JP6515723B2 - Rotary actuator - Google Patents

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本発明は、回転型アクチュエータに関する。   The present invention relates to a rotary actuator.

近年、回転型アクチュエータが開発されている。回転型アクチュエータは、例えば光スキャナーに用いられる。特許文献1〜3には、回転型アクチュエータの一例が記載されている。この例において、回転型アクチュエータは、可動電極、固定電極、及び検出用電極を備える。可動電極は、可動電極と固定電極の間の電圧によって回転する。可動電極の回転は、可動電極と検出用電極の間の静電容量によって検出される。   In recent years, rotary actuators have been developed. The rotary actuator is used, for example, in a light scanner. Patent Documents 1 to 3 describe an example of a rotary actuator. In this example, the rotary actuator comprises a movable electrode, a fixed electrode, and a detection electrode. The movable electrode is rotated by the voltage between the movable electrode and the fixed electrode. The rotation of the movable electrode is detected by the capacitance between the movable electrode and the detection electrode.

特開2005−208251号公報JP, 2005-208251, A 特開2014−21188号公報JP, 2014-21188, A 特開2014−21189号公報JP, 2014-21189, A

上記したように、回転型アクチュエータでは、固定電極に入力される電気信号によって可動電極が回転する。そして可動電極の回転は、可動電極と検出用電極の間の静電容量、すなわち検出用電極から出力される電気信号によって検出される。回転型アクチュエータの応用においては、検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号を生成することがある。この場合、検出用電極から出力される電気信号の位相と検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号の位相とのずれを、固定電極に入力される電気信号の条件(例えば、周波数)によらず一定にすることが重要となる。   As described above, in the rotary actuator, the movable electrode is rotated by the electrical signal input to the fixed electrode. The rotation of the movable electrode is detected by the capacitance between the movable electrode and the detection electrode, that is, the electric signal output from the detection electrode. In the application of the rotary actuator, an electrical signal synchronized with the electrical signal output from the detection electrode may be generated. In this case, the difference between the phase of the electrical signal output from the detection electrode and the phase of the electrical signal synchronized with the electrical signal output from the detection electrode is the condition of the electrical signal input to the fixed electrode (for example, the frequency It is important to make it constant regardless of).

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、回転型アクチュエータにおいて検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号を生成する場合、検出用電極から出力される電気信号の位相と検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号の位相とのずれを、固定電極に入力される電気信号の条件によらず一定にすることにある。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and it is an object of the present invention to generate an electrical signal synchronized with an electrical signal output from a detection electrode in a rotary actuator. The purpose of the present invention is to make the phase difference between the phase of the electrical signal and the phase of the electrical signal synchronized with the electrical signal output from the detection electrode constant regardless of the condition of the electrical signal input to the fixed electrode.

本発明に係る回転型アクチュエータは、アクチュエータ本体及び回路を備える。アクチュエータ本体は、可動電極、軸部材、固定電極、及び検出用電極を備える。軸部材は、可動電極の回転軸となる。固定電極は、平面視で可動電極に対向している。検出用電極は、平面視で可動電極に対向している。回路は、信号出力部、位相制御部、及び第1乗算器を備える。信号出力部は、固定電極に駆動電極を出力する。位相制御部は、駆動信号から取り出された調節用信号の位相を制御する。第1乗算器は、位相制御部からの電気信号と検出用電極からの電気信号とを乗算する。位相制御部は、第1乗算器から出力された電気信号の時間積分に基づいて、調節用信号の位相を制御する。   The rotary actuator according to the present invention comprises an actuator body and a circuit. The actuator body includes a movable electrode, a shaft member, a fixed electrode, and a detection electrode. The shaft member serves as the rotation axis of the movable electrode. The fixed electrode faces the movable electrode in plan view. The detection electrode faces the movable electrode in plan view. The circuit includes a signal output unit, a phase control unit, and a first multiplier. The signal output unit outputs the drive electrode to the fixed electrode. The phase control unit controls the phase of the adjustment signal extracted from the drive signal. The first multiplier multiplies the electrical signal from the phase control unit and the electrical signal from the detection electrode. The phase control unit controls the phase of the adjustment signal based on time integration of the electric signal output from the first multiplier.

本発明に係る回転型アクチュエータは、上記したアクチュエータ本体を備え、さらに回路を備える。回路は、信号出力部、位相制御部、及び第1乗算器を備える。信号出力部は、駆動信号を出力する。位相制御部は、駆動信号の位相を制御し、固定電極に電気信号を出力する。第1乗算器は、駆動信号から取り出された調節用信号と検出用電極からの電気信号とを乗算する。位相制御部は、第1乗算器からの電気信号の時間積分に基づいて、駆動信号の位相を制御する。   A rotary actuator according to the present invention includes the above-described actuator body, and further includes a circuit. The circuit includes a signal output unit, a phase control unit, and a first multiplier. The signal output unit outputs a drive signal. The phase control unit controls the phase of the drive signal and outputs an electrical signal to the fixed electrode. The first multiplier multiplies the adjustment signal extracted from the drive signal by the electrical signal from the detection electrode. The phase control unit controls the phase of the drive signal based on the time integration of the electrical signal from the first multiplier.

本発明によれば、回転型アクチュエータにおいて検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号を生成する場合、検出用電極から出力される電気信号の位相と検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号の位相とのずれを、固定電極に入力される電気信号の条件によらず一定にすることができる。   According to the present invention, when the rotary actuator generates an electrical signal synchronized with the electrical signal output from the detection electrode, the phase of the electrical signal output from the detection electrode and the electrical signal output from the detection electrode It is possible to make the phase shift of the electrical signal synchronized with the signal be constant regardless of the condition of the electrical signal input to the fixed electrode.

第1の実施形態に係る回転型アクチュエータ(図2)に用いられるアクチュエータ本体の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the actuator main body used for the rotary actuator (FIG. 2) which concerns on 1st Embodiment. 第1の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。It is a figure showing composition of a rotary type actuator concerning a 1st embodiment. (a)は、電圧V1と電圧V2を説明するための図であり、(b)は、電圧V3を説明するための図である。(A) is a figure for demonstrating the voltage V1 and the voltage V2, (b) is a figure for demonstrating the voltage V3. (a)は、電圧V1と電圧V4の関係を説明するための図であり、(b)は、電圧V5と電圧V4の関係を説明するための図である。(A) is a figure for demonstrating the relationship of the voltage V1 and the voltage V4, (b) is a figure for demonstrating the relationship of the voltage V5 and the voltage V4. 図2の変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification of FIG. 図5に示したアナログ乗算器の構成の詳細を示す図である。It is a figure which shows the detail of a structure of the analog multiplier shown in FIG. 第2の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。It is a figure showing composition of a rotation type actuator concerning a 2nd embodiment. (a)は、電圧V4と電圧V82の関係を示す図であり、(b)は、電圧V4と電圧V84の関係を示す図である。(A) is a figure which shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V82, (b) is a figure which shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V84. 第3の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。It is a figure showing composition of a rotary type actuator concerning a 3rd embodiment. (a)は、電圧V4と電圧V86の関係を示す図であり、(b)は、電圧V4と電圧V88の関係を示す図である。(A) is a figure which shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V86, (b) is a figure which shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V88. 第4の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the rotary actuator which concerns on 4th Embodiment.

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。尚、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In all the drawings, the same components are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be appropriately omitted.

(第1の実施形態)
図1は、第1の実施形態に係る回転型アクチュエータ(図2)に用いられるアクチュエータ本体100の構成を示す図である。アクチュエータ本体100は、枠体110、可動電極120、保持部材130、固定電極140、及び検出用電極150を有している。本図に示す例では、アクチュエータ本体100の外部に制御部300が設けられている。保持部材130(軸部材)は、可動電極120を枠体110に取り付けており、かつ可動電極120の回転軸となる。固定電極140は、平面視で可動電極120に対向している。検出用電極150は、固定電極140と並んでおり、可動電極120のうち固定電極140と対向している辺に対向している。
First Embodiment
FIG. 1 is a view showing the configuration of an actuator main body 100 used in a rotary actuator (FIG. 2) according to the first embodiment. The actuator main body 100 includes a frame 110, a movable electrode 120, a holding member 130, a fixed electrode 140, and a detection electrode 150. In the example shown in the figure, the control unit 300 is provided outside the actuator body 100. The holding member 130 (shaft member) attaches the movable electrode 120 to the frame 110, and serves as a rotation axis of the movable electrode 120. The fixed electrode 140 faces the movable electrode 120 in plan view. The detection electrode 150 is aligned with the fixed electrode 140 and faces the side of the movable electrode 120 facing the fixed electrode 140.

可動電極120の平面形状は矩形である。そして固定電極140は、平面視で可動電極120を挟むように2つ設けられている。可動電極120のうち固定電極140と対向する辺(図1においてX方向に伸びている辺)は、櫛歯形状となっている。枠体110は、可動電極120の4辺のうち固定電極140と対向していない2つの辺(図1においてY方向に伸びている辺)それぞれに対向している。保持部材130は、可動電極120のうち枠体110と対向している2辺それぞれに対して設けられている。詳細には、保持部材130は、可動電極120のうち枠体110と対向している辺の中心に接続している。そして2つの保持部材130を結ぶ線が、可動電極120の回転軸となっている。本実施形態では、枠体110、可動電極120、及び保持部材130は一体的に形成されている。   The planar shape of the movable electrode 120 is rectangular. And two fixed electrodes 140 are provided so as to sandwich the movable electrode 120 in a plan view. The side (the side extending in the X direction in FIG. 1) of the movable electrode 120 facing the fixed electrode 140 has a comb shape. The frame 110 is opposed to two of the four sides of the movable electrode 120 which are not opposed to the fixed electrode 140 (sides extending in the Y direction in FIG. 1). The holding member 130 is provided for each of two sides of the movable electrode 120 facing the frame 110. Specifically, the holding member 130 is connected to the center of the side of the movable electrode 120 facing the frame 110. The line connecting the two holding members 130 is the rotation axis of the movable electrode 120. In the present embodiment, the frame 110, the movable electrode 120, and the holding member 130 are integrally formed.

固定電極140のうち可動電極120と対向する辺は、櫛歯形状となっており、可動電極120の櫛歯部分とかみ合っている。このため、固定電極140と可動電極120は、互いに対向する部分の面積が大きくなり、その結果、可動電極120の駆動力は大きくなる。   The side of the fixed electrode 140 facing the movable electrode 120 has a comb-like shape, and is engaged with the comb-tooth portion of the movable electrode 120. For this reason, the area of the part which the fixed electrode 140 and the movable electrode 120 mutually oppose becomes large, As a result, the driving force of the movable electrode 120 becomes large.

アクチュエータ本体100の可動電極120は、例えば上面が鏡面になっている。この鏡面は、例えば可動電極120の上面に金属膜(例えばAl膜)を形成することにより、形成されている。そして可動電極120の角度を変えることにより、可動電極120に入射してきた光の反射角を変える。アクチュエータ本体100は、例えば光スキャナーやモーションセンサに用いられる。   The upper surface of the movable electrode 120 of the actuator body 100 is, for example, a mirror surface. The mirror surface is formed, for example, by forming a metal film (for example, an Al film) on the upper surface of the movable electrode 120. Then, by changing the angle of the movable electrode 120, the reflection angle of the light incident on the movable electrode 120 is changed. The actuator body 100 is used, for example, for a light scanner or a motion sensor.

検出用電極150は、固定電極140と並んでおり、可動電極120のうち固定電極140と対向している辺に対向している。本図に示す例では、固定電極140は、可動電極120の辺の中心部分に対向している。そして検出用電極150は、固定電極140を挟むように設けられており、可動電極120の辺の両端それぞれに対向している。固定電極140は、検出用電極150よりも大きい。本図に示す例では、検出用電極150は、可動電極120のうち対向する2辺に設けられている。すなわち検出用電極150は、保持部材130を基準として線対称となるように設けられている。ただし、検出用電極150は、可動電極120の一辺にのみ設けられていても良い。   The detection electrode 150 is aligned with the fixed electrode 140 and faces the side of the movable electrode 120 facing the fixed electrode 140. In the example shown in the figure, the fixed electrode 140 is opposed to the central portion of the side of the movable electrode 120. The detection electrode 150 is provided to sandwich the fixed electrode 140, and is opposed to both ends of the side of the movable electrode 120. The fixed electrode 140 is larger than the detection electrode 150. In the example shown in the figure, the detection electrodes 150 are provided on two opposing sides of the movable electrode 120. That is, the detection electrodes 150 are provided so as to be line symmetrical with respect to the holding member 130. However, the detection electrode 150 may be provided only on one side of the movable electrode 120.

可動電極120が回転すると、可動電極120と検出用電極150の間に生じる静電容量が変化する。このため、制御部300は、この静電容量の大きさに基づいて可動電極120の回転角度を算出することができる。すなわち制御部300は、可動電極120と検出用電極150の間の静電容量を検出し、検出した静電容量の大きさに基づいて直流電圧を制御する。これにより、制御部300は、可動電極120の回転角度を所望の値に制御することができる。   When the movable electrode 120 rotates, the capacitance generated between the movable electrode 120 and the detection electrode 150 changes. Therefore, the control unit 300 can calculate the rotation angle of the movable electrode 120 based on the magnitude of the capacitance. That is, the control unit 300 detects the capacitance between the movable electrode 120 and the detection electrode 150, and controls the DC voltage based on the magnitude of the detected capacitance. Thereby, the control unit 300 can control the rotation angle of the movable electrode 120 to a desired value.

図2は、本実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。図1は、図2に示したアクチュエータ本体100の構成を示す図に相当する。回転型アクチュエータは、アクチュエータ本体100及び回路200を備える。本図に示す例において、制御部300は、コンピュータ、より具体的には、例えば、デスクトップコンピュータ又はラップトップコンピュータである。そして制御部300は、回転型アクチュエータ(アクチュエータ本体100及び回路200)の外側に設けられている。回路200は、電圧変換部210、信号増幅部220、位相制御部230、XORゲート240、ローパスフィルタ250を備える。制御部300は、クロック生成部310を備える。   FIG. 2 is a view showing the configuration of the rotary actuator according to the present embodiment. FIG. 1 corresponds to a view showing the configuration of the actuator main body 100 shown in FIG. The rotary actuator comprises an actuator body 100 and a circuit 200. In the example shown in the figure, the control unit 300 is a computer, more specifically, for example, a desktop computer or a laptop computer. The control unit 300 is provided outside the rotary actuator (the actuator body 100 and the circuit 200). The circuit 200 includes a voltage conversion unit 210, a signal amplification unit 220, a phase control unit 230, an XOR gate 240, and a low pass filter 250. The control unit 300 includes a clock generation unit 310.

クロック生成部310は、クロックを生成する。クロック生成部310は、例えば、CPU(Central Processing Unit)のクロックである。クロック生成部310は、制御部300の外部にクロックを出力する。本図に示す例において、クロックは、一定の周波数の矩形波である。   The clock generation unit 310 generates a clock. The clock generation unit 310 is, for example, a clock of a central processing unit (CPU). The clock generation unit 310 outputs a clock to the outside of the control unit 300. In the example shown in the figure, the clock is a square wave of a fixed frequency.

クロック生成部310からのクロックは、電圧変換部210(信号出力部)に入力される。電圧変換部210は、クロック生成部310からのクロックの電圧を所定の電圧に変換する。この場合、電圧変換部210は、クロック生成部310からのクロックの周波数及び位相を変化させない。このようにして電圧変換部210は、駆動信号を生成する。   The clock from the clock generation unit 310 is input to the voltage conversion unit 210 (signal output unit). The voltage conversion unit 210 converts the voltage of the clock from the clock generation unit 310 into a predetermined voltage. In this case, the voltage conversion unit 210 does not change the frequency and phase of the clock from the clock generation unit 310. Thus, the voltage conversion unit 210 generates a drive signal.

電圧変換部210からの駆動信号は、信号増幅部220を介して固定電極140に出力される。詳細には、信号増幅部220は、キャパシタC22、抵抗R22,R24,R26、及び増幅器A1を備える。キャパシタC22、抵抗R22、抵抗R24、及び抵抗R26は、電圧変換部210からグラウンドに向かう方向にこの順で直列に接続している。キャパシタC22は、電圧変換部210からの駆動信号の直流成分を除去するために設けられている。抵抗R22,R24,R26は、電圧変換部210からの駆動信号の電圧を分圧するために設けられている。本図に示す例において、増幅器A1は、抵抗R22と抵抗R24の間から抵抗R24と抵抗R26の間までの任意の位置に電気的に接続可能である。これにより、増幅器A1の入力電圧は、抵抗R22と抵抗R24の間の電圧から抵抗R24と抵抗R26の間の電圧までに可変となる。そして増幅器A1によって増幅された駆動信号がアクチュエータ本体100の固定電極140に入力される。   The drive signal from the voltage conversion unit 210 is output to the fixed electrode 140 via the signal amplification unit 220. In detail, the signal amplification unit 220 includes a capacitor C22, resistors R22, R24, R26, and an amplifier A1. The capacitor C22, the resistor R22, the resistor R24, and the resistor R26 are connected in series in this order from the voltage conversion unit 210 toward the ground. The capacitor C22 is provided to remove the DC component of the drive signal from the voltage conversion unit 210. The resistors R22, R24, and R26 are provided to divide the voltage of the drive signal from the voltage conversion unit 210. In the example shown in the figure, the amplifier A1 can be electrically connected at any position from between the resistor R22 and the resistor R24 to between the resistor R24 and the resistor R26. As a result, the input voltage of the amplifier A1 is variable from the voltage between the resistors R22 and R24 to the voltage between the resistors R24 and R26. The drive signal amplified by the amplifier A1 is input to the fixed electrode 140 of the actuator body 100.

アクチュエータ本体100の可動電極120は、固定電極140に印加された電圧によって振動する。このため、可動電極120の振動の周期は、固定電極140に印加された電圧の周期(すなわち、電圧変換部210から出力された駆動信号の周期)と同じになる。上記したように、固定電極140が振動すると、固定電極140と検出用電極150の間の静電容量が変化する。静電容量の変化(振動)の周期は、固定電極140に印加された電圧の周期(すなわち、電圧変換部210から出力された駆動信号の周期)と同じになる。そして静電容量の変化(振動)は、検出用電極150の電圧によって検出される。本図に示す例では、検出用電極150の電圧が増幅器A2によって増幅される。この場合、増幅器A2から出力される電気信号の周期は、電圧変換部210から出力された駆動信号の周期と同じになる。   The movable electrode 120 of the actuator body 100 vibrates by the voltage applied to the fixed electrode 140. Therefore, the period of the vibration of the movable electrode 120 is the same as the period of the voltage applied to the fixed electrode 140 (that is, the period of the drive signal output from the voltage conversion unit 210). As described above, when the fixed electrode 140 vibrates, the capacitance between the fixed electrode 140 and the detection electrode 150 changes. The period of the change (vibration) of the capacitance is the same as the period of the voltage applied to the fixed electrode 140 (that is, the period of the drive signal output from the voltage conversion unit 210). The change in capacitance (vibration) is detected by the voltage of the detection electrode 150. In the example shown in the figure, the voltage of the detection electrode 150 is amplified by the amplifier A2. In this case, the cycle of the electrical signal output from the amplifier A2 is the same as the cycle of the drive signal output from the voltage conversion unit 210.

本発明者が検討したところ、増幅器A2から出力された電気信号が極大値又は極小値をとるタイミングと電圧変換部210から出力された電気信号が低レベル信号及び高レベル信号の一方から他方に遷移するタイミングとの差は、電圧変換部210からの駆動信号の周期によって変化する場合があることが明らかとなった。詳細を後述するように、回路200は、位相制御部230から矩形波の電気信号を出力する。そして本図に示す例では、位相制御部230から出力される電気信号が低レベル信号及び高レベル信号の一方から他方に遷移するタイミングと電圧変換部210から出力される電気信号が極大値又は極小値をとるタイミングとの差を、電圧変換部210からの駆動信号の周期によらず、一定にすることができる。   The inventor examined the timing when the electric signal output from the amplifier A2 takes the maximum value or the minimum value, and the electric signal output from the voltage conversion unit 210 transitions from one of the low level signal and the high level signal to the other. It has become clear that the difference between the timings to be performed may change depending on the period of the drive signal from the voltage conversion unit 210. As described in detail below, the circuit 200 outputs a rectangular wave electrical signal from the phase control unit 230. In the example shown in the figure, the timing at which the electric signal output from the phase control unit 230 transitions from one of the low level signal and the high level signal to the other and the electric signal output from the voltage conversion unit 210 is a maximum value or a minimum value. The difference from the timing of taking a value can be made constant regardless of the period of the drive signal from the voltage conversion unit 210.

位相制御部230は、電圧変換部210と信号増幅部220の間に電気的に接続している。これにより、駆動信号(電圧変換部210から出力された電気信号)から取り出された調節用信号が位相制御部230に入力される。位相制御部230は、調節用信号の位相を制御する。詳細を後述するように、位相制御部230は、ローパスフィルタ250からの電気信号に基づいて、調節用信号の位相を制御する。なお、位相制御部230から出力された電気信号は、歪んでいることがある。このため、本図に示す例では、後述するように、コンパレータU1によってこの歪みを取り除いている。   The phase control unit 230 is electrically connected between the voltage conversion unit 210 and the signal amplification unit 220. Thereby, the adjustment signal extracted from the drive signal (the electric signal output from the voltage conversion unit 210) is input to the phase control unit 230. The phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal. As described in detail later, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal based on the electrical signal from the low pass filter 250. The electrical signal output from the phase control unit 230 may be distorted. Therefore, in the example shown in the drawing, this distortion is removed by the comparator U1, as described later.

位相制御部230からの電気信号は、コンパレータU1を介してXORゲート240(第1乗算器)に入力される。検出用電極150(増幅器A2)からの電気信号は、コンパレータU2を介してXORゲート240に入力される。これにより、位相制御部230からの電気信号と検出用電極150からの電気信号がXORゲート240で乗算される。具体的には、XORゲート240は、位相制御部230からの電気信号レベルと検出用電極150からの電気信号レベルとが同じ場合には低レベル信号を出力し、位相制御部230からの電気信号レベルと検出用電極150からの電気信号レベルとが互いに異なる場合には高レベル信号を出力する。   The electrical signal from the phase control unit 230 is input to the XOR gate 240 (first multiplier) via the comparator U1. The electrical signal from the detection electrode 150 (amplifier A2) is input to the XOR gate 240 via the comparator U2. Thereby, the electric signal from the phase control unit 230 and the electric signal from the detection electrode 150 are multiplied by the XOR gate 240. Specifically, XOR gate 240 outputs a low level signal when the electric signal level from phase control unit 230 and the electric signal level from detection electrode 150 are the same, and the electric signal from phase control unit 230 When the level and the electrical signal level from the detection electrode 150 are different from each other, a high level signal is output.

コンパレータU1は、位相制御部230からの電気信号の電位と基準電位(例えば、グラウンド電位)とを比較し、その比較結果に基づいて高レベル信号又は低レベル信号を出力する。例えば、コンパレータU1は、位相制御部230からの電気信号の電位がグラウンド電位よりも高い場合には高レベル信号を出力し、位相制御部230からの電気信号の電位がグラウンド電位よりも低い場合には低レベル信号を出力する。これにより、上記したように位相制御部230から出力される電気信号が歪んでいたとしても、この歪みを取り除くことができる。   The comparator U1 compares the potential of the electrical signal from the phase control unit 230 with a reference potential (for example, the ground potential), and outputs a high level signal or a low level signal based on the comparison result. For example, the comparator U1 outputs a high level signal when the potential of the electrical signal from the phase control unit 230 is higher than the ground potential, and the potential of the electrical signal from the phase control unit 230 is lower than the ground potential. Outputs a low level signal. As a result, even if the electrical signal output from the phase control unit 230 is distorted as described above, this distortion can be removed.

コンパレータU2は、増幅器A2からの電気信号の電位と基準電位(例えば、グラウンド電位)とを比較し、その比較結果に基づいて高レベル信号又は低レベル信号を出力する。例えば、コンパレータU2は、増幅器A2からの電気信号の電位がグラウンド電位よりも高い場合には高レベル信号を出力し、増幅器A2時間積分からの電気信号の電位がグラウンド電位よりも低い場合には低レベル信号を出力する。これにより、増幅器A2からの電気信号(増幅器A2から出力される電気信号は、曲線状の波となっている。)を矩形波に変換することができる。   The comparator U2 compares the potential of the electric signal from the amplifier A2 with a reference potential (for example, the ground potential), and outputs a high level signal or a low level signal based on the comparison result. For example, comparator U2 outputs a high level signal when the potential of the electrical signal from amplifier A2 is higher than the ground potential, and low when the potential of the electrical signal from amplifier A2 time integration is lower than the ground potential. Output level signal. Thereby, the electric signal from the amplifier A2 (the electric signal output from the amplifier A2 is a curved wave) can be converted into a rectangular wave.

なお、本図に示す例において、コンパレータU1が出力する矩形波の振幅とコンパレータU2が出力する矩形波の振幅は、互いに等しい。   In the example shown in the figure, the amplitude of the rectangular wave output from the comparator U1 and the amplitude of the rectangular wave output from the comparator U2 are equal to each other.

XORゲート240からの電気信号は、ローパスフィルタ250を通過する。ローパスフィルタ250は、積分器である。これにより、ローパスフィルタ250は、XORゲート240からの電気信号の時間積分を出力する。   The electrical signal from XOR gate 240 passes through low pass filter 250. The low pass filter 250 is an integrator. Thereby, the low pass filter 250 outputs the time integration of the electric signal from the XOR gate 240.

ローパスフィルタ250からの電気信号は、コンパレータU3(コンパレータU3の詳細は後述する。)を介して、位相制御部230に入力される。詳細を後述するように、位相制御部230は、ローパスフィルタ250からの電気信号に基づいて、調節用信号(電圧変換部210からの駆動信号から取り出された電気信号)の位相を制御する。   The electrical signal from the low pass filter 250 is input to the phase control unit 230 via the comparator U3 (details of the comparator U3 will be described later). As described in detail later, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal (the electric signal extracted from the drive signal from the voltage conversion unit 210) based on the electric signal from the low pass filter 250.

図3(a)は、電圧V1と電圧V2を説明するための図であり、図3(b)は、電圧V3を説明するための図である。図2に示したように、電圧V1はコンパレータU1とXORゲート240の間の電圧であり、電圧V2はコンパレータU2とXORゲート240の間の電圧であり、電圧V3はXORゲート240とローパスフィルタ250の間の電圧である。図3に示すように、電圧V3は、電圧V1の電気信号のレベルと電圧V2の電気信号のレベルとが同じ場合には低レベル信号となり、電圧V1の電気信号のレベルと電圧V2の電気信号のレベルとが互いに異なる場合には高レベル信号となる。   FIG. 3 (a) is a diagram for explaining the voltage V1 and the voltage V2, and FIG. 3 (b) is a diagram for explaining the voltage V3. As shown in FIG. 2, voltage V1 is a voltage between comparator U1 and XOR gate 240, voltage V2 is a voltage between comparator U2 and XOR gate 240, and voltage V3 is XOR gate 240 and low pass filter 250. Voltage between As shown in FIG. 3, the voltage V3 is a low level signal when the level of the electric signal of the voltage V1 and the level of the electric signal of the voltage V2 are the same, and the level of the electric signal of the voltage V1 and the electric signal of the voltage V2 When the level of the signal is different from each other, it becomes a high level signal.

図2及び図3を用いて、位相制御部230の機能について説明する。上記したように、位相制御部230は、ローパスフィルタ250からの電気信号に基づいて、調節用信号(電圧変換部210からの駆動信号から取り出された信号)の位相を制御する。具体的には、位相制御部230は、ローパスフィルタ250からの電気信号がある一定の値となるように、調節用信号の位相を制御する。本図に示す例では、位相制御部230は、ローパスフィルタ250からの電気信号がほぼゼロとなるように、調節用信号の位相を制御する。   The function of the phase control unit 230 will be described using FIGS. 2 and 3. As described above, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal (a signal extracted from the drive signal from the voltage conversion unit 210) based on the electrical signal from the low pass filter 250. Specifically, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal so that the electric signal from the low pass filter 250 has a certain value. In the example shown in the figure, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal so that the electrical signal from the low pass filter 250 is substantially zero.

ローパスフィルタ250からの電気信号がある一定の値となる場合とは、位相制御部230からの電気信号(電圧V1)の位相と検出用電極150からの電気信号(電圧V2)の位相との差が固定されている場合である。言い換えると、位相制御部230は、ローパスフィルタ250からの電気信号が所望の値(例えば、ゼロ)となるように、調節用信号の位相を制御している。本図に示す例では、位相制御部230からの電気信号(電圧V1)の位相と検出用電極150からの電気信号(電圧V2)の位相との差は、電圧V2の信号が高レベル信号である場合の電圧V3の高レベル信号の時間積分(+A)、電圧V2の信号が高レベル信号である場合の電圧V3の低レベル信号の時間積分(−A)、電圧V2の信号が低レベル信号である場合の電圧V3の高レベル信号の時間積分(+B)、及び電圧V2の信号が低レベル信号である場合の電圧V3の低レベル信号の時間積分(−B)の和がゼロとなるように固定されている。   The difference between the phase of the electric signal (voltage V1) from the phase control unit 230 and the phase of the electric signal (voltage V2) from the detection electrode 150 is the case where the electric signal from the low-pass filter 250 has a certain value. Is fixed. In other words, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal so that the electric signal from the low pass filter 250 has a desired value (for example, zero). In the example shown in the figure, the difference between the phase of the electric signal (voltage V1) from the phase control unit 230 and the phase of the electric signal (voltage V2) from the detection electrode 150 is that the signal of voltage V2 is a high level signal. Time integration (+ A) of high level signal of voltage V3 in a certain case, time integration (-A) of low level signal of voltage V3 when signal of voltage V2 is high level signal, signal of voltage V2 is low level signal So that the sum of the time integral (+ B) of the high level signal of voltage V3 and the time integral (−B) of the low level signal of voltage V3 when the signal of voltage V2 is a low level signal is zero It is fixed to

なお、ローパスフィルタ250からの電気信号がゼロとなるように位相制御部230が調節用信号の位相を制御したとしても、ローパスフィルタ250からの電気信号はゼロからずれる場合がある。本図に示す例では、コンパレータU3(第1コンパレータ)を用いることにより、ローパスフィルタ250から位相制御部230に入力される電気信号をほぼゼロにする。   Even when the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal so that the electric signal from the low pass filter 250 becomes zero, the electric signal from the low pass filter 250 may deviate from zero. In the example shown in the figure, by using the comparator U3 (first comparator), the electric signal input from the low pass filter 250 to the phase control unit 230 is made substantially zero.

詳細には、コンパレータU3の第1入力端子(反転入力端子及び非反転入力端子の一方)には、ローパスフィルタ250が電気的に接続している。コンパレータU3の第2入力端子(反転入力端子及び非反転入力端子の他方)には、調節回路260、抵抗R52,R54,R56及びキャパシタC52,C54が電気的に接続している。   In detail, the low pass filter 250 is electrically connected to the first input terminal (one of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal) of the comparator U3. The adjustment circuit 260, the resistors R52, R54, R56 and the capacitors C52, C54 are electrically connected to the second input terminal (the other of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal) of the comparator U3.

調節回路260は、可変抵抗VR、抵抗R62,R64、及びキャパシタC62を備える。可変抵抗VRの両端には、所定の電圧が印加されている。抵抗R62及びキャパシタC62は、ローパスフィルタを形成している。抵抗R62には、可変抵抗VRから電圧が印加される。キャパシタC62は接地している。抵抗R62とキャパシタC62の間には抵抗R64が電気的に接続している。これにより、抵抗R62から抵抗R64に向かう方向に電流が流れる。そしてこの電流は調節回路260から出力される。この場合、可変抵抗VRの抵抗値を調節することで、抵抗R62に印加される電圧を調節することができる。言い換えると、可変抵抗VRの抵抗値を調節することで、調節回路260から出力される電流の値を調節することができる。   The adjustment circuit 260 includes a variable resistor VR, resistors R62 and R64, and a capacitor C62. A predetermined voltage is applied to both ends of the variable resistor VR. The resistor R62 and the capacitor C62 form a low pass filter. A voltage is applied to the resistor R62 from the variable resistor VR. The capacitor C62 is grounded. A resistor R64 is electrically connected between the resistor R62 and the capacitor C62. Thereby, current flows in the direction from the resistor R62 to the resistor R64. Then, this current is output from the adjustment circuit 260. In this case, the voltage applied to the resistor R62 can be adjusted by adjusting the resistance value of the variable resistor VR. In other words, by adjusting the resistance value of the variable resistor VR, the value of the current output from the adjustment circuit 260 can be adjusted.

コンパレータU3の上記した第2入力端子には、調節用基準電位を与えることができる。具体的には、抵抗R52及びキャパシタC52は、ローパスフィルタを形成している。抵抗R52はコンパレータU3の上記した第2入力端子に電気的に接続している。キャパシタC52は接地している。抵抗R54の一端は抵抗R52とキャパシタC52の間に電気的に接続し、抵抗R54の他端は接地している。調節回路260からの電流は、抵抗R52に流れる。これにより、コンパレータU3の上記した第2入力端子に調節用基準電位を与えることができる。上記したように、調節回路260からの電流の値は、可変抵抗VRの抵抗値を調節することで、調節することができる。このため、上記した調節用基準電位は、可変抵抗VRの抵抗値を調節することで、調節することができる。   An adjustment reference potential can be applied to the aforementioned second input terminal of the comparator U3. Specifically, the resistor R52 and the capacitor C52 form a low pass filter. The resistor R52 is electrically connected to the above-described second input terminal of the comparator U3. The capacitor C52 is grounded. One end of the resistor R54 is electrically connected between the resistor R52 and the capacitor C52, and the other end of the resistor R54 is grounded. The current from the adjustment circuit 260 flows to the resistor R52. Thus, the adjustment reference potential can be applied to the above-described second input terminal of the comparator U3. As described above, the value of the current from the adjustment circuit 260 can be adjusted by adjusting the resistance value of the variable resistor VR. Therefore, the adjustment reference potential described above can be adjusted by adjusting the resistance value of the variable resistor VR.

本図に示す例において、コンパレータU3からの出力信号は、抵抗R56及びキャパシタC54を介して、コンパレータU3の上記した第2入力端子に帰還している。この場合、コンパレータU3からの出力信号は、抵抗R64とキャパシタC62によるローパスフィルタによって遮断され、かつ抵抗R52とキャパシタC52によるローパスフィルタによって遮断される。このため、コンパレータU3からの出力信号が調節回路260及び抵抗R52に流れることが抑制されている。さらに、調節回路260からの電流は、キャパシタC54によって遮断される。このため、調節回路260からの電流がコンパレータU3の出力端子に流れることが抑制される。   In the example shown in the figure, the output signal from the comparator U3 is fed back to the above-described second input terminal of the comparator U3 via the resistor R56 and the capacitor C54. In this case, the output signal from the comparator U3 is blocked by the low pass filter of the resistor R64 and the capacitor C62, and blocked by the low pass filter of the resistor R52 and the capacitor C52. Therefore, the flow of the output signal from the comparator U3 to the adjustment circuit 260 and the resistor R52 is suppressed. Further, the current from the adjustment circuit 260 is interrupted by the capacitor C54. Therefore, the current from the adjustment circuit 260 is suppressed from flowing to the output terminal of the comparator U3.

本図に示す例では、ローパスフィルタ250からの電気信号がゼロからずれていたとしても、コンパレータU3の上記した調節用基準電位を調節することにより、ローパスフィルタ250から位相制御部230に入力される電気信号(すなわち、コンパレータU3から位相制御部230に入力される電気信号)をほぼゼロにすることができる。   In the example shown in the figure, even if the electric signal from the low pass filter 250 deviates from zero, it is input from the low pass filter 250 to the phase control unit 230 by adjusting the above-mentioned adjustment reference potential of the comparator U3. The electrical signal (that is, the electrical signal input from the comparator U3 to the phase control unit 230) can be made substantially zero.

図4(a)は、電圧V1と電圧V4の関係を説明するための図であり、図4(b)は、電圧V5と電圧V4の関係を説明するための図である。図2に示したように、電圧V1はコンパレータU1とXORゲート240の間の電圧であり、電圧V4は増幅器A2とコンパレータU2の間の電圧であり、電圧V5は第1分周器272から出力された電気信号の電圧である。   FIG. 4A is a view for explaining the relationship between the voltage V1 and the voltage V4, and FIG. 4B is a view for explaining the relationship between the voltage V5 and the voltage V4. As shown in FIG. 2, voltage V1 is a voltage between comparator U1 and XOR gate 240, voltage V4 is a voltage between amplifier A2 and comparator U2, and voltage V5 is output from first divider 272 Voltage of the electrical signal

図2及び図4を用いて、第1分周器272及び第2分周器274について説明する。位相制御部230からの電気信号は、コンパレータU1を介して第1分周器272及び第2分周器274に入力される。第1分周器272及び第2分周器274は、回路200の外部(本図に示す例では、制御部300)に電気信号を出力する。   The first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 will be described with reference to FIGS. 2 and 4. The electrical signal from the phase control unit 230 is input to the first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 via the comparator U1. The first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 output an electrical signal to the outside of the circuit 200 (the control unit 300 in the example shown in the figure).

第1分周器272及び第2分周器274は、いずれも、コンパレータU1からの電気信号の周波数を1/2に分周するために設けられている。より詳細には、コンパレータU1からの電気信号(電圧V1)が高レベル信号から低レベル信号に遷移するタイミングにおいて、第1分周器272は、低レベル信号を保持しているときは高レベル信号を出力し、高レベル信号を保持しているときは低レベル信号を出力する(例えば、図4(b))。これに対して、コンパレータU1からの電気信号(電圧V1)が低レベル信号から高レベル信号に遷移するタイミングにおいて、第2分周器274は、低レベル信号を保持しているときは高レベル信号を出力し、高レベル信号を保持しているときは低レベル信号を出力する。なお、第1分周器272及び第2分周器274は、例えば、フリップフロップを用いて形成されている。   The first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 are both provided to divide the frequency of the electric signal from the comparator U1 into 1/2. More specifically, at the timing when the electric signal (voltage V1) from the comparator U1 transitions from the high level signal to the low level signal, the first frequency divider 272 holds the low level signal, and the high level signal Output a low level signal when holding a high level signal (for example, FIG. 4 (b)). On the other hand, at the timing when the electric signal (voltage V1) from the comparator U1 transitions from the low level signal to the high level signal, the second frequency divider 274 holds the low level signal, and the high level signal Output a low level signal when holding a high level signal. The first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 are formed using, for example, flip-flops.

図5は、図2の変形例を示す図である。本図に示す例では、XORゲート240(図2)がアナログ乗算器242(第1乗算器)に置き換わっている。さらに、検出用電極150(増幅器A2)からの電気信号は、コンパレータU2(図2)を介さず、直接、アナログ乗算器242に入力されている。本図に示す例においても、位相制御部230からの電気信号の位相と検出用電極150からの電気信号の位相との差を固定することができる。   FIG. 5 is a view showing a modification of FIG. In the example shown in the figure, the XOR gate 240 (FIG. 2) is replaced with the analog multiplier 242 (first multiplier). Furthermore, the electrical signal from the detection electrode 150 (amplifier A2) is directly input to the analog multiplier 242 without passing through the comparator U2 (FIG. 2). Also in the example shown in the figure, the difference between the phase of the electric signal from the phase control unit 230 and the phase of the electric signal from the detection electrode 150 can be fixed.

図6は、図5に示したアナログ乗算器242の構成の詳細を示す図である。本図に示す例において、アナログ乗算器242は、コンパレータU1(位相制御部230)からの電気信号と増幅器A2(検出用電極150)からの電気信号との積を算出し、その積をローパスフィルタ250に出力する。   FIG. 6 is a diagram showing details of the configuration of the analog multiplier 242 shown in FIG. In the example shown in the figure, the analog multiplier 242 calculates the product of the electric signal from the comparator U1 (phase control unit 230) and the electric signal from the amplifier A2 (detection electrode 150), and the low pass filter Output to 250.

詳細には、アナログ乗算器242は、オペアンプO42及びスイッチS42,S44,S46,S48を備える。スイッチS42,S44,S46,S48はいずれも、高レベル信号が入力された場合に開き、低レベル信号が入力された場合に閉じる。スイッチS42,S46はオペアンプO42の反転入力端子(−)に電気的に接続しており、スイッチS44,S48はオペアンプO42の非反転入力端子(+)に電気的に接続している。本図に示す例では、スイッチS42,S48には、互いに直列に接続したNOTゲートN42,N44を介してコンパレータU1(位相制御部230)が電気的に接続し、スイッチS44,S46には、NOTゲートN46を介して増幅器A2(検出用電極150)が電気的に接続している。本図に示す例では、コンパレータU1(位相制御部230)からアナログ乗算器242に高レベル信号が入力されている。この場合、スイッチS42,S48は開き、スイッチS44,S46は閉じる。   In detail, the analog multiplier 242 includes an operational amplifier O42 and switches S42, S44, S46, and S48. The switches S42, S44, S46, and S48 all open when a high level signal is input and close when a low level signal is input. The switches S42 and S46 are electrically connected to the inverting input terminal (-) of the operational amplifier O42, and the switches S44 and S48 are electrically connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier O42. In the example shown in the figure, the comparators U1 (phase control unit 230) are electrically connected to the switches S42 and S48 via the NOT gates N42 and N44 connected in series, and the switches S44 and S46 are not connected. The amplifier A2 (detection electrode 150) is electrically connected through the gate N46. In the example shown in the figure, a high level signal is input from the comparator U1 (phase control unit 230) to the analog multiplier 242. In this case, the switches S42 and S48 open and the switches S44 and S46 close.

本図に示す例において、オペアンプO42の反転入力端子(−)には、抵抗R41,R43及びキャパシタC42が電気的に接続している。抵抗R41、スイッチS42、及びキャパシタC42は、増幅器A2(検出用電極150)からグラウンドに向かって、この順で直列に接続している。これにより、スイッチS42が閉じている場合、抵抗R41及びキャパシタC42は、ローパスフィルタを形成する。さらに、スイッチS42とキャパシタC42の間からグラウンドに向かって、スイッチS46及び抵抗R43がこの順で直列に接続している。   In the example shown in the figure, the resistors R41 and R43 and the capacitor C42 are electrically connected to the inverting input terminal (-) of the operational amplifier O42. The resistor R41, the switch S42, and the capacitor C42 are connected in series in this order from the amplifier A2 (detection electrode 150) to the ground. Thus, when the switch S42 is closed, the resistor R41 and the capacitor C42 form a low pass filter. Further, from the point between the switch S42 and the capacitor C42 to the ground, the switch S46 and the resistor R43 are connected in series in this order.

同様にして、オペアンプO42の非反転入力端子(+)には抵抗R42,R44及びキャパシタC44が電気的に接続している。抵抗R42、スイッチS44、及びキャパシタC44は、増幅器A2(検出用電極150)からグラウンドに向かって、この順で直列に接続している。これにより、スイッチS44が閉じている場合、抵抗R42及びキャパシタC44は、ローパスフィルタを形成する。さらに、スイッチS44とキャパシタC44の間からグラウンドに向かって、スイッチS48及び抵抗R44がこの順で直列に接続している。   Similarly, the resistors R42 and R44 and the capacitor C44 are electrically connected to the noninverting input terminal (+) of the operational amplifier O42. The resistor R42, the switch S44, and the capacitor C44 are connected in series in this order from the amplifier A2 (detection electrode 150) to the ground. Thus, when the switch S44 is closed, the resistor R42 and the capacitor C44 form a low pass filter. Further, from between the switch S44 and the capacitor C44 to the ground, the switch S48 and the resistor R44 are connected in series in this order.

オペアンプO42の反転入力端子(−)には、抵抗R45が電気的に接続している。抵抗R45は、オペアンプO42の反転入力端子(−)をスイッチS42とキャパシタC42の間に電気的に接続している。オペアンプO42の出力端子とオペアンプO42の反転入力端子(−)の間には、抵抗R47及びキャパシタC46が並列に設けられている。オペアンプO42の非反転入力端子(+)に電気信号が入力される場合、オペアンプO42、抵抗R45,47、及びキャパシタC46は、積分回路(ローパスフィルタ)となる。   A resistor R45 is electrically connected to the inverting input terminal (-) of the operational amplifier O42. The resistor R45 electrically connects the inverting input terminal (-) of the operational amplifier O42 between the switch S42 and the capacitor C42. A resistor R47 and a capacitor C46 are provided in parallel between the output terminal of the operational amplifier O42 and the inverting input terminal (-) of the operational amplifier O42. When an electrical signal is input to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier O42, the operational amplifier O42, the resistors R45 and R47, and the capacitor C46 function as an integrating circuit (low pass filter).

オペアンプO42の非反転入力端子(+)には、抵抗R46,R48及びキャパシタC48が電気的に接続している。抵抗R46及びキャパシタC48は、スイッチS44とキャパシタC44の間からグラウンドに向かう方向において、この順で直列に接続している。これにより、スイッチS44が閉じている場合、抵抗R46及びキャパシタC48は、ローパスフィルタとなる。抵抗R48は、抵抗R46とキャパシタC48の間をグラウンドに接続している。   Resistors R46 and R48 and a capacitor C48 are electrically connected to the noninverting input terminal (+) of the operational amplifier O42. The resistor R46 and the capacitor C48 are connected in series in this order in the direction from between the switch S44 and the capacitor C44 to the ground. Thus, when the switch S44 is closed, the resistor R46 and the capacitor C48 become a low pass filter. The resistor R48 connects between the resistor R46 and the capacitor C48 to the ground.

オペアンプO42(位相制御部230)からアナログ乗算器242に高レベル信号が入力される場合、スイッチS42,S48は開き、スイッチS44,S46は閉じる。この場合、増幅器A2(検出用電極150)からの電気信号がオペアンプO42によって非反転増幅される。一方、コンパレータU1(位相制御部230)からアナログ乗算器242に低レベル信号が入力される場合、スイッチS44,S46は開き、スイッチS42,S48は閉じる。この場合、増幅器A2(検出用電極150)からの電気信号がオペアンプO42によって反転増幅される。このようにして、アナログ乗算器242は、コンパレータU1(位相制御部230)からの電気信号と増幅器A2(検出用電極150)からの電気信号を乗算する。   When a high level signal is input from the operational amplifier O42 (phase control unit 230) to the analog multiplier 242, the switches S42 and S48 open and the switches S44 and S46 close. In this case, the electric signal from the amplifier A2 (detection electrode 150) is non-inverted and amplified by the operational amplifier O42. On the other hand, when a low level signal is input from the comparator U1 (phase control unit 230) to the analog multiplier 242, the switches S44 and S46 open and the switches S42 and S48 close. In this case, the electric signal from the amplifier A2 (detection electrode 150) is inverted and amplified by the operational amplifier O42. Thus, the analog multiplier 242 multiplies the electric signal from the comparator U1 (phase control unit 230) and the electric signal from the amplifier A2 (detection electrode 150).

以上、本実施形態によれば、電圧変換部210から出力された駆動信号から取り出された調節用信号が位相制御部230に入力される。位相制御部230は、ローパスフィルタ250からの電気信号に基づいて、調節用信号の位相を制御する。これにより、位相制御部230から出力される電気信号の位相と検出用電極150から出力される電気信号の位相とのずれを、駆動信号の周波数によらず一定にすることができる。   As described above, according to the present embodiment, the adjustment signal extracted from the drive signal output from the voltage conversion unit 210 is input to the phase control unit 230. The phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal based on the electrical signal from the low pass filter 250. Thus, the shift between the phase of the electric signal output from the phase control unit 230 and the phase of the electric signal output from the detection electrode 150 can be made constant regardless of the frequency of the drive signal.

(第2の実施形態)
図7は、第2の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図であり、第1の実施形態の図2に対応する。本実施形態に係る回転型アクチュエータは、以下の点を除いて、第1の実施形態に係る回転型アクチュエータと同様の構成である。
Second Embodiment
FIG. 7 is a view showing a configuration of a rotary actuator according to a second embodiment, which corresponds to FIG. 2 of the first embodiment. The rotary actuator according to this embodiment has the same configuration as the rotary actuator according to the first embodiment except for the following points.

本図に示す例において、回転型アクチュエータの回路200は、判定回路280を備える。判定回路280は、NOTゲートN82、アナログ乗算器M82,M84、ローパスフィルタL82,L84、及びコンパレータU82を備える。本図に示すように、第1分周器272からの電気信号がアナログ乗算器M82(第2乗算器)に入力されるとともに、増幅器A2とコンパレータU2の間からの電気信号がアナログ乗算器M82(第2乗算器)に入力される。さらに、第1分周器272からの電気信号がNOTゲートN82を介してアナログ乗算器M84(第3乗算器)に入力されるとともに、増幅器A2とコンパレータU2の間からの電気信号がアナログ乗算器M84(第3乗算器)に入力される。アナログ乗算器M82からの電気信号は、ローパスフィルタL82を介してコンパレータU82(第2コンパレータ)に入力される。アナログ乗算器M84からの電気信号は、ローパスフィルタL84を介してコンパレータU82(第2コンパレータ)に入力される。   In the example shown in the figure, the circuit 200 of the rotary actuator includes a determination circuit 280. Determination circuit 280 includes a NOT gate N82, analog multipliers M82 and M84, low pass filters L82 and L84, and a comparator U82. As shown in the figure, the electric signal from the first frequency divider 272 is input to the analog multiplier M82 (second multiplier), and the electric signal from between the amplifier A2 and the comparator U2 is the analog multiplier M82. (The second multiplier). Furthermore, the electric signal from the first frequency divider 272 is input to the analog multiplier M84 (third multiplier) via the NOT gate N82, and the electric signal from between the amplifier A2 and the comparator U2 is an analog multiplier. M84 (third multiplier) is input. The electrical signal from the analog multiplier M82 is input to the comparator U82 (second comparator) via the low pass filter L82. The electrical signal from the analog multiplier M84 is input to the comparator U82 (second comparator) via the low pass filter L84.

上記したように、第1分周器272から出力される電気信号は、増幅器A2からの電気信号が極小値をとるタイミングで高レベル信号及び低レベル信号の一方から他方に遷移する矩形波である。言い換えると、第1分周器272から出力される電気信号(矩形波)は、増幅器A2からの電気信号が極大値をとるタイミングで高レベル信号及び低レベル信号のいずれかとなる。図8を用いて後述するように、アクチュエータ本体100の状態によっては、増幅器A2からの電気信号は、互いに異なる第1の極大値と第2の極大値が交互に繰り返すようになる。この場合、本図に示す例では、判定回路280を用いることにより、可動電極120(図1)がいずれの方向に回転しているのかを判断することができる。   As described above, the electrical signal output from the first frequency divider 272 is a rectangular wave that transitions from one of the high level signal and the low level signal to the other at the timing when the electrical signal from the amplifier A2 has a local minimum value. . In other words, the electric signal (rectangular wave) output from the first frequency divider 272 becomes either the high level signal or the low level signal at the timing when the electric signal from the amplifier A2 has the maximum value. As described later with reference to FIG. 8, depending on the state of the actuator main body 100, the electric signal from the amplifier A2 alternately repeats the first maximum value and the second maximum value which are different from each other. In this case, in the example shown in the figure, by using the determination circuit 280, it can be determined in which direction the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotating.

図8(a)は、電圧V4と電圧V82の関係を示す図であり、図8(b)は、電圧V4と電圧V84の関係を示す図である。図7に示したように、電圧V4は増幅器A2とコンパレータU2の間の電圧であり、V82は第1分周器272とアナログ乗算器M82の間の電圧であり、V84はNOTゲートN82とアナログ乗算器M84の間の電圧である。図8に示すように、増幅器A2からの電気信号(電圧V4)は、互いに異なる第1の極大値と第2の極大値が交互に繰り返している。   FIG. 8 (a) is a diagram showing the relationship between the voltage V4 and the voltage V82, and FIG. 8 (b) is a diagram showing the relationship between the voltage V4 and the voltage V84. As shown in FIG. 7, voltage V4 is a voltage between amplifier A2 and comparator U2, V82 is a voltage between first frequency divider 272 and analog multiplier M82, and V84 is an analog of NOT gate N82 and an analog It is a voltage between the multipliers M84. As shown in FIG. 8, the electric signal (voltage V4) from the amplifier A2 has alternately repeated first maximum values and second maximum values which are different from each other.

図7及び図8を用いて、可動電極120(図1)がいずれの方向に回転しているかを判断する方法を説明する。アナログ乗算器M82は電圧V4と電圧V82を乗算し、アナログ乗算器M84は電圧V4と電圧V84を乗算する。ローパスフィルタL82によってアナログ乗算器M82からの電気信号の時間積分が算出され、ローパスフィルタL84によってアナログ乗算器M84からの電気信号の時間積分が算出される。   A method of determining in which direction the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotated will be described with reference to FIGS. 7 and 8. The analog multiplier M82 multiplies the voltage V4 by the voltage V82, and the analog multiplier M84 multiplies the voltage V4 by the voltage V84. The low-pass filter L82 calculates the time integration of the electrical signal from the analog multiplier M82, and the low-pass filter L84 calculates the time integration of the electrical signal from the analog multiplier M84.

図8に示す例においては、ローパスフィルタL82からの時間積分(図8(a)に対応)がローパスフィルタL84からの時間積分(図8(b)に対応)よりも大きくなる。これは、図8(a)に示す例では電圧V82が高レベル信号であるタイミングで電圧V4が第1の極大値と第2の極大値のうち大きい極大値をとるのに対し、図8(b)に示す例では電圧V84が高レベル信号であるタイミングで電圧V4が第1の極大値と第2の極大値のうち小さい極大値をとるためである。   In the example shown in FIG. 8, the time integration (corresponding to FIG. 8 (a)) from the low pass filter L82 is larger than the time integration (corresponding to FIG. 8 (b)) from the low pass filter L84. This is because, in the example shown in FIG. 8A, the voltage V4 takes a large maximum value between the first maximum value and the second maximum value at the timing when the voltage V82 is a high level signal. In the example shown in b), the voltage V4 takes a smaller maximum value between the first maximum value and the second maximum value at the timing when the voltage V84 is a high level signal.

ローパスフィルタL82からの電気信号及びローパスフィルタL84からの電気信号は、コンパレータU82に入力される。コンパレータU82は、ローパスフィルタL82からの電気信号の大きさとローパスフィルタL84からの電気信号の大きさとを比較する。そしてコンパレータU82は、その比較結果に基づいて、高レベル信号又は低レベル信号を制御部300に出力する。例えば、コンパレータU82は、ローパスフィルタL82からの電気信号がローパスフィルタL84からの電気信号よりも大きい場合には低レベル信号を出力し、ローパスフィルタL82からの電気信号がローパスフィルタL84からの電気信号よりも小さい場合には高レベル信号を出力する。   The electrical signal from the low pass filter L82 and the electrical signal from the low pass filter L84 are input to the comparator U82. Comparator U82 compares the magnitude of the electrical signal from low pass filter L82 with the magnitude of the electrical signal from low pass filter L84. Then, the comparator U82 outputs the high level signal or the low level signal to the control unit 300 based on the comparison result. For example, the comparator U82 outputs a low level signal when the electric signal from the low pass filter L82 is larger than the electric signal from the low pass filter L84, and the electric signal from the low pass filter L82 is higher than the electric signal from the low pass filter L84. If it is too small, it outputs a high level signal.

制御部300は、記憶部320及び判断部330を備える。記憶部320は、可動電極120(図1)が回転している方向と、ローパスフィルタL82からの電気信号とローパスフィルタL84からの電気信号との差(すなわち、コンパレータU82からの出力信号)と、の関係を記憶している。判断部330は、記憶部320から上記した関係を読み出す。さらに、判断部330は、コンパレータU82からの出力信号を受信する。これにより、判断部330は、上記した関係とコンパレータU82からの出力信号に基づいて、可動電極120(図1)が回転している方向を判断することができる。   The control unit 300 includes a storage unit 320 and a determination unit 330. Storage unit 320 calculates the direction in which movable electrode 120 (FIG. 1) is rotated, and the difference between the electrical signal from low pass filter L82 and the electrical signal from low pass filter L84 (ie, the output signal from comparator U82). I remember the relationship between The determination unit 330 reads the above-described relationship from the storage unit 320. Further, determination unit 330 receives an output signal from comparator U82. Thereby, the determination unit 330 can determine the direction in which the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotating based on the above-described relationship and the output signal from the comparator U82.

(第3の実施形態)
図9は、第3の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図であり、第2の実施形態の図7に対応する。本実施形態に係る回転型アクチュエータは、以下の点を除いて、第2の実施形態に係る回転型アクチュエータと同様の構成である。
Third Embodiment
FIG. 9 is a view showing a configuration of a rotary actuator according to a third embodiment, which corresponds to FIG. 7 of the second embodiment. The rotary actuator according to the present embodiment has the same configuration as the rotary actuator according to the second embodiment except for the following points.

本図に示す例において、判定回路280は、NOTゲートN82、S/H回路(サンプルアンドホールド回路)SH82,SH84、ローパスフィルタL82,L84、及びコンパレータU82を備える。本図に示すように、第2分周器274からの電気信号がS/H回路SH82に入力されるとともに、増幅器A2とコンパレータU2の間からの電気信号がS/H回路SH82に入力される。さらに、第2分周器274からの電気信号がNOTゲートN82を介してS/H回路SH84に入力されるとともに、増幅器A2とコンパレータU2の間からの電気信号がS/H回路SH84に入力される。S/H回路SH82からの電気信号は、ローパスフィルタL82を介してコンパレータU82(第2コンパレータ)に入力される。S/H回路SH84からの電気信号は、ローパスフィルタL84を介してコンパレータU82(第2コンパレータ)に入力される。   In the example shown in the drawing, the determination circuit 280 includes a NOT gate N82, S / H circuits (sample and hold circuits) SH82 and SH84, low pass filters L82 and L84, and a comparator U82. As shown in the figure, the electric signal from the second frequency divider 274 is input to the S / H circuit SH82, and the electric signal from between the amplifier A2 and the comparator U2 is input to the S / H circuit SH82. . Further, the electric signal from the second frequency divider 274 is input to the S / H circuit SH84 through the NOT gate N82, and the electric signal from between the amplifier A2 and the comparator U2 is input to the S / H circuit SH84. Ru. The electrical signal from the S / H circuit SH82 is input to the comparator U82 (second comparator) via the low pass filter L82. The electrical signal from the S / H circuit SH84 is input to the comparator U82 (second comparator) via the low pass filter L84.

上記したように、第2分周器274から出力される電気信号は、増幅器A2からの電気信号が極大値をとるタイミングで高レベル信号及び低レベル信号の一方から他方に遷移する矩形波となる。図10を用いて後述するように、アクチュエータ本体100の状態によっては、増幅器A2からの電気信号は、互いに異なる第1の極大値と第2の極大値が交互に繰り返すようになる。この場合、本図に示す例では、判定回路280を用いることにより、可動電極120(図1)がいずれの方向に回転しているのかを判断することができる。   As described above, the electric signal output from the second frequency divider 274 is a rectangular wave that transitions from one of the high level signal to the other at the low level signal at the timing when the electric signal from the amplifier A2 has a maximum value. . As described later with reference to FIG. 10, depending on the state of the actuator body 100, the electric signal from the amplifier A2 alternately repeats the first maximum value and the second maximum value which are different from each other. In this case, in the example shown in the figure, by using the determination circuit 280, it can be determined in which direction the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotating.

図10(a)は、電圧V4と電圧V86の関係を示す図であり、図10(b)は、電圧V4と電圧V88の関係を示す図である。図9に示したように、電圧V4は増幅器A2とコンパレータU2の間の電圧であり、V86は第2分周器274とS/H回路SH82の間の電圧であり、V88はNOTゲートN82とS/H回路SH84の間の電圧である。図10に示すように、増幅器A2からの電気信号(電圧V4)は、互いに異なる第1の極大値と第2の極大値が交互に繰り返している。   FIG. 10A shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V86, and FIG. 10B shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V88. As shown in FIG. 9, voltage V4 is a voltage between amplifier A2 and comparator U2, V86 is a voltage between second frequency divider 274 and S / H circuit SH82, and V88 is NOT gate N82 and It is a voltage between the S / H circuit SH84. As shown in FIG. 10, the electric signal (voltage V4) from the amplifier A2 has alternately repeated first maximum values and second maximum values which are different from each other.

図9及び図10を用いて、可動電極120(図1)がいずれの方向に回転しているかを判断する方法を説明する。S/H回路SH82は、電圧V86が高レベル信号である場合には電圧V4の電気信号と同じ電気信号を出力し(サンプルモード)、電圧V86が低レベル信号である場合には電圧V86が高レベル信号から低レベル信号に遷移するタイミングにおける電圧V4(すなわち、電圧V4の電気信号の極大値)を出力する(ホールドモード)。S/H回路SH84は、電圧V88が高レベル信号である場合には電圧V4の電気信号と同じ電気信号を出力し(サンプルモード)、電圧V88が低レベル信号である場合には電圧V88が高レベル信号から低レベル信号に遷移するタイミングにおける電圧V4(すなわち、電圧V4の電気信号の極大値)を出力する(ホールドモード)。ローパスフィルタL82によってS/H回路SH82からの電気信号の時間積分が算出され、ローパスフィルタL84によってS/H回路SH84からの電気信号の時間積分が算出される。   A method of determining in which direction the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotated will be described with reference to FIGS. 9 and 10. The S / H circuit SH82 outputs the same electrical signal as the voltage V4 when the voltage V86 is a high level signal (sample mode), and the voltage V86 is high when the voltage V86 is a low level signal. The voltage V4 (that is, the maximum value of the electric signal of the voltage V4) at the timing of transition from the level signal to the low level signal is output (hold mode). The S / H circuit SH84 outputs the same electrical signal as the voltage V4 when the voltage V88 is a high level signal (sample mode), and the voltage V88 is high when the voltage V88 is a low level signal. The voltage V4 (that is, the maximum value of the electric signal of the voltage V4) at the timing of transition from the level signal to the low level signal is output (hold mode). The low-pass filter L82 calculates the time integration of the electric signal from the S / H circuit SH82, and the low-pass filter L84 calculates the time integration of the electric signal from the S / H circuit SH84.

図10に示す例においては、ローパスフィルタL82からの時間積分(図10(a)に対応)がローパスフィルタL84からの時間積分(図10(b)に対応)よりも大きくなる。これは、S/H回路SH82がホールドモードで出力する電気信号(図10(a)に対応)が、S/H回路SH84がホールドモードで出力する電気信号(図10(b)に対応)よりも大きいためである。このような差が生じる理由は、上記したように、電圧V4の電気信号では、互いに異なる第1の極大値と第2の極大値が交互に繰り返しているためである。   In the example shown in FIG. 10, the time integration (corresponding to FIG. 10 (a)) from the low pass filter L82 is larger than the time integration (corresponding to FIG. 10 (b)) from the low pass filter L84. This is because the electric signal (corresponding to FIG. 10A) output by the S / H circuit SH82 in the hold mode is different from the electric signal output (corresponding to FIG. 10B) the S / H circuit SH84 outputs in the hold mode. Is also large. The reason why such a difference occurs is that, as described above, in the electric signal of the voltage V4, the first maximum value and the second maximum value which are different from each other are alternately repeated.

ローパスフィルタL82からの電気信号及びローパスフィルタL84からの電気信号は、コンパレータU82に入力される。コンパレータU82は、ローパスフィルタL82からの電気信号の大きさとローパスフィルタL84からの電気信号の大きさとを比較する。そしてコンパレータU82は、その比較結果に基づいて、高レベル信号又は低レベル信号を制御部300に出力する。例えば、コンパレータU82は、ローパスフィルタL82からの電気信号がローパスフィルタL84からの電気信号よりも大きい場合には低レベル信号を出力し、ローパスフィルタL82からの電気信号がローパスフィルタL84からの電気信号よりも小さい場合には高レベル信号を出力する。   The electrical signal from the low pass filter L82 and the electrical signal from the low pass filter L84 are input to the comparator U82. Comparator U82 compares the magnitude of the electrical signal from low pass filter L82 with the magnitude of the electrical signal from low pass filter L84. Then, the comparator U82 outputs the high level signal or the low level signal to the control unit 300 based on the comparison result. For example, the comparator U82 outputs a low level signal when the electric signal from the low pass filter L82 is larger than the electric signal from the low pass filter L84, and the electric signal from the low pass filter L82 is higher than the electric signal from the low pass filter L84. If it is too small, it outputs a high level signal.

制御部300は、記憶部320及び判断部330を備える。記憶部320は、可動電極120(図1)が回転している方向と、ローパスフィルタL82からの電気信号とローパスフィルタL84からの電気信号との差(すなわち、コンパレータU82からの出力信号)と、の関係を記憶している。判断部330は、記憶部320から上記した関係を読み出す。さらに、判断部330は、コンパレータU82からの出力信号を受信する。これにより、判断部330は、上記した関係とコンパレータU82からの出力信号に基づいて、可動電極120(図1)が回転している方向を判断することができる。   The control unit 300 includes a storage unit 320 and a determination unit 330. Storage unit 320 calculates the direction in which movable electrode 120 (FIG. 1) is rotated, and the difference between the electrical signal from low pass filter L82 and the electrical signal from low pass filter L84 (ie, the output signal from comparator U82). I remember the relationship between The determination unit 330 reads the above-described relationship from the storage unit 320. Further, determination unit 330 receives an output signal from comparator U82. Thereby, the determination unit 330 can determine the direction in which the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotating based on the above-described relationship and the output signal from the comparator U82.

(第4の実施形態)
図11は、第4の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図であり、第1の実施形態の図2に対応する。本実施形態に係る回転型アクチュエータは、以下の点を除いて、第1の実施形態に係る回転型アクチュエータと同様の構成である。
Fourth Embodiment
FIG. 11 is a view showing the configuration of a rotary actuator according to a fourth embodiment, which corresponds to FIG. 2 of the first embodiment. The rotary actuator according to this embodiment has the same configuration as the rotary actuator according to the first embodiment except for the following points.

クロック生成部310は、クロックを生成する。クロック生成部310からのクロックは、電圧変換部210(信号出力部)に入力される。電圧変換部210は、クロック生成部310からのクロックの電圧を所定の電圧に変換する。このようにして、電圧変換部210は、駆動信号を生成する。   The clock generation unit 310 generates a clock. The clock from the clock generation unit 310 is input to the voltage conversion unit 210 (signal output unit). The voltage conversion unit 210 converts the voltage of the clock from the clock generation unit 310 into a predetermined voltage. Thus, the voltage conversion unit 210 generates a drive signal.

電圧変換部210からの駆動信号は、位相制御部230に入力される。位相制御部230は、駆動信号の位相を制御する。詳細を後述するように、位相制御部230は、ローパスフィルタ250からの電気信号に基づいて、駆動信号の位相を制御する。   The drive signal from the voltage conversion unit 210 is input to the phase control unit 230. The phase control unit 230 controls the phase of the drive signal. As described in detail later, the phase control unit 230 controls the phase of the drive signal based on the electrical signal from the low pass filter 250.

なお、位相制御部230から出力された電気信号は、歪んでいることがある。このため、本図に示す例では、後述するように、コンパレータU1によってこの歪みを取り除いている。   The electrical signal output from the phase control unit 230 may be distorted. Therefore, in the example shown in the drawing, this distortion is removed by the comparator U1, as described later.

位相制御部230からの電気信号は、コンパレータU1を介して信号増幅部220に入力される。図2を用いて説明したように、コンパレータU1は、位相制御部230からの電気信号の電位と基準電位(例えば、グラウンド電位)とを比較し、その比較結果に基づいて高レベル信号又は低レベル信号を出力する。これにより、位相制御部230からの電気信号の歪みを取り除くことができる。さらに、図2を用いて説明したように、信号増幅部220は、コンパレータU1からの電気信号を増幅し、かつ増幅された電気信号を固定電極140に出力する。   The electrical signal from the phase control unit 230 is input to the signal amplification unit 220 via the comparator U1. As described with reference to FIG. 2, the comparator U1 compares the potential of the electric signal from the phase control unit 230 with the reference potential (for example, the ground potential), and based on the comparison result, the high level signal or the low level Output a signal. Thereby, distortion of the electrical signal from the phase control unit 230 can be removed. Furthermore, as described with reference to FIG. 2, the signal amplification unit 220 amplifies the electric signal from the comparator U1 and outputs the amplified electric signal to the fixed electrode 140.

アクチュエータ本体100の可動電極120は、固定電極140に印加された電圧によって振動する。固定電極140が振動すると、固定電極140と検出用電極150の間の静電容量が変化する。静電容量の変化(振動)は、検出用電極150の電圧によって検出される。本図に示す例では、検出用電極150の電圧が増幅器A2によって増幅される。   The movable electrode 120 of the actuator body 100 vibrates by the voltage applied to the fixed electrode 140. When the fixed electrode 140 vibrates, the capacitance between the fixed electrode 140 and the detection electrode 150 changes. The change in capacitance (vibration) is detected by the voltage of the detection electrode 150. In the example shown in the figure, the voltage of the detection electrode 150 is amplified by the amplifier A2.

電圧変換部210と位相制御部230の間の駆動信号から調節用信号が取り出される。そして調節用信号は、XORゲート240(乗算器)に入力される。検出用電極150(増幅器A2)からの電気信号は、コンパレータU2を介してXORゲート240に入力される。これにより、電圧変換部210と位相制御部230の間からの電気信号(調節用信号)と検出用電極150からの電気信号がXORゲート240で乗算される。なお、図2に示した例と同様にして、コンパレータU2は、増幅器A2からの電気信号を矩形波に変換するために設けられている。   An adjustment signal is extracted from the drive signal between the voltage conversion unit 210 and the phase control unit 230. Then, the adjustment signal is input to the XOR gate 240 (multiplier). The electrical signal from the detection electrode 150 (amplifier A2) is input to the XOR gate 240 via the comparator U2. Thereby, the electric signal (adjustment signal) from between the voltage conversion unit 210 and the phase control unit 230 and the electric signal from the detection electrode 150 are multiplied by the XOR gate 240. As in the example shown in FIG. 2, the comparator U2 is provided to convert the electric signal from the amplifier A2 into a rectangular wave.

XORゲート240からの電気信号は、ローパスフィルタ250を通過する。ローパスフィルタ250は、積分器である。これにより、ローパスフィルタ250は、XORゲート240からの電気信号の時間積分を出力する。   The electrical signal from XOR gate 240 passes through low pass filter 250. The low pass filter 250 is an integrator. Thereby, the low pass filter 250 outputs the time integration of the electric signal from the XOR gate 240.

ローパスフィルタ250からの電気信号は、コンパレータU3(コンパレータU3の機能は、図2に示した例と同様である。)を介して、位相制御部230に入力される。位相制御部230は、ローパスフィルタ250からの電気信号に基づいて、駆動信号の位相を制御する。具体的には、位相制御部230は、電圧変換部210と位相制御部230の間からの電気信号(調節用信号)の位相と検出用電極150からの電気信号の位相との差が固定される(言い換えると、ローパスフィルタ250から出力される電気信号がある一定の値(例えば、ゼロ)となる)ように、駆動信号の位相を制御する。   The electric signal from the low pass filter 250 is input to the phase control unit 230 via the comparator U3 (the function of the comparator U3 is the same as the example shown in FIG. 2). The phase control unit 230 controls the phase of the drive signal based on the electrical signal from the low pass filter 250. Specifically, the phase control unit 230 fixes the difference between the phase of the electrical signal (adjustment signal) from between the voltage conversion unit 210 and the phase control unit 230 and the phase of the electrical signal from the detection electrode 150. The phase of the drive signal is controlled such that the electric signal output from the low pass filter 250 has a certain value (for example, zero).

電圧変換部210とXORゲート240の間には、第1分周器272及び第2分周器274が電気的に接続している。図2に示した例と同様にして、第1分周器272及び第2分周器274は、第1分周器272に入力された電気信号及び第2分周器274に入力された電気信号をそれぞれ分周するために設けられている。   A first frequency divider 272 and a second frequency divider 274 are electrically connected between the voltage conversion unit 210 and the XOR gate 240. Similar to the example shown in FIG. 2, the first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 receive the electric signal input to the first frequency divider 272 and the electric power input to the second frequency divider 274. It is provided to divide each signal.

本実施形態によれば、電圧変換部210から出力された駆動信号が位相制御部230に入力される。さらに、駆動信号から取り出された調節用信号がXORゲート240に入力される。位相制御部230は、XORゲート240からの電気信号に基づいて、駆動信号の位相を制御する。これにより、電圧変換部210から出力される電気信号(駆動信号)の位相と検出用電極150から出力される電気信号の位相とのずれを、駆動信号の周波数によらず一定にすることができる。   According to the present embodiment, the drive signal output from the voltage conversion unit 210 is input to the phase control unit 230. Further, the adjustment signal extracted from the drive signal is input to the XOR gate 240. The phase control unit 230 controls the phase of the drive signal based on the electrical signal from the XOR gate 240. Thus, the shift between the phase of the electrical signal (drive signal) output from the voltage conversion unit 210 and the phase of the electrical signal output from the detection electrode 150 can be made constant regardless of the frequency of the drive signal. .

以上、図面を参照して本発明の実施形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な構成を採用することもできる。   Although the embodiments of the present invention have been described above with reference to the drawings, these are merely examples of the present invention, and various configurations other than the above can also be adopted.

100 アクチュエータ本体
110 枠体
120 可動電極
130 保持部材
140 固定電極
150 検出用電極
200 回路
210 電圧変換部
220 信号増幅部
230 位相制御部
240 XORゲート
242 アナログ乗算器
250 ローパスフィルタ
260 調節回路
272 第1分周器
274 第2分周器
300 制御部
310 クロック生成部
A1 増幅器
A2 増幅器
C22 キャパシタ
C42 キャパシタ
C44 キャパシタ
C46 キャパシタ
C48 キャパシタ
C52 キャパシタ
C54 キャパシタ
C62 キャパシタ
N42 NOTゲート
N46 NOTゲート
O42 オペアンプ
R22 抵抗
R24 抵抗
R26 抵抗
R41 抵抗
R42 抵抗
R43 抵抗
R44 抵抗
R45 抵抗
R46 抵抗
R47 抵抗
R48 抵抗
R52 抵抗
R54 抵抗
R56 抵抗
R62 抵抗
R64 抵抗
S42 スイッチ
S44 スイッチ
S46 スイッチ
S48 スイッチ
U1 コンパレータ
U2 コンパレータ
U3 コンパレータ
V1 電圧
V2 電圧
V3 電圧
V4 電圧
V5 電圧
V82 電圧
V84 電圧
V86 電圧
V88 電圧
VR 可変抵抗
100 actuator body 110 frame 120 movable electrode 130 holding member 140 fixed electrode 150 detection electrode 200 circuit 210 voltage conversion unit 220 signal amplification unit 230 phase control unit 240 XOR gate 242 analog multiplier 250 low pass filter 260 adjustment circuit 272 first portion Peripheral device 274 Second divider 300 Control unit 310 Clock generation unit A1 Amplifier A2 Amplifier C22 Capacitor C42 Capacitor C44 Capacitor C46 Capacitor C48 Capacitor C52 Capacitor C54 Capacitor C42 Capacitor N42 NOT gate N46 NOT gate O42 Op amp R22 Resistor R24 Resistor R26 Resistor R41 Resistor R42 Resistor R43 Resistor R44 Resistor R45 Resistor R47 Resistor R48 Resistor R52 Resistor R54 Resistor R56 Resistor R62 Resistor R62 Anti-R64 resistance S42 switch S44 switch S46 switch S1 switch U1 comparator U2 comparator U3 comparator V1 voltage V2 voltage V3 voltage V4 voltage V5 voltage V82 voltage V84 voltage V86 voltage V88 voltage VR variable resistor

Claims (5)

アクチュエータ本体と、
回路と、
を備え、
前記アクチュエータ本体は、
可動電極と、
前記可動電極の回転軸となる軸部材と、
平面視で前記可動電極に対向している固定電極と、
平面視で前記可動電極に対向している検出用電極と、
を備え、
前記回路は、
前記固定電極に駆動信号を出力する信号出力部と、
前記駆動信号から取り出された調節用信号の位相を制御する位相制御部と、
前記位相制御部からの電気信号と前記検出用電極からの電気信号とを乗算する第1乗算器と、
を備え、
前記位相制御部は、前記第1乗算器から出力された電気信号の時間積分に基づいて、前記調節用信号の位相を制御する回転型アクチュエータ。
An actuator body,
Circuit,
Equipped with
The actuator body is
A movable electrode,
A shaft member serving as a rotation axis of the movable electrode;
A fixed electrode facing the movable electrode in plan view;
A detection electrode facing the movable electrode in plan view;
Equipped with
The circuit is
A signal output unit that outputs a drive signal to the fixed electrode;
A phase control unit that controls the phase of the adjustment signal extracted from the drive signal;
A first multiplier that multiplies the electric signal from the phase control unit and the electric signal from the detection electrode;
Equipped with
The said phase control part controls the phase of the said signal for adjustment based on the time integral of the electric signal output from said 1st multiplier.
請求項1に記載の回転型アクチュエータにおいて、
前記回路は、
前記第1乗算器から出力された電気信号の時間積分と調節用基準電位とを比較し、前記位相制御部に電気信号を出力する第1コンパレータを備え、
前記調節用基準電位は可変である回転型アクチュエータ。
In the rotary actuator according to claim 1,
The circuit is
A first comparator compares the time integration of the electrical signal output from the first multiplier with the adjustment reference potential, and outputs the electrical signal to the phase control unit.
The rotary actuator wherein the adjustment reference potential is variable.
請求項1又は2に記載の回転型アクチュエータにおいて、
前記回路は、
前記位相制御部からの電気信号が高レベル信号から低レベル信号に遷移するタイミングで出力信号を高レベル信号及び低レベル信号の一方から他方に切り替える分周器と、
前記分周器からの電気信号と前記検出用電極からの電気信号とを乗算する第2乗算器と、
前記分周器からの電気信号の反転信号と前記検出用電極からの電気信号とを乗算する第3乗算器と、
前記第2乗算器からの電気信号の時間積分と前記第3乗算器からの電気信号の時間積分とを比較する第2コンパレータと、
を備える回転型アクチュエータ。
The rotary actuator according to claim 1 or 2
The circuit is
A frequency divider that switches an output signal from one of a high level signal and a low level signal to the other when the electric signal from the phase control unit transitions from a high level signal to a low level signal;
A second multiplier that multiplies the electrical signal from the divider and the electrical signal from the detection electrode;
A third multiplier that multiplies the inverted signal of the electrical signal from the divider and the electrical signal from the detection electrode;
A second comparator that compares the time integral of the electrical signal from the second multiplier with the time integral of the electrical signal from the third multiplier;
Rotary actuator.
請求項1又は2に記載の回転型アクチュエータにおいて、
前記回路は、
前記位相制御部からの電気信号が低レベル信号から高レベル信号に遷移するタイミングで出力信号を高レベル信号及び低レベル信号の一方から他方に切り替える分周器と、
前記分周器からの電気信号に基づいて、前記検出用電極からの電気信号を処理する第1S/H(サンプルアンドホールド)回路と、
前記分周器からの電気信号の反転信号に基づいて、前記検出用電極からの電気信号を処理する第2S/H回路と、
前記第1S/H回路からの電気信号の時間積分と前記第2S/H回路からの電気信号の時間積分とを比較する第2コンパレータと、
を備える回転型アクチュエータ。
The rotary actuator according to claim 1 or 2
The circuit is
A frequency divider that switches an output signal from one of a high level signal and a low level signal to the other at a timing when the electric signal from the phase control unit transitions from a low level signal to a high level signal;
A first S / H (sample and hold) circuit that processes the electrical signal from the detection electrode based on the electrical signal from the frequency divider;
A second S / H circuit that processes the electrical signal from the detection electrode based on the inverted signal of the electrical signal from the frequency divider;
A second comparator that compares the time integration of the electrical signal from the first S / H circuit with the time integration of the electrical signal from the second S / H circuit;
Rotary actuator.
アクチュエータ本体と、
回路と、
を備え、
前記アクチュエータ本体は、
可動電極と、
前記可動電極の回転軸となる軸部材と、
平面視で前記可動電極に対向している固定電極と、
平面視で前記可動電極に対向している検出用電極と、
を備え、
前記回路は、
駆動信号を出力する信号出力部と、
前記駆動信号の位相を制御し、前記固定電極に電気信号を出力する位相制御部と、
前記駆動信号から取り出された調節用信号と前記検出用電極からの電気信号とを乗算する第1乗算器と、
を備え、
前記位相制御部は、前記第1乗算器からの電気信号の時間積分に基づいて、前記駆動信号の位相を制御する回転型アクチュエータ。
An actuator body,
Circuit,
Equipped with
The actuator body is
A movable electrode,
A shaft member serving as a rotation axis of the movable electrode;
A fixed electrode facing the movable electrode in plan view;
A detection electrode facing the movable electrode in plan view;
Equipped with
The circuit is
A signal output unit that outputs a drive signal;
A phase control unit that controls the phase of the drive signal and outputs an electrical signal to the fixed electrode;
A first multiplier that multiplies the adjustment signal extracted from the drive signal and the electrical signal from the detection electrode;
Equipped with
The said phase control part controls the phase of the said drive signal based on the time integration of the electric signal from a said 1st multiplier.
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