JP6516170B2 - 改良型非絶縁変圧器を用いたトンネル内のファン駆動用電源回路システム - Google Patents

Description

この発明は、道路トンネルや地下鉄トンネル内に設置されるジェットファンや送排風ファンなどのファン装置駆動用のインバータ装置の制御に用いる変圧器として非絶縁変圧器を用いた装置を採用することでコスト低減と小形化を実現したファン駆動用電源回路システムに関するものである。

道路トンネルや地下鉄トンネルにおいて、トンネル内の汚染物質を排気するには自然換気力や交通換気力による換気では不十分であり、トンネル内に設置された「縦流換気方式」のジェットファンや「集中排気式換気方式」の送排風ファンを用いた強制換気が行われている。
「縦流換気方式」とはトンネル断面全体を換気ダクトとして利用する方式の換気方式であり、用いる換気装置としては、道路トンネル内の空気をトンネル外に押し出すジェットファンがあり、適切にこれらを配設してトンネルの入口から出口に向かう空気流を形成して排気する。
「集中排気式換気方式」とはトンネル内の空気を縦穴から直接大気へ放出する換気方式であり、トンネル内の汚染物質を放出するとともにトンネル内の気圧を調整する。用いる換気装置としては、大型の軸流ファン、道路トンネル内の空気を浄化する電気集塵機などがあり、トンネル全体の中では比較的出口付近の縦穴に設けられ、縦穴から大気へ抜け出る空気流を形成して排気する。

従来のジェットファンモータや送排風ファンのモータは、起動電流が定格電流の数倍の誘導モータである。トンネル用のジェットファンモータは通常２０ｋＷから５０ｋＷ程度、４極から８極、４００Ｖ系の誘導電動機で駆動されるものが多い。

ジェットファンは、短いトンネルであればトンネル入口か出口の１カ所に配設する構成例もあるが、長距離トンネルであれば、複数台のジェットファンを複数個所に配設することとなる。ここで、従来の縦流換気方式のジェットファンを用いた換気制御は、台数ごとにオンオフを切り替えて運転する台数制御が主流の時期があったが、近年は、インバータを用いた制御が注目されている。

インバータを用いてジェットファンや送排風ファンを制御する場合、一般的には図１１に示すような回路構成が考えられる。
図１１に示す回路構成は、１２相ダイオード整流回路と呼ばれる。３相電源を変圧器により６相化し、ダイオードを用いてそれら入力を整流することで１２相電源となっている。図１１に示すような１２相ダイオード整流回路は、高効率、小形経済的で、電源の高調波電流が少ないという利点があり、優れた整流回路である。
図１１に示す１２相ダイオード整流回路１０の回路構成は、商用電源２０から絶縁変圧器３０を通って２系統に分かれ、交流リアクター４０を経て、整流器５０で整流されたのち、インバータ装置６０が並列接続されている。
なお、絶縁変圧器３０は、一次側が３相のデルタ接続、二次側が３相のデルタ・３相のスター接続となっており、出力が３０度の位相差を持つ２組の３相電源となっている。
図１１に示す１２相ダイオード整流回路には、それぞれ同電圧の３０度の位相差を持つ２組の３相電源を供給する必要がある。

なお、ジェットファンのインバータに対して外部の商用電源２０から供給される電圧は４００Ｖ系であり、ジェットファン駆動用の電源装置において、６６００Ｖから４００Ｖなどへの降圧用の変圧器は必要ではなく、４００Ｖ系のまま使用することができるという環境にある。

特許第５３００７７５号公報

しかし、上記従来の一般的なジェットファン駆動用のインバータ装置システムには以下のような問題がある。
第１はコストとサイズの問題である。
図１１に示す１２相ダイオード整流回路１０における絶縁変圧器３０において、その容量は通過電力の１００％となるので、６６００Ｖ→４００Ｖの降圧用の電圧変換を要する場合は価値があるが、上記したように、トンネルに対して外部の商用電源２０から供給される電圧は４００Ｖ系であり、同じ４００Ｖ系で駆動するジェットファン駆動用の電源変圧器において、高価な絶縁変圧器３０を使用することは不経済である。
ジェットファンの駆動用の電源として所望の電圧が、外部の商用電源２０の電圧と同じ例えば４００Ｖ系である場合、比較的安価で小形である非絶縁変圧器を用いて相互に３０度の位相差関係を持つ３相２系統の電源を得ることができれば、絶縁変圧器を用いた従来の一般的なジェットファン駆動用電源回路システムに代えて、非絶縁変圧器を用いたジェットファン駆動用電源回路システムを用いることができ、コスト低減、装置の小形化を図ることができる。
もし、非絶縁変圧器を用いた場合、絶縁変圧器を用いた場合に比べて、その自己容量が小さくなる。

次に、第２の問題は、絶縁変圧器の進み側と遅れ側の電圧の１％以下のわずかな差異でも電流分担に２０〜３０％ぐらいの大きなアンバランスが生じる問題である。
絶縁変圧器の２次側における、スター結線の誘起電圧は、デルタ結線の誘起電圧の１／√３であり、二次側のデルタ結線の誘起電圧とスター結線の誘起電圧の比は、１：１．７３２となるのが理想的である。
しかし、絶縁変圧器の巻き数は整数値しかあり得ないので、デルタ結線とスター結線のコイル電圧の比１．７３２を実現することは困難である。特に数十ｋＶＡ以上の絶縁変圧器ではターン数が３０から５０ターン程度以下になるので、デルタ結線とスター結線の電圧を同じにすることは極めて困難である。如何に近しい比率となるように巻き数比を調整しても、絶縁変圧器の巻き数比は整数しかあり得ないので、１：１．７３２の比が得られず、進み側と遅れ側の電圧が微妙に異なってしまう（０．５〜１％程度の電圧偏差が生じる）。そのため、電流分担に２０％〜３０％の大きなアンバランスが生じてしまう。

また、第３の問題は、第５、第７高調波、さらに第１１次、第１３次高調波の影響が大きいという問題である。
上記の第２の問題で述べたように、絶縁変圧器の巻き数は整数しかあり得ないので、整数比以外の比が得られず、絶縁変圧器の出力電流において、上記のように電流分担に２０％〜３０％の大きなアンバランスが生じ、第５、第７高調波が残存してしまい、同様に、第１１次、第１３次高調波も残存してしまい、それらの影響が大きく、電流波形の歪みが大きくなってしまう。

ここで、本発明の発明者らは、絶縁変圧器に代えて、改良型の非絶縁多相化変圧器を用いることを想定してみた。
まず、非絶縁変圧器は、絶縁変圧器よりも安価で小形である。また、非絶縁変圧器は、出力電圧を多相化でき、それら多相化電圧の位相差を調整できるため、高調波の影響に関しても上記で前提としていた絶縁変圧器に代えて、非絶縁変圧器を用いれば解消できる。
非絶縁変圧器のこれらメリットを活かして、トンネル内の気流を制御するファン装置をインバータ駆動するファン駆動用電源回路システムに適用することとし、装置の小型化、電流分担のバランスに加え、第５、第７高調波、さらに第１１次、第１３次高調波を有効に抑制するシステムを発明した。
また、非絶縁変圧器は、非絶縁であるため、非絶縁変圧器を介してダイオード３相ブリッジ整流回路で発生する電源周波数の３倍の周波数成分の循環電流が流れてしまうと、無駄な同相電流が流れるおそれがあるが、それに対する対策も検討した。

上記目的を達成するため、本発明はトンネル内の気流を制御するファン装置をインバータ駆動するファン駆動用電源回路システムにおいて、従来技術の絶縁変圧器に代えて改良型の非絶縁多相化変圧器を用いるものである。改良型の非絶縁多相化変圧器は、３相鉄芯のそれぞれの鉄芯に巻かれデルタ巻線を構成するそれぞれの１次コイルの一端に、前記入力電圧を所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルおよびその位相を所定角度進ませる位相進み用コイルを２次コイルとして付加するとともに、前記１次コイルの他端に、前記入力電圧を前記所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルおよびその位相を前記所定角度遅らせる位相遅れ用コイルを２次コイルとして付加した構成とし、入力側の３相電圧を前記所定電圧分高くかつ前記所定角度の２倍の位相差を持つ３相２組の６相電圧に変換して出力するものである。
改良型非絶縁多相化変圧器は、コイルの巻き数比を自在に調整できるため、出力電圧を昇圧する昇圧コイルと出力電圧において位相差を自在に調整する位相差設定用コイルを調整することにより、出力電圧の大きさと位相差を調整することができる。

この改良型非絶縁多相化変圧器を用いて１２相整流回路を構成することができる。
例えば、改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の６相出力電圧のそれぞれが、３相交流リアクトル、ダイオード３相ブリッジ整流回路を介してインバータ装置に印加されており、２台の前記インバータ装置を制御することができる“組み合わせ１２相整流回路”を構成することができる。

また、例えば、改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の６相出力電圧のそれぞれが、同相リアクトル、３相交流リアクトル、ダイオード３相ブリッジ整流回路に接続され、これら二つの前記ダイオード３相ブリッジ整流回路の直流出力を並列接続して１台のインバータ装置に供給されており、１台の前記インバータ装置を制御することができる“単機１２相整流回路”を構成することができる。
なお、“単機１２相整流回路”の場合、同相リアクトルに代えて、ダイオード３相ブリッジ整流回路の出力側とインバータ装置の間に直流リアクトルを設けた構成とすることもできる。

次に、この改良型非絶縁多相化変圧器を２層化することにより２４相整流回路を構成することもできる。
例えば、上位層に１個の改良型非絶縁多相化変圧器が配置され、下位層に第１群と第２群の改良型非絶縁多相化変圧器が配置され、第１群および第２群にはそれぞれ１個または複数個の改良型非絶縁多相化変圧器が配置されており、改良型非絶縁多相化変圧器が上下２層に階層化した構成とする。ここで、下位層の第１群および第２群のそれぞれの改良型非絶縁多相化変圧器において、２台のインバータ装置を制御することができる“組み合わせ１２相整流回路”、１台のインバータ装置を制御することができる“単機１２相整流回路”のいずれかまたはそれらの組み合わせで構成とすることにより、２４相整流制御を行う２４相整流回路とすることができる。
ここで、上記２４相整流回路に含まれる、第１群における“組み合わせ１２相整流回路”がｎ_１台であり、“単機１２相整流回路”がｍ_１台であり、第２群における“組み合わせ１２相整流回路”がｎ_２台であり、“単機１２相整流回路”がｍ_２台であるとすると、２４相整流回路により制御されるインバータ装置の数は（２ｎ_１＋ｍ_１＋２ｎ_２＋ｍ_２）台となる。

ここで、２４相整流回路における上位層側の改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の電圧値と位相、および、下位層側の改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の電圧値と位相を調整することにより、上位層側または下位層側のいずれか一方で５次と７次の高調波を抑制し、上位層側または下位層側の他方で１１次と１３次の高調波を抑制することができる。

例えば、第５、第７高調波の抑制は、３０度の位相差を持つ２組の３相電源を生成することにより解消することができる。また、第１１、第１３高調波の抑制は、改良型非絶縁多相化変圧器を用いて１５度の位相差を持つ２組の３相電源を生成することにより解消することができる。つまり、改良型非絶縁多相化変圧器を複数用いて階層化した整流回路を構成し、３０度の位相差を持つ２組の３相電圧の生成要素と、１５度の位相差を持つ２組の３相電圧を生成する要素を組み合わせれば良い。

一例としては、上位層側で１１次と１３次の高調波を抑制し、下位層側で５次と７次の高調波を抑制する構成がある。
つまり、２４相整流回路における前記上位層側の前記改良型非絶縁多相化変圧器において、位相進み用コイルが１次コイルに対して位相が進む方向に設けた２次コイルであり、１次コイルと２次コイルの巻き数比が位相を７．５度進ませるものであり、位相遅れ用コイルが１次コイルに対して位相が遅れる方向に設けた２次コイルであり、１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を７．５度遅らせるものであり、２４相整流回路における下位層側の改良型非絶縁多相化変圧器において、位相進み用コイルが１次コイルに対して位相が進む方向に設けた２次コイルであり、１次コイルと２次コイルの巻き数比が位相を１５度進ませるものであり、位相遅れ用コイルが１次コイルに対して位相が遅れる方向に設けた２次コイルであり、１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を１５度遅らせるよう調整したものである。

他の例としては、上位層側で５次と７次の高調波を抑制し、下位層側で１１次と１３次の高調波を抑制する構成がある。
つまり、２４相整流回路における上位層側の改良型非絶縁多相化変圧器において、位相進み用コイルが１次コイルに対して位相が進む方向に設けた２次コイルであり、１次コイルと２次コイルの巻き数比が位相を１５度進ませるものであり、位相遅れ用コイルが１次コイルに対して位相が遅れる方向に設けた２次コイルであり、１次コイルと２次コイルの巻き数比が位相を１５度遅らせるものであり、２４相整流回路における下位層側の改良型非絶縁多相化変圧器において、位相進み用コイルが１次コイルに対して位相が進む方向に設けた２次コイルであり、１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を７.５度進ませるものであり、位相遅れ用コイルが１次コイルに対して位相が遅れる方向に設けた２次コイルであり、１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を７.５度遅らせるよう調整したものである。

上記構成により、本発明の改良型非絶縁多相化変圧器およびそれを用いたファン駆動用電源回路システムは、２組の３相電源に対して、昇圧コイルによる昇圧、位相差設定用コイルによる位相差が自在に設定でき、進み側と遅れ側の電圧の位相差と昇圧比を自由に設定することができる。
本発明の改良型非絶縁多相化変圧器により、３０度の位相差、１５度の位相差を持つものをそれぞれ構成することができ、また、それらを２階層化した２４相整流回路としてファン駆動用電源回路システムとして提供すれば、出力電流に含まれ得る第５、第７高調波、第１１次、第１３次高調波を有効に抑制することができる。
また、本発明のファン駆動用電源回路システムにおいて、同相リアクトルや直流リアクトルを設けておけば、改良型非絶縁多相化変圧器を経由して循環する同相電流を抑制することができる。

本発明にかかる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を中心とした構成例を示す図である。 本発明にかかる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いたファン駆動用電源回路システム１００を組み合わせ１２相整流回路１００−１とした構成例を示す図である。 本発明にかかる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いたファン駆動用電源回路システム１００を単機１２相整流回路１００−２とした構成例を示す図である。 組み合わせ１２相整流回路１００−１、単機１２相整流回路１００−２により得られる電力波形を示す図である。 改良型非絶縁多相化変圧器１２０を２階層化したファン駆動用電源回路システム１００を２４相整流回路１００−３とした構成例を示す図である。 ２４相整流回路１００−３により得られる電力波形を示す図である。 ２４相整流制御回路１００−３の回路構成（その１）を示す図である。 ２４相整流制御回路１００−３の回路構成（その２）を示す図である。 本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いて３０度の位相差（進み位相１５度、遅れ位相１５度）を生成する様子を示す図である。 本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いて１５度の位相差（進み位相７.５度、遅れ位相７.５度）を生成する様子を示す図である。 従来のインバータを用いてジェットファンを制御する場合の一般的な回路構成を示す図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明のファン駆動用電源回路システムの実施例を説明する。ただし、本発明の範囲は以下の実施例に示した具体的な用途、形状、個数などには限定されないことは言うまでもない。

本発明のファン駆動用電源回路システム１００の回路構成を説明する。
本発明のファン駆動用電源回路システム１００は、改良型非絶縁多相化変圧器１２０を含んだ構成となっている。
まず、改良型非絶縁多相化変圧器１２０について説明する。

［改良型非絶縁多相化変圧器１２０の基本構成］
図１は、本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を中心とした回路構成を示す図である。図１の右側にはそれを簡単に図示したシンボルが示されている。本発明では改良型非絶縁多相化変圧器１２０を図１右に図示したシンボルで描くことがある。
図１に示すように、入力電源として３相商用電源が用いられ、３つの入力線がそれぞれ、改良型非絶縁多相化変圧器１２０のＵ相端子，Ｖ相端子，Ｗ相端子に接続されている。

ここで、改良型非絶縁多相化変圧器１２０には、３相鉄芯のそれぞれの鉄芯に巻かれ、デルタ巻線を構成している一次コイルとして、Ｕ相−Ｖ相間のコイル１２１、Ｖ相−Ｗ相間のコイル１２２、Ｗ相−Ｕ相間のコイル１２３が設けられている。
それら１次コイルの両端に対してそれぞれ２次コイルが設けられているが、２次コイルに昇圧するコイル（昇圧コイル）と位相を変化させるコイル（位相差設定用コイル：位相進み用コイル、位相遅れ用コイル）の２種類のコイルを設けたことが特徴となっている。このように、非絶縁多相化変圧器として２次側の出力部に昇圧コイルと位相差設定用コイルの２種類のコイルを設けて２次出力電圧を調整せしめるような非絶縁多相化変圧器は従来にはなく、本発明独自の構成部材となっている。

以下、２次側コイルの出力部に設けた昇圧コイルと位相差設定用コイルの２種類のコイルについて説明する。
Ｕ相の２次側コイルのうち、昇圧用コイル１２４Ｕ１は、１次側からの入力電圧を所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルである。また、位相進み用コイル１２５Ｕ１は、１次側からの入力電圧の位相を所定角度θ進ませる位相進み用コイルである。
一方、Ｕ相の２次側コイルのうち、昇圧用コイル１２４Ｕ２は、１次側からの入力電圧を所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルである。また、位相遅れ用コイル１２５Ｕ２は、１次側からの入力電圧の位相を所定角度θ遅らせる位相進み用コイルである。
このように、位相進み用コイル１２５Ｕ１の出力端子と位相遅れ用コイル１２５Ｕ２の出力端子がＵ相から２次側への２つの出力となっており、それら出力電圧は略同じ大きさであり、位相差が２θとなっている。

同様に、Ｖ相の２次側コイルのうち、昇圧用コイル１２４Ｖ１は、１次側からの入力電圧を所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルである。位相進み用コイル１２５Ｖ１は、１次側からの入力電圧の位相を所定角度θ進ませる位相進み用コイルである。
一方、Ｖ相の２次側コイルのうち、昇圧用コイル１２４Ｖ２は、１次側からの入力電圧を所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルである。位相遅れ用コイル１２５Ｖ２は、１次側からの入力電圧の位相を所定角度θ遅らせる位相進み用コイルである。
このように、位相進み用コイル１２５Ｖ１の出力端子と位相遅れ用コイル１２５Ｖ２の出力端子がＶ相からの２つの出力となっており、それら出力電圧は略同じ大きさであり、位相差が２θとなっている。

また同様に、Ｗ相の２次側コイルのうち、昇圧用コイル１２４Ｗ１は、１次側からの入力電圧を所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルである。位相進み用コイル１２５Ｗ１は、１次側からの入力電圧の位相を所定角度θ進ませる位相進み用コイルである。
一方、Ｗ相の２次側コイルのうち、昇圧用コイル１２４Ｗ２は、１次側からの入力電圧を所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルである。位相遅れ用コイル１２５Ｗ２は、１次側からの入力電圧の位相を所定角度θ遅らせる位相進み用コイルである。
このように、位相進み用コイル１２５Ｗ１の出力端子と位相遅れ用コイル１２５Ｗ２の出力端子がＷ相からの２つの出力となっており、それら出力電圧は略同じ大きさであり、位相差が２θとなっている。

以上まとめると、改良型非絶縁多相化変圧器１２０は、入力側の３相電圧を所定電圧分高くかつ所定角度θの２倍の位相差２θを持つ３相２組の６相電圧に変換して出力する改良型非絶縁多相化変圧器となっている。ここで、相間コイルに対する昇圧用コイルの大きさ、位相進み用コイルの大きさ、位相遅れ用コイルの大きさにより、様々なバリエーションにて、昇圧電圧、位相差θを調整することができる。この調整の具体例については後述する。

［改良型非絶縁多相化変圧器を用いた１２相整流回路、２４相整流回路の構成］
上記したように、改良型非絶縁多相化変圧器１２０によって入力側の３相電圧から所定電圧分高くかつ所定角度θの２倍の位相差２θを持つ３相２組の６相電圧に変換することができる。この改良型非絶縁多相化変圧器１２０とダイオード３相ブリッジ整流回路１３０とインバータ装置１６０を組み合わせることにより５次、７次の高調波を低減する組み合わせ１２相整流回路や単機１２相整流回路を構成することができ、さらに、改良型非絶縁多相化変圧器１２０を２階層化することにより、１１次、１３次の高調波も低減しつつ、さらに多くの複数台のインバータ装置を運転できる２４相整流回路を構成することができる。

［改良型非絶縁多相化変圧器を用いた組み合わせ１２相整流回路の構成］
以下、本発明にかかる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いたファン駆動用電源回路システム１００を１２相整流回路とした構成例について述べる。
図２は、本発明にかかる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いたファン駆動用電源回路システム１００を組み合わせ１２相整流回路１００−１とした構成例を示す図である。
本発明では、「組み合わせ１２相整流回路」とは制御するインバータ装置が２台のものを言う。制御するインバータ装置が１台の場合は「単機１２相整流回路」と呼び、それは後述する。
組み合わせ１２相整流回路１００−１の構成例は、図２に示すように、改良型非絶縁多相化変圧器１２０の３相２組の６相出力電圧のそれぞれが３相交流リアクトル１５０、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０を介してそれぞれ１台ずつのインバータ装置１６０に接続する構成となっており、２台のインバータ装置を制御することができる構成となっている。

商用電源２００は、受電設備としては特に限定されないが、長距離道路トンネル内にはジェットファンのみならず多数の照明設備や防災設備などがあり大容量の電力を必要とするため、電気事業者から直接、特別高圧ないしは高圧で受電し、施設内の装置向けに変圧して電気を供給するものである。後述するように、商用電源２００の電圧は、トンネル設備である本発明のファン駆動用電源回路システムに供給される段階で 既に、４００Ｖ、４４０Ｖ、４６０Ｖ等のいわゆる４００Ｖ系に降圧されている。

インバータ装置１６０は、整流された直流を、可変周波数・可変電圧の３相交流に変換する装置である。
インバータ装置１６０の回路の構成例としては様々なものがあり得る。例えば、２レベルインバータ、３レベルインバータのＴＹＰＥ１、３レベルインバータのＴＹＰＥ２などがある。

改良型非絶縁多相変圧器１２０は、分かりやすくシンボルを用いて表示されているが、図１に詳述した構成例と同様のものである。
次に、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０は、交流電圧を直流電圧に変換するものである。この例では、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０として、進み位相３相電源と遅れ位相３相電源のそれぞれを入力とするダイオード３相ブリッジ整流回路を２つ並列に備えた構成となっている。

３相交流リアクトル１５０は、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０のダイオード３相ブリッジ整流回路などで生じる高調波を抑制するものである。
なお、３相交流リアクトル１５０のリアクタンスは限定されないが、例えば、電源電流波形を改善するため３％から５％程度のリアクトルとすることができる。
図２における交流リアクトル１５０の設置個所はダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の交流側（入力側）に置いた構成である。
つまり、非絶縁多相化変圧器１２０の進み位相の３相電源出力とダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の間に、進み位相に対応する３相交流リアクトル１５０の直列接続回路を設け、同様に、非絶縁多相化変圧器１２０の遅れ位相の３相電源出力とダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の間に、遅れ位相に対応する３相交流リアクトル１５０の直列接続回路を設けた構成である。

以上が、本発明のファン駆動用電源回路システム１００として、組み合わせ１２相整流回路１００−１を構成した場合の例である。
本発明のファン駆動用電源回路システム１００は、例えば、トンネルのジェットファンを駆動する用途が想定される。トンネルのジェットファン駆動用の電力は、実際には長距離道路トンネルなど長距離にわたって使用される場合があり、電力が数百ｍから１０００ｍ程度の長尺ケーブルを介してジェットファンに供給される。

以上の構成によるファン駆動用電源回路システム１００の一例である組み合わせ１２相整流回路１００−１により得られる電力波形は図４に示すものとなる。図４の電力波形図に示すように、３相２組の６相電圧が改良型非絶縁多相化変圧器１２０により６相電圧が得られ、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０により整流され、１２相整流電力波形となっている。図２の構成例ではこのダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の１２相電圧が２台のインバータ装置１６０に接続されている。つまり、２台のインバータ装置１６０が１２相整流電圧により運転できる構成となっている。
ここで、後述するように、図２の組み合わせ１２相整流回路１００−１の昇圧用コイル１２４、位相差設定用コイル１２５により出力電圧の大きさと位相差を調整することにより、位相差３０度（進み位相１５度、遅れ位相１５度）や位相差１５度（進み位相７.５度、遅れ位相７.５度）を得ることができる。位相の調整については後述するが、第５、第７高調波の抑制は、３０度の位相差を持つ２組の３相電圧波形を生成することにより解消でき、第１１次、第１３次の高調波の抑制は１５度の位相差を持つ２組の３相電圧波形生成することにより解消できる。

［改良型非絶縁多相化変圧器を用いた組み合わせ１２相整流回路の構成］
図３は、本発明にかかる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いたファン駆動用電源回路システム１００を単機１２相整流回路１００−２とした構成例を示す図である。
単機１２相整流回路１００−２の構成例は、図３に示すように、改良型非絶縁多相化変圧器１２０の３相２組の６相出力電圧のそれぞれが、同相リアクトル１４０、３相交流リアクトル１５０、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０に接続され、これら二つの前記ダイオード３相ブリッジ整流回路の直流出力を並列接続して１台のインバータ装置に供給されており、１台のインバータ装置１６０を制御する構成となっている。
３相交流リアクトル１５０、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０は、上記の組み合わせ１２相整流回路１００−１のものと同様で良いのでここでは説明を省略する。

同相リアクトル１４０は、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０に発生する電源周波数の３倍の周波数成分の同相電圧により流れる同相電流を低減するものである。
図３における同相リアクトル１４０と交流リアクトル１５０の設置個所は、それらをダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の交流側（入力側）に置いた構成である。
つまり、非絶縁多相化変圧器１２０の進み位相の３相電源出力とダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の間に、進み位相に対応する同相リアクトル１４０と３相交流リアクトル１５０の直列接続回路を設け、同様に、非絶縁多相化変圧器１２０の遅れ位相の３相電源出力とダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の間に、遅れ位相に対応する同相リアクトル１４０と３相交流リアクトル１５０の直列接続回路を設けた構成である。
進み位相と遅れ位相の電源間でダイオード３相ブリッジ整流回路１３０に発生する電源周波数の３倍の周波数成分の同相電圧により非絶縁変圧器を経由して循環電流が流れることを抑制する作用がある。

なお、同相リアクトル１４０の代わりに、直流リアクトルを設ける構成も可能である。なお、直流リアクトルを設置する場合は、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の直流側（出力側）となる。このように、同相リアクトル１４０の代わりに、改良型非絶縁多相化変圧器１２０の進み位相側のダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の出力側とインバータ装置１６０の間に、進み位相に対応する直流リアクトルを接続し、改良型非絶縁多相化変圧器１２０の遅れ位相側のダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の出力側とインバータ装置１６０の間にも遅れ位相に対応する直流リアクトルを接続する構成で代用することも可能である。直流リアクトルが、進み位相側と遅れ位相側のダイオード３相ブリッジ整流回路１３０に発生する電源周波数の３倍の周波数成分の同相電圧により非絶縁変圧器を経由して循環電流が流れることを抑制する作用がある。

以上の構成による単機１２相整流回路１００−２により得られる電力波形は図４に示すものとなる。図４の電力波形の図に示すように、３相２組の６相電圧が改良型非絶縁多相化変圧器１２０により６相電圧が得られ、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０により整流され、１２相整流電力波形となっている。図３の構成例ではこのダイオード３相ブリッジ整流回路１３０の１２相電圧が１台のインバータ装置１６０に並列接続されている。つまり、１台のインバータ装置１６０が１２相整流電圧により運転できる構成となっている。

ここで、後述するように、図３の単機１２相整流回路１００−２の昇圧用コイル１２４、位相差設定用コイル１２５により出力電圧の大きさと位相を調整することにより、位相差３０度（進み位相１５度、遅れ位相１５度）や位相差１５度（進み位相７.５度、遅れ位相７.５度）を得ることができる。位相の調整については後述するが、第５、第７高調波の抑制は、３０度の位相差を持つ２組の３相電圧波形を生成することにより解消でき、第１１次、第１３次の高調波の抑制は１５度の位相差を持つ２組の３相電圧波形生成することにより解消できる。

［改良型非絶縁多相化変圧器を用いた２４相整流回路］
図５は、本発明にかかる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を２階層化することにより、複数台のインバータ装置を運転できる２４相整流回路１００−３とした構成例を示す図である。
２４相整流回路１００−３の構成は、図５に示すように、上位層である第１層に１台の改良型非絶縁多相化変圧器１２０が設けられ、その第１層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０の３相２組の６相出力電圧それぞれに対して、下位層である第２層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０が接続され、上下２層に階層化した構成となっている。
図５に示すように、下位層である第２層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０は、第１群のものと第２群のものに分かれている。第１群および第２群にはそれぞれ１個または複数個の改良型非絶縁多相化変圧器が配置されており、図２で示した改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いた“組み合わせ１２相整流回路１００−１”、図３で示した改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いた“単機１２相整流回路１００−２”のいずれかまたはそれらの組み合わせとなっている。
各々の構成要素は上記の図２や図３に示したものであり、ここでは図示を一部省略している。

以上の構成による２４相整流回路１００−３により得られる電力波形は図６に示すものとなる。図６の電力波形図に示すように、３相２組の６相出力電圧が上位層側の改良型非絶縁多相化変圧器１２０により６相電圧となり、さらに下位相側の改良型非絶縁多相化変圧器１２０により２４相電圧となり、ダイオード３相ブリッジ整流回路１３０により整流され、２４相整流電力波形となっている。

この２４相整流回路１００−３より得られた２４相整流電力波形を用いたインバータ装置の制御台数は、原理的には２台以上の任意の多数台に適用できる。図４に示した構成例では、組み合わせ１２相整流回路１００−２が２台ありそれらで駆動するインバータ１４０が４台、単機１２相整流回路１００−１が２台ありそれらで駆動するインバータ装置１６０が２台の合計６台のインバータ装置１６０が駆動できる構成例となっている。下位層側に図２の単機１２相整流回路１００−１を１つ増設すれば新たにインバータ装置を１台追加でき、図３の組み合わせ１２相整流回路１００−２を１つ増設すれば、新たにインバータ装置を２台追加できる。

例えば、２４相整流回路１００−３における改良型非絶縁多相化変圧器１２０の配置において、下位層側の第１群において接続されている組み合わせ１２相整流回路がｎ_１台、また、並列接続されている単機１２相整流回路がｍ_１台あるものとし、また、第２群において接続されている組み合わせ１２相整流回路がｎ_２台、また、並列接続されている単機１２相整流回路がｍ_２台であるものとすると、２４相整流回路により制御されるインバータ装置１６０の数は２ｎ_１＋ｍ_１＋２ｎ_２＋ｍ_２となる。

［改良型非絶縁多相化変圧器を用いた２４相整流回路による第５次、第７次高調波、第１１次、第１３次高調波の抑制］
ここで、本発明にかかる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を２階層化されたファン駆動用電源回路システム１００であって２４相整流回路１００−３とした構成例による高調波の抑制について述べる。
上位層側の改良型非絶縁多相化変圧器１２０により得られる電圧値および位相、および、下位層側の改良型非絶縁多相化変圧器１２０により得られる電圧値および位相を調整することにより、上位層側または下位層側のいずれか一方で５次と７次の高調波を抑制し、上位層側または下位層側の他方で１１次と１３次の高調波を抑制することができる。

図７は、上位層側の改良型非絶縁多相化変圧器１２０により１５度の位相差を設定して第１１次、第１３次の高調波を抑制し、下位層側の改良型非絶縁多相化変圧器１２０により３０度の位相差を設定して第５次、第７次の高調波を抑制せしめる２４相整流制御回路１００−３の回路構成を示す図である。
一方、図８は、上位層側の改良型非絶縁多相化変圧器１２０により３０度の位相差を設定して第５次、第７次の高調波を抑制し、下位層側の改良型非絶縁多相化変圧器１２０により１５度の位相差を変動させて第１１次、第１３次の高調波を抑制せしめる２４相整流制御回路１００−３の回路構成を示す図である。
図７および図８より、上位層側、下位層側のいずれか一方に３０度（進み側１５度、遅れ側１５度）の位相差を生じる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を設け、他方に１５度（進み側７.５度、遅れ側７.５度）の位相差を生じる改良型非絶縁多相化変圧器１２０を設けることとなる。

［改良型非絶縁多相化変圧器を用いた第５次、第７次高調波の抑制］
まず、改良型非絶縁多相化変圧器１２０において、位相差３０度（進み側１５度、遅れ側１５度）の位相差を生じるようコイル電圧を調整し、５次と７次の高調波を抑制するための昇圧と位相差の調整について説明する。
図９は、本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いて３０度の位相差（進み位相１５度、遅れ位相１５度）を生成する様子を示す図である。６個の昇圧用のコイル１２４Ｗ１、１２４Ｗ２、１２４Ｕ１、１２４Ｕ２、１２４Ｖ１、１２４Ｖ２は同じ電圧値ｘであり、さらに、６個の位相差設定用のコイル１２５Ｗ１、１２５Ｗ２、１２５Ｕ１、１２５Ｕ２、１２５Ｖ１、１２５Ｖ２は同じ電圧値ｙである。
これら二つの電圧値ｘとｙを適切に設計することにより、上記進み側の電圧と遅れ側の電圧との位相を３０度とし、かつ二組の３相電源の電圧値をもとの電源電圧に対して任意の値（ここでは１０％）昇圧した非絶縁多相化変圧器を得ることができる。

それらの電圧を如何に調整するかを説明する図が図９右側のベクトル図である。図９の下図ではＵ相についてＵ相の相電圧、昇圧コイル分１２４Ｕ１、進み側コイル分の１２５Ｕ１のベクトル図を代表的に図示している。
Ｕ相の相電圧＝１．０とし、それに対し進み側の電圧Ｕ１＝１＋ａとする。
ここでａ＝０．１〜０．２程度の任意の昇圧値である。Ｕ相の相電圧＝１．０にコイル１２４Ｕ１の電圧ｘ（ここでは３０度）を加え、さらにコイル１２５Ｕ１の電圧ｙを加える。その結果角度が１５度で１＋ａの電圧Ｕ１となる。

この関係から次式が成り立つ。
［数１］（１＋ａ）ｃｏｓ１５＝１＋ｘｃｏｓ３０
［数２］（１＋ａ）ｓｉｎ１５＝ｙ＋ｘｓｉｎ３０
この数式から例えば ａ＝０．１としたい場合のｘとｙを求めると、
ｘ＝０．０７２、ｙ＝０．２４８（但し、相電圧＝１．０）という値に決まる。
これにより３０度の位相差をつけると共に１０％昇圧できる本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を製作することができ、これは自己容量が少ないので小型経済的となる。

図９右図は、改良型非絶縁多相化変圧器１２０で１０％の昇圧と３０度の位相変化をさせる昇圧用コイルと位相差設定用コイルの比率を図示した回路シンボルである。
ちなみに、上記の数式１、２で昇圧分であるｘをｘ＝０とすれば、ａとｙは数式１、２からａ＝０．０３５２７、ｙ＝０．２６７９と決まり、位相差３０度で昇圧なし（３．５％の昇圧）の場合になり、上記数式１，２が一般化されていることが分かる。

本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いると、自己容量の小さな小型軽量な変圧器で１２相整流回路を構成することができ、しかも５０Ｈｚ系の４００ｖとか４２０ｖなどの低い電圧を４６０ｖ〜４８０ｖ程度に昇圧して供給できるので、長尺ケーブルを介した駆動においてケーブルでの電圧低下が２０から３０Ｖ程度と大きな場合におけるインバータの出力電圧不足問題が解消する。なお、ちなみに４００ｖ系インバータの直流電圧は７００ｖ程度まで許容できるので電源電圧は５２０ｖ程度まで上がっても良い。

［改良型非絶縁多相化変圧器を用いた第１１次、第１３次高調波の抑制］
改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いて、位相差１５度（進み側７.５度、遅れ側７.５度）の位相差を生じる改良型非絶縁多相化変圧器１２０の構成により、１１次と１３次の高調波を抑制するための昇圧と位相差の調整について説明する。

図１０は、本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を用いて１５度の位相差（進み位相７.５度、遅れ位相７.５度）を生成する様子を示す図である。６個の昇圧用のコイル１２４Ｗ１、１２４Ｗ２、１２４Ｕ１、１２４Ｕ２、１２４Ｖ１、１２４Ｖ２は同じ電圧値ｘであり、さらに、６個の位相差設定用のコイル１２５Ｗ１、１２５Ｗ２、１２５Ｕ１、１２５Ｕ２、１２５Ｖ１、１２５Ｖ２は同じ電圧値ｙである。
これら二つの電圧値ｘとｙを適切に設計することにより、上記進み側の電圧と遅れ側の電圧との位相を１５度とし、かつ二組の３相電源の電圧値をもとの電源電圧に対して任意の値（ここでは１０％）昇圧した非絶縁多相化変圧器を得ることができる。

それらの電圧を如何に調整するかを説明する図が図１０右側のベクトル図である。図１０の下図ではＵ相についてＵ相の相電圧、昇圧コイル分１２４Ｕ１、進み側コイル分の１２５Ｕ１のベクトル図を代表的に図示している。
Ｕ相の相電圧＝１．０とし、それに対し進み側の電圧Ｕ１＝１＋ａとする。ここでａ＝ ０．１〜０．２程度の任意の昇圧値である。Ｕ相の相電圧＝１．０にコイル１２４Ｕ１の電圧ｘ（ここでは３０度）を加え、さらにコイル１２５Ｕ１の電圧ｙを加える。その結果角度が１５度で１＋ａの電圧Ｕ１となる。

この関係から次式が成り立つ。
［数３］（１＋ａ）ｃｏｓ７.５＝１＋ｘｃｏｓ３０
［数４］（１＋ａ）ｓｉｎ７.５＝ｙ＋ｘｓｉｎ３０
この数式から例えば ａ＝０．１としたい場合のｘとｙを求めると、
ｘ＝０．１０４６、ｙ＝０．０９１３（但し、相電圧＝１．０）という値に決まる。

図１０右図は、改良型非絶縁多相化変圧器１２０で１０％の昇圧と１５度の位相変化をさせる昇圧用コイルと位相差設定用コイルの比率を図示した回路シンボルである。
これにより１５度の位相差をつけると共に１０％程度昇圧できる本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を製作することができ、５０Ｈｚ系で電源電圧が４００ｖ, ４１５ｖ, ４２０ｖなどと低い場合に１５度の位相差を有しかつ１０％昇圧した電源を作ることができ都合が良い。

［改良型非絶縁多相化変圧器を用いた回路まとめ］
図７に示したように、本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を２層化し、上位層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０に対して、並列に下位層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を設けた２４相整流回路を構成し、図９に示すように、上位層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０によって、１５度の位相差の電力波形（つまり、７.５度の進み位相の電力波形と７.５度の遅れ位相の電力波形）を生成し、図９に示すように、下位層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０によって、３０度の位相差の電力波形（つまり、１５度の進み位相の電力波形と１５度の遅れ位相の電力波形）を生成すれば、上位層側で第１１次、第１３次の高調波を抑制でき、下位層側で第５次、第７次の高調波を抑制できる。

同様に、図８に示したように、本発明の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を２層化し、上位層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０に対して、並列に下位層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０を設けた２４相整流回路を構成し、図１０に示すように、上位層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０によって、３０度の位相差の電力波形（つまり、１５度の進み位相の電力波形と１５度の遅れ位相の電力波形）を生成し、図１０に示すように、下位層の改良型非絶縁多相化変圧器１２０によって、１５度の位相差の電力波形（つまり、７.５度の進み位相の電力波形と７.５度の遅れ位相の電力波形）を生成すれば、上位層側で第５次、第７次の高調波を抑制でき、下位層側で第１１次、第１３次の高調波を抑制できる。

以上、本発明の改良型非絶縁多相化変圧器、それを用いたファン駆動用電源回路システム、その位相差を調整して構成した１２相整流回路、２４相整流回路の構成例における好ましい実施例を図示して説明してきたが、本発明の技術的範囲を逸脱することなく種々の変更が可能であることは理解されるであろう。

本発明の改良型非絶縁多相化変圧器、それを用いたファン駆動用電源回路システム、その位相差を調整して構成した１２相整流回路、２４相整流回路は、長距離道路トンネル用の換気制御システム、特に、長距離道路トンネル内に設置した複数のジェットファンをインバータ駆動で制御する換気制御システムなどに適用することができる。

１００ ジェットファン駆動用電源回路システム
１００−１ 組み合わせ１２相整流回路
１００−２ 単機１２相整流回路
１００−３ ２４相整流回路
１２０ 改良型非絶縁多相変圧器
１３０ ダイオード３相ブリッジ整流回路
１４０ 同相リアクトル
１５０ ３相交流リアクトル
１６０ インバータ装置
２００ 商用電源

Claims (9)

1. トンネル内の気流を制御するファン装置をインバータ駆動するファン駆動用電源回路システムにおいて、
   ３相鉄芯のそれぞれの鉄芯に巻かれデルタ巻線を構成するそれぞれの１次コイルの一端に、入力電圧を所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルおよびその位相を所定角度進ませる位相進み用コイルを２次コイルとして付加するとともに、前記１次コイルの他端に、前記入力電圧を前記所定電圧分高く昇圧するための昇圧用コイルおよびその位相を前記所定角度遅らせる位相遅れ用コイルを２次コイルとして付加した構成とし、入力側の３相電圧を前記所定電圧分高くかつ前記所定角度の２倍の位相差を持つ３相２組の６相電圧に変換して出力する改良型非絶縁多相化変圧器を含むものであることを特徴とするファン駆動用電源回路システム。
2. 前記改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の６相出力電圧のそれぞれが、３相交流リアクトル、ダイオード３相ブリッジ整流回路を介してインバータ装置に印加されており、２台の前記インバータ装置を制御することができる組み合わせ１２相整流回路が構成されていることを特徴とする請求項１に記載のファン駆動用電源回路システム。
3. 前記改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の６相出力電圧のそれぞれが、同相リアクトル、３相交流リアクトル、ダイオード３相ブリッジ整流回路に接続され、これら二つの前記ダイオード３相ブリッジ整流回路の直流出力を並列接続して１台のインバータ装置に供給されており、１台の前記インバータ装置を制御することができる単機１２相整流回路が構成されていることを特徴とする請求項１に記載のファン駆動用電源回路システム。
4. 前記同相リアクトルに代えて、前記ダイオード３相ブリッジ整流回路の出力側と前記インバータ装置の間に直流リアクトルを設けたことを特徴とする請求項３に記載のファン駆動用電源回路システム。
5. 上位層に１個の前記改良型非絶縁多相化変圧器が配置され、下位層に第１群と第２群の前記改良型非絶縁多相化変圧器が配置され、前記第１群および前記第２群にはそれぞれ１個または複数個の前記改良型非絶縁多相化変圧器が配置されており、前記改良型非絶縁多相化変圧器が上下２層に階層化した構成となっており、
   前記下位層の前記第１群および前記第２群のそれぞれの前記改良型非絶縁多相化変圧器において、２台のインバータ装置を制御することができる組み合わせ１２相整流回路、１台のインバータ装置を制御することができる単機１２相整流回路のいずれかまたはそれらの組み合わせが構成されており、
   前記組み合わせ１２相整流回路は、前記改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の６相出力電圧のそれぞれが、３相交流リアクトル、ダイオード３相ブリッジ整流回路を介してインバータ装置に印加されており、２台の前記インバータ装置を制御するものであり、
   前記単機１２相整流回路は、前記改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の６相出力電圧のそれぞれが、同相リアクトル、３相交流リアクトル、ダイオード３相ブリッジ整流回路に接続され、これら二つの前記ダイオード３相ブリッジ整流回路の直流出力を並列接続して１台のインバータ装置に供給されており、１台の前記インバータ装置を制御するものであり、
   ２４相整流制御を行う２４相整流回路であることを特徴とする請求項１に記載のファン駆動用電源回路システム。
6. 前記２４相整流回路に含まれる、前記第１群における前記組み合わせ１２相整流回路がｎ_１台であり、前記単機１２相整流回路がｍ_１台であり、
   前記２４相整流回路に含まれる、前記第２群における前記組み合わせ１２相整流回路がｎ_２台であり、前記単機１２相整流回路がｍ_２台であり、
   前記２４相整流回路により制御される前記インバータ装置の数が（２ｎ_１＋ｍ_１＋２ｎ_２＋ｍ_２）であることを特徴とする請求項５に記載のファン駆動用電源回路システム。
7. 前記２４相整流回路における前記上位層側の前記改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の電圧値と位相、および、前記下位層側の前記改良型非絶縁多相化変圧器の３相２組の電圧値と位相を調整することにより、前記上位層側または前記下位層側のいずれか一方で５次と７次の高調波を抑制し、前記上位層側または前記下位層側の他方で１１次と１３次の高調波を抑制することを特徴とする請求項５または６に記載のファン駆動用電源回路システム。
8. 前記２４相整流回路における前記上位層側の前記改良型非絶縁多相化変圧器において、前記位相進み用コイルが１次コイルに対して位相が進む方向に設けた２次コイルであり、前記１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を７．５度進ませるものであり、前記位相遅れ用コイルが１次コイルに対して位相が遅れる方向に設けた２次コイルであり、前記１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を７．５度遅らせるものであり、
   前記２４相整流回路における前記下位層側の前記改良型非絶縁多相化変圧器において、前記位相進み用コイルが１次コイルに対して位相が進む方向に設けた２次コイルであり、前記１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を１５度進ませるものであり、前記位相遅れ用コイルが１次コイルに対して位相が遅れる方向に設けた２次コイルであり、前記１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を１５度遅らせるものであることを特徴とする請求項７に記載のファン駆動用電源回路システム。
9. 前記２４相整流回路における前記上位層側の前記改良型非絶縁多相化変圧器において、前記位相進み用コイルが１次コイルに対して位相が進む方向に設けた２次コイルであり、前記１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を１５度進ませるものであり、前記位相遅れ用コイルが１次コイルに対して位相が遅れる方向に設けた２次コイルであり、前記１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を１５度遅らせるものであり、
   前記２４相整流回路における前記下位層側の前記改良型非絶縁多相化変圧器において、前記位相進み用コイルが１次コイルに対して位相が進む方向に設けた２次コイルであり、前記１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を７.５度進ませるものであり、前記位相遅れ用コイルが１次コイルに対して位相が遅れる方向に設けた２次コイルであり、前記１次コイルと前記２次コイルの巻き数比が位相を７.５度遅らせるものであることを特徴とする請求項７に記載のファン駆動用電源回路システム。

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