JP6640036B2 - Power supply control device, semiconductor integrated circuit, and resonant converter - Google Patents

Power supply control device, semiconductor integrated circuit, and resonant converter Download PDF

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Description

本発明は、電源制御装置、半導体集積回路、および共振型コンバータに関する。   The present invention relates to a power supply control device, a semiconductor integrated circuit, and a resonance converter.

従来、共振型コンバータの一つとしてＬＬＣ電流共振電源が知られている。このＬＬＣ電流共振電源では、トランスの漏れインダクタンスと、トランスの１次巻線に接続された共振コンデンサとの共振を利用して１次巻線に流れる電流（共振電流）を正弦波に近づけることで、ノイズの低減や変換効率の向上を図っている。   Conventionally, an LLC current resonance power supply is known as one of resonance type converters. In this LLC current resonance power supply, the current (resonance current) flowing through the primary winding is approximated to a sine wave using the leakage inductance of the transformer and the resonance of the resonance capacitor connected to the primary winding of the transformer. , Noise reduction and conversion efficiency improvement.

ＬＬＣ電流共振電源では過電流保護対策として、共振電流が過電流保護閾値（以下、「ＯＣＰ閾値」ともいう。ＯＣＰ：Ｏｖｅｒ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ）を超えたことを検出すると、出力電圧を抑制する動作を行う。ＬＬＣ電流共振電源の前段（入力段）には、ＰＦＣ回路（力率改善回路）が設けられることが多い。ＰＦＣ回路が設けられる場合、ＬＬＣ電流共振電源の入力電圧の変動は小さい。このため、ＯＣＰ閾値を一定としても特段の問題は生じなかった。   As an overcurrent protection measure, the LLC current resonance power supply performs an operation of suppressing the output voltage when detecting that the resonance current exceeds an overcurrent protection threshold (hereinafter, also referred to as “OCP threshold”. OCP: Over Current Protection). . In many cases, a PFC circuit (power factor correction circuit) is provided in a preceding stage (input stage) of the LLC current resonance power supply. When a PFC circuit is provided, the fluctuation of the input voltage of the LLC current resonance power supply is small. For this reason, no particular problem occurred even when the OCP threshold was fixed.

ところが近年、ＬＬＣ電流共振電源の前段にＰＦＣ回路が設けられないケースが増えてきている。ＬＬＣ電流共振電源の入力電圧が変動すると、共振電流のピーク値が大きく変動する。このため、ＯＣＰ閾値を一定にした場合、過電流保護がかかるポイント（出力電流値）が大きく変動する（図５（ａ）参照）。その結果、ＬＬＣ電流共振電源の構成素子に大きなストレスが加わることがある。例えば、１次巻線に流れる電流を制御するための半導体スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ等）に過電流が流れて破壊に到るおそれがある。   However, in recent years, cases in which a PFC circuit is not provided in a stage preceding the LLC current resonance power supply have been increasing. When the input voltage of the LLC current resonance power supply fluctuates, the peak value of the resonance current fluctuates greatly. For this reason, when the OCP threshold value is fixed, the point (output current value) at which overcurrent protection is applied fluctuates greatly (see FIG. 5A). As a result, a large stress may be applied to the constituent elements of the LLC current resonance power supply. For example, an overcurrent may flow through a semiconductor switch (such as a MOSFET) for controlling the current flowing through the primary winding, leading to destruction.

特許文献１には、入力電圧を抵抗で分圧して得られた電圧を用いてＯＣＰ閾値を生成することで、入力電圧に応じてＯＣＰ閾値を変化させるようにしたスイッチング電源装置が記載されている。   Patent Literature 1 discloses a switching power supply device that generates an OCP threshold using a voltage obtained by dividing an input voltage with a resistor, thereby changing the OCP threshold according to the input voltage. .

特開２０１２−１７０２１８号公報JP 2012-170218 A

しかしながら、特許文献１の場合、高い入力電圧を分圧するための抵抗が必要となるため、共振型コンバータの部品点数の増加、製造コストおよび実装面積の増大という問題がある。さらに、分圧用の抵抗に電流が流れることで損失が増大するという問題がある。また、長期間使用した場合に電食等に伴う抵抗値の変化により誤動作の可能性が高まるといった問題もある。   However, in the case of Patent Document 1, since a resistor for dividing a high input voltage is required, there are problems that the number of components of the resonant converter increases, the manufacturing cost and the mounting area increase. Further, there is a problem that a loss increases due to a current flowing through the voltage dividing resistor. Further, there is also a problem that a possibility of malfunction increases due to a change in resistance value due to electrolytic corrosion or the like when used for a long time.

そこで、本発明は、入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行うことが可能な電源制御装置、半導体集積回路、および共振型コンバータを提供することを目的とする。   Therefore, an object of the present invention is to provide a power supply control device, a semiconductor integrated circuit, and a resonant converter that can appropriately perform overcurrent protection without monitoring an input voltage.

本発明に係る電源制御装置は、
共振型コンバータに用いられ、トランスの１次巻線に流れる電流を制御する半導体スイッチをオン／オフする電源制御装置であって、
前記半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を備えることを特徴とする。 The power supply control device according to the present invention,
A power supply control device that is used in a resonance type converter and that turns on / off a semiconductor switch that controls a current flowing through a primary winding of a transformer,
An overcurrent determination unit that determines whether or not the current flowing through the primary winding is an overcurrent, using an overcurrent protection threshold that decreases according to the elapsed time since the semiconductor switch is turned on. ,
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the semiconductor switch when the overcurrent determination unit determines that a current flowing through the primary winding is an overcurrent;
It is characterized by having.

また、前記電源制御装置において、
前記１次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
をさらに備えてもよい。 Further, in the power supply control device,
A monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a current flowing through the primary winding;
A feedback terminal for inputting a voltage based on the output voltage of the resonant converter;
May be further provided.

また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子の電圧を入力する第１の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器を有してもよい。 Further, in the power supply control device,
The overcurrent determination unit,
A first input terminal for inputting a voltage of the monitor terminal; and a second input terminal for inputting a voltage based on the voltage of the feedback terminal, wherein the voltage of the first input terminal is equal to the second input terminal. A first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than the voltage of the terminal may be provided.

また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子の電圧を入力する第３の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第４の入力端子とを有し、前記第３の入力端子の電圧が前記第４の入力端子の電圧に基づく電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第２の比較器を有してもよい。 Further, in the power supply control device,
The overcurrent determination unit,
A third input terminal for inputting a voltage of the monitor terminal; and a fourth input terminal for inputting a voltage based on the voltage of the feedback terminal, wherein the voltage of the third input terminal is the fourth input terminal. A second comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is lower than the voltage based on the voltage of the terminal may be provided.

また、前記電源制御装置において、
前記出力電圧抑制部は、第１の主電極が前記フィードバック端子に電気的に接続され、第２の主電極が接地され、前記過電流検出信号を受信するとオン状態になる放電加速用半導体スイッチを有してもよい。 Further, in the power supply control device,
The output voltage suppressing unit includes a discharge accelerating semiconductor switch that has a first main electrode electrically connected to the feedback terminal, a second main electrode grounded, and is turned on when the overcurrent detection signal is received. May have.

また、前記電源制御装置において、
予め設定された電圧を入力する勾配設定端子と、
前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する乗算器と、をさらに備え、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第１の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器を有してもよい。 Further, in the power supply control device,
A gradient setting terminal for inputting a preset voltage,
A multiplier that outputs a voltage based on a voltage obtained by multiplying the voltage of the feedback terminal by the voltage of the gradient setting terminal,
The overcurrent determination unit,
A first input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a second input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the first input terminal is A first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than the voltage of the second input terminal may be provided.

また、前記電源制御装置において、
前記１次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子と、をさらに備え、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する乗算器を有してもよい。 Further, in the power supply control device,
A monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a current flowing through the primary winding;
A feedback terminal for inputting a voltage based on the output voltage of the resonant converter;
A gradient setting terminal for setting a gradient of the overcurrent protection threshold,
The overcurrent determination unit may include a multiplier that outputs a voltage based on a voltage obtained by multiplying a voltage of the feedback terminal by a voltage of the gradient setting terminal.

また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第１の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器をさらに有してもよい。 Further, in the power supply control device,
The overcurrent determination unit,
A first input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a second input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the first input terminal is It may further include a first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than the voltage of the second input terminal.

また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第３の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第４の入力端子とを有し、前記第３の入力端子の電圧が前記第４の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第２の比較器をさらに有してもよい。 Further, in the power supply control device,
The overcurrent determination unit,
A third input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a fourth input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the third input terminal is A second comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is lower than the voltage of the fourth input terminal may be further provided.

本発明に係る半導体集積回路は、上記電源制御装置を半導体基板に形成したことを特徴とする。   A semiconductor integrated circuit according to the present invention is characterized in that the power supply control device is formed on a semiconductor substrate.

本発明に係る共振型コンバータは、
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に直列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの前記２次巻線に発生した電圧を整流および平滑する整流平滑部と、
前記１次巻線に流れる共振電流に応じた電圧を入力するモニタ端子、フィードバック端子、第１のゲート信号出力端子および第２のゲート信号出力端子を有する電源制御装置と、
前記整流平滑部の出力電圧に応じた光量で発光する発光ダイオードと、
一端が前記フィードバック端子に電気的に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
コレクタ端子が前記フィードバック端子に電気的に接続され、エミッタ端子が接地され、前記発光ダイオードの光量に応じて電流伝達比が変わるフォトトランジスタと、
ドレイン端子が直流電源の正極に電気的に接続され、ゲート端子が前記第１のゲート信号出力端子に接続された第１の半導体スイッチと、
ドレイン端子が前記第１の半導体スイッチのソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が前記第２のゲート信号出力端子に接続された第２の半導体スイッチと、を備え、
前記電源制御装置は、
前記第１の半導体スイッチまたは第２の半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記第１および第２の半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を有することを特徴とする。 The resonant converter according to the present invention,
A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonance capacitor connected in series to the primary winding;
A rectifying and smoothing unit for rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding of the transformer;
A power supply control device having a monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a resonance current flowing through the primary winding, a feedback terminal, a first gate signal output terminal, and a second gate signal output terminal;
A light-emitting diode that emits light with a light amount according to the output voltage of the rectifying and smoothing unit,
A capacitor having one end electrically connected to the feedback terminal and the other end grounded;
A phototransistor having a collector terminal electrically connected to the feedback terminal, an emitter terminal grounded, and a current transfer ratio that changes according to the amount of light of the light emitting diode;
A first semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to the positive electrode of the DC power supply and a gate terminal connected to the first gate signal output terminal;
A second semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to a source terminal of the first semiconductor switch, a source terminal grounded, and a gate terminal connected to the second gate signal output terminal;
The power control device,
Whether the current flowing through the primary winding is an overcurrent is determined by using an overcurrent protection threshold value that decreases according to an elapsed time after the first semiconductor switch or the second semiconductor switch is turned on. An overcurrent determination unit for determining whether
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the first and second semiconductor switches when the overcurrent determination unit determines that the current flowing through the primary winding is an overcurrent;
It is characterized by having.

また、前記共振型コンバータにおいて、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いてもよい。 Further, in the resonance type converter,
The overcurrent determination unit may use a voltage based on a voltage of the feedback terminal as the overcurrent protection threshold.

また、前記共振型コンバータにおいて、
前記電源制御装置は、前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子をさらに有し、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いてもよい。 Further, in the resonance type converter,
The power supply control device further includes a gradient setting terminal for setting a gradient of the overcurrent protection threshold,
The overcurrent determination unit may use a voltage based on a voltage obtained by multiplying a voltage of the feedback terminal by a voltage of the gradient setting terminal as the overcurrent protection threshold.

本発明では、トランスの１次巻線に流れる電流を制御する半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定し、１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させて、共振型コンバータの出力電圧を抑制する。これにより、本発明によれば、入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行うことができる。   According to the present invention, the current flowing through the primary winding is excessively reduced by using an overcurrent protection threshold value that decreases with the lapse of time since the semiconductor switch that controls the current flowing through the primary winding of the transformer is turned on. It is determined whether or not the current is a current. If the current flowing through the primary winding is determined to be an overcurrent, the switching frequency of the semiconductor switch is increased to suppress the output voltage of the resonant converter. Thus, according to the present invention, overcurrent protection can be appropriately performed without monitoring the input voltage.

本実施形態に係る共振型コンバータ１００の概略的構成を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a schematic configuration of a resonance type converter 100 according to the embodiment. 共振型コンバータ１００の出力電圧のスイッチング周波数特性を示すグラフである。5 is a graph showing a switching frequency characteristic of an output voltage of the resonant converter 100. 実施形態に係る電源制御装置１の概略的構成を示す図である。It is a figure showing the schematic structure of power supply control device 1 concerning an embodiment. フィードバック端子の電圧および共振電流の時間波形を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a time waveform of a voltage of a feedback terminal and a resonance current. （ａ）はＯＣＰ閾値を一定にした場合における、共振型コンバータの出力電流と出力電圧の特性を示すグラフであり、（ｂ）はＯＣＰ閾値を実施形態のように変化させた場合における、共振型コンバータの出力電流と出力電圧の特性を示すグラフである。(A) is a graph showing the characteristics of the output current and the output voltage of the resonance type converter when the OCP threshold value is fixed, and (b) is a graph showing the resonance type when the OCP threshold value is changed as in the embodiment. 6 is a graph showing characteristics of an output current and an output voltage of the converter. 別の実施形態に係る電源制御装置１Ａの概略的構成を示す図である。It is a figure showing the schematic structure of power supply control device 1A concerning another embodiment. 電源制御装置１Ａを用いた場合における各種信号の時間波形の一例を示す図である。It is a figure showing an example of a time waveform of various signals at the time of using power supply control device 1A.

以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態に係るについて説明する。   Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings.

＜共振型コンバータ１００＞
まず、図１を参照して、本発明の実施形態に係る共振型コンバータ１００について説明する。 <Resonant converter 100>
First, a resonant converter 100 according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.

共振型コンバータ１００は、直流電源Ｖｉｎから入力した電力を変換して得られた直流電力を負荷２００に供給する。この共振型コンバータ１００の入出力特性については、図２に示すように、出力電圧は、入力電圧が高いほど、スイッチング周波数の全域にわたって高くなる。なお、スイッチング周波数ｆは、共振周波数ｆ０よりも高い周波数が選択される。   The resonance type converter 100 supplies the DC power obtained by converting the power input from the DC power supply Vin to the load 200. Regarding the input / output characteristics of the resonant converter 100, as shown in FIG. 2, the higher the input voltage, the higher the output voltage becomes over the entire switching frequency range. The switching frequency f is selected to be higher than the resonance frequency f0.

共振型コンバータ１００は、図１に示すように、電源制御装置１と、半導体スイッチＱ１と、半導体スイッチＱ２と、トランスＴと、共振コンデンサＣ１と、整流平滑部１１０と、出力電圧検出部１２０と、電流電圧変換部１３０と、発光ダイオードＰＣ１と、フォトトランジスタＰＣ２とを備えている。なお、共振型コンバータ１００には、入力電圧（直流電源Ｖｉｎの電圧）を監視するための回路は設けられていない。   As shown in FIG. 1, the resonance type converter 100 includes a power supply control device 1, a semiconductor switch Q1, a semiconductor switch Q2, a transformer T, a resonance capacitor C1, a rectifying / smoothing unit 110, an output voltage detection unit 120, , A current-voltage converter 130, a light emitting diode PC1, and a phototransistor PC2. Note that the resonant converter 100 is not provided with a circuit for monitoring the input voltage (the voltage of the DC power supply Vin).

以下、共振型コンバータ１００の各構成要素について説明する。   Hereinafter, each component of the resonance type converter 100 will be described.

電源制御装置１は、共振型コンバータ１００に用いられる。この電源制御装置１については後ほど詳しく説明するが、半導体スイッチＱ１，Ｑ２をオン／オフするように構成されている。なお、電源制御装置１は、例えばＩＣチップとして構成される。即ち、電源制御装置１は、半導体基板上に形成された半導体集積回路として構成することが可能である。   The power supply control device 1 is used for the resonance type converter 100. As will be described later in detail, the power supply control device 1 is configured to turn on / off the semiconductor switches Q1 and Q2. The power control device 1 is configured as, for example, an IC chip. That is, the power supply control device 1 can be configured as a semiconductor integrated circuit formed on a semiconductor substrate.

トランスＴの１次巻線Ｔ１には、半導体スイッチＱ１，Ｑ２に流れる電流が流れる。半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流を制御する。半導体スイッチＱ１（第１の半導体スイッチ）はハイサイドスイッチであり、半導体スイッチＱ２（第２の半導体スイッチ）はローサイドスイッチである。半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、例えばＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）により構成される。なお、半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、その他、ＳｉＣパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、シリコンパワーデバイス、ＩＧＢＴなどであってもよい。   The current flowing through the semiconductor switches Q1 and Q2 flows through the primary winding T1 of the transformer T. The semiconductor switches Q1 and Q2 control the current flowing through the primary winding T1 of the transformer T. The semiconductor switch Q1 (first semiconductor switch) is a high-side switch, and the semiconductor switch Q2 (second semiconductor switch) is a low-side switch. The semiconductor switches Q1 and Q2 are configured by, for example, an N-type MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). In addition, the semiconductor switches Q1 and Q2 may be an SiC power device, a GaN power device, a silicon power device, an IGBT, or the like.

図１に示すように、直列接続された半導体スイッチＱ１および半導体スイッチＱ２が、直流電源Ｖｉｎの正極と負極の間に接続されている。より詳しくは、半導体スイッチＱ１は、ドレイン端子が直流電源Ｖｉｎの正極に電気的に接続され、ゲート端子が電源制御装置１のゲート信号出力端子Ｇ１（第１のゲート信号出力端子）に電気的に接続されている。半導体スイッチＱ２は、ドレイン端子が半導体スイッチＱ１のソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が電源制御装置１のゲート信号出力端子Ｇ２（第２のゲート信号出力端子）に電気的に接続されている。   As shown in FIG. 1, a semiconductor switch Q1 and a semiconductor switch Q2 connected in series are connected between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply Vin. More specifically, the semiconductor switch Q1 has a drain terminal electrically connected to the positive electrode of the DC power supply Vin, and a gate terminal electrically connected to a gate signal output terminal G1 (first gate signal output terminal) of the power supply control device 1. It is connected. The semiconductor switch Q2 has a drain terminal electrically connected to a source terminal of the semiconductor switch Q1, a source terminal grounded, and a gate terminal connected to a gate signal output terminal G2 (second gate signal output terminal) of the power supply control device 1. It is electrically connected.

トランスＴは、１次巻線Ｔ１および２次巻線Ｔ２，Ｔ３を有する。１次巻線Ｔ１と２次巻線Ｔ２，Ｔ３との間が絶縁されている。１次巻線Ｔ１は、半導体スイッチＱ２と並列に接続されている。２次巻線Ｔ２，Ｔ３は整流平滑部１１０に接続されている。   The transformer T has a primary winding T1 and secondary windings T2, T3. The primary winding T1 and the secondary windings T2, T3 are insulated. The primary winding T1 is connected in parallel with the semiconductor switch Q2. The secondary windings T2 and T3 are connected to the rectifying / smoothing unit 110.

共振コンデンサＣ１は、１次巻線Ｔ１に直列接続されている。なお、共振コンデンサＣ１の配置は、これに限られず、例えば、半導体スイッチＱ１と半導体スイッチＱ２の接続点Ｎと、１次巻線Ｔ１との間に共振コンデンサＣ１が設けられてもよい。   The resonance capacitor C1 is connected in series to the primary winding T1. The arrangement of the resonance capacitor C1 is not limited to this. For example, the resonance capacitor C1 may be provided between the connection point N between the semiconductor switches Q1 and Q2 and the primary winding T1.

整流平滑部１１０は、ダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑コンデンサＣ５と、を有し、トランスＴの２次巻線Ｔ２，Ｔ３に発生した電圧を整流および平滑する。整流平滑部１１０の出力側には、負荷２００が接続される。また、整流平滑部１１０の出力には、発光ダイオードＰＣ１および出力電圧検出部１２０がそれぞれ電気的に接続されている。   Rectifying and smoothing section 110 has diodes D1 and D2 and a smoothing capacitor C5, and rectifies and smoothes the voltage generated in secondary windings T2 and T3 of transformer T. The load 200 is connected to the output side of the rectifying / smoothing unit 110. The light emitting diode PC1 and the output voltage detecting unit 120 are electrically connected to the output of the rectifying / smoothing unit 110, respectively.

発光ダイオードＰＣ１は、アノード端子が整流平滑部１１０の出力に抵抗Ｒ８を介して接続され、カソード端子が出力電圧検出部１２０に接続されている。この発光ダイオードＰＣ１は、整流平滑部１１０の出力電圧に応じた光量で発光する。   The light emitting diode PC1 has an anode terminal connected to the output of the rectifying / smoothing unit 110 via a resistor R8, and a cathode terminal connected to the output voltage detecting unit 120. The light emitting diode PC1 emits light with a light amount corresponding to the output voltage of the rectifying / smoothing unit 110.

発光ダイオードＰＣ１から出射された光は、フォトトランジスタＰＣ２で受光される。フォトトランジスタＰＣ２は、発光ダイオードＰＣ１に対応して設けられ、発光ダイオードＰＣ１から出射される光を受光することが可能な位置に配置されている。フォトトランジスタＰＣ２は、コレクタ端子が電源制御装置１のフィードバック端子ＦＢに電気的に接続され、エミッタ端子が接地されている。フォトトランジスタＰＣ２は、発光ダイオードＰＣ１の光量に応じて電流伝達比が変わる。これにより、フォトトランジスタＰＣ２に流れる電流は、受光した光の光量が増加するにつれて増加する。   The light emitted from the light emitting diode PC1 is received by the phototransistor PC2. The phototransistor PC2 is provided corresponding to the light emitting diode PC1, and is arranged at a position where light emitted from the light emitting diode PC1 can be received. The phototransistor PC2 has a collector terminal electrically connected to the feedback terminal FB of the power supply control device 1, and an emitter terminal grounded. The current transfer ratio of the phototransistor PC2 changes according to the light amount of the light emitting diode PC1. As a result, the current flowing through the phototransistor PC2 increases as the amount of received light increases.

フォトトランジスタＰＣ２のコレクタ端子は、抵抗Ｒ４を介して電源制御装置１のフィードバック端子ＦＢに接続されている。また、抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ３が、フォトトランジスタＰＣ２と抵抗Ｒ４に並列接続されている。   The collector terminal of the phototransistor PC2 is connected to the feedback terminal FB of the power control device 1 via the resistor R4. Further, a resistor R3 and a capacitor C3 are connected in parallel to the phototransistor PC2 and the resistor R4.

出力電圧検出部１２０は、負荷２００に供給される直流電圧を監視し、この直流電圧が高くなるにつれて、発光ダイオードＰＣ１に流れる電流を増加させて、発光ダイオードＰＣ１から出射される光の光量を増加させる。   The output voltage detection unit 120 monitors the DC voltage supplied to the load 200, and increases the current flowing through the light emitting diode PC1 as the DC voltage increases, thereby increasing the amount of light emitted from the light emitting diode PC1. Let it.

電流電圧変換部１３０は、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流（共振電流）を電圧に変換し、電源制御装置１のモニタ端子ＭＯＮに出力する。共振電流が大きくなるにつれて、電流電圧変換部１３０が出力する電圧は高くなる。本実施形態では、電流電圧変換部１３０は、図１に示すように、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７と、コンデンサＣ４と、を有する。   The current-voltage converter 130 converts a current (resonant current) flowing through the primary winding T1 of the transformer T into a voltage, and outputs the voltage to the monitor terminal MON of the power supply control device 1. As the resonance current increases, the voltage output by the current-to-voltage converter 130 increases. In the present embodiment, the current-voltage converter 130 includes resistors R5, R6, R7 and a capacitor C4, as shown in FIG.

＜電源制御装置１＞
次に、主に図３を参照して、電源制御装置１について詳しく説明する。 <Power control device 1>
Next, the power supply control device 1 will be described in detail mainly with reference to FIG.

電源制御装置１は、フィードバック端子ＦＢの電圧と、モニタ端子ＭＯＮの電圧とに応じて、半導体スイッチＱ１，Ｑ２をスイッチングさせるゲート信号（スイッチング信号）を生成するように構成されている。   The power supply control device 1 is configured to generate a gate signal (switching signal) for switching the semiconductor switches Q1 and Q2 according to the voltage of the feedback terminal FB and the voltage of the monitor terminal MON.

まず、電源制御装置１が有する各種端子について説明する。電源制御装置１は、モニタ端子ＭＯＮと、フィードバック端子ＦＢと、ゲート信号出力端子Ｇ１と、ゲート信号出力端子Ｇ２と、グランド端子ＧＮＤとを有する。   First, various terminals of the power supply control device 1 will be described. The power control device 1 has a monitor terminal MON, a feedback terminal FB, a gate signal output terminal G1, a gate signal output terminal G2, and a ground terminal GND.

モニタ端子ＭＯＮは、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流（共振電流）に応じた電圧を入力する。より詳しくは、モニタ端子ＭＯＮは、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流が電流電圧変換部１３０により変換された電圧を入力する。   The monitor terminal MON inputs a voltage corresponding to a current (resonant current) flowing through the primary winding T1 of the transformer T. More specifically, the monitor terminal MON inputs a voltage obtained by converting the current flowing through the primary winding T1 of the transformer T by the current-voltage converter 130.

フィードバック端子ＦＢは、共振型コンバータ１００の出力電圧に基づく電圧を入力する。電源制御装置１は、フィードバック端子ＦＢの電圧に応じた周波数で半導体スイッチＱ１，Ｑ２をオンオフする。フィードバック端子ＦＢは、コンデンサＣ３を介して接地され、抵抗Ｒ３を介して接地され、また、直列に接続された抵抗Ｒ４およびフォトトランジスタＰＣ２を介して接地される。したがって、フィードバック端子ＦＢに流れる電流は、抵抗Ｒ３に流れる電流と、抵抗Ｒ４およびフォトトランジスタＰＣ２に流れる電流とからなる。コンデンサＣ３の放電期間（後述の半導体スイッチＱ４がオフ状態の期間）においては、フィードバック端子ＦＢの電圧は時間が経過するにつれて降下する。以下に説明するように、フィードバック端子ＦＢの電圧は、コンデンサＣ３の蓄電状態や、フォトトランジスタＰＣ２が受光する光量に応じて変化する。   The feedback terminal FB inputs a voltage based on the output voltage of the resonant converter 100. The power supply control device 1 turns on and off the semiconductor switches Q1 and Q2 at a frequency corresponding to the voltage of the feedback terminal FB. The feedback terminal FB is grounded via a capacitor C3, grounded via a resistor R3, and grounded via a resistor R4 and a phototransistor PC2 connected in series. Therefore, the current flowing through the feedback terminal FB includes the current flowing through the resistor R3 and the current flowing through the resistor R4 and the phototransistor PC2. During a discharging period of the capacitor C3 (a period in which a semiconductor switch Q4 described later is in an OFF state), the voltage of the feedback terminal FB decreases as time passes. As described below, the voltage of the feedback terminal FB changes according to the state of charge of the capacitor C3 and the amount of light received by the phototransistor PC2.

フィードバック端子ＦＢの電圧は、図１に示すように、コンデンサＣ３の電極間電圧に等しい。コンデンサＣ３は、一端がフィードバック端子ＦＢに電気的に接続され、他端が接地されており、電源制御装置１の電流源ＣＳ（後述）により充電される。コンデンサＣ３に充電された電荷は、抵抗Ｒ３と、直列接続された抵抗Ｒ４およびフォトトランジスタＰＣ２とを介して放電される。より詳しくは、コンデンサＣ３に充電された電荷は、抵抗Ｒ３により、常時放電されるとともに、フォトトランジスタＰＣ２において受光される光量に応じて、抵抗Ｒ４およびフォトトランジスタＰＣ２により放電される。なお、詳しくは後述するが、電源制御装置１内の半導体スイッチ（放電加速用半導体スイッチ）Ｑ３がオン状態になることで、コンデンサＣ３の放電時間が短くなる。   The voltage at the feedback terminal FB is equal to the voltage between the electrodes of the capacitor C3, as shown in FIG. The capacitor C3 has one end electrically connected to the feedback terminal FB and the other end grounded, and is charged by a current source CS (described later) of the power supply control device 1. The electric charge charged in the capacitor C3 is discharged via the resistor R3, the resistor R4 connected in series, and the phototransistor PC2. More specifically, the electric charge charged in the capacitor C3 is constantly discharged by the resistor R3, and is discharged by the resistor R4 and the phototransistor PC2 according to the amount of light received by the phototransistor PC2. As will be described in detail later, when the semiconductor switch (discharge acceleration semiconductor switch) Q3 in the power supply control device 1 is turned on, the discharge time of the capacitor C3 is shortened.

ゲート信号出力端子Ｇ１は、半導体スイッチＱ１をオン／オフするためのゲート信号を出力するための端子である。ゲート信号出力端子Ｇ２は、半導体スイッチＱ２をオン／オフするためのゲート信号を出力するための端子である。   The gate signal output terminal G1 is a terminal for outputting a gate signal for turning on / off the semiconductor switch Q1. The gate signal output terminal G2 is a terminal for outputting a gate signal for turning on / off the semiconductor switch Q2.

グランド端子ＧＮＤは、接地される。本実施形態では、グランド端子ＧＮＤは、直流電源の負極に接続されている。   The ground terminal GND is grounded. In the present embodiment, the ground terminal GND is connected to the negative electrode of the DC power supply.

次に、電源制御装置１の内部構成について図３を参照して説明する。   Next, an internal configuration of the power supply control device 1 will be described with reference to FIG.

電源制御装置１は、図３に示すように、過電流判定部１０と、出力電圧抑制部２０と、制御部３０と、駆動部４０と、基準電圧生成部５０と、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌ，Ｑ２Ｈ，Ｑ２Ｌとを備えている。なお、半導体スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を所与のソフトスタート周波数でソフトスタート動作させるためのソフトスタート制御部（図示せず）が電源制御装置１に設けられてもよい。   As shown in FIG. 3, the power supply control device 1 includes an overcurrent determination unit 10, an output voltage suppression unit 20, a control unit 30, a drive unit 40, a reference voltage generation unit 50, and semiconductor switches Q1H, Q1L, Q2H and Q2L. Note that a soft start control unit (not shown) for causing the switching frequency of the semiconductor switches Q1 and Q2 to perform a soft start operation at a given soft start frequency may be provided in the power supply control device 1.

過電流判定部１０は、半導体スイッチ（半導体スイッチＱ１またはＱ２）がオン状態になってからの経過時間に応じて低下するＯＣＰ閾値を用いて、１次巻線Ｔ１に流れる電流（共振電流）が過電流であるか否かを判定するように構成されている。この過電流判定部１０は、後述するように、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づく電圧をＯＣＰ閾値として用いる。   The overcurrent determination unit 10 determines a current (resonant current) flowing through the primary winding T1 by using an OCP threshold value that decreases according to an elapsed time after the semiconductor switch (semiconductor switch Q1 or Q2) is turned on. It is configured to determine whether or not an overcurrent occurs. The overcurrent determination unit 10 uses a voltage based on the voltage of the feedback terminal FB as an OCP threshold, as described later.

過電流判定部１０は、比較器ＣＭＰ１，２と、立ち上がり検出部１１，１２と、ＯＲゲート１３と、電圧レベル調整部１４と、ＮＯＴゲート１５と、を有している。   The overcurrent determination unit 10 includes comparators CMP1 and CMP2, rising detection units 11 and 12, an OR gate 13, a voltage level adjustment unit 14, and a NOT gate 15.

電圧レベル調整部１４は、フィードバック端子ＦＢの電圧を比較器ＣＭＰ１，２の入力電圧に適した電圧にレベル調整して出力する。なお、電圧レベル調整部１４の電圧入力線は図３では２本であるが、１本であってもよい。ＮＯＴゲート１５は、電圧レベル調整部１４と比較器ＣＭＰ２との間に接続されており、電圧レベル調整部１４の出力電圧を反転させて比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子（＋）に出力する。このＮＯＴゲート１５は、電圧レベル調整部１４に含まれてもよい。   The voltage level adjuster 14 adjusts the voltage of the feedback terminal FB to a voltage suitable for the input voltages of the comparators CMP1 and CMP2, and outputs the adjusted voltage. Although the voltage input line of the voltage level adjusting unit 14 is two in FIG. 3, it may be one. The NOT gate 15 is connected between the voltage level adjusting unit 14 and the comparator CMP2, inverts the output voltage of the voltage level adjusting unit 14, and outputs the inverted voltage to the non-inverting input terminal (+) of the comparator CMP2. This NOT gate 15 may be included in the voltage level adjusting unit 14.

比較器ＣＭＰ１（第１の比較器）は、半導体スイッチＱ１がオン状態のときの１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であるか否かを検知する。この比較器ＣＭＰ１は、モニタ端子ＭＯＮに電気的に接続された第１の入力端子（＋）（非反転入力端子）と、フィードバック端子ＦＢに電圧レベル調整部１４を介して電気的に接続された第２の入力端子（−）（反転入力端子）とを有する。第１の入力端子はモニタ端子ＭＯＮの電圧を入力し、第２の入力端子はフィードバック端子ＦＢの電圧に基づく電圧（本実施形態では、電圧レベル調整部１４によりレベル調整した後の電圧）を入力する。   The comparator CMP1 (first comparator) detects whether or not the current flowing through the primary winding T1 when the semiconductor switch Q1 is in the ON state is an overcurrent. The comparator CMP1 is electrically connected to a first input terminal (+) (non-inverting input terminal) electrically connected to the monitor terminal MON and a feedback terminal FB via the voltage level adjuster 14. A second input terminal (-) (inverted input terminal). The first input terminal inputs the voltage of the monitor terminal MON, and the second input terminal inputs the voltage based on the voltage of the feedback terminal FB (in the present embodiment, the voltage after the level is adjusted by the voltage level adjusting unit 14). I do.

比較器ＣＭＰ２（第２の比較器）は、半導体スイッチＱ２がオン状態のときの１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であるか否かを検知する。この比較器ＣＭＰ２は、モニタ端子ＭＯＮに電気的に接続された第３の入力端子（−）と、フィードバック端子ＦＢに電圧レベル調整部１４およびＮＯＴゲート１５を介して電気的に接続された第４の入力端子（＋）とを有する。第３の入力端子はモニタ端子ＭＯＮの電圧を入力し、第４の入力端子はフィードバック端子ＦＢの電圧に基づく電圧（本実施形態では、電圧レベル調整部１４によりレベル調整し、ＮＯＴゲート１５により反転した後の電圧）を入力する。   The comparator CMP2 (second comparator) detects whether or not the current flowing through the primary winding T1 when the semiconductor switch Q2 is in the ON state is an overcurrent. The comparator CMP2 has a third input terminal (-) electrically connected to the monitor terminal MON, and a fourth input terminal (-) electrically connected to the feedback terminal FB via the voltage level adjuster 14 and the NOT gate 15. Input terminal (+). The third input terminal inputs the voltage of the monitor terminal MON, and the fourth input terminal adjusts the level based on the voltage of the feedback terminal FB (in the present embodiment, the level is adjusted by the voltage level adjusting unit 14 and inverted by the NOT gate 15). Input voltage).

比較器ＣＭＰ１は、第１の入力端子の電圧が第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する。比較器ＣＭＰ２は、第３の入力端子の電圧が第４の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する。なお、本実施形態では、過電流検出信号はＨレベル信号であるが、これに限らない。   The comparator CMP1 outputs an overcurrent detection signal when the voltage of the first input terminal is higher than the voltage of the second input terminal. The comparator CMP2 outputs an overcurrent detection signal when the voltage of the third input terminal is lower than the voltage of the fourth input terminal. In the present embodiment, the overcurrent detection signal is an H level signal, but is not limited to this.

立ち上がり検出部１１は、比較器ＣＭＰ１から入力した電圧がＬレベルからＨレベルに変化したことを検出する。同様に、立ち上がり検出部１２は、比較器ＣＭＰ２から入力した電圧がＬレベルからＨレベルに変化したことを検出する。立ち上がり検出部１１，１２の出力信号はＯＲゲート１３に入力される。ＯＲゲート１３は、立ち上がり検出部１１，１２の論理和をとって出力電圧抑制部２０（半導体スイッチＱ３のゲート端子）に出力する。   The rise detection unit 11 detects that the voltage input from the comparator CMP1 has changed from L level to H level. Similarly, the rise detection unit 12 detects that the voltage input from the comparator CMP2 has changed from L level to H level. The output signals of the rise detectors 11 and 12 are input to the OR gate 13. The OR gate 13 calculates the logical sum of the rise detectors 11 and 12 and outputs the logical sum to the output voltage suppressor 20 (gate terminal of the semiconductor switch Q3).

上記のように、比較器ＣＭＰ１，２は、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいて過電流判定を行う。換言すれば、本実施形態では、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいてＯＣＰ閾値を決定する。   As described above, the comparators CMP1 and CMP2 perform overcurrent determination based on the voltage of the feedback terminal FB. In other words, in the present embodiment, the OCP threshold is determined based on the voltage of the feedback terminal FB.

出力電圧抑制部２０は、過電流判定部１０により、１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であると判定された場合、半導体スイッチＱ１および半導体スイッチＱ２のスイッチング周波数を増加させる（すなわち、オン／オフ周期を短くする）ように構成されている。本実施形態では、出力電圧抑制部２０は、図３に示すように、半導体スイッチ（放電加速用半導体スイッチ）Ｑ３から構成される。この半導体スイッチＱ３は、比較器ＣＭＰ１または比較器ＣＭＰ２から過電流検出信号が出力された場合にオンする。半導体スイッチＱ３は、例えばＮ型ＭＯＳＦＥＴである。この場合、半導体スイッチＱ３は、ドレイン端子（第１の主電極）がフィードバック端子ＦＢに電気的に接続され、ソース端子（第２の主電極）が接地され、過電流検出信号を受信するとオン状態になる。なお、過電流検出信号がＬレベル信号となるように過電流判定部１０が構成された場合、半導体スイッチＱ３にはＰ型ＭＯＳＦＥＴを用いる。   When the overcurrent determination unit 10 determines that the current flowing through the primary winding T1 is an overcurrent, the output voltage suppression unit 20 increases the switching frequency of the semiconductor switch Q1 and the semiconductor switch Q2 (that is, turns on). / Off period is shortened). In the present embodiment, as shown in FIG. 3, the output voltage suppressing section 20 is configured by a semiconductor switch (discharge acceleration semiconductor switch) Q3. The semiconductor switch Q3 turns on when an overcurrent detection signal is output from the comparator CMP1 or the comparator CMP2. The semiconductor switch Q3 is, for example, an N-type MOSFET. In this case, the semiconductor switch Q3 is turned on when the drain terminal (first main electrode) is electrically connected to the feedback terminal FB, the source terminal (second main electrode) is grounded, and the overcurrent detection signal is received. become. When the overcurrent determination unit 10 is configured so that the overcurrent detection signal becomes an L level signal, a P-type MOSFET is used for the semiconductor switch Q3.

半導体スイッチＱ３がオン状態になると、コンデンサＣ３に蓄えられた電荷は半導体スイッチＱ３を通って放電されるため、コンデンサＣ３の放電時間が短くなる。これにより、半導体スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数が高くなる。その結果、図２で説明した共振型コンバータ１００の特性から分かるように、共振型コンバータ１００の出力電圧は低下することとなる。   When the semiconductor switch Q3 is turned on, the charge stored in the capacitor C3 is discharged through the semiconductor switch Q3, so that the discharging time of the capacitor C3 is shortened. As a result, the switching frequency of the semiconductor switches Q1 and Q2 increases. As a result, as can be seen from the characteristics of the resonant converter 100 described with reference to FIG. 2, the output voltage of the resonant converter 100 decreases.

制御部３０は、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいてスイッチング周波数を制御する。この制御部３０は、電流源ＣＳと、半導体スイッチＱ４と、比較器（駆動パルス生成用比較器）ＣＭＰと、を有する。電流源ＣＳは、定電流を出力する電流源であり、半導体スイッチＱ４を介してフィードバック端子ＦＢに接続されている。この電流源ＣＳは、フィードバック端子ＦＢに接続されたコンデンサＣ３を充電するための電流源である。より詳しくは、電流源ＣＳは、半導体スイッチＱ４がオン状態のときにコンデンサＣ３を充電する。   The control unit 30 controls the switching frequency based on the voltage of the feedback terminal FB. The control unit 30 includes a current source CS, a semiconductor switch Q4, and a comparator (comparator for driving pulse generation) CMP. The current source CS is a current source that outputs a constant current, and is connected to the feedback terminal FB via the semiconductor switch Q4. This current source CS is a current source for charging the capacitor C3 connected to the feedback terminal FB. More specifically, the current source CS charges the capacitor C3 when the semiconductor switch Q4 is on.

半導体スイッチＱ４は、コンデンサＣ３に充電するか否かを制御するためのスイッチであり、比較器（駆動パルス生成用比較器）ＣＭＰの出力信号に基づいて動作する。この半導体スイッチＱ４は、本実施形態では、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴにより構成される。半導体スイッチＱ４のソース端子が電流源ＣＳの出力に接続され、ドレイン端子がフィードバック端子ＦＢに電気的に接続される。そして、ゲート端子にＬレベル信号が入力されると半導体スイッチＱ４がオン状態になり、コンデンサＣ３は電流源ＣＳによって充電される。   The semiconductor switch Q4 is a switch for controlling whether or not to charge the capacitor C3, and operates based on an output signal of a comparator (a comparator for driving pulse generation) CMP. In the present embodiment, the semiconductor switch Q4 is configured by a P-type MOSFET. The source terminal of the semiconductor switch Q4 is connected to the output of the current source CS, and the drain terminal is electrically connected to the feedback terminal FB. When an L-level signal is input to the gate terminal, the semiconductor switch Q4 is turned on, and the capacitor C3 is charged by the current source CS.

比較器ＣＭＰは、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいて駆動パルス信号を出力する。より詳しくは、この比較器ＣＭＰは、フィードバック端子ＦＢの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合にＨレベル信号（第１の信号）を出力し、フィードバック端子ＦＢの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合にＬレベル信号（第２の信号）を出力する。なお、比較器ＣＭＰは、好ましくはヒステリシスコンパレータであるが、通常の比較器であってもよい。   The comparator CMP outputs a drive pulse signal based on the voltage of the feedback terminal FB. More specifically, the comparator CMP outputs an H level signal (first signal) when the voltage of the feedback terminal FB is higher than the reference voltage Vref, and outputs the H level signal (first signal) when the voltage of the feedback terminal FB is lower than the reference voltage Vref. Output an L level signal (second signal). The comparator CMP is preferably a hysteresis comparator, but may be a normal comparator.

制御部３０は、フィードバック端子ＦＢの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆに達するまでの期間は、電流源ＣＳによりコンデンサＣ３を充電する。その後、参照電圧Ｖｒｅｆに達すると、半導体スイッチＱ４がオフ状態になり、制御部３０はコンデンサＣ３の充電を停止する。その後、フィードバック端子ＦＢの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆまで低下すると、半導体スイッチＱ４がオン状態になり、コンデンサＣ３は電流源ＣＳにより再び充電される。なお、コンデンサＣ３の放電期間の長さは、例えば、コンデンサＣ３の静電容量や抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値によって調整することが可能である。   The control unit 30 charges the capacitor C3 by the current source CS until the voltage of the feedback terminal FB reaches the reference voltage Vref. Thereafter, when the voltage reaches the reference voltage Vref, the semiconductor switch Q4 is turned off, and the control unit 30 stops charging the capacitor C3. Thereafter, when the voltage at the feedback terminal FB decreases to the reference voltage Vref, the semiconductor switch Q4 is turned on, and the capacitor C3 is charged again by the current source CS. The length of the discharging period of the capacitor C3 can be adjusted by, for example, the capacitance of the capacitor C3 and the resistance values of the resistors R3 and R4.

駆動部４０は、図３に示すように、Ｔ型フリップフロップ４１と、ＡＮＤゲート４２，４３と、デッドタイム生成部４４とを有している。   The drive unit 40 includes a T-type flip-flop 41, AND gates 42 and 43, and a dead time generation unit 44, as shown in FIG.

駆動部４０は、制御部３０（比較器ＣＭＰ）から供給される駆動パルス信号に基づいて、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌ，Ｑ２Ｈ，Ｑ２Ｌのゲート端子に供給されるゲート信号を生成する。なお、駆動部４０は、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌ，Ｑ２Ｈ，Ｑ２Ｌに対応した振幅レベルで、駆動パルス信号の周波数に応じた発振周波数のゲート信号を生成する。それにより、ゲート信号出力端子Ｇ１，Ｇ２から、デッドタイムを挟んで半導体スイッチＱ１，Ｑ２が交互にオン状態になるように半導体スイッチＱ１，Ｑ２を制御するゲート信号が出力される。ここで、デッドタイムとは、半導体スイッチＱ１，Ｑ２の双方がオフとなる期間のことである。   The drive section 40 generates a gate signal supplied to the gate terminals of the semiconductor switches Q1H, Q1L, Q2H, Q2L based on the drive pulse signal supplied from the control section 30 (comparator CMP). The drive section 40 generates a gate signal having an oscillation frequency corresponding to the frequency of the drive pulse signal at an amplitude level corresponding to the semiconductor switches Q1H, Q1L, Q2H, and Q2L. As a result, gate signals for controlling the semiconductor switches Q1 and Q2 are output from the gate signal output terminals G1 and G2 such that the semiconductor switches Q1 and Q2 are alternately turned on with a dead time therebetween. Here, the dead time is a period during which both the semiconductor switches Q1 and Q2 are turned off.

本実施形態では、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ２ＨはＰ型ＭＯＳＦＥＴであり、半導体スイッチＱ１Ｌ，Ｑ２ＬはＮ型ＭＯＳＦＥＴである。図３に示すように、ゲート信号出力端子Ｇ１には、半導体スイッチＱ１Ｈのドレイン端子と、半導体スイッチＱ１Ｌのドレイン端子とが接続される。半導体スイッチＱ１Ｈのソース端子には、基準電圧を生成する基準電圧生成部５０が接続される。半導体スイッチＱ１Ｌのソース端子は、基準電位源（グランド等）に接続される。半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌのそれぞれのゲート端子には、駆動部４０が接続される。   In the present embodiment, the semiconductor switches Q1H and Q2H are P-type MOSFETs, and the semiconductor switches Q1L and Q2L are N-type MOSFETs. As shown in FIG. 3, the drain terminal of the semiconductor switch Q1H and the drain terminal of the semiconductor switch Q1L are connected to the gate signal output terminal G1. A reference voltage generator 50 for generating a reference voltage is connected to a source terminal of the semiconductor switch Q1H. The source terminal of the semiconductor switch Q1L is connected to a reference potential source (eg, ground). The drive unit 40 is connected to each gate terminal of the semiconductor switches Q1H and Q1L.

基準電圧生成部５０は、基準電圧を生成し、駆動部４０と、半導体スイッチＱ１Ｈおよび半導体スイッチＱ２Ｈのソース端子とに基準電圧を供給する。   The reference voltage generation unit 50 generates a reference voltage, and supplies the reference voltage to the drive unit 40 and the source terminals of the semiconductor switches Q1H and Q2H.

＜共振型コンバータ１００の動作＞
次に、上記のように構成された共振型コンバータ１００の動作について説明する。 <Operation of Resonant Converter 100>
Next, the operation of the resonant converter 100 configured as described above will be described.

共振型コンバータ１００は、電源制御装置１によって生成されたゲート信号によってデッドタイムを挟んで半導体スイッチＱ１，Ｑ２を交互にオンさせて１次巻線Ｔ１を流れる電流を制御する。そして、整流平滑部１１０から出力される直流電圧が負荷２００に供給される。   The resonant converter 100 controls the current flowing through the primary winding T1 by alternately turning on the semiconductor switches Q1 and Q2 with a dead time in between by the gate signal generated by the power supply control device 1. Then, the DC voltage output from the rectifying / smoothing unit 110 is supplied to the load 200.

半導体スイッチＱ１がオン状態で、且つ、半導体スイッチＱ２がオフ状態である期間では、直流電源Ｖｉｎの正極から出力された電流が半導体スイッチＱ１を介してトランスＴの１次巻線Ｔ１に供給される。したがって、トランスＴの１次巻線Ｔ１の正方向に（すなわち、接続点Ｎから共振コンデンサＣ１に向かって）電流が流れる。すると、トランスＴの２次巻線Ｔ２，Ｔ３には、正方向と反対の負方向に電流を流そうとする起電力がそれぞれ発生し、ダイオードＤ１ではアノードの電圧がカソードの電圧より高くなり、ダイオードＤ１が導通する。その結果、２次巻線Ｔ２，Ｔ３に発生した起電力が整流され、平滑コンデンサＣ５で平滑されて、負荷２００に供給される。   During a period in which the semiconductor switch Q1 is on and the semiconductor switch Q2 is off, a current output from the positive electrode of the DC power supply Vin is supplied to the primary winding T1 of the transformer T via the semiconductor switch Q1. . Therefore, a current flows in the positive direction of the primary winding T1 of the transformer T (that is, from the connection point N toward the resonance capacitor C1). Then, in the secondary windings T2 and T3 of the transformer T, electromotive forces are generated to try to flow a current in the negative direction opposite to the positive direction, and the voltage of the anode becomes higher than the voltage of the cathode in the diode D1, The diode D1 conducts. As a result, the electromotive force generated in the secondary windings T2 and T3 is rectified, smoothed by the smoothing capacitor C5, and supplied to the load 200.

一方、半導体スイッチＱ１がオフ状態で、且つ、半導体スイッチＱ２がオン状態である期間では、１次巻線Ｔ１の正方向に電流が流れた期間にトランスＴに蓄えられたエネルギーが用いられる。すなわち、この期間では、トランスＴに蓄えられたエネルギーにより、トランスＴの１次巻線Ｔ１から半導体スイッチＱ２を介して直流電源Ｖｉｎの負極に電流が供給される。すなわち、１次巻線Ｔ１の負方向に電流が流れる。すると、トランスＴの２次巻線Ｔ２，Ｔ３には、１次巻線Ｔ１の正方向に電流を流そうとする起電力がそれぞれ発生し、ダイオードＤ２ではアノードの電圧がカソードの電圧より高くなり、ダイオードＤ２が導通する。その結果、トランスＴの２次巻線Ｔ２，Ｔ３に発生した起電力が整流され、平滑コンデンサＣ５で平滑されて、負荷２００に供給される。   On the other hand, during the period when the semiconductor switch Q1 is in the off state and the semiconductor switch Q2 is in the on state, the energy stored in the transformer T during the period when the current flows in the positive direction of the primary winding T1 is used. That is, in this period, current is supplied from the primary winding T1 of the transformer T to the negative electrode of the DC power supply Vin via the semiconductor switch Q2 by the energy stored in the transformer T. That is, a current flows in the negative direction of the primary winding T1. Then, an electromotive force is generated in the secondary windings T2 and T3 of the transformer T so as to cause a current to flow in the positive direction of the primary winding T1, and the anode voltage becomes higher than the cathode voltage in the diode D2. , The diode D2 conducts. As a result, the electromotive force generated in the secondary windings T2 and T3 of the transformer T is rectified, smoothed by the smoothing capacitor C5, and supplied to the load 200.

負荷２００に供給される直流電圧は、抵抗Ｒ８を介して発光ダイオードＰＣ１に供給されるとともに、出力電圧検出部１２０に供給される。フォトトランジスタＰＣ２に流れる電流は受光した光の光量が増加するにつれて増加する。このため、共振型コンバータ１００の出力電圧が高くなるにつれてコンデンサＣ３の放電速度が高くなり、その結果、半導体スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数が高くなる。   The DC voltage supplied to the load 200 is supplied to the light emitting diode PC1 via the resistor R8 and to the output voltage detection unit 120. The current flowing through the phototransistor PC2 increases as the amount of received light increases. Therefore, as the output voltage of the resonant converter 100 increases, the discharge speed of the capacitor C3 increases, and as a result, the switching frequency of the semiconductor switches Q1 and Q2 increases.

図４は、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶＦＢの時間波形と、１次巻線Ｔ１を流れる電流ＩＤの時間波形を、共振型コンバータ１００の入力電圧ごとに示している。なお、図４において電流ＩＤの時間波形は、半導体スイッチＱ１がオン状態のときの波形を示しており、半導体スイッチＱ２がオン状態のときの波形は図示していない。 FIG. 4 shows a time waveform of the voltage V FB at the feedback terminal FB and a time waveform of the current ID flowing through the primary winding T1 for each input voltage of the resonant converter 100. In FIG. 4, the time waveform of the current ID shows a waveform when the semiconductor switch Q1 is on, and a waveform when the semiconductor switch Q2 is on is not shown.

図４に示すように、入力電圧が低い場合は、半導体スイッチＱ１のスイッチング周波数が比較的低く、半導体スイッチＱ１のオン期間が比較的長い。入力電圧が高くになるにつれて、半導体スイッチＱ１のスイッチング周波数が高くなり、半導体スイッチＱ１のオン期間が短くなる。また、１次巻線Ｔ１を流れる電流ＩＤについて見ると、入力電圧が低い場合、電流ＩＤのピーク値は比較的高く、ピーク値に達するタイミング（オン期間における位相）が早い。入力電圧が高くになるにつれて、電流ＩＤのピーク値は低くなり、ピーク値に達するタイミング（オン期間における位相）が遅くなる。このように、入力電圧に応じて、電流のピーク値およびピーク値に達するタイミングが変動する。 As shown in FIG. 4, when the input voltage is low, the switching frequency of the semiconductor switch Q1 is relatively low, and the ON period of the semiconductor switch Q1 is relatively long. As the input voltage increases, the switching frequency of the semiconductor switch Q1 increases, and the ON period of the semiconductor switch Q1 decreases. Further, regarding the current ID flowing through the primary winding T1, when the input voltage is low, the peak value of the current ID is relatively high, and the timing of reaching the peak value (the phase in the ON period) is early. As the input voltage increases, the peak value of the current ID decreases, and the timing at which the current ID reaches the peak value (phase during the ON period) is delayed. As described above, the peak value of the current and the timing of reaching the peak value vary according to the input voltage.

従来は、前述したように、入力電圧を監視し、入力電圧に応じてＯＣＰ閾値を設定していた。これに対し、本実施形態では、フィードバック端子ＦＢの電圧を用いてＯＣＰ閾値を設定する。フィードバック端子ＦＢの電圧は、図４に示すように、オン期間中、コンデンサＣ３の放電によりなだらかに低下する。入力電圧が高くなるにつれて、１次巻線Ｔ１に流れる電流ＩＤがピークに達するタイミングは遅くなるとともに、ピークは低くなる。このことを利用して、フィードバック端子ＦＢの電圧に応じてＯＣＰ閾値を設定することで、入力電圧に応じた適切なＯＣＰ閾値を設定することができるようになる。 Conventionally, as described above, the input voltage is monitored and the OCP threshold is set according to the input voltage. In contrast, in the present embodiment, the OCP threshold is set using the voltage of the feedback terminal FB. As shown in FIG. 4, the voltage of the feedback terminal FB gradually decreases due to the discharge of the capacitor C3 during the ON period. As the input voltage increases, the timing at which the current ID flowing through the primary winding T1 reaches the peak becomes later and the peak becomes lower. By utilizing this, by setting the OCP threshold according to the voltage of the feedback terminal FB, it becomes possible to set an appropriate OCP threshold according to the input voltage.

前述のように、ＯＣＰ閾値は、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶＦＢを用いて設定されるため、半導体スイッチＱ１（またはＱ２）がオン状態になってからの経過時間に応じて低下する。低入力電圧時は、共振電流のピークは高く位相が早いところ、ＯＣＰ閾値も高いため、低入力電圧に応じた過電流検出が可能である。一方、高入力電圧時は、共振電流のピークは低く位相が遅いところ、ＯＣＰ閾値も低いため、高入力電圧に応じた過電流検出が可能である。このようにして、本実施形態によれば、入力電圧の変動に対応して適切なＯＣＰ閾値を設定することができる。その結果、図５（ｂ）に示すように、入力電圧がＤＣ３６０Ｖ，３９０Ｖ，４２０Ｖと変動した場合であっても、過電流保護機能が動作するポイント（出力電流値）の変動を抑制することができる。 As described above, since the OCP threshold is set using the voltage V FB of the feedback terminal FB, the OCP threshold decreases according to the elapsed time after the semiconductor switch Q1 (or Q2) is turned on. When the input voltage is low, the peak of the resonance current is high and the phase is early, and the OCP threshold is also high. Therefore, overcurrent detection according to the low input voltage is possible. On the other hand, when the input voltage is high, the peak of the resonance current is low and the phase is late, and the OCP threshold is low. In this manner, according to the present embodiment, it is possible to set an appropriate OCP threshold value in response to a change in the input voltage. As a result, as shown in FIG. 5B, even when the input voltage fluctuates to 360V, 390V, and 420V DC, it is possible to suppress the fluctuation of the point (output current value) at which the overcurrent protection function operates. it can.

以上説明したように、本実施形態によれば、入力電圧が変動する場合であっても、入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行うことができる。   As described above, according to the present embodiment, even when the input voltage fluctuates, overcurrent protection can be appropriately performed without monitoring the input voltage.

さらに、本実施形態によれば、入力電圧を監視するための抵抗が不要となるため、共振型コンバータの部品点数が減少し、製造コストおよび実装面積を削減することができる。また、従来の共振型コンバータでは、長期間使用した場合、電食等に伴う抵抗値の変化により誤動作のおそれがあったが、本実施形態では、入力電圧を監視するための抵抗が無いのでこのようなおそれはない。   Furthermore, according to the present embodiment, since a resistor for monitoring the input voltage is not required, the number of components of the resonant converter is reduced, and the manufacturing cost and the mounting area can be reduced. Further, in the conventional resonant converter, when used for a long period of time, there was a risk of malfunction due to a change in resistance value due to electrolytic corrosion or the like. However, in the present embodiment, there is no resistance for monitoring the input voltage, so there is no resistance. There is no such fear.

また、本実施形態では、比較器ＣＭＰ１およびＣＭＰ２を用いることで、ハイサイドスイッチ（半導体スイッチＱ１）およびローサイドスイッチ（半導体スイッチＱ２）の両方についてオン期間中の過電流を監視する。このため、半導体スイッチＱ１（または半導体スイッチＱ２）のオン期間中にのみ瞬間的な過電流が流れる場合にも、過電流保護動作を行うことができる。   In this embodiment, the comparators CMP1 and CMP2 are used to monitor the overcurrent during the ON period of both the high-side switch (semiconductor switch Q1) and the low-side switch (semiconductor switch Q2). Therefore, even when an instantaneous overcurrent flows only during the ON period of the semiconductor switch Q1 (or the semiconductor switch Q2), the overcurrent protection operation can be performed.

さらに、本実施形態では、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいてＯＣＰ閾値を設定するので、共振電流の位相から負荷の状態を正確に把握して過電流保護動作を行うことができる。よって、入力電圧を用いて過電流保護動作を行う場合と比べて、過電流保護の信頼性を向上させることができる。   Furthermore, in this embodiment, since the OCP threshold is set based on the voltage of the feedback terminal FB, the overcurrent protection operation can be performed by accurately grasping the state of the load from the phase of the resonance current. Therefore, the reliability of the overcurrent protection can be improved as compared with the case where the overcurrent protection operation is performed using the input voltage.

なお、上記実施形態では、半導体スイッチＱ１および半導体スイッチＱ２を流れる電流を比較器ＣＭＰ１およびＣＭＰ２でそれぞれ監視していたが、いずれか一方の半導体スイッチに流れる電流のみを監視するようにしてもよい。この場合、比較器ＣＭＰ１およびＣＭＰ２のうちいずれか一方、および削除する比較器に付随する立ち上がり検出部の他、ＯＲゲート１３も削除することができる。その結果、部品点数を減らし、コスト削減を図ることができる。また、上記実施形態では、図４で説明したようにコンデンサＣ３の放電期間に半導体スイッチＱ１をオンにしていたが、コンデンサＣ３の充電期間にオンするようにしてもよい。   In the above embodiment, the currents flowing through the semiconductor switches Q1 and Q2 are monitored by the comparators CMP1 and CMP2, respectively. However, only the current flowing through one of the semiconductor switches may be monitored. In this case, the OR gate 13 can be deleted in addition to one of the comparators CMP1 and CMP2 and the rising edge detector associated with the comparator to be deleted. As a result, the number of parts can be reduced, and cost can be reduced. In the above embodiment, the semiconductor switch Q1 is turned on during the discharging period of the capacitor C3 as described with reference to FIG. 4, but may be turned on during the charging period of the capacitor C3.

＜電源制御装置１Ａ＞
次に、別の実施形態に係る電源制御装置１Ａについて、図６を参照して説明する。前述の電源制御装置１との相違点の一つは、ＯＣＰ閾値の勾配を設定するための勾配設定端子ＳＳＤが設けられている点である。なお、図６では、電源制御装置１と同様の構成要素については同一符号を付している。 <Power supply control device 1A>
Next, a power supply control device 1A according to another embodiment will be described with reference to FIG. One of the differences from the above-described power supply control device 1 is that a gradient setting terminal SSD for setting the gradient of the OCP threshold value is provided. In FIG. 6, the same components as those of the power supply control device 1 are denoted by the same reference numerals.

電源制御装置１Ａは、図６に示すように、予め設定された電圧を入力する勾配設定端子ＳＳＤをさらに有する。この勾配設定端子ＳＳＤは、ＯＣＰ閾値の勾配を設定するための端子である。   As shown in FIG. 6, the power supply control device 1A further includes a gradient setting terminal SSD for inputting a preset voltage. This gradient setting terminal SSD is a terminal for setting the gradient of the OCP threshold.

勾配設定端子ＳＳＤに入力される電圧は、勾配設定端子ＳＳＤに外付けで接続された素子（コンデンサＣ６および抵抗Ｒ９）により予め設定される。コンデンサＣ６および抵抗Ｒ９は、勾配設定端子ＳＳＤと接地との間に接続されている。なお、コンデンサＣ６を充電する電流源（図示せず）が電源制御装置１Ａ内に設けられる。   The voltage input to the gradient setting terminal SSD is set in advance by elements (capacitor C6 and resistor R9) externally connected to the gradient setting terminal SSD. The capacitor C6 and the resistor R9 are connected between the slope setting terminal SSD and the ground. Note that a current source (not shown) for charging the capacitor C6 is provided in the power supply control device 1A.

電源制御装置１Ａは、図６に示すように、過電流判定部１０Ａと、出力電圧抑制部２０と、制御部３０と、駆動部４０と、基準電圧生成部５０と、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌ，Ｑ２Ｈ，Ｑ２Ｌとを備えている。過電流判定部１０Ａ以外の構成は、電源制御装置１と同様であるので説明を省略する。   As shown in FIG. 6, the power supply control device 1A includes an overcurrent determination unit 10A, an output voltage suppression unit 20, a control unit 30, a drive unit 40, a reference voltage generation unit 50, and semiconductor switches Q1H, Q1L, Q2H and Q2L. The configuration other than the overcurrent determination unit 10A is the same as that of the power supply control device 1, and a description thereof will be omitted.

過電流判定部１０Ａは、比較器ＣＭＰ１，２と、立ち上がり検出部１１，１２と、ＯＲゲート１３と、乗算器１６，１７とを有している。過電流判定部１０Ａは、以下に説明するように、フィードバック端子ＦＢの電圧および勾配設定端子ＳＳＤの電圧に基づいて過電圧保護閾値を設定するように構成されている。   The overcurrent determination unit 10A includes comparators CMP1 and CMP2, rising detection units 11 and 12, an OR gate 13, and multipliers 16 and 17. As described below, the overcurrent determination unit 10A is configured to set an overvoltage protection threshold based on the voltage of the feedback terminal FB and the voltage of the gradient setting terminal SSD.

乗算器１６，１７は、フィードバック端子ＦＢの電圧に勾配設定端子ＳＳＤの電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する。乗算器１６，１７は、乗算により得られた電圧を比較器ＣＭＰ１，２の入力電圧に適した電圧にレベル調整して出力する。なお、乗算器１７は、乗算結果の電圧を反転させて比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子（＋）に出力する。乗算器１６の出力端子は比較器ＣＭＰ１の反転入力端子に接続され、乗算器１７の出力端子は比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子に接続されている。   The multipliers 16 and 17 output a voltage based on a voltage obtained by multiplying the voltage of the feedback terminal FB by the voltage of the gradient setting terminal SSD. The multipliers 16 and 17 adjust the level of the voltage obtained by the multiplication to a voltage suitable for the input voltage of the comparators CMP1 and CMP2 and output the adjusted voltage. The multiplier 17 inverts the voltage resulting from the multiplication and outputs the inverted voltage to the non-inverting input terminal (+) of the comparator CMP2. The output terminal of the multiplier 16 is connected to the inverting input terminal of the comparator CMP1, and the output terminal of the multiplier 17 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator CMP2.

比較器ＣＭＰ１（第１の比較器）は、モニタ端子ＭＯＮに電気的に接続された第１の入力端子（＋）と、乗算器１６の出力端子に電気的に接続された第２の入力端子（−）とを有する。比較器ＣＭＰ１は、第１の入力端子の電圧が第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号（本実施形態ではＨレベル信号）を出力する。   The comparator CMP1 (first comparator) has a first input terminal (+) electrically connected to the monitor terminal MON, and a second input terminal electrically connected to the output terminal of the multiplier 16. (-). The comparator CMP1 outputs an overcurrent detection signal (H level signal in the present embodiment) when the voltage of the first input terminal is higher than the voltage of the second input terminal.

比較器ＣＭＰ２（第２の比較器）は、モニタ端子ＭＯＮに電気的に接続された第３の入力端子（−）と、乗算器１７の出力端子に電気的に接続された第４の入力端子（＋）とを有する。この比較器ＣＭＰ２は、第３の入力端子の電圧が第４の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号（本実施形態ではＨレベル信号）を出力する。   The comparator CMP2 (second comparator) has a third input terminal (-) electrically connected to the monitor terminal MON, and a fourth input terminal electrically connected to the output terminal of the multiplier 17. (+). The comparator CMP2 outputs an overcurrent detection signal (H level signal in the present embodiment) when the voltage of the third input terminal is lower than the voltage of the fourth input terminal.

上記の構成により、過電流判定部１０Ａは、乗算器１６，１７の出力電圧をＯＣＰ閾値として用いて、１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であるか否かを判定する。ＯＣＰ閾値の傾きを調整することができるため、より適切なＯＣＰ閾値を設定することができる。   With the above configuration, the overcurrent determination unit 10A determines whether the current flowing through the primary winding T1 is an overcurrent using the output voltages of the multipliers 16 and 17 as the OCP threshold. Since the inclination of the OCP threshold can be adjusted, a more appropriate OCP threshold can be set.

なお、上記の実施形態では、経過時間に応じて低下するＯＣＰ閾値を過電流判定部１０，１０Ａでフィードバック端子ＦＢの電圧に基づいて生成したが、本発明はこれに限らない。例えば、マイコンなど任意の電圧波形を生成可能な装置を用いて、半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する電圧をＯＣＰ閾値として生成し、過電流判定に用いてもよい。マイコン等の装置は、電源制御装置１，１Ａ内に設けられてもよいし、あるいは、電源制御装置１，１Ａに外付けされてもよい。   In the above-described embodiment, the OCP threshold value that decreases according to the elapsed time is generated by the overcurrent determination units 10 and 10A based on the voltage of the feedback terminal FB, but the present invention is not limited to this. For example, using a device that can generate an arbitrary voltage waveform such as a microcomputer, a voltage that decreases according to the elapsed time after the semiconductor switch is turned on may be generated as an OCP threshold, and used for overcurrent determination. . A device such as a microcomputer may be provided in the power supply control devices 1 and 1A, or may be externally attached to the power supply control devices 1 and 1A.

図７は、電源制御装置１Ａを用いた場合における各種信号の時間波形の一例を示している。図７において、ＶＧＨは半導体スイッチＱ１に出力されるゲート信号であり、ＶＧＬは半導体スイッチＱ２に出力されるゲート信号である。また、ＶＳＳＤは、勾配設定端子ＳＳＤの電圧である。なお、図７は、勾配設定端子ＳＳＤの電圧が、２Ｖの場合、３．５Ｖの場合、および５Ｖの場合の３つのパターンを一つにまとめた図である。 FIG. 7 shows an example of time waveforms of various signals when the power supply control device 1A is used. In FIG. 7, V GH is a gate signal output to the semiconductor switch Q1, and V GL is a gate signal output to the semiconductor switch Q2. V SSD is the voltage of the gradient setting terminal SSD. FIG. 7 is a diagram in which three patterns when the voltage of the gradient setting terminal SSD is 2 V, 3.5 V, and 5 V are combined into one.

図７から分かるように、勾配設定端子ＳＳＤの電圧が高くなるにつれて、ＯＣＰ閾値の初期値Ｖ１は変わらないのに対し、収束値Ｖ２は高くなっていく。したがって、勾配設定端子ＳＳＤの電圧が高くなるにつれて、ＯＣＰ閾値の勾配がなだらかになる。図７の例では、勾配設定端子ＳＳＤの電圧が５Ｖのときに収束値Ｖ２が初期値Ｖ１に等しくなっている。このように勾配設定端子ＳＳＤの電圧を変えることで、ＯＣＰ閾値の傾きを調整することができる。その結果、より適切なＯＣＰ閾値を設定することができる。 As can be seen from Figure 7, as the voltage gradient setting terminal SSD is higher, while the initial value V 1 of the OCP threshold does not change, the convergence value V 2 is gradually increased. Therefore, as the voltage of the gradient setting terminal SSD increases, the gradient of the OCP threshold becomes gentler. In the example of FIG. 7, the convergence value V 2 is equal to the initial value V 1 when the voltage of the gradient setting terminal SSD is 5V. By changing the voltage of the gradient setting terminal SSD in this way, the gradient of the OCP threshold can be adjusted. As a result, a more appropriate OCP threshold can be set.

なお、過電流判定部１０Ａにおいても過電流判定部１０の場合と同様に、半導体スイッチＱ１および半導体スイッチＱ２のうちいずれか一方の半導体スイッチに流れる電流のみを監視するようにしてもよい。この場合、比較器ＣＭＰ１およびＣＭＰ２のうちいずれか一方、削除する比較器に付随する立ち上がり検出部および乗算器の他、ＯＲゲート１３も削除することができるので、部品点数を減らし、コスト削減を図ることができる。   Note that, similarly to the case of the overcurrent determination unit 10, the overcurrent determination unit 10A may monitor only the current flowing through one of the semiconductor switches Q1 and Q2. In this case, the OR gate 13 can be deleted in addition to one of the comparators CMP1 and CMP2, the rising detector and the multiplier associated with the comparator to be deleted, and therefore the number of components can be reduced and the cost can be reduced. be able to.

上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではない。異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。特許請求の範囲に規定された内容及びその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更及び部分的削除が可能である。   Based on the above description, those skilled in the art may be able to conceive additional effects and various modifications of the present invention, but aspects of the present invention are not limited to the above-described individual embodiments. . Components of different embodiments may be appropriately combined. Various additions, changes, and partial deletions can be made without departing from the concept and spirit of the present invention derived from the contents defined in the claims and equivalents thereof.

１，１Ａ 電源制御装置
１０，１０Ａ 過電流判定部
１１，１２ 立ち上がり検出部
１３ ＯＲゲート
１４ 電圧レベル調整部
１５ ＮＯＴゲート
１６，１７ 乗算器
２０ 出力電圧抑制部
３０ 制御部
４０ 駆動部
４１ Ｔ型フリップフロップ
４２，４３ ＡＮＤゲート
４４ デッドタイム生成部
５０ 基準電圧生成部
１００ 共振型コンバータ
１１０ 整流平滑部
１２０ 出力電圧検出部
１３０ 電流電圧変換部
２００ 負荷
Ｃ１ 共振コンデンサ
Ｃ３，Ｃ４ コンデンサ
Ｃ５ 平滑コンデンサ
Ｃ６ コンデンサ
ＣＭＰ，ＣＭＰ１，ＣＭＰ２ 比較器
ＣＳ 電流源
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｇ１，Ｇ２ ゲート信号出力端子
ＦＢ フィードバック端子
ＭＯＮ モニタ端子
ＰＣ１ 発光ダイオード
ＰＣ２ フォトトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５ 半導体スイッチ
Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９ 抵抗
ＳＳＤ 勾配設定端子
Ｔ トランス
Ｔ１ １次巻線
Ｔ２ ２次巻線
Ｖｉｎ 直流電源 1, 1A Power control device 10, 10A Overcurrent determination unit 11, 12 Rise detection unit 13 OR gate 14 Voltage level adjustment unit 15 NOT gate 16, 17 Multiplier 20 Output voltage suppression unit 30 Control unit 40 Drive unit 41 T-type flip-flop 42, 43 AND gate 44 Dead time generator 50 Reference voltage generator 100 Resonant converter 110 Rectifier smoother 120 Output voltage detector 130 Current voltage converter 200 Load C1 Resonant capacitors C3, C4 Capacitor C5 Smoothing capacitor C6 Capacitor CMP, CMP1, CMP2 Comparator CS Current source D1, D2 Diode G1, G2 Gate signal output terminal FB Feedback terminal MON Monitor terminal PC1 Light emitting diode PC2 Phototransistors Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 Semiconductor switches R3, R4 5, R6, R7, R8, R9 resistor SSD gradient setting terminal T transformer T1 1 winding T2 2 winding Vin DC power supply

Claims (10)

共振型コンバータに用いられ、トランスの１次巻線に流れる電流を制御する半導体スイッチをオン／オフする電源制御装置であって、
前記半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
前記１次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
を備え、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子の電圧を入力する第１の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器を有することを特徴とする電源制御装置。 A power supply control device that is used in a resonance type converter and that turns on / off a semiconductor switch that controls a current flowing through a primary winding of a transformer,
An overcurrent determination unit that determines whether or not the current flowing through the primary winding is an overcurrent, using an overcurrent protection threshold that decreases according to the elapsed time since the semiconductor switch is turned on. ,
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the semiconductor switch when the overcurrent determination unit determines that a current flowing through the primary winding is an overcurrent;
A monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a current flowing through the primary winding;
A feedback terminal for inputting a voltage based on the output voltage of the resonant converter;
Equipped with a,
The overcurrent determination unit,
A first input terminal for inputting a voltage of the monitor terminal; and a second input terminal for inputting a voltage based on the voltage of the feedback terminal, wherein the voltage of the first input terminal is equal to the second input terminal. A power supply control device comprising: a first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than a terminal voltage . 前記過電流判定部は、
前記モニタ端子の電圧を入力する第３の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第４の入力端子とを有し、前記第３の入力端子の電圧が前記第４の入力端子の電圧に基づく電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第２の比較器を有することを特徴とする請求項１に記載の電源制御装置。 The overcurrent determination unit,
A third input terminal for inputting a voltage of the monitor terminal; and a fourth input terminal for inputting a voltage based on the voltage of the feedback terminal, wherein the voltage of the third input terminal is the fourth input terminal. The power supply control device according to claim 1 , further comprising a second comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is lower than a voltage based on a voltage of the terminal. 前記出力電圧抑制部は、第１の主電極が前記フィードバック端子に電気的に接続され、第２の主電極が接地され、前記過電流検出信号を受信するとオン状態になる放電加速用半導体スイッチを有することを特徴とする請求項１または２に記載の電源制御装置。 The output voltage suppressing unit includes a discharge accelerating semiconductor switch that has a first main electrode electrically connected to the feedback terminal, a second main electrode grounded, and is turned on when the overcurrent detection signal is received. The power supply control device according to claim 1, further comprising: 共振型コンバータに用いられ、トランスの１次巻線に流れる電流を制御する半導体スイッチをオン／オフする電源制御装置であって、
前記半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
前記１次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子と、を備え、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する乗算器を有することを特徴とする電源制御装置。 A power supply control device that is used in a resonance type converter and that turns on / off a semiconductor switch that controls a current flowing through a primary winding of a transformer,
An overcurrent determination unit that determines whether or not the current flowing through the primary winding is an overcurrent, using an overcurrent protection threshold that decreases according to the elapsed time since the semiconductor switch is turned on. ,
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the semiconductor switch when the overcurrent determination unit determines that a current flowing through the primary winding is an overcurrent;
A monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a current flowing through the primary winding;
A feedback terminal for inputting a voltage based on the output voltage of the resonant converter;
A gradient setting terminal for setting a gradient of the overcurrent protection threshold ,
The power supply control device, wherein the overcurrent determination unit includes a multiplier that outputs a voltage based on a voltage obtained by multiplying a voltage of the feedback terminal by a voltage of the gradient setting terminal. 前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第１の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器をさらに有することを特徴とする請求項４に記載の電源制御装置。 The overcurrent determination unit,
A first input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a second input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the first input terminal is The power supply control device according to claim 4 , further comprising a first comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is higher than a voltage of the second input terminal. 前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第３の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第４の入力端子とを有し、前記第３の入力端子の電圧が前記第４の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第２の比較器をさらに有することを特徴とする請求項４または５に記載の電源制御装置。 The overcurrent determination unit,
A third input terminal electrically connected to the monitor terminal, and a fourth input terminal electrically connected to an output terminal of the multiplier, wherein the voltage of the third input terminal is The power supply control device according to claim 4 , further comprising a second comparator that outputs an overcurrent detection signal when the voltage is lower than a voltage of the fourth input terminal. 前記出力電圧抑制部は、第１の主電極が前記フィードバック端子に電気的に接続され、第２の主電極が接地され、前記過電流検出信号を受信するとオン状態になる放電加速用半導体スイッチを有することを特徴とする請求項５または６のいずれかに記載の電源制御装置。 The output voltage suppressing unit includes a discharge accelerating semiconductor switch that has a first main electrode electrically connected to the feedback terminal, a second main electrode grounded, and is turned on when the overcurrent detection signal is received. The power supply control device according to claim 5, further comprising: 請求項１〜７のいずれかに記載の電源制御装置を半導体基板に形成したことを特徴とする半導体集積回路。 A semiconductor integrated circuit, wherein the power supply control device according to claim 1 is formed on a semiconductor substrate. １次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に直列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの前記２次巻線に発生した電圧を整流および平滑する整流平滑部と、
前記１次巻線に流れる共振電流に応じた電圧を入力するモニタ端子、フィードバック端子、第１のゲート信号出力端子および第２のゲート信号出力端子を有する電源制御装置と、
前記整流平滑部の出力電圧に応じた光量で発光する発光ダイオードと、
一端が前記フィードバック端子に電気的に接続され、他端が接地されたコンデンサと、 コレクタ端子が前記フィードバック端子に電気的に接続され、エミッタ端子が接地され、前記発光ダイオードの光量に応じて電流伝達比が変わるフォトトランジスタと、
ドレイン端子が直流電源の正極に電気的に接続され、ゲート端子が前記第１のゲート信号出力端子に接続された第１の半導体スイッチと、
ドレイン端子が前記第１の半導体スイッチのソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が前記第２のゲート信号出力端子に接続された第２の半導体スイッチと、を備え、
前記電源制御装置は、
前記第１の半導体スイッチまたは第２の半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記第１および第２の半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を有し、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いることを特徴とする共振型コンバータ。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonance capacitor connected in series to the primary winding;
A rectifying and smoothing unit for rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding of the transformer;
A power supply control device having a monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a resonance current flowing through the primary winding, a feedback terminal, a first gate signal output terminal, and a second gate signal output terminal;
A light-emitting diode that emits light with a light amount according to the output voltage of the rectifying and smoothing unit,
A capacitor having one end electrically connected to the feedback terminal and the other end grounded, a collector terminal electrically connected to the feedback terminal, an emitter terminal grounded, and a current transmission according to the light quantity of the light emitting diode. A phototransistor whose ratio changes,
A first semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to the positive electrode of the DC power supply and a gate terminal connected to the first gate signal output terminal;
A second semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to a source terminal of the first semiconductor switch, a source terminal grounded, and a gate terminal connected to the second gate signal output terminal;
The power control device,
Whether the current flowing through the primary winding is an overcurrent is determined by using an overcurrent protection threshold value that decreases according to an elapsed time after the first semiconductor switch or the second semiconductor switch is turned on. An overcurrent determination unit for determining whether
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the first and second semiconductor switches when the overcurrent determination unit determines that the current flowing through the primary winding is an overcurrent;
Has,
The resonant converter according to claim 1, wherein the overcurrent determining unit uses a voltage based on a voltage of the feedback terminal as the overcurrent protection threshold. １次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に直列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの前記２次巻線に発生した電圧を整流および平滑する整流平滑部と、
前記１次巻線に流れる共振電流に応じた電圧を入力するモニタ端子、フィードバック端子、第１のゲート信号出力端子および第２のゲート信号出力端子を有する電源制御装置と、
前記整流平滑部の出力電圧に応じた光量で発光する発光ダイオードと、
一端が前記フィードバック端子に電気的に接続され、他端が接地されたコンデンサと、 コレクタ端子が前記フィードバック端子に電気的に接続され、エミッタ端子が接地され、前記発光ダイオードの光量に応じて電流伝達比が変わるフォトトランジスタと、
ドレイン端子が直流電源の正極に電気的に接続され、ゲート端子が前記第１のゲート信号出力端子に接続された第１の半導体スイッチと、
ドレイン端子が前記第１の半導体スイッチのソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が前記第２のゲート信号出力端子に接続された第２の半導体スイッチと、を備え、
前記電源制御装置は、
前記第１の半導体スイッチまたは第２の半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記第１および第２の半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を有し、
前記電源制御装置は、前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子をさらに有し、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いることを特徴とする共振型コンバータ。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonance capacitor connected in series to the primary winding;
A rectifying and smoothing unit for rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding of the transformer;
A power supply control device having a monitor terminal for inputting a voltage corresponding to a resonance current flowing through the primary winding, a feedback terminal, a first gate signal output terminal, and a second gate signal output terminal;
A light-emitting diode that emits light with a light amount according to the output voltage of the rectifying and smoothing unit,
A capacitor having one end electrically connected to the feedback terminal and the other end grounded; a collector terminal electrically connected to the feedback terminal; an emitter terminal grounded; A phototransistor whose ratio changes,
A first semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to the positive electrode of the DC power supply and a gate terminal connected to the first gate signal output terminal;
A second semiconductor switch having a drain terminal electrically connected to a source terminal of the first semiconductor switch, a source terminal grounded, and a gate terminal connected to the second gate signal output terminal;
The power control device,
Using an overcurrent protection threshold value that decreases according to the elapsed time since the first semiconductor switch or the second semiconductor switch is turned on, and determining whether the current flowing through the primary winding is an overcurrent. An overcurrent determination unit for determining whether
An output voltage suppression unit configured to increase a switching frequency of the first and second semiconductor switches when the overcurrent determination unit determines that a current flowing through the primary winding is an overcurrent;
Has,
The power supply control device further includes a gradient setting terminal for setting a gradient of the overcurrent protection threshold,
The resonant converter according to claim 1, wherein the overcurrent determination unit uses a voltage based on a voltage obtained by multiplying a voltage of the feedback terminal by a voltage of the gradient setting terminal as the overcurrent protection threshold.
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