JP6525083B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、モータに電力を供給する電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power converter that supplies power to a motor.
空気調和装置では、圧縮機のモータに電力を供給するために電力変換装置が用いられることが多い。このような電力変換装置としては、交流を直流に変換するコンバータ回路と、コンバータ回路の出力を平滑化する電解コンデンサと、直流を交流に変換するインバータ回路とを有したものが知られている。 In an air conditioner, a power converter is often used to supply power to the motor of the compressor. As such a power conversion device, one having a converter circuit that converts alternating current to direct current, an electrolytic capacitor that smoothes the output of the converter circuit, and an inverter circuit that converts direct current to alternating current is known.
また、コンバータ回路とインバータ回路を有した電力変換装置には、コンバータ回路とインバータ回路の間に比較的小容量のコンデンサを設けてインバータ回路への入力電圧を脈動させつつ、入力電圧の脈動に同期させて負荷（例えばＩＰＭモータ）の電流を脈動させることで、入力電流の導通幅を広げて力率改善を実現しているものがある（例えば特許文献１を参照）。 In addition, in a power conversion device having a converter circuit and an inverter circuit, a capacitor with a relatively small capacity is provided between the converter circuit and the inverter circuit to pulsate the input voltage to the inverter circuit while synchronizing with the pulsation of the input voltage By pulsating the current of a load (for example, an IPM motor), there is one that widens the conduction width of the input current to realize power factor improvement (see, for example, Patent Document 1).
ところで、特許文献１の電力変換装置によってモータに電力を供給すると、インバータ回路への入力電圧の脈動がモータのトルクの脈動を引き起こすこととなる。そして、このようにトルクの脈動を生ずるモータで、より大きなトルクを得るには、インバータ回路への入力電圧（直流電圧）が高い期間（ここでは平均電圧より高い期間とする。）に、なるべく大きな電流が流れるようにすることが考えられる。
By the way, when electric power is supplied to the motor by the power conversion device of
しかしながら、このような電流の増大（電流ピークの増大）は、好ましくない。 However, such an increase in current ( increase in current peak) is not preferable.
そこで、本開示は、モータに電力を供給する電力変換装置において、電流のピークの低減を図ることを目的とする。 Thus, the present disclosure aims to reduce the peak of current in a power conversion device that supplies power to a motor .
上記の課題を解決するため、第１の発明は、
単相の交流電源（30）から供給された交流を整流して上記交流電源（30）の電源電圧の２倍の周波数で脈動する直流を出力する直流電源部（11,12）と、
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、上記直流電源部（11,12）からの直流を交流に変換してモータ（20）に供給するインバータ回路（13）と、
上記インバータ回路（13）における相電流（iu,iv,iw）が概ね一定となるように上記スイッチング動作の制御を行う制御部（14）と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置である。
In order to solve the above-mentioned subject, the 1st invention,
DC power supply sections (11, 12) for rectifying AC supplied from single-phase AC power supply (30) and outputting DC pulsating at a frequency twice the power supply voltage of the AC power supply (30);
An inverter circuit (in which a direct current from the DC power supply unit (11, 12) is converted to an alternating current and supplied to the motor (20) by switching operations of a plurality of switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) 13) and
A control unit (14) that controls the switching operation such that the phase current (iu, iv, iw) in the inverter circuit (13) is substantially constant ;
It is a power converter characterized by including .
また、第２の発明は、
第１の発明において、
上記相電流（iu,iv,iw）の内で、電源半周期間における振幅が最小の相のピーク値は、振幅が最大の相のピーク値の５０％以上であることを特徴とする電力変換装置である。
Also, a second aspect of the present invention,
In the first invention,
Among the phase currents (iu, iv, iw), the power converter characterized in that the peak value of the phase with the smallest amplitude during the power supply half cycle is 50% or more of the peak value of the phase with the largest amplitude. It is.
また、第３の発明は、
第１の発明において、
上記モータ（20）をｄ-ｑ軸ベクトル制御する場合におけるｄ軸電流（id）のベクトルとｑ軸電流（iq）のベクトルの合成ベクトルをモータ電流ベクトル（Ia）と定義すると、
上記制御部（14）は、上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値よりも小さく設定された定数値である振幅目標値（Im*）に近づくように上記スイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。
The third invention is
In the first invention,
If a vector consisting of a vector of d-axis current (id) and a vector of q-axis current (iq) in the case of performing dq axis vector control of the motor (20) is defined as a motor current vector (Ia),
The control unit (14) sets the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) to be smaller than the current restriction value in the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). It is a power converter characterized by controlling the above-mentioned switching operation so that the amplitude target value (Im *) which is a numerical value may be approached .
また、第４の発明は、The fourth invention is
第３の発明において、In the third invention,
上記制御部（14）は、上記モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）が電源位相（θ）に応じて変化するように上記スイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。 The control unit (14) controls the switching operation such that the phase (β) of the motor current vector (Ia) changes in accordance with the power supply phase (θ).
また、第５の発明は、 The fifth invention is
第４の発明において、 In the fourth invention,
上記制御部（14）は、上記モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）が、上記電源電圧のゼロクロスの近傍において最大値となり、上記電源電圧の位相が９０度の付近で最小値となるように上記スイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。 In the control unit (14), the phase (β) of the motor current vector (Ia) is maximized in the vicinity of the zero crossing of the power supply voltage, and the phase of the power supply voltage is minimized in the vicinity of 90 degrees In the power converter, the switching operation is controlled.
また、第６の発明は、 The sixth invention is
第４の発明において、 In the fourth invention,
上記制御部（14）は、 The control unit (14)
上記モータ（20）の速度（ω）とその目標値（ω*）との偏差に基づいて、上記モータ電流ベクトル（Ia）の大きさを指示するモータ電流指令値（Ia*）を求める速度制御部（14a）と、 Speed control to obtain a motor current command value (Ia *) specifying the magnitude of the motor current vector (Ia) based on the deviation between the speed (ω) of the motor (20) and its target value (ω *) Part (14a),
上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が上記振幅目標値（Im*）よりも大きい場合には、上記位相（β）がより小さくなるように、上記位相（β）の指令値である電流位相指令（β*）を生成し、上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が上記振幅目標値（Im*）以下の場合には上記位相（β）がより大きくなるように、上記電流位相指令（β*）を生成する電流位相指令生成部（14b）と、 When the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is larger than the amplitude target value (Im *), the command value of the phase (β) is set so that the phase (β) becomes smaller. The current phase command (β *) is generated, and when the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is smaller than the amplitude target value (Im *), the phase (β) becomes larger. A current phase command generation unit (14b) that generates a current phase command (β *);
上記電流位相指令（β*）の正弦と上記モータ電流指令値（Ia*）との積から上記ｄ軸電流（id）の指令値（id*）を生成し、該電流位相指令（β*）の余弦と上記モータ電流指令値（Ia*）との積からｑ軸電流（iq）の指令値（iq*）を生成する電流指令生成部（14c）と、 The command value (id *) of the d-axis current (id) is generated from the product of the sine of the current phase command (β *) and the motor current command value (Ia *), and the current phase command (β *) A current command generation unit (14c) that generates a command value (iq *) of the q-axis current (iq) from the product of the cosine of the above and the motor current command value (Ia *);
を備えたことを特徴とする電力変換装置である。 It is a power converter characterized by including.
この構成では、より効率よくトルクを発生する方向に位相（β）がシフトさせられる。 In this configuration, the phase (β) is shifted in the direction of generating torque more efficiently .
モータに電力を供給する電力変換装置において、電流のピークの低減を図ることができる。In the power conversion device that supplies power to the motor, it is possible to reduce the peak of current.
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The following embodiments are essentially preferred examples, and are not intended to limit the scope of the present invention, its applications, or its applications.
《発明の実施形態１》
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。この電力変換装置（10）は、例えば、空気調和装置の圧縮機（図示は省略）を駆動するモータ等に電力を供給するために用いる。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power conversion device (10) according to a first embodiment of the present invention. The power converter (10) is used, for example, to supply power to a motor or the like that drives a compressor (not shown) of the air conditioner.
電力変換装置（10）は、図１に示すように、コンバータ回路（11）、コンデンサ（12）、インバータ回路（13）、及び制御部（14）を備え、単相の交流電源（30）から供給された交流電力を所定の周波数、電圧の交流電力に変換して、モータ（20）に供給する。モータ（20）には、例えば、いわゆるＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータを採用する。 As shown in FIG. 1, the power conversion device (10) includes a converter circuit (11), a capacitor (12), an inverter circuit (13), and a control unit (14), and single-phase AC power supply (30) The supplied AC power is converted into AC power of a predetermined frequency and voltage and supplied to the motor (20). For example, a so-called IPM (Interior Permanent Magnet) motor is adopted as the motor (20).
〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L1）を介して交流電源（30）に接続され、交流電源（30）からの交流を直流に整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、４つのダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1〜D4）によって、交流電源（30）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。
<Converter circuit>
The converter circuit (11) is connected to an alternating current power supply (30) via a reactor (L1), and rectifies alternating current from the alternating current power supply (30) into direct current. In this example, the converter circuit (11) is a diode bridge circuit in which four diodes (D1 to D4) are connected in a bridge. With these diodes (D1 to D4), the AC voltage of the AC power supply (30) is full-wave rectified and converted to a DC voltage.
〈コンデンサ〉
コンデンサ（12）は、コンバータ回路（11）の正及び負の出力ノードの間に接続され、このコンデンサ（12）の両端に生じた直流電圧(以下、コンデンサ電圧（vdc））がインバータ回路（13）の入力ノードに印加されている。この例では、コンデンサ（12）は、コンバータ回路（11）の正極側の出力ノードには、リアクトル（L2）を介して接続されている。このコンデンサ（12）とコンバータ回路（11）とで、本発明の直流電源部の一例を構成している。
<Condenser>
A capacitor (12) is connected between the positive and negative output nodes of the converter circuit (11), and a DC voltage (hereinafter referred to as a capacitor voltage (vdc)) generated across the capacitor (12) Applied to the input node of In this example, the capacitor (12) is connected to the output node on the positive electrode side of the converter circuit (11) via a reactor (L2). The capacitor (12) and the converter circuit (11) constitute an example of the DC power supply unit of the present invention.
このコンデンサ（12）は、インバータ回路（13）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（12）は、コンバータ回路（11）によって整流された電圧（電源電圧に応じて変動する電圧）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。 The capacitor (12) has a capacitance capable of smoothing only the ripple voltage (voltage fluctuation) generated when the switching element (described later) of the inverter circuit (13) performs switching operation. That is, the capacitor (12) is a small-capacitance capacitor that does not have a capacitance that smoothes the voltage rectified by the converter circuit (11) (the voltage that fluctuates according to the power supply voltage).
したがって、コンデンサ電圧（vdc）は、電源電圧の２倍の周波数で脈動している。具体的に、コンデンサ電圧（vdc）は、その最大値（Vmax）がその最小値（Vmin）の２倍以上となるような大きな脈動を有している。図２は、交流電源（30）からの電流（電源電流（is））、交流電源（30）の電圧（vs）、及びコンデンサ電圧（vdc）の波形を例示する。なお、本実施形態では、コンデンサ（12）は、フィルムコンデンサを採用している。勿論、コンデンサの種類は、これに限定されない。 Therefore, the capacitor voltage (vdc) is pulsating at twice the frequency of the power supply voltage. Specifically, the capacitor voltage (vdc) has a large pulsation such that the maximum value (Vmax) is twice or more the minimum value (Vmin). FIG. 2 illustrates the waveforms of the current (power supply current (is)) from the AC power supply (30), the voltage (vs) of the AC power supply (30), and the capacitor voltage (vdc). In the present embodiment, a film capacitor is employed as the capacitor (12). Of course, the type of capacitor is not limited to this.
〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、入力ノードがコンデンサ（12）に接続され、脈動する直流電圧（コンデンサ電圧（vdc））が供給されている。インバータ回路（13）は、供給された直流をスイッチングして三相交流（U,V,W）に変換し、モータ（20）に供給する。
<Inverter circuit>
The inverter circuit (13) has an input node connected to the capacitor (12) and is supplied with a pulsating DC voltage (capacitor voltage (vdc)). The inverter circuit (13) switches the supplied direct current to convert it into three-phase alternating current (U, V, W), and supplies it to the motor (20).
本実施形態のインバータ回路（13）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（13）は、三相交流をモータ（20）に出力するために、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（20）の各相のコイル（後述）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列接続されている。 The inverter circuit (13) of the present embodiment is configured by bridge connection of a plurality of switching elements. The inverter circuit (13) includes six switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) in order to output three-phase alternating current to the motor (20). Specifically, the inverter circuit (13) includes three switching legs in which two switching elements are connected in series with each other, and the switching elements (Su, Sv, Sw) of the upper arm and the switching elements (Sx) of the lower arm in each switching leg , Sy and Sz) are respectively connected to coils (described later) of respective phases of the motor (20). In addition, reflux diodes (Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz) are connected in anti-parallel to the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz).
インバータ回路（13）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、供給された直流をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（20）へ供給する。このスイッチング動作の制御は制御部（14）が行う。 The inverter circuit (13) switches the supplied DC by the switching operation of these switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz), converts it into a three-phase AC voltage, and produces a motor (20). Supply. The control unit (14) performs control of this switching operation.
〈制御部〉
制御部（14）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムを格納したメモリデバイス（マイクロコンピュータに内蔵してもよい）を含み、インバータ回路（13）の出力を制御して、モータ（20）の駆動を制御する。具体的に、制御部（14）は、モータ（20）の駆動の制御に、ｄ−ｑ軸ベクトル制御を用いる。また、制御部（14）は、後に詳述するように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に流れる電流がその許容値以下（例えばインバータ回路（13）の定格電流値の√２倍以下）で、且つインバータ回路（13）における相電流（iu,iv,iw）の振幅が一定となるように、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）の大きさ（進み及び遅れ）を制御する。なお、モータ電流ベクトル（Ia）とは、モータ（20）をｄ−ｑ軸ベクトル制御する場合におけるｄ軸電流（id）のベクトルとｑ軸電流（iq）のベクトルの合成ベクトルである。
<Control unit>
The control unit (14) includes a microcomputer (not shown) and a memory device (which may be built in the microcomputer) storing a program for operating the microcomputer, and controls the output of the inverter circuit (13), Control the drive of the motor (20). Specifically, the control unit (14) uses dq axis vector control to control the drive of the motor (20). Further, as described in detail later, the control unit (14) sets the current flowing through the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) equal to or less than the allowable value (for example, the rated current value of the inverter circuit (13) Of the motor current vector (Ia) such that the amplitude of the phase current (iu, iv, iw) in the inverter circuit (13) is constant. Control the delay). The motor current vector (Ia) is a combined vector of the vector of the d-axis current (id) and the vector of the q-axis current (iq) when the motor (20) is subjected to dq axis vector control.
図３は、制御部（14）の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、制御部（14）は、速度制御部（14a）、電流位相指令生成部（14b）、電流指令生成部（14c）、電圧指令生成部（14d）、出力電圧演算部（14e）、及びＰＷＭ演算部（14f）を備えている。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the control unit (14). As shown in FIG. 3, the control unit (14) includes a speed control unit (14a), a current phase command generation unit (14b), a current command generation unit (14c), a voltage command generation unit (14d), and an output voltage calculation unit (14e) and a PWM operation unit (14f).
−速度制御部（14a）−
速度制御部（14a）は、モータ（20）の速度を制御する操作量を求める。具体的にこの実施形態では、速度制御部（14a）には、モータ（20）の機械角速度（ω）と、機械角速度（ω）の目標値（速度指令値（ω*））との偏差が入力され、速度制御部（14a）は、この偏差に対して、比例・積分演算（以下、ＰＩ演算）を行うことによって、上記操作量として、モータ電流ベクトル（Ia）の大きさを指示するモータ電流指令値（Ia*）を出力している。
-Speed control unit (14a)-
The speed control unit (14a) obtains an operation amount for controlling the speed of the motor (20). Specifically, in this embodiment, in the speed control unit (14a), the deviation between the mechanical angular velocity (ω) of the motor (20) and the target value (speed command value (ω * )) of the mechanical angular velocity (ω) The speed control unit (14a) inputs a motor that indicates the magnitude of the motor current vector (Ia) as the operation amount by performing proportional-integral operation (hereinafter, PI operation) on the deviation. The current command value (Ia * ) is output.
−電流位相指令生成部（14b）−
電流位相指令生成部（14b）は、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）がスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値より小さく、且つインバータ回路（13）における相電流（iu,iv,iw）の振幅が一定となるように、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）の指令値である電流位相指令（β*）を生成する。
-Current phase command generation unit (14b)-
The current phase command generation unit (14b) has an inverter circuit (13) in which the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is smaller than the current restriction value in the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). To generate a current phase command (β * ) which is a command value of the phase (β) of the motor current vector (Ia) such that the amplitude of the phase current (iu, iv, iw) in (1) becomes constant.
このとき、電流位相指令生成部（14b）は、コンデンサ電圧（vdc）が低下したときにも、モータ（20）において所定のトルクを発生できるように、インバータ回路（13）の出力電圧がモータ（20）の誘起電圧（後述の式（１）における右辺の値）を下回らないように電流位相指令（β*）を求める。具体的には、電流位相指令生成部（14b）は、コンデンサ（12）の電圧（vdc）が、ｑ軸電流（iq）がゼロの場合におけるモータ（20）の誘起電圧よりも低いという条件（以下、条件１とする）が成立する場合には、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）に関わらず、ｑ軸電流（iq）がゼロとなるように、電流位相指令（β*）を生成する。より具体的には、β*＝９０°とする。なお、条件１は、次の式（１）のように表せる。
At this time, even when the capacitor voltage (vdc) decreases, the current phase command generation unit (14b) can generate a predetermined output torque from the inverter circuit (13) so that the motor (20) can generate a predetermined torque. The current phase command (β * ) is obtained so as not to fall below the induced voltage (value of the right side in the equation (1) described later) of 20). Specifically, the current phase command generation unit (14b) sets the condition that the voltage (vdc) of the capacitor (12) is lower than the induced voltage of the motor (20) when the q-axis current (iq) is zero. Hereinafter, when the condition 1) is satisfied, the current phase command (β * ) is set so that the q-axis current (iq) becomes zero regardless of the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia). Generate More specifically, β * = 90 °.
式（１）において、Ｖｄｃは、コンデンサ（12）の電圧である。また、ωeはモータ（20）の電気角速度、Ldはモータ（20）のｄ軸インダクタンス、idはモータ（20）のｄ軸電流、φは、モータ（20）の永久磁石（図示は省略）による鎖交磁束である。 In equation (1), Vdc is the voltage of the capacitor (12). Further, ωe is the electric angular velocity of the motor (20), Ld is the d-axis inductance of the motor (20), id is the d-axis current of the motor (20), and φ is a permanent magnet (not shown) of the motor (20) It is a flux linkage.
そして、電流位相指令生成部（14b）は、上記条件１が不成立の場合（すなわち、コンデンサ電圧（vdc）が十分に高い場合）には、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）と、所定の振幅目標値（Im*）との大小関係に応じて電流位相指令（β*）を定める。具体的に、電流位相指令生成部（14b）は、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、振幅目標値（Im*）よりも大きいという条件（以下、条件２とする）が成立する場合には、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）がより小さくなるように、電流位相指令（β*）を生成し、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が振幅目標値（Im*）以下の場合には位相（β）がより大きくなるように、電流位相指令（β*）を生成する。ここで、振幅目標値（Im*）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値よりも小さく設定された定数値である。振幅目標値（Im*）は、一例として、インバータ回路（13）の定格電流値の√２倍以下の値に設定することが考えられる。
Then, when the
電流位相指令生成部（14b）の動作により、効率よくトルクを発生する方向に位相（β）がシフトさせられる。この例では、βの具体的な変更量を定めるためにＰＩ演算を利用する。具体的には、電流位相指令生成部（14b）は、振幅（Im）と振幅目標値（Im*）との偏差を求め、その偏差に対してＰＩ演算を行って、電流位相指令（β*）を生成し、電流指令生成部（14c）に出力する。 By the operation of the current phase command generator (14b), the phase (β) is shifted in the direction of efficiently generating the torque. In this example, PI operation is used to determine a specific change amount of β. Specifically, the current phase command generation unit (14b) obtains a deviation between the amplitude (Im) and the amplitude target value (Im * ), performs PI calculation on the deviation, and generates a current phase command (β *). Are generated and output to the current command generation unit (14c).
−電流指令生成部（14c）−
電流指令生成部（14c）は、電流位相指令（β*）の正弦に−１を乗じた値（−sinβ*）と、モータ電流指令値（Ia*）との積からｄ軸電流（id）の指令値（ｄ軸電流指令値（id*））を生成する。また、電流指令生成部（14c）は、電流位相指令（β*）の余弦（cosβ*）とモータ電流指令値（Ia*）との積からｑ軸電流（iq）の指令値（ｑ軸電流指令値（iq*））を生成する。したがって、電流位相指令（β*）が９０°の場合には、ｑ軸電流（iq）はゼロとなる。
-Current command generation unit (14c)-
Current command generating unit (14c) includes a current phase command (beta *) value obtained by multiplying -1 to the sine of (-sinβ *), the motor current command value (Ia *) and the d-axis current from the product of (id) Command value (d-axis current command value (id * )) is generated. Further, the current command generation unit (14c) generates a command value (q-axis current) of the q-axis current (iq) from the product of the cosine (cos β * ) of the current phase command (β * ) and the motor current command value (Ia * ). Generate a command value (iq * ). Therefore, when the current phase command (β * ) is 90 °, the q-axis current (iq) is zero.
−電圧指令生成部（14d）−
電圧指令生成部（14d）は、ｑ軸電流（iq）とｑ軸電流指令値（iq*）との偏差に対してＰＩ演算を行って、モータ（20）のｑ軸電圧（vq）の指令値（ｑ軸電圧指令値（vq*））を生成する。また、電圧指令生成部（14d）は、ｄ軸電流（id）とｄ軸電流指令値（id*）との偏差に対してＰＩ演算を行って、モータ（20）のｄ軸電圧（vd）の指令値（ｄ軸電圧指令値（vd*））を生成する。
-Voltage command generation unit (14d)-
The voltage command generation unit (14d) performs a PI operation on the deviation between the q-axis current (iq) and the q-axis current command value (iq * ) to specify the q-axis voltage (vq) of the motor (20) A value (q-axis voltage command value (vq * )) is generated. Further, the voltage command generation unit (14d) performs PI calculation on the deviation between the d-axis current (id) and the d-axis current command value (id * ) to obtain the d-axis voltage (vd) of the motor (20). Command value (d-axis voltage command value (vd * )) is generated.
−出力電圧演算部（14e）、ＰＷＭ演算部（14f）−
出力電圧演算部（14e）は、電圧指令生成部（14d）が出力した、ｑ軸電圧指令値（vq*）とｄ軸電圧指令値（vd*）に対して座標変換を行って、インバータ回路（13）が出力すべき３相分の相電圧（Vu,Vv,Vw）の指令値（相電圧指令値（Vu*,Vv*,Vw*））を求める。
-Output voltage calculation unit (14e), PWM calculation unit (14f)-
The output voltage calculation unit (14e) performs coordinate conversion on the q-axis voltage command value (vq * ) and the d-axis voltage command value (vd * ) output from the voltage command generation unit (14d), and the inverter circuit The command values (phase voltage command values (Vu * , Vv * , Vw * )) of the phase voltages (Vu, Vv, Vw) for three phases to be output by (13) are obtained.
ＰＷＭ演算部（14f）は、相電圧指令値（Vu*,Vv*,Vw*）に基づいて、インバータ回路（13）の各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）をオン（或いはオフ）にする時間を決定し、その時間に対応した制御信号（G）をそれぞれのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の駆動回路（図示は省略）に出力する。 The PWM calculation unit (14f) turns on each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) of the inverter circuit (13) based on the phase voltage command value (Vu * , Vv * , Vw * ). Determine the time to turn (or turn off), and output the control signal (G) corresponding to that time to the drive circuit (not shown) of each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) .
〈電力変換装置の動作〉
例えば、モータ（20）が空気調和装置の圧縮機用のモータであるとすると、モータ（20）の機械角速度（ω）は、冷房や暖房の負荷に応じて所望の値、すなわち速度指令値（ω*）が定まる。
<Operation of Power Converter>
For example, assuming that the motor (20) is a motor for a compressor of an air conditioner, the mechanical angular velocity (ω) of the motor (20) is a desired value, ie, a speed command value ω * ) is determined.
速度指令値（ω*）が定まると、機械角速度（ω）と速度指令値（ω*）との偏差が求められ、速度制御部（14a）は、この偏差に対して、ＰＩ演算を行ってモータ電流指令値（Ia*）を出力する。 When the speed command value (ω * ) is determined, the deviation between the mechanical angular velocity (ω) and the speed command value (ω * ) is determined, and the speed control unit (14a) performs PI calculation on this deviation. Output motor current command value (Ia * ).
一方、電流位相指令生成部（14b）は、電流位相指令（β*）を求める。図４は、電流位相指令生成部（14b）の動作を説明するフローチャートである。この例では、ステップ（S01）において、電流位相指令生成部（14b）は、上記条件１の成立、不成立を判定する。条件１が成立していた場合には、ステップ（S02）の処理に移行し、不成立の場合にはステップ（S03）の処理に移行する。例えば、ステップ（S02）に移行した場合は、電流位相指令生成部（14b）は、位相（β）の目標値として、電流位相指令（β*）＝９０°を電流指令生成部（14c）に出力する。
On the other hand, the current phase command generation unit (14b) obtains a current phase command (β * ). FIG. 4 is a flowchart for explaining the operation of the current phase command generator (14b). In this example, in step (S01), the current phase command generation unit (14b) determines whether the
また、ステップ（S03）に移行した場合には、電流位相指令生成部（14b）は、条件２の成立、不成立を判定する。条件２が成立した場合には、ステップ（S04）に進んで、βが小さくなるように（βを遅らせるように）電流位相指令（β*）を生成する。条件２が不成立の場合には、ステップ（S05）に進んで、βが大きくなるように（βを進めるように）電流位相指令（β*）を生成する。ステップ（S03）〜ステップ（S05）は、既述の通り、一例としてＰＩ演算で実現できる。このように電流位相指令（β*）を定めると、コンデンサ電圧（vdc）の変化に応じて位相（β）が調整され、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、一定値である振幅目標値（Im*）に近づくように制御されることになる。 When the process proceeds to step (S03), the current phase command generation unit (14b) determines whether the condition 2 is satisfied or not. When the condition 2 is satisfied, the process proceeds to step (S04), and the current phase command (β * ) is generated so as to reduce β (to delay β). If the condition 2 is not satisfied, the process proceeds to a step (S05), and a current phase command (β * ) is generated so as to increase β (to advance β). Steps (S03) to (S05) can be realized by PI calculation as an example, as described above. Thus, when the current phase command (β * ) is determined, the phase (β) is adjusted according to the change of the capacitor voltage (vdc), and the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is a constant value. It is controlled to approach the target value (Im * ).
上記のようにして、モータ電流指令値（Ia*）と電流位相指令（β*）が求められると、電流指令生成部（14c）がｄ軸電流指令値（id*）とｑ軸電流指令値（iq*）を生成する。例えば、条件１が成立していた場合には、β*＝９０°となり、ｑ軸電流（iq）がゼロに制御される（いわゆる弱め磁束制御が行われる）。一方、条件１が不成立であった場合には、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が振幅目標値（Im*）に近づくように、ｄ軸電流指令値（id*）及びｑ軸電流指令値（iq*）が定められる。
As described above, when the motor current command value (Ia * ) and the current phase command (β * ) are obtained, the current command generation unit (14c) generates the d-axis current command value (id * ) and the q-axis current command value. Generate (iq * ). For example, when
その後、電圧指令生成部（14d）によるｄ軸電圧指令値（vd*）及びｑ軸電圧指令値（vq*）の生成、出力電圧演算部（14e）による相電圧指令値（Vu*,Vv*,Vw*）の生成、ＰＷＭ演算部（14f）による制御信号（G）の生成が行われる。それにより、インバータ回路（13）では、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作が行われ、所望の電力がモータ（20）に供給される。 Thereafter, generation of d-axis voltage command value (vd * ) and q-axis voltage command value (vq * ) by voltage command generation unit (14d), phase voltage command values (Vu * , Vv * ) by output voltage calculation unit (14e) , Vw * ) and the control signal (G) by the PWM operation unit (14f). Thereby, in the inverter circuit (13), on / off operation of the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) is performed, and desired power is supplied to the motor (20).
〈本実施形態における効果〉
図５は、実施形態１における相電流、ｄ軸電流指令値（id*）、及びｑ軸電流指令値（iq*）の波形を例示する。図５では、（Ａ）が相電流（iu,iv,iw）であり、（Ｂ）がｄ軸電流指令値（id*）、及びｑ軸電流指令値（iq*）である。図６は、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）を例示する。また、図７は、従来例のインバータ回路における相電流、ｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の一例を示す。図７では、（Ａ）が相電流であり、（Ｂ）がｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値である。ここでは従来例として、コンバータ回路とインバータ回路の間に比較的小容量のコンデンサを設けた電力変換装置において、所定の平均トルクを得るために、インバータ回路への入力電圧（直流電圧）が高い期間に電流がなるべく大きく流れるように制御する電力変換装置を想定している。
<Effect in this embodiment>
FIG. 5 illustrates waveforms of the phase current, the d-axis current command value (id * ), and the q-axis current command value (iq * ) in the first embodiment. In FIG. 5, (A) is the phase current (iu, iv, iw), and (B) is the d-axis current command value (id * ) and the q-axis current command value (iq * ). FIG. 6 illustrates the phase (β) of the motor current vector (Ia). FIG. 7 shows an example of the phase current, the d-axis current command value, and the q-axis current command value in the inverter circuit of the conventional example. In FIG. 7, (A) is a phase current, and (B) is a d-axis current command value and a q-axis current command value. Here, as a conventional example, in a power conversion device in which a capacitor with a relatively small capacity is provided between a converter circuit and an inverter circuit, a period during which the input voltage (DC voltage) to the inverter circuit is high to obtain a predetermined average torque. It is assumed that the power converter controls so that the current flows as much as possible.
従来例では、コンデンサ電圧が比較的高い期間にモータにトルクを発生させるので、交流のゼロクロスである時刻ｔ＝Ｔ１やｔ＝Ｔ２の近傍のようにコンデンサ電圧（vdc）が比較的低い期間には相電流の振幅が低下し、コンデンサ電圧（vdc）が比較的高い期間には、相電流の振幅を増加させるように、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値が生成されている。 In the conventional example, since the motor generates torque in a period when the capacitor voltage is relatively high, in a period where the capacitor voltage (vdc) is relatively low, as in the vicinity of time t = T1 or t = T2 at AC zero crossing. While the amplitude of the phase current decreases and the capacitor voltage (vdc) is relatively high, the d-axis current command value and the q-axis current command value are generated so as to increase the phase current amplitude.
一方、本実施形態の電力変換装置（10）では、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が振幅目標値（Im*）に近づくように、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）の進み遅れを制御することによって、ｄ軸電流指令値（id*）及びｑ軸電流指令値（iq*）を生成する。その結果、本実施形態では、図５に示すように各相の電流（iu,iv,iw）の振幅が概ね一定となる。すなわち、本実施形態では、モータ（20）が出力すべきトルクを分散化（平均化）し、相電流の振幅の最大値を抑えているのである。なお、一般的な電力変換装置では、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）は定数である。 On the other hand, in the power conversion device (10) of the present embodiment, the phase (β) of the motor current vector (Ia) is set so that the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) approaches the amplitude target value (Im * ). The d-axis current command value (id * ) and the q-axis current command value (iq * ) are generated by controlling the lead / lag. As a result, in the present embodiment, as shown in FIG. 5, the amplitude of the current (iu, iv, iw) of each phase becomes substantially constant. That is, in the present embodiment, the torque to be output by the motor (20) is dispersed (averaged) to suppress the maximum value of the amplitude of the phase current. In a general power converter, the phase (β) of the motor current vector (Ia) is a constant.
そして、単位時間（例えば交流電源（30）の周期）あたりの平均トルクを同じにして本実施形態の相電流と従来例の相電流の振幅を比較すると、相電流の最大振幅は、従来例の方が本実施形態よりも大きくなる。つまり、単位時間あたりの平均トルクが同じであれば、本実施形態の電力変換装置（10）によってモータ（20）を駆動する方が、従来例の電力変換装置によってモータ（20）を駆動するよりも、モータ（20）における銅損が低減する。 Then, when the average torque per unit time (for example, the cycle of the alternating current power supply (30)) is made the same and the amplitude of the phase current of this embodiment and the phase current of the conventional example are compared, the maximum amplitude of the phase current is Is larger than this embodiment. That is, if the average torque per unit time is the same, it is better to drive the motor (20) by the power conversion device (10) of the present embodiment than to drive the motor (20) by the power conversion device of the conventional example. Also, the copper loss in the motor (20) is reduced.
また、相電流の最大振幅が、従来例の方が本実施形態よりも大きいということは、従来例の方が、本実施形態よりも大容量のスイッチング素子がインバータ回路に必要になるということである。換言すれば、本実施形態では、スイッチング素子等の大容量化を避けつつ、モータのトルクを確保できるのである。 In addition, the fact that the maximum amplitude of the phase current is larger in the conventional example than in the present embodiment means that a switching element having a larger capacity is required in the inverter circuit in the conventional example than in the present embodiment. is there. In other words, in the present embodiment, the torque of the motor can be secured while avoiding the increase in capacity of the switching element and the like.
しかも、本実施形態では、振幅目標値（Im*）がスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値よりも小さく設定されているので、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に過大な電流が流れることがない。 Moreover, in the present embodiment, since the amplitude target value (Im * ) is set smaller than the current restriction value in the switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz), each switching element (Su, No excessive current flows in Sv, Sw, Sx, Sy, Sz).
《関連技術》
ここでは、コンデンサ（12）として、コンバータ回路（11）の出力を平滑化する電解コンデンサを用いた電力変換装置（10）の例を説明する。本関連技術の電力変換装置（10）もコンバータ回路（11）、コンデンサ（12）、インバータ回路（13）、及び制御部（14）を備えている。本関連技術のコンバータ回路（11）、及びインバータ回路（13）の構成は実施形態１と同じである。また、コンデンサ（12）は、コンバータ回路（11）の出力（直流）を平滑化できるように大きな容量（例えば３０００μＦ）のコンデンサを用いている。なお、本関連技術では、コンデンサ（12）には、電解コンデンサを採用している。勿論、コンデンサの種類は、これに限定されない。
Related technology
Here, an example of a power converter (10) using an electrolytic capacitor for smoothing the output of the converter circuit (11) as the capacitor (12) will be described. The power conversion device (10) of the related art also includes a converter circuit (11), a capacitor (12), an inverter circuit (13), and a control unit (14). The configurations of the converter circuit (11) and the inverter circuit (13) of the related art are the same as in the first embodiment. The capacitor (12) uses a capacitor of a large capacity (for example, 3000 μF) so as to be able to smooth the output (direct current) of the converter circuit (11). In this related art , an electrolytic capacitor is adopted for the capacitor (12). Of course, the type of capacitor is not limited to this.
制御部（14）も実施形態１と同じものを用いることは可能であるが本関連技術では、制御部（14）には変更を加えてある。 Although it is possible to use the same control unit (14) as in the first embodiment, in the related art , the control unit (14) is modified.
上記のように、十分に大きな容量のコンデンサをコンデンサ（12）として用いると、条件１（実施形態１を参照）は常に成立すると考えられるので、制御部（14）では、条件１の成否を判断するステップ（S01）及びステップ（S02）の処理機能を省略することが可能である。そのため、本関連技術では、制御部（14）は、実施形態１で説明したステップ（S03）〜ステップ（S05）の処理機能は有しているが、ステップ（S01）及びステップ（S02）の処理機能は有していない。
As described above, when a capacitor with a sufficiently large capacity is used as the capacitor (12), condition 1 (see Embodiment 1) is considered to always hold, so the control unit (14) determines whether
なお、振幅目標値（Im*）は実施形態1と同様にインバータ回路（13）の定格電流値の√２倍としている。 As in the first embodiment, the amplitude target value (Im * ) is 値 2 times the rated current value of the inverter circuit (13).
〈電力変換装置の動作〉
本関連技術でも速度制御部（14a）は、実施形態１と同様にモータ電流指令値（Ia*）を出力する。一方、電流位相指令生成部（14b）は、電流位相指令（β*）を求める。図８は、電流位相指令生成部（14b）の動作を説明するフローチャートである。
<Operation of Power Converter>
Also in the related art , the speed control unit (14a) outputs the motor current command value (Ia * ) as in the first embodiment. On the other hand, the current phase command generation unit (14b) obtains a current phase command (β * ). FIG. 8 is a flowchart for explaining the operation of the current phase command generator (14b).
まず、ステップ（S03）では、電流位相指令生成部（14b）は、条件２（実施形態１を参照）の成立、不成立を判定する。条件２が成立した場合には、ステップ（S04）に進んで、βが小さくなるように電流位相指令（β*）を生成する。条件２が不成立の場合には、ステップ（S05）に進んで、βが大きくなるように電流位相指令（β*）を生成する。ステップ（S03）〜ステップ（S05）は、一例としてＰＩ演算で実現できる。このように電流位相指令（β*）を定めると、コンデンサ電圧（vdc）の変化に応じて位相（β）が調整され、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、一定値である振幅目標値（Im*）に近づくように制御されることになる。 First, in step (S03), the current phase command generation unit (14b) determines that Condition 2 (see Embodiment 1) is satisfied or not satisfied. If the condition 2 is satisfied, the process proceeds to step (S04) to generate a current phase command (β * ) such that β becomes smaller. If the condition 2 is not satisfied, the process proceeds to step (S05), and the current phase command (β * ) is generated so that β becomes large. Steps (S03) to (S05) can be realized by PI operation as an example. Thus, when the current phase command (β * ) is determined, the phase (β) is adjusted according to the change of the capacitor voltage (vdc), and the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is a constant value. It is controlled to approach the target value (Im * ).
上記のようにして、モータ電流指令値（Ia*）と電流位相指令（β*）が求められると、電流指令生成部（14c）がｄ軸電流指令値（id*）とｑ軸電流指令値（iq*）を生成する。その後、電圧指令生成部（14d）によるｄ軸電圧指令値（vd*）及びｑ軸電圧指令値（vq*）の生成、出力電圧演算部（14e）による相電圧指令値（Vu*,Vv*,Vw*）の生成、ＰＷＭ演算部（14f）による制御信号（G）の生成が行われる。それにより、インバータ回路（13）では、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作が行われ、所望の電力がモータ（20）に供給される。 As described above, when the motor current command value (Ia * ) and the current phase command (β * ) are obtained, the current command generation unit (14c) generates the d-axis current command value (id * ) and the q-axis current command value. Generate (iq * ). Thereafter, generation of d-axis voltage command value (vd * ) and q-axis voltage command value (vq * ) by voltage command generation unit (14d), phase voltage command values (Vu * , Vv * ) by output voltage calculation unit (14e) , Vw * ) and the control signal (G) by the PWM operation unit (14f). Thereby, in the inverter circuit (13), on / off operation of the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) is performed, and desired power is supplied to the motor (20).
〈本関連技術における効果〉
図９は、従来の電力変換装置における、コンデンサ電圧、ｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の波形を例示する。詳しくは、図９では（Ａ）はコンデンサ電圧を示し、（Ｂ）はｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の波形を示し、（Ｃ）は相電流を示している。ここでは従来例として、コンバータ回路とインバータ回路との間に、コンバータ回路の出力の平滑化用に電解コンデンサを設けた電力変換装置を想定している。このように、コンバータ回路の出力に電解コンデンサを設けた場合であっても、図９の（Ａ）に示すように、インバータ回路に入力される直流の電圧（コンデンサ電圧）は、脈動とまでは言えないが若干の電圧変化がある。
<Effects of this related technology >
FIG. 9 exemplifies waveforms of a capacitor voltage, a d-axis current command value, and a q-axis current command value in a conventional power conversion device. Specifically, in FIG. 9, (A) shows a capacitor voltage, (B) shows waveforms of a d-axis current command value and a q-axis current command value, and (C) shows a phase current. Here, as a conventional example, a power conversion device is assumed in which an electrolytic capacitor is provided between the converter circuit and the inverter circuit for smoothing the output of the converter circuit. As described above, even when an electrolytic capacitor is provided at the output of the converter circuit, as shown in FIG. 9A, the DC voltage (capacitor voltage) input to the inverter circuit has a pulsation up to the pulsation. I can not say that there is a slight voltage change.
また、図９に示した従来の電力変換装置では、インバータ回路に入力される直流電圧の変化がスイッチングの制御において考慮されることはなく、例えばモータを一定トルクで運転させる場合には、図９の（Ｂ）に示すように、ｄ軸電流及びｑ軸電流が一定値である。そのため、コンデンサ電圧が低い期間は、コンデンサ電圧が高い期間に比べて相電流は大きくなる。なお、この従来例では、位相（β）は４０°（一定値）である。 Further, in the conventional power conversion device shown in FIG. 9, the change in DC voltage input to the inverter circuit is not taken into consideration in the control of switching, and, for example, in the case of operating the motor with a constant torque, As shown in (B), the d-axis current and the q-axis current are constant values. Therefore, during a period in which the capacitor voltage is low, the phase current is larger than in a period in which the capacitor voltage is high. In this conventional example, the phase (β) is 40 ° (constant value).
図１０は、関連技術におけるコンデンサ電圧（vdc）、ｄ軸電流指令値（id*）、及びｑ軸電流指令値（iq*）の波形を例示する。図１０では（Ａ）はコンデンサの電圧（vdc）を示し、（Ｂ）はｄ軸電流指令値（id*）、及びｑ軸電流指令値（iq*）の波形を示し、（Ｃ）は相電流（iu,iv,iw）を示している。 FIG. 10 illustrates waveforms of a capacitor voltage (vdc), a d-axis current command value (id * ), and a q-axis current command value (iq * ) in the related art . In FIG. 10, (A) shows the voltage (vdc) of the capacitor, (B) shows the waveforms of the d-axis current command value (id * ) and the q-axis current command value (iq * ), and (C) shows the phase The current (iu, iv, iw) is shown.
この関連技術では、コンデンサ電圧（vdc）の変化は、図９に示した従来の電力変換装置のコンデンサ電圧と同様である。一方、ｄ軸電流指令値（id*）及びｑ軸電流指令値（iq*）は、従来例とは異なり、コンデンサ電圧（vdc）の変動に応じて変化している。この例では、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が振幅目標値（Im*）に近づくようにモータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）値が制御される過程において、ｄ軸電流指令値（id*）及びｑ軸電流指令値（iq*）は、コンデンサ電圧（vdc）が低下すると減少し、コンデンサ電圧（vdc）が増大すると増大している。 In this related art , the change of the capacitor voltage (vdc) is similar to the capacitor voltage of the conventional power converter shown in FIG. On the other hand, the d-axis current command value (id * ) and the q-axis current command value (iq * ) change according to the fluctuation of the capacitor voltage (vdc) unlike the conventional example. In this example, the d-axis current command is performed in the process of controlling the phase (β) value of the motor current vector (Ia) such that the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) approaches the amplitude target value (Im * ). The value (id * ) and the q-axis current command value (iq * ) decrease as the capacitor voltage (vdc) decreases and increase as the capacitor voltage (vdc) increases.
そして、図１１は、関連技術におけるＵ相の電流と従来例のＵ相の電流とを比較する図である。図１１では、単位時間あたりの平均トルクを同じにして本関連技術と従来例の相電流の振幅を比較している。図１１に示すように、本関連技術では、相電流（iu）のピーク値が従来例よりも低減している。したがって、単位時間あたりの平均トルクが同じであれば、本関連技術の電力変換装置（10）によってモータ（20）を駆動する方が、従来例の電力変換装置によってモータ（20）を駆動するよりも、モータ（20）における銅損が低減する。 And FIG. 11 is a figure which compares the electric current of U phase in related technology, and the electric current of U phase of a prior art example. In FIG. 11, the average torque per unit time is made the same, and the amplitude of the phase current of this related art and a conventional example is compared. As shown in FIG. 11, in the related art , the peak value of the phase current (iu) is smaller than that of the conventional example. Therefore, if the average torque per unit time is the same, it is better to drive the motor (20) by the power conversion device (10) of the related art than to drive the motor (20) by the conventional power conversion device. Also, the copper loss in the motor (20) is reduced .
本発明は、モータに電力を供給する電力変換装置として有用である。 The present invention is useful as a power converter for supplying power to a motor.
１０ 電力変換装置
１１ コンバータ回路（直流電源部）
１２ コンデンサ（直流電源部）
１３ インバータ回路
１４ 制御部
１４ａ 速度制御部
１４ｂ 電流位相指令生成部
１４ｃ 電流指令生成部
２０ モータ
10
12 Capacitor (DC power supply)
13
Claims (6)
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、上記直流電源部（11,12）からの直流を交流に変換してモータ（20）に供給するインバータ回路（13）と、
上記インバータ回路（13）における相電流（iu,iv,iw）が概ね一定となるように上記スイッチング動作の制御を行う制御部（14）と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。 DC power supply sections (11, 12) for rectifying AC supplied from single-phase AC power supply (30) and outputting DC pulsating at a frequency twice the power supply voltage of the AC power supply (30) ;
An inverter circuit (in which a direct current from the DC power supply unit (11, 12) is converted to an alternating current and supplied to the motor (20) by switching operations of a plurality of switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) 13) and
A control unit (14) that controls the switching operation such that the phase current (iu, iv, iw) in the inverter circuit (13) is substantially constant ;
The power converter characterized by being provided.
上記相電流（iu,iv,iw）の内で、電源半周期間における振幅が最小の相のピーク値は、振幅が最大の相のピーク値の５０％以上であることを特徴とする電力変換装置。 Among the phase currents (iu, iv, iw), the power converter characterized in that the peak value of the phase with the smallest amplitude during the power supply half cycle is 50% or more of the peak value of the phase with the largest amplitude. .
上記モータ（20）をｄ-ｑ軸ベクトル制御する場合におけるｄ軸電流（id）のベクトルとｑ軸電流（iq）のベクトルの合成ベクトルをモータ電流ベクトル（Ia）と定義すると、 If a vector consisting of a vector of d-axis current (id) and a vector of q-axis current (iq) in the case of performing dq axis vector control of the motor (20) is defined as a motor current vector (Ia),
上記制御部（14）は、上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値よりも小さく設定された定数値である振幅目標値（ImThe control unit (14) sets the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) to be smaller than the current restriction value in the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). Amplitude target value (Im ** ）に近づくように上記スイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置。And controlling the switching operation so as to be closer to.
上記制御部（14）は、上記モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）が電源位相（θ）に応じて変化するように上記スイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置。 The control unit (14) controls the switching operation such that the phase (β) of the motor current vector (Ia) changes in accordance with the power supply phase (θ).
上記制御部（14）は、上記モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）が、上記電源電圧のゼロクロスの近傍において最大値となり、上記電源電圧の位相が９０度の付近で最小値となるように上記スイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置。 In the control unit (14), the phase (β) of the motor current vector (Ia) is maximized in the vicinity of the zero crossing of the power supply voltage, and the phase of the power supply voltage is minimized in the vicinity of 90 degrees And controlling the switching operation.
上記制御部（14）は、
上記モータ（20）の速度（ω）とその目標値（ω*）との偏差に基づいて、上記モータ電流ベクトル（Ia）の大きさを指示するモータ電流指令値（Ia*）を求める速度制御部（14a）と、
上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が上記振幅目標値（Im*）よりも大きい場合には、上記位相（β）がより小さくなるように、上記位相（β）の指令値である電流位相指令（β*）を生成し、上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が上記振幅目標値（Im*）以下の場合には上記位相（β）がより大きくなるように、上記電流位相指令（β*）を生成する電流位相指令生成部（14b）と、
上記電流位相指令（β*）の正弦と上記モータ電流指令値（Ia*）との積から上記ｄ軸電流（id）の指令値（id*）を生成し、該電流位相指令（β*）の余弦と上記モータ電流指令値（Ia*）との積からｑ軸電流（iq）の指令値（iq*）を生成する電流指令生成部（14c）と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
In claim 4,
The control unit (14)
Speed control to obtain a motor current command value (Ia * ) specifying the magnitude of the motor current vector (Ia) based on the deviation between the speed (ω) of the motor (20) and its target value (ω * ) Part (14a),
When the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is larger than the amplitude target value (Im * ), the command value of the phase (β) is set so that the phase (β) becomes smaller. The current phase command (β * ) is generated, and when the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is equal to or less than the amplitude target value (Im * ), the phase (β) becomes larger. A current phase command generation unit (14b) that generates a current phase command (β * );
The command value (id * ) of the d-axis current (id) is generated from the product of the sine of the current phase command (β * ) and the motor current command value (Ia * ), and the current phase command (β * ) A current command generation unit (14c) that generates a command value (iq * ) of the q-axis current (iq) from the product of the cosine of the above and the motor current command value (Ia * );
The power converter characterized by being provided.
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