ES2558559T3 - Estimación y supresión de no linealidades de altavoces armónicos - Google Patents

Estimación y supresión de no linealidades de altavoces armónicos Download PDF

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Abstract

Método de estimación de una potencia de eco generada por no linealidades de altavoces armónicos en un equipo de usuario que tiene una trayectoria de eco entre una entrada de altavoz y una salida de micrófono, incluyendo el citado método las etapas de: mapear (S1) cada banda de frecuencia en un conjunto de bandas de frecuencia de señal de salida de altavoz (blsp) en una matriz correspondiente de bandas de frecuencia de señal de entrada de altavoz (b(blsp, k)), siendo cada banda de frecuencia del conjunto mapeada en varias bandas de frecuencia en la correspondiente matriz; determinar (S2) una estimación de potencia de cada señal de entrada en cada matriz de bandas de frecuencia; combinar (S3) determinadas estimaciones de potencia en cada matriz de bandas de frecuencia en una estimación correspondiente de la potencia de entrada de altavoz que generan las no linealidades de altavoces armónicos; transformar (S4) las estimaciones de potencia de entrada de altavoz a través de la trayectoria de eco (EP) en las estimaciones de potencia del eco generado por las no linealidades de altavoces armónicos.

Description

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DESCRIPCION
Estimacion y supresion de no linealidades de altavoces armonicos Sector tecnico
La presente invencion se refiere a la cancelacion de eco en un equipo de usuario para sistemas de comunicacion, y en particular a la estimacion y supresion de no linealidades de altavoces armonicos generadas en tal equipo.
Antecedentes
Un restador de eco es uno de los componentes claves de un cancelador de eco. Tambien lo distingue de un restador de eco puro, que solo atenua la senal cuando existe eco. El principal beneficio de un cancelador de eco es un mejor rendimiento en situaciones con conversacion simultanea desde los dos extremos de la comunicacion (la llamada doble conversacion) y tambien una mayor transparencia al sonido de extremo cercano de bajo nivel, lo que aumenta la naturalidad de la conversacion.
La sustraccion de eco se implementa normalmente utilizando un modelo lineal, en primer lugar debido a que un modelo lineal es simple de estimar en cuanto a calculos, pero tambien porque es mucho mas diffcil encontrar un modelo no lineal apropiado que funcione en general. Por estas razones la sustraccion de eco generalmente no puede eliminar los ecos no lineales que se originan a partir de las no linealidades en la trayectoria de eco.
Otro componente clave en un cancelador de eco es un supresor de eco residual, que reduce todos los ecos residuales existentes a la salida del restador de eco hasta un nivel tal que los requisitos en la atenuacion de eco impuestos por los estandares relevantes se cumplen, y hasta un nivel tal que el eco residual no es apreciable en presencia de la senal de extremo cercano. No obstante, puesto que la supresion efectuada por el supresor de eco residual tambien afecta a la senal de extremo cercano deseada si el contenido de frecuencia de la senal de extremo cercano y el eco residual se superponen, la supresion efectuada por el supresor de eco residual debe ser lo mas pequena posible, puesto que la perdida de transparencia (de la senal de extremo cercano) introducida por este componente esta directamente relacionada con la cantidad de supresion efectuada.
Los sobretonos armonicos a la salida del altavoz provocados por no linealidades seran captados por el microfono como ecos no lineales. Estos ecos necesitan ser tambien eliminados por el cancelador de eco. No obstante, puesto que el restador de eco se basa en un modelo lineal de la trayectoria de eco, no puede reducir los ecos no lineales. Estos deben por lo tanto ser eliminados por el supresor de eco residual. Para ello, el supresor de eco residual necesita una estimacion de la potencia de los ecos no lineales. Ademas, esta estimacion tiene que ser precisa, puesto que si no el supresor de eco residual necesita realizar una supresion extra (plan para un escenario de caso peor) con el fin de compensar la incertidumbre en la estimacion de potencia de eco no lineal. Esto resultara entonces en una menor transparencia del cancelador de eco de la senal de extremo cercano, lo que no es deseable.
Una clase de metodos [1 - 4] de modelizar las no linealidades de altavoces armonicos se basa en un modelo de Volterra que utiliza potencias de la senal de entrada de altavoz. Esto es, no obstante, muy complejo en cuanto a calculo. Ademas, los armonicos producidos por el modelo de Volterra estan tfpicamente solapados, asf que es necesario un esquema de ascendente / descendente para evitar que el solapamiento afecte a la estimacion de potencia de las no linealidades de altavoces armonicos, lo que hace que la solucion basada en Volterra sea incluso mas compleja. El documento EP 1978649 muestra un cancelador de eco no lineal.
Sumario
Un objeto de la presente invencion es una estimacion simple en cuanto a calculo de la potencia de eco originada por las no linealidades de altavoces armonicos.
Otro objeto de la presente invencion es la supresion de la potencia de eco que se origina a partir de las no linealidades de altavoces armonicos.
Estos objetos se alcanzan de acuerdo con las reivindicaciones adjuntas.
De acuerdo con un primer aspecto de la presente invencion, esta se refiere a un metodo de estimacion de la potencia de eco generada por las no linealidades de altavoces armonicos en un equipo de usuario que tiene una trayectoria de eco entre una entrada de altavoz y una salida de microfono. Este metodo incluye las siguientes etapas: cada banda de frecuencia en un conjunto de bandas de frecuencia de senal de salida de altavoz es mapeada en una matriz correspondiente de bandas de frecuencia de senal de entrada de altavoz, siendo cada banda de frecuencia del conjunto mapeada en varias bandas de frecuencia en la correspondiente matriz. Se determina una estimacion de potencia para cada senal de entrada de altavoz en cada matriz de bandas de frecuencia. Las estimaciones de frecuencia determinadas en cada matriz de bandas de frecuencia son combinadas en una estimacion correspondiente de no linealidades de altavoces armonicos generadoras de potencia de entrada de altavoz. Las estimaciones de la potencia de entrada de altavoz son transformadas a traves de la trayectoria de eco en estimaciones de potencia de eco generada por las no linealidades del altavoz armonico.
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De acuerdo con un segundo aspecto, la presente invencion implica un metodo de supresion de eco que utiliza un filtro selectivo de frecuencia basado en la relacion entre una estimacion de potencia de una senal de extremo cercano y una estimacion de potencia de una senal de eco. Este metodo incluye las etapas siguientes: se determina una estimacion de potencia de una senal de eco residual a partir de un restador de eco. Se determina una estimacion de potencia de eco generada por las no linealidades de altavoces armonicos de acuerdo con el primer aspecto. La estimacion de potencia de la senal de eco se forma sumando la estimacion de potencia de la senal de eco residual a la estimacion de potencia de eco generada por no linealidades de altavoces armonicos.
De acuerdo con un tercer aspecto, la presente invencion se refiere a un estimador de potencia de eco armonico configurado para estimar la potencia de eco generada por las no linealidades de altavoces armonicos en un equipo de usuario que tiene una trayectoria de eco entre una entrada de altavoz y una salida de microfono. El estimador de potencia de eco armonico incluye los siguientes elementos: un mapeador de banda de frecuencia configurado para mapear cada banda de frecuencia en un conjunto de bandas de frecuencia de la senal de salida de altavoz en una matriz correspondiente de bandas de frecuencia de senal de entrada de altavoz, siendo cada banda de frecuencia del conjunto mapeada en varias bandas de frecuencia en la matriz correspondiente. Un estimador de potencia configurado para determinar una estimacion de potencia de cada senal de entrada de altavoz en cada matriz de bandas de frecuencia. Un combinador de estimacion de potencia configurado para combinar las estimaciones de potencia determinadas en cada matriz de bandas de frecuencia en una estimacion correspondiente de potencia de entrada de altavoz que genera no linealidades de altavoces armonicos. Un transformador de estimacion de potencia configurado para transformar las estimaciones de potencia de entrada de altavoz a traves de la trayectoria de eco en estimaciones de potencia de eco generada por las no linealidades de altavoces armonicos.
De acuerdo con un cuarto aspecto, la presente invencion implica a un cancelador de eco que tiene un supresor de eco residual que utiliza un filtro selectivo de frecuencia basado en la relacion entre una estimacion de potencia de una senal de extremo cercano y una estimacion de potencia de una senal de eco. El cancelador de eco incluye los siguientes elementos: un estimador de potencia configurado para determinar una estimacion de potencia de una senal de eco residual de un restador de eco. Un estimador de potencia de eco armonico de acuerdo con el tercer aspecto configurado para determinar una estimacion de potencia de eco generada por no linealidades de altavoces armonicos. Un sumador configurado para sumar la estimacion de potencia de la senal de eco residual a la estimacion de potencia de eco generada por no linealidades de altavoces armonicos.
De acuerdo con un quinto aspecto, la presente invencion implica a un equipo de usuario que incluye un cancelador de eco de acuerdo con el cuarto aspecto.
Una ventaja de la presente invencion es que proporciona una estimacion simple en cuanto a calculo de la potencia de eco que se origina a partir de las no linealidades de altavoces armonicos utilizando un numero de parametros limitado.
Otra ventaja de la presente invencion es que encaja de manera continua en esquemas de banda utilizados normalmente en un supresor de eco residual, que tfpicamente es el componente en un cancelador de eco en el que se utiliza la estimacion de potencia de eco no lineal.
Breve descripcion de los dibujos
La invencion, junto con otros objetos y ventajas de la misma, puede comprenderse mejor haciendo referencia a la siguiente descripcion tomada junto con los dibujos que se acompanan, en los cuales:
la Fig. 1 es un diagrama de bloques que ilustra los principios generales de un cancelador de eco convencional;
la Fig. 2A - B es un diagrama que ilustra respuestas de frecuencia tfpicas del filtro selectivo de frecuencia aplicado al eco residual de un restador de eco;
la Fig. 3 es un diagrama que ilustra el fenomeno de las no linealidades de altavoces armonicos;
la Fig. 4 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de un cancelador de eco de acuerdo con la presente invencion;
la Fig. 5 es un diagrama de flujo que ilustra una realizacion de un metodo de estimar la potencia de eco generada por las no linealidades de altavoces armonicos de acuerdo con la presente invencion;
la Fig. 6 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de un estimador de potencia de eco armonico de acuerdo con la presente invencion;
la Fig. 7 es un diagrama de flujo que ilustra una realizacion de un metodo de supresion de eco de acuerdo con la presente invencion;
la Fig. 8 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de un equipo de usuario de acuerdo con la presente invencion;
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la Fig. 9 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de un estimador de potencia de eco armonico de acuerdo con la presente invencion; y
la Fig. 10 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de un cancelador de eco de acuerdo con la presente invencion.
Descripcion detallada
La Fig. 1 es un diagrama de bloques que ilustra los principios generales de un cancelador de eco convencional. La senal recibida x(t) es pasada a un altavoz 10 y forma una senal de eco s(t) no deseada en un microfono 12. Este eco es recogido por el microfono junto con una senal de extremo cercano v(t) deseada como senal de microfono y(t). Una trayectoria de eco EP (Echo Path, en ingles) se forma entre la entrada de altavoz y la salida de microfono. Un
A
restador 14 de eco utiliza un modelo adaptativo para formar una estimaci6ns(^] de la serial de eco s(t) en un
A
pronosticador de eco 16. El eco en la serial de microfono y(t) es entonces reducido restando s(^] de y(t) en un
sumador 18. Finalmente, todos los ecos residuales presentes en la salida e(t) del cancelador de eco son suprimidos mediante un supresor de eco residual 20, produciendo con ello la senal de salida final esalida(t) del cancelador de eco.
El supresor de eco residual 20 se implementa tipicamente de manera que los ecos residuales en e(t) son suprimidos utilizando un filtro selectivo de frecuencia. Las caractensticas de la respuesta de frecuencia G(t, f) del filtro selectivo de frecuencia aplicadas por el supresor de eco residual 20 dependen de las caractensticas espectrales estimadas
A A ~ ,
f) de v(t) y de Tipicamente, si para una cierta frecuencia f tenemos que ^ ^ es decir, la serial de extremo cercano es mucho mas fuerte que la serial de eco residual, entonces G(t, f) seria cercana a 1
(casi ninguna atenuacion). Por otro lado, si tuviesemos que ^ s^: \ es decir, la serial de extremo cercano
es aproximadamente igual a la senal de eco residual, entonces G(t, f) se elegirfa tipicamente pequena (atenuacion importante).
Generalmente se desea tener un comportamiento continuo suave de G(t, f) de pasar a traves de la senal a una supresion importante de la serial. Tal comportamiento eliminara las distorsiones provocadas por las discontinuidades
A
en G(t, f) en el tiempo. Tipicamente esto se consigue haciendo G(t, f) proporcionar a la relacion entre ■^■Vl y
A
PJM.
g(*,/) = f
W/)J
(i)
donde F es una funcion que depende de la implementacion. Las Figs. 2A - B ilustran ejemplos de la funcion F que representa la respuesta de frecuencia G(t, f) del filtro de frecuencia selectivo aplicado por el supresor de eco residual 20. Claramente, la forma de la funcion ilustrada en la Fig. 2B es preferible desde el punto de vista de la continuidad.
Puesto que las divisiones son complejas de realizar en cuanto a calculo, en muchas realizaciones del cancelador de eco en tiempo real el calculo de G(t, f) se efectua tipicamente sobre bandas de frecuencia para minimizar el numero de divisiones necesarias para calcular G(t, f). Si se utiliza un ancho de banda B uniforme para las bandas, G(t, f) puede entonces aproximarse como:
G(tJ)*G{t,b) = F
PMM
b = parte entera {f / B>
A$M)
Asf, G (t, f) es aproximada mediante una funcion constante a trozos G (t, b).
(2)
Un esquema de bandas tipico sena utilizar de manera uniforme B = 250 Hz para un rango de frecuencias de 0 a 4000 Hz. Para simplificar la explicacion en esta memoria, se asumira de manera general este esquema de bandas, pero la presente invencion no esta en modo alguno restringida a este esquema de bandas particular. Asf, B puede ser mayor o menor que el ejemplo dado. Otra posibilidad es que B varie con el rango de frecuencias. Como ejemplo, B podna ser menor en la parte media del diagrama de la Fig. 2B que cerca de los puntos de extremo, para tener en cuenta la rapida variacion de F en esa region.
Un tipo comun de no linealidad en los altavoces genera sobretonos armonicos en la salida del altavoz. La Fig. 3 es un diagrama que ilustra el fenomeno de tales no linealidades de altavoces armonicos en un UE. El diagrama muestra una fundamental (sinusoidal) que varia en frecuencia de 4000 Hz a 0 Hz en el periodo de tiempo dado. Para tal entrada de altavoz sinusoidal la salida del altavoz contiene sobretonos armonicos en 2, 3, 4,... veces la frecuencia fundamental. Estos sobretonos son generados de una manera no lineal puesto que la entrada del altavoz
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no contiene ninguna potencia (o muy baja) a esas frecuencias. La potencia de los diferentes tonos ha sido ilustrada mediante el grosor de las lmeas de la Fig. 3. Asf, en el ejemplo, el segundo sobretono es mas fuerte que los sobretonos primero y segundo, pero mas debil que el tono fundamental.
Un metodo factible de calcular los armonicos en la salida del altavoz podna basarse en los armonicos en la entrada del altavoz. Las soluciones basadas en tal planteamiento requerinan, no obstante, una estimacion del espectro total de la entrada del altavoz para estimar la salida no lineal del altavoz, haciendo con ello que el metodo sea complejo en cuanto a calculo.
En referencia una vez mas a la Fig. 1, los sobretonos armonicos en la salida del altavoz s(t) seran recogidos por el microfono 12 como ecos no lineales. Estos ecos necesitan ser eliminados por el cancelador de eco. No obstante, puesto que el restador de eco 14 esta basado en un modelo lineal de la trayectoria de eco EP, el restador de eco no puede reducir los ecos no lineales. Estos deben ser, por lo tanto, eliminados por el supresor de eco residual 20. Para ello, el supresor de eco residual necesita una estimacion de la potencia de los ecos no lineales. Ademas, la estimacion de la potencia de los ecos no lineales necesita ser precisa, puesto que de lo contrario el supresor de eco residual necesita efectuar una supresion extra para compensar la incertidumbre en la estimacion de potencia de eco no lineal. Esto resultara en una menor transparencia del cancelador de eco reducido de la senal de extremo cercano v(t), lo que no resulta deseable.
La Fig. 4 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de un cancelador de eco de acuerdo con la presente invencion. El cancelador de eco incluye un supresor de eco residual 50 que utiliza un filtro de frecuencia selectivo, tal como G(t, b) descrito anteriormente, basado en la relacion entre una estimacion de potencia de una senal de extremo cercano y una estimacion de potencia de la senal de eco. La diferencia es que ahora la estimacion de potencia de la senal de eco tambien debe incluir una estimacion de potencia de eco generada por las no linealidades de altavoz armonico ademas de la estimacion de potencia de eco lineal. Asf, el filtro selectivo de frecuencia G(t, b) se representa como:
imagen1
donde
1 '■■■■ representa la estimacion de potencia de la senal de extremo cercano,
Pi,i m representa la estimacion de la potencia de eco lineal (representado como en la ecuacion (2)), es
decir, una estimacion de la potencia de la senal de eco residual del restador de eco 14, y
representa la estimacion de potencia de eco generado por las no linealidades de altavoces armonicos.
Volviendo a la Fig. 4, el cancelador de eco por lo tanto incluye ademas un estimador de potencia de eco armonico 30
A
configurado para determinar la estimacion de potencia ^s,niW de eco generado por las no linealidades de altavoces armonicos. De ahora en adelante se eliminara la dependencia del tiempo en las estimaciones de potencia, para evitar la acumulacion de las ecuaciones. No obstante, debe recordarse que las estimaciones de potencia en las ecuaciones que se dan a continuacion dependen del tiempo y de la banda de frecuencia b.
De lo anterior resulta claro que un aspecto importante de la invencion es la estimacion de la potencia del eco
no lineal en la senal de microfono provocada por la no linealidad de altavoces armonicos. La estimacion se efectua en el estimador de potencia de eco armonico 30 por bandas, preferiblemente adaptado a la estructura de bandas del supresor del eco residual.
La Fig. 5 es un diagrama de flujo que ilustra una realizacion del metodo de estimacion de la potencia de eco generada por las no linealidades de altavoces armonicos de acuerdo con la presente invencion. El estimador de potencia de eco armonico 30 esta configurado para implementar esta funcionalidad.
La etapa S1 mapea cada banda de frecuencia en un conjunto de bandas de frecuencia de la senal de salida del altavoz blsp en una matriz correspondiente de bandas de frecuencia de la senal de entrada del altavoz b(blsp, k), donde cada banda de frecuencia del conjunto es mapeada en varias bandas de frecuencia en la correspondiente matriz. El proposito de esta etapa es determinar que bandas de la senal de entrada x(t) realmente pueden producir un sobretono en la banda de salida del altavoz blsp. En esta memoria, k = 1, 2, 3,... denota el numero de sobretonos. Un ejemplo de este mapeo (y de como puede efectuarse) viene dado en la Tabla 1 del Apendice 1. De esta Tabla 1 puede verse que la banda de salida de un altavoz blsp puede incluir sobretonos generados por varias bandas de senal de entrada (varios k). Asf, tipicamente el mapeo es de “una a muchas” bandas, especialmente para las bandas
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bisp mas altas. Por otro lado, para bandas mas bajas, muchas bandas de frecuencia de la correspondiente matriz pueden ser en realidad la misma banda.
A ’
La etapa S2 determina una estimacion de potencia ^x(^(^isp> k)) de cada serial de entrada del altavoz en cada matriz de bandas de frecuencia. Asf, esta etapa determina una estimacion de potencia de cada senal de entrada en las bandas que puede generar un sobretono en la banda de salida del altavoz blsp.
A '
La etapa S3 combina determinadas estimaciones de potencia (b(bisp> ^)) en cada matriz de bandas de frecuencia
en una estimacion correspondiente px.nAbisp> de la potencia de entrada del altavoz que generan las no linealidades en altavoces armonicos. Asf, esta etapa determina una estimacion de potencia total de los componentes de la senal de entrada que generan sobretonos en la banda de salida del altavoz blsp.
En una realizacion preferida la etapa S3 de combinacion puede estar basada en la combinacion:
imagen2
en la que
■ denota la estimacion de la potencia de entrada del altavoz en la banda de frecuencia de la senal de salida del altavoz blsp,
b(blsp, k) denota el mapeo (descrito con mas detalle en el Apendice 1),
A “
: :: ! denota las estimaciones de potencia determinadas en las banda de frecuencia de la senal de entrada
del altavoz b(blsp, k),
C(blsp, k) denota coeficientes predeterminados (descritos con mas detalle en el Apendice 2),
N0 denota un numero maximo de terminos que deben ser incluidos en cada combinacion.
El numero maximo de terminos N0 correspondientes al numero maximo de sobretonos para que deben considerarse, por ejemplo, N0 se basa en el intervalo 3 - 9. Se ha encontrado que N0 = 6 proporciona una complejidad y requisitos de almacenamiento razonables y parece ser suficiente para la mayoria de las no linealidades armonicas que muestran los altavoces. Asi, se necesitan relativamente pocos coeficientes para especificar el comportamiento, aun manteniendo un buen control del modelo de altavoz. Los valores reales para los coeficientes son diferentes para diferentes tipos de altavoces. Tfpicamente, los valores reales son determinados a partir de las estimaciones del espectrograma de las entradas y salidas de altavoces, donde la entrada consiste en un barrido sinusoidal.
A ‘
En una realizacion solo se combinan determinadas estimaciones de potencia px(b(bi.sp>k)) qUe SUperan un umbral de potencia predeterminado. Este umbral de potencia representa un nivel mrnimo por debajo del cual los componentes espectrales no generan armonicos no lineales. Esta realizacion implica asimismo una mayor reduccion de la complejidad. El umbral puede encontrarse efectuando un barrido sinusoidal de frecuencia de diferentes niveles y observando en que nivel dejan de producirse las no linealidades.
En otra realizacion, solo se incluyen en la suma los terminos c(bisp k)'px(b(btsp’ *)) que superan otro umbral predeterminado. En esta realizacion las estimaciones de potencia determinadas ponderadas mediante los coeficientes C(blsp, k) son comparadas con el umbral, lo que significa que solo se mantienen en la suma los terminos mas importantes.
A ‘
La etapa S4 transforma las estimaciones de la potencia de entrada del altavoz a traves de la trayectoria
A '
de eco EP en estimaciones de la potencia de eco generada por las no linealidades de altavoces armonicos.
La transformacion puede ser realizada multiplicando las estimaciones de la potencia de entrada del altavoz por la
A
magnitud al cuadrado de una estimacion W(6) de la respuesta en frecuencia de la trayectoria de eco EP de acuerdo con:
PSJb) = \H{bf PXtJb), b = 1 ,-,Nbandas (5)
donde Nbandas es el numero de bandas de frecuencia. En un cancelador de eco, H(b) se conoce tfpicamente a partir de un filtro adaptativo en el estimador de respuesta de impulso de la trayectoria de eco 32 del restador de eco 14. Si
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no hay ninguna estimacion de H(b) disponible, puede estimarse facilmente a partir de las caractensticas de las senales de entrada del altavoz y de salida del microfono.
Volviendo a la Fig. 4, en la realizacion ilustrada el estimador de potencia de eco armonico 30 utiliza la senal de entrada del altavoz x(t) y la estimacion H(b) a partir del restador de eco 14 para producir la estimacion de la potencia
h.nm del eco no lineal, como se describira ahora con referencia a la Fig.6.
La Fig. 6 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de un estimador de potencia de eco armonico 30 que implementa el metodo descrito.
Un mapeador de banda de frecuencia 40 esta configurado para mapear cada banda de frecuencia en un conjunto de bandas de frecuencia de senal de salida de altavoz blsp en una matriz correspondiente de bandas de frecuencia de la senal de entrada de altavoz b(blsp, k), donde cada banda de frecuencia en el conjunto es mapeada en varias bandas de frecuencia en la matriz correspondiente. El mapeador de banda de frecuencia 40 puede, por ejemplo, ser implementado como una tabla de busqueda predeterminada, tal como la Tabla 1 del Apendice 1.
Un estimador de potencia 42 que recibe las bandas de frecuencia de la senal de entrada de altavoz b(blsp, k) mapeadas y la senal de entrada de altavoz x(t) esta configurado para determinar una estimacion de potencia
P,WV*»de cada serial de entrada de altavoz en cada matriz de bandas de frecuencia.
Un combinador de estimacion de potencia 44 conectado al estimador de potencia 42 esta configurado para combinar
las estimaciones de potencia determinadas en cada matriz de bandas de frecuencia en una
estimacion correspondiente de la potencia de entrada de altavoz generador de no linealidades de
altavoz armonico, por ejemplo de acuerdo con la ecuacion (4). Los coeficientes C(blsp, k) predeterminados pueden ser almacenados en una tabla de busqueda.
Un transformador de estimaciones de potencia 46 conectado al combinador de estimacion de potencia 44 esta configurado para transformar las estimaciones de la potencia de entrada del altavoz a traves de la trayectoria de eco
EP en estimaciones de potencia
f\nW
del eco generado por las no linealidades de altavoz armonico. La
A
transformacion puede ser Nevada a cabo de acuerdo con la ecuacion (5). La estimacion H(b) de |a respuesta de frecuencia de la trayectoria de eco EP puede, por ejemplo, ser obtenida a partir del restador de eco 14, como se ilustra en la Fig. 4.
Como se ha descrito previamente, en una realizacion el combinador de estimaciones de potencia 44 puede ser configurado para incluir solo las estimaciones de potencia determinadas que superan un umbral de potencia predeterminado en la combinacion (4).
En otra realizacion, el combinador de estimaciones de potencia 44 puede ser configurado para incluir solo terminos que superan un umbral predeterminado en la suma (4).
A
Las estimaciones de potencia son enviadas a un supresorde eco residual 50. El supresor de eco residual
50 incluye dos estimadores de potencia 52 y 54. La funcionalidad de los estimadores de potencia 52 y 54 solo se describira brevemente a continuacion, puesto que estos elementos se encuentran tfpicamente en los supresores de eco residual convencionales.
El estimador de potencia 52 recibe la serial de entrada de altavoz x(t) y la estimacion W(Z>) de la respuesta en
A
frecuencia de la trayectoria de eco EP. Utilizando estas entidades, determina la estimacion de potencia ^s.i^)
A
estimacion es enviada a un sumador 56, que la suma a las estimaciones de potencia del eco generado por
las no linealidades de altavoz armonico.
El estimador de potencia 54 recibe la serial ■--'-S'-'del restador de eco 14 y forma una estimacion de potencia ^VWde |a serial de extremo cercano v(t).
Las estimaciones de la potencia de salida del estimador de potencia 54 y del sumador 56 son enviadas a un filtro de frecuencia selectivo 58 representado por la funcion F en la ecuacion (3), cuyo filtro produce la senal de salida esalida (t).
La Fig. 7 es un diagrama de flujo que ilustra una realizacion de un metodo de supresion de eco de acuerdo con la
A
presente invencion. La etapa S10 determina una estimacion de potencia de una serial de eco residual de un
restador de eco. Las etapas S1 a S4, que se explican con mas detalle con referencia a la Fig. 5 anterior, determinan
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35
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45
50
una estimacion de la potencia de eco generada por las no linealidades del altavoz armonico. La etapa S11
A
forma la estimacion de potencia de la serial de eco sumando la estimacion de potencia ^sA^ de la serial de eco
fi. '
residual a la estimacion de potencia Ps.nAb) del eco generado por las no linealidades de altavoz armonico.
La Fig. 8 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de un equipo de usuario de acuerdo con la presente invencion. Un cancelador de eco 60 de acuerdo con la presente invencion esta conectado a una antena sobre un codificador / decodificador de radio 62 y de conversacion 64. La radio efectua una conversion ascendente / descendente convencional, una amplificacion y una decodificacion de canal. El codificador / decodificador de conversacion 64 efectua una codificacion / decodificacion de conversacion convencional. Puesto que los dos elementos 62, 64 son unidades convencionales, no se describiran con mas detalle.
Las etapas, funciones, procedimientos y/o bloques descritos en esta memoria pueden ser implementados en hardware utilizando cualquier tecnologfa convencional, tal como tecnologfa de circuitos discretos o de circuitos integrados, incluyendo circuitos electronicos tanto de proposito general como espedficos para una aplicacion.
De manera alternativa, al menos algunas de las etapas, funciones, procedimientos y/o bloques descritos en esta memoria pueden ser implementados con software para su ejecucion mediante un dispositivo de procesamiento adecuado, tal como un microprocesador, un procesador de senal digital, (DSP - Digital Signal Processor, en ingles) y/o cualquier dispositivo logico programable adecuado, tal como un dispositivo de matriz de puertas programable en campo (FPGA - Field Programmable Gate Array, en ingles).
Debe comprenderse que puede ser posible reutilizar las capacidades de procesamiento generales del UE. Esto puede, por ejemplo, realizarse mediante reprogramacion del software existente o anadiendo nuevos componentes de software.
Como ejemplo de implementacion, la Fig. 9 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de ejemplo de un estimador de potencia de eco armonico 30 de acuerdo con la presente invencion. Esta realizacion se basa en un procesador 100, por ejemplo, un microprocesador, que ejecuta un componente de software 110 para el mapeo de bandas de frecuencia, un componente de software 120 para la estimacion de potencia, un componente de software 130 para la combinacion de estimaciones de potencia y un componente de software 140 para la transformacion de estimaciones de potencia. Estos componentes de software estan almacenados en la memoria 150. El procesador 100 se comunica con la memoria sobre un bus del sistema. La senal de entrada de altavoz x(t) y la estimacion H(b) de la respuesta en frecuencia de la trayectoria de eco EP son recibidos por un controlador de entrada / salida (I/O - Input / Output, en ingles) 160 que controla un bus I/O, al cual estan conectados el procesador 100 y la memoria 150. En esta realizacion los parametros recibidos por el controlador I/O 160 estan almacenados en la memoria 150, en la que son procesados mediante los componentes de software. El componente de software 110 puede implementar la funcionalidad de bloque 40 en las realizaciones descritas anteriormente. El componente de software 120 puede implementar la funcionalidad de bloque 42 en las realizaciones descritas anteriormente. El componente de software 130 puede implementar la funcionalidad de bloque 44 en las realizaciones descritas anteriormente El componente de software 140 puede implementar la funcionalidad de bloque 46 en las realizaciones descritas anteriormente. La
A '
estimacion de potencia ^s,nl(b) obtenida del componente de software 140 es recuperada de la memoria 150 mediante el controlador I/O 160 sobre el bus I/O.
La Fig. 10 es un diagrama de bloques que ilustra una realizacion de un cancelador de eco 60 de acuerdo con la presente invencion. Ademas de los componentes de software 110 a 140 descritos con referencia a la Fig. 9, la memoria 150 incluye asimismo un componente de software 200 para la prediccion y sustraccion del eco, un componente de software 210 para la adicion de potencia y un componente de software 220 para la supresion del eco. El componente de software 200 puede implementar la funcionalidad del bloque 14 en las realizaciones descritas anteriormente. El componente de software 210 puede implementar la funcionalidad del bloque 56 en las realizaciones descritas anteriormente. El componente de software 220 puede implementar la funcionalidad del bloque 58 en las realizaciones descritas anteriormente. La senal de entrada de altavoz x(t) y la senal de microfono y(t) son recibidas por el controlador I/O 160 en el bus I/O, y la senal de salida esALIDA(t) del cancelador de eco es enviada al codificador de conversacion en el bus I/O.
En las realizaciones de la Fig. 9 y la Fig. 10 se asume que otras tareas tales como la desmodulacion, la codificacion/decodificacion de canal y la codificacion / decodificacion de conversacion en un UE son manejadas en algun otro lugar del UE. No obstante, una alternativa es que los componentes de software de la memoria 150 manejen tambien todas o parte de estas tareas.
En caso de que el UE sea un ordenador que recibe paquetes de voz sobre protocolo de Internet (IP), los paquetes de IP son tipicamente enviados al controlador I/O 160 y la senal de entrada de altavoz x(t) es extrafda mediante otros componentes de software en la memoria 150.
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Ejemplos no limitativos de UE tfpicos en los que puede utilizarse la presente invencion son: ordenadores personales (estacionarios o agendas (notebooks, en ingles)), netbooks, PC de tableta, dispositivos moviles con acceso a internet, telefonos inteligentes, telefonos inteligentes basicos (feature phones, en ingles).
Algunos o todos los componentes de software descritos anteriormente pueden estar contenidos en un medio legible por ordenador, por ejemplo un CD, DVD o disco duro, y ser cargados en la memoria para su ejecucion por parte del procesador.
Puesto que las no linealidades de los altavoces armonicos pueden producirse para senales de entrada de altavoces de tipo de banda estrecha, estas clases de senales pueden ser detectadas para determinar cuando debena utilizarse el metodo descrito para las no linealidades de altavoces armonicos. Para ello pueden detectarse varias senales, y si existen algunos de estos tipos, el metodo se utiliza, o por el contrario no se utiliza. Tales tipos de senal son, por ejemplo, las senales armonicas y las senales no estacionarias.
Para detectar las senales armonicas que incluyen varios componentes de banda estrecha que pueden activar la no linealidad, puede utilizarse el metodo de deteccion inspirado en Cepstrum siguiente. Se calcula el periodograma
p A ff jA
de los 32 bins mas bajos de Px(t, f) para detectar la presencia de armonicos de banda estrecha:
Pp (t,fc) = Periodograma (Px(*,/),/ =
La razon ara utilizar solo los 32 bins mas bajos para el calculo del periodograma es que los armonicos normalmente son mas prominentes para estos bins, y el hecho de que incluyan mas bins resultana en una estimacion menos precisa.
La planicidad de Pp* ^’^es entonces estimada como el numero de bins en p* ^ ^ que superan un umbral de 0,7
P* (t k)
max { 1 ’ '}. si este numero es superior a 2, entonces se considera que la serial incluye armonicos.
Este esquema de deteccion para senales no estacionarias puede ser utilizado para captar el inicio de las senales armonicas que, a menudo, mediante la tecnica anterior, se pierde. Estas se caracterizan por un cambio en las estadfsticas de senal y son detectadas como no linealidades en la senal. La tecnica de deteccion detecta no estacionariedades como una desviacion importante de la potencia media y se efectua como sigue:
imagen3
Resultara evidente para los expertos en la materia que pueden realizarse varias modificaciones y cambios a la presente invencion sin separarse del alcance de la misma, que se define mediante las reivindicaciones adjuntas.
Apendicel
Puesto que un sobretono tiene que ser un multiplo entero de la frecuencia fundamental, los sobretonos en una cierta banda de salida del altavoz originaran desde una matriz de bandas de entrada del altavoz. La Tabla 1 que se muestra a continuacion es un mapeo de ejemplo basado en un ancho de banda equidistante de 250 Hz para cada banda de frecuencia.
Tabla 1
imagen4
Como un ejemplo mas, el codigo MATLAB® siguiente puede utilizarse para determinar un mapeo similar con una frecuencia de muestreo de 48 kHz de una estructura de banda que utiliza 250 Hz / banda y 6 sobretonos:
fO = 0:250:(24000-250); fO = f0’; f1 = 249:250:(24000); f1 =f1';
M = 1+[floor(f0/2/250) floor(f1/2/250) floor(f0/3/250) floor(f1/3/250) floor(f0/4/250) floor(f1/4/250), ... floor(f0/5/250) floor(f1/5/250) floor(f0/6/250) floor(f1/6/250) floor(f0/7/250) floor(f1/7/250)];
M = M(:t 1:2:end);
Apendice 2
Las no linealidades armonicas en el altavoz son modelizadas por medio de la amplitud relativa de los armonicos (relativos y fundamental), denotados {hk} y un factor de ganancia Yn que describe la potencia de las no linealidades producidas por una cierta frecuencia.
Una estimacion del espectro de las no linealidades se calcula a partir del espectro de la senal de salida del altavoz como:
Wbandas
p,“ (/)= £
n-1
donde los vectores {An} se determinan a partir de {hk} de acuerdo con la difusion de los sobretonos (el mapeo de frecuencia se describe en el apendice 1):
10
Por ello:
imagen5
imagen6
0 “ 0
h2 + >h
La amplitud relativa {hk} de los armonicos y de los factores de ganancia fundamentals Yn deben ser seleccionados de acuerdo con la no linealidades producida por el altavoz.
15 Los coeficientes C(blsp, k) en la ecuacion (4) estan formados por productos de estos parametros.
Abreviaturas
DSP
Procesador de senal digital Digital Signal Processor, en ingles
FFT
Transformada rapida de Fourier Fast Fourier Transform, en ingles
FPGA
Matriz de puertas programables en campo Field Programmable Gate Array, en ingles
I/O
Entrada / Salida Input / Output, en ingles
IP
Protocolo de internet Internet Protocol, en ingles
UE
Equipo de usuario User Equipment, en ingles
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Claims (13)

  1. 5
    10
    15
    20
    25
    30
    35
    REIVINDICACIONES
    1. Metodo de estimacion de una potencia de eco generada por no linealidades de altavoces armonicos en un equipo de usuario que tiene una trayectoria de eco entre una entrada de altavoz y una salida de microfono, incluyendo el citado metodo las etapas de:
    mapear (S1) cada banda de frecuencia en un conjunto de bandas de frecuencia de senal de salida de altavoz (blsp) en una matriz correspondiente de bandas de frecuencia de senal de entrada de altavoz (b(blsp, k)), siendo cada banda de frecuencia del conjunto mapeada en varias bandas de frecuencia en la correspondiente matriz;
    A ‘
    determinar (S2) una estimacion de potencia de cada senal de entrada en cada matriz de bandas de
    frecuencia;
    combinar (S3) determinadas estimaciones de potencia \(b(bisp’l<)). en cada matriz de bandas de frecuencia en una
    estimacion correspondiente ^xrni(^isp)) de la potencia de entrada de altavoz que generan las no linealidades de altavoces armonicos;
    fl
    transformar (S4) las estimaciones (^Vn/t^fep))de potencia de entrada de altavoz a traves de la trayectoria de eco (EP) en las estimaciones de potencia (h,nib))
    voces armonicos.
  2. 2. El metodo de la reivindicacion 1, en el que la etapa de combinacion (S3) se basa en la combinacion:
    imagen1
    en la que
    A
    ' ' denota la estimacion de potencia de entrada de altavoz en una banda de frecuencia de senal de salida de
    altavoz blsp,
    b(blsp, k) denota el mapeo,
    A '
    ,lJ' 1J:'denota estimaciones de potencia determinada en banda de frecuencia de senal de entrada de altavoz b(blsp, k),
    C(blsp, k) denota coeficientes predeterminados,
    No denota un numero maximo de terminos para ser incluidos en cada combinacion.
  3. 3. El metodo de la reivindicacion 1 o 2, en el que solo se combinan determinadas estimaciones de potencia que superan un umbral de potencia predeterminado.
  4. 4. El metodo de la reivindicacion 2, en el que solo se incluyen en la suma los terminos que superan un umbral predeterminado.
  5. 5. El metodo de la reivindicacion 1, 2, 3 o 4, en el que la etapa de transformacion (S4) multiplica las estimaciones de
    A
    potencia de entrada de altavoz por la magnitud al cuadrado de una estimacion de la respuesta en frecuencia
    de la trayectoria de eco (EP).
  6. 6. Metodo de supresion de eco que utiliza un filtro de frecuencia selectivo basado en la relacion entre una estimacion de potencia de una senal de extremo cercano y una estimacion de potencia de una senal de eco, que incluye las etapas de:
    determinar (S10) una estimacion de potencia de una serial de eco residual procedente de un restador de
    eco (14);
    determinar (S1-S4), de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones 1 - 5, una estimacion de potencia
    A
    " : de eco generada por las no linealidades de altavoces armonicos;
    5
    10
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    20
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    30
    35
    40
    formar(S11) la estimacion de potencia de la serial de eco sumando la estimacion de potencia de la serial
    A .
    de eco residual a la estimacion de potencia (Ps.nM de eco generado por las no linealidades de altavoces armonicos.
  7. 7. Estimador de potencia de eco armonico configurado para estimar la potencia de eco generado por las no linealidades de altavoces armonicos en un equipo de usuario que tiene una trayectoria de eco entre una entrada de altavoz y una salida de microfono, incluyendo el citado estimador de potencia de eco armonico:
    un mapeador de banda de frecuencia (40) configurado para mapear cada banda de frecuencia en un conjunto de bandas de frecuencia de senal de salida de altavoz (blsp) en una matriz correspondiente de bandas de frecuencia de senal de entrada de altavoz (b(blsp, k)), siendo cada banda de frecuencia del conjunto mapeada en varias bandas de frecuencia en la correspondiente matriz;
    un estimador de potencia (42) configurado para determinar una estimacion de potencia (^x^fysp’^^de cac|a sefja| de entrada de altavoz en cada matriz de bandas de frecuencia;
    un combinador de estimacion de potencia (44) configurado para combinar determinadas estimaciones de potencia
    ^ A
    (Px(b{bisp'k))) en cac|a matriz de bandas de frecuencia en una estimacion (^x.nMsp))correspondiente de la potencia de entrada de altavoz que generan las no linealidades de altavoces armonicos;
    un transformador de estimacion de potencia (46) configurado para transformar las estimaciones de potencia de entrada de altavoz a traves de la trayectoria de eco (EP) en estimacion de potencia (hjb))
    del eco generado por
    las no linealidades de altavoces armonicos.
  8. 8. Estimador de potencia de eco armonico de acuerdo con la reivindicacion 7, en el que el combinador de estimacion de potencia (44) esta configurado para generar una combinacion basada en:
    imagen2
    en la que
    A
    : ‘ denota la estimacion de potencia de entrada de altavoz en una banda de frecuencia de senal blsp de salida
    de altavoz,
    b(blsp, k) denota el mapeo,
    A '
    : ; ’ ;; s ’' denota estimaciones de potencia determinadas en banda de frecuencia de senal de entrada de altavoz b(blsp, k),
    C(blsp, k) denota coeficientes predeterminados,
    No denota un numero maximo de terminos para ser incluidos en cada combinacion.
  9. 9. El estimador de potencia de eco armonico de la reivindicacion 7 u 8, en el que el combinador de estimacion de potencia (44) esta configurado para incluir solo determinadas estimaciones de potencia que superan un umbral de potencia predeterminada en la combinacion.
  10. 10. El estimador de potencia de eco armonico de la reivindicacion 8, en el que el combinador de estimacion de potencia (44) esta configurado para incluir solo terminos que superan un umbral predeterminado en la suma.
  11. 11. El estimador de potencia de eco armonico de la reivindicacion 7, 8, 9 o 10, en el que el transformador de estimaciones de potencia (46) esta configurado para multiplicar las estimaciones de la potencia de entrada de
    A ’
    altavoz por la magnitud al cuadrado de una estimacion de la respuesta en frecuencia de la trayectoria de eco.
  12. 12. Un cancelador de eco que tiene un supresor de eco residual que utiliza un filtro de frecuencia selectivo basado en la relacion entre una estimacion de potencia de una senal de extremo cercano y una estimacion de potencia de una senal de eco, incluyendo el citado cancelador de eco las etapas de:
    A ‘
    un estimador de eco (52) configurado para determinar una estimacion de potenciade una serial de eco residual de un restador de eco;
    un estimador de potencia de eco armonico (30) de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 7-11,
    A
    configurado para determinar una estimacion de potencia de eco generado por las no linealidades de
    altavoces armonicos;
    un
    sumador (56) configurado para sumar la estimacion de potenciade la serial de eco residual a la
    estimacion de potencia de eco generado por las no linealidades de altavoces armonicos.
  13. 13. Un equipo de usuario que incluye un cancelador de eco (60) de acuerdo con la reivindicacion 12.
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