JP6464935B2 - Switching power supply - Google Patents

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Description

本発明は、スイッチング素子を用いて電圧変換を行うスイッチング電源装置に関する。   The present invention relates to a switching power supply device that performs voltage conversion using a switching element.

スイッチング電源装置の一例として種々のＤＣ−ＤＣコンバータが提案され、実用に供されている（例えば、特許文献１，２）。この種のＤＣ−ＤＣコンバータは一般に、スイッチング素子を含むインバータ回路と、電力変換トランス（変圧素子）と、整流平滑回路とを備えている。   Various DC-DC converters have been proposed as an example of a switching power supply and are put into practical use (for example, Patent Documents 1 and 2). This type of DC-DC converter generally includes an inverter circuit including a switching element, a power conversion transformer (transformer element), and a rectifying and smoothing circuit.

米国特許出願公開第２００９／０１９６０７２号明細書US Patent Application Publication No. 2009/0196072 米国特許第８７８０５８５号明細書U.S. Pat. No. 8,780,585

ところで、このようなＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置では一般に、電力変換効率を向上させることが望まれている。   Incidentally, in such a switching power supply device such as a DC-DC converter, it is generally desired to improve power conversion efficiency.

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、電力変換効率を向上させ易くすることが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。   The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a switching power supply device capable of easily improving power conversion efficiency.

本発明のスイッチング電源装置は、入力電圧が入力される入力端子対と、出力電圧が出力される出力端子対と、１次側巻線および２次側巻線をそれぞれ有するＮ個（Ｎ：２以上の整数）のトランスと、入力端子対と１次側巻線との間において互いに並列配置され、各々がスイッチング素子を含んで構成されたＮ個のインバータ回路と、出力端子対と２次側巻線との間に配置されると共に、｛２×（Ｎ＋１）｝個の整流素子と、チョークコイルと、出力端子対間に配置された容量素子とを含んで構成された整流平滑回路と、Ｎ個のインバータ回路におけるスイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部とを備えたものである。上記整流平滑回路では、同じ向きで互いに直列配置された２個の整流素子を各々が有する（Ｎ＋１）本のアームが、出力端子間において互いに並列配置されている。（Ｎ＋１）本のアームのうちの互いに隣接するアーム同士の間にそれぞれ、Ｎ個のトランスにおける２次側巻線が個別にＨブリッジ接続されている。（Ｎ＋１）本のアームと容量素子との間に、チョークコイルが配置されている。また、上記駆動部は、Ｎ個のインバータ回路同士が位相差を持って動作すると共に、Ｎ個のインバータ回路の各々において、スイッチング素子のオンデューティ期間の長さが略最大値となるように、スイッチング駆動を行うことにより、スイッチング素子のオフデューティ期間を、入力端子対間での複数のスイッチング素子同士のオン状態による電気的な短絡を回避するための、デッドタイムの期間のみに限定させる。
The switching power supply device according to the present invention includes N (N: 2) terminals each having an input terminal pair to which an input voltage is input, an output terminal pair to which an output voltage is output, a primary winding and a secondary winding. (An integer above), N inverter circuits arranged in parallel with each other between the input terminal pair and the primary winding, each including a switching element, an output terminal pair, and a secondary side A rectifying / smoothing circuit which is arranged between the windings and includes {2 × (N + 1)} rectifying elements, a choke coil, and a capacitive element arranged between the output terminal pairs; And a driving unit that performs switching driving for controlling the operation of the switching elements in the N inverter circuits. In the rectifying / smoothing circuit, (N + 1) arms each having two rectifying elements arranged in series in the same direction are arranged in parallel between the output terminals. The secondary windings of the N transformers are individually H-bridge connected between adjacent arms of the (N + 1) arms. A choke coil is disposed between the (N + 1) arms and the capacitive element. In addition, the drive unit operates with a phase difference between the N inverter circuits, and in each of the N inverter circuits, the length of the on-duty period of the switching element is substantially the maximum value. By performing switching driving, the off-duty period of the switching element is limited to only a dead time period for avoiding an electrical short circuit due to the ON state of the plurality of switching elements between the input terminal pairs.

本発明のスイッチング電源装置によれば、電力変換効率を向上させ易くすることが可能となる。   According to the switching power supply device of the present invention, it is possible to easily improve the power conversion efficiency.

本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。1 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration example of a switching power supply device according to an embodiment of the present invention. 図１に示したスイッチング電源装置の動作例を表すタイミング波形図である。FIG. 2 is a timing waveform diagram illustrating an operation example of the switching power supply device illustrated in FIG. 1. 図１に示したスイッチング電源装置の動作状態例を表す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an operation state example of the switching power supply device illustrated in FIG. 1. 図３に続く動作状態例を表す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an operation state example subsequent to FIG. 3. 図４に続く動作状態例を表す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram illustrating an operation state example subsequent to FIG. 4. 図５に続く動作状態例を表す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating an example of an operation state following FIG. 5. 図６に続く動作状態例を表す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an operation state example subsequent to FIG. 6. 図７に続く動作状態例を表す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram illustrating an operation state example subsequent to FIG. 7. 図８に続く動作状態例を表す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an operation state example subsequent to FIG. 8. 図９に続く動作状態例を表す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram illustrating an operation state example subsequent to FIG. 9. 図１０に続く動作状態例を表す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram illustrating an example of an operation state following FIG. 10. 図１に示した整流平滑回路内の動作状態について説明するための回路図である。It is a circuit diagram for demonstrating the operation state in the rectification smoothing circuit shown in FIG. 変形例１に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。10 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration example of a switching power supply device according to Modification 1. FIG. 図１３に示した整流平滑回路内の動作状態について説明するための回路図である。It is a circuit diagram for demonstrating the operation state in the rectification smoothing circuit shown in FIG. 変形例２に係るスイッチング電源装置の回路構成例および動作例を表す模式図である。10 is a schematic diagram illustrating a circuit configuration example and an operation example of a switching power supply device according to Modification Example 2. FIG. 変形例３に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。10 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration example of a switching power supply device according to Modification 3. FIG. 図１６に示したスイッチング電源装置の動作例を表すタイミング波形図である。FIG. 17 is a timing waveform diagram illustrating an operation example of the switching power supply device illustrated in FIG. 16. 変形例４に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。10 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration example of a switching power supply device according to Modification 4. FIG. 変形例５に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。10 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration example of a switching power supply device according to Modification Example 5. FIG. 変形例６に係る整流平滑回路の構成例を表す回路図である。10 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a rectifying / smoothing circuit according to Modification 6. FIG.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
１．実施の形態（各インバータ回路がハーフブリッジ回路からなる場合の例）
２．変形例
変形例１（インバータ回路，トランスが３つずつ設けられている場合の例）
変形例２（インバータ回路，トランスが４つずつ設けられている場合の例）
変形例３（各インバータ回路がフルブリッジ回路からなる場合の例）
変形例４（インバータ回路内に偏励磁防止用の容量素子を設けた場合の例）
変形例５（インバータ回路内に逆電圧クランプ用の整流素子を設けた場合の例）
変形例６（整流平滑回路内のチョークコイルの他の構成例）
３．その他の変形例 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The description will be given in the following order.
1. Embodiment (example in which each inverter circuit is a half-bridge circuit)
2. Modified example Modified example 1 (example in which three inverter circuits and three transformers are provided)
Modification 2 (example in which four inverter circuits and four transformers are provided)
Modification 3 (example when each inverter circuit is a full bridge circuit)
Modification 4 (example in which a capacitive element for preventing partial excitation is provided in the inverter circuit)
Modification 5 (example in which a rectifying element for reverse voltage clamping is provided in the inverter circuit)
Modification 6 (Another configuration example of the choke coil in the rectifying and smoothing circuit)
3. Other variations

＜１．実施の形態＞
［構成］
図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１）の概略構成例を回路図で表したものである。このスイッチング電源装置１は、バッテリ１０（第１のバッテリ）から供給される直流入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに電圧変換し、図示しない第２のバッテリに供給して負荷７を駆動する、ＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものである。ここで、スイッチング電源装置１における電圧変換の態様としては、アップコンバート（昇圧）およびダウンコンバート（降圧）のいずれであってもよい。なお、直流入力電圧Ｖinは本発明における「入力電圧」の一具体例に対応し、直流出力電圧Ｖoutは本発明における「出力電圧」の一具体例に対応する。 <1. Embodiment>
[Constitution]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply device (switching power supply device 1) according to an embodiment of the present invention. This switching power supply device 1 converts a DC input voltage Vin supplied from a battery 10 (first battery) into a DC output voltage Vout, and supplies it to a second battery (not shown) to drive a load 7. -Functions as a DC converter. Here, the mode of voltage conversion in the switching power supply device 1 may be either up-conversion (step-up) or down-conversion (step-down). The DC input voltage Vin corresponds to a specific example of “input voltage” in the present invention, and the DC output voltage Vout corresponds to a specific example of “output voltage” in the present invention.

スイッチング電源装置１は、２つの入力端子Ｔ１，Ｔ２と、２つの出力端子Ｔ３，Ｔ４と、入力平滑コンデンサＣinと、２つのインバータ回路２１，２２と、２つのトランス３１，３２と、整流平滑回路４と、駆動回路５とを備えている。入力端子Ｔ１，Ｔ２間には直流入力電圧Ｖinが入力され、出力端子Ｔ３，Ｔ４の間からは直流出力電圧Ｖoutが出力されるようになっている。なお、入力端子Ｔ１，Ｔ２は本発明における「入力端子対」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４は本発明における「出力端子対」の一具体例に対応する。   The switching power supply 1 includes two input terminals T1 and T2, two output terminals T3 and T4, an input smoothing capacitor Cin, two inverter circuits 21 and 22, two transformers 31 and 32, and a rectifying and smoothing circuit. 4 and a drive circuit 5 are provided. A DC input voltage Vin is input between the input terminals T1 and T2, and a DC output voltage Vout is output from between the output terminals T3 and T4. The input terminals T1 and T2 correspond to a specific example of “input terminal pair” in the present invention, and the output terminals T3 and T4 correspond to a specific example of “output terminal pair” in the present invention.

入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと、入力端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されている。具体的には、後述する２つのインバータ回路２１，２２と入力端子Ｔ１，Ｔ２との間の位置において、入力平滑コンデンサＣinの第１端が１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されると共に、入力平滑コンデンサＣinの第２端が１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続されている。この入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された直流入力電圧Ｖinを平滑化するためのコンデンサである。なお、図１に示した回路構成例では、後述するインバータ回路２１，２２内の２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２もそれぞれ、入力平滑コンデンサとして機能することから、この入力平滑コンデンサＣinを設けないようにしてもよい。   The input smoothing capacitor Cin is disposed between the primary high-voltage line L1H connected to the input terminal T1 and the primary low-voltage line L1L connected to the input terminal T2. Specifically, a first end of the input smoothing capacitor Cin is connected to the primary high-voltage line L1H at a position between two inverter circuits 21 and 22 described later and the input terminals T1 and T2, and input smoothing is performed. A second end of the capacitor Cin is connected to the primary side low-voltage line L1L. The input smoothing capacitor Cin is a capacitor for smoothing the DC input voltage Vin input from the input terminals T1 and T2. In the circuit configuration example shown in FIG. 1, since two capacitors C51 and C52 in inverter circuits 21 and 22, which will be described later, also function as input smoothing capacitors, do not provide this input smoothing capacitor Cin. Also good.

（インバータ回路２１，２２）
インバータ回路２１，２２は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、後述するトランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１との間において、互いに並列配置されている。これらのインバータ回路２１，２２はそれぞれ、２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路により構成されている。 (Inverter circuits 21, 22)
The inverter circuits 21 and 22 are arranged in parallel with each other between the input terminals T1 and T2 and primary windings 311 and 321 in transformers 31 and 32 described later. Each of these inverter circuits 21 and 22 is constituted by a half bridge circuit including two switching elements.

具体的には、インバータ回路２１は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、これらスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２およびダイオードＤ１，Ｄ２と、２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２とを有している。また、インバータ回路２２は、２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と、これらスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ３，Ｃ４およびダイオードＤ３，Ｄ４と、２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２と、共振用インダクタＬｒとを有している。つまり、コンデンサＣ５１，Ｃ５２はそれぞれ、インバータ回路２１，２２に共有された素子となっている。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ４はいずれも、カソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈ側に配置されると共にアノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌ側に配置されており、逆方向接続状態となっている。   Specifically, the inverter circuit 21 includes two switching elements S1 and S2, capacitors C1 and C2 and diodes D1 and D2 connected in parallel to the switching elements S1 and S2, and two capacitors C51 and C52, respectively. And have. The inverter circuit 22 includes two switching elements S3 and S4, capacitors C3 and C4 and diodes D3 and D4 connected in parallel to the switching elements S3 and S4, two capacitors C51 and C52, and resonance. And an inductor Lr. That is, the capacitors C51 and C52 are elements shared by the inverter circuits 21 and 22, respectively. In addition, as for the diodes D1-D4, the cathode is arrange | positioned at the primary side high voltage line L1H side, and the anode is arrange | positioned at the primary side low voltage line L1L side, and it is a reverse direction connection state.

インバータ回路２１では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の第１端同士と、コンデンサＣ１，Ｃ２の第１端同士と、ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ２のカソードとが、接続点Ｐ１において互いに接続されている。コンデンサＣ５１，Ｃ５２の第１端同士は、接続点Ｐ３において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ１の第２端と、コンデンサＣ１の第２端と、ダイオードＤ１のカソードと、コンデンサＣ５１の第２端とが、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上の接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ２の第２端と、コンデンサＣ２の第２端と、ダイオードＤ２のアノードと、コンデンサＣ５２の第２端とが、１次側低圧ラインＬ１Ｌ上の接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ１，Ｐ３間には、後述するトランス３１の１次側巻線３１１が挿入配置されている。このような構成によりインバータ回路２１では、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従って各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン・オフ動作を行うことにより、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３１へ出力するようになっている。   In the inverter circuit 21, the first ends of the switching elements S1, S2, the first ends of the capacitors C1, C2, the anode of the diode D1, and the cathode of the diode D2 are connected to each other at the connection point P1. . The first ends of the capacitors C51 and C52 are connected to each other at the connection point P3. The second end of the switching element S1, the second end of the capacitor C1, the cathode of the diode D1, and the second end of the capacitor C51 are connected to each other at a connection point P4 on the primary high-voltage line L1H. The second end of the switching element S2, the second end of the capacitor C2, the anode of the diode D2, and the second end of the capacitor C52 are connected to each other at a connection point P5 on the primary side low-voltage line L1L. Between the connection points P1 and P3, a primary winding 311 of a transformer 31 described later is inserted and arranged. With such a configuration, the inverter circuit 21 is applied between the input terminals T1 and T2 by performing the on / off operation of the switching elements S1 and S2 in accordance with drive signals SG1 and SG2 supplied from the drive circuit 5 described later. The DC input voltage Vin is converted to an AC voltage and output to the transformer 31.

インバータ回路２２では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の第１端同士と、コンデンサＣ３，Ｃ４の第１端同士と、ダイオードＤ３のアノードと、ダイオードＤ４のカソードとが、接続点Ｐ２において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ３の第２端と、コンデンサＣ３の第２端と、ダイオードＤ３のカソードと、コンデンサＣ５１の第２端とが、上記した接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ４の第２端と、コンデンサＣ４の第２端と、ダイオードＤ４のアノードと、コンデンサＣ５２の第２端とが、上記した接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ３，Ｐ２間には、後述するトランス３２の１次側巻線３２１と、共振用インダクタＬｒとが、互いに直列接続された状態で挿入配置されている。具体的には、１次側巻線３２１の第１端が接続点Ｐ３に接続され、１次側巻線３２１の第２端と共振用インダクタＬｒの第１端とが接続点Ｐ６において互いに接続され、共振用インダクタＬｒの第２端が接続点Ｐ２に接続されている。このような構成によりインバータ回路２２においても、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ３，ＳＧ４に従って各スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオン・オフ動作を行うことにより、直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３２へ出力するようになっている。   In the inverter circuit 22, the first ends of the switching elements S3 and S4, the first ends of the capacitors C3 and C4, the anode of the diode D3, and the cathode of the diode D4 are connected to each other at the connection point P2. . The second end of the switching element S3, the second end of the capacitor C3, the cathode of the diode D3, and the second end of the capacitor C51 are connected to each other at the connection point P4. The second end of the switching element S4, the second end of the capacitor C4, the anode of the diode D4, and the second end of the capacitor C52 are connected to each other at the connection point P5. Between the connection points P3 and P2, a primary side winding 321 of a transformer 32 described later and a resonance inductor Lr are inserted and arranged in a state of being connected in series with each other. Specifically, the first end of the primary winding 321 is connected to the connection point P3, and the second end of the primary winding 321 and the first end of the resonance inductor Lr are connected to each other at the connection point P6. The second end of the resonance inductor Lr is connected to the connection point P2. With such a configuration, also in the inverter circuit 22, the switching elements S3 and S4 perform on / off operations in accordance with drive signals SG3 and SG4 supplied from the drive circuit 5 described later, whereby the DC input voltage Vin is changed to an AC voltage. The data is converted and output to the transformer 32.

なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子が用いられる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、コンデンサＣ１〜Ｃ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、コンデンサＣ１〜Ｃ４をそれぞれ、ダイオードＤ１〜Ｄ４の接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４とは別個にコンデンサＣ１〜Ｃ４やダイオードＤ１〜Ｄ４を設ける必要がなくなり、インバータ回路２１，２２の回路構成を簡素化することが可能となる。   As the switching elements S1 to S4, for example, a switching element such as a field effect transistor (MOS-FET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) is used. When MOS-FETs are used as the switching elements S1 to S4, the capacitors C1 to C4 and the diodes D1 to D4 can be constituted by parasitic capacitances or parasitic diodes of the MOS-FETs, respectively. Also, the capacitors C1 to C4 can be configured with junction capacitances of the diodes D1 to D4, respectively. In such a configuration, it is not necessary to provide the capacitors C1 to C4 and the diodes D1 to D4 separately from the switching elements S1 to S4, and the circuit configuration of the inverter circuits 21 and 22 can be simplified.

（トランス３１，３２）
トランス３１は、１次側巻線３１１および２次側巻線３１２を有している。１次側巻線３１１は、第１端が接続点Ｐ１に接続され、第２端が接続点Ｐ３に接続されている。２次側巻線３１２は、第１端が後述する整流平滑回路４内の接続点Ｐ７に接続され、第２端が整流平滑回路４内の接続点Ｐ８に接続されている。このトランス３１は、インバータ回路２１によって生成された交流電圧（トランス３１に入力される交流電圧）を電圧変換し、２次側巻線３１２の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いは、１次側巻線３１１と２次側巻線３１２との巻数比によって定まる。 (Transformers 31, 32)
The transformer 31 has a primary side winding 311 and a secondary side winding 312. The primary winding 311 has a first end connected to the connection point P1 and a second end connected to the connection point P3. The secondary winding 312 has a first end connected to a connection point P7 in the rectifying / smoothing circuit 4 to be described later, and a second end connected to a connection point P8 in the rectifying / smoothing circuit 4. The transformer 31 converts the AC voltage generated by the inverter circuit 21 (AC voltage input to the transformer 31) and outputs the AC voltage from the end of the secondary winding 312. In this case, the degree of voltage conversion is determined by the turn ratio between the primary winding 311 and the secondary winding 312.

トランス３２も同様に、１次側巻線３２１および２次側巻線３２２を有している。１次側巻線３２１は、第１端が接続点Ｐ３に接続され、第２端が接続点Ｐ６に接続されている。２次側巻線３２２は、第１端が後述する整流平滑回路４内の接続点Ｐ８に接続され、第２端が整流平滑回路４内の接続点Ｐ９に接続されている。このトランス３２は、インバータ回路２２によって生成された交流電圧（トランス３２に入力される交流電圧）を電圧変換し、２次側巻線３２２の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いも、１次側巻線３２１と２次側巻線３２２との巻数比によって定まる。   Similarly, the transformer 32 has a primary winding 321 and a secondary winding 322. The primary winding 321 has a first end connected to the connection point P3 and a second end connected to the connection point P6. The secondary winding 322 has a first end connected to a connection point P8 in the rectifying and smoothing circuit 4 described later, and a second end connected to a connection point P9 in the rectifying and smoothing circuit 4. The transformer 32 converts the AC voltage generated by the inverter circuit 22 (AC voltage input to the transformer 32) and outputs the AC voltage from the end of the secondary winding 322. In this case, the degree of voltage conversion is also determined by the turn ratio between the primary winding 321 and the secondary winding 322.

（整流平滑回路４）
整流平滑回路４は、トランス３１，３２における２次側巻線３１２，３２２と、出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に配置されている。この整流平滑回路４は、６個の整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２と、１個のチョークコイルＬｃｈと、１個の出力平滑コンデンサＣoutとを有している。なお、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２はそれぞれ、本発明における「整流素子」の一具体例に対応し、出力平滑コンデンサＣoutは本発明における「容量素子」の一具体例に対応する。 (Rectifying and smoothing circuit 4)
The rectifying / smoothing circuit 4 is disposed between the secondary windings 312 and 322 of the transformers 31 and 32 and the output terminals T3 and T4. The rectifying / smoothing circuit 4 includes six rectifying diodes 411, 412, 421, 422, 431, and 432, one choke coil Lch, and one output smoothing capacitor Cout. The rectifier diodes 411, 412, 421, 422, 431, and 432 correspond to a specific example of “rectifier element” in the present invention, and the output smoothing capacitor Cout corresponds to a specific example of “capacitor element” in the present invention. Correspond.

この整流平滑回路４では、同じ向きで互いに直列配置された２個ずつの整流ダイオードによって、３本のアームが形成されている。具体的には、整流ダイオード４１１，４１２によって第１のアームが形成され、整流ダイオード４２１，４２２によって第２のアームが形成され、整流ダイオード４３１，４３２によって第３のアームが形成されている。また、これら第１〜第３のアームは、出力端子Ｔ３，Ｔ４間において互いに並列配置されている。具体的には、第１〜第３のアームの第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）が、チョークコイルＬｃｈおよび出力ラインＬＯを介して出力端子Ｔ３に接続され、第１〜第３のアームの第２端同士の接続点が、出力端子Ｔ４から延伸する接地ラインＬＧに接続されている。   In this rectifying / smoothing circuit 4, three arms are formed by two rectifier diodes arranged in series in the same direction. Specifically, the rectifier diodes 411 and 412 form a first arm, the rectifier diodes 421 and 422 form a second arm, and the rectifier diodes 431 and 432 form a third arm. The first to third arms are arranged in parallel between the output terminals T3 and T4. Specifically, the connection point (connection point Px) between the first ends of the first to third arms is connected to the output terminal T3 via the choke coil Lch and the output line LO, and the first to third arms are connected. A connection point between the second ends of the arms is connected to a ground line LG extending from the output terminal T4.

第１のアームでは、整流ダイオード４１１，４１２のカソードがそれぞれ、この第１のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４１１，４１２のアノードがそれぞれ、この第１のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４１１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４１１のアノードと整流ダイオード４１２のカソードとが接続点Ｐ７において互いに接続され、整流ダイオード４１２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。   In the first arm, the cathodes of the rectifier diodes 411 and 412 are respectively arranged on the first end side of the first arm, and the anodes of the rectifier diodes 411 and 412 are respectively arranged on the first arm. It arrange | positions at the said 2nd end side. Specifically, the cathode of the rectifier diode 411 is connected to the connection point Px, the anode of the rectifier diode 411 and the cathode of the rectifier diode 412 are connected to each other at the connection point P7, and the anode of the rectifier diode 412 is connected to the ground line LG. Has been.

同様に、第２のアームでは、整流ダイオード４２１，４２２のカソードがそれぞれ、この第２のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４２１，４２２のアノードがそれぞれ、この第２のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４２１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４２１のアノードと整流ダイオード４２２のカソードとが接続点Ｐ８において互いに接続され、整流ダイオード４２２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。   Similarly, in the second arm, the cathodes of the rectifier diodes 421 and 422 are respectively arranged on the first end side of the second arm, and the anodes of the rectifier diodes 421 and 422 are respectively in the second arm. It is arrange | positioned at the said 2nd end side of this arm. Specifically, the cathode of the rectifier diode 421 is connected to the connection point Px, the anode of the rectifier diode 421 and the cathode of the rectifier diode 422 are connected to each other at the connection point P8, and the anode of the rectifier diode 422 is connected to the ground line LG. Has been.

同様に、第３のアームでは、整流ダイオード４３１，４３２のカソードがそれぞれ、この第３のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４３１，４３２のアノードがそれぞれ、この第３のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４３１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４３１のアノードと整流ダイオード４３２のカソードとが接続点Ｐ９において互いに接続され、整流ダイオード４３２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。   Similarly, in the third arm, the cathodes of the rectifier diodes 431 and 432 are respectively disposed on the first end side of the third arm, and the anodes of the rectifier diodes 431 and 432 are respectively provided in the third arm. It is arrange | positioned at the said 2nd end side of this arm. Specifically, the cathode of the rectifier diode 431 is connected to the connection point Px, the anode of the rectifier diode 431 and the cathode of the rectifier diode 432 are connected to each other at the connection point P9, and the anode of the rectifier diode 432 is connected to the ground line LG. Has been.

また、これら第１〜第３のアームのうちの互いに隣接するアーム同士の間にはそれぞれ、トランス３１，３２における２次側巻線３１２，３２２が、個別にＨブリッジ接続されている。具体的には、互いに隣接する第１のアームと第２のアームとの間に、トランス３１の２次側巻線３１２がＨブリッジ接続されている。また、互いに隣接する第２のアームと第３のアームとの間に、トランス３２の２次側巻線３２２がＨブリッジ接続されている。より具体的には、第１のアーム上の接続点Ｐ７と第２のアーム上の接続点Ｐ８との間に、２次側巻線３１２が挿入配置されていると共に、第２のアーム上の接続点Ｐ８と第３のアーム上の接続点Ｐ９との間に、２次側巻線３２２が挿入配置されている。   In addition, secondary windings 312 and 322 of the transformers 31 and 32 are individually H-bridge connected between the adjacent arms of the first to third arms. Specifically, the secondary winding 312 of the transformer 31 is H-bridge connected between a first arm and a second arm that are adjacent to each other. Further, the secondary winding 322 of the transformer 32 is H-bridge connected between the second arm and the third arm adjacent to each other. More specifically, the secondary winding 312 is inserted between the connection point P7 on the first arm and the connection point P8 on the second arm, and A secondary winding 322 is inserted between the connection point P8 and the connection point P9 on the third arm.

このような第１〜第３のアームと出力平滑コンデンサＣoutとの間には、チョークコイルＬｃｈが配置されている。具体的には、これら第１〜第３のアームにおける上記第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）と、出力平滑コンデンサＣoutの第１端との間には、出力ラインＬＯを介してチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。また、第１〜第３のアームにおける上記第２端同士の接続点は、接地ラインＬＧ上において、出力平滑コンデンサＣoutの第２端に接続されている。   A choke coil Lch is disposed between the first to third arms and the output smoothing capacitor Cout. Specifically, a choke is connected between the connection point (connection point Px) of the first ends of the first to third arms and the first end of the output smoothing capacitor Cout via the output line LO. The coil Lch is inserted and arranged. The connection point between the second ends of the first to third arms is connected to the second end of the output smoothing capacitor Cout on the ground line LG.

このような構成の整流平滑回路４では、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２により構成される整流回路において、トランス３１，３２から出力される交流電圧を整流して出力するようになっている。また、チョークコイルＬｃｈおよび出力平滑コンデンサＣoutにより構成される平滑回路において、上記整流回路によって整流された電圧を平滑化することで、直流出力電圧Ｖoutを生成するようになっている。なお、このようにして生成された直流出力電圧Ｖoutは、出力端子Ｔ３，Ｔ４から第２のバッテリ（図示せず）に出力されて給電されるようになっている。   In the rectifying / smoothing circuit 4 having such a configuration, the AC voltage output from the transformers 31 and 32 is rectified and output in the rectifying circuit including the rectifying diodes 411, 412, 421, 422, 431, and 432. It has become. Further, in the smoothing circuit constituted by the choke coil Lch and the output smoothing capacitor Cout, the DC output voltage Vout is generated by smoothing the voltage rectified by the rectifier circuit. The DC output voltage Vout generated in this way is output from the output terminals T3 and T4 to a second battery (not shown) and supplied with power.

（駆動回路５）
駆動回路５は、インバータ回路２１，２２内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う回路である。具体的には、駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してそれぞれ駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４を供給することで、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作を制御するようになっている。 (Drive circuit 5)
The drive circuit 5 is a circuit that performs switching drive for controlling the operations of the switching elements S1 to S4 in the inverter circuits 21 and 22, respectively. Specifically, the drive circuit 5 supplies drive signals SG1 to SG4 to the switching elements S1 to S4, respectively, thereby controlling the on / off operation of the switching elements S1 to S4.

ここで本実施の形態では、駆動回路５は、２個のインバータ回路２１，２２同士が位相差（後述する位相差φ）を持って動作するように、スイッチング駆動を行う。換言すると、この駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してスイッチング位相制御を行い、上記位相差を適切に設定することにより、直流出力電圧Ｖoutを安定化させるようになっている。また、このとき駆動回路５は、詳細は後述するが、これらのインバータ回路２１，２２において、例えば、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値（望ましくは最大値）となるように、スイッチング駆動を行う。なお、この駆動回路５は、本発明における「駆動部」の一具体例に対応する。   Here, in the present embodiment, the drive circuit 5 performs switching drive so that the two inverter circuits 21 and 22 operate with a phase difference (a phase difference φ described later). In other words, the drive circuit 5 performs switching phase control on the switching elements S1 to S4, and stabilizes the DC output voltage Vout by appropriately setting the phase difference. At this time, the drive circuit 5 will be described in detail later. In these inverter circuits 21 and 22, for example, the length of the on-duty period of each of the switching elements S1 to S4 is substantially the maximum value (preferably the maximum value). Switching driving is performed so that The drive circuit 5 corresponds to a specific example of a “drive unit” in the present invention.

［動作および作用・効果］
（Ａ．基本動作）
このスイッチング電源装置１では、インバータ回路２１，２２において、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される直流入力電圧Ｖinがスイッチングされることで、交流電圧が生成される。この交流電圧は、トランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１へ供給される。そして、トランス３１，３２ではこの交流電圧が変圧され、２次側巻線３１２，３２２から変圧された交流電圧が出力される。 [Operation and action / effect]
(A. Basic operation)
In the switching power supply device 1, an alternating voltage is generated by switching the direct current input voltage Vin supplied from the input terminals T 1 and T 2 in the inverter circuits 21 and 22. This AC voltage is supplied to the primary windings 311 and 321 in the transformers 31 and 32. The transformers 31 and 32 transform the alternating voltage, and the transformed alternating voltage is output from the secondary windings 312 and 322.

整流平滑回路４では、トランス３１，３２から出力された交流電圧（変圧された交流電圧）が、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２によって整流された後、チョークコイルＬｃｈおよび出力平滑コンデンサＣoutによって平滑化される。これにより、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖoutが出力される。そして、この直流出力電圧Ｖoutは、図示しない第２のバッテリに給電されてその充電に供されると共に、負荷７が駆動される。   In the rectifying / smoothing circuit 4, the AC voltage (transformed AC voltage) output from the transformers 31 and 32 is rectified by the rectifying diodes 411, 412, 421, 422, 431, and 432, and then the choke coil Lch and the output smoothing circuit. Smoothed by the capacitor Cout. As a result, the DC output voltage Vout is output from the output terminals T3 and T4. The DC output voltage Vout is fed to a second battery (not shown) to be charged, and the load 7 is driven.

（Ｂ．詳細動作）
次に、図２〜図１１を参照して、スイッチング電源装置１の詳細動作について説明する。 (B. Detailed operation)
Next, a detailed operation of the switching power supply device 1 will be described with reference to FIGS.

図２は、スイッチング電源装置１における各部の電圧波形または電流波形を、タイミング波形図で表したものである。具体的には、図２（Ａ），図２（Ｂ）は、駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４の各電圧波形を示している。図２（Ｃ）〜図２（Ｆ）は、図１中に示したように、１次側巻線３１１，３２１をそれぞれ流れる電流Ｉ３１１，Ｉ３２１と、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２をそれぞれ流れる電流Ｉ４１１，Ｉ４１２，Ｉ４２１，Ｉ４２２，Ｉ４３１，Ｉ４３２と、の各電流波形を示している。図２（Ｇ）は、図１中に示したように、前述した接続点Ｐｘと接地ラインＬＧとの間に印加される電圧ＶＰｘの電圧波形を示している。図２（Ｈ）は、図１中に示したように、チョークコイルＬｃｈを流れる電流ＩＬｃｈと、出力電流Ｉoutとの各電流波形を示している。なお、各電圧および各電流の方向はそれぞれ、図１中において矢印で示した方向を正方向としている。   FIG. 2 is a timing waveform diagram showing the voltage waveform or current waveform of each part in the switching power supply device 1. Specifically, FIGS. 2A and 2B show voltage waveforms of the drive signals SG1 to SG4. 2 (C) to 2 (F) show currents I311 and I321 flowing through the primary windings 311 and 321 and rectifier diodes 411, 412, 421, 422 and 431, respectively, as shown in FIG. , 432, current waveforms of currents I 411, I 412, I 421, I 422, I 431, I 432, respectively. FIG. 2G shows the voltage waveform of the voltage VPx applied between the connection point Px and the ground line LG as shown in FIG. FIG. 2H shows the current waveforms of the current ILch flowing through the choke coil Lch and the output current Iout, as shown in FIG. In addition, the direction of each voltage and each current is set to the direction indicated by the arrow in FIG.

また、図３〜図１１はそれぞれ、図２中に示した各タイミング（タイミングｔ０〜ｔ５）におけるスイッチング電源装置１の動作状態を、回路図で模式的に表したものである。なお、図２に示した動作は、タイミングｔ０〜ｔ５（前半の半周期分）の動作と、タイミングｔ５〜ｔ０（後半の半周期分）の動作とを合わせて、１周期分の動作となっている。   3 to 11 schematically show the operation states of the switching power supply device 1 at the respective timings (timing t0 to t5) shown in FIG. 2 by circuit diagrams. Note that the operation shown in FIG. 2 is an operation for one cycle including the operation at timing t0 to t5 (for the first half cycle) and the operation at timing t5 to t0 (for the second half cycle). ing.

（Ｂ−１．前半の半周期分の動作）
最初に、図２〜図１１を参照して、前半の半周期分（タイミングｔ０〜ｔ５）の動作について説明する。 (B-1. Operation for half cycle of first half)
First, with reference to FIG. 2 to FIG. 11, the operation for the first half cycle (timing t0 to t5) will be described.

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４（図２（Ａ），（Ｂ））についてみると、以下のようになっている。すなわち、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング動作のいかなる状態においても、直流入力電圧Ｖinが印加された入力端子Ｔ１，Ｔ２が電気的に短絡されない組み合わせおよびタイミングで駆動される。具体的には、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４同士は、同時にオンとなることはなく、また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士も、同時にオンとなることはない。これらが同時にオンとなるのを回避するためにとられる時間的間隔は、「デッドタイム」と称される。また、２個のインバータ回路２１，２２同士は（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とスイング素子Ｓ３，Ｓ４とは）、例えば図２中に示したように、位相差φを持って動作する。つまり、駆動回路５は、これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してスイッチング位相制御を行うようになっている。   The drive signals SG1 to SG4 (FIGS. 2A and 2B) of the switching elements S1 to S4 are as follows. In other words, the switching elements S1 to S4 are driven with a combination and timing at which the input terminals T1 and T2 to which the DC input voltage Vin is applied are not electrically short-circuited in any state of the switching operation. Specifically, the switching elements S3 and S4 are not simultaneously turned on, and the switching elements S1 and S2 are not simultaneously turned on. The time interval taken to avoid turning them on at the same time is called "dead time". Further, the two inverter circuits 21 and 22 (switching elements S1 and S2 and swing elements S3 and S4) operate with a phase difference φ as shown in FIG. 2, for example. That is, the drive circuit 5 performs switching phase control with respect to these switching elements S1 to S4.

（タイミングｔ０〜ｔ１）
まず、タイミングｔ０よりも前の期間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態になっていると共に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態となっている（図２（Ａ），（Ｂ））。次に、タイミングｔ０〜ｔ１の期間では、まず、タイミングｔ０において、スイッチング素子Ｓ３がオフ状態となる（図２（Ｂ））。 (Timing t0 to t1)
First, in a period before timing t0, the switching elements S2 and S3 are in the on state, and the switching elements S1 and S4 are in the off state (FIGS. 2A and 2B). Next, in a period from timing t0 to t1, first, the switching element S3 is turned off at timing t0 (FIG. 2B).

すると、図３に示したように、トランス３１，３２の１次側（インバータ回路２１，２２）では、ループ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ，Ｉｄがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉａは、バッテリ１０、入力端子Ｔ２、コンデンサＣ５２、コンデンサＣ５１、入力端子Ｔ１およびバッテリ１０の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｂは、１次側巻線３１１、スイッチング素子Ｓ２、コンデンサＣ５２および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｃは、共振用インダクタＬｒ、１次側巻線３２１、コンデンサＣ５１、コンデンサＣ３および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｄは、共振用インダクタＬｒ、１次側巻線３２１、コンデンサＣ５２、コンデンサＣ４および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。   Then, as shown in FIG. 3, loop currents Ia, Ib, Ic, and Id flow on the primary sides (inverter circuits 21 and 22) of the transformers 31 and 32, respectively. Specifically, the loop current Ia flows through the battery 10, the input terminal T2, the capacitor C52, the capacitor C51, the input terminal T1, and the battery 10 in this order. The loop current Ib flows so as to circulate through the primary side winding 311, the switching element S <b> 2, the capacitor C <b> 52 and the primary side winding 311 in this order. The loop current Ic flows through the resonance inductor Lr, the primary winding 321, the capacitor C51, the capacitor C3 and the resonance inductor Lr in this order. The loop current Id flows so as to circulate through the resonance inductor Lr, the primary winding 321, the capacitor C52, the capacitor C4, and the resonance inductor Lr in this order.

このうち、ループ電流Ｉｃ，Ｉｄ（後述する「循環電流」に相当）は、共振用インダクタＬｒおよびトランス３２のリーケージインダクタンス（図示せず）に蓄えられたエネルギーによって流れるものであり、これまでの電流方向が維持されるように流れる。換言すると、これらの共振用インダクタＬｒおよびトランス３２のリーケージインダクタンスと、コンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５１，Ｃ５２とが協働してＬＣ共振回路が構成され、ＬＣ共振動作がなされることで、このようなループ電流Ｉｃ，Ｉｄが流れる。これらのループ電流Ｉｃ，Ｉｄによって、コンデンサＣ３が充電される一方、コンデンサＣ４が放電されることになる。   Among these, the loop currents Ic and Id (corresponding to “circulating current” to be described later) flow due to the energy stored in the resonance inductor Lr and the leakage inductance (not shown) of the transformer 32. It flows so that the direction is maintained. In other words, the resonance inductor Lr and the leakage inductance of the transformer 32 and the capacitors C3, C4, C51, and C52 cooperate to form an LC resonance circuit and perform an LC resonance operation. Loop currents Ic and Id flow. These loop currents Ic and Id charge the capacitor C3 while discharging the capacitor C4.

一方、トランス３１，３２の２次側（整流平滑回路４）では、図３に示したように、ループ電流Ｉｅ，Ｉｆおよび出力電流Ｉoutがそれぞれ流れる。ループ電流Ｉｅは、２次側巻線３１２、整流ダイオード４２１、チョークコイルＬｃｈ、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４１２および２次側巻線３１２の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｆは、２次側巻線３２２、整流ダイオード４２１、チョークコイルＬｃｈ、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４３２および２次側巻線３２２の順に経由して周回するように流れる。また、出力電流Ｉoutは、出力平滑コンデンサＣout、出力端子Ｔ３、負荷７、出力端子Ｔ４および出力平滑コンデンサＣoutの順に経由して周回するように流れることで、負荷７が駆動される。   On the other hand, on the secondary side (rectifier smoothing circuit 4) of the transformers 31 and 32, as shown in FIG. 3, loop currents Ie and If and an output current Iout flow, respectively. The loop current Ie flows through the secondary winding 312, the rectifier diode 421, the choke coil Lch, the output smoothing capacitor Cout, the rectifier diode 412 and the secondary winding 312 in this order. The loop current If flows through the secondary winding 322, the rectifier diode 421, the choke coil Lch, the output smoothing capacitor Cout, the rectifier diode 432, and the secondary winding 322 in this order. The output current Iout flows so as to circulate through the output smoothing capacitor Cout, the output terminal T3, the load 7, the output terminal T4, and the output smoothing capacitor Cout in this order, thereby driving the load 7.

このタイミングｔ０〜ｔ１の期間では、その後、スイッチング素子Ｓ３の両端間の電圧＝Ｖin、かつ、スイッチング素子Ｓ４の両端間の電圧＝０Ｖに達する（接続点Ｐ２の電位＝０Ｖになる）と、以下のようになる。   Thereafter, when the voltage between both ends of the switching element S3 = Vin and the voltage between both ends of the switching element S4 reaches 0V (the potential at the connection point P2 = 0V) in the period of the timing t0 to t1, become that way.

すなわち、図４に示したように、ボディダイオードとしてのダイオードＤ４が導通するようになる。したがって、図３に示したループ電流Ｉｃ，Ｉｄの代わりに、このダイオードＤ４を流れるループ電流Ｉｈが流れるようになる。具体的には、このループ電流Ｉｈは、共振用インダクタＬｒ、１次側巻線３２１、コンデンサＣ５２、ダイオードＤ４および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。   That is, as shown in FIG. 4, the diode D4 as the body diode becomes conductive. Therefore, instead of the loop currents Ic and Id shown in FIG. 3, a loop current Ih flowing through the diode D4 flows. Specifically, the loop current Ih flows so as to circulate through the resonance inductor Lr, the primary side winding 321, the capacitor C52, the diode D4, and the resonance inductor Lr in this order.

なお、このとき、トランス３１，３２の１次側では、図３に示したループ電流Ｉａの代わりに、図４に示したようなループ電流Ｉｇが流れるようになる。具体的には、このループ電流Ｉｇは、バッテリ１０、入力端子Ｔ１、コンデンサＣ５１、コンデンサＣ５２、入力端子Ｔ２およびバッテリ１０の順に経由して周回するように流れる。また、トランス３１，３２の２次側では、図３に示したループ電流Ｉｅ，Ｉｆおよび出力電流Ｉoutがそのまま流れ続け、負荷７が駆動される。   At this time, on the primary side of the transformers 31 and 32, a loop current Ig as shown in FIG. 4 flows instead of the loop current Ia shown in FIG. Specifically, the loop current Ig flows so as to circulate through the battery 10, the input terminal T1, the capacitor C51, the capacitor C52, the input terminal T2, and the battery 10 in this order. On the secondary side of the transformers 31 and 32, the loop currents Ie and If and the output current Iout shown in FIG. 3 continue to flow as they are, and the load 7 is driven.

続いて、このようにしてダイオードＤ４が導通した後、図５に示したように、スイッチング素子Ｓ４がオン状態となる（図２（Ｂ））。これによりＺＶＳ（ゼロボルト・スイッチング）動作が実現され、その結果、スイッチング素子Ｓ４における損失（スイッチング損失）が低減される。このとき、図５に示したように、図４に示したループ電流Ｉｈの代わりに、このスイッチング素子Ｓ４を流れるループ電流Ｉｉが流れることになる。このループ電流Ｉｉは、共振用インダクタＬｒ、１次側巻線３２１、コンデンサＣ５２、スイッチング素子Ｓ４および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。なお、このようにして、前述した共振用インダクタＬｒおよびトランス３２のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーが放出され切ったときが、図２中のタイミングｔ１に相当する。   Subsequently, after the diode D4 is turned on in this way, the switching element S4 is turned on as shown in FIG. 5 (FIG. 2B). Thereby, ZVS (zero volt switching) operation is realized, and as a result, the loss (switching loss) in the switching element S4 is reduced. At this time, as shown in FIG. 5, a loop current Ii flowing through the switching element S4 flows instead of the loop current Ih shown in FIG. The loop current Ii flows so as to circulate through the resonance inductor Lr, the primary winding 321, the capacitor C 52, the switching element S 4, and the resonance inductor Lr in this order. The time when the energy stored in the above-described resonance inductor Lr and the leakage inductance of the transformer 32 is completely released corresponds to the timing t1 in FIG.

（タイミングｔ１〜ｔ２）
次に、図６に示したように、タイミングｔ１〜ｔ２の期間では以下のようになる。すなわち、トランス３１，３２の１次側では、図４に示したループ電流Ｉｉとは逆向きのループ電流Ｉｊが流れる。つまり、ループ電流の向きが反転することになる。このループ電流Ｉｊは、共振用インダクタＬｒ、スイッチング素子Ｓ４、コンデンサＣ５２、１次側巻線３２１および共振用インダクタＬｒの順に経由して周回するように流れる。このようなループ電流Ｉｊが流れることで、共振用インダクタＬｒおよびトランス３２のリーケージインダクタンスにエネルギーが蓄えられる（励磁される）ことになる。つまり、このタイミングｔ１〜ｔ２の期間は、共振用インダクタＬｒおよびトランス３２のリーケージインダクタンスへのエネルギー蓄積期間（励磁期間）に相当する。 (Timing t1 to t2)
Next, as shown in FIG. 6, during the period of timing t1 to t2, the following occurs. That is, on the primary side of the transformers 31 and 32, a loop current Ij in the direction opposite to the loop current Ii shown in FIG. 4 flows. That is, the direction of the loop current is reversed. The loop current Ij flows so as to circulate through the resonance inductor Lr, the switching element S4, the capacitor C52, the primary winding 321 and the resonance inductor Lr in this order. When such a loop current Ij flows, energy is stored (excited) in the resonance inductor Lr and the leakage inductance of the transformer 32. That is, the period of the timings t1 to t2 corresponds to an energy accumulation period (excitation period) to the resonance inductance Lr and the leakage inductance of the transformer 32.

また、このような１次側での電流反転に伴い、トランス３１，３２の２次側では、図６に示したように、これまでに説明したループ電流Ｉｆの代わりに、ループ電流Ｉｋが流れるようになる。このループ電流Ｉｋは、２次側巻線３２２、整流ダイオード４３１、チョークコイルＬｃｈ、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２および２次側巻線３２２の順に経由して周回するように流れる。   In addition, with the current reversal on the primary side, the loop current Ik flows on the secondary side of the transformers 31 and 32 instead of the loop current If described so far, as shown in FIG. It becomes like this. This loop current Ik circulates through the secondary winding 322, rectifier diode 431, choke coil Lch, output smoothing capacitor Cout, rectifier diode 412, secondary winding 312 and secondary winding 322 in this order. It flows like.

ここで、共振用インダクタＬｒおよび１次側巻線３２１に流れる電流（ループ電流Ｉｊ）は、２次側巻線３２２に流れる電流（ループ電流Ｉｋ）と等価である。そして、トランス３２における１次側巻線３２１の巻数および２次側巻線３２２の巻数をそれぞれ、Ｎｐ２，Ｎｓ２とすると、共振用インダクタを流れる電流（＝Ｉ３２１）は、（２次側巻線３２２を流れる電流）×（Ｎｓ２／Ｎｐ２）となるまで増加することになる。   Here, the current (loop current Ij) flowing through the resonance inductor Lr and the primary winding 321 is equivalent to the current flowing through the secondary winding 322 (loop current Ik). When the number of turns of the primary side winding 321 and the number of turns of the secondary side winding 322 in the transformer 32 are Np2 and Ns2, respectively, the current (= I321) flowing through the resonance inductor is (secondary side winding 322). Current)) × (Ns2 / Np2).

（タイミングｔ２〜ｔ３）
続いて、タイミングｔ２〜ｔ３の期間は、トランス３１，３２の１次側から２次側への電力伝送期間となる。なお、このタイミングｔ２から後述するタイミングｔ５までの期間は、トランス３２を用いた電力伝送期間となる。 (Timing t2 to t3)
Subsequently, a period from timing t2 to t3 is a power transmission period from the primary side to the secondary side of the transformers 31 and 32. A period from timing t2 to timing t5 described later is a power transmission period using the transformer 32.

このタイミングｔ２〜ｔ３の期間では、図７に示したようにして、各ループ電流が流れることになる。つまり、図６に示した各ループ電流のうち、ループ電流Ｉｅが流れなくなり、トランス３１，３２の２次側では、ループ電流Ｉｋおよび出力電流Ｉoutが流れることになる。   In the period from the timing t2 to t3, each loop current flows as shown in FIG. That is, the loop current Ie does not flow among the loop currents shown in FIG. 6, and the loop current Ik and the output current Iout flow on the secondary side of the transformers 31 and 32.

このとき、トランス３２の１次側巻線３２１では、接続点Ｐ３側が「Ｈ（High）」状態、接続点Ｐ６側が「Ｌ（Low）」状態となり、２次側巻線３２２では、接続点Ｐ９側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ８側が「Ｌ」状態となる。したがって、この２次側巻線３２２の両端間には、（Ｖin／２）×（Ｎｓ２／Ｎｐ２）で表される電圧｜Ｖ３２２｜が発生する。   At this time, in the primary side winding 321 of the transformer 32, the connection point P3 side is in the “H (High)” state, and the connection point P6 side is in the “L (Low)” state, and in the secondary side winding 322, the connection point P9. The side is in the “H” state, and the connection point P8 side is in the “L” state. Therefore, a voltage | V322 | represented by (Vin / 2) × (Ns2 / Np2) is generated between both ends of the secondary winding 322.

一方、トランス３１の１次側巻線３１１では、接続点Ｐ３側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ１側が「Ｌ」状態となり、２次側巻線３１２では、接続点Ｐ８側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ７側が「Ｌ」状態となる。したがって、トランス３１における１次側巻線３１１の巻数および２次側巻線３１２の巻数をそれぞれ、Ｎｐ１，Ｎｓ１とすると、この２次側巻線３１２の両端間には、（Ｖin／２）×（Ｎｓ１／Ｎｐ１）で表される電圧｜Ｖ３１２｜が発生する。   On the other hand, in the primary side winding 311 of the transformer 31, the connection point P3 side is in the “H” state and the connection point P1 side is in the “L” state, and in the secondary side winding 312, the connection point P8 side is in the “H” state. The point P7 side is in the “L” state. Therefore, assuming that the number of turns of the primary side winding 311 and the number of turns of the secondary side winding 312 in the transformer 31 are Np1 and Ns1, respectively, (Vin / 2) × A voltage | V312 | represented by (Ns1 / Np1) is generated.

各２次側巻線３１２，３２２の両端における電位の高低状態（「Ｈ」状態，「Ｌ」状態）がこのようになることから、このタイミングｔ２〜ｔ３の期間では、以下のようになる。すなわち、これらの２次側巻線３１２，３２２同士が、互いに直列接続された状態（後述する「２直列接続状態」）となる。換言すると、図２中に示したように、タイミングｔ２〜ｔ３の期間は、２次側巻線３１２，３２２同士の直列接続状態期間ΔＴｓとなる。したがって、これらの２次側巻線３１２，３２２には互いに等しい電流が流れることになり、接続点Ｐｘと接地ラインＬＧとの間に印加される電圧ＶＰｘ（図２（Ｇ））＝（｜Ｖ３１２｜＋｜Ｖ３２２｜）となる。   Since the potential high and low states (“H” state and “L” state) at both ends of the secondary windings 312 and 322 are as described above, during the period from the timing t2 to the timing t3, the following occurs. That is, these secondary windings 312 and 322 are in a state of being connected in series with each other (a “two series connection state” described later). In other words, as shown in FIG. 2, the period from the timing t <b> 2 to t <b> 3 is the series connection state period ΔTs between the secondary windings 312 and 322. Accordingly, equal currents flow through the secondary windings 312 and 322, and the voltage VPx (FIG. 2G) applied between the connection point Px and the ground line LG = (| V312). | + | V322 |).

（タイミングｔ３〜ｔ４）
次に、タイミングｔ３〜ｔ４の期間では、まず、タイミングｔ３において、スイッチング素子Ｓ２がオフ状態となる（図２（Ａ））。 (Timing t3 to t4)
Next, in a period from timing t3 to t4, first, at the timing t3, the switching element S2 is turned off (FIG. 2A).

すると、図８に示したように、トランス３１，３２の１次側では、これまでに説明したループ電流Ｉｇ，Ｉｊとともに、ループ電流Ｉｌ，Ｉｍがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉｌは、１次側巻線３１１、コンデンサＣ１、コンデンサＣ５１および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。ループ電流Ｉｍは、１次側巻線３１１、コンデンサＣ２、コンデンサＣ５２および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。   Then, as shown in FIG. 8, on the primary side of the transformers 31 and 32, the loop currents Il and Im flow together with the loop currents Ig and Ij described so far. Specifically, the loop current Il flows so as to circulate through the primary winding 311, the capacitor C1, the capacitor C51, and the primary winding 311 in this order. The loop current Im flows so as to circulate via the primary winding 311, the capacitor C 2, the capacitor C 52, and the primary winding 311 in this order.

これらのループ電流Ｉｌ，Ｉｍ（後述する「循環電流」に相当）は、トランス３１のリーケージインダクタンス（図示せず）に蓄えられたエネルギーによって流れるものであり、これまでの電流方向が維持されるように流れる。換言すると、このトランス３２のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ５１，Ｃ５２とが協働してＬＣ共振回路が構成され、ＬＣ共振動作がなされることで、このようなループ電流Ｉｌ，Ｉｍが流れる。これらのループ電流Ｉｌ，Ｉｍによって、コンデンサＣ２が充電される一方、コンデンサＣ１が放電されることになる。   These loop currents Il and Im (corresponding to “circulating current” to be described later) flow due to the energy stored in the leakage inductance (not shown) of the transformer 31 so that the current direction so far is maintained. Flowing into. In other words, the leakage inductance of the transformer 32 and the capacitors C1, C2, C51, and C52 cooperate to form an LC resonance circuit, and the LC resonance operation is performed, so that the loop currents Il and Im flow. . The loop currents Il and Im charge the capacitor C2 while discharging the capacitor C1.

一方、トランス３１，３２の２次側では、図８に示したように、これまでに説明したループ電流Ｉｋおよび出力電流Ｉoutとともに、ループ電流Ｉｏが流れる。このループ電流Ｉｏは、２次側巻線３２２、整流ダイオード４３１、チョークコイルＬｃｈ、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４２２および２次側巻線３２２の順に経由して周回するように流れる。   On the other hand, on the secondary side of the transformers 31 and 32, as shown in FIG. 8, the loop current Io flows together with the loop current Ik and the output current Iout described so far. This loop current Io flows so as to circulate through the secondary winding 322, the rectifier diode 431, the choke coil Lch, the output smoothing capacitor Cout, the rectifier diode 422, and the secondary winding 322 in this order.

このタイミングｔ３〜ｔ４の期間では、その後、スイッチング素子Ｓ２の両端間の電圧＝Ｖin、かつ、スイッチング素子Ｓ１の両端間の電圧＝０Ｖに達する（接続点Ｐ１の電位＝Ｖinになる）と、以下のようになる。   Thereafter, when the voltage between both ends of the switching element S2 = Vin and the voltage between both ends of the switching element S1 reaches 0V (the potential at the connection point P1 = Vin) in the period from the timing t3 to t4, become that way.

すなわち、図９に示したように、ボディダイオードとしてのダイオードＤ１が導通するようになる。したがって、図８に示したループ電流Ｉｌ，Ｉｍの代わりに、このダイオードＤ１を流れるループ電流Ｉｐが流れるようになる。具体的には、このループ電流Ｉｐは、１次側巻線３１１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ５１および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。   That is, as shown in FIG. 9, the diode D1 as the body diode becomes conductive. Therefore, instead of the loop currents Il and Im shown in FIG. 8, the loop current Ip flowing through the diode D1 flows. Specifically, the loop current Ip flows so as to circulate through the primary side winding 311, the diode D 1, the capacitor C 51, and the primary side winding 311 in this order.

なお、このとき、トランス３１，３２の２次側では、図８に示したループ電流Ｉｋ，Ｉｏおよび出力電流Ｉoutがそのまま流れ続け、負荷７が駆動される。   At this time, on the secondary side of the transformers 31 and 32, the loop currents Ik and Io and the output current Iout shown in FIG. 8 continue to flow as they are, and the load 7 is driven.

続いて、このようにしてダイオードＤ１が導通した後、図１０に示したように、スイッチング素子Ｓ１がオン状態となる（図２（Ａ））。これによりＺＶＳ動作が実現され、その結果、スイッチング素子Ｓ１における損失（スイッチング損失）が低減される。このとき、図１０に示したように、図９に示したループ電流Ｉｐの代わりに、このスイッチング素子Ｓ１を流れるループ電流Ｉｑが流れることになる。このループ電流Ｉｑは、１次側巻線３１１、スイッチング素子Ｓ１、コンデンサＣ５１および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。なお、このようにして、前述したトランス３１のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーが放出され切ったときが、図２中のタイミングｔ４に相当する。   Subsequently, after the diode D1 is turned on in this way, the switching element S1 is turned on as shown in FIG. 10 (FIG. 2A). Thereby, the ZVS operation is realized, and as a result, the loss (switching loss) in the switching element S1 is reduced. At this time, as shown in FIG. 10, a loop current Iq flowing through the switching element S1 flows instead of the loop current Ip shown in FIG. This loop current Iq flows so as to circulate through the primary winding 311, the switching element S 1, the capacitor C 51 and the primary winding 311 in this order. Note that the time when the energy stored in the leakage inductance of the transformer 31 described above is completely released corresponds to the timing t4 in FIG.

（タイミングｔ４〜ｔ５）
次に、図１１に示したように、タイミングｔ４〜ｔ５の期間では以下のようになる。すなわち、まず、トランス３１，３２の１次側では、図１０に示したループ電流Ｉｑとは逆向きのループ電流Ｉｒが流れる。つまり、ループ電流の向きが反転することになる。このループ電流Ｉｒは、１次側巻線３１１、スイッチング素子Ｓ１、コンデンサＣ５１および１次側巻線３１１の順に経由して周回するように流れる。 (Timing t4 to t5)
Next, as shown in FIG. 11, during the period from timing t4 to t5, the following occurs. That is, first, on the primary side of the transformers 31 and 32, a loop current Ir having a direction opposite to the loop current Iq shown in FIG. 10 flows. That is, the direction of the loop current is reversed. This loop current Ir flows so as to circulate through the primary winding 311, the switching element S 1, the capacitor C 51 and the primary winding 311 in this order.

このような１次側での電流反転に伴い、トランス３１，３２の２次側では、図１１に示したように、これまでに説明したループ電流Ｉｋの代わりに、ループ電流Ｉｓが流れるようになる。このループ電流Ｉｓは、２次側巻線３１２、整流ダイオード４１１、チョークコイルＬｃｈ、出力平滑コンデンサＣout、整流ダイオード４２２および２次側巻線３１２の順に経由して周回するように流れる。   With such current reversal on the primary side, on the secondary side of the transformers 31 and 32, as shown in FIG. 11, the loop current Is flows instead of the loop current Ik described so far. Become. The loop current Is flows so as to circulate through the secondary winding 312, the rectifier diode 411, the choke coil Lch, the output smoothing capacitor Cout, the rectifier diode 422, and the secondary winding 312 in this order.

また、このタイミングｔ４〜ｔ５の期間は、トランス３１，３２の１次側から２次側への電力伝送期間となる。なお、このタイミングｔ４から後述するタイミングｔ８までの期間は、トランス３１を用いた電力伝送期間となる。   Further, the period from the timing t4 to t5 is a power transmission period from the primary side to the secondary side of the transformers 31 and 32. Note that a period from the timing t4 to a timing t8 described later is a power transmission period using the transformer 31.

このとき、トランス３１の１次側巻線３１１では、接続点Ｐ３側が「Ｌ」状態、接続点Ｐ１側が「Ｈ」状態となり、２次側巻線３１２では、接続点Ｐ８側が「Ｌ」状態、接続点Ｐ７側が「Ｈ」状態となる。したがって、この２次側巻線３１２の両端間には、（Ｖin／２）×（Ｎｓ１／Ｎｐ１）で表される電圧｜Ｖ３１２｜が発生する。   At this time, in the primary side winding 311 of the transformer 31, the connection point P3 side is in the “L” state, the connection point P1 side is in the “H” state, and in the secondary side winding 312, the connection point P8 side is in the “L” state. The connection point P7 side is in the “H” state. Therefore, a voltage | V312 | represented by (Vin / 2) × (Ns1 / Np1) is generated between both ends of the secondary winding 312.

一方、トランス３２の１次側巻線３２１では、接続点Ｐ３側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ６側が「Ｌ」状態となり、２次側巻線３２２では、接続点Ｐ９側が「Ｈ」状態、接続点Ｐ８側が「Ｌ」状態となる。したがって、この２次側巻線３２２の両端間には、（Ｖin／２）×（Ｎｓ２／Ｎｐ２）で表される電圧｜Ｖ３２２｜が発生する。   On the other hand, in the primary side winding 321 of the transformer 32, the connection point P3 side is in the “H” state and the connection point P6 side is in the “L” state, and in the secondary side winding 322, the connection point P9 side is in the “H” state. The point P8 side is in the “L” state. Therefore, a voltage | V322 | represented by (Vin / 2) × (Ns2 / Np2) is generated between both ends of the secondary winding 322.

各２次側巻線３１２，３２２の両端における電位の高低状態（「Ｈ」状態，「Ｌ」状態）がこのようになることから、このタイミングｔ４〜ｔ５の期間では、以下のようになる。すなわち、これらの２次側巻線３１２，３２２同士が、互いに並列接続された状態（後述する「２並列接続状態」）となる。換言すると、図２中に示したように、タイミングｔ４〜ｔ５の期間は、２次側巻線３１２，３２２同士の並列接続状態期間ΔＴｐとなる。したがって、接続点Ｐｘと接地ラインＬＧとの間に印加される電圧ＶＰｘ（図２（Ｇ））＝｜Ｖ３１２｜＝｜Ｖ３２２｜となり、前述したタイミングｔ２〜ｔ３の期間（直列接続状態期間ΔＴｓ）と比べて電圧ＶＰｘの値が半分（１／２）となる。   Since the potential levels (“H” state, “L” state) at both ends of the secondary windings 312 and 322 are as described above, during the period from the timing t4 to the timing t5, the following occurs. That is, these secondary windings 312 and 322 are in a state of being connected in parallel to each other (a “two parallel connection state” described later). In other words, as shown in FIG. 2, the period from timing t4 to t5 is the parallel connection state period ΔTp between the secondary windings 312 and 322. Therefore, the voltage VPx applied between the connection point Px and the ground line LG (FIG. 2 (G)) = | V312 | = | V322 |, and the period of the above-described timing t2 to t3 (series connection state period ΔTs). The value of the voltage VPx is halved (1/2).

また、チョークコイルＬｃｈ（インダクタ）は電流源として機能するため、流れる電流を維持しようとする。したがって、このタイミングｔ４〜ｔ５の期間において２次側巻線３１２，３２２同士が互いに並列接続された状態となっても、チョークコイルＬｃｈに流れる電流は、これら２次側巻線３１２，３２２のうち、主に２次側巻線３２２を流れることになる。このため、図１１中では、２次側巻線３１２を流れるループ電流Ｉｓと、対応する１次側巻線３１１を流れるループ電流Ｉｒとを、便宜上、破線で示している。   Further, since the choke coil Lch (inductor) functions as a current source, it tries to maintain a flowing current. Therefore, even if the secondary windings 312 and 322 are connected in parallel to each other during the period of the timing t4 to t5, the current flowing through the choke coil Lch is out of the secondary windings 312 and 322. , Mainly through the secondary winding 322. Therefore, in FIG. 11, the loop current Is flowing through the secondary winding 312 and the loop current Ir flowing through the corresponding primary winding 311 are indicated by broken lines for convenience.

なお、その後、タイミングｔ５では、スイッチング素子Ｓ４がオフ状態となる（図２（Ｂ））。以上で、前半の半周期分（タイミングｔ０〜ｔ５）の動作が終了する。   After that, at timing t5, the switching element S4 is turned off (FIG. 2B). Thus, the operation for the first half cycle (timing t0 to t5) is completed.

（Ｂ−２．後半の半周期分の動作）
次に、図２で示したタイミングｔ０〜ｔ５以降の、後半の半周期分（タイミングｔ５〜ｔ０）の動作について説明する。 (B-2. Operation for half cycle in the latter half)
Next, the operation of the latter half cycle (timing t5 to t0) after timing t0 to t5 shown in FIG. 2 will be described.

この後半の半周期分の動作も、基本的には図２〜図１１で説明した、前半の半周期分（タイミングｔ０〜ｔ５）の動作と同様である。すなわち、図２中に括弧にて示したように、タイミングｔ０とタイミングｔ５、タイミングｔ１とタイミングｔ６、タイミングｔ２とタイミングｔ７、タイミングｔ３とタイミングｔ８、タイミングｔ４とタイミングｔ９とはそれぞれ、基本的に等価な状態である。また、この後半の半周期分の動作は、前半の半周期分の動作におけるスイッチング素子Ｓ２（コンデンサＣ２，ダイオードＤ２）とスイッチング素子Ｓ４（コンデンサＣ４，ダイオードＤ４）との関係を、スイッチング素子Ｓ１（コンデンサＣ１，ダイオードＤ１）とスイッチング素子Ｓ３（コンデンサＣ３，ダイオードＤ３）との関係に置き換えたものとなっている。   The operation for the latter half cycle is basically the same as the operation for the first half cycle (timing t0 to t5) described with reference to FIGS. That is, as indicated by parentheses in FIG. 2, timing t0 and timing t5, timing t1 and timing t6, timing t2 and timing t7, timing t3 and timing t8, and timing t4 and timing t9 are basically It is an equivalent state. Further, the operation for the latter half cycle is the relationship between the switching element S2 (capacitor C2, diode D2) and the switching element S4 (capacitor C4, diode D4) in the operation for the first half cycle. The relationship is replaced by the relationship between the capacitor C1, the diode D1) and the switching element S3 (capacitor C3, diode D3).

したがって、この後半の半周期分の動作の詳細については、説明を省略する。以上で、図２中に示した一連の動作説明が終了となる。   Therefore, the description of the details of the operation for the latter half cycle is omitted. This is the end of the description of the series of operations shown in FIG.

（Ｃ．作用・効果）
このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置１では、図１に示した回路構成となっていると共に、図２〜図１１に示した動作がなされることで、以下の作用・効果が得られる。 (C. Action / effect)
As described above, the switching power supply device 1 according to the present embodiment has the circuit configuration shown in FIG. 1 and the operations shown in FIGS. It is done.

すなわち、まず、駆動回路５は、２個のインバータ回路２１，２２同士が位相差φを持って動作するように、スイッチング駆動を行う。そして、このとき駆動回路５は、２個のトランス３１，３２に含まれる２次側巻線３１２，３２２同士の接続状態が切り替わる（所定の時比率にて切り替わる）ようにスイッチング駆動を行うことで、出力電圧Ｖoutの大きさを制御する。   That is, first, the drive circuit 5 performs switching drive so that the two inverter circuits 21 and 22 operate with a phase difference φ. At this time, the drive circuit 5 performs switching driving so that the connection state between the secondary windings 312 and 322 included in the two transformers 31 and 32 is switched (switched at a predetermined time ratio). The output voltage Vout is controlled.

ここで、図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）に示した模式図を参照して、このような接続状態の切り替わりによる出力電圧Ｖoutの制御について、具体的に説明する。   Here, with reference to the schematic diagrams shown in FIGS. 12A to 12C, the control of the output voltage Vout by such switching of the connection state will be specifically described.

本実施の形態では、駆動回路５は、２次側巻線３１２，３２２同士の接続状態が、前述した２並列接続状態（図１２（Ｂ）参照）と２直列接続状態（図１２（Ｃ）参照）との間で切り替わるように、各インバータ回路２１，２２に対するスイッチング駆動を行う。換言すると、２つのトランス３１，３２の出力同士が同一位相のときと反対位相のときとで、このような２並列接続状態あるいは２直列接続状態を切り替えていることになる。   In the present embodiment, the drive circuit 5 has a connection state between the secondary windings 312 and 322 in the two parallel connection state (see FIG. 12B) and the two series connection state (see FIG. 12C). Switching drive for each of the inverter circuits 21 and 22 is performed. In other words, the two parallel connection state or the two series connection state is switched between when the outputs of the two transformers 31 and 32 are in the same phase and in the opposite phase.

なお、２並列接続状態では、図１２（Ｂ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ２ｐ１，Ｉ２ｐ２が互いに並列的に流れる。具体的には、図１２（Ａ）に示した整流平滑回路４の構成を参照すると、実線で示した電流Ｉ２ｐ１は、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ２ｐ１は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４１１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。同様に、実線で示した電流Ｉ２ｐ２は、整流ダイオード４３２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ２ｐ２は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４３１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。   In the two parallel connection state, as shown in FIG. 12B, the secondary windings 312 and 322 have currents I2p1 and I2p2 in the direction of the combination indicated by the solid line or the broken line, respectively. Flow in parallel with each other. Specifically, referring to the configuration of the rectifying / smoothing circuit 4 shown in FIG. 12A, the current I2p1 indicated by the solid line is applied to the rectifying diode 412, the secondary winding 312 and the rectifying diode 421 in this order. It flows to go through. Further, the current I2p1 indicated by the broken line flows through the rectifier diode 422, the secondary winding 312 and the rectifier diode 411 in this order. Similarly, the current I2p2 indicated by the solid line flows through the rectifier diode 432, the secondary winding 322, and the rectifier diode 421 in this order. Further, the current I2p2 indicated by the broken line flows through the rectifier diode 422, the secondary winding 322, and the rectifier diode 431 in this order.

一方、２直列接続状態では、図１２（Ｃ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ２ｓが直列的に流れる。具体的には、図１２（Ａ）に示した整流平滑回路４の構成を参照すると、実線で示した電流Ｉ２ｓは、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４３１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ２ｓは、整流ダイオード４３２、２次側巻線３２２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４１１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。   On the other hand, in the two-series connection state, as shown in FIG. 12C, the current I2s is serially applied to the secondary windings 312 and 322 in the combination direction indicated by the solid line or the broken line. Flowing into. Specifically, referring to the configuration of the rectifying / smoothing circuit 4 shown in FIG. 12A, the current I2s shown by the solid line is the rectifier diode 412, the secondary winding 312, the secondary winding 322, and the rectification. Each of the diodes 431 flows in this order. The current I2s indicated by the broken line flows through the rectifier diode 432, the secondary winding 322, the secondary winding 312 and the rectifier diode 411 in this order.

ここで、図２に示したように、インバータ回路２１内の２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士は、１８０°の位相差にてスイッチング駆動がなされていると共に、インバータ回路２２内の２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４同士もまた、１８０°の位相差にてスイッチング駆動がなされている。また、これら２つのインバータ回路２１，２２同士は、上記したように、たとえば図２中に示した位相差φにて動作するように駆動される。   Here, as shown in FIG. 2, the two switching elements S1 and S2 in the inverter circuit 21 are switched and driven with a phase difference of 180 °, and the two switching elements in the inverter circuit 22 are switched. S3 and S4 are also switched by a phase difference of 180 °. Further, as described above, these two inverter circuits 21 and 22 are driven so as to operate with the phase difference φ shown in FIG. 2, for example.

したがって、この位相差φを制御することで、上記した２並列接続状態と２直列接続状態との時比率（デューティ）を変化させることができ、その結果、出力電圧Ｖoutの大きさを調整できるようになる。具体的には、位相差φを大きくすることは、駆動信号ＳＧ１と駆動信号ＳＧ３との重畳期間、および、駆動信号ＳＧ２と駆動信号ＳＧ４との重畳期間をそれぞれ長くすること、つまり、図２中に示した直列接続状態期間ΔＴｓを長くすることと等価である。   Therefore, by controlling this phase difference φ, the time ratio (duty) between the two parallel connection states and the two series connection states can be changed, and as a result, the magnitude of the output voltage Vout can be adjusted. become. Specifically, increasing the phase difference φ increases the overlap period of the drive signal SG1 and the drive signal SG3 and the overlap period of the drive signal SG2 and the drive signal SG4, that is, in FIG. This is equivalent to increasing the series connection state period ΔTs shown in FIG.

また、本実施の形態では、駆動回路５は、これらのインバータ回路２１，２２において、例えば、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値（望ましくは最大値）となるように、スイッチング駆動を行う。   Further, in the present embodiment, the drive circuit 5 causes the inverter circuits 21 and 22 so that, for example, the length of the on-duty period of each of the switching elements S1 to S4 is substantially the maximum value (preferably the maximum value). In addition, switching driving is performed.

ここで、前述したように、トランス３１，３２による電力伝送が行われていないオフデューティ期間において、ＬＣ共振動作を利用して循環電流（例えば、ループ電流Ｉｃ，Ｉｄ，Ｉｌ，Ｉｍ）を発生させることで、スイッチング素子がオン状態になる際のＺＶＳ動作が実現されるようになっている。ところが、このＺＶＳ動作に必要な循環電流がオフデューティ期間に存在することから、このオフデューティ期間が長くなるのに従って電力損失が大きくなり、電力変換効率が低下してしまうことになる。   Here, as described above, a circulating current (for example, loop currents Ic, Id, Il, Im) is generated using the LC resonance operation in the off-duty period in which power transmission by the transformers 31 and 32 is not performed. Thus, the ZVS operation when the switching element is turned on is realized. However, since the circulating current necessary for this ZVS operation exists in the off-duty period, the power loss increases as the off-duty period becomes longer, and the power conversion efficiency decreases.

そこで本実施の形態では、上記したように、インバータ回路２１，２２において、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値となるように、スイッチング駆動が行われる。これによりオフデューティ期間が、前述したデッドタイム（図２の例では、タイミングｔ０〜ｔ１，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜６，ｔ８〜ｔ９の各期間）のみの短時間に限定されることになり、ＺＶＳ動作に必要な循環電流の発生が最小限に抑えられる。その結果、この循環電流が各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のボディダイオード（ダイオードＤ１〜Ｄ４）を流れることによる電力損失も最小限に抑えられ、電力変換効率が向上することになる。なお、このような循環電流による損失を低減するには、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンデューティ期間の長さが略最大値となっていることが望ましいが、略最大値となっていなくても動作することは可能である。   Therefore, in the present embodiment, as described above, in the inverter circuits 21 and 22, switching driving is performed so that the length of the on-duty period of each of the switching elements S1 to S4 becomes a substantially maximum value. As a result, the off-duty period is limited to only the short time described above (in the example of FIG. 2, each period of timing t0 to t1, t3 to t4, t5 to 6, t8 to t9). The generation of circulating current required for ZVS operation is minimized. As a result, power loss due to the circulating current flowing through the body diodes (diodes D1 to D4) of the switching elements S1 to S4 is minimized, and power conversion efficiency is improved. In order to reduce the loss due to the circulating current, it is desirable that the length of the on-duty period of each of the switching elements S1 to S4 is a substantially maximum value. It is possible to work.

以上のように本実施の形態では、スイッチング電源装置１が図１に示した回路構成となっていると共に、図２〜図１１に示した動作がなされるようにしたので、ＺＶＳ動作に必要な循環電流の発生を最小限に抑えることができる。その結果、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４において電力伝送に寄与しない導通損失が減少し、電力変換効率を向上させ易くすることが可能となる。   As described above, in the present embodiment, the switching power supply device 1 has the circuit configuration shown in FIG. 1 and the operations shown in FIGS. 2 to 11 are performed, so that it is necessary for the ZVS operation. The generation of circulating current can be minimized. As a result, the conduction loss that does not contribute to power transmission in each of the switching elements S1 to S4 is reduced, and the power conversion efficiency can be easily improved.

また、このような損失が減少することで、より定格の小さい素子を使用することが可能となり、コスト削減を図ることも可能となる。更に、損失が減少することで、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４における発熱が減少することから、放熱性と絶縁性とを両立させるために必要な放熱絶縁板に求められる性能を下げることが可能となり、この点でもコスト削減を図ることが可能となる。   In addition, by reducing such loss, it is possible to use an element with a lower rating, and it is possible to reduce costs. Furthermore, since the heat loss in each of the switching elements S1 to S4 is reduced by reducing the loss, it is possible to lower the performance required for the heat dissipation insulating plate necessary to achieve both heat dissipation and insulation, In this respect as well, cost reduction can be achieved.

加えて、本実施の形態では、トランス３１，３２からの出力電圧（例えば図２（Ｇ）に示した電圧ＶＰｘに対応）の波形が、２段階の階段状になる。このため、整流平滑回路４内の各整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２に発生するリンギングの振幅が、従来の位相シフトフルブリッジコンバータの場合と比べ、半分となる。このように、各整流ダイオードに発生するリンギングが小さくなることから、より低い耐圧の素子を用いることが可能となる。したがって、より低い耐圧の素子を用いることが可能となることで、コスト低減を図ることや、各整流ダイオードでの損失低減を図ることが可能となる。   In addition, in the present embodiment, the waveform of the output voltage (for example, corresponding to the voltage VPx shown in FIG. 2G) from the transformers 31 and 32 has a two-stage step shape. For this reason, the amplitude of the ringing generated in each rectifier diode 411, 412, 421, 422, 431, 432 in the rectifying / smoothing circuit 4 is halved compared to the case of the conventional phase shift full bridge converter. As described above, since ringing generated in each rectifier diode is reduced, it is possible to use an element having a lower withstand voltage. Therefore, it becomes possible to use a device having a lower withstand voltage, so that it is possible to reduce costs and reduce loss in each rectifier diode.

＜２．変形例＞
続いて、上記実施の形態の変形例（変形例１〜６）について説明する。なお、以下の各変形例において、実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。 <2. Modification>
Subsequently, modified examples (modified examples 1 to 6) of the above-described embodiment will be described. In the following modifications, the same components as those in the embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted as appropriate.

［変形例１］
（Ａ．構成）
図１３は、変形例１に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ａ）の概略構成例を、回路図で表したものである。 [Modification 1]
(A. Configuration)
FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration example of the switching power supply device (switching power supply device 1A) according to the first modification.

本変形例のスイッチング電源装置１Ａは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、インバータ回路およびトランスの個数を２つから３つに変更する（これらの個数を１つずつ追加して設ける）と共に、それに伴って整流平滑回路の構成も変更したものとなっている。具体的には、このスイッチング電源装置１Ａは、スイッチング電源装置１において、インバータ回路２３およびトランス３３を更に設けると共に、整流平滑回路４の代わりに整流平滑回路４Ａを設けたものである。   In the switching power supply device 1A of the present modification, in the switching power supply device 1 of the embodiment, the number of inverter circuits and transformers is changed from two to three (the number of these is additionally provided one by one), Accordingly, the configuration of the rectifying / smoothing circuit is also changed. Specifically, the switching power supply 1 </ b> A is provided with an inverter circuit 23 and a transformer 33 in the switching power supply 1, and a rectifying / smoothing circuit 4 </ b> A instead of the rectifying / smoothing circuit 4.

（インバータ回路２３）
インバータ回路２３は、入力端子Ｔ１，Ｔ２とトランス３１〜３３における１次側巻線３１１，３２１，３３１との間において、インバータ回路２１，２２と互いに並列配置されている。このインバータ回路２３もインバータ回路２１，２２と同様に、２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路により構成されている。 (Inverter circuit 23)
The inverter circuit 23 is arranged in parallel with the inverter circuits 21 and 22 between the input terminals T1 and T2 and the primary side windings 311, 321 and 331 in the transformers 31 to 33. Similarly to the inverter circuits 21 and 22, the inverter circuit 23 is also configured by a half bridge circuit including two switching elements.

具体的には、インバータ回路２３は、２つのスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６と、これらスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ５，Ｃ６およびダイオードＤ５，Ｄ６と、２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２とを有している。つまり、コンデンサＣ５１，Ｃ５２はそれぞれ、インバータ回路２１〜２３に共有されている。なお、ダイオードＤ５，Ｄ６はいずれも、カソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈ側に配置されると共にアノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌ側に配置されており、逆方向接続状態となっている。   Specifically, the inverter circuit 23 includes two switching elements S5 and S6, capacitors C5 and C6 and diodes D5 and D6 connected in parallel to the switching elements S5 and S6, respectively, and two capacitors C51 and C52. And have. That is, the capacitors C51 and C52 are shared by the inverter circuits 21 to 23, respectively. The diodes D5 and D6 are both connected in the reverse direction, with the cathode disposed on the primary high voltage line L1H side and the anode disposed on the primary low voltage line L1L side.

このインバータ回路２３では、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の第１端同士と、コンデンサＣ５，Ｃ６の第１端同士と、ダイオードＤ５のアノードと、ダイオードＤ６のカソードとが、接続点Ｐ１０において互いに接続されている。コンデンサＣ５１，Ｃ５２の第１端同士は、接続点Ｐ３において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ５の第２端と、コンデンサＣ５の第２端と、ダイオードＤ５のカソードと、コンデンサＣ５１の第２端とが、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上の接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ６の第２端と、コンデンサＣ６の第２端と、ダイオードＤ６のアノードと、コンデンサＣ５２の第２端とが、１次側低圧ラインＬ１Ｌ上の接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ３，Ｐ１０間には、後述するトランス３３の１次側巻線３３１が挿入配置されている。   In the inverter circuit 23, the first ends of the switching elements S5 and S6, the first ends of the capacitors C5 and C6, the anode of the diode D5, and the cathode of the diode D6 are connected to each other at the connection point P10. Yes. The first ends of the capacitors C51 and C52 are connected to each other at the connection point P3. The second end of the switching element S5, the second end of the capacitor C5, the cathode of the diode D5, and the second end of the capacitor C51 are connected to each other at a connection point P4 on the primary high-voltage line L1H. The second end of the switching element S6, the second end of the capacitor C6, the anode of the diode D6, and the second end of the capacitor C52 are connected to each other at a connection point P5 on the primary side low-voltage line L1L. Between the connection points P3 and P10, a primary winding 331 of a transformer 33 described later is inserted and disposed.

このような構成によりインバータ回路２３では、駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ５，ＳＧ６に従って各スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６がオン・オフ動作を行うことにより、インバータ回路２１，２２と同様に、直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３３へ出力するようになっている。なお、図１３中に示したように、これらの駆動信号ＳＧ５，ＳＧ６はそれぞれ、インバータ回路２１内のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２へ供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２と同じ信号となっている。   With this configuration, in the inverter circuit 23, the switching elements S5 and S6 perform on / off operations in accordance with the drive signals SG5 and SG6 supplied from the drive circuit 5, so that the DC input is performed similarly to the inverter circuits 21 and 22. The voltage Vin is converted into an AC voltage and output to the transformer 33. As shown in FIG. 13, these drive signals SG5 and SG6 are the same signals as the drive signals SG1 and SG2 supplied to the switching elements S1 and S2 in the inverter circuit 21, respectively.

なお、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６もスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と同様に、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチ素子により構成されている。スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、コンデンサＣ５，Ｃ６およびダイオードＤ５，Ｄ６をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、コンデンサＣ５，Ｃ６をそれぞれ、ダイオードＤ５，Ｄ６の接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６とは別個にコンデンサＣ５，Ｃ６やダイオードＤ５，Ｄ６を設ける必要がなくなり、インバータ回路２３の回路構成を簡素化することが可能となる。   In addition, switching element S5, S6 is comprised by switch elements, such as MOS-FET and IGBT similarly to switching element S1-S4. When MOS-FETs are used as the switching elements S5 and S6, the capacitors C5 and C6 and the diodes D5 and D6 can be constituted by parasitic capacitances or parasitic diodes of the MOS-FETs, respectively. Further, the capacitors C5 and C6 can be configured by junction capacitances of the diodes D5 and D6, respectively. In such a configuration, it is not necessary to provide the capacitors C5 and C6 and the diodes D5 and D6 separately from the switching elements S5 and S6, and the circuit configuration of the inverter circuit 23 can be simplified.

（トランス３３）
トランス３３は、トランス３１，３２と同様に、１次側巻線３３１および２次側巻線３３２を有している。１次側巻線３３１は、第１端が接続点Ｐ３に接続され、第２端が接続点Ｐ１０に接続されている。２次側巻線３３２は、第１端が後述する整流平滑回路４Ａ内の接続点Ｐ９に接続され、第２端が整流平滑回路４Ａ内の接続点Ｐ１１に接続されている。このトランス３３もトランス３１，３２と同様に、インバータ回路２３によって生成された交流電圧（トランス３３に入力される交流電圧）を電圧変換し、２次側巻線３３２の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いは、１次側巻線３３１と２次側巻線３３２との巻数比によって定まる。 (Transformer 33)
The transformer 33 includes a primary side winding 331 and a secondary side winding 332, similarly to the transformers 31 and 32. The primary winding 331 has a first end connected to the connection point P3 and a second end connected to the connection point P10. The secondary winding 332 has a first end connected to a connection point P9 in the rectifying / smoothing circuit 4A described later, and a second end connected to a connection point P11 in the rectifying / smoothing circuit 4A. Similarly to the transformers 31 and 32, the transformer 33 converts the AC voltage generated by the inverter circuit 23 (AC voltage input to the transformer 33) and outputs the AC voltage from the end of the secondary winding 332. It is supposed to be. In this case, the degree of voltage conversion is determined by the turn ratio between the primary winding 331 and the secondary winding 332.

（整流平滑回路４Ａ）
整流平滑回路４Ａは、トランス３１〜３３における２次側巻線３１２，３２２，３３２と、出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に配置されている。この整流平滑回路４Ａは、８個の整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２と、１個のチョークコイルＬｃｈと、１個の出力平滑コンデンサＣoutとを有している。つまり、以下説明するように、整流平滑回路４Ａは、整流平滑回路４において、整流ダイオード４４１，４４２を更に設けたものとなっている。なお、これらの整流ダイオード４４１，４４２もそれぞれ、本発明における「整流素子」の一具体例に対応する。 (Rectifying / smoothing circuit 4A)
The rectifying / smoothing circuit 4A is disposed between the secondary windings 312, 322, and 332 in the transformers 31 to 33 and the output terminals T3 and T4. The rectifying / smoothing circuit 4A includes eight rectifying diodes 411, 412, 421, 422, 431, 432, 441, 442, one choke coil Lch, and one output smoothing capacitor Cout. . That is, as will be described below, the rectifying / smoothing circuit 4 </ b> A further includes rectifying diodes 441 and 442 in the rectifying / smoothing circuit 4. Each of these rectifier diodes 441 and 442 also corresponds to a specific example of “rectifier element” in the present invention.

この整流平滑回路４Ａでは、同じ向きで互いに直列配置された２個ずつの整流ダイオードによって、４本のアームが形成されている。具体的には、整流ダイオード４１１，４１２によって第１のアームが形成され、整流ダイオード４２１，４２２によって第２のアームが形成され、整流ダイオード４３１，４３２によって第３のアームが形成され、整流ダイオード４４１，４４２によって第４のアームが形成されている。つまり、整流平滑回路４Ａ内に形成された第１〜第３のアームに加え、第４のアームが追加的に形成されている。また、これら第１〜第４のアームは、出力端子Ｔ３，Ｔ４間において互いに並列配置されている。具体的には、第１〜第４のアームの第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）が、チョークコイルＬｃｈおよび出力ラインＬＯを介して出力端子Ｔ３に接続され、第１〜第４のアームの第２端同士の接続点が、出力端子Ｔ４から延伸する接地ラインＬＧに接続されている。   In this rectifying / smoothing circuit 4A, four arms are formed by two rectifying diodes arranged in series in the same direction. Specifically, the rectifier diodes 411 and 412 form a first arm, the rectifier diodes 421 and 422 form a second arm, the rectifier diodes 431 and 432 form a third arm, and the rectifier diode 441. , 442 form a fourth arm. That is, a fourth arm is additionally formed in addition to the first to third arms formed in the rectifying / smoothing circuit 4A. The first to fourth arms are arranged in parallel between the output terminals T3 and T4. Specifically, the connection point (connection point Px) between the first ends of the first to fourth arms is connected to the output terminal T3 via the choke coil Lch and the output line LO, and the first to fourth arms. A connection point between the second ends of the arms is connected to a ground line LG extending from the output terminal T4.

ここで、追加的に形成された第４のアームでは、整流ダイオード４４１，４４２のカソードがそれぞれ、この第４のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４４１，４４２のアノードがそれぞれ、この第４のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４４１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４４１のアノードと整流ダイオード４４２のカソードとが接続点Ｐ１１において互いに接続され、整流ダイオード４４２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。   Here, in the additionally formed fourth arm, the cathodes of the rectifier diodes 441 and 442 are respectively disposed on the first end side of the fourth arm, and the anodes of the rectifier diodes 441 and 442 are provided. Are arranged on the second end side of the fourth arm. Specifically, the cathode of the rectifier diode 441 is connected to the connection point Px, the anode of the rectifier diode 441 and the cathode of the rectifier diode 442 are connected to each other at the connection point P11, and the anode of the rectifier diode 442 is connected to the ground line LG. Has been.

また、これら第１〜第４のアームのうちの互いに隣接するアーム同士の間にはそれぞれ、トランス３１〜３３における２次側巻線３１２，３２２，３３２が、個別にＨブリッジ接続されている。具体的には、互いに隣接する第１のアームと第２のアームとの間に、トランス３１の２次側巻線３１２がＨブリッジ接続され、互いに隣接する第２のアームと第３のアームとの間に、トランス３２の２次側巻線３２２がＨブリッジ接続されている。また、互いに隣接する第３のアームと第４のアームとの間に、トランス３３の２次側巻線３３２がＨブリッジ接続されている。より具体的には、第１のアーム上の接続点Ｐ７と第２のアーム上の接続点Ｐ８との間に、２次側巻線３１２が挿入配置されていると共に、第２のアーム上の接続点Ｐ８と第３のアーム上の接続点Ｐ９との間に、２次側巻線３２２が挿入配置されている。また、第３のアーム上の接続点Ｐ９と第４のアーム上の接続点Ｐ１１との間に、２次側巻線３３２が挿入配置されている。   In addition, secondary windings 312, 322, and 332 of the transformers 31 to 33 are individually H-bridge connected between adjacent ones of the first to fourth arms. Specifically, the secondary winding 312 of the transformer 31 is H-bridge connected between the first arm and the second arm that are adjacent to each other, and the second arm and the third arm that are adjacent to each other. Between these, the secondary winding 322 of the transformer 32 is H-bridge connected. Further, the secondary winding 332 of the transformer 33 is H-bridge connected between the third arm and the fourth arm adjacent to each other. More specifically, the secondary winding 312 is inserted between the connection point P7 on the first arm and the connection point P8 on the second arm, and A secondary winding 322 is inserted between the connection point P8 and the connection point P9 on the third arm. Further, the secondary winding 332 is inserted between the connection point P9 on the third arm and the connection point P11 on the fourth arm.

（Ｂ．動作および作用・効果）
このスイッチング電源装置１Ａでは、基本的にはスイッチング電源装置１と同様にして動作することで、基本的には同様の作用により同様の効果を得ることが可能である。 (B. Operation and action / effect)
The switching power supply device 1A basically operates in the same manner as the switching power supply device 1, and thus basically the same effect can be obtained by the same operation.

なお、このとき、駆動信号ＳＧ５，ＳＧ６はそれぞれ、前述したように、インバータ回路２１内のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２へ供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２と同じ信号となっている。したがって、スイッチング電源装置１Ａ全体において、図１３中の左側から右側へと向かって、奇数番目のインバータ回路（この例ではインバータ回路２１，２３）同士では、互いに同じ駆動信号を用いて内部の各スイッチング素子が駆動される。また、偶数番目のインバータ回路（この例ではインバータ回路２２）同士では、互いに同じ駆動信号を用いて内部の各スイッチング素子が駆動される。   At this time, the drive signals SG5 and SG6 are the same signals as the drive signals SG1 and SG2 supplied to the switching elements S1 and S2 in the inverter circuit 21, respectively, as described above. Therefore, in the switching power supply device 1A as a whole, from the left side to the right side in FIG. 13, the odd-numbered inverter circuits (inverter circuits 21 and 23 in this example) use the same drive signal to switch each internal switching. The element is driven. Further, in the even-numbered inverter circuits (inverter circuit 22 in this example), the internal switching elements are driven using the same drive signal.

また、例えば図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）に模式的に示したように、このスイッチング電源装置１Ａでは、実施の形態のスイッチング装置１と同様に、以下のようにして接続状態が切り替わるように動作する。すなわち、本変形例の駆動回路５は、３個の２次側巻線３１２，３２２，３３２同士の接続状態が、３並列接続状態（図１４（Ｂ）参照）と３直列接続状態（図１４（Ｃ）参照）との間で切り替わるように、各インバータ回路２１，２２，２３に対するスイッチング駆動を行う。換言すると、３つのトランス３１，３２，３３の出力同士が同一位相のときと反対位相のときとで、このような３並列接続状態あるいは３直列接続状態を切り替えていることになる。これにより本変形例では上記実施の形態と比べ、直流入力電圧Ｖinから直流出力電圧Ｖoutへの電圧変換の際の電圧範囲を、より広げることが可能となる。   Further, for example, as schematically illustrated in FIGS. 14A to 14C, in this switching power supply device 1 </ b> A, the connection state is switched as follows, similarly to the switching device 1 of the embodiment. To work. In other words, in the drive circuit 5 of this modification, the connection state of the three secondary windings 312, 322, and 332 has three parallel connection states (see FIG. 14B) and three series connection states (see FIG. 14). Switching driving is performed for each of the inverter circuits 21, 22, and 23. In other words, the three parallel connection state or the three series connection state is switched between when the outputs of the three transformers 31, 32, and 33 are in the same phase and in the opposite phase. As a result, in this modified example, it is possible to further expand the voltage range at the time of voltage conversion from the DC input voltage Vin to the DC output voltage Vout, as compared to the above embodiment.

なお、３並列接続状態では、図１４（Ｂ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２，３３２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ３ｐ１，Ｉ３ｐ２，Ｉ３ｐ３が互いに並列的に流れる。具体的には、図１４（Ａ）に示した整流平滑回路４Ａの構成を参照すると、実線で示した電流Ｉ３ｐ１は、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ３ｐ１は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４１１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。同様に、実線で示した電流Ｉ３ｐ２は、整流ダイオード４３２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ３ｐ２は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４３１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。同様に、実線で示した電流Ｉ３ｐ３は、整流ダイオード４３２、２次側巻線３３２および整流ダイオード４４１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ３ｐ３は、整流ダイオード４４２、２次側巻線３３２および整流ダイオード４３１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。   In the three parallel connection state, as shown in FIG. 14B, the secondary windings 312, 322, and 332 have currents I 3 p 1, 1 in the direction of the combination indicated by the solid line or the broken line, respectively. I3p2 and I3p3 flow in parallel with each other. Specifically, referring to the configuration of the rectifying / smoothing circuit 4A shown in FIG. 14A, the current I3p1 indicated by the solid line is applied to the rectifying diode 412, the secondary winding 312 and the rectifying diode 421 in this order. It flows to go through. Further, the current I3p1 indicated by the broken line flows through the rectifier diode 422, the secondary winding 312 and the rectifier diode 411 in this order. Similarly, a current I3p2 indicated by a solid line flows through the rectifier diode 432, the secondary winding 322, and the rectifier diode 421 in this order. Further, the current I3p2 indicated by the broken line flows through the rectifier diode 422, the secondary winding 322, and the rectifier diode 431 in this order. Similarly, a current I3p3 indicated by a solid line flows through the rectifier diode 432, the secondary winding 332, and the rectifier diode 441 in this order. Also, the current I3p3 indicated by the broken line flows through the rectifier diode 442, the secondary winding 332, and the rectifier diode 431 in this order.

一方、３直列接続状態では、図１４（Ｃ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２，３３２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ３ｓが直列的に流れる。具体的には、図１４（Ａ）に示した整流平滑回路４Ａの構成を参照すると、実線で示した電流Ｉ３ｓは、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２、２次側巻線３２２、２次側巻線３３２および整流ダイオード４４１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ３ｓは、整流ダイオード４４２、２次側巻線３３２、２次側巻線３２２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４１１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。   On the other hand, in the three-series connection state, as shown in FIG. 14C, the secondary windings 312, 322, and 332 each have a current I3s in the combination direction indicated by a solid line or a broken line. It flows in series. Specifically, referring to the configuration of the rectifying / smoothing circuit 4A shown in FIG. 14A, the current I3s shown by the solid line is the rectifier diode 412, the secondary winding 312, the secondary winding 322, 2 Each flows through the secondary winding 332 and the rectifier diode 441 in this order. The current I3s indicated by the broken line flows through the rectifier diode 442, the secondary winding 332, the secondary winding 322, the secondary winding 312 and the rectifier diode 411 in this order.

［変形例２］
図１５（Ａ）〜図１５（Ｃ）はそれぞれ、変形例２に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｂ）の回路構成例および動作例を模式的に表したものである。 [Modification 2]
FIG. 15A to FIG. 15C schematically illustrate a circuit configuration example and an operation example of the switching power supply device (switching power supply device 1B) according to the modification example 2, respectively.

（Ａ．構成）
本変形例のスイッチング電源装置１Ｂは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、インバータ回路およびトランスの個数を２つから４つに変更する（これらの個数を２つずつ追加して設ける）と共に、それに伴って整流平滑回路の構成も変更したものとなっている。具体的には、このスイッチング電源装置１Ｂは、スイッチング電源装置１において、インバータ回路２３，２４およびトランス３３，３４を更に設けると共に、整流平滑回路４の代わりに整流平滑回路４Ｂを設けたものである。換言すると、スイッチング電源装置１Ｂは、変形例１で説明したスイッチング電源装置１Ａにおいて、インバータ回路２４と、１次側巻線３４１および２次側巻線３４２を有するトランス３４とを更に設けると共に、整流平滑回路４Ａの代わりに整流平滑回路４Ｂを設けたものである。 (A. Configuration)
In the switching power supply device 1B of the present modification, in the switching power supply device 1 of the embodiment, the number of inverter circuits and transformers is changed from two to four (two of these are additionally provided), Accordingly, the configuration of the rectifying / smoothing circuit is also changed. Specifically, the switching power supply device 1B is obtained by further providing inverter circuits 23 and 24 and transformers 33 and 34 in the switching power supply device 1 and a rectifying and smoothing circuit 4B instead of the rectifying and smoothing circuit 4. . In other words, the switching power supply device 1B further includes the inverter circuit 24 and the transformer 34 having the primary side winding 341 and the secondary side winding 342 in the switching power supply device 1A described in the first modification, and rectification. A rectifying / smoothing circuit 4B is provided instead of the smoothing circuit 4A.

ここで、インバータ回路２４およびトランス３４の構成はそれぞれ、インバータ回路２１〜２３およびトランス３１〜３３の構成と同様であるため、それらの詳細説明は省略する。また、整流平滑回路４Ｂは、整流平滑回路４Ａにおいて２つの整流ダイオード（１本のアーム）を更に設けたものとなっており、変形例１において説明した整流平滑回路４，４Ａ同士の関係と同様であるため、その詳細説明は省略する。なお、上記した２つの整流ダイオードもそれぞれ、本発明における「整流素子」の一具体例に対応する。   Here, since the configurations of the inverter circuit 24 and the transformer 34 are the same as the configurations of the inverter circuits 21 to 23 and the transformers 31 to 33, detailed descriptions thereof are omitted. The rectifying / smoothing circuit 4B further includes two rectifying diodes (one arm) in the rectifying / smoothing circuit 4A, and is similar to the relationship between the rectifying / smoothing circuits 4 and 4A described in the first modification. Therefore, detailed description thereof is omitted. Each of the two rectifier diodes described above also corresponds to a specific example of “rectifier element” in the present invention.

（Ｂ．動作および作用・効果）
このスイッチング電源装置１Ｂでは、基本的にはスイッチング電源装置１，１Ａと同様にして動作することで、基本的には同様の作用により同様の効果を得ることが可能である。 (B. Operation and action / effect)
The switching power supply device 1B basically operates in the same manner as the switching power supply devices 1 and 1A, so that basically the same effect can be obtained by the same operation.

なお、このとき、インバータ回路２４内の各スイッチング素子に対する駆動信号はそれぞれ、変形例１において述べたように、インバータ回路２２内のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４へ供給される駆動信号ＳＧ３，ＳＧ４と同じ信号となっている。つまり、スイッチング電源装置１Ｂ全体において、図１５中の左側から右側へと向かって、奇数番目のインバータ回路（この例ではインバータ回路２１，２３）同士では、互いに同じ駆動信号を用いて内部の各スイッチング素子が駆動される。また、偶数番目のインバータ回路（この例ではインバータ回路２２，２４）同士では、互いに同じ駆動信号を用いて内部の各スイッチング素子が駆動される。   At this time, the drive signals for the switching elements in the inverter circuit 24 are the same signals as the drive signals SG3 and SG4 supplied to the switching elements S3 and S4 in the inverter circuit 22 as described in the first modification. It has become. That is, in the entire switching power supply 1B, from the left side to the right side in FIG. 15, the odd-numbered inverter circuits (inverter circuits 21 and 23 in this example) use the same drive signal to switch each internal switching. The element is driven. Further, in the even-numbered inverter circuits (in this example, the inverter circuits 22 and 24), the internal switching elements are driven using the same drive signal.

また、例えば図１５（Ａ）〜図１５（Ｃ）に模式的に示したように、このスイッチング電源装置１Ｂでは、これまでに説明したスイッチング装置１，１Ａと同様に、以下のようにして接続状態が切り替わるように動作する。すなわち、本変形例の駆動回路５は、４個の２次側巻線３１２，３２２，３３２，３４２同士の接続状態が、４並列接続状態（図１５（Ａ）参照）と、２直列接続および２並列接続の混合接続状態（図１５（Ｂ）参照）と、４直列接続状態（図１５（Ｃ）参照）との間で切り替わるように、各インバータ回路２１，２２，２３，２４に対するスイッチング駆動を行う。換言すると、３つのトランス３１，３２，３３，３４の出力同士が同一位相のときと反対位相のときとで、このような４並列接続状態、混合接続状態あるいは４直列接続状態を切り替えていることになる。これにより本変形例では、直流入力電圧Ｖinから直流出力電圧Ｖoutへの電圧変換の際の電圧範囲を、上記変形例１と比べて更に広げることが可能となる。   Further, for example, as schematically shown in FIGS. 15A to 15C, the switching power supply device 1B is connected in the following manner, similarly to the switching devices 1 and 1A described so far. Operates so that the state changes. That is, in the drive circuit 5 of this modification, the connection state of the four secondary windings 312, 322, 332, and 342 is such that the four parallel connection states (see FIG. 15A), the two series connections, Switching drive for each of the inverter circuits 21, 22, 23, and 24 so as to switch between a mixed connection state of two parallel connections (see FIG. 15B) and a four series connection state (see FIG. 15C). I do. In other words, the four parallel connection state, the mixed connection state, or the four series connection state is switched between when the outputs of the three transformers 31, 32, 33, and 34 are in the same phase and in the opposite phase. become. As a result, in the present modification, the voltage range for voltage conversion from the DC input voltage Vin to the DC output voltage Vout can be further expanded as compared with the first modification.

なお、４並列接続状態では、図１５（Ａ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２，３３２，３４２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ４ｐ１，Ｉ４ｐ２，Ｉ４ｐ３，Ｉ４ｐ４が互いに並列的に流れる。一方、混合接続状態では、図１５（Ｂ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２，３３２，３４２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ２ｓ２ｐ１，Ｉ２ｓ２ｐ２が互いに並列的に流れる。他方、４直列接続状態では、図１５（Ｃ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２，３３２，３４２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ４ｓが直列的に流れる。なお、実線および破線で示した各電流Ｉ４ｐ１，Ｉ４ｐ２，Ｉ４ｐ３，Ｉ４ｐ４，Ｉ２ｓ２ｐ１，Ｉ２ｓ２ｐ２，Ｉ４ｓが流れる経路（経由する整流ダイオードおよび２次側巻線）の詳細については、図１２および図１４において説明したものと基本的に同様であるため、詳細な説明は省略する。   In the four parallel connection state, as shown in FIG. 15A, the secondary windings 312, 322, 332, and 342 have currents in the combinations indicated by solid lines or broken lines, respectively. I4p1, I4p2, I4p3, and I4p4 flow in parallel with each other. On the other hand, in the mixed connection state, as shown in FIG. 15B, the secondary windings 312, 322, 332, and 342 have currents I 2 s 2 p 1 in the direction of the combination indicated by the solid line or the broken line. , I2s2p2 flow in parallel with each other. On the other hand, in the four-series connection state, as shown in FIG. 15C, the secondary windings 312, 322, 332, and 342 have currents in the direction of the combination indicated by the solid line or the broken line, respectively. I4s flows in series. The details of the path (the rectifier diode and the secondary winding through which the currents I4p1, I4p2, I4p3, I4p4, I2s2p1, I2s2p2, and I4s flow shown by the solid line and the broken line will be described with reference to FIGS. Since it is basically the same as that described above, detailed description is omitted.

このようにして本変形例では、このような４並列接続状態、混合接続状態および４直列接続状態が、インバータ回路２１〜２４同士の位相差によってシームレスに変化することが可能となる。   In this way, in the present modification, such a 4-parallel connection state, a mixed connection state, and a 4-series connection state can be seamlessly changed by the phase difference between the inverter circuits 21 to 24.

［変形例３］
（Ａ．構成）
図１６は、変形例３に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｃ）の概略構成例を、回路図で表したものである。 [Modification 3]
(A. Configuration)
FIG. 16 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration example of the switching power supply device (switching power supply device 1 </ b> C) according to the third modification.

本変形例のスイッチング電源装置１Ｃは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、ハーフブリッジ回路からなるインバータ回路２１，２２の代わりに、フルブリッジ回路からなるインバータ回路２１Ｃ，２２Ｃを設けるようにしたものである。なお、これらのインバータ回路２１Ｃ，２２Ｃは、インバータ回路２１，２２と同様に、入力端子Ｔ１，Ｔ２と１次側巻線３１１，３２１との間において、互いに並列配置されている。   The switching power supply device 1C of this modification is provided with inverter circuits 21C and 22C made of full bridge circuits in place of the inverter circuits 21 and 22 made of half bridge circuits in the switching power supply device 1 of the embodiment. It is. These inverter circuits 21C and 22C are arranged in parallel with each other between the input terminals T1 and T2 and the primary windings 311 and 321 as in the inverter circuits 21 and 22.

（インバータ回路２１Ｃ，２２Ｃ）
インバータ回路２１Ｃは、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ１〜Ｃ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４とを有している。また、インバータ回路２２Ｃは、４つのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８と、これらスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ５〜Ｃ８およびダイオードＤ５〜Ｄ８と、共振用インダクタＬｒとを有している。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ８はいずれも、カソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈ側に配置されると共にアノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌ側に配置されており、逆方向接続状態となっている。 (Inverter circuits 21C, 22C)
The inverter circuit 21C includes four switching elements S1 to S4, and capacitors C1 to C4 and diodes D1 to D4 that are connected in parallel to the switching elements S1 to S4, respectively. The inverter circuit 22C includes four switching elements S5 to S8, capacitors C5 to C8 and diodes D5 to D8 connected in parallel to the switching elements S5 to S8, respectively, and a resonance inductor Lr. Yes. In addition, all of the diodes D1 to D8 have a cathode disposed on the primary high voltage line L1H side and an anode disposed on the primary low voltage line L1L side, and are in a reverse direction connection state.

インバータ回路２１Ｃでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の第１端同士と、コンデンサＣ１，Ｃ２の第１端同士と、ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ２のカソードとが、接続点Ｐ１において互いに接続されている。また、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の第１端同士と、コンデンサＣ３，Ｃ４の第１端同士と、ダイオードＤ３のアノードと、ダイオードＤ４のカソードとが、接続点Ｐ３において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の第２端同士と、コンデンサＣ１，Ｃ３の第２端同士と、ダイオードＤ１，Ｄ３のカソード同士とが、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上の接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の第２端同士と、コンデンサＣ２，Ｃ４の第２端同士と、ダイオードＤ２，Ｄ４のアノード同士とが、１次側低圧ラインＬ１Ｌ上の接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ１，Ｐ３間には、トランス３１の１次側巻線３１１が挿入配置されている。このような構成によりインバータ回路２１Ｃでは、駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４に従って各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン・オフ動作を行うことにより、直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３１へ出力するようになっている。なお、図１６中に示したように、駆動信号ＳＧ１と駆動信号ＳＧ４とは互いに同じ信号となっていると共に、駆動信号ＳＧ２と駆動信号ＳＧ３とは互いに同じ信号となっている。   In the inverter circuit 21C, the first ends of the switching elements S1 and S2, the first ends of the capacitors C1 and C2, the anode of the diode D1, and the cathode of the diode D2 are connected to each other at the connection point P1. . The first ends of the switching elements S3 and S4, the first ends of the capacitors C3 and C4, the anode of the diode D3, and the cathode of the diode D4 are connected to each other at the connection point P3. The second ends of the switching elements S1, S3, the second ends of the capacitors C1, C3, and the cathodes of the diodes D1, D3 are connected to each other at a connection point P4 on the primary high-voltage line L1H. . The second ends of the switching elements S2 and S4, the second ends of the capacitors C2 and C4, and the anodes of the diodes D2 and D4 are connected to each other at a connection point P5 on the primary low-voltage line L1L. . A primary winding 311 of the transformer 31 is inserted between the connection points P1 and P3. With this configuration, in the inverter circuit 21C, the switching elements S1 to S4 perform on / off operations according to the drive signals SG1 to SG4 supplied from the drive circuit 5, thereby converting the DC input voltage Vin into an AC voltage. It outputs to the transformer 31. As shown in FIG. 16, the drive signal SG1 and the drive signal SG4 are the same signal, and the drive signal SG2 and the drive signal SG3 are the same signal.

インバータ回路２２Ｃでは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の第１端同士と、コンデンサＣ５，Ｃ６の第１端同士と、ダイオードＤ５のアノードと、ダイオードＤ６のカソードとが、接続点Ｐ１２において互いに接続されている。また、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の第１端同士と、コンデンサＣ７，Ｃ８の第１端同士と、ダイオードＤ７のアノードと、ダイオードＤ８のカソードとが、接続点Ｐ１３において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ５，Ｓ７の第２端同士と、コンデンサＣ５，Ｃ７の第２端同士と、ダイオードＤ５，Ｄ７のカソード同士とが、接続点Ｐ４において互いに接続されている。スイッチング素子Ｓ６，Ｓ８の第２端同士と、コンデンサＣ６，Ｃ８の第２端同士と、ダイオードＤ６，Ｄ８のアノード同士とが、接続点Ｐ５において互いに接続されている。接続点Ｐ１２，Ｐ１３間には、トランス３２の１次側巻線３２１と共振用インダクタＬｒとが、互いに直列接続された状態で挿入配置されている。具体的には、１次側巻線３２１の第１端が接続点Ｐ１２に接続され、１次側巻線３２１の第２端と共振用インダクタＬｒの第１端とが互いに接続され、共振用インダクタＬｒの第２端が接続点Ｐ１３に接続されている。このような構成によりインバータ回路２２Ｃでは、駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ５〜ＳＧ８に従って各スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８がオン・オフ動作を行うことにより、直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換してトランス３２へ出力するようになっている。なお、図１６中に示したように、駆動信号ＳＧ５と駆動信号ＳＧ８とは互いに同じ信号となっていると共に、駆動信号ＳＧ６と駆動信号ＳＧ７とは互いに同じ信号となっている。   In the inverter circuit 22C, the first ends of the switching elements S5 and S6, the first ends of the capacitors C5 and C6, the anode of the diode D5, and the cathode of the diode D6 are connected to each other at the connection point P12. . The first ends of the switching elements S7 and S8, the first ends of the capacitors C7 and C8, the anode of the diode D7, and the cathode of the diode D8 are connected to each other at the connection point P13. The second ends of the switching elements S5 and S7, the second ends of the capacitors C5 and C7, and the cathodes of the diodes D5 and D7 are connected to each other at the connection point P4. The second ends of switching elements S6 and S8, the second ends of capacitors C6 and C8, and the anodes of diodes D6 and D8 are connected to each other at connection point P5. Between the connection points P12 and P13, the primary winding 321 of the transformer 32 and the resonance inductor Lr are inserted and arranged in a state of being connected in series with each other. Specifically, the first end of the primary winding 321 is connected to the connection point P12, the second end of the primary winding 321 and the first end of the resonance inductor Lr are connected to each other, and A second end of the inductor Lr is connected to the connection point P13. With this configuration, in the inverter circuit 22C, the switching elements S5 to S8 perform on / off operations according to the drive signals SG5 to SG8 supplied from the drive circuit 5, thereby converting the DC input voltage Vin into an AC voltage. It outputs to the transformer 32. As shown in FIG. 16, the drive signal SG5 and the drive signal SG8 are the same signal, and the drive signal SG6 and the drive signal SG7 are the same signal.

なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８はそれぞれ、これまでの説明と同様に、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチ素子により構成されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、コンデンサＣ１〜Ｃ８およびダイオードＤ１〜Ｄ８をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、コンデンサＣ１〜Ｃ８をそれぞれ、ダイオードＤ１〜Ｄ８の接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８とは別個にコンデンサＣ１〜Ｃ８やダイオードＤ１〜Ｄ８を設ける必要がなくなり、インバータ回路２１Ｃ，２２Ｃの回路構成を簡素化することが可能となる。   Each of the switching elements S1 to S8 is configured by a switching element such as a MOS-FET or an IGBT, for example, as described above. When MOS-FETs are used as the switching elements S1 to S8, the capacitors C1 to C8 and the diodes D1 to D8 can be configured by parasitic capacitances or parasitic diodes of the MOS-FETs, respectively. Further, the capacitors C1 to C8 can be configured by junction capacitances of the diodes D1 to D8, respectively. In such a configuration, it is not necessary to provide the capacitors C1 to C8 and the diodes D1 to D8 separately from the switching elements S1 to S8, and the circuit configurations of the inverter circuits 21C and 22C can be simplified.

（Ｂ．動作および作用・効果）
図１７は、スイッチング電源装置１Ｃにおける各部の電圧波形または電流波形を、前述した図２と同様に、タイミング波形図で表したものである。具体的には、図１７（Ａ），図１７（Ｂ）は、駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ８の各電圧波形を示している。図１７（Ｃ）〜図１７（Ｆ）は、１次側巻線３１１，３２１をそれぞれ流れる電流Ｉ３１１，Ｉ３２１と、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２をそれぞれ流れる電流Ｉ４１１，Ｉ４１２，Ｉ４２１，Ｉ４２２，Ｉ４３１，Ｉ４３２と、の各電流波形を示している。図１７（Ｇ）は、前述した電圧ＶＰｘの電圧波形を示している。図１７（Ｈ）は、チョークコイルＬｃｈを流れる電流ＩＬｃｈと、出力電流Ｉoutとの各電流波形を示している。なお、各電圧および各電流の方向はそれぞれ、図１中において矢印で示した方向を正方向としている。 (B. Operation and action / effect)
FIG. 17 is a timing waveform diagram showing the voltage waveform or current waveform of each part in the switching power supply apparatus 1 </ b> C, similar to FIG. 2 described above. Specifically, FIGS. 17A and 17B show voltage waveforms of the drive signals SG1 to SG8. FIGS. 17C to 17F show currents I311 and I321 flowing through the primary windings 311 and 321 and currents I411 and I412 flowing through the rectifier diodes 411, 412, 421, 422, 431 and 432, respectively. , I421, I422, I431, and I432, respectively. FIG. 17G shows the voltage waveform of the voltage VPx described above. FIG. 17H shows current waveforms of the current ILch flowing through the choke coil Lch and the output current Iout. In addition, the direction of each voltage and each current is set to the direction indicated by the arrow in FIG.

したがってスイッチング電源装置１Ｃでは、基本的にはスイッチング電源装置１と同様にして動作することで、基本的には同様の作用により同様の効果を得ることが可能である。   Therefore, the switching power supply device 1C basically operates in the same manner as the switching power supply device 1 and can basically obtain the same effect by the same operation.

なお、このとき、前述したように、駆動信号ＳＧ１と駆動信号ＳＧ４とは互いに同じ信号となっていると共に、駆動信号ＳＧ２と駆動信号ＳＧ３とは互いに同じ信号となっている。同様に、駆動信号ＳＧ５と駆動信号ＳＧ８とは互いに同じ信号となっていると共に、駆動信号ＳＧ６と駆動信号ＳＧ７とは互いに同じ信号となっている。また、この図１７におけるタイミングｔ１０〜ｔ１９はそれぞれ、実施の形態の図２におけるタイミングｔ０〜ｔ９に相当する。同様に、図１７におけるタイミングｔ１５〜ｔ１９はそれぞれ、図２におけるタイミングｔ１０〜ｔ１４に対応している。したがって、図１７に示した駆動信号ＳＧ１，ＳＧ４はそれぞれ図２に示した駆動信号ＳＧ１に相当し、図１７に示した駆動信号ＳＧ２，ＳＧ３はそれぞれ図２に示した駆動信号ＳＧ２に相当する。同様に、図１７に示した駆動信号ＳＧ６，ＳＧ７はそれぞれ図２に示した駆動信号ＳＧ３に相当し、図１７に示した駆動信号ＳＧ５，ＳＧ８はそれぞれ図２に示した駆動信号ＳＧ４に相当する。   At this time, as described above, the drive signal SG1 and the drive signal SG4 are the same signal, and the drive signal SG2 and the drive signal SG3 are the same signal. Similarly, the drive signal SG5 and the drive signal SG8 are the same signal, and the drive signal SG6 and the drive signal SG7 are the same signal. Also, timings t10 to t19 in FIG. 17 correspond to timings t0 to t9 in FIG. 2 of the embodiment. Similarly, timings t15 to t19 in FIG. 17 correspond to timings t10 to t14 in FIG. Therefore, the drive signals SG1 and SG4 shown in FIG. 17 correspond to the drive signal SG1 shown in FIG. 2, respectively, and the drive signals SG2 and SG3 shown in FIG. 17 correspond to the drive signal SG2 shown in FIG. Similarly, the drive signals SG6 and SG7 shown in FIG. 17 correspond to the drive signal SG3 shown in FIG. 2, respectively, and the drive signals SG5 and SG8 shown in FIG. 17 correspond to the drive signal SG4 shown in FIG. .

また、本変形例での１次側巻線３１１，３２１の巻数をＮｐｆ、実施の形態での１次側巻線３１１，３２１の巻数をＮｐｈとすると、（Ｎｐｆ／Ｎｐｈ）＝２となることから、以下のことが言える。すなわち、まず、負荷７の大きさが同じである場合、本変形例の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８に流れる電流は、実施の形態の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に流れる電流の約半分の大きさとなる。また、トランス３１，３２に印加される電圧は、実施の形態では（Ｖin／２）となり、本変形例ではＶinとなることから、２次側巻線３２１，３２２における巻数を互いに同じくすると共に、上記したように（Ｎｐｆ／Ｎｐｈ）＝２とすることで、スイッチング電源装置１，１Ｃ同士は互いに等価になると言える。   Further, assuming that the number of turns of the primary windings 311 and 321 in this modification is Npf, and the number of turns of the primary windings 311 and 321 in the embodiment is Nph, (Npf / Nph) = 2. Therefore, the following can be said. That is, first, when the size of the load 7 is the same, the current flowing through the switching elements S1 to S8 of the present modification is about half the current flowing through the switching elements S1 to S4 of the embodiment. . In addition, the voltage applied to the transformers 31 and 32 is (Vin / 2) in the embodiment, and is Vin in the present modification. Therefore, the number of turns in the secondary windings 321 and 322 is the same, As described above, by setting (Npf / Nph) = 2, it can be said that the switching power supply devices 1 and 1C are equivalent to each other.

ちなみに、本変形例のスイッチング電源装置１Ｃでは、これまでに説明してきたインバータ回路間（この例ではインバータ回路２１Ｃ，２２Ｃ間）での位相差φを利用した出力電圧制御に加え、各インバータ回路２１Ｃ，２２Ｃ内でのアーム間の位相差を利用した出力電圧制御も併用することが可能である。ただしその場合、前述したＺＶＳ動作に利用される循環電流の発生期間が長くなることから、実施の形態で説明した電力損失の低減効果（電力変換効率の向上効果）が小さくなってしまうことになる。   Incidentally, in the switching power supply 1C of the present modification, in addition to the output voltage control using the phase difference φ between the inverter circuits described above (in this example, between the inverter circuits 21C and 22C), each inverter circuit 21C , 22C can also be used in combination with output voltage control utilizing the phase difference between the arms. However, in this case, since the generation period of the circulating current used for the ZVS operation described above becomes long, the power loss reduction effect (the power conversion efficiency improvement effect) described in the embodiment is reduced. .

なお、本変形例のようなフルブリッジ回路からなるインバータ回路についても、変形例１，２と同様に３つ以上のインバータ回路を設けるようにし、それに伴って３つ以上のトランスを設けると共に、整流平滑回路４の代わりに整流平滑回路４Ａ，４Ｂを設けるようにしてもよい。また、本変形例のようなフルブリッジ回路からなるインバータ回路では、図１等に示したハーフブリッジ回路からなるインバータ回路とは異なり、コンデンサＣ５１，Ｃ５２が設けられていないことから、本変形例では入力平滑コンデンサＣinを設ける必要がある。   In addition, for the inverter circuit composed of a full bridge circuit as in this modification, three or more inverter circuits are provided in the same manner as in Modifications 1 and 2, and accordingly, three or more transformers are provided and rectification is performed. Instead of the smoothing circuit 4, rectifying and smoothing circuits 4A and 4B may be provided. Further, unlike the inverter circuit consisting of the half bridge circuit shown in FIG. 1 or the like, the inverter circuit consisting of the full bridge circuit as in this modification example is not provided with the capacitors C51 and C52. It is necessary to provide an input smoothing capacitor Cin.

［変形例４］
図１８は、変形例４に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｄ）の概略構成例を回路図で表したものである。 [Modification 4]
FIG. 18 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration example of a switching power supply device (switching power supply device 1D) according to Modification 4.

本変形例のスイッチング電源装置１Ｄは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、インバータ回路２１，２２の代わりに、以下説明するインバータ回路２１Ｄ，２２Ｄを設けるようにしたものである。   The switching power supply device 1D of the present modification is provided with inverter circuits 21D and 22D described below in place of the inverter circuits 21 and 22 in the switching power supply device 1 of the embodiment.

これらのインバータ回路２１Ｄ，２２Ｄにはそれぞれ、偏励磁防止用の容量素子（コンデンサＣ６１，Ｃ６２）が設けられている。具体的には、インバータ回路２１Ｄでは、接続点Ｐ１とトランス３１の１次側巻線３１１との間に、コンデンサＣ６１が挿入配置されている。また、インバータ回路２２Ｄでは、接続点Ｐ６とトランス３２の１次側巻線３２１との間に、コンデンサＣ６２が挿入配置されている。   These inverter circuits 21D and 22D are provided with capacitive elements (capacitors C61 and C62) for preventing partial excitation, respectively. Specifically, in the inverter circuit 21D, a capacitor C61 is inserted between the connection point P1 and the primary winding 311 of the transformer 31. In the inverter circuit 22D, a capacitor C62 is inserted between the connection point P6 and the primary winding 321 of the transformer 32.

このような構成によりスイッチング電源装置１Ｄでは、トランス３１，３２における偏励磁を抑える（望ましくは防止する）ことができ、このような偏励磁に起因した各種の不具合を回避することが可能となる。   With such a configuration, the switching power supply apparatus 1D can suppress (preferably prevent) partial excitation in the transformers 31 and 32, and can avoid various problems caused by such partial excitation.

なお、変形例１〜３で説明したスイッチング電源装置１Ａ〜１Ｃにおいても、本変形例と同様にして、偏励磁防止用のコンデンサＣ６１，Ｃ６２を設けるようにしてもよい。   In the switching power supply devices 1A to 1C described in the first to third modifications, capacitors C61 and C62 for preventing partial excitation may be provided in the same manner as in this modification.

［変形例５］
図１９は、変形例５に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｅ）の概略構成例を回路図で表したものである。 [Modification 5]
FIG. 19 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration example of a switching power supply device (switching power supply device 1E) according to Modification 5.

本変形例のスイッチング電源装置１Ｅは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、インバータ回路２２の代わりに、以下説明するインバータ回路２２Ｅを設けるようにしたものである。   A switching power supply device 1E according to this modification is provided with an inverter circuit 22E described below instead of the inverter circuit 22 in the switching power supply device 1 according to the embodiment.

このインバータ回路２２Ｅには、逆電圧クランプ用の整流素子（ダイオードＤ５１，Ｄ５２）が設けられている。具体的には、ダイオードＤ５１は、アノードが接続点Ｐ６に接続されると共にカソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈ（接続点Ｐ４）に接続されるようにして配置されている。また、ダイオードＤ５２は、アノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌ（接続点Ｐ５）に接続されると共にカソードが接続点Ｐ６に接続されるようにして配置されている。つまり、これらのダイオードＤ５１，Ｄ５２は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間において、接続点Ｐ６を介して互いに直列接続されるようにして配置されている。   This inverter circuit 22E is provided with rectifying elements (diodes D51 and D52) for reverse voltage clamping. Specifically, the diode D51 is disposed such that the anode is connected to the connection point P6 and the cathode is connected to the primary high-voltage line L1H (connection point P4). The diode D52 is arranged such that the anode is connected to the primary low-voltage line L1L (connection point P5) and the cathode is connected to the connection point P6. That is, these diodes D51 and D52 are arranged so as to be connected in series with each other via the connection point P6 between the primary high voltage line L1H and the primary low voltage line L1L.

このような構成によりスイッチング電源装置１Ｅでは、各スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に伴うサージ電圧の発生が抑えられる。その結果、整流平滑回路４内の各整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２における損失を低減することが可能となる。   With such a configuration, in the switching power supply device 1E, generation of a surge voltage due to the on / off operation of each switch element S1 to S4 is suppressed. As a result, it is possible to reduce the loss in each rectifier diode 411, 412, 421, 422, 431, 432 in the rectifier smoothing circuit 4.

なお、変形例１〜４で説明したスイッチング電源装置１Ａ〜１Ｄにおいても、本変形例と同様にして、逆電圧クランプ用のダイオードＤ５１，Ｄ５２を設けるようにしてもよい。   In the switching power supply devices 1A to 1D described in the first to fourth modifications, reverse voltage clamping diodes D51 and D52 may be provided in the same manner as in this modification.

［変形例６］
図２０（Ａ）〜図２０（Ｃ）はそれぞれ、変形例６に係る整流平滑回路（整流平滑回路４Ｃ，４Ｄ，４Ｅ）の回路構成例を表したものである。具体的には、図２０（Ａ）は整流平滑回路４Ｃの回路構成を、図２０（Ｂ）は整流平滑回路４Ｄの回路構成を、図２０（Ｃ）は整流平滑回路４Ｅの回路構成を、それぞれ示している。 [Modification 6]
20A to 20C show circuit configuration examples of the rectifying / smoothing circuits (rectifying / smoothing circuits 4C, 4D, and 4E) according to the modified example 6, respectively. Specifically, FIG. 20A shows the circuit configuration of the rectifying / smoothing circuit 4C, FIG. 20B shows the circuit configuration of the rectifying / smoothing circuit 4D, and FIG. 20C shows the circuit configuration of the rectifying / smoothing circuit 4E. Each is shown.

本変形例の整流平滑回路４Ｃ，４Ｄ，４Ｅではそれぞれ、これまでに説明した整流平滑回路４，４Ａ，４Ｂとは、チョークコイルＬｃｈの構成（個数や配置など）が異なるものとなっている。   The rectifying / smoothing circuits 4C, 4D, 4E of the present modification are different from the rectifying / smoothing circuits 4, 4A, 4B described so far in the configuration (number, arrangement, etc.) of the choke coil Lch.

具体的には、図２０（Ａ）に示した整流平滑回路４Ｃでは、前述した第１〜第３のアームにおける第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）と、出力平滑コンデンサＣoutの第１端との間に、出力ラインＬＯを介して、互いに直列接続された２個のチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。また、第１〜第３のアームにおける第２端同士の接続点は、接地ラインＬＧ上において、出力平滑コンデンサＣoutの第２端に接続されている。   Specifically, in the rectifying / smoothing circuit 4C shown in FIG. 20A, the connection point (connection point Px) between the first ends of the first to third arms described above and the first of the output smoothing capacitor Cout. Between the ends, two choke coils Lch connected in series with each other are inserted and arranged via the output line LO. The connection point between the second ends of the first to third arms is connected to the second end of the output smoothing capacitor Cout on the ground line LG.

また、図２０（Ｂ）に示した整流平滑回路４Ｄでは、第１〜第３のアームにおける第２端同士の接続点と、出力平滑コンデンサＣoutの第２端との間に、接地ラインＬＧを介して１個のチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。また、第１〜第３のアームにおける第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）は、出力ラインＬＯ上において、出力平滑コンデンサＣoutの第１端に接続されている。   In the rectifying / smoothing circuit 4D shown in FIG. 20B, the ground line LG is connected between the connection point between the second ends of the first to third arms and the second end of the output smoothing capacitor Cout. Thus, one choke coil Lch is inserted and arranged. Further, the connection point (connection point Px) between the first ends of the first to third arms is connected to the first end of the output smoothing capacitor Cout on the output line LO.

また、図２０（Ｃ）に示した整流平滑回路４Ｅでは、第１〜第３のアームにおける第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）と、出力平滑コンデンサＣoutの第１端との間に、出力ラインＬＯを介して１個のチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。また、第１〜第３のアームにおける第２端同士の接続点と、出力平滑コンデンサＣoutの第２端との間にも、接地ラインＬＧを介して１個のチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。なお、この図２０（Ｃ）に示した例において、２つのチョークコイルＬｃｈの代わりに２つの巻線をそれぞれ配置すると共に、これら２つの巻線同士が磁気的に結合されていることで、１つのチョークコイルＬｃｈが形成されるようにしてもよい。   Further, in the rectifying / smoothing circuit 4E shown in FIG. 20C, between the connection point (connection point Px) between the first ends of the first to third arms and the first end of the output smoothing capacitor Cout. A single choke coil Lch is inserted and arranged via the output line LO. In addition, a single choke coil Lch is inserted between the connection point between the second ends of the first to third arms and the second end of the output smoothing capacitor Cout via the ground line LG. Yes. In the example shown in FIG. 20C, two windings are arranged in place of the two choke coils Lch, and the two windings are magnetically coupled to each other. Two choke coils Lch may be formed.

このように、整流平滑回路内でのチョークコイルＬｃｈの構成（個数や配置など）としては、各種の態様を適用することが可能である。   As described above, various aspects can be applied to the configuration (number, arrangement, etc.) of the choke coil Lch in the rectifying / smoothing circuit.

なお、これまでに説明した整流平滑回路４Ａ，４Ｂにおいても、本変形例の整流平滑回路４Ｃ，４Ｄ，４Ｅと同様にして、チョークコイルＬｃｈの個数や配置などを変更するようにしてもよい。   In the rectifying / smoothing circuits 4A, 4B described so far, the number and arrangement of the choke coils Lch may be changed in the same manner as the rectifying / smoothing circuits 4C, 4D, 4E of the present modification.

＜３．その他の変形例＞
以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されず、種々の変形が可能である。 <3. Other variations>
While the present invention has been described with reference to the embodiments and modifications, the present invention is not limited to these embodiments and the like, and various modifications can be made.

例えば、上記実施の形態等では、インバータ回路の構成を具体的に挙げて説明したが、インバータ回路の構成はこれには限られず、他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、上記実施の形態等では、インバータ回路がそれぞれ、２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路の場合、または、インバータ回路がそれぞれ、４個のスイッチング素子を含むフルブリッジ回路の場合といった、スイッチング電源装置に含まれる各インバータ回路が共通の構成を有するものについて説明した。しかしながら、これに限られず、例えば、一方のインバータ回路を２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路とし、他方のインバータ回路を４個のスイッチング素子を含むフルブリッジ回路とするように、スイッチング電源装置に含まれる各インバータ回路が異なる構成を有するものを用いるようにしてもよい。   For example, in the above-described embodiment and the like, the configuration of the inverter circuit has been specifically described. However, the configuration of the inverter circuit is not limited to this, and other configurations may be used. Specifically, in the above-described embodiment, the inverter circuit is a half-bridge circuit that includes two switching elements, or the inverter circuit is a full-bridge circuit that includes four switching elements. The inverter circuit included in the switching power supply apparatus has a common configuration. However, the present invention is not limited to this. For example, in a switching power supply device, one inverter circuit is a half-bridge circuit including two switching elements and the other inverter circuit is a full-bridge circuit including four switching elements. Each inverter circuit included may have a different configuration.

また、上記実施の形態等では、整流平滑回路の構成を具体的に挙げて説明したが、整流平滑回路の構成はこれには限られず、他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、整流平滑回路内の各整流素子を、ＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードにより構成するようにしてもよい。また、その場合には、このＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードが導通する期間と同期して、ＭＯＳ−ＦＥＴ自身もオン状態となる（同期整流を行う）ようにするのが好ましい。より少ない電圧降下で整流することができるからである。なお、この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴにおけるソース側に、寄生ダイオードのアノード側が配置されると共に、ＭＯＳ−ＦＥＴにおけるドレイン側に、寄生ダイオードのカソード側が配置されることになる。   In the above-described embodiment and the like, the configuration of the rectifying / smoothing circuit has been specifically described. However, the configuration of the rectifying / smoothing circuit is not limited to this, and other configurations may be used. Specifically, for example, each rectifying element in the rectifying / smoothing circuit may be configured by a MOS-FET parasitic diode. In such a case, it is preferable that the MOS-FET itself is also turned on (synchronized rectification is performed) in synchronization with the period in which the parasitic diode of the MOS-FET is conducted. This is because rectification can be performed with a smaller voltage drop. In this case, the anode side of the parasitic diode is arranged on the source side in the MOS-FET, and the cathode side of the parasitic diode is arranged on the drain side in the MOS-FET.

更に、上記実施の形態等では、インバータ回路およびトランスの個数がそれぞれ、２個，３個，４個の場合（整流平滑回路内の整流素子の個数が、６個，８個，１０個の場合）を例に挙げて説明したが、それらの個数は、この場合には限られない。具体的には、本発明は、インバータ回路およびトランスの個数がそれぞれ、Ｎ個（Ｎ：２以上の整数）の場合に適用することが可能である。つまり、上記実施の形態等で説明したＮ＝２，３，４の場合だけでなく、Ｎ＝５以上の任意の数の場合についても同様にして、本発明を適用することが可能である。なお、その場合、整流平滑回路内の整流素子の個数は、｛２×（Ｎ＋１）｝個となり、整流平滑回路内のアームの本数は、（Ｎ＋１）本となる。また、その場合、スイッチング電源装置の動作の際の、トランスの２次側巻線同士の接続状態の種類は、整数Ｎにおける約数の個数（約数の組合せ）によって定まることになる。更に、インバータ回路やトランス、整流素子およびアームの個数や本数としては、物理的な個数や本数には限られず、等価回路に存在する個数や本数を意味している。   Furthermore, in the above-described embodiment, the number of inverter circuits and transformers is 2, 3, and 4 respectively (the number of rectifying elements in the rectifying and smoothing circuit is 6, 8, and 10). ) Is taken as an example, but the number of them is not limited to this case. Specifically, the present invention can be applied to the case where the number of inverter circuits and transformers is N (N: an integer equal to or greater than 2). That is, the present invention can be similarly applied not only to the case of N = 2, 3, and 4 described in the above embodiments, but also to an arbitrary number of N = 5 or more. In this case, the number of rectifying elements in the rectifying / smoothing circuit is {2 × (N + 1)}, and the number of arms in the rectifying / smoothing circuit is (N + 1). In this case, the type of connection state between the secondary windings of the transformer during the operation of the switching power supply device is determined by the number of divisors in integer N (a combination of divisors). Furthermore, the number and number of inverter circuits, transformers, rectifying elements, and arms are not limited to the physical number or number, and mean the number or number existing in the equivalent circuit.

加えて、上記実施の形態等では、本発明に係るスイッチング電源装置の一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータを挙げて説明したが、本発明は、例えばＡＣ−ＤＣコンバータなどの他の種類のスイッチング電源装置にも適用することが可能である。   In addition, in the above-described embodiment and the like, a DC-DC converter has been described as an example of the switching power supply device according to the present invention. It is also possible to apply to.

また、これまでに説明した各構成例等を、任意の組み合わせで適用してもよい。   Moreover, you may apply each structural example etc. demonstrated so far in arbitrary combinations.

１，１Ａ〜１Ｅ…スイッチング電源装置、１０…バッテリ、２１，２２，２３，２４，２１Ｃ，２１Ｄ，２２Ｃ，２２Ｄ，２２Ｅ…インバータ回路、３１，３２，３３，３４…トランス、３１１，３２１，３３１，３４１…１次側巻線、３１２，３２２，３３２，３４２…２次側巻線、４，４Ａ〜４Ｅ…整流平滑回路、４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２，４４１，４４２…整流ダイオード、５…駆動回路、７…負荷、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｖin…直流入力電圧、Ｖout…直流出力電圧、Ｉout…出力電流、Ｉａ〜Ｉｓ…電流、Ｃin…入力平滑コンデンサ、Ｃout…出力平滑コンデンサ、Ｓ１〜Ｓ８…スイッチング素子、ＳＧ１〜ＳＧ８…駆動信号、Ｄ１〜Ｄ８，Ｄ５１，Ｄ５２…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ８，Ｃ５１，Ｃ５２，Ｃ６１，Ｃ６２…コンデンサ、Ｌｒ…共振用インダクタ、Ｌｃｈ…チョークコイル、Ｐ１〜Ｐ１３…接続点、ｔ０〜ｔ９，ｔ１０〜ｔ１９…タイミング、φ…位相差、ΔＴｓ…直列接続状態期間、ΔＴｐ…並列接続状態期間。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,1A-1E ... Switching power supply device, 10 ... Battery, 21, 22, 23, 24, 21C, 21D, 22C, 22D, 22E ... Inverter circuit, 31, 32, 33, 34 ... Transformer, 311, 321, 331 , 341 ... primary winding, 312, 322, 332, 342 ... secondary winding, 4, 4A to 4E ... rectification smoothing circuit, 411, 412, 421, 422, 431, 432, 441, 442 ... rectification Diode, 5 ... Drive circuit, 7 ... Load, T1, T2 ... Input terminal, T3, T4 ... Output terminal, L1H ... Primary high voltage line, L1L ... Primary low voltage line, LO ... Output line, LG ... Ground line , Vin ... DC input voltage, Vout ... DC output voltage, Iout ... output current, Ia to Is ... current, Cin ... input smoothing capacitor, Cout ... output smoothing capacitor, S1-S8 ... switch SG1-SG8 ... driving signal, D1-D8, D51, D52 ... diode, C1-C8, C51, C52, C61, C62 ... capacitor, Lr ... resonant inductor, Lch ... choke coil, P1-P13 ... connection Points, t0 to t9, t10 to t19, timing, φ, phase difference, ΔTs, series connection state period, ΔTp, parallel connection state period.

Claims (12)

入力電圧が入力される入力端子対と、
出力電圧が出力される出力端子対と、
１次側巻線および２次側巻線をそれぞれ有するＮ個（Ｎ：２以上の整数）のトランスと、
前記入力端子対と前記１次側巻線との間において互いに並列配置され、各々がスイッチング素子を含んで構成されたＮ個のインバータ回路と、
前記出力端子対と前記２次側巻線との間に配置されると共に、｛２×（Ｎ＋１）｝個の整流素子と、チョークコイルと、前記出力端子対間に配置された容量素子とを含んで構成された整流平滑回路と、
前記Ｎ個のインバータ回路における前記スイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部と
を備え、
前記整流平滑回路では、
同じ向きで互いに直列配置された２個の前記整流素子を各々が有する（Ｎ＋１）本のアームが、前記出力端子間において互いに並列配置されており、
前記（Ｎ＋１）本のアームのうちの互いに隣接するアーム同士の間にそれぞれ、前記Ｎ個のトランスにおける前記２次側巻線が個別にＨブリッジ接続されており、
前記（Ｎ＋１）本のアームと前記容量素子との間に、前記チョークコイルが配置されており、
前記駆動部は、
前記Ｎ個のインバータ回路同士が位相差を持って動作すると共に、前記Ｎ個のインバータ回路の各々において、前記スイッチング素子のオンデューティ期間の長さが略最大値となるように、前記スイッチング駆動を行うことにより、
前記スイッチング素子のオフデューティ期間を、前記入力端子対間での複数の前記スイッチング素子同士のオン状態による電気的な短絡を回避するための、デッドタイムの期間のみに限定させる
スイッチング電源装置。 A pair of input terminals to which the input voltage is input;
A pair of output terminals from which output voltage is output;
N (N: an integer of 2 or more) transformers each having a primary winding and a secondary winding;
N inverter circuits arranged in parallel with each other between the input terminal pair and the primary winding, each including a switching element;
And {2 × (N + 1)} rectifier elements, a choke coil, and a capacitive element disposed between the output terminal pair, disposed between the output terminal pair and the secondary winding. A rectifying and smoothing circuit configured to include:
A driving unit that performs switching driving for controlling the operations of the switching elements in the N inverter circuits, respectively.
In the rectifying and smoothing circuit,
(N + 1) arms each having two rectifier elements arranged in series in the same direction are arranged in parallel between the output terminals,
The secondary windings of the N transformers are individually H-bridge connected between adjacent arms of the (N + 1) arms,
The choke coil is disposed between the (N + 1) arms and the capacitive element ,
The drive unit is
The switching drive is performed so that the N inverter circuits operate with a phase difference, and the length of the on-duty period of the switching element is substantially maximum in each of the N inverter circuits. By doing
A switching power supply apparatus that limits an off-duty period of the switching elements only to a dead time period for avoiding an electrical short circuit due to an ON state of the plurality of switching elements between the input terminal pairs . 前記（Ｎ＋１）本のアームにおける第１端同士の接続点と前記容量素子の第１端との間、および、前記（Ｎ＋１）本のアームにおける第２端同士の接続点と前記容量素子の第２端との間、のうちの少なくとも一方に、前記チョークコイルが挿入配置されている
請求項１に記載のスイッチング電源装置。 The connection point between the first ends of the (N + 1) arms and the first end of the capacitive element, and the connection point of the second ends of the (N + 1) arms and the first of the capacitive elements. The switching power supply device according to claim 1, wherein the choke coil is inserted and disposed in at least one of the two ends. 前記（Ｎ＋１）本のアームではそれぞれ、
前記整流素子のカソードが前記第１端側に配置されると共に、
前記整流素子のアノードが前記第２端側に配置されている
請求項２に記載のスイッチング電源装置。 In each of the (N + 1) arms,
A cathode of the rectifying element is disposed on the first end side;
The switching power supply according to claim 2, wherein an anode of the rectifying element is disposed on the second end side. 前記整流素子が、電界効果型トランジスタの寄生ダイオードにより構成されている
請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein the rectifying element is configured by a parasitic diode of a field effect transistor. 前記Ｎ個のインバータ回路が、２個の前記スイッチング素子を含むハーフブリッジ回路、あるいは、４個の前記スイッチング素子を含むフルブリッジ回路により構成されている
請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 5. The N inverter circuit includes a half bridge circuit including two switching elements or a full bridge circuit including four switching elements. 6. The switching power supply device described in 1. 前記駆動部は、前記Ｎ個のトランスに含まれるＮ個の前記２次側巻線同士の接続状態が切り替わるように前記スイッチング駆動を行うことにより、前記出力電圧の大きさを制御する
請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 The drive unit controls the magnitude of the output voltage by performing the switching drive so that the connection state of the N secondary windings included in the N transformers is switched. The switching power supply device according to any one of claims 5 to 5. 前記Ｎが２である
請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply device according to any one of claims 1 to 6 , wherein N is 2. 前記駆動部は、２個の前記トランスに含まれる２個の前記２次側巻線同士の接続状態が、２直列接続状態と２並列接続状態との間で切り替わるように、前記スイッチング駆動を行う
請求項７に記載のスイッチング電源装置。 The drive unit performs the switching drive so that a connection state between the two secondary windings included in the two transformers is switched between a two series connection state and a two parallel connection state. The switching power supply device according to claim 7 . 前記Ｎが３である
請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply device according to any one of claims 1 to 6 , wherein N is 3. 前記駆動部は、３個の前記トランスに含まれる３個の前記２次側巻線同士の接続状態が、３直列接続状態と３並列接続状態との間で切り替わるように、前記スイッチング駆動を行う
請求項９に記載のスイッチング電源装置。 The drive unit performs the switching drive so that the connection state of the three secondary windings included in the three transformers is switched between a three series connection state and a three parallel connection state. The switching power supply device according to claim 9 . 前記Ｎが４である
請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply device according to any one of claims 1 to 6 , wherein N is 4. 前記駆動部は、４個の前記トランスに含まれる４個の前記２次側巻線同士の接続状態が、４直列接続状態と、４並列接続状態と、２直列接続と２並列接続との混合接続状態と、の間で切り替わるように、前記スイッチング駆動を行う
請求項１１に記載のスイッチング電源装置。 In the drive unit, the connection state of the four secondary windings included in the four transformers is a mixture of a 4-series connection state, a 4-parallel connection state, a 2-series connection, and a 2-parallel connection. to switch between a connected state, the switching power supply device according to claim 1 1 for the switching drive.
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