JP6552462B2 - 楽器の特性をモデル化する方法 - Google Patents

Description

本開示の実施形態は、楽器の特性をモデル化する方法及びそれを用いたシステムに関連する。

コンピュータ技術において、ウェーブテーブルは、実際に記録された音がデジタル化されたサンプルで保存された音波を示す表である。ウェーブテーブルは、サウンドカードチップ上の読出し専用メモリー（ROM）に格納されているが、ソフトウェアで補足することができる。本来、コンピュータ音（アナログ波形のデジタルバージョン）は、周波数変調（FM）を介して生成されたものである。ルックアップテーブルに予め格納される音の波形は、品質とスループットを向上させるが、記憶のために大きなメモリ空間を必要とする。

楽器の音を作成するための別の方法は、物理的なサウンド・モデリングである。

楽器モデル、スペクトルモデル及び抽象モデルという三つの基本タイプのモデルは、楽音生成のために、現今でも有用である。楽器モデルは、フルート、バイオリン、ピアノ、ギター等の音色の異なる種類の機械的/音響ソースの音パラメータを特徴付けるようにしようとする。

音を合成するために、通常、音色族の全体をモデル化する。楽器で演奏する単音と音符の移行を分析し、楽器全体または任意の音色族を特徴づけるデータベースを構成することによって行い、新しい音が合成されている。音声処理アプリケーションの場合には、その目的は、任意の音を操作することであり、即ち、孤立させる音調に制限されることではなく、分析されたデータの以前に構成されたデータベースを必要としない。従って、大きなメモリ空間は必ずしも必要ではない。

音色を作成するための別の方法は、基準音色をフィードする楽器の特性をモデル化することである。図１は、従来技術の音響トランスデューサを有する楽器を示している。楽器１６は、音響トランスデューサ／フィルタ１１、プロセッサ８、基準プロファイルメモリ７、調整可能なアンプ、及び差異成形具１４を含む。基準音は、楽器９の音響発生器１０によって、或いは、音源３と基準音トランスデューサ４から構成された基準楽器２によるスピーカ５を利用して、直接生成される。この基準音は、マイクロフォン６により捕らえられる。マイクロフォン６は、基準プロファイル１を格納することを可能にする基準メモリ７に接続されている。基準メモリ７は、信号プロセッサ８に接続され、信号プロセッサ８は、特に、マイクロフォン６により捕らえられる音の印象の統計的評価をサポートする。

基準プロファイル１は、例えば、特定の基準楽器２についての十分に長い演奏を記録することにより、そして基準楽器２の特徴的な周波数応答又はその基準音トランスデューサ４に対して評価するために、信号処理部８を用いることにより、取得することができる。

図１に示すように、音源１０は、音響トランスデューサ１１に接続されている。音響トランスデューサ１１は、環境に直接送信された又は拡声器１２を用いて送信された音響信号を生成する。音響トランスデューサ１１の電流特性曲線１３は、第二の入力変数として基準プロファイル１を評価し、差異成形具１４に送信される。差異成形具１４によって生成される出力信号は、増幅１５の検討中で音響トランスデューサ１１に送信され、その物理的な音をパラメータ化されている。基準楽器２の音の印象に非常に近いトランスデューサ１１の音の印象をもたらすことが可能である。

基準音トランスデューサ４の特性が評価されているが、フィルタ１１、増幅１５及び他の段階を含む全体の楽器の周波数応答を推定する正確な方法も期待される。

本開示の一実施形態によれば、楽器の特性をモデル化する方法が開示される。この方法は、テスト入力信号を楽器に供給して、テスト入力信号に対応するテスト出力信号を取得し、楽器が倍音を生成するときの発生を識別することによって特性をモデル化することを含む。

本開示の一実施形態によれば、非線形系の特性をモデル化する方法が開示される。前記方法は、テスト入力信号を前記非線形系に供給して前記テスト入力信号に対応するテスト出力信号を得るステップであって、前記テスト入力信号が第一テスト入力信号を含み、前記テスト出力信号が第一テスト出力信号を含むステップと、前記第一テスト入力信号の下で前記第一テスト出力信号の少なくとも一つの特定周波数帯域における出力レベル状態が有意に変化する場合の発生を識別することによって、第一プロファイルを取得するステップと、前記第一プロファイルに基づいて前記特性をモデル化するステップと、を備える。

本開示の一実施形態によれば、非線形システムの応答特性を導出する方法が開示される。前記方法は、前記非線形システムから第一プロファイルを取得するステップと、少なくとも一つの以下のステップによって第二プロファイルを取得するステップであって、前記非線形システムの出力レベルが有意に変化する場合の発生を識別して倍音を生成するステップと、前記非線形システムの出力レベルの変化率が有意に変化する場合の発生を識別するステップと、前記第一及び第二プロファイルに基づいて前記応答特性を導出するステップと、を備える。

本開示の一実施形態によれば、非線形系の特性をモデル化する方法が開示される。前記方法は、非線形システムに第一入力信号を提供して、そこから第一出力信号を取得するステップであって、前記第一出力信号は、比較的低い周波数帯域エネルギーと比較的高い周波数帯域エネルギーとを含むステップと、前記相対的に低い周波数帯域のエネルギーと前記相対的に高い周波数帯域のエネルギーとの間の第一エネルギー差が有意に変化するまで、前記第一出力信号を連続的に監視することによってブレークアップ値を決定するステップと、前記ブレークアップ値に基づいて第二入力信号を前記非線形系に供給するステップと、前記特性をモデル化するために、前記非線形系から第一プロファイルを取得するステップと、を備える。

当業者にとって、以下の詳細な説明と添付の図面を参照した後には、本発明の目的および利点がより容易に明らかとなる。

図１は、先行技術における音響トランスデューサを備えた楽器を示す。 図２は、本開示の好ましい実施形態に係る基準増幅器の特性を分析するアンプモデラーを示す。 図３は、本開示の好ましい実施形態に係る新しい音色を合成するためのアンプモデラーを示す。 図４は、本開示の好ましい実施形態に係るアンプモデラー２０の詳細を示す。 図５は、本開示の好ましい実施形態に係る基準増幅器２１の詳細を示す。 図６（ａ）は、本開示の好ましい実施形態に係る掃引信号を示す。 図６（ｂ）は、本開示の好ましい実施形態に係るスイープ信号を示す。 図６（ｃ）は、本開示の好ましい実施形態に係る掃引信号を示す。 図６（ｄ）は、テスト出力信号Resp3の所定の基本周波数におけるメインローブレベルと所定の基本周波数における振幅変調信号の入力レベルとの関係を示す。 図７は、本開示の好ましい実施形態に係る周波数と入力レベルを示す。 図８は、本開示の好ましい実施形態に係るプリアンプ段階の周波数応答特性を示す。 図９は、本開示の好ましい実施形態に係るアンプマッチングシンセサイザー２６の詳細を示す。 図１０は、本開示の好ましい実施形態に係る掃引信号を示す。 図１１は、本開示による楽器３１の特性をモデル化するためのモデラー３０を示す。 図１２は、本開示による楽器の特性をモデル化する方法を示す。 図１３は、楽器の応答特性をモデル化する別の方法を示す。 図１４は、楽器の応答特性をモデル化する別の方法を示す。 図１５は、本開示の好ましい実施形態に係る周波数帯域のエネルギー差を示す。 図１６は、本開示の好ましい実施形態に係る楽器の特性をモデル化するためのモデラーを示す。 図１７は、本開示の好ましい実施形態に係る楽器４１の特性をモデル化する第三モジュール４０３を示す。 図１８は、本開示の好ましい実施形態に係る増幅段階の特性曲線を示す。 図１９は、本開示の好ましい実施形態に係るエネルギー帯域差の配合を示す。 図２０は、本開示の好ましい実施形態に係る全段階をモデル化するプロセスを示す。 図２１は、本開示の好ましい実施形態に係る典型的なチャープ信号を示す。 図２２は、本開示の好ましい実施形態に係る歪み正弦信号を示す。 図２３は、本開示の好ましい実施形態に係る、周波数領域における正弦信号の基本周波数及び高調波を示す。 図２４は、本開示の好ましい実施形態に係る音声信号Audo1を修正するためのシステムを示す。 図２５は、本開示の好ましい実施形態に係る音響トランスデューサを示す。 図２６は、本開示の好ましい実施形態に係る異なるホストによるパラメータセットを分析と合成するシステムを示す。

図２を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る基準増幅器２１の特性を分析するアンプモデラー２０を示す図である。図２において、アンプモデラー２０は、基準増幅器２１が供給されるテスト入力信号Sig1を生成するテスト発生器（図示せず）を含む。基準増幅器２１は、テスト入力信号Sig1に応答して、基準増幅器２１の特性を分析するためのテスト出力信号Resp1を出力する。本開示全体を通しての増幅器は、フルート、バイオリン、ピアノ又はギター用の増幅器を含んでいるが、これに限定されない。本開示全体を通しての増幅器は、アナログ増幅器、デジタル増幅器、又はそれらの任意の組み合わせであってもよい。本開示全体を通しての増幅器は、ソフトウェア、ファームウェア、ハードウェア又はそれらの任意の組み合わせの形態を取ることができる。

アンプモデラー２０は、分析ソフトウェア、携帯機器、又はＤＳＰ（デジタル信号処理）ハードウェアを備えたコンピューターによって実施することができる。アンプモデラー２０は、増幅器２１の特性を分析した後、増幅器２１から生じる新たな特性をモデル化することができ、アンプモデラー２０に増幅器２１と同じソースを供給することにより、新しい音色を作り出すことができる。

図３を見てほしいが、これは、本発明の好ましい実施形態に係るアンプモデラー２０が新しい音色をどのように合成するかを示している。基準増幅器２１の特性は、アンプモデラー２０によってマッチングまたはモデル化される。アンプモデラー２０は、音響信号Sig2を濾過して新しい音色の特性を有するテスト出力信号Resp2を生成することができる。次に、テスト出力信号Resp2は、スピーカ装置２３に供給されて音を生成する。例えば、テスト入力信号Sig1を基準ギターアンプに入力してテスト出力信号Resp1を生成し、アンプモデラー２０がこれを解析して基準増幅器２１の特性を得る。次に、音源２２としてのギターは、音響信号Sig2を生成し、アンプモデラー２０は、音響信号Sig2を濾過して、ギターの元の音色に歪み効果を有する新しい音色を生成する。この実施形態では、ギターが音源として説明されているが、本開示全体を通しての音源は、フルート、バイオリン、ピアノまたはギターを含んでもよいが、これに限定されない。

図４を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係るアンプモデラー２０の詳細を示している。アンプモデラー２０は、ソフトウェア、ファームウェア、ハードウェア、またはそれらの任意の組み合わせによって実装されてもよく、テスト発生器２４、アンプマッチングアナライザ２５及びアンプマッチングシンセサイザー２６を含んでもよい。テスト発生器２４は、ホワイトノイズ信号などのテスト入力信号Sig1を生成することができる。いくつかの実施形態では、アンプモデラー２０は、分析ソフトウェアを備えたコンピュータによって実施される。アンプマッチングアナライザ２５及びアンプマッチングシンセサイザー２６の動作は、プロセッサ、メモリ、及びインストールされたソフトウェアによって行うことができる。図４に示すように、アンプマッチングアナライザ２５は、基準増幅器２１を分析して得られたパラメータを記録し、アンプマッチングシンセサイザー２６は、これらのパラメータを用いて音源２２からの音を濾過する。アンプモデラー２０が分析する基準増幅器２１は、少なくともプリアンプ段階２１１、増幅段階２１２、ポストアンプ段階２１３に分類することができる（図５参照）。従って、アンプモデラー２０が分析するパラメータには、プリアンプ段階２１１、増幅段階２１２及びポストアンプ段階２１３等の周波数応答特性が含まれる。

図５を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る基準増幅器２１の詳細を示している。基準増幅器２１は、アンプモデラー２０の分析に応じていくつかのブロックとして特徴付けることができる。例えば、基準増幅器２１は、少なくともプリアンプ段階２１１、増幅段階２１２及びポストアンプ段階２１３として特徴付けることができる。

いくつかの実施形態では、プリアンプ段階２１１は、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ノッチフィルタなどのタイプのフィルタを有する。プリアンプ段階２１１は、どのような種類の音色が形成されているかを支配し、プリアンプ段階２１１の応答は、音色の質を決定すること、すなわち、音色をモデル化したり、整形したり、或いは望ましくない成分を音色から濾過する。

いくつかの実施形態において、ポストアンプ段階２１３は、生物が聞くことができる、約20Hz〜10000Hzの範囲の低周波数、中周波数及び高周波数のような周波数範囲において、多くの帯域通過フィルタを有する等化器である。等化器は、それぞれの周波数範囲にわたって均一なエネルギー分布を有する場合、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性のエネルギー分布に影響を与えない。

いくつかの実施形態において、増幅段階２１２は、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性のエネルギーまたは振幅に影響を与えるだけ、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性のエネルギー分布または形状には影響しない 。

図２と５を見てほしいが、これに示すように、基準増幅器２１が線形領域にある場合、時間nにおける基準増幅器２１の基準インパルス応答特性を離散フーリエ変換（DFT）のh（n）とすると、 基準増幅器２１の各ブロックは、以下のモデル式（1）を利用して分析することができる。
*は畳み込みの数学的演算を意味し、Hpre-amp（k）は、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性であり、Hamp（k）は、増幅段階２１２の周波数応答特性であり、Hpost-amp（k） ポストアンプ段階２１３の周波数応答特性であり、H（k）は、基準増幅器２１の基準周波数応答特性であり、kは周波数指数である。また、周波数応答特性Hpre-amp（k）、Hamp（k）及びHpost-amp（k）は、インパルス応答特性hpre-amp（n）、hamp（n）、hpost-amp（n）に対応する、従って：

基準増幅器２１が非線形領域にある場合、増幅段階２１２のインパルス応答特性は、h_pre-amp（n）の関数であり、以下のモデル式（3）を利用して分析することができる。
h_pre-NL（n）= h_amp（h_pre-amp（n））（3）
h_pre-NL（n）は、増幅段階２１２の非線形インパルス応答特性を表す。

それから、ポストアンプ段階２１３のインパルス応答特性は、h_pre-NL（n）とポストアンプ段階２１３のインパルス応答特性の畳み込みに等しく、以下のモデル式（4）を利用して解析することができる。
h（n）= h_pre-NL（n）* h_post-amp（n）（4）
従って、ポストアンプ段階２１３のインパルス応答特性h（n）は、以下のように、FFTによりH（k）に変換することができる。
H（k）= H_pre-NL（k）×H_post-amp（k）（5）

図2を参照してほしい。基準増幅器２１が線形領域にある間に、テスト入力信号Sig1が周波数領域における均一のエネルギー分布及び入力レベルが比較的低い白色雑音信号を有する場合には、基準増幅器２１は、プロファイルＡの周波数応答を有するテスト出力信号Resp1を出力する。プロファイルＡの周波数応答は、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性とポストアンプ段階２１３の周波数応答特性との乗算積に理論的に比例する。
PA（k）はプロファイルＡの周波数応答であり、αは定数である。式（6）は、基準増幅器２１が非線形領域にある場合、すなわち式（5）を式（6）に一般化することができる場合に適用することができる。白色雑音信号Sig1の周波数応答がHampとS1（周波数領域における均一のエネルギー分布が仮定されている）であると仮定し、増幅段階２１２の周波数応答特性は、Hamp（k）=δ（k）。 δ（k）は、以下の定義を有する単位インパルスである。
式（3）を得る理由は、白色雑音信号Sig1の入力レベルが比較的低いため、増幅段階２１２が基準増幅器２１を線形領域に維持する場合、増幅段階２１２は、時間領域における一定の利得値（又は均一のエネルギー分布）を有する。従って、増幅段階２１２は、単位インパルス周波数応答を同等に有し、基準増幅器２１の周波数応答の振幅に影響を及ぼすだけ、そのエネルギー分布または形状に影響を与えない。よって、Hamp（k）は、αがS1とHampの乗算積に比例するために、一定の利得Hampに減少することができ、そして定数である。

アンプモデラー２０は、それを分析することによってプロファイルＡの周波数応答を得ることができる。
したがって、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性が得られれば、式（1）の演算によりポストアンプ段階２１３の周波数応答特性を得ることができる。プリアンプ段階２１１及びポストアンプ段階２１３の周波数応答特性の振幅は、周波数応答特性の形状のみを考慮する場合に正規化することができる。

図５を参照してほしい。テスト入力信号Sig3が周波数または入力レベルのいずれか一方が増加している掃引信号である場合、基準増幅器２１はプロファイルＢの周波数応答を有するテスト出力信号Resp3を出力する。掃引信号Sig3が、含まれたプリアンプ段階２１１の効果により、ある程度の入力レベルを生成し、線形領域内の基準増幅器２１を厳密に制限できないので、増幅段階２１２は、プロファイルＢの周波数応答の分布または形状に影響を与え始める 。しかし、プロファイルＢの周波数応答は、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性を暗示し、マッピングすることができる。テスト掃引信号の配列は、好ましくは、プロファイルＢの周波数応答を得るために使用される。ポストアンプ段階２１３からの線形効果にかかわらず、プロファイルＢの周波数応答は、テスト入力信号Sig3を畳み込むことから得られるインパルス応答の結果振幅及び基準増幅器２１の制限領域に含まれているプリアンプ段階２１１のインパルス応答特性が低下した場合にのみ、倍音を含む（倍音の例が図２３に示され、本開示での説明に関連する）。

具体的には、掃引信号は、短時間フレームにおけるいくつかの正弦波信号を有するものとし、各フレームに倍音検出を適用することによってプリアンプ段階２１１の周波数応答特性を近似する利点を供給する。一例として、正弦波信号の短時間フレームが余弦関数A×cos（2πnl/ N）と見なされる場合、Aは正弦波信号の入力レベルであり、lは正弦波信号の周波数シフト成分であり、 nは自然数であり、Nはサンプリング点の数である。 プロファイルＢは、理論的には、以下の式を満たすことができる。
ここで、PB（k）はプロファイルＢの周波数応答であり、δ（k-1）及びδ（k + l）は周波数シフトされた単位インパルスであり、以下の一般的定義を有する。

プリアンプ段階２１１の正弦波信号及びインパルス応答特性を畳み込むことによる結果として得られるインパルス応答の振幅が依然として基準増幅器２１の線形領域内にある場合、プロファイルＢは以下の式に縮めることができる。
βとγは一定の値である。式（10）を使用する理由は、基準増幅器２１が線形領域に維持される時、増幅段階２１２の周波数応答特性は、Hamp（k）=δ（k）と記述することができるので、増幅段階２１２全体の周波数応答PB（k）の形状に影響を及ぼさず、一定の利得Hampに低減することができる。さらに、δ（k1）及びδ（k + 1）は、l及び-1成分におけるHpre-amp（k）及びHpost-amp（k）の周波数成分をサンプリングするだけ、Hpre-amp（k）及びHpost-amp（k）をHpre-amp(l), Hpre-amp(-l), Hpost-amp(l) 及び Hpost-amp(-l) にされぞれ変える。従って、βは、A、Hpre-amp（l）、Hamp及びHpost-amp（l）の積に比例し、そして定数である。γはA、Hpre-amp（-l）、Hamp及びHpost-amp（-l）の積に比例し、そして定数でもある。

式（10）を考慮すると、基準増幅器21が線形領域内に維持される時、全体の周波数応答PB（k）が二つのインパルスだけであるので、倍音は存在しないことがわかる。

対照的に、正弦波信号の短時間フレームとプリアンプ段階２１１のインパルス応答特性とを畳み込む結果インパルス応答が基準増幅器21の非線形領域に含まれる時、式（ 10）は発生しない。理由は、増幅段階２１２のインパルス応答特性hamp（n）は、時間領域において一定の利得H値（またはエネルギー分布）ではないからである。したがって、アンプマッチングアナライザ２５が得られたインパルス応答を結果周波数応答に変換すると、結果周波数応答は、結果インパルス応答が基準増幅器２１の非線形領域に含まれる振幅を有する標識とする倍音を含むことになる。

図６（ａ）、６（ｂ）及び６（ｃ）を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態による掃引信号を示す。横軸は時間を示し、縦軸は掃引信号の振幅を示す。いくつかの実施形態において、三つの掃引信号は、正弦波信号であり、第一掃引信号ＳＷ１は、第一固定周波数を示すフレームインデックス１０を有し、第二掃引信号ＳＷ２は、第二固定周波数を示すフレームインデックス２０を有し、第三掃引信号ＳＷ３は、第三固定周波数を示すフレームインデックス３０を含み、以下同様である。三つの掃引信号の振幅は、同じ速度で増加している。振幅の増加速度は、線形増加、指数関数的増加または任意の他の増加形態としてもよい。図６（ａ）、６（ｂ）及び６（ｃ）に示すように、三つの掃引信号はそれぞれ一定の周波数を有するが、その振幅は可変であり、振幅変調信号と呼ぶことができる。これらは次の式で表すことができる。
f0は、各振幅変調信号の基本周波数又は１次高調波であり、A（t）は時間tにおける各振幅変調信号の可変振幅値である。

図６（ｄ）を見てほしいが、これは、テスト出力信号Resp3の所定の基本周波数（例えば、実験におけるフレームインデックス３０）におけるメインローブレベル（例えば、周波数領域における振幅またはエネルギーレベル）と所定の基本周波数における振幅変調信号の入力レベルを示す図である。横軸は 図６（ｃ）の振幅変調信号の入力レベルを示し、縦軸は、図５のテスト出力信号Resp3のメインローブレベルを示す。図６（ｄ）において、テスト出力信号Resp3のメインローブレベルの変化率が９単位の入力レベルで低下し始める、すなわちメインローブレベルが飽和または歪んでいることを示し、基準増幅器２１が非線形領域に入る。テスト出力信号Resp3のエネルギーの一部がサイドローブに漏れており、いくつかのエネルギーピークが高次高調波に現れることが想像できる。図６（ｄ）の曲線CV0の傾きｍは、 基本周波数におけるメインローブレベルの変化率を示している。曲線CV0は、異なる入力レベルで変化する傾きを有し、入力レベルが基準増幅器２１を非線形領域に入れるかどうかは、変化した傾きｍから判断することができる。変化した傾きｍは、所定の閾値傾きｍｔｈ以下である場合、基準増幅器２１（または非線形系）が非線形領域に入ることを意味する。他の基本周波数、例えば周波数インデックス１０又は２０における振幅変調信号の入力レベルに対するテスト出力信号Resp3のメインローブレベルの他のデータも取得して、基準増幅器２１を対応する基本周波数で非線形領域に入るようにする入力レベルを推定することができる 。各基本周波数は、プリアンプ段階２１１の影響を受けて基準増幅器２１が非線形領域に入ったときのタイミング点が異なる場合がある。また、基準増幅器２１を非線形領域に入れるようにする最小の入力レベルは、ブレークアップ値を定義するために使用できる。

振幅変調信号を使用することは、周波数変調掃引信号を使用することと比較して、テスト出力信号Resp3の主ローブレベルのより耐雑音なデータを得ることができることが（少なくとも実験データによって）証明された。すなわち、振幅変調信号を印加することによって描かれた曲線CV0の傾きｍの変化は、周波数変調信号を印加することによって描かれたものより滑らかになる。したがって、特性分析と評価の信頼性及び精度を向上させるために、振幅変調信号は、いくつかの状況では好ましい場合がある。

図７を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る周波数対入力レベルを示す図である。この図は、プロファイルＢに対応している。横軸は、単位がデシベル（dB）であるテスト入力信号Sig3の入力レベルを表し、縦軸は、テスト入力信号Sig3のフレームインデックスを表し、フレームインデックスは、単位がヘルツ（Hz）である掃引周波数を表す。例えば、より低いフレームインデックス１０は、より低い周波数帯域20〜199Hzを示し、フレームインデックス２０は、周波数帯域200〜400Hzを示し、以下同様である。図７の斜線での第一領域Ａｒ１は、 全てのフレームインデックスに対して入力レベルまたは振幅が増加している間に、倍音が発生しないことを示し、図７の十字線での第二領域Ａｒ２は、 倍音が発生していることを示す。第一領域Ａｒ１と第二領域Ａｒ２との境界は、倍音を発生させるために入力レベルがどれだけ高いかを表している。図６と図７を参照し、テスト入力信号Sig3の周波数がフレームインデックス１０のような低周波数帯域に固定され、テスト入力信号Sig3の入力レベルまたは振幅が徐々に増加すると、アンプモデラー２０は、プロファイルＢの一部を取得し、アンプモデラー２０におけるプロセッサは、低周波数帯域において倍音が発生しているか否かを記録する。例えば、フレームインデックス１０を有する第一周波数を有するテスト入力信号Sig3は、まず基準増幅器２１に供給することができる。図７において、テスト入力信号Sig3の入力レベルまたは振幅が約−７dbであるとき、フレームインデックス１０での倍音が発生する。次に、フレームインデックス２０を有する第二周波数を有するテスト入力信号Sig3は、基準増幅器21に供給することができる。図７において、テスト入力信号Sig3の入力レベルまたは振幅が約−１０dbであるとき、フレームインデックス２０での倍音が発生する。上記の動作は、フレームインデックス１０〜１００である全ての周波数において、すべての初期の倍音点が見つかるまで繰り返される。このアプローチによって、図７の図形を得ることができる。

例えば、図７において、入力レベルが（周波数のフレームインデックス２０での倍音が発生する時の−１０dbより低い）−７dbに達するまで、周波数のフレームインデックス１０での倍音が発生する。即ち、基準増幅器２１のプリアンプ段階２１１が周波数の低いフレームインデックス１０で抑制するエネルギーは、周波数のフレームインデックス２０で抑制するエネルギーよりも多い。同様に、基準増幅器２１のプリアンプ段階２１１は、周波数のフレームインデックス６０よりも、周波数の低フレームインデックス１０で抑制するエネルギーが更に多い。上述したことによれば、周波数に対する入力レベルの図は、アンプモデラー２０内のアンプマッチングアナライザ２５によって描き、又は基準増幅器２１が倍音を生成したときの発生を識別することによって、アンプモデラー２０にインストールされたアプリケーションによって描くことができる。さらに、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性はそれに応じて推定され、すなわち、プリアンプ段階２１１がどのタイプのフィルタであるかが分かる。

図８を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係るプリアンプ段階２１１の周波数応答特性を示す図である。横軸はログスケール上の周波数を表し、縦軸は、プリアンプ段階２１１が入力レベルをデシベル単位に制限できるエネルギー制限を表す。図７と図８を参照し、図７の曲線は、 図８のエネルギーに変換することができる。図７に示す倍音を生成し始める入力レベルが高ければ高いほど、プリアンプ段階２１１によって制限される図８のエネルギーがより低くなる。例えば、テスト入力信号Sig3の入力レベルまたは振幅が約−７dbであり、周波数１０Ｈｚでのエネルギーが約−７０dbに制限されている場合、周波数のフレームインデックス１０に倍音が発生する。テスト入力信号Sig3の入力レベルまたは振幅が約−１７dbである場合、周波数のフレームインデックス６０に別の倍音が発生するので、１０００Ｈｚでのエネルギーが約−５dbに制限される。したがって、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性を得ることができる。図８におけるいくつかの実施形態において、プリアンプ段階２１１はハイパスフィルタとして特徴付けられる。他の実施形態において、プリアンプ段階２１１は、周波数に対する入力レベルの図からも導き出すことができ、プリアンプ段階２１１は、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ノッチフィルタ、又は規則的または不規則な形の周波数応答特性を有する任意のタイプのフィルタとして特徴付けられる。

図９を見てほしいが、これは、本発明の好ましい実施形態に係るアンプマッチングシンセサイザー２６の詳細を示す図である。このアンプマッチングアナライザ２５の分析結果を利用して、基準増幅器２１に示すように三つのメインブロックを構成することができる。分析されたパラメータは記録され、アンプモデラー２０のアンプマッチングシンセサイザー２６にモデル化することができる。アンプマッチングシンセサイザー２６は、プリアンプ段階２６１、増幅段階２６２及びポストアンプ段階２６３を含む。

図１０を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る掃引信号を示す図である。横軸は時間を示し、縦軸は掃引信号の振幅を示す。ある実施例においては、掃引信号はサイン信号であり、第一掃引信号ＳＷ４は、第一固定入力レベルＬＶ１を有し、第二掃引信号ＳＷ５は、第二固定入力レベルＬＶ２を有し、第三掃引信号ＳＷ６は、第三固定入力レベルＬＶ３を有する、という具合である。各掃引信号の周波数は同じ変化率で増加する。

図７と図１０を見てほしい。いくつかの実施形態において、図１０の第一掃引信号ＳＷ４における第一固定入力レベルＬＶ１は、図７の入力レベル−２０dbに対応しており、図１０の第二掃引信号ＳＷ５における第二固定入力レベルＬＶ２は、 図７の入力レベル−１５dbに対応しており、図１０の第三掃引信号ＳＷ６における第三固定入力レベルＬＶ３は、図７の入力レベル−１０dbに対応している。第一掃引信号ＳＷ４は、第一固定入力レベルＬＶ１を維持しながら、10〜100の周波数のインデックスフレームを有し、アンプモデラー２０によって測定されたプロファイルＢの一部を分析するときに倍音が発生しない。第二掃引信号ＳＷ５は、第二固定入力レベルＬＶ２を維持しながら、10〜100の周波数のインデックスフレームを有し、周波数のインデックスフレームが10から約50に増加するときに倍音が発生する。同様に、第三掃引信号ＳＷ６は、第三固定入力レベルＬＶ３3を維持しながら、10〜100の周波数のインデックスフレームを有し、周波数のインデックスフレームが10から約25に増加するときに倍音が発生する。同様の方法を用いて、プリアンプ段階２１１の周波数応答特性も得ることができる。

上記二つの実施形態では、プリアンプ段階の周波数応答特性を得るための異なる方法を示す。しかし、プリアンプ段階２０の周波数応答特性の精度は、掃引信号間の周波数差または入力レベル差に依存している。いくつかの実施形態において、プリアンプ段階のおおよその周波数応答特性を第一ラウンド走査で得ることができ、そして3db周波数f3dBとカットオフ周波数fcとの間の遷移曲線をより正確に推定することができる。例えば、図６に示すように、掃引信号ＳＷ１とＳＷ２との間のフレームインデックス差が狭められる。これにより、3db周波数f3dBとカットオフ周波数fcの間の周波数応答特性の精度が向上する。プリアンプ段階２１１の周波数応答特性が得られた後、式（6）を計算することにより、ポストアンプ段階２１３の周波数応答特性を得ることができる。

上述の実施形態における掃引信号Sig3は、周波数または入力レベルのいずれかを増加させることによって調整するが、掃引信号Sig3は、周波数または入力レベルのいずれかを減少させることによって調整することもでき、或いは、任意の追跡可能なアプローチを使用して調整してもよい。

図１１を見てほしいが、これは、本開示に係る楽器３１の特性をモデル化するためのモデラー３０を示す図である。モデラー３０は、テストモジュール３０１及び分析とマッチングモジュール３０２を含む。テストモジュール３０１は、テスト入力信号Sig4を楽器３１に供給し、テスト入力信号Sig4に対応するテスト出力信号Resp4を得るように構成される。分析とマッチングモジュール３０２は、楽器３１が倍音を生成する時の発生を識別することによって特性をモデル化するように構成される。

図１２を見てほしいが、これは、楽器の特性をモデル化する方法を示す図である。図１１と図１２を見てほしいが、前記方法は、テスト入力信号に対応するテスト出力信号を得るために、テスト入力信号を非線形系に供給するステップＳ１０１であって、前記テスト入力信号が第一テスト入力信号を含み、前記テスト出力信号が第一テスト出力信号を含むステップＳ１０１と、第一プロファイルを取得するために、第一テスト出力信号の少なくとも一つの特定周波数帯域における出力レベル状態が第一テスト入力信号の下で有意に変化する場合の発生を識別するステップＳ１０２と、第一プロファイルに基づいて特性をモデル化するステップＳ１０３と、を含む。

図１３を見てほしいが、これは、楽器の応答特性をモデル化する別の方法を示す図である。前記方法は、非線形系から第一プロファイルを取得するステップＳ２０１と、非線形系の出力レベルが有意に変化して倍音を生成する場合の発生を識別するステップ及び非線形系の出力レベル変化率が有意に変化する場合の発生を識別するステップの少なくとも一つによって第二プロファイルを取得するステップＳ２０２と、第一及び第二プロファイルに基づいて応答特性を導出するステップＳ２０３と、を含む。

図１４を見てほしいが、これは、楽器の応答特性をモデル化する別の方法を示す図である。前記方法は、非線形系に第一入力信号を供給して、そこから第一出力信号を得るステップSＳ３０１であって、第一出力信号は、比較的低い周波数帯域エネルギー及び比較的高い周波数帯域エネルギーを含むステップSＳ３０１と、比較的低い周波数帯域のエネルギーと比較的高い周波数帯域のエネルギーとの間の第一エネルギー差が有意に変化するまで、第一出力信号を連続的に監視することによってブレークアップ値を決定するステップＳ３０２と、ブレークアップ値に基づいて第二入力信号を非線形系に供給するステップＳ３０３と、特性をモデル化するために非線形系から第一プロファイルを取得するステップＳ３０４と、を含む。

図２に戻ってください。基準増幅器２１を線形領域に維持するためには、白信号のようなテスト入力信号Sig1の振幅は、ブレークアップ値と呼ばれる特定の制限内に維持される。次に、ブレークアップ値を推定する方法について説明する。図１５は、本開示の好ましい実施形態に係る周波数帯域のエネルギー差を示す図である。横軸はテスト入力信号Sig1の入力レベルを示し、縦軸は周波数帯域のエネルギー差を示す。いくつかの実施形態において、テスト入力信号Sig1は、200Ｈｚ〜10000Ｈｚの範囲の周波数を有することができ、周波数帯域１：200Ｈｚ〜10000Ｈｚ、周波数帯域２：1000Ｈｚ〜3000Ｈｚ、周波数帯域４：3000Ｈｚ〜5000Ｈｚ、周波数帯域４：5000Ｈｚ〜7000Ｈｚ、周波数帯域５：7000Ｈｚ〜10000Ｈｚという五つの周波数帯域に分割することができる。図１５において、帯域エネルギー差曲線ＢＤ１は、周波数帯域１と帯域２との間のエネルギー差を表し、帯域エネルギー差曲線ＢＤ２は、周波数帯域１と帯域３との間のエネルギー差を表し、帯域エネルギー差曲線ＢＤ３は、周波数帯域１と帯域４との間のエネルギー差を表し、帯域エネルギー差曲線ＢＤ４は、周波数帯域１と帯域５との間のエネルギー差を表す。

図１６を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る楽器４１の特性をモデリングするためのモデラー４０を示す図である。モデラー４０は、第一モジュール４０１と、第二モジュール４０２と、第三モジュール４０３とを含む。図１５と図１６に示すように、第一モジュール４０１は、楽器４１に第一入力信号Sig5を供給し、楽器４１から第一出力信号Resp5を取得し、第一出力信号Resp5は、相対的に低い周波数帯域のエネルギーと相対的に高い周波数帯域のエネルギーを含み、相対的に低い周波数帯域のエネルギーと相対的に高い周波数帯域のエネルギーとの間の第一エネルギー差（BD1、BD2、BD3、BD4又はそれらの任意の組み合わせ）が有意に変化するまで、第一出力信号Resp5を連続的に監視することによってブレークアップ値を決定する。第二モジュール４０２は、ブレークアップ値に基づいて第二入力信号Sig6を楽器４１に供給し、特性をモデル化するために、楽器４１からの第二出力信号Resp6から得られるプロファイルAを得るように構成される。第三モジュール４０３は、第一モジュール４０１及び第二モジュール４０２と通信することができる。これは、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、又はそれらの任意の組み合わせによって実装することができる。ハードウェアは、プロセッサ、ＤＳＰ、又は第一出力信号Resp5と第一プロファイルResp6を分析できる任意の他のコンポーネントを含んでもよい。ソフトウェアは、モデラー４０にインストールされたアプリケーションを含んでもよい。モデラー４０は、パーソナルコンピュータ、ハンドセット、スマートフォン、ノートブック、モバイルデバイスなどであってもよい。

図１５と図１６を見てほしい。いくつかの実施形態では、第一入力信号Sig5はチャープ信号である。第一入力信号Sig5の入力レベルが上昇して約５３単位に達すると、帯域エネルギー差曲線ＢＤ１〜ＢＤ４が有意に変化し、例えば減少し、第一入力信号Sig5の入力レベルの５３単位で楽器４１が非線形領域に入り始めたことを示す。これにより、第一入力信号Sig5のブレークアップ値Vbrkを得ることができる。第二モジュール４０２は、ブレークアップ値と白色雑音とを乗算して、楽器４１を線形領域に維持しつつ、第二入力信号Sig6、すなわち合成信号を得る演算ユニットであってもよく、第一プロファイルResp6の周波数応答を得ることができる。

第二モジュール４０２は、楽器４１に第三入力信号Sig7を提供して第三出力信号Resp7を得る。第三モジュール４０３は、第三出力信号Resp7を分析してプロファイルＢを得る。図１７を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る第三モジュール４０３が楽器４１の特性をモデル化することを示す図である。第三モジュール４０３は、第一プロファイルResp6に基づいて少なくともプリアンプ段階４０３１とポストアンプ段階４０３３を構成することにより、楽器４１の特性をモデル化する。プリアンプ段階４０３１は、第一周波数応答特性を有し、増幅段階４０３２は、第二周波数応答特性を有し、第一プロファイルResp6は、第一周波数応答を表す。第一周波数応答特性と第二周波数応答特性との乗算積は、理論的には第一周波数応答に比例する。第三モジュール４０３は、楽器４１がプロファイルＢに基づいて倍音を生成する場合の発生を識別することによって、プリアンプ段階４０３１の第一周波数応答特性を取得する。第一周波数応答は、第一周波数応答特性で除算して、第二周波数応答特性を得る。

図１５、図１６及び図１７を見てほしい。第三モジュール４０３は、プリアンプ段階４０３１とポストアンプ段階４０３３との間に増幅段階４０３２を構成することによって特性を更にモデル化する。図１８を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る増幅段階４０３２の特性曲線CV1を示す図である。非線形範囲（または領域）NL1とNL2は、飽和領域とも呼ばれ、入力レベルが飽和値Sat1又はSat2に達した後、出力レベルが更に緩徐に増加しないことを示す。横軸は入力信号の正規化された入力レベルを表し、縦軸は出力信号の正規化された出力レベルを表すが、実際の状況では出力レベルの増加はほとんどない。増幅段階４０３２は、線形範囲LR1と非線形領域NL1、NL2とを有する特性曲線CV1を有し、線形範囲LR1と非線形領域NL1、NL2との間に上限値UM1と下限値LM1とがある。線形範囲LR1は、準動作点Q1の周りに利得特性GC1又はGC2を有する。準動作点Q1の周りの利得特性GC2よりも利得特性GC1の傾きが急峻であり、利得特性GC1の飽和値Sat1が利得特性GC2の飽和値Sat2よりも小さいことを示している。いくつかの実施形態において、特性曲線CV1は対称的であり、下限値LM1は、特性曲線CV1の右半分から導き出すことができ、そこに入力レベルと出力レベルはゼロ以上であり、逆もまた同様である。

図１５、図１６と図１８を見てほしい。楽器４１は、正規化された飽和値Sat1、Sat2で0.2と0.4単位の非線形領域に入り始める。（１）飽和値Sat1又はSat2、或いは（２）利得特性GC1又はGC2が得られると、プリアンプ周波数応答特性Hpre-amp（k）及びポストアンプ周波数応答特性Hpost-amp（k）も得られるので、楽器４１の全段階を含む推定総合特性Hest（k）は、以下のようにモデル化することができる。
式（1）に記載されたモデルと同様である。

式8において、Gamp（k）は、正規化された入力レベルと出力レベルの利得関数の下での増幅段階４０３２の周波数応答特性であり、利得関数は、線形範囲LR1における楽器４１のゲイン特性と類似しているか否かを決定する。例えば、利得関数は、異なる種類の利得特性GC1とGC2を有することができる。利得特性GC1は、準動作点Q1の周りの利得特性GC2よりも傾きが大きく、異なる種類の利得特性GC1とGC2は、予め決定することができ、或いは、さらなる解析のために動的に割り当てることができる。モデラー４０は、シミュレーションにより入力レベルを調整しながら、利得特性GC1を選択し、図１５のエネルギー差の表現を一致させようにする。一致しない場合には、モデラー４０は利得特性GC2を選択して一致させる。上限値UM1と下限値LM1は、（ブレークアップ値Vbrkを決定する段階から）予め分かるので、利得特性GC1又はGC2が得られるときに飽和値Sat1又はSat2を導出することができる。図１８において、利得特性GC1は、利得特性GC2よりも急峻な傾きを有しているため、飽和値Sat1は、飽和値Sat2よりも小さいが、上限値UM1と下限値LM1は同じである。

図１６と図１７を見てほしい。第一モジュール４０１は、第四出力信号Resp8を得るために、第四入力信号Sig8をプリアンプ段階４０３１、増幅段階４０３２及びポストアンプ段階４０３３に更に供給する。

図１９を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係るエネルギー帯域差のマッチングを示す図である。図１６、図１８と図１９に示すように、第四入力信号Sig8は、入力レベルを有し、第四出力信号Resp8は、比較的低い周波数帯域のエネルギー及び比較的高い周波数帯域のエネルギーを含み、比較的低い周波数帯域のエネルギーと比較的高い周波数帯域のエネルギーとの間には、第二エネルギー差が存在する（すなわち、ＢＤ５、ＢＤ６、ＢＤ７、ＢＤ８またはそれらの任意の組み合わせ）。第三モジュール４０３は、線形範囲LR1の利得特性を調整することによって、入力レベルを決定し、第二エネルギー差ＢＤ５、ＢＤ６、ＢＤ７及び／又はＢＤ８が減少し始める。例えば、利得特性GC1の急峻な傾きは、第三モジュール４０３が楽器４１との整合を選択したとき、第二エネルギー差ＢＤ５、ＢＤ６、ＢＤ７及び／又はＢＤ８の低い入力レベルが減少し始め、逆もまた同様である。

図１６〜１９を見てほしい。いくつかの実施形態では、増幅段階４０３２の上限値UM1および下限値LM1が固定されている時の線形範囲LR1の利得特性GC1やGC2を決定するために、第三モジュール４０３が図１５のエネルギー差ＢＤ１、ＢＤ２、ＢＤ３、ＢＤ４の表現が第二エネルギー差ＢＤ５、ＢＤ６、ＢＤ７、ＢＤ８のそれぞれと同様であることを検出するまで、第一モジュール４０１は、第四入力信号Sig8の入力レベルを調整する。例えば、第三モジュール４０３は、楽器４１が利得特性GC1と異なる利得特性を有する場合、利得特性GC1を選択してシミュレーションし、第四入力信号Sig8の入力レベルを増加させる。第四入力信号Sig8の入力レベルが増加すると、第一エネルギー差ＢＤ１、ＢＤ２、ＢＤ３、ＢＤ４と第二エネルギー差ＢＤ５、ＢＤ６、ＢＤ７、ＢＤ８の表現もマッチングしない。この場合、第三モジュール４０３は、一つずつマッチングする別の利得特性を選択する。従って、利得特性GC1、GC2、又は楽器４１の利得特性にマッチングする他の利得特性を決定することができる。これにより、楽器４１の全段階を含む総合特性をモデル化することができる。

図２０を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る全段階をモデル化するプロセスを示す図である。モデラー４０が楽器４１をモデル化する前に、チャープ信号がブレークアップ値Vbrkを推定するために使用される。図２１は、本開示の好ましい実施形態に係る典型的なチャープ信号を示す図である。チャープ信号は、時間の経過と共に周波数が上昇（アップチャープ）または減少（ダウンチャープ）する信号である。掃引信号は、ブレークアップ値Vbrkを推定するためにも使用することができる。 図１５、図１６及び図２０に示すように、ステップＳ４０１において、第一入力信号Sig5が楽器４１に供給されて、そこから第一出力信号Resp5が得られ、第一出力信号は、比較的低い周波数帯域エネルギーと比較的高い周波数帯域エネルギーを含む。ブレークアップ値Vbrkは、比較的低い周波数帯域エネルギーと比較的高い周波数帯域エネルギーとの間の第一エネルギー差ＢＤ１、ＢＤ２、ＢＤ３及び/又はＢＤ４が有意に変化する（例えば線形に減少する）まで、第一出力信号を連続的に監視することによって決定される。従って、周波数エネルギー差の表現が得られ、後のマッチングに使用することができる。ブレークアップ値が得られた後、ステップＳ４０２において、ブレークアップ値Vbrkに基づいて、第二入力信号Sig6を楽器４１に供給し、楽器４１からプロファイルＡを得て、特性をモデル化する。例えば、第二入力信号Resp6は、第二モジュール４０２が時間領域における白色雑音信号とブレークアップ値Vbrkとを乗算する合成信号である。プロファイルＡは、式（3）に示すように、プリアンプ段階４０３１の周波数応答特性とポストアンプ段階４０３３の周波数応答特性との乗算積に比例する。プリアンプ段階４０３１及びポストアンプ段階４０３３の周波数応答特性の振幅は、周波数応答特性の形状のみを考慮する場合に正規化することができる。

いくつかの実施形態では、ステップＳ４０２おいて、白色雑音信号は、変換フィルタ対、第一チャープフィルタ及び第二チャープフィルタによって置き換えられ、理想的な白色雑音信号又は理想的なデルタ関数の特性を近似することができる。すなわち、第二チャープフィルタは、第一チャープフィルタの逆フィルタである。例えば、チャープのような信号を生成するために、時間領域における第一インパルスを第一チャープフィルタに入力し、チャープのような信号を第二チャープフィルタに更に入力して第二インパルスを出力する場合、第二インパルスは第一インパルスに近似する。この変換フィルタ対には、いくつかの利点があり、その一つは、時間領域における比較的短い期間にシャープエネルギー分布を必要とする理想的な白色雑音を生成することが困難であり、白色雑音が理想的でない場合、特性分析と推定の信頼性と精度が影響を受ける。対照的に、第一チャープフィルタによって生成されたチャープのような信号は、比較的長い期間に穏健なエネルギー分布を有することができるので、理想的な信号を生成する問題はない。従って、第一チャープフィルタと第二チャープフィルタの変換フィルタ対を用いて、理想的な白色雑音をモデル化し、特性分析と推定の信頼性と精度を高めることができる。更に、チャープ信号は、低から高へ走査された周波数、例えば0〜22050Ｈｚを有してもよく、フーリエ変換でのサンプリング率は、44100Ｈｚである。

図１６、図１７及び図２０を見てほしい。プロファイルＡを得た後、ステップＳ４０３において、第三信号Sig7を楽器４１に供給して、非線形検出によってプロファイルＢを得ることが示される。プロファイルＢは、楽器４１が倍音を生成する場合の発生を識別することによって得られる。いくつかの実施形態では、プロファイルＢは、楽器が非線形領域に入った時の発生を識別することによって得られ、例えば、各基本周波数のサイドローブにおける倍音が識別された時の発生を識別すること、或いは、各基本周波数におけるメインローブレベルの変化率周波数（一次高調波）によって得られる。例えば、図６（ｄ）において、変化した傾きｍは所定の閾値傾きｍｔｈ以下である。変化した傾きｍは、メインローブレベル差を入力レベル差で除算することによって定義することができる。ステップＳ４０４は、プリアンプ段階４０３１とポストアンプ段階４０３３のフィルタ係数を推定し、すなわち、プリアンプ段階４０３１の応答特性は、プロファイルＢに基づいて導出され、ポストアンプ段階４０３３の応答特性は、プロファイルＡ及びプリアンプ段階４０３の応答特性に基づいて、式（3）から導出される。好ましくは、時間領域におけるプリアンプ段階４０３１及びポストアンプ段階４０３３の各インパルス応答特性は、第一及び第二周波数応答特性のうちの一つに基づいて、ＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタのうちの一つを構成することによって得ることができる。

いくつかの実施形態では、ステップＳ４０３において、各基本周波数におけるメインローブレベルの変化率が有意に変化する場合の発生を識別することによってプロファイルＢを取得すると、ブレークアップ値Vbrkを推定するステップＳ４０１を省略することができる。例えば、各基本周波数のメインローブレベルの変化した傾きｍが所定の閾値傾きｍｔｈ以下である時、各基本周波数のメインローブレベルについてのブレークアップ値が識別されていることを示すので、ステップＳ４０１を省略することができる。プリアンプ段階４０３１及びポストアンプ段階４０３３の周波数応答特性が得られた後、プリアンプ段階４０３１及びポストアンプ段階４０３３の形状やエネルギー分布は既知である。図１７と図１８において、上限値UM1及び下限値LM1は既知であるので、上限値UM1または下限値LM1を固定したときに、線形範囲LR1の利得特性を推定することができる。図１７と図２０に同時に示すように、ステップＳ４０５は、第四出力信号Sig8を得るために、第四入力信号Sig8をプリアンプ段階４０３１、増幅段階４０３２及びポストアンプ段階４０３３に供給し、第四出力信号Sig8は、比較的低い周波数帯域のエネルギー及び比較的高い周波数帯域のエネルギーを含み、比較的高い周波数帯域のエネルギーと比較的低い周波数帯域のエネルギーとの間に第二エネルギー差が存在し、第四入力信号Sig8は、チャープ信号または掃引信号であり、入力レベルを有する。図１９に示すように、第二エネルギー差が減少し始める入力レベルは、線形範囲の利得特性を調整することによって決定される。例えば、図１６、図１７、図１８、図１９と図２０に示すように、第四入力信号Sig8の入力レベルは、第三モジュール４０３が第一エネルギー差の表現が第二エネルギー差と類似していることを検出して、増幅段階４０３２の上限値UM1及び/又は下限値LM1が固定されている線形範囲LR1の利得特性GC1、GC2を決定するまで調整される。従って、利得特性GC1、GC2又は任意の他の利得特性は、上記配合手順によって決定される。

段階全体の各特性を分析した後、各特性は、記憶装置内の記憶のためのパラメータに変換される、或いは、インターネットを介してクラウド端で共有される。モデラー４０は、ＰＣ、モバイル、又はＤＳＰのような他のハードウェア装置によって実施することができる。音楽家は、自分の楽器をモデラー４０に接続し、オフラインまたはオンラインでモデラー４０のインターフェースを介してクラウド端からさまざまなタイプのパラメーターを調整することができる。そして、彼らは、パラメータを調整することによって、所望する任意の新しい音色を合成することができる。これらのパラメータには、モデラー４０のプリアンプ段階４０３１における周波数応答のエネルギー分布、モデラー４０の増幅段階４０３２における利得特性のシャープや穏健な傾き、モデラー４０のポストアンプ段階４０３３における同様の等化器機能、又はそれらの任意の組み合わせを含む。例えば、音楽家は、エレキギターの歪み音色を希望する場合、エレキギターで歪んだサウンドを演奏するために、エレキギターアンプをモデル化し、利得パラメータを鋭い、急峻な利得曲線に調整する特性パラメータセットを選択してもよい。

図２２を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る一点鎖線の歪み正弦信号ＳＷ７を示す図である。高次高調波が発生するので、歪み正弦信号ＳＷ７はピークでクランプされ、干渉される。横軸は時間を示し、縦軸は時間領域の振幅を示す。図２３は、本開示の好ましい実施形態に係る周波数領域における歪み正弦信号ＳＷ７の高調波を示す図である。横軸は周波数を示し、縦軸は周波数領域の歪み正弦信号ＳＷ７のエネルギーを示す。また、 図２２及び図２３に示すように、非歪み正弦信号ＳＷ８の振幅は、ブレークアップ値Vbrk3の範囲にあるとき、メインローブFund1が発生し、残りは無視できるエネルギーの雑音である。非歪み正弦信号ＳＷ８の振幅は、ブレークアップ値Vbrk3の範囲以上である場合、歪み正弦信号ＳＷ７の波形は、破線で示すような矩形波形と同様であり、高調波Harm1、Harm2．．．Harmnが発生する。これは倍音が発生することを意味する。当業者であれば、矩形波形が時間領域に存在することを知っているので、図２３に示すように、sinc関数波形は、周波数領域にある。いくつかの実施形態において、高調波Harm1が発生するという定義は、高調波Harm1のエネルギーピークEP2がエネルギー値EV1以上である場合である。エネルギー値EV1は、一次高調波Harm1のエネルギーピークEP1からエネルギー差Eref1を引いて算出される。他の実施形態において、高調波Harm1が発生するという定義は、高調波Harm1のエネルギーピークEP2が、ノイズフロアNFのエネルギー値EV2から始まるエネルギー差Eref2以上である場合である。

使用者は、楽器４１のパラメータを分析するシステムを用いて楽器４１をモデル化することができ、システムは、少なくとも一つのパラメータに基づいて合成される所望の音色を生成する。このプロセスは、使いやすくなり、専門知識なしに実行できるように設計できる。システムは、使用者を支援する自動化されたプロセスを提供することもできる。

図２４を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係るる音声信号Audo1を修正するためのシステム５０を示す図である。システム５０は、インタフェース５０１、第一モジュール５０３及び第二モジュール５０４を含む。インタフェース５０１は、楽器５０２と情報を交換するように構成される。第一モジュール５０３は、インタフェース５０１、テスト入力信号セットSig9を楽器５０２に供給し、楽器５０２からのテスト出力信号セットResp9を得る。第二モジュール５０４は、テスト出力信号セットResp9を分析してパラメータセットPrm1を得るステップと、パラメータセットPrm1に基づいて楽器５０２の特性をモデル化するための音響トランスデューサ５０５を構成するステップと、音声信号Audo1を受信して音声信号Audo1を音響トランスデューサ５０５で修正するステップであって、第二モジュール５０４は、少なくとも楽器５０２がテスト出力信号セットResp9に基づいて倍音を生成する場合の発生を識別することによって、パラメータセットPrm1を取得するステップと、を含む機能を実行するようにインタフェース５０１に結合される。

図２４に示すように、インタフェース５０１は、第一テスト出力信号Resp9及び音声信号Audo1の少なくとも一方を受信する入力端IN1と、第一テスト入力信号Sig9及び修正音声信号Audo2の少なくとも一方を出力する出力端OUT1と、を有する。第二モジュール５０４は、インターフェース５０１の入力端IN1を介して音声信号Audo1を受信し、音声信号Audo1を合成し、すなわち、音響トランスデューサ５０５は、音声信号Audo1を変更して、インタフェース５０１の出力端OUT1を介して修正音声信号Audo2を出力する。

いくつかの実施形態において、インターフェース５０１は、アナログ音響信号をデジタル信号に変換するハードウェア変換器、パーソナルコンピュータ又は携帯機器にインストールされたソフトウェアドライバやアプリケーション、接続ケーブル、またはそれらの任意の組み合わせを含んでもよい。楽器５０２は、増幅器であってもよく、打楽器、管楽器、弦楽器、電子楽器、音響キャビネット、スピーカボックス等のようなデジタルやアナログ形式であってもよい。楽器は、出力するためのデジタル信号を有しない場合、インタフェースは、マイクロフォンのような分析用の音声を記録するための音声捕捉装置を有することができる。パーソナルコンピュータ又は携帯機器は、第一モジュール５０３及び第二モジュール５０４のうちの少なくとも一つを含んでもよい。

第一モジュール５０３は、テスト出力信号Resp9及びブレークアップ値に対して数学的演算を実行し、インターフェース５０１を介して掃引信号またはチャープ信号を楽器に与える信号混合器を含んでもよい。第一モジュール５０３は、インターフェース５０１を介して楽器５０２に第一テスト入力信号を入力して第一出力信号を取得し、第二モジュール５０４は、第一テスト出力信号を分析して第一プロファイルを取得し、第一テスト入力信号は白色雑音信号である。第一モジュール５０３は、楽器５０２に第二テスト入力信号を入力して第二テスト出力信号を取得し、第二モジュール５０４は、第二テスト出力信号を分析して第二プロファイルを取得し、第二テスト入力信号は掃引信号である。第二モジュール５０４は、少なくとも楽器５０２がテスト出力信号セットResp9に基づいて倍音を生成する場合の発生を識別することによって、パラメータセットPrm1を取得する。第二モジュール５０４は、プロセッサ、ＤＳＰ、又はソフトウェアアプリケーションであってもよい。システム５０は、内蔵ファームウェアを有するＤＳＰのような、第一モジュール５０３及び第二モジュール５０４と一体化された内蔵ファームウェアを含んでもよい。

図２５を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る音響トランスデューサ５０５を示す図である。音響トランスデューサ５０５は、プリアンプ段階５０５１、増幅段階５０５２及びポストアンプ段階５０５３を含む。第二モジュール５０４は、楽器５０２が第二プロファイルに基づいて倍音を生成する場合の発生を識別することによって、プリアンプ段階５０５１の第一周波数応答特性を取得する。第二プロファイルは、図７に示され、第一領域Ａｒ１と第二領域Ａｒ２との間の曲線は、前述したように、プリアンプ段階５０５１の周波数応答特性の形状を決定することができる。パラメータセットPrm1は、プリアンプ段階５０５１の第一周波数応答特性を識別する第一パラメータと、増幅段階５０５２の利得特性を識別する第二パラメータと、ポストアンプ段階５０５３の第二周波数応答特性を識別する第三パラメータと、を含む。第一パラメータは、楽器の第一低音、第一中音及び第一高音帯域特性の少なくとも一つをモデル化し、第三パラメータは、楽器の第二低音、第二中音及び第二高音帯域特性の少なくとも一つをモデル化する。第一周波数応答特性と第二周波数応答特性とを乗算した積は第一周波数応答に比例するので、第二周波数応答特性は、式（3）のように、第一周波数応答特性を第一周波数応答で除算することによって得られる。プリアンプ段階５０５１およびポストアンプ段階５０５３の周波数応答特性の振幅は、周波数応答特性の形状だけを考慮すると、正規化することができる。

図２４に示すように、システム５０は、パラメータセットPrm1を保存するために第二モジュール５０４に結合される記憶装置５０６と、記憶装置５０６に結合されるネットワークモジュール５０７とをさらに含み、パラメータセットPrm1をクラウド端５０８にアップリンクする。音声信号Audo1及び修正音声信号Audo2は、ネットワークの同じ端で第二モジュール５０４によって分析及び合成されるが、ネットワークの異なる端で別々に処理することもできる。例えば、記憶装置は、ディスク記憶装置、又はコンピュータや携帯機器に適用しているフラッシュメモリ／メモリカードであってもよい。

好ましくは、インタフェース５０１、第一モジュール５０３、第二モジュール５０４、音響トランスデューサ５０５、記憶装置５０６及びネットワークモジュール５０７は、コンピュータ、ノートブック、タブレットコンピュータ、またはスマートフォンなどの単一の電子装置にすべて構成される。このようにして、使用者は、楽器５０２を単独でモデル化するための音響トランスデューサを容易に構成することができ、または携帯機器を有する任意の場所でもモデル化することができる。電子装置は、インターフェース５０１に結合されたディスプレイに接続されていてもよく、インターフェース５０１に結合されたディスプレイを含んでもよい。ディスプレイは、楽器５０２をモデル化するための標準的な手順を完了するために、どのようにモジュール５０１〜５０７を容易に使用するかを視覚的に（例えば、グラフィカルユーザインターフェース（ＧＵＩ）によって）助け、教え、及び指示する。

図２６を見てほしいが、これは、本開示の好ましい実施形態に係る異なるホストを介してパラメータセットPrm1を分析と合成するシステム６０を示す図である。システム６０は、第一ホスト６１、第二ホスト６２、音源６３、スピーカ６４、クラウド端５０８を備える。 第一ホスト６１は、第一モジュール５０３と第二モジュール５０４を含む。第二ホスト６２は、第三モジュール６２０を含む。楽器５０２の特性をモデル化するパラメータセットPrim1は、第一ホスト６１によってクラウド端５０８を介して送信され、第二ホスト６２の第三モジュール６２０によって受信される。第三モジュール６２０は、スピーカボックス６２１、パーソナルコンピュータ６２２、または携帯機器６２３に実装することができる。第三モジュールは、反対側のネットワーク端でパラメータセットPrm1を取得又はアクセスすることによって音響トランスデューサ５０５を再構成する。すなわち、第三モジュール６２０は、遠隔端で楽器５０２の音響効果とほぼ同じ音響効果を生成することができる。音源６３は、第二ホスト６２に音響信号Sig10を入力する。第三モジュール６２０は、オンライン（例えば、クラウドに接続することによってＧＵＩを用いてウェブページ上のパラメータセットPrm1を操作する）、オフライン（例えば、パラメータセットPrm1をダウンロード又はキャッシュする）又は両方の方法で音響トランスデューサ５０５を再構成することができる。又、第三モジュール６２０を使用してパラメータセットPrm1を調整または修正して新しい音色を作成することができる。例えば、第三モジュール６２０は、第一パラメータを変更して第一低音特性を向上させ、次に、調子の低い音を強調するために、出力信号Resp10をスピーカ６４に出力することができる。

実施例
１、非線形系の特性をモデル化する方法であって、テスト入力信号を前記非線形系に供給して前記テスト入力信号に対応するテスト出力信号を得るステップであって、前記テスト入力信号が第一テスト入力信号を含み、前記テスト出力信号が第一テスト出力信号を含むステップと、前記第一テスト入力信号の下で前記第一テスト出力信号の少なくとも一つの特定周波数帯域における出力レベル状態が有意に変化する場合の発生を識別することによって、第一プロファイルを取得するステップと、前記第一プロファイルに基づいて前記特性をモデル化するステップと、を備える。

２、実施例1の方法において、前記テスト入力信号は、第二テスト入力信号を含み、前記テスト出力信号は、第二テスト出力信号を含み、前記方法は、第二プロファイルを取得するために、前記第二テスト入力信号を分析するステップであって、前記第二テスト入力信号は、白色雑音信号とチャープフィルタから生成されたチャープ信号の一つであるステップと、 前記第二プロファイルに基づいて、少なくともプリアンプ段階とポストアンプ段階とを構成するステップと、を更に備える。

３、実施例1〜２のいずれかの方法において、前記プリアンプ段階は、第二周波数応答特性を有し、前記第二プロファイルは、第一周波数応答を表し、前記第一周波数応答特性と前記第二周波数応答特性との乗算積は、前記第一周波数応答に比例する。

４、実施例1〜３のいずれかの方法において、前記出力レベル状態は、前記第一テスト出力信号の前記少なくとも一つの特定周波数帯域における出力レベルであり、前記第一テスト入力信号は、掃引信号及び振幅変調信号のうちの一つであり、前記方法は、 前記出力レベルが所定の閾値を超えた場合の発生を識別して倍音を生成することによって前記第一プロファイルを取得するステップと、前記第一プロファイルに基づいて前記第一応答特性を取得するステップと、を更に備える。

５、実施例1〜４のいずれかの方法において、前記出力レベル状態は、前記第一テスト入力信号の少なくとも一つの基本周波数帯域の出力レベルの変化率であり、前記第一テスト入力信号は、掃引信号と振幅変調信号の一つであり、前記方法は、前記出力レベルの変化率が所定の閾値未満に減少させる場合の発生を識別することにより、前記第一プロファイルを取得するステップと、前記第一プロファイルに基づいて、第一応答特性を得るステップと、を更に備える。

６、実施例１〜５のいずれかの方法において、前記テスト入力信号は、前記非線形系に順次供給される第一サブ信号と第二サブ信号を含み、前記第一サブ信号と前記第二サブ信号は、同じ増加率の入力レベルを有し、前記第一サブ信号は、第一一定周波数を有し、前記第二サブ信号は、前記第一一定周波数よりも低い第二一定周波数を有する。

７、実施例１〜６のいずれかの方法において、前記テスト入力信号は、前記非線形系に順次供給される第一サブ信号と第二サブ信号を含み、前記第一サブ信号と前記第二サブ信号は、同じ増加率の周波数を有し、前記第一サブ信号は、第一一定入力レベルを有し、前記第二サブ信号は、前記第一一定入力レベルよりも低い第二一定入力レベルを有する。

８、非線形システムの応答特性を導出する方法であって、前記非線形システムから第一プロファイルを取得するステップと、少なくとも一つの以下のステップによって第二プロファイルを取得するステップであって、前記非線形システムの出力レベルが有意に変化する場合の発生を識別して倍音を生成するステップと、前記非線形システムの出力レベルの変化率が有意に変化する場合の発生を識別するステップと、前記第一及び第二プロファイルに基づいて前記応答特性を導出するステップと、を備える。

９、実施例８の方法において、テスト出力信号を取得するために、テスト入力信号を前記非線形系に入力するステップと、前記第一プロファイルを取得するために、前記テスト出力信号を分析するステップであって、前記テスト出力信号は、白色雑音信号とチャープフィルタから生成されたチャープ信号の一つであるステップと、前記第一プロファイルに基づいて、少なくともプリアンプ段階とポストアンプ段階を構成するステップと、を更に備える。

１０、実施例８〜９のいずれかの方法において、前記プリアンプ段階は、第一周波数応答特性を有し、前記ポストアンプ段階は、第二周波数応答特性を有し、前記第一プロファイルは、第一周波数応答を表し、前記第一周波数応答特性及び前記第二周波数応答特性の乗算積は、前記第一周波数応答に比例する。

１１、実施例８〜１０のいずれかの方法において、少なくとも一つの特定周波数帯域における前記出力レベルを有するテスト出力信号を取得するために、前記非線形系に前記テスト入力信号を入力するステップと、前記第二プロファイルを取得するために、前記テスト出力信号を分析するステップであって、前記テスト入力信号は、掃引信号及び振幅変調信号のうちの一つであるステップと、前記出力レベルが所定の閾値を超えるときの発生を識別して倍音を生成することによって、前記第二プロファイルに基づいて、第一周波数応答特性を取得するステップと、を更に備える。

１２、非線形系の特性をモデル化する方法であって、非線形システムに第一入力信号を提供して、そこから第一出力信号を取得するステップであって、前記第一出力信号は、比較的低い周波数帯域エネルギーと比較的高い周波数帯域エネルギーとを含むステップと、前記相対的に低い周波数帯域のエネルギーと前記相対的に高い周波数帯域のエネルギーとの間の第一エネルギー差が有意に変化するまで、前記第一出力信号を連続的に監視することによってブレークアップ値を決定するステップと、前記ブレークアップ値に基づいて第二入力信号を前記非線形系に供給するステップと、前記特性をモデル化するために、前記非線形系から第一プロファイルを取得するステップと、を備える。

１３、実施例１２の方法において、前記第一入力信号は、入力レベルを有するチャープ信号であり、前記チャープ信号の前記入力レベルは、前記ブレークアップ値を識別するために、前記エネルギー差が減少するまで増加する。

１４、実施例１２〜１３のいずれかの方法において、前記第一入力信号は、入力レベルを有するチャープ信号であり、前記第一出力信号は、特定の周波数帯域における出力レベル及び出力レベルの変化率を有し、前記方法は、前記ブレークアップ値を識別するために、前記出力レベルの一つが有意に変化して倍音を生成するまで前記チャープ信号の前記入力レベルを増加させるステップと、白色信号を提供するステップと、前記非線形系を線形領域に維持するために、前記白色信号及び前記ブレークアップ値を時間領域で掛けて前記第二入力信号を生成するステップと、を更に備える。

１５、実施例１２〜１４のいずれかの方法において、前記第一プロファイルに基づいて、少なくともプリアンプ段階及びポストアンプ段階を構成することによって前記特性をモデル化するステップとを更に備え、前記プリアンプ段階は、第一周波数応答特性を有し、前記ポストアンプ段階は、第二周波数応答特性を有し、前記第一プロファイルは、第一周波数応答を表し、前記第一周波数応答特性と前記第二周波数応答特性との乗算積は、前記第一周波数応答に比例する。

１６、実施例１２〜１５のいずれかの方法において、少なくとも一つの特定周波数帯域における入力レベルに対応する出力レベル及び出力レベルの変化率を有する第三出力信号を取得するために、前記非線形系に入力レベルを有する第三入力信号を供給するステップと、第二プロファイルを取得するために、第三出力信号を分析するステップと、前記出力レベルのうちの一つが有意に変化して倍音を生成し、前記出力レベルの変化率が有意に変化する場合の発生を識別することによって、前記第二プロファイルに基づいて、プリアンプ段階の前記第一周波数応答特性を取得するステップと、前記第二周波数応答特性を取得するために、前記第一周波数応答を前記第一周波数応答特性で除算するステップと、を更に備える。

１７、実施例１２〜１６のいずれかの方法において、前記プリアンプ段階と前記ポストアンプ段階との間に増幅段階を更に構成することによって前記特性をモデル化するステップとを更に備え、
前記増幅は、線形範囲及び非線形範囲を有する特性曲線を有し、前記線形範囲と前記非線形範囲との間に上限と下限があり、前記線形範囲は、準作業点の周りに利得特性を有する。

１８、実施例１２〜１７のいずれかの方法において、前記第一と第二周波数応答特性のそれぞれに基づいて、プリアンプとポストアンプ段階のそれぞれについての有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタの一方を構成するステップと、第四出力信号を取得するために、プリアンプ、増幅、及びポストアンプ段階に第四入力信号を提供するステップであって、前記第四出力信号は、比較的低い周波数帯域のエネルギーと比較的高い周波数帯域のエネルギーを含み、前記比較的低い周波数帯域のエネルギーと前記比較的高い周波数帯域のエネルギーとの間には、第二エネルギー差があり、前記第四入力信号は、入力レベルを有するステップと、前記線形範囲の利得特性を調整することによって、前記第二エネルギー差が減少し始める入力レベルを決定するステップと、を更に備える。

１９、実施例１２〜１８のいずれかの方法において、前記増幅段階の上限と下限が固定される前記線形範囲の利得特性を決定するために、前記第三モジュールが第一エネルギー差の表現が前記第二エネルギー差と類似していることを検出するまで、前記第四入力信号の前記入力レベルを調整するステップであって、前記第四入力信号は、チャープ信号及び掃引信号のうちの一つであるステップと、を更に備える。

２０、実施例１２〜１９のいずれかの方法において、第五入力信号を前記非線形系に供給し、前記第五入力信号に対応する第五出力信号を取得するステップと、前記非線形系が倍音を生成する場合の発生を識別することによって、前記第五出力信号に関連する前記第一プロファイルを取得するステップと、 前記第一プロファイルに基づいて第一応答特性を導出するテップと、 を更に備える。

本発明は、現在のところ最も実際的で好ましい実施例であると考えられるものによって、説明されてきたが、本発明は開示された実施例に限定されるべきでないことが理解されるべきである。それに反して、従属する請求項の精神と範囲とに包含される多様な変更及び類似した修正を包含することを意図しており、それはそのようなすべての変更及び修正を範囲に含むように最大の解釈がなされることを意図している。

Claims (6)

1. 非線形系の特性をモデル化する方法であって、前記非線形系は、プリアンプ段階を有し、前記プリアンプ段階は、非線形境界線を有し、前記方法は、
   モデル化するように構成されたプロセッサを提供するステップと、
   テスト入力信号を前記非線形系に供給して前記テスト入力信号に対応するテスト出力信号を得るステップであって、前記テスト入力信号が第一テスト入力信号を含み、前記テスト出力信号が第一テスト出力信号を含み、前記プロセッサが、前記プリアンプ段階をモデル化するように構成されているステップと、
   前記テスト入力信号がどの入力レベル又はどの周波数で、前記第一テスト入力信号の下で前記第一テスト出力信号の少なくとも一つの特定周波数帯域における出力レベル状態が有意に変化して前記非線形系が倍音を生成することを識別するステップと、
   前記テスト入力信号のそれぞれに対し前のステップを繰り返すことで、前記非線形境界線を第一プロファイルとして決定するステップであって、前記プリアンプ段階は、プリアンプフィルタを有し、前記プリアンプフィルタは、周波数によって異なるエネルギー応答性である第一周波数応答特性を有するステップと、
   前記プリアンプフィルタが前記それぞれの周波数における異なる帯域エネルギーをどのように抑制するかを示す前記第一プロファイルから、前記第一周波数応答特性を導出するステップであって、前記倍音を生成し始める入力レベルが高いほど/低いほど、より低い/高い帯域エネルギーは、プリアンプ段階によって制限されるステップと、
   前記第一プロファイルに基づいて前記特性をモデル化するステップと、を備える前記方法。
2. 前記テスト入力信号は、第二テスト入力信号を含み、前記テスト出力信号は、第二テスト出力信号を含み、
   前記方法は、
   第二プロファイルを取得するために、前記第二テスト入力信号を分析するステップであって、前記第二テスト入力信号は、白色雑音信号とチャープフィルタから生成されたチャープ信号の一つであるステップと、
   前記第二プロファイルに基づいて、少なくともプリアンプ段階とポストアンプ段階とを構成するステップと、を更に備え、
   前記ポストアンプ段階は、第二周波数応答特性を有し、前記第二プロファイルは、第一周波数応答を表し、
   前記第一周波数応答特性と前記第二周波数応答特性との乗算積は、前記第一周波数応答に比例する、請求項１に記載の方法。
3. 前記出力レベル状態は、前記第一テスト出力信号の前記少なくとも一つの特定周波数帯域における出力レベルであり、前記第一テスト入力信号は、掃引信号及び振幅変調信号のうちの一つであり、
   前記方法は、
   前記出力レベルが所定の閾値を超えた場合の発生を識別して倍音を生成することによって前記第一プロファイルを取得するステップと、
   前記第一プロファイルに基づいて前記第一応答特性を取得するステップと、を更に備える、請求項１に記載の方法。
4. 前記出力レベル状態は、前記第一テスト入力信号の少なくとも一つの基本周波数帯域の出力レベルの変化率であり、
   前記第一テスト入力信号は、掃引信号と振幅変調信号の一つであり、
   前記方法は、
   前記出力レベルの変化率が所定の閾値未満に減少する場合の発生を識別することにより、前記第一プロファイルを取得するステップと、
   前記第一プロファイルに基づいて、前記第一応答特性を得るステップと、を更に備える、請求項１に記載の方法。
5. 前記テスト入力信号は、前記非線形系に順次供給される第一サブ信号と第二サブ信号を含み、
   前記第一サブ信号と前記第二サブ信号は、同じ増加率の入力レベルを有し、
   前記第一サブ信号は、第一一定周波数を有し、前記第二サブ信号は、前記第一一定周波数よりも低い第二一定周波数を有する、請求項１に記載の方法。
6. 前記テスト入力信号は、前記非線形系に順次供給される第一サブ信号と第二サブ信号を含み、
   前記第一サブ信号と前記第二サブ信号は、同じ増加率の入力レベルを有し、
   前記第一サブ信号は、第一一定周波数を有し、前記第二サブ信号は、前記第一一定周波数よりも低い第二一定周波数を有する、請求項１に記載の方法。