JP6596332B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、誘導電動機（Induction Motor：ＩＭ）を制御する制御装置に関し、特に、すべり周波数を同定する制御装置に関する。

従来、誘導電動機をｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御する制御装置が知られている。この制御装置は、電流指令（ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊）を生成し、これらの電流指令をＰＩにより電流制御して電圧指令（ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊）を生成する。

制御装置は、電圧指令を座標変換し、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電圧指令（Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊）を生成する。そして、制御装置は、この３相交流電圧指令を電力増幅器へ出力することで、誘導電動機を制御する。

また、制御装置は、電力増幅器と誘導電動機との間に設けられた電流検出器により検出されたＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電流検出値（Ｕ相交流電流検出値ｉｕ、Ｖ相交流電流検出値ｉｖ及びＷ相交流電流検出値ｉｗ）を入力する。そして、制御装置は、３相交流電流検出値を座標変換し、電流検出値（ｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑ）を生成する。

このような制御装置において、電圧指令を３相交流電圧指令に座標変換し、また、３相交流電流検出値を電流検出値に座標変換する際に、電気角θｅが用いられる。この電気角θｅは、誘導電動機の回転子角速度ωｒにすべり周波数を加算し、加算結果の電気角速度ω１を積分することにより得られる。

従来、すべり周波数を同定して行うスリップチューニングは、誘導電動機の２次抵抗値ｒ２と２次インダクタンスＬ２との間の比である逆２次時定数Ｗ２（＝ｒ２／Ｌ２）を同定することで行われていた。一般に、すべり周波数は、誘導電動機の温度変化に伴って変化することが知られている。このため、誘導電動機の温度として誘導電動機の２次抵抗値ｒ２の変化を捉え、これを２次インダクタンスの逆２次時定数Ｗ２に反映することで、すべり周波数を同定する。

例えば、温度センサーを用いて誘導電動機の２次抵抗値ｒ２の温度変化を検出し、これによりすべり周波数を同定する手法が知られている。また、誘導電動機の温度を推定してすべり周波数を同定する手法も知られている（例えば、特許文献１を参照）。この手法は、誘導電動機へ供給される電流値を検出し、当該電流値から誘導電動機のローターバーの温度を推定し、基準設定温度と推定した温度との間の差に基づいて、すべり周波数の補正量を算出することで、すべり周波数を同定するものである。

さらに、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊に基づいて逆２次時定数Ｗ２を同定することで、すべり周波数を同定する手法も知られている。

特開平５−１９９７８６号公報

しかしながら、前述の手法では、すべり周波数を精度高く同定することができない、という問題があった。例えば、前述のｄ軸電圧指令ｖｄ＊に基づいた手法では、すべり周波数は、以下の数式のとおり、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊＊とｄ軸電圧指令ｖｄ＊との間の差（ｄ軸電圧指令偏差）に基づいて同定される。
〔数式１〕
ｄ軸電圧指令偏差＝ｖｄ＊＊−ｖｄ＊
＝（ｒ１＾×ｉｄ＊−ω１×σＬ１＾×ｉｑ＊）−ｖｄ＊
・・・（１）

ここで、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊＊は、すべり周波数生成用に算出される指令である。ｄ軸電圧指令ｖｄ＊は、ベクトル制御により算出されるｑ軸電圧指令フィードバックであり、現在のｄ軸電圧検出値に相当するものとして扱われる。また、ｒ１＾は１次抵抗同定値、ｉｄ＊はｄ軸電流指令、ω１は電気角速度、σＬ１＾は漏れインダクタンス同定値、ｉｑ＊はｑ軸電流指令、σは漏れ係数を示す。

前記数式１のとおり、すべり周波数を同定するためには、誘導電動機の漏れインダクタンス同定値σＬ１＾（＝ｘｑ＾）をパラメータとして用いる必要があるが、一般に、このパラメータを精度高く同定することは難しい。このため、漏れインダクタンス同定値σＬ１＾（＝ｘｑ＾）に誤差を含む可能性が高いことから、すべり周波数も誤差を含む可能性が高くなる。

すべり周波数に誤差がある場合、制御装置は、電圧指令を３相交流電圧指令に座標変換し、また、３相交流電流検出値を電流検出値に座標変換する際に、座標変換を正確に行うことができない。つまり、誘導電動機を精度高く制御することができなくなってしまう。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、誘導電動機のすべり周波数を精度高く同定することが可能な制御装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の制御装置は、ｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令を生成し、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令から３相交流電圧指令を生成し、前記３相交流電圧指令を電力増幅器へ出力することで誘導電動機を制御する制御装置において、前記ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との間の偏差が０になるように前記ｄ軸電圧指令を生成すると共に、前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との間の偏差が０になるように前記ｑ軸電圧指令を生成する電流制御部と、電気角に基づいて、前記電流制御部により生成された前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令を、前記３相交流電圧指令に変換する第１の座標変換部と、前記電気角に基づいて、前記電力増幅器と前記誘導電動機との間に設けられた電流検出器により検出された３相交流電流検出値を、前記ｄ軸電流検出値及び前記ｑ軸電流検出値に変換する第２の座標変換部と、前記誘導電動機におけるｑ軸上に発生する２次側の磁束の指令を０として、前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、電気角速度、並びに予め設定された１次抵抗同定値及び１次インダクタンス同定値に基づいて、スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令を生成するｄ軸電圧指令生成部と、前記ｄ軸電圧指令生成部により生成された前記スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令と、前記電流制御部により生成された前記ｑ軸電圧指令との間の偏差が０になるように、前記誘導電動機の２次抵抗値を２次インダクタンスで除算した結果である逆２次時定数を同定し、前記逆２次時定数に、前記ｑ軸電流指令を前記ｄ軸電流指令で除算した結果を乗算することで、スリップ角周波数指令を生成するスリップ角周波数指令生成部と、前記スリップ角周波数指令生成部により生成された前記スリップ角周波数指令に前記誘導電動機の回転子角速度を加算し、前記電気角速度を求める加算器と、前記加算器により求めた前記電気角速度を積分し、前記電気角を求める積分器と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項２の制御装置は、請求項１に記載の制御装置において、前記ｄ軸電圧指令生成部が、前記誘導電動機におけるｑ軸上に発生する２次側の磁束の指令を０、前記ｄ軸電流指令をｉｄ＊、前記ｑ軸電流指令をｉｑ＊、前記電気角速度をω１、前記１次抵抗同定値をｒ１＾、前記１次インダクタンス同定値をｘｄ＾、前記スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令をｖｑ＊＊として、以下の数式：ｖｑ＊＊＝ｒ１＾×ｉｑ＊＋ω１×ｘｄ＾×ｉｄ＊により、前記スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令を生成し、前記スリップ角周波数指令生成部が、前記ｄ軸電流検出値をｉｄ、前記ｑ軸電流検出値をｉｑ、前記電気角速度をω１、１次抵抗値をｒ１、１次インダクタンスをｘｄ、スリップ角周波数をωｓ、前記逆２次時定数をＷ２、前記誘導電動機におけるｑ軸上に発生する２次側の磁束を示すｑ軸２次磁束をφ２ｑ、前記ｑ軸電圧指令をｖｑ＊として、前記ｑ軸電圧指令を、以下の数式：ｖｑ＊＝ｒ１×ｉｑ＋ω１×ｘｄ×ｉｄ＋（ω１×ωｓ／Ｗ２）×φ２ｑにより表した場合に、前記ｄ軸電圧指令生成部により生成された前記スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令を示す前記ｖｑ＊＊と、前記電流制御部により生成された前記ｑ軸電圧指令を示す前記ｖｑ＊との間の偏差が０になるように、前記逆２次時定数を同定し、前記スリップ角周波数指令を生成する、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、誘導電動機のすべり周波数を精度高く同定することができる。

本発明の実施形態による制御装置を含むモータ制御システムの構成例を示す全体図である。 スリップ角周波数指令生成部の構成例を示すブロック図である。 ｑ軸電圧指令制御部の等価回路の構成例を示すブロック図である。 減算器の入出力を説明する図である。 保持器の動作を説明する図である。 本発明の実施形態による制御装置のシミュレーション結果を示すグラフである。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明は、誘導電動機をベクトル制御する制御装置において、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系を構成し、スリップ角周波数指令ωｓ＊（すべり周波数）を求める。具体的には、本発明は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系にて、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０の制御を行う。そして、逆２次時定数Ｗ２（＝ｒ２／Ｌ２（ｒ２は２次抵抗値、Ｌ２は２次インダクタンス））を同定し、逆２次時定数Ｗ２からスリップ角周波数指令ωｓ＊を求める。ここで、ｑ軸２次磁束φ２ｑは、誘導電動機において、ｑ軸上に発生する２次側の磁束を示す。

すべり周波数は、誘導電動機の温度変化に伴って変化し、誘導電動機の温度変化はその２次抵抗値ｒ２の変化となり、逆２次時定数Ｗ２の変化となる。つまり、すべり周波数は、逆２次時定数Ｗ２の変化として捉えることができる。

また、本発明では、同定精度が低い漏れインダクタンス同定値ｘｑ＾を用いてｄ軸電圧指令ｖｄ＊のフィードバック制御系を構成するのではなく、同定精度が高い１次インダクタンス同定値ｘｄ＾を用いてｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系を構成する。１次インダクタンス同定値ｘｄ＾の同定精度が高いのは、当該同定値が無負荷運転にて定められるからである。

つまり、本発明では、同定精度が高い１次インダクタンス同定値ｘｄ＾を用いて、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０の制御を行い、逆２次時定数Ｗ２を同定してスリップ角周波数指令ωｓ＊を求める。これにより、従来に比べ、スリップ角周波数指令ωｓ＊であるすべり周波数を精度高く同定することができる。

〔モータ制御システム〕
図１は、本発明の実施形態による制御装置を含むモータ制御システムの構成例を示す全体図である。このモータ制御システムは、制御装置１、電力増幅器２、誘導電動機３及びＰＧ（パルスジェネレータ）４を備えて構成される。

制御装置１は、誘導電動機３をｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御する装置である。この制御装置１は、電流指令（ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊）を電流制御し、電圧指令（ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊）に変換する。そして、制御装置１は、電気角θｅに基づいて、電圧指令をＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電圧指令（Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊）に変換し、３相交流電圧指令を電力増幅器２へ出力する。

本発明の実施形態では、制御装置１は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系を構成し、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０の制御を行って逆２次時定数Ｗ２を同定し、逆２次時定数Ｗ２からスリップ角周波数指令ωｓ＊を算出する。そして、制御装置１は、スリップ角周波数指令ωｓ＊に基づいて、電気角θｅを算出する。

制御装置１は、電力増幅器２と誘導電動機３との間に設けられた電流検出器により検出されたＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電流検出値（Ｕ相交流電流検出値ｉｕ、Ｖ相交流電流検出値ｉｖ及びＷ相交流電流検出値ｉｗ）を入力する。また、制御装置１は、ＰＧ４から回転子角速度ωｒを入力する。

電力増幅器２は、制御装置１から３相交流電圧指令を入力し、当該３相交流電圧指令からＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号によってスイッチング素子のゲートをオンオフし、図示しない電源から供給された電力を増幅する。そして、電力増幅器２は、増幅した電力を誘導電動機３へ供給する。

これにより、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系にて算出されたスリップ角周波数指令ωｓ＊であるすべり周波数は、同定精度が高い１次インダクタンス同定値ｘｄ＾を用いて算出されるから、精度の高い値となる。そして、誘導電動機３は、精度の高いすべり周波数が反映された３相交流電圧指令に基づいて制御される。したがって、誘導電動機３を精度高く制御することができる。

ＰＧ４は、誘導電動機３の回転に応じたパルス信号を発生する。このパルス信号のカウント値から誘導電動機３の回転子角速度ωｒが得られ、当該回転子角速度ωｒが制御装置１へ入力される。尚、図１には、ＰＧ４から制御装置１へ、回転子角速度ωｒが入力されるように略して示してある。

〔制御装置１〕
次に、図１に示した制御装置１について詳細に説明する。図１を参照して、この制御装置１は、ｄ軸電圧指令生成部１０、スリップ角周波数指令生成部１１、加算器１２、積分器１３、電流制御部２０及び座標変換部２１，２２を備えている。尚、図１に示す制御装置１には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、その他の構成部は省略してある。

ｄ軸電圧指令生成部１０は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力すると共に、後述する加算器１２から電気角速度ω１を入力し、さらに、予め設定された１次抵抗同定値ｒ１＾及び１次インダクタンス同定値ｘｄ＾を入力する。

ｄ軸電圧指令生成部１０は、以下の数式により、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０としたｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊を生成し、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊をスリップ角周波数指令生成部１１に出力する。ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊は、スリップ角周波数指令生成用の指令である。
〔数式２〕
ｖｑ＊＊＝ｒ１＾×ｉｑ＊＋ω１×ｘｄ＾×ｉｄ＊ ・・・（２）

尚、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊は、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊を考慮した場合、以下の数式にて表される。
〔数式３〕
ｖｑ＊＊＝ｒ１＾×ｉｑ＊＋ω１×ｘｄ＾×ｉｄ＊
＋（ω１×ωｓ／Ｗ２）×φ２ｑ＊ ・・・（３）
Ｗ２は逆２次時定数、ωｓはスリップ角周波数をそれぞれ示す。前記数式（３）にｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０を代入することにより、前記数式（２）が得られる。

スリップ角周波数指令生成部１１は、ｄ軸電圧指令生成部１０からｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊を入力すると共に、後述する電流制御部２０からｑ軸電圧指令ｖｑ＊を入力する。また、スリップ角周波数指令生成部１１は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力し、ユーザの操作に従ってチューニング指示W2_TUNE指示＠を入力し、後述の加算器１２から電気角速度ω１を入力する。

スリップ角周波数指令生成部１１は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊との間の偏差が０になるように、スリップ角周波数指令ωｓ＊を生成し、スリップ角周波数指令ωｓ＊を加算器１２に出力する。ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊にはｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０の要素が含まれているから、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊との間の偏差を０にする制御には、ｑ軸２次磁束φ２ｑを０にする制御が含まれる。つまり、スリップ角周波数指令生成部１１は、ｑ軸２次磁束φ２ｑが０になるように、スリップ角周波数指令ωｓ＊を生成する。スリップ角周波数指令生成部１１の詳細については後述する。

ｑ軸電圧指令ｖｑ＊は、以下の数式にて表される。
〔数式４〕
ｖｑ＊＝ｒ１×ｉｑ＋ω１×ｘｄ×ｉｄ＋（ω１×ωｓ／Ｗ２）×φ２ｑ
・・・（４）
ｒ１は１次抵抗値、ｉｑはｑ軸電流検出値、ω１は電気角速度、ｘｄは１次インダクタンス、ｉｄはｄ軸電流検出値、ωｓはスリップ角周波数、Ｗ２は逆２次時定数、φ２ｑはｑ軸２次磁束をそれぞれ示す。

加算器１２は、スリップ角周波数指令生成部１１からスリップ角周波数指令ωｓ＊を入力すると共に、ＰＧ４から回転子角速度ωｒを入力し、スリップ角周波数指令ωｓ＊に回転子角速度ωｒを加算し、電気角速度ω１を求める。そして、加算器１２は、電気角速度ω１を積分器１３、ｄ軸電圧指令生成部１０及びスリップ角周波数指令生成部１１に出力する。

積分器１３は、加算器１２から電気角速度ω１を入力し、電気角速度ω１を積分することで電気角θｅを求める。そして、積分器１３は、電気角θｅを座標変換部２１，２２に出力する。

電流制御部２０は、減算器２３，２４及び制御器２５，２６を備えている。減算器２３は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を入力すると共に、後述する座標変換部２２からｄ軸電流検出値ｉｄを入力し、ｄ軸電流指令ｉｄ＊からｄ軸電流検出値ｉｄを減算し、ｄ軸電流偏差値を制御器２５に出力する。

減算器２４は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力すると共に、後述する座標変換部２２からｑ軸電流検出値ｉｑを入力し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊からｑ軸電流検出値ｉｑを減算し、ｑ軸電流偏差値を制御器２６に出力する。

制御器２５は、減算器２３からｄ軸電流偏差値を入力し、当該ｄ軸電流偏差値が０になるように電流制御し、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊を算出する。そして、制御器２５は、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊を座標変換部２１に出力する。

制御器２６は、減算器２４からｑ軸電流偏差値を入力し、当該ｑ軸電流偏差値が０になるように電流制御し、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を算出する。そして、制御器２６は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を座標変換部２１及びスリップ角周波数指令生成部１１に出力する。

座標変換部２１は、電流制御部２０からｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を入力すると共に、積分器１３から電気角θｅを入力する。そして、座標変換部２１は、電気角θｅに基づいて、回転座標系のｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊をＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊に変換する。座標変換部２１は、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊を電力増幅器２に出力する。

座標変換部２２は、電力増幅器２と誘導電動機３との間に設けられた電流検出器により検出されたＵ相交流電流検出値ｉｕ、Ｖ相交流電流検出値ｉｖ及びＷ相交流電流検出値ｉｗを入力すると共に、積分器１３から電気角θｅを入力する。そして、座標変換部２２は、電気角θｅに基づいて、Ｕ相交流電流検出値ｉｕ、Ｖ相交流電流検出値ｉｖ及びＷ相交流電流検出値ｉｗを回転座標系のｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑに変換する。座標変換部２２は、ｄ軸電流検出値ｉｄを電流制御部２０の減算器２３に出力すると共に、ｑ軸電流検出値ｉｑを減算器２４に出力する。

〔スリップ角周波数指令生成部１１〕
次に、図１に示したスリップ角周波数指令生成部１１について詳細に説明する。図２は、スリップ角周波数指令生成部１１の構成例を示すブロック図である。このスリップ角周波数指令生成部１１は、減算器３０、フィルタ３１、スリップレギュレータ３２、リミッタ３３、減算器３４、反転器３５、加算器３６、乗算器３７、フィルタ３８、保持器３９、乗算器４０及びワンショット生成器４１を備えている。減算器３０、フィルタ３１及びスリップレギュレータ３２により、ｑ軸電圧指令制御部５０が構成される。

スリップ角周波数指令生成部１１は、前述のとおり、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊との間の偏差が０になるように、言い換えると、ｑ軸２次磁束φ２ｑが０になるように、スリップ角周波数指令ωｓ＊を生成する。

減算器３０は、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０を実現するためのｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊を入力すると共に、電流制御部２０からｑ軸電圧指令ｖｑ＊を入力する。そして、減算器３０は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊からｑ軸電圧指令ｖｑ＊を減算し、ｑ軸電圧指令偏差を求め、ｑ軸電圧指令偏差をフィルタ３１に出力する。電流制御部２０から入力するｑ軸電圧指令ｖｑ＊は、ベクトル制御により算出されるｑ軸電圧指令フィードバックであり、現在のｑ軸電圧検出値に相当するものとして扱われる。

フィルタ３１は、減算器３０からｑ軸電圧指令偏差を入力すると共に、加算器１２から電気角速度ω１を入力する。また、フィルタ３１は、後述の乗算器４０からスリップ角周波数指令ωｓ＊をスリップ角周波数ωｓとして入力し、さらに、後述の乗算器３７から逆２次時定数同定値Ｗ２＾を入力する。そして、フィルタ３１は、ｑ軸電圧指令偏差に以下の数式を乗算することでフィルタ処理を施し、フィルタ処理後のｑ軸電圧指令偏差をスリップレギュレータ３２に出力する。
〔数式５〕
（Ｐ０×ω１×ωｓ／Ｗ２＾）／（１＋Ｐ０×ω１²×ωｓ²／Ｗ２＾²）
・・・（５）
Ｐ０は、予め設定されたフィルタゲインである。ここで、ω１＝ωｓ＋ωｒである。

これにより、フィルタ３１から出力されるフィルタ処理後のｑ軸電圧指令偏差は、電気角速度ω１が小さい場合（誘導電動機３が低速の場合）、０に近い値となる。したがって、誘導電動機３が低速の場合、スリップ角周波数指令生成部１１から出力されるスリップ角周波数指令ωｓ＊はさほど変化しないから、シームレスな制御を実現することができる。

スリップレギュレータ３２は、フィルタ３１からフィルタ処理後のｑ軸電圧指令偏差を入力する。そして、スリップレギュレータ３２は、ＰＩ制御により、フィルタ処理後のｑ軸電圧指令偏差が０になるように、上限値を＋１とし下限値を−２とした範囲内でレギュレータ出力値δを生成し、レギュレータ出力値δをリミッタ３３及び減算器３４に出力する。図２のスリップレギュレータ３２において、Ｋｐは比例ゲイン（Ｐ値）を示し、Ｋｉは積分ゲイン（Ｉ値）を示す。

スリップレギュレータ３２は、後述のワンショット生成器４１からチューニング開始パルスW2_TUNE0＠を入力し、その入力タイミングで当該スリップレギュレータ３２をリセットする。チューニング開始パルスW2_TUNE0＠は、ユーザの操作に従ったチューニング指示W2_TUNE＠のタイミングで生成されるパルス信号である。

これにより、スリップレギュレータ３２において、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０になるようにレギュレータ出力値δが生成される。

図３は、図２に示した減算器３０、フィルタ３１及びスリップレギュレータ３２により構成されるｑ軸電圧指令制御部５０の等価回路の構成例を示すブロック図である。図２に示したｑ軸電圧指令制御部５０は、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０になるように制御を行うから、その等価回路は、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０を入力するように構成される。ｑ軸電圧指令制御部５０の等価回路は、減算器５１及びスリップレギュレータ５２を備えている。

減算器５１は、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０を入力すると共に、ｑ軸２次磁束φ２ｑを入力し、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０からｑ軸２次磁束φ２ｑを減算してｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑを求める。そして、減算器５１は、ｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑをスリップレギュレータ５２に出力する。

スリップレギュレータ５２は、図２に示したスリップレギュレータ３２に相当する。スリップレギュレータ５２は、減算器５１からｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑを入力し、ＰＩ制御により、ｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑが０になるように、レギュレータ出力値δを生成する。上限値を＋１とし下限値を−２とした上下限処理、並びにチューニング開始パルスW2_TUNE0＠によるリセット処理も、スリップレギュレータ３２と同様である。

図２に戻って、リミッタ３３は、スリップレギュレータ３２からレギュレータ出力値δを入力し、レギュレータ出力値δの上下限を制限する。リミッタ３３は、レギュレータ出力値δが上限値である＋δ０を超える場合、レギュレータ出力値δ＝＋δ０に設定し、レギュレータ出力値δが下限値である−δ０を下回る場合、レギュレータ出力値δ＝−δ０に設定する。そして、リミッタ３３は、上下限制限後のレギュレータ出力値δを減算器３４に出力する。＋δ０及び−δ０は、予め設定された値である。

これにより、リミッタ３３において、レギュレータ出力値δが−δ０から＋δ０までの範囲の値に制限され、後述の減算器３４において、この範囲のレギュレータ出力値δは不感帯の値となる。

減算器３４は、スリップレギュレータ３２からレギュレータ出力値δを入力すると共に、リミッタ３３から上下限制限後のレギュレータ出力値δを入力する。そして、減算器３４は、レギュレータ出力値δから上下限制限後のレギュレータ出力値δを減算し、不感帯を含むレギュレータ出力値δを求め、不感帯を含むレギュレータ出力値δを反転器３５に出力する。

図４は、減算器３４の入出力を説明する図である。横軸は、減算器３４がスリップレギュレータ３２から入力するレギュレータ出力値δを示し、縦軸は、減算器３４が出力する不感帯を含むレギュレータ出力値δを示す。図４から、減算器３４がスリップレギュレータ３２から入力するレギュレータ出力値δが−δ０から＋δ０までの範囲において、減算器３４が出力する不感帯を含むレギュレータ出力値δは０であることがわかる。

これにより、減算器３４から、−δ０から＋δ０までの範囲で０となる不感帯を含むレギュレータ出力値δが出力される。したがって、当該範囲内において、スリップ角周波数指令ωｓ＊は不変となるから、誘導電動機３の制御を安定させることができる。

図２に戻って、反転器３５は、減算器３４から不感帯を含むレギュレータ出力値δを入力し、不感帯を含むレギュレータ出力値δに−１を乗算することで不感帯を含むレギュレータ出力値δを反転させる。そして、反転器３５は、反転した不感帯を含むレギュレータ出力値δを加算器３６に出力する。加算器３６は、反転器３５から反転した不感帯を含むレギュレータ出力値δを入力し、反転した不感帯を含むレギュレータ出力値δに１を加算し、加算結果ｋを乗算器３７に出力する。

乗算器３７は、加算器３６から加算結果ｋを入力すると共に、後述のフィルタ３８から逆２次時定数指令Ｗ２＊を入力し、加算結果ｋに逆２次時定数指令Ｗ２＊を乗算し、逆２次時定数同定値Ｗ２＾を求める。そして、乗算器３７は、逆２次時定数同定値Ｗ２＾を保持器３９及び乗算器４０に出力する。

保持器３９は、ａ接点のリレー３９ａ、ｂ接点のリレー３９ｂ、入力端子Ｉ１，Ｉ２、リセット端子Ｒ及び出力端子Outを備えている。保持器３９は、乗算器３７から逆２次時定数同定値Ｗ２＾を、入力端子Ｉ１を介して入力すると共に、出力端子Outを介して出力した逆２次時定数同定値Ｗ２＾を、入力端子Ｉ２を介して入力する。また、保持器３９は、ユーザの操作に従ってチューニング指示W2_TUNE＠を入力する。

図５は、保持器３９の動作を説明する図である。図２の保持器３９及び図５を参照して、保持器３９は、ユーザの操作に従ってチューニング指示W2_TUNE＠を、リセット端子Ｒを介して入力すると、チューニング指示W2_TUNE＠の立ち上がり時に、リレー３９ａが導通し、リレー３９ｂが非導通となる。

保持器３９は、乗算器３７から入力した逆２次時定数同定値Ｗ２＾を、導通したリレー３９ａ及びOut端子を介して、フィルタ３８及び入力端子Ｉ２に出力する。

そして、保持器３９は、チューニング指示W2_TUNE＠の立ち上がりの後、リレー３９ａが非導通となり、リレー３９ｂが導通する。そうすると、保持器３９は、入力端子Ｉ２を介して入力した逆２次時定数同定値Ｗ２＾を、導通したリレー３９ｂ及びOut端子を介してフィルタ３８及び入力端子Ｉ２に出力する。

これにより、図５に示すように、保持器３９からフィルタ３８に出力される逆２次時定数同定値Ｗ２＾は、チューニング指示W2_TUNE＠の立ち上がりのタイミングで、Ｗ２＾_1からＷ２＾_2に変更される。つまり、ユーザの操作に従ったチューニング指示W2_TUNE＠の入力に伴って、保持器３９において、チューニング開始時の新たな逆２次時定数同定値Ｗ２＾_2が保持される。そして、チューニング時以降の通常状態において、保持された新たな固定の逆２次時定数同定値Ｗ２＾_2が、次のチューニング指示W2_TUNE＠が入力されるまでの間、保持器３９からフィルタ３８に出力され続ける。

図２に戻って、フィルタ３８は、保持器３９から逆２次時定数同定値Ｗ２＾を入力し、逆２次時定数同定値Ｗ２＾に対し、予め設定された時定数ωＬＧによる１次遅れフィルタ処理を施す。そして、フィルタ３８は、フィルタ処理後の逆２次時定数同定値Ｗ２＾を逆２次時定数指令Ｗ２＊として乗算器３７に出力する。

ワンショット生成器４１は、ユーザの操作に従ってチューニング指示W2_TUNE＠を入力し、チューニング指示W2_TUNE＠の立ち上がりのタイミングで、ワンショットのチューニング開始パルスW2_TUNE0＠をスリップレギュレータ３２に出力する。これにより、チューニング開始時に、スリップレギュレータ３２がリセットされる。

乗算器４０は、乗算器３７から逆２次時定数同定値Ｗ２＾を入力し、逆２次時定数同定値Ｗ２＾に対し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊をｄ軸電流指令ｉｄ＊で除算した結果を乗算し、スリップ角周波数指令ωｓ＊を求める。そして、乗算器４０は、スリップ角周波数指令ωｓ＊を加算器１２に出力する。

このように、ユーザの操作によるチューニング指示W2_TUNE＠に従って、チューニングが開始すると、スリップレギュレータ３２がリセットされ、新たな制御が開始する。それと共に、保持器３９において、チューニング直前の逆２次時定数同定値Ｗ２＾が新たな逆２次時定数同定値Ｗ２＾として保持される。そして、フィルタ３８においても、新たな逆２次時定数同定値Ｗ２＾に対してフィルタ処理された新たな逆２次時定数指令Ｗ２＊が生成され、乗算器３７に出力される。

チューニング時以降の通常状態において、乗算器３７により、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０になるように制御された加算結果ｋに、フィルタ３８からの固定値である逆２次時定数指令Ｗ２＊が乗算されることで、逆２次時定数同定値Ｗ２＾が求められる。

これにより、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０となり制御が安定すると、加算結果ｋ＝１となり、乗算器３７により算出される逆２次時定数同定値Ｗ２＾は、逆２次時定数指令Ｗ２＊と同じ値になる。したがって、図２に示したスリップ角周波数指令生成部１１は、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０になるようにスリップ角周波数指令ωｓ＊を生成するが、これは、逆２次時定数同定値Ｗ２＾が逆２次時定数指令Ｗ２＊と同一になるように制御することと同義であるといえる。

〔シミュレーション結果〕
次に、制御装置１のシミュレーション結果について説明する。図６は、本発明の実施形態による制御装置１のシミュレーション結果を示すグラフである。図６において、このシミュレーション結果は、コンピュータを用いて得られたものである。グラフの上から、電気角速度ω１、逆２次時定数同定値Ｗ２＾、ｑ軸２次磁束φ２ｑ、ｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑ、トルクτ、トルク指令τ＊、端子電圧指令ｖ１＊の特性を示しており、横軸は時間である。端子電圧指令ｖ１＊は、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊をベクトル合成した指令であり、√（｜ｖｄ＊｜²＋｜ｖｑ＊｜²）にて算出される。

電気角速度ω１において、加速前及び減速後の速度が０ｒｐｍ、加速後及び減速前の速度が６０００ｒｐｍである。逆２次時定数同定値Ｗ２＾は、５ｒａｄ／ｓを基準とした値である。

このシミュレーション結果から、誘導電動機３が加速して一定速度（６０００ｒｐｍ）に到達する（電気角速度ω１が大きくなり一定となる）過程において、ｑ軸２次磁束φ２ｑは変動し、その後、スリップ角周波数指令生成部１１の制御により一定となり安定することがわかる。

また、誘導電動機３が減速して一定速度（０ｒｐｍ）に到達する（電気角速度ω１が小さくなり一定となる）過程においても同様に、ｑ軸２次磁束φ２ｑは変動し、その後、スリップ角周波数指令生成部１１の制御により一定となり安定することがわかる。

ｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑ、トルクτ及びトルク指令τ＊も同様に、誘導電動機３が加速する過程及び減速する過程において変動するが、その後一定となり安定することがわかる。

以上のように、本発明の実施形態の制御装置１によれば、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系を構成し、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０の制御を行い、逆２次時定数Ｗ２を同定してスリップ角周波数指令ωｓ＊を求める。具体的には、ｄ軸電圧指令生成部１０は、前記数式（２）に示したとおり、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０として、１次インダクタンス同定値ｘｄ＾を用いたｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊を生成する。スリップ角周波数指令生成部１１は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊との間の偏差が０になるように（ｑ軸２次磁束φ２ｑが０になるように）、逆２次時定数Ｗ２を同定し、スリップ角周波数指令ωｓ＊を算出する。

つまり、同定精度が低い漏れインダクタンス同定値ｘｑ＾を用いたｄ軸電圧指令ｖｄ＊のフィードバック制御系を構成するのではなく、同定精度が高い１次インダクタンス同定値ｘｄ＾を用いたｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系を構成するようにした。

これにより、同定精度が高い１次インダクタンス同定値ｘｄ＾を用いて、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０の制御を行うようにしたから、逆２次時定数同定値Ｗ２＾の同定精度が高くなる。したがって、誘導電動機３のすべり周波数を精度高く同定することができ、所望のスリップチューニングを実現することができる。

１ 制御装置
２ 電力増幅器
３ 誘導電動機
４ ＰＧ（パルスジェネレータ）
１０ ｄ軸電圧指令生成部
１１ スリップ角周波数指令生成部
１２，３６ 加算器
１３ 積分器
２０ 電流制御部
２１，２２ 座標変換部
２３，２４，３０，３４，５１ 減算器
２５，２６ 制御器
３１，３８ フィルタ
３２，５２ スリップレギュレータ
３３ リミッタ
３５ 反転器
３７，４０ 乗算器
３９ 保持器
３９ａ，３９ｂ リレー
４１ ワンショット生成器
５０ ｑ軸電圧指令制御部
ｉｄ＊ ｄ軸電流指令
ｉｑ＊ ｑ軸電流指令
ｖｄ＊，ｖｄ＊＊ ｄ軸電圧指令
ｖｑ＊，ｖｑ＊＊ ｑ軸電圧指令
Ｖｕ＊ Ｕ相交流電圧指令
Ｖｖ＊ Ｖ相交流電圧指令
Ｖｗ＊ Ｗ相交流電圧指令
ｉｕ Ｕ相交流電流検出値
ｉｖ Ｖ相交流電流検出値
ｉｗ Ｗ相交流電流検出値
ｉｄ ｄ軸電流検出値
ｉｑ ｑ軸電流検出値
ωｒ 回転子角速度
ω１ 電気角速度
θｅ 電気角
ωｓ＊ スリップ角周波数指令
ωｓ スリップ角周波数
W2_TUNE＠ チューニング指示
W2_TUNE0＠ チューニング開始パルス
Ｗ２＊ 逆２次時定数指令
Ｗ２＾ 逆２次時定数同定値
Ｗ２ 逆２次時定数
ｋ 加算結果
ｒ１＾ １次抵抗同定値
ｒ１ １次抵抗値
ｒ２ ２次抵抗値
φ２ｑ＊ ｑ軸２次磁束指令
φ２ｑ ｑ軸２次磁束
σＬ１＾，ｘｑ＾ 漏れインダクタンス同定値
ｘｄ＾ １次インダクタンス同定値
ｘｄ １次インダクタンス
Ｌ２ ２次インダクタンス
σ 漏れ係数
δ レギュレータ出力値
ωＬＧ 時定数
δφ２ｑ ｑ軸２次磁束偏差
τ＊ トルク指令

Claims (2)

1. ｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令を生成し、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令から３相交流電圧指令を生成し、前記３相交流電圧指令を電力増幅器へ出力することで誘導電動機を制御する制御装置において、
   前記ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との間の偏差が０になるように前記ｄ軸電圧指令を生成すると共に、前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との間の偏差が０になるように前記ｑ軸電圧指令を生成する電流制御部と、
   電気角に基づいて、前記電流制御部により生成された前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令を、前記３相交流電圧指令に変換する第１の座標変換部と、
   前記電気角に基づいて、前記電力増幅器と前記誘導電動機との間に設けられた電流検出器により検出された３相交流電流検出値を、前記ｄ軸電流検出値及び前記ｑ軸電流検出値に変換する第２の座標変換部と、
   前記誘導電動機におけるｑ軸上に発生する２次側の磁束の指令を０として、前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、電気角速度、並びに予め設定された１次抵抗同定値及び１次インダクタンス同定値に基づいて、スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令を生成するｄ軸電圧指令生成部と、
   前記ｄ軸電圧指令生成部により生成された前記スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令と、前記電流制御部により生成された前記ｑ軸電圧指令との間の偏差が０になるように、前記誘導電動機の２次抵抗値を２次インダクタンスで除算した結果である逆２次時定数を同定し、前記逆２次時定数に、前記ｑ軸電流指令を前記ｄ軸電流指令で除算した結果を乗算することで、スリップ角周波数指令を生成するスリップ角周波数指令生成部と、
   前記スリップ角周波数指令生成部により生成された前記スリップ角周波数指令に前記誘導電動機の回転子角速度を加算し、前記電気角速度を求める加算器と、
   前記加算器により求めた前記電気角速度を積分し、前記電気角を求める積分器と、
   を備えたことを特徴とする制御装置。
2. 請求項１に記載の制御装置において、
   前記ｄ軸電圧指令生成部は、
   前記誘導電動機におけるｑ軸上に発生する２次側の磁束の指令を０、前記ｄ軸電流指令をｉｄ＊、前記ｑ軸電流指令をｉｑ＊、前記電気角速度をω１、前記１次抵抗同定値をｒ１＾、前記１次インダクタンス同定値をｘｄ＾、前記スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令をｖｑ＊＊として、以下の数式：
   ｖｑ＊＊＝ｒ１＾×ｉｑ＊＋ω１×ｘｄ＾×ｉｄ＊
   により、前記スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令を生成し、
   前記スリップ角周波数指令生成部は、
   前記ｄ軸電流検出値をｉｄ、前記ｑ軸電流検出値をｉｑ、前記電気角速度をω１、１次抵抗値をｒ１、１次インダクタンスをｘｄ、スリップ角周波数をωｓ、前記逆２次時定数をＷ２、前記誘導電動機におけるｑ軸上に発生する２次側の磁束を示すｑ軸２次磁束をφ２ｑ、前記ｑ軸電圧指令をｖｑ＊として、前記ｑ軸電圧指令を、以下の数式：
   ｖｑ＊＝ｒ１×ｉｑ＋ω１×ｘｄ×ｉｄ＋（ω１×ωｓ／Ｗ２）×φ２ｑ
   により表した場合に、
   前記ｄ軸電圧指令生成部により生成された前記スリップ角周波数指令生成用のｑ軸電圧指令を示す前記ｖｑ＊＊と、前記電流制御部により生成された前記ｑ軸電圧指令を示す前記ｖｑ＊との間の偏差が０になるように、前記逆２次時定数を同定し、前記スリップ角周波数指令を生成する、ことを特徴とする制御装置。

Images