JP6582502B2 - Integrated circuit and transmission circuit - Google Patents
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本発明は、集積回路および送信回路に関する。 The present invention relates to an integrated circuit and a transmission circuit.
集積回路間のデータ転送の方式として、複数のビットを含むパラレルデータをシリアルデータに変換して送信するシリアルデータ伝送が知られている。また、サーバ等の情報処理装置に搭載される集積回路は、シリアルデータを複数の伝送路(以下、レーンとも称する)を介して送信する送信回路を有する。この種の集積回路は、複数のパラレルデータを送信回路に出力する処理回路を有する。 As a data transfer method between integrated circuits, serial data transmission is known in which parallel data including a plurality of bits is converted into serial data and transmitted. An integrated circuit mounted on an information processing apparatus such as a server includes a transmission circuit that transmits serial data via a plurality of transmission paths (hereinafter also referred to as lanes). This type of integrated circuit has a processing circuit that outputs a plurality of parallel data to a transmission circuit.
送信回路は、複数のレーンにそれぞれ対応して設けられる複数の送信部と、複数の送信部にクロックを供給するクロック生成部とを有する。クロック生成部は、パラレルデータに同期する処理クロックと、シリアルデータに同期する送信クロックとを生成し、生成した処理クロックおよび送信クロックを複数の送信部に供給する。 The transmission circuit includes a plurality of transmission units provided corresponding to the plurality of lanes, and a clock generation unit that supplies a clock to the plurality of transmission units. The clock generation unit generates a processing clock synchronized with the parallel data and a transmission clock synchronized with the serial data, and supplies the generated processing clock and transmission clock to the plurality of transmission units.
各送信部は、処理クロックに同期したパラレルデータを処理回路から受け、処理回路から受けたパラレルデータをシリアルデータに変換する。そして、各送信部は、対応するレーンを介して、シリアルデータを受信側の集積回路に送信クロックに同期して送信する。これにより、複数のシリアルデータは、複数のレーンを介してそれぞれ送信される。この種の送信回路では、レーン間のスキュー(クロック、データ等の信号が到達するタイミングのずれ)の差を小さくする対策が施されている。 Each transmission unit receives parallel data synchronized with the processing clock from the processing circuit, and converts the parallel data received from the processing circuit into serial data. Each transmission unit transmits serial data to the integrated circuit on the reception side in synchronization with the transmission clock via the corresponding lane. As a result, the plurality of serial data are transmitted via the plurality of lanes. In this type of transmission circuit, measures are taken to reduce the difference in skew between the lanes (shift in timing at which signals such as clock and data arrive).
例えば、シリアルデータを送信する際に使用する送信クロックの周波数を分周した分周クロックと、パラレルデータを受ける際に使用する処理クロックとの位相を比較して、レーン間のスキューを互いに揃える送信回路が提案されている(例えば、特許文献1参照)。送信回路の各送信部は、送信クロックの周波数を分周して分周クロックを生成し、分周クロックの位相を処理クロックの位相に揃える。そして、各送信部は、分周クロック、処理クロックおよび送信クロックを用いて、パラレルデータをシリアルデータに変換する。 For example, by comparing the phase of the frequency-divided clock obtained by dividing the frequency of the transmission clock used when transmitting serial data with the processing clock used when receiving parallel data, transmission that aligns the skew between lanes. A circuit has been proposed (see, for example, Patent Document 1). Each transmission unit of the transmission circuit divides the frequency of the transmission clock to generate a divided clock, and aligns the phase of the divided clock with the phase of the processing clock. Each transmission unit converts parallel data into serial data using the divided clock, processing clock, and transmission clock.
ところで、レーン数が増加すると、処理クロックの分配先である送信部の数が増加するため、送信部が受ける処理クロックの位相のゆらぎであるワンダ(ジッタに比べて低周波のゆらぎ)は、大きくなる。このため、処理クロックのワンダを吸収するためのFIFO(First-In First-Out)形式のバッファ等が各送信部に設けられることがある。各送信部は、FIFO形式のバッファ等を介して処理回路からパラレルデータを受けることにより、ワンダを吸収する。これにより、各送信部に供給される処理クロックのワンダの影響が低減される。なお、処理クロックのワンダをバッファで吸収する方式では、データがバッファを通過するまでにかかる時間(データがバッファに入力されてから出力されるまでの時間)だけ各送信部の遅延時間は、増加する。 By the way, as the number of lanes increases, the number of transmission units to which processing clocks are distributed increases, so that the wander (fluctuation at a low frequency compared with jitter) that is the phase fluctuation of processing clocks received by the transmission unit is large. Become. For this reason, a FIFO (First-In First-Out) buffer or the like for absorbing the wander of the processing clock may be provided in each transmission unit. Each transmission unit absorbs wander by receiving parallel data from the processing circuit via a FIFO buffer or the like. Thereby, the influence of the wander of the processing clock supplied to each transmission unit is reduced. In the method of absorbing the wander of the processing clock with the buffer, the delay time of each transmitter increases by the time it takes for the data to pass through the buffer (the time from when the data is input to the buffer until it is output). To do.
1つの側面では、本件開示の集積回路および送信回路は、送信回路の遅延時間を増加させることなく、送信回路におけるクロックのワンダの影響を低減させることを目的とする。 In one aspect, the integrated circuit and the transmission circuit of the present disclosure are intended to reduce the influence of clock wander in the transmission circuit without increasing the delay time of the transmission circuit.
一観点によれば、集積回路は、データを生成する処理回路と、処理回路で生成されたデータを送信する送信回路とを有し、送信回路は、第1の処理クロックおよび送信クロックを供給するクロック生成部と、第1の処理クロックの位相からずれた位相を有する第2の処理クロックおよび送信クロックを受け、第2の処理クロックに同期したデータを処理回路から受け、受けたデータを送信クロックに同期して送信する複数の送信部とを有し、クロック生成部は、第2の処理クロックの位相と送信クロックの位相とを比較する位相比較部と、位相比較部での比較結果に基づいて、第1の処理クロックの位相を調整する位相調整部とを有する。 According to one aspect, the integrated circuit includes a processing circuit that generates data and a transmission circuit that transmits data generated by the processing circuit, and the transmission circuit supplies a first processing clock and a transmission clock. The clock generation unit receives a second processing clock and a transmission clock having a phase shifted from the phase of the first processing clock, receives data synchronized with the second processing clock from the processing circuit, and receives the received data as a transmission clock And a clock generation unit based on the comparison result of the phase comparison unit for comparing the phase of the second processing clock and the phase of the transmission clock, and the comparison result of the phase comparison unit. And a phase adjustment unit for adjusting the phase of the first processing clock.
別の観点によれば、処理回路で生成されたデータを送信する送信回路は、第1の処理クロックおよび送信クロックを供給するクロック生成部と、第1の処理クロックの位相からずれた位相を有する第2の処理クロックおよび送信クロックを受け、第2の処理クロックに同期したデータを処理回路から受け、受けたデータを送信クロックに同期して送信する複数の送信部とを有し、クロック生成部は、第2の処理クロックの位相と送信クロックの位相とを比較する位相比較部と、位相比較部での比較結果に基づいて、第1の処理クロックの位相を調整する位相調整部とを有する。 According to another aspect, a transmission circuit that transmits data generated by the processing circuit has a first processing clock and a clock generation unit that supplies the transmission clock, and a phase shifted from the phase of the first processing clock. A clock generation unit having a plurality of transmission units that receive the second processing clock and the transmission clock, receive data synchronized with the second processing clock from the processing circuit, and transmit the received data in synchronization with the transmission clock; Has a phase comparison unit that compares the phase of the second processing clock and the phase of the transmission clock, and a phase adjustment unit that adjusts the phase of the first processing clock based on the comparison result of the phase comparison unit. .
本件開示の集積回路および送信回路は、送信回路の遅延時間を増加させることなく、送信回路におけるクロックのワンダの影響を低減させることができる。 The integrated circuit and the transmission circuit of the present disclosure can reduce the influence of clock wander in the transmission circuit without increasing the delay time of the transmission circuit.
以下、図面を用いて実施形態を説明する。 Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings.
図1は、集積回路および送信回路の一実施形態を示す。図1の破線の矢印は、信号等の情報の流れを示す。図1に示す集積回路10は、サーバ等の情報処理装置に搭載され、複数のデータSD(SDa、SDb、SDc、SDd)を複数の伝送路(レーン)60(60a、60b、60c、60d)を介して他の集積回路に転送する。集積回路10は、データPD(PDa、PDb、PDc、PDd)を生成する処理回路20と、処理回路20で生成されたデータPDをデータSDとして送信する送信回路30とを有する。例えば、データPDは、複数のビットを含むパラレルデータであり、データSDは、シリアルデータである。
FIG. 1 illustrates one embodiment of an integrated circuit and a transmission circuit. The dashed arrows in FIG. 1 indicate the flow of information such as signals. An integrated
処理回路20は、例えば、集積回路10に対するデータ転送の要求に応答して、複数のパラレルデータPDを、送信回路30内の複数の送信部40(40a、40b、40c、40d)に出力する。
For example, the processing circuit 20 outputs a plurality of parallel data PD to a plurality of transmission units 40 (40a, 40b, 40c, 40d) in the transmission circuit 30 in response to a data transfer request to the
送信回路30は、複数のレーン60にそれぞれ対応して設けられた複数の送信部40(40a、40b、40c、40d)と、複数の送信部40に処理クロックPCKおよび送信クロックSCKを供給するクロック生成部50とを有する。例えば、処理クロックPCKの周波数は、パラレルデータPDの周波数に対応しており、送信クロックSCKの周波数は、シリアルデータSDの周波数に対応している。
The transmission circuit 30 includes a plurality of transmission units 40 (40a, 40b, 40c, and 40d) provided corresponding to the plurality of lanes 60, and a clock that supplies the processing clock PCK and the transmission clock SCK to the plurality of transmission units 40, respectively. And a
なお、図1に示す処理クロックPCK1は、クロック生成部50から出力される処理クロックPCK(供給元の処理クロックPCK)である。すなわち、処理クロックPCK1は、クロック生成部50から出力される処理クロックの一例である。また、図1に示す処理クロックPCK2は、クロック生成部50から処理回路20を経由して複数の送信部40等に伝達される処理クロックPCK(供給先の処理クロックPCK)である。例えば、処理クロックPCK2は、処理クロックPCK1の位相がずれた処理クロックPCKである。すなわち、処理クロックPCK1は、第1の処理クロックの位相がずれた第2の処理クロックの一例である。
Note that the processing clock PCK1 shown in FIG. 1 is the processing clock PCK output from the clock generation unit 50 (the processing clock PCK of the supply source). That is, the processing clock PCK1 is an example of a processing clock output from the
各送信部40は、処理クロックPCK2および送信クロックSCKをクロック生成部50から受ける。例えば、処理クロックPCK2は、クロック生成部50から処理回路20を経由して各送信部40に転送される。また、各送信部40は、処理クロックPCK2に同期したパラレルデータPDを処理回路20から受け、処理回路20から受けたパラレルデータPDをシリアルデータSDに変換する。そして、各送信部40は、対応するレーン60を介して、シリアルデータSDを受信側の集積回路に送信クロックSCKに同期して送信する。これにより、複数のシリアルデータSDは、複数のレーン60を介してそれぞれ送信される。
Each transmitter 40 receives the processing clock PCK2 and the transmission clock SCK from the
クロック生成部50は、処理クロックPCK1を出力するクロック出力端子52と、位相比較部54と、位相調整部56とを有する。クロック生成部50は、処理クロックPCK1および送信クロックSCKを生成し、生成した処理クロックPCK1および送信クロックSCKを位相比較部54と複数の送信部40とに供給する。
The
例えば、クロック生成部50は、処理クロックPCKを位相比較部54および複数の送信部40に処理回路20を経由して供給する。これにより、位相比較部54は、複数の送信部40と同等のワンダが発生する処理クロックPCK2を受ける。ワンダは、クロックの位相のゆらぎ(ジッタに比べて低周波のゆらぎ)である。
For example, the
位相比較部54および複数の送信部40がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2(処理クロックPCK1の位相がずれた処理クロックPCK)の位相は、互いに揃うように調整される。例えば、処理クロックPCKは、クロック生成部50のクロック出力端子52から位相比較部54および複数の送信部40まで、処理回路20内で分岐されたツリー状のクロック配線22等を介して並列に供給される。
The phases of a plurality of processing clocks PCK2 (processing clocks PCK1 whose processing clocks PCK1 are out of phase) received by the
クロック配線22は、処理クロックPCKを複数に分岐させ、分岐した処理クロックPCKの1つを処理クロックPCK2として位相比較部54に伝達する分岐配線の一例である。例えば、クロック配線22は、クロック出力端子52から位相比較部54および複数の送信部40までの配線の負荷を揃えて配置される。これにより、位相比較部54および複数の送信部40がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2のスキュー(クロック、データ等の信号が到達するタイミングのずれ)は、互いに揃えられる。例えば、位相比較部54および複数の送信部40がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2のスキューの差は、所定値以下に調整される。
The
位相比較部54は、処理クロックPCK2(クロック出力端子52からクロック配線22等を介して供給された処理クロックPCK)の位相と送信クロックSCKの位相とを比較する。そして、位相比較部54は、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差を示す位相情報PINFを、位相調整部56に出力する。
The
位相調整部56は、位相比較部54での比較結果に基づいて、処理クロックPCK1(クロック生成部50から出力される処理クロックPCK)の位相を調整する。例えば、位相調整部56は、周波数の安定した処理クロックPCK1および送信クロックSCKの供給をクロック生成部50が開始した場合、位相比較部54から受けた位相情報PINFが示す位相差を、初期位相差として記憶する。そして、位相調整部56は、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差が初期位相差から変動したかを、位相比較部54から受けた位相情報PINFに基づいて判定する。
The
処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差が初期位相差から変動した状態は、処理クロックPCK2にワンダが発生した状態に対応する。すなわち、位相調整部56は、処理クロックPCK2にワンダが発生したかを、位相比較部54から受けた位相情報PINFに基づいて判定する。
A state where the phase difference between the processing clock PCK2 and the transmission clock SCK varies from the initial phase difference corresponds to a state where wander is generated in the processing clock PCK2. That is, the
位相調整部56は、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差が初期位相差から変動したと判定した場合、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差が初期位相差に戻るように、処理クロックPCK1の位相を調整する。これにより、位相比較部54が受ける処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差は、初期位相差に維持される。
When determining that the phase difference between the processing clock PCK2 and the transmission clock SCK has changed from the initial phase difference, the
なお、位相比較部54が受ける処理クロックPCK2のスキューは、複数の送信部40がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2のスキューに揃えられている。したがって、位相比較部54が受ける処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差を初期位相差に維持することにより、複数の送信部40がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差は、初期位相差に維持される。
Note that the skews of the processing clocks PCK2 received by the
このように、位相調整部56は、処理クロックPCK2にワンダが発生した場合でも、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差が初期位相差に戻るように処理クロックPCK1の位相を調整して、処理クロックPCK2のワンダを打ち消す。すなわち、位相調整部56は、処理クロックPCK2にワンダが発生したかを位相情報PINFに基づいて判定し、処理クロックPCK2にワンダが発生したと判定した場合、処理クロックPCK2のワンダを打ち消すように処理クロックPCK1の位相を調整する。これにより、各送信部40は、ワンダの発生が抑制された処理クロックPCK2を受ける。
In this way, the
したがって、送信回路30は、処理クロックPCK2のワンダを吸収するためのFIFO(First-In First-Out)形式のバッファ等を有することなく、処理クロックPCK2のワンダの影響を低減できる。すなわち、送信回路30の遅延時間を増加させることなく、送信回路30における処理クロックPCK2のワンダの影響を低減させることができる。なお、送信回路30の遅延時間は、パラレルデータPDを送信回路30が受けてからシリアルデータSDを送信するまでの時間である。同様に、送信部40の遅延時間は、パラレルデータPDを送信部40が受けてからシリアルデータSDを送信するまでの時間である。 Therefore, the transmission circuit 30 can reduce the influence of the wander of the processing clock PCK2 without having a FIFO (First-In First-Out) buffer or the like for absorbing the wander of the processing clock PCK2. That is, the influence of the wander of the processing clock PCK2 in the transmission circuit 30 can be reduced without increasing the delay time of the transmission circuit 30. The delay time of the transmission circuit 30 is a time from when the transmission circuit 30 receives the parallel data PD to when the serial data SD is transmitted. Similarly, the delay time of the transmission unit 40 is the time from when the transmission unit 40 receives the parallel data PD until the serial data SD is transmitted.
ここで、例えば、位相比較部54および位相調整部56がクロック生成部50から省かれた場合、各送信部40は、ワンダが発生した処理クロックPCK2を受ける。この場合、各送信部40は、処理クロックPCK2のワンダの影響を低減するために、処理クロックPCK2のワンダを吸収するためのFIFO形式のバッファ等を有する。
Here, for example, when the
例えば、各送信部40は、バッファを介して処理回路20からパラレルデータPDを受けることにより、ワンダを吸収する。処理クロックPCK2のワンダを吸収するためのバッファが32ビットのパラレルデータPDを2つ分(64ビットのデータ)保持する場合、各送信部40は、64UI(Unit Interval)未満のワンダに対応可能である。 For example, each transmission unit 40 absorbs wander by receiving parallel data PD from the processing circuit 20 via a buffer. When the buffer for absorbing the wander of the processing clock PCK2 holds two 32-bit parallel data PD (64-bit data), each transmission unit 40 can support wander less than 64 UI (Unit Interval). is there.
なお、処理クロックPCK2のワンダをバッファで吸収する方式では、バッファで発生する遅延時間分だけ各送信部40の遅延時間は、増加する。また、レーン数が増加すると、送信部40が受ける処理クロックPCK2のワンダが大きくなるため、処理クロックPCK2のワンダを吸収するためのバッファの段数(例えば、FIFOの段数)は、増加する。すなわち、処理クロックPCK2のワンダをバッファで吸収する方式では、各送信部40の遅延時間は、レーン数の増加に伴い増加する。 In the method in which the wander of the processing clock PCK2 is absorbed by the buffer, the delay time of each transmitter 40 increases by the delay time generated in the buffer. Further, as the number of lanes increases, the wander of the processing clock PCK2 received by the transmission unit 40 increases, so the number of buffer stages (for example, the number of FIFO stages) for absorbing the wander of the processing clock PCK2 increases. That is, in the method in which the wander of the processing clock PCK2 is absorbed by the buffer, the delay time of each transmission unit 40 increases as the number of lanes increases.
これに対し、図1に示す各送信部40は、ワンダの発生が抑制された処理クロックPCK2を受けるため、処理クロックPCK2のワンダを吸収するためのバッファが省かれた構成でも、処理クロックPCK2のワンダの影響を低減できる。この結果、処理クロックPCK2のワンダをバッファで吸収する方式に比べて、バッファで発生する遅延時間分だけ各送信部40の遅延時間を減少させることができる。例えば、32ビットのパラレルデータPDを2つ分(64ビットのデータ)保持するバッファを用いて処理クロックPCK2のワンダを吸収する構成に比べて、64UIに対応する時間だけ、送信回路30の遅延時間を減少させることができる。 On the other hand, since each transmission unit 40 shown in FIG. 1 receives the processing clock PCK2 in which the generation of wander is suppressed, even in the configuration in which the buffer for absorbing the wander of the processing clock PCK2 is omitted, the transmission clock 40K The effect of wander can be reduced. As a result, the delay time of each transmitter 40 can be reduced by the delay time generated in the buffer, compared to the method in which the wander of the processing clock PCK2 is absorbed by the buffer. For example, the delay time of the transmission circuit 30 is equivalent to 64 UI compared to a configuration in which a wander of the processing clock PCK2 is absorbed using a buffer that holds two 32-bit parallel data PD (64-bit data). Can be reduced.
なお、集積回路10および送信回路30の構成は、図1に示す例に限定されない。例えば、送信部40の数は、2つでもよいし、3つでもよい。あるいは、送信部40の数は、5つ以上でもよい。また、クロック生成部50は、送信クロックSCKを外部から受けてもよい。
Note that the configurations of the
以上、図1に示す実施形態では、送信回路30の遅延時間を増加させることなく、送信回路30におけるクロック(処理クロックPCK2)のワンダの影響を低減させることができる。送信回路30の遅延時間を減少させることができるため、集積回路10のレイテンシ(集積回路10に対してデータ転送等を要求してから、要求の結果が返送されるまでの遅延時間)を低減することができる。すなわち、集積回路10のレイテンシを増加させることなく、処理クロックPCK2のワンダの影響を低減させることができる。
As described above, in the embodiment shown in FIG. 1, the influence of wander of the clock (processing clock PCK2) in the transmission circuit 30 can be reduced without increasing the delay time of the transmission circuit 30. Since the delay time of the transmission circuit 30 can be reduced, the latency of the integrated circuit 10 (the delay time from when the data transfer or the like is requested to the
また、送信部40の数の増加に伴い、処理クロックPCKに発生するワンダが増加する場合でも、各送信部40は、ワンダの発生が抑制された処理クロックPCK2を受ける。このため、送信部40の数が増加した場合でも、送信回路30の遅延時間を増加させることなく、処理クロックPCK2のワンダの影響を低減させることができる。 Further, even when the wander generated in the processing clock PCK increases as the number of the transmitting units 40 increases, each transmitting unit 40 receives the processing clock PCK2 in which the generation of wander is suppressed. For this reason, even when the number of transmission units 40 increases, the influence of the wander of the processing clock PCK2 can be reduced without increasing the delay time of the transmission circuit 30.
図2は、集積回路および送信回路の別の実施形態を示す。図1で説明した要素と同一または同様の要素については、同一または同様の符号を付し、これ等については、詳細な説明を省略する。図2の破線の矢印は、信号等の情報の流れを示す。図2に示す集積回路100は、サーバ等の情報処理装置に搭載され、複数のシリアルデータSD(SDa、SDb、SDc、SDd)を複数のレーン600(600a、600b、600c、600d)を介して他の集積回路に転送する。集積回路100は、パラレルデータPD(PDa、PDb、PDc、PDd)を生成する処理回路200と、処理回路200で生成されたパラレルデータPDをシリアルデータSDに変換して送信する送信回路300とを有する。
FIG. 2 shows another embodiment of an integrated circuit and a transmission circuit. The same or similar elements as those described in FIG. 1 are denoted by the same or similar reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The dashed arrows in FIG. 2 indicate the flow of information such as signals. The
処理回路200は、例えば、集積回路100に対するデータ転送の要求に応答して、複数のパラレルデータPDを、送信回路300内の複数の送信部400(400a、400b、400c、400d)に出力する。
For example, the
送信回路300は、複数のレーン600にそれぞれ対応して設けられた複数の送信部400(400a、400b、400c、400d)と、複数の送信部400に処理クロックPCKおよび送信クロックSCKを供給するクロック生成部500とを有する。なお、図2に示す処理クロックPCK1、PCK2は、図1で説明したように、それぞれ供給元の処理クロックPCKおよび供給先の処理クロックPCKである。例えば、処理クロックPCK2は、処理クロックPCK1の位相がずれた処理クロックPCKである。
The transmission circuit 300 includes a plurality of transmission units 400 (400a, 400b, 400c, and 400d) provided corresponding to the plurality of lanes 600, and a clock that supplies the processing clock PCK and the transmission clock SCK to the plurality of
各送信部400は、処理クロックPCK2および送信クロックSCKをクロック生成部500から受ける。例えば、処理クロックPCK2は、クロック生成部500から処理回路200を経由して各送信部400に転送される。また、各送信部400は、処理クロックPCK2に同期したパラレルデータPDを処理回路200から受け、処理回路200から受けたパラレルデータPDをシリアルデータSDに変換する。そして、各送信部400は、対応するレーン600を介して、シリアルデータSDを受信側の集積回路に送信クロックSCKに同期して送信する。これにより、複数のシリアルデータSDは、複数のレーン600を介してそれぞれ送信される。送信部400の詳細は、図3で説明する。
Each
クロック生成部500は、処理クロックPCK1を出力するクロック出力端子520と、PLL(Phase Locked Loop)回路530と、位相比較部540と、位相調整部560とを有する。そして、クロック生成部500は、処理クロックPCK1および送信クロックSCKを位相比較部540と複数の送信部400とに供給する。例えば、クロック生成部500は、処理クロックPCKを、処理回路200内で分岐したツリー状のクロック配線202等を介して位相比較部540および複数の送信部400に並列に供給する。
The
PLL回路530、位相比較部540および位相調整部560について説明する前に、クロック出力端子520に接続されたクロック配線202について説明する。
Before describing the
クロック配線202は、処理クロックPCKを複数に分岐させ、分岐した処理クロックPCKの1つを処理クロックPCK2として位相比較部540に伝達する分岐配線の一例である。例えば、クロック配線202は、位相比較部540および複数の送信部400に接続され、クロック出力端子520から出力された処理クロックPCKを処理回路200内で複数に分岐させる。そして、クロック配線202は、分岐した処理クロックPCKを処理クロックPCK2として位相比較部540および複数の送信部400にそれぞれ伝達する。なお、クロック配線202は、クロック出力端子520から位相比較部540および複数の送信部400までの配線の負荷を揃えて配置される。
The
これにより、位相比較部540および複数の送信部400がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2(処理クロックPCK1の位相がずれた処理クロックPCK)の位相は、互いに揃うように調整される。すなわち、位相比較部540および複数の送信部400がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2のスキューは、互いに揃えられる。
Thereby, the phases of the plurality of processing clocks PCK2 (the processing clocks PCK1 whose processing clocks PCK1 are out of phase) received by the
また、クロック配線202は、処理クロックPCKの波形を整形する複数のクロックドライバ210−245を有する。図2の例では、クロックドライバ210、220、221、230、232、234は、処理クロックPCKの波形を整形して、処理クロックPCKを2方向に分岐させる。なお、クロックドライバ231、241は、位相比較部540が受ける処理クロックPCK2のスキューを、複数の送信部400が受ける処理クロックPCK2のスキューに揃えるためのダミーのクロックドライバである。例えば、ダミーのクロックドライバ231をクロックドライバ220の出力に接続することにより、クロックドライバ220の負荷(クロックドライバ230、231)をクロックドライバ221の負荷(クロックドライバ232、234)に合わせることができる。
The
これにより、クロックドライバ220で発生する処理クロックPCKの遅延の量とクロックドライバ221で発生する処理クロックPCKの遅延の量とを互いに等しく(または、ほぼ等しく)できる。この結果、位相比較部540および複数の送信部400がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2のスキューは、互いに揃えられる。例えば、位相比較部540および複数の送信部400がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2のスキューの差は、所定値以下に調整される。
Thereby, the amount of delay of the processing clock PCK generated by the
PLL回路530は、外部から受ける基準クロックに基づいて、送信クロックSCKを生成する。そして、PLL回路530は、送信クロックSCKを位相比較部540および複数の送信部400に供給するとともに、n相(nは1以上の整数)の送信クロックSCK−nを位相調整部560に供給する。送信クロックSCK−nは、例えば、位相が0°、90°、180°、270°の4相の送信クロックSCKである。なお、送信クロックSCK−nは、4相以外の送信クロックSCKでもよい。例えば、送信クロックSCK−nは、位相が0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°、315°の8相の送信クロックSCKでもよい。
The
また、PLL回路530は、送信クロックSCKの周波数が所定の周波数範囲に収まったロック状態に遷移した場合に、送信クロックSCKの周波数が安定したことを示すロック情報LINFを位相比較部540および位相調整部560に出力する。
Further, the
位相比較部540は、処理クロックPCK2(クロック出力端子520からツリー状のクロック配線202等を介して供給された処理クロックPCK)の位相と送信クロックSCKとの位相とを比較する。そして、位相比較部540は、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差を示す位相情報PINFを、位相調整部560に出力する。
The
位相調整部560は、位相比較部540での比較結果に基づいて、処理クロックPCK1(クロック生成部50から出力される処理クロックPCK)の位相を調整する。例えば、位相調整部560は、送信クロックSCKの周波数が安定したことを示すロック情報LINFをPLL回路530から受けた場合、周波数の安定した処理クロックPCK1および送信クロックSCKの供給をクロック生成部500が開始したと判定する。
The
したがって、位相調整部560は、送信クロックSCKの周波数が安定したことを示すロック情報LINFをPLL回路530から受けた場合、位相比較部540から受けた位相情報PINFが示す位相差を、初期位相差として記憶する。そして、位相調整部560は、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差が初期位相差から変動したかを、位相比較部540から受けた位相情報PINFに基づいて判定する。
Therefore, when receiving the lock information LINF indicating that the frequency of the transmission clock SCK is stable from the
位相調整部560は、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差が初期位相差から変動したと判定した場合、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差が初期位相差に戻るように、処理クロックPCK1の位相を調整する。これにより、位相比較部540が受ける処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差は、初期位相差に維持される。
When it is determined that the phase difference between the processing clock PCK2 and the transmission clock SCK has changed from the initial phase difference, the
なお、位相比較部540が受ける処理クロックPCK2のスキューは、複数の送信部400がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2のスキューに揃えられている。したがって、位相比較部540が受ける処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差を初期位相差に維持することにより、複数の送信部400がそれぞれ受ける複数の処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差は、初期位相差に維持される。
Note that the skews of the processing clocks PCK2 received by the
このように、位相調整部560は、処理クロックPCK2にワンダが発生した場合でも、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差が初期位相差に戻るように処理クロックPCK1の位相を調整して、処理クロックPCK2のワンダを打ち消す。すなわち、位相調整部560は、処理クロックPCK2にワンダが発生したかを位相情報PINFに基づいて判定し、処理クロックPCK2にワンダが発生したと判定した場合、処理クロックPCK2のワンダを打ち消すように処理クロックPCK1の位相を調整する。これにより、各送信部400は、ワンダの発生が抑制された処理クロックPCK2を受ける。
As described above, the
したがって、送信回路300は、処理クロックPCK2のワンダを吸収するためのFIFO形式のバッファ等を有することなく、処理クロックPCK2のワンダの影響を低減できる。すなわち、送信回路300の遅延時間を増加させることなく、送信回路300における処理クロックPCK2のワンダの影響を低減させることができる。 Therefore, the transmission circuit 300 can reduce the influence of the wander of the processing clock PCK2 without having a FIFO buffer or the like for absorbing the wander of the processing clock PCK2. That is, the influence of the wander of the processing clock PCK2 in the transmission circuit 300 can be reduced without increasing the delay time of the transmission circuit 300.
なお、集積回路100および送信回路300の構成は、図2に示す例に限定されない。例えば、送信部400の数は、2つでもよいし、3つでもよい。あるいは、送信部400の数は、5つ以上でもよい。また、処理クロックPCKの波形を整形する複数のクロックドライバ210−245の一部は、処理回路200の外部に配置されてもよい。例えば、ダミーのクロックドライバ241は、送信回路300内に配置されてもよい。
Note that the configurations of the
図3は、図2に示した送信部400の一例を示す。図3は、送信クロックSCKの周波数が処理クロックPCKの周波数の8倍である場合の送信部400の一例を示す。図3の破線の矢印は、信号等の情報の流れを示す。
FIG. 3 shows an example of the
送信部400は、シンセサイザ410と、パラレルデータをシリアルデータに変換するマルチプレクサ部470と、出力バッファ480とを有する。以下、マルチプレクサ部470は、MUX(multiplexer)部470とも称される。
The
シンセサイザ410は、処理クロックPCK2をクロック生成部500から処理回路200を経由して受け、送信クロックSCKをクロック生成部500から受ける。そして、シンセサイザ410は、MUX部470がデータPDを受ける際に使用する受信クロックRCKを、処理クロックPCK2および送信クロックSCKに基づいて生成し、生成した受信クロックRCKをMUX部470に出力する。例えば、シンセサイザ410は、分周器420、位相生成器430、フリップフロップ440−447、選択情報生成器450およびクロック選択部460を有する。
The synthesizer 410 receives the processing clock PCK2 from the
分周器420、位相生成器430、フリップフロップ440−447および選択情報生成器450を含む回路は、複数の分周クロックDCKsを用いて、処理クロックPCK2の位相と送信クロックSCKの位相とを比較する第2の位相比較部の一例である。また、クロック選択部460は、第2の位相比較部での比較結果に基づいて、複数の分周クロックDCKsの中から受信クロックRCKを選択するクロック選択部の一例である。
The circuit including the
例えば、分周器420は、クロック生成部500から受けた送信クロックSCKの周波数を8分周して、分周クロックDCKs0を生成する。分周クロックDCKs0は、周波数が処理クロックPCKの周波数と同じ(または、ほぼ同じ)になるように生成される。そして、分周器420は、分周クロックDCKs0を位相生成器430に出力する。
For example, the
位相生成器430は、送信クロックSCKをクロック生成部500から受け、分周クロックDCKs0を分周器420から受ける。そして、位相生成器430は、送信クロックSCKと分周クロックDCKs0とを用いて、8相の分周クロックDCKs(DCKs0、DCKs45、DCKs90、DCKs135、DCKs180、DCKs225、DCKs270、DCKs315)を生成する。
The
各分周クロックDCKsの符号の末尾の数字(例えば、DCKs45の45等)は、分周クロックDCKs0の位相を0°とした場合の各分周クロックDCKsの位相を示す。例えば、分周クロックDCKs0、DCKs45、DCKs90、DCKs135は、位相がそれぞれ0°、45°、90°、135°の分周クロックDCKsである。また、分周クロックDCKs180、DCKs225、DCKs270、DCKs315は、位相がそれぞれ180°、225°、270°、315°の分周クロックDCKsである。 The number at the end of the sign of each frequency-divided clock DCKs (for example, 45 of DCKs45) indicates the phase of each frequency-divided clock DCKs when the phase of frequency-divided clock DCKs0 is 0 °. For example, the divided clocks DCKs0, DCKs45, DCKs90, and DCKs135 are divided clocks DCKs having phases of 0 °, 45 °, 90 °, and 135 °, respectively. The frequency-divided clocks DCKs180, DCKs225, DCKs270, and DCKs315 are frequency-divided clocks DCKs having phases of 180 °, 225 °, 270 °, and 315 °, respectively.
8相の分周クロックDCKsは、フリップフロップ440−447とクロック選択部460とに転送される。例えば、位相生成器430は、8相の分周クロックDCKs0、DCKs45、DCKs90、DCKs135、DCKs180、DCKs225、DCKs270、DCKs315をクロック選択部460に出力する。また、位相生成器430は、8相の分周クロックDCKs0、DCKs45、DCKs90、DCKs135、DCKs180、DCKs225、DCKs270、DCKs315をフリップフロップ440−447にそれぞれ出力する。
The 8-phase divided clocks DCKs are transferred to the flip-flops 440 to 447 and the
フリップフロップ440は、クロック端子で分周クロックDCKs0を受け、データ入力端子Dで処理クロックPCK2を受ける。そして、フリップフロップ440は、データ入力端子Dで受けた処理クロックPCK2を比較情報PSs0として、クロック端子で受けた分周クロックDCKs0に同期して選択情報生成器450にデータ出力端子Qから出力する。例えば、フリップフロップ440は、分周クロックDCKs0が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理レベル(論理値)を比較情報PSs0として、選択情報生成器450に出力する。すなわち、フリップフロップ440は、分周クロックDCKs0の位相に対して、処理クロックPCK2の位相が遅れているか(または、進んでいるか)を判定する。
The flip-flop 440 receives the divided clock DCKs0 at the clock terminal and the processing clock PCK2 at the data input terminal D. Then, the flip-flop 440 outputs the processing clock PCK2 received at the data input terminal D as comparison information PSs0 to the
したがって、比較情報PSs0は、分周クロックDCKs0の位相と処理クロックPCK2の位相との比較結果を示す情報に対応する。なお、比較情報PSsの符号の末尾の数字(例えば、PSs0の0等)は、分周クロックDCKsの符号の末尾の数字に対応する。例えば、比較情報PSs45は、分周クロックDCKs45の位相と処理クロックPCK2の位相との比較結果を示す。 Therefore, the comparison information PSs0 corresponds to information indicating a comparison result between the phase of the divided clock DCKs0 and the phase of the processing clock PCK2. Note that the number at the end of the code of the comparison information PSs (for example, 0 of PSs0) corresponds to the number at the end of the code of the divided clock DCKs. For example, the comparison information PSs45 indicates a comparison result between the phase of the divided clock DCKs45 and the phase of the processing clock PCK2.
フリップフロップ441−447の動作は、フリップフロップ440と同様であり、比較情報PSsおよび分周クロックDCKsの符号の末尾の数字の0を、45、90、135、180、225、270、315にそれぞれ読み替えることにより、説明される。例えば、フリップフロップ441は、データ入力端子Dで受けた処理クロックPCK2を比較情報PSs45として、クロック端子で受けた分周クロックDCKs45に同期して選択情報生成器450にデータ出力端子Qから出力する。
The operations of the flip-
例えば、図4に示すように、処理クロックPCK2の位相が分周クロックDCKs45より遅れていて、分周クロックDCKs90より進んでいる場合、比較情報PSs45、PSs90は、それぞれ論理値0、1になる。
For example, as shown in FIG. 4, when the phase of the processing clock PCK2 is delayed from the divided clock DCKs45 and advanced from the divided clock DCKs90, the comparison information PSs45 and PSs90 have
選択情報生成器450は、比較情報PSs0、PSs45、PSs90、PSs135、PSs180、PSs225、PSs270、PSs315を、フリップフロップ440−447からそれぞれ受ける。そして、選択情報生成器450は、フリップフロップ440−447から受けた比較情報PSsに基づいて、選択情報SINFを生成する。図3の例では、8相の分周クロックDCKsから1つの分周クロックDCKsが選択されるため、選択情報SINFのビット数は、3ビット以上である。以下、選択情報SINFのビット数を3ビットとして説明する。
The
選択情報SINFは、分周クロックDCKs0の位相を基準にして0°(360°)、45°、90°、135°、180°、225°、270°、315°で位相範囲を区切った場合に、処理クロックPCK2の位相がどの位相範囲に存在するかを示す。すなわち、選択情報SINFは、処理クロックPCK2の位相と送信クロックSCKの位相との比較結果(位相差)を示す情報に対応する。 The selection information SINF is obtained when the phase range is divided by 0 ° (360 °), 45 °, 90 °, 135 °, 180 °, 225 °, 270 °, and 315 ° with reference to the phase of the divided clock DCKs0. , Indicates in which phase range the phase of the processing clock PCK2 exists. That is, the selection information SINF corresponds to information indicating a comparison result (phase difference) between the phase of the processing clock PCK2 and the phase of the transmission clock SCK.
例えば、選択情報生成器450は、比較情報PSs0、PSs45、PSs90、PSs135、PSs180、PSs225、PSs270、PSs315がそれぞれ論理値0、0、1、1、1、1、0、0の場合、選択情報SINFの値を2にする。選択情報SINFの値が2の場合、処理クロックPCK2の位相は、45°より大きく90°以下の範囲に存在する。
For example, the
クロック選択部460は、選択情報SINFに基づいて、分周クロックDCKs0、DCKs45、DCKs90、DCKs135、DCKs180、DCKs225、DCKs270、DCKs315のうちの1つを選択する。そして、クロック選択部460は、選択した分周クロックDCKsを受信クロックRCKとしてMUX部470に出力する。
Based on the selection information SINF, the
例えば、クロック選択部460は、処理クロックPCK2の位相が(i−1)×45°より大きくi×45°以下(iは0から7までの整数)の場合、位相がi×45°の分周クロックDCKsを受信クロックRCKとして選択する。なお、iは、選択情報SINFの値に対応する。例えば、クロック選択部460は、選択情報SINFの値が2の場合(処理クロックPCK2の位相が45°より大きく90°以下の場合)、分周クロックDCKs90を受信クロックRCKとしてMUX部470に出力する。
For example, when the phase of the processing clock PCK2 is greater than (i−1) × 45 ° and equal to or less than i × 45 ° (i is an integer from 0 to 7), for example, the
MUX部470は、受信クロックRCK、送信クロックSCKおよびパラレルデータPDをシンセサイザ410、クロック生成部500および処理回路200からそれぞれ受け、シリアルデータSDを出力バッファ480に差動で出力する。シリアルデータSD(N)は、シリアルデータSD(P)を反転したシリアルデータSDである。例えば、MUX部470は、処理クロックPCK2に同期したパラレルデータPDを受信クロックRCKに同期して受け、パラレルデータPDをシリアルデータSDに変換する。
The
そして、MUX部470は、変換したシリアルデータSDを送信クロックSCKに同期して出力バッファ480に差動出力する。出力バッファ480は、MUX部470から受けた差動のシリアルデータSD(SD(P)、SD(N))を受信側の集積回路に送信する。このように、MUX部470は、送信クロックSCKに同期して、差動のシリアルデータSDを出力バッファ480を介して送信する。
Then, the
なお、送信部400の構成は、図3に示す例に限定されない。例えば、シンセサイザ410は、分周器420と位相生成器430とを一緒にした回路(送信クロックSCKの周波数を分周する際に、位相の異なる複数の分周クロックDCKsを生成する回路)を有してもよい。
In addition, the structure of the
図4は、図3に示したシンセサイザ410の動作の一例を示す。なお、図4は、分周クロックDCKs0の位相を基準にしたときの処理クロックPCK2の位相が45°より大きく90°以下である場合のシンセサイザ410の動作を示す。 FIG. 4 shows an example of the operation of the synthesizer 410 shown in FIG. FIG. 4 shows the operation of the synthesizer 410 when the phase of the processing clock PCK2 is greater than 45 ° and less than 90 ° when the phase of the divided clock DCKs0 is used as a reference.
フリップフロップ440は、分周クロックDCKs0が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理値0を、比較情報PSs0として選択情報生成器450に出力する。フリップフロップ441は、分周クロックDCKs45が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理値0を、比較情報PSs45として選択情報生成器450に出力する。フリップフロップ442は、分周クロックDCKs90が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理値1を、比較情報PSs90として選択情報生成器450に出力する。フリップフロップ443は、分周クロックDCKs135が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理値1を、比較情報PSs135として選択情報生成器450に出力する。
The flip-flop 440 outputs the
フリップフロップ444は、分周クロックDCKs180が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理値1を、比較情報PSs180として選択情報生成器450に出力する。フリップフロップ445は、分周クロックDCKs225が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理値1を、比較情報PSs225として選択情報生成器450に出力する。フリップフロップ446は、分周クロックDCKs270が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理値0を、比較情報PSs270として選択情報生成器450に出力する。フリップフロップ447は、分周クロックDCKs315が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理値0を、比較情報PSs315として選択情報生成器450に出力する。
The flip-
選択情報生成器450は、比較情報PSs0、PSs45、PSs90、PSs135、PSs180、PSs225、PSs270、PSs315、PSs0の順で比較情報PSsの論理値を走査した場合に、論理値が0から1に切り替わる箇所を検出する。図3の例では、比較情報PSs45の論理値が0で、比較情報PSs90の論理値が1であるため、選択情報生成器450は、論理値が0から1に切り替わる箇所として、比較情報PSs90を検出する。この場合、処理クロックPCK2の立ち上がりエッジは、分周クロックDCKs45の立ち上がりエッジと分周クロックDCKs90の立ち上がりエッジとの間に存在する。したがって、選択情報生成器450は、比較情報PSs90に対応する分周クロックDCKs90を示す値(=2)に、選択情報SINFを設定する。
The
クロック選択部460は、選択情報SINFの値に対応する分周クロックDCKsを、受信クロックRCKとして選択する。例えば、クロック選択部460は、選択情報SINFの値が2の場合、分周クロックDCKs90を選択し、選択した分周クロックDCKs90を受信クロックRCKとしてMUX部470に出力する。
The
このように、クロック選択部460は、処理クロックPCK2の位相が(i−1)×45°より大きくi×45°以下(iは0から7までの整数)の場合、位相がi×45°の分周クロックDCKsを受信クロックRCKとしてMUX部470に出力する。なお、iは、選択情報SINFの値に対応する。例えば、選択情報SINFの値が0の場合(処理クロックPCK2の位相が−45°(315°)より大きく0°(360°)以下の場合)、クロック選択部460は、分周クロックDCKs0を受信クロックRCKとしてMUX部470に出力する。
As described above, when the phase of the processing clock PCK2 is greater than (i−1) × 45 ° and equal to or less than i × 45 ° (i is an integer from 0 to 7), the
なお、シンセサイザ410の動作は、図4に示す例に限定されない。例えば、シンセサイザ410は、処理クロックPCK2の位相がi×45°以上で(i+1)×45°未満(iは0から7までの整数)の場合、位相がi×45°の分周クロックDCKsを受信クロックRCKとして選択してもよい。この場合、処理クロックPCK2の位相が0°以上で45°未満では(i=0)、分周クロックDCKs0が受信クロックRCKとして選択される。 The operation of synthesizer 410 is not limited to the example shown in FIG. For example, when the phase of the processing clock PCK2 is not less than i × 45 ° and less than (i + 1) × 45 ° (i is an integer from 0 to 7), the synthesizer 410 generates the divided clock DCKs having a phase of i × 45 °. The reception clock RCK may be selected. In this case, when the phase of the processing clock PCK2 is 0 ° or more and less than 45 ° (i = 0), the divided clock DCKs0 is selected as the reception clock RCK.
あるいは、シンセサイザ410は、処理クロックPCK2の位相が存在する位相範囲に対して所定のオフセットを加算した位相の分周クロックDCKsを受信クロックRCKとして選択してもよい。例えば、シンセサイザ410は、処理クロックPCK2の位相がi×45°以上で(i+1)×45°未満(iは0から7までの整数)の場合、位相が(i+4)×45°の分周クロックDCKsを受信クロックRCKとして選択してもよい。 Alternatively, the synthesizer 410 may select the divided clock DCKs having a phase obtained by adding a predetermined offset to the phase range in which the phase of the processing clock PCK2 exists as the reception clock RCK. For example, when the phase of the processing clock PCK2 is not less than i × 45 ° and less than (i + 1) × 45 ° (i is an integer from 0 to 7), the synthesizer 410 has a divided clock having a phase of (i + 4) × 45 °. DCKs may be selected as the reception clock RCK.
図5は、図2に示した位相比較部540および位相調整部560の一例を示す。なお、図5に示す位相比較部540は、送信クロックSCKの周波数が処理クロックPCKの周波数の8倍である場合の一例である。図5の破線の矢印は、信号等の情報の流れを示す。図5に示した分周クロックDCKpおよび比較情報PSpの符号の末尾の数字の意味は、図3に示した分周クロックDCKsおよび比較情報PSsの符号の末尾の数字の意味と同一または同様である。
FIG. 5 shows an example of the
位相比較部540は、処理クロックPCK2をクロック生成部500のクロック出力端子520から処理回路200を経由して受け、送信クロックSCKをPLL回路530から受ける。また、位相比較部540は、送信クロックSCKの周波数が所定の周波数範囲に収まったロック状態に遷移した場合に、送信クロックSCKの周波数が安定したことを示すロック情報LINFをPLL回路530から受ける。そして、位相比較部540は、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差を示す位相情報PINFを、位相調整部560に出力する。例えば、位相比較部540は、分周器542、位相生成器544、フリップフロップ550−557および位相情報生成器558を有する。
The
分周器542、位相生成器544およびフリップフロップ550−557の動作は、図3に示した分周器420、位相生成器430およびフリップフロップ440−447と同一または同様である。分周器542、位相生成器544およびフリップフロップ550−557の動作は、符号420、430、440−447、PSs、DCKsを符号542、544、550−557、PSp、DCKpにそれぞれ読み替えることにより、説明される。
The operations of
例えば、分周器542は、クロック生成部500から受けた送信クロックSCKの周波数を8分周して、分周クロックDCKp0を生成する。位相生成器544は、送信クロックSCKをPLL回路530から受け、分周クロックDCKp0を分周器542から受ける。そして、位相生成器544は、送信クロックSCKと分周クロックDCKp0とを用いて、8相の分周クロックDCKp(DCKp0、DCKp45、DCKp90、DCKp135、DCKp180、DCKp225、DCKp270、DCKp315)を生成する。また、位相生成器544は、8相の分周クロックDCKp0、DCKp45、DCKp90、DCKp135、DCKp180、DCKp225、DCKp270、DCKp315をフリップフロップ550−557にそれぞれ出力する。
For example, the
フリップフロップ550−557は、クロック端子で分周クロックDCKp0、DCKp45、DCKp90、DCKp135、DCKp180、DCKp225、DCKp270、DCKp315をそれぞれ受ける。また、フリップフロップ550−557は、データ入力端子Dで処理クロックPCK2を受ける。そして、フリップフロップ550−557は、データ入力端子Dで受けた処理クロックPCK2を比較情報PSpとして、クロック端子で受けた分周クロックDCKpに同期して位相情報生成器558にデータ出力端子Qからそれぞれ出力する。
Flip-flops 550-557 receive frequency-divided clocks DCKp0, DCKp45, DCKp90, DCKp135, DCKp180, DCKp225, DCKp270, and DCKp315 at the clock terminals, respectively. Flip-flops 550-557 receive processing clock PCK2 at data input terminal D. Then, the flip-flops 550-557 use the processing clock PCK2 received at the data input terminal D as the comparison information PSp and synchronize with the divided clock DCKp received at the clock terminal from the data output terminal Q to the
例えば、フリップフロップ550は、分周クロックDCKp0が立ち上がったときの処理クロックPCK2の論理レベル(論理値)を比較情報PSp0として、位相情報生成器558に出力する。図3で説明したフリップフロップ440と同様に、フリップフロップ550は、分周クロックDCKp0の位相に対して、処理クロックPCK2の位相が遅れているか(または、進んでいるか)を判定する。
For example, the flip-
したがって、比較情報PSp0は、分周クロックDCKp0の位相と処理クロックPCK2の位相との比較結果を示す情報に対応する。例えば、処理クロックPCK2の位相が分周クロックDCKp45より遅れていて、分周クロックDCKp90より進んでいる場合、比較情報PSp45、PSp90は、それぞれ論理値0、1になる。
Therefore, the comparison information PSp0 corresponds to information indicating a comparison result between the phase of the divided clock DCKp0 and the phase of the processing clock PCK2. For example, when the phase of the processing clock PCK2 is delayed from the divided clock DCKp45 and advanced from the divided clock DCKp90, the comparison information PSp45 and PSp90 have the
位相情報生成器558の動作は、図3に示した選択情報生成器450と同一または同様である。例えば、位相情報生成器558は、比較情報PSp0、PSp45、PSp90、PSp135、PSp180、PSp225、PSp270、PSp315を、フリップフロップ550−557からそれぞれ受ける。そして、位相情報生成器558は、フリップフロップ550−557から受けた比較情報PSpに基づいて、位相情報PINFを生成する。位相情報生成器558で生成された位相情報PINFは、位相調整部560に転送される。
The operation of the
例えば、位相情報PINFは、分周クロックDCKp0の位相を基準にして0°(360°)、45°、90°、135°、180°、225°、270°、315°で位相範囲を区切った場合に、処理クロックPCK2の位相がどの位相範囲に存在するかを示す。すなわち、位相情報PINFは、処理クロックPCK2の位相と送信クロックSCKの位相との比較結果(位相差)を示す情報に対応する。 For example, the phase information PINF is divided into phase ranges of 0 ° (360 °), 45 °, 90 °, 135 °, 180 °, 225 °, 270 °, and 315 ° with reference to the phase of the divided clock DCKp0. The phase of the processing clock PCK2 indicates in which phase range. That is, the phase information PINF corresponds to information indicating a comparison result (phase difference) between the phase of the processing clock PCK2 and the phase of the transmission clock SCK.
図5の例では、処理クロックPCK2の位相が存在する位相範囲が8相の分周クロックDCKpで区切られる8区間(図6に示す8区間)から選択されるため、位相情報PINFのビット数は、3ビット以上である。以下、位相情報PINFのビット数を3ビットとして説明する。 In the example of FIG. 5, the phase range in which the phase of the processing clock PCK2 exists is selected from eight sections (eight sections shown in FIG. 6) divided by the eight-phase divided clock DCKp, so the number of bits of the phase information PINF is 3 bits or more. Hereinafter, description will be made assuming that the number of bits of the phase information PINF is 3 bits.
例えば、位相情報生成器558は、処理クロックPCK2の位相が(i−1)×45°より大きくi×45°以下(iは0から7までの整数)の場合、位相情報PINFの値をiに設定する。この場合、処理クロックPCK2の位相が45°より大きく90°以下では、位相情報PINFの値は、2に設定される。
For example, when the phase of the processing clock PCK2 is greater than (i−1) × 45 ° and equal to or less than i × 45 ° (i is an integer from 0 to 7), the
例えば、処理クロックPCK2の位相が45°より大きく90°以下の場合、比較情報PSp0、PSp45、PSp90、PSp135、PSp180、PSp225、PSp270、PSp315は、それぞれ論理値0、0、1、1、1、1、0、0である。この場合、位相情報生成器558は、論理値が0から1に切り替わる箇所として、比較情報PSp90を検出する。そして、位相情報生成器558は、比較情報PSp90に対応する値(=2)を位相情報PINFに設定する。
For example, when the phase of the processing clock PCK2 is greater than 45 ° and 90 ° or less, the comparison information PSp0, PSp45, PSp90, PSp135, PSp180, PSp225, PSp270, and PSp315 have
位相調整部560は、ロック情報LINFとn相(nは1以上の整数)の送信クロックSCK−nとをPLL回路530から受け、位相情報PINFを位相比較部540の位相情報生成器558から受ける。そして、位相調整部560は、位相情報PINFに基づいて位相を調整した処理クロックPCK1を位相比較部540および複数の送信部400に供給する。例えば、位相調整部560は、変動検出部562、デジタルフィルタ565、位相調整器569および分周器570を有する。
The
変動検出部562は、初期値保持部563および減算部564を有する。初期値保持部563は、送信クロックSCKの周波数が安定したことを示すロック情報LINFをPLL回路530から受けた場合、位相情報生成器558から受けた位相情報PINFが示す位相差を初期位相差として記憶する。減算部564は、位相情報生成器558から受けた位相情報PINFが示す位相差を初期値保持部563に記憶された初期位相差から減算し、減算結果を変動情報VINFとしてデジタルフィルタ565に出力する。なお、以下では、初期位相差が算出された際の処理クロックPCK、送信クロックSCK等の位相は、初期状態とも称される。
The
位相情報PINFが示す位相差が初期位相差と等しい場合(処理クロックPCK2の位相が初期状態から変化していない場合)、変動情報VINFの値は、0である。また、位相情報PINFが示す位相差が初期位相差より小さい場合(処理クロックPCK2の位相が初期状態から進んだ場合)、変動情報VINFの値は、正である。位相情報PINFが示す位相差が初期位相差より大きい場合(処理クロックPCK2の位相が初期状態から遅れた場合)、変動情報VINFの値は、負である。 When the phase difference indicated by the phase information PINF is equal to the initial phase difference (when the phase of the processing clock PCK2 has not changed from the initial state), the value of the variation information VINF is 0. Further, when the phase difference indicated by the phase information PINF is smaller than the initial phase difference (when the phase of the processing clock PCK2 advances from the initial state), the value of the variation information VINF is positive. When the phase difference indicated by the phase information PINF is larger than the initial phase difference (when the phase of the processing clock PCK2 is delayed from the initial state), the value of the variation information VINF is negative.
例えば、処理クロックPCK2の初期の位相が45°より大きく90°以下の場合、初期位相差として2が初期値保持部563に記憶される。そして、処理クロックPCK2の位相が0°より大きく45°以下の範囲(位相情報PINF=1)に変化した場合、減算部564は、変動情報VINFとして+1(=2−1)をデジタルフィルタ565に出力する。また、処理クロックPCK2の位相が90°より大きく135°以下の範囲(位相情報PINF=3)に変化した場合、減算部564は、変動情報VINFとして−1(=2−3)をデジタルフィルタ565に出力する。
For example, when the initial phase of the processing clock PCK2 is greater than 45 ° and 90 ° or less, 2 is stored in the initial
デジタルフィルタ565は、変動検出部562から受けた変動情報VINFの値を積分し、積分結果を位相調整コードPICODEとして位相調整器569に出力する。デジタルフィルタ565のカットオフ周波数は、例えば、処理クロックPCKに発生するワンダ(対応可能なワンダ)の仕様等に基づいて予め決定される。図5に示すデジタルフィルタ565は、1次のデジタルフィルタである。
The digital filter 565 integrates the value of the fluctuation information VINF received from the
例えば、デジタルフィルタ565は、増幅部566、加算部567および保持部568を有する。増幅部566は、変動検出部562から受けた変動情報VINFの値を増幅率Gで増幅して加算部567に出力する。
For example, the digital filter 565 includes an
加算部567は、増幅部566から受けた情報(G倍された変動情報VINFの値)を保持部568に記憶された位相調整コードPICODEの値に加算する。これにより、位相調整コードPICODEが更新される。更新された位相調整コードPICODEは、保持部568および位相調整器569に転送される。保持部568は、加算部567から受けた位相調整コードPICODEの値を保持する。位相調整コードPICODEのビット数は、位相調整器569の分解能に対応するビット数(図6に示す例では、3ビット)と同じビット数でもよいし、位相調整器569の分解能に対応するビット数より大きくてもよい。
位相調整器569は、n相の送信クロックSCK−nをPLL回路530から受け、位相調整コードPICODEをデジタルフィルタ565から受ける。そして、位相調整器569は、送信クロックSCKの周波数と同じ(または、ほぼ同じ)周波数のクロックICKの位相を、位相調整コードPICODEに基づいて調整する。例えば、位相調整器569は、n相の送信クロックSCK−nを位相調整コードPICODEに基づいて重み付けして結合することにより、クロックICKを生成する。
The
デジタルフィルタ565から出力される位相調整コードPICODEのビット数が位相調整器569の分解能に対応するビット数より大きい場合、位相調整コードPICODEの上位側のビットの値が位相調整コードとして使用される。図6に示す例(相調整器569の分解能に対応するビット数=3)では、位相調整コードPICODEの上位3ビットの値が位相調整コードとして使用される。例えば、位相調整コードPICODEの上位3ビットが000の場合、クロックICKの位相は0°に調整され、位相調整コードPICODEの上位3ビットが001の場合、クロックICKの位相は45°に調整される。
When the number of bits of the phase adjustment code PICODE output from the digital filter 565 is larger than the number of bits corresponding to the resolution of the
なお、位相調整器569は、送信クロックSCKの周波数が安定したことを示すロック情報LINFをPLL回路530から受けるまでは、初期値の位相調整コードPICODEに基づいて、クロックICKの位相を調整する。
The
分周器570は、位相調整器569で位相が調整されたクロックICKの周波数を分周して、処理クロックPCK1を生成する。これにより、処理クロックPCK1の位相は、位相調整コードPICODEに基づいて調整される。例えば、分周器570は、クロックICKの周波数を8分周した処理クロックPCK1を、位相比較部540および複数の送信部400に供給する。
The frequency divider 570 divides the frequency of the clock ICK whose phase has been adjusted by the
なお、位相比較部540および位相調整部560の構成は、図5に示す例に限定されない。例えば、位相調整部560は、位相調整器569および分周器570の代わりに、図3に示したクロック選択部460と同一または同様なクロック選択部を有してもよい。この場合、位相調整部560内に設けられたクロック選択部は、位相生成器544から8相の分周クロックDCKpを受け、8相の分周クロックDCKpのうちの1つを処理クロックPCK1として位相調整コードPICODEに基づいて選択する。
Note that the configurations of the
また、位相比較部540は、クロック生成部500から省かれてもよい。この場合、位相調整部560は、例えば、複数の送信部400(より詳細には、シンセサイザ410内の選択情報生成器450)の1つから選択情報SINFを位相調整コードPICODEとして受ける。
Further, the
すなわち、複数の送信部400にそれぞれ設けられた第2の位相比較部(分周器420、位相生成器430、フリップフロップ440−447および選択情報生成器450を含む回路)のうちの1つは、クロック生成部500の位相比較部540と兼用されてもよい。換言すれば、クロック生成部500は、複数の送信部400にそれぞれ設けられた第2の位相比較部のうちの1つを、位相比較部540として使用してもよい。この場合、送信回路300の回路規模を小さくできる。
That is, one of the second phase comparison units (a circuit including the
図6は、図5に示した位相調整器569の分解能の一例を示す。図6に示した例では、位相調整器569は、例えば、位相比較部540等に供給される送信クロックSCKの位相を基準にして位相を45°単位でずらした8相のクロックのうちのいずれかを、クロックICKとして生成する。例えば、位相調整コードPICODEの上位3ビットが000、001、010、011、100、101、110、111の場合、クロックICKの位相は、それぞれ0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°、315°に調整される。なお、位相調整器569の分解能は、例えば、処理クロックPCKに発生するワンダ(対応可能なワンダ)の仕様等に基づいて予め決定される。
FIG. 6 shows an example of the resolution of the
図7は、図2に示したクロック生成部500の動作の一例を示す。ステップS100の処理は、PLL回路530が起動した後、または、PLL回路530がリセットされた後に実行される。ステップS100の処理が実行される前では、処理クロックPCK1の元となるクロックICKの位相は、初期値の位相調整コードPICODEに基づいて調整される。すなわち、ステップS100の処理が実行される前では、位相比較部540および複数の送信部400は、初期値の位相調整コードPICODEに基づいて位相が調整された処理クロックPCK2を受ける。
FIG. 7 shows an example of the operation of the
ステップS100では、位相比較部540および位相調整部560は、PLL回路530の出力クロックの周波数が安定したかを判定する。例えば、位相比較部540および位相調整部560は、PLL回路530から受けるロック情報LINFに基づいて、送信クロックSCKの周波数が所定の周波数範囲に収まったロック状態に遷移したかを判定する。
In step S100, the
PLL回路530の出力クロックの周波数が安定していない場合(送信クロックSCKの周波数が所定の周波数範囲に収まっていない場合)、クロック生成部500の動作は、ステップS100に戻る。PLL回路530の出力クロックの周波数が安定した場合(送信クロックSCKの周波数が所定の周波数範囲に収まった場合)、クロック生成部500の動作は、ステップS110に移る。
When the frequency of the output clock of the
ステップS110では、初期値保持部563は、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差の初期値を記憶する。例えば、位相比較部540は、処理回路200を経由して受けた処理クロックPCK2の位相と送信クロックSCKとの位相とを比較し、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差を示す位相情報PINFを位相調整部560に出力する。そして、位相調整部560は、位相比較部540から受けた位相情報PINFが示す位相差を初期位相差として初期値保持部563に記憶させる。
In step S110, the initial
ステップS120では、位相比較部540は、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差を検出する。例えば、位相比較部540は、処理回路200を経由して受けた処理クロックPCK2の位相と送信クロックSCKの位相とを比較し、処理クロックPCK2と送信クロックSCKとの位相差を示す位相情報PINFを位相調整部560に出力する。
In step S120, the
ステップS130では、変動検出部562は、処理クロックPCK2の位相変化を算出する。例えば、変動検出部562は、ステップS120で検出された位相差(位相比較部540から受けた位相情報PINFが示す位相差)を、ステップS110で初期値保持部563に記憶した初期位相差から減算する。そして、変動検出部562は、減算結果を変動情報VINFとしてデジタルフィルタ565に出力する。
In step S130, the
例えば、処理クロックPCK2にワンダが発生して、処理クロックPCK2の位相が初期状態から遅れた場合、位相情報PINFが示す位相差は、初期位相差より大きくなる。この場合、変動検出部562からデジタルフィルタ565に出力される変動情報VINFは、負の値になる。また、処理クロックPCK2にワンダが発生して、処理クロックPCK2の位相が初期状態から進んだ場合、位相情報PINFが示す位相差は、初期位相差より小さくなる。この場合、変動検出部562からデジタルフィルタ565に出力される変動情報VINFは、正の値になる。
For example, when wander occurs in the processing clock PCK2 and the phase of the processing clock PCK2 is delayed from the initial state, the phase difference indicated by the phase information PINF is larger than the initial phase difference. In this case, the fluctuation information VINF output from the
なお、処理クロックPCK2の位相が初期状態と同じまたはほぼ同じ(例えば、位相比較部540の比較精度以下の差)である場合、位相情報PINFが示す位相差は、初期位相差と同じである。この場合、変動検出部562からデジタルフィルタ565に出力される変動情報VINFの値は、0である。すなわち、位相変動が検出されない場合、変動情報VINFの値は、0である。
Note that when the phase of the processing clock PCK2 is the same as or substantially the same as the initial state (for example, a difference equal to or lower than the comparison accuracy of the phase comparison unit 540), the phase difference indicated by the phase information PINF is the same as the initial phase difference. In this case, the value of the fluctuation information VINF output from the
ステップS140では、デジタルフィルタ565は、ステップS130で算出された処理クロックPCK2の位相変化に基づいて、位相調整コードPICODEを更新する。例えば、デジタルフィルタ565は、変動検出部562から受けた変動情報VINFの値を積分して位相調整コードPICODEを更新する。
In step S140, the digital filter 565 updates the phase adjustment code PICODE based on the phase change of the processing clock PCK2 calculated in step S130. For example, the digital filter 565 integrates the value of the fluctuation information VINF received from the
例えば、処理クロックPCK2の位相が初期状態から遅れた場合、デジタルフィルタ565は、変動情報VINFが示す負の値を、現状の位相調整コードPICODEに加算する。このため、位相調整コードPICODEの値は、現状の値より小さくなる。すなわち、デジタルフィルタ565は、処理クロックPCK2の位相が初期状態から遅れた場合、処理クロックPCKの位相を現状の位相から進めるように、位相調整コードPICODEを更新する。 For example, when the phase of the processing clock PCK2 is delayed from the initial state, the digital filter 565 adds a negative value indicated by the fluctuation information VINF to the current phase adjustment code PICODE. For this reason, the value of the phase adjustment code PICODE is smaller than the current value. That is, when the phase of the processing clock PCK2 is delayed from the initial state, the digital filter 565 updates the phase adjustment code PICODE so that the phase of the processing clock PCK is advanced from the current phase.
また、例えば、処理クロックPCK2の位相が初期状態から進んだ場合、デジタルフィルタ565は、変動情報VINFが示す正の値を、現状の位相調整コードPICODEに加算する。このため、位相調整コードPICODEの値は、現状の値より大きくなる。すなわち、デジタルフィルタ565は、処理クロックPCK2の位相が初期状態から進んだ場合、処理クロックPCKの位相を現状の位相から遅れるように、位相調整コードPICODEを更新する。 For example, when the phase of the processing clock PCK2 advances from the initial state, the digital filter 565 adds a positive value indicated by the fluctuation information VINF to the current phase adjustment code PICODE. For this reason, the value of the phase adjustment code PICODE is larger than the current value. That is, when the phase of the processing clock PCK2 advances from the initial state, the digital filter 565 updates the phase adjustment code PICODE so that the phase of the processing clock PCK is delayed from the current phase.
なお、変動情報VINFの値が0である場合(ステップS130で位相変動が検出されない場合)、位相調整コードPICODEは、現状の位相調整コードPICODEに維持される。 When the value of the fluctuation information VINF is 0 (when no phase fluctuation is detected in step S130), the phase adjustment code PICODE is maintained at the current phase adjustment code PICODE.
ステップS150では、位相調整部560は、ステップS140で更新された位相調整コードPICODEに基づいて、処理クロックPCK1の位相を調整する。例えば、処理クロックPCK2の位相が初期状態から遅れた場合、位相調整器569は、現状の値より小さい値に更新された位相調整コードPICODEを受けるため、クロックICKの位相を現状の位相より進める。このため、クロックICKの周波数を分周した処理クロックPCK1の位相は、現状の位相から進む。
In step S150, the
また、例えば、処理クロックPCK2の位相が初期状態から進んだ場合、位相調整器569は、現状の値より大きい値に更新された位相調整コードPICODEを受けるため、クロックICKの位相を現状の位相より遅らせる。このため、クロックICKの周波数を分周した処理クロックPCK1の位相は、現状の位相から遅れる。
For example, when the phase of the processing clock PCK2 advances from the initial state, the
このように、クロック生成部500は、ワンダによる処理クロックPCK2の位相のずれを戻すように、処理クロックPCK1の位相を調整する。ステップS150の処理が実行された後、クロック生成部500の動作は、ステップS120に戻る。クロック生成部500は、ステップS120−S150の処理を繰り返すことにより、位相比較部540および複数の送信部400が受ける処理クロックPCK2にワンダが発生することを抑制する。なお、クロック生成部500の動作は、図7に示す例に限定されない。
In this way, the
以上、図2から図7に示す実施形態においても、図1に示した実施形態と同様の効果を得ることができる。例えば、送信回路300の遅延時間を増加させることなく、送信回路300におけるクロック(処理クロックPCK2)のワンダの影響を低減させることができる。送信回路300の遅延時間を減少させることができるため、集積回路100のレイテンシを低減することができる。すなわち、集積回路100のレイテンシを増加させることなく、処理クロックPCK2のワンダの影響を低減させることができる。
As described above, also in the embodiment shown in FIG. 2 to FIG. 7, the same effect as that of the embodiment shown in FIG. For example, the influence of wander of the clock (processing clock PCK2) in the transmission circuit 300 can be reduced without increasing the delay time of the transmission circuit 300. Since the delay time of the transmission circuit 300 can be reduced, the latency of the
また、送信部400の数の増加に伴い、処理クロックPCKに発生するワンダが増加する場合でも、各送信部400は、ワンダの発生が抑制された処理クロックPCK2を受ける。このため、送信部400の数が増加した場合でも、送信回路300の遅延時間を増加させることなく、処理クロックPCK2のワンダの影響を低減させることができる。
Further, even when the wander generated in the processing clock PCK increases as the number of the transmitting
以上の詳細な説明により、実施形態の特徴点および利点は明らかになるであろう。これは、特許請求の範囲がその精神および権利範囲を逸脱しない範囲で前述のような実施形態の特徴点および利点にまで及ぶことを意図するものである。また、当該技術分野において通常の知識を有する者であれば、あらゆる改良および変更に容易に想到できるはずである。したがって、発明性を有する実施形態の範囲を前述したものに限定する意図はなく、実施形態に開示された範囲に含まれる適当な改良物および均等物に拠ることも可能である。 From the above detailed description, features and advantages of the embodiments will become apparent. This is intended to cover the features and advantages of the embodiments described above without departing from the spirit and scope of the claims. Also, any improvement and modification should be readily conceivable by those having ordinary knowledge in the art. Therefore, there is no intention to limit the scope of the inventive embodiments to those described above, and appropriate modifications and equivalents included in the scope disclosed in the embodiments can be used.
10‥集積回路;20‥処理回路;22‥クロック配線;30‥送信回路;40‥送信部;50‥クロック生成部;52‥クロック出力端子;54‥位相比較部;56‥位相調整部;60‥レーン;100‥集積回路;200‥処理回路;202‥クロック配線;210−245‥クロックドライバ;300‥送信回路;400‥送信部;410‥シンセサイザ;420‥分周器;430‥位相生成器;440−447‥フリップフロップ;450‥選択情報生成器;460‥クロック選択部;470‥マルチプレクサ部;480‥出力バッファ;500‥クロック生成部;520‥クロック出力端子;530‥PLL回路;540‥位相比較部;542‥分周器;544‥位相生成器;550−557‥フリップフロップ;558‥位相情報生成器;560‥位相調整部;562‥変動検出部;563‥初期値保持部;564‥減算部;565‥デジタルフィルタ;566‥増幅部;567‥加算部;568‥保持部;位相調整器569;570‥分周器;600‥レーン
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記処理回路で生成されたデータを送信する送信回路とを有し、
前記送信回路は、
第1の処理クロックおよび送信クロックを供給するクロック生成部と、
前記第1の処理クロックの位相からずれた位相を有する第2の処理クロックおよび前記送信クロックを受け、前記第2の処理クロックに同期したデータを前記処理回路から受信クロックに同期して受け、受けたデータを前記送信クロックに同期して送信する複数の送信部とを有し、
前記クロック生成部は、
前記第2の処理クロックの位相と前記送信クロックの位相とを比較する位相比較部と、
前記位相比較部での比較結果に基づいて、前記第1の処理クロックの位相を調整する位相調整部とを有し、
前記クロック生成部から前記処理回路を経由した後の前記第1の処理クロックが前記第2の処理クロックとして前記位相比較部および前記複数の送信部に供給され、
前記複数の送信部の各々は、前記第2の処理クロックの位相と前記送信クロックの位相とを比較する第2の位相比較部を有し、前記第2の位相比較部での比較結果に基づいて前記受信クロックを生成する
ことを特徴とする集積回路。 A processing circuit for generating data;
And a transmission circuit for transmitting the data generated by the processing circuit,
The transmission circuit includes:
A clock generator for supplying a first processing clock and a transmission clock;
The second processing clock and the transmission clock having a phase shifted from the phase of the first processing clock are received, the data synchronized with the second processing clock is received from the processing circuit in synchronization with the reception clock, and received. A plurality of transmitters for transmitting the received data in synchronization with the transmission clock,
The clock generator is
A phase comparator for comparing the phase of the second processing clock and the phase of the transmission clock;
Based on the comparison result in the phase comparator, it has a phase adjustment unit for adjusting the first process clock phase,
The first processing clock after passing through the processing circuit from the clock generation unit is supplied to the phase comparison unit and the plurality of transmission units as the second processing clock,
Each of the plurality of transmission units includes a second phase comparison unit that compares the phase of the second processing clock and the phase of the transmission clock, and is based on the comparison result in the second phase comparison unit. To generate the reception clock
An integrated circuit characterized by that.
前記クロック生成部は、前記第1の処理クロックを出力するクロック出力端子を有し、
前記処理回路は、前記位相比較部および前記複数の送信部に接続され、前記クロック出力端子から前記位相比較部および前記複数の送信部までの配線の負荷を揃えて配置される分岐配線を有し、
前記分岐配線は、前記クロック出力端子から出力された前記第1の処理クロックを複数に分岐させ、分岐した前記第1の処理クロックの1つを前記第2の処理クロックとして前記位相比較部に伝達する
ことを特徴とする集積回路。 The integrated circuit of claim 1, wherein
The clock generation unit has a clock output terminal that outputs the first processing clock;
The processing circuit is connected to the phase comparison unit and the plurality of transmission units, and has a branch wiring arranged with the load of the wiring from the clock output terminal to the phase comparison unit and the plurality of transmission units aligned. ,
The branch wiring branches the first processing clock output from the clock output terminal into a plurality of branches, and transmits one of the branched first processing clocks as the second processing clock to the phase comparison unit. An integrated circuit characterized by that.
前記分岐配線は、
前記第1の処理クロックの波形を整形する複数のクロックドライバと、
前記位相比較部が受ける前記第2の処理クロックのスキューを前記複数の送信部が受ける前記第2の処理クロックのスキューに揃えるためのダミーのクロックドライバと
を有することを特徴とする集積回路。 The integrated circuit of claim 2, wherein
The branch wiring is
A plurality of clock drivers for shaping the waveform of the first processing clock;
An integrated circuit, comprising: a dummy clock driver for aligning a skew of the second processing clock received by the phase comparison unit with a skew of the second processing clock received by the plurality of transmission units.
前記第2の処理クロックに同期したデータは、複数のビットを含むパラレルデータであり、前記送信クロックに同期して送信されるデータは、シリアルデータであり、
前記第2の位相比較部は、前記送信クロックの周波数を分周して位相の異なる複数の分周クロックを生成し、前記複数の分周クロックを用いて、前記第2の処理クロックの位相と前記送信クロックの位相とを比較し、
前記複数の送信部の各々は、
前記第2の位相比較部での比較結果に基づいて、前記複数の分周クロックの中から前記受信クロックを選択するクロック選択部と、
前記第2の処理クロックに同期したパラレルデータを前記処理回路から前記受信クロックに同期して受け、前記処理回路から受けたパラレルデータをシリアルデータに変換し、変換したシリアルデータを前記送信クロックに同期して送信するマルチプレクサ部とを有し、
前記複数の送信部にそれぞれ設けられた前記第2の位相比較部のうちの1つは、前記クロック生成部の前記位相比較部と兼用される
ことを特徴とする集積回路。 The integrated circuit according to any one of claims 1 to 3 ,
The data synchronized with the second processing clock is parallel data including a plurality of bits, and the data transmitted in synchronization with the transmission clock is serial data,
The second phase comparison unit divides the frequency of the transmission clock to generate a plurality of divided clocks having different phases, and uses the plurality of divided clocks to determine the phase of the second processing clock. Compare the phase of the transmission clock,
Each of the plurality of transmitters is
Before SL based on the comparison result of the second phase comparator, a clock selector for selecting the received clock from among the plurality of divided clock,
Parallel data synchronized with the second processing clock is received from the processing circuit in synchronization with the reception clock, the parallel data received from the processing circuit is converted into serial data, and the converted serial data is synchronized with the transmission clock. And a multiplexer unit for transmitting
One of the second phase comparison units provided in each of the plurality of transmission units is also used as the phase comparison unit of the clock generation unit.
第1の処理クロックおよび送信クロックを供給するクロック生成部と、
前記第1の処理クロックの位相からずれた位相を有する第2の処理クロックおよび前記送信クロックを受け、前記第2の処理クロックに同期したデータを前記処理回路から受信クロックに同期して受け、受けたデータを前記送信クロックに同期して送信する複数の送信部とを有し、
前記クロック生成部は、
前記第2の処理クロックの位相と前記送信クロックの位相とを比較する位相比較部と、
前記位相比較部での比較結果に基づいて、前記第1の処理クロックの位相を調整する位相調整部とを有し、
前記クロック生成部から前記処理回路を経由した後の前記第1の処理クロックが前記第2の処理クロックとして前記位相比較部および前記複数の送信部に供給され、
前記複数の送信部の各々は、前記第2の処理クロックの位相と前記送信クロックの位相とを比較する第2の位相比較部を有し、前記第2の位相比較部での比較結果に基づいて前記受信クロックを生成する
ことを特徴とする送信回路。 In the transmission circuit that transmits the data generated by the processing circuit,
A clock generator for supplying a first processing clock and a transmission clock;
The second processing clock and the transmission clock having a phase shifted from the phase of the first processing clock are received, the data synchronized with the second processing clock is received from the processing circuit in synchronization with the reception clock, and received. A plurality of transmitters for transmitting the received data in synchronization with the transmission clock,
The clock generator is
A phase comparator for comparing the phase of the second processing clock and the phase of the transmission clock;
Based on the comparison result in the phase comparator, it has a phase adjustment unit for adjusting the first process clock phase,
The first processing clock after passing through the processing circuit from the clock generation unit is supplied to the phase comparison unit and the plurality of transmission units as the second processing clock,
Each of the plurality of transmission units includes a second phase comparison unit that compares the phase of the second processing clock and the phase of the transmission clock, and is based on the comparison result in the second phase comparison unit. To generate the reception clock
A transmission circuit characterized by that.
前記第2の処理クロックに同期したデータは、複数のビットを含むパラレルデータであり、前記送信クロックに同期して送信されるデータは、シリアルデータであり、
前記第2の位相比較部は、前記送信クロックの周波数を分周して複数の分周クロックを生成し、前記複数の分周クロックを用いて、前記第2の処理クロックの位相と前記送信クロックの位相とを比較し、
前記複数の送信部の各々は、
前記第2の位相比較部での比較結果に基づいて、前記複数の分周クロックの中から前記受信クロックを選択するクロック選択部と、
前記第2の処理クロックに同期したパラレルデータを前記処理回路から前記受信クロックに同期して受け、前記処理回路から受けたパラレルデータをシリアルデータに変換し、変換したシリアルデータを前記送信クロックに同期して送信するマルチプレクサ部とを有し、
前記複数の送信部にそれぞれ設けられた前記第2の位相比較部のうちの1つは、前記クロック生成部の前記位相比較部と兼用される
ことを特徴とする送信回路。 The transmission circuit according to claim 5 , wherein
The data synchronized with the second processing clock is parallel data including a plurality of bits, and the data transmitted in synchronization with the transmission clock is serial data,
The second phase comparison unit divides the frequency of the transmission clock to generate a plurality of divided clocks, and uses the plurality of divided clocks to determine the phase of the second processing clock and the transmission clock. Compare with the phase of
Each of the plurality of transmitters is
Before SL based on the comparison result of the second phase comparator, a clock selector for selecting the received clock from among the plurality of divided clock,
Parallel data synchronized with the second processing clock is received from the processing circuit in synchronization with the reception clock, the parallel data received from the processing circuit is converted into serial data, and the converted serial data is synchronized with the transmission clock. And a multiplexer unit for transmitting
One of the second phase comparison units provided in each of the plurality of transmission units is also used as the phase comparison unit of the clock generation unit.
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