JP6505816B1 - アンテナアレイの位相制御器及び位相制御方法、並びにそれを用いた通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のアンテナを持つアンテナアレイの位相制御器を有し又は位相制御方法を実行する通信装置を提供する。
【解決手段】アンテナアレイの位相制御器が、アンテナアレイの方向インデックスを判定し、かつ合同モジュロの式に基づいて方向インデックスに応じて位相インデックスを算出する、判定回路と、位相インデックスに応じてＫ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号の間でＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を選択し、ＬとＫは１より大きな整数であり、ＬがＫよりも大きくない、スイッチングボックスと、Ｌ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を受信してアンテナアレイのＬ個のアンテナに対してＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号を生成するＬ個の位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザとを備え、第２の周波数信号が、第１周波数信号の第１周波数よりも大きい、周波数合成モジュールとを含む。
【選択図】図３

Description

本開示は、複数のアンテナを持つアンテナアレイの位相制御器を有する又は位相制御方法を実行する通信装置に関する、またより詳細には、合同モジュロの式（ｃｏｎｇｒｕｅｎｅｃｅ ｍｏｄｕｌｏ ｅｑｕａｔｉｏｎ）に基づいた多位相コヒーレント位相同期ループ（ＰＬＬ）周波数シンセサイザを用いてアンテナアレイの位相制御器を有する又は位相制御方法を実行する通信装置に関する。

複数のアンテナを持つアンテナアレイは、トランシーバ、発信機又は受信機などの通信機器に広く使われており、アンテナアレイの位相は放射信号のための特定の主方向を有するように制御されることができる（すなわち、放射電磁界のパターンを制御することができる）。アンテナアレイの従来の制御方法は、複数の位相シフタによって実施でき、ＰＬＬの各隣接２つが相互に結合されている。

図１Ａを参照すると、図１Ａは通信装置に使用されている従来の位相制御器の概略図を示す。図１Ａにおいて、通信装置１は複数の位相シフタＰＳ＿１〜ＰＳ＿ｎ及び複数のアンテナＡＮＴ＿１〜ＡＮＴ＿ｎを備え、ただしｎは１よりも大きい整数である。位相シフタＰＳ＿１〜ＰＳ＿ｎは従来の位相制御器を形成し、アンテナＡＮＴ＿１〜ＡＮＴ＿ｎはアンテナアレイを形成し、ＡＮＴ＿１〜ＡＮＴ＿ｎのＡＮＴの各隣接２つが離間距離ｄを有する。

位相シフタＰＳ＿１〜ＰＳ＿ｎの各々は、第１の送信信号を受信しかつ異なる位相φ_０〜φ_ｎを有する複数の送信信号を生成するように、アンテナＡＮＴ＿１〜ＡＮＴ＿ｎの対応する１つへ送信信号の位相をシフトする。位相φ_０〜φ_ｎは、角度θ（縦軸ｙに対して）、若しくはアンテナアレイの主放射方向ＭＤを判定することができ、そしてアンテナＡＮＴ＿１〜ＡＮＴ＿ｎの各隣接２つの波面間の距離は、アンテナアレイの角度θに関連している。したがって、位相φ_０〜φ_ｎを制御することにより、アンテナアレイの放射電磁界のパターンを判定することができる。

次に、図１Ｂを参照すると、図１Ｂは、通信装置に使用されている別の１つの従来の位相制御器の概略図を示す。通信機器１’と１との間の違いは、通信装置１’の位相シフタＰＤ＿１〜ＰＤ＿ｎの構成が通信装置１の位相シフタＰＳ＿１〜ＰＳ＿ｎのそれと同じではないことにある。具体的には、通信装置１’は位相シフタＰＤ＿１〜ＰＤ＿ｎのステップ位相シフトの構成を採用し、位相シフタＰＤ＿２〜ＰＤ＿ｎの各々は、先の一方の位相シフタＰＤ＿１〜ＰＤ＿（ｎ−１）によって位相Δφでシフトされる送信信号を受信し、かつ位相シフタは送信信号を受信する。位相Δφを制御することにより、アンテナアレイの放射電磁界のパターンを判定することができる。

異なる周波数における位相シフタの変更された位相は、互いに同一ではなく、位相シフタは位相不均衡とゲイン不一致の問題を持っている。そのため、固定された差動位相を有することが予想される送信信号は、位相エラーと振幅エラーを有する可能性があり、かつそれはアンテナアレイの所望される放射電磁界のパターンが正しくないことの原因になっている。

前述のように、アンテナアレイの別の１つの従来の制御方法は、複数のＰＬＬを採用し、ＰＬＬの各隣接の２つは結合され、制御信号をＰＬＬの電圧制御発振器（ＶＣＯ）へ入力してアンテナアレイの位相を制御することができる。しかし、このアンテナアレイの従来の制御方法は、高い精度及び低い位相ノイズを伴う基準信号源を備えていない、かつ注入及び同期のために結合ＶＣＯを使用する。したがって結果的に、高い位相ノイズがＶＣＯの出力信号に存在し、かつ出力周波数が正確ではない。

本開示の目的は、低い位相エラー及び振幅エラー、高い周波数精度並びに正しい所望放射電磁界のパターンを有するように、位相制御器を有するか又は複数のアンテナを持つアンテナアレイの位相制御方法を実行する通信装置を提供することにある。

少なくとも上記目標を達成するために、本開示は、アンテナアレイの方向インデックスを判定し、かつ合同モジュロの式に基づいて方向インデックスに応じて位相インデックスを算出する、該判定回路に接続されて、位相インデックスに応じてＫ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号の中からＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を選択する（ＬとＫは１より大きい整数でありかつＬがＫよりも大きくない）、スイッチングボックスと、該スイッチングボックスに接続されて、Ｌ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を受信してアンテナアレイのＬ個のアンテナに対してＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号を生成するための位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザ（第２周波数信号の第２周波数が、第１周波数信号の第１周波数よりも大きい）を備える周波数合成モジュールと、を備える、アンテナアレイの位相制御器を提供する。

少なくとも上記の目標を達成するためには、本開示はＫ個の異なる第１位相を有する第１周波数信号を提供する多相信号生成回路と、アンテナアレイを形成するＬ個のアンテナと、該多相信号生成回路と該Ｌ個のアンテナとの間で接続される、該アンテナアレイの上記位相制御器と、を備える、通信装置を提供する。

少なくとも上記の目標を達成するには、アンテナアレイの方向インデックスを判定することと、合同モジュロの式に基づいて方向インデックスに応じて位相インデックスを算出することと、位相インデックスに応じてＫ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号の中からＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を選択することと（ＬとＫは１より大きい整数であり、かつＬがＫよりも大きくない）、Ｌ個の位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザを用いてＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号に応じてアンテナアレイのＬ個のアンテナに対してＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号を生成することと（第２周波数信号の第２周波数が、第１周波数信号の第１周波数よりも大きい）、を含むアンテナアレイの位相制御方法を提供する。

本開示の一実施形態では、Ｋ個の第１位相は、０，δφ，２δφ，…，（Ｋ−１）δφであり、Ｌ個の異なる第１位相は、０，Δθ，２Δθ，…，（Ｌ−１）Δθであり、Ｌ個の異なる第２位相は、０，Δφ，２Δφ，…，（Ｌ−１）Δφであり、δφが位相の分解であり、２π／Ｋに等しい、Δφはｋδφに等しい、ｋは方向インデックスであり整数である、Δθはｌδφに等しい、ｌは位相インデックスであり整数であり、また合同モジュロの式はＭｌ≡ｋ（ｍｏｄ Ｋ）（ただしＭ＝Ｐ／ＱかつＭとＫがは互いに素数の整数である）であり、Ｍは周波数の除数である。

本開示の一実施形態では、Ｋ個の異なる第１位相が、０，δφ，２δφ，…，（Ｋ−１）δφであり、Ｌ個の異なる第１位相が、０，Δθ，２Δθ，…，（Ｌ−１）Δθであり、Ｌ個の異なる第２位相が、０，Δφ，２Δφ，…，（Ｌ−１）Δφであり、δφが位相分解能であり、２π／Ｋに等しく、Δφがｋδφに等しく、ｋがは方向インデックスであり整数であり、Δθがｌδφに等しく、ｌが位相インデックスであり整数であり、また合同モジュロの式がＰｌ≡Ｑｋ（ｍｏｄ ＱＫ）（ただしＭ＝Ｐ／ＱかつＰとＱが互いに素数の整数である）であり、Ｍが周波数の除数である。

本開示の一実施形態では、スイッチングボックスは、複数の入力線ＩＮ＿０，ＩＮ＿１，…，ＩＮ＿Ｋ−１と、複数の出力線ＯＵＴ＿０，ＯＵＴ＿１，…，ＯＵＴ＿Ｋ−１と、複数のスイッチｒ_０，ｒ_１，ｒ_２，…，ｒ_ＬＫ−１と、を備え、スイッチｒ_ｎＫ〜ｒ_{（ｎ＋１）Ｋ−１}の第１端部は出力線ＯＵＴ＿ｎに接続され、かつスイッチｒ_ｎＫ〜ｒ_{（ｎ＋１）Ｋ−１}の第２の端部は入力線ＩＮ＿０〜ＩＮ＿Ｋ−１に接続され、ｎが０からＬ−１までの整数であり、スイッチｒ_０，ｒ_１，ｒ_２，…，ｒ_ＬＫ−１は、Ｋ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号の中からＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を選択するように、位相インデックスに基づいてオン又はオフされる。

本開示の一実施形態では、位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザは、Ｌ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号の対応する１つ及び分周信号を受信する、混合器と、該混合器に接続されていて、該混合器の出力信号をフィルタリングする、ローパス・フィルタと、該ローパス・フィルタに接続され、該ローパス・フィルタから出力される制御電圧に応じて、対応するＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号を１つ生成する、電圧制御発振器と、混合器及び電圧制御発振器に接続されていて、前記対応するＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号に応じて分周信号を生成する、分周器と、を備える。

本開示の一実施形態では、多相信号生成回路が、直列接続される遅延ユニットを有し、基準クロック信号を受信する電圧制御遅延線と、該電圧制御遅延線に接続されていて、基準信号の位相と電圧制御遅延線の出力信号を比較して比較信号を出力する、位相検出器及び電圧制御遅延線に接続され、比較信号をフィルタリングする、ローパス・フィルタと、を備え、遅延ユニットの遅延時間がローパス・フィルタの出力信号によって制御され、かつ遅延ユニットの入力端部を使用してＫ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号を出力する。

本開示の一実施形態では、多相信号生成回路が、基準クロック信号と分周信号を受信し、該基準クロック信号と該分周信号の周波数と位相を比較して比較信号を出力する、位相周波数検出器と、該位相周波数検出器に接続され、該比較信号の電圧を上げる、チャージポンプと、該チャージポンプに接続され、該チャージポンプの出力信号をフィルタリングする、ループフィルタと、該ループフィルタに接続され、該ループフィルタの出力信号を受信して直交位相を有する振動信号を生成する、直交電圧制御発振器と、該直交電圧制御発振器に接続され、該直交位相を有する該振動信号の１つを受信して分周信号を生成する、分周器と、該直交電圧制御発振器に接続され、直交位相を有する振動信号を受信してＫ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号を生成する、注入同期分周器と、を備える。

本開示の一実施形態では、通信装置はＬ−パスフロントエンド回路モジュールをさらに備え、該Ｌ−パスフロントエンド回路モジュールはＬフロントエンド回路を備え、該フロントエンド回路が、送信中間周波信号をＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号に対応する１つで混合する、混合器と、該混合器に接続されて、該混合器の出力信号をフィルタリングする、フィルタと、該フィルタに接続されて、出力信号を対応するアンテナに生成するように該フィルタの出力信号を増幅する、電力増幅器と、を備える。

本開示の一実施形態では、通信装置は、受信機、発信機又はトランシーバである。

本開示の一実施形態では、方向インデックスは、位相、主放射方向とアンテナアレイの放射電磁界のパターンに関連している。

要約すると、アンテナアレイのための従来の位相制御器又は位相制御方式と比較して、本開示は低い位相エラー及び振幅エラー、高い周波数精度並びに正確な所望放射電磁界のパターンの利点を有する。

通信装置に使用されている従来の位相制御器の概略図を示す。 通信装置に使用されているもう１つ別の従来の位相制御器の概略図を示す。 本開示の一実施形態に係わる位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザのブロック図を示す。 本開示の一実施形態に係わる通信装置のブロック図を示す。 本開示の一実施形態に係わるスイッチングボックスの回路図を示す。 本開示の一実施形態に係わる多相信号生成回路のブロック図を示す。 本開示の別の一実施形態に係わる多相信号生成回路のブロック図を示します。 本開示の一実施形態に係わるアンテナアレイの位相制御方法のフローチャートである。 本開示の一実施形態に係わるアンテナアレイの位相制御器又は位相制御方法が使用されている状態で、異なる方向インデックスを有するアンテナアレイの放射電磁界のパターンの模式図である。 本開示の一実施形態に係わるアンテナアレイの位相制御器又は位相制御方法が使用されている状態で、異なる方向インデックスを有するアンテナアレイの放射電磁界のパターンの模式図である。

審査官に本開示の目的、特性及び効果を容易に理解させるべく、本開示の詳細な説明のために実施形態と添付図面が一緒に提供される。

本開示の一実施形態は、通信装置にアンテナアレイの位相制御器を提供する。具体的には、アンテナアレイの方向インデックス（追記：方向インデックスは放射電磁界のパターン、主放射方向又はアンテナアレイの位相に関連している）は実際の要求に応じて決定され、また次いで方向インデックスは、合同モジュロの式に基づいて位相インデックスを算出するために使用することができる。算出された位相のインデックスに基づいて、Ｌ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号は、Ｋ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号から選択される（追記：Ｋ及びＬは１よりも大きい整数であり、かつＬがＫよりも大きくはない）、また次に、選択されたＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号が入力されるＬ個の位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザへ入力されてＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号をそれぞれ生成する、第２周波数信号は、第１周波数信号の周波数よりも大きい第２周波数を有する。次に、Ｌ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号は、Ｌ個のアンテナに接続されたＬ個のフロントエンド回路へ送信されてＬ個のアンテナによって形成されたアンテナアレイの主放射方向を制御する。加えて、アンテナアレイのための上記の位相制御器の概念から推論されたアンテナアレイの位相制御方法についても開示される。

図２を参照すると、図２は本開示の一実施形態に係わる位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザのブロック図を示す。該位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザ２は、混合器２１と、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）２２と、ＶＣＯ２３と、分周器２４と、を備え、該混合器２１は、該ＬＰＦ２２及び該分周器２４に接続されており、該ＶＣＯ２３は、ＬＰＦ２２及び分周器２４に接続されている。

第１の位相（すなわち、Ａ_ｉｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋θ_ｉ））を有する第１の周波数信号は、混合器２１によって分周信号（すなわちＧ_ｄＡ_０ｃｏｓ（（ω_ＲＦｔ／Ｍ）＋（φ_ｉ／Ｍ））と混合され、かつ混合器２１は当該技術の当業者によって知られている乗算器（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）になることができる。該ＬＰＦ２２は、混合器２１の出力信号をフィルタリングしてＶＣＯ２３に対して制御電圧ｖ_ｃ（ｔ）を生成するために使用される。該ＶＣＯ２３は、第２位相（すなわち、Ａｏｃｏｓ（ω_ＲＦｔ＋φ_ｉ））を有する第２周波数信号を生成する。第２位相を有する第２周波数信号は、分周器２４に入力されて、分周信号を生成する。

上記のすべての変数は次のように例示される、Ａ_ｉは第１周波数信号の振幅であり、ω_ｒｅｆは第１周波数信号の第１周波数であり、ｔは時間であり、θ_ｉが第１周波数信号の第１位相であり、ω_ＲＦが第２周波数信号の第２周波数であり、φ_ｉは第２周波数信号の第２位相であり、Ａ_ｏは第２周波数信号の振幅であり、Ｍは分周器２４の周波数除数である。

ｃｏｓ（ω_ＲＦｔ＋φ_ｉ）がｃｏｓ（ω_ＲＦｔ＋φ_ｉ＋２πｍ）と同一になり得ることに留意されたい。ｍは整数である。第１周波数ω_ｒｅｆがω_ＲＦ／Ｍと等しく（すなわちω_ｒｅｆ＝ω_ＲＦ／Ｍ）かつＭθ_ｉがφ_ｉ＋２πｍに等しい（すなわちＭθ_ｉ＝φ_ｉ＋２πｍ）場合には、位相同期が実行できる。位相同期状態は、合同モジュロの式Ｍθ_ｉ≡φ_ｉ（ｍｏｄ ２π）で表わすことができ、上記の合同モジュロの式はＭθ_ｉとφ_ｉを２πφで除したそれぞれの剰余は同じであることを意味している。

次に、図３を参照すると、図３は本開示の一実施形態に係わる、通信装置のブロック図を示す。該通信装置３は、多相信号生成回路（図３には図示していないが、図５又は図６に図示している）と、アンテナアレイ用の位相制御器３１であって、該アンテナアレイはアンテナＡＮＴ＿０〜ＡＮＴ＿（Ｌ−１）によって形成される、位相制御器３１と、Ｌパスフロントエンド回路モジュール３２と、を備える。該位相制御器３１は、Ｌ−パスフロントエンド回路モジュール３２を介してアンテナアレイに接続されている。位相制御器３１は、アンテナアレイの位相を制御するために使用され、それによってアンテナアレイは、所望放射電磁界のパターン（すなわち、所望主放射方向又は所望位相）を持つことができる。

位相制御器３１は、多相信号生成回路（図５又は図６に示す）から生成されるＫ個の異なる第１位相（すなわちＢｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋δφ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋２δφ），…，Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋（Ｋ−１）δφ））を有するＫ個の第１周波数信号を受信することができ、かつそれらの一部を使用して、Ｌパスフロントエンド回路モジュール３２に対してＬ個の異なる第２位相（すなわちＡｃｏｓ（ω_ＲＦｔ），Ａｃｏｓ（ω_ＲＦｔ＋Δφ），Ａｃｏｓ（ω_ＲＦｔ＋２Δφ），…，Ａｃｏｓ（ω_ＲＦｔ＋（Ｌ−１）Δφ））を有するＬ個の第２周波数信号を生成して、それによってアンテナアレイの位相を制御する。ＡとＢは、第２、第１周波数信号の振幅、δφが位相分解能である。

具体的には、位相制御器３１はスイッチングボックス３１１と、周波数合成モジュール３１２と、判定回路３１３と、を備え、該周波数合成モジュール３１２はＬ個の位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザを有する。Ｌパスフロントエンド回路モジュールは、Ｌフロントエンド回路を有し、フロントエンド回路のｎ番目が混合器３２１＿ｎ、フィルタ３２２＿ｎ、及びパワー・アンプ（ＰＡ）３２３＿ｎによって形成される。ｎが０からＬ−１までの整数である。混合器３２１＿ｎは、フィルタ３２２＿ｎに接続され、フィルタ３２２＿ｎはＰＡ３２３＿ｎに接続され、かつＰＡ３２３＿ｎはアンテナＡＮＴ＿ｎに接続されている。

判定回路３１３は、方向インデックスｋを判定し、またその結果、合同モジュロの式に基づいて方向インデックスｋに応じて位相インデックスｌを算出する。判定回路３１３はスイッチングボックス３１１に対して制御信号をさらに生成する。スイッチングボックス３１１は、制御信号（すなわち、制御信号は位相インデックスｌに関連する）に応じてＫ個の異なる第１位相を有するＫ個の周波数信号の中からＬ個の異なる第１位相（すなわちＢｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋Δθ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋２Δθ），…，Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋（Ｌ−１）Δθ））を有するＬ個の第１周波数信号を選択する。Ｌ個の異なる第１位相を有する第１位相周波数は、周波数合成モジュール３１２のＬ個の周波数コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザにそれぞれ入力され、それによってＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号を生成する。

次に、第２周波数信号（すなわちＡｃｏｓ（ω_ＲＦｔ＋ｎΔφ）のｎ番目のものが、混合器３２１＿ｎによって送信された中間周波（ＩＦ）信号と混合される。混合器３２１＿ｎの出力信号は、フィルタ３２２＿ｎ及びＰＡ３２３＿ｎによってフィルタリング及び増幅される。最後に、ＰＡ３２３＿ｎの出力信号はアンテナＡＮＴ＿ｎに送信される。これは、ＩＦシフトが要求されない場合には、Ｌ−パスフロントエンド回路モジュール３２を取り外すことができることに留意されたい。

実施形態において、所望第２位相φ_ｉはｎΔφであり、見つけるべき第１位相θがｎΔθであり、したがって、上記の合同モジュロの式はＭΔθ≡Δφ（ｍｏｄ ２π）として表すことができる。位相分解能δφは２πを割り切れるように設計されている場合（すなわちδφ＝２π／Ｋ）、所望位相Δφはｋδφにすることができる（すなわちΔφ＝ｋδφ、ｋは方向インデックスの整数）、解決すべき位相Δθはｌδφであり（すなわち、Δθ＝ｌδφ、ｌは位相インデックスの整数）、上記の合同モジュロの式はＭｌ≡ｋ（ｍｏｄ Ｋ）として表すことができる、ただし、ＭとＫは互いに素数の整数である。すなわち、方向インデックスｋが所望位相Δφによって決定される場合、位相インデックスｌはＭとＫが互いに素数の整数であるならば合同モジュロの式Ｍｌ≡ｋ（ｍｏｄ Ｋ）から求めることができる。

Ｍが整数でない場合（すなわち、位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザがフラクショナルＮ位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザである）、上記の合同モジュロの式はＰｌ≡Ｑｋ（ｍｏｄ ＱＫ）として表わすことができる、ただしＭはＰ／Ｑに等しく（すなわち、Ｍ＝Ｐ／Ｑ）、ＰとＱは互いに素数の整数である。すなわち、方向インデックスｋが所望位相Δφによって決定される場合、位相インデックスｌは、Ｍ＝Ｐ／Ｑであり、かつＰとＱが互いに素数の整数ならば、合同モジュロの式Ｐｌ≡Ｑｋ（ｍｏｄ ＱＫ）から得ることができる。

位相インデックスｌが求解されしかつΔθ＝ｌδφであるので、位相Δθが求解される。位相インデックスｌが求解される以上は、Ｌ個の異なる第１位相（すなわち、Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋Δθ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋２Δθ），…，Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋（Ｌ−１）Δθ））を有するＬ個の第１周波数信号を求めることができ、スイッチングボックス３１１は、Ｋ個の異なる第１位相（すなわち、Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋δφ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋２δφ），…，Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋（Ｋ−１）δφ））を有するＫ個の周波数信号の中からＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を選択することができる。

スイッチングボックス３１１の１つの実装が、図４に示されている。本開示がそれに限定されていない。図４を参照すると、図４は本開示の一実施形態に係わるスイッチングボックスの回路図を示す。スイッチングボックス４は、読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）であり、複数のスイッチｒ_０〜ｒ_ＬＫ−１、複数の入力線ＩＮ＿０〜ＩＮ＿Ｋ−１、及び複数の出力線ＯＵＴ＿０〜ＯＵＴ＿Ｌ−１を備える。スイッチｒ_ｎＫ〜ｒ_{（ｎ＋１）Ｋ−１}の第１端部は出力線ＯＵＴ＿ｎに接続されており、スイッチｒ_ｎＫ〜ｒ_{（ｎ＋１）Ｋ−１}の第１端部は入力線ＩＮ＿０〜ＩＮ＿Ｋ−１に接続されている。制御信号を使用して、スイッチｒ_０〜ｒ_ＬＫ−１をオン又はオフになるように制御する、それによって入力線ＩＮ＿１〜ＩＮ＿Ｋ−１は、Ｋ個の異なる第１周波数を有するＫ個の第１周波数信号を受信し、かつ出力線ＯＵＴ＿１〜ＯＵＴ＿Ｌ−１は選択されたＬ個の異なる第１周波数を有する選択されたＬ個の第１周波数信号を出力する。

次に、図５を参照すると、図５は本開示の一実施形態に係わる多相信号生成回路のブロック図を示す。多相信号生成回路５は、電圧制御遅延線５１と、位相検出器５２と、ＬＰＦ５３とを備え、電圧制御遅延線５１は、ＬＰＦ５３及び位相検出器５２に接続され、位相検出器５２はＬＰＦ５３に接続されている。

電圧制御遅延線５１は、直列接続された複数の遅延ユニットを有し、遅延ユニット遅延時間は、ＬＰＦ５３の出力信号により制御される。基準クロック信号ＲＥＦ＿ＣＬＫは電圧制御遅延線５１と位相検出器５２に入力され、位相検出器５２は、基準クロック信号ＲＥＦ＿ＣＬＫと電圧制御遅延線５１の最後の遅延ユニットの出力信号の位相を比較し、比較信号を出力するようにしている。ＬＰＦ５３は、比較信号の高周波部分を完全にフィルタリングする。遅延ユニットの入力端部を使用しては出力には、Ｋ個の異なる第１位相（すなわち、Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋δφ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋２δφ），…，Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋（Ｋ−１）δφ））を有するＫ個の第１周波数信号を出力する。

多相信号生成回路５の実装は、本開示を制限するために使用されないことに留意されたい。次に、図６を参照すると、図６は、本開示の別の一実施形態に係わる多相信号生成回路のブロック図を示す。多相信号生成回路６は、位相周波数検出器（ＰＦＤ）と、チャージポンプ６２と、ループフィルタ６３と、直交ＶＣＯ（ＱＶＣＯ）６４と、分周器６５と、注入同期周波数分割器（ＩＬＦＤ）６６とを備える。該ＰＦＤ６１は分周器６５に接続され、チャージポンプ６２はループフィルタ６３に接続され、ループフィルタ６３はＱＶＣＯ６４に接続され、ＱＶＣＯ６４はＩＬＦＤ６６及び分周器６５に接続されている。

ＰＦＤ６１は基準クロック信号ＲＥＦ＿ＣＬＫ及びＫ／４の除数を有する分周器６５から分周信号を受信する。ＰＦＤ６１は基準クロック信号ＲＥＦ＿ＣＬＫと分周信号の周波数と位相を比較して、比較信号をチャージポンプ６２に出力する。チャージポンプ６２は、比較信号の電圧を上げる。ループフィルタ６３は、チャージポンプ６２の出力信号をフィルタリングして、ＱＶＣＯ６４はループフィルタ６３の出力信号を受信して直交位相を有する振動信号を出力する。分周器６５は、直交位相を有する振動信号の１つを受信し、受信された振動信号の周波数を分割する。該ＩＬＦＤ６６は、Ｋ／４ＩＬＦＤであり、直交位相を有する振動信号を受信し、Ｋ個の異なる第１位相（すなわち、Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋δφ），Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋２δφ），…，Ｂｃｏｓ（ω_ｒｅｆｔ＋（Ｋ−１）δφ））を有するＫ個の第１周波数信号を生成する。

図７は本開示の一実施形態に係わるアンテナアレイの位相制御方法のフローチャートである。該位相制御方法は、アンテナアレイを形成する複数のアンテナを有する通信装置において実行される。該通信装置は受信機、発信機又はトランシーバであってよい。ステップＳ７１では、方向インデックスｋはアンテナアレイの位相に応じて決定される。その後、ステップＳ７２では、位相インデックスｌが、上記の合同モジュロの式に基づいて方向インデックスｋに応じて算出される。

ステップＳ７３では、Ｌ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号は、位相インデックスｌに応じてＫ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号から選択される。そして、ステップＳ７４では、Ｌ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号が、Ｌ個の位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザを使用して、Ｌ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号に応じて生成される。次に、ステップＳ７５では、選択されたＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号が、Ｌ個のフロントエンド回路を介してアンテナアレイの放射電磁界のパターンを制御するためＬ個のアンテナへ出力される。

次に、図８Ａ及び図８Ｂを参照すると、図８Ａ及び図８Ｂは、本開示の一実施形態に係わるアンテナアレイの位相制御器又は位相制御方法が使用されている状態で、異なる方向インデックスを有するアンテナアレイの放射電磁界のパターンの模式図を示す。この実施形態では、条件は以下の通りである：図８ＡについてはＭ＝１８１、Ｋ＝６４、Ｌ＝１６、Ｋ＝１４であり、図８Ｂについては、Ｋ＝−１４（又は５０）である。

図８Ａでは、方向インデックスｋが１４であるので、合同モジュロの式Ｍｌ≡ｋ（ｍｏｄ Ｋ）に基づいて求解された位相インデックスｌは２２であり、したがって１６個の第１周波数信号の選択された１６個の第１位相φ_ｉｎ及び１６個の第２周波数信号の第２位相φ_ｏｕｔが表１に示されている（追記：上記の位相は２πの剰余によって提示される）。図８Ａにおける放射電磁界のパターンは、アンテナアレイの位相が約６０度であることを示している。

図８Ｂにおいて、方向インデックスｋは−１４であり、そのためには、合同モジュロの式Ｍｌ≡ｋ（ｍｏｄ Ｋ）に基づいた求解済の位相インデックスは−２２であり、よって１６個の第１周波数信号の選択された１６個の第１位相φ_ｉｎ及び１６個の第２周波数信号の第２位相φ_ｏｕｔが表２（追記：上記の位相が２πの剰余によって提示されている）に示されている。図８Ｂの放射電磁界のパターンはアンテナアレイの位相が約３００度であることを示している。

結論として、本開示は、低い位相エラー及び振幅エラー、高い周波数精度ならびに正確な所望放射電磁界のパターンを有するように、位相制御器を有するか若しくは複数のアンテナを備えたアンテナアレイの位相制御方法を実行する通信装置を提供するために利用される。

本開示が特定の実施形態によって記載されてきた一方、特許請求の範囲に明記された本開示の範囲と趣旨から逸脱せずに多くの修正や改変が当該技術分野の当業者によってなされうる。

Claims (6)

1. アンテナアレイの位相制御器であって、
   前記アンテナアレイの方向インデックスを判定、かつ合同モジュロの式に基づいて前記方向インデックスに応じて位相インデックスを算出する、判定回路と、
   前記判定回路に接続され、前記位相インデックスに応じてＫ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号の中からＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を選択し、ＬとＫは１より大きい整数であり、かつＬがＫより大きくない、スイッチングボックスと、
   前記スイッチングボックスに接続され、前記Ｌ個の異なる第１位相を有する前記Ｌ個の第１周波数信号を受信して、前記アンテナアレイのＬ個のアンテナに対してＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号を生成するＬ個の位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザと、を備え、
   前記第２周波数信号の第２周波数が、前記第１周波数信号の第１周波数よりも大きい、周波数合成モジュールと、を備え、
   前記Ｋ個の異なる第１位相が０，δφ，２δφ，…，（Ｋ−１）δφであり、前記Ｌ個の異なる第１位相が０，Δθ，２Δθ，…，（Ｌ−１）Δθであり、前記Ｌ個の異なる第２位相が０，Δφ，２Δφ，…，（Ｌ−１）Δφであり、δφが位相分解能であり２π／Ｋと等しく、Δφがｋδφに等しく、ｋが前記方向インデックスであり整数であり、Δθがｌδφに等しく、ｌが前記位相インデックスであり整数であり、
   Ｍが周波数除数であり、
   ＭとＫが互いに素数整数であるならば合同モジュロの式はＭｌ≡ｋ（ｍｏｄ Ｋ）であり、
   Ｍ＝Ｐ／ＱでありかつＰとＱが互いに素数の整数であるならば合同モジュロの式がＰｌ≡Ｑｋ（ｍｏｄ ＱＫ）である、アンテナアレイの位相制御器。
2. 前記スイッチングボックスが
   複数の入力線ＩＮ＿０，ＩＮ＿１，…，ＩＮ＿Ｋ−１と
   複数の出力線ＯＵＴ＿０，ＯＵＴ＿１，…，ＯＵＴ＿Ｋ−１と、
   複数のスイッチｒ_０，ｒ_１，ｒ_２，…，ｒ_ＬＫ−１であって、前記スイッチｒ_ｎＫ〜ｒ_{（ｎ＋１）Ｋ−１}の第１の端部が、前記出力線ＯＵＴ＿ｎに接続され、かつ前記スイッチｒ_ｎＫ〜ｒ_{（ｎ＋１）Ｋ−１} の第２の端部が前記入力線ＩＮ＿０〜ＩＮ＿Ｋ−１に接続され、ｎが０からＬ−１までの整数であり、複数のスイッチｒ_０，ｒ_１，ｒ_２，…，ｒ_ＬＫ−１、と、を備え、
   前記スイッチｒ_０，ｒ_１，ｒ_２，…，ｒ_ＬＫ−１ が、前記Ｋ個の異なる第１位相を有する前記Ｋ個の第１周波数信号間の中から前記Ｌ個の異なる第１位相を有する前記Ｌ個の第１周波数信号を選択するように、前記位相インデックスに応じてオン又はオフにされる、請求項１に記載のアンテナアレイの位相制御器。
3. 前記位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザが、
   前記Ｌ個の異なる第１位相を有する前記Ｌ個の第１周波数信号の対応する１つ及び分周信号を受信する、混合器と、
   前記混合器に接続され、前記混合器の出力信号をフィルタリングする、ローパス・フィルタと、
   前記ローパス・フィルタに接続され、前記ローパス・フィルタから出力される制御電圧に応じて、対応するＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号を１つ生成する、電圧制御発振器と、
   前記混合器及び電圧制御発振器に接続され、前記対応するＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号に応じて前記分周信号を生成する、分周器と、
   を備える、請求項１に記載のアンテナアレイの位相制御器。
4. 前記方向インデックスが、前記アンテナアレイの位相、主放射方向、及び放射電磁界のパターンに関連している、請求項１に記載のアンテナアレイの位相制御器。
5. 通信装置であって、
   Ｋ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号を提供する、多相信号生成回路と、
   アンテナアレイを形成するＬ個のアンテナと、
   前記多相信号生成回路と前記Ｌ個のアンテナ間に接続され、前記アンテナアレイの方向インデックスを判定し、かつ合同モジュロの式に基づいて、前記方向インデックスに応じて位相インデックスを算出する、判定回路と、
   アンテナアレイの位相制御器であって、前記判定回路に接続され、前記位相インデックスに応じて前記Ｋ個の異なる第１位相を有する前記Ｋ個の第１周波数信号の中からＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を選択し、ＬとＫが１より大きい整数であり、かつＬがＫよりも大きくない、スイッチングボックスと、
   前記スイッチングボックスに接続され、前記Ｌ個の異なる第１位相を有する前記Ｌ個の第１周波数信号を受信し、前記Ｌ個のアンテナに対してＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号を生成する、Ｌ個の位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザを備え、前記第２周波数信号の第２周波数が、前記第１周波数信号の第１周波数よりも大きい、周波数合成モジュールと、を備えるアンテナアレイの位相制御器と、を備え、
   前記Ｋ個の異なる第１位相が０，δφ，２δφ，…，（Ｋ−１）δφであり、前記Ｌ個の異なる第１位相が０，Δθ，２Δθ，…，（Ｌ−１）Δθであり、前記Ｌ個の異なる第２位相が０，Δφ，２Δφ，…，（Ｌ−１）Δφであり、δφが位相分解能であり２π／Ｋと等しく、Δφがｋδφに等しく、ｋが前記方向インデックスであり整数であり、Δθがｌδφに等しく、ｌが前記位相インデックスであり整数であり、
   Ｍが周波数除数であり、
   ＭとＫが互いに素数整数であるならば合同モジュロの式はＭｌ≡ｋ（ｍｏｄ Ｋ）であり、
   Ｍ＝Ｐ／ＱでありかつＰとＱが互いに素数の整数であるならば合同モジュロの式がＰｌ≡Ｑｋ（ｍｏｄ ＱＫ）である、通信装置。
6. アンテナアレイの位相制御方法であって、
   前記アンテナアレイの方向インデックスを判定することと、
   合同モジュロの式に基づいて前記方向インデックスに応じて位相インデックスを算出することと、
   前記位相インデックスに応じてＫ個の異なる第１位相を有するＫ個の第１周波数信号の中からＬ個の異なる第１位相を有するＬ個の第１周波数信号を選択することであって、ＬとＫは１より大きい整数であり、かつＬがＫよりも大きくない、ことと、
   Ｌ個の位相コヒーレントＰＬＬ周波数シンセサイザを使用して、前記Ｌ個の異なる第１位相を有する前記Ｌ個の第１の周波数信号に応じて前記アンテナアレイのＬ個のアンテナに対してＬ個の異なる第２位相を有するＬ個の第２周波数信号を生成することであって、前記第２周波数信号の第２周波数が、前記第１周波数信号の第１周波数よりも大きい、こととを、含み、
   前記Ｋ個の異なる第１位相が０，δφ，２δφ，…，（Ｋ−１）δφであり、前記Ｌ個の異なる第１位相が０，Δθ，２Δθ，…，（Ｌ−１）Δθであり、前記Ｌ個の異なる第２位相が０，Δφ，２Δφ，…，（Ｌ−１）Δφであり、δφが位相分解能であり２π／Ｋと等しく、Δφがｋδφに等しく、ｋが前記方向インデックスであり整数であり、Δθがｌδφに等しく、ｌが前記位相インデックスであり整数であり、
   Ｍが周波数除数であり、
   ＭとＫが互いに素数整数であるならば合同モジュロの式はＭｌ≡ｋ（ｍｏｄ Ｋ）であり、
   Ｍ＝Ｐ／ＱでありかつＰとＱが互いに素数の整数であるならば合同モジュロの式がＰｌ≡Ｑｋ（ｍｏｄ ＱＫ）である、アンテナアレイの位相制御方法。

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