JP6552981B2

JP6552981B2 - 無線通信システム、送信装置および送信方法

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Publication number: JP6552981B2
Application number: JP2016032151A
Authority: JP
Inventors: 隼人福園; 晃祥品川; 中村　宏之; 宏之中村
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2016-02-23
Filing date: 2016-02-23
Publication date: 2019-07-31
Anticipated expiration: 2036-02-23
Also published as: JP2017152846A

Description

本発明は、長遅延波環境で周波数領域等化方式を用いる無線通信システムにおいて、遅延波による歪を低減するとともにスループットを向上する技術に関する。

近年、長遅延波環境でのＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信において、周波数領域等化(FDE:Frequency Domain Equalization)方式の適用が検討されている（例えば非特許文献１参照）。また、シングルキャリア通信における周波数領域等化方式の適用も検討されている（例えば非特許文献２参照）。周波数領域等化方式は、ＧＩ(Guard Interval)の付加/除去とＩＤＦＴ(Inverse Discrete Fourier Transform)/ＤＦＴ(Discrete Fourier Transform)とを利用して周波数領域で等化することにより、ＧＩ長を超えない遅延波環境下においてシンボル間干渉を抑制した通信を行うことができる。

WirelessLAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications,IEEE Std.802.11-2012. D.Falconer,et al.,"Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems,"IEEE Commun.Magazine,Apr.2002.

ところが、受信信号にＧＩ長を超える遅延波成分が含まれている場合、次のような歪みが問題となる。先ず、現在のＯＦＤＭシンボル内において通信路のインパルス応答を表す行列（通信路行列）が巡回行列にならないため歪みが生じ、周波数領域での高精度な等化を行うことができない（歪み（１））。また、１つ前のシンボル周期のＯＦＤＭシンボルの遅延成分が次のＯＦＤＭシンボルの信号の歪みの原因となる（歪み（２））。このような歪みがある場合、周波数領域の等化を高精度に行うことが難しく、ＧＩ長を超える遅延波が長いほど歪みの影響が大きくなる。ＧＩ長を十分に長くすれば遅延波の影響を小さくすることができるが、逆にスループットが低下する。さらに、複数の変調・符号化方式(MCS:Modulation and Coding Scheme)の中からＳＩＮＲ(Signal-to-Interference Noise Ratio)などの通信路の状態に応じた変調・符号化方式を選択する場合、最大のスループットを得るための最適な変調・符号化方式およびＧＩ長を選択することが難しいという問題があった。

上記課題に鑑み、本発明に係る無線通信システム、送信装置および送信方法は、長遅延波環境において最適な変調・符号化方式およびＧＩ長を選択することにより、スループットを向上する技術を提供することを目的とする。

第１の発明は、送信信号にガードインターバルを挿入して送信する送信装置と、送信装置から受信する信号のインパルス応答を推定して周波数領域の等化を行う受信装置とを有する無線通信システムにおいて、送信装置は、送信信号にガードインターバルを挿入して予め決められた特定信号を送信し、特定信号により受信装置が推定した通信路のインパルス応答の情報から算出される瞬時ＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式を選択するとともに、ガードインターバルの長さを予め決められた所定期間ずつ長くなるように変化させて再び特定信号を送信する一連の処理を当該ガードインターバルの長さが遅延波の最大遅延量より大きくなるか、または、選択される変調・符号化方式がシステム上で選択可能な最大スループットの変調・符号化方式になるまで繰り返し実行して、最大のスループットが得られる変調・符号化方式とガードインターバルの長さとを決定することを特徴とする。

第２の発明は、送信装置であって、送信信号にガードインターバルを挿入して予め決められた特定信号を送信する送信部と、特定信号により受信装置が推定した通信路のインパルス応答の情報を受信する受信部と、インパルス応答の情報から算出される瞬時ＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式を選択するとともに、ガードインターバルの長さを予め決められた所定期間ずつ長くなるように変化させて再び特定信号を送信する一連の処理を当該ガードインターバルの長さが遅延波の最大遅延量より大きくなるか、または、選択される変調・符号化方式がシステム上で選択可能な最大スループットの変調・符号化方式になるまで繰り返し実行して、最大のスループットが得られる変調・符号化方式とガードインターバルの長さとを決定する制御部とを有することを特徴とする。

第３の発明は、送信信号にガードインターバルを挿入して送信する送信装置と、送信装置から受信する信号のインパルス応答を推定して周波数領域の等化を行う受信装置とを有する無線通信システムにおける送信方法であって、送信装置は、送信信号にガードインターバルを挿入して予め決められた特定信号を送信し、特定信号により受信装置が推定した通信路のインパルス応答の情報から算出される瞬時ＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式を選択するとともに、ガードインターバルの長さを予め決められた所定期間ずつ長くなるように変化させて再び特定信号を送信する一連の処理を当該ガードインターバルの長さが遅延波の最大遅延量より大きくなるか、または、選択される変調・符号化方式がシステム上で選択可能な最大スループットの変調・符号化方式になるまで繰り返し実行して、最大のスループットが得られる変調・符号化方式とガードインターバルの長さとを決定する処理を行うことを特徴とする。

本発明に係る無線通信システム、送信装置および送信方法は、長遅延波環境において最適な変調・符号化方式およびＧＩ長を選択することにより、スループットを向上することができる。

本実施形態に係る無線通信システムの一例を示す図である。ＭＣＳｉｎｄｅｘの一例を示す図である。ＯＦＤＭフレーム例と電力遅延プロファイル例とを示す図である。通信路のインパルス応答行列と巡回行列の一例を示す図である。ＧＩ長が遅延波の遅延時間より短い場合の歪の一例を示す図である。ＧＩ長が遅延波の遅延時間より短い場合の受信信号の一例を示す図である。本実施形態に係る無線通信システムの処理例を示す図である。データ送信局とデータ受信局との間で送受信される情報の流れを示す図である。

以下、図面を参照して本発明に係る無線通信システム、送信装置および送信方法の実施形態について説明する。なお、本実施形態では、送信装置をデータ送信局、受信装置をデータ受信局と称する。

図１は、本実施形態に係る無線通信システム１００の一例を示す。無線通信システム１００は、データ送信局１０１およびデータ受信局１０２を有する。

データ送信局１０１は、情報ビット生成部２０１、データ信号変調部２０２、逆離散フーリエ変換部２０３、ＧＩ挿入部２０４、送信信号変換部２０５、送信アンテナ２０６、受信アンテナ２０７、受信信号変換部２０８および送信制御部２０９を有する。

データ受信局１０２は、受信アンテナ３０１、受信信号変換部３０２、ＧＩ除去部３０３、離散フーリエ変換部３０４、通信路推定部３０５、送信信号変換部３０６、送信アンテナ３０７、周波数領域等化部３０８、データ信号復調部３０９および情報ビット検出部３１０を有する。

先ず、データ送信局１０１の各部について説明する。

情報ビット生成部２０１は、データ受信局１０２に送信するデータ情報ビットを生成する。データ情報ビットは、例えば外部(不図示)から入力するデータ信号や内部で生成するデータ信号やトレーニング信号などのビット列である。トレーニング信号は、信号検出用のプリアンブルなどの予め決められた情報(例えば”01”の交互パターン等の特定パターン)の信号で、レベル調整や周波数オフセット調整などに利用される。本実施形態では、情報ビット生成部２０１は、例えばトレーニング信号として、データ信号がないＮＤＰ(Null Data Packet)を生成する。ＮＤＰは、データ受信局１０２側で通信路のインパルス応答を推定するために利用される。なお、データ送信局１０１が送信するトレーニング信号の情報は、予めデータ受信局１０２との間で共有されている。ここで、情報ビット生成部２０１は、所定の符号化率で誤り訂正符号を生成する誤り訂正符号化機能やインターリーブ機能などを有してもよい。

データ信号変調部２０２は、情報ビット生成部２０１が出力するビット列を変調する。データ信号変調部２０２は、例えば直交振幅変調(QAM:Quadrature Amplitude Modulation)などの変調方式が用いられる。ここで、本実施形態に係る無線通信システム１００では、例えば、複数の変調信号を周波数軸上で直交多重するマルチキャリア変調方式（ＯＦＤＭ）を用い、システム上で利用可能な複数の変調方式および符号化率（変調・符号化方式（ＭＣＳ））を選択することができる。

逆離散フーリエ変換部２０３は、逆離散フーリエ変換(IDFT:Inverse Discrete Fourier Transform)を行って周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。

ＧＩ挿入部２０４は、遅延波の影響を少なくするためのＧＩを挿入する。ＧＩは、例えばＯＦＤＭ変調方式の場合、隣接するシンボル間に挿入される緩衝用の期間で、この期間を遅延波の遅延時間よりも長くすることにより遅延波の影響を少なくすることができる。なお、ＧＩ挿入部２０４は、例えば、ＧＩ期間に相当するシンボル期間末尾の信号をシンボル期間の前に付加する。

送信信号変換部２０５は、ＧＩが挿入された送信信号を送信アンテナ２０６から送出するための高周波信号に周波数変換する。例えば２０ＭＨｚ帯域のベースバンド信号が５ＧＨｚ帯の高周波信号にアップコンバートされる。

送信アンテナ２０６は、送信信号変換部２０５が出力する高周波信号を電磁波として空間に放射する。

受信アンテナ２０７は、データ受信局１０２から送信された遅延波を含む空間上の電磁波を受信して高周波信号を出力する。

受信信号変換部２０８は、受信アンテナ２０７が出力する高周波信号を低周波の信号に周波数変換する。例えば５ＧＨｚ帯の高周波信号をダウンコンバートして２０ＭＨｚ帯域のベースバンド信号を出力する。

送信制御部２０９は、受信信号変換部２０８を介してデータ受信局１０２から送信された通信路のインパルス応答などの通信路情報を含む通知信号を受信する。そして、送信制御部２０９は、受信した通信路のインパルス応答から瞬時ＳＩＮＲを算出する。ここで、データ受信局１０２側で瞬時ＳＩＮＲを算出してもよい。この場合、送信制御部２０９は、データ受信局１０２から通信路情報として瞬時ＳＩＮＲを含む通知信号を受け取る。さらに、送信制御部２０９は、瞬時ＳＩＮＲに基づいて、選択可能な最大の変調・符号化方式を求める。ここで、本実施形態では、システム上で利用可能な複数の変調・符号化方式のスループットに応じて番号が付与されたＭＣＳｉｎｄｅｘ(ＭＣＳ指標)を用いる。ＭＣＳｉｎｄｅｘは、変調方式と符号化率との組み合わせを示す指標である。なお、瞬時ＳＩＮＲの算出方法およびＭＣＳｉｎｄｅｘについては、後で詳しく説明する。次に、送信制御部２０９は、現時点で選択されているＭＣＳｉｎｄｅｘおよびＧＩ長に基づいてスループットを算出する。そして、送信制御部２０９は、算出したスループットと現在までの最大のスループットとを比較して、算出したスループットが保持している現在までの最大のスループットよりも大きい場合、算出したスループットを新たな最大のスループットとして保持する。その後、送信制御部２０９は、ＧＩ長が遅延波の最大遅延よりも大きくなるか、ＭＣＳｉｎｄｅｘが最大値になるまで、ＧＩ長を少しずつ長くしながら同様の処理を繰り返して、最大のスループットを実現するＭＣＳｉｎｄｅｘとＧＩ長を求める。そして、データ送信局１０１は、最大のスループットを実現するＭＣＳｉｎｄｅｘおよびＧＩ長に設定して、データの送信を開始する。例えば、求められたＧＩ長が０．８μｓｅｃ、選択されたＭＣＳｉｎｄｅｘの変調方式および符号化率が１６ＱＡＭおよび３／４の場合、送信制御部２０９は、情報ビット生成部２０１に符号化率：３／４、データ信号変調部２０２に変調方式：１６ＱＡＭ、ＧＩ挿入部２０４にＧＩ長：０．８μｓｅｃをそれぞれ設定して、データの送信を開始する。

このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、データ送信局１０１が送信するＮＤＰによりデータ受信局１０２が推定した通信路のインパルス応答に基づいて、遅延波の歪の影響を除去するとともに最大のスループットを得るためのＭＣＳおよびＧＩ長を設定してデータ通信を行うことができる。

次に、データ受信局１０２の各部について説明する。

受信アンテナ３０１は、データ送信局１０１の受信アンテナ２０７と同様に、データ送信局１０１から送信された遅延波を含む空間上の電磁波を高周波信号に変換する。

受信信号変換部３０２は、受信アンテナ３０１が出力する高周波信号をベースバンド信号に周波数変換する。

ＧＩ除去部３０３は、データ送信局１０１側で挿入されたＧＩを除去する。

離散フーリエ変換部３０４は、離散フーリエ変換(DFT)を行って、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。

通信路推定部３０５は、離散フーリエ変換部３０４が出力するトレーニング信号から通信路のインパルス応答を推定する。本実施形態では、例えばデータ信号が無いトレーニング信号のＮＤＰがデータ送信局１０１から送信され、通信路推定部３０５は、ＮＤＰから通信路のインパルス応答を末尾まで正確に推定する。そして、通信路推定部３０５は、推定した通信路のインパルス応答の情報を含む通知信号を生成して送信信号変換部３０６および送信アンテナ３０７からデータ送信局１０１に送信する。なお、本実施形態では、通信路情報として通信路のインパルス応答を含む通知信号をデータ送信局１０１に送信するようにしたが、通信路推定部３０５が瞬時ＳＩＮＲを算出して、瞬時ＳＩＮＲの情報を含む通知信号をデータ送信局１０１に送信してもよい。

送信信号変換部３０６は、データ送信局１０１の送信信号変換部２０５と同様に、通信路推定部３０５が出力する通知信号を送信アンテナ３０７から送出するための高周波信号に変換する。

送信アンテナ３０７は、送信信号変換部３０６が出力する高周波信号を電磁波として空間上に放射する。

周波数領域等化部３０８は、通信路推定部３０５により推定された通信路のインパルス応答からデータ信号を周波数領域で等化する。例えば、周波数領域等化部３０８は、通信路のインパルス応答の逆特性を受信信号に乗算して通信路の歪みを等化する。

データ信号復調部３０９は、データ送信局１０１のデータ信号変調部２０２で変調された信号をビット列に復調する。

情報ビット検出部３１０は、データ信号復調部３０９が出力するビット列から必要な情報ビットを検出する。なお、情報ビット検出部３１０は、データ送信局１０１側の情報ビット生成部２０１の機能に応じて、誤り訂正復号機能やデインターリーブ機能を備える。ここで、情報ビット検出部３１０は、誤り訂正復号に用いる対数尤度比を瞬時ＳＩＮＲに基づいて行ってもよい。この場合、瞬時ＳＩＮＲの情報は、通信路推定部３０５が算出して情報ビット検出部３１０に出力する。

このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、データ送信局１０１が送信するＮＤＰから通信路のインパルス応答を末尾まで正確に推定して、推定された通信路のインパルス応答（又はインパルス応答から算出した瞬時ＳＩＮＲ）をデータ送信局１０１に通知する。そして、データ送信局１０１は、ＧＩ長を超える遅延波による歪みを考慮した瞬時ＳＩＮＲに基づいて選択可能な最大のＭＣＳｉｎｄｅｘを選択する。さらに、データ送信局１０１は、選択されたＭＣＳｉｎｄｅｘとＧＩ長とに基づいてスループットを算出して最大のスループットであるか否かを判別する。そして、データ送信局１０１は、ＧＩ長を徐々に大きくしながら、上記のような一連の処理を繰り返し実行し、設定されたＧＩ長が遅延波の最大遅延より大きくなるか、または、選択されたＭＣＳｉｎｄｅｘがシステムとして利用可能な最大のＭＣＳｉｎｄｅｘとなったときに処理を終了して、そのときの最大のスループットが得られるＭＣＳおよびＧＩ長を設定してデータ送信を開始する。

このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、スループットが最大となる最適なＧＩ長およびＭＣＳｉｎｄｅｘを設定してデータ信号を送信することができる。

図２は、ＭＣＳｉｎｄｅｘの一例を示す。ＭＣＳｉｎｄｅｘは、変調方式と符号化率との組み合わせを示す指標である。本実施形態では、データ送信局１０１およびデータ受信局１０２は、図２に示すようなＭＣＳｉｎｄｅｘテーブルを保持し、ＧＩ長が同じ場合、ＭＣＳｉｎｄｅｘの値が大きくなるほどスループットが高くなる。図２の例では、ＭＣＳｉｎｄｅｘが０の場合、変調方式がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)、符号化率が１／２である。同様に、ＭＣＳｉｎｄｅｘが１の場合、変調方式がＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、符号化率が１／２、ＭＣＳｉｎｄｅｘが２の場合、変調方式がＱＰＳＫ、符号化率が３／４、・・・、ＭＣＳｉｎｄｅｘが４の場合、変調方式が１６ＱＡＭ、符号化率が３／４、・・・、ＭＣＳｉｎｄｅｘが９の場合、変調方式が２５６ＱＡＭ、符号化率が５／６である。

このように、無線通信システム１００で利用可能な変調方式と符号化率との組み合わせがＭＣＳｉｎｄｅｘとして予め決められている。そして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、算出した瞬時ＳＩＮＲで通信可能（例えば所定の誤り率以下）な最大のＭＣＳｉｎｄｅｘを選択し、ＧＩ長を少しずつ延伸しながら同様の処理を繰り返し行って、最大のスループットが得られる最終的なＭＣＳｉｎｄｅｘとＧＩ長とを決定し、決定したＭＣＳｉｎｄｅｘとＧＩ長とを設定してデータ送信を開始する。これにより、従来技術の課題で説明した歪み（１）および歪み（２）の発生を防止し、且つ、最大のスループットが得られる変調方式、符号化率およびＧＩ長でデータを送信することができる。

図３は、周波数領域等化方式を用いるＯＦＤＭフレーム例と電力遅延プロファイルの一例を示す。図３（ａ）に示すＯＦＤＭフレーム１５１は、ＳＴＦ(Short Training Field)、ＬＴＦ(Long Training Field)１、ＬＴＦ２、ＳＩＧＮＡＬおよびＤＡＴＡの各フィールドと、それぞれのフィールド間に長さμのＧＩを有する。なお、ＯＦＤＭフレーム１５１の詳細は、IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers)802.11a,11n/ac legacy modeなどで規定されている。図３（ｂ）は、電力遅延プロファイルの一例を示し、横軸は遅延時間ｔ、縦軸は利得|h(t)|を示す。ここで、電力遅延プロファイル１５２の最大遅延時間がＴｍ１、ＯＦＤＭフレーム１５１のＧＩ長がμとして、Ｔｍ１＞μの関係にある場合、遅延波（図３（ａ）のＧＩ１５３の斜線部分）はＧＩ長μの時間内に収まるのでＤＡＴＡフィールドへの影響はない。なお、図３（ａ）において、ｈ_０，・・・・，ｈ_Ｌ−１はインパルス応答を示し、遅延波のインパルス応答はＧＩ長内に収まっている。

図４は、通信路のインパルス応答行列と巡回行列の一例を示す。ここで、通信路のインパルス応答行列１６１を次のように表す。

インパルス応答行列１６１において、例えば１行目は直接波のインパルス応答、２行目以降は遅延波のインパルス応答をそれぞれ示す。

そして、ＧＩ長が遅延波の遅延時間より長い場合に、通信路のインパルス応答行列１６１に対してＧＩの付加・除去処理を行うと、次のような巡回行列１６２が得られる。

ここで、巡回行列１６２に示すように、遅延波はＧＩ長の期間に収まるので、インパルス応答の先頭から末尾まで精度良く推定することができ、歪みのない周波数領域の等化が可能になる。ところが、ＧＩ長が遅延波の遅延時間より短い場合は、インパルス応答行列１６１が巡回行列１６２とならないため、精度の高い周波数領域の等化を行うことが難しくなる。

図５は、ＧＩ長が遅延波の遅延時間より短い場合の一例を示す。図５（ａ）は、図３（ｂ）に対応し、ＧＩ長が遅延波の遅延時間より短い場合の電力遅延プロファイルの一例を示す。図５（ａ）に示す電力遅延プロファイルの最大遅延時間Ｔｍ２は、図３（ｂ）に示す電力遅延プロファイルの最大遅延時間Ｔｍ１よりも長く、ＧＩ長μを超える長さである。ここで、図５において、ＧＩ長μ内の遅延プロファイルを斜線で示し、ＧＩ長μを超える遅延プロファイルを網線で示す。ＧＩ長μを超える遅延プロファイル（網線部分）に示すように、遅延時間の長い遅延波の一部がＤＡＴＡフィールドに重複してしまう。この場合のインパルス応答行列１７１は次のように表され、インパルス応答の先頭から末尾まで精度良く推定することができない。

そして、図５（ｃ）に示すように、ＧＩの付加・除去処理を行うと、インパルス応答行列１７１は非巡回行列１７３となり、従来技術の課題で説明した歪み（１）が生じる。さらに、１つ前のＯＦＤＭシンボルのインパルス応答１７１の一部（行列１７２）が次のＯＦＤＭシンボルの干渉源となり、従来技術の課題で説明した歪（２）が生じる。

このように、ＧＩ長を超える遅延波成分が存在する場合、歪み(１)により、現在のＯＦＤＭシンボル内において通信路のインパルス応答を表す行列（通信路行列）が巡回行列にならず、周波数領域での高精度な等化が行えないという問題が生じる。また、歪み(２)により、１つ前のＯＦＤＭシンボルの遅延成分が次のＯＦＤＭシンボルに影響を与えるという問題が生じる。

図６は、ＧＩ長が遅延波の遅延時間より短い場合の受信信号の一例を示す。図６（ａ）に示したＧＩ１８１およびＤＡＴＡ１８２の各フィールドにおいて、ＤＡＴＡ１８２は、ｘ_０からｘ_Ｎ−１までのＮ個の送信信号ｘ_ｎを有し、ＧＩ１８１は、ＤＡＴＡ１８２の末尾のＸ_Ｎ−μからＸ_Ｎ−１までの長さμの送信信号ｘ_ｎを有する。なお、ｎ，Ｎは整数を示す。

ここで、通信路のインパルス応答ｈ_ｎがｈ_０からｈ_Ｌ−１までのＬ個の長さを有し、ＧＩ長μよりも長い場合、ｈ_０からｈ_Ｌ−１までのインパルス応答のうち、ｈ_０からｈ_μ−１までのインパルス応答はＧＩ長μ内に収まるが(斜線部分)、ｈ_μからｈ_Ｌ−１までのインパルス応答はＧＩ長μ内に収まらずに、ＤＡＴＡ１８２のフィールドに掛かってしまう(網線部分)。このため、ＤＡＴＡ１８２の受信信号ｙ_０からｙ_Ｎ−１までの一部は、ＧＩ長μ内に収まらないインパルス応答ｈ_μからｈ_Ｌ−１までの影響を受けて歪が生じる。

ＧＩ長が遅延波の遅延時間より短い場合の受信信号ｙを式(1)に示す。

ここで、ｙは受信信号ベクトル、ｙ_ｎは受信信号、ｘ_ｎ：送信信号、ｈ_ｎ：通信路インパルス応答、ｗ_ｎ：付加雑音である。

図６（ｂ）は、ＧＩの付加・除去処理を行ったＤＡＴＡフィールドの受信信号ｙ_ｎを表す。図６（ｂ）において、右辺第１項は図５で説明した非巡回行列１７３であるため、歪み(１)が生じる。また、右辺第２項の行列は図５で説明した前ＯＦＤＭシンボルからの干渉成分を示し、歪み(２)が生じる。

このように、ＧＩ長が遅延波の遅延時間より短い場合は、歪み(１)および歪み(２)が生じるという問題がある。ＧＩ長を十分に長くすれば上記のような問題は解消されるが、冗長が増えるためスループットが低下するという問題が生じる。

そこで、本実施形態に係る無線通信システム１００は、最大のスループットが得られるように、ＭＣＳｉｎｄｅｘおよびＧＩ長を選択する機能を備えている。

図７は、図１に示した本実施形態に係る無線通信システム１００の処理の一例を示す。なお、図７に示した処理は、データ送信局１０１およびデータ受信局１０２により実行される。

ステップＳ１０１において、データ送信局１０１はＮＤＰの送出処理を開始し、データ受信局１０２は通信路推定処理(例えばインパルス応答の推定処理など)を開始する。ここで、データ送信局１０１のＧＩ挿入部２０４は、予め決められた初期値のＧＩ長のＧＩをＮＤＰ信号に付加してデータ受信局１０２に送信する。一方、データ受信局１０２のＧＩ除去部３０３は、データ送信局１０１から受信するＮＤＰ信号のＧＩを除去し、離散フーリエ変換部３０４を経て通信路推定部３０５に出力する。なお、初期値のＧＩは、例えば、無線通信システム１００のシステム設計条件などから推定される設計値に設定してもよいし、短めに設定してもよい。

ステップＳ１０２において、データ送信局１０１は、ＧＩ長を少しずつ長くするための増分カウンタｎ_Δを１に設定する（初期化）。

なお、以下のステップＳ１０３からＳ１０８までの一連の処理を行っている期間において、データ送信局１０１はＮＤＰの送出処理を継続し、データ受信局１０２は通信路推定処理を継続する。従って、以下の各ステップにおいて、ＮＤＰの送出処理および通信路推定処理が常に行われるものとする。

ステップＳ１０３において、送信制御部２０９は、ＧＩ挿入部２０４にＧＩ長μを設定する。なお、ＧＩ長μは式(2)により求めることができる。
μ＝Ｎ_Ｇ×ｎ_Δ …式(2)
ここで、Ｎ_ＧはＧＩ長延伸の刻み長である。

ステップＳ１０４において、データ送信局１０１は、データ受信局１０２が推定したインパルス応答に基づいて、ＧＩ長を超える遅延波による歪みを考慮した瞬時ＳＩＮＲを算出し、さらに、瞬時ＳＩＮＲで使用可能な最大のＭＣＳｉｎｄｅｘ（Ｍ_Ｉ）を求める。例えば、先に説明した図２において、算出された瞬時ＳＩＮＲで使用可能なＭＣＳ（例えば所定の誤り率以下を確保できるＭＣＳ）のうち最大のＭＣＳｉｎｄｅｘが４の場合、送信制御部２０９は、ＭＣＳｉｎｄｅｘ：４を選択し、変調方式を１６ＱＡＭ、符号化率を３／４に設定する。

ステップＳ１０５において、現時点のＭＣＳｉｎｄｅｘ（Ｍ_Ｉ）とＧＩ長μとに基づいて、スループットα(bps)を算出する。そして、算出したスループットαが現在までの最大のスループットよりも大きい場合、算出したスループットαを新たな最大のスループットとしてメモリなどに記憶して保持する。なお、過去の最大のスループットが記憶されていない初回の処理では、算出したスループットαをそのまま最大のスループットとして保持する。

ステップＳ１０６において、インパルス応答などから得られる最大遅延時間ＬとＧＩ長μとを比較して、Ｌ＜μを満たす場合はステップＳ１０９の処理に進み、Ｌ＜μを満たさない場合はステップＳ１０７の処理に進む。

ステップＳ１０７において、ステップＳ１０４で求めたＭＣＳｉｎｄｅｘ（Ｍ_Ｉ）がシステムとして利用可能なＭＣＳｉｎｄｅｘの最大のものであるか否かを判別する。そして、Ｍ_Ｉがシステムとして利用可能なＭＣＳｉｎｄｅｘの最大のものである場合はステップＳ１０９の処理に進み、最大のものではない場合はステップＳ１０８の処理に進む。例えば、先に説明した図２において、算出された瞬時ＳＩＮＲで使用可能なＭＣＳｉｎｄｅｘが９の場合、システムとして利用可能な最大のＭＣＳｉｎｄｅｘであるからステップＳ１０９に進み、算出された瞬時ＳＩＮＲで使用可能なＭＣＳｉｎｄｅｘが０から８の場合はステップＳ１０８に進んで同様の処理を繰り返し実行する。

ステップＳ１０８において、ＧＩ長を延伸するための増分カウンタｎ_Δを１つインクリメントし、ステップＳ１０３の処理に戻る。

ステップＳ１０９において、設定されたＧＩ長が遅延波の最大遅延時間より大きくなるか、または、選択されたＭＣＳｉｎｄｅｘがシステムとして利用可能な最大のＭＣＳｉｎｄｅｘとなった場合、そのときの変調・符号化方式およびＧＩ長を採用してデータ送信局１０１に設定する。

このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、ステップＳ１０３からＳ１０８までの一連の処理を、ＧＩ長を徐々に長くしながら、設定されたＧＩ長が遅延波の最大遅延より大きくなるか、または、選択されたＭＣＳｉｎｄｅｘがシステムとして利用可能な最大のＭＣＳｉｎｄｅｘとなるまで繰り返し実行する。これにより、データ送信局１０１は、スループットが最大となるＭＣＳｉｎｄｅｘとＧＩ長を設定して、データ信号の送信を行うことができる。

図８は、データ送信局１０１とデータ受信局１０２との間で送受信される情報の一例を示す。図８において、横軸は時間を示し、上から順番にデータ送信局１０１の送信データ、データ送信局１０１の受信データ、データ受信局１０２の受信データ、データ受信局１０２の送信データをそれぞれ示す。

ステップＳ２０１において、データ送信局１０１は、ＤＡＴＡ信号が無く、ＧＩおよびトレーニング信号のみのＮＤＰを送信する。

ステップＳ２０２において、データ受信局１０２は、データ送信局１０１から送信されたＮＤＰを受信する。

ステップＳ２０３において、データ受信局１０２は、データ送信局１０１から受信したＮＤＰにより通信路のインパルス応答を推定する。

ステップＳ２０４において、データ受信局１０２は、推定したインパルス応答の情報を含む通信路情報をデータ送信局１０１にフィードバックする。

ステップＳ２０５において、データ送信局１０１は、データ受信局１０２からフィードバックされた通信路のインパルス応答を含む通信路情報を受信する。

ステップＳ２０６において、データ送信局１０１は、データ受信局１０２から受信した通信路のインパルス応答から瞬時ＳＩＮＲを算出し、最適なＭＣＳとＧＩ長を求めて設定を変更する。

ここで、データ送信局１０１およびデータ受信局１０２は、ステップＳ２０１からステップＳ２０６までの処理を繰り返し実行して、最大のスループットを実現するＭＣＳとＧＩ長を求める。

ステップＳ２０７において、ステップＳ２０１からステップＳ２０６までの処理を繰り返し実行して求めた最大のスループットを実現する最終的なＭＣＳとＧＩ長を設定する。

ステップＳ２０８において、データ送信局１０１は、最大のスループットを実現するＭＣＳとＧＩ長でデータ送信を開始する。

ステップＳ２０９において、データ受信局１０２は、最大のスループットを実現するＭＣＳとＧＩ長で送信されたデータ信号の受信を行う。

このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、設定するＧＩ長を徐々に長くしながら、設定されたＧＩ長が遅延波の最大遅延より長くなるか、または、選択されたＭＣＳｉｎｄｅｘがシステムとして利用可能な最大のＭＣＳｉｎｄｅｘとなるまで繰り返し実行し、スループットが最大となる最終的なＭＣＳｉｎｄｅｘとＧＩ長を決定する。これにより、本実施形態に係る無線通信システム１００は、図５で説明した歪み（１）および歪み（２）が生じないＧＩ長を設定するので歪みのない周波数領域等化が可能になり、且つ、スループットが最大となるＧＩ長およびＭＣＳを設定してデータ信号の送信を行うことができる。
（瞬時ＳＩＮＲの導出方法）
次に、瞬時ＳＩＮＲの導出方法について詳しく説明する。ここで、本実施形態に係る無線通信システム１００のデータ受信局１０２における受信信号ベクトルＹは、式(3)で表すことができる。

ここで、式(3)は、Y＝(直接波)−(前のシンボルの歪成分)＋(干渉波)＋(付加雑音)を表す。また、式(3)において、Y：受信信号ベクトル、X：送信信号ベクトル、y：受信信号、x：送信信号、x_I：干渉信号、W：付加雑音、D：離散フーリエ変換 (DFT) 行列、^〜H：直接波の通信路インパルス応答行列、D^H：^〜Hの複素共役行列、H₀：GI長を超える自シンボル(直接波)の通信路インパルス応答行列、H_I：干渉波(遅延波)の通信路インパルス応答行列、Λ：固有ベクトルである。

ここで、式(3)において、^〜H，H_I，H₀はそれぞれ式(4)，式(5)，式(6)のように表すことができる。なお、各マトリクスの要素は∈[Ｎ×Ｎ]（Ｎは正の整数）とする。

ここで、h_n:通信路のインパルス応答である。
また、ＤＦＴ行列のｎ行ｌ列の要素は、式(7)のように表すことができる。

式(8)は、固有ベクトルΛの対角行列(diag[ ])を示す。

式(8)において、固有値λ_nは式(9)で表すことができる。

ここで、Y_n:受信信号、X_n:送信信号(直接波)、x:GI長を超える送信信号(直接波)、x_I:干渉波(遅延波)、W_n:付加雑音、a:GI長を超える信号成分の係数、b:干渉波成分の係数、とすると、受信信号Y_nは、式(10)で表される。

次に、瞬時ＳＩＮＲを求めるために、ある時点の瞬時信号（Ｓ）の電力を｜λ｜^２、瞬時雑音（Ｎ）の電力をσ^２、瞬時干渉（Ｉ）の電力をＥ_ｉとすると、瞬時干渉（Ｉ）の電力をＥ_ｉは、式(11)により求めることができる。

ここで、[*]は*を超えない最大値を表し、E[|x_n|²]=E[|X_n|²]=1と仮定する。

式(11)において、瞬時干渉電力Ｅ_ｉは、ＧＩ長を超える信号成分の係数aの二乗和と、干渉波成分の係数bの二乗和に相当する。

上記より、瞬時SINRは、式(12)のように求めることができる。

本実施形態に係るデータ送信局１０１は、式(12)で求めた瞬時ＳＩＮＲに基づいて、例えば所定の誤り率以下を確保できる最大のＭＣＳを選択する。さらに、データ送信局101は、現在のＧＩ長と選択したＭＣＳとの比率からスループットα(bps)を計算する。例えば、ＭＣＳが（変調方式：QPSK、符号化レート：3/4）で、ＧＩ長μが1.0μsの場合のスループットαは以下のようにして求めることができる。

例えばIEEE 802.11a規格の標準では、ＧＩ長が固定の0.8μs で、MCSが（変調方式：QPSK、符号化レート：3/4）の場合のスループットは18Mbit/sであるから、ＧＩ長μが1.0μsの場合のスループットαは、式(13)のように計算して求めることができ、約17.1Mbit/sとなる。ここで、ＤＡＴＡ長は3.2μsとする。

ここで、ＭＣＳとＧＩ長とスループットとの対応については、予め計算しておき、テーブルとしてメモリなどに記憶しておいてもよい。これにより、毎回計算する必要がなくなるので、処理負荷を低減することができる。

以上、説明したように、本実施形態に係る無線通信システム１００は、長遅延波環境において最適なＭＣＳおよびＧＩ長を設定することができ、スループットを向上することができる。

１００・・・無線通信システム；１０１・・・データ送信局；１０２・・・データ受信局；２０１・・・情報ビット生成部；２０２・・・データ信号変調部；２０３・・・逆離散フーリエ変換部；２０４・・・ＧＩ挿入部；２０５・・・送信信号変換部；２０６・・・送信アンテナ；２０７・・・受信アンテナ；２０８・・・受信信号変換部；２０９・・・送信制御部；３０１・・・受信アンテナ；３０２・・・受信信号変換部；３０３・・・ＧＩ除去部；３０４・・・離散フーリエ変換部；３０５・・・周波数領域等化部；３０６・・・データ信号復調部；３０７・・・情報ビット検出部；３０８・・・通信路推定部；３０９・・・送信信号変換部；３１０・・・送信アンテナ

Claims

送信信号にガードインターバルを挿入して送信する送信装置と、前記送信装置から受信する信号のインパルス応答を推定して周波数領域の等化を行う受信装置とを有する無線通信システムにおいて、
前記送信装置は、送信信号にガードインターバルを挿入して予め決められた特定信号を送信し、前記特定信号により前記受信装置が推定した通信路のインパルス応答の情報から算出される瞬時ＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式を選択するとともに、ガードインターバルの長さを予め決められた所定期間ずつ長くなるように変化させて再び前記特定信号を送信する一連の処理を当該ガードインターバルの長さが遅延波の最大遅延量より大きくなるか、または、選択される変調・符号化方式がシステム上で選択可能な最大スループットの変調・符号化方式になるまで繰り返し実行して、最大のスループットが得られる変調・符号化方式とガードインターバルの長さとを決定する
ことを特徴とする無線通信システム。
送信信号にガードインターバルを挿入して予め決められた特定信号を送信する送信部と、
前記特定信号により受信装置が推定した通信路のインパルス応答の情報を受信する受信部と、
前記インパルス応答の情報から算出される瞬時ＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式を選択するとともに、ガードインターバルの長さを予め決められた所定期間ずつ長くなるように変化させて再び前記特定信号を送信する一連の処理を当該ガードインターバルの長さが遅延波の最大遅延量より大きくなるか、または、選択される変調・符号化方式がシステム上で選択可能な最大スループットの変調・符号化方式になるまで繰り返し実行して、最大のスループットが得られる変調・符号化方式とガードインターバルの長さとを決定する制御部と
を有することを特徴とする送信装置。
送信信号にガードインターバルを挿入して送信する送信装置と、前記送信装置から受信する信号のインパルス応答を推定して周波数領域の等化を行う受信装置とを有する無線通信システムにおける送信方法であって、
前記送信装置は、送信信号にガードインターバルを挿入して予め決められた特定信号を送信し、前記特定信号により前記受信装置が推定した通信路のインパルス応答の情報から算出される瞬時ＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式を選択するとともに、ガードインターバルの長さを予め決められた所定期間ずつ長くなるように変化させて再び前記特定信号を送信する一連の処理を当該ガードインターバルの長さが遅延波の最大遅延量より大きくなるか、または、選択される変調・符号化方式がシステム上で選択可能な最大スループットの変調・符号化方式になるまで繰り返し実行して、最大のスループットが得られる変調・符号化方式とガードインターバルの長さとを決定する処理を行う
ことを特徴とする送信方法。