16,17 乗算器
20 出力電圧抑制部
30 制御部
40 駆動部
41 T型フリップフロップ
42,43 ANDゲート
44 デッドタイム生成部
50 基準電圧生成部
100 共振型コンバータ
110 整流平滑部
120 出力電圧検出部
130 電流電圧変換部
200 負荷
C1 共振コンデンサ
C3,C4 コンデンサ
C5 平滑コンデンサ
C6 コンデンサ
CMP,CMP1,CMP2 比較器
CS 電流源
D1,D2 ダイオード
G1,G2 ゲート信号出力端子
FB フィードバック端子
MON モニタ端子
PC1 発光ダイオード
PC2 フォトトランジスタ
Q1,Q2,Q3,Q4,Q5 半導体スイッチ
R3,R4,R5,R6,R7,R8,R9 抵抗
SSD 勾配設定端子
T トランス
T1 1次巻線
T2 2次巻線
Vin 直流電源
1, 1A Power control device 10, 10A
Claims (10)
前記半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記1次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記1次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
前記1次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
を備え、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子の電圧を入力する第1の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第2の入力端子とを有し、前記第1の入力端子の電圧が前記第2の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第1の比較器を有することを特徴とする電源制御装置。 A power supply control device that is used in a resonance type converter and that turns on / off a semiconductor switch that controls a current flowing through a primary winding of a transformer,
An overcurrent determination unit that determines whether or not the current flowing through the primary winding is an overcurrent, using an overcurrent protection threshold that decreases according to the elapsed time since the semiconductor switch is turned on. ,
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the semiconductor switch when the overcurrent determination unit determines that a current flowing through the primary winding is an overcurrent;
A monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a current flowing through the primary winding;
A feedback terminal for inputting a voltage based on the output voltage of the resonant converter;
Equipped with a,
The overcurrent determination unit,
A first input terminal for inputting a voltage of the monitor terminal; and a second input terminal for inputting a voltage based on the voltage of the feedback terminal, wherein the voltage of the first input terminal is equal to the second input terminal. A power supply control device comprising: a first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than a terminal voltage .
前記モニタ端子の電圧を入力する第3の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第4の入力端子とを有し、前記第3の入力端子の電圧が前記第4の入力端子の電圧に基づく電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第2の比較器を有することを特徴とする請求項1に記載の電源制御装置。 The overcurrent determination unit,
A third input terminal for inputting a voltage of the monitor terminal; and a fourth input terminal for inputting a voltage based on the voltage of the feedback terminal, wherein the voltage of the third input terminal is the fourth input terminal. The power supply control device according to claim 1 , further comprising a second comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is lower than a voltage based on a voltage of the terminal.
前記半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記1次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記1次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
前記1次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子と、を備え、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する乗算器を有することを特徴とする電源制御装置。 A power supply control device that is used in a resonance type converter and that turns on / off a semiconductor switch that controls a current flowing through a primary winding of a transformer,
An overcurrent determination unit that determines whether or not the current flowing through the primary winding is an overcurrent, using an overcurrent protection threshold that decreases according to the elapsed time since the semiconductor switch is turned on. ,
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the semiconductor switch when the overcurrent determination unit determines that a current flowing through the primary winding is an overcurrent;
A monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a current flowing through the primary winding;
A feedback terminal for inputting a voltage based on the output voltage of the resonant converter;
A gradient setting terminal for setting a gradient of the overcurrent protection threshold ,
The power supply control device, wherein the overcurrent determination unit includes a multiplier that outputs a voltage based on a voltage obtained by multiplying a voltage of the feedback terminal by a voltage of the gradient setting terminal.
前記モニタ端子に電気的に接続された第1の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第2の入力端子とを有し、前記第1の入力端子の電圧が前記第2の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第1の比較器をさらに有することを特徴とする請求項4に記載の電源制御装置。 The overcurrent determination unit,
A first input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a second input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the first input terminal is The power supply control device according to claim 4 , further comprising a first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than a voltage of the second input terminal.
前記モニタ端子に電気的に接続された第3の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第4の入力端子とを有し、前記第3の入力端子の電圧が前記第4の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第2の比較器をさらに有することを特徴とする請求項4または5に記載の電源制御装置。 The overcurrent determination unit,
A third input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a fourth input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the third input terminal is The power supply control device according to claim 4 , further comprising a second comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is lower than a voltage of the fourth input terminal.
前記1次巻線に直列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの前記2次巻線に発生した電圧を整流および平滑する整流平滑部と、
前記1次巻線に流れる共振電流に応じた電圧を入力するモニタ端子、フィードバック端子、第1のゲート信号出力端子および第2のゲート信号出力端子を有する電源制御装置と、
前記整流平滑部の出力電圧に応じた光量で発光する発光ダイオードと、
一端が前記フィードバック端子に電気的に接続され、他端が接地されたコンデンサと、 コレクタ端子が前記フィードバック端子に電気的に接続され、エミッタ端子が接地され、前記発光ダイオードの光量に応じて電流伝達比が変わるフォトトランジスタと、
ドレイン端子が直流電源の正極に電気的に接続され、ゲート端子が前記第1のゲート信号出力端子に接続された第1の半導体スイッチと、
ドレイン端子が前記第1の半導体スイッチのソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が前記第2のゲート信号出力端子に接続された第2の半導体スイッチと、を備え、
前記電源制御装置は、
前記第1の半導体スイッチまたは第2の半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記1次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記1次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記第1および第2の半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を有し、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いることを特徴とする共振型コンバータ。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonance capacitor connected in series to the primary winding;
A rectifying and smoothing unit for rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding of the transformer;
A power supply control device having a monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a resonance current flowing through the primary winding, a feedback terminal, a first gate signal output terminal, and a second gate signal output terminal;
A light-emitting diode that emits light with a light amount according to the output voltage of the rectifying and smoothing unit,
A capacitor having one end electrically connected to the feedback terminal and the other end grounded, a collector terminal electrically connected to the feedback terminal, an emitter terminal grounded, and a current transmission according to the light quantity of the light emitting diode. A phototransistor whose ratio changes,
A first semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to the positive electrode of the DC power supply and a gate terminal connected to the first gate signal output terminal;
A second semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to a source terminal of the first semiconductor switch, a source terminal grounded, and a gate terminal connected to the second gate signal output terminal;
The power control device,
Whether the current flowing through the primary winding is an overcurrent is determined by using an overcurrent protection threshold value that decreases according to an elapsed time after the first semiconductor switch or the second semiconductor switch is turned on. An overcurrent determination unit for determining whether
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the first and second semiconductor switches when the overcurrent determination unit determines that the current flowing through the primary winding is an overcurrent;
Has,
The resonant converter according to claim 1, wherein the overcurrent determining unit uses a voltage based on a voltage of the feedback terminal as the overcurrent protection threshold.
前記1次巻線に直列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの前記2次巻線に発生した電圧を整流および平滑する整流平滑部と、
前記1次巻線に流れる共振電流に応じた電圧を入力するモニタ端子、フィードバック端子、第1のゲート信号出力端子および第2のゲート信号出力端子を有する電源制御装置と、
前記整流平滑部の出力電圧に応じた光量で発光する発光ダイオードと、
一端が前記フィードバック端子に電気的に接続され、他端が接地されたコンデンサと、 コレクタ端子が前記フィードバック端子に電気的に接続され、エミッタ端子が接地され、前記発光ダイオードの光量に応じて電流伝達比が変わるフォトトランジスタと、
ドレイン端子が直流電源の正極に電気的に接続され、ゲート端子が前記第1のゲート信号出力端子に接続された第1の半導体スイッチと、
ドレイン端子が前記第1の半導体スイッチのソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が前記第2のゲート信号出力端子に接続された第2の半導体スイッチと、を備え、
前記電源制御装置は、
前記第1の半導体スイッチまたは第2の半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記1次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記1次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記第1および第2の半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を有し、
前記電源制御装置は、前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子をさらに有し、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いることを特徴とする共振型コンバータ。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonance capacitor connected in series to the primary winding;
A rectifying and smoothing unit for rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding of the transformer;
A power supply control device having a monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a resonance current flowing through the primary winding, a feedback terminal, a first gate signal output terminal, and a second gate signal output terminal;
A light-emitting diode that emits light with a light amount according to the output voltage of the rectifying and smoothing unit,
A capacitor having one end electrically connected to the feedback terminal and the other end grounded; a collector terminal electrically connected to the feedback terminal; an emitter terminal grounded; A phototransistor whose ratio changes,
A first semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to the positive electrode of the DC power supply and a gate terminal connected to the first gate signal output terminal;
A second semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to a source terminal of the first semiconductor switch, a source terminal grounded, and a gate terminal connected to the second gate signal output terminal;
The power control device,
Using an overcurrent protection threshold value that decreases according to the elapsed time since the first semiconductor switch or the second semiconductor switch is turned on, and determining whether the current flowing through the primary winding is an overcurrent. An overcurrent determination unit for determining whether
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the first and second semiconductor switches when the overcurrent determination unit determines that a current flowing through the primary winding is an overcurrent;
Has,
The power supply control device further includes a gradient setting terminal for setting a gradient of the overcurrent protection threshold,
The resonant converter according to claim 1, wherein the overcurrent determination unit uses a voltage based on a voltage obtained by multiplying a voltage of the feedback terminal by a voltage of the gradient setting terminal as the overcurrent protection threshold.
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