JP2011015424A - Ｏｆｄｍトランシーバのチャネル推定 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭトランシーバのチャネル推定方法を提供する。
【解決手段】ＯＦＤＭトランシーバは、受信したＯＦＤＭパケットのプリアンブルを処理することによって、通信チャネルのチャネル状態情報（ＣＳＩ）を導出するように構成される。次いで、通信チャネル上で送信される重み付きＯＦＤＭパケットを生成するために、導出されたＣＳＩ情報を適用することができる。その結果、このＯＦＤＭトランシーバと他のトランシーバとの間に、改善された有効な通信チャネルを確立することが可能である。改善された通信チャネルを使用して、たとえば、選択した送信ビット・レートに対応する距離を拡大する、および／またはＡＰとＣＬＴとの間の送信ビット・レートを増大させることができる。さらに、または代替として、改善された通信チャネルを使用して、電力消費を低減することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、通信機器に関し、より具体的には、無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）の機器に関する。

情報信号を不完全な通信チャネル上で確実かつ効率的に伝送することは、無線通信システムでは必須である。そのような伝送を達成するのに成功した１つの手法は、多搬送波変調（ＭＣＭ）である。ＭＣＭの原理は、それぞれが独立して変調されたいくつかの副搬送波（トーンまたはビンとも呼ばれる）に通信チャネルを分割することである。情報は、トーンの位相、振幅、または両方を変更することによって、トーンの上に変調される。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、ＭＣＭの形式であり、この場合、トーン間隔は、各トーンが、他のすべてのトーンに直交するように選択される。ＯＦＤＭ ＷＬＡＮシステムは、通常、ＩＥＥＥ８０２．１１などのコンテンション・ベースの無線媒体アクセス規格、またはＥＴＳＩ ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２などの計画型時分割二重（ＴＤＤ）無線媒体アクセス規格に準拠するように設計される。コンテンション・ベース規格に準拠するＷＬＡＮシステムでは、ＯＦＤＭ局は、規格に規定された「公正なコンテンション」媒体共有機構を使用して、無線媒体へのアクセスを競う。対照的に、計画型ＴＤＤ準拠のＷＬＡＮシステムにおける媒体アクセスは、他のすべての参加トランシーバについて媒体アクセスを計画する単一指定局によって制御される。

ＩＥＥＥ規格８０２．１１およびその拡張版８０２．１１ａ／ｂ／ｇは、ＯＦＤＭ ＷＬＡＮシステムについて物理層および媒体アクセス制御手続きを規定する。たとえば、８０２．１１ａに準拠するシステムは、５ＧＨｚの無線周波数帯において動作し、６、９、１２、１８、２４、３６、４８、および５４Ｍｂｉｔ／ｓのデータ通信能力を提供する。このシステムは、２位相または４位相偏移変調（ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ）、１６直交振幅変調（ＱＡＭ）、または６４−ＱＡＭを使用して変調された５２のトーン（０を除いて、−２６から２６まで番号付けされている）を使用する。さらに、このシステムは、１／２、２／３、または３／４の符号速度の順方向誤り訂正（たたみ込み）符号化を使用する。

図１は、たとえばＷＬＡＮシステムのアクセス・ポイント（ＡＰ）またはクライアント端末（ＣＬＴ）として構成することができる、従来の技術の代表的なＯＦＤＭトランシーバ１００のブロック図である。通常のＷＬＡＮシステムは、バックボーン有線ネットワークへのアクセスを１つまたは複数の無線ＣＬＴに提供するＡＰを有する。トランシーバ１００は、受信経路１０２および送信経路１０４を有し、これらは両方とも、一端において媒体アクセス制御装置（ＭＡＣ）１０６に結合され、他端においてスイッチ１２６を介してアンテナ１２４に結合される。動作モードに応じて、スイッチ１２６は、アンテナ１２４を送信経路１０４または受信経路１０２に接続する。

送信経路１０４において、ＭＡＣ１０６を介して受信された情報ビットは、たたみ込みエンコーダ１０８によって符号化され、インタリーバ１１０によってインタリーブされる。次いで、インタリーブされたデータは、マッピング変換器１１２を使用して、バイナリ・フォーマットからＱＡＭ値などに変換される。首尾一貫した受信を容易にするために、４つの指針値が、５２のＱＡＭ値を有するＯＦＤＭ記号を形成するように、各４８のデータ値に追加される。ＱＡＭ値は、シリアル・パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１１４において逆多重化され、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）要素１１６を使用して５２のトーンに変調される。次いで、このトーンは、並列直列（Ｐ／Ｓ）変換器１１８において組み合わされる。通信チャネルにおける多重経路遅延拡散（信号分散）による記号間干渉を低減するために、循環接頭辞（ＣＰ）が、ＣＰ加算器１２０において追加される。結果として得られるＯＦＤＭ記号は、無線周波数（ＲＦ）送信器１２２に加えられ、そこで、アナログ信号に変換され、５ＧＨｚ帯に上方変換され、アンテナ１２４を経て送信される。

受信経路１０２は、送信経路１０４の逆動作ならびに追加のトレーニング機能を実施するように設計される。具体的には、ＲＦ信号が、ＲＦ受信器１２８によってアンテナ１２５を経て受信される。ＲＦ受信器は、まず、各ＯＦＤＭデータ・パケットのプリアンブルにある特別なトレーニング記号を使用して、周波数のオフセットおよび記号のタイミングを推定する。受信器１２８は、受信ＲＦ信号をＯＦＤＭ記号に分割し、次いで、この記号は、周波数下方シフトされ、デジタル化される。ＣＰ除去回路１３０が、各記号から循環接頭辞を取り除き、その結果をＳ／Ｐ変換器１３２に加える。次いで、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）要素１３４が、５２のトーンに対応するＱＡＭ値を回復する。トレーニング記号およびパイロット・トーンを使用して、通信チャネル応答ならびに位相ドリフトを補正する。次いで、回復されたＱＡＭ値を、Ｐ／Ｓ変換器１３６、デマッピング変換器１３８、デインタリーバ１４０をそれぞれ使用して、多重化、デマッピング、デインタリーブし、対応するバイナリ・データを回復する。情報ビットは、たたみ込み（たとえばビタビ）デコーダ１４２においてバイナリ・データから復号され、次いでＭＡＣ１０６を介してトランシーバ１００から出力される。

トランシーバ１００に付随する１つの問題は、家庭、事務所、および／または生産設備など、比較的高度に散乱する環境における動作の確実性に関する。具体的には、高速送信／受信（たとえば２０Ｍｂｉｔ／ｓを超える速度における）は、通信チャネルの品質に非常に敏感である。さらに、そのような高速送信／受信を意図した５ＧＨｚ帯のＲＦ信号は、たとえば２．４ＧＨｚ帯の場合よりも高い伝播損失を受ける。その結果、高速での動作は、比較的短距離に限定される可能性がある。その距離外では、より低いフォールバック速度（たとえば６Ｍｂｉｔ／ｓ）を使用しなければならない可能性がある。これにより、情報のスループットが制限され、たとえば、トランシーバ１００をアクセス・ポイントとして使用するＷＬＡＮシステムを、潜在的な能力の一部で動作させる可能性がある。

従来の技術の問題は、本発明の原理に従って、ＯＦＤＭトランシーバのチャネル推定方法によって対処される。ＯＦＤＭトランシーバは、受信ＯＦＤＭパケットのプリアンブルを処理することによって、通信チャネルのチャネル状態情報（ＣＳＩ）を導出するように構成される。受信パケットは、たとえば、非送信請求データ・パケット、または肯定応答パケットなどの送信請求サービス・パケットとすることができる。次いで、導出されたＣＳＩ情報を適用して、通信チャネル上で送信する重み付きＯＦＤＭパケットを生成することができる。その結果、このＯＦＤＭトランシーバと他の（たとえば単一アンテナの）ＯＦＤＭトランシーバとの間に、改善された有効な通信チャネルを確立することが可能である。本発明のチャネル推定方法は、ＷＬＡＮシステムのアクセス・ポイント（ＡＰ）またはクライアント端末（ＣＬＴ）において実施することが可能である。いずれの場合でも、改善された通信チャネルを使用して、たとえば、選択した送信ビット・レートに対応する距離を拡大する、および／またはＡＰとＣＬＴとの間の送信ビット・レートを増大させることができる。さらに、または別法として、改善された通信チャネルを使用して、発生するＲＦ電力を低減し、したがって電力消費を低減することができる。

一実施形態によれば、本発明は、ＷＬＡＮシステムの信号処理の方法であり、本方法は、ＷＬＡＮシステムの第１ノードの第１アンテナおよび第２アンテナにおいてＷＬＡＮシステムの第２ノードから送信された入信号を受信すること、入信号に基づいて、第１アンテナおよび第２アンテナにそれぞれ対応する第１サブチャネルおよび第２サブチャネルの減衰情報を決定すること、各トーンについて相対減衰がより低いサブチャネルにほぼすべてのＲＦ電力が加えられる複数のトーンに基づく多搬送波変調方式を使用して、第１アンテナおよび第２アンテナから第２ノードに送信する出信号を生成することを備える。

他の実施形態によれば、本発明は、ＷＬＡＮシステムにおける第１ノードの装置であって、本装置は、（ｉ）第１ノードの第２アンテナおよび第２アンテナにおいて、ＷＬＡＮシステムの第２ノードから送信された入信号を受信し、（ｉｉ）入信号に基づいて、第１アンテナおよび第２アンテナにそれぞれ対応する第１サブチャネルおよび第２サブチャネルの減衰情報を決定するように適合された受信経路と、各トーンについて相対減衰がより低いサブチャネルにほぼすべてのＲＦ電力が加えられる複数のトーンに基づく多搬送波変調方式を使用して、第１アンテナおよび第２アンテナから第２ノードに送信する出信号を生成するように適合された送信経路とを備える。
本発明の他の態様、特徴、および利点は、以下の詳細な記述と、添付の特許請求の範囲と、付随する図とからより完全に明らかになるであろう。

従来の技術の代表的なＯＦＤＭトランシーバのブロック図である。 本発明の一実施形態によるＯＦＤＭトランシーバのブロック図である。 図２に示したトランシーバの動作において使用することができるＯＦＤＭパケットの構造の概略図である。 図２に示したトランシーバの動作において使用することができるＯＦＤＭパケットの構造の概略図である。 本発明の一実施形態による、図２に示したトランシーバのブランチ処理およびデマッピング回路のブロック図である。 本発明の他の実施形態による、図２に示したトランシーバのブランチ処理およびデマッピング回路の概略図である。 本発明の一実施形態による、図２に示したトランシーバのブランチ分割回路の概略図である。 本発明の一実施形態による、図２に示したトランシーバにおいて実施することができる分割方式を示すグラフである。 本発明の一実施形態による、図２に示したトランシーバにおいて実施することができる分割方式を示すグラフである。 本発明の他の実施形態による、図２に示したトランシーバにおいて実施することができる分割方式を示すグラフである。 本発明の他の実施形態による、図２に示したトランシーバにおいて実施することができる分割方式を示すグラフである。 本発明の他の実施形態による、図２に示したトランシーバにおいて実施することができる分割方式を示すグラフである。 本発明の他の実施形態による、図２に示したトランシーバにおいて実施することができる分割方式を示すグラフである。 図１のトランシーバに対する、図２のトランシーバの性能の向上を示すグラフである。 本発明の一実施形態による、図２のトランシーバにおいてチャネル状態情報（ＣＳＩ）を導出するために受信パケットを使用する方式を示すグラフである。 図２のトランシーバを含む通信シーケンスの様々なシナリオについてチャネル推定処理を示すグラフである。 図２のトランシーバを含む通信シーケンスの様々なシナリオについてチャネル推定処理を示すグラフである。 図２のトランシーバを含む通信シーケンスの様々なシナリオについてチャネル推定処理を示すグラフである。 図２のトランシーバを含む通信シーケンスの様々なシナリオについてチャネル推定処理を示すグラフである。 図２のトランシーバを含む通信シーケンスの様々なシナリオについてチャネル推定処理を示すグラフである。

本明細書における「一実施形態」または「実施形態」という言及は、その実施形態に関連して記述される特定の特徴、構造、または特性を本発明の少なくとも１つの実施形態において含むことができることを意味する。本明細書の様々な箇所の「一実施形態における」という句の出現は、必ずしも、すべて同じ実施形態を指すとは限らず、また他の実施形態と互いに排他的な別々の実施形態または代替実施形態でもない。

多ブランチ・トランシーバ
図２は、本発明の一実施形態によるＯＦＤＭトランシーバ２００のブロック図を示す。実施態様に応じて、トランシーバ２００は、１つのＡＰおよび１つまたは複数の無線ＣＬＴを有するコンテンション・ベースＷＬＡＮシステムまたは計画型ＴＤＤベースＷＬＡＮシステムに展開することができる。本発明の好ましいＷＬＡＮ構成では、ＡＰは、トランシーバ２００を有し、各ＣＬＴは、単一アンテナ・トランシーバ（たとえば図１のトランシーバ１００）を有する。本発明の代替ＷＬＡＮ構成では、ＡＰは、単一アンテナ・トランシーバを有し、少なくとも１つのＣＬＴは、トランシーバ２００を有する。

図１のトランシーバ１００と同様に、トランシーバ２００は、受信経路２０２および送信経路２０４を有し、両方とも、一端においてＭＡＣ２０６に結合される。しかし、トランシーバ１００とは対照的に、トランシーバ２００の各経路２０２および２０４は、２つのブランチ、すなわち２つの受信器ブランチ２４６ａ〜ｂおよび２つの送信器ブランチ２４４ａ〜ｂをそれぞれ有する。受信経路２０２のブランチ２４６ａ〜ｂのそれぞれは、ＲＦ受信器２２８、ＣＰ除去回路２３０、Ｓ／Ｐ変換器２３２、ＦＦＴ要素２３４と、および／またはＰ／Ｓ変換器２３６を含み、これらは、受信経路１０２（図１）の同様に符号を付けられた（すなわち最後の２つの数字が同じである）要素と同様である。同様に、送信経路２０４のブランチ２４４ａ〜ｂのそれぞれは、Ｓ／Ｐ変換器２１４、ＩＦＦＴ要素２１６、Ｐ／Ｓ変換器２１８、ＣＰ加算器２２０、およびＲＦ送信器２２２を含み、これらは、送信経路１０４（図１）の同様に名称付けされた要素と同様である。ブランチ２４４ａおよび２４６ａは、スイッチ２２６ａを介して第１アンテナ２２４ａに結合され、ブランチ２４４ｂおよび２４６ｂは、スイッチ２２６ｂを介して第２アンテナ２２４ｂに結合される。アンテナ２２４ａ〜ｂは、空間的に離れており、スイッチ２２６ａ〜ｂの状態に応じて、ＲＦ信号の送信または受信を送信器ブランチ２４４ａ〜ｂおよび受信器ブランチ２４６ａ〜ｂにそれぞれ提供する。代替実施形態では、本発明のトランシーバは、３つ以上のアンテナに選択的に結合された３つ以上のブランチをそれぞれが有する受信経路および送信経路を有することが可能である。

ブランチ２４４ａ〜ｂの他に、送信経路２０４は、たたみ込みエンコーダ２０８と、インタリーバ２１０と、マッピング変換器２１２と、ブランチ重み付けおよび分割回路２５０とを含む。ブランチ２４６ａ〜ｂの他に、受信経路２０２は、ブランチ処理およびデマッピング回路２６０と、デインタリーバ２４０と、たたみ込み（ビタビなど）デコーダ２４２とを含む。以下でより詳細に記述する回路２５０および２６０を除いて、経路２０２および２０４の他の上記に列挙した要素は、経路１０２および１０４（図１）の同様に名称付けされた要素と同様である。

一実施形態では、回路２５０および２６０は、ＲＦ受信器２２８ａ〜ｂおよびＭＡＣ２０６から信号を受信するために結合されたチャネル状態情報（ＣＳＩ）プロセッサ２７０によって制御される。プロセッサ２７０は、アンテナ２２４ａ〜ｂに対応する通信サブチャネルのＣＳＩ情報を導出および記憶するように構成される。本明細書で使用する際に、「サブチャネル」という用語は、アンテナ２２４ａ〜ｂの１つと他のトランシーバのアンテナとの間の信号伝播を支持する無線媒体を指す。具体的には、一構成では、アンテナ２２４ａ〜ｂに関連付けられた２つのサブチャネルのＣＳＩセットは、各サブチャネルについて、そのサブチャネルを介した各トーンの伝送に関連する減衰および／または位相シフトを含むことが可能である。異なる構成では、各トーンについて、ＣＳＩセットは、相対減衰がより低いサブチャネルを示す数（たとえば０または１）を含むことが可能である。一実施形態では、プロセッサ２７０は、現行ＣＳＩセットに基づいて生成された信号２７２ａ〜ｂを介して回路２５０および２６０を制御する。一構成では、プロセッサ２７０は、新しいＯＦＤＭパケットがトランシーバ２００に到達するたびに、ＣＳＩセットを更新する。

図３Ａ〜Ｂは、規格８０２．１１によるＯＦＤＭパケットの構造を示す。より具体的には、図３Ａは、１つのトーン（たとえばトーン数２０）に対応するＯＦＤＭパケットの一部の時間構造を示し、図３Ｂは、ＯＦＤＭパケット全体の時間周波数構造を示す。各ＯＦＤＭパケットは、ヘッダおよびデータ・ペイロード部分が続くプリアンブルを有する。プリアンブルは、それぞれが８μｓの長さの２つの部分を有し、ヘッダは、長さが４μｓであり、データ・ペイロード部分の長さは、可変である。トーン数−２１、−７、７、および２１は、４つのパイロット・トーンであり、図３Ｂのすべてのマーク付けされた（埋められた）矩形は、既知のトレーニング値に対応する。

プリアンブルの第１部分は、８００ｎｓの継続時間を有するトレーニング記号の１０の反復（図３Ａではｔ１からｔ１０まで名称付けされている）を有する。この部分は、図３Ｂに示すように数が４の整数倍（すなわち、トーン数−２４、−２０、−１６、−１２、−８、−４、４、８、１２、１６、２０、および２４）であるトーンのサブセットを使用して送信され、自動利得制御（ＡＧＣ）および粗周波数オフセットに使用される。プリアンブルの第２部分は、２つの正規のＯＦＤＭ記号スロットを占有する長いトレーニング記号（図３ＡではＴ１と名称付けされている）を有する。プリアンブルのこの部分は、５２のトーンをすべて使用して送信され（図３Ｂ）、タイミング、微細周波数オフセット、およびチャネル推定に使用される。プリアンブルには、ヘッダが続き、ヘッダは、図３Ａに示すように、１つの正規のＯＦＤＭ記号スロットを占有する。ヘッダは、符号化速度、変調のタイプ、およびパケット長に関する情報を含み、ヘッダには、データ・ペイロード部分が続く。

一実施形態では、トランシーバ２００のプロセッサ２７０は、プリアンブルの第２部分（図３ＡのＴ１）を処理することによって、ＣＳＩ情報を獲得する。この部分において送信されるすべての値は、既知のトレーニング値であるので、それぞれのアンテナに対応する通信サブチャネルにおける５２のトーンのそれぞれの伝播に対応する減衰および位相シフトを獲得することができる。一実施形態では、プロセッサ２７０は、複素数値Ｃ_ａ，ｂ（ｎ）の形態でＣＳＩ情報を導出および記憶する。各複素数値は、振幅および位相を有し、指標ａおよびｂはアンテナを指し、ｎはトーン数であり、各振幅｜Ｃ_ａ，ｂ（ｎ）｜および位相φ_ａ，ｂ（ｎ）は、それぞれの通信サブチャネルにおけるｎ番目のトーンの減衰および位相シフトにそれぞれ対応する。

一構成では、トランシーバ２００は、ＷＬＡＮシステムのＡＰとして動作する。トランシーバ２００の他に、ＷＬＡＮシステムは、１つまたは複数の単一アンテナＣＬＴを含む。ＣＬＴは、規格８０２．１１ａに記述されているように、無線媒体を共有し、それにより、一度に１つのＣＬＴのみが、ＡＰ２００にデータを送信し（アップリンク）、またはＡＰ２００からデータを受信する（ダウンリンク）。一実施形態では、プロセッサ２７０は、ＭＡＣ２０６によって提供されたＣＬＴ識別を使用して、各異なるＣＬＴについて異なるＣＳＩセットを導出および記憶する。

受信動作
このセクションは、本発明の実施形態によるトランシーバ２００の受信動作に関する。トランシーバ２００が、ＷＬＡＮシステムのＡＰとして構成された場合、受信動作は、アップリンク（ＵＬ）伝送に対応する。好ましい構成では、ＷＬＡＮシステムは、（ｉ）トランシーバ２００を有するＡＰと、（ｉｉ）それぞれが図１のトランシーバ１００などの単一アンテナ・トランシーバを有する１つまたは複数のＣＬＴとを含む。

ＵＬ伝送中、トランシーバ２００は、２つのアンテナ２２４ａ〜ｂを介してＣＬＴからＲＦ信号を受信する。２つ以上のアンテナを使用することにより、（ｉ）アレイ利得および（ｉｉ）空間多様性の効果のために、信号受信が改善される。「アレイ利得」という用語は、２つのアンテナが、単一アンテナに対応するエネルギー量の２倍を平均して獲得するということに関する。「空間多様性」という用語は、異なるアンテナでの信号受信が、異なる（相関のない）フェーディング効果を通常受けるということに関する。したがって、１つのサブチャネルに対応する信号が、深いフェードにある場合、第２サブチャネルに対応する信号が同様に深いフェードにある確率は、相対的に低い。その結果、獲得されたＲＦ電力の時間的な揺らぎの大きさは低減され、これにより、ＡＰとＣＬＴとの間により確実な有効通信チャネルが生成される。

図４は、本発明の一実施形態によるトランシーバ２００（図２）の回路２６０として使用することができる回路４００を示す。すでに上記で指摘したように、回路２６０は、２つのアンテナ２２４ａ〜ｂに結合された２つの受信器ブランチ２４６ａ〜ｂの出力を処理する。図４の回路４００は、２つのデマッピング変換器１３８ａ〜ｂを備え、各変換器は、対応する受信器ブランチ２４６に結合される。各変換器１３８は、対応するＦＦＴ要素２３４によって生成された周波数領域の同相（Ｉ）値および直角位相（Ｑ）値に基づいて、各情報ビットについてソフト高信頼値を生成する。情報ビットに対応する２つのソフト値は、ソフト加算器４０２に加えられ、そこで、値は、その情報ビットについて新しいソフト高信頼値を生成するために、当技術分野において既知であるように最尤（ＭＬ）組み合わせされる。この新しいソフト高信頼値は、回路４００から出力されて、図２のデインタリーバ２４０に加えられる。

図５は、本発明の他の実施形態によるトランシーバ２００の回路２６０（図２）として使用することができる回路５００を示す。回路５００は、Ｉ／Ｑプロセッサ５０２およびデマッピング変換器１３８を備える。各ＯＦＤＭトーンについて、プロセッサ５０２は、Ｉ’／Ｑ’と表記される新しいＩ／Ｑ対を生成するために、ＦＦＴ要素２３４ａおよび２３４ｂによってそれぞれ生成された２つのＩ／Ｑ対を処理する。次いで、Ｉ’／Ｑ’対が１つのトーンから発せられたかのように、Ｉ’／Ｑ’対を変換器１３８によって処理する。一実施形態では、プロセッサ５０２は、当技術分野において一般に最大比率組合わせ（ＭＲＣ）と呼ばれる技法を実施する。

一実施形態では、プロセッサ５０２は、Ｉ／Ｑ対を以下のように処理する。各トーンについて、以下の式により複素数値Ｚ（ｎ）を計算する。
Ｚ（ｎ）＝Ｗ_ａ（ｎ）（Ｉ_ａ（ｎ）＋ｉＱ_ａ（ｎ））＋Ｗ_ｂ（ｎ）（Ｉ_ｂ（ｎ）＋ｉＱ_ｂ（ｎ）） （１）
上式で、指標ａおよびｂはアンテナを指し、ｎはトーン数であり、Ｉ_ａ（ｎ）／Ｑ_ａ（ｎ）およびＩ_ｂ（ｎ）／Ｑ_ｂ（ｎ）は、ｎ番目のトーンに対応するＩ／Ｑ対であり、それぞれブランチ２４６_ａおよび２４６_ｂによってプロセッサ５０２に加えられ、Ｗ_ａ（ｎ）およびＷ_ｂ（ｎ）は、重み付け係数である。次いで、ｎ番目のトーンに対応するＩ’／Ｑ’対を以下のようにＺ（ｎ）から決定することができる。
Ｉ’（ｎ）＝ＲｅＺ（ｎ） （２Ａ）
Ｑ’（ｎ）＝ＩｍＺ（ｎ） （２Ｂ）

一実施態様では、重み付け係数は、以下のようにＣＳＩセットから導出される。

上式でＣ_ａ，ｂ（ｎ）は、ＣＳＩ情報に対応し、先行セクションで説明した複素数であり、アスタリスクは、複素共役を表す。

一実施形態では、式（３）による重み付け係数Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）の導出は、プロセッサ２７０において実施される。他の実施形態では、信号２７２ａ〜ｂは、Ｃ_ａ，ｂ（ｎ）の値をプロセッサ２６０に提供し、そこで、式（３）に対応する処理が実施され、重み付け係数Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）が生成される。異なる実施形態では、式（３）に対応する処理とは異なる処理をプロセッサ２６０またはプロセッサ２７０において実施して、重み付け係数を生成することが可能である。

一実施形態では、プロセッサ５０２は、２つの複素数乗算器５０４ａ〜ｂおよび複素数加算器５０８を含む。各乗算器５０４は、２つの入力を受信する。たとえば、乗算器５０４ａは、受信器ブランチ２４６ａから信号５０６ａを受信し、ＣＳＩプロセッサ２７０から信号２７２ａを受信する（図２）。同様に、乗算器５０４ｂは、受信器ブランチ２４６ｂから信号５０６ｂを受信し、ＣＳＩプロセッサ２７０から信号２７２ｂを受信する。信号５０６ａおよび５０６ｂは、それぞれ、Ｉ_ａ（ｎ）／Ｑ_ａ（ｎ）対およびＩ_ｂ（ｎ）／Ｑ_ｂ（ｎ）対を提供し、信号２７２ａおよび２７２ｂは、それぞれ、重み付け係数Ｗ_ａ（ｎ）およびＷ_ｂ（ｎ）を提供する。各乗算器５０４は、複素数乗算を実施して、各トーンについて重み付きＩ／Ｑ対を生成する。その結果は、加算器５０８に加えられ、そこで、各トーンについて、２つの重み付きＩ／Ｑ対を組み合わせて、Ｉ’／Ｑ’対を生成する。次いで、この対は、変換器１３８に加えられて、変換器１３８によって処理され、その出力は、図２のデインタリーバ２４０に加えられる。

本発明者自身の研究は、上記で記述した実施形態による２つのアンテナを介して信号を受信して、信号を処理するトランシーバ２００が、単一アンテナ・トランシーバ（たとえばトランシーバ１００）と比較して信号対雑音比（ＳＮＲ）を、約１％と１０％との間のパケット誤り率（ＰＥＲ）について約５から８ｄＢ改善することを実証した。この改善を使用して、たとえば、選択した送信ビット・レートに対応する距離を拡大する、および／またはたとえばＡＰとＣＬＴとの間の送信ビット・レートを増大させることができる。さらに、または代替として、この改善を使用して、発生するＲＦ電力を低減することが可能である。そのような電力の低減は、無線ＣＬＴの電池寿命を延長するのに役立つ可能性がある。

送信動作
このセクションは、トランシーバ２００の送信動作に関する。トランシーバ２００が、ＷＬＡＮシステムのＡＰとして構成された場合、送信動作は、ダウンリンク（ＤＬ）伝送に対応する。

ＤＬ伝送中、ＡＰトランシーバ２００は、２つのアンテナ２２４ａ〜ｂを介してＲＦ信号をＣＬＴに送信する。一実施形態では、トランシーバ２００は、各トーンに対応する信号を処理することによって、２つのアンテナ上で送信する重み付きＯＦＤＭパケットを生成する。処理は、各トーンについて、（ｉ）トーンに対応するＲＦ電力をアンテナ間において分割すること、（ｉｉ）異なる送信器ブランチにおいて、異なる位相シフトをトーンに対応する信号に加えることを含むことが可能である。そのような処理は、個々のトーンの強い減衰（フェーディング）など、通信チャネルの望ましくない影響を大きく低減する。たとえば、各トーンについて、異なるアンテナを介して送信された信号は、単一アンテナＣＬＴなどの宛先受信器にほぼ同相で到着して、強め合って干渉するように位相シフトされる。その結果、改善された有効な通信チャネルが、ＡＰとＣＬＴとの間に確立される。

図６は、本発明の一実施形態によるトランシーバ２００の回路２５０（図２）として使用することができる回路６００を示す。回路６００は、２つのアンテナ２２４ａ〜ｂ上で送信されたＲＦ電力の分配を制御するように設計される。各ＯＦＤＭトーンについて、回路６００は、マッピング変換器２１２によって生成されたＩ／Ｑ対を処理して、送信器ブランチあたり１つの対で、２つの重み付きＩ_ａ，ｂ／Ｑ_ａ，ｂ対を生成する。次いで、各重み付き対は、対応する送信器ブランチ２４４に加えられ、それぞれのアンテナ２２６を介して対応するＲＦ信号を送信するために、独立して処理される。

一実施形態では、回路６００は、以下のようにＩ／Ｑ対を処理する。
Ｉ_ａ，ｂ（ｎ）＝Ｒｅ｛Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）（Ｉ（ｎ）＋ｉＱ（ｎ））｝ （４Ａ）
Ｑ_ａ，ｂ（ｎ）＝Ｉｍ｛Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）（Ｉ（ｎ）＋ｉＱ（ｎ））｝ （４Ｂ）
上式で、Ｉ_ａ（ｎ）／Ｑ_ａ（ｎ）およびＩ_ｂ（ｎ）／Ｑ_ｂ（ｎ）は、ｎ番目のトーンに対応する重み付きＩ／Ｑ対であり、それぞれブランチ２４４ａおよび２４４ｂに加えられる。Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）は、重み付け係数である。

一実施形態では、回路６００は、回路５００の乗算器５０４ａ〜ｂ（図５）と同様の２つの複素数乗算器６０４ａ〜ｂを含む。各乗算器６０４は、２つの入力を受信し、第１は、変換器２１２の出力のコピーであり、第２は、ＣＳＩプロセッサ（図２）からの対応する信号２７２である。各乗算器６０４は、複素数の乗算を実施し、たとえば式４Ａ〜Ｂにより、各トーンについて重み付きＩ／Ｑ対を生成する。次いで、この対は、対応する送信器ブランチ２４４に加えられる。

図７Ａ〜Ｂは、本発明の一実施形態によるトランシーバ２００において実施することができる分割方式を示す。これ以後、この方式を最大比率送信（ＭＲＴ）方式と呼ぶ。より具体的には、図７Ａおよび７Ｂは、トランシーバ２００のブランチ２４４ａおよび２４４ｂにそれぞれ対応する代表的なＯＦＤＭトーンを示す。Ｈ_ａ，ｂ（ｆ）と名称付けされた２つの曲線は、対応する通信サブチャネルの空間特性を表す。関数Ｈ_ａ，ｂ（ｆ）は、周波数ｆの複素関数であり、振幅｜Ｈ_ａ，ｂ（ｆ）｜および下記のように表わされる位相

に関して表すことができる。関数Ｈ_ａ，ｂ（ｆ）の大きさのみを図７Ａ〜Ｂに示す。一実施形態では、ＣＳＩ情報は、以下の式によって表される関数Ｈ_ａ，ｂ（ｆ）の離散サンプルに関する複素数値Ｃ_ａ，ｂ（ｎ）を備える。
Ｃ_ａ，ｂ（ｎ）＝Ｈ_ａ，ｂ（ｆ_ｎ） （５）
上式で、ｆ_ｎは、ｎ番目のトーンに対応する周波数である。パケットのプリアンブルを使用してＣ_ａ，ｂ（ｎ）を導出することができる受信動作とは対照的に、送信動作では、Ｃ_ａ，ｂ（ｎ）の値は、直接には利用可能でなく、たとえば次のセクションにおいてより詳細に記述するチャネル推定方式の１つを使用して、別々に獲得する必要がある。

一実施態様では、ＭＲＴ方式において使用される重み付け係数Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）は、式（３）により計算される。したがって、各トーンについて、各通信サブチャネルは、送信係数Ｔ_ａ，ｂ｜Ｈ_ａ，ｂ（ｆ_ｎ）｜に比例するＲＦエネルギーの部分を受信する。この場合、サブチャネルにおけるトーンの減衰は、１／Ｈ_ａ，ｂ（ｆ_ｎ）に比例する。たとえば、図７Ａ〜Ｂに示したサブチャネルの状態では｜Ｈ_ａ（ｆ_ｎ）｜＞｜Ｈ_ｂ（ｆ_ｎ）｜なので、アンテナ２２４ａは、アンテナ２２４ｂより、ｎ番目のトーンに対応するＲＦエネルギーを多く送信する。

ＲＦ電力分配の他に、各トーンについて、ＭＲＴ方式は、それぞれの通信サブチャネルにおいて獲得される位相シフトを事前補償する。たとえば、ｎ番目のトーンについて、式（３）によって与えられた重み付け係数Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）を適用することにより、図７Ａ〜Ｂのそれぞれの位相サークル図によって例示的に示すように、送信前に−φ_ａ，ｂ（ｎ）の位相シフトが分与される。この位相シフトは、送信後に、通信サブチャネルの位相シフトによってほぼ消去される。その結果、各トーンについて、異なるアンテナを介して送信された信号は、ＣＬＴなどの宛先受信器にほぼ同相で到着して、強め合う干渉をする。

図８Ａ〜Ｂは、本発明の他の実施形態によるトランシーバ２００において実施することができる分割方式を示す。これ以後、この方式を等価利得送信（ＥＧＴ）方式と呼ぶ。図８Ａ〜Ｂは、図７Ａ〜Ｂと同様であり、それぞれブランチ２４４ａおよび２４４ｂに対応するＯＦＤＭトーンを表す。

一実施態様では、ＥＧＴ方式において使用される重み付け係数Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）は、以下のように式（６）により計算される。

したがって、ＭＲＴ方式とは異なり、ほぼ等しいＲＦ電力が、各トーンについて２つの通信サブチャネルに加えられる。しかし、ＭＲＴ方式と同様に、ＥＧＴ方式は、それぞれの通信サブチャネルにおいて獲得される位相シフトを事前補償する。たとえば、ｎ番目のトーンについて、式（６）によって与えられた重み付け係数Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）を適用することにより、送信前に−φ_ａ，ｂ（ｎ）の位相シフトが分与される。したがって、ＭＲＴ方式と同様に、ＥＧＴ方式は、宛先受信器において強め合う干渉を生成する。

図９Ａ〜Ｂは、本発明の他の実施形態によるトランシーバ２００において実施することができる分割方式を示す。これ以後、この方式をサブチャネル選択送信（ＳＳＴ）方式と呼ぶ。図９Ａ〜Ｂは、図７Ａ〜Ｂおよび図８Ａ〜Ｂと同様であり、ブランチ２４４ａ（図９Ａ）および２４４ｂ（図９ｂ）に対応するＯＦＤＭトーンを表す。

一実施態様では、ＳＳＴ方式において使用される各重み付け係数Ｗ_ａ，ｂ（ｎ）は、１または０であり、たとえば以下のように決定される。
Ｗ_ａ（ｎ）＝１およびＷ_ｂ（ｎ）＝０，｜Ｃ_ａ（ｎ）｜≧｜Ｃ_ｂ（ｎ）｜の場合 （７Ａ）
Ｗ_ａ（ｎ）＝０およびＷ_ｂ（ｎ）＝１，｜Ｃ_ａ（ｎ）｜＜｜Ｃ_ｂ（ｎ）｜の場合 （７Ｂ）
したがって、各トーンについて、最低の減衰を有する通信サブチャネルは、そのトーンに対応する全ＲＦ電力を受信する。たとえば、図９Ａ〜Ｂに示すように、アンテナ２２４ａは、ｎ番目および（ｎ＋１）番目のトーンに対応するＲＦ信号を送信し、一方、アンテナ２２４ｂは、（ｎ−１）番目のトーンに対応するＲＦ信号を送信する。ＭＲＴ方式およびＥＧＴ方式とは対照的に、ＳＳＴ方式は、位相シフト事前補償を実施しない。しかし、各トーンに対応するＲＦ電力が、唯一のサブチャネルに加えられ、それにより、宛先受信器における異なるサブチャネルからのＲＦ信号の弱め合う干渉の問題に対処する。

図１０は、トランシーバ１００など、６、１８、および５４Ｍｂｉｔ／ｓで動作するトランシーバ２００の送信性能と、同様に動作する単一アンテナ・トランシーバの送信性能とを比較する。より具体的には、各トランシーバについて、パケット誤り率（ＰＥＲ）対ＳＮＲ曲線が、１００ｎｓの特徴的な崩壊定数を有する代表的な通信チャネルについて示されている。トランシーバ２００では、ＭＲＴ方式、ＥＧＴ方式、およびＳＳＴ方式に対応するＰＥＲ対ＳＮＲ曲線が、各ビット・レートについて示されている。図１０からわかるように、ＰＥＲ＝５％（水平点線によって示す）において、トランシーバ２００は、３つのビット・レートのそれぞれについて、トランシーバ１００に対し、約５．５ｄＢと７．５ｄＢの間の性能の改善を実現する。すなわち、所与の送信電力レベルについて、トランシーバ２００は、トランシーバ１００より長い距離にわたって送信することができ、かつ依然として同じまたはより良好なＰＥＲを達成することができる。ＭＲＴ方式は、最大の性能の改善を提供し、この場合、ＭＲＴ方式とＥＧＴ方式およびＳＳＴ方式とのＳＮＲの差は、それぞれ、約０．５〜１．０ｄＢおよび１．０〜１．５ｄＢである。受信動作と同様に、これらの性能の改善を使用して、たとえば、選択した送信ビット・レートに対応する距離を拡大する、通信トランシーバ間の送信ビット・レートを増大させる、および／または電力消費を低減することができる。

チャネル推定
上記で記述したように、トランシーバ２００は、他のトランシーバから受信したアップリンク（ＵＬ）パケットからＣＳＩ情報を導出して、（１）それらの受信ＵＬパケットの処理、および（２）他のトランシーバに再び送信されるその後のＤＬパケットの処理の両方に使用する。一般に、以下で記述するチャネル推定方法を、コンテンション・ベースＷＬＡＮシステムおよび計画ＴＤＤベースＷＬＡＮシステムの両方について実施することができる。しかし、適切であれば指摘するように、以下で考慮する通信のいくつかのシナリオは、コンテンション・ベースＷＬＡＮシステムのみに特有である。

図１１は、本発明の一実施形態による、特定の（単一アンテナ）ＣＬＴトランシーバからＡＰトランシーバ２００において受信したＵＬパケットを使用して、トランシーバ２００からその特定のＣＬＴに送信するその後のＤＬパケットを生成するために使用することが可能であるＣＳＩ情報を導出する方法を一般的に示す。

具体的には、ＵＬ伝送中、ＣＬＴは、パケット１１０２をＡＰ２００に送信し、このパケットは、アンテナ２２４ａおよび２２４ｂを介してパケット１１０２’および１１０２”としてそれぞれ受信される。各パケット１１０２’および１１０２”のプリアンブル（図１１ではＰと名称付けされている）を使用して、プロセッサ２７０は、たとえば図２、４、および５の文脈において上記で記述したように、このＵＬ伝送中に対応する通信サブチャネルの状態についてＣＳＩ情報を導出する。２つのサブチャネルのＣＳＩ情報は、トランシーバ２００と特定のＣＬＴとの間のチャネルについて現行のＣＳＩセットを形成する。プロセッサ２７０は、現行ＣＳＩＬセットが生成された時間を追跡する。その後のＤＬ伝送中、ＡＰ２００は、アンテナ２２４ａおよび２２４ｂを介して重み付きパケット１１０４’および１１０４”をそれぞれ送信し、これらのパケットは、パケット１１０４を生成するために、ＣＬＴにおいて重ね合わされる。２つのトランシーバ間のチャネルの特性は、時間の経過と共に変化するので、ＣＳＩ情報の所与のセットの精度は、通常、その情報の年齢に依拠することになる（すなわち、ＣＳＩ情報が導出された最近のＵＬパケットの受信と、その後のＤＬパケットの送信との間の時間）。

図１１に示すシナリオは、２つの異なる状況に対応すると考えられる。一方の状況では、ＣＬＴは、トランシーバ２００で前後に送信されているパケットの現行シーケンスを開始し、一方他の状況では、トランシーバ２００は、現行通信シーケンスを開始する。前者の状況では、パケット１１０２は、通信シーケンスの第１パケットを表すと考えられ、パケット１１０４は、第２パケットを表すと考えられる。その場合、ＣＳＩ情報は、比較的最近ＵＬパケット１１０２から導出されており、ＤＬパケット１１０４を正確に処理するために安全に使用することが可能である。

しかし、トランシーバ２００が通信シーケンスを開始する他の状況では、パケット１１０４は、現行通信シーケンスの第１パケットを表し、一方パケット１１０２は、（たとえば、以前の通信シーケンス中に）同じＣＬＴからトランシーバ２００において受信した最後のパケットを表す可能性がある。その場合、ＵＬパケット１１０２から導出されたＣＳＩ情報は、比較的古い可能性があり、したがって、ＤＬパケット１１０４を処理するためにそのＣＳＩ情報を使用するかの問題に対処する必要がある。１つの可能な実施態様では、トランシーバ２００は、ＣＳＩセットが指定時間期間内に生成された場合のみ、現行ＣＳＩセットをＤＬパケット１１０４の処理に使用する。ＣＳＩセットが古過ぎる場合、トランシーバ２００は、「ブラインド」分割方式を適用する。この時間ベースの閾値処理を、ＣＳＩセットの年齢ｔ_ｐを現行閾値ｔ_０と比較することによって図１１に示す。閾値ｔ_０は、たとえば通信チャネルの現行崩壊定数の関数として時間の経過と共に変化する可能性があり、または定数である可能性があることに留意されたい。

現行ＣＳＩセットが古過ぎる場合、以下のブラインド分割方式の１つを使用することができる。すなわち（１）１つのアンテナのみを介して信号を送信する、（２）位相を調節せずに、アンテナ間でＲＦ電力を分割する（たとえば５０／５０）、および（３）２つの信号コピーをそれぞれ異なるアンテナを介して送信し、第２コピーが、第１コピーより時間が遅れている。一実施形態では、時間遅延ブラインド分割方式を実施するために、送信器ブランチ２４４ｂは、ＣＰ加算器２２０ｂとＲＦ送信器２２２ｂとの間に随意選択の遅延回路（図２には示さず）を含む。

現行ＣＳＩセットを使用する場合、プロセッサ２７０は、たとえば上記で記述したＭＲＴ、ＥＧＴ、およびＳＳＴの分割方式の１つとすることができる選択した分割方式に基づいて決定された重み付け係数を適用するように、回路２５０を構成する。分割方式を適用することにより、ＡＰとＣＬＴとの間に改善された有効な通信チャネルが生成されるので、たとえば通常のダウンリンク中よりも高いビット・レートを使用して、改良されたダウンリンクを実施することができる。改良ダウンリンクに対応するより高いビット・レートを、図１１のアスタリスクによって例示的に示す。

図１２〜１５は、ＡＰトランシーバ２００とＣＬＴ（単一アンテナ）トランシーバとの間における通信シーケンスの異なるシナリオについて、チャネル推定処理の適用を示す。

より具体的には、図１２Ａ〜Ｂは、ＡＰ２００と単一アンテナＣＬＴとの間における２つの代表的な通信シーケンスを示し、各送信パケットを実線で示し、各受信パケットを点線で示す。図１２Ａ〜Ｂに示した両方の通信シーケンスとも、２つのデータ・パケットを有し、それぞれには肯定応答（ＡＣＫ）が続く。肯定応答は、サービスＯＦＤＭパケットであり、これは、対応するデータ・パケットが宛先パーティによって受信された発信パーティを確認する。ＡＣＫパケットが受信されない場合、発信パーティは、データ・パケットを再送信する。

図１２Ａの通信シーケンスは、ＤＬデータ・パケットが続くＵＬデータ・パケットを有し、それぞれには対応する肯定応答が続く。ＵＬ伝送中、ＡＰ２００は、アンテナ２２４ａ〜ｂを介して、ＣＬＴによって送信されたデータ・パケット１２０２に対応するデータ・パケット１２０２’および１２０２”を受信する。応答して、ＡＰ２００は、ＡＣＫパケット１２０４’および１２０４”を送信し、これらは、ＣＬＴによってＡＣＫパケット１２０４として受信される。ＡＰ２００のプロセッサ２７０は、パケット１２０２’および１２０２”のプリアンブル（Ｐ）を使用してＣＳＩセットを導出し、記憶する。ＣＳＩセットに基づいて、プロセッサ２７０は、たとえば先行セクションにおいて記述したように、選択した分割方式をその後のＤＬ伝送の１つまたは複数に適用するように回路２５０を構成する。分割方式を適用することにより、ＡＰとＣＬＴとの間に改善された有効な通信チャネルが得られる可能性が高いので、たとえばＵＬパケット１２０２を送信するために使用したビット・レートより高いビット・レートを使用して、改良ダウンリングを実施することができる。

改良ダウンリング中、ＡＰ２００は、重み付きデータ・パケット１２０６’および１２０６”を生成して、アンテナ２２４ａ〜ｂを介して送信し、こられのパケットは、ＣＬＴによってデータ・パケット１２０６として受信される。パケット１２０６（’）（”）に対応するより高いビット・レートを図１２Ａのアスタリスクによって示す。ＣＬＴによるデータ・パケット１２０６の受信は、ＡＣＫパケット１２０８を介して肯定応答される。一構成では、重み付きデータ・パケット１２０６’および１２０６”を生成するために分割方式を適用することの他に、ＡＰ２００は、重み付きＡＣＫパケット１２０４’および１２０４”を生成するためにその方式を適用するようにも構成することが可能である。

図１２Ｂの通信シーケンスは、２つのＤＬデータ・パケットを有し、それぞれには対応する肯定応答が続く。第１ＤＬ伝送中、ＡＰ２００は、重み付きデータ・パケット１２１２’および１２１２”を生成して、アンテナ２２４ａ〜ｂを介して送信し、これらのパケットは、ＣＬＴによってデータ・パケット１２１２として受信される。第１ダウンリングは、（ａ）たとえば図１２Ａの改良ダウンリンクと同様に、対応するＣＳＩセットを使用して実施された改良ダウンリング、または（ｂ）たとえば、ＣＳＩセットが利用可能でない場合、または満了した場合、ブラインド分割方式を使用する通常のダウンリングとすることが可能である。ＣＬＴによるデータ・パケット１２１２の受信は、ＡＣＫパケット１２１４を介して肯定応答される。ＡＰ２００は、ＡＣＫパケット１２１４’および１２１４”として肯定応答を受信し、これらのパケットのプリアンブルを使用して、新しいＣＳＩセットを導出する。新しいＣＳＩセットは、たとえば以前に記憶されたＣＳＩセットと交換するために、プロセッサ２７０に記憶される。次いで、図１２Ｂに示す第２ダウンリンク中に、新しいＣＳＩセットを使用する。図１２Ａのダウンリンクと同様に、図１２Ｂのダウンリンクは、改良ダウンリンクである。

図１２Ｂの第２ダウンリンク中、ＡＰ２００は、重み付きデータ・パケット１２１６’および１２１６”を生成して、アンテナ２２４ａ〜ｂ上で送信し、これらのパケットは、ＣＬＴによってデータ・パケット１２１６として受信される。データ・パケット１２１６’および１２１６”に対応し、かつアスタリスクによって示したビット・レートは、図１２Ｂのパケット１２１２’および１２１２”に対応し、かつ「＃」符号によって示したものとは異なる（好ましくはより高い）可能性がある。ＣＬＴによるデータ・パケット１２１６の受信は、ＡＣＫパケット１２１８を介して肯定応答される。

図１２のシナリオでは、時間軸の断続によって示した比較的長い時間期間（時間遅れ）が、ＣＳＩセットの導出とその後の適用との間に経過する可能性がある。時間遅れは、たとえば、コンテンション・ベースＷＬＡＮシステムの「公正なコンテンション」無線媒体共有機構による可能性がある。通常、図１２のシナリオの最良の結果は、以下の条件が当てはまるときに生じる。すなわち、（Ａ）無線媒体が、重度に輻輳していない、（Ｂ）通信チャネルが、強い時間変動を受けない、（Ｃ）ＡＰとＣＬＴとの間の経路に隣接して、移動するＲＦ波散乱物体が存在しない、（Ｄ）ＡＰおよびＣＬＴ自体が、運動していない。

図１３〜１５のシナリオでは、ＡＰ２００は、ＣＬＴから能動的に送信請求されたパケットを使用して、ＣＳＩ情報を導出する。送信請求されたＵＬパケットは、対応するＤＬパケットを送信する直前の比較的短い時間間隔内に受信されるので、ＵＬパケットを処理することによって導出されたＣＳＩセットは、ＤＬ伝送中の通信チャネルの状態について比較的正確な推定を提供する。

図１３のシナリオは、通信チャネルの確保と、ＣＳＩ情報の獲得との両方のために、規格８０２．１１において規定されたチャネル確保機構を使用することを示す。規格によれば、チャネル確保は、２つのサービスＯＦＤＭパケットを使用して実施される。第１サービス・パケットは、データ発信パーティによって送信され、送信要求（ＲＴＳ）と呼ばれる。第２サービス・パケットは、利用可能であり、かつデータを受信する準備ができている宛先パーティからの肯定応答（送信可、ＣＴＳ）である。

図１３は、ＡＰ２００と単一アンテナＣＬＴとの間で交換されるＲＴＳパケットおよびＣＴＳパケットを含んでいる代表的な通信シーケンスを示す。図１２と同様に、各送信パケットを実線で示し、各受信パケットを点線で示す。図１３の通信シーケンスは、ＡＰ２００からの送信要求（ＲＴＳパケット１３０２’および１３０２”）で開始され、この送信要求は、ＣＬＴによってＲＴＳパケット１３０２として受信される。ＲＴＳパケット１３０２’および１３０２”は、ブラインド分割方式を使用して送信されることが好ましい。応答して、ＣＬＴは、ＣＴＳパケット１３０４を送信し、このパケットは、パケット１３０４’および１３０４”としてアンテナ２２４ａ〜ｂを介してＡＰ２００によって受信される。ＡＰ２００のプロセッサ２７０は、パケット１３０４’および１３０４”のプリアンブル（Ｐ）を使用してＣＳＩセットを導出する。ＣＳＩセットに基づいて、プロセッサ２７０は、重み付きデータ・パケット１３０６’および１３０６”を生成して送信するために、選択した（ＭＲＴ、ＥＧＴ、またはＳＳＴ）分割方式を適用するように回路２５０を構成し、これらのパケットは、ＣＬＴによってパケット１３０６として受信される。ＣＬＴによるパケット１３０６の受信は、ＡＣＫパケット１３０８を介して肯定応答される。

すでに上記で指摘したように、図１２のシナリオでは、ＡＰ２００は、ＣＳＩ情報が導出された後、無線媒体にアクセスするために、他の端末と競合しなければならない可能性がある。対照的に、図１３のシナリオでは、パケットのシーケンスは、規格により事前に確定される。具体的には、パケット１３０４と１３０６との間の時間間隔中に、他の端末が妨害する（パケットを送信する）ことは可能ではない。その結果、それらのパケット間の時間遅れは、比較的小さいはずである；パケット１３０４’および１３０４”の処理から導出されたＣＳＩセットは、通信サブチャネルの状態の正確な推定を提供するはずである；図１３のアスタリスクによって示すように、パケット１３０６’および１３０６”を送信するために、比較的高いビット・レートを使用する改良ダウンリンクを実施することができる。

図１４のシナリオは、規格８０２．１１において規定された断片モード、または規格ＨＩＰＥＲＩＬＡＮ／２において規定された同様のモードの使用を示す。そのようなモード中、データ・シーケンスが、２つ以上のデータ・パケット間において分割（断片化）され、次いで、順次送信される。例示するように、図１４は、２つの断片Ｆ０およびＦ１を送信する通信シーケンスを示す。

図１４の通信シーケンスは、短い（ほぼ空であることが好ましい）データ断片Ｆ０を送信することで開始される。このデータ断片は、ＡＰ２００によってパケット１４０２’および１４０２”を使用してアンテナ２２４ａ〜ｂを介して送信され、ＣＬＴによってパケット１４０２として受信される。パケット１４０２’および１４０２”は、ブラインド分割方式を使用して送信されることが好ましい。応答して、ＣＬＴは、ＡＣＫパケット１４０４を送信し、このパケットは、ＡＰ２００によってパケット１４０４’および１４０４”として受信される。ＡＰ２００のプロセッサ２７０は、パケット１４０４’および１４０４”のプリアンブル（Ｐ）を使用してＣＳＩセットを導出し、このＣＳＩセットに基づいて、データ断片Ｆ１を有する重み付きデータ・パケット１４０６’および１４０６”を生成し、送信するために、選択した（ＭＲＴ、ＥＧＴ、またはＳＳＴ）分割方式を適用するように回路２５０を構成する。パケット１４０６’および１４０６”は、ＣＬＴによってパケット１４０６として受信され、ＡＣＫパケット１４０８を介して肯定応答される。

図１３のシナリオと同様に、図１４のシナリオでは、パケットのシーケンスは、規格により事前に確定される。具体的には、他の端末は、パケット１４０４と１４０６との間の時間間隔中に妨害しない。その結果、図１４のアスタリスクによって示すように、パケット１４０６’および１４０６”を送信するために、比較的高いビット・レートを使用する改良ダウンリンクを実施することができる。

図１５のシナリオは、規格８０２．１１において規定された点座標関数（ＰＣＦ）モードの使用を示す。そのようなモード中、ＡＰは、コンテンションのない（ＣＦ）データ転送を提供するために、無線媒体へのアクセスを一時的に制御し、一方、「公正なコンテンション」無線媒体共有機構は、一時的に中断される。図１５は、ＰＣＦモードに対応する代表的な通信シーケンスを示す図である。

図１５の通信シーケンスは、規格８０２．１１において規定された２つのサービス・パケットで開始される。第１サービス・パケット（図１５ではＢＥＡＣと名称付けされている）は、ＷＬＡＮシステムのタイミングを確定し、かつ同期をすべてのＣＬＴに提供するために、ＡＰ２００によってブロードキャストされた周期的なビーコンである。ビーコンを使用して、ビーコンの後に開始されるＣＦ期間を公表することもできる。第２サービス・パケット（図１５ではＣＦポーリングと名称付けされている）は、ＣＦ期間中に送信する特定のＣＬＴに対する許可である。ＣＦポーリング・パケットに応答して、ＣＬＴは、ＡＣＫパケット１５０４を送信し、これは、ＡＰ２００によってパケット１５０４’および１５０４”として受信される。ＡＰ２００のプロセッサ２７０は、パケット１５０４’および１５０４”のプリアンブル（Ｐ）を使用してＣＳＩセットを導出し、このＣＳＩセットに基づいて、重み付きデータ・パケット１５０６’および１５０６”を生成し、送信するために、選択した（ＭＲＴ、ＥＧＴ、またはＳＳＴ）分割方式を適用するように回路２５０を構成する。これらのデータ・パケットは、ＣＬＴによってパケット１５０６として受信される。ＣＬＴによるパケット１５０６の受信は、ＡＣＫパケット１５０８を介して肯定応答される。ＣＦ期間の終了は、ＡＰ２００によって第３サービス・パケット（図１５ではＣＦ終了と名称付けされている）を介して公表される。ＢＥＡＣ、ＣＦポーリング、およびＣＦ終了のパケットは、ブラインド分割方式を使用して送信されることが好ましい。

図１５のシナリオは、デフォルトによって、ＣＦ期間中に実施されるので、他の端末は、パケット１５０４と１５０６との間の時間間隔中に妨害することはできない。その結果、図１３および１４のシナリオと同様に、図１５のアスタリスクによって示すように、パケット１５０６’および１５０６”を送信するために、比較的高いビット・レートを使用する改良ダウンリンクを実施することができる。

図１１〜１５のシナリオは、（多ブランチ）トランシーバ２００に関して記述されているが、それらの方式は、単一アンテナに結合された１つの受信器ブランチおよび１つの送信器ブランチを有するトランシーバに適用することも可能である。ＲＦ電力を様々なトーンにわたって効率的に分配し、および／または発生するＲＦ電力全体を低減するためにＣＳＩ情報を使用するように、そのようなトランシーバを構成することができる。たとえば、所与のトーンについて、通信チャネルの信号減衰が比較的低くなるように決定された場合、トランシーバは、ＰＥＲおよび／またはビット・レートを犠牲にせずに、そのトーンに対応するより少ないＲＦ電力を発生することが可能である。同様に、異なるトーンの信号減衰が、比較的高い場合、トランシーバは、ＰＥＲおよび／またはビット・レートを維持するために、そのトーンについてより多くのＲＦ電力を発生することが可能である。全発生ＲＦ電力の正味の減少に対応して、トランシーバの電力消費が減少する。これは、たとえば電力が電池によって供給される携帯式装置では、重要である。その結果、所与の電池のサイズでは、電池動作時間を延長することができ、または代替として、より小さい電池を使用して、同じ時間期間トランシーバに供給することができる。

二重ブランチＯＦＤＭトランシーバに関して本発明を記述したが、受信経路および送信経路のそれぞれに３つ以上のブランチを有するＯＦＤＭトランシーバを同様の方式で実施することができる。異なる分割方式を適用して、重み付きＯＦＤＭパケットを生成することが可能である。様々なタイプの入ＯＦＤＭパケットを使用して、通信サブチャネルに対応するＣＳＩ情報を導出することが可能である。ＷＬＡＮシステムのアクセス・ポイントに関して本発明のある実施形態を記述したが、それらの実施形態は、クライアント端末において実施することも可能である。

新しい入パケットが到着するたびに、ＣＳＩの導出が独立して実施されるように記述したが、代替実施形態では、以前のＣＳＩセットと、新しいパケットから導出されたＣＳＩセットとの両方に基づいて、新しいＣＳＩセットを導出することができる。さらに、ＣＳＩの導出は、選択的に実施することが可能である。たとえば、新しい入パケットが受信されたとき、最近のＣＳＩセットの年齢が、以前に記述された閾値ｔ_０とは異なる可能性がある指定閾値を超える場合、新しい入パケットを使用して、新しいＣＳＩセットを導出する。しかし、最近のＣＳＩセットの年齢が指定閾値より小さい場合、ＣＳＩの導出は実施されず、現行ＣＳＩセットが依然として使用され、それにより、ＣＳＩ情報の導出に関連する全体的な処理のオーバーヘッドが潜在的に低減される。

例示的な実施形態に関して本発明を記述してきたが、本記述は、限定的に構築されることを意図していない。記述した実施形態ならびに本発明の他の実施形態の様々な修正は、本発明が関係する分野の技術者には明らかであり、以下の特許請求の範囲に表す本発明の原理および範囲内にあると見なされる。

以下の方法請求項における工程は、あるとすれば、対応する名称付けを有する特定の順序で列挙されているが、請求項の列挙が、それらの工程のいくつかまたはすべてを実施する特定の順序を例示しない限り、それらの工程は、必ずしも、その特定の順序で実施されることに限定されることを意図していない。

本発明は、単一集積回路上での可能な実施を含めて、回路ベースのプロセスとして実施することが可能である。当業者には明らかであるように、回路要素の様々な機構は、ソフトウエア・プログラムの処理工程として実施することも可能である。そのようなソフトウエアは、たとえば、デジタル信号プロセッサ、マイクロコントローラ、または汎用コンピュータにおいて使用することが可能である。

Claims (9)

1. ＷＬＡＮシステムの信号処理の方法であって、
   前記ＷＬＡＮシステムの第１ノードの第１アンテナおよび第２アンテナにおいて、前記ＷＬＡＮシステムの第２ノードから送信された入信号を受信し、
   前記入信号に基づいて、前記第１アンテナおよび前記第２アンテナにそれぞれ対応する第１サブチャネルおよび第２サブチャネルの減衰情報を決定し、そして、
   複数のトーンに基づく多搬送波変調方式を使用して、前記第１アンテナおよび前記第２アンテナから前記第２ノードへ送信する出信号を生成することを含み、
   各トーンについて、相対減衰がより低い前記サブチャネルにほぼすべての無線周波数電力が加えられ、そして、
   前記送信の間に、前記第１アンテナおよび前記第２のアンテナの各々は少なくとも１つのトーンを送信し、前記第１のアンテナによって送信されるトーンのセットと前記第２のアンテナによって送信されるトーンのセットとは少なくとも１つのトーンが異なる、方法。
2. 前記ＷＬＡＮシステムは、ＩＥＥＥ８０２．１１規格に準拠するコンテンション・ベースＷＬＡＮシステムであり、
   前記第１ノードは前記ＷＬＡＮシステムのアクセス・ポイントであり、そして、
   前記第２ノードは前記ＷＬＡＮシステムのクライアント端末である、請求項１に記載の方法。
3. 前記第１ノードが、前記減衰情報の年齢を特徴付け、そして、前記出信号を生成する際に、前記減衰情報の年齢に基づいて前記減衰情報を使用するかを決定し、
   前記減衰情報の年齢がしきい値を超えるときには、前記第１ノードは、前記減衰情報とは関係なく第１パケットを含む前記出信号を生成し、前記第２のノードから前記第１のノードへの第２パケットの送信を要求するものであり、さらに、
   前記第１のノードにおいて、送信された前記第２パケットを処理して、前記減衰情報を更新し、そして、
   更新された前記減衰情報に基づいて、後続する出信号を生成する、請求項１に記載の方法。
4. 前記後続する出信号のデータ・レートは前記第１パケットのデータ・レートより大きい、請求項３に記載の方法。
5. 前記第１パケットが、送信要求（ＲＴＳ）パケットに対応し、前記入信号が、送信可（ＣＴＳ）パケットに対応する、請求項３に記載の方法。
6. 前記第１ノードは前記第２ノードへ送信するデータを有し、
   前記第１パケットは送信される前記データの第１データ断片に対応し、
   前記第２パケットは前記第１パケットに対する肯定応答パケットであり、そして、
   前記後続する出信号は送信される前記データの第２データ断片に対応する、請求項３に記載の方法。
7. 前記第１データ断片はデータを有さない空のデータ断片である、請求項６に記載の方法。
8. 前記第１パケットはコンテンションのない（ＣＦ）ポーリング・パケットであり、前記第２パケットがＣＦポーリング・パケットの肯定応答パケットである、請求項３に記載の方法。
9. ＷＬＡＮシステムの第１ノードの装置であって、
   （ｉ）前記第１ノードの第１アンテナおよび第２アンテナにおいて、前記ＷＬＡＮシステムの第２ノードから送信された入信号を受信し、（ｉｉ）前記入信号に基づいて、前記第１アンテナおよび前記第２アンテナにそれぞれ対応する第１サブチャネルおよび第２サブチャネルの減衰情報を決定する、ように適合された受信経路と、
   複数のトーンに基づく多搬送波変調方式を使用して、前記第１アンテナおよび前記第２アンテナから前記第２ノードに送信する出信号を生成するように適合された送信経路とを含み、
   各トーンについて、相対減衰がより低い前記サブチャネルにほぼすべての無線周波数電力が加えられ、そして、
   前記送信の間に、前記第１アンテナおよび前記第２のアンテナの各々は少なくとも１つのトーンを送信し、前記第１のアンテナによって送信されるトーンのセットと前記第２のアンテナによって送信されるトーンのセットとは少なくとも１つのトーンが異なる、装置。

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