JP2017034789A

JP2017034789A - Rotary actuator

Info

Publication number: JP2017034789A
Application number: JP2015150553A
Authority: JP
Inventors: 鈴木　健; Takeshi Suzuki; 健鈴木
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2015-07-30
Filing date: 2015-07-30
Publication date: 2017-02-09
Anticipated expiration: 2035-07-30
Also published as: JP6515723B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To keep constant a deviation between a phase of an electric signal output from an electrode for detection and a phase of an electric signal synchronizing with the electric signal output from the electrode for detection regardless of a condition of the electric signal input to a fixed electrode when generating the electric signal synchronizing with the electric signal output from the electrode for detection in a rotary actuator.SOLUTION: A voltage conversion part 210 (signal output part) outputs a drive signal to a fixed electrode 140. A phase control part 230 controls a phase of a signal for adjustment extracted from the drive signal. An XOR gate 240 (first multiplier) multiplies the electric signal from the phase control part 230 by an electric signal from an electrode 150 for detection. A low pass filter 250 outputs the time integration of the electric signal from the XOR gate 240. The phase control part 230 controls the phase of the signal for adjustment on the basis of the electric signal from the low pass filter 250.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、回転型アクチュエータに関する。 The present invention relates to a rotary actuator.

近年、回転型アクチュエータが開発されている。回転型アクチュエータは、例えば光スキャナーに用いられる。特許文献１〜３には、回転型アクチュエータの一例が記載されている。この例において、回転型アクチュエータは、可動電極、固定電極、及び検出用電極を備える。可動電極は、可動電極と固定電極の間の電圧によって回転する。可動電極の回転は、可動電極と検出用電極の間の静電容量によって検出される。 In recent years, rotary actuators have been developed. The rotary actuator is used for an optical scanner, for example. Patent Documents 1 to 3 describe examples of rotary actuators. In this example, the rotary actuator includes a movable electrode, a fixed electrode, and a detection electrode. The movable electrode is rotated by a voltage between the movable electrode and the fixed electrode. The rotation of the movable electrode is detected by a capacitance between the movable electrode and the detection electrode.

特開２００５−２０８２５１号公報JP-A-2005-208251 特開２０１４−２１１８８号公報JP 2014-21188 A 特開２０１４−２１１８９号公報JP 2014-21189 A

上記したように、回転型アクチュエータでは、固定電極に入力される電気信号によって可動電極が回転する。そして可動電極の回転は、可動電極と検出用電極の間の静電容量、すなわち検出用電極から出力される電気信号によって検出される。回転型アクチュエータの応用においては、検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号を生成することがある。この場合、検出用電極から出力される電気信号の位相と検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号の位相とのずれを、固定電極に入力される電気信号の条件（例えば、周波数）によらず一定にすることが重要となる。 As described above, in the rotary actuator, the movable electrode is rotated by the electric signal input to the fixed electrode. The rotation of the movable electrode is detected by an electrostatic capacity between the movable electrode and the detection electrode, that is, an electric signal output from the detection electrode. In the application of the rotary actuator, an electric signal synchronized with the electric signal output from the detection electrode may be generated. In this case, the difference between the phase of the electrical signal output from the detection electrode and the phase of the electrical signal synchronized with the electrical signal output from the detection electrode is determined based on the condition of the electrical signal input to the fixed electrode (for example, frequency It is important to keep it constant regardless of

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、回転型アクチュエータにおいて検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号を生成する場合、検出用電極から出力される電気信号の位相と検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号の位相とのずれを、固定電極に入力される電気信号の条件によらず一定にすることにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to output an electric signal in synchronization with an electric signal output from a detection electrode in a rotary actuator. The phase difference of the electrical signal synchronized with the electrical signal output from the detection electrode is made constant regardless of the condition of the electrical signal input to the fixed electrode.

本発明に係る回転型アクチュエータは、アクチュエータ本体及び回路を備える。アクチュエータ本体は、可動電極、軸部材、固定電極、及び検出用電極を備える。軸部材は、可動電極の回転軸となる。固定電極は、平面視で可動電極に対向している。検出用電極は、平面視で可動電極に対向している。回路は、信号出力部、位相制御部、及び第１乗算器を備える。信号出力部は、固定電極に駆動電極を出力する。位相制御部は、駆動信号から取り出された調節用信号の位相を制御する。第１乗算器は、位相制御部からの電気信号と検出用電極からの電気信号とを乗算する。位相制御部は、第１乗算器から出力された電気信号の時間積分に基づいて、調節用信号の位相を制御する。 A rotary actuator according to the present invention includes an actuator body and a circuit. The actuator body includes a movable electrode, a shaft member, a fixed electrode, and a detection electrode. The shaft member serves as a rotation axis of the movable electrode. The fixed electrode is opposed to the movable electrode in plan view. The detection electrode faces the movable electrode in plan view. The circuit includes a signal output unit, a phase control unit, and a first multiplier. The signal output unit outputs the drive electrode to the fixed electrode. The phase control unit controls the phase of the adjustment signal extracted from the drive signal. The first multiplier multiplies the electrical signal from the phase control unit and the electrical signal from the detection electrode. The phase control unit controls the phase of the adjustment signal based on the time integration of the electrical signal output from the first multiplier.

本発明に係る回転型アクチュエータは、上記したアクチュエータ本体を備え、さらに回路を備える。回路は、信号出力部、位相制御部、及び第１乗算器を備える。信号出力部は、駆動信号を出力する。位相制御部は、駆動信号の位相を制御し、固定電極に電気信号を出力する。第１乗算器は、駆動信号から取り出された調節用信号と検出用電極からの電気信号とを乗算する。位相制御部は、第１乗算器からの電気信号の時間積分に基づいて、駆動信号の位相を制御する。 The rotary actuator according to the present invention includes the above-described actuator body and further includes a circuit. The circuit includes a signal output unit, a phase control unit, and a first multiplier. The signal output unit outputs a drive signal. The phase control unit controls the phase of the drive signal and outputs an electric signal to the fixed electrode. The first multiplier multiplies the adjustment signal extracted from the drive signal by the electrical signal from the detection electrode. The phase control unit controls the phase of the drive signal based on the time integration of the electrical signal from the first multiplier.

本発明によれば、回転型アクチュエータにおいて検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号を生成する場合、検出用電極から出力される電気信号の位相と検出用電極から出力される電気信号に同期した電気信号の位相とのずれを、固定電極に入力される電気信号の条件によらず一定にすることができる。 According to the present invention, when generating an electrical signal synchronized with the electrical signal output from the detection electrode in the rotary actuator, the phase of the electrical signal output from the detection electrode and the electrical signal output from the detection electrode The deviation from the phase of the electric signal synchronized with can be made constant regardless of the condition of the electric signal input to the fixed electrode.

第１の実施形態に係る回転型アクチュエータ（図２）に用いられるアクチュエータ本体の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the actuator main body used for the rotary actuator (FIG. 2) which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the rotary actuator which concerns on 1st Embodiment. （ａ）は、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２を説明するための図であり、（ｂ）は、電圧Ｖ３を説明するための図である。(A) is a figure for demonstrating the voltage V1 and the voltage V2, (b) is a figure for demonstrating the voltage V3. （ａ）は、電圧Ｖ１と電圧Ｖ４の関係を説明するための図であり、（ｂ）は、電圧Ｖ５と電圧Ｖ４の関係を説明するための図である。(A) is a figure for demonstrating the relationship between the voltage V1 and the voltage V4, (b) is a figure for demonstrating the relationship between the voltage V5 and the voltage V4. 図２の変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification of FIG. 図５に示したアナログ乗算器の構成の詳細を示す図である。It is a figure which shows the detail of a structure of the analog multiplier shown in FIG. 第２の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the rotary actuator which concerns on 2nd Embodiment. （ａ）は、電圧Ｖ４と電圧Ｖ８２の関係を示す図であり、（ｂ）は、電圧Ｖ４と電圧Ｖ８４の関係を示す図である。(A) is a figure which shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V82, (b) is a figure which shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V84. 第３の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the rotary actuator which concerns on 3rd Embodiment. （ａ）は、電圧Ｖ４と電圧Ｖ８６の関係を示す図であり、（ｂ）は、電圧Ｖ４と電圧Ｖ８８の関係を示す図である。(A) is a figure which shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V86, (b) is a figure which shows the relationship between the voltage V4 and the voltage V88. 第４の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the rotary actuator which concerns on 4th Embodiment.

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。尚、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In all the drawings, the same reference numerals are given to the same components, and the description will be omitted as appropriate.

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る回転型アクチュエータ（図２）に用いられるアクチュエータ本体１００の構成を示す図である。アクチュエータ本体１００は、枠体１１０、可動電極１２０、保持部材１３０、固定電極１４０、及び検出用電極１５０を有している。本図に示す例では、アクチュエータ本体１００の外部に制御部３００が設けられている。保持部材１３０（軸部材）は、可動電極１２０を枠体１１０に取り付けており、かつ可動電極１２０の回転軸となる。固定電極１４０は、平面視で可動電極１２０に対向している。検出用電極１５０は、固定電極１４０と並んでおり、可動電極１２０のうち固定電極１４０と対向している辺に対向している。 (First embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an actuator main body 100 used in the rotary actuator (FIG. 2) according to the first embodiment. The actuator body 100 includes a frame 110, a movable electrode 120, a holding member 130, a fixed electrode 140, and a detection electrode 150. In the example shown in the figure, a control unit 300 is provided outside the actuator body 100. The holding member 130 (shaft member) has the movable electrode 120 attached to the frame 110 and serves as a rotation axis of the movable electrode 120. The fixed electrode 140 faces the movable electrode 120 in plan view. The detection electrode 150 is aligned with the fixed electrode 140, and faces the side of the movable electrode 120 that faces the fixed electrode 140.

可動電極１２０の平面形状は矩形である。そして固定電極１４０は、平面視で可動電極１２０を挟むように２つ設けられている。可動電極１２０のうち固定電極１４０と対向する辺（図１においてＸ方向に伸びている辺）は、櫛歯形状となっている。枠体１１０は、可動電極１２０の４辺のうち固定電極１４０と対向していない２つの辺（図１においてＹ方向に伸びている辺）それぞれに対向している。保持部材１３０は、可動電極１２０のうち枠体１１０と対向している２辺それぞれに対して設けられている。詳細には、保持部材１３０は、可動電極１２０のうち枠体１１０と対向している辺の中心に接続している。そして２つの保持部材１３０を結ぶ線が、可動電極１２０の回転軸となっている。本実施形態では、枠体１１０、可動電極１２０、及び保持部材１３０は一体的に形成されている。 The planar shape of the movable electrode 120 is a rectangle. Two fixed electrodes 140 are provided so as to sandwich the movable electrode 120 in plan view. A side of the movable electrode 120 facing the fixed electrode 140 (side extending in the X direction in FIG. 1) has a comb shape. The frame body 110 faces each of two sides (sides extending in the Y direction in FIG. 1) that do not face the fixed electrode 140 among the four sides of the movable electrode 120. The holding member 130 is provided for each of the two sides of the movable electrode 120 facing the frame 110. Specifically, the holding member 130 is connected to the center of the side of the movable electrode 120 facing the frame 110. A line connecting the two holding members 130 is a rotation axis of the movable electrode 120. In the present embodiment, the frame 110, the movable electrode 120, and the holding member 130 are integrally formed.

固定電極１４０のうち可動電極１２０と対向する辺は、櫛歯形状となっており、可動電極１２０の櫛歯部分とかみ合っている。このため、固定電極１４０と可動電極１２０は、互いに対向する部分の面積が大きくなり、その結果、可動電極１２０の駆動力は大きくなる。 A side of the fixed electrode 140 facing the movable electrode 120 has a comb-teeth shape and meshes with a comb-teeth portion of the movable electrode 120. For this reason, the area of the part which the fixed electrode 140 and the movable electrode 120 mutually oppose becomes large, As a result, the driving force of the movable electrode 120 becomes large.

アクチュエータ本体１００の可動電極１２０は、例えば上面が鏡面になっている。この鏡面は、例えば可動電極１２０の上面に金属膜（例えばＡｌ膜）を形成することにより、形成されている。そして可動電極１２０の角度を変えることにより、可動電極１２０に入射してきた光の反射角を変える。アクチュエータ本体１００は、例えば光スキャナーやモーションセンサに用いられる。 The movable electrode 120 of the actuator body 100 has, for example, a mirror surface on the upper surface. This mirror surface is formed, for example, by forming a metal film (for example, an Al film) on the upper surface of the movable electrode 120. Then, by changing the angle of the movable electrode 120, the reflection angle of the light incident on the movable electrode 120 is changed. The actuator body 100 is used for an optical scanner or a motion sensor, for example.

検出用電極１５０は、固定電極１４０と並んでおり、可動電極１２０のうち固定電極１４０と対向している辺に対向している。本図に示す例では、固定電極１４０は、可動電極１２０の辺の中心部分に対向している。そして検出用電極１５０は、固定電極１４０を挟むように設けられており、可動電極１２０の辺の両端それぞれに対向している。固定電極１４０は、検出用電極１５０よりも大きい。本図に示す例では、検出用電極１５０は、可動電極１２０のうち対向する２辺に設けられている。すなわち検出用電極１５０は、保持部材１３０を基準として線対称となるように設けられている。ただし、検出用電極１５０は、可動電極１２０の一辺にのみ設けられていても良い。 The detection electrode 150 is aligned with the fixed electrode 140, and faces the side of the movable electrode 120 that faces the fixed electrode 140. In the example shown in the figure, the fixed electrode 140 faces the central portion of the side of the movable electrode 120. The detection electrode 150 is provided so as to sandwich the fixed electrode 140 and is opposed to both ends of the side of the movable electrode 120. The fixed electrode 140 is larger than the detection electrode 150. In the example shown in this figure, the detection electrodes 150 are provided on two opposing sides of the movable electrode 120. That is, the detection electrode 150 is provided so as to be line symmetric with respect to the holding member 130. However, the detection electrode 150 may be provided only on one side of the movable electrode 120.

可動電極１２０が回転すると、可動電極１２０と検出用電極１５０の間に生じる静電容量が変化する。このため、制御部３００は、この静電容量の大きさに基づいて可動電極１２０の回転角度を算出することができる。すなわち制御部３００は、可動電極１２０と検出用電極１５０の間の静電容量を検出し、検出した静電容量の大きさに基づいて直流電圧を制御する。これにより、制御部３００は、可動電極１２０の回転角度を所望の値に制御することができる。 When the movable electrode 120 rotates, the capacitance generated between the movable electrode 120 and the detection electrode 150 changes. For this reason, the control unit 300 can calculate the rotation angle of the movable electrode 120 based on the capacitance. That is, the control unit 300 detects the capacitance between the movable electrode 120 and the detection electrode 150 and controls the DC voltage based on the detected capacitance. Thereby, the control part 300 can control the rotation angle of the movable electrode 120 to a desired value.

図２は、本実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図である。図１は、図２に示したアクチュエータ本体１００の構成を示す図に相当する。回転型アクチュエータは、アクチュエータ本体１００及び回路２００を備える。本図に示す例において、制御部３００は、コンピュータ、より具体的には、例えば、デスクトップコンピュータ又はラップトップコンピュータである。そして制御部３００は、回転型アクチュエータ（アクチュエータ本体１００及び回路２００）の外側に設けられている。回路２００は、電圧変換部２１０、信号増幅部２２０、位相制御部２３０、ＸＯＲゲート２４０、ローパスフィルタ２５０を備える。制御部３００は、クロック生成部３１０を備える。 FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the rotary actuator according to the present embodiment. FIG. 1 corresponds to a diagram illustrating a configuration of the actuator main body 100 illustrated in FIG. 2. The rotary actuator includes an actuator body 100 and a circuit 200. In the example shown in the figure, the control unit 300 is a computer, more specifically, for example, a desktop computer or a laptop computer. The control unit 300 is provided outside the rotary actuator (the actuator body 100 and the circuit 200). The circuit 200 includes a voltage conversion unit 210, a signal amplification unit 220, a phase control unit 230, an XOR gate 240, and a low-pass filter 250. The control unit 300 includes a clock generation unit 310.

クロック生成部３１０は、クロックを生成する。クロック生成部３１０は、例えば、ＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）のクロックである。クロック生成部３１０は、制御部３００の外部にクロックを出力する。本図に示す例において、クロックは、一定の周波数の矩形波である。 The clock generation unit 310 generates a clock. The clock generation unit 310 is a clock of a CPU (Central Processing Unit), for example. The clock generation unit 310 outputs a clock to the outside of the control unit 300. In the example shown in the figure, the clock is a rectangular wave having a constant frequency.

クロック生成部３１０からのクロックは、電圧変換部２１０（信号出力部）に入力される。電圧変換部２１０は、クロック生成部３１０からのクロックの電圧を所定の電圧に変換する。この場合、電圧変換部２１０は、クロック生成部３１０からのクロックの周波数及び位相を変化させない。このようにして電圧変換部２１０は、駆動信号を生成する。 The clock from the clock generation unit 310 is input to the voltage conversion unit 210 (signal output unit). The voltage converter 210 converts the clock voltage from the clock generator 310 into a predetermined voltage. In this case, the voltage converter 210 does not change the frequency and phase of the clock from the clock generator 310. In this way, the voltage conversion unit 210 generates a drive signal.

電圧変換部２１０からの駆動信号は、信号増幅部２２０を介して固定電極１４０に出力される。詳細には、信号増幅部２２０は、キャパシタＣ２２、抵抗Ｒ２２，Ｒ２４，Ｒ２６、及び増幅器Ａ１を備える。キャパシタＣ２２、抵抗Ｒ２２、抵抗Ｒ２４、及び抵抗Ｒ２６は、電圧変換部２１０からグラウンドに向かう方向にこの順で直列に接続している。キャパシタＣ２２は、電圧変換部２１０からの駆動信号の直流成分を除去するために設けられている。抵抗Ｒ２２，Ｒ２４，Ｒ２６は、電圧変換部２１０からの駆動信号の電圧を分圧するために設けられている。本図に示す例において、増幅器Ａ１は、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２４の間から抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２６の間までの任意の位置に電気的に接続可能である。これにより、増幅器Ａ１の入力電圧は、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２４の間の電圧から抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２６の間の電圧までに可変となる。そして増幅器Ａ１によって増幅された駆動信号がアクチュエータ本体１００の固定電極１４０に入力される。 The drive signal from the voltage conversion unit 210 is output to the fixed electrode 140 via the signal amplification unit 220. Specifically, the signal amplifying unit 220 includes a capacitor C22, resistors R22, R24, R26, and an amplifier A1. The capacitor C22, the resistor R22, the resistor R24, and the resistor R26 are connected in series in this order from the voltage conversion unit 210 toward the ground. The capacitor C22 is provided to remove the direct current component of the drive signal from the voltage conversion unit 210. The resistors R22, R24, and R26 are provided to divide the voltage of the drive signal from the voltage conversion unit 210. In the example shown in this figure, the amplifier A1 can be electrically connected to any position between the resistor R22 and the resistor R24 and between the resistor R24 and the resistor R26. As a result, the input voltage of the amplifier A1 is variable from the voltage between the resistors R22 and R24 to the voltage between the resistors R24 and R26. Then, the drive signal amplified by the amplifier A1 is input to the fixed electrode 140 of the actuator body 100.

アクチュエータ本体１００の可動電極１２０は、固定電極１４０に印加された電圧によって振動する。このため、可動電極１２０の振動の周期は、固定電極１４０に印加された電圧の周期（すなわち、電圧変換部２１０から出力された駆動信号の周期）と同じになる。上記したように、固定電極１４０が振動すると、固定電極１４０と検出用電極１５０の間の静電容量が変化する。静電容量の変化（振動）の周期は、固定電極１４０に印加された電圧の周期（すなわち、電圧変換部２１０から出力された駆動信号の周期）と同じになる。そして静電容量の変化（振動）は、検出用電極１５０の電圧によって検出される。本図に示す例では、検出用電極１５０の電圧が増幅器Ａ２によって増幅される。この場合、増幅器Ａ２から出力される電気信号の周期は、電圧変換部２１０から出力された駆動信号の周期と同じになる。 The movable electrode 120 of the actuator body 100 vibrates due to the voltage applied to the fixed electrode 140. For this reason, the period of vibration of the movable electrode 120 is the same as the period of the voltage applied to the fixed electrode 140 (that is, the period of the drive signal output from the voltage conversion unit 210). As described above, when the fixed electrode 140 vibrates, the capacitance between the fixed electrode 140 and the detection electrode 150 changes. The period of change (vibration) of the capacitance is the same as the period of the voltage applied to the fixed electrode 140 (that is, the period of the drive signal output from the voltage conversion unit 210). The change in capacitance (vibration) is detected by the voltage of the detection electrode 150. In the example shown in the figure, the voltage of the detection electrode 150 is amplified by the amplifier A2. In this case, the cycle of the electrical signal output from the amplifier A2 is the same as the cycle of the drive signal output from the voltage converter 210.

本発明者が検討したところ、増幅器Ａ２から出力された電気信号が極大値又は極小値をとるタイミングと電圧変換部２１０から出力された電気信号が低レベル信号及び高レベル信号の一方から他方に遷移するタイミングとの差は、電圧変換部２１０からの駆動信号の周期によって変化する場合があることが明らかとなった。詳細を後述するように、回路２００は、位相制御部２３０から矩形波の電気信号を出力する。そして本図に示す例では、位相制御部２３０から出力される電気信号が低レベル信号及び高レベル信号の一方から他方に遷移するタイミングと電圧変換部２１０から出力される電気信号が極大値又は極小値をとるタイミングとの差を、電圧変換部２１０からの駆動信号の周期によらず、一定にすることができる。 As a result of examination by the present inventor, the timing at which the electric signal output from the amplifier A2 takes the maximum value or the minimum value and the electric signal output from the voltage conversion unit 210 transit from one of the low level signal and the high level signal to the other. It has been clarified that the difference from the timing to be changed may vary depending on the period of the drive signal from the voltage converter 210. As will be described in detail later, the circuit 200 outputs a rectangular wave electric signal from the phase control unit 230. In the example shown in this figure, the timing at which the electrical signal output from the phase control unit 230 transitions from one of the low-level signal and the high-level signal to the other and the electrical signal output from the voltage conversion unit 210 is a maximum value or a minimum value. The difference from the timing at which the value is taken can be made constant regardless of the period of the drive signal from the voltage converter 210.

位相制御部２３０は、電圧変換部２１０と信号増幅部２２０の間に電気的に接続している。これにより、駆動信号（電圧変換部２１０から出力された電気信号）から取り出された調節用信号が位相制御部２３０に入力される。位相制御部２３０は、調節用信号の位相を制御する。詳細を後述するように、位相制御部２３０は、ローパスフィルタ２５０からの電気信号に基づいて、調節用信号の位相を制御する。なお、位相制御部２３０から出力された電気信号は、歪んでいることがある。このため、本図に示す例では、後述するように、コンパレータＵ１によってこの歪みを取り除いている。 The phase control unit 230 is electrically connected between the voltage conversion unit 210 and the signal amplification unit 220. As a result, the adjustment signal extracted from the drive signal (the electric signal output from the voltage conversion unit 210) is input to the phase control unit 230. The phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal. As will be described in detail later, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal based on the electrical signal from the low-pass filter 250. Note that the electrical signal output from the phase control unit 230 may be distorted. For this reason, in the example shown in this figure, this distortion is removed by the comparator U1, as will be described later.

位相制御部２３０からの電気信号は、コンパレータＵ１を介してＸＯＲゲート２４０（第１乗算器）に入力される。検出用電極１５０（増幅器Ａ２）からの電気信号は、コンパレータＵ２を介してＸＯＲゲート２４０に入力される。これにより、位相制御部２３０からの電気信号と検出用電極１５０からの電気信号がＸＯＲゲート２４０で乗算される。具体的には、ＸＯＲゲート２４０は、位相制御部２３０からの電気信号レベルと検出用電極１５０からの電気信号レベルとが同じ場合には低レベル信号を出力し、位相制御部２３０からの電気信号レベルと検出用電極１５０からの電気信号レベルとが互いに異なる場合には高レベル信号を出力する。 The electric signal from the phase control unit 230 is input to the XOR gate 240 (first multiplier) via the comparator U1. An electrical signal from the detection electrode 150 (amplifier A2) is input to the XOR gate 240 via the comparator U2. As a result, the electrical signal from the phase controller 230 and the electrical signal from the detection electrode 150 are multiplied by the XOR gate 240. Specifically, the XOR gate 240 outputs a low level signal when the electrical signal level from the phase control unit 230 is the same as the electrical signal level from the detection electrode 150, and the electrical signal from the phase control unit 230. When the level and the electric signal level from the detection electrode 150 are different from each other, a high level signal is output.

コンパレータＵ１は、位相制御部２３０からの電気信号の電位と基準電位（例えば、グラウンド電位）とを比較し、その比較結果に基づいて高レベル信号又は低レベル信号を出力する。例えば、コンパレータＵ１は、位相制御部２３０からの電気信号の電位がグラウンド電位よりも高い場合には高レベル信号を出力し、位相制御部２３０からの電気信号の電位がグラウンド電位よりも低い場合には低レベル信号を出力する。これにより、上記したように位相制御部２３０から出力される電気信号が歪んでいたとしても、この歪みを取り除くことができる。 The comparator U1 compares the electric signal potential from the phase control unit 230 with a reference potential (for example, ground potential), and outputs a high level signal or a low level signal based on the comparison result. For example, the comparator U1 outputs a high-level signal when the electric signal potential from the phase control unit 230 is higher than the ground potential, and when the electric signal potential from the phase control unit 230 is lower than the ground potential. Outputs a low level signal. Thereby, even if the electric signal output from the phase control unit 230 is distorted as described above, this distortion can be removed.

コンパレータＵ２は、増幅器Ａ２からの電気信号の電位と基準電位（例えば、グラウンド電位）とを比較し、その比較結果に基づいて高レベル信号又は低レベル信号を出力する。例えば、コンパレータＵ２は、増幅器Ａ２からの電気信号の電位がグラウンド電位よりも高い場合には高レベル信号を出力し、増幅器Ａ２時間積分からの電気信号の電位がグラウンド電位よりも低い場合には低レベル信号を出力する。これにより、増幅器Ａ２からの電気信号（増幅器Ａ２から出力される電気信号は、曲線状の波となっている。）を矩形波に変換することができる。 The comparator U2 compares the potential of the electric signal from the amplifier A2 with a reference potential (for example, ground potential), and outputs a high level signal or a low level signal based on the comparison result. For example, the comparator U2 outputs a high level signal when the electric signal potential from the amplifier A2 is higher than the ground potential, and is low when the electric signal potential from the amplifier A2 time integration is lower than the ground potential. Output level signal. Thereby, the electric signal from the amplifier A2 (the electric signal output from the amplifier A2 is a curved wave) can be converted into a rectangular wave.

なお、本図に示す例において、コンパレータＵ１が出力する矩形波の振幅とコンパレータＵ２が出力する矩形波の振幅は、互いに等しい。 In the example shown in the figure, the amplitude of the rectangular wave output from the comparator U1 is equal to the amplitude of the rectangular wave output from the comparator U2.

ＸＯＲゲート２４０からの電気信号は、ローパスフィルタ２５０を通過する。ローパスフィルタ２５０は、積分器である。これにより、ローパスフィルタ２５０は、ＸＯＲゲート２４０からの電気信号の時間積分を出力する。 The electrical signal from the XOR gate 240 passes through the low pass filter 250. The low-pass filter 250 is an integrator. As a result, the low-pass filter 250 outputs the time integral of the electrical signal from the XOR gate 240.

ローパスフィルタ２５０からの電気信号は、コンパレータＵ３（コンパレータＵ３の詳細は後述する。）を介して、位相制御部２３０に入力される。詳細を後述するように、位相制御部２３０は、ローパスフィルタ２５０からの電気信号に基づいて、調節用信号（電圧変換部２１０からの駆動信号から取り出された電気信号）の位相を制御する。 The electric signal from the low-pass filter 250 is input to the phase control unit 230 via the comparator U3 (the details of the comparator U3 will be described later). As will be described in detail later, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal (the electric signal extracted from the drive signal from the voltage conversion unit 210) based on the electric signal from the low-pass filter 250.

図３（ａ）は、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２を説明するための図であり、図３（ｂ）は、電圧Ｖ３を説明するための図である。図２に示したように、電圧Ｖ１はコンパレータＵ１とＸＯＲゲート２４０の間の電圧であり、電圧Ｖ２はコンパレータＵ２とＸＯＲゲート２４０の間の電圧であり、電圧Ｖ３はＸＯＲゲート２４０とローパスフィルタ２５０の間の電圧である。図３に示すように、電圧Ｖ３は、電圧Ｖ１の電気信号のレベルと電圧Ｖ２の電気信号のレベルとが同じ場合には低レベル信号となり、電圧Ｖ１の電気信号のレベルと電圧Ｖ２の電気信号のレベルとが互いに異なる場合には高レベル信号となる。 FIG. 3A is a diagram for explaining the voltage V1 and the voltage V2, and FIG. 3B is a diagram for explaining the voltage V3. As shown in FIG. 2, the voltage V1 is a voltage between the comparator U1 and the XOR gate 240, the voltage V2 is a voltage between the comparator U2 and the XOR gate 240, and the voltage V3 is the XOR gate 240 and the low-pass filter 250. Is the voltage between. As shown in FIG. 3, the voltage V3 is a low level signal when the level of the electrical signal of the voltage V1 and the level of the electrical signal of the voltage V2 are the same, and the level of the electrical signal of the voltage V1 and the electrical signal of the voltage V2 When the levels are different from each other, a high level signal is obtained.

図２及び図３を用いて、位相制御部２３０の機能について説明する。上記したように、位相制御部２３０は、ローパスフィルタ２５０からの電気信号に基づいて、調節用信号（電圧変換部２１０からの駆動信号から取り出された信号）の位相を制御する。具体的には、位相制御部２３０は、ローパスフィルタ２５０からの電気信号がある一定の値となるように、調節用信号の位相を制御する。本図に示す例では、位相制御部２３０は、ローパスフィルタ２５０からの電気信号がほぼゼロとなるように、調節用信号の位相を制御する。 The function of the phase control unit 230 will be described with reference to FIGS. As described above, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal (the signal extracted from the drive signal from the voltage conversion unit 210) based on the electrical signal from the low-pass filter 250. Specifically, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal so that the electric signal from the low-pass filter 250 has a certain value. In the example shown in this figure, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal so that the electrical signal from the low-pass filter 250 becomes substantially zero.

ローパスフィルタ２５０からの電気信号がある一定の値となる場合とは、位相制御部２３０からの電気信号（電圧Ｖ１）の位相と検出用電極１５０からの電気信号（電圧Ｖ２）の位相との差が固定されている場合である。言い換えると、位相制御部２３０は、ローパスフィルタ２５０からの電気信号が所望の値（例えば、ゼロ）となるように、調節用信号の位相を制御している。本図に示す例では、位相制御部２３０からの電気信号（電圧Ｖ１）の位相と検出用電極１５０からの電気信号（電圧Ｖ２）の位相との差は、電圧Ｖ２の信号が高レベル信号である場合の電圧Ｖ３の高レベル信号の時間積分（＋Ａ）、電圧Ｖ２の信号が高レベル信号である場合の電圧Ｖ３の低レベル信号の時間積分（−Ａ）、電圧Ｖ２の信号が低レベル信号である場合の電圧Ｖ３の高レベル信号の時間積分（＋Ｂ）、及び電圧Ｖ２の信号が低レベル信号である場合の電圧Ｖ３の低レベル信号の時間積分（−Ｂ）の和がゼロとなるように固定されている。 The case where the electric signal from the low-pass filter 250 has a certain value is the difference between the phase of the electric signal (voltage V1) from the phase controller 230 and the phase of the electric signal (voltage V2) from the detection electrode 150. Is fixed. In other words, the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal so that the electric signal from the low-pass filter 250 becomes a desired value (for example, zero). In the example shown in this figure, the difference between the phase of the electrical signal (voltage V1) from the phase control unit 230 and the phase of the electrical signal (voltage V2) from the detection electrode 150 is such that the voltage V2 signal is a high level signal. Time integration (+ A) of the high level signal of the voltage V3 in a certain case, time integration (-A) of the low level signal of the voltage V3 when the signal of the voltage V2 is a high level signal, and a signal of the voltage V2 being a low level signal So that the sum of the time integration (+ B) of the high-level signal of the voltage V3 when the voltage V3 and the time integration (-B) of the low-level signal of the voltage V3 when the signal of the voltage V2 is the low-level signal is zero. It is fixed to.

なお、ローパスフィルタ２５０からの電気信号がゼロとなるように位相制御部２３０が調節用信号の位相を制御したとしても、ローパスフィルタ２５０からの電気信号はゼロからずれる場合がある。本図に示す例では、コンパレータＵ３（第１コンパレータ）を用いることにより、ローパスフィルタ２５０から位相制御部２３０に入力される電気信号をほぼゼロにする。 Even if the phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal so that the electric signal from the low-pass filter 250 becomes zero, the electric signal from the low-pass filter 250 may deviate from zero. In the example shown in the figure, the electric signal input from the low-pass filter 250 to the phase control unit 230 is made substantially zero by using the comparator U3 (first comparator).

詳細には、コンパレータＵ３の第１入力端子（反転入力端子及び非反転入力端子の一方）には、ローパスフィルタ２５０が電気的に接続している。コンパレータＵ３の第２入力端子（反転入力端子及び非反転入力端子の他方）には、調節回路２６０、抵抗Ｒ５２，Ｒ５４，Ｒ５６及びキャパシタＣ５２，Ｃ５４が電気的に接続している。 Specifically, the low-pass filter 250 is electrically connected to the first input terminal (one of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal) of the comparator U3. The adjustment circuit 260, resistors R52, R54, R56 and capacitors C52, C54 are electrically connected to the second input terminal (the other of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal) of the comparator U3.

調節回路２６０は、可変抵抗ＶＲ、抵抗Ｒ６２，Ｒ６４、及びキャパシタＣ６２を備える。可変抵抗ＶＲの両端には、所定の電圧が印加されている。抵抗Ｒ６２及びキャパシタＣ６２は、ローパスフィルタを形成している。抵抗Ｒ６２には、可変抵抗ＶＲから電圧が印加される。キャパシタＣ６２は接地している。抵抗Ｒ６２とキャパシタＣ６２の間には抵抗Ｒ６４が電気的に接続している。これにより、抵抗Ｒ６２から抵抗Ｒ６４に向かう方向に電流が流れる。そしてこの電流は調節回路２６０から出力される。この場合、可変抵抗ＶＲの抵抗値を調節することで、抵抗Ｒ６２に印加される電圧を調節することができる。言い換えると、可変抵抗ＶＲの抵抗値を調節することで、調節回路２６０から出力される電流の値を調節することができる。 The adjustment circuit 260 includes a variable resistor VR, resistors R62 and R64, and a capacitor C62. A predetermined voltage is applied to both ends of the variable resistor VR. The resistor R62 and the capacitor C62 form a low pass filter. A voltage is applied to the resistor R62 from the variable resistor VR. The capacitor C62 is grounded. A resistor R64 is electrically connected between the resistor R62 and the capacitor C62. Thereby, a current flows in a direction from the resistor R62 toward the resistor R64. This current is output from the adjustment circuit 260. In this case, the voltage applied to the resistor R62 can be adjusted by adjusting the resistance value of the variable resistor VR. In other words, the value of the current output from the adjustment circuit 260 can be adjusted by adjusting the resistance value of the variable resistor VR.

コンパレータＵ３の上記した第２入力端子には、調節用基準電位を与えることができる。具体的には、抵抗Ｒ５２及びキャパシタＣ５２は、ローパスフィルタを形成している。抵抗Ｒ５２はコンパレータＵ３の上記した第２入力端子に電気的に接続している。キャパシタＣ５２は接地している。抵抗Ｒ５４の一端は抵抗Ｒ５２とキャパシタＣ５２の間に電気的に接続し、抵抗Ｒ５４の他端は接地している。調節回路２６０からの電流は、抵抗Ｒ５２に流れる。これにより、コンパレータＵ３の上記した第２入力端子に調節用基準電位を与えることができる。上記したように、調節回路２６０からの電流の値は、可変抵抗ＶＲの抵抗値を調節することで、調節することができる。このため、上記した調節用基準電位は、可変抵抗ＶＲの抵抗値を調節することで、調節することができる。 An adjustment reference potential can be applied to the second input terminal of the comparator U3. Specifically, the resistor R52 and the capacitor C52 form a low pass filter. The resistor R52 is electrically connected to the above-described second input terminal of the comparator U3. The capacitor C52 is grounded. One end of the resistor R54 is electrically connected between the resistor R52 and the capacitor C52, and the other end of the resistor R54 is grounded. The current from the adjustment circuit 260 flows through the resistor R52. As a result, the adjustment reference potential can be applied to the second input terminal of the comparator U3. As described above, the value of the current from the adjustment circuit 260 can be adjusted by adjusting the resistance value of the variable resistor VR. For this reason, the reference potential for adjustment described above can be adjusted by adjusting the resistance value of the variable resistor VR.

本図に示す例において、コンパレータＵ３からの出力信号は、抵抗Ｒ５６及びキャパシタＣ５４を介して、コンパレータＵ３の上記した第２入力端子に帰還している。この場合、コンパレータＵ３からの出力信号は、抵抗Ｒ６４とキャパシタＣ６２によるローパスフィルタによって遮断され、かつ抵抗Ｒ５２とキャパシタＣ５２によるローパスフィルタによって遮断される。このため、コンパレータＵ３からの出力信号が調節回路２６０及び抵抗Ｒ５２に流れることが抑制されている。さらに、調節回路２６０からの電流は、キャパシタＣ５４によって遮断される。このため、調節回路２６０からの電流がコンパレータＵ３の出力端子に流れることが抑制される。 In the example shown in the figure, the output signal from the comparator U3 is fed back to the above-described second input terminal of the comparator U3 via the resistor R56 and the capacitor C54. In this case, the output signal from the comparator U3 is blocked by a low-pass filter including a resistor R64 and a capacitor C62, and is blocked by a low-pass filter including a resistor R52 and a capacitor C52. For this reason, it is suppressed that the output signal from the comparator U3 flows into the adjustment circuit 260 and the resistor R52. Further, the current from the adjustment circuit 260 is interrupted by the capacitor C54. For this reason, it is suppressed that the electric current from the adjustment circuit 260 flows into the output terminal of the comparator U3.

本図に示す例では、ローパスフィルタ２５０からの電気信号がゼロからずれていたとしても、コンパレータＵ３の上記した調節用基準電位を調節することにより、ローパスフィルタ２５０から位相制御部２３０に入力される電気信号（すなわち、コンパレータＵ３から位相制御部２３０に入力される電気信号）をほぼゼロにすることができる。 In the example shown in this figure, even if the electrical signal from the low-pass filter 250 is deviated from zero, it is input from the low-pass filter 250 to the phase controller 230 by adjusting the adjustment reference potential of the comparator U3. The electrical signal (that is, the electrical signal input from the comparator U3 to the phase control unit 230) can be made substantially zero.

図４（ａ）は、電圧Ｖ１と電圧Ｖ４の関係を説明するための図であり、図４（ｂ）は、電圧Ｖ５と電圧Ｖ４の関係を説明するための図である。図２に示したように、電圧Ｖ１はコンパレータＵ１とＸＯＲゲート２４０の間の電圧であり、電圧Ｖ４は増幅器Ａ２とコンパレータＵ２の間の電圧であり、電圧Ｖ５は第１分周器２７２から出力された電気信号の電圧である。 FIG. 4A is a diagram for explaining the relationship between the voltage V1 and the voltage V4, and FIG. 4B is a diagram for explaining the relationship between the voltage V5 and the voltage V4. As shown in FIG. 2, the voltage V 1 is a voltage between the comparator U 1 and the XOR gate 240, the voltage V 4 is a voltage between the amplifier A 2 and the comparator U 2, and the voltage V 5 is output from the first frequency divider 272. Is the voltage of the generated electrical signal.

図２及び図４を用いて、第１分周器２７２及び第２分周器２７４について説明する。位相制御部２３０からの電気信号は、コンパレータＵ１を介して第１分周器２７２及び第２分周器２７４に入力される。第１分周器２７２及び第２分周器２７４は、回路２００の外部（本図に示す例では、制御部３００）に電気信号を出力する。 The first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 will be described with reference to FIGS. The electric signal from the phase control unit 230 is input to the first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 via the comparator U1. The first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 output an electrical signal to the outside of the circuit 200 (in the example shown in the figure, the control unit 300).

第１分周器２７２及び第２分周器２７４は、いずれも、コンパレータＵ１からの電気信号の周波数を１／２に分周するために設けられている。より詳細には、コンパレータＵ１からの電気信号（電圧Ｖ１）が高レベル信号から低レベル信号に遷移するタイミングにおいて、第１分周器２７２は、低レベル信号を保持しているときは高レベル信号を出力し、高レベル信号を保持しているときは低レベル信号を出力する（例えば、図４（ｂ））。これに対して、コンパレータＵ１からの電気信号（電圧Ｖ１）が低レベル信号から高レベル信号に遷移するタイミングにおいて、第２分周器２７４は、低レベル信号を保持しているときは高レベル信号を出力し、高レベル信号を保持しているときは低レベル信号を出力する。なお、第１分周器２７２及び第２分周器２７４は、例えば、フリップフロップを用いて形成されている。 Both the first divider 272 and the second divider 274 are provided to divide the frequency of the electric signal from the comparator U1 by ½. More specifically, at the timing when the electrical signal (voltage V1) from the comparator U1 transitions from the high level signal to the low level signal, the first frequency divider 272 holds the low level signal when the high level signal is held. When a high level signal is held, a low level signal is output (for example, FIG. 4B). On the other hand, at the timing when the electrical signal (voltage V1) from the comparator U1 transitions from the low level signal to the high level signal, the second frequency divider 274 holds the low level signal when the high level signal is held. When a high level signal is held, a low level signal is output. The first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 are formed using, for example, flip-flops.

図５は、図２の変形例を示す図である。本図に示す例では、ＸＯＲゲート２４０（図２）がアナログ乗算器２４２（第１乗算器）に置き換わっている。さらに、検出用電極１５０（増幅器Ａ２）からの電気信号は、コンパレータＵ２（図２）を介さず、直接、アナログ乗算器２４２に入力されている。本図に示す例においても、位相制御部２３０からの電気信号の位相と検出用電極１５０からの電気信号の位相との差を固定することができる。 FIG. 5 is a diagram showing a modification of FIG. In the example shown in the figure, the XOR gate 240 (FIG. 2) is replaced with an analog multiplier 242 (first multiplier). Further, the electrical signal from the detection electrode 150 (amplifier A2) is directly input to the analog multiplier 242 without passing through the comparator U2 (FIG. 2). Also in the example shown in this figure, the difference between the phase of the electrical signal from the phase control unit 230 and the phase of the electrical signal from the detection electrode 150 can be fixed.

図６は、図５に示したアナログ乗算器２４２の構成の詳細を示す図である。本図に示す例において、アナログ乗算器２４２は、コンパレータＵ１（位相制御部２３０）からの電気信号と増幅器Ａ２（検出用電極１５０）からの電気信号との積を算出し、その積をローパスフィルタ２５０に出力する。 FIG. 6 is a diagram showing details of the configuration of analog multiplier 242 shown in FIG. In the example shown in the figure, the analog multiplier 242 calculates the product of the electrical signal from the comparator U1 (phase control unit 230) and the electrical signal from the amplifier A2 (detection electrode 150), and the product is a low-pass filter. Output to 250.

詳細には、アナログ乗算器２４２は、オペアンプＯ４２及びスイッチＳ４２，Ｓ４４，Ｓ４６，Ｓ４８を備える。スイッチＳ４２，Ｓ４４，Ｓ４６，Ｓ４８はいずれも、高レベル信号が入力された場合に開き、低レベル信号が入力された場合に閉じる。スイッチＳ４２，Ｓ４６はオペアンプＯ４２の反転入力端子（−）に電気的に接続しており、スイッチＳ４４，Ｓ４８はオペアンプＯ４２の非反転入力端子（＋）に電気的に接続している。本図に示す例では、スイッチＳ４２，Ｓ４８には、互いに直列に接続したＮＯＴゲートＮ４２，Ｎ４４を介してコンパレータＵ１（位相制御部２３０）が電気的に接続し、スイッチＳ４４，Ｓ４６には、ＮＯＴゲートＮ４６を介して増幅器Ａ２（検出用電極１５０）が電気的に接続している。本図に示す例では、コンパレータＵ１（位相制御部２３０）からアナログ乗算器２４２に高レベル信号が入力されている。この場合、スイッチＳ４２，Ｓ４８は開き、スイッチＳ４４，Ｓ４６は閉じる。 Specifically, the analog multiplier 242 includes an operational amplifier O42 and switches S42, S44, S46, and S48. The switches S42, S44, S46, and S48 are all opened when a high level signal is input, and are closed when a low level signal is input. The switches S42 and S46 are electrically connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier O42, and the switches S44 and S48 are electrically connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier O42. In the example shown in this figure, a comparator U1 (phase control unit 230) is electrically connected to the switches S42 and S48 via NOT gates N42 and N44 connected in series with each other, and a NOT is connected to the switches S44 and S46. The amplifier A2 (detection electrode 150) is electrically connected through the gate N46. In the example shown in this figure, a high level signal is input from the comparator U1 (phase control unit 230) to the analog multiplier 242. In this case, the switches S42 and S48 are opened and the switches S44 and S46 are closed.

本図に示す例において、オペアンプＯ４２の反転入力端子（−）には、抵抗Ｒ４１，Ｒ４３及びキャパシタＣ４２が電気的に接続している。抵抗Ｒ４１、スイッチＳ４２、及びキャパシタＣ４２は、増幅器Ａ２（検出用電極１５０）からグラウンドに向かって、この順で直列に接続している。これにより、スイッチＳ４２が閉じている場合、抵抗Ｒ４１及びキャパシタＣ４２は、ローパスフィルタを形成する。さらに、スイッチＳ４２とキャパシタＣ４２の間からグラウンドに向かって、スイッチＳ４６及び抵抗Ｒ４３がこの順で直列に接続している。 In the example shown in the figure, resistors R41 and R43 and a capacitor C42 are electrically connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier O42. The resistor R41, the switch S42, and the capacitor C42 are connected in series in this order from the amplifier A2 (detection electrode 150) to the ground. Thereby, when the switch S42 is closed, the resistor R41 and the capacitor C42 form a low-pass filter. Further, the switch S46 and the resistor R43 are connected in series in this order from the space between the switch S42 and the capacitor C42 toward the ground.

同様にして、オペアンプＯ４２の非反転入力端子（＋）には抵抗Ｒ４２，Ｒ４４及びキャパシタＣ４４が電気的に接続している。抵抗Ｒ４２、スイッチＳ４４、及びキャパシタＣ４４は、増幅器Ａ２（検出用電極１５０）からグラウンドに向かって、この順で直列に接続している。これにより、スイッチＳ４４が閉じている場合、抵抗Ｒ４２及びキャパシタＣ４４は、ローパスフィルタを形成する。さらに、スイッチＳ４４とキャパシタＣ４４の間からグラウンドに向かって、スイッチＳ４８及び抵抗Ｒ４４がこの順で直列に接続している。 Similarly, resistors R42 and R44 and a capacitor C44 are electrically connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier O42. The resistor R42, the switch S44, and the capacitor C44 are connected in series in this order from the amplifier A2 (detection electrode 150) to the ground. Thereby, when the switch S44 is closed, the resistor R42 and the capacitor C44 form a low-pass filter. Further, the switch S48 and the resistor R44 are connected in series in this order from the space between the switch S44 and the capacitor C44 toward the ground.

オペアンプＯ４２の反転入力端子（−）には、抵抗Ｒ４５が電気的に接続している。抵抗Ｒ４５は、オペアンプＯ４２の反転入力端子（−）をスイッチＳ４２とキャパシタＣ４２の間に電気的に接続している。オペアンプＯ４２の出力端子とオペアンプＯ４２の反転入力端子（−）の間には、抵抗Ｒ４７及びキャパシタＣ４６が並列に設けられている。オペアンプＯ４２の非反転入力端子（＋）に電気信号が入力される場合、オペアンプＯ４２、抵抗Ｒ４５，４７、及びキャパシタＣ４６は、積分回路（ローパスフィルタ）となる。 A resistor R45 is electrically connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier O42. The resistor R45 electrically connects the inverting input terminal (−) of the operational amplifier O42 between the switch S42 and the capacitor C42. A resistor R47 and a capacitor C46 are provided in parallel between the output terminal of the operational amplifier O42 and the inverting input terminal (−) of the operational amplifier O42. When an electric signal is input to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier O42, the operational amplifier O42, the resistors R45 and 47, and the capacitor C46 serve as an integration circuit (low-pass filter).

オペアンプＯ４２の非反転入力端子（＋）には、抵抗Ｒ４６，Ｒ４８及びキャパシタＣ４８が電気的に接続している。抵抗Ｒ４６及びキャパシタＣ４８は、スイッチＳ４４とキャパシタＣ４４の間からグラウンドに向かう方向において、この順で直列に接続している。これにより、スイッチＳ４４が閉じている場合、抵抗Ｒ４６及びキャパシタＣ４８は、ローパスフィルタとなる。抵抗Ｒ４８は、抵抗Ｒ４６とキャパシタＣ４８の間をグラウンドに接続している。 Resistors R46 and R48 and a capacitor C48 are electrically connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier O42. The resistor R46 and the capacitor C48 are connected in series in this order in the direction from the switch S44 and the capacitor C44 toward the ground. Thereby, when switch S44 is closed, resistance R46 and capacitor C48 serve as a low pass filter. The resistor R48 connects the resistor R46 and the capacitor C48 to the ground.

オペアンプＯ４２（位相制御部２３０）からアナログ乗算器２４２に高レベル信号が入力される場合、スイッチＳ４２，Ｓ４８は開き、スイッチＳ４４，Ｓ４６は閉じる。この場合、増幅器Ａ２（検出用電極１５０）からの電気信号がオペアンプＯ４２によって非反転増幅される。一方、コンパレータＵ１（位相制御部２３０）からアナログ乗算器２４２に低レベル信号が入力される場合、スイッチＳ４４，Ｓ４６は開き、スイッチＳ４２，Ｓ４８は閉じる。この場合、増幅器Ａ２（検出用電極１５０）からの電気信号がオペアンプＯ４２によって反転増幅される。このようにして、アナログ乗算器２４２は、コンパレータＵ１（位相制御部２３０）からの電気信号と増幅器Ａ２（検出用電極１５０）からの電気信号を乗算する。 When a high level signal is input from the operational amplifier O42 (phase control unit 230) to the analog multiplier 242, the switches S42 and S48 are opened and the switches S44 and S46 are closed. In this case, the electric signal from the amplifier A2 (detection electrode 150) is non-inverted and amplified by the operational amplifier O42. On the other hand, when a low level signal is input from the comparator U1 (phase control unit 230) to the analog multiplier 242, the switches S44 and S46 are opened and the switches S42 and S48 are closed. In this case, the electric signal from the amplifier A2 (detection electrode 150) is inverted and amplified by the operational amplifier O42. In this way, the analog multiplier 242 multiplies the electrical signal from the comparator U1 (phase control unit 230) and the electrical signal from the amplifier A2 (detection electrode 150).

以上、本実施形態によれば、電圧変換部２１０から出力された駆動信号から取り出された調節用信号が位相制御部２３０に入力される。位相制御部２３０は、ローパスフィルタ２５０からの電気信号に基づいて、調節用信号の位相を制御する。これにより、位相制御部２３０から出力される電気信号の位相と検出用電極１５０から出力される電気信号の位相とのずれを、駆動信号の周波数によらず一定にすることができる。 As described above, according to the present embodiment, the adjustment signal extracted from the drive signal output from the voltage converter 210 is input to the phase controller 230. The phase control unit 230 controls the phase of the adjustment signal based on the electrical signal from the low pass filter 250. Thereby, the deviation between the phase of the electrical signal output from the phase control unit 230 and the phase of the electrical signal output from the detection electrode 150 can be made constant regardless of the frequency of the drive signal.

（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図であり、第１の実施形態の図２に対応する。本実施形態に係る回転型アクチュエータは、以下の点を除いて、第１の実施形態に係る回転型アクチュエータと同様の構成である。 (Second Embodiment)
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the rotary actuator according to the second embodiment, and corresponds to FIG. 2 of the first embodiment. The rotary actuator according to the present embodiment has the same configuration as the rotary actuator according to the first embodiment except for the following points.

本図に示す例において、回転型アクチュエータの回路２００は、判定回路２８０を備える。判定回路２８０は、ＮＯＴゲートＮ８２、アナログ乗算器Ｍ８２，Ｍ８４、ローパスフィルタＬ８２，Ｌ８４、及びコンパレータＵ８２を備える。本図に示すように、第１分周器２７２からの電気信号がアナログ乗算器Ｍ８２（第２乗算器）に入力されるとともに、増幅器Ａ２とコンパレータＵ２の間からの電気信号がアナログ乗算器Ｍ８２（第２乗算器）に入力される。さらに、第１分周器２７２からの電気信号がＮＯＴゲートＮ８２を介してアナログ乗算器Ｍ８４（第３乗算器）に入力されるとともに、増幅器Ａ２とコンパレータＵ２の間からの電気信号がアナログ乗算器Ｍ８４（第３乗算器）に入力される。アナログ乗算器Ｍ８２からの電気信号は、ローパスフィルタＬ８２を介してコンパレータＵ８２（第２コンパレータ）に入力される。アナログ乗算器Ｍ８４からの電気信号は、ローパスフィルタＬ８４を介してコンパレータＵ８２（第２コンパレータ）に入力される。 In the example shown in the figure, the rotary actuator circuit 200 includes a determination circuit 280. The determination circuit 280 includes a NOT gate N82, analog multipliers M82 and M84, low-pass filters L82 and L84, and a comparator U82. As shown in the figure, the electric signal from the first frequency divider 272 is input to the analog multiplier M82 (second multiplier), and the electric signal from between the amplifier A2 and the comparator U2 is input to the analog multiplier M82. (Second multiplier). Further, the electrical signal from the first frequency divider 272 is input to the analog multiplier M84 (third multiplier) via the NOT gate N82, and the electrical signal from between the amplifier A2 and the comparator U2 is the analog multiplier. It is input to M84 (third multiplier). The electric signal from the analog multiplier M82 is input to the comparator U82 (second comparator) via the low-pass filter L82. The electric signal from the analog multiplier M84 is input to the comparator U82 (second comparator) via the low pass filter L84.

上記したように、第１分周器２７２から出力される電気信号は、増幅器Ａ２からの電気信号が極小値をとるタイミングで高レベル信号及び低レベル信号の一方から他方に遷移する矩形波である。言い換えると、第１分周器２７２から出力される電気信号（矩形波）は、増幅器Ａ２からの電気信号が極大値をとるタイミングで高レベル信号及び低レベル信号のいずれかとなる。図８を用いて後述するように、アクチュエータ本体１００の状態によっては、増幅器Ａ２からの電気信号は、互いに異なる第１の極大値と第２の極大値が交互に繰り返すようになる。この場合、本図に示す例では、判定回路２８０を用いることにより、可動電極１２０（図１）がいずれの方向に回転しているのかを判断することができる。 As described above, the electrical signal output from the first frequency divider 272 is a rectangular wave that transitions from one of the high-level signal and the low-level signal to the other at the timing when the electrical signal from the amplifier A2 takes a minimum value. . In other words, the electrical signal (rectangular wave) output from the first frequency divider 272 becomes either a high-level signal or a low-level signal at the timing when the electrical signal from the amplifier A2 takes a maximum value. As will be described later with reference to FIG. 8, depending on the state of the actuator body 100, the electric signal from the amplifier A <b> 2 alternately repeats a first maximum value and a second maximum value that are different from each other. In this case, in the example shown in this figure, by using the determination circuit 280, it is possible to determine in which direction the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotating.

図８（ａ）は、電圧Ｖ４と電圧Ｖ８２の関係を示す図であり、図８（ｂ）は、電圧Ｖ４と電圧Ｖ８４の関係を示す図である。図７に示したように、電圧Ｖ４は増幅器Ａ２とコンパレータＵ２の間の電圧であり、Ｖ８２は第１分周器２７２とアナログ乗算器Ｍ８２の間の電圧であり、Ｖ８４はＮＯＴゲートＮ８２とアナログ乗算器Ｍ８４の間の電圧である。図８に示すように、増幅器Ａ２からの電気信号（電圧Ｖ４）は、互いに異なる第１の極大値と第２の極大値が交互に繰り返している。 FIG. 8A is a diagram showing the relationship between the voltage V4 and the voltage V82, and FIG. 8B is a diagram showing the relationship between the voltage V4 and the voltage V84. As shown in FIG. 7, the voltage V4 is a voltage between the amplifier A2 and the comparator U2, V82 is a voltage between the first frequency divider 272 and the analog multiplier M82, and V84 is an analog voltage between the NOT gate N82 and the analog multiplier M82. This is the voltage across the multiplier M84. As shown in FIG. 8, in the electric signal (voltage V4) from the amplifier A2, different first maximum values and second maximum values are alternately repeated.

図７及び図８を用いて、可動電極１２０（図１）がいずれの方向に回転しているかを判断する方法を説明する。アナログ乗算器Ｍ８２は電圧Ｖ４と電圧Ｖ８２を乗算し、アナログ乗算器Ｍ８４は電圧Ｖ４と電圧Ｖ８４を乗算する。ローパスフィルタＬ８２によってアナログ乗算器Ｍ８２からの電気信号の時間積分が算出され、ローパスフィルタＬ８４によってアナログ乗算器Ｍ８４からの電気信号の時間積分が算出される。 A method for determining in which direction the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotating will be described with reference to FIGS. The analog multiplier M82 multiplies the voltage V4 and the voltage V82, and the analog multiplier M84 multiplies the voltage V4 and the voltage V84. The low-pass filter L82 calculates the time integral of the electric signal from the analog multiplier M82, and the low-pass filter L84 calculates the time integral of the electric signal from the analog multiplier M84.

図８に示す例においては、ローパスフィルタＬ８２からの時間積分（図８（ａ）に対応）がローパスフィルタＬ８４からの時間積分（図８（ｂ）に対応）よりも大きくなる。これは、図８（ａ）に示す例では電圧Ｖ８２が高レベル信号であるタイミングで電圧Ｖ４が第１の極大値と第２の極大値のうち大きい極大値をとるのに対し、図８（ｂ）に示す例では電圧Ｖ８４が高レベル信号であるタイミングで電圧Ｖ４が第１の極大値と第２の極大値のうち小さい極大値をとるためである。 In the example shown in FIG. 8, the time integration from the low-pass filter L82 (corresponding to FIG. 8A) is larger than the time integration from the low-pass filter L84 (corresponding to FIG. 8B). In the example shown in FIG. 8A, the voltage V4 takes a maximum value between the first maximum value and the second maximum value at the timing when the voltage V82 is a high level signal, whereas FIG. This is because in the example shown in b), the voltage V4 takes a small maximum value between the first maximum value and the second maximum value at the timing when the voltage V84 is a high level signal.

ローパスフィルタＬ８２からの電気信号及びローパスフィルタＬ８４からの電気信号は、コンパレータＵ８２に入力される。コンパレータＵ８２は、ローパスフィルタＬ８２からの電気信号の大きさとローパスフィルタＬ８４からの電気信号の大きさとを比較する。そしてコンパレータＵ８２は、その比較結果に基づいて、高レベル信号又は低レベル信号を制御部３００に出力する。例えば、コンパレータＵ８２は、ローパスフィルタＬ８２からの電気信号がローパスフィルタＬ８４からの電気信号よりも大きい場合には低レベル信号を出力し、ローパスフィルタＬ８２からの電気信号がローパスフィルタＬ８４からの電気信号よりも小さい場合には高レベル信号を出力する。 The electrical signal from the low pass filter L82 and the electrical signal from the low pass filter L84 are input to the comparator U82. The comparator U82 compares the magnitude of the electrical signal from the low pass filter L82 with the magnitude of the electrical signal from the low pass filter L84. Then, the comparator U82 outputs a high level signal or a low level signal to the control unit 300 based on the comparison result. For example, the comparator U82 outputs a low-level signal when the electrical signal from the low-pass filter L82 is greater than the electrical signal from the low-pass filter L84, and the electrical signal from the low-pass filter L82 is from the electrical signal from the low-pass filter L84. If it is smaller, a high level signal is output.

制御部３００は、記憶部３２０及び判断部３３０を備える。記憶部３２０は、可動電極１２０（図１）が回転している方向と、ローパスフィルタＬ８２からの電気信号とローパスフィルタＬ８４からの電気信号との差（すなわち、コンパレータＵ８２からの出力信号）と、の関係を記憶している。判断部３３０は、記憶部３２０から上記した関係を読み出す。さらに、判断部３３０は、コンパレータＵ８２からの出力信号を受信する。これにより、判断部３３０は、上記した関係とコンパレータＵ８２からの出力信号に基づいて、可動電極１２０（図１）が回転している方向を判断することができる。 The control unit 300 includes a storage unit 320 and a determination unit 330. The storage unit 320 includes a direction in which the movable electrode 120 (FIG. 1) rotates, a difference between the electrical signal from the low-pass filter L82 and the electrical signal from the low-pass filter L84 (that is, an output signal from the comparator U82), I remember the relationship. The determination unit 330 reads the relationship described above from the storage unit 320. Further, the determination unit 330 receives an output signal from the comparator U82. Thereby, the determination part 330 can determine the direction in which the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotating based on the relationship described above and the output signal from the comparator U82.

（第３の実施形態）
図９は、第３の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図であり、第２の実施形態の図７に対応する。本実施形態に係る回転型アクチュエータは、以下の点を除いて、第２の実施形態に係る回転型アクチュエータと同様の構成である。 (Third embodiment)
FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of a rotary actuator according to the third embodiment, and corresponds to FIG. 7 of the second embodiment. The rotary actuator according to this embodiment has the same configuration as that of the rotary actuator according to the second embodiment except for the following points.

本図に示す例において、判定回路２８０は、ＮＯＴゲートＮ８２、Ｓ／Ｈ回路（サンプルアンドホールド回路）ＳＨ８２，ＳＨ８４、ローパスフィルタＬ８２，Ｌ８４、及びコンパレータＵ８２を備える。本図に示すように、第２分周器２７４からの電気信号がＳ／Ｈ回路ＳＨ８２に入力されるとともに、増幅器Ａ２とコンパレータＵ２の間からの電気信号がＳ／Ｈ回路ＳＨ８２に入力される。さらに、第２分周器２７４からの電気信号がＮＯＴゲートＮ８２を介してＳ／Ｈ回路ＳＨ８４に入力されるとともに、増幅器Ａ２とコンパレータＵ２の間からの電気信号がＳ／Ｈ回路ＳＨ８４に入力される。Ｓ／Ｈ回路ＳＨ８２からの電気信号は、ローパスフィルタＬ８２を介してコンパレータＵ８２（第２コンパレータ）に入力される。Ｓ／Ｈ回路ＳＨ８４からの電気信号は、ローパスフィルタＬ８４を介してコンパレータＵ８２（第２コンパレータ）に入力される。 In the example shown in the figure, the determination circuit 280 includes a NOT gate N82, S / H circuits (sample and hold circuits) SH82 and SH84, low-pass filters L82 and L84, and a comparator U82. As shown in the figure, the electrical signal from the second frequency divider 274 is input to the S / H circuit SH82, and the electrical signal from between the amplifier A2 and the comparator U2 is input to the S / H circuit SH82. . Further, the electrical signal from the second frequency divider 274 is input to the S / H circuit SH84 via the NOT gate N82, and the electrical signal from between the amplifier A2 and the comparator U2 is input to the S / H circuit SH84. The The electrical signal from the S / H circuit SH82 is input to the comparator U82 (second comparator) via the low-pass filter L82. The electrical signal from the S / H circuit SH84 is input to the comparator U82 (second comparator) via the low pass filter L84.

上記したように、第２分周器２７４から出力される電気信号は、増幅器Ａ２からの電気信号が極大値をとるタイミングで高レベル信号及び低レベル信号の一方から他方に遷移する矩形波となる。図１０を用いて後述するように、アクチュエータ本体１００の状態によっては、増幅器Ａ２からの電気信号は、互いに異なる第１の極大値と第２の極大値が交互に繰り返すようになる。この場合、本図に示す例では、判定回路２８０を用いることにより、可動電極１２０（図１）がいずれの方向に回転しているのかを判断することができる。 As described above, the electrical signal output from the second frequency divider 274 is a rectangular wave that transitions from one of the high level signal and the low level signal to the other at the timing when the electrical signal from the amplifier A2 takes a maximum value. . As will be described later with reference to FIG. 10, depending on the state of the actuator body 100, the electric signal from the amplifier A <b> 2 alternately repeats a first maximum value and a second maximum value that are different from each other. In this case, in the example shown in this figure, by using the determination circuit 280, it is possible to determine in which direction the movable electrode 120 (FIG. 1) is rotating.

図１０（ａ）は、電圧Ｖ４と電圧Ｖ８６の関係を示す図であり、図１０（ｂ）は、電圧Ｖ４と電圧Ｖ８８の関係を示す図である。図９に示したように、電圧Ｖ４は増幅器Ａ２とコンパレータＵ２の間の電圧であり、Ｖ８６は第２分周器２７４とＳ／Ｈ回路ＳＨ８２の間の電圧であり、Ｖ８８はＮＯＴゲートＮ８２とＳ／Ｈ回路ＳＨ８４の間の電圧である。図１０に示すように、増幅器Ａ２からの電気信号（電圧Ｖ４）は、互いに異なる第１の極大値と第２の極大値が交互に繰り返している。 FIG. 10A is a diagram illustrating the relationship between the voltage V4 and the voltage V86, and FIG. 10B is a diagram illustrating the relationship between the voltage V4 and the voltage V88. As shown in FIG. 9, the voltage V4 is a voltage between the amplifier A2 and the comparator U2, V86 is a voltage between the second divider 274 and the S / H circuit SH82, and V88 is connected to the NOT gate N82. This is the voltage across the S / H circuit SH84. As shown in FIG. 10, in the electric signal (voltage V4) from the amplifier A2, the first maximum value and the second maximum value which are different from each other are alternately repeated.

図９及び図１０を用いて、可動電極１２０（図１）がいずれの方向に回転しているかを判断する方法を説明する。Ｓ／Ｈ回路ＳＨ８２は、電圧Ｖ８６が高レベル信号である場合には電圧Ｖ４の電気信号と同じ電気信号を出力し（サンプルモード）、電圧Ｖ８６が低レベル信号である場合には電圧Ｖ８６が高レベル信号から低レベル信号に遷移するタイミングにおける電圧Ｖ４（すなわち、電圧Ｖ４の電気信号の極大値）を出力する（ホールドモード）。Ｓ／Ｈ回路ＳＨ８４は、電圧Ｖ８８が高レベル信号である場合には電圧Ｖ４の電気信号と同じ電気信号を出力し（サンプルモード）、電圧Ｖ８８が低レベル信号である場合には電圧Ｖ８８が高レベル信号から低レベル信号に遷移するタイミングにおける電圧Ｖ４（すなわち、電圧Ｖ４の電気信号の極大値）を出力する（ホールドモード）。ローパスフィルタＬ８２によってＳ／Ｈ回路ＳＨ８２からの電気信号の時間積分が算出され、ローパスフィルタＬ８４によってＳ／Ｈ回路ＳＨ８４からの電気信号の時間積分が算出される。 A method for determining in which direction the movable electrode 120 (FIG. 1) rotates will be described with reference to FIGS. The S / H circuit SH82 outputs the same electric signal as the voltage V4 when the voltage V86 is a high level signal (sample mode), and the voltage V86 is high when the voltage V86 is a low level signal. The voltage V4 at the timing of transition from the level signal to the low level signal (that is, the maximum value of the electric signal of the voltage V4) is output (hold mode). The S / H circuit SH84 outputs the same electrical signal as that of the voltage V4 when the voltage V88 is a high level signal (sample mode), and the voltage V88 is high when the voltage V88 is a low level signal. The voltage V4 at the timing of transition from the level signal to the low level signal (that is, the maximum value of the electric signal of the voltage V4) is output (hold mode). The low-pass filter L82 calculates the time integral of the electric signal from the S / H circuit SH82, and the low-pass filter L84 calculates the time integral of the electric signal from the S / H circuit SH84.

図１０に示す例においては、ローパスフィルタＬ８２からの時間積分（図１０（ａ）に対応）がローパスフィルタＬ８４からの時間積分（図１０（ｂ）に対応）よりも大きくなる。これは、Ｓ／Ｈ回路ＳＨ８２がホールドモードで出力する電気信号（図１０（ａ）に対応）が、Ｓ／Ｈ回路ＳＨ８４がホールドモードで出力する電気信号（図１０（ｂ）に対応）よりも大きいためである。このような差が生じる理由は、上記したように、電圧Ｖ４の電気信号では、互いに異なる第１の極大値と第２の極大値が交互に繰り返しているためである。 In the example shown in FIG. 10, the time integration from the low-pass filter L82 (corresponding to FIG. 10A) is larger than the time integration from the low-pass filter L84 (corresponding to FIG. 10B). This is because the electric signal output by the S / H circuit SH82 in the hold mode (corresponding to FIG. 10A) is more than the electric signal output by the S / H circuit SH84 in the hold mode (corresponding to FIG. 10B). It is because it is large. The reason why such a difference occurs is that, as described above, in the electric signal of the voltage V4, the first maximum value and the second maximum value that are different from each other are alternately repeated.

（第４の実施形態）
図１１は、第４の実施形態に係る回転型アクチュエータの構成を示す図であり、第１の実施形態の図２に対応する。本実施形態に係る回転型アクチュエータは、以下の点を除いて、第１の実施形態に係る回転型アクチュエータと同様の構成である。 (Fourth embodiment)
FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration of a rotary actuator according to the fourth embodiment, and corresponds to FIG. 2 of the first embodiment. The rotary actuator according to the present embodiment has the same configuration as the rotary actuator according to the first embodiment except for the following points.

クロック生成部３１０は、クロックを生成する。クロック生成部３１０からのクロックは、電圧変換部２１０（信号出力部）に入力される。電圧変換部２１０は、クロック生成部３１０からのクロックの電圧を所定の電圧に変換する。このようにして、電圧変換部２１０は、駆動信号を生成する。 The clock generation unit 310 generates a clock. The clock from the clock generation unit 310 is input to the voltage conversion unit 210 (signal output unit). The voltage converter 210 converts the clock voltage from the clock generator 310 into a predetermined voltage. In this way, the voltage converter 210 generates a drive signal.

電圧変換部２１０からの駆動信号は、位相制御部２３０に入力される。位相制御部２３０は、駆動信号の位相を制御する。詳細を後述するように、位相制御部２３０は、ローパスフィルタ２５０からの電気信号に基づいて、駆動信号の位相を制御する。 A drive signal from the voltage conversion unit 210 is input to the phase control unit 230. The phase control unit 230 controls the phase of the drive signal. As will be described in detail later, the phase control unit 230 controls the phase of the drive signal based on the electrical signal from the low-pass filter 250.

なお、位相制御部２３０から出力された電気信号は、歪んでいることがある。このため、本図に示す例では、後述するように、コンパレータＵ１によってこの歪みを取り除いている。 Note that the electrical signal output from the phase control unit 230 may be distorted. For this reason, in the example shown in this figure, this distortion is removed by the comparator U1, as will be described later.

位相制御部２３０からの電気信号は、コンパレータＵ１を介して信号増幅部２２０に入力される。図２を用いて説明したように、コンパレータＵ１は、位相制御部２３０からの電気信号の電位と基準電位（例えば、グラウンド電位）とを比較し、その比較結果に基づいて高レベル信号又は低レベル信号を出力する。これにより、位相制御部２３０からの電気信号の歪みを取り除くことができる。さらに、図２を用いて説明したように、信号増幅部２２０は、コンパレータＵ１からの電気信号を増幅し、かつ増幅された電気信号を固定電極１４０に出力する。 The electric signal from the phase control unit 230 is input to the signal amplification unit 220 via the comparator U1. As described with reference to FIG. 2, the comparator U1 compares the potential of the electric signal from the phase control unit 230 with a reference potential (for example, ground potential), and based on the comparison result, a high level signal or a low level signal. Output a signal. Thereby, the distortion of the electric signal from the phase control unit 230 can be removed. Further, as described with reference to FIG. 2, the signal amplifying unit 220 amplifies the electric signal from the comparator U <b> 1 and outputs the amplified electric signal to the fixed electrode 140.

アクチュエータ本体１００の可動電極１２０は、固定電極１４０に印加された電圧によって振動する。固定電極１４０が振動すると、固定電極１４０と検出用電極１５０の間の静電容量が変化する。静電容量の変化（振動）は、検出用電極１５０の電圧によって検出される。本図に示す例では、検出用電極１５０の電圧が増幅器Ａ２によって増幅される。 The movable electrode 120 of the actuator body 100 vibrates due to the voltage applied to the fixed electrode 140. When the fixed electrode 140 vibrates, the electrostatic capacitance between the fixed electrode 140 and the detection electrode 150 changes. The change in capacitance (vibration) is detected by the voltage of the detection electrode 150. In the example shown in the figure, the voltage of the detection electrode 150 is amplified by the amplifier A2.

電圧変換部２１０と位相制御部２３０の間の駆動信号から調節用信号が取り出される。そして調節用信号は、ＸＯＲゲート２４０（乗算器）に入力される。検出用電極１５０（増幅器Ａ２）からの電気信号は、コンパレータＵ２を介してＸＯＲゲート２４０に入力される。これにより、電圧変換部２１０と位相制御部２３０の間からの電気信号（調節用信号）と検出用電極１５０からの電気信号がＸＯＲゲート２４０で乗算される。なお、図２に示した例と同様にして、コンパレータＵ２は、増幅器Ａ２からの電気信号を矩形波に変換するために設けられている。 An adjustment signal is extracted from the drive signal between the voltage converter 210 and the phase controller 230. The adjustment signal is input to the XOR gate 240 (multiplier). An electrical signal from the detection electrode 150 (amplifier A2) is input to the XOR gate 240 via the comparator U2. As a result, the XOR gate 240 multiplies the electric signal (adjustment signal) between the voltage converter 210 and the phase controller 230 and the electric signal from the detection electrode 150. Similar to the example shown in FIG. 2, the comparator U2 is provided to convert the electrical signal from the amplifier A2 into a rectangular wave.

ローパスフィルタ２５０からの電気信号は、コンパレータＵ３（コンパレータＵ３の機能は、図２に示した例と同様である。）を介して、位相制御部２３０に入力される。位相制御部２３０は、ローパスフィルタ２５０からの電気信号に基づいて、駆動信号の位相を制御する。具体的には、位相制御部２３０は、電圧変換部２１０と位相制御部２３０の間からの電気信号（調節用信号）の位相と検出用電極１５０からの電気信号の位相との差が固定される（言い換えると、ローパスフィルタ２５０から出力される電気信号がある一定の値（例えば、ゼロ）となる）ように、駆動信号の位相を制御する。 The electrical signal from the low-pass filter 250 is input to the phase control unit 230 via the comparator U3 (the function of the comparator U3 is the same as the example shown in FIG. 2). The phase control unit 230 controls the phase of the drive signal based on the electrical signal from the low pass filter 250. Specifically, the phase control unit 230 fixes the difference between the phase of the electrical signal (adjustment signal) between the voltage conversion unit 210 and the phase control unit 230 and the phase of the electrical signal from the detection electrode 150. In other words, the phase of the drive signal is controlled so that the electric signal output from the low-pass filter 250 has a certain value (for example, zero).

電圧変換部２１０とＸＯＲゲート２４０の間には、第１分周器２７２及び第２分周器２７４が電気的に接続している。図２に示した例と同様にして、第１分周器２７２及び第２分周器２７４は、第１分周器２７２に入力された電気信号及び第２分周器２７４に入力された電気信号をそれぞれ分周するために設けられている。 A first frequency divider 272 and a second frequency divider 274 are electrically connected between the voltage converter 210 and the XOR gate 240. Similarly to the example shown in FIG. 2, the first frequency divider 272 and the second frequency divider 274 are the electric signal input to the first frequency divider 272 and the electric frequency input to the second frequency divider 274. It is provided to divide each signal.

本実施形態によれば、電圧変換部２１０から出力された駆動信号が位相制御部２３０に入力される。さらに、駆動信号から取り出された調節用信号がＸＯＲゲート２４０に入力される。位相制御部２３０は、ＸＯＲゲート２４０からの電気信号に基づいて、駆動信号の位相を制御する。これにより、電圧変換部２１０から出力される電気信号（駆動信号）の位相と検出用電極１５０から出力される電気信号の位相とのずれを、駆動信号の周波数によらず一定にすることができる。 According to the present embodiment, the drive signal output from the voltage conversion unit 210 is input to the phase control unit 230. Further, the adjustment signal extracted from the drive signal is input to the XOR gate 240. The phase control unit 230 controls the phase of the drive signal based on the electrical signal from the XOR gate 240. Thereby, the deviation between the phase of the electrical signal (drive signal) output from the voltage converter 210 and the phase of the electrical signal output from the detection electrode 150 can be made constant regardless of the frequency of the drive signal. .

以上、図面を参照して本発明の実施形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な構成を採用することもできる。 As mentioned above, although embodiment of this invention was described with reference to drawings, these are the illustrations of this invention, Various structures other than the above are also employable.

１００アクチュエータ本体
１１０枠体
１２０可動電極
１３０保持部材
１４０固定電極
１５０検出用電極
２００回路
２１０電圧変換部
２２０信号増幅部
２３０位相制御部
２４０ＸＯＲゲート
２４２アナログ乗算器
２５０ローパスフィルタ
２６０調節回路
２７２第１分周器
２７４第２分周器
３００制御部
３１０クロック生成部
Ａ１増幅器
Ａ２増幅器
Ｃ２２キャパシタ
Ｃ４２キャパシタ
Ｃ４４キャパシタ
Ｃ４６キャパシタ
Ｃ４８キャパシタ
Ｃ５２キャパシタ
Ｃ５４キャパシタ
Ｃ６２キャパシタ
Ｎ４２ＮＯＴゲート
Ｎ４６ＮＯＴゲート
Ｏ４２オペアンプ
Ｒ２２抵抗
Ｒ２４抵抗
Ｒ２６抵抗
Ｒ４１抵抗
Ｒ４２抵抗
Ｒ４３抵抗
Ｒ４４抵抗
Ｒ４５抵抗
Ｒ４６抵抗
Ｒ４７抵抗
Ｒ４８抵抗
Ｒ５２抵抗
Ｒ５４抵抗
Ｒ５６抵抗
Ｒ６２抵抗
Ｒ６４抵抗
Ｓ４２スイッチ
Ｓ４４スイッチ
Ｓ４６スイッチ
Ｓ４８スイッチ
Ｕ１コンパレータ
Ｕ２コンパレータ
Ｕ３コンパレータ
Ｖ１電圧
Ｖ２電圧
Ｖ３電圧
Ｖ４電圧
Ｖ５電圧
Ｖ８２電圧
Ｖ８４電圧
Ｖ８６電圧
Ｖ８８電圧
ＶＲ可変抵抗 100 actuator body 110 frame 120 movable electrode 130 holding member 140 fixed electrode 150 detection electrode 200 circuit 210 voltage conversion unit 220 signal amplification unit 230 phase control unit 240 XOR gate 242 analog multiplier 250 low-pass filter 260 adjustment circuit 272 first minute Frequency divider 274 Second frequency divider 300 Control unit 310 Clock generation unit A1 Amplifier A2 Amplifier C22 Capacitor C42 Capacitor C44 Capacitor C48 Capacitor C52 Capacitor C54 Capacitor N62 NOT gate N46 NOT gate O42 Operational amplifier R22 Resistor R24 Resistor R26 Resistor R41 Resistor R42 Resistor R43 Resistor R44 Resistor R45 Resistor R46 Resistor R47 Resistor R48 Resistor R52 Resistor R54 Resistor R56 Resistor R62 Resistor Anti-R64 resistor S42 switch S44 switch S46 switch S48 switch U1 comparator U2 comparator U3 comparator V1 voltage V2 voltage V3 voltage V4 voltage V5 voltage V82 voltage V84 voltage V86 voltage V88 voltage VR variable resistance

Claims

An actuator body;
Circuit,
With
The actuator body is
A movable electrode;
A shaft member serving as a rotation axis of the movable electrode;
A fixed electrode facing the movable electrode in plan view;
A detection electrode facing the movable electrode in plan view;
With
The circuit is
A signal output unit for outputting a drive signal to the fixed electrode;
A phase controller for controlling the phase of the adjustment signal extracted from the drive signal;
A first multiplier for multiplying the electrical signal from the phase control unit by the electrical signal from the detection electrode;
With
The phase control unit is a rotary actuator that controls the phase of the adjustment signal based on time integration of the electrical signal output from the first multiplier.

The rotary actuator according to claim 1, wherein
The circuit is
A first comparator that compares the time integration of the electrical signal output from the first multiplier with a reference potential for adjustment and outputs the electrical signal to the phase controller;
A rotary actuator in which the adjustment reference potential is variable.

The rotary actuator according to claim 1 or 2,
The circuit is
A frequency divider that switches the output signal from one of the high level signal and the low level signal to the other at the timing when the electrical signal from the phase control unit transitions from the high level signal to the low level signal;
A second multiplier for multiplying the electrical signal from the frequency divider by the electrical signal from the detection electrode;
A third multiplier for multiplying the inverted signal of the electrical signal from the frequency divider by the electrical signal from the detection electrode;
A second comparator for comparing the time integration of the electrical signal from the second multiplier with the time integration of the electrical signal from the third multiplier;
A rotary actuator comprising:

The rotary actuator according to claim 1 or 2,
The circuit is
A frequency divider that switches the output signal from one of the high level signal and the low level signal to the other at the timing when the electrical signal from the phase control unit transitions from the low level signal to the high level signal;
A first S / H (sample and hold) circuit for processing the electrical signal from the detection electrode based on the electrical signal from the frequency divider;
A second S / H circuit for processing an electrical signal from the detection electrode based on an inverted signal of the electrical signal from the frequency divider;
A second comparator for comparing the time integration of the electrical signal from the first S / H circuit with the time integration of the electrical signal from the second S / H circuit;
A rotary actuator comprising:

An actuator body;
Circuit,
With
The actuator body is
A movable electrode;
A shaft member serving as a rotation axis of the movable electrode;
A fixed electrode facing the movable electrode in plan view;
A detection electrode facing the movable electrode in plan view;
With
The circuit is
A signal output unit for outputting a drive signal;
A phase control unit that controls the phase of the drive signal and outputs an electrical signal to the fixed electrode;
A first multiplier for multiplying the adjustment signal extracted from the drive signal by the electrical signal from the detection electrode;
With
The phase control unit is a rotary actuator that controls a phase of the drive signal based on time integration of an electric signal from the first multiplier.