JP6622829B2 - オーディオ信号の周波数を歪ませるための方法及びこの方法に従って動作する聴取装置 - Google Patents

Description

本発明は、オーディオ信号の周波数を歪ませるための、請求項１のプリアンブルによる方法に関する。更に、本発明は、この方法に従って動作する、請求項７のプリアンブルによる聴取装置に関する。

一般に、「聴取装置」は、使用者によって知覚可能な形式の音声信号として（例えば、耳道に供給される空気伝搬音として、又は身体伝導音として）−増幅された方法で且つ／又は任意の他の方法で修正されて−、供給オーディオ信号又は周囲音を記録することによって生成されたオーディオ信号（以下では「入力信号」とも呼ばれる）を出力する器具を示す。聴取装置はまた、ヘッドホンに加えて、特に聴覚補助器具を含む。今度は、「聴覚補助器具」は、一般に、使用者の耳における周囲音サージの知覚を改善する役目をする携帯型聴取装置を示す。従来的には「補聴器」と呼ばれる、聴覚補助器具のサブクラスは、医学的意味で聴力損失に苦しむ難聴の人を治療するように構成される。

使用者の多数の個別の要件に対応するために、耳掛型（ＢＴＥ）聴覚補助器具、外部受信機（ＲＩＣ、耳道における受信機）を備えた聴覚補助器具、耳穴型（ＩＴＥ）聴覚補助器具、さもなければ耳殻聴覚補助器具又は耳道聴覚補助器具（ＩＴＥ、ＣＩＣ）などの聴覚補助器具の相異なる構造が提供される。例示的な方法で列挙された聴覚補助器具は、外耳又は耳道に装着される。更に、骨伝導補聴器、植え込み型又は振動触覚補聴器は、市販で入手可能である。これらにおいて、損傷した聴覚は、機械的又は電気的に刺激される。

最近は、上記の従来の補聴器に加えて、正常な聴覚を備えた人を支援するための聴覚補助器具もまた存在する。かかる聴覚補助器具はまた、「パーソナル音声増幅製品」又は「パーソナル音声増幅装置」（「ＰＳＡＤ」と略記される）と呼ばれる。これらのＰＳＡＤは、正常な人間聴覚を改善する役目をし、且つ通常は特定の聴取状況用に（例えば、動物の騒音の改善された知覚用に、複合音声環境における言語理解の改善用に、又は周囲騒音の標的抑制用に）特殊化される。

上記のタイプの聴取装置において、供給される入力信号は、周波数が歪まされて、特に周波数がシフトされ、且つ／又は周波数が圧縮されて再生されることが多い。この場合に、周波数歪みは、フィードバック抑制の範囲内で第１に用いられることが多く、それは、この文脈においてフィードバック信号の推定の改善を促進し、且つ従って、より優れたフィードバック抑制及び再生信号におけるアーチファクトの低減を促進する。第２に、周波数歪みは、高周波ノイズ成分による難聴用に音声知覚（特に言語音）の改善を促進するために補聴器において用いられることが多く、高周波ノイズ成分は、難聴の人によってしばしば特に悪く知覚され、より低い周波数にマッピングされる。

しかしながら、両方の場合における周波数歪みは、一般にオーディオスペクトル全体には適用されず、それは、オーディオスペクトル全体において所定のカットオフ周波数を超過する高周波信号成分にのみ適用される。

欧州特許第２ ２４４ ４９１ Ｂ２号明細書 国際公開第００／０２４１８ Ａ１号パンフレット 欧州特許出願公開第２ ９８８ ５２９ Ａ１号明細書

請求項１のプリアンブルによる方法及び請求項７のプリアンブルによる聴取装置は、（特許文献１）から周知である。ここで、入力信号は、クロスオーバーフィルタによって高周波信号成分及び低周波信号成分に分割され、高周波信号成分は、周波数を歪まされる。低周波信号成分及び周波数を歪まされた高周波信号成分は、続いて出力信号を形成するために重畳される。（特許文献１）の文献は、カットオフ周波数の領域における現実のクロスオーバーフィルタの不正確さの理由で、あるスペクトル重畳を常に有する２つの信号成分の問題を論じる。この重畳故に、特に入力信号が、重複領域において優位周波数（即ち、特に、大きな正弦波音声におけるスペクトルピーク）を有する場合に、周波数歪みが、特有のアーチファクトにつながり得ることが周知である。これは、この場合に、高周波信号成分を備えた優位周波数の一部が、周波数を歪まされ、一方で低周波信号成分を備えた優位周波数の別の部分が、歪まされないままに留まるからである。従って、入力信号の優位周波数は、出力信号の２つの近くに隣接する周波数にマッピングされ、厄介なものとしてしばしば知覚される聞き取れる拍子をもたらす。（特許文献１）によれば、この問題は、出力信号におけるアーチファクトが低減されるような方法で、カットオフ周波数がずらされることによって低減される。

更に、（特許文献２）は、クロスオーバーフィルタによって、低周波数帯域及び高周波数帯域に入力信号を分割する、且つ２つのＡＧＣによって２つの周波数帯域の信号の振幅を調整する聴取装置を開示した。ＡＧＣの圧縮率は、制御信号を介して設定され、１つの圧縮率の増加は、もう一方の圧縮率の同時的な低下を引き起こす。続いて、２つの増幅された周波数帯域は、加算装置を用いて重畳される。

最後に、（特許文献３）は、聴覚補助器具における音響フィードバックを抑制するための方法を開示した。方法において、聴覚補助器具によって転送される周波数範囲は、分割周波数によって分離される２つの周波数範囲に細分される。フィードバック経路の伝達関数は、１つの周波数範囲において推定され、且つ分割周波数におけるその動作の点で評価される。評価の結果に依存して、分割周波数は、低下又は上昇され、位相及び／又は周波数変化が、フィードバックを抑制する目的で、上部の周波数範囲において適用される。

本発明は、オーディオ信号の周波数を歪ませるための方法であって、それによって、上記タイプのアーチファクトが、特に効果的に抑制され得る方法を特定する目的に基づく。更に、本発明は、聴取装置であって、それにおいて上記タイプのアーチファクトが特に効果的に抑制され得る聴取装置を特定する目的に基づく。

本発明によれば、目的は、請求項１の特徴を有する方法によって達成される。更に、目的は、請求項７の特徴を有する聴取装置により、本発明に従って達成される。有利な構成及び発展は、それら自体の権利において発明的であると部分的に考えられるが、従属請求項及び次の説明において特定される。

本発明による方法は、特に聴取装置の動作中に、オーディオ信号の周波数を歪ませる役目をする。このオーディオ信号は、以下において「入力信号」と呼ばれるが、低周波信号成分（以下において「ＬＦ成分」と呼ばれる）及び高周波信号成分（以下において「ＨＦ成分」と呼ばれる）に分割される。これらの２つの信号成分が互いに隣接する周波数は、以下において「カットオフ周波数」と呼ばれる。ここで、「低周波信号成分」（「ＬＦ成分」）及び「高周波信号成分」（「ＨＦ成分」）という用語は、高周波信号成分のスペクトル中心が、低周波信号成分のスペクトル中心より高い周波数に位置するという意味内で、これらの信号成分のスペクトル位置を互いに対して説明するだけである。

好ましくは、ＬＦ成分及びＨＦ成分は、入力信号のスペクトルを完全にカバーする。従って、この場合に、入力信号は、２つの前述の信号成分に細分されるだけである。しかしながら、原則として、ＬＦ成分及びＨＦ成分に加えて、更なる信号成分が、本発明の範囲内で入力信号から導き出されてもよく、前記更なる信号成分は、オーディオスペクトルにおいてＨＦ成分の上及び／又はＬＦ成分の下に位置し、前記更なる信号成分は、各場合に、周波数歪みのタイプの点で、隣接する信号成分と異なる。

方法によれば、ＨＦ成分は、周波数を歪まされ、特に周波数シフトされるか又は周波数を圧縮される。ここで、「周波数シフト」という用語は、同じスペクトル範囲を備えた別のスペクトル領域への入力信号のＨＦ成分のマッピングを意味する。対照的に、「圧縮」という用語は、より小さなスペクトル範囲を備えたスペクトル領域へのＨＦ成分のマッピングを意味する。原則として、たとえ聴取装置におけるかかる周波数歪みが現在異例であっても、本発明の範囲内の周波数歪みはまた、代替として、「伸張」、即ちより大きなスペクトル範囲を備えたスペクトル領域へのＨＦ成分のマッピングからなってもよい。

ＬＦ成分は、好ましくは周波数を歪まされない。即ち、それは、そのスペクトル位置及び範囲に関して変更されないままである。しかしながら、それから逸脱して、ＬＦ成分もまた、本発明の範囲内で周波数歪みにさらされてもよいが、しかしながら、前記周波数歪みは、この場合に、ＨＦ成分の周波数歪みとは相異なる特徴を有し得る。

方法によれば、ＬＦ成分及び周波数を歪まされたＨＦ成分は、出力信号を形成するために重畳される。

この場合に、任意選択的に、例えばアナログ／デジタル変換、周波数依存増幅、フィードバック抑制などの１つ又は複数の更なる信号処理ステップもまた、ＬＦ成分及びＨＦ成分への周波数分割の前に、又は周波数分割と、ＬＦ成分及び周波数を歪まされたＨＦ成分の重畳との間で（且つこの場合に任意選択的に、周波数歪みの前又は後で）、入力信号に対して実行される。同様に、出力信号は、本発明の範囲内で更なる信号処理（例えばデジタル／アナログ変換及び／又は増幅）を受けてもよい。

本発明によれば、関連する利得係数は、ＬＦ成分の信号レベルと周波数を歪まされたＨＦ成分の信号レベルとの間のレベル差が増加されるように、ＨＦ成分及び／又はＬＦ成分の、カットオフ周波数を含む少なくともスペクトルエッジ領域用に、変更、即ち増加又は低下される。レベル差を決定する場合に、利得係数の変更が、ＬＦ又はＨＦ成分全体に関係せず、ＬＦ又はＨＦ成分全体のエッジ領域にのみ関係するという点で、このエッジ領域からの信号レベルが利用されるべきである。特に、優位周波数におけるＬＦ成分及びＨＦ成分の信号レベルは、差の調整を決定するために、互いに比較される。利得係数の変更は、ＨＦ成分とＬＦ成分との間の重複領域における聞き取れる拍子が、除去又は少なくとも低下されるような方法で、適切に実行される。

本発明は、最初に説明したアーチファクトが、ＬＦ成分における、且つ周波数を歪まされたＨＦ成分における入力信号の優位周波数の信号レベルの類似性が増加すると共に、より明白に知覚可能になるという発見に基づく。いずれにせよ、これらの信号成分のエッジ領域におけるＬＦ成分とＨＦ成分との間のレベル差における、本発明による増加の結果として、アーチファクトの知覚可能性は、特に効果的に低下されるように認められる。

原則として、（特許文献１）に説明されているようなクロスオーバーフィルタによって、入力信号が、正確に２つの信号成分（それら自体は、それ以上細分されない）、即ち例えばＬＦ成分及びＨＦ成分に分割されることは、本発明の範囲内で考えられる。しかしながら、本発明の好ましい実施形態において、フィルタバンクは、入力信号を分割するために使用され、前記フィルタバンクは、入力信号を多様な周波数帯域（即ち、実質的に２つを超える周波数帯域、及び少なくとも４つの周波数帯域）に分割する。かかるフィルタバンクの典型的な実施形態において、入力信号は、例えば４８の周波数帯域に細分される。

方法によれば、それらの周波数帯域における複数の高周波数帯域は、ＨＦ成分を含む。従って、これらの高周波数帯域は、上記方法で周波数を歪まされる。対照的に、複数の低周波数帯域は、ＬＦ成分を含む。従って、これらの周波数帯域は、周波数を歪まされないか、又はＨＦ成分と比較された場合に相異なる方法で周波数を歪まされる。ここで、もう一度、「高周波」（「ＨＦ」）及び「低周波」（「ＬＦ」）という用語は、相対的な基準であることを理解されたい。更に、上記の説明の意味内で、「高周波」周波数帯域を超えるか、又は低周波数帯域未満の周波数を備えた更なる周波数帯域が存在してもよく、前記更なる周波数帯域は、ＨＦ成分にもＬＦ成分にも割り当てられず、且つ相異なるタイプの周波数歪みの結果としての更なる信号成分として区別される。

任意選択的に、高周波信号成分のエッジ領域は、低周波数帯域に隣接する高周波数帯域のサブセットによって形成される。加えて又はその代替として、低周波信号成分のエッジ領域は、高周波数帯域に隣接する低周波数帯域のサブセットによって形成される。

ここで、「周波数帯域のサブセット」という句は、関連する信号成分の周波数の総数より小さい、且つまた限界事例において、単一の周波数帯域だけを含んでもよい多様な周波数帯域を示す。実際に、この限界事例（ＨＦ又はＬＦ成分のそれぞれのエッジ領域が、単一の周波数帯域によって形成される）は、本発明の好ましい構成を構成する。この意味内で、複数の「周波数帯域」は、単一の周波数帯域の事例を含むという趣旨で理解されたい。

それぞれのエッジ領域及びそれに割り当てられる周波数帯域は、−ＨＦ又はＬＦ成分の残りの周波数帯域とは対照的に−それぞれの他の信号成分の信号レベルに対して、それぞれのエッジ領域の周波数帯域において変更されるだけのレベル差を増加させるための利得係数によって区別される。

特に、ＬＦ成分及び／又はＨＦ成分のエッジ領域は、そのスペクトル範囲が、ＬＦ成分及びＨＦ成分のスペクトルの重複領域を含むような方法で選択される。入力信号が、多様な周波数帯域に分割されるという点で、それぞれのエッジ領域は、特に重複領域を含む周波数帯域によって形成される。

本発明の適切な実施形態において、エッジ領域は、そこでは利得係数が、レベル差を増加させるために変更されるが、２つの信号成分の１つのためにのみ（即ちＨＦ成分用にのみ又はＬＦ成分用にのみ）定義され、一方で利得係数は、それぞれの他の信号成分においては一定に維持される。しかしながら、そこから逸脱して、エッジ領域は、本発明の特に有利な実施形態において、ＬＦ成分及びＨＦ成分の両方用に各場合に定義される。ここで、これらの２つのエッジ領域における利得係数は、反対の意味で常に変更される。従って、利得係数は、２つの信号成分（即ちＨＦ成分又はＬＦ成分）の第１の信号成分のエッジ領域において増加され、一方で第２の信号成分（即ちＬＦ成分又はＨＦ成分）のエッジ領域における利得係数は、低下される。

本発明の特に有利な変形において、第２の信号成分用の利得係数は、ここでは、これが、第１の信号成分用の利得係数の増加を補償するような方法で、低下される。従って、違った風に表現すると、２つのエッジ領域における利得係数は、２つのエッジ領域にわたって平均された単一のレベル、又は２つのエッジ領域にわたって平均された信号パワーが、一定のままである（即ち、利得係数の変更によって影響されない）ように、反対の意味で変更される。これは、−特に、ＨＦ成分及びＬＦ成分の重複領域における入力信号の非常に調性的な特性の場合に（即ち、非常に優位な周波数が、この重複領域に存在する場合に）−知覚不可能か又は非常に小さな程度でのみ知覚可能である出力信号における、本発明による利得係数としての変更につながる。何故なら、特に、優位周波数の知覚可能なラウドネスが、影響されないか、又はレベル変更によって単に非常に小さな程度で影響されるだけだからである。

結果として、利得係数の変更は、周波数歪みのアーチファクトの著しい減少又は更には除去につながり、次には入力信号の再生品質への否定的な影響を有することもない。具体的には、カットオフ周波数の周囲における正弦波音色は、従来の方法におけるのと実質的に同じラウドネスで再生されるが、しかしながら、これらの正弦波音色の拍子は、完全に又は少なくとも大部分は、周波数歪みの結果として除去される。

本発明の有利な発展において、本発明によるレベル差の増加は、条件なしでは実行されず、これが実際に適切な場合のみ（又はこれが実際に適切である程度までのみ）、即ち聞き取れるアーチファクトが、出力信号において予想される（又は予想されるアーチファクトの強度に対応して）場合に実行される。ＨＦ成分及びＬＦ成分におけるスペクトル重複領域における入力信号が、高い調性を有する場合に、即ち、優位周波数（特に大きな正弦波音色）が、この重複領域に存在する場合に、聞き取れるアーチファクトが予想されることになると認められる。従って、方法のこの発展において、特徴が捕捉されるが、前記特徴は、重複領域における入力信号の調性に特有である（従って、違った風に表現すると、それは、重複領域における入力信号の調性用の推定又は比較値を形成する）。

利得係数における本発明による変更、及び従ってＨＦ成分とＬＦ成分との間のレベル差の増加は、この特徴に依存するやり方で、方法に従ってここで実行される。特に、レベル差における増加は、この特徴が、所定の基準を満たす場合にのみ、特にそれが、所定の閾値を超過する場合にのみ実行される。本発明の代替実施形態において、レベル差の増加は、この特徴に依存して（線形又は非線形方式で）重み付けされる。重複領域における入力信号の調性に特有の特徴は、この場合に重複領域において入力信号を自己相関させることによって確認されるのが好ましい。特に、特徴は、自己相関関数（数学的な意味で複素値を有する）の絶対値によって形成される。

一般に、本発明による聴取装置は、上記の本発明による方法自動的に実行するように構成される。それに応じて、上記の方法の実施形態及び発展は、装置の関連する実施形態及び発展に一致し、これらの方法の変形の利点はまた、聴取装置の対応する実施形態に移されてもよい。具体的には、本発明による聴取装置は、低周波信号成分（ＬＦ成分）及び高周波信号成分（ＨＦ成分）に受信信号を分割するように構成された周波数スプリッタを含み、これらの２つの信号成分は、カットオフ周波数において互いに隣接する。更に、聴取装置は、高周波信号成分の周波数を歪ませるように構成される信号プロセッサと、出力信号を形成するために、低周波信号成分及び周波数を歪まされた高周波信号成分を重畳するように構成されるシンセサイザと、を含む。

本発明によれば、信号プロセッサは、ＬＦ成分の信号レベルと周波数を歪まされたＨＦ成分の信号レベルとの間のレベル差が増加されるように、ＨＦ成分及び／又はＬＦ成分の、カットオフ周波数を含む少なくともスペクトルエッジ領域用に、利得係数を変更するように構成される。

好ましくは、周波数スプリッタは、多様な周波数帯域に入力信号を分割するように構成される（解析）フィルタバンクによって形成される。それに応じて、この実施形態において、シンセサイザは、（合成）フィルタバンクによって形成され、（合成）フィルタバンクは、次に、出力信号を形成するために、周波数歪み（及び任意選択の更なる信号処理ステップ）後に周波数帯域を組み合わせる。別の状況では、信号プロセッサの実施形態の変形を考慮して、本発明による方法に関する上記の説明への参照が、類似した方法で行われる。

本発明による聴取装置は、特に聴覚補助器具であり、且つ繰り返すと、この場合に、好ましくは難聴を治療するために具体化された補聴器である。

本発明の例示的な実施形態は、図面に基づいて以下で説明される。図面を各場合に概略的に説明する。

補聴器の形をした聴取装置であって、着信オーディオ信号（入力信号）が、（解析）フィルタバンクによって、複数の周波数帯域に分割され、その周波数帯域に含まれる入力信号が、低周波信号成分（ＬＦ成分）及び高周波信号成分（ＨＦ成分）へとカットオフ周波数において細分され、入力信号のＨＦ成分が、信号プロセッサによって周波数を歪まされ、周波数を歪まされたＨＦ成分が、（合成）フィルタバンクにおいて入力信号のＬＦ成分と重畳される聴取装置をブロック図で示す。 （解析）フィルタバンクの振幅周波数応答を周波数にわたる信号利得の図で示す。 入力信号の周波数を歪ませるために聴取装置によって実行される方法を流れ図で示す。 ２つの相異なるタイプの入力信号用のカットオフ周波数に直ぐ隣接する２つの周波数帯域の振幅周波数応答に基づいて、方法の効果を周波数にわたる信号利得の図で示す。 ２つの相異なるタイプの入力信号用のカットオフ周波数に直ぐ隣接する２つの周波数帯域の振幅周波数応答に基づいて、方法の効果を周波数にわたる信号利得の図で示す。

互いに対応する部分及び変数は、全ての図において同じ参照符号で各場合に提供される。

図１は、補聴器２の形で聴取装置を示す。必須のコンポーネントとして、補聴器２は、入力トランスデューサ４、減算手段６、（解析）フィルタバンク８、信号プロセッサ１０、（合成）フィルタバンク１２、出力トランスデューサ１４、及び（適応）フィルタ１８を内部に配置した電気フィードバック経路１６を含む。

入力トランスデューサ４（本事例ではマイクロホンによって例示的な方法で形成される）は、環境からの着信音声信号Ｓ_ｉを（原）入力信号Ｅ_ｉに変換する。

音響フィードバックを抑制する目的で、電気的な補償信号Ｋが、減算手段６において原入力信号Ｅ_ｉから減算されるが、前記補償信号は、電気フィードバック経路１６において生成される。（補償された）入力信号Ｅ_ｋは、（解析）フィルタバンク８に供給されるが、入力信号Ｅ_ｉ及び補償信号Ｋの減算から現れる。

フィルタバンク８において、入力信号Ｅ_ｋは、多様な周波数帯域Ｆ_ｊにスペクトル的に分割される。ここで、パラメータｊは、カウンタであり、それによって、周波数帯域Ｆ_ｊは、順に番号を付けられる。図１〜６による単純化された例において、フィルタバンク８は、入力信号Ｅ_ｋを６つの周波数帯域Ｆ_ｊ（ｊ＝１、２、．．．、６を備える）に分割し、６つの周波数帯域Ｆ_ｊはまた、個々にＦ_１〜Ｆ_６で示される。補聴器２の現実的で実際的な実施形態において、フィルタバンク８は、入力信号Ｅ_ｋを実質的により多くの（例えば４８の）周波数チャネルＦ_ｊに分割する。

信号プロセッサ１０において、周波数帯域Ｆ_ｊに分割された入力信号Ｅ_ｋは、周波数帯域に特有の方法で処理される。信号プロセッサ１０によって処理された信号Ｐは、−周波数帯域Ｆ_ｊ’（ｊ＝１、２、．．．、６）にもう一度スペクトル的に分割される−（合成）フィルタバンク１２に供給され、（合成）フィルタバンク１２は、電気出力信号Ａを形成するために、周波数帯域Ｆ_ｊ’を組み合わせる（重畳する）。

出力信号Ａは、（例えば、ラウドスピーカ又は「受信機」によって形成された）出力トランスデューサ１４に第１に供給され、出力トランスデューサ１４は、出力信号Ａを発信音声信号Ｓ_ａに変換する。

第２に、出力信号Ａは、電気フィードバック経路１６を介して適応フィルタ１８に供給され、適応フィルタ１８は、出力信号Ａからの補償信号Ｋを確認する。加えて、補償された入力信号Ｅ_ｋは、基準変数として適応フィルタ１８に供給される。

補聴器２の動作中に、音声信号Ｓ_ａは、補聴器装着者の耳道に直接出力されるか、又は音響管を介して耳道に供給される。特に、補聴器２自体が耳道に配置される補聴器２の実施形態の場合に、出力音声信号Ｓ_ａの幾らかは、音響フィードバック経路２０（例えば補聴器２の出口チャネルを介して、又は身体伝導音を介して）フィードバック信号Ｒとして、入力トランスデューサ４に不可避的に逆に結合され、フィードバック信号Ｒは、着信音声信号Ｓ_ｉを形成するために、前記入力トランスデューサにおいて周囲音に重なる。

ここで、音声信号Ｓ_ｉ、Ｓ_ａ及びフィードバック信号Ｒは、純粋な音声信号、特に空気伝搬音及び／又は身体伝導音である。対照的に、入力信号Ｅ_ｉ、Ｅ_ｋ、処理された信号Ｐ、出力信号Ａ、及び補償信号Ｋは、オーディオ信号である。即ち、音声情報を搬送する電気信号である。

言及したように、関連オーディオ信号、即ち入力信号Ｅ_ｋ及び処理された信号Ｐは、解析フィルタバンク８と合成フィルタバンク１２との間の領域で、周波数帯域Ｆ_ｊ及びＦ_ｊ’においてスペクトル的に分割される方式で案内される。

補聴器２は、特にデジタル補聴器であり、そこでは信号プロセッサ１０における信号処理は、デジタル技術によって達成される。この場合に、オーディオ信号は、アナログ／デジタル変換器２２によって、信号処理に先立ってデジタル化され、且つデジタル／アナログ変換器２４によって、信号処理後に電気アナログ信号に逆に変換される。図示の例において、アナログ／デジタル変換器２２は、フィルタバンク８のすぐ上流に配置され、従って補償された入力信号Ｅ_ｋに作用し、一方でデジタル／アナログ変換器２４は、フィルタバンク１２の下流に配置される。この場合に、電気フィードバック経路１６は、出力信号Ａ及び補償信号Ｋをアナログ信号の形で案内する。

その代替として、アナログ／デジタル変換器２２は、入力トランスデューサ４と減算手段６との間で接続され、従って、原入力信号Ｅ_ｉに作用する（図示せず）。この場合に、電気フィードバック経路１６は、デジタル信号の形で出力信号Ａ及び補償信号Ｋを適切に案内する。

補聴器２の更なる実施形態（同様に図示せず）において、減算手段６は、解析フィルタバンク８の下流に配置される。ここで、更なる周波数解析によってスペクトル的に分割された周波数帯域Ｆ_ｊ’又は更なる出力信号Ａは、適応フィルタ１８に供給される。適応フィルタ１８は、適切な数のチャネルを含む。

信号プロセッサ１０は、周波数帯域Ｆ_ｊにおいて供給された入力信号Ｅ_ｋを多面的な信号処理プロセスにさらすが、それは、難聴の補聴器使用者の個別要件に入力信号Ｅ_ｉの再生を適合させ、且つ従って前記使用者用に最良の可能な程度まで再生を聞き取れるようにするために、補聴器にとって、特に周波数帯域特有の利得変更にとって典型的である。更に、信号プロセッサ１０は、改善されたフィードバック抑制を得るために、出力信号Ａを入力信号Ｅ_ｉと相関させない周波数歪みを実行する。

周波数歪みの影響を明確にするために、図２は、周波数ｆにわたる周波数依存信号利得ｇ（増幅とも呼ばれる）の図で解析フィルタバンク８の周波数応答を示す。信号利得ｇはまた、この場合に１未満の値を仮定し、且つこの場合に入力信号Ｅ_ｋの減衰（ダンピング）をもたらしてもよい。

図２において、周波数帯域Ｆ_ｊ（例おける単純化された方式では合計６になる）の振幅周波数応答を識別することが可能であり、周波数帯域Ｆ_ｊは、３つの低周波数帯域Ｆ_１、Ｆ_２及びＦ_３並びに３つの高周波数帯域Ｆ_４、Ｆ_５及びＦ_６にグループ化される。ここで、低周波数帯域Ｆ_１〜Ｆ_３は、入力信号Ｅ_ｋの低周波信号成分ＬＦを含み、一方で高周波数帯域Ｆ_４〜Ｆ_６は、入力信号Ｅ_ｋの高周波信号成分ＨＦを含む。

信号プロセッサ１０に供給される周波数帯域Ｆ_ｊに加えて、図２はまた、信号プロセッサ１０によって出力される処理された信号Ｐを含み且つ信号プロセッサ１０によって実行された周波数歪みを反映する周波数帯域Ｆ_ｊ’を示す。図２から識別され得るように、周波数歪みは、同じ帯域幅を備えた高周波数帯域Ｆ_４’〜Ｆ_６’が、対応する原周波数帯域Ｆ_４〜Ｆ_６に対して、各場合に、より高い周波数ｆへとわずかにシフトされるによって、高周波数成分ＨＦ、即ちこれらの高周波数帯域Ｆ_４’〜Ｆ_６’に影響するだけである。対照的に、信号プロセッサ１０は、低周波信号成分ＬＦの周波数帯域Ｆ_１〜Ｆ_３に対してはどんな周波数歪みにも実行せず、その結果、処理された信号Ｐの周波数帯域Ｆ_１’〜Ｆ_３’は、それらのスペクトル位置の点では、原周波数帯域Ｆ_１〜Ｆ_３一致する。

個別の周波数帯域Ｆ_１’〜Ｆ_６’用のそれぞれの利得係数を互いに変更する信号処理プロセスは、明瞭にするために図２による概略図には描写されず、その結果、全ての周波数帯域Ｆ_１’〜Ｆ_６’は、ここでは同じ信号利得ｇで示されている。

周波数帯域Ｆ_１〜Ｆ_６及び対応する周波数帯域Ｆ_１’〜Ｆ_６’の帯域幅は、特に半値全幅によって与えられる。図２の実例における最大半量のレベルは、例えば図の基線（横座標）に対応する。

周波数帯域Ｆ_１〜Ｆ_６、従ってまた信号成分ＬＦ及びＨＦが、スペクトル的に重複することが、図２から更に明らかである。信号成分ＬＦ及びＨＦの重複領域Ｕは、低周波信号成分ＬＦ及び高周波信号成分ＨＦのそれぞれの外側周波数帯域Ｆ_３及びＦ_４のそれぞれの外側最大半量限界のスペクトル距離によってここでは形成される（図２を参照）。ここで、周波数帯域Ｆ_３及びＦ_４の振幅周波数応答の曲線が交差する重複領域Ｕの中心は、信号成分ＬＦ及びＨＦのカットオフ周波数ｆ_ｇを画定する。カットオフに近い２つの周波数帯域Ｆ_３及びＦ_４は、低周波信号成分ＬＦのエッジ領域Ｒ_Ｌ、及び高周波信号成分ＨＦのエッジ領域Ｒ_Ｈを形成し、そこでは重複領域Ｕは、それぞれ受信される。

補聴器２の動作中に、且つ従って図２による周波数歪みが実行される場合に、出力信号Ａにおける最初に明らかにされたタイプのアーチファクトを回避するために、プロセッサ１０は、例示的な実施形態において図３にスケッチされた方法に従って、カットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’用の（且つ従ってエッジ領域Ｒ_Ｌ及びＲ_Ｈ用の）それぞれ割り当てられた利得係数を変更する。従って、周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’に割り当てられた各場合における振幅周波数応答の曲線は、いわば、関連する利得係数おけるこの変更の結果として、図２による実例において上方又は下方にシフトされる。図４及び５を参照されたい。

前述の方法の第１のステップ３０（補聴器２を操作するための方法の一部を構成する）において、信号プロセッサ１０は、入力信号Ｅ_ｋを受信し、入力信号Ｅ_ｋは、上記のように、フィルタバンク８によって、周波数帯域Ｆ_ｊに、従ってまた暗黙的に信号成分ＬＦ及びＨＦに分割される。

後のステップ３２において、各場合に信号プロセッサ１０は、エッジ領域Ｒ_Ｌ及びＲ_Ｈにおける入力信号Ｅ_ｋの調性用の定量的尺度を表す特徴を得るために、カットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’（及び従ってそれぞれのエッジ領域Ｒ_Ｌ及びＲ_Ｈ）にわたって自己相関関数を形成する。

上記で言及したように、「調性」と言う用語は、入力信号Ｅ_ｋの特性を示し、それは、周波数帯域Ｆ_３及びＦ_４によってカバーされた周波数範囲における個別の周波数ｆ_０（図４及び５）の優位性を特徴付ける。ここで、入力信号Ｅ_ｋが、ある周波数を備えた優位な音色（例えばバイオリンの音色）によって、エッジ領域Ｒ_Ｌ及びＲ_Ｈにおいて特徴付けられる場合に、高い調性が存在し、その場合に、周波数分解された信号レベルは、平均信号レベルを著しく超過する。対照的に、カットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３及びＦ_４の信号が、広帯域ノイズ成分（例えばノイズ、交通騒音、スピーチノイズ等）によって支配される場合に、調性は低い。

ここで、方法は、自己相関関数が、調性用の優れた尺度を表すという発見を利用する。特に、フィルタバンク８が、ＤＦＴ変調されたフィルタバンク（即ち離散的フーリエ変換に基づいたフィルタバンク）又は類似の実装形態である本発明の好ましい実施形態において、周波数帯域Ｆ_３及びＦ_４における正弦波信号は、回転複素ベクトルに対応し、回転複素ベクトルは、一定周波数の場合に、連続する時間ステップ間に一定の角度ジャンプで回転する。好ましくは方法ステップ３２で決定されるように、１タップの自己相関において、この回転ベクトルは、角度ステップに対応する一定の位相角を有する複素ベクトルにマッピングされる。

この複素数の自己相関関数の絶対値は、ここでは、調性用の尺度として信号プロセッサ１０によって用いられる。代替として、複素ベクトル又は位相角の変動が、調性用の尺度として用いられ、その場合に、小さな変動が、安定した周波数及び従って高い調性を示すという事実が利用される。信号プロセッサ１０は、２つの時間ステップ間の時間間隔の絶対値でこの位相角を割る前記信号プロセッサによって、複素数の自己相関関数の位相角から優位周波数ｆ_０の絶対値を導き出す（特にｆ_０＝φ／（π・Ｔ_Ｓ）であり、この式で、φは、位相角を示し、Ｔ_Ｓは、前述の時間間隔を示す。ここで、優位周波数ｆ_０は、それぞれの周波数帯域Ｔ_３又はＴ_４の帯域中心と関係する）。

ステップ３４において、周波数歪みは、−図２に示されているように−原周波数帯域Ｆ_４〜Ｆ_６が、周波数をずらされた周波数帯域Ｆ_４’〜Ｆ_６’に変換されることによって、信号プロセッサ１０により実行される。

ステップ３６において、信号プロセッサ１０は、前に確認された調性用の尺度、即ち、例えば周波数帯域Ｆ_３及びＦ_４における確認された自己相関関数の絶対値が、所定の閾値未満であるかどうかを判定する。

所定の閾値未満である場合（Ｙ）、信号プロセッサ１０は、周波数歪みによって厄介なアーチファクトが予想されない印としてこれを確認する。従って、信号プロセッサ１０は、この場合に、出力信号Ａを合成する目的で、（任意選択的に更なる信号処理ステップを実行した後で）周波数帯域Ｆ_ｊ’における周波数を歪まされた信号Ｐをフィルタバンク１２に出力することによって、方法手順のステップ３８にジャンプする。

そうではなく、ステップ３６で実行された判定が、調性用の尺度が所定の閾値未満ではない場合（Ｎ）、信号プロセッサ１０は、（ステップ４０で）優位周波数ｆ_０又はずらされた優位周波数ｆ_０’におけるカットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’のレベル差ΔＬ（図４及び５）を推定する。ここで、信号プロセッサ１０は、これらの周波数ｆ_０又はｆ_０’における振幅周波数応答のそれぞれの曲線の値を、周波数ｆ_０又はｆ_０’における周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’の信号レベルＬ_１及びＬ_２用の尺度として確認することによって、且つこれらを互いに比較することによって（ΔＬ＝｜Ｌ_１−Ｌ_２｜）、レベル差ΔＬを確認する。図４及び６を参照されたい。

後のステップ４２において、信号プロセッサ１０は、所定のレベル差ΔＬが、所定の閾値を超過するかどうかをチェックする。

所定の閾値を超過する場合（Ｙ）、信号プロセッサ１０は、周波数歪みの結果としての厄介なアーチファクトが、既に本来高いレベルの差ΔＬの理由では予想されるはずがない印としてこれを認識する。従って、信号プロセッサ１０は、この場合に、方法手順におけるステップ３８にもう一度ジャンプする。

所定の閾値を超過しない場合（Ｎ）、即ち、ステップ４２において実行された判定が否定となる場合に、従ってレベル差ΔＬが、閾値を超えない場合に、信号プロセッサ１０は、増加されたレベル差ΔＬ’（ΔＬ’＝｜Ｌ_１’−Ｌ_２’｜、図４及び６を参照）が到達されるように、ステップ４４において反対の意味で、カットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’の利得係数を適合させ、前記増加されたレベル差は、ステップ４２における予め決定された閾値を超える。任意選択的に、レベル差における増加は、ここでは所定の基準に従って制限される。従って、この場合に、レベル差は、所定の最大値が超過されないような方法で増加される。本発明によってカバーされる個別の事例において、利得係数はまた、変更の前又は後で、１未満の値を有してもよく、且つ結果として入力信号Ｅ_ｋの周波数選択的な減衰を引き起こしてもよい（たとえこれが、従来の補聴器には典型的でなくても）。

ここで、特に、信号プロセッサ１０は、カットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’におけるレベル増加及びレベル低下が、互いに補償するような方法で、即ち、和において（又は平均において）優位周波数ｆ_０又はｆ_０’における周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’の適合された信号レベルＬ_１’及びＬ_２’が、レベル適合（Ｌ_１’＋Ｌ_２’＝Ｌ_１＋Ｌ_２）の前に、対応するレベルＬ_１及びＬ_２に対応するような方法で、利得係数のこの変更を計算する。和又は平均の単純な形成から逸脱すると、影響された周波数帯域の振幅周波数応答はまた、方法の一層発展した実施形態において考慮される。

続いて、信号プロセッサ１０は、方法手順におけるステップ３８にもう一度ジャンプする。

反対の意味で、ステップ４４で実行されるカットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’の利得係数における変更によって達成されるものは、あたかもレベル適合がステップ４４において実行されなかったかのように、出力信号Ａにおける優位音色が、ほぼ同じ強度で聞かれ得るということである。優位周波数ｆ_０がより強く発音される信号成分ＬＦ及びＨＦの１つに依存して、優位音色は、この場合に、ずらされていない周波数ｆ_０又はずらされた周波数ｆ_０’で聞かれる。しかしながら、増加したレベル差ΔＬ’の結果として、周波数ｆ_０とｆ_０’との間の拍子の形をした厄介なアーチファクトは、この場合に抑制される。

方法の多数の代替実施形態が、本発明の範囲内で可能である。例として、周波数歪み（ステップ３４）はまた、方法手順における相異なるポイントで、例えばレベル変更（ステップ４２）の後で実行されてもよい。更に、多面的な更なる信号処理ステップ、特にノイズ抑制等のための入力信号Ｅ_ｋの周波数選択的な増幅用のステップが、本発明の範囲内でステップ３０と３８との間で実行されてもよい。

カットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３’及びＦ_４’における、本発明によるレベル変更の影響は、図４及び５に基づいてもう一度明確にされる。これらの２つの図の比較から特に明らかになることは、レベル変更の方向が、優位周波数ｆ_０のスペクトル位置に依存するということである。図４における実例による優位周波数が、高周波信号成分ＨＦ（ｆ_０＞ｆ_ｇ）に主にある場合に、高周波のカットオフ近くの周波数帯域Ｆ_４’の信号レベルＬ_２は、増加され、低周波のカットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３’の信号レベルＬ_１は、レベル差ΔＬを増加させるために低下される。対照的に、優位周波数ｆ_０が、低周波信号成分ＬＦ（ｆ_０＜ｆ_ｇ）に主にある場合に、低周波のカットオフ近くの周波数帯域Ｆ_３’の信号レベルＬ_１は、増加され、高周波のカットオフ近くの周波数帯域Ｆ_４’の信号レベルＬ_２は、低下される。

本発明は、上記の例示的な実施形態に基づいて特に明らかになる。しかしながら、それは、これらの例示的な実施形態に一様に制限されるわけではない。もっと正確に言えば、本発明の多数の更なる実施形態が、特許請求の範囲及び上記の説明から導き出される。

２ 補聴器
４ 入力トランスデューサ
６ 減算手段
８ （解析）フィルタバンク
１０ 信号プロセッサ
１２ （合成）フィルタバンク
１４ 出力トランスデューサ
１６ （電気）フィードバック経路
１８ （適応）フィルタ
２０ （音響）フィードバック経路
２２ アナログ／デジタル変換器
２４ デジタル／アナログ変換器
３０ ステップ
３２ ステップ
３４ ステップ
３６ ステップ
３８ ステップ
４０ ステップ
４２ ステップ
４４ ステップ
ΔＬ レベル差
ΔＬ’ （増加された）レベル差
ｆ 周波数
ｆ_０ （優位）周波数
ｆ_０’ （ずらされた優位）周波数
ｆ_ｇ カットオフ周波数
ｇ 信号利得
Ａ 出力信号
Ｅ_ｉ （原）入力信号
Ｅ_ｋ （補償された）入力信号
Ｆ_ｊ 周波数帯域（ｊ＝１、２、．．．、６）
Ｆ_ｊ’ 周波数帯域（ｊ＝１、２、．．．、６）
ＨＦ （高周波）信号成分
Ｋ 補償信号
Ｌ_１ 信号レベル
Ｌ_２ 信号レベル
Ｌ_１’ 信号レベル
Ｌ_２’ 信号レベル
ＬＦ （低周波）信号成分
Ｐ （処理された）信号
Ｒ フィードバック信号
Ｒ_Ｈ エッジ領域
Ｒ_Ｌ エッジ領域
Ｓ_ａ （発信）オーディオ信号
Ｓ_ｉ （着信）オーディオ信号
Ｕ 重複領域

Claims (12)

1. 聴取装置（２）の動作中に、オーディオ信号として存在する入力信号（Ｅ_ｋ）の周波数を歪ませるための方法であって、
   前記入力信号（Ｅ_ｋ）が、低周波信号成分（ＬＦ）及び高周波信号成分（ＨＦ）に分割され、これらの２つの信号成分（ＬＦ、ＨＦ）が、カットオフ周波数（ｆ_ｇ）において互いに隣接し、
   前記高周波信号成分（ＨＦ）が、周波数を歪まされ、
   前記低周波信号成分（ＬＦ）及び前記周波数を歪まされた高周波信号成分（ＨＦ）が、出力信号（Ａ）を形成するために重畳され、
   前記低周波信号成分（ＬＦ）の信号レベル（Ｌ_１）と前記周波数を歪まされた高周波信号成分（ＨＦ）の信号レベル（Ｌ_２）との間のレベル差（ΔＬ）が増加されるように、前記高周波信号成分（ＨＦ）及び／又は前記低周波信号成分（ＬＦ）の、前記カットオフ周波数（ｆ_ｇ）を含む少なくともエッジ領域（Ｒ_Ｈ、Ｒ_Ｌ）用に、関連する利得係数が変更されることを特徴とする方法。
2. 前記入力信号（Ｅ_ｋ）が、フィルタバンク（８）によって多様な周波数帯域（Ｆ_ｊ：ｊ＝１−６）に分割され、そのうちの複数の低周波数帯域（Ｆ_１−Ｆ_３）が、前記低周波信号成分（ＬＦ）を含み、それとほぼ同数の複数の高周波数帯域（Ｆ_４−Ｆ_６）が、前記高周波信号成分（ＨＦ）を含み、
   前記高周波信号成分（ＨＦ）の前記エッジ領域（Ｒ_Ｈ）が、前記低周波数帯域（Ｆ_１−Ｆ_３）に隣接する前記高周波数帯域（Ｆ_４−Ｆ_６）のサブセットによって形成され、且つ／又は前記低周波信号成分（ＬＦ）の前記エッジ領域（Ｒ_Ｌ）が、前記高周波数帯域（Ｆ_４−Ｆ_６）に隣接する前記低周波数帯域（Ｆ_１−Ｆ_３）のサブセットによって形成され、
   前記利得係数が、前記エッジ領域（Ｒ_Ｌ、Ｒ_Ｈ）に割り当てられる周波数帯域（Ｆ_３、Ｆ_４）においてのみ変更される、請求項１に記載の方法。
3. 前記利得係数が、２つの信号成分（ＬＦ、ＨＦ）のうちの第１の信号成分の少なくとも前記エッジ領域（Ｒ_Ｌ、Ｒ_Ｈ）用に増加され、前記利得係数が、２つの信号成分（ＬＦ、ＨＦ）のうちの第２の信号成分の少なくとも前記エッジ領域（Ｒ_Ｈ、Ｒ_Ｌ）用に低下される、請求項１又は２に記載の方法。
4. 前記第１の信号成分用の前記利得係数の増加が補償されるような方法で、前記第２の信号成分用の前記利得係数が低下される、請求項３に記載の方法。
5. 前記高周波信号成分（ＨＦ）及び前記低周波信号成分（ＬＦ）の重複領域（Ｕ）における前記入力信号（Ｅ_Ｋ）の調性に特有である特徴が確認され、前記利得係数の変更が、この特徴に依存して実行される、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
6. 前記調性に特有である特徴が、前記重複領域（Ｕ）において前記入力信号（Ｅ_ｋ）を自己相関させることによって確認される、請求項５に記載の方法。
7. 聴取装置（２）であって、
   入力信号（Ｅ_ｋ）を低周波信号成分（ＬＦ）及び高周波信号成分（ＨＦ）に分割するように構成される周波数スプリッタ（８）であって、これらの２つの信号成分（ＬＦ、ＨＦ）が、カットオフ周波数（ｆ_ｇ）において互いに隣接する周波数スプリッタ（８）を有し、
   前記高周波信号成分（ＨＦ）の周波数を歪ませるように構成される信号プロセッサ（１０）を有し、
   出力信号（Ａ）を形成するために、前記低周波信号成分（ＬＦ）及び前記周波数を歪まされた高周波信号成分（ＨＦ）を重畳するように構成されるシンセサイザ（１２）を有し、
   前記低周波信号成分（ＬＦ）の信号レベル（Ｌ_１）と前記周波数を歪まされた高周波信号成分（ＨＦ）の信号レベル（Ｌ_２）との間のレベル差（ΔＬ）が増加されるように、前記高周波信号成分（ＨＦ）及び／又は前記低周波信号成分（ＬＦ）の、前記カットオフ周波数（ｆ_ｇ）を含む少なくともエッジ領域（Ｒ_Ｈ、Ｒ_Ｌ）用に利得係数を変更するように、前記信号プロセッサ（１０）が構成されることを特徴とする聴取装置（２）。
8. 前記周波数スプリッタが、前記入力信号（Ｅ_ｋ）を多様な周波数帯域（Ｆ_ｊ：ｊ＝１−６）に分割するように構成されるフィルタバンク（８）によって形成され、そのうちの複数の低周波数帯域（Ｆ_１−Ｆ_３）が、前記低周波信号成分（ＬＦ）を含み、それとほぼ同数の複数の高周波数帯域（Ｆ_４−Ｆ_６）が、前記高周波信号成分（ＨＦ）を含み、前記低周波数帯域（Ｆ_１−Ｆ_３）に隣接する前記高周波数帯域（Ｆ_４−Ｆ_６）のサブセットが、前記高周波信号成分（ＨＦ）の前記エッジ領域（Ｒ_Ｈ）を形成し、且つ／又は前記高周波数帯域（Ｆ_４−Ｆ_６）に隣接する前記低周波数帯域（Ｆ_１−Ｆ_３）のサブセットが、前記低周波信号成分（ＬＦ）の前記エッジ領域（Ｒ_Ｌ）を形成し、
   前記信号プロセッサ（１０）が、前記エッジ領域（Ｒ_Ｈ、Ｒ_Ｌ）に割り当てられる前記周波数帯域（Ｆ_３、Ｆ_４）における前記利得係数を変更するようにだけ構成される、請求項７に記載の聴取装置（２）。
9. 前記信号プロセッサ（１０）が、前記２つの信号成分（ＨＦ、ＬＦ）のうちの第１の信号成分の少なくとも前記エッジ領域（Ｒ_Ｈ、Ｒ_Ｌ）用に前記利得係数を増加させるように構成され、且つ前記２つの信号成分（ＨＦ、ＬＦ）のうちの第２の信号成分の少なくとも前記エッジ領域（Ｒ_Ｌ、Ｒ_Ｈ）用に前記利得係数を低下させるように構成される、請求項７又は８に記載の聴取装置（２）。
10. 前記信号プロセッサ（１０）が、前記第１の信号成分用の前記利得係数の前記増加が補償されるような方法で、前記第２の信号成分用の前記利得係数を低下させるように構成される、請求項９に記載の聴取装置（２）。
11. 前記信号プロセッサ（１０）が、前記高周波信号成分（ＨＦ）及び前記低周波信号成分（ＬＦ）の重複領域（Ｕ）における前記入力信号（Ｅ_Ｋ）の調性に特有の特徴を確認するように、且つ前記特徴が所定の基準を満たす場合にのみ、前記利得係数の変更に実行するように構成される、請求項７〜１０のいずれか一項に記載の聴取装置（２）。
12. 前記信号プロセッサ（１０）が、前記重複領域（Ｕ）において前記入力信号（Ｅ_ｋ）を自己相関させることによって、前記調性に特有の前記特徴を確認するように構成される、請求項１１に記載の聴取装置（２）。

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