JP2015065754A

JP2015065754A - Motor system

Info

Publication number: JP2015065754A
Application number: JP2013198166A
Authority: JP
Inventors: 洸原; Akira Hara; 浅野　能成; Yoshinari Asano; 能成浅野; 善紀安田; Yoshiaki Yasuda; 峻介清水; Shunsuke Shimizu
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2013-09-25
Filing date: 2013-09-25
Publication date: 2015-04-09

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent reduction in the efficiency of a system even when voltage reduction of a DC power supply occurs.SOLUTION: A motor system includes: a motor (20) including a rotor (22) having permanent magnets (22b) and a stator (21) capable of switching coils (28); an inverter circuit (13) converting DC power from a DC power supply (11, 60) into AC power and supplying the AC power to the motor (20); and a switching control section (40) switching the coils (28) so that the magnetic flux interlinked to the permanent magnets (22b) is further smaller when a DC voltage (vdc) outputted from the DC power supply (11, 60) is smaller than a predetermined threshold (Vt).

Description

本発明は、ロータに永久磁石を備えたモータとそれを駆動する制御部とを有したモータシステムに関するものである。 The present invention relates to a motor system having a motor including a permanent magnet in a rotor and a control unit for driving the motor.

ロータに永久磁石を備えた永久磁石モータは、交流電源やバッテリーからの電力を所定の交流電力に変換する電力変換装置によって電力供給を受けて駆動されることが多い。このような電力変換装置の中には、コンバータ回路の出力ノード間に非常に小さな静電容量のコンデンサを設けて脈動する直流を生成し、その直流から交流電力を生成するものがある（例えば特許文献１を参照）。 A permanent magnet motor having a permanent magnet in a rotor is often driven by receiving power supply from an AC power source or a power converter that converts electric power from a battery into predetermined AC power. Among such power conversion devices, there is one that generates a pulsating direct current by providing a capacitor having a very small capacitance between output nodes of a converter circuit, and generates alternating current power from the direct current (for example, a patent). Reference 1).

特開２００２−５１５８９JP 2002-51589 A

ところで、上記文献の電力変換装置によって永久磁石同期モータを駆動する場合は、直流リンクの電圧が脈動して低下した際に、モータ端子電圧の定数倍（√２倍）が直流リンク電圧を上回る場合がある。このような場合は、一般的な駆動装置では、ｄ軸電流の位相を進めて磁石磁束を弱める制御（いわゆる弱め磁束制御）が行われる。そうすると、電流の実効値が増加して銅損が増加し、システムの効率が低下することになる。 By the way, when the permanent magnet synchronous motor is driven by the power conversion device of the above document, when the DC link voltage pulsates and drops, the constant multiple (√2 times) of the motor terminal voltage exceeds the DC link voltage. There is. In such a case, in a general drive device, control (so-called weak flux control) is performed in which the phase of the d-axis current is advanced to weaken the magnetic flux. As a result, the effective value of the current increases, the copper loss increases, and the efficiency of the system decreases.

また、バッテリーから交流電力を生成する電力変換装置によって永久磁石同期モータを駆動する場合は、バッテリーの電圧が低下すると、やはり、いわゆる弱め磁束制御が行われてシステムの効率が低下する。 Further, when the permanent magnet synchronous motor is driven by the power conversion device that generates AC power from the battery, when the battery voltage decreases, so-called flux-weakening control is also performed and the efficiency of the system decreases.

本発明は上記の問題に着目してなされたものであり、永久磁石を備えたモータとそれを駆動する制御部を有したモータシステムにおいて、直流電源の電圧低下があっても、システムの効率低下を抑制できるようにすることを目的としている。 The present invention has been made paying attention to the above problems, and in a motor system having a motor having a permanent magnet and a controller for driving the motor, even if the voltage of the DC power supply is lowered, the efficiency of the system is lowered. It aims to be able to suppress.

上記の課題を解決するため、第１の発明は、
永久磁石（22b）を有したロータ（22）、及びコイル（28）の切り替えが可能なステータ（21）を有し、交流電力で駆動されるモータ（20）と、
直流電源（11,60）から直流電力を受けて、該直流電力を交流電力に変換し、上記モータ（20）に供給するインバータ回路（13）と、
上記直流電源（11,60）が出力する直流電圧（vdc）が所定の閾値（Vt）よりも小さい場合に、上記永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなるように、上記コイル（28）を切り替える切替制御部（40）と、
を備えたことを特徴とする。 In order to solve the above problems, the first invention is
A motor (20) having a rotor (22) having a permanent magnet (22b) and a stator (21) capable of switching a coil (28) and driven by AC power;
An inverter circuit (13) that receives DC power from a DC power supply (11, 60), converts the DC power to AC power, and supplies the AC power to the motor (20);
When the DC voltage (vdc) output from the DC power supply (11, 60) is smaller than a predetermined threshold (Vt), the coil ( 28) a switching control unit (40) for switching,
It is provided with.

この構成では、直流電源（11,60）の直流電圧（vdc）の大きさに応じて永久磁石（22b）に鎖交する磁束の大きさが制御される。具体的には、直流電圧（vdc）が閾値（Vt）よりも小さい場合に、上記永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなる。これにより、直流電源（11,60）の電圧低下があった場合でも、モータ（20）の高出力時に弱め磁束制御を行う必要性が小さくなる。 In this configuration, the magnitude of the magnetic flux linked to the permanent magnet (22b) is controlled in accordance with the magnitude of the DC voltage (vdc) of the DC power supply (11, 60). Specifically, when the DC voltage (vdc) is smaller than the threshold value (Vt), the magnetic flux linked to the permanent magnet (22b) becomes smaller. Thereby, even when there is a voltage drop of the DC power supply (11, 60), the necessity for performing the flux-weakening control at the time of high output of the motor (20) is reduced.

また、第２の発明は、
第１の発明において、
上記切替制御部（40）は、上記磁束をより小さくする場合には巻数がより少なくなり、上記磁束をより大きくする場合には巻数が多くなるように、上記コイル（28）を切り替えることを特徴とする。 In addition, the second invention,
In the first invention,
The switching control unit (40) switches the coil (28) so that the number of turns becomes smaller when the magnetic flux is made smaller, and the number of turns becomes larger when the magnetic flux is made larger. And

この構成では、コイル（28）の巻数の切替によって、永久磁石（22b）に鎖交する磁束の大きさが制御される。 In this configuration, the magnitude of the magnetic flux linked to the permanent magnet (22b) is controlled by switching the number of turns of the coil (28).

また、第３の発明は、
第１の発明において、
上記切替制御部（40）は、上記磁束をより小さくする場合には同相のコイル（28）を並列接続させ、上記磁束をより大きくする場合には同相のコイル（28）を直列接続させることを特徴とする。 In addition, the third invention,
In the first invention,
The switching control unit (40) connects the in-phase coil (28) in parallel when the magnetic flux is made smaller, and connects the in-phase coil (28) in series when the magnetic flux is made larger. Features.

この構成では、コイル（28）を直列或いは並列に接続することによって、鎖交する磁束の大きさが制御される。 In this configuration, the magnitude of the interlinkage magnetic flux is controlled by connecting the coils (28) in series or in parallel.

また、第４の発明は、
第１から第３の発明の何れか１つにおいて、
上記直流電源（11,60）は、バッテリー（60）であり、
上記閾値（Vt）は、上記モータ（20）の所定出力時における効率を最大化する端子電圧（Va）の√２倍に設定されていることを特徴とする。 In addition, the fourth invention is
In any one of the first to third inventions,
The DC power source (11,60) is a battery (60),
The threshold (Vt) is set to √2 times the terminal voltage (Va) that maximizes the efficiency of the motor (20) at a predetermined output.

この構成では、バッテリー（60）の出力電圧が閾値（Vt）よりも低下した場合に、鎖交磁束が弱められる。 In this configuration, the linkage flux is weakened when the output voltage of the battery (60) falls below the threshold value (Vt).

また、第５の発明は、
第１から第３の発明の何れか１つにおいて、
上記インバータ回路（13）は、上記直流電源（11）から脈動する直流電圧（vdc）が供給され、
上記閾値（Vt）は、上記モータ（20）の端子電圧（Va）の√２倍であることを特徴とする。 In addition, the fifth invention,
In any one of the first to third inventions,
The inverter circuit (13) is supplied with a pulsating DC voltage (vdc) from the DC power source (11),
The threshold value (Vt) is √2 times the terminal voltage (Va) of the motor (20).

この構成では、直流電源（11）の出力の脈動に応じて、コイル（28）が切り替えられる。具体的には、直流電源（11）の出力電圧が閾値（Vt）よりも低下した場合に、鎖交磁束が弱められる。 In this configuration, the coil (28) is switched according to the pulsation of the output of the DC power supply (11). Specifically, the linkage flux is weakened when the output voltage of the DC power supply (11) falls below the threshold value (Vt).

第１の発明によれば、直流電源の電圧低下があった場合でも、モータ（20）の高出力時に弱め磁束制御を行う必要性が小さくなるので、システムの効率低下を抑制できる。 According to the first invention, even when the voltage of the DC power supply is lowered, the necessity of performing flux-weakening control at the time of high output of the motor (20) is reduced, so that a reduction in system efficiency can be suppressed.

また、第２の発明によれば、鎖交磁束の大きさを容易に切り替えできる。 Further, according to the second invention, the magnitude of the flux linkage can be easily switched.

また、第３の発明によれば、鎖交磁束の大きさを容易に切り替えできるとともに、並列接続時にはコイル（28）の抵抗値が１／４になっているので、巻数半減により電流は２倍となるがそれによる損失増加は起こらない。 Further, according to the third invention, the magnitude of the flux linkage can be easily switched, and the resistance value of the coil (28) is ¼ at the time of parallel connection. However, the loss does not increase.

また、第４の発明によれば、バッテリー（60）の出力電圧が低下してもシステムの効率低下を抑制できる。 According to the fourth aspect of the invention, even if the output voltage of the battery (60) decreases, it is possible to suppress a decrease in system efficiency.

また、第５の発明によれば、直流電源（11）の出力電圧が脈動する場合に、システムの効率低下を抑制できる。 Further, according to the fifth invention, when the output voltage of the DC power supply (11) pulsates, it is possible to suppress a reduction in system efficiency.

図１は、実施形態１に係るモータシステムの構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a motor system according to the first embodiment. 図２は、交流電源からの入力電流、入力電圧、及び直流リンク電圧の波形を例示する。FIG. 2 illustrates the waveforms of the input current, input voltage, and DC link voltage from the AC power supply. 図３は、実施形態１に係るモータの横断面図である。FIG. 3 is a cross-sectional view of the motor according to the first embodiment. 図４は、巻線切替部の構成を例示する。FIG. 4 illustrates the configuration of the winding switching unit. 図５は、実施形態１に係るコイルの切替動作を説明するフローチャートである。FIG. 5 is a flowchart illustrating the coil switching operation according to the first embodiment. 図６は、実施形態１に係るモータシステムにおけるモータ効率を示す。FIG. 6 shows motor efficiency in the motor system according to the first embodiment. 図７は、実施形態１の変形例に係るモータの構成を示す。FIG. 7 shows a configuration of a motor according to a modification of the first embodiment. 図８は、実施形態２に係るモータシステムの構成を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a motor system according to the second embodiment. 図９は、実施形態２に係るコイルの切替動作を説明するフローチャートである。FIG. 9 is a flowchart for explaining a coil switching operation according to the second embodiment.

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The following embodiments are essentially preferable examples, and are not intended to limit the scope of the present invention, its application, or its use.

《発明の実施形態１》
〈実施形態の概要〉
図１は、本発明の実施形態１に係るモータシステム（1）の構成を示すブロック図である。同図に示すようにモータシステム（1）は、電力変換装置（10）、モータ（20）、巻線切替部（30）、及び切替制御部（40）を備えている。 Embodiment 1 of the Invention
<Outline of Embodiment>
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor system (1) according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in the figure, the motor system (1) includes a power converter (10), a motor (20), a winding switching unit (30), and a switching control unit (40).

〈電力変換装置の構成〉
電力変換装置（10）は、コンバータ回路（11）、直流リンク部（12）、インバータ回路（13）、及びＰＷＭ制御部（14）を備え、単相の交流電源（50）から供給された交流電力を所定の周波数の交流電力に変換して、モータ（20）に供給する。 <Configuration of power converter>
The power conversion device (10) includes a converter circuit (11), a DC link unit (12), an inverter circuit (13), and a PWM control unit (14), and is supplied with AC from a single-phase AC power source (50). The electric power is converted into AC power having a predetermined frequency and supplied to the motor (20).

−コンバータ回路−
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L1）を介して交流電源（50）に接続され、交流電源（50）からの交流（以下、入力交流）を直流に整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、４つのダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1〜D4）によって、交流電源（50）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。コンバータ回路（11）は、本発明の直流電源の一例である。 -Converter circuit-
The converter circuit (11) is connected to the AC power source (50) via the reactor (L1), and rectifies AC (hereinafter referred to as input AC) from the AC power source (50) into DC. In this example, the converter circuit (11) is a diode bridge circuit in which four diodes (D1 to D4) are connected in a bridge shape. By these diodes (D1 to D4), the AC voltage of the AC power supply (50) is full-wave rectified and converted to a DC voltage. The converter circuit (11) is an example of the DC power supply of the present invention.

−直流リンク部−
直流リンク部（12）は、コンデンサ（12a）を備えている。コンデンサ（12a）は、リアクトル（L2）を介してコンバータ回路（11）の出力に接続され、該コンデンサ（12a）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧（vdc））がインバータ回路（13）の入力ノードに印可されている。このコンデンサ（12a）は、インバータ回路（13）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）によって整流された電圧（電源電圧に応じて変動する電圧）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。コンデンサ（12a）には、一例としてフィルムコンデンサを採用できる。 -DC link-
The DC link unit (12) includes a capacitor (12a). The capacitor (12a) is connected to the output of the converter circuit (11) through the reactor (L2), and the DC voltage (DC link voltage (vdc)) generated at both ends of the capacitor (12a) is converted into the inverter circuit (13). It is applied to the input node. This capacitor (12a) has a capacitance capable of smoothing only the ripple voltage (voltage fluctuation) generated corresponding to the switching frequency when the switching element (described later) of the inverter circuit (13) performs the switching operation. ing. That is, the capacitor (12a) is a small-capacitance capacitor that does not have a capacitance that smoothes the voltage rectified by the converter circuit (11) (a voltage that varies according to the power supply voltage). For example, a film capacitor can be used as the capacitor (12a).

この例では、コンデンサ（12a）は、一般的なコンバータ回路の出力の平滑化に用いる電解コンデンサの概ね１／１００の容量を有している。したがって、この直流リンク部（12）が出力する直流リンク電圧（vdc）は脈動している。具体的に、直流リンク部（12）が出力する直流リンク電圧（vdc）は、その最大値（Vmax）がその最小値（Vmin）の２倍以上となるような大きな脈動を有している。図２は、交流電源（50）からの入力電流（Iin）、入力電圧（Vin）、及び直流リンク電圧（vdc）の波形を例示する。 In this example, the capacitor (12a) has a capacity approximately 1/100 that of an electrolytic capacitor used for smoothing the output of a general converter circuit. Therefore, the DC link voltage (vdc) output from the DC link unit (12) pulsates. Specifically, the DC link voltage (vdc) output by the DC link unit (12) has a large pulsation such that the maximum value (Vmax) is twice or more the minimum value (Vmin). FIG. 2 illustrates waveforms of an input current (Iin), an input voltage (Vin), and a DC link voltage (vdc) from the AC power supply (50).

−インバータ回路−
インバータ回路（13）は、入力ノードが直流リンク部（12）のコンデンサ（12a）に接続され、脈動する直流電圧（vdc）が供給されている。インバータ回路（13）は、直流リンク部（12）の出力をスイッチングして三相交流（U,V,W）に変換し、モータ（20）に供給する。 -Inverter circuit-
The inverter circuit (13) has an input node connected to the capacitor (12a) of the DC link unit (12), and is supplied with a pulsating DC voltage (vdc). The inverter circuit (13) switches the output of the DC link unit (12) to convert it into three-phase AC (U, V, W) and supplies it to the motor (20).

本実施形態のインバータ回路（13）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（13）は、三相交流をモータ（20）に出力するので、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（20）の各相のコイル（後述）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列接続されている。 The inverter circuit (13) of the present embodiment is configured by a plurality of switching elements being bridge-connected. The inverter circuit (13) outputs six-phase alternating current to the motor (20), and thus includes six switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). Specifically, the inverter circuit (13) includes three switching legs in which two switching elements are connected in series with each other, and the switching element (Su, Sv, Sw) of the upper arm and the switching element (Sx of the lower arm) in each switching leg. , Sy, Sz) are connected to coils (described later) of the respective phases of the motor (20). In addition, a free-wheeling diode (Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz) is connected in reverse parallel to each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz).

そして、インバータ回路（13）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、直流リンク部（12）から入力された直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（20）へ供給する。このオンオフ動作の制御はＰＷＭ制御部（14）が行う。 The inverter circuit (13) switches the DC link voltage (vdc) input from the DC link unit (12) by the on / off operation of these switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). Converted into a three-phase AC voltage and supplied to the motor (20). The PWM control unit (14) controls this on / off operation.

−ＰＷＭ制御部−
ＰＷＭ制御部（14）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムを含み、インバータ回路（13）の出力を制御して、モータ（20）の駆動を制御する。このモータ（20）の駆動の制御には、ｄ−ｑ軸ベクトル制御が用いられる。 -PWM controller-
The PWM control unit (14) includes a microcomputer (not shown) and a program for operating the microcomputer, and controls the output of the inverter circuit (13) to control the driving of the motor (20). The dq axis vector control is used for controlling the driving of the motor (20).

ｄ−ｑ軸ベクトル制御を行う際に、ＰＷＭ制御部（14）は、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフを制御するゲート信号（G1,G2,…,G6）を生成する。具体的には、まず、ＰＷＭ制御部（14）は、速度を指示する速度指令値（ω*）、及び現在のモータ（20）の回転速度（ω）を用いて、ｄ軸電流を指示するｄ軸電流指令値（id*）、及びｑ軸電流を指示するｑ軸電流指令値（iq*）を生成する。 When the dq axis vector control is performed, the PWM control unit (14) controls the gate signals (G1, G2,..., G6) for controlling on / off of each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). ) Is generated. Specifically, first, the PWM control unit (14) instructs the d-axis current using the speed command value (ω *) for instructing the speed and the current rotational speed (ω) of the motor (20). A d-axis current command value (id *) and a q-axis current command value (iq *) indicating the q-axis current are generated.

また、ＰＷＭ制御部（14）には、モータ（20）の相電流（iu,iw）の検出値が入力されており、ＰＷＭ制御部（14）は、その検出値を座標変換してｄ軸電流（id）、及びｑ軸電流（iq）を算出する。ＰＷＭ制御部（14）は、算出したｄ軸電流（id）とｄ軸電流指令値（id*）の偏差、ｑ軸電流（iq）とｑ軸電流指令値（iq*）との偏差をそれぞれ求め、ｄ軸電圧指令値（vd*）、及びｑ軸電圧指令値（vq*）を生成する。そして、ＰＷＭ制御部（14）.は、ｄ軸電圧指令値（vd*）、及びｄ軸電圧指令値（vd*）から、それぞれのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）をオンにする時間を求め、ゲート信号（G1,G2,…,G6）を生成する。 The PWM control unit (14) is input with the detected value of the phase current (iu, iw) of the motor (20). The PWM control unit (14) converts the detected value into a coordinate and converts it to the d-axis. The current (id) and the q-axis current (iq) are calculated. The PWM controller (14) calculates the deviation between the calculated d-axis current (id) and the d-axis current command value (id *), and the deviation between the q-axis current (iq) and the q-axis current command value (iq *). The d-axis voltage command value (vd *) and the q-axis voltage command value (vq *) are generated. Then, the PWM control unit (14) is configured from the d-axis voltage command value (vd *) and the d-axis voltage command value (vd *) to switch each of the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) The time for turning on is obtained, and gate signals (G1, G2,..., G6) are generated.

〈モータの構成〉
モータ（20）は、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータである。本実施形態のモータ（20）は、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動する。図３は、本実施形態に係るモータ（20）の横断面図である。同図に示すようにモータ（20）は、ロータ（22）とステータ（21）とを備えている。 <Motor configuration>
The motor (20) is an IPM (Interior Permanent Magnet) motor. The motor (20) of this embodiment drives the compressor provided in the refrigerant circuit of the air conditioner. FIG. 3 is a cross-sectional view of the motor (20) according to the present embodiment. As shown in the figure, the motor (20) includes a rotor (22) and a stator (21).

−ステータ−
ステータ（21）は、図３に示すように、円筒状のステータコア（23）と、コイル（28）を備えている。 -Stator-
As shown in FIG. 3, the stator (21) includes a cylindrical stator core (23) and a coil (28).

ステータコア（23）は、プレス加工した多数の電磁鋼板を軸方向に積層した積層コアである。ステータコア（23）は、図３に示すように、１つのバックヨーク部（24）、及び複数（この例では６つ）のティース部（25）を備えている。 The stator core (23) is a laminated core obtained by laminating a number of pressed electrical steel sheets in the axial direction. As shown in FIG. 3, the stator core (23) includes one back yoke portion (24) and a plurality (six in this example) of teeth portions (25).

それぞれのティース部（25）は、図３に示すように、ステータコア（23）において径方向に伸びる直方体状の部分である。各ティース部（25）の間の空間が、コイル（28）が収容されるコイル用スロット（27）である。ティース部（25）には、いわゆる集中巻方式で、コイル（28）が巻回されている。すなわち、１つのティース部（25）ごとにコイル（28）が巻回され、巻回されたコイル（28）はコイル用スロット（27）内に収容されている。なお、各ティース部（25）に巻回されるコイル（28）の巻数は同じである。また、図３では、後の説明の便宜のため、各コイル（28）の参照符号に枝番（−１・・・６）を付してある。図３には、コイル（28-1）〜コイル（28-6）と、後述する巻線切替部（30）の端子（T1,T2,…,T12）との接続関係も併記してある。 Each teeth part (25) is a rectangular parallelepiped part extended in radial direction in a stator core (23), as shown in FIG. A space between the teeth portions (25) is a coil slot (27) in which the coil (28) is accommodated. A coil (28) is wound around the teeth portion (25) by a so-called concentrated winding method. That is, the coil (28) is wound for each tooth portion (25), and the wound coil (28) is accommodated in the coil slot (27). Note that the number of turns of the coil (28) wound around each tooth portion (25) is the same. Further, in FIG. 3, branch numbers (−1... 6) are attached to the reference numerals of the coils (28) for the convenience of later explanation. FIG. 3 also shows the connection relationship between the coils (28-1) to (28-6) and terminals (T1, T2,..., T12) of the winding switching unit (30) described later.

バックヨーク部（24）は、円環状の形態を有している。バックヨーク部（24）は、各ティース部（25）を該ティース部（25）の外周側で連結している。 The back yoke portion (24) has an annular shape. The back yoke portion (24) connects the teeth portions (25) on the outer peripheral side of the teeth portion (25).

−ロータ−
ロータ（22）は、ロータコア（22a）、及び複数の永久磁石（22b）を備え、円筒状の形態である（図３を参照）。この例では、ロータ（22）は、４つの磁極を備えている。それぞれの永久磁石（22b）は、希土類金属を用いた磁石である。望ましくは、ネオジウム鉄ボロン系の磁石が、磁力が強くて望ましいが、フェライト磁石等であってもかまわない。 -Rotor-
The rotor (22) includes a rotor core (22a) and a plurality of permanent magnets (22b), and has a cylindrical shape (see FIG. 3). In this example, the rotor (22) includes four magnetic poles. Each permanent magnet (22b) is a magnet using a rare earth metal. Desirably, a neodymium iron boron-based magnet has a strong magnetic force, but may be a ferrite magnet or the like.

〈巻線切替部〉
図４は、巻線切替部（30）の構成を例示する。巻線切替部（30）は、ステータ（21）のコイル（28）の切り替えを行う。具体的には、巻線切替部（30）は、同相のコイル（28）同士を互いに並列接続する状態と、同相のコイル（28）同士を互いに直列接続する状態の何れかに一方の状態に切り替えるようになっている。この切替の制御は、切替制御部（40）が行う。 <Winding switching part>
FIG. 4 illustrates the configuration of the winding switching unit (30). The winding switching unit (30) switches the coil (28) of the stator (21). Specifically, the winding switching unit (30) is in one of a state in which the in-phase coils (28) are connected in parallel to each other and a state in which the in-phase coils (28) are connected in series to each other. It is supposed to switch. This switching control is performed by a switching control unit (40).

本実施形態の巻線切替部（30）は、スイッチ（S1）、スイッチ（S2）、及びスイッチ（S3）を備えている。それぞれのスイッチ（S1,S2,S3）は、互いに連動して動作する３つのオンオフスイッチを備えている。なお、以下の説明では、例えばスイッチ（S1）をオンにするとは、それを構成する３つのオンオフスイッチをすべてオンにすることであり、スイッチ（S1）をオフにするとは、該３つのオンオフスイッチをすべてオフにすることである。他のスイッチ（S2,S3）も同様である。 The winding switching unit (30) of the present embodiment includes a switch (S1), a switch (S2), and a switch (S3). Each switch (S1, S2, S3) includes three on / off switches that operate in conjunction with each other. In the following description, for example, turning on the switch (S1) means turning on all three on / off switches constituting the switch (S1), and turning off the switch (S1) means turning on the three on / off switches. Is to turn off everything. The same applies to the other switches (S2, S3).

図４に示すように、巻線切替部（30）には、１２個の端子（T1,T2,…,T12）が設けられている。スイッチ（S1）の３つのオンオフスイッチは、一端がそれぞれ端子（T1）、端子（T2）、端子（T3）に接続され、他端がそれぞれ、端子（T7）、端子（T8）、端子（T9）に接続されている。更に、スイッチ（S1）の３つのオンオフスイッチの一端には、インバータ回路（13）の３つの出力（三相交流（U,V,W））がそれぞれ接続されている。 As shown in FIG. 4, the winding switching part (30) is provided with 12 terminals (T1, T2,..., T12). One of the three on / off switches of the switch (S1) is connected to the terminal (T1), the terminal (T2), and the terminal (T3), and the other end is connected to the terminal (T7), the terminal (T8), and the terminal (T9). )It is connected to the. Further, three outputs (three-phase alternating current (U, V, W)) of the inverter circuit (13) are respectively connected to one ends of the three on / off switches of the switch (S1).

また、スイッチ（S2）は、一端がそれぞれ端子（T4）、端子（T5）、端子（T6）に接続され、他端がそれぞれ、端子（T10）、端子（T11）、端子（T12）に接続されている。端子（T10）、端子（T11）、及び端子（T12）は、電気的に互いに接続され、モータ（20）のコイル（28）の中性点となる。また、スイッチ（S3）は、一端がそれぞれ端子（T4）、端子（T5）、端子（T6）に接続され、他端がそれぞれ、端子（T7）、端子（T8）、端子（T9）に接続されている。 The switch (S2) has one end connected to the terminal (T4), terminal (T5), and terminal (T6), and the other end connected to the terminal (T10), terminal (T11), and terminal (T12), respectively. Has been. The terminal (T10), the terminal (T11), and the terminal (T12) are electrically connected to each other and become a neutral point of the coil (28) of the motor (20). The switch (S3) has one end connected to the terminal (T4), terminal (T5), and terminal (T6), and the other end connected to the terminal (T7), terminal (T8), and terminal (T9). Has been.

そして、それぞれのコイル（28）は、図３に示すように、所定の端子（T1,T2,…,T12）に接続されている。この例では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオンにし、スイッチ（S3）をオフにすると、同相のコイル（28）同士が並列接続されて、その一端がインバータ回路（13）の出力のひとつにつながり、他端が中性点につながることになる（図４、図３を参照）。なお、以下では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオン、スイッチ（S3）をオフに切り替えた状態を、説明の便宜上、並列接続モードと呼ぶ。 Each coil (28) is connected to predetermined terminals (T1, T2,..., T12) as shown in FIG. In this example, when the switch (S1) and the switch (S2) are turned on and the switch (S3) is turned off, the in-phase coils (28) are connected in parallel and one end of the output of the inverter circuit (13) One is connected and the other end is connected to a neutral point (see FIGS. 4 and 3). Hereinafter, the state in which the switch (S1) and the switch (S2) are turned on and the switch (S3) is turned off is referred to as a parallel connection mode for convenience of explanation.

並列接続モードでは、例えば、コイル（28-1）とコイル（28-4）とが並列接続され、その一端がインバータ回路（13）のＵ相出力につながり、他端が中性点につながる。同様に、コイル（28-2）とコイル（28-5）とが並列接続され、その一端がインバータ回路（13）のＶ相出力につながり、他端が中性点につながる。コイル（28-3）とコイル（28-6）も並列接続され、その一端がインバータ回路（13）のＷ相出力につながり、他端が中性点につながる。 In the parallel connection mode, for example, the coil (28-1) and the coil (28-4) are connected in parallel, one end of which is connected to the U-phase output of the inverter circuit (13), and the other end is connected to the neutral point. Similarly, the coil (28-2) and the coil (28-5) are connected in parallel, one end of which is connected to the V-phase output of the inverter circuit (13), and the other end is connected to the neutral point. The coil (28-3) and the coil (28-6) are also connected in parallel, one end of which is connected to the W-phase output of the inverter circuit (13) and the other end is connected to the neutral point.

また、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオフにし、スイッチ（S3）をオンにすると、同相のコイル（28）同士が直列接続されて、その一端がインバータ回路（13）の出力のひとつにつながり、他端が中性点につながることになる（図３、図４を参照）。なお、以下では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオフ、スイッチ（S3）をオンに切り替えた状態を、説明の便宜上、直列接続モードと呼ぶ。 Moreover, when the switch (S1) and the switch (S2) are turned off and the switch (S3) is turned on, the coils (28) of the same phase are connected in series, and one end is one of the outputs of the inverter circuit (13). The other end is connected to the neutral point (see FIGS. 3 and 4). Hereinafter, the state in which the switch (S1) and the switch (S2) are turned off and the switch (S3) is turned on is referred to as a series connection mode for convenience of explanation.

例えば、直列接続モードでは、コイル（28-1）とコイル（28-4）とが直列接続され、直列接続されたこれらのコイル（28-1,4）の一端がインバータ回路（13）のＵ相出力につながり、他端が中性点につながる。同様に、コイル（28-2）とコイル（28-5）とが直列接続され、直列接続されたこれらのコイル（28-2,5）の一端がインバータ回路（13）のＶ相出力につながり、他端が中性点につながる。また、コイル（28-3）とコイル（28-6）とが直列接続され、直列接続されたこれらのコイル（28-3,6）の一端がインバータ回路（13）のＷ相出力につながり、他端が中性点につながる。 For example, in the series connection mode, the coil (28-1) and the coil (28-4) are connected in series, and one end of these series-connected coils (28-1, 4) is connected to the U of the inverter circuit (13). Connected to the phase output and the other end connected to the neutral point. Similarly, the coil (28-2) and the coil (28-5) are connected in series, and one end of these coils (28-2, 5) connected in series is connected to the V-phase output of the inverter circuit (13). The other end leads to a neutral point. Moreover, the coil (28-3) and the coil (28-6) are connected in series, and one end of these coils (28-3, 6) connected in series is connected to the W-phase output of the inverter circuit (13), The other end leads to a neutral point.

直列接続モードでは、同相のコイル（28）同士が直列接続されるので、磁束の大きさはひとつのコイル（28）のみで磁束を形成する場合と比べ２倍の大きさになる。すなわち、直列接続モードでは、コイル（28）の巻数を２倍にした効果がある。 In the series connection mode, the coils (28) having the same phase are connected in series, so that the magnitude of the magnetic flux is twice that of the case where the magnetic flux is formed by only one coil (28). That is, in the serial connection mode, there is an effect that the number of turns of the coil (28) is doubled.

一方、並列接続モードでは、同相のコイル（28）同士が並列接続されるので、磁束の大きさは、ひとつのコイル（28）のみで磁束を形成する場合と同じである。つまり、直列接続モードの磁束の大きさは、並列接続モードの磁束の大きさの２倍である。また、並列接続モードでは、同相のコイル（28）同士が並列接続されるので、その電気的な抵抗値は、ひとつのコイル（28）と比べ、１／４になる。 On the other hand, in the parallel connection mode, since the coils (28) having the same phase are connected in parallel, the magnitude of the magnetic flux is the same as when the magnetic flux is formed by only one coil (28). That is, the magnitude of the magnetic flux in the series connection mode is twice the magnitude of the magnetic flux in the parallel connection mode. Further, in the parallel connection mode, the coils (28) having the same phase are connected in parallel, so that the electrical resistance value becomes ¼ compared to one coil (28).

〈切替制御部〉
切替制御部（40）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムを含んでいる。このマイクロコンピュータは、ＰＷＭ制御部（14）を構成するものと兼用してもよいし、別個に設けてもよい。 <Switching control unit>
The switching control unit (40) includes a microcomputer (not shown) and a program for operating the microcomputer. This microcomputer may be shared with what constitutes the PWM control section (14), or may be provided separately.

本実施形態の切替制御部（40）は、コンバータ回路（11）の出力電圧（すなわち直流リンク電圧（vdc））が所定の閾値（Vt）よりも小さい場合に、永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなるように、コイル（28）を切り替える。具体的には、切替制御部（40）は、直流リンク電圧（vdc）が閾値（Vt）よりも小さいに場合は、巻線切替部（30）を制御して並列接続モードを選択させる。また、切替制御部（40）は、直流リンク電圧（vdc）が閾値（Vt）以上の場合には、巻線切替部（30）を制御して直列接続モードを選択させる。 The switching control unit (40) of this embodiment links the permanent magnet (22b) to the permanent magnet (22b) when the output voltage of the converter circuit (11) (that is, the DC link voltage (vdc)) is smaller than a predetermined threshold value (Vt). The coil (28) is switched so that the magnetic flux to be reduced becomes smaller. Specifically, when the DC link voltage (vdc) is smaller than the threshold value (Vt), the switching control unit (40) controls the winding switching unit (30) to select the parallel connection mode. In addition, when the DC link voltage (vdc) is equal to or higher than the threshold value (Vt), the switching control unit (40) controls the winding switching unit (30) to select the series connection mode.

本実施形態では、閾値（Vt）として、モータ（20）の端子電圧（Va）の√２倍を用いる。端子電圧（Va）は、以下の式（１）で表せる。 In the present embodiment, √2 times the terminal voltage (Va) of the motor (20) is used as the threshold (Vt). The terminal voltage (Va) can be expressed by the following equation (1).

ここで、ｉｄはｄ軸電流であり、ｉｑはｑ軸電流である。また、Ｌｄはモータ（20）のＬ軸インダクタンスであり、Ｌｑはモータ（20）のＬ軸インダクタンスである。ＬｄやＬｑは、モータ（20）の仕様によって異なり、予め実験などを行って測定し、切替制御部（40）に記憶させておくとよい。なお、直流リンク電圧（vdc）は、例えばコンデンサ（12a）の両端に電圧検出回路（図示は省略）を設け、その検出値を利用すればよい。また、ｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）の値は、ＰＷＭ制御部（14）が持っているので、これらを用いることができる。 Here, id is a d-axis current, and iq is a q-axis current. Ld is the L-axis inductance of the motor (20), and Lq is the L-axis inductance of the motor (20). Ld and Lq vary depending on the specifications of the motor (20), and may be measured in advance through experiments or the like and stored in the switching control unit (40). For the DC link voltage (vdc), for example, a voltage detection circuit (not shown) may be provided at both ends of the capacitor (12a) and the detected value may be used. Moreover, since the PWM control part (14) has the value of d-axis current (id) and q-axis current (iq), these can be used.

そして、この例では、切替制御部（40）は、交流電源（50）の電源周期（例えば１／５０ｓｅｃや１／６０ｓｅｃ）の１／２以下の周期ごとに、直流リンク電圧（vdc）と端子電圧（Va）とを比較する。 In this example, the switching control unit (40) is connected to the DC link voltage (vdc) and the terminal for each cycle equal to or less than ½ of the power cycle (for example, 1/50 sec or 1/60 sec) of the AC power source (50). Compare the voltage (Va).

〈コイルの切替動作〉
図５は、実施形態１に係るコイルの切替動作を説明するフローチャートである。このフローは、例えば、電源周期の１／２以下の周期ごとに、切替制御部（40）に対してタイマー割り込みを発生させるなどして起動させる。このフローの実行が開始されると、切替制御部（40）は、直流リンク電圧（vdc）の検出値を取得する（ステップＳＴ１１）。それと平行して、ＰＷＭ制御部（14）では、相電流（iu,iw）の検出を行う（ステップＳＴ１２）。次の、ステップＳＴ１３では、ＰＷＭ制御部（14）が相電流（iu,iw）を用いてｄ軸電流（id）、ｑ軸電流（iq）を計算し、切替制御部（40）が、そのｄ軸電流（id）、ｑ軸電流（iq）の値から端子電圧（Va）を算出する。 <Coil switching operation>
FIG. 5 is a flowchart illustrating the coil switching operation according to the first embodiment. This flow is activated, for example, by generating a timer interrupt to the switching control unit (40) at intervals of 1/2 or less of the power supply cycle. When execution of this flow is started, the switching control unit (40) acquires the detected value of the DC link voltage (vdc) (step ST11). In parallel with this, the PWM controller (14) detects the phase current (iu, iw) (step ST12). In the next step ST13, the PWM control unit (14) calculates the d-axis current (id) and the q-axis current (iq) using the phase current (iu, iw), and the switching control unit (40) The terminal voltage (Va) is calculated from the values of the d-axis current (id) and the q-axis current (iq).

ステップＳＴ１４では、切替制御部（40）は、端子電圧（Va）の√２倍と直流リンク電圧（vdc）とを比較する。その結果、直流リンク電圧（vdc）が端子電圧（Va）の√２倍よりも小さい場合(Vｄc＜√２Va)には、ステップＳＴ１５に進んで、巻線切替部（30）において並列接続モードを選択させる。具体的には、スイッチ（S1）及びスイッチ（S2）をオンにし、スイッチ（S3）をオフにする。これにより、永久磁石（22b）に鎖交する磁束が、直列接続モードよりも小さくなる。 In step ST14, the switching control unit (40) compares √2 times the terminal voltage (Va) with the DC link voltage (vdc). As a result, when the DC link voltage (vdc) is smaller than √2 times the terminal voltage (Va) (Vdc <√2Va), the process proceeds to step ST15 and the parallel switching mode is set in the winding switching unit (30). Let them choose. Specifically, the switch (S1) and the switch (S2) are turned on, and the switch (S3) is turned off. Thereby, the magnetic flux linked to the permanent magnet (22b) becomes smaller than that in the series connection mode.

一方、Vｄc≧√２Vaの場合には、テップＳＴ１６に進んで、巻線切替部（30）において直列接続モードを選択させる。具体的には、スイッチ（S1）及びスイッチ（S2）をオフにし、スイッチ（S3）をオンにする。これにより、永久磁石（22b）に鎖交する磁束が、並列接続モードよりも大きくなる。 On the other hand, when Vdc ≧ √2Va, the routine proceeds to step ST16, where the winding switching unit (30) selects the series connection mode. Specifically, the switch (S1) and the switch (S2) are turned off, and the switch (S3) is turned on. Thereby, the magnetic flux linked to the permanent magnet (22b) becomes larger than that in the parallel connection mode.

なお、ステップＳＴ１５やテップＳＴ１６において、巻線切替部（30）のスイッチ（S1,S2,S3）を切り替える場合には、すべてのスイッチ（S1,S2,S3）がオフとなる期間（いわゆるデッドタイム）を設けるのが好ましい。そうすることで、Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の短絡が防止される。 In step ST15 or step ST16, when the switches (S1, S2, S3) of the winding switching unit (30) are switched, a period during which all the switches (S1, S2, S3) are off (so-called dead time) ) Is preferably provided. By doing so, a short circuit between the U, V, and W phases is prevented.

このように、本実施形態では、端子電圧（Va）の√２倍を閾値（Vt）としたことで、直流電圧（vdc）が端子電圧（Va）の√２倍を下回る度に並列接続モードが選択され、磁束が小さくなる。これにより、弱め磁束制御（負のｄ軸電流を流す制御）を行う必要がなくなり、電流の実効値の増大が抑えられる。電流位相が一定であれば、並列接続モードと直列接続モータの銅損は同等であるため、切替によって弱め磁束制御により増加する損失を小さくできる。 As described above, in this embodiment, √2 times the terminal voltage (Va) is set as the threshold value (Vt), so that the parallel connection mode every time the DC voltage (vdc) falls below √2 times the terminal voltage (Va). Is selected and the magnetic flux is reduced. As a result, it is not necessary to perform flux-weakening control (control for flowing a negative d-axis current), and an increase in the effective value of the current can be suppressed. If the current phase is constant, the copper loss of the parallel connection mode and that of the series connection motor are the same, so that the loss increased by the magnetic flux control can be reduced by switching.

図６は、実施形態１に係るモータシステム（1）におけるモータ効率を示す。図６のグラフの縦軸は、モータ（20）の効率であり、横軸は、モータ（20）の出力（具体的には出力トルク）である。同図において、実線は、本実施形態におけるモータ効率を例示し、破線は、本実施形態において直列接続モードに固定した場合（比較例と呼ぶ）におけるモータ効率を例示している。同図に示すように、出力が大きいほど、比較例よりも本実施形態の方が、効率が向上している。 FIG. 6 shows motor efficiency in the motor system (1) according to the first embodiment. The vertical axis of the graph of FIG. 6 is the efficiency of the motor (20), and the horizontal axis is the output (specifically, output torque) of the motor (20). In the figure, the solid line exemplifies the motor efficiency in the present embodiment, and the broken line exemplifies the motor efficiency when fixed to the serial connection mode in the present embodiment (referred to as a comparative example). As shown in the figure, the greater the output, the greater the efficiency of this embodiment than the comparative example.

そして、この効率向上は、切替を判断するパラメータとしてコンバータ回路（11）の出力電圧（すなわち直流リンク電圧（vdc））を用いたことに依拠するところが大きい。例えば、回転速度に応じてコイルを切り替えるとすれば、必ずしも効率の向上が望めない場合があると考えられる。それは、モータでは、低速回転で高出力（大きなトルク）が必要な場合もあるし、高速回転で高出力が必要な場合もあるからである。本実施形態では、巻線切替の判断に用いるパラメータとして、直流リンク電圧（vdc）を用いているので、モータ（20）の回転速度にかかわらず、鎖交磁束を弱めるべきタイミングを判断できる。すなわち、本実施形態は、運転速度のエリア全域にわたり有用な制御を行えるのである。 This improvement in efficiency largely depends on the use of the output voltage of the converter circuit (11) (that is, the DC link voltage (vdc)) as a parameter for determining switching. For example, if the coil is switched according to the rotation speed, it may be considered that the improvement in efficiency cannot always be expected. This is because the motor may require a high output (large torque) at a low speed and may require a high output at a high speed. In this embodiment, since the DC link voltage (vdc) is used as a parameter used for determining the winding switching, it is possible to determine the timing at which the linkage flux should be weakened regardless of the rotational speed of the motor (20). That is, this embodiment can perform useful control over the entire area of the driving speed.

〈本実施形態における効果〉
以上のように、本実施形態によれば、直流リンク電圧（vdc）の低下があっても、システムの効率低下を抑制できる。 <Effect in this embodiment>
As described above, according to the present embodiment, even if the DC link voltage (vdc) decreases, it is possible to suppress a decrease in system efficiency.

《実施形態１の変形例》
図７は、実施形態１の変形例に係るモータ（20）の構成を示す。この例では、ひとつのティース部（25）に対して２つのコイル（28）が巻回されている。なお、図７では、後の説明において各コイル（28）を識別するためにそれぞれの参照符号に枝番（−１・・・１２）を付し、ティース部（25）を識別するためにそれぞれの参照符号に枝番（−１・・・６）を付してある。また、図７には、コイル（28-１）〜コイル（28-12）と、巻線切替部（30）の端子（T1,T2,…,T12）との接続関係も併記してある。 << Modification of Embodiment 1 >>
FIG. 7 shows a configuration of a motor (20) according to a modification of the first embodiment. In this example, two coils (28) are wound around one tooth portion (25). In FIG. 7, in order to identify each coil (28) in the following description, a branch number (−1... 12) is added to each reference symbol, and each tooth portion (25) is identified. Branch numbers (−1... 6) are attached to the reference numerals. Further, FIG. 7 also shows the connection relationship between the coils (28-1) to (28-12) and the terminals (T1, T2,..., T12) of the winding switching unit (30).

この例では、同相のコイル（28）同士が結線されて直列接続されている。例えば、ティース部（25-1）のコイル（28-1）は、該ティース部（25-1）が対向するティース部（25-4）の一方のコイル（28-4）と直列に結線され、ティース部（25-1）のコイル（28-7）は、ティース部（25-4）のもう一方のコイル（28-10）と直列に結線されている。同様に、ティース部（25-2）とティース部（25-5）に着目すると、コイル（28-2）はコイル（28-5）と直列に結線され、コイル（28-8）は、コイル（28-11）と直列に結線されている。 In this example, in-phase coils (28) are connected and connected in series. For example, the coil (28-1) of the teeth part (25-1) is connected in series with one coil (28-4) of the teeth part (25-4) facing the teeth part (25-1). The coil (28-7) of the teeth portion (25-1) is connected in series with the other coil (28-10) of the teeth portion (25-4). Similarly, focusing on the teeth (25-2) and teeth (25-5), the coil (28-2) is connected in series with the coil (28-5), and the coil (28-8) Wired in series with (28-11).

更に、ティース部（25-3）とティース部（25-6）に着目すると、コイル（28-3）とコイル（28-6）とが直列接続され、コイル（28-9）とコイル（28-12）とが直列接続されている。 Further, focusing on the teeth part (25-3) and the teeth part (25-6), the coil (28-3) and the coil (28-6) are connected in series, and the coil (28-9) and the coil (28 -12) are connected in series.

そして、直列接続の２つのコイル（28）（以下、コイルペア（28,28）と呼ぶ）は、図７に示すように、所定の端子（T1,T2,…,T12）にそれぞれ接続されている。この例では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオンにし、スイッチ（S3）をオフにすると、２つのコイルペア（28,28）同士が並列接続される。並列接続のコイルペア（28,28）は、その一端がインバータ回路（13）の何れか1つの出力につながり、他端が中性点につながる。なお、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオン、スイッチ（S3）をオフに切り替えた状態を、説明の便宜上、並列接続モードと呼ぶ。 The two coils (28) connected in series (hereinafter referred to as coil pairs (28, 28)) are respectively connected to predetermined terminals (T1, T2,..., T12) as shown in FIG. . In this example, when the switch (S1) and the switch (S2) are turned on and the switch (S3) is turned off, the two coil pairs (28, 28) are connected in parallel. One end of the parallel-connected coil pair (28, 28) is connected to one output of the inverter circuit (13), and the other end is connected to the neutral point. For convenience of explanation, a state in which the switch (S1) and the switch (S2) are turned on and the switch (S3) is turned off is referred to as a parallel connection mode.

例えば、ティース部（25-1）とティース部（25-4）を見ると、コイル（28-1）とコイル（28-4）とが直列接続されたコイルペア（第１コイルペアと呼ぶ）がある。また、コイル（28-7）とコイル（28-10）とが直列接続されたコイルペア（第２コイルペアと呼ぶ）がある。そして、並列接続モードでは、第１コイルペアと第２コイルペアとが並列接続される。並列接続された第１コイルペアと第２コイルペアは、その一端がインバータ回路（13）のＵ相出力につながり、他端が中性点につながる。他の相（V,W）に関しても同様である。 For example, when the teeth part (25-1) and the teeth part (25-4) are seen, there is a coil pair (referred to as a first coil pair) in which the coil (28-1) and the coil (28-4) are connected in series. . Further, there is a coil pair (referred to as a second coil pair) in which the coil (28-7) and the coil (28-10) are connected in series. In the parallel connection mode, the first coil pair and the second coil pair are connected in parallel. One end of the first coil pair and the second coil pair connected in parallel is connected to the U-phase output of the inverter circuit (13), and the other end is connected to the neutral point. The same applies to the other phases (V, W).

また、この例では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオフにし、スイッチ（S3）をオンにすると、２つのコイルペア（28,28）が直列接続される。直列接続されたコイルペア（28,28）は、その一端がインバータ回路（13）の何れか１つの出力につながり、他端が中性点につながる。なお、ここでも、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオフ、スイッチ（S3）をオンに切り替えた状態を、説明の便宜上、直列接続モードと呼ぶ。 In this example, when the switch (S1) and the switch (S2) are turned off and the switch (S3) is turned on, the two coil pairs (28, 28) are connected in series. One end of the coil pair (28, 28) connected in series is connected to the output of any one of the inverter circuits (13), and the other end is connected to the neutral point. Here again, the state in which the switch (S1) and the switch (S2) are turned off and the switch (S3) is turned on is referred to as a series connection mode for convenience of explanation.

例えば、直列接続モードでは、ティース部（25-1）とティース部（25-4）では、上記第１コイルペアと上記第２コイルペアとが直列接続される。つまり、４つのコイル（28）が直列接続される。そして、直列接続された第１コイルペアと第２コイルペアの一端がインバータ回路（13）のＵ相出力につながり、他端が中性点につながる。 For example, in the series connection mode, the first coil pair and the second coil pair are connected in series in the teeth portion (25-1) and the teeth portion (25-4). That is, four coils (28) are connected in series. One end of the first and second coil pairs connected in series is connected to the U-phase output of the inverter circuit (13), and the other end is connected to the neutral point.

上記のように、直列接続モードでは、同相の直列接続のコイルペア（28,28）同士が直列接続されるので、磁束の大きさは、ひとつのコイルペア（28,28）のみで磁束を形成する場合と比べ２倍の大きさになる。すなわち、直列接続モードでは、巻数を２倍にした効果がある。 As described above, in series connection mode, in-phase series-connected coil pairs (28, 28) are connected in series, so the magnitude of magnetic flux is when only one coil pair (28, 28) forms magnetic flux. Will be twice as large. That is, in the serial connection mode, there is an effect that the number of turns is doubled.

一方、並列接続モードでは、同相のコイルペア（28,28）同士が並列接続されるので、磁束の大きさは、ひとつのコイルペア（28,28）のみで磁束を形成する場合と同じである。つまり、直列接続モードの磁束の大きさは、並列接続モードの磁束の大きさの２倍である。また、並列接続モードでは、同相のコイルペア（28,28）同士が並列接続されるので、その電気的な抵抗値は、ひとつのコイルペア（28,28）と比べ、１／４になる。 On the other hand, in the parallel connection mode, since the in-phase coil pairs (28, 28) are connected in parallel, the magnitude of the magnetic flux is the same as when only one coil pair (28, 28) forms the magnetic flux. That is, the magnitude of the magnetic flux in the series connection mode is twice the magnitude of the magnetic flux in the parallel connection mode. In the parallel connection mode, since the in-phase coil pairs (28, 28) are connected in parallel, the electrical resistance value becomes ¼ compared to one coil pair (28, 28).

以上のように、本変形例においても、各ステータ（21）における磁束の大きさを切り替えることが可能になる。したがって、本変形例においても実施形態1と同様の切替制御を行うことによって、直流リンク電圧の低下があっても、システムの効率低下を抑制できる。 As described above, also in this modification, the magnitude of the magnetic flux in each stator (21) can be switched. Therefore, also in the present modification, by performing the same switching control as in the first embodiment, it is possible to suppress a decrease in system efficiency even when the DC link voltage is decreased.

《発明の実施形態２》
図８は、本発明の実施形態２に係るモータシステム（1）の構成を示すブロック図である。同図に示すようにモータシステム（1）は、電力変換装置（10）の構成が実施形態1とは異なっている。本実施形態の電力変換装置（10）は、コンバータ回路（11）に代えて、直流電源としてバッテリー（60）を備えている。つまり、本実施形態のインバータ回路（13）に入力される直流電力は、実施形態1とは異なり、脈動はしていない。なお、バッテリー（60）は、本発明の直流電源の一例である。 << Embodiment 2 of the Invention >>
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the motor system (1) according to the second embodiment of the present invention. As shown in the figure, the motor system (1) is different from the first embodiment in the configuration of the power converter (10). The power converter (10) of the present embodiment includes a battery (60) as a direct current power supply instead of the converter circuit (11). That is, unlike the first embodiment, the DC power input to the inverter circuit (13) of the present embodiment does not pulsate. The battery (60) is an example of the DC power source of the present invention.

また、モータ（20）は、実施形態１で採用したものと同じであり、図３に示すように巻線切替部（30）と接続されている。 The motor (20) is the same as that employed in the first embodiment, and is connected to the winding switching unit (30) as shown in FIG.

そして、本実施形態の切替制御部（40）は、バッテリー（60）の出力電圧（直流電圧（vdc））が所定の閾値（Vt）よりも小さい場合に、永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなるように、コイル（28）を切り替える。具体的には、切替制御部（40）は、直流電圧（vdc）が閾値（Vt）よりも小さいに場合は、巻線切替部（30）を制御して並列接続モードを選択させる。また、切替制御部（40）は、直流電圧（vdc）が閾値（Vt）以上の場合には、巻線切替部（30）を制御して直列接続モードを選択させる。 Then, the switching control unit (40) of the present embodiment interlinks with the permanent magnet (22b) when the output voltage (DC voltage (vdc)) of the battery (60) is smaller than a predetermined threshold value (Vt). The coil (28) is switched so that the magnetic flux becomes smaller. Specifically, when the DC voltage (vdc) is smaller than the threshold value (Vt), the switching control unit (40) controls the winding switching unit (30) to select the parallel connection mode. The switching control unit (40) controls the winding switching unit (30) to select the series connection mode when the DC voltage (vdc) is equal to or higher than the threshold value (Vt).

本実施形態の閾値（Vt）は、固定値である点が実施形態1とは異なっている。具体的には、本実施形態では、閾値（Vt）として、モータ（20）が所定の出力である場合において、効率を最大化する端子電圧（Va）の√２倍を設定する。「所定の出力」としては、例えばモータ（20）の定格出力が考えられる。 The threshold value (Vt) of this embodiment is different from that of Embodiment 1 in that it is a fixed value. Specifically, in the present embodiment, as the threshold (Vt), when the motor (20) has a predetermined output, √2 times the terminal voltage (Va) that maximizes the efficiency is set. As the “predetermined output”, for example, the rated output of the motor (20) can be considered.

〈コイルの切替動作〉
図９は、実施形態２に係るコイルの切替動作を説明するフローチャートである。このフローは、例えば、所定の周期ごとに、切替制御部（40）に対してタイマー割り込みを発生させるなどして起動させる。このフローの実行が開始されると、切替制御部（40）は、直流リンク電圧（vdc）の検出値を取得する（ステップＳＴ２１）。 <Coil switching operation>
FIG. 9 is a flowchart for explaining a coil switching operation according to the second embodiment. This flow is activated, for example, by generating a timer interrupt to the switching control unit (40) at predetermined intervals. When execution of this flow is started, the switching control unit (40) acquires the detected value of the DC link voltage (vdc) (step ST21).

ステップＳＴ２２では、切替制御部（40）は、閾値（Vt）と直流電圧（vdc）とを比較し、直流電圧（vdc）が閾値（Vt）よりも小さい場合(Vｄc＜Vt)には、ステップＳＴ２３に進んで、巻線切替部（30）において並列接続モードを選択させる。具体的には、スイッチ（S1）及びスイッチ（S2）をオンにし、スイッチ（S3）をオフにする。これにより、永久磁石（22b）に鎖交する磁束が、直列接続モードよりも小さくなる。 In step ST22, the switching control unit (40) compares the threshold value (Vt) with the DC voltage (vdc), and if the DC voltage (vdc) is smaller than the threshold value (Vt) (Vdc <Vt), the step Proceeding to ST23, the winding switching unit (30) selects the parallel connection mode. Specifically, the switch (S1) and the switch (S2) are turned on, and the switch (S3) is turned off. Thereby, the magnetic flux linked to the permanent magnet (22b) becomes smaller than that in the series connection mode.

一方、Vｄc≧Vtの場合には、ステップＳＴ２４に進んで、巻線切替部（30）において直列接続モードを選択させる。具体的には、スイッチ（S1）及びスイッチ（S2）をオフにし、スイッチ（S3）をオンにする。これにより、永久磁石（22b）に鎖交する磁束が、並列接続モードよりも大きくなる。 On the other hand, if Vdc ≧ Vt, the process proceeds to step ST24, and the series switching mode is selected in the winding switching unit (30). Specifically, the switch (S1) and the switch (S2) are turned off, and the switch (S3) is turned on. Thereby, the magnetic flux linked to the permanent magnet (22b) becomes larger than that in the parallel connection mode.

なお、ステップＳＴ２３やステップＳＴ２４において、巻線切替部（30）のスイッチ（S1,S2,S3）を切り替える場合には、本実施形態においても、いわゆるデッドタイムを設けるのが好ましい。 In addition, when switching switches (S1, S2, S3) of the winding switching unit (30) in step ST23 and step ST24, it is preferable to provide a so-called dead time also in this embodiment.

この例では、閾値（Vt）には、所定出力時（例えば定格出力時）にモータ（20）の効率を最大化する端子電圧（Va）の√２倍を設定してある。そのため、バッテリー（60）の出力電圧、すなわち直流電圧（vdc）が低下して定格出力時の端子電圧（Va）の√２倍を下回ると、並列接続モードが選択される。そうすると、永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなる。 In this example, the threshold (Vt) is set to √2 times the terminal voltage (Va) that maximizes the efficiency of the motor (20) at a predetermined output (for example, at the rated output). Therefore, the parallel connection mode is selected when the output voltage of the battery (60), that is, the direct-current voltage (vdc) drops and falls below √2 times the terminal voltage (Va) at the rated output. Then, the magnetic flux linked to the permanent magnet (22b) becomes smaller.

これにより、バッテリー（60）の出力電圧が低下しても弱め磁束制御を行う必要がなくなり、電流の実効値の増大が抑えられる。すなわち、本実施形態では、バッテリー（60）の出力電圧が低下した場合に、この切替によって損失を小さくできる。また、並列接続モードでは、コイル（28）の抵抗値も１／４になっているので、それによる損失低減も可能である。 As a result, even if the output voltage of the battery (60) decreases, it is not necessary to perform the flux-weakening control, and an increase in the effective value of the current can be suppressed. In other words, in this embodiment, when the output voltage of the battery (60) decreases, the loss can be reduced by this switching. In the parallel connection mode, the resistance value of the coil (28) is also ¼, so that the loss can be reduced accordingly.

また、上記のようにコイル（28）を切り替えることで、本来ならばバッテリー（60）の出力電圧が低下時に不可能な出力値（トルク）を得ることも可能になる。すなわち、バッテリー（60）の出力電圧の低下時にも、電圧低下前に近い運転エリアの確保が可能になる。 Further, by switching the coil (28) as described above, it becomes possible to obtain an output value (torque) that would otherwise be impossible when the output voltage of the battery (60) drops. That is, even when the output voltage of the battery (60) is lowered, it is possible to secure an operation area close to that before the voltage drop.

〈本実施形態における効果〉
以上のように、本実施形態によれば、バッテリー（60）（直流電源）の電圧低下があっても、システムの効率低下を抑制できる。 <Effect in this embodiment>
As described above, according to the present embodiment, even if the voltage of the battery (60) (DC power supply) is reduced, it is possible to suppress a reduction in system efficiency.

なお、実施形態２においても、実施形態１の変形例で示したように結線されたモータ（20）（図７参照）も採用できる。 In the second embodiment, the motor (20) (see FIG. 7) wired as shown in the modification of the first embodiment can also be employed.

《その他の実施形態》
なお、実施形態１においても閾値（Vt）を固定値とすることも可能である。 << Other Embodiments >>
In the first embodiment, the threshold value (Vt) can be a fixed value.

また、モータ（20）としては、ＳＰＭモータも採用できる。 Moreover, an SPM motor can also be adopted as the motor (20).

また、モータ（20）の極数も例示である。 The number of poles of the motor (20) is also an example.

また、巻線切替部（30）の構成や、モータ（20）のコイル（28）の構成も例示である。例えば、コイル（28）は、途中にタップを設けるなどして、巻数を切り替えるようにしてもよい。 The configuration of the winding switching unit (30) and the configuration of the coil (28) of the motor (20) are also examples. For example, the number of turns of the coil (28) may be switched by providing a tap in the middle.

本発明は、ロータに永久磁石を備えたモータとそれを駆動する制御部とを有したモータシステムとして有用である。 The present invention is useful as a motor system having a motor having a permanent magnet in a rotor and a control unit for driving the motor.

１モータシステム
１１コンバータ回路（直流電源）
１３インバータ回路
２０モータ
２１ステータ
２２ロータ
２２ｂ永久磁石
２８コイル
４０切替制御部
６０バッテリー（直流電源） 1 Motor system 11 Converter circuit (DC power supply)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 13 Inverter circuit 20 Motor 21 Stator 22 Rotor 22b Permanent magnet 28 Coil 40 Switching control part 60 Battery (DC power supply)

Claims

A motor (20) having a rotor (22) having a permanent magnet (22b) and a stator (21) capable of switching a coil (28) and driven by AC power;
An inverter circuit (13) that receives DC power from a DC power supply (11, 60), converts the DC power to AC power, and supplies the AC power to the motor (20);
When the DC voltage (vdc) output from the DC power supply (11, 60) is smaller than a predetermined threshold (Vt), the coil ( 28) a switching control unit (40) for switching,
A motor system comprising:

In claim 1,
The switching control unit (40) switches the coil (28) so that the number of turns becomes smaller when the magnetic flux is made smaller, and the number of turns becomes larger when the magnetic flux is made larger. Motor system.

In claim 1,
The switching control unit (40) connects the in-phase coil (28) in parallel when the magnetic flux is made smaller, and connects the in-phase coil (28) in series when the magnetic flux is made larger. A featured motor system.

In any one of Claims 1-3,
The DC power source (11,60) is a battery (60),
The motor system according to claim 1, wherein the threshold value (Vt) is set to √2 times a terminal voltage (Va) that maximizes the efficiency of the motor (20) at a predetermined output.

In any one of Claims 1-3,
The inverter circuit (13) is supplied with a pulsating DC voltage (vdc) from the DC power source (11),
The motor system according to claim 1, wherein the threshold value (Vt) is √2 times the terminal voltage (Va) of the motor (20).