JP6529111B2 - 広帯域円偏波アンテナ - Google Patents

Description

本発明は、円偏波の送受信が可能で広帯域に整合がとれる広帯域円偏波アンテナに関する。

近年はスマートフォン等の普及により、高速・大容量の伝送を可能にする超広帯域（ＵＷＢ）無線システム、ＵＨＦ帯のホワイトスペースを使った無線システムやコグニティブ無線システム等が注目されている。このような通信システムの中で、ＧＰＳアンテナのように単指向性の円偏波アンテナには高い需要が期待される。

広帯域の円偏波アンテナとしては、従来よりヘリカルアンテナが知られている。しかし、ヘリカルアンテナは立体構造のために製作コスト等を抑制することが困難であり、小型携帯機器への搭載にも制限が生じてしまう。平面型の円偏波アンテナとして、プリント基板の片面に所要形状の第１〜第３導電膜部を形成することで、小型の円偏波送受信用平面アンテナとしたものが提案されている（例えば、特許文献１を参照）。

特開２０１４−１６５６８５号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された発明では、１２２７．６０ＭＨｚと１５７５．４２ＭＨｚとの二つの周波数を含む約１ＧＨｚ〜１．６ＧＨｚの範囲で円偏波を送受信できる程度のものに過ぎず、数ＧＨｚにおよぶ広い周波数範囲での整合を実現できていない。

そこで、本発明は、小型で平面構造の円偏波アンテナとして、数ＧＨｚにおよぶ広帯域で整合をとることができる広帯域円偏波アンテナの提供を目的とする。

前記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、短辺である上底と、長辺である下底と、上底および下底と直角に交わる直交脚と、直交脚と対向位置にある斜脚の４辺で囲まれた台形状のアンテナ素子を一対備え、前記一対のアンテナ素子の各下底が互いに近接するよう、給電部に対して点対称に配置し、両アンテナ素子の下底に沿った向きに流れる電流の総和と両アンテナ素子の直交脚に沿った向きに流れる電流の総和とが位相差をもって同程度となるよう、前記給電部から直交脚までの長さが、給電部から斜脚までの長さよりも短くなるように設定し、両アンテナ素子の下底の近接距離で整合条件を調整するようにしたことを特徴とする。

また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載の広帯域円偏波アンテナにおいて、前記一対のアンテナ素子の各下底には、給電部に向かって所要幅で突出する給電接続突部を形成し、この給電接続突部の突出端から給電するようにし、各給電接続突部の幅および突出量で整合条件を調整するようにしたことを特徴とする。

また、請求項３に係る発明は、請求項１又は請求項２に記載の広帯域円偏波アンテナにおいて、前記一対のアンテナ素子は、任意サイズの誘電体基板に導電膜で形成するようにしたことを特徴とする。

また、請求項４に係る発明は、請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の広帯域円偏波アンテナにおいて、前記一対のアンテナ素子と平行な反射面を有する反射体を、目的とする周波数の１／４波長だけアンテナ素子から離隔して配置することにより、反射体配置側の円偏波を逆旋の円偏波として反射し、単指向性となるようにしたことを特徴とする。

本発明に係る広帯域アンテナによれば、給電部に対して点対称に配置する一対の台形状のアンテナ素子によって、円偏波の送受信ができ、広い周波数範囲での整合を実現できる。

本発明に係る広帯域円偏波アンテナの第１実施形態における設計例（寸法の単位はミリメートル）を示す正面図である。 第１実施形態における広帯域円偏波アンテナを単指向性とするための構成説明図である。 図１に示す構成の広帯域円偏波アンテナ（給電接続突部あり）と図１に示す構成から給電接続突部を除いた広帯域円偏波アンテナ（給電接続突部なし）の周波数特性を示すもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 本発明に係る広帯域円偏波アンテナの第２実施形態における設計例（寸法の単位はミリメートル）を示す正面図である。 図４に示す構成の広帯域円偏波アンテナ（ピン給電）と図１に示す基本構成の広帯域円偏波アンテナ（間隙給電）の周波数特性を示すもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 本発明に係る広帯域円偏波アンテナの第３実施形態における設計例（寸法の単位はミリメートル）を示す正面図である。 図６に示す構成の広帯域円偏波アンテナの周波数特性をＨＦＳＳで演算した結果とＩＥ３Ｄで演算した結果を対比したもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 基準構成の広帯域円偏波アンテナにおける２．２ＧＨｚの指向特性をＸ−Ｚ面（φ＝０゜面）とＹ−Ｚ面（φ＝９０゜面）についてＨＦＳＳで演算したもので、（ａ）は左旋円偏波の指向特性図、（ｂ）は右旋円偏波の指向特性図である。 基準構成の広帯域円偏波アンテナにおける３．３ＧＨｚの指向特性をＸ−Ｚ面（φ＝０゜面）とＹ−Ｚ面（φ＝９０゜面）についてＨＦＳＳで演算したもので、（ａ）は左旋円偏波の指向特性図、（ｂ）は右旋円偏波の指向特性図である。 基準構成の広帯域円偏波アンテナにおける４．４ＧＨｚの指向特性をＸ−Ｚ面（φ＝０゜面）とＹ−Ｚ面（φ＝９０゜面）についてＨＦＳＳで演算したもので、（ａ）は左旋円偏波の指向特性図、（ｂ）は右旋円偏波の指向特性図である。 基準構成の広帯域円偏波アンテナにおける５．５ＧＨｚの指向特性をＸ−Ｚ面（φ＝０゜面）とＹ−Ｚ面（φ＝９０゜面）についてＨＦＳＳで演算したもので、（ａ）は左旋円偏波の指向特性図、（ｂ）は右旋円偏波の指向特性図である。 図６に示す構成の広帯域円偏波アンテナを２．２ＧＨｚで動作させた場合をＨＦＳＳで演算した瞬時的な電流の向きを示す電流分布図である。 図６に示す構成の広帯域円偏波アンテナを３．３ＧＨｚで動作させた場合をＨＦＳＳで演算した瞬時的な電流の向きを示す電流分布図である。 図６に示す構成の広帯域円偏波アンテナを４．４ＧＨｚで動作させた場合をＨＦＳＳで演算した瞬時的な電流の向きを示す電流分布図である。 図６に示す構成の広帯域円偏波アンテナを５．５ＧＨｚで動作させた場合をＨＦＳＳで演算した瞬時的な電流の向きを示す電流分布図である。 本発明に係る広帯域円偏波アンテナにおける円偏波の発生原理説明図である。 図６に示す構成の広帯域円偏波アンテナを試作した外観図である。 図１８に示す試作アンテナで測定した反射係数（Ｓ11）の周波数特性図である。 図６に示す構成から誘電体基板を除いた基準構成の広帯域円偏波アンテナ（基板なし）の周波数特性と図６に示す構成の広帯域円偏波アンテナ（基板あり）の周波数特性をＨＦＳＳで演算した結果を対比したもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 広帯域円偏波アンテナにおける各アンテナ素子のサイズ変更部位を示す説明図である。 基準構成のアンテナ素子における上底の斜脚側端部をＲＵ方向へ５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示すもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 基準構成のアンテナ素子における下底の斜脚側端部をＲＤ方向へ５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示すもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 基準構成のアンテナ素子における直交脚をＬ方向へ５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示すもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 基準構成のアンテナ素子における直交脚をＬ方向へ３ｍｍ増加させた場合の特性変化を示すもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 基準構成のアンテナ素子における上底をＵ方向へ５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示すもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 基準構成のアンテナ素子における下底をＤ方向へ０．５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示すもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。 基準構成のアンテナ素子における給電接続突部を給電中心に対してＦＤＷ方向へ４ｍｍ拡縮させた場合の特性変化を示すもので、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。

次に、添付図面に基づいて、本発明に係る広帯域円偏波アンテナの実施形態につき説明する。

図１は、本発明に係る広帯域円偏波アンテナの第１実施形態を示すもので、図中に示してある寸法（単位はｍｍ）は、モーメン法による電磁界解析シミュレータＩＥ３Ｄ（Ｚｅｌａｎｄ社）での設計例であり、反射係数（Ｓ11）が−１０ｄＢ以下、正面方向の軸比ＡＲが２（３ｄＢ）以下となるように最適化した。

広帯域円偏波アンテナ１は、誘電体基板２の一方の面（例えば、第１面２ａ）をアンテナ素子配設面として、この第１面２ａに同一形状の第１アンテナ素子３１および第２アンテナ素子３２を点対称となるように形成し、対称点に位置する給電部４にて第１，第２アンテナ素子３１，３２へ給電する。なお、第１アンテナ素子３１と第２アンテナ素子３２は対称構造であるから、給電部４から平衡給電を行うことが望ましい。

誘電体基板２は、比誘電率εｒ＝２．１７、ｔａｎδ＝０．０００８で、厚さ０．８ｍｍの広さ無限の基板であり、その第１面２ａ側に厚さ０．０３５ｍｍの銅箔で第１，第２アンテナ素子３１，３２を形成する。

第１アンテナ素子３１は、短辺である上底３１１と、長辺である下底３１２と、上底３１１および下底３１２と直角に交わる直交脚３１３と、直交脚３１３と対向位置にある斜脚３１４の４辺で囲まれた略台形状のアンテナ素子である。また、下底３１２には所要幅で突出する給電接続突部３１５を形成し、この給電接続突部３１５の突出端から給電する。なお、下底３１２において、給電接続突部３１５よりも直交脚３１３側となる直交脚側底部３１２ａの長さは、給電接続突部３１５よりも斜脚３１４側となる斜脚側底部３１２ｂの長さよりも十分短い（図１の設計例では、１２．７４ｍｍ：４７．２３ｍｍ）。

上記第１アンテナ素子３１と同一形状である第２アンテナ素子３２は、短辺である上底３２１と、長辺である下底３２２と、上底３２１および下底３２２と直角に交わる直交脚３２３と、直交脚３２３と対向位置にある斜脚３２４の４辺で囲まれた略台形状のアンテナ素子で、下底３２２には所要幅で突出する給電接続突部３２５を形成し、この給電接続突部３２５よりも直交脚３２３側となる直交脚側底部３２２ａの長さは、給電接続突部３２５よりも斜脚３２４側となる斜脚側底部３２２ｂの長さよりも十分短い。

上記のように構成した広帯域円偏波アンテナ１は、給電部４に対して点対称に配置した第１，第２アンテナ素子３１，３２がダイポールのような平衡アンテナとして動作し、下底３１３，３２３方向の電流と、直交脚３１３，３２３方向の電流とが、それぞれほぼ１／４周期ずれて発生し、交互に向きを変えて増減することで、両電流による合成電磁界の向きが一定方向に回転してゆき、円偏波が発生するものと考えられる。また、アンテナ素子の両面には、それぞれ旋回方向の異なる円偏波が発生する。

例えば、図２に示すように、Ｙ軸−方向の電流が先位相で、Ｘ軸＋方向の電流が後位相である場合、誘電体基板２の第１面２ａ側（Ｚ軸＋方向）に左旋円偏波が発生し、反対の第２面２ｂ側（Ｚ軸−方向）に右旋円偏波が発生する。ここで、誘電体基板２の第２面２ｂ側から周波数の約１／４波長だけ離隔した位置に反射板５を配置することにより、第２面２ｂ側に放射される右旋円偏波の逆旋となる左旋円偏波を反射して打ち消し、第１面２ａ側（Ｚ軸＋方向）のみの単指向性となるように構成できる。なお、反射板５に代えて、周波数選択性遮蔽材やメタマテリアルを用いれば、誘電体基板２からの配設距離を１／４波長よりも短くしても単指向性を得ることができる。

上記のように構成した第１実施形態に係る広帯域円偏波アンテナ１の反射係数（Ｓ11）と軸比ＡＲの周波数特性をＩＥ３Ｄで計算した結果を図３に示す。これと対比するために、第１，第２アンテナ素子３１，３２から各々給電接続突部３１５，３２５を削除して、下底３１２，３２２に給電部４を接続した仮想モデルの各周波数特性を破線で示す。図３（ａ）にて両者の反射係数特性を比較すると、第１，第２アンテナ素子３１，３２に幅９．４４ｍｍの給電接続突部３１５，３２５を形成することで、広帯域での整合を実現できることが分かる。なお、図３（ｂ）にて両者の軸比特性はほぼ一致しており、円偏波特性は給電構造にあまり影響されず、第１，第２アンテナ素子の台形状でほぼ決まることが分かる。

次に、第２実施形態に係る広帯域円偏波アンテナ１′を図４に基づき説明する。この広帯域円偏波アンテナ１′は、誘電体基板２の第２面２ｂ側に第２アンテナ素子２′を形成し、その給電部４′は、第１，第２アンテナ素子３１，３２′の中心でピン給電する構造である。同図中の寸法は、反射係数（Ｓ11）が−１０ｄＢ以下、軸比ＡＲが２以下の特性となるように給電接続突部３１５，３２５を最適化した寸法であり、給電接続突部３１５，３２５は、誘電体基板２を挟んで一部（突出端より０．８４ｍｍの範囲）が重なっている。なお、本実施形態に係る広帯域円偏波アンテナ１′の第２アンテナ素子３２′は、誘電体基板２の第２面２ｂに形成することから、第１面２ａに形成する第１アンテナ素子３１と同一形状ではなく、Ｘ軸もしくはＹ軸に対して線対称の形状とする。かくすることで、第１アンテナ素子３１と第２アンテナ素子３２′は、誘電体基板２を挟んで点対称の関係を保持できる。

上記のように構成した第２実施形態に係る広帯域アンテナ１′の反射係数（Ｓ11）と軸比ＡＲの周波数特性をＩＥ３Ｄで計算した結果を図５に示す。これと対比するために、第１実施形態として示した基本構成（給電接続突部３１５，３２５の間隙から２．００ｍｍ幅で給電する構成）の各周波数特性を破線で示す。

図５より、誘電体基板２の第１面２ａに第１アンテナ素子３１を、第２面２ｂに第２アンテナ素子３２を各々配置した広帯域円偏波アンテナ１′においても、基本構成の広帯域円偏波アンテナ１と同様の整合および軸比の特性を得られることが分かる。すなわち、広帯域円偏波アンテナ１′のように、第１アンテナ素子３１と第２アンテナ素子３２′を異なる面に配置した場合は、給電接続突部３１５，３２５を約０．８４ｍｍ重ねた場合に、広帯域での整合を実現し、軸比をよくすることができる。このように、給電接続突部３１５，３２５の重なる構成が必要なのは、厚さが０．８ｍｍの誘電体基板２が第１アンテナ素子３１と第２アンテナ素子３２′との間に介在することから、両アンテナ素子間の結合を強くするためであると考えられる。また、給電接続突部３１５，３２５の重なり具合によって軸比の周波数特性はほとんど影響を受けないが、反射係数の周波数特性は影響を受け易いと考えられる。

以上の結果より、第１，第２アンテナ素子３１，３２に給電接続突部３１５，３２５を設けて給電部４と接続する構成を採ることで、広帯域に整合が得られることが分かった。以降に示す計算では、給電接続突部３１５，３２５の突出端の全幅にて給電されるよう簡易化したモデルを使うものとする。

図６に示す第３実施形態に係る広帯域円偏波アンテナ１″は、無限大の誘電体基板２に代えて、有限サイズ（１１０ｍｍ×５０ｍｍ）の誘電体基板２″を用いたものである。なお、第１アンテナ素子３１および第２アンテナ素子３２の最適化寸法は、第１実施形態に係る広帯域円偏波アンテナ１の第１，第２アンテナ素子３１，３２と同一である。

上記のように構成した第３実施形態に係る広帯域円偏波アンテナ１″の反射係数（Ｓ11）と軸比ＡＲの周波数特性を、有限要素法による電磁界解析シミュレータＨＦＳＳ（ａｎｓｏｆｔ社）とＩＥ３Ｄで計算した結果を図７に示す。ＨＦＳＳで計算しても、ＩＥ３Ｄによる計算結果の特性がほぼ再現される。特に、軸比の周波数特性は良く一致している。

そして、ＨＦＳＳによる計算結果では、反射係数（Ｓ11）が−１０ｄＢ以下となる周波数範囲は１．３ＧＨｚ〜６．２ＧＨｚであり、比帯域１３１％となる。また、軸比の絶対利得ＡＲがほぼ３ｄＢ以下となる周波数範囲は２．１ＧＨｚ〜６．２ＧＨｚであり、比帯域９８．８％で実現できることが分かる。なお、広帯域円偏波アンテナ１″に用いる第１，第２アンテナ素子３１，３２の上底３１１，３２１の長さ約６ｃｍは、最低整合周波数１．３ＧＨｚに対して約０．２６波長、最高整合周波数６．２ＧＨｚに対して１．２４波長である。

第３実施形態に係る広帯域円偏波アンテナ１″の指向性を図８〜図１１に示す。

図８（ａ）は、２．２ＧＨｚで動作させた広帯域円偏波アンテナ１″により発生した左旋円偏波における絶対利得のφ＝０°面（Ｘ−Ｚ面）とφ＝９０°面（Ｙ−Ｚ面）のカット面パターンをＨＦＳＳで計算した結果である。図８（ｂ）は、２．２ＧＨｚで動作させた広帯域円偏波アンテナ１″により発生した右旋円偏波における絶対利得のφ＝０°面（Ｘ−Ｚ面）とφ＝９０°面（Ｙ−Ｚ面）のカット面パターンをＨＦＳＳで計算した結果である。

以下同様に、図９（ａ）は３．３ＧＨｚ動作時に発生した左旋円偏波のφ＝０°とφ＝９０°のカット面パターン、図９（ｂ）は３．３ＧＨｚ動作時に発生した右旋円偏波のφ＝０°とφ＝９０°のカット面パターン、図１０（ａ）は４．４ＧＨｚ動作時に発生した左旋円偏波のφ＝０°とφ＝９０°のカット面パターン、図１０（ｂ）は４．４ＧＨｚ動作時に発生した右旋円偏波のφ＝０°とφ＝９０°のカット面パターン、図１１（ａ）は５．５ＧＨｚ動作時に発生した左旋円偏波のφ＝０°とφ＝９０°のカット面パターン、図１１（ｂ）は５．５ＧＨｚ動作時に発生した右旋円偏波のφ＝０°とφ＝９０°のカット面パターンを、それぞれＨＦＳＳで計算した結果である。

これら図８〜図１１に示された広帯域円偏波アンテナ１″の指向性からすると、動作周波数が高くなると、左旋円偏波のφ＝０°面（Ｘ−Ｚ面）のビーム幅がφ＝９０°面（Ｙ−Ｚ面）に比べ狭くなることが分かる。これは、動作周波数が高くなると、電流分布が複雑になるとともに、アンテナの大きさが波長に比べて大きくなるため、方向により電磁界が強めあったり弱めあったりしやすくなるためと考えられる。

ここで、広帯域円偏波アンテナ１″を２．２ＧＨｚ、３．３ＧＨｚ、４．４ＧＨｚ、５．５ＧＨｚで動作させたとき、第１，第２アンテナ素子３１，３２上の電流の様子をＨＦＳＳで計算し、その瞬時的な電流の様子を図１２〜図１５に示す。第１，第２アンテナ素子３１，３２を流れる電流の向きは複雑であるが、給電部４１に対して第２アンテナ素子３２から第１アンテナ素子３１への電流の向きは一定であり、ダイポールアンテナと同様に、周期的に電流が変化する。

なお、図１２〜図１５では電流の強さが示されていないが、第１，第２アンテナ素子３１，３２の内部よりも辺縁に沿った輪郭部で電流が強く、また、ダイポールアンテナと同様に、給電部４１の周辺で電流が強く、給電部４１から遠ざかるほど電流は弱くなる傾向にある。このことから、広帯域円偏波アンテナ１″の動作においては、第１アンテナ素子３１における直交脚側底部３１２ａと直交脚３１３に沿った向きの電流、および第２アンテナ素子３２における直交脚側底部３２２ａと直交脚３２３に沿った向きの電流が強く、円偏波の発生に大きく関与していると考えられる。また、その他の部分の電流は全体として相殺され、円偏波の発生への関与は弱いものと考えられる。

例えば、図１２〜図１５において、便宜上、前述した図２と同様に、Ｘ軸における第１アンテナ素子３１側を＋方向、第２アンテナ素子３２側を−方向、Ｙ軸における第１アンテナ素子３１の斜脚３１４側を＋方向、第１アンテナ素子３２の斜脚３２４側を−方向に設定すると、図１２〜図１５に示した瞬時には、第１アンテナ素子３１における直交脚側底部３１２ａと第２アンテナ素子３２における直交脚側底部３２２ａに沿ったＹ軸の−方向に向かう電流が強く、第１アンテナ素子３１における直交脚３１３と第２アンテナ素子３２における直交脚３２３に沿ったＸ軸の＋方向に向かう電流は弱い状態である。

上述した図１２〜図１５は各周波数における位相０の瞬時の全体的な電流分布を示していたのに対して、図１６は、全周波数に共通する、円偏波発生に関わる主要な電流を矢印で、位相０から２πまでの瞬時ごとに、模式的に示した円偏波発生の原理説明図である。なお、図１６では表示を省略したが、各図の紙面手前側をＺ軸＋方向、紙面奥側をＺ軸−方向とする。図１６（ａ１）〜（ｅ１）に示した矢印以外の部分の電流は、弱く、周波数によって複雑であるので、矢印以外の部分の電流によりＺ軸＋方向に発生する電磁界は全体としてほぼ相殺されると考えられる。

供給電源の位相０における円偏波発生に関わる電流分布を示す図１６（ａ１）では、第１アンテナ素子３１における直交脚側底部３１２ａと第２アンテナ素子３２における直交脚側底部３２２ａに沿ったＡ１方向の電流が支配的となり、図１６（ａ２）に示すように、Ｚ軸＋方向にはＸ軸＋方向の強い磁界が発生する。この後、Ａ１方向の電流は徐々に弱まると共に、第１アンテナ素子３１における直交脚３１３と第２アンテナ素子３２における直交脚３２３に沿ったＢ１方向の電流が徐々に強まり、Ａ１方向の電流とＢ１方向の電流による合成電磁界の向きは、Ｘ軸＋方向からＹ軸＋方向へと徐々に傾いてゆく。

そして、π／２における図１６（ｂ１）では、第１アンテナ素子３１における直交脚３１３と第２アンテナ素子３２における直交脚３２３に沿ったＢ１方向の電流が支配的となり、図１６（ｂ２）に示すように、Ｚ軸＋方向にはＹ軸＋方向の強い磁界が発生する。この後、Ｂ１方向の電流は徐々に弱まると共に、第１アンテナ素子３１における直交脚側底部３１２ａと第２アンテナ素子３２における直交脚側底部３２２ａに沿ったＡ２方向（Ａ１の逆方向）の電流が徐々に強まり、Ｂ１方向の電流とＡ２方向の電流による合成電磁界の向きは、Ｙ軸＋方向からＸ軸−方向へと徐々に傾いてゆく。

そして、πにおける図１６（ｃ１）では、第１アンテナ素子３１における直交脚３１３と第２アンテナ素子３２における直交脚３２３に沿ったＡ２方向の電流が支配的となり、図１６（ｃ２）に示すように、Ｚ軸＋方向にはＸ軸−方向の強い磁界が発生する。この後、Ａ２方向の電流は徐々に弱まると共に、第１アンテナ素子３１における直交脚３１３と第２アンテナ素子３２における直交脚３２３に沿ったＢ２方向（Ｂ１の逆方向）の電流が徐々に強まり、Ａ２方向の電流とＢ２方向の電流による合成電磁界の向きは、Ｘ軸−方向からＹ軸−方向へと徐々に傾いてゆく。

そして、３π／２における図１６（ｄ１）では、第１アンテナ素子３１における直交脚３１３と第２アンテナ素子３２における直交脚３２３に沿ったＢ２方向の電流が支配的となり、図１６（ｄ２）に示すように、Ｚ軸＋方向にはＹ軸−方向の強い磁界が発生する。この後、Ｂ２方向の電流は徐々に弱まると共に、第１アンテナ素子３１における直交脚側底部３１２ａと第２アンテナ素子３２における直交脚側底部３２２ａに沿ったＡ１方向の電流が徐々に強まり、Ｂ２方向の電流とＡ１方向の電流による合成電磁界の向きは、Ｙ軸−方向からＸ軸＋方向へと徐々に傾いてゆく。

そして、２πにおける図１６（ｅ１）では、第１アンテナ素子３１における直交脚側底部３１２ａと第２アンテナ素子３２における直交脚側底部３２２ａに沿ったＡ１方向の電流が支配的となり、図１６（ｅ２）に示すように、Ｚ軸＋方向にはＸ軸＋方向の強い磁界が発生する。なお、上述した広帯域円偏波アンテナ１，１′，１″の何れも、送信時と受信時で可逆性が成り立つので、円偏波の受信時には、給電部４より受信信号を取り出せる。

以上のように、広帯域円偏波アンテナ１，１′，１″の何れにおいても、第１，第２アンテナ素子３１，３２に生ずるＸ軸方向の電流とＹ軸方向の電流が交互に向きを変えて増減してゆくことにより、生じた合成電磁界の向きが１周期で１回転し、円偏波が放射されるのである。円偏波の旋回方向は、直交する２つの向きの電流のどちらが先位相になるかで定まる。また、Ｚ軸−側では、第１，第２アンテナ素子３１，３２に生ずる電流による合成電磁界の回転方向は逆向きになるので、Ｚ軸＋方向に左旋円偏波が発生する場合には、Ｚ軸−方向に右旋円偏波が発生する。

なお、生じた円偏波の軸比が適正な範囲となるためには、Ｙ軸方向の電流Ａ１，Ａ２およびＹ軸方向の電流Ｂ１，Ｂ２の強さと各電流の増減変化の度合いが等しくなるように第１，第２アンテナ素子３１，３２の各部寸法を設計しておく必要があり、下底３１２，３２２に沿った向きの電流と同程度の電流が直交脚３１３，３２３を流れるようにするためには、少なくとも、給電部４から直交脚３１３，３２３までの長さ（直交脚側下底３１２ａ，３２２ａの長さ）が、給電部４から斜脚までの長さ（斜脚側下底３１２ｂ，３２２ｂの長さ）よりも十分短くなるように設定することが必要条件である。

図１７に示すのは、第３実施形態に係る広帯域円偏波アンテナ１″を試作した外観図である。本試作例では、バランを用いずに同軸ケーブル６で給電した。その反射係数（Ｓ11）の周波数特性の測定結果を、前述したＨＦＳＳによる計算結果とあわせて図１８に示す。本試作例はバランを付けていないので、測定結果には平衡−不平衡変換によるリプルが生じているが、整合帯域は実験結果と計算結果でよく似ており、１ＧＨｚ付近の特性はよく一致している。なお、図２のように反射板５を背部に設置してもリプルは解消しなかった。

次に、誘電体基板２の有無による周波数特性の影響について考える。図１９に示すのは、第３実施形態に係る広帯域円偏波アンテナ１″から１１０ｍｍ×５０ｍｍの誘電体基板２″を取り除いた場合の周波数特性をＨＦＳＳで計算した結果で、対比のために広帯域円偏波アンテナ１″の周波数特性も破線で示してある。誘電体がないと、反射係数（Ｓ11）の周波数特性では、４．４ＧＨｚ付近で共振が現れ、この４．４ＧＨｚ付近で軸比が劣化する。一方、誘電体基板２″を有する広帯域円偏波アンテナ１″に見られる３．２ＧＨｚ付近の共振は、基板なしでは少し低周波数化する。また、基板なしでは６．２ＧＨｚ付近で整合と軸比が改善する。結果として、誘電体基板２″を有する広帯域円偏波アンテナ１″に比べて誘電体基板なしのものは、全体として整合は改善するものの、４．４ＧＨｚ付近の軸比が３ｄＢを超えてしまい、基板ありの軸比特性よりも劣化する。

次に、第１，第２アンテナ素子３１，３２の各部のサイズを変化させることで生ずる特性変化について考える。なお、第１，第２アンテナ素子３１，３２の各部のサイズを変化させた場合の特性変化に着目する場合、誘電体による特性への依存性を排除しておくことが望ましいので、以降では、広帯域円偏波アンテナ１″から誘電体基板２″を取り除いたものを基準構成とし、この基準構成の第１，第２アンテナ素子３１，３２に対して各部寸法を変化させた場合の特性をＨＦＳＳで計算するものとした。

第１，第２アンテナ素子３１，３２の各部のサイズを変化させるパラメータを図２０に示す。図２０において、上底３１１，３２１と斜脚３１４，３２４との交接点を直交脚３１３，３２３から離隔させる方向へ延ばすことを「ＲＵ＋」、その逆に縮めることを「ＲＵ−」、下底３２１，３２２と斜脚３１４，３２４との交接点を直交脚３１３，３２３から離隔させる方向へ延ばすことを「ＲＤ＋」、その逆に縮めることを「ＲＤ−」、直交脚３１３，３２３を斜脚３１４，３２４から離隔させる方向へ延ばすことを「Ｌ＋」、その逆に縮めることを「Ｌ−」、上底３１１，３２１を下底３１２，３２２から離隔させる方向へ延ばすことを「Ｕ＋」、その逆に縮めることを「Ｕ−」、下底３１２，３２２を上底３１１，３２１から離隔させる方向へ延ばすことを「Ｄ＋」、その逆に縮めることを「Ｄ−」、給電接続突部３１５，３２５の幅ＦＤＷを給電中心に対して均等に広げることを「ＦＤＷ＋」、その逆に均等に縮めることを「ＦＤＷ−」と定義する。

図２１に示すのは、第１，第２アンテナ素子３１，３２において、上底３１１，３２１と斜脚３１４，３２４との交接点（上底３１１，３２１の斜脚側端部）をＲＵ方向へ５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示し、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。なお、上底３１１，３２１の斜脚側端部をＲＵ＋５ｍｍした場合には、上底３１１，３２１が若干長くなると共に、斜脚３１４，３２４の傾斜が若干急峻になり、上底３１１，３２１の斜脚側端部をＲＵ−５ｍｍした場合には、上底３１１，３２１が若干短くなると共に、斜脚３１４，３２４の傾斜が若干緩やかになる。

図２１（ａ）から、以下のことが読み取れる。上底３１１，３２１の斜脚側端部をＲＵ方向へ＋５ｍｍすると、基準構成における反射係数（Ｓ11）に現れている４．４ＧＨｚ付近の共振周波数が若干低周波数へシフトし、４ＧＨｚ付近の整合が改善するものの、２ＧＨｚ付近の整合はわずかに劣化する。一方、上底３１１，３２１の斜脚側端部をＲＵ方向へ−５ｍｍしても、基準構成における反射係数（Ｓ11）と近似した特性を呈するものの、３ＧＨｚより高い周波数では基準構成よりも劣化してしまう。

また、図２１（ｂ）から、以下のことが読み取れる。上底３１１，３２１の斜脚側端部をＲＵ方向へ＋５ｍｍすると、５ＧＨｚ付近の軸比が基準構成よりも改善し、逆に上底３１１，３２１の斜脚側端部をＲＵ方向へ−５ｍｍした場合は、５ＧＨｚ付近の軸比が基準構成よりも劣化する。なお、上底３１１，３２１の斜脚側端部をＲＵ方向へ＋５ｍｍしても、−５ｍｍしても、６．５ＧＨｚ付近の軸比は基準構成よりも劣化する。

以上のことから、第１，第２アンテナ素子３１，３２における上底３１１，３２１の斜脚側端部をＲＵ方向へ増減させても、基準構成での特性に比べて際立った改善はみられず、反射係数特性と軸比特性のバランスからすれば、基準構成の寸法が適しているものと考えられる。

図２２に示すのは、第１，第２アンテナ素子３１，３２において、下底３１２，３２２と斜脚３１４，３２４との交接点（下底３１２，３２２の斜脚側端部）をＲＤ方向へ５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示し、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。なお、下底３１２，３２２の斜脚側端部をＲＵ＋５ｍｍした場合には、下底３１２，３２２が若干長くなると共に、斜脚３１４，３２４の傾斜が若干緩やかになり、下底３１２，３２２の斜脚側端部をＲＵ−５ｍｍした場合には、下底３１２，３２２が若干短くなると共に、斜脚３１４，３２４の傾斜が若干急峻になる。

図２２（ａ）から、以下のことが読み取れる。下底３１２，３２２の斜脚側端部をＲＤ方向へ＋５ｍｍすると、基準構成における反射係数（Ｓ11）に現れている４．４ＧＨｚ付近の共振周波数が低周波数へシフトし、４ＧＨｚ付近の整合が改善するものの、２ＧＨｚ付近の整合はわずかに劣化する。一方、下底３１２，３２２の斜脚側端部をＲＤ方向へ−５ｍｍすると、基準構成における反射係数（Ｓ11）に現れている４．４ＧＨｚ付近の共振周波数が高周波数へシフトし、４ＧＨｚ付近の整合が劣化する。

また、図２２（ｂ）から、以下のことが読み取れる。下底３１２，３２２の斜脚側端部をＲＤ方向へ＋５ｍｍすると、３ＧＨｚ付近の軸比は基準構成よりも改善するが、４ＧＨｚ以上の軸比は基準構成よりも劣化する。一方、下底３１２，３２２の斜脚側端部をＲＤ方向へ−５ｍｍすると、４ＧＨｚ以上の軸比は基準構成よりも改善するが、３ＧＨｚ付近の軸比は基準構成よりも劣化する。

以上のことから、第１，第２アンテナ素子３１，３２における下底３１２，３２２の斜脚側端部をＲＤ方向へ増減させても、基準構成での特性に比べて際立った改善はみられず、反射係数特性と軸比特性のバランスからすれば、基準構成の寸法が適しているものと考えられる。

図２３に示すのは、第１，第２アンテナ素子３１，３２において、直交脚３１３，３２３をＬ方向へ５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示し、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。なお、直交脚３１３，３２３をＬ＋５ｍｍした場合には、上底３１１，３２１および直交脚側下底３１２ａ，３２２ａが若干長くなり、直交脚３１３，３２３をＬ−５ｍｍした場合には、上底３１１，３２１および直交脚側下底３１２ａ，３２２ａが若干短くなる。

図２３（ａ）から、以下のことが読み取れる。直交脚３１３，３２３をＬ方向へ＋５ｍｍすると、４．７ＧＨｚ以上で反射係数（Ｓ11）が−１０ｄＢを超えるほど劣化する。一方、直交脚３１３，３２３をＬ方向へ−５ｍｍすると、２ＧＨｚ付近で反射係数（Ｓ11）が−１０ｄＢを超えるほど劣化する。

また、図２３（ｂ）から、以下のことが読み取れる。直交脚３１３，３２３をＬ方向へ＋５ｍｍすると、２ＧＨｚ以下の軸比が改善するものの、３ＧＨｚ付近と５．４ＧＨｚ以上の軸比は基準構成よりも劣化する。一方、直交脚３１３，３２３をＬ方向へ−５ｍｍすると、３ＧＨｚ付近では軸比が改善するものの、その他の範囲では基準構成よりも軸比が劣化する。

以上のことから、直交脚３１３，３２３をＬ方向へ増減させる量を調整することで、基準構成よりも４．５ＧＨｚ付近の軸比を改善できる可能性があると考えられる。そこで、直交脚３１３，３２３をＬ方向へ＋３ｍｍした場合の反射係数（Ｓ11）の周波数特性と軸比ＡＲの周波数特性を図２４に示す。

図２４に示す結果より、直交脚３１３，３２３をＬ方向へ＋３ｍｍすると、基準構成の軸比特性に生じていた４．５ＧＨｚ付近の劣化を改善することができ、誘電体基板２がない構造の場合でも、２ＧＨｚ〜６ＧＨｚの広帯域で良好な軸比を実現できる。なお、直交脚３１３，３２３をＬ方向へ＋３ｍｍすると、反射係数（Ｓ11）が基準構成よりも劣化してしまうが、図３にて示したように、給電接続突部３１５，３２５の有無は軸比特性にほぼ影響を与えることなく反射係数特性を改善できることから、給電接続突部３１５，３２５についてのパラメータを併せて調整することにより、広帯域の整合を実現できる可能性がある。

図２５に示すのは、第１，第２アンテナ素子３１，３２において、上底３１１，３２１をＵ方向へ５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示し、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。なお、上底３１１，３２１をＵ＋５ｍｍした場合には、直交脚３１３，３２３および斜脚３１４，３２４が若干長くなると共に、斜脚３１４，３２４の傾斜が若干急峻になる。逆に、上底３１１，３２１をＵ−５ｍｍした場合には、直交脚３１３，３２３および斜脚３１４，３２４が若干短くなると共に、斜脚３１４，３２４の傾斜が若干緩やかになる。

図２５（ａ）から、以下のことが読み取れる。上底３１１，３２１をＵ方向へ＋５ｍｍすると、基準構成における反射係数（Ｓ11）よりも２ＧＨｚ付近の整合が改善されるものの、それ以外の範囲では基準構成よりも整合が劣化する。一方、上底３１１，３２１をＵ方向へ−５ｍｍすると、基準構成における反射係数（Ｓ11）よりも４ＧＨｚ付近の整合が改善されるものの、それ以外の範囲では基準構成よりも整合が劣化する。

また、図２５（ｂ）から、以下のことが読み取れる。下底３１２，３２２の斜脚側端部をＵ方向へ＋５ｍｍすると、２ＧＨｚ付近までは軸比が基準構成よりも若干改善されているが、それ以上の範囲では軸比が基準構成よりも劣化する。一方、上底３１１，３２１をＵ方向へ−５ｍｍすると、約３ＧＨｚ〜４ＧＨｚの範囲では軸比が基準構成よりも改善されているが、それ以外の範囲では軸比が基準構成よりも劣化する。

以上のことから、第１，第２アンテナ素子３１，３２における上底３１１，３２１をＵ方向へ増減させても、基準構成での特性に比べて際立った改善はみられず、反射係数特性と軸比特性のバランスからすれば、基準構成の寸法が適しているものと考えられる。

図２６に示すのは、第１，第２アンテナ素子３１，３２において、下底３１２，３２２をＤ方向へ０．５ｍｍ増加させた場合と、１．０ｍ減らした場合の特性変化を示し、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。なお、下底３１２，３２２をＤ＋０．５ｍｍした場合には、直交脚３１３，３２３および斜脚３１４，３２４が若干長くなると共に、斜脚３１４，３２４の傾斜が若干急峻になり、給電接合突部３１５，３２５の突出量が０．７６ｍｍから０．２６ｍｍに減る。加えて、相対向する第１アンテナ素子３１の下底３１２と第２アンテナ素子３２の下底３２２との離隔距離が１．５８ｍｍから０．５８ｍｍに縮まる。逆に、下底３１２，３２２をＤ−１．０ｍｍした場合には、直交脚３１３，３２３および斜脚３１４，３２４が若干短くなると共に、斜脚３１４，３２４の傾斜が若干緩やかになり、給電接合突部３１５，３２５の突出量が０．７６ｍｍから１．７６ｍｍに増える。加えて、相対向する第１アンテナ素子３１の下底３１２と第２アンテナ素子３２の下底３２２との離隔距離が１．５８ｍｍから３．５８ｍｍに広がる。

図２６（ａ）から、以下のことが読み取れる。下底３１２，３２２をＤ方向へ＋０．５ｍｍすると、基準構成における反射係数（Ｓ11）よりも約５．５ＧＨｚまでの整合が劣化する。一方、下底３１２，３２２をＤ方向へ−１．０ｍｍすると、基準構成における反射係数（Ｓ11）よりも約２．７ＧＨｚまでの整合が改善されるものの、それ以上の範囲では基準構成よりも整合が劣化する。

また、図２６（ｂ）から、以下のことが読み取れる。下底３１２，３２２の斜脚側端部をＤ方向へ＋０．５ｍｍすると、約２．４ＧＨｚまでは基準構成と同程度の軸比特性を得られるものの、それ以上の範囲では軸比が基準構成よりも劣化する。一方、下底３１２，３２２をＤ方向へ−１．０ｍｍすると、３ＧＨｚ付近では軸比が基準構成よりも改善されているが、約５．５ＧＨｚ以上では軸比が基準構成よりも劣化する。

以上のことから、第１，第２アンテナ素子３１，３２における下底３１２，３２２をＤ方向へ増減させても、基準構成での特性に比べて際立った改善はみられず、反射係数特性と軸比特性のバランスからすれば、基準構成の寸法が適しているものと考えられる。

図２７に示すのは、第１，第２アンテナ素子３１，３２において、給電接続突部３１５，３２５の幅ＦＤＷを４ｍｍ増減した場合の特性変化を示し、（ａ）は反射係数（Ｓ11）の周波数特性図、（ｂ）は軸比ＡＲの周波数特性図である。なお、給電接続突部３１５，３２５をＦＤＷ＋４ｍｍした場合には、給電接続突部３１５，３２５の幅が給電中心からＹ軸＋側に２ｍｍ、Ｙ軸−側に２ｍｍ広がる。逆に、給電接続突部３１５，３２５をＦＤＷ−４ｍｍした場合には、給電接続突部３１５，３２５の幅が給電中心からＹ軸＋側に２ｍｍ、Ｙ軸−側に２ｍｍ狭まる。

図２７（ａ）から、以下のことが読み取れる。給電接続突部３１５，３２５の幅ＦＤＷを＋４ｍｍすると、約４．８ＧＨｚ以上で反射係数（Ｓ11）が基準構成よりも改善されるが、それ以下の範囲では基準構成よりも劣化する。逆に、給電接続突部３１５，３２５の幅ＦＤＷを−４ｍｍすると、約２．８ＧＨｚまで反射係数（Ｓ11）が基準構成よりも改善されるが、それ以上の範囲では基準構成よりも劣化する。

また、図２７（ｂ）から、以下のことが読み取れる。給電接続突部３１５，３２５の幅ＦＤＷを＋４ｍｍすると、約２．５ＧＨｚまでは基準構成と同等の軸比特性が得られるものの、それ以上では軸比が基準構成よりも若干劣化する。一方、給電接続突部３１５，３２５の幅ＦＤＷを−４ｍｍすると、約２．５ＧＨｚまでは基準構成と同等の軸比特性であるが、それ以上では基準構成よりも軸比が若干改善する。

以上のことから、第１，第２アンテナ素子３１，３２における給電接続突部３１５，３２５をＦＤＷ方向へ増減させると、反射係数特性が基準構成に比べて高周波側もしくは低周波側で改善されることから、給電接続突部３１５，３２５の幅をパラメータとして調整すれば、目的とする周波数帯に適した広帯域の反射係数特性を得られる可能性があると考えられる。

以上、本発明に係る広帯域円偏波アンテナを幾つかの実施形態に基づき説明したが、本発明は、これらの実施形態のみに限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の構成を変更しない限りにおいて実現可能な全ての広帯域円偏波アンテナを権利範囲として包摂するものである。

１ 広帯域円偏波アンテナ（第１実施形態）
２ 誘電体基板
２ａ 第１面
２ｂ 第２面
３１ 第１アンテナ素子
３１１ 上底
３１２ 下底
３１３ 直交脚
３１４ 斜脚
３１５ 給電接続突部
３２ 第２アンテナ素子
３２１ 上底
３２２ 下底
３２３ 直交脚
３２４ 斜脚
３２５ 給電接続突部
４ 給電部

Claims (4)

1. 短辺である上底と、長辺である下底と、上底および下底と直角に交わる直交脚と、直交脚と対向位置にある斜脚の４辺で囲まれた台形状のアンテナ素子を一対備え、
   前記一対のアンテナ素子の各下底が互いに近接するよう、給電部に対して点対称に配置し、
   両アンテナ素子の下底に沿った向きに流れる電流の総和と両アンテナ素子の直交脚に沿った向きに流れる電流の総和とが位相差をもって同程度となるよう、前記給電部から直交脚までの長さが、給電部から斜脚までの長さよりも短くなるように設定し、両アンテナ素子の下底の近接距離で整合条件を調整するようにしたことを特徴とする広帯域円偏波アンテナ。
2. 前記一対のアンテナ素子の各下底には、給電部に向かって所要幅で突出する給電接続突部を形成し、この給電接続突部の突出端から給電するようにし、各給電接続突部の幅および突出量で整合条件を調整するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の広帯域円偏波アンテナ。
3. 前記一対のアンテナ素子は、任意サイズの誘電体基板に導電膜で形成するようにしたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の広帯域円偏波アンテナ。
4. 前記一対のアンテナ素子と平行な反射面を有する反射体を、目的とする周波数の１／４波長だけアンテナ素子から離隔して配置することにより、反射体配置側の円偏波を逆旋の円偏波として反射し、単指向性となるようにしたことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の広帯域円偏波アンテナ。

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