JP6441765B2 - Wireless communication system, base station apparatus, and wireless communication method - Google Patents
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Landscapes
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Description
本発明は、無線通信システム、基地局装置及び無線通信方法に関する。 The present invention relates to a radio communication system, a base station apparatus, and a radio communication method.
[まえがき]
現在、スマートフォンの爆発的な普及に伴って、利便性の高いマイクロ波帯の周波数資源が枯渇している。対策として、第3世代の携帯電話から第4世代の携帯電話への移行や、新しい周波数帯の割り当てが行われている。しかし、サービスの提供を望む事業者が多いことから、各事業者に割り当てられる周波数資源は限られている。
[Preface]
Currently, with the explosive spread of smartphones, convenient frequency resources in the microwave band are depleted. As countermeasures, a shift from a third-generation mobile phone to a fourth-generation mobile phone and the allocation of a new frequency band are being carried out. However, since there are many businesses that want to provide services, the frequency resources allocated to each business are limited.
携帯電話のサービスにおいては、複数のアンテナ素子を利用したマルチアンテナ・システムによる周波数利用効率の向上を目指す検討が進められている。既に普及している無線標準規格IEEE(The Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.)802.11nでは、送信と受信との双方に複数のアンテナ素子を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)伝送技術を用いて空間多重伝送を行う。これにより、IEEE802.11nでは、伝送容量を高めて周波数利用効率を向上させている。なお、MIMOという用語は、一般には送信局及び受信局共に複数アンテナ素子を備えることを想定して使われる。受信側が単数アンテナ素子の場合には、MIMOではなく、MISO(Multiple Input Single Output)という用語が使われる。ただし、以下では、これらを全て包含する意味でMIMOという用語を用いる。 In mobile phone services, studies are underway to improve frequency utilization efficiency with a multi-antenna system that uses multiple antenna elements. The already popular wireless standard IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.) 802.11n uses MIMO (Multiple Input Multiple Output) transmission technology that uses a plurality of antenna elements for both transmission and reception. To perform spatial multiplexing transmission. Thereby, in IEEE 802.11n, the transmission capacity is increased to improve the frequency utilization efficiency. The term MIMO is generally used on the assumption that both the transmitting station and the receiving station are provided with a plurality of antenna elements. When the receiving side is a single antenna element, the term MISO (Multiple Input Single Output) is used instead of MIMO. However, in the following, the term MIMO is used to encompass all of these.
また、最近の通信技術としては、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式やSC−FDE(Single Carrier Frequency Domain Equalization)方式の様に、複数の周波数成分(サブキャリア)に分割して周波数軸上で信号処理を行う方式が一般的である。以下では、特にOFDMやSC−FDEの区別をせず、それらに共通する一般的な方式を前提として「サブキャリア」という用語を用いて説明する。 Moreover, as a recent communication technology, as in OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation scheme and SC-FDE (Single Carrier Frequency Domain Equalization) scheme, it is divided into a plurality of frequency components (subcarriers) on the frequency axis. A method of performing signal processing is common. The following description will be made using the term “subcarrier” on the premise of a general scheme common to them without particularly distinguishing between OFDM and SC-FDE.
MIMO伝送技術においては、送信局と受信局との間の伝送路情報を知ることで、より効率的な伝送を行うことが可能となる。最も単純な例としては、受信側で複数のアンテナの場合を示したが、送信側にN本のアンテナ素子を備え、受信側に1本のアンテナ素子のみを備える場合、N本のアンテナ素子から送信される信号が受信側のアンテナ素子において同位相合成される様に送信側で指向性制御を行う。これにより、回線利得を高めることができる。具体的には、第kサブキャリアにおける送信局の第jアンテナ素子から受信局のアンテナ素子までの間のチャネル情報をhj (k)としたときに、そのアンテナ素子に対して下記の式(1)の送信ウエイトwj (k)を算出し、これを送信信号に乗算したものを各アンテナ素子から送信する(等利得合成)。なお、本明細書におけるチャネル情報とは実運用上の回路構成や信号処理及び制御の手順を考慮し、厳密には、送信系及び受信系のRF(Radio Frequency)回路内のアンプ、フィルタ等の複素位相の回転及び振幅の変動情報などを含むものとする。 In the MIMO transmission technique, it is possible to perform more efficient transmission by knowing transmission path information between a transmitting station and a receiving station. As the simplest example, the case of a plurality of antennas on the receiving side has been shown. However, when N antenna elements are provided on the transmitting side and only one antenna element is provided on the receiving side, Directivity control is performed on the transmission side so that the signal to be transmitted is synthesized in phase at the antenna element on the reception side. Thereby, the line gain can be increased. Specifically, when channel information between the j-th antenna element of the transmitting station and the antenna element of the receiving station in the k-th subcarrier is h j (k) , the following equation ( The transmission weight w j (k) of 1) is calculated, and the product obtained by multiplying this by the transmission signal is transmitted from each antenna element (equal gain synthesis). Note that the channel information in this specification is based on circuit configurations and signal processing and control procedures in actual operation, and strictly speaking, amplifiers, filters, etc. in transmission and reception RF (Radio Frequency) circuits. It is assumed that it includes complex phase rotation and amplitude variation information.
送信側の第1アンテナ素子から第Nアンテナ素子それぞれに対応するチャネル情報を成分とするベクトル(h1 (k),…,hj (k),…,hN (k))をチャネルベクトルh(k)と称する。また、送信側の第1アンテナ素子から第Nアンテナ素子に対応する送信ウエイトを成分とするベクトル(w1 (k),…,wj (k),…,wN (k))T(Tは転置を表す。)を送信ウエイトベクトルw(k)と称する。なお、厳密には、ダウンリンクにおけるチャネルベクトル→h(k)(「h(k)」の前の記号「→」は、hの上に付与されてベクトルを表すための記号である)は行ベクトル、送信ウエイトベクトル→w(k)は列ベクトルとして表記されるべきである。しかし、以下では、簡単のために、記号「→」を省略すると共に行ベクトルと列ベクトルとを区別せずに表記する。また、以降の説明では受信信号Rx、送信信号Tx及びノイズnに関する表記も同様に「→」を付与してベクトルであることを明示すべきであるが、他に紛らわしい表記がないので「→」を省略して説明する。受信信号Rxは、送信信号Tx及びノイズnに対して下記の式(2)で与えられる。 A vector (h 1 (k) ,..., H j (k) ,..., H N (k) ) having channel information corresponding to each of the first to N-th antenna elements on the transmission side as a channel vector h (K) . Also, vectors (w 1 (k) ,..., W j (k) ,..., W N (k) ) T (T) having transmission weights corresponding to the first to Nth antenna elements on the transmission side as components. Represents a transposition.) Is called a transmission weight vector w (k) . Strictly speaking, the channel vector in the downlink → h (k) (the symbol “→” before “h (k) ” is a symbol given to h to represent the vector) is a row. The vector, transmission weight vector → w (k) should be expressed as a column vector. However, in the following, for simplicity, the symbol “→” is omitted and the row vector and the column vector are not distinguished. In the following description, the notation regarding the reception signal Rx, the transmission signal Tx, and the noise n should be clearly indicated by adding “→” to be a vector, but “→” because there is no other confusing notation. The description is omitted. The reception signal Rx is given by the following equation (2) with respect to the transmission signal Tx and the noise n.
式(1)を式(2)に代入すると、チャネルベクトルh(k)の各成分hj (k)の絶対値を全アンテナ成分に亘って加算した値がチャネル利得として得られる。各アンテナ素子からの送信電力を1本アンテナで送信する場合と同じままとするならば、N本アンテナ素子であれば、受信信号の振幅は1本のアンテナ素子で送信した場合のN倍になるものと期待される。受信信号電力は、振幅の2乗に比例するからN2倍にまで改善される。この値が複数のアンテナ素子をアレーアンテナとして利用した場合の利得である。厳密には、アレーアンテナそのものの利得としては、(総送信電力一定のもとでの評価した結果である)受信電力N倍と解釈されるのが一般的であるが、以下の説明では実運用環境を想定し、1素子当たりの送信電力一定の場合を基準として説明を行う。 When Expression (1) is substituted into Expression (2), a value obtained by adding the absolute values of the components h j (k) of the channel vector h (k) over all antenna components is obtained as the channel gain. If the transmission power from each antenna element is kept the same as when transmitting with a single antenna, with N antenna elements, the amplitude of the received signal is N times that when transmitting with one antenna element. Expected. The received signal power is improved to N 2 times because it is proportional to the square of the amplitude. This value is a gain when a plurality of antenna elements are used as an array antenna. Strictly speaking, the gain of the array antenna itself is generally interpreted as N times the reception power (which is the result of evaluation under a constant total transmission power). Assuming the environment, the case where the transmission power per element is constant will be described as a reference.
一般的には、シャノンの定理により、SNR(Signal-Noise Ratio)の改善量に対する伝送容量の増加は、低SNR領域ほど大きく、高SNR領域ほど小さいことが知られている。そのため、回線利得の改善によって伝送容量の向上を目指すより、受信側にも複数のアンテナ素子を備え、空間多重によって伝送容量の向上を目指すことが多い。空間多重によって伝送容量の増加を目指すのがMIMO伝送技術である。 In general, it is known from Shannon's theorem that the increase in transmission capacity with respect to the improvement in SNR (Signal-Noise Ratio) is larger in the low SNR region and smaller in the high SNR region. For this reason, it is often the case that a plurality of antenna elements are provided on the receiving side and the transmission capacity is improved by spatial multiplexing rather than aiming to improve the transmission capacity by improving the line gain. MIMO transmission technology aims to increase transmission capacity by spatial multiplexing.
図1にMIMO伝送の概要を示す。ここではある周波数に着目した説明として、サブキャリアないし周波数を表す添え字「k」は省略している。図1において、符号11は送信局、符号12は受信局を表す。この例では送信局11、受信局12共に2本のアンテナ素子を備えており、送信局11の送信アンテナ#1と受信局12の受信アンテナ#1との間のチャネル情報(振幅、複素位相の回転量を表す情報)をh11、送信局11の送信アンテナ#1と受信局12の受信アンテナ#2との間のチャネル情報(振幅、複素位相の回転量を表す情報)をh21、送信局11の送信アンテナ#2と受信局12の受信アンテナ#1との間のチャネル情報(振幅、複素位相の回転量を表す情報)をh12、送信局11の送信アンテナ#2と受信局12の受信アンテナ#2との間のチャネル情報(振幅、複素位相の回転量を表す情報)をh22として表せば、送信局11の2本の送信アンテナから送信される信号t1、t2と、受信局12の2本の受信アンテナで受信される信号r1、r2との間には、雑音信号n1、n2を用いて以下の式(3)で表される。 FIG. 1 shows an overview of MIMO transmission. Here, as an explanation focusing on a certain frequency, the subscript “k” representing a subcarrier or frequency is omitted. In FIG. 1, reference numeral 11 represents a transmitting station, and reference numeral 12 represents a receiving station. In this example, both the transmitting station 11 and the receiving station 12 are provided with two antenna elements, and channel information (amplitude and complex phase) between the transmitting antenna # 1 of the transmitting station 11 and the receiving antenna # 1 of the receiving station 12 is provided. information) indicating the amount of rotation h 11, the transmission antenna # 1 and channel information between the receiving antenna # 2 of the receiving station 12 (amplitude, information indicating the amount of rotation of the complex phase) to h 21 of the transmission station 11, transmission Channel information between the transmitting antenna # 2 of the station 11 and the receiving antenna # 1 of the receiving station 12 (information indicating the amount of rotation of the amplitude and complex phase) is h 12 , and the transmitting antenna # 2 of the transmitting station 11 and the receiving station 12 If channel information (information indicating amplitude and complex phase rotation amount) between the receiving antenna # 2 and h 22 is represented as h 22 , signals t 1 and t 2 transmitted from the two transmitting antennas of the transmitting station 11 and , Two reception of the receiving station 12 Between the signals r 1 and r 2 received by the antenna, the noise signals n 1 and n 2 are used and expressed by the following formula (3).
基本的にMIMO伝送では、受信側の受信信号とチャネル行列を基に、送信側の信号を推定する。式(3)の雑音項が十分に小さければ、両辺にチャネル行列の逆行列を乗算することで、受信信号から送信信号を推定することができる。送信側で所定の送信ウエイト行列を乗算し、更に受信側でも所定の受信ウエイトを乗算することで伝送特性を改善でき、より効率的な伝送が可能になる。例えば複数の送信側のアンテナ素子と受信側のアンテナ素子との間のチャネル情報が既知の場合には、そのチャネル行列を特異値分解(SVD:Singular Value Decomposition)し、固有モードでの伝送を行うことで伝送容量を最大化する。 Basically, in MIMO transmission, the signal on the transmission side is estimated based on the reception signal on the reception side and the channel matrix. If the noise term in Equation (3) is sufficiently small, the transmission signal can be estimated from the reception signal by multiplying both sides by the inverse matrix of the channel matrix. By multiplying a predetermined transmission weight matrix on the transmission side and further multiplying a predetermined reception weight on the reception side, the transmission characteristics can be improved, and more efficient transmission becomes possible. For example, when channel information between a plurality of antenna elements on the transmitting side and antenna elements on the receiving side is known, the channel matrix is subjected to singular value decomposition (SVD) and transmission is performed in the eigenmode. This maximizes the transmission capacity.
具体的には、下記の式(4)の様に、チャネル行列Hをユニタリー行列UとV及び特異値λを対角成分に持つ対角行列Dに分解する。 Specifically, as shown in the following equation (4), the channel matrix H is decomposed into a diagonal matrix D having unitary matrices U and V and a singular value λ as diagonal components.
この際、送信ウエイト行列としてユニタリー行列Vを用いれば、受信信号ベクトルRxは、送信信号ベクトルTx、ノイズベクトルnに対して、下記の式(5)で与えられる。 At this time, if the unitary matrix V is used as the transmission weight matrix, the reception signal vector Rx is given by the following equation (5) with respect to the transmission signal vector Tx and the noise vector n.
受信側では、ユニタリー行列Uのエルミート共役の行列UHを乗算することで、下記の式(6)を得る。 On the receiving side, the following equation (6) is obtained by multiplying Hermitian conjugate matrix U H of unitary matrix U.
式(6)において、対角行列Dの非対角成分はゼロであるから、送信信号のクロスタームは既にキャンセルされ、信号分離された状態となる。また、ノイズベクトルは受信ウエイト行列UHを乗算され、座標軸が回転されて表されるノイズベクトルn’に変換されているが、ベクトルの統計的特徴は元のノイズベクトルと等価なままである。図2に、固有モード伝送の概念図を示す。図2(a)は基本のMIMOチャネルを、図2(b)は送受信ウエイト行列の乗算を行った状況、図2(c)は固有モード伝送で形成される仮想的な伝送路をそれぞれ示している。送信局11と受信局12との各送受信アンテナの間のチャネル行列Hは、式(4)で示した通り、特異値分解により特異値λを各対角成分に持つ行列Dと、二つのユニタリー行列U、VHの積で表される。ここで図2(b)及び式(5)で示す様に送信側で送信ウエイト行列V、受信側で受信ウエイト行列UHを用いると、式(4)のユニタリー行列の部分に乗算されて単位行列となり、結果的に式(6)に示す様に非対角成分がゼロで対角成分のみが非ゼロの行列Dで表すことが可能になる。これはあたかも、図2(c)に示す様に、特異値λ1、λ2・・・で表される仮想的なチャネルの伝送路がパラレルに張られた状況に相当する。このとき、各特異値λの絶対値の2乗値が個別の信号系列の回線利得に相当する。各特異値λは、信号系統ごとに異なる値となる。この固有モードの特異値に合わせて伝送モードを最適化することによって、伝送容量を最大化することができる。伝送モードは、変調多値数と誤り訂正の符号化率などの組み合わせで定まる信号伝送の具体的なモードである。 In equation (6), since the non-diagonal component of the diagonal matrix D is zero, the cross term of the transmission signal is already canceled and the signal is separated. In addition, the noise vector is multiplied by the reception weight matrix U H and converted into a noise vector n ′ expressed by rotating the coordinate axis, but the statistical characteristics of the vector remain equivalent to the original noise vector. FIG. 2 shows a conceptual diagram of eigenmode transmission. 2A shows a basic MIMO channel, FIG. 2B shows a situation where multiplication of transmission / reception weight matrices is performed, and FIG. 2C shows a virtual transmission path formed by eigenmode transmission. Yes. The channel matrix H between the transmitting and receiving antennas of the transmitting station 11 and the receiving station 12 includes a matrix D having a singular value λ in each diagonal component by singular value decomposition and two unitary as shown in the equation (4). matrix U, represented by the product of V H. Here, when the transmission weight matrix V is used on the transmission side and the reception weight matrix U H is used on the reception side as shown in FIG. 2B and Equation (5), the unitary matrix portion of Equation (4) is multiplied and unit. As a result, as shown in the equation (6), the non-diagonal component is zero and only the diagonal component can be represented by a non-zero matrix D. As shown in FIG. 2C, this corresponds to a situation in which transmission paths of virtual channels represented by singular values λ 1 , λ 2 . At this time, the square value of the absolute value of each singular value λ corresponds to the line gain of the individual signal series. Each singular value λ is different for each signal system. By optimizing the transmission mode in accordance with the singular value of this eigenmode, the transmission capacity can be maximized. The transmission mode is a specific mode of signal transmission determined by a combination of the modulation multi-level number and the error correction coding rate.
ここで、MIMOチャネルのチャネル行列の各成分が独立で無相関であれば、各特異値の絶対値はそれぞれが比較的大きな値となる。例えば反射波が多数存在し、見通し波の受信電力が相対的に低い場合には、上述の様に各特異値は比較的大きな値を持つことになる。一方で、送受信アンテナが見通し環境にあり、反射波があまり存在しない様な場合には、第1特異値の絶対値だけが極端に大きく、第2特異値以降の特異値の絶対値は極端に小さくなる傾向がある。このため、一般的にはMIMO伝送はマルチパス環境に適していると言われ、見通し波が支配的な場合にはあまり適さないと言われている。 Here, if each component of the channel matrix of the MIMO channel is independent and uncorrelated, the absolute value of each singular value is a relatively large value. For example, when there are many reflected waves and the received power of the line-of-sight wave is relatively low, each singular value has a relatively large value as described above. On the other hand, when the transmission / reception antenna is in a line-of-sight environment and there are not many reflected waves, only the absolute value of the first singular value is extremely large, and the absolute value of the singular value after the second singular value is extremely large. There is a tendency to become smaller. For this reason, it is generally said that MIMO transmission is suitable for a multipath environment, and is not so suitable when a line-of-sight wave is dominant.
上記は、1台の基地局装置と1台の端末局装置とを想定したシングルユーザMIMO伝送技術に関する説明である。同様の説明は、1台の基地局装置と複数台の端末局装置との間において同時に同一周波数軸上で通信を行うマルチユーザMIMOにも拡張可能である。マルチユーザMIMOにおいては、一般に、各端末局装置は空間多重する合計の信号系統数よりも少ない本数のアンテナ素子で通信を行う。そのため、ダウンリンクにおいては、送信側で事前にユーザ間干渉を抑圧するための指向性制御を行う。具体的な式は若干異なるが、基本的には上記の固有モード伝送と同様に、チャネル行列を把握した上でそれに合わせた送信ウエイトを用いる。 The above is a description of the single user MIMO transmission technique assuming one base station apparatus and one terminal station apparatus. The same description can be extended to multi-user MIMO that performs communication on the same frequency axis at the same time between one base station apparatus and a plurality of terminal station apparatuses. In multi-user MIMO, each terminal station apparatus generally performs communication with a smaller number of antenna elements than the total number of signal systems to be spatially multiplexed. Therefore, on the downlink, directivity control for suppressing inter-user interference is performed in advance on the transmission side. Although the specific expressions are slightly different, basically, as in the above eigenmode transmission, the transmission weight corresponding to the channel matrix is used after grasping the channel matrix.
また、上記の説明では、ダウンリンクを中心に説明を行ったが、アップリンクにおいても同様に事前にチャネル情報を把握した上で、そのチャネル情報を利用した通信を行うことができる。例えば、最初に説明したアレーアンテナとしての処理においては、式(1)にて与えられる同位相合成のウエイトを受信ウエイトとして用いる他、最大比合成のウエイトとして、下記の式(7)で与えられるものを用いることも可能である。 Further, in the above description, the description has been focused on the downlink. However, in the uplink as well, communication using the channel information can be performed after grasping the channel information in advance. For example, in the processing as the array antenna described first, the weight of in-phase synthesis given by equation (1) is used as a reception weight, and the weight of maximum ratio synthesis is given by equation (7) below. It is also possible to use one.
式(7)の定数Cは適宜定められる係数である。ベクトルの各成分の中でhj (k)の絶対値が大きいものは大きな重みで足し合わされ、また、小さな信号は小さな重みで足し合わされる様にCが決定される。これにより、SNRの大きな信号を重視し、SNRの小さな信号の雑音が過度に影響を与えない様に調整が図られる。 The constant C in Equation (7) is a coefficient that is determined as appropriate. Among the components of the vector, C having a large absolute value of h j (k) is added with a large weight, and C is determined so that a small signal is added with a small weight. As a result, a signal with a large SNR is emphasized, and adjustment is made so that noise of a signal with a small SNR does not excessively affect the signal.
なお、送信ウエイトの算出のためにはダウンリンクのチャネル情報が必要になるが、これは様々な形のチャネルフィードバックにより実現可能である。最も単純な例では、ダウンリンクで基地局装置が送信したトレーニング信号を端末局装置が受信し、その受信結果をアップリンクの制御情報に収容して通知することが可能である。一般に、この様なループバックを行うチャネル推定方法を、エクスプリシット・フィードバックと呼ぶ。この他には、例えば基地局装置の装置内部でのアップリンクのチャネル情報とダウンリンクのチャネル情報との換算に必要となるキャリブレーション係数を事前に取得しておき、アップリンクでチャネル推定を行った後、このキャリブレーション係数を乗算することでダウンリンクのチャネル情報を推定することも可能である。この方法はインプリシット・フィードバックと呼ばれる。アンテナ数が膨大となる大規模アンテナの場合には、インプリシット・フィードバックが一般的には有利とされている。ただし、本発明においてはチャネルフィードバックの方法は特に限定せず、一般的なチャネル推定方法が利用可能であるとしている。 Note that downlink channel information is required to calculate the transmission weight, which can be realized by various forms of channel feedback. In the simplest example, it is possible for the terminal station apparatus to receive the training signal transmitted from the base station apparatus in the downlink, and to notify the reception result accommodated in the uplink control information. In general, a channel estimation method for performing such a loopback is called explicit feedback. In addition to this, for example, a calibration coefficient necessary for conversion between uplink channel information and downlink channel information inside the base station apparatus is acquired in advance, and channel estimation is performed on the uplink. Then, it is also possible to estimate downlink channel information by multiplying the calibration coefficient. This method is called implicit feedback. In the case of a large-scale antenna with a large number of antennas, implicit feedback is generally advantageous. However, the channel feedback method is not particularly limited in the present invention, and a general channel estimation method can be used.
[将来モバイルネットワークの方向性]
前述の通り、スマートフォンの爆発的な普及に伴って、更なる伝送容量の増大が求められている。現在の無線通信の研究においては、第4世代の携帯電話に続く第5世代の携帯電話のための技術検討が進められており、ここでは第4世代の更に10倍以上の伝送容量を実現することが求められている。ここでは単に、一つの基地局装置とその配下の無線システムの伝送容量の増大のみではなく、単位面積当たりの伝送容量の増大も合わせて求められている。具体的には、新宿、渋谷、銀座や大手町など、人が多く集まる場所では単に無線システムの伝送容量増大だけでは対処できず、一つの基地局装置のカバーするエリア面積を縮小し(以降、「スモールセル」と呼ぶ)、より狭い面積で同等の伝送容量を実現し、そのスモールセルを多数設定することでスモールセルの数に比例する伝送容量を実現する。ただし、このスモールセルは人が集まり更なる伝送容量が必要となる場所に設置することが求められるため、広大なエリア面積を持つマクロセルの様に置局設計が十分にできない。元々、周波数資源が枯渇する中でスモールセルを導入するため、複数の周波数チャネルが利用可能であるならば、それは周波数繰り返し(周波数リユース)としてその資源を活用するのではなく、同一場所にて複数の周波数チャネルを利用することでトータルの伝送容量を増やすことが好ましい。したがって、同一周波数チャネルであっても、置局設計なしに比較的近距離でスモールセルの繰り返し設置ができる技術が求められる。
[Direction of future mobile networks]
As described above, with the explosive spread of smartphones, further increase in transmission capacity is required. In the current wireless communication research, the technical study for the 5th generation mobile phone following the 4th generation mobile phone is being studied. Here, the transmission capacity is more than 10 times that of the 4th generation. It is demanded. Here, not only an increase in transmission capacity of one base station apparatus and a radio system under the base station apparatus but also an increase in transmission capacity per unit area is required. Specifically, in areas where many people gather, such as Shinjuku, Shibuya, Ginza, and Otemachi, it is not possible to deal with simply by increasing the transmission capacity of the wireless system, and the area area covered by one base station device is reduced (hereinafter, It is called “small cell”), and the same transmission capacity is realized in a smaller area, and a transmission capacity proportional to the number of small cells is realized by setting a large number of small cells. However, since this small cell is required to be installed in a place where people gather and further transmission capacity is required, it is not possible to sufficiently design the station placement like a macro cell having a large area. Originally, when multiple frequency channels are available to introduce a small cell while the frequency resources are depleted, it is not used as frequency repetition (frequency reuse), but multiple resources are used at the same place. It is preferable to increase the total transmission capacity by using the frequency channels. Therefore, there is a need for a technique that enables repeated installation of small cells at a relatively short distance without designing a station even for the same frequency channel.
更に、マイクロ波帯の周波数資源が枯渇する中で、10Gbit/s以上の伝送容量を実現するためには周波数帯域幅をある程度確保する必要があり、そのためにはより高い周波数帯の活用が期待される。しかし、回線設計的には周波数が10倍になると自由空間伝搬損失は20dB増加するため、同一の送信電力であれば伝搬の到達距離は見通し環境においては1/10に縮小されてしまう。更には送信側のハイパワーアンプの大出力化に関しても、周波数が高くなるほど困難になり、1アンテナ辺りの送信電力を限定的としながらも、回線設計的に十分に10Gbit/s以上の伝送容量を実現できる技術が求められる。 Furthermore, in order to realize a transmission capacity of 10 Gbit / s or more in the depletion of frequency resources in the microwave band, it is necessary to secure a certain frequency bandwidth. For this purpose, utilization of a higher frequency band is expected. The However, in terms of line design, the free space propagation loss increases by 20 dB when the frequency is increased by 10 times. Therefore, if the transmission power is the same, the propagation distance is reduced to 1/10 in the line-of-sight environment. Furthermore, increasing the output of a high-power amplifier on the transmission side becomes more difficult as the frequency becomes higher, and the transmission power per antenna is limited, but a transmission capacity of 10 Gbit / s or more is sufficient for the line design. A technology that can be realized is required.
この様な観点から、現在、大規模MIMO(Massive MIMO)伝送技術が注目を集めている。Massive MIMO伝送技術では、基地局装置側のアンテナ本数を最大でも数本程度であった従来のMIMO伝送よりも少なくとも一桁以上増加させ、数十本〜数百本の多数のアンテナ素子を用いることで、宛先とする端末局装置への回線利得向上と、宛先以外の端末局装置への与被干渉を低減する。Massive MIMOの実現方法、適用方法については様々なバリエーションがあり、所謂スモールセルに関しては、宛先以外の端末局装置への与被干渉の低減を「セル間干渉の抑圧」に活用している。またMassive MIMO伝送技術としては、当然ながら従来技術と同様に、大規模なMIMO行列を単純に単一の端末局装置で利用するシングルユーザMIMOとしての利用の他、複数の端末局装置で同時通信を行うマルチユーザMIMOとしての利用もある。ここでマルチユーザMIMOとしての利用においては、スモールセルの場合とは異なり同一エリア内の端末局装置間の「ユーザ間干渉の抑圧」に非常に冗長な数のアンテナ素子数を活用することも可能である。以下では、これらの大規模アンテナに関する技術の一例として、大規模アンテナシステム(例えば、非特許文献1から非特許文献4参照)について簡単に説明する。 From this point of view, large-scale MIMO (Massive MIMO) transmission technology is currently attracting attention. In Massive MIMO transmission technology, the number of antennas on the base station apparatus side is increased by at least an order of magnitude from the conventional MIMO transmission, which is about several at the maximum, and a large number of antenna elements of tens to hundreds are used. Thus, the line gain to the terminal station device as the destination is improved, and the interference to the terminal station devices other than the destination is reduced. There are various variations in the implementation method and application method of Massive MIMO. For so-called small cells, the reduction of interference to terminal station apparatuses other than the destination is utilized for “inter-cell interference suppression”. As a matter of course, Massive MIMO transmission technology is not limited to single-user MIMO in which a large-scale MIMO matrix is simply used in a single terminal station device, as well as in the conventional technology, and simultaneous communication is performed in a plurality of terminal station devices. Also used as multi-user MIMO for performing Here, in the use as multi-user MIMO, unlike the case of a small cell, it is also possible to utilize a very redundant number of antenna elements for “suppression of inter-user interference” between terminal station devices in the same area. It is. In the following, a large-scale antenna system (see, for example, Non-Patent Document 1 to Non-Patent Document 4) will be briefly described as an example of a technique related to these large-scale antennas.
[大規模アンテナシステムの概要]
図3は、大規模アンテナシステムの概要を示す図である。図3においては、基地局装置1、無線局装置2、見通し波3、構造物による安定反射波4、地上付近の多重反射波5〜6、構造物7が示されている。図3の大規模アンテナシステムにおいては、基地局装置1は、多数(例えば100本以上)のアンテナ素子を備え、ビルの屋上や高い鉄塔の上など高所に設置される。無線局装置2も同様に、ビルの屋上、家屋の屋根の上、電信柱や鉄塔の上など高所に設置される。そのため、基地局装置1と無線局装置2との間は概ね見通し環境にあり、その間には見通し波3のパスや大型の安定的な構造物7による安定反射波4のパスなどに加え、地上付近での車や人などの移動体などによる多重反射波5、6のパスが混在する。なお、指向性アンテナを用いる場合などは特に、地上付近の多重反射波5、6は、見通し波3及び安定反射波4などに比べて受信レベルが低くなる。
[Outline of large-scale antenna system]
FIG. 3 is a diagram showing an outline of a large-scale antenna system. In FIG. 3, the base station apparatus 1, the radio station apparatus 2, the line-of-sight wave 3, the stable reflected wave 4 by the structure, the multiple reflected waves 5-6 near the ground, and the structure 7 are shown. In the large-scale antenna system of FIG. 3, the base station apparatus 1 includes a large number (for example, 100 or more) of antenna elements, and is installed at a high place such as a rooftop of a building or a high steel tower. Similarly, the radio station apparatus 2 is installed at a high place such as on the roof of a building, on the roof of a house, on a telephone pole or a steel tower. Therefore, the base station apparatus 1 and the radio station apparatus 2 are generally in a line-of-sight environment, and in the meantime, in addition to the path of the line-of-sight wave 3, the path of the stable reflected wave 4 by the large stable structure 7, etc. There are mixed paths of multiple reflected waves 5 and 6 due to nearby vehicles such as cars and people. Note that the reception level of the multiple reflected waves 5 and 6 near the ground is lower than that of the line-of-sight wave 3 and the stable reflected wave 4, particularly when a directional antenna is used.
図4は、見通し環境及び見通し外環境におけるインパルス応答を表す図である。図4(a)は見通し外環境でのインパルス応答を、図4(b)は見通し環境でのインパルス応答をそれぞれ示している。図4(a)及び(b)において、横軸は遅延時間を表し、縦軸は各遅延波の受信レベルを表す。図4(a)に示した見通し外環境の場合、見通し区間の直接波成分は存在せず、様々な経路の多重反射波が数多く成分として存在し、各振幅及び複素位相は時間と共にランダムに激しく変動する。 FIG. 4 is a diagram illustrating impulse responses in the line-of-sight environment and the non-line-of-sight environment. 4A shows an impulse response in a non-line-of-sight environment, and FIG. 4B shows an impulse response in a line-of-sight environment. 4A and 4B, the horizontal axis represents the delay time, and the vertical axis represents the reception level of each delayed wave. In the case of the non-line-of-sight environment shown in FIG. 4 (a), there are no direct wave components in the line-of-sight section, many multiple reflected waves of various paths exist as components, and each amplitude and complex phase becomes intense with time. fluctuate.
これに対し、図3に示した大規模アンテナシステムの様な見通し環境を想定する場合、見通し波3、構造物7による安定反射波4の安定パスはレベルが高い。見通し波3、構造物7による安定反射波4よりも一般的に遅延量が大きい時変動パスの多重反射波は、多重反射と経路長に伴う減衰により、図4(b)に示す様に相対的にレベルが小さくなる。この様なチャネル情報を複数回取得して平均化すると、安定パスの成分は振幅及び複素位相ともに毎回安定して同様の値が得られる。しかし、時変動パスの成分は複素空間上でランダムに合成され平均化されて平均値0に近づく。そのため、平均化により安定成分のみを効果的に抽出することが可能になる。なお、絶対的なチャネル情報はシンボルタイミングに依存し、このシンボルタイミングが異なるとチャネル情報の平均化を適切に行うことができない。この様な問題を解決するために、非特許文献2では基準となるアンテナ素子の複素位相を基準とした相対チャネル情報(ないしは、各チャネル情報を基準アンテナのチャネル情報で除算したものと考えても良い)を活用する技術が紹介されている。この様な平均化が伴わない場合には相対チャネル情報を用いず、絶対的なチャネル情報を用いて議論することが可能であるが、その様な場合でも送受信ウエイトの算出においては相対チャネル情報を用いても何ら問題は生じない。以降の説明では平均化処理を行うことも含めて包括的に扱うために、チャネル情報は基本的に基準アンテナの複素位相を基準とした相対チャネル情報として扱うこととする。 In contrast, when a line-of-sight environment such as the large-scale antenna system shown in FIG. 3 is assumed, the level of the stable path of the line-of-sight 3 and the stable reflected wave 4 by the structure 7 is high. When the delay amount is generally larger than the stable reflected wave 4 by the line-of-sight wave 3 and the structure 7, the multiple reflected wave of the variable path is relative as shown in FIG. The level becomes smaller. When such channel information is acquired a plurality of times and averaged, the components of the stable path are stable each time in both amplitude and complex phase, and the same value is obtained. However, the components of the time-varying path are synthesized and averaged randomly in the complex space and approach the average value 0. Therefore, only stable components can be extracted effectively by averaging. The absolute channel information depends on the symbol timing, and if the symbol timing is different, channel information cannot be properly averaged. In order to solve such a problem, Non-Patent Document 2 considers that relative channel information (or each channel information is divided by the channel information of the reference antenna) based on the complex phase of the reference antenna element. The technology that utilizes (good) is introduced. When such averaging is not performed, it is possible to discuss using absolute channel information without using relative channel information. There is no problem even if it is used. In the following description, the channel information is basically handled as relative channel information based on the complex phase of the reference antenna in order to comprehensively handle it including the averaging process.
この様にして得られる時変動のない安定パスのチャネル情報を基に、基地局装置1(図3参照)は送受信ウエイトを算出する。基地局装置1は、算出した送受信ウエイトを用いて多数のアンテナ素子で同位相合成を行うための指向性制御を行う。上記の送受信ウエイトを用いることで、基地局装置1は、指向性制御のターゲットとする通信相手の無線局装置への指向性利得をアンテナ本数Nの2乗倍に比例して高めることができる。 The base station apparatus 1 (see FIG. 3) calculates transmission / reception weights based on the channel information of the stable path that does not vary with time obtained in this way. The base station apparatus 1 performs directivity control for performing in-phase synthesis with a large number of antenna elements using the calculated transmission / reception weights. By using the transmission / reception weight described above, the base station apparatus 1 can increase the directivity gain to the radio station apparatus of the communication partner that is the target of directivity control in proportion to the square of the number N of antennas.
また、宛先以外の無線局装置への与干渉の指向性利得はN倍に留まるため、相対的に希望信号と干渉信号との間には単純計算でN倍のギャップが生じる。結果的にSIR(Signal to Interference Ratio)の期待値は10Log10(N)[dB]となる。この期待値は、Nが100の場合には20dBとなる。更に相関の小さな無線局装置を選択的に空間多重する場合には、更なるSIR特性の改善が期待され、より高い空間多重が実現できる。 In addition, since the directivity gain of interference to radio station apparatuses other than the destination remains N times, a gap of N times is generated between the desired signal and the interference signal by simple calculation. As a result, the expected value of SIR (Signal to Interference Ratio) is 10 Log 10 (N) [dB]. This expected value is 20 dB when N is 100. Furthermore, when a radio station apparatus with a small correlation is selectively spatially multiplexed, further improvement in SIR characteristics is expected, and higher spatial multiplexing can be realized.
非特許文献3及び非特許文献4には、上記の送受信ウエイトでは抑圧しきれない干渉を更に抑圧するための技術や、チャネル情報の相関(チャネル相関)のより低い無線局装置の組み合わせを選択する技術が紹介されている。超高次の空間多重を実現するためには、チャネル情報の相関の小さな無線局装置を組み合わせることが重要である。基地局装置の多数のアンテナ素子と第j無線局装置のアンテナ素子との間の第kサブキャリアに関するチャネル情報を成分とするチャネルベクトルhj (k)(「hj (k)」はベクトルであり、本来は記号「→」をhの上に付与してベクトルであることを明示すべきであるが省略する。以下、同様に説明の上では省略する。)と、別の第i無線局装置におけるチャネルベクトルhi (k)との間のチャネル相関は以下の式(8)で与えられる。 In Non-Patent Document 3 and Non-Patent Document 4, a technique for further suppressing interference that cannot be suppressed by the transmission / reception weights described above and a combination of radio station apparatuses having lower correlation of channel information (channel correlation) are selected. Technology is introduced. In order to realize super-high-order spatial multiplexing, it is important to combine radio station apparatuses having a small correlation of channel information. A channel vector h j (k) (“h j (k) ” ) is a vector including channel information on the k-th subcarrier between a number of antenna elements of the base station apparatus and the antenna elements of the j-th radio station apparatus. Yes, the symbol “→” should be added to h to clearly indicate that it is a vector, but this is omitted. The channel correlation with the channel vector h i (k) in the device is given by the following equation (8).
見通し環境を想定するシステムでは、見通し波のみで構成される仮想的なチャネルモデルを想定し、無線局装置側の各アンテナと基地局装置の間のチャネルベクトルhi (k)の相関が小さい場合には空間多重には適し、逆に相関が大きい場合には空間多重には適さない状況となる。 The system assumed a sight environment, assuming a virtual channel model consisting only of sight waves, when the correlation of the channel vector h i between the antenna and the base station apparatus of the radio station apparatus (k) is small Is suitable for spatial multiplexing, and conversely, when the correlation is large, it is not suitable for spatial multiplexing.
[スモールセルにおける大規模MIMOについて]
上述の式(8)の説明においては、無線局装置側が1本アンテナであることを想定し、異なる無線局装置であれば空間的な広がりによりチャネルベクトルの相関は一般的には低くなることが想定されていた。これに対し、第5世代の携帯電話においてはユーザ当たりのスループット向上を目的として、無線局装置側にも多数のアンテナを実装し、同様に基地局装置側にも多数のアンテナを実装する。最近の研究報告の中では基地局装置側のアンテナ素子数を256素子、無線局装置側のアンテナ素子数を16素子として、256×16のサイズの大規模MIMOによる大容量化の検討がなされている。ここではユーザが携帯する無線局装置はサイズ的にも携帯可能な小規模なものであることが想定される。更に、例えば基地局装置も隣接するスモールセル間の相互干渉を低減すること、更には人が集中する場所への設置などを考えると、既存のビルの壁面(例えば地上高20m程度)に設置し、各アンテナ素子に指向性を与え、上方から下方を見下ろす形で限定的なエリアを照射する形態が予想される。この場合、ビルの壁面などに大型のアンテナを設置することは安全性や設置の容易性などの観点から好ましくない。ミリ波や準ミリ波などの高い周波数帯の利用の場合、波長が短くなるのに伴いアンテナ素子の小型化やアンテナの指向性形成が容易になり、基地局装置であっても非常に狭い領域に多数のアンテナを多数詰め込んだ小型アンテナ・セットを利用することが期待される。
[About large-scale MIMO in small cells]
In the description of the above equation (8), assuming that the radio station apparatus side is a single antenna, the correlation between channel vectors is generally low due to the spatial spread of different radio station apparatuses. It was supposed. On the other hand, in the fifth generation mobile phone, for the purpose of improving throughput per user, a large number of antennas are mounted on the radio station apparatus side, and similarly, a large number of antennas are mounted on the base station apparatus side. In recent research reports, the number of antenna elements on the base station apparatus side is 256 elements, and the number of antenna elements on the radio station apparatus side is 16 elements. Yes. Here, it is assumed that the radio station device carried by the user is a small-sized device that is portable in size. Furthermore, for example, base station devices are also installed on the walls of existing buildings (for example, about 20 meters above ground) in order to reduce mutual interference between adjacent small cells and to install in places where people concentrate. A form in which directivity is given to each antenna element and a limited area is irradiated by looking down from above is expected. In this case, it is not preferable to install a large antenna on the wall surface of a building from the viewpoint of safety and ease of installation. When using high frequency bands such as millimeter waves and quasi-millimeter waves, antenna elements can be made smaller and antenna directivity can be easily formed as the wavelength becomes shorter. It is expected to use a small antenna set packed with many antennas.
この場合、例えば単一無線局装置内の複数のアンテナのうちの第j及び第iアンテナの間のチャネル相関を上記の式(8)により求めるならば、ユーザ側の無線局装置のアンテナ間隔が非常に短く、且つ基地局装置と無線局装置間の見通しが確保できている条件下では、アンテナ素子間でのチャネル相関が非常に大きなMIMOチャネルと見ることができる。上述の様に基地局装置がビルの壁面などの高所に下方を見下ろす形で設置され、ユーザはスマートフォン等を手に持ち利用する場合には、基地局装置と無線局装置の各アンテナ素子間は概ね見通し環境となることが期待され、この様な状況は一般的な使用環境であると予想される。 In this case, for example, if the channel correlation between the j-th antenna and the i-th antenna among a plurality of antennas in a single radio station apparatus is obtained by the above equation (8), the antenna interval of the user-side radio station apparatus is Under conditions that are very short and the line of sight between the base station apparatus and the radio station apparatus can be secured, it can be regarded as a MIMO channel with a very large channel correlation between antenna elements. As described above, when the base station device is installed at a high place such as a wall surface of a building and looks down, and the user uses a smartphone or the like in his / her hand, it is between each antenna element of the base station device and the radio station device. Is generally expected to be an outlook environment, and such a situation is expected to be a general use environment.
この場合、MIMO行列を特異値分解した場合、第1特異値の絶対値は見通し波成分を利用して非常に高い値になるが、第2特異値以降の高次の特異値は、第1特異値に比較して相対的に非常に小さくなる傾向になる。つまり、MIMOチャネルを活用した空間多重伝送としては、第1特異値に対応する第1のパスに関しては非常に回線利得に余裕がある状況であるが、第2特異値以上の高次のパスに関しては、相対的に効率は良くない状況と言える。 In this case, when the MIMO matrix is subjected to singular value decomposition, the absolute value of the first singular value becomes a very high value using the line-of-sight component, but the higher-order singular values after the second singular value are It tends to be relatively small compared to the singular value. That is, in spatial multiplexing transmission using the MIMO channel, the first path corresponding to the first singular value is in a situation where the line gain is very large, but the higher-order path that is equal to or higher than the second singular value. Is a relatively inefficient situation.
この問題を回避するためには、例えば基地局装置のアンテナを小規模な筐体に集約せず、空間的な広がりを確保することが理想的である。例えば、基地局装置アンテナを10m程度の直線状に均等配置するリニアアレー状に組めば、仮に見通し波が支配的である場合であっても基地局装置のアンテナの空間的な広がりにより、MIMOチャネルとしては第2特異値以上の高次の特異値の絶対値を大きくし、容量の増加に寄与すると期待することができる。しかし、この様な大規模な構造物にすることはアンテナ設置の構造上も好ましくない。例えば基地局装置側のアンテナ素子数を256素子とする場合、約4cm間隔で256個のアンテナを個別にビルの壁面に設置するのは設置工事の負担を増大させる。一方で、既にリニアアレーに組んだ構造物をビル壁面に設置する際には、その構造物が大型化するために、ビルの壁面に設置するのは安全対策上厳しいものがある。更に全てのアンテナ素子で協調的に伝送するためには、一つの基地局装置の筐体から無線周波数の信号をケーブルで10m程度の空間的な広がりを持つアンテナ素子に分配する必要があり、特に高い周波数帯での信号伝送のケーブル損失は無視できない。例えば無線周波数として20GHzを想定すれば、10mで10dB以上のケーブル損失となり、折角、アンテナ素子数の増大で稼いだ回線利得を損なうことになりかねない。 In order to avoid this problem, for example, it is ideal to secure a spatial spread without consolidating the antennas of the base station apparatus in a small casing. For example, if the base station apparatus antennas are assembled in a linear array with a linear arrangement of about 10 m, even if the line-of-sight wave is dominant, the spatial expansion of the antennas of the base station apparatus will result in a MIMO channel. Can be expected to increase the absolute value of higher-order singular values greater than or equal to the second singular value and contribute to an increase in capacity. However, such a large-scale structure is not preferable in terms of the antenna installation structure. For example, when the number of antenna elements on the base station apparatus side is 256 elements, installing 256 antennas individually on the wall surface of the building at intervals of about 4 cm increases the burden of installation work. On the other hand, when a structure already assembled in a linear array is installed on the wall surface of a building, it is difficult to install it on the wall surface of the building because the structure becomes large. Further, in order to transmit cooperatively with all the antenna elements, it is necessary to distribute a radio frequency signal from the casing of one base station apparatus to the antenna elements having a spatial extent of about 10 m with a cable. The cable loss of signal transmission in the high frequency band cannot be ignored. For example, assuming 20 GHz as a radio frequency, a cable loss of 10 dB or more at 10 m may occur, and the line gain earned by increasing the number of antenna elements may be impaired.
この様な理由のため、見通し波が支配的な大規模MIMOの運用において、少なくとも無線局装置側のアンテナを小型化することが求められる場合には、シングルユーザMIMOによる空間多重伝送で大容量化を図ることは困難となる。 For this reason, in large-scale MIMO operations where dominated by line-of-sight waves is required, at least when the antenna on the radio station side is required to be downsized, the capacity is increased by spatial multiplexing transmission using single-user MIMO. It becomes difficult to plan.
[無線エントランスの場合]
以上の状況はスモールセル環境を中心に説明を行ったが、見通し波が支配的であるという同様の条件であれば無線エントランス回線においても同様の課題は残される。例えば、ビルの壁面に第5世代の携帯電話のスモールセル用基地局装置を設置する場合、そこには大容量のエントランス回線が必要になる。一般に、基地局装置へのエントランス回線は光ファイバを用いて提供するのが一般的であるが、しかし既設のビルの壁面への光ファイバの敷設は容易ではない。例えば、屋上ないしは地上などの何処かまで光ファイバを引き、更にビルの壁面に沿ってケーブルを設置する場合、既に建築済みのビルの外観を損ねることになりかねず、ビル・オーナーの同意を得にくい。ビル屋内からビルの壁面に光ファイバを提供するためにビル壁面に穴を貫通させる工事に関しては、更にビル・オーナーの同意を得にくい場合も想定される。この場合、例えばスモールセル用基地局装置を設置するビルに対面するビルの屋上まで光ファイバを引き、ビルの屋上からビル壁面のスモールセル用基地局装置に無線回線でエントランス回線を提供することも考えられる。
[For wireless entrance]
Although the above situation has been explained mainly in the small cell environment, the same problem remains in the radio entrance line as long as the line-of-sight wave is dominant. For example, when a small cell base station device for a fifth generation mobile phone is installed on the wall of a building, a large-capacity entrance line is required there. In general, the entrance line to the base station apparatus is generally provided using an optical fiber, but it is not easy to install the optical fiber on the wall of an existing building. For example, if an optical fiber is pulled to somewhere on the rooftop or the ground, and a cable is installed along the wall of the building, the appearance of the already built building may be damaged, and the building owner's consent is obtained. Hateful. Regarding the construction to penetrate the hole in the wall of the building in order to provide the optical fiber from the inside of the building to the wall of the building, it may be more difficult to obtain the consent of the building owner. In this case, for example, an optical fiber may be drawn up to the rooftop of the building facing the building where the small cell base station device is installed, and an entrance line may be provided via a wireless line from the building roof to the small cell base station device on the wall of the building. Conceivable.
この場合の課題は、先ほどと同様にビル壁面の基地局装置は十分に小型化することが想定されるため、やはり見通し環境ではMIMOチャネルの第2特異値以上の高次のパスは空間多重伝送への寄与が限定的と想定され第1特異値を積極的に活用することが安定した伝送のために有効であると考えられる。 The problem in this case is that the base station equipment on the wall of the building is assumed to be sufficiently downsized as before, so in the line-of-sight environment, the higher-order path above the second singular value of the MIMO channel is spatially multiplexed. It is assumed that the contribution to is limited, and positively utilizing the first singular value is effective for stable transmission.
[列車等の移動体への無線エントランス]
次に、第5世代の携帯電話の利用形態を考慮した中で、もう一つの大きな課題について説明する。先ほども説明した様に、非常に狭いエリアに多数のユーザが存在する場合、それらの多数のユーザに対して大容量の無線回線を提供できる様にすることは重要である。スモールセルとはその名の通り比較的小さなサービスエリアを構成しているので、ここで大容量の無線回線を提供する対象はせいぜい歩行速度程度の低速で移動するユーザである。したがって、大多数のユーザでスモールセルを移り変わる(ないしはスモールセルとマクロセル間の)ハンドオーバなどは想定しておらず、その切り替わりの制御情報のやり取りの負荷はそれほど問題とはならない。しかし、例えば列車などで移動するユーザを想定すると、各ユーザがハンドオーバするタイミングは概ね一致しており、ネットワーク側に対して瞬時の大量処理が要求される。この信号処理の負荷、及び大量の制御信号が発生することによる伝送容量の圧迫などは非効率であり、通常は列車内の各ユーザは列車内で一旦トラヒックを集約し、この集約されたトラヒックを束ねて列車から見て外部のネットワークに対するエントランス回線を無線回線にて確保することが好ましい。これにより、無用な膨大な量のハンドオーバによる負荷、及び膨大な制御情報量による伝送容量の圧迫を回避する。この考え方は、第5世代の携帯電話のサービスエリアであるセルが列車と共に移動するという意味で、ムービングセルという概念で捉えられている。
[Wireless entrance to moving bodies such as trains]
Next, another major problem will be described in consideration of the usage form of the fifth generation mobile phone. As described above, when there are a large number of users in a very small area, it is important to be able to provide a large-capacity wireless line to the large number of users. Since the small cell, as the name suggests, constitutes a relatively small service area, the target for providing a large-capacity wireless link is a user who moves at a low walking speed at most. Therefore, it is not assumed that the majority of users move from one small cell to another (or between a small cell and a macro cell), and the load of exchange of control information for the switching does not matter so much. However, assuming a user who moves on a train or the like, for example, the timing of handover of each user is generally the same, and instantaneous mass processing is required on the network side. The load of this signal processing and the compression of transmission capacity due to the generation of a large amount of control signals are inefficient. Normally, each user in a train aggregates traffic once in the train, and this aggregated traffic is aggregated. It is preferable to secure an entrance line to an external network by bundling it as viewed from the train. This avoids a load due to an unnecessary huge amount of handover and a compression of transmission capacity due to an enormous amount of control information. This idea is grasped by the concept of a moving cell in the sense that a cell, which is a service area of a fifth generation mobile phone, moves with a train.
先ほどのビル壁面の第5世代の携帯電話のスモールセル用基地局装置へのエントランス回線は、無理をすれば光ファイバにより提供することも不可能ではなかったが、この列車によるムービングセル(以降、「列車ムービングセル」と呼ぶ)を想定すると、エントランス回線は光ファイバを用いることは不可能であり、この列車ムービングセルへの無線エントランスの効率的な構築方法を確立することは極めて第5世代の携帯電話において重要となる。 The entrance line to the small cell base station device of the 5th generation mobile phone on the wall of the building just before could not be provided by optical fiber, but this train moving cell (hereinafter, Assuming a “train moving cell”), it is impossible to use an optical fiber for the entrance line, and establishing an efficient method of constructing a wireless entrance to this train moving cell is extremely This is important for mobile phones.
ここで、例えば都市部の列車を例に取り、必要な回線容量を見積もってみる。例えば山手線などでは11両編成で、1車両あたり100人程度の乗客が乗車している状況が想定される。通勤時間帯などであればスマートフォンなどを携帯するビジネスマンや大学生が大半を占め、その半数程度の全車両で550人ものユーザは無線通信でのインターネットアクセスを試みていると想定される。第5世代の時代において、コンテンツの大容量化により1ユーザが平均で10Mbit/sの通信をしていたとすれば、5.5Gbit/s程度の容量が必要とされる。時間的な変動を考慮し、その倍程度の回線容量を確保するとすれば、列車ムービングセルの無線エントランスとしては10Gbit/s程度の容量が要求される。 Here, for example, taking an urban train as an example, the required line capacity is estimated. For example, on the Yamanote Line, it is assumed that there are 11 trains and about 100 passengers per vehicle are on board. If it is a commuting time, the majority of businessmen and university students who carry smartphones etc. occupy, and it is assumed that as many as 550 users of all the vehicles are trying to access the Internet by wireless communication. In the age of the fifth generation, if one user is communicating at an average of 10 Mbit / s due to an increase in content capacity, a capacity of about 5.5 Gbit / s is required. Considering temporal fluctuations, if a line capacity of about twice that is secured, a capacity of about 10 Gbit / s is required as a radio entrance of a train moving cell.
これだけの大容量回線を提供するためには、当然ながらミリ波や準ミリ波などの高い周波数帯での回線提供が必要となると共に、上述のスモールセルの場合と異なり、100km/h以上の高速移動を想定した移動体への広帯域大容量伝送が余儀なくされる。上述の様に頻繁なハンドオーバを回避するためには、列車ムービングセルの無線エントランスにおいては、数百メートル程度の区間は同一の基地局装置でサービス提供できることが好ましく、高周波数帯で自由空間伝搬損失が大きいことを考慮すれば、やはり大規模MIMOによる回線利得の確保が必要になる。 In order to provide such a large-capacity line, of course, it is necessary to provide a line in a high frequency band such as millimeter wave or quasi-millimeter wave, and unlike the small cell described above, a high speed of 100 km / h or more is required. Broadband large-capacity transmission to a moving body assuming movement is unavoidable. In order to avoid frequent handovers as described above, in the radio entrance of a train moving cell, it is preferable that a section of about several hundred meters can be provided by the same base station device, and free space propagation loss in a high frequency band In view of the fact that the large is large, it is necessary to secure the line gain by the large-scale MIMO.
ここで、先ほどの説明の様に10Gbit/s程度の伝送容量を実現する場合、例えば周波数利用効率として3bit/Hz・s程度の効率を想定すると、空間多重なしでは3〜4GHz程度の帯域幅を必要とする。例えば、70〜80GHzのeバンド帯などを利用する場合、1チャネルで3〜4GHzもの帯域幅を占有する場合には、1チャネルしか確保することができない。しかし一方で、平行して走る複数の路線ごとに周波数チャネルによる棲み分けを行うことを考えれば、1チャネルの帯域幅を1GHz程度に抑え、複数チャネルによる運用が必要になる。この場合、足りない分の容量は空間多重で確保する必要があり、上述の例では4多重程度の空間多重が必要となる。 Here, when a transmission capacity of about 10 Gbit / s is realized as described above, for example, assuming a frequency use efficiency of about 3 bits / Hz · s, a bandwidth of about 3 to 4 GHz is obtained without spatial multiplexing. I need. For example, when an e-band band of 70 to 80 GHz is used, when one channel occupies a bandwidth of 3 to 4 GHz, only one channel can be secured. However, on the other hand, considering that the frequency channels are segregated for each of a plurality of routes running in parallel, the bandwidth of one channel is suppressed to about 1 GHz, and operation by a plurality of channels is required. In this case, it is necessary to secure the insufficient capacity by spatial multiplexing. In the above example, about four spatial multiplexing is required.
先ほど説明した様に、列車ムービングセルでも大規模MIMOの適用が必須であるが、その場合には大規模MIMOによる利得拡大のためには指向性形成のために必要となるチャネル情報を高精度で把握している必要がある。しかし、高周波数帯では波長が短く、無線局装置の移動に対してチャネルの時変動は相対的に大きく見える。更に、対向する列車同士ですれ違う場合、通常の直線移動に伴うチャネルの変動以上に外部環境が激しく変動し、反射波成分は激しく乱れることになる。基地局装置側から列車に向けて送信する際には、指向性形成のためにチャネル情報は必須であるが、チャネル情報にある程度の推定精度の高さを求めるならば、非常に頻繁にチャネル情報を相互に交換する必要に迫られる。しかし、伝送容量の大容量化を目指しているにもかかわらず、チャネル情報フィードバックという制御情報のためのオーバヘッドが大きくなることは本末転倒であり、チャネル情報のフィードバックに伴う伝送容量の低下を避け、チャネルの時変動が大きい環境でも安定的に大容量の空間多重が実現できることが求められている。 As explained earlier, it is essential to apply large-scale MIMO even in train moving cells. In that case, channel information necessary for directivity formation is highly accurate for gain expansion by large-scale MIMO. It is necessary to know. However, the wavelength is short in the high frequency band, and the time variation of the channel appears to be relatively large with respect to the movement of the radio station apparatus. Furthermore, when the opposing trains pass each other, the external environment fluctuates more severely than the fluctuation of the channel due to the normal linear movement, and the reflected wave component is greatly disturbed. When transmitting to the train from the base station device side, channel information is essential for directivity formation. However, if channel information requires a certain degree of estimation accuracy, channel information is very frequently used. Need to exchange each other. However, in spite of aiming to increase the transmission capacity, the overhead for control information called channel information feedback becomes a tip over at the end, avoiding a decrease in transmission capacity due to channel information feedback, Therefore, it is required that large-capacity spatial multiplexing can be realized stably even in an environment where the time fluctuations are large.
[MIMO伝送の装置構成例]
(全体の回路構成)
図5は、マルチユーザMIMOシステムにおける基地局装置80の構成の一例を示す概略ブロック図である。ここではマルチユーザMIMOシステムとして説明を行うが、空間多重する対象が異なる端末局装置の代わりに、同一無線局内の複数のアンテナ素子で複数の信号系列を行うと理解すれば、基本的に装置構成はシングルユーザMIMOシステムと同一である。
[Device configuration example of MIMO transmission]
(Overall circuit configuration)
FIG. 5 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the base station apparatus 80 in the multiuser MIMO system. Here, a multi-user MIMO system will be described. Is the same as a single user MIMO system.
図5に示す様に、基地局装置80は、送信部81、受信部85、インタフェース回路87、MAC(Medium Access Control)層処理回路88、及び通信制御回路820を備えている。MAC層処理回路88はスケジューリング処理回路881を有している。 As shown in FIG. 5, the base station device 80 includes a transmission unit 81, a reception unit 85, an interface circuit 87, a MAC (Medium Access Control) layer processing circuit 88, and a communication control circuit 820. The MAC layer processing circuit 88 has a scheduling processing circuit 881.
基地局装置80は、インタフェース回路87を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路87は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをMAC層処理回路88に出力する。MAC層処理回路88は、基地局装置80全体の動作の管理制御を行う通信制御回路820の指示に従い、MAC層に関する処理を行う。ここで、MAC層に関する処理には、インタフェース回路87で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、MAC層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路881は、マルチユーザMIMO伝送において同時に空間多重を行う端末局装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路881は、スケジューリング結果を通信制御回路820に出力する。マルチユーザMIMOでは、複数の端末局装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がMAC層処理回路88から送信部81に出力される。 The base station apparatus 80 inputs / outputs data to / from an external device or network via the interface circuit 87. The interface circuit 87 detects data to be transferred on the wireless line among the input data, and outputs the detected data to the MAC layer processing circuit 88. The MAC layer processing circuit 88 performs processing related to the MAC layer in accordance with an instruction from the communication control circuit 820 that performs management control of the operation of the entire base station apparatus 80. Here, the processing related to the MAC layer includes conversion of data input / output by the interface circuit 87 and data transmitted / received on the wireless line, addition of header information of the MAC layer, and the like. In this process, the scheduling processing circuit 881 performs various scheduling processes including a combination of terminal station apparatuses that simultaneously perform spatial multiplexing in multiuser MIMO transmission. The scheduling processing circuit 881 outputs the scheduling result to the communication control circuit 820. In multi-user MIMO, signals are transmitted to a plurality of terminal station devices at a time, so that a plurality of signal sequences are output from the MAC layer processing circuit 88 to the transmission unit 81.
(送信部81の回路構成)
図6は、マルチユーザMIMOシステムにおける基地局装置80における送信部81の構成の一例を示す概略ブロック図である。図6に示す様に、送信部81は、送信信号処理回路811−1〜811−NSDM(NSDMは2以上の整数)と、加算合成回路812−1〜812−NBS−Ant(NBS−Antは2以上の整数)と、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform:逆高速フーリエ変換)&GI(Guard Interval:ガードインターバル)付与回路813−1〜813−NBS−Antと、D/A(デジタル/アナログ)変換器814−1〜814−NBS−Antと、ローカル発振器815と、ミキサ816−1〜816−NBS−Antと、フィルタ817−1〜817−NBS−Antと、ハイパワーアンプ(HPA)818−1〜818−NBS−Antと、アンテナ素子819−1〜819−NBS−Antと、送信ウエイト処理部830とを備えている。送信信号処理回路811−1〜811−NSDMと、送信ウエイト処理部830とは、図5において示した通信制御回路820に接続されている。
(Circuit configuration of the transmitter 81)
FIG. 6 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the transmission unit 81 in the base station apparatus 80 in the multiuser MIMO system. As shown in FIG. 6, the transmission unit 81 includes transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM (N SDM is an integer of 2 or more) and addition / synthesis circuits 812-1 to 812-N BS-Ant (N BS-Ant is an integer of 2 or more), IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) & GI (Guard Interval) giving circuits 813-1 to 813-N BS-Ant , and D / A (digital) / Analog) converters 814-1 to 814-N BS-Ant , local oscillator 815, mixers 816-1 to 816-N BS-Ant , filters 817-1 to 817-N BS-Ant and high power includes amplifier (HPA) and 818-1~818-N BS-Ant, an antenna element 819-1~819-N BS-Ant, and a transmission weight processing unit 830 That. Transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM and transmission weight processing unit 830 are connected to communication control circuit 820 shown in FIG.
送信ウエイト処理部830は、チャネル情報取得回路831と、チャネル情報記憶回路832と、マルチユーザMIMO(MU−MIMO)送信ウエイト算出回路833とを備えている。ここで、図6における送信信号処理回路811−1〜811−NSDMの添え字のNSDMは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路812−1〜812−NBS−Antからアンテナ素子819−1〜819−NBS−Antまでの回路の添え字のNBS−Antは、基地局装置80が備えるアンテナ素子数を表す。NBS−Antは、例えば、100である。 The transmission weight processing unit 830 includes a channel information acquisition circuit 831, a channel information storage circuit 832, and a multiuser MIMO (MU-MIMO) transmission weight calculation circuit 833. Here, N SDM subscript of the transmission signal processing circuit 811-1~811-N SDM in FIG. 6 represents a multiplex number for performing spatial multiplexing simultaneously. In addition, N BS-Ant of the subscript of the circuit from the adder / synthesizer circuit 812-1 to 812-N BS-Ant to the antenna elements 819-1 to 819-N BS-Ant is the number of antenna elements provided in the base station apparatus 80 Represents. N BS-Ant is, for example, 100.
マルチユーザMIMOでは、複数の端末局装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がMAC層処理回路88から送信部81に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路811−1〜811−NSDMに入力される。送信信号処理回路811−1〜811−NSDMは、宛先の端末局装置それぞれに送信すべきデータ(データ入力#1〜#NSDM)がMAC層処理回路88から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばOFDM変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子819−1〜819−NBS−Antに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして加算合成回路812−1〜812−NBS−Antに入力される。 In multi-user MIMO, in order to transmit signals to a plurality of terminal station devices at once, a plurality of signal sequences are input from the MAC layer processing circuit 88 to the transmission unit 81, and the input plurality of signal sequences are transmitted signals. Input to the processing circuits 811-1 to 811-N SDM . When the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM receive data (data input # 1 to #N SDM ) to be transmitted to each destination terminal station device from the MAC layer processing circuit 88, the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM A radio packet to be transmitted is generated and modulated. Here, for example, if the OFDM modulation method is used, the signal of each signal sequence is modulated for each subcarrier. Further, the baseband signal subjected to modulation processing is multiplied by a transmission weight for each subcarrier. The signal multiplied by the transmission weight corresponding to each of the antenna elements 819-1 to 819 -N BS-Ant is subjected to the remaining signal processing as necessary, and is added and synthesized as a sampling signal of the transmission signal in the baseband. −1 to 812-N Input to BS-Ant .
加算合成回路812−1〜812−NBS−Antに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、IFFT&GI付与回路813−1〜813−NBS−Antにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やOFDMシンボル間(SC−FDE(Single-Carrier Frequency Domain Equalization)であればブロック伝送のブロック間)の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子819−1〜819−NBS−Antごとに、D/A変換器814−1〜814−NBS−Antでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器815から入力される局部発振信号と、ミキサ816−1〜816−NBS−Antで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ817−1〜817−NBS−Antで帯域外成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ818−1〜818−NBS−Antで増幅され、アンテナ素子819−1〜819−NBS−Antより送信される。 The signals input to the adder / synthesizers 812-1 to 812-N BS-Ant are synthesized for each subcarrier. The synthesized signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis by IFFT & GI adding circuits 83-1 to 813-N BS-Ant , and further, a guard interval is inserted or between OFDM symbols (SC-FDE ( In the case of single-carrier frequency domain equalization), processing such as waveform shaping between blocks is performed, and D / A converters 814-1 to 814-1 are provided for each of the antenna elements 819-1 to 819 -N BS-Ant. 814-N BS-Ant converts the digital sampling data into a baseband analog signal. Further, each analog signal is multiplied by the local oscillation signal input from the local oscillator 815 by the mixers 816-1 to 816-N BS-Ant and up-converted to a radio frequency signal. Here, since the upconverted signal includes a signal in a region outside the band of the channel to be transmitted, the out - of-band component is removed by the filters 817-1 to 817-N BS-Ant and the electric signal to be transmitted is transmitted. A typical signal. The generated signal is amplified by the high-power amplifier 818-1~818-N BS-Ant, and transmitted from the antenna elements 819-1~819-N BS-Ant.
なお、図6では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路812−1〜812−NBS−Antで実施した後に、IFFT処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路811−1〜811−NSDMにてこれらの処理を行い、機能配分的にはこの位置にてIFFT&GI付与回路813−1〜813−NBS−Antを省略する構成としてもよい。この場合、送信信号処理回路811−1〜811−NSDMにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、IFFT処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。 In FIG. 6, after adding and synthesizing the signals of the subcarriers by the adding and synthesizing circuits 812-1 to 812-N BS-Ant , processing such as IFFT processing, insertion of guard intervals, waveform shaping, and the like is performed. However, the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM perform these processes, and the IFFT & GI adding circuits 83-1 to 813-N BS-Ant may be omitted at this position in terms of function distribution. Good. In this case, the remaining signal processing as necessary after transmission weight multiplication in the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM refers to processing such as IFFT processing, insertion of guard intervals, waveform shaping, and the like.
また、送信信号処理回路811−1〜811−NSDMで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部830に備えられているマルチユーザMIMO送信ウエイト算出回路833より取得する。送信ウエイト処理部830では、チャネル情報取得回路831において、受信部85にて取得されたチャネル情報を通信制御回路820経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路832に記憶する。信号の送信時には通信制御回路820からの指示に従い、マルチユーザMIMO送信ウエイト算出回路833は、宛先とする端末局装置に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路832から読み出し、読み出したチャネル情報を基に宛先とする端末局装置の組み合わせに対応した送信ウエイトを算出する。マルチユーザMIMO送信ウエイト算出回路833は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路811−1〜811−NSDMに出力する。 Also, the transmission weights multiplied by the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM are acquired from the multi-user MIMO transmission weight calculation circuit 833 provided in the transmission weight processing unit 830 at the time of signal transmission processing. In the transmission weight processing unit 830, the channel information acquisition circuit 831 separately acquires the channel information acquired by the reception unit 85 via the communication control circuit 820, and sequentially updates the channel information in the channel information storage circuit 832. Remember. At the time of signal transmission, in accordance with an instruction from the communication control circuit 820, the multi-user MIMO transmission weight calculation circuit 833 reads channel information corresponding to the destination terminal station device from the channel information storage circuit 832 and based on the read channel information A transmission weight corresponding to a combination of terminal station apparatuses as destinations is calculated. The multiuser MIMO transmission weight calculation circuit 833 outputs the calculated transmission weight to the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM .
また、宛先とする端末局装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路820が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う送信ウエイト処理部830に対し、通信制御回路820は宛先とする端末局装置等を示す情報を出力する。 In addition, the communication control circuit 820 manages control related to overall communication such as management of the destination terminal station apparatus and overall timing control. The communication control circuit 820 outputs information indicating a destination terminal station apparatus and the like to the transmission weight processing unit 830 that performs signal processing related to the above-described transmission weight calculation.
(受信部85の回路構成)
図7は、マルチユーザMIMOシステムにおける基地局装置80における受信部85の構成の一例を示す概略ブロック図である。図7に示す様に、受信部85は、アンテナ素子851−1〜851−NBS−Antと、ローノイズアンプ(LNA)852−1〜852−NBS−Antと、ローカル発振器853と、ミキサ854−1〜854−NBS−Antと、フィルタ855−1〜855−NBS−Antと、A/D(アナログ/デジタル)変換器856−1〜856−NBS−Antと、FFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)回路857−1〜857−NBS−Antと、受信信号処理回路858−1〜858−NSDMと、受信ウエイト処理部860とを備えている。受信信号処理回路858−1〜858−NSDMと、受信ウエイト処理部860とは、図5において示した通信制御回路820に接続されている。受信ウエイト処理部860は、チャネル情報推定回路861と、マルチユーザMIMO(MU−MIMO)受信ウエイト算出回路862とを備えている。
(Circuit configuration of the receiver 85)
FIG. 7 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the reception unit 85 in the base station apparatus 80 in the multiuser MIMO system. As shown in FIG. 7, the receiving unit 85 includes antenna elements 851-1 to 851-N BS-Ant , low noise amplifiers (LNA) 852-1 to 852-N BS-Ant , a local oscillator 853, and a mixer 854. -1 to 854-N BS-Ant , filters 855-1 to 855-N BS-Ant , A / D (analog / digital) converters 856-1 to 856-N BS-Ant , and FFT (Fast Fourier) Transform (fast Fourier transform) circuits 857-1 to 857 -N BS-Ant , reception signal processing circuits 858-1 to 858 -N SDM, and a reception weight processing unit 860. Reception signal processing circuits 858-1 to 858 -N SDM and reception weight processing unit 860 are connected to communication control circuit 820 shown in FIG. 5. Reception weight processing section 860 includes channel information estimation circuit 861 and multiuser MIMO (MU-MIMO) reception weight calculation circuit 862.
アンテナ素子851−1〜851−NBS−Antで受信した信号をローノイズアンプ852−1〜852−NBS−Antで増幅する。増幅された信号とローカル発振器853から出力される局部発振信号とがミキサ854−1〜854−NBS−Antで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の領域にも信号が含まれるため、フィルタ855−1〜855−NBS−Antで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、A/D変換器856−1〜856−NBS−Antでデジタルベースバンド信号に変換される。デジタルベースバンド信号は全てFFT回路857−1〜857−NBS−Antに入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換(各サブキャリアの信号に分離)する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路858−1〜858−NSDMに入力されると共に、チャネル情報推定回路861にも入力される。 The signals received by the antenna elements 851-1 to 851-N BS-Ant are amplified by the low noise amplifiers 852-1 to 852-N BS-Ant . The amplified signal and the local oscillation signal output from the local oscillator 853 are multiplied by the mixers 854-1 to 854-N BS-Ant , and the amplified signal is down-converted from a radio frequency signal to a baseband signal. The Since the downconverted signal includes a signal even in a region outside the frequency band to be received, the out - of-band component is removed by the filters 855-1 to 855-NBS -Ant . The signal from which the out-of-band component is removed is converted into a digital baseband signal by the A / D converters 856-1 to 856-N BS-Ant . All digital baseband signals are input to the FFT circuits 857-1 to 857 -NBS- Ant , and signals on the time axis are frequency axes at a predetermined symbol timing determined by a timing detection circuit omitted here. Convert to the above signal (separate into each subcarrier signal). The signals separated into the subcarriers are input to reception signal processing circuits 858-1 to 858 -N SDM and also input to channel information estimation circuit 861.
チャネル情報推定回路861では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号(無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等)を基に各端末局装置のアンテナ素子と、基地局装置80の各アンテナ素子851−1〜851−NBS−Antとの間のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果をマルチユーザMIMO受信ウエイト算出回路862に出力する。マルチユーザMIMO受信ウエイト算出回路862では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この際、各アンテナ素子851−1〜851−NBS−Antで受信された信号を合成する受信ウエイトは、信号系列ごとに異なり、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路858−1〜858−NSDMそれぞれに入力される。 The channel information estimation circuit 861 uses the antenna element of each terminal station apparatus and the base station apparatus 80 based on a known signal for channel estimation (a preamble signal or the like given to the head of a radio packet) separated into each subcarrier. Channel information between each of the antenna elements 851-1 to 851-NBS- Ant is estimated for each subcarrier, and the estimation result is output to the multiuser MIMO reception weight calculation circuit 862. Multiuser MIMO reception weight calculation circuit 862 calculates reception weights to be multiplied for each subcarrier based on the input channel information. At this time, reception weights for synthesizing signals received by the respective antenna elements 851-1 to 851-NBS- ant differ for each signal series, and the received signal processing circuits 858-1 to 858-1 corresponding to the signal series to be extracted. 858-N input to each SDM .
受信信号処理回路858−1〜858−NSDMでは、FFT回路857−1〜857−NBS−Antから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、マルチユーザMIMO受信ウエイト算出回路862から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子851−1〜851−NBS−Antで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路858−1〜858−NSDMは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをMAC層処理回路88に出力する。ここでの復調処理では、例えば一旦受信信号の軟判定を行い、必要に応じてデインタリーブ処理を行い、その後に誤り訂正処理を行うなどして最終的な信号検出を行う構成としても良い。 In the reception signal processing circuits 858-1 to 858 -N SDM , the signals for each subcarrier input from the FFT circuits 857-1 to 857 -N BS-Ant are input from the multiuser MIMO reception weight calculation circuit 862. The reception weights are multiplied, and the signals received by the antenna elements 851-1 to 851-N BS-Ant are added and combined for each subcarrier. The received signal processing circuits 858-1 to 858 -N SDM perform demodulation processing on the added and combined signals and output the reproduced data to the MAC layer processing circuit 88. In this demodulation processing, for example, a configuration may be adopted in which final signal detection is performed by, for example, performing a soft decision on a received signal once, performing a deinterleaving process as necessary, and then performing an error correction process.
ここで、異なる受信信号処理回路858−1〜858−NSDMでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、MAC層処理回路88は、MAC層に関する処理(例えば、インタフェース回路87に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換、MAC層のヘッダ情報の終端など)を行う。この処理の中でスケジューリング処理回路881は、マルチユーザMIMO伝送において同時に空間多重を行う端末局装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路820に出力する。MAC層処理回路88にて処理された受信データは、インタフェース回路87を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。 Here, different received signal processing circuits 858-1 to 858 -N SDM perform signal processing of different signal sequences. The MAC layer processing circuit 88 performs processing related to the MAC layer (for example, conversion between data input / output to / from the interface circuit 87 and data transmitted / received on the wireless line, termination of header information of the MAC layer, etc.). Do. In this process, the scheduling processing circuit 881 performs various scheduling processes including a combination of terminal station apparatuses that simultaneously perform spatial multiplexing in multiuser MIMO transmission, and outputs a scheduling result to the communication control circuit 820. The received data processed by the MAC layer processing circuit 88 is output to an external device or network via the interface circuit 87.
また、送信元の端末局装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路820が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う受信ウエイト処理部860に対し、通信制御回路820から送信元の端末局装置等を示す情報が入力される。 In addition, the communication control circuit 820 manages control related to overall communication such as management of a transmission source terminal station and overall timing control. Also, information indicating the transmission source terminal station apparatus and the like is input from the communication control circuit 820 to the reception weight processing unit 860 that performs signal processing related to the calculation of the reception weight described above.
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、OFDM変調方式ないしはSC−FDE方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算はサブキャリアごとに行われる。つまりA/D変換器856−1〜856−NBS−Antから出力される信号に対し、FFT回路857−1〜857−NBS−AntでFFTを行い各サブキャリアに分離し、分離したサブキャリアごとに、チャネル情報推定回路861での信号処理、及び、受信信号処理回路858−1〜858−NSDMでの受信信号処理が実施されることになる。 As for signal reception, as in the case of transmission, in the wideband system using the OFDM modulation scheme or SC-FDE scheme, the above-described reception weight multiplication is performed for each subcarrier. That is, the signals output from the A / D converters 856-1 to 856-N BS-Ant are subjected to FFT in the FFT circuits 857-1 to 857-N BS-Ant to be separated into subcarriers, and the separated subcarriers are separated. For each carrier, signal processing in the channel information estimation circuit 861 and reception signal processing in the reception signal processing circuits 858-1 to 858 -N SDM are performed.
以上がマルチユーザMIMOシステムにおける基地局装置80、送信部81、及び受信部85の構成の説明である。上述の様に、例えば送信信号処理回路811−1〜NSDMや受信信号処理回路858−1〜NSDMをそれぞれ単一の端末局装置のNSDM系統の信号系列に対する信号処理回路と見なし、更にマルチユーザMIMO送信ウエイト算出回路833及びマルチユーザMIMO受信ウエイト算出回路862がシングルユーザMIMOに関する送受信ウエイトの算出回路と見なせば、基本的に上述の説明でシングルユーザMIMOシステムにおける基地局装置80、送信部81、及び受信部85の構成を表したものとなる。 The above is description of the structure of the base station apparatus 80, the transmission part 81, and the receiving part 85 in a multiuser MIMO system. As described above, for example considers the transmission signal processing circuit 811-1~N SDM and the reception signal processing circuit 858-1~N SDM respectively a signal processing circuit for the signal sequence of N SDM systems of single terminal station device, further If the multi-user MIMO transmission weight calculation circuit 833 and the multi-user MIMO reception weight calculation circuit 862 are regarded as transmission / reception weight calculation circuits related to single-user MIMO, basically the base station apparatus 80 in the single-user MIMO system, transmission in the above description The structure of the part 81 and the receiving part 85 is represented.
ここで重要なのは、送信部81におけるローカル発振器815が送信部81の各アンテナ系統におけるミキサ816−1〜816−NBS−Antで共通化されている点、受信部85におけるローカル発振器853が受信部85の各アンテナ系統におけるミキサ854−1〜854−NBS−Antで共通化されている点である。各アンテナで送受信信号の位相を調整することになるが、それぞれのローカル発振器815ないしはローカル発振器853から入力される信号の位相関係が常に一定になる様にすることで、どの様な位相関係で送受信ウエイトを乗算すれば良いかが判断可能となる。このローカル発振器が送信部81内又は受信部85内で非同期のものを複数利用する場合には、少なくとも送信部81において送信ウエイトを乗算する指向性制御が効果的に機能しなくなる。装置の設計においては、この点に注意が必要である。 What is important here is that the local oscillator 815 in the transmission unit 81 is shared by the mixers 816-1 to 816-N BS-Ant in each antenna system of the transmission unit 81, and the local oscillator 853 in the reception unit 85 is the reception unit. It is a point shared by mixers 854-1 to 854-NBS -Ant in each of the 85 antenna systems. The phase of the transmission / reception signal is adjusted by each antenna. By making the phase relationship of the signal input from each local oscillator 815 or local oscillator 853 constant, transmission / reception is performed in any phase relationship. It is possible to determine whether to multiply the weight. In the case where a plurality of asynchronous oscillators are used in the transmission unit 81 or the reception unit 85, directivity control that multiplies transmission weights at least in the transmission unit 81 does not function effectively. Care should be taken in this regard when designing the device.
[見通し波が支配的なMIMOチャネルの特徴]
まず、見通し波が支配的な伝搬路での空間多重特性について整理する。送信局と受信局との間が見通し環境にある場合のチャネル行列をHLOS、行列の各成分が独立無相関となるチャネル行列をHi.i.d.とする。簡単のため、HLOSを各成分が全て「1」である行列で代用し、下記のチャネル行列を送信アンテナ16本、受信アンテナ16本の場合と、送信アンテナ256本、受信アンテナ16本の二つの場合について、下記の式(9)で与えられるチャネル行列の16個の特異値の絶対値の分布を評価する。
[Characteristics of MIMO channel dominated by line-of-sight]
First, the spatial multiplexing characteristics in the propagation path where the line-of-sight wave is dominant will be summarized. H LOS is a channel matrix when the transmitting station and the receiving station are in a line-of-sight environment, and H i. i. d . For simplicity, the HLOS is replaced with a matrix in which each component is all “1”, and the following channel matrix is used for 16 transmission antennas and 16 reception antennas, and for two transmission antennas: 256 transmission antennas and 16 reception antennas. For the two cases, the absolute value distribution of the 16 singular values of the channel matrix given by the following equation (9) is evaluated.
図8にチャネル行列ごとの特異値の絶対値の分布特性を示す。図8(a)はHi.i.d.のみの場合(i.i.d. channel)、図8(b)はライス係数K=10dBの場合の式(9)で表されるライスチャネル(Rician channel)の場合を示し、左側が送受信16本アンテナの場合、右側は送信側が256本とした場合である。送受信アンテナの本数が16本と同数の場合には、特異値の絶対値の分布は広がると共に、第1特異値と第16特異値の絶対値のギャップは広がる傾向がある。しかし、送信又は受信アンテナの本数が冗長になり、例えば送信アンテナが256本にもなると、特異値の絶対値はHi.i.d.の評価ごとの乱数の値に影響を受けず、分布確率0%と100%値の差が殆どなくなる。これは図8(a)、図8(b)で共通であるが、図8(a)のHi.i.d.のみの場合には第1特異値から第16特異値までのギャップが非常に小さくなるのに対し、図8(b)のライスチャネルの場合には第1特異値と第2特異値の絶対値の間のギャップがライス係数よりも10dB大きい20dBあり、一方で第2特異値と第16特異値のギャップは小さい。つまり、図8(a)及び図8(b)より分かることは、見通し波が支配的な場合にはアンテナ素子数を増やしても第1特異値に相当する図2(c)の一番上(λ1)のパイプに相当する伝送路に回線利得が集中しすぎて、空間多重を行うための図2(c)の上から2番目(λ2)、3番目(λ3)のパイプに相当する伝送路が殆ど活用できないことを意味する。 FIG. 8 shows distribution characteristics of absolute values of singular values for each channel matrix. FIG. 8 (a) shows Hi i. i. In the case of d. In this case, the right side is a case where the transmission side has 256 lines. When the number of transmission / reception antennas is the same as 16, the distribution of absolute values of singular values tends to widen, and the gap between the absolute values of the first singular value and the 16th singular value tends to widen. However, when the number of transmitting or receiving antennas becomes redundant, for example, when the number of transmitting antennas is 256, the absolute value of the singular value is H i. i. It is not affected by the random number value for each evaluation of d. , and the difference between the distribution probability 0% and the 100% value is almost eliminated. This is common in FIG. 8A and FIG. 8B, but Hi. i. In the case of d. only, the gap from the first singular value to the 16th singular value is very small, whereas in the case of the rice channel of FIG. The gap between the absolute values is 20 dB, which is 10 dB larger than the Rice coefficient, while the gap between the second singular value and the sixteenth singular value is small. That is, as can be seen from FIGS. 8A and 8B, when the line-of-sight wave is dominant, the top of FIG. 2C corresponding to the first singular value is increased even if the number of antenna elements is increased. The line gain is excessively concentrated on the transmission line corresponding to the pipe of (λ 1 ), and the second (λ 2 ) and the third (λ 3 ) pipe from the top in FIG. This means that the corresponding transmission line can hardly be used.
一方で、ミリ波などを用いる場合には自由空間伝搬損失が周波数に依存して大きくなるため、例えば5GHzに対して80GHzでは24dB程度の利得を何処かで稼がなくてはならない。このためにアンテナを大規模化することが有効であるが、空間多重のためのアンテナの大規模化と、回線利得を稼ぐためのアンテナの大規模化は、別の観点から実施する必要がある。 On the other hand, when a millimeter wave or the like is used, the free space propagation loss increases depending on the frequency. For example, a gain of about 24 dB must be gained somewhere at 80 GHz with respect to 5 GHz. For this reason, it is effective to increase the size of the antenna, but it is necessary to implement the increase in the size of the antenna for spatial multiplexing and the increase in the size of the antenna for increasing the line gain from different viewpoints. .
[チャネル情報の推定及びフィードバックについて]
大規模MIMOにおいては多数のアンテナ素子を活用することによる回線利得の向上はあくまでも送受信指向性制御(ビームフォーミング)を行うことにより得られる効果であり、その指向性制御のためには高精度なチャネル情報が必要となる。しかし、1本のアンテナ素子対1本のアンテナ素子の間の信号は指向性形成前の回線利得向上が図られていない段階の信号であるため、取得されたチャネル情報の推定精度は一般には低い。同一信号の繰り返し受信と平均化処理でSNRを改善することは可能であるが、そのためにはチャネルフィードバックのオーバヘッドが増大する。例えば、全サブキャリアのうちの奇数又は偶数サブキャリアを用い、2本のアンテナ素子にそれぞれ奇数と偶数サブキャリアのいずれかのみを間欠的に割り当てて利用して、割り当てのないサブキャリアに関しては前後のサブキャリアで求めたチャネル情報からチャネル推定を行うこととすれば、2本のアンテナのチャネル推定を同時に行うことができる上に、チャネルフィードバックを行うサブキャリアのSNRを3dB程度改善することも可能である。間欠的なサブキャリアの周期を上述の様に2サブキャリア間隔からより大きなサブキャリア間隔にすれば、更にチャネルフィードバックが行われるサブキャリアのSNRを向上することは原理的には可能であるが、一般的なチャネル情報の場合には周波数依存性が非常に大きく、不連続なサブキャリアの間のチャネルの補間の精度が大幅に劣化するという問題があった。逆に、このサブキャリアの間のチャネルの補間精度を向上するために、間引きするサブキャリア数NSCを限定すると、そこで得られるSNRの改善量は限定されることになる。したがって、高いSNR環境での高精度のチャネル推定と高効率なチャネルフィードバックを実現する技術が求められている。
[About channel information estimation and feedback]
In large-scale MIMO, the improvement of the line gain by utilizing a large number of antenna elements is an effect obtained by performing transmission / reception directivity control (beamforming). Information is needed. However, since the signal between one antenna element pair and one antenna element is a signal at a stage where the line gain is not improved before the directivity is formed, the estimation accuracy of the acquired channel information is generally low. . Although it is possible to improve the SNR by repeatedly receiving and averaging the same signal, this increases the overhead of channel feedback. For example, odd or even subcarriers of all subcarriers are used, and only either odd or even subcarriers are intermittently assigned to the two antenna elements and used. If channel estimation is performed based on channel information obtained from subcarriers, channel estimation for two antennas can be performed simultaneously, and the SNR of subcarriers for channel feedback can be improved by about 3 dB. It is. In principle, it is possible to improve the SNR of subcarriers for which channel feedback is performed if the period of intermittent subcarriers is changed from two subcarrier intervals to a larger subcarrier interval as described above. In the case of general channel information, there is a problem that the frequency dependency is very large, and the accuracy of channel interpolation between discontinuous subcarriers is greatly deteriorated. Conversely, in order to improve the channel interpolation accuracy between the sub-carrier, to limit the number of subcarriers N SC to decimation, where improvement amount of the resulting SNR is to be limited. Therefore, there is a need for a technique that realizes highly accurate channel estimation and highly efficient channel feedback in a high SNR environment.
この様な課題に対して、例えば非特許文献5では、基地局装置が多数のアンテナを所定の送受信ウエイトで合成し、非常にビーム幅の狭い高利得の超指向性ビームを水平及び垂直方向に所定の角度の刻みで多数形成することで対処する提案がなされている。例えば、水平方向に±60度(合計120度)のエリアに端末局装置が存在する場合、5度刻みでビームを形成すると25通りの指向性ビームで水平方向はカバーできる。垂直方向は、例えばユーザが30度程度のエリア内にしか存在しなければ、5度刻みでビームを形成すると7通りの指向性ビームで垂直方向はカバーできる。垂直方向及び水平方向を同時にカバーするためには、合計で175パターンの固定的な指向性ビームを用いれば良いことになる。この刻み幅を10度にすれば、同様に52パターンの固定的な指向性ビームで全体をカバーできる。この様な固定的なビームを複数選択して、その数だけの仮想的なアンテナ素子と端末局装置のアンテナ素子の間のMIMOチャネルだと考えれば、この仮想的なアンテナ素子に対してであれば十分に回線利得を確保できた状況でチャネル情報の取得が可能になる。ただし、この仮想的アンテナ素子の数だけトレーニング信号を送信しなければ、端末局装置側はどの仮想的なアンテナ素子を選択すれば良好な通信環境を確保できるのかが分からないため、その多数の仮想的アンテナ素子の送信に要するオーバヘッドが必要となる。この様に、高次の空間多重を実現するためのMIMOのチャネル情報を、十分な回線利得を確保しながら取得することは可能であるが、それでもやはり小さなオーバヘッドで効率的に取得するためには、更なる工夫が必要とされる。 In response to such a problem, for example, in Non-Patent Document 5, the base station apparatus combines a plurality of antennas with a predetermined transmission / reception weight, and a high-gain superdirective beam with a very narrow beam width is horizontally and vertically oriented. Proposals have been made to deal with the problem by forming a large number of steps at a predetermined angle. For example, when the terminal station apparatus exists in an area of ± 60 degrees (total of 120 degrees) in the horizontal direction, if the beam is formed in increments of 5 degrees, the horizontal direction can be covered with 25 directional beams. For example, if the user exists only in an area of about 30 degrees, for example, if the beam is formed in increments of 5 degrees, the vertical direction can be covered with seven directional beams. In order to simultaneously cover the vertical direction and the horizontal direction, a total of 175 patterns of fixed directional beams may be used. If this step size is set to 10 degrees, the entire pattern can be similarly covered with 52 patterns of fixed directional beams. If a plurality of such fixed beams are selected and considered as MIMO channels between the number of virtual antenna elements and the antenna elements of the terminal station apparatus, this virtual antenna element can be used. Thus, channel information can be acquired in a situation where a sufficient line gain can be secured. However, if the training signal is not transmitted for the number of virtual antenna elements, the terminal station side does not know which virtual antenna element to select to secure a good communication environment. The overhead required for transmission of a typical antenna element is required. In this way, it is possible to acquire MIMO channel information for realizing high-order spatial multiplexing while ensuring a sufficient line gain, but still to efficiently acquire it with a small overhead. Further ingenuity is required.
[キャリブレーションとインプリシット・フィードバックについて]
実際の無線通信装置では、送信側の信号処理において、送信の直前にハイパワーアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ハイパワーアンプの個体差により増幅率に誤差があると共に、ハイパワーアンプ内で複素位相がハイパワーアンプごとに異なる値で回転する場合がある。同様に、受信側の信号処理において、受信の直後にローノイズアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ローノイズアンプの個体差により増幅率に誤差があると共に、ローノイズアンプ内で複素位相がローノイズアンプごとに異なる値で回転する場合がある。更に厳密には、その他のフィルタ等のRF系の回路を含めた送信系及び受信系の回路等においても個体差が伴う。
[Calibration and implicit feedback]
In an actual wireless communication apparatus, in signal processing on the transmission side, signal amplification is often performed by a high power amplifier immediately before transmission. In this case, there is an error in the amplification factor due to the individual difference of the high power amplifier, and the complex phase may rotate at a different value for each high power amplifier in the high power amplifier. Similarly, in signal processing on the reception side, signal amplification is often performed by a low noise amplifier immediately after reception. In this case, there is an error in the amplification factor due to individual differences of the low noise amplifiers, and the complex phase may rotate with a different value for each low noise amplifier in the low noise amplifier. Strictly speaking, there are individual differences in transmission and reception circuits including other RF circuits such as filters.
一般に、ハイパワーアンプ及びローノイズアンプの増幅率及び位相回転量には、周波数依存性がある。周波数依存性を伴う増幅率及び複素位相の回転量の個体差が無視できないほどに大きい場合には、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定する際に、キャリブレーション処理を施す必要がある。この増幅率及び位相回転量の誤差が時間的にはほぼ安定している場合、増幅率及び位相回転量の誤差を事前に測定しておき、誤差の影響をキャンセルするための係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報に換算する。一般に、この様な性質を利用したチャネル推定方法をインプリシット・フィードバックと呼び、ダウンリンクで推定したチャネル情報をデジタルデータとして制御情報に収容してアップリンクで通知するエクスプリシット・フィードバックと区別されている。 In general, the amplification factor and the amount of phase rotation of the high power amplifier and the low noise amplifier have frequency dependency. If the individual difference in the amplification factor with frequency dependency and the amount of rotation of the complex phase is so large that it cannot be ignored, it is necessary to perform calibration processing when estimating the downlink channel information from the uplink channel information. is there. If the gain and phase rotation error are almost stable in time, measure the gain and phase rotation error in advance and use a coefficient to cancel the effect of the error. Converts link channel information to downlink channel information. In general, a channel estimation method using such characteristics is called implicit feedback, and is distinguished from explicit feedback in which channel information estimated in the downlink is stored in control information as digital data and notified in the uplink. ing.
以下にキャリブレーション処理の一例を説明する。図9は、アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。図9において、符号25−0〜25−2は無線モジュールを示し、符号21−0〜21−2はハイパワーアンプ(HPA)を示し、符号22−0〜22−2はローノイズアンプ(LNA)を示し、符号23−0〜23−2は時分割スイッチ(TDD−SW)を示し、符号24−0〜24−2はアンテナ素子を示している。 An example of the calibration process will be described below. FIG. 9 is a diagram illustrating asymmetry of channel information between the uplink and the downlink. In FIG. 9, reference numerals 25-0 to 25-2 denote wireless modules, reference numerals 21-0 to 21-2 denote high power amplifiers (HPAs), and reference numerals 22-0 to 22-2 denote low noise amplifiers (LNA). Reference numerals 23-0 to 23-2 denote time division switches (TDD-SW), and reference numerals 24-0 to 24-2 denote antenna elements.
ここでは、基地局装置においてチャネル情報に影響を与える機能のみを抽出したため、図示した以外の構成は省略したが、無線モジュール25−0〜25−2にはその他の機能も含まれる。また、信号がハイパワーアンプ21−0〜21−2それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がZHPA#0(fk)、ZHPA#1(fk)、ZHPA#2(fk)だけ変化するものとする。また、各種アンプを通過する際に振幅がA、複素位相がθ回転するとした場合には、その影響はZ=A・ejθの係数で表すことが可能である。信号がローノイズアンプ22−0〜22−2それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相による影響の係数はZLNA#0(fk)、ZLNA#1(fk)、ZLNA#2(fk)で表されるものとする。ここでは一般的な条件として周波数依存性があるものとし、第kサブキャリアに対する周波数「(fk)」の表記を行っている。 Here, since only the functions that affect the channel information are extracted in the base station apparatus, configurations other than those illustrated are omitted, but the wireless modules 25-0 to 25-2 include other functions. Further, when the signal passes through the high power amplifiers 21-0 to 21-2, the amplitude and the complex phase are Z HPA # 0 (f k ), Z HPA # 1 (f k ), Z HPA # 2 (f k ). Further, when the amplitude passes through various amplifiers and the complex phase rotates by θ, the influence can be expressed by a coefficient of Z = A · e jθ . When the signal passes through the low noise amplifiers 22-0 to 22-2, the coefficient of influence due to the amplitude and the complex phase is Z LNA # 0 (f k ), Z LNA # 1 (f k ), Z LNA # 2 ( f k ). Here, it is assumed that there is frequency dependency as a general condition, and the frequency “(f k )” for the k-th subcarrier is described.
ここで、例えば、無線モジュール25−1及び無線モジュール25−2から試験用の無線モジュール25−0に信号を送信する場合のチャネル情報について説明する。ここでは、無線モジュール25−1のアンテナ素子24−1と、無線モジュール25−0のアンテナ素子24−3との間の空間上のチャネル情報がh1(fk)で表され、無線モジュール25−2のアンテナ素子24−2と無線モジュール25−0のアンテナ素子24−0との間の空間上のチャネル情報がh2(fk)で表されている。 Here, for example, channel information when signals are transmitted from the wireless module 25-1 and the wireless module 25-2 to the test wireless module 25-0 will be described. Here, spatial channel information between the antenna element 24-1 of the wireless module 25-1 and the antenna element 24-3 of the wireless module 25-0 is represented by h 1 (f k ), and the wireless module 25 -2 antenna element 24-2 and the channel information on the space between the antenna element 24-0 of the wireless module 25-0 are represented by h 2 (f k ).
このとき、実際に無線モジュール25−1から無線モジュール25−0に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のh1(fk)にハイパワーアンプ21−1の通過に伴う変化を示す係数ZHPA#1(fk)、及びローノイズアンプ22−0の通過に伴う変化を示す係数ZLNA#0(fk)が乗算された値として観測される。 At this time, the channel information when the signal is actually transmitted from the wireless module 25-1 to the wireless module 25-0 indicates a change accompanying the passage of the high power amplifier 21-1 at h 1 (f k ) in space. A coefficient Z HPA # 1 (f k ) and a coefficient Z LNA # 0 (f k ) indicating a change accompanying the passage of the low noise amplifier 22-0 are observed as multiplied values.
同様に、無線モジュール25−2から無線モジュール25−0に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のh2(fk)にハイパワーアンプ21−2の通過に伴う変化を示す係数ZHPA#2(fk)、及びローノイズアンプ22−0の通過に伴う変化を示す係数ZLNA#0(fk)が乗算された値として観測される。 Similarly, channel information when transmitting a signal from the wireless module 25-2 to the wireless module 25-0 is a coefficient Z indicating a change associated with the passage of the high power amplifier 21-2 at h 2 (f k ) in space. HPA # 2 (f k ) and a coefficient Z LNA # 0 (f k ) indicating a change accompanying the passage through the low noise amplifier 22-0 are observed as multiplied values.
したがって、無線モジュール25−1から無線モジュール25−0へのチャネルは、ZHPA#1(fk)・h1(fk)・ZLNA#0(fk)で表される。また、無線モジュール25−2から無線モジュール25−0へのチャネルは、ZHPA#2(fk)・h2(fk)・ZLNA#0(fk)で表される。このため、無線モジュール25−1と無線モジュール25−2との間では、チャネル情報h1(fk)とh2(fk)の差に加えて、相対的にZHPA#2(fk)/ZHPA#1(fk)の差が発生する。 Therefore, the channel from the wireless module 25-1 to the wireless module 25-0 is represented by Z HPA # 1 (f k ) · h 1 (f k ) · Z LNA # 0 (f k ). A channel from the wireless module 25-2 to the wireless module 25-0 is represented by Z HPA # 2 (f k ) · h 2 (f k ) · Z LNA # 0 (f k ). Therefore, in addition to the difference between the channel information h 1 (f k ) and h 2 (f k ), the wireless module 25-1 and the wireless module 25-2 have relatively Z HPA # 2 (f k ) / Z HPA # 1 (f k ) difference occurs.
この状況は逆方向の通信においても同様であり、無線モジュール25−0から送信された信号を無線モジュール25−1にて受信する場合、チャネル情報は空間上のh1(fk)にハイパワーアンプ21−0の通過に伴う変化を示す係数ZHPA#0(fk)と、ローノイズアンプ22−1の通過に伴う変化を示す係数ZLNA#1(fk)とが乗算された値として観測される。 This situation is the same in the reverse direction communication. When the signal transmitted from the wireless module 25-0 is received by the wireless module 25-1, the channel information is high power in h 1 (f k ) in space. As a value obtained by multiplying a coefficient Z HPA # 0 (f k ) indicating a change accompanying the passage of the amplifier 21-0 and a coefficient Z LNA # 1 (f k ) indicating a change accompanying the passage of the low noise amplifier 22-1 Observed.
同様に、無線モジュール25−0から送信された信号を無線モジュール25−2にて受信する場合、チャネル情報は空間上のh2(fk)にハイパワーアンプ21−0の通過に伴う変化を示す係数ZHPA#0(fk)と、ローノイズアンプ22−2の通過に伴う変化を示す係数ZLNA#2(fk)とが乗算された値として観測される。 Similarly, when the signal transmitted from the wireless module 25-0 is received by the wireless module 25-2, the channel information changes in the space h 2 (f k ) with the passage of the high power amplifier 21-0. It is observed as a value obtained by multiplying the indicated coefficient Z HPA # 0 (f k ) by the coefficient Z LNA # 2 (f k ) indicating the change accompanying the passage of the low noise amplifier 22-2.
したがって、無線モジュール25−0から無線モジュール25−1へのチャネルは、ZHPA#0(fk)・h1(fk)・ZLNA#1(fk)で表される。また、無線モジュール25−0から無線モジュール25−2へのチャネルは、ZHPA#0(fk)・h2(fk)・ZLNA#2(fk)で表される。このため、無線モジュール25−1と無線モジュール25−2との間では、チャネル情報h1(fk)とh2(fk)の差に加えて、相対的にZLNA#2(fk)/ZLNA#1(fk)の差が発生する。 Therefore, the channel from the wireless module 25-0 to the wireless module 25-1 is represented by Z HPA # 0 (f k ) · h 1 (f k ) · Z LNA # 1 (f k ). A channel from the wireless module 25-0 to the wireless module 25-2 is represented by Z HPA # 0 (f k ) · h 2 (f k ) · Z LNA # 2 (f k ). Therefore, in addition to the difference between the channel information h 1 (f k ) and h 2 (f k ), the wireless module 25-1 and the wireless module 25-2 have relatively Z LNA # 2 (f k ) / Z LNA # 1 (f k ) difference occurs.
上述した様に、基地局装置は、各アンテナ素子に接続されているローノイズアンプ22−1〜22−2による変化を含むチャネル情報をアップリンクにて取得可能であるが、基地局装置はダウンリンクにおけるチャネル情報を直接求めることができない。そこで、アップリンクのチャネル情報から換算することで、ダウンリンクのチャネル情報を取得する。この換算のためには、各アンテナ素子24−0〜24−2に接続されているローノイズアンプ22−0〜22−2及びハイパワーアンプ21−0〜21−2の個体差の影響をキャンセルする必要がある。 As described above, the base station apparatus can acquire channel information including changes by the low-noise amplifiers 22-1 to 22-2 connected to each antenna element on the uplink, but the base station apparatus is on the downlink. Channel information cannot be obtained directly. Therefore, downlink channel information is obtained by conversion from uplink channel information. For this conversion, the influence of individual differences between the low noise amplifiers 22-0 to 22-2 and the high power amplifiers 21-0 to 21-2 connected to the antenna elements 24-0 to 24-2 is canceled. There is a need.
そこで、基地局装置の製造段階において、リファレンスとなる試験用の無線モジュール25−0を用意し、試験用の無線モジュール25−0のアンテナ端子と、無線モジュール25−1、25−2のアンテナ端子とを直接ケーブルで接続する。伝搬路上のチャネル情報が共通の値となる環境で、ハイパワーアンプ21−0〜21−2及びローノイズアンプ22−0〜22−2による変化を含むチャネル情報を測定し、測定したチャネル情報を用いて補正を行う。 Therefore, in the manufacturing stage of the base station apparatus, a test radio module 25-0 serving as a reference is prepared, and the antenna terminal of the test radio module 25-0 and the antenna terminals of the radio modules 25-1 and 25-2 are prepared. And connect directly with a cable. In an environment where channel information on the propagation path has a common value, channel information including changes by the high power amplifiers 21-0 to 21-2 and the low noise amplifiers 22-0 to 22-2 is measured, and the measured channel information is used. To correct.
図10は、キャリブレーションの概要を示す図である。図10において、符号26−0〜26−2はアンテナ端子を示し、符号27は同軸ケーブルを示している。なお、図9に示した機能部と同じ機能部には同じ符号を付している。 FIG. 10 is a diagram showing an outline of calibration. In FIG. 10, reference numerals 26-0 to 26-2 indicate antenna terminals, and reference numeral 27 indicates a coaxial cable. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the function part same as the function part shown in FIG.
図10(A)は、無線モジュール25−0と無線モジュール25−1とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図10(B)は、無線モジュール25−0と無線モジュール25−2とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図9が実際の空間上を信号が伝搬した状態を示しているのに対して、図10がアンテナ素子を介さずに同軸ケーブル上を信号が伝搬した状態を示している。 FIG. 10A shows a configuration in which the wireless module 25-0 and the wireless module 25-1 are connected by a coaxial cable. FIG. 10B shows a configuration in which the wireless module 25-0 and the wireless module 25-2 are connected by a coaxial cable. FIG. 9 shows a state in which a signal propagates in an actual space, whereas FIG. 10 shows a state in which a signal propagates on a coaxial cable without passing through an antenna element.
無線モジュール25−1、25−2と、無線モジュール25−0とを接続する伝搬路としての同軸ケーブル27のチャネル情報は、h0(fk)である。
このとき、無線モジュール25−1から無線モジュール25−0へのチャネル情報は、ZHPA#1(fk)・h0(fk)・ZLNA#0(fk)で表される。無線モジュール25−2から無線モジュール25−0へのチャネル情報は、ZHPA#2(fk)・h0(fk)・ZLNA#0(fk)で表される。
The channel information of the coaxial cable 27 as a propagation path connecting the wireless modules 25-1 and 25-2 and the wireless module 25-0 is h 0 (f k ).
At this time, channel information from the wireless module 25-1 to the wireless module 25-0 is expressed by Z HPA # 1 (f k ) · h 0 (f k ) · Z LNA # 0 (f k ). The channel information from the wireless module 25-2 to the wireless module 25-0 is represented by Z HPA # 2 (f k ) · h 0 (f k ) · Z LNA # 0 (f k ).
また、無線モジュール25−0から無線モジュール25−1へのチャネル情報は、ZHPA#0(fk)・h0(fk)・ZLNA#1(fk)で表され、無線モジュール25−0から無線モジュール25−2へのチャネル情報は、ZHPA#0(fk)・h0(fk)・ZLNA#2(fk)で表される。
そこで、これらのチャネル情報を測定した後に、次の式(10)及び式(11)で表されるキャリブレーション係数C1(fk)、C2(fk)を算出しておく。
Further, channel information from the wireless module 25-0 to the wireless module 25-1 is represented by Z HPA # 0 (f k ) · h 0 (f k ) · Z LNA # 1 (f k ), and the wireless module 25 The channel information from −0 to the wireless module 25-2 is expressed by Z HPA # 0 (f k ) · h 0 (f k ) · Z LNA # 2 (f k ).
Therefore, after measuring these channel information, calibration coefficients C 1 (f k ) and C 2 (f k ) represented by the following equations (10) and (11) are calculated.
先ほど、無線モジュール25−0から無線モジュール25−1へのチャネル情報はZHPA#0(fk)・h1(fk)・ZLNA#1(fk)で表され、無線モジュール25−0から無線モジュール25−2へのチャネル情報はZHPA#0・(fk)・h2(fk)・ZLNA#2(fk)で表されると説明した。これらに式(10)及び式(11)のキャリブレーション係数C1(fk)、C2(fk)を乗算すると次の式(12)及び式(13)が得られる。 The channel information from the wireless module 25-0 to the wireless module 25-1 is represented by Z HPA # 0 (f k ) · h 1 (f k ) · Z LNA # 1 (f k ), and the wireless module 25- It has been described that the channel information from 0 to the wireless module 25-2 is represented by Z HPA # 0 · (f k ) · h 2 (f k ) · Z LNA # 2 (f k ). When these are multiplied by the calibration coefficients C 1 (f k ) and C 2 (f k ) of the equations (10) and (11), the following equations (12) and (13) are obtained.
式(12)及び式(13)の右辺は、先ほど説明した、無線モジュール25−1から無線モジュール25−0へのチャネル情報、及び、無線モジュール25−2から無線モジュール25−0へのチャネル情報に一致している。 The right sides of Expression (12) and Expression (13) are the channel information from the wireless module 25-1 to the wireless module 25-0 and the channel information from the wireless module 25-2 to the wireless module 25-0, as described above. It matches.
この様に、式(10)及び式(11)に相当するキャリブレーション係数を基地局装置の製造段階において取得しておき、これらを基地局装置内に記憶しておくことにより、これらのキャリブレーション係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を算出することができる。 In this way, calibration coefficients corresponding to the equations (10) and (11) are acquired in the manufacturing stage of the base station device, and stored in the base station device, thereby calibrating them. The downlink channel information can be calculated from the uplink channel information using the coefficient.
なお、以下の説明では、これらのキャリブレーション係数を予め取得し、その値をデジタル信号処理上で利用する場合の説明を中心に行う。当然ながらアナログ回路上において、これらのキャリブレーション係数が全てほぼ一定の値(複素位相が一定値であれば、絶対値そのものには差があっても構わない)となる様に基地局装置内及び端末局装置内で調整を行っていれば、全てのキャリブレーション係数が1であると見なした処理に読み替えることも可能である。特に、振幅の増幅率の周波数依存性は波形歪に直結するため、一般的にはアンプの特性として周波数軸上で概ね定数(フラットな波形)となる様に工業的に設計されている。 In the following description, these calibration coefficients are obtained in advance and the values are used mainly for digital signal processing. Of course, on the analog circuit, these calibration coefficients are all substantially constant (if the complex phase is constant, the absolute value itself may be different) and in the base station apparatus. If adjustment is performed in the terminal station apparatus, it can be read as processing in which all the calibration coefficients are regarded as 1. In particular, since the frequency dependency of the amplification factor of the amplitude is directly related to the waveform distortion, it is generally designed industrially so as to have a constant (flat waveform) on the frequency axis as a characteristic of the amplifier.
同様に、アップリンクとダウンリンクの複素位相が一定値となる様に、デジタル信号処理におけるFFTの後段(受信時)及びIFFTの前段(送信時)に一括して調整されている場合にも、結果的に式(10)及び式(11)で示されるキャリブレーション係数の複素位相が全てのアンテナ素子でほぼ一定値になるため、同様の効果を得ることができる。 Similarly, when the complex phase of the uplink and downlink is adjusted to be a constant value, it is collectively adjusted in the latter stage of the digital signal processing (at the time of reception) and the former stage of the IFFT (at the time of transmission). As a result, since the complex phase of the calibration coefficient expressed by the equations (10) and (11) becomes a substantially constant value for all the antenna elements, the same effect can be obtained.
以上は送受信アンテナ素子が1対複数のSIMOチャネルに関するキャリブレーションに関する説明であるが、複数本アンテナ対複数本アンテナのチャネル行列のキャリブレーションの場合には、これを若干補正した形式での説明が必要である。例えば、図11にある様に、送受信アンテナ素子が2本ずつの場合を考える。説明を簡単にするために、左側を基地局装置41、右側を端末局装置51だと見なし、左から右方向の通信であるダウンリンクと、右から左方向の通信であるアップリンクのそれぞれのチャネル行列の関係を整理する。 The above is a description regarding calibration of one-to-multiple SIMO channels for transmission / reception antenna elements. However, in the case of calibration of a channel matrix of a plurality of antennas to a plurality of antennas, a description in a slightly corrected form is necessary. It is. For example, as shown in FIG. 11, a case where there are two transmission / reception antenna elements is considered. In order to simplify the explanation, the left side is regarded as the base station apparatus 41 and the right side is the terminal station apparatus 51. Each of the downlink that is communication from the left to the right and the uplink that is communication from the right to the left Organize channel matrix relationships.
まずダウンリンクを考えるとき、受信側の端末局装置51のアンテナ素子で観測されるチャネル情報は、送信アンテナ端と受信アンテナ端の間の空間上のチャネル行列の各成分に加えて、基地局装置41の送信用のハイパワーアンプにおける増幅率及び複素位相の回転量と、端末局装置のローノイズアンプにおける増幅率及び複素位相の回転量が乗算される。これらの回転量は、基地局装置の複数のアンテナ素子に対応する個々のハイパワーアンプごとに異なると共に、端末局装置の複数のアンテナ素子に対応する個々のローノイズアンプごとに異なる。一方、アップリンクにおいては、受信側の基地局装置のアンテナ素子で観測されるチャネル情報は、送信アンテナ端と受信アンテナ端の間の空間上のチャネル行列の各成分に加えて、端末局装置の送信用のハイパワーアンプにおける増幅率及び複素位相の回転量と、基地局装置のローノイズアンプにおける増幅率及び複素位相の回転量が乗算される。これらの回転量は、端末局装置の複数のアンテナ素子に対応する個々のハイパワーアンプごとに異なると共に、基地局装置の複数のアンテナ素子に対応する個々のローノイズアンプごとに異なる。ここで、送信アンテナ端と受信アンテナ端の間の空間上のチャネル行列に関しては、空間の対称性故に各成分の値そのものには変更はないが、アップリンクとダウンリンクでは送信アンテナと受信アンテナが対応するのが基地局装置か端末局装置かの関係が逆転するため、空間上のチャネル行列は行列を転置することでアップリンクとダウンリンクの換算が可能になる。これに加えて、上述のSIMOチャネルにおけるキャリブレーションと同様の処理を行うとするならば、任意の試験用の送受信装置との間で、アップリンクとダウンリンクの間のチャネル状態の換算を行うキャリブレーション係数を用いて、アップリンクのチャネル行列からダウンリンクのチャネル行列を取得することが可能となる。 First, when considering the downlink, the channel information observed at the antenna element of the receiving-side terminal station apparatus 51 includes the base station apparatus in addition to each component of the channel matrix on the space between the transmitting antenna end and the receiving antenna end. The amplification factor and complex phase rotation amount in the transmission high power amplifier 41 are multiplied by the amplification factor and complex phase rotation amount in the low noise amplifier of the terminal station apparatus. The amount of rotation differs for each high power amplifier corresponding to the plurality of antenna elements of the base station apparatus, and also varies for each low noise amplifier corresponding to the plurality of antenna elements of the terminal station apparatus. On the other hand, in the uplink, the channel information observed at the antenna element of the base station device on the receiving side is not only the components of the channel matrix on the space between the transmitting antenna end and the receiving antenna end, The amplification factor and complex phase rotation amount in the transmission high power amplifier are multiplied by the amplification factor and complex phase rotation amount in the low noise amplifier of the base station apparatus. These rotation amounts differ for each high power amplifier corresponding to the plurality of antenna elements of the terminal station apparatus, and differ for each low noise amplifier corresponding to the plurality of antenna elements of the base station apparatus. Here, regarding the channel matrix in the space between the transmitting antenna end and the receiving antenna end, the value of each component itself is not changed due to the symmetry of the space, but the transmitting antenna and the receiving antenna are not connected in the uplink and the downlink. Since the relationship between the base station apparatus and the terminal station apparatus is reversed, the channel matrix in space can be converted into an uplink and a downlink by transposing the matrix. In addition to this, if the same processing as the calibration in the above-mentioned SIMO channel is performed, calibration is performed to convert the channel state between the uplink and the downlink with an arbitrary test transmission / reception apparatus. It is possible to acquire a downlink channel matrix from an uplink channel matrix by using the distribution coefficient.
ここで、θBS−HPA,m (k)を基地局装置の第mアンテナ素子に対応するハイパワーアンプの位相回転量と、ABS−HPA,m (k)を基地局装置の第mアンテナ素子に対応するハイパワーアンプの振幅の増幅量と、θBS−LNA,m (k)を基地局装置の第mアンテナ素子に対応するローノイズアンプの位相回転量と、ABS−LNA,m (k)を基地局装置の第mアンテナ素子に対応するローノイズアンプの振幅の増幅量とする。更にθMT−HPA,m (k)を端末局装置の第mアンテナ素子に対応するハイパワーアンプの位相回転量と、AMT−HPA,m (k)を端末局装置の第mアンテナ素子に対応するハイパワーアンプの振幅の増幅量と、θMT−LNA,m (k)を端末局装置の第mアンテナ素子に対応するローノイズアンプの位相回転量と、AMT−LNA,m (k)を端末局装置の第mアンテナ素子に対応するローノイズアンプの振幅の増幅量とする。また、θTest−HPA (k)を試験用局のハイパワーアンプの位相回転量と、ATest−HPA (k)を試験用局のハイパワーアンプの振幅の増幅量と、θTest−LNA (k)を試験用局の位相回転量と、ATest−LNA (k)を試験用局のローノイズアンプの振幅の増幅量とする。各係数の添え字のBS(基地局装置)及びMT(端末局装置)を一般化してSTA(基地局装置又は端末局装置)として示せば、STAの第mアンテナ素子に関するキャリブレーション係数を式(14)の様に定義し、これを用いてアップリンクのチャネル行列からダウンリンクのチャネル行列を式(15)の様にして取得することが可能になる。 Here, θ BS-HPA, m (k) is the phase rotation amount of the high power amplifier corresponding to the m-th antenna element of the base station apparatus, and A BS-HPA, m (k) is the m-th antenna of the base station apparatus. The amplitude amplification amount of the high power amplifier corresponding to the element, θ BS-LNA, m (k) , the phase rotation amount of the low noise amplifier corresponding to the m-th antenna element of the base station apparatus, and A BS-LNA, m ( k) is an amplification amount of the amplitude of the low noise amplifier corresponding to the m-th antenna element of the base station apparatus. Furthermore, θ MT-HPA, m (k) is the amount of phase rotation of the high power amplifier corresponding to the m-th antenna element of the terminal station apparatus, and A MT-HPA, m (k) is the m-th antenna element of the terminal station apparatus. The amount of amplification of the amplitude of the corresponding high power amplifier, θ MT-LNA, m (k) is the amount of phase rotation of the low noise amplifier corresponding to the m-th antenna element of the terminal station device, and A MT-LNA, m (k) Is the amount of amplification of the amplitude of the low-noise amplifier corresponding to the m-th antenna element of the terminal station apparatus. Also, θ Test-HPA (k) is the phase rotation amount of the high power amplifier of the test station, A Test-HPA (k) is the amplitude amplification amount of the high power amplifier of the test station, and θ Test-LNA ( k) is the phase rotation amount of the test station, and A Test-LNA (k) is the amplification amount of the amplitude of the low noise amplifier of the test station. If the BS (base station apparatus) and MT (terminal station apparatus) subscripts of each coefficient are generalized and shown as STA (base station apparatus or terminal station apparatus), the calibration coefficient related to the mth antenna element of the STA is expressed by an equation ( It is possible to obtain the downlink channel matrix from the uplink channel matrix as shown in equation (15) using the definition as shown in 14).
なお一般に、チャネル行列の全ての要素に等しく乗算される係数は、そのチャネル行列の示す伝搬路の特性を評価する場合にも、送受信ウエイト行列(ベクトル)を算出する際にも、全く影響を与えることのない係数として扱うことが可能である。この意味で、式(15)の中には、試験局に関する係数θTest−HPA (k)と、ATest−HPA (k)と、θTest−LNA (k)と、ATest−LNA (k)とが含まれているが、これらの全てはチャネル行列の全要素に等しく乗算される係数であるため、特に送受信ウエイト行列(ベクトル)を求める際にはこの値は特に影響を与えない。更に、送信局側においてベースバンド信号を無線周波数に変換する際のミキサに入力するローカル発振器の信号、及び受信局側において無線周波数の信号をベースバンド信号に変換する際のミキサに入力するローカル発振器の信号のそれぞれの信号の複素位相の状態なども、実際には観測されるチャネル行列の各成分の複素位相に影響を与えるが、全ての係数は全てのアンテナに等しく乗算されるため、これもまたチャネル行列の全成分に等しく係数として乗算されることになる。この係数も送受信ウエイト行列(ベクトル)には影響を与えないため、これらの影響を無視して評価を行うことが可能である。この様に、事前にキャリブレーションの係数が分かっていれば、このキャリブレーション係数を基にアップリンクとダウンリンクの間のチャネル行列の換算が可能となる。また同様に、受信ウエイトベクトルが取得できればその受信ウエイトベクトルにキャリブレーション係数を適用することで、送信ウエイトベクトルを算出することも可能となる。 In general, a coefficient that is equally multiplied by all elements of a channel matrix has no effect both when evaluating the characteristics of the propagation path indicated by the channel matrix and when calculating a transmission / reception weight matrix (vector). It is possible to treat it as a coefficient without any problems. In this sense, the equation (15) includes the coefficients θ Test-HPA (k) , A Test-HPA (k) , θ Test-LNA (k) , and A Test-LNA (k ) for the test station. ) Although a contains, for all of which are coefficients equal multiplied to all the elements of the channel matrix, this value is not particularly affect especially when obtaining reception weight matrix (vector). Furthermore, a local oscillator signal input to the mixer when converting the baseband signal to the radio frequency on the transmitting station side, and a local oscillator input to the mixer when converting the radio frequency signal to the baseband signal on the receiving station side The state of the complex phase of each signal of the signal in fact also affects the complex phase of each component of the observed channel matrix, but this is also because all the coefficients are multiplied equally by all antennas. In addition, all the components of the channel matrix are equally multiplied as coefficients. Since this coefficient also does not affect the transmission / reception weight matrix (vector), it is possible to perform evaluation while ignoring these effects. As described above, if the calibration coefficient is known in advance, the channel matrix between the uplink and the downlink can be converted based on the calibration coefficient. Similarly, if a reception weight vector can be acquired, a transmission weight vector can be calculated by applying a calibration coefficient to the reception weight vector.
[モバイル・フロントホールにおける無線エントランス]
第4世代の携帯電話においても同様であるが、多数設置する必要性のある基地局装置の保守性の向上や、複数の基地局装置からの協調伝送などを想定すると、基地局装置の大部分の機能(BBU: Base Band Unit)を1か所に集約し、(機能1)デジタル・サンプリング・データからD/A変換によりアナログベースバンド信号の生成、(機能2)アナログベースバンド信号から無線周波数帯の信号へのアップコンバート、(機能3)電力増幅とアンテナからの送信、(機能4)アンテナでの受信と電力増幅、(機能5)無線周波数帯の信号からアナログベースバンド信号へのダウンコンバート、(機能6)アナログベースバンド信号からA/D変換によりデジタル・サンプリング・データの生成、等の機能のみを備えるリモート・レディオ・ヘッド(RRH: Remote Radio Head)のみを分散配置する、クラウド型の無線アクセス網(C-RAN: Centralized Radio Access Network 又は Cloud Radio Access Network)が有効である。これは、所謂「バックホール回線」との対比で「フロントホール」ないしは「モバイル・フロントホール」と呼ばれる技術であり、現在も光ファイバでデジタル・サンプリング・データを伝送するためのインタフェース規格としてCPRI(Common Public Radio Interface)が標準化されている。
[Wireless entrance at mobile fronthaul]
The same applies to the fourth-generation mobile phones, but most of the base station devices are assumed to be improved in maintainability of base station devices that need to be installed in large numbers and coordinated transmission from a plurality of base station devices. Functions (BBU: Base Band Unit) in one place, (Function 1) Generation of analog baseband signal by D / A conversion from digital sampling data, (Function 2) Radio frequency from analog baseband signal Up-conversion to band signals, (Function 3) Power amplification and transmission from antenna, (Function 4) Reception and power amplification at antenna, (Function 5) Down-conversion from radio frequency band signal to analog baseband signal (Function 6) Remote radio head having only functions such as generation of digital sampling data from analog baseband signals by A / D conversion ( A cloud-type radio access network (C-RAN: Centralized Radio Access Network or Cloud Radio Access Network) in which only RRH (Remote Radio Head) is distributed is effective. This is a technique called “fronthaul” or “mobile fronthaul” in contrast to the so-called “backhaul line”, and CPRI (Interface as an interface standard for transmitting digital sampling data over an optical fiber) Common Public Radio Interface) has been standardized.
ここで、複数のRRHで協調送信(JT: Joint Transmit)ないしは協調受信(JR: Joint Reception)を行うためには、10−9オーダーの精度で遅延ジッタを抑制し、且つ、光ファイバ上でのビット誤り率は10−12オーダーの高品質、更には100μs以下の低遅延が求められる。このモバイル・フロントホールは光ファイバのみならず無線回線で提供することも可能であるが、その場合には無線回線でありながら遅延ジッタ10−9、ビット誤り率10−12、伝送遅延100μs以下の高品質を実現しなければならない。 Here, in order to perform coordinated transmission (JT: Joint Transmit) or coordinated reception (JR: Joint Reception) with a plurality of RRHs, the delay jitter can be suppressed with an accuracy of the order of 10 −9 , and on the optical fiber. The bit error rate is required to have a high quality of the order of 10 −12 and a low delay of 100 μs or less. This mobile fronthaul can be provided not only by an optical fiber but also by a wireless line. In this case, although the wireless front line is a wireless line, the delay jitter is 10 −9 , the bit error rate is 10 −12 , and the transmission delay is 100 μs or less. High quality must be realized.
既存の無線エントランス装置の中には、大型のパラボラアンテナで40dBiから50dBiの超高利得、高指向性を形成し、このアンテナを対向させることでマルチパス成分を殆ど除外した、非線形歪のない安定した伝送路により光ファイバと同等のビット誤り率10−12を再送制御なしに1回の伝送で実現することを可能とするものが存在する。しかし、上述の様に大規模MIMOを活用して指向性利得を確保する場合には、そのアンテナの冗長性を利用し、通常の空間多重と同様にマルチパス成分を利用することで複数ストリームの多重化を実現することも可能であった。ただし、この様なマルチパス成分を取り込む場合には非線形歪の影響は無視できず、一般には誤り率特性はエラー・フロアを引き、高SNR環境であっても十分低い誤り率を実現することは困難であった。この場合、再送制御を行うことで誤り率特性を改善する必要があるが、一般には再送制御には大きな伝送処理遅延が伴い、100μs以下の低遅延で再送制御を完了することは困難である。更に、超広帯域の大容量伝送において高効率の再送制御をする場合、選択再送制御の処理が煩雑化し、加えて100μs以下という遅延に関する制約から、送信の成功/失敗に係らず、2〜3回程度の送信回数の上限で再送を打ち切って廃棄する処理も必要となる。再送の打ち切りにおいて、送信側と受信側で不整合を起こす原因となり得るが、この送信側と受信側との間の不整合は通信のデッドロック状態につながる。しかし、この様な状態の回避のためのネゴシエーション処理などを行えば、更に処理は複雑化することになり好ましくない。これらの信号処理の煩雑化を回避し、超高速での高能率の再送制御を実現することが求められている。 Among existing wireless entrance devices, a large parabolic antenna forms an ultra-high gain and directivity of 40 dBi to 50 dBi, and this antenna is opposed so that multipath components are almost eliminated and stable without nonlinear distortion. Some transmission lines can realize a bit error rate 10 −12 equivalent to that of an optical fiber in one transmission without retransmission control. However, in the case where the directivity gain is secured by utilizing large-scale MIMO as described above, the redundancy of the antenna is used, and the multi-path component is used similarly to the normal spatial multiplexing, so that a plurality of streams can be obtained. Multiplexing was also possible. However, when such multipath components are taken in, the influence of nonlinear distortion cannot be ignored. In general, the error rate characteristic draws an error floor, and a sufficiently low error rate cannot be achieved even in a high SNR environment. It was difficult. In this case, it is necessary to improve error rate characteristics by performing retransmission control, but generally retransmission control is accompanied by a large transmission processing delay, and it is difficult to complete retransmission control with a low delay of 100 μs or less. Further, when performing highly efficient retransmission control in ultra-wideband large-capacity transmission, the process of selective retransmission control becomes complicated, and in addition, due to the restriction on delay of 100 μs or less, it is 2-3 times regardless of the success / failure of transmission. It is also necessary to discontinue retransmission and discard at the upper limit of the number of times of transmission. In the retransmission abortion, a mismatch may occur between the transmission side and the reception side, but this mismatch between the transmission side and the reception side leads to a communication deadlock state. However, if negotiation processing for avoiding such a state is performed, the processing becomes further complicated, which is not preferable. There is a need to avoid such complication of signal processing and to realize highly efficient retransmission control at ultra-high speed.
このモバイル・フロントホールでは、上述の様にBBUとRRHとの間では、RRHのアンテナ素子から送信すべき信号のデジタル・サンプリング・データを伝送し、RRHにて上記(機能1)から(機能6)の機能を実施し、実際の無線周波数の信号を送受信していた。しかし、第5世代のスモールセル基地局装置において大規模アンテナを用いる場合には、デジタル・サンプリング・データを光ファイバ上で伝送するという従来の手法を踏襲するのであれば、アンテナ素子ごとに、それぞれのデジタル・サンプリング・データを伝送する必要があった。一般に、無線区間において実際に伝送されるべきユーザデータ量に対し、デジタル・サンプリング・データの伝送容量は約16倍と言われており、仮に無線区間で1Gbit/sのデータ伝送を行う場合であっても、モバイル・フロントホール区間では16Gbit/s相当のデジタル・サンプリング・データを伝送しなければならない。しかし、仮に第5世代のスモールセル基地局装置において256素子のアンテナ素子を用いた大規模MIMO技術を採用するのであれば、モバイル・フロントホールで必要となる伝送容量は4Tbit/sとなり、伝送媒体が光ファイバであっても、現時点では非現実的な領域である。一般に、比較的廉価で利用可能なシステムは伝送速度が低くて広く普及したシステムであり、現状では10Gbit/s程度の通信システムである。将来的な技術革新を考慮しても、アンテナ素子数の増大に合わせてモバイル・フロントホール上で伝送すべきデータ容量が発散することは許されず、せめて空間多重する信号系統数分のデジタル・サンプリング・データの容量に収めることが求められる。 In this mobile fronthaul, the digital sampling data of the signal to be transmitted from the RRH antenna element is transmitted between the BBU and the RRH as described above, and the above (Function 1) to (Function 6) are transmitted by the RRH. ) Function to transmit and receive actual radio frequency signals. However, in the case of using a large-scale antenna in the fifth generation small cell base station apparatus, if following the conventional method of transmitting digital sampling data over an optical fiber, each antenna element It was necessary to transmit digital sampling data. In general, it is said that the transmission capacity of digital sampling data is about 16 times the amount of user data to be actually transmitted in the wireless section, and this is a case where 1 Gbit / s data transmission is performed in the wireless section. However, digital sampling data equivalent to 16 Gbit / s must be transmitted in the mobile fronthaul section. However, if a large-scale MIMO technology using 256 antenna elements is adopted in the fifth generation small cell base station apparatus, the transmission capacity required for the mobile fronthaul is 4 Tbit / s, and the transmission medium Even if it is an optical fiber, it is an unrealistic area at present. In general, a system that can be used at a relatively low cost is a system that has a low transmission rate and is widespread, and is currently a communication system of about 10 Gbit / s. Considering future technological innovations, the data capacity to be transmitted on the mobile fronthaul is not allowed to diverge as the number of antenna elements increases, and at least digital sampling for the number of spatially multiplexed signal systems・ It is required to fit in the data capacity.
この様な視点から、現在ではBBUとRRHとの間の機能配分の見直しが検討されており、上述の(機能1)〜(機能6)の機能に加えて、本来はBBU側にて実施すべき無線信号処理における物理レイヤの変調機能、復調機能に加え、複雑なMIMO信号処理、FFT/IFFT信号処理などをRRH側に実装する検討がなされている。これによりモバイル・フロントホールで伝送すべき情報容量は大幅に圧縮されることになるが、これは本来のモバイル・フロントホールの思想から大分かけ離れたものとなっている。つまり、(機能1)〜(機能6)内には採用する無線システム特有の変復調方式などに特化した機能が含まれないために、将来的なシステムのバージョンアップ時に、BBU側の変更のみでRRHには手を加えずに対応できたものが、上述の様な機能配分の見直しを行ってしまうと、例えばサブキャリア数の変更などの基本的な設計パラメータの変更であっても、バージョンアップのためにはRRHそのものの改造が余儀なくされることになる。 From this point of view, the review of the function distribution between BBU and RRH is currently under consideration. In addition to the functions (Function 1) to (Function 6) described above, the function is originally implemented on the BBU side. In addition to the physical layer modulation function and demodulation function in power signal processing, studies are underway to implement complex MIMO signal processing, FFT / IFFT signal processing, and the like on the RRH side. As a result, the information capacity to be transmitted by the mobile fronthaul is greatly compressed, which is far from the original idea of the mobile fronthaul. In other words, since (Function 1) to (Function 6) do not include functions specialized for the modulation / demodulation method peculiar to the wireless system to be adopted, only a change on the BBU side at the time of future system upgrade If the RRH was able to deal with RRH without any changes, but the function allocation was revised as described above, it would be possible to upgrade even if the basic design parameters were changed, for example, the number of subcarriers was changed. For this purpose, the RRH itself must be remodeled.
そこで、大規模MIMOに対応可能でありながら、モバイル・フロントホール上で伝送されるべきデジタル・サンプリング・データの伝送容量を増大させないための工夫が求められている。 Therefore, there is a need for a device that can cope with large-scale MIMO but does not increase the transmission capacity of digital sampling data to be transmitted on the mobile fronthaul.
以下、モバイル・フロントホールに関する説明を図を基に行う。図12は、従来技術におけるモバイル・フロントホール及びモバイル・バックホールの機能分担の概要を示す図である。特に図12(a)はモバイル・フロントホールを、図12(b)はモバイル・バックホールを表している。ここではネットワーク側からユーザに向けての方向に関する信号の伝送(モバイル・フロントホールであれば、BBUからRRH方向)に関する機能のみを抜粋した。図において、401はMAC層処理回路、402は送信信号処理回路、403は時間軸信号生成回路、404は光インタフェース回路、405は光ファイバ、406は光インタフェース回路、407はD/A変換器、408はRF処理回路、409はアンテナ素子、411−1はBBU、412−1はRRH、414は光インタフェース回路、415は光ファイバ、416は光インタフェース、を表す。MAC層処理回路401、送信信号処理回路402、時間軸信号生成回路403は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域400及び410を構成する。 In the following, the mobile fronthaul will be described with reference to the drawings. FIG. 12 is a diagram showing an outline of the function sharing between the mobile fronthaul and the mobile backhaul in the prior art. In particular, FIG. 12A shows a mobile fronthaul, and FIG. 12B shows a mobile backhaul. Here, only functions related to signal transmission in the direction from the network side to the user (in the case of a mobile fronthaul, from BBU to RRH) are extracted. In the figure, 401 is a MAC layer processing circuit, 402 is a transmission signal processing circuit, 403 is a time axis signal generation circuit, 404 is an optical interface circuit, 405 is an optical fiber, 406 is an optical interface circuit, 407 is a D / A converter, Reference numeral 408 denotes an RF processing circuit, 409 denotes an antenna element, 411-1 denotes a BBU, 412-1 denotes an RRH, 414 denotes an optical interface circuit, 415 denotes an optical fiber, and 416 denotes an optical interface. The MAC layer processing circuit 401, the transmission signal processing circuit 402, and the time axis signal generation circuit 403 constitute regions 400 and 410 that perform baseband signal processing related to radio as a whole.
図12(a)において、ネットワーク側からBBU441−1に送信すべき信号が入力されると、MAC層処理回路401はMAC層の信号処理を行い、無線区間での送受信に用いるフレームフォーマットと、ネットワーク側を流れるデータのフレームフォーマットの変換・終端を行い、無線パケットのフォーマットの信号を送信信号処理回路402に入力する。送信信号処理回路402では、無線信号の送信信号処理を行う。ここでは特に無線区間の伝送方式は限定されず、例えばOFDMを用いるのであれば、必要に応じて誤り訂正の符号化、インタリーブ、サブキャリアごとの変調処理などを行う。この様にして生成した信号は、時間軸信号生成回路403にて時間軸の信号に変換される。例えば、先ほどのOFDMの場合を例に取れば、IFFTを行い周波数軸の信号を時間軸の信号に変換すると共に、ガードインターバルを挿入し、シンボル間の波形整形処理などを施す。この結果、デジタルベースバンド信号の各サンプリング値が時系列で連続する信号に変換される。これらのサンプリング値のデータは、光インタフェース回路404にて所定のフレームフォーマットに変換され、電気信号から光信号に変換されて光ファイバ405に出力される。光ファイバ405に出力された信号はRRH442−1側に伝達され、RRH442−1では光インタフェース回路406にて光信号を電気信号に変換し、所定のフォーマットの信号を終端し、デジタルベースバンド信号としてサンプリング値の情報列を生成する。これをD/A変換器407は所定のクロックレートでアナログベースバンド信号に変換し、RF処理回路408ではアップコンバータで無線周波数の信号に変換し、フィルタにて帯域外輻射信号を除去した後にハイパワーアンプで増幅し、これをアンテナ409より空間に送信する。以上の様に、全体で無線信号の基地局装置に相当する機能を、光ファイバにて仲介されるBBU441−1とRRH442−1に機能を分けて収容する。ここでの特徴は、ネットワーク側の局舎内に備えるBBUに無線のデジタルベースバンド信号処理が集約されているため、無線通信方式の変更が何かあったとしても、全てがBBU側の変更で済むというメリットがある。 In FIG. 12A, when a signal to be transmitted is input from the network side to the BBU 441-1, the MAC layer processing circuit 401 performs the MAC layer signal processing, the frame format used for transmission / reception in the wireless section, and the network The frame format of the data flowing on the side is converted and terminated, and a radio packet format signal is input to the transmission signal processing circuit 402. The transmission signal processing circuit 402 performs transmission signal processing of a radio signal. Here, the transmission scheme in the radio section is not particularly limited. For example, if OFDM is used, error correction coding, interleaving, modulation processing for each subcarrier, and the like are performed as necessary. The signal generated in this manner is converted into a time axis signal by the time axis signal generation circuit 403. For example, taking the case of OFDM as an example, IFFT is performed to convert a frequency axis signal into a time axis signal, and a guard interval is inserted to perform waveform shaping processing between symbols. As a result, each sampling value of the digital baseband signal is converted into a continuous signal in time series. Data of these sampling values is converted into a predetermined frame format by the optical interface circuit 404, converted from an electrical signal to an optical signal, and output to the optical fiber 405. The signal output to the optical fiber 405 is transmitted to the RRH 442-1 side. In the RRH 442-1, the optical interface circuit 406 converts the optical signal into an electrical signal, terminates the signal in a predetermined format, and serves as a digital baseband signal. An information string of sampling values is generated. The D / A converter 407 converts this signal to an analog baseband signal at a predetermined clock rate, and the RF processing circuit 408 converts it to a radio frequency signal using an up-converter. The signal is amplified by a power amplifier and transmitted from an antenna 409 to the space. As described above, the functions corresponding to the radio signal base station apparatus as a whole are accommodated by dividing the functions into BBU 441-1 and RRH 442-1 mediated by optical fibers. The feature here is that the wireless digital baseband signal processing is integrated into the BBU provided in the network-side office, so that even if there is a change in the wireless communication system, all changes are made on the BBU side. There is a merit that it is finished.
これに対しモバイル・バックホールでは、図12(a)に対応する構成として図12(b)に示す構成を取る。例えばビルの屋上や電信柱の上などに設置される基地局装置に対し、光ファイバでユーザデータをそのまま伝送し、全てを基地局装置内に閉じて無線信号処理を行う。具体的には、ネットワーク側では光インタフェース回路414から、光ファイバ415を介して基地局装置内の光インタフェース回路416に対して無線回線で送信すべきユーザデータを伝送する。光インタフェース回路416にて光信号を電気信号に変換し、所定のフォーマットの信号を終端し、ユーザデータをMAC層処理回路401に出力する。MAC層処理回路401ではMAC層の信号処理を行い、無線区間での送受信に用いるフレームフォーマットと、ネットワーク側を流れるデータのフレームフォーマットの変換・終端を行い、無線パケットのフォーマットの信号を送信信号処理回路402に入力する。送信信号処理回路402では、無線信号の送信信号処理を行う。ここでは特に無線区間の伝送方式は限定されず、例えばOFDMを用いるのであれば、必要に応じて誤り訂正の符号化、インタリーブ、サブキャリアごとの変調処理などを行う。この様にして生成した信号は、時間軸信号生成回路403にて時間軸の信号に変換される。例えば、先ほどのOFDMの場合を例に取れば、IFFTを行い周波数軸の信号を時間軸の信号に変換すると共に、ガードインターバルを挿入し、シンボル間の波形整形処理などを施す。この結果、デジタルベースバンド信号の各サンプリング値が時系列で連続する信号に変換される。これらのサンプリング値のデータは、D/A変換器407に入力され、D/A変換器407は所定のクロックレートでアナログベースバンド信号に変換し、RF処理回路408ではアップコンバータで無線周波数の信号に変換し、フィルタにて帯域外輻射信号を除去した後にハイパワーアンプで増幅し、これをアンテナ409より空間に送信する。これまで説明してきた基地局装置の信号処理及び回路構成の説明は、このモバイル・バックホールを意識したものである。 On the other hand, the mobile backhaul has the configuration shown in FIG. 12B as the configuration corresponding to FIG. For example, user data is transmitted as it is to a base station apparatus installed on the rooftop of a building, a telephone pole, or the like through an optical fiber, and all of the user data is closed in the base station apparatus to perform radio signal processing. Specifically, on the network side, user data to be transmitted by a wireless line is transmitted from the optical interface circuit 414 to the optical interface circuit 416 in the base station apparatus via the optical fiber 415. The optical interface circuit 416 converts the optical signal into an electrical signal, terminates the signal in a predetermined format, and outputs user data to the MAC layer processing circuit 401. The MAC layer processing circuit 401 performs MAC layer signal processing, converts and terminates the frame format used for transmission / reception in the wireless section and the frame format of data flowing on the network side, and performs transmission signal processing on the signal in the wireless packet format. Input to the circuit 402. The transmission signal processing circuit 402 performs transmission signal processing of a radio signal. Here, the transmission scheme in the radio section is not particularly limited. For example, if OFDM is used, error correction coding, interleaving, modulation processing for each subcarrier, and the like are performed as necessary. The signal generated in this manner is converted into a time axis signal by the time axis signal generation circuit 403. For example, taking the case of OFDM as an example, IFFT is performed to convert a frequency axis signal into a time axis signal, and a guard interval is inserted to perform waveform shaping processing between symbols. As a result, each sampling value of the digital baseband signal is converted into a continuous signal in time series. The data of these sampling values is input to the D / A converter 407, which converts it into an analog baseband signal at a predetermined clock rate, and the RF processing circuit 408 uses the up-converter to convert the radio frequency signal. After the out-of-band radiation signal is removed by the filter, the signal is amplified by the high power amplifier and transmitted to the space from the antenna 409. The description of the signal processing and circuit configuration of the base station apparatus described so far is based on this mobile backhaul.
以上の図12の説明では、RRH442−1が備えるアンテナ素子は1素子であったが、将来モバイルネットワークでは、多素子のアンテナを用いたMassive MIMO技術の適用が想定されるため、それだけ光ファイバ上で伝送すべき情報量が増えることになる。図13は、多素子アンテナを用いる場合の従来技術におけるモバイル・フロントホール及びモバイル・バックホールの機能分担の概要を示す図である。特に図13(a)はモバイル・フロントホールを、図13(b)はモバイル・バックホールを表している。ここでは図12と同様に、ネットワーク側からユーザに向けての方向に関する信号の伝送(モバイル・フロントホールであれば、BBUからRRH方向)に関する機能のみを抜粋した。図13において、図12と同じものには同様の符号を振っている。図13において、412は送信信号処理回路、424は光インタフェース回路、425は光ファイバ、426は光インタフェース回路、427はD/A変換器、428はRF処理回路、429はアンテナ素子、430は送信ウエイト乗算回路、431は送信ウエイト処理回路、433は時間軸信号生成回路、441−2はBBU、442−2はRRHを表す。MAC層処理回路401、送信信号処理回路412、送信ウエイト乗算回路430、送信ウエイト処理回路431、時間軸信号生成回路433は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域420を構成する。同様に、MAC層処理回路401、送信信号処理回路412、送信ウエイト乗算回路430、送信ウエイト処理回路431、時間軸信号生成回路433は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域420又は440を構成する。図13(a)において、ネットワーク側からBBU441−2に送信すべき信号が入力されると、MAC層処理回路401はMAC層の信号処理を行い、無線区間での送受信に用いるフレームフォーマットと、ネットワーク側を流れるデータのフレームフォーマットの変換・終端を行い、無線パケットのフォーマットの信号を送信信号処理回路412に入力する。送信信号処理回路412では、無線信号の送信信号処理を行う。ここでは特に無線区間の伝送方式は限定されず、例えばOFDMを用いるのであれば、必要に応じて誤り訂正の符号化、インタリーブ、サブキャリアごとの変調処理などを行う。合わせて、例えばここでは図示していないBBUの受信側において収集した受信ウエイト情報などを、送信信号処理回路412を介して送信ウエイト処理回路431に提供する。送信ウエイト処理回路431では、この受信ウエイト情報などにキャリブレーション処理を施し、送信ウエイトを算出し、これを送信ウエイト乗算回路430に出力する。送信ウエイト乗算回路430では、送信信号処理回路412から入力された送信信号に送信ウエイトを乗算する。ここでの処理は、例えばOFDMを用いる場合では周波数軸上で実施する。すなわち、サブキャリアごとに異なる受信ウエイトを基に算出したサブキャリアごとに異なる送信ウエイトを用い、サブキャリアごとに異なる送信信号にサブキャリアごとに乗算する。この様にして生成した信号は、時間軸信号生成回路433にてアンテナ系統ごとに時間軸の信号に変換される。例えば、先ほどのOFDMの場合を例に取れば、IFFTを行い周波数軸の信号を時間軸の信号に変換すると共に、ガードインターバルを挿入し、シンボル間の波形整形処理などを施す処理を、アンテナ系列ごとに実施する。この結果、デジタルベースバンド信号の各サンプリング値が時系列で連続するアンテナ素子ごとの信号に変換される。これらのサンプリング値のデータは、光インタフェース回路424にて所定のフレームフォーマットに変換され、電気信号から光信号に変換されて光ファイバ425に出力される。ここでは先ほどの図12の場合と異なり、光ファイバ上にはアンテナ素子数分の信号を同時に収容する必要があり、波長多重やTDMや複数の光ファイバを用いるなど、任意の方法で大容量化がなされた光ファイバの伝送路上で伝達され、RRH442−2側入力される。RRH442−2では光インタフェース回路426にて光信号を電気信号に変換し、所定のフォーマットの信号を終端し、デジタルベースバンド信号としてサンプリング値の情報列を生成する。上述の様に、ここではアンテナ素子数分の系統のサンプリング信号が再生される。これをD/A変換器427は所定のクロックレートでアンテナ系統ごとにアナログベースバンド信号に変換し、RF処理回路428ではアンテナ系統ごとに、共通のローカル発振器を用いたアップコンバータで無線周波数の信号に変換し、個別にフィルタにて帯域外輻射信号を除去した後に個別にハイパワーアンプで増幅し、これを個々のアンテナ素子429より空間に送信する。以上の様に、全体で無線信号の基地局装置に相当する機能を、光ファイバにて仲介されるBBU441−2とRRH442−2に機能を分けて収容する。 In the description of FIG. 12 described above, the RRH 442-1 has one antenna element. However, in future mobile networks, it is assumed that the Massive MIMO technology using a multi-element antenna is applied. The amount of information to be transmitted increases. FIG. 13 is a diagram showing an outline of the function sharing between the mobile fronthaul and the mobile backhaul in the prior art when a multi-element antenna is used. In particular, FIG. 13A shows a mobile fronthaul, and FIG. 13B shows a mobile backhaul. Here, as in FIG. 12, only functions related to signal transmission in the direction from the network side toward the user (in the case of a mobile fronthaul, BBU to RRH) are extracted. In FIG. 13, the same components as those in FIG. In FIG. 13, 412 is a transmission signal processing circuit, 424 is an optical interface circuit, 425 is an optical fiber, 426 is an optical interface circuit, 427 is a D / A converter, 428 is an RF processing circuit, 429 is an antenna element, and 430 is a transmission A weight multiplication circuit, 431 is a transmission weight processing circuit, 433 is a time axis signal generation circuit, 441-2 is BBU, and 442-2 is RRH. The MAC layer processing circuit 401, the transmission signal processing circuit 412, the transmission weight multiplication circuit 430, the transmission weight processing circuit 431, and the time axis signal generation circuit 433 constitute an area 420 for performing baseband signal processing related to radio as a whole. Similarly, the MAC layer processing circuit 401, the transmission signal processing circuit 412, the transmission weight multiplication circuit 430, the transmission weight processing circuit 431, and the time axis signal generation circuit 433 constitute an area 420 or 440 that performs baseband signal processing related to radio as a whole. To do. In FIG. 13 (a), when a signal to be transmitted is input from the network side to the BBU 441-2, the MAC layer processing circuit 401 performs the MAC layer signal processing, the frame format used for transmission / reception in the wireless section, and the network The frame format of the data flowing on the side is converted and terminated, and a radio packet format signal is input to the transmission signal processing circuit 412. The transmission signal processing circuit 412 performs transmission signal processing of radio signals. Here, the transmission scheme in the radio section is not particularly limited. For example, if OFDM is used, error correction coding, interleaving, modulation processing for each subcarrier, and the like are performed as necessary. In addition, for example, reception weight information collected on the BBU reception side (not shown) is provided to the transmission weight processing circuit 431 via the transmission signal processing circuit 412. The transmission weight processing circuit 431 performs a calibration process on the reception weight information and the like, calculates a transmission weight, and outputs this to the transmission weight multiplication circuit 430. The transmission weight multiplication circuit 430 multiplies the transmission signal input from the transmission signal processing circuit 412 by the transmission weight. This processing is performed on the frequency axis when OFDM is used, for example. That is, a different transmission weight is used for each subcarrier calculated based on a different reception weight for each subcarrier, and a transmission signal that is different for each subcarrier is multiplied for each subcarrier. The signal generated in this way is converted into a time-axis signal for each antenna system by the time-axis signal generation circuit 433. For example, taking the case of OFDM as an example, IFFT is performed to convert a frequency axis signal into a time axis signal, insert a guard interval, and perform waveform shaping processing between symbols, etc. It is carried out every time. As a result, each sampling value of the digital baseband signal is converted into a signal for each antenna element that is continuous in time series. Data of these sampling values is converted into a predetermined frame format by the optical interface circuit 424, converted from an electrical signal to an optical signal, and output to the optical fiber 425. Here, unlike the case of FIG. 12, it is necessary to simultaneously accommodate signals corresponding to the number of antenna elements on the optical fiber, and the capacity can be increased by any method such as wavelength multiplexing, TDM, or a plurality of optical fibers. Is transmitted on the transmission line of the optical fiber that has been made, and is input to the RRH 442-2 side. In the RRH 442-2, the optical interface circuit 426 converts an optical signal into an electrical signal, terminates a signal in a predetermined format, and generates an information string of sampling values as a digital baseband signal. As described above, here, sampling signals corresponding to the number of antenna elements are reproduced. The D / A converter 427 converts the signal into an analog baseband signal for each antenna system at a predetermined clock rate, and the RF processing circuit 428 uses a common local oscillator for each antenna system to generate a radio frequency signal for each antenna system. After the out-of-band radiation signal is individually removed by a filter, the signal is amplified by a high power amplifier individually, and is transmitted to the space from each antenna element 429. As described above, the functions corresponding to the radio signal base station apparatus as a whole are accommodated by dividing the functions into BBU 441-2 and RRH 442-2 mediated by optical fibers.
以上は、そもそものモバイル・フロントホールのポリシーに則った説明であるが、実際に光ファイバ上に流れる信号の伝送容量を考えると、アンテナ素子数は例えば数セクタのセクタアンテナなど、ごく少数に限られると考えられる。Massive MIMOなどで想定する100本以上のアンテナ素子では、敷設する光ファイバの本数や伝送するデータの容量等を考慮するとコストが膨大なものとなるという考え方が一般的である。 The above explanation is based on the mobile fronthaul policy, but considering the transmission capacity of the signal actually flowing on the optical fiber, the number of antenna elements is limited to a very small number, such as a sector antenna of several sectors. It is thought that. With 100 or more antenna elements assumed in Massive MIMO or the like, a general idea is that the cost becomes enormous considering the number of installed optical fibers, the capacity of data to be transmitted, and the like.
これに対しモバイル・バックホールでは、図13(a)に対応する構成として図13(b)に示す構成を取る。図12(b)に対し、無線信号処理を行う領域410が、図13(a)の無線信号処理を行う領域420と全く同じ機能の無線信号処理を行う領域440に置き換えられ、それに伴いD/A変換器427以降の処理が図13(a)と同様に、アンテナ系統ごとに行われる以外は全く同様である。ここでの特徴は、基地局装置のアンテナ素子数は増大しているが、光インタフェース回路414から光ファイバ415を介して基地局装置内の光インタフェース回路416までの伝送路上での情報容量は増加していないことである。したがって、上述の図13(a)の様な問題は生じない。しかし、元々、図12(a)の様なモバイル・フロントホールが有益となる課題については何ら解決するものではなく、一般的には光ファイバ上での伝送容量を抑えながら、モバイル・フロントホールの利点をも両立可能な構成が求められていた。 On the other hand, the mobile backhaul has a configuration shown in FIG. 13B as a configuration corresponding to FIG. Compared to FIG. 12B, the area 410 for performing wireless signal processing is replaced with an area 440 for performing wireless signal processing having the same function as the area 420 for performing wireless signal processing in FIG. The processing after the A converter 427 is exactly the same as in FIG. 13A except that the processing is performed for each antenna system. The feature here is that the number of antenna elements in the base station apparatus has increased, but the information capacity on the transmission path from the optical interface circuit 414 to the optical interface circuit 416 in the base station apparatus via the optical fiber 415 has increased. It is not. Therefore, the problem as shown in FIG. 13A does not occur. However, the problem that the mobile fronthaul as shown in FIG. 12 (a) is originally useful is not solved at all. In general, the mobile fronthaul is suppressed while suppressing the transmission capacity on the optical fiber. There has been a demand for a configuration that can achieve both advantages.
その様な検討の中で、フロントホールとバックホールの中間的なモバイル・ミッドホールとして、BBUとRRHとの間の機能配分の見直しの検討がなされている。図14に、従来技術におけるモバイル・ミッドホールの構成例を示す。ここでは図12と同様に、ネットワーク側からユーザに向けての方向に関する信号の伝送(BBUからRRH方向)に関する機能のみを抜粋した。図12及び図13と同じものには同様の符号を振っている。MAC層処理回路401、送信信号処理回路412、送信ウエイト乗算回路430、送信ウエイト処理回路431、時間軸信号生成回路433は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域445−1及び445−2を構成するが、図12(a)及び図13(a)と異なるのは、MAC層処理回路401はBBU側の領域445−1に、送信信号処理回路412、送信ウエイト乗算回路430、送信ウエイト処理回路431、時間軸信号生成回路433はRRH側の領域445−2に分かれて配置されており、全体の機能配分の見直しが図られている。 In such a study, a review of the functional distribution between BBU and RRH is under consideration as a mobile midhole between the fronthaul and the backhaul. FIG. 14 shows a configuration example of a mobile midhole in the prior art. Here, as in FIG. 12, only functions related to signal transmission (BBU to RRH direction) in the direction from the network side toward the user are extracted. The same components as those in FIGS. 12 and 13 are denoted by the same reference numerals. The MAC layer processing circuit 401, the transmission signal processing circuit 412, the transmission weight multiplication circuit 430, the transmission weight processing circuit 431, and the time-axis signal generation circuit 433 have regions 445-1 and 445-2 that perform baseband signal processing related to radio as a whole. Although different from FIG. 12A and FIG. 13A, the MAC layer processing circuit 401 has a transmission signal processing circuit 412, a transmission weight multiplication circuit 430, and transmission weight processing in an area 445-1 on the BBU side. The circuit 431 and the time axis signal generation circuit 433 are arranged separately in the region 445-2 on the RRH side, and the overall function distribution is reviewed.
以上の機能配分の見直しにより、図14のモバイル・ミッドホールの場合には光ファイバ上での伝送容量が図12(a)と同程度であり、図13(a)の様に情報量が大幅に増大せずに済んでいる。この意味では光ファイバ上での伝送容量の抑制的な効果は十分に得られている。しかし、そもそものモバイル・フロントホールの目的であるRRH442−3側から無線伝送方式に依存する処理を排除し、全ての無線方式に依存する処理をBBU441−3側に集約するという視点で見れば、領域445−2の処理がRRH442−3側に配置されているのは、図12(a)に示すモバイル・フロントホールの構成に比べればフロントホールの目的に十分に適っていない。この意味でフロントホールとバックホールの中間としてミッドホールとの呼ばれ方もしているのであるが、理想的にはRRH側に多数のアンテナ素子を実装しながらも、BBU側に無線伝送方式に依存する処理を集約し、それでいて光ファイバ上に流れる情報容量をバックホールと同程度に抑えることができるのが好ましい。 By reviewing the above function allocation, the transmission capacity on the optical fiber in the case of the mobile midhole of FIG. 14 is almost the same as that of FIG. 12A, and the amount of information is greatly increased as shown in FIG. There is no need to increase it. In this sense, the effect of suppressing the transmission capacity on the optical fiber is sufficiently obtained. However, from the perspective of eliminating the processing dependent on the radio transmission system from the RRH 442-3 side, which is the purpose of the mobile fronthaul in the first place, and consolidating all the radio system dependent processing on the BBU 441-3 side, The reason why the processing of the region 445-2 is arranged on the RRH 442-3 side is not sufficiently suitable for the purpose of the front hole as compared with the configuration of the mobile front hole shown in FIG. In this sense, it is also called a midhole as an intermediate between the fronthaul and the backhaul, but ideally it has many antenna elements on the RRH side but depends on the radio transmission system on the BBU side. It is preferable that the information capacity flowing on the optical fiber can be reduced to the same extent as the backhaul.
[その他の課題]
マルチパス環境の場合にはマルチパス成分の除去のために、OFDMやSC−FDEなどの技術が一般には有効であることが知られている。しかし、既存のOFDMやSC−FDEなどのシステムでは、一般には基地局装置と無線局装置はそれぞれ非同期の独自のクロック、ローカル発振器を用いており、バーストモードで伝送処理を行う。バーストモードでは、仮にクロックの誤差がある場合でもバーストごとに処理がリセットされるために問題ない。更には、クロックの誤差やローカル発振器の周波数誤差についても、FFTを行う際のサブキャリアごとの直交性を破らない程度の誤差であれば、それ以上の高精度の同期は求められない。したがって、ある程度の周波数誤差が検知されれば、送信側及び受信側のAFC処理により周波数誤差を補正し、それでも残る残留周波数誤差については、例えばOFDMであればパイロットサブキャリアにより位相回転量を推定し、その補正処理を行うことが可能であった。
[Other issues]
In the case of a multipath environment, it is known that techniques such as OFDM and SC-FDE are generally effective for removing multipath components. However, in existing systems such as OFDM and SC-FDE, generally, the base station apparatus and the radio station apparatus use their own asynchronous clocks and local oscillators, respectively, and perform transmission processing in a burst mode. In the burst mode, there is no problem because the processing is reset for each burst even if there is a clock error. Further, the clock error and the local oscillator frequency error are not required to be synchronized with higher accuracy if the error is not to break the orthogonality of each subcarrier when performing FFT. Therefore, if a certain amount of frequency error is detected, the frequency error is corrected by AFC processing on the transmitting side and the receiving side, and the remaining residual frequency error is estimated by the pilot subcarrier in the case of OFDM, for example. The correction process could be performed.
しかし、上述の様にモバイル・フロントホールの場合には遅延のジッタが10−9以下であることが求められ、OFDMやSC−FDEなどのブロック伝送技術では要求される遅延のジッタを満たすことはできなかった。 However, as described above, in the case of mobile fronthaul, the delay jitter is required to be 10 −9 or less, and the block transmission technology such as OFDM and SC-FDE does not satisfy the required delay jitter. could not.
更に、70〜80GHzのeバンド帯などの利用を想定すれば、位相雑音の存在する帯域幅がOFDMやSC−FDEなどのサブキャリア間隔よりも広くなり、OFDMシンボル周期よりも短い時間内での複素位相の不確定なふらつきである位相雑音により、OFDMなどのサブキャリア間の直交性を破る成分が無視できないことになる。これはひとえにFFT処理を行うから問題となるものであり、シングルキャリア伝送であればOFDMやSC−FDEなどのブロック伝送の単位となるブロック長よりも短い時間周期でシングルキャリアの信号処理を行うため、位相雑音の累積が大きくなる前に位相の変動成分を補正することが可能であった。しかし、上述の様にMIMOチャネルを活用して空間多重伝送を行うのであれば、各ストリームの信号を分離するための送信及び受信ウエイトはサブキャリアごとに異なる値を持ち、このウエイトの周波数依存性を反映して信号処理を行うためには、受信信号を一旦FFTにより周波数軸上の信号に変換する必要があった。この様に、空間多重の信号分離のためにはFFT処理が必須であるが、FFTを実施すると位相雑音が除去できない状態になってしまい問題である。しかし、FFT処理を実施して周波数軸上の空間分離を行う前の状態では、複数ストリームのシングルキャリアの信号は相互に干渉となるため、シングルキャリアの信号検出は困難となる。この様に、FFT処理を施さずに時間軸上で信号分離ができれば、その後にシングルキャリア信号の信号処理で位相雑音補償が可能になり、その様な技術が求められている。 Furthermore, assuming use of an e-band band of 70 to 80 GHz, the bandwidth in which phase noise exists becomes wider than subcarrier intervals such as OFDM and SC-FDE, and within a time shorter than the OFDM symbol period. Due to phase noise that is an unstable fluctuation of the complex phase, a component that breaks orthogonality between subcarriers such as OFDM cannot be ignored. This is a problem because FFT processing is performed solely. For single carrier transmission, single carrier signal processing is performed in a time period shorter than the block length as a block transmission unit such as OFDM or SC-FDE. It was possible to correct the phase fluctuation component before the accumulation of phase noise increased. However, if spatial multiplexing transmission is performed using the MIMO channel as described above, the transmission and reception weights for separating the signals of each stream have different values for each subcarrier, and the frequency dependence of this weight. In order to perform signal processing reflecting the above, it is necessary to convert the received signal into a signal on the frequency axis by FFT once. Thus, FFT processing is essential for spatially multiplexed signal separation, but if FFT is performed, phase noise cannot be removed, which is a problem. However, in a state before performing FFT processing and performing spatial separation on the frequency axis, single-carrier signals of a plurality of streams interfere with each other, and thus single-carrier signal detection is difficult. Thus, if signal separation can be performed on the time axis without performing FFT processing, then phase noise compensation can be performed by signal processing of a single carrier signal, and such a technique is required.
将来モバイルネットワークで伝送路の大容量化が求められる環境としては、(環境1)モバイルユーザへのアクセス系において、基地局装置からモバイルユーザの端末局装置への大容量伝送、(環境2)スモールセル用無線基地局装置を例えばビルの壁面などに設置する場合、施工上の理由から基地局装置へのエントランス回線を無線化する無線エントランスでの大容量伝送、(環境3)例えば列車内の膨大な数のモバイルユーザのデータを列車内で一旦集約し、この集約されたデータを一括して地上のネットワークに転送するエントランス回線としての無線エントランスの大容量伝送、などが考えられる。(環境1)の場合においては、比較的狭いエリアに存在するユーザへの効率的な伝送の目的から、ビルの壁面や屋上等の高所から真下方向に見下ろす方向でサービスエリアを形成し、端末局装置においては上方からの電波が到達するという物理的な特徴から、見通し環境は概ね確保されており、端末局装置が実装するアンテナ素子も上方からの電波の到来を意識して多少の指向性利得を備えるアンテナを用いるなら、結果的に見通し波が非常に支配的な環境となっている。同様に(環境2)の場合には、設置場所が固定的に設置されていることから、相互に見通し環境を確保し、アンテナ素子も高利得の指向性アンテナを用いることが予想され、(環境1)以上に見通し波が支配的な状況となっている。(環境3)の場合には例えば列車などは移動体であるがために(環境2)ほどの高い指向性アンテナを用いることはできないが、列車の1次元的な移動という特徴を考慮すれば、その1次元的な経路に見合った指向性アンテナを利用し、且つ、線路上に障害物が割り込むことは考えにくく、やはり(環境1)以上に見通し波が支配的であることが期待される。 In the future, the environment in which a large transmission path is required in a mobile network is as follows: (Environment 1) Large-capacity transmission from a base station device to a mobile user's terminal station device in an access system for a mobile user; For example, when a cell radio base station device is installed on a wall surface of a building or the like, large-capacity transmission at a radio entrance that makes the entrance line to the base station device wireless for construction reasons, (Environment 3) It is conceivable to transmit a large number of mobile users once in a train, and to transmit a large amount of wireless entrance as an entrance line for collectively transferring the collected data to a ground network. In the case of (Environment 1), for the purpose of efficient transmission to users existing in a relatively small area, a service area is formed in a direction looking down from a high place such as a wall surface of a building or a rooftop, and the terminal The station environment generally has a line-of-sight environment due to the physical characteristics that radio waves arrive from above, and the antenna elements mounted on the terminal stations also have some directivity in consideration of the arrival of radio waves from above. If an antenna with a gain is used, the line-of-sight wave becomes a very dominant environment as a result. Similarly, in the case of (Environment 2), since the installation location is fixedly installed, a line-of-sight environment is secured, and it is expected that a high-gain directional antenna will be used as the antenna element. 1) The prospect wave is more dominant than above. In the case of (Environment 3), for example, a train or the like is a moving body, so a directional antenna as high as (Environment 2) cannot be used, but considering the one-dimensional movement of the train, It is unlikely that a directional antenna suitable for the one-dimensional route is used and an obstacle is interrupted on the line, and the line-of-sight wave is expected to be dominant more than (Environment 1).
ここで、先にも説明をしたが一般にMIMOチャネル行列を利用した空間多重伝送においては反射波が多数存在するマルチパス環境が効果的で、直接の見通し波成分が支配的な場合にはあまり適していないことが知られている。この問題を回避して見通し波が支配的な環境で高次の空間多重伝送をするためには、基地局装置のアンテナ素子を空間的に大規模にする(アンテナ開口長を広げる)ことが一つの選択肢である。つまり、各アンテナ素子間の伝送路上の経路長がランダムに異なる状況を形成することで、擬似的にマルチパス環境に近づけることは可能である。 Here, as explained earlier, in general, multi-path environments with many reflected waves are effective in spatial multiplexing transmission using a MIMO channel matrix, and it is not suitable when the direct line-of-sight component is dominant. Not known to be. In order to avoid this problem and perform high-order spatial multiplexing transmission in an environment where the line-of-sight wave is dominant, it is necessary to make the antenna element of the base station device large in scale (widen the antenna aperture length). Is one choice. That is, it is possible to approximate a multipath environment by forming a situation in which the path lengths between the antenna elements on the transmission path are randomly different.
一方、前述した通り、将来モバイルネットワークの中では伝送路の大容量化が求められており、周波数帯域幅を広げての運用を考慮すると、準ミリ波やミリ波等の高い周波数帯での運用が余儀なくされる。ここで注意すべき点は、高い周波数帯を利用した場合には各装置間ないしは装置とアンテナ間を同軸ケーブル等で接続し、このケーブル上で送受信信号等を伝送する場合、ケーブル上での伝送損失が非常に大きくなるという課題がある点である。具体的には、60GHz帯の信号などではケーブルにも依存はするが、1m当たりで15dB程度の損失が見込まれる。 On the other hand, as described above, in the future mobile networks, there is a need to increase the capacity of transmission lines, and considering operation with a wide frequency bandwidth, operation in high frequency bands such as quasi-millimeter waves and millimeter waves Will be forced. It should be noted that when using a high frequency band, each device or device and antenna are connected by a coaxial cable, etc., and when transmitting / receiving signals etc. are transmitted over this cable, transmission over the cable is required. There is a problem that the loss becomes very large. Specifically, a 60 GHz band signal or the like depends on the cable, but a loss of about 15 dB per meter is expected.
ただでさえ回線設計上の利得として不利となるミリ波帯を用いながら、その回線利得確保のためにアンテナを多数設置しても、そのアンテナの空間的な広がりの間を繋ぐケーブル上で膨大なケーブルロスが発生したのでは意味がない。また更に、回線利得を確保するためにアンテナ素子数を大規模化する場合には、そのアンテナの空間的な広がりの間を膨大な数のケーブルが張り巡らされることになり、その間の伝送損失を低減するために低損失のケーブルを利用するならば、その間のケーブル取り回しはケーブルの曲げなどの設置上の自由度も低く、基地局装置の設置に対する制約は非常に大きくなり、現実的ではなくなる。 Even using a millimeter wave band, which is disadvantageous as a gain in line design, even if many antennas are installed to secure the line gain, it is enormous on the cable connecting the spatial spread of the antennas. It is meaningless if cable loss occurs. Furthermore, when the number of antenna elements is increased in order to ensure line gain, a huge number of cables are stretched between the spatial extents of the antennas, and transmission loss between them is reduced. If a low-loss cable is used for the reduction, the cable routing during that time also has a low degree of freedom in installation such as bending of the cable, and the restrictions on the installation of the base station apparatus become very large and impractical.
つまり、将来モバイルネットワークにおける無線エントランス又はアクセス系において、見通し波が支配的な環境であるにもかかわらず、ミリ波等の高い周波数帯を用いて高次の空間多重により大容量伝送を実現するには、これらの課題を解決して無線システムを構築する必要がある。
また、以上の無線回線に特化した議論に加えて、多数のアンテナ素子を実装した基地局装置への光ファイバを用いたモバイル・フロントホール回線の提供においても、上述の無線のトレンドは無視できない状況である。上述の様に元々モバイル・フロントホール回線でのサンプリングデータの伝送には、実際のユーザデータの情報量の約16倍の容量の光回線が必要となる。5Gモバイルでは、(準)ミリ波帯などの活用などによりユーザデータとして10Gbpsもの大容量化が目標とされるが、その16倍となると160Gbpsの容量がモバイル・フロントホール回線に求められる上、更にアンテナ素子の増大に伴い160Gbps×アンテナ素子数までの大容量化が理屈の上では求められることになる。仮に無線回線の大容量化のスピードと光回線の大容量化の技術開発のスピードが同等であったとしても、このアンテナ素子数分の大容量化は光回線の許容限界を遥かに超えるものであり、コスト的にとても選択可能なものではない。
この様に、将来モバイルネットワークにおける光ファイバを用いたモバイル・フロントホール回線の利用においても、多数のアンテナ素子を備えた無線基地局装置の経済的な敷設のために、これらの課題を解決して光と無線を融合した将来モバイルネットワークを構築する必要がある。
In other words, in the wireless entrance or access system in the future mobile network, in order to realize large-capacity transmission by high-order spatial multiplexing using a high frequency band such as millimeter waves, even though the line-of-sight wave is the dominant environment. Needs to solve these problems and build a wireless system.
In addition to the above discussions specific to wireless lines, the above-mentioned wireless trend cannot be ignored in the provision of mobile fronthaul lines using optical fibers to base station devices equipped with a large number of antenna elements. Is the situation. As described above, the transmission of sampling data on the mobile fronthaul line originally requires an optical line having a capacity of about 16 times the amount of information of actual user data. In 5G mobile, the target is to increase the capacity of 10 Gbps as user data by utilizing the (quasi) millimeter wave band, etc., but if it becomes 16 times that, a capacity of 160 Gbps is required for the mobile fronthaul line, and further As the number of antenna elements increases, it is theoretically required to increase the capacity up to 160 Gbps × the number of antenna elements. Even if the speed of increasing the capacity of a radio line and the speed of technological development for increasing the capacity of an optical line are equal, this increase in capacity for the number of antenna elements far exceeds the allowable limit of an optical line. Yes, not very selectable in terms of cost.
In this way, even in the use of mobile fronthaul lines using optical fibers in future mobile networks, these problems will be solved in order to economically lay radio base station devices equipped with a large number of antenna elements. There is a need to build a future mobile network that combines light and radio.
上記事情に鑑み、本発明は、見通し環境における直接波が支配的な状況において伝送容量の増大を実現しつつ、その一方で演算負荷を削減することができる無線通信システム、基地局装置及び無線通信方法を提供することを目的としている。 In view of the above circumstances, the present invention provides a wireless communication system, a base station apparatus, and a wireless communication that can reduce the computation load while realizing an increase in transmission capacity in a situation where direct waves in a line-of-sight environment are dominant It aims to provide a method.
本発明の一態様は、第5の実施形態に関し、複数の第1のアンテナ素子を備えた第1の無線局装置と、前記第1の無線局装置と無線通信を行う一つ又は複数の第2のアンテナ素子を備えた第2の無線局装置とを備える無線通信システムであって、前記第1の無線局装置は、前記第2の無線局装置が送信した無線信号を前記複数の第1のアンテナ素子を介して受信し、前記複数の第1のアンテナ素子に対するアナログ受信信号に基づく信号をそれぞれサンプリングして複数系統のデジタルサンプリング信号で構成される受信デジタルサンプリング信号ベクトルを取得する信号受信手段と、前記第2の無線局装置から送信された既知の信号に基づいて、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに乗算して1系統の信号系列を生成するための受信ウエイトベクトルを算出する受信ウエイト算出手段と、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに対してサンプリングデータごとに前記受信ウエイトベクトルを乗算して1系統の信号系列を取得する第1の受信信号処理手段と、前記第1の受信信号処理手段で取得した信号を基に前記第2の無線局装置が送信した信号を再生する第2の受信信号処理手段と、を備える、無線通信システムである。 One aspect of the present invention relates to a fifth embodiment, and relates to a first radio station apparatus including a plurality of first antenna elements, and one or more first radio stations that perform radio communication with the first radio station apparatus. And a second radio station apparatus having two antenna elements, wherein the first radio station apparatus transmits a radio signal transmitted by the second radio station apparatus to the plurality of first radio station apparatuses. Signal receiving means for obtaining a received digital sampling signal vector constituted by a plurality of systems of digital sampling signals by sampling signals based on analog received signals for the plurality of first antenna elements, respectively. And a reception signal for generating a single signal sequence by multiplying the received digital sampling signal vector based on a known signal transmitted from the second radio station apparatus. Reception weight calculation means for calculating a weight vector; first reception signal processing means for multiplying the reception digital sampling signal vector by the reception weight vector for each sampling data to obtain a single signal sequence; and And a second received signal processing means for reproducing a signal transmitted by the second radio station apparatus based on a signal acquired by the first received signal processing means.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムにおいて、前記受信ウエイト算出手段は、前記第2の無線局装置に備えられる一つの前記第2のアンテナ素子ないしは指向性形成を行う複数の前記第2のアンテナ素子から送信された前記既知の信号を前記第1のアンテナ素子で受信し、前記第1のアンテナ素子それぞれにて受信された既知の受信信号にアナログ/デジタル変換を行うことでデジタルサンプリング信号を取得し、複数の前記第1のアンテナ素子ないしは前記第1のアンテナ素子を複数のグループに分けたアンテナグループのいずれかごとに基準アンテナ素子を設定し、所定のサンプル数に亘り前記基準アンテナ素子と他の前記第1のアンテナ素子との受信信号間の相関係数を算出し、算出した前記相関係数に基づいて前記第1のアンテナ素子それぞれの受信ウエイトを算出する。 One aspect of the present invention is the wireless communication system, wherein the reception weight calculation means includes a plurality of second antenna elements or a plurality of second antennas that perform directivity formation provided in the second wireless station device. The known signal transmitted from the first antenna element is received by the first antenna element, and a digital sampling signal is obtained by performing analog / digital conversion on the known received signal received by each of the first antenna elements. A reference antenna element is set for each of a plurality of the first antenna elements or antenna groups obtained by dividing the first antenna element into a plurality of groups, and the reference antenna elements are applied over a predetermined number of samples. And a correlation coefficient between the received signals of the first antenna element and the other first antenna element, and the first correlation is calculated based on the calculated correlation coefficient. Antenna elements to calculate the respective reception weight.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムにおいて、前記受信ウエイト算出手段は、前記第2の無線局装置に備えられる一つの前記第2のアンテナ素子ないしは指向性形成を行う複数の前記第2のアンテナ素子から送信された通信帯域内の一部の周波数成分で構成される前記既知の信号を受信し、前記第1のアンテナ素子それぞれにて受信された既知の受信信号から前記周波数成分のチャネル情報の取得を行い、複数の前記第1のアンテナ素子ないしは前記第1のアンテナ素子を複数のグループに分けたアンテナグループのいずれかごとに基準アンテナ素子を設定し、前記基準アンテナ素子に対して前記周波数成分のチャネル情報の相対値として相対チャネル情報を他の前記第1のアンテナ素子ごとに取得し、取得した前記相対チャネル情報の取得した周波数成分に亘る平均値の複素位相に基づいて、前記第1のアンテナ素子それぞれの受信ウエイトを算出する。 One aspect of the present invention is the wireless communication system, wherein the reception weight calculation means includes a plurality of second antenna elements or a plurality of second antennas that perform directivity formation provided in the second wireless station device. Receiving the known signal composed of a part of the frequency components in the communication band transmitted from the antenna element of the first antenna element, and channeling the frequency component from the known received signal received by each of the first antenna elements. Information is acquired, a plurality of the first antenna elements or a plurality of the first antenna elements are divided into a plurality of groups, and a reference antenna element is set for each of the antenna groups, and the reference antenna element is Relative channel information is acquired for each of the other first antenna elements as a relative value of frequency component channel information, and the acquired relative channel information is acquired. Based on the average value of the complex phase over the acquired frequency components, calculates a reception weight of each of the first antenna element.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムにおいて、前記第1の無線局装置において複数の前記第1のアンテナ素子は、複数のアンテナグループに分けられており、前記信号受信手段と前記受信ウエイト算出手段と前記第1の受信信号処理手段は、前記アンテナグループごとに個別に設けられ、前記第2の受信信号処理手段は、それぞれの前記第1の受信信号処理手段が取得する各1系統の信号系列に基づき、前記第2の無線局装置が送信した複数系統の信号を再生する。 According to one aspect of the present invention, in the above wireless communication system, the plurality of first antenna elements in the first wireless station apparatus are divided into a plurality of antenna groups, and the signal receiving unit and the reception weight The calculating means and the first received signal processing means are individually provided for each antenna group, and the second received signal processing means is provided for each one system acquired by each of the first received signal processing means. Based on the signal series, a plurality of signals transmitted from the second radio station apparatus are reproduced.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムにおいて、前記第2の受信信号処理手段は、それぞれの前記第1の受信信号処理手段が生成する1系統の信号系列それぞれの中に含まれる前記既知の信号に対し、所定のサンプル数に渡りそれぞれの前記信号系列間の相互相関値を算出し、前記相互相関値に基づいて前記第1の受信信号処理手段が生成する信号系列間の信号分離用の分離ウエイトを取得する。 One aspect of the present invention is the wireless communication system, wherein the second received signal processing means is the known signal included in each of one system of signal sequences generated by the first received signal processing means. For signal separation, a cross-correlation value between the signal sequences is calculated over a predetermined number of samples, and signal separation between signal sequences generated by the first received signal processing means based on the cross-correlation value is performed. Get the separation weight.
本発明の一態様は、第5の実施形態に関し、複数の第1のアンテナ素子を備えた第1の無線局装置と、前記第1の無線局装置と無線通信を行う一つ又は複数の第2のアンテナ素子を備えた第2の無線局装置を備える無線通信システムあって、前記第1の無線局装置は、前記第2の無線局装置宛に送信するデータに対して変調処理を施して得られた送信デジタルサンプリング信号を生成する第2の送信信号処理手段と、前記第2の無線局装置から送信された既知の信号ないしは前記第2の無線局装置からフィードバックされた制御情報に基づいて、前記複数の第1のアンテナ素子から送信する信号が前記第2の無線局装置に向けて指向性形成される様に設定された送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイト算出手段と、前記第2の送信信号処理手段にて生成された送信デジタルサンプリング信号に対してサンプリングデータごとに前記送信ウエイトベクトルを乗算して送信信号ベクトルを生成し、生成した前記送信信号ベクトルの各成分に対応する信号をデジタル/アナログ変換を行うことで複数系統のアナログ信号を生成し、生成した前記複数系統のアナログ信号に基づく信号を対応する前記第1のアンテナ素子から送信する第1の送信信号処理手段と、を備える、無線通信システムである。 One aspect of the present invention relates to a fifth embodiment, and relates to a first radio station apparatus including a plurality of first antenna elements, and one or more first radio stations that perform radio communication with the first radio station apparatus. A wireless communication system including a second wireless station apparatus including two antenna elements, wherein the first wireless station apparatus performs modulation processing on data transmitted to the second wireless station apparatus Based on second transmission signal processing means for generating the obtained transmission digital sampling signal, and a known signal transmitted from the second radio station apparatus or control information fed back from the second radio station apparatus Transmission weight calculation means for calculating a transmission weight vector set so that signals transmitted from the plurality of first antenna elements are formed to have directivity toward the second radio station apparatus; and Transmission signal The transmission digital sampling signal generated by the processing means is multiplied by the transmission weight vector for each sampling data to generate a transmission signal vector, and the signal corresponding to each component of the generated transmission signal vector is digital / analog A first transmission signal processing unit that generates a plurality of systems of analog signals by performing conversion, and transmits a signal based on the generated plurality of systems of analog signals from the corresponding first antenna element; It is a communication system.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムにおいて、前記送信ウエイト算出手段は、前記第1の無線局装置において用いる受信ウエイトベクトルに対してキャリブレーション処理を施すことで前記送信ウエイトベクトルを算出する。 One aspect of the present invention is that in the above wireless communication system, the transmission weight calculation means calculates the transmission weight vector by performing a calibration process on a reception weight vector used in the first wireless station device. .
本発明の一態様は、第5の実施形態に関し、複数の第1のアンテナ素子を備えた基地局装置と、前記基地局装置と無線通信を行う一つ又は複数の第2のアンテナ素子を備えた端末局装置とを備える無線通信システムにおける基地局装置であって、前記端末局装置が送信した無線信号を前記複数の第1のアンテナ素子を介して受信し、前記複数の第1のアンテナ素子に対するアナログ受信信号に基づく信号をそれぞれサンプリングして複数系統のデジタルサンプリング信号で構成される受信デジタルサンプリング信号ベクトルを取得する信号受信手段と、前記端末局装置から送信された既知の信号に基づいて、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに乗算して1系統の信号系列を生成するための受信ウエイトベクトルを算出する受信ウエイト算出手段と、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに対してサンプリングデータごとに前記受信ウエイトベクトルを乗算して1系統の信号系列を取得する第1の受信信号処理手段と、前記第1の受信信号処理手段で取得した信号を基に前記端末局装置が送信した信号を再生する第2の受信信号処理手段と、を備える基地局装置である。 One aspect of the present invention relates to a fifth embodiment, and includes a base station apparatus including a plurality of first antenna elements, and one or a plurality of second antenna elements that perform radio communication with the base station apparatus. A base station apparatus in a wireless communication system comprising the terminal station apparatus, wherein a radio signal transmitted by the terminal station apparatus is received via the plurality of first antenna elements, and the plurality of first antenna elements Based on a known signal transmitted from the terminal station device, signal receiving means for acquiring a received digital sampling signal vector composed of a plurality of digital sampling signals by sampling a signal based on an analog received signal for A reception weight vector for multiplying the reception digital sampling signal vector to calculate a reception weight vector for generating a single signal sequence. Calculation means, first received signal processing means for multiplying the received digital sampling signal vector by the received weight vector for each sampling data to obtain one signal sequence, and the first received signal processing A second received signal processing means for reproducing the signal transmitted by the terminal station apparatus based on the signal acquired by the means.
本発明の一態様は、第5の実施形態に関し、複数の第1のアンテナ素子を備えた基地局装置と、前記基地局装置と無線通信を行う一つ又は複数の第2のアンテナ素子を備えた端末局装置を備える無線通信システムにおける基地局装置あって、前記端末局装置宛に送信するデータに対して変調処理を施して得られた送信デジタルサンプリング信号を生成する第2の送信信号処理手段と、前記端末局装置から送信された既知の信号ないしは前記端末局装置からフィードバックされた制御情報に基づいて、前記複数の第1のアンテナ素子から送信する信号が前記端末局装置に向けて指向性形成される様に設定された送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイト算出手段と、前記第2の送信信号処理手段にて生成された送信デジタルサンプリング信号に対してサンプリングデータごとに前記送信ウエイトベクトルを乗算して送信信号ベクトルを生成し、生成した前記送信信号ベクトルの各成分に対応する信号をデジタル/アナログ変換を行うことで複数系統のアナログ信号を生成し、生成した前記複数系統のアナログ信号に基づく信号を対応する前記第1のアンテナ素子から送信する第1の送信信号処理手段と、を備える基地局装置である。 One aspect of the present invention relates to a fifth embodiment, and includes a base station apparatus including a plurality of first antenna elements, and one or a plurality of second antenna elements that perform radio communication with the base station apparatus. A second transmission signal processing means for generating a transmission digital sampling signal obtained by performing modulation processing on data transmitted to the terminal station device, in a base station device in a wireless communication system comprising the terminal station device And, based on a known signal transmitted from the terminal station apparatus or control information fed back from the terminal station apparatus, signals transmitted from the plurality of first antenna elements are directed toward the terminal station apparatus. A transmission weight calculation means for calculating a transmission weight vector set so as to be formed, and a transmission digital sampling signal generated by the second transmission signal processing means. For each sampling data, the transmission weight vector is multiplied to generate a transmission signal vector, and a signal corresponding to each component of the generated transmission signal vector is subjected to digital / analog conversion to obtain a plurality of analog signals. And a first transmission signal processing unit configured to transmit a signal based on the generated analog signals of the plurality of systems from the corresponding first antenna element.
本発明の一態様は、第5の実施形態に関し、複数の第1のアンテナ素子を備えた第1の無線局装置と、前記第1の無線局装置と無線通信を行う一つ又は複数の第2のアンテナ素子を備えた第2の無線局装置とを備える無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記第1の無線局装置が、前記第2の無線局装置が送信した無線信号を前記複数の第1のアンテナ素子を介して受信し、前記複数の第1のアンテナ素子に対するアナログ受信信号に基づく信号をそれぞれサンプリングして複数系統のデジタルサンプリング信号で構成される受信デジタルサンプリング信号ベクトルを取得する信号受信ステップと、前記第1の無線局装置が、前記第2の無線局装置から送信された既知の信号に基づいて、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに乗算して1系統の信号系列を生成するための受信ウエイトベクトルを算出する受信ウエイト算出ステップと、前記第1の無線局装置が、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに対してサンプリングデータごとに前記受信ウエイトベクトルを乗算して1系統の信号系列を取得する第1の受信信号処理ステップと、前記第1の受信信号処理ステップにおいて取得した信号を基に前記第2の無線局装置が送信した信号を再生する第2の受信信号処理ステップと、を有する無線通信方法である。 One aspect of the present invention relates to a fifth embodiment, and relates to a first radio station apparatus including a plurality of first antenna elements, and one or more first radio stations that perform radio communication with the first radio station apparatus. A wireless communication method in a wireless communication system including a second wireless station device including two antenna elements, wherein the first wireless station device transmits a wireless signal transmitted by the second wireless station device. Receiving via a plurality of first antenna elements and sampling a signal based on an analog reception signal for each of the plurality of first antenna elements to obtain a received digital sampling signal vector composed of a plurality of systems of digital sampling signals Signal reception step, and the first radio station apparatus performs the received digital sampling signal vector based on a known signal transmitted from the second radio station apparatus. A reception weight calculation step of calculating a reception weight vector for generating a signal sequence of one system by multiplying the signal, and the first radio station apparatus performs the sampling for each sampling data with respect to the received digital sampling signal vector A first received signal processing step for obtaining a signal sequence of one system by multiplying a received weight vector, and a signal transmitted by the second radio station apparatus based on the signal acquired in the first received signal processing step A second received signal processing step for reproducing the received signal.
本発明の一態様は、第5の実施形態に関し、複数の第1のアンテナ素子を備えた第1の無線局装置と、前記第1の無線局装置と無線通信を行う一つ又は複数の第2のアンテナ素子を備えた第2の無線局装置を備える無線通信システムにおける無線通信方法あって、前記第1の無線局装置が、前記第2の無線局装置宛に送信するデータに対して変調処理を施して得られた送信デジタルサンプリング信号を生成する第2の送信信号処理ステップと、前記第1の無線局装置が、前記第2の無線局装置から送信された既知の信号ないしは前記第2の無線局装置からフィードバックされた制御情報に基づいて、前記複数の第1のアンテナ素子から送信する信号が前記第2の無線局装置に向けて指向性形成される様に設定された送信ウエイトベクトルを算出する送信ウエイト算出ステップと、前記第1の無線局装置が、前記第2の送信信号処理ステップにおいて生成した送信デジタルサンプリング信号に対してサンプリングデータごとに前記送信ウエイトベクトルを乗算して送信信号ベクトルを生成し、生成した前記送信信号ベクトルの各成分に対応する信号をデジタル/アナログ変換を行うことで複数系統のアナログ信号を生成し、生成した前記複数系統のアナログ信号に基づく信号を対応する前記第1のアンテナ素子から送信する第1の送信信号処理ステップと、を有する無線通信方法である。 One aspect of the present invention relates to a fifth embodiment, and relates to a first radio station apparatus including a plurality of first antenna elements, and one or more first radio stations that perform radio communication with the first radio station apparatus. A wireless communication method in a wireless communication system including a second wireless station apparatus including two antenna elements, wherein the first wireless station apparatus modulates data transmitted to the second wireless station apparatus A second transmission signal processing step for generating a transmission digital sampling signal obtained by performing the processing; and a known signal or the second signal transmitted from the second radio station apparatus by the first radio station apparatus. A transmission weight vector set so that signals transmitted from the plurality of first antenna elements are directed toward the second radio station apparatus based on control information fed back from the radio station apparatus Calculate A transmission weight calculation step, and the first radio station apparatus multiplies the transmission digital sampling signal generated in the second transmission signal processing step by the transmission weight vector for each sampling data to obtain a transmission signal vector. A plurality of analog signals are generated by performing digital / analog conversion on the signals corresponding to the components of the generated transmission signal vector, and the corresponding signals based on the generated analog signals of the multiple systems are generated. A first transmission signal processing step of transmitting from one antenna element.
本発明によれば、見通し環境における直接波が支配的な状況において伝送容量の増大を実現しつつ、その一方で演算負荷を削減することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to increase the transmission capacity in a situation where the direct wave is dominant in the line-of-sight environment, while reducing the calculation load.
本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
以下の実施形態における記号を説明する。
NSDM:空間多重数。
N、M、N’、M’:自然数。
i、j、m、n:主としてアンテナ素子等の通し番号(一般的な整数)。
k:サブキャリアの番号(周波数成分の番号)。
NBS−Ant:基地局装置のアンテナ素子の総数。
N’BS−Ant:基地局装置の第1の送信信号処理部又は第1の受信信号処理部が備えるアンテナ素子の数。
NMT−Ant:端末局装置のアンテナ素子の数。
NAnt:基地局装置又は端末局装置のアンテナ素子の数。
NSC:サブキャリアの数。
NFFT:FFTのポイントの数。
L:距離。
K:ライス係数。
λk:第kサブキャリアの波長。
rji:送信側の第iアンテナ素子と、受信側の第jアンテナ素子との間の距離。
hji、h’ji:送信側の第iアンテナ素子と、受信側の第jアンテナ素子との間のチャネル情報(周波数依存性を持つため、説明上で必要があれば第k周波数成分であることを明示的に示す場合もある)。
d:アンテナ素子同士の間隔。
Δdmn:第nアンテナ素子と第mアンテナ素子の間隔。
ΔLm:第1アンテナ素子を基準とした第mアンテナ素子の経路長差。
c:光速(3×108m/s)。
fc:無線信号の中心周波数[Hz]。
fk:ベースバンド信号の第kサブキャリアの周波数[Hz]。
t:時刻。
W:帯域幅[Hz]。
Δt:サンプリング周期(Δt=1/W)。
ψj(t)、Φj(t):時刻tにおける第jアンテナ素子での受信信号(サンプリング値)。
φj (k)(t):時刻tにおける第jアンテナ素子での第kサブキャリアの受信信号(サンプリング値の中の所定のサブキャリアに着目した値)。
ηk:最小二乗法を用いる場合の2π周期の複素位相を考慮した第kサブキャリアのオフセット値。
um:第m左特異ベクトル。
vm:第m右特異ベクトル。
Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Symbols in the following embodiments will be described.
N SDM : Spatial multiplexing number.
N, M, N ′, M ′: natural numbers.
i, j, m, n: serial numbers of antenna elements or the like (general integers).
k: subcarrier number (frequency component number).
N BS-Ant : Total number of antenna elements of the base station apparatus.
N ′ BS-Ant : Number of antenna elements included in the first transmission signal processing unit or the first reception signal processing unit of the base station apparatus.
N MT-Ant : The number of antenna elements of the terminal station apparatus.
N Ant : Number of antenna elements of the base station apparatus or terminal station apparatus.
N SC : Number of subcarriers.
N FFT : Number of FFT points.
L: Distance.
K: Rice coefficient.
λ k : wavelength of the k-th subcarrier.
r ji : Distance between the i-th antenna element on the transmission side and the j-th antenna element on the reception side.
h ji , h ′ ji : Channel information between the i-th antenna element on the transmission side and the j-th antenna element on the reception side (because it has frequency dependence, it is the k-th frequency component if necessary for explanation) May explicitly indicate this).
d: Distance between antenna elements.
Δd mn : Distance between the n-th antenna element and the m-th antenna element.
ΔL m : path length difference of the m-th antenna element with respect to the first antenna element.
c: Speed of light (3 × 10 8 m / s).
f c : Center frequency [Hz] of the radio signal.
f k : frequency [Hz] of the k-th subcarrier of the baseband signal.
t: Time.
W: Bandwidth [Hz].
Δt: Sampling cycle (Δt = 1 / W).
ψ j (t), Φ j (t): received signal (sampling value) at the j-th antenna element at time t.
φ j (k) (t): the received signal of the k-th subcarrier at the j-th antenna element at time t (value focusing on a predetermined subcarrier in the sampling value).
η k : an offset value of the k-th subcarrier considering a complex phase of 2π period when the least square method is used.
u m : m-th left singular vector.
v m : m-th right singular vector.
[第1の実施形態]
[複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いた空間多重伝送]
(第1の実施形態に係る基本原理の概要)
図8でも説明した様に、図8(b)の様な見通し波が支配的な環境の場合には第1特異値と第2特異値の絶対値の間のギャップが大きくなり、第2特異値以上の特異値に相当する伝送路を利用する場合には、ほんの僅かな反射波によるHi.i.d.の成分を用いて稼いだ僅かな回線利得により通信を行うことになる。しかし、例えばビルの壁面に設置された基地局装置から下方の限定的なスモールセルのエリア内を照射する場合には、基地局装置側は指向性利得の高いアンテナを実装する。更に、波長の短いミリ波等の特徴を利用して、指向性利得を得ることが可能な小型のアンテナ素子が端末局装置側に実装されることが予想される状況では、送信側・受信側双方がオムニ指向性のアンテナを実装するマイクロ波帯のシステムなどに比べて、マルチパス成分は非常に限定的となることが予想される。そこで、見通し波のみを考慮した場合のMIMO伝送の特性を整理する。
[First Embodiment]
[Spatial multiplex transmission using virtual transmission lines corresponding to a plurality of first singular values]
(Outline of the basic principle according to the first embodiment)
As described in FIG. 8, in the case where the line-of-sight wave is dominant as shown in FIG. 8B, the gap between the absolute values of the first singular value and the second singular value is increased, and the second singular value is obtained. In the case of using a transmission line corresponding to a singular value greater than or equal to the value, the Hi . i. Communication is performed with a slight line gain earned by using the component d . However, for example, when irradiating the inside of a limited small cell area below a base station apparatus installed on the wall of a building, the base station apparatus side is equipped with an antenna with high directivity gain. Furthermore, in situations where it is expected that a small antenna element capable of obtaining a directional gain using features such as millimeter waves with a short wavelength will be mounted on the terminal station side, the transmitting side and the receiving side Compared to a microwave band system or the like in which both antennas are omnidirectional, the multipath component is expected to be very limited. Therefore, the characteristics of MIMO transmission when only the line-of-sight wave is taken into consideration are organized.
図15は、基地局装置の100本のアンテナ素子が等間隔に配置されたリニアアレーの例を示す図である。図15において、符号40は無線通信システムであり、符号301は基地局装置であり、符号302は端末局装置である。図15では、基地局装置301の100本のアンテナ素子は、リニアアレー状に実装されている。基地局装置301の100本のアンテナ素子は、長さD1に亘って等間隔に配置されている。また、端末局装置302の16本のアンテナ素子は、長さD2に亘ってリニアアレー状に等間隔に配置されている。 FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a linear array in which 100 antenna elements of the base station apparatus are arranged at equal intervals. In FIG. 15, reference numeral 40 denotes a wireless communication system, reference numeral 301 denotes a base station apparatus, and reference numeral 302 denotes a terminal station apparatus. In FIG. 15, 100 antenna elements of the base station apparatus 301 are mounted in a linear array. 100 antenna elements of the base station apparatus 301 is arranged at regular intervals over the length D 1. Further, 16 of the antenna element of the terminal station device 302 is equally spaced linear array shape over the length D 2.
図16は、基地局装置の100本のアンテナ素子が25本ごとの4個のグループに分けて配置されたリニアアレーの例を示す図である。図16において、符号50は無線通信システムであり、符号303は基地局装置、符号302は端末局装置、符号304−1〜304−4は第1の信号処理部、符号305は第2の信号処理部(厳密にはインタフェース回路、MAC層処理回路、通信制御回路などのその他の基地局装置機能を含む)である。図16では、基地局装置303の100本のアンテナ素子は、25本のアンテナ素子ごとの4個のグループに分けられている。同じグループの25本のアンテナ素子は、図15の場合に比べて非常に狭い間隔で、長さD1よりも短い長さD3に亘って、リニアアレー状に配置されている。 FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a linear array in which 100 antenna elements of the base station apparatus are arranged in groups of 4 every 25 antennas. In FIG. 16, reference numeral 50 is a wireless communication system, reference numeral 303 is a base station apparatus, reference numeral 302 is a terminal station apparatus, reference numerals 304-1 to 304-4 are first signal processing units, and reference numeral 305 is a second signal. A processing unit (strictly including other base station device functions such as an interface circuit, a MAC layer processing circuit, and a communication control circuit). In FIG. 16, the 100 antenna elements of the base station apparatus 303 are divided into four groups for every 25 antenna elements. 25 antenna elements in the same group, in a very narrow interval as compared with the case of FIG. 15, over a short length D 3 than the length D 1, are arranged in a linear array form.
図16では、基地局装置303の100本のアンテナ素子は、グループ(25本のアンテナ素子)ごとに、リニアアレー状に実装されている。すなわち、基地局装置303の100本のアンテナ素子は、第1の信号処理部304ごとに、リニアアレー状に実装されている。第1の信号処理部304−1〜304−4は、信号処理により、グループ(25本のアンテナ素子)ごとに一つの指向性ビームを形成する。また、端末局装置302の16本のアンテナ素子は、長さD2に亘ってリニアアレー状に等間隔に配置されている。 In FIG. 16, 100 antenna elements of the base station apparatus 303 are mounted in a linear array for each group (25 antenna elements). That is, 100 antenna elements of the base station apparatus 303 are mounted in a linear array for each first signal processing unit 304. The first signal processing units 304-1 to 304-4 form one directional beam for each group (25 antenna elements) by signal processing. Further, 16 of the antenna element of the terminal station device 302 is equally spaced linear array shape over the length D 2.
ここで、図15と図16とに示すふたつのケースのそれぞれにおいて、四つの信号系統を空間多重(4多重)して伝送する場合の伝送特性を比較する。伝送の特性の把握は、図2(c)に示す各伝送路の利得により把握可能で、これはチャネル行列の特異値分解を行った特異値の絶対値の2乗値に相当する。図15に示すケースでは、例えばダウンリンクを想定し、基地局装置301が送信局11、端末局装置302が受信局12であるものとすれば、チャネル行列のサイズは16×100となる。この行列に対して特異値分解を行う。 Here, in each of the two cases shown in FIGS. 15 and 16, the transmission characteristics when the four signal systems are transmitted by being spatially multiplexed (four multiplexed) will be compared. The characteristics of transmission can be grasped by the gain of each transmission path shown in FIG. 2C, which corresponds to the square value of the absolute value of the singular value obtained by performing the singular value decomposition of the channel matrix. In the case illustrated in FIG. 15, for example, assuming that the base station apparatus 301 is the transmitting station 11 and the terminal station apparatus 302 is the receiving station 12 assuming a downlink, the size of the channel matrix is 16 × 100. Singular value decomposition is performed on this matrix.
一方、図16に示すケースでは下記の手順を想定し、その特性を把握する。まず、基地局装置303は、基地局装置303の各25本のアンテナ素子と、端末局装置302の16本のアンテナ素子とにより形成される16×25のチャネル行列(ダウンリンクの場合)を基に特異値分解を行い、第1右特異ベクトルを用いて送信する、と仮定する。具体的には、基地局装置303は、第1の信号処理部304−1〜304−4に接続された各25本のアンテナ素子と、端末局装置302の16本のアンテナ素子の間の部分チャネル行列H1〜H4を特異値分解する。部分チャネル行列H1〜H4を、式(16)に示す。 On the other hand, in the case shown in FIG. 16, the following procedure is assumed and its characteristics are grasped. First, base station apparatus 303 is based on a 16 × 25 channel matrix (in the case of the downlink) formed by 25 antenna elements of base station apparatus 303 and 16 antenna elements of terminal station apparatus 302. Suppose that singular value decomposition is performed on the first right singular vector and transmitted. Specifically, the base station device 303 includes a portion between each of the 25 antenna elements connected to the first signal processing units 304-1 to 304-4 and the 16 antenna elements of the terminal station device 302. The singular value decomposition is performed on the channel matrices H 1 to H 4 . The partial channel matrices H 1 to H 4 are shown in Equation (16).
ここでの各部分チャネル行列H1〜H4は16×25の行列である。したがって、各右特異ベクトルを形成するvijはそれぞれ25次元ベクトルであり、四つのグループのアンテナ群のi番目のグループの中の第j特異値に対応する右特異ベクトルを表している。同様に、各左特異ベクトルを形成するuijはそれぞれ16次元ベクトルであり、四つのグループのアンテナ群のi番目のグループの中の第j特異値に対応する左特異ベクトルを表しているここで、基地局装置303の全アンテナ素子と端末局装置302との間の全体チャネル行列を、式(17)に示す。 Here the parts of the channel matrix H 1 to H 4 is a matrix of 16 × 25. Therefore, v ij forming each right singular vector is a 25-dimensional vector, and represents the right singular vector corresponding to the j-th singular value in the i-th group of the four groups of antenna groups. Similarly, u ij forming each left singular vector is a 16-dimensional vector, which represents the left singular vector corresponding to the j th singular value in the i th group of the four groups of antennas. The overall channel matrix between all antenna elements of the base station apparatus 303 and the terminal station apparatus 302 is shown in Expression (17).
ここでの送信ウエイト行列WTxを、式(18)に示す。 The transmission weight matrix W Tx here is shown in Equation (18).
ここでは表記の都合上、送信ウエイト行列WTxのエルミート共役の表現を用いているが、送信ウエイト行列WTx自体のサイズは100×4である。この結果、全体チャネル行列と送信ウエイト行列の積は、式(19)に示される。 Here for convenience of notation, is used a Hermitian conjugate representation of the transmission weight matrix W Tx, the size of the transmit weight matrix W Tx itself is 100 × 4. As a result, the product of the entire channel matrix and the transmission weight matrix is expressed by Equation (19).
ここで、Hivi1は16×1の行列(列ベクトル)であり、式(16)によりλiui1と一致する。この結果、全体チャネル行列と送信ウエイト行列の積の全体のサイズは16×4となる。一般には部分チャネル行列H1〜H4の第1左特異ベクトルはそれぞれ直交していないため、受信時には信号分離のための受信ウエイトを形成して乗算する。ただし、部分チャネル行列H1〜H4の第1左特異ベクトルがそれぞれ概ね直交している環境にある場合には、全体チャネル行列と送信ウエイト行列との積で表される行列を特異値分解した4個の特異値の絶対値の2乗値が、図2(c)の伝送路の回線利得に概ね一致する。ここでの評価では、見通し波のみを考慮した自由空間伝搬モデルにより、チャネル行列の各要素が下記の式(20)で表されるものとする。 Here, H i v i1 is a 16 × 1 matrix (column vector), which coincides with λ i u i1 according to equation (16). As a result, the total size of the product of the entire channel matrix and the transmission weight matrix is 16 × 4. In general, since the first left singular vectors of the partial channel matrices H 1 to H 4 are not orthogonal to each other, a reception weight for signal separation is formed and multiplied at the time of reception. However, when the first left singular vectors of the partial channel matrices H 1 to H 4 are substantially orthogonal to each other, the matrix represented by the product of the entire channel matrix and the transmission weight matrix is subjected to singular value decomposition. The square values of the absolute values of the four singular values substantially coincide with the line gain of the transmission line in FIG. In this evaluation, it is assumed that each element of the channel matrix is expressed by the following equation (20) by a free space propagation model considering only the line-of-sight wave.
ここで、rijは送信側の第iアンテナと受信側の第jアンテナとの間の距離を表し、λは波長を表す。全体の特徴を把握するため、全体に係数として乗算される係数はここでは簡単化のため省略している。 Here, r ij represents the distance between the i-th antenna on the transmitting side and the j-th antenna on the receiving side, and λ represents the wavelength. In order to grasp the overall characteristics, the coefficients multiplied as coefficients as a whole are omitted here for simplicity.
そこで、図16においてL=100m、D1=12m、D2=10cm、D3=30cm、周波数80GHzの場合について、それと同程度のアンテナ開口長で設置した図15の特性を比較する。ここでは回線利得として特異値の絶対値をXとしたとき、回線利得を20Log(X)[dB]として評価する。このとき、図15の4本の回線の利得はそれぞれ−56.5dB、−83.4dB、−118.3dB、−157.2dBであるのに対し、図16に対し上述の処理を施したものはそれぞれ−62.5dBとなる。図15の場合には、図2(c)の第1特異値に相当する利得最大の回線のみが大きな値を持ち、残りの特異値に相当する回線の利得は相対的に小さく、送信電力やアンテナ利得などのパラメータの値にも依存するが、実質的には第1特異値に相当する回線しか利用できない状況にある。これに対し、図16の場合には4本の伝送路がほぼ均等に利用可能であることが分かる。ここで、図15の第1特異値に対する利得と図16の特異値に対する利得差は6dBであるが、これは図16では指向性ビーム形成に用いるアンテナ素子数が100本から25本に1/4となっており、その分の10Log(1/4)=−6dBに相当する。言い換えれば、アンテナ素子群を4分割することにより効率が1/4になるが、シャノン限界によるチャネル容量には、SNRを6dB改善するよりも4本の信号系列を多重化した方が、伝送容量増大の観点では圧倒的に効率が良い。 Therefore, in FIG. 16, the characteristics of FIG. 15 installed with the same antenna aperture length are compared for L = 100 m, D 1 = 12 m, D 2 = 10 cm, D 3 = 30 cm, and frequency 80 GHz. Here, when the absolute value of the singular value is X as the line gain, the line gain is evaluated as 20 Log (X) [dB]. At this time, the gains of the four lines in FIG. 15 are -56.5 dB, -83.4 dB, -118.3 dB, and -157.2 dB, respectively, while the above processing is applied to FIG. Respectively becomes -62.5 dB. In the case of FIG. 15, only the line with the maximum gain corresponding to the first singular value in FIG. 2 (c) has a large value, and the gain of the line corresponding to the remaining singular value is relatively small. Although it depends on the values of parameters such as antenna gain, only a line corresponding to the first singular value can be used. On the other hand, in the case of FIG. 16, it can be seen that the four transmission lines can be used almost equally. Here, the gain difference with respect to the first singular value in FIG. 15 and the gain difference with respect to the singular value in FIG. 16 is 6 dB. In FIG. 16, the number of antenna elements used for directional beam formation is reduced from 100 to 25. 4, corresponding to 10 Log (1/4) = − 6 dB. In other words, the efficiency is reduced to 1/4 by dividing the antenna element group into four. However, for the channel capacity due to the Shannon limit, the transmission capacity is increased by multiplexing four signal sequences rather than improving the SNR by 6 dB. In terms of increase, it is overwhelmingly efficient.
送信電力やアンテナ利得などのパラメータの値の設定により、第2特異値以降の特異値に相当する回線の回線利得が十分に有効利用可能なほど、反射波成分の受信信号電力が強ければ別だが、一般にはミリ波等の高周波数帯を利用に伴い減少する回線利得を補うためにアンテナ素子数を増大させるのであれば、第2特異値以降の特異値に相当する回線の回線利得が十分であるという状況は一般的には考えにくく、データ伝送としては実質1回線分の伝送を行う図15のケースよりも、4回線分の伝送を並列的に行う図16の方が伝送容量を増大するのに適していると見ることができる。この様にアンテナをグループ化し、それぞれのグループで第1特異値に相当する仮想的伝送路を効率的に利用することが有効である。 The higher the received signal power of the reflected wave component is, the more the line gain of the line corresponding to the singular value after the second singular value can be effectively used by setting parameter values such as transmission power and antenna gain. In general, if the number of antenna elements is increased to compensate for the line gain that decreases with the use of a high frequency band such as millimeter waves, the line gain of the line corresponding to the singular value after the second singular value is sufficient. In general, it is difficult to think of the situation, and as data transmission, the transmission capacity is increased in FIG. 16 in which transmission for four lines is performed in parallel rather than in the case of FIG. 15 in which transmission for substantially one line is performed. Can be seen as suitable. It is effective to group antennas in this way and efficiently use the virtual transmission line corresponding to the first singular value in each group.
(特異値分解とキャリブレーション)
ここで前述の式(14)において、ローノイズアンプやハイパワーアンプの増幅率がアンテナ素子ごとに差がない(ないしは、一定値であると近似可能な)場合について考える。式をシンプルにするために、アップリンクのチャネル行列をHUL、ダウンリンクのチャネル行列をHDL、基地局装置側のキャリブレーション行列をCBS、端末局装置側のキャリブレーション行列をCMTとして、更にアップリンクのチャネル行列HULの特異値分解結果を、式(21)と式(22)に示す。
(Singular value decomposition and calibration)
Here, consider the case where the amplification factor of the low noise amplifier or the high power amplifier is not different for each antenna element (or can be approximated to be a constant value) in the above-described equation (14). In order to simplify the equation, the uplink channel matrix is H UL , the downlink channel matrix is H DL , the base station apparatus side calibration matrix is C BS , and the terminal station apparatus side calibration matrix is C MT. Furthermore, the singular value decomposition results of the uplink channel matrix H UL are shown in Equation (21) and Equation (22).
ここで式(21)の対角項の絶対値はそれぞれの行列で全て等しいものとする。この場合、式(21)の両式はそれぞれユニタリー行列となり、この項はあくまでも座標軸の回転として振る舞うことになる。
ここで、ダウンリンクのチャネル行列HDLは、キャリブレーション行列CBS、CMTとアップリンクのチャネル行列HULを用いて表し、式(22)を代入すると、式(23)に示される。
Here, it is assumed that the absolute values of the diagonal terms in Equation (21) are all equal in each matrix. In this case, both equations (21) are unitary matrices, and this term behaves as a rotation of the coordinate axis.
Here, the downlink channel matrix HDL is expressed by using the calibration matrices C BS and C MT and the uplink channel matrix H UL , and the equation (22) is substituted into the equation (23).
ここで、右辺のDULの両側の式を、式(24)と式(25)に示す。 Here, expressions on both sides of the DUL on the right side are shown in Expression (24) and Expression (25).
キャリブレーション行列の各成分の絶対値が概ね等しい場合には、アップリンクのチャネル行列にキャリブレーションを施してから特異値分解をして送受信ウエイトを求めた結果と、アップリンクのチャネル行列を特異値分解して得られた第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルの各成分に対し、キャリブレーション係数を乗算してキャリブレーション処理を行った結果とが一致することが、式(24)と式(25)から分かる。 When the absolute value of each component of the calibration matrix is approximately equal, the uplink channel matrix is calibrated and the singular value decomposition is performed to obtain the transmission / reception weight, and the uplink channel matrix is the singular value. Expression (24) and Expression (24) are the same as the result of performing the calibration process by multiplying each component of the first right singular vector and the first left singular vector obtained by the decomposition by the calibration coefficient. It can be seen from (25).
つまり、アップリンクのチャネル行列に対して特異値分解を施せば、ダウンリンクに関しては特異値分解を実施しなくても、得られた受信ウエイトベクトル(ないしは行列)の各成分にキャリブレーション処理を施せば、それにより所望の送信ウエイトベクトル(ないしは行列)を取得可能であることが分かる。このため、特異値分解は一度だけ実施すればよいことになる。 In other words, if singular value decomposition is performed on the uplink channel matrix, calibration processing is performed on each component of the obtained reception weight vector (or matrix) without performing singular value decomposition on the downlink. For example, it can be seen that a desired transmission weight vector (or matrix) can be acquired. For this reason, the singular value decomposition needs to be performed only once.
(本発明における基地局装置の回路構成について)
以下に、本発明の第1の実施形態における基地局装置303の回路構成を図に従って説明する。
図17は、本発明のMIMOシステムにおける基地局装置70の構成の一例を示す概略ブロック図である。図16では基地局装置303が1台と、端末局装置302が1台とのPoint−to−Point型の1対1通信の場合を例示したが、当然ながら複数の端末局装置302が存在していても構わない。図16の信号の送受信は、着目するサブキャリアで見れば同時に1台の端末局装置302としか通信しておらず、シングルユーザMIMO伝送の形態となり、スケジューリングにより通信対象は一つの端末局装置302が選択される。アクセス制御でOFDMAを用いるのであれば、サブキャリアごとに異なる端末局装置302が割り当てられても良いが、各サブキャリアに着目すれば、一つの端末局装置302に割り当ては限定されている。また、Point−to−Point型の通信で端末が固定されている場合には、スケジューリングにおいて通信相手の端末局装置302を選択する処理は不要になる。本発明の第1の実施形態においては、Point−to−MultiPoint型の1対多通信のマルチユーザMIMO伝送の形態のバリエーションにおいても利用可能であるが、以下の説明ではこの様なバリエーションに関係なく、一般的なシングルユーザMIMO伝送に関する説明を行う。また以下の説明では、説明を簡単にするために広帯域のシステムを想定しOFDMないしはSC−FDEなどの様に周波数軸でのサブキャリアごとの信号処理を行う場合について説明を行うが、その他のシステム(例えば狭帯域のシングルキャリアのシステムなど)においても拡張可能である。
(About the circuit configuration of the base station apparatus in the present invention)
Hereinafter, the circuit configuration of the base station apparatus 303 in the first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 17 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the base station apparatus 70 in the MIMO system of the present invention. Although FIG. 16 illustrates the case of point-to-point type one-to-one communication with one base station device 303 and one terminal station device 302, of course, there are a plurality of terminal station devices 302. It does not matter. The transmission / reception of the signal in FIG. 16 communicates with only one terminal station apparatus 302 at the same time when viewed from the subcarrier of interest, and is in the form of single-user MIMO transmission. Is selected. If OFDMA is used for access control, a different terminal station apparatus 302 may be allocated for each subcarrier. However, if attention is paid to each subcarrier, the allocation is limited to one terminal station apparatus 302. Further, when the terminal is fixed by Point-to-Point type communication, the process of selecting the communication partner terminal station device 302 in the scheduling becomes unnecessary. In the first embodiment of the present invention, the point-to-multipoint type one-to-many communication multi-user MIMO transmission mode can be used. However, in the following description, regardless of such a variation. Next, general single-user MIMO transmission will be described. Further, in the following description, in order to simplify the description, a case where a broadband system is assumed and signal processing for each subcarrier on the frequency axis is performed as in OFDM or SC-FDE will be described. (For example, a narrow band single carrier system) can be extended.
図17に示す様に、基地局装置303に対応する基地局装置70は、第1の送信信号処理部181−1〜181−4と、第2の送信信号処理部71と、第1の受信信号処理部185−1〜185−4と、第2の受信信号処理部75と、インタフェース回路77と、MAC(Medium Access Control)層処理回路78と、及び通信制御回路120とを備えている。MAC層処理回路78はスケジューリング処理回路781を有している。 As illustrated in FIG. 17, the base station device 70 corresponding to the base station device 303 includes a first transmission signal processing unit 181-1 to 181-4, a second transmission signal processing unit 71, and a first reception. A signal processing unit 185-1 to 185-4, a second reception signal processing unit 75, an interface circuit 77, a MAC (Medium Access Control) layer processing circuit 78, and a communication control circuit 120 are provided. The MAC layer processing circuit 78 has a scheduling processing circuit 781.
基地局装置70は、インタフェース回路77を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路77は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをMAC層処理回路78に出力する。MAC層処理回路78は、基地局装置70全体の動作の管理制御を行う通信制御回路120の指示に従い、MAC層に関する処理を行う。ここで、MAC層に関する処理には、インタフェース回路77で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換と、MAC層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路781は、空間多重を行う端末局装置302の各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路781は、スケジューリング結果を通信制御回路120に出力する。MIMO伝送では、複数の信号系列の信号を一度に空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がMAC層処理回路78から第2の送信信号処理部71に出力される。 The base station device 70 inputs and outputs data with an external device or a network via the interface circuit 77. The interface circuit 77 detects data to be transferred on the wireless line among the input data, and outputs the detected data to the MAC layer processing circuit 78. The MAC layer processing circuit 78 performs processing related to the MAC layer in accordance with an instruction of the communication control circuit 120 that performs management control of the operation of the entire base station device 70. Here, the processing related to the MAC layer includes conversion between data input / output by the interface circuit 77 and data transmitted / received on the wireless line, addition of header information of the MAC layer, and the like. In this process, the scheduling processing circuit 781 performs various scheduling processes of the terminal station apparatus 302 that performs spatial multiplexing. The scheduling processing circuit 781 outputs the scheduling result to the communication control circuit 120. In MIMO transmission, signals of a plurality of signal sequences are spatially multiplexed at a time and transmitted, so that a plurality of signal sequences are output from the MAC layer processing circuit 78 to the second transmission signal processing unit 71.
第2の送信信号処理部71の動作は後述するが、基本的にはMAC層処理回路78からの複数系列の信号に所定の変調処理を行い、必要に応じて何らかのプリコーディング処理(送信側での等化処理や信号分離などの処理)などを施し、第1の送信信号処理部181−1〜181−4に出力する。この際、OFDMやSC−FDEを用いる場合にかかわらず、第1の送信信号処理部181−1〜181−4にて周波数軸上の信号処理を行う場合には、第2の送信信号処理部71内で周波数軸上の信号を生成し、これを第1の送信信号処理部181−1〜181−4に出力する。後述する第5の実施形態の様に第1の送信信号処理部で時間軸上の信号処理を行う場合には、時間軸の信号を出力する構成としても良い。第1の送信信号処理部181−1〜181−4はそれぞれ図16に示す様に複数のアンテナが接続され、それぞれのアンテナに対して送信信号を出力する。この際、第1の送信信号処理部181−1〜181−4ごとにグループ化されたアンテナ素子群の中で、第1の特異値に相当する送信ウエイトベクトルを乗算した信号(厳密には、例えばOFDMであれば各サブキャリアの信号を合成した信号を時間軸成分に変換し、これを無線周波数にアップコンバートした信号)が各アンテナから送信される。 Although the operation of the second transmission signal processing unit 71 will be described later, basically, a predetermined modulation process is performed on a plurality of series of signals from the MAC layer processing circuit 78, and some precoding process (on the transmission side) is performed as necessary. And the like, and the like are processed and output to the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4. At this time, regardless of whether OFDM or SC-FDE is used, when the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 perform signal processing on the frequency axis, the second transmission signal processing unit 71 generates a signal on the frequency axis and outputs it to the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4. When signal processing on the time axis is performed by the first transmission signal processing unit as in a fifth embodiment to be described later, a time axis signal may be output. As shown in FIG. 16, each of the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 is connected to a plurality of antennas and outputs a transmission signal to each antenna. At this time, among the antenna element groups grouped for each of the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4, a signal obtained by multiplying the transmission weight vector corresponding to the first singular value (strictly speaking, For example, in the case of OFDM, a signal obtained by synthesizing the signals of the subcarriers is converted into a time axis component, and the signal is upconverted to a radio frequency) and transmitted from each antenna.
次に受信時においては、各第1の受信信号処理部185−1〜185−4に接続された複数のアンテナで受信した信号(正確には受信した無線周波数の信号をベースバンド信号にダウンコンバートし、例えばOFDMであればこの時間軸信号をFFTで周波数軸の信号に変換したもの)に所定の受信ウエイトベクトルを乗算し、サブキャリアごとに一つの複素スカラー量に変換し、これらを第2の受信信号処理部75に出力する。第2の受信信号処理部75では、この例では4本の受信信号系列を参照し、まずは受信信号の先頭に付与された既知のトレーニングシング信号を用いてサブキャリアごとのチャネル推定を行い、4×4のMIMOチャネル行列をサブキャリアごとに取得する。このチャネル行列を基に受信ウエイト行列を算出し、取得された受信ウエイト行列を基に送信された信号の検出処理を行う。例えば、ZF(Zero Forcing)型の逆行列を利用したり、MMSE(Maximum Mean Square Error)型の受信ウエイト行列を利用したりする。信号処理に余裕があれば、MLD(Maximum Likelihood Detection)やQR分解を用いた簡易MLD(QR-MLD)等を用いても良い。この受信信号処理で検出された信号はMAC層処理回路78に出力され、所定のMAC層の処理を行い、インタフェース回路77を介してネットワーク側に出力される。 Next, at the time of reception, signals received by a plurality of antennas connected to the respective first reception signal processing units 185-1 to 185-4 (more precisely, the received radio frequency signals are down-converted into baseband signals). For example, in the case of OFDM, the time axis signal is converted into a frequency axis signal by FFT) and multiplied by a predetermined reception weight vector to convert it into one complex scalar quantity for each subcarrier, To the received signal processing unit 75. In this example, the second received signal processing unit 75 refers to four received signal sequences, and first performs channel estimation for each subcarrier using a known training signal provided at the head of the received signal. A × 4 MIMO channel matrix is acquired for each subcarrier. A reception weight matrix is calculated based on this channel matrix, and a detection process of the transmitted signal is performed based on the acquired reception weight matrix. For example, a ZF (Zero Forcing) type inverse matrix or a MMSE (Maximum Mean Square Error) type reception weight matrix is used. If there is a margin in signal processing, MLD (Maximum Likelihood Detection), simple MLD (QR-MLD) using QR decomposition, or the like may be used. A signal detected by the reception signal processing is output to the MAC layer processing circuit 78, performs predetermined MAC layer processing, and is output to the network side via the interface circuit 77.
図18は、本発明の第1の実施形態の基地局装置70における第1の送信信号処理部181の構成の一例を示す概略ブロック図である。図18に示す様に、第1の送信信号処理部181は、第1の送信信号処理回路111と、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform:逆高速フーリエ変換)&GI(Guard Interval:ガードインターバル)付与回路813−1〜813−N’BS−Antと、D/A(デジタル/アナログ)変換器814−1〜814−(N’BS−Ant)と、ローカル発振器815と、ミキサ816−1〜816−(N’BS−Ant)と、フィルタ817−1〜817−(N’BS−Ant)と、ハイパワーアンプ(HPA)818−1〜818−(N’BS−Ant)と、アンテナ素子819−1〜819−(N’BS−Ant)と、第1の送信ウエイト処理部130とを備えている。N’BS−Antは、基地局装置70のアンテナ素子の総数を空間多重数で除算した値(=NBS−Ant/NSDM)である。N’BS−Antは、端的に言えば一つの第1の送信信号処理部181が備える複数のアンテナ素子の数を表す。第1の送信信号処理回路111は図17において示した第2の送信信号処理部71に接続されている。また、第1の送信信号処理回路111と、第1の送信ウエイト処理部130とは、図17において示した第2の送信信号処理部71を介して通信制御回路120に接続されている。図17の例では、基地局装置70に4個の第1の送信信号処理部(181−1〜181−4)が接続されているが、その一つに着目した説明を下記で行う。 FIG. 18 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the first transmission signal processing unit 181 in the base station device 70 according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 18, the first transmission signal processing unit 181 includes a first transmission signal processing circuit 111, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) & GI (Guard Interval) giving circuit 813. −1 to 813-N ′ BS-Ant , D / A (digital / analog) converters 814-1 to 814-(N ′ BS-Ant ), local oscillator 815, mixers 816-1 to 816-( N'BS -Ant ), filters 817-1 to 817- (N'BS -Ant ), high power amplifiers (HPA) 818-1 to 818- (N'BS -Ant ), and antenna element 819-1 ˜819- (N ′ BS-Ant ) and a first transmission weight processing unit 130. N ′ BS-Ant is a value obtained by dividing the total number of antenna elements of the base station apparatus 70 by the spatial multiplexing number (= N BS-Ant / N SDM ). In short, N ′ BS-Ant represents the number of a plurality of antenna elements included in one first transmission signal processing unit 181. The first transmission signal processing circuit 111 is connected to the second transmission signal processing unit 71 shown in FIG. Further, the first transmission signal processing circuit 111 and the first transmission weight processing unit 130 are connected to the communication control circuit 120 via the second transmission signal processing unit 71 shown in FIG. In the example of FIG. 17, four first transmission signal processing units (181-1 to 181-4) are connected to the base station device 70, and an explanation focusing on one of them will be given below.
第1の送信ウエイト処理部130は、第1のチャネル情報取得回路131と、第1のチャネル情報記憶回路132と、第1の送信ウエイト算出回路133とを備えている。ここで、IFFT&GI付与回路813−1〜813−(N’BS−Ant)からアンテナ素子819−1〜819−(N’BS−Ant)までの回路の添え字の(N’BS−Ant)は、基地局装置70の第1の送信信号処理部181が備えるアンテナ素子数を表す。 The first transmission weight processing unit 130 includes a first channel information acquisition circuit 131, a first channel information storage circuit 132, and a first transmission weight calculation circuit 133. Here, the subscript (N ′ BS-Ant ) of the circuit from the IFFT & GI giving circuits 813-1 to 813-(N ′ BS-Ant ) to the antenna elements 819-1 to 819-(N ′ BS-Ant ) is , Represents the number of antenna elements included in the first transmission signal processing unit 181 of the base station device 70.
第1の実施形態に係る本発明では、一つの端末局装置302宛に複数系統NSDM(=4)の信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がMAC層処理回路78から第2の送信信号処理部71を介して各第1の送信信号処理部181−1〜181−4に送信信号が入力される。第2の送信信号処理部71では、宛先の端末局装置302に送信すべきデータがMAC層処理回路78から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばOFDM変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。変調処理が行われた信号は、必要に応じてプリコーディング処理を行う。ここでのプリコーディング処理とは、複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路間での信号の漏れ込みを抑圧するための送信ウエイト行列の乗算であっても良い。又は、この様なプリコーディング処理を行わなくても良い。
この様にして生成されたNSDM系統の信号は、各第1の送信信号処理部181−1〜181−4に入力される。各第1の送信信号処理部181−1〜181−4では、入力されたデジタルベースバンド信号入力#i(iは、1〜NSDM)が第1の送信信号処理回路111−iに入力される。第1の送信信号処理回路111では、基本的に送信ウエイトの乗算と、残りの物理レイヤの信号処理を行う。例えばOFDM変調方式を用いるのであれば、入力された変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子819−1〜819−(N’BS−Ant)に対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、IFFT&GI付与回路813−1〜813−(N’BS−Ant)にて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換される。変換された信号は、更にガードインターバルの挿入やOFDMシンボル間(SC−FDE(Single-Carrier Frequency Domain Equalization)であればブロック伝送のブロック間)の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子819−1〜819−(N’BS−Ant)ごとに、D/A変換器814−1〜814−(N’BS−Ant)でデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器815から入力される局部発振信号と、ミキサ816−1〜816−(N’BS−Ant)で乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外に信号が含まれるため、フィルタ817−1〜817−(N’BS−Ant)で帯域外の信号を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ818−1〜818−(N’BS−Ant)で増幅され、アンテナ素子819−1〜819−(N’BS−Ant)より送信される。
In the present invention according to the first embodiment, since a signal of a plurality of systems N SDM (= 4) is spatially multiplexed and transmitted to one terminal station apparatus 302, a plurality of signal sequences are transmitted from the MAC layer processing circuit 78. A transmission signal is input to each of the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 via the second transmission signal processing unit 71. When the data to be transmitted to the destination terminal station 302 is input from the MAC layer processing circuit 78, the second transmission signal processing unit 71 generates a wireless packet to be transmitted through a wireless line and performs modulation processing. Here, for example, if the OFDM modulation method is used, the signal of each signal sequence is modulated for each subcarrier. The signal subjected to modulation processing is subjected to precoding processing as necessary. Here, the precoding processing may be multiplication of a transmission weight matrix for suppressing signal leakage between virtual transmission lines corresponding to a plurality of first singular values. Alternatively, such precoding processing need not be performed.
The N SDM system signals generated in this way are input to the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4. In each of the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4, the input digital baseband signal input #i (i is 1 to N SDM ) is input to the first transmission signal processing circuit 111-i. The The first transmission signal processing circuit 111 basically performs transmission weight multiplication and signal processing of the remaining physical layers. For example, if the OFDM modulation method is used, the input baseband signal subjected to the modulation process is multiplied by a transmission weight for each subcarrier. The signal multiplied by the transmission weight corresponding to each of the antenna elements 819-1 to 819-(N ′ BS-Ant ) is subjected to the remaining signal processing as necessary, and IFFT & GI adding circuits 813-1 to 813-( N ′ BS−Ant ) is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis. The converted signal is further subjected to processing such as insertion of a guard interval and waveform shaping between OFDM symbols (between block transmission blocks in the case of SC-FDE (Single-Carrier Frequency Domain Equalization)), and the like. Every 1 to 819- (N ′ BS-Ant ) is converted from digital sampling data to a baseband analog signal by D / A converters 814-1 to 814-(N ′ BS-Ant ). Further, each analog signal is multiplied by the local oscillation signal input from the local oscillator 815 by the mixers 816-1 to 816- (N ′ BS-Ant ), and is up-converted to a radio frequency signal. Here, since the upconverted signal includes a signal outside the band of the channel to be transmitted, the signal outside the band is removed by the filters 817-1 to 817-(N ′ BS-Ant ) and transmitted. Generate an electrical signal to power. The generated signal is 'is amplified by (BS-Ant, antenna elements 819-1~819- (N high-power amplifier 818-1~818- N)' is transmitted from the BS-Ant).
なお、第1の送信信号処理回路111で乗算される送信ウエイトベクトルは、信号送信処理時に、第1の送信ウエイト処理部130に備えられている第1の送信ウエイト算出回路133より取得する。第1の送信ウエイト処理部130では、第1のチャネル情報取得回路131において、第1の受信信号処理部185−1〜185−4にて取得されたチャネル情報を通信制御回路120経由(厳密には第2の受信信号処理部75及び第2の送信信号処理部71も合わせて経由する)で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、第1のチャネル情報記憶回路132に記憶する。信号の送信時には通信制御回路120からの指示に従い、第1の送信ウエイト算出回路133は、宛先とする端末局装置に対応したチャネル情報を第1のチャネル情報記憶回路132から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを算出する。 Note that the transmission weight vector multiplied by the first transmission signal processing circuit 111 is acquired from the first transmission weight calculation circuit 133 provided in the first transmission weight processing unit 130 during the signal transmission processing. In the first transmission weight processing unit 130, the channel information acquired by the first reception signal processing units 185-1 to 185-4 in the first channel information acquisition circuit 131 is transmitted via the communication control circuit 120 (strictly Are obtained separately by the second reception signal processing unit 75 and the second transmission signal processing unit 71 together, and are stored in the first channel information storage circuit 132 while being sequentially updated. At the time of signal transmission, according to an instruction from the communication control circuit 120, the first transmission weight calculation circuit 133 reads channel information corresponding to the destination terminal station device from the first channel information storage circuit 132, and the read channel information The transmission weight vector is calculated based on
第1特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがあり、これを効率的に取得する手法についての詳細は後述する。その一例としては、送信ウエイトベクトルは、例えば取得したチャネル行列に対して特異値分解を行い、その結果得られる第1右特異ベクトルを用いても良い。 There are several variations in the channel estimation method and the transmission / reception weight calculation method when the virtual transmission path corresponding to the first singular value is utilized, and details of a method for efficiently acquiring this will be described later. As an example, for the transmission weight vector, for example, a singular value decomposition may be performed on the acquired channel matrix, and a first right singular vector obtained as a result may be used.
ないしは、端末局装置302側のアンテナの中心部分の1本に着目し、その1本のアンテナと基地局装置70の1の受信信号処理部(185−1〜185−4のいずれかひとつ)の備えるアンテナ素子819−1〜819−4とN’BS−Antとの間のチャネルベクトルを基に、送信ウエイトベクトルの各成分を式(7)で求めても良いし(最大比合成のウエイト)、ないしは式(7)で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い(等利得合成のウエイト)。 Or, paying attention to one central part of the antenna on the terminal station device 302 side, one of the antenna and one received signal processing unit (any one of 185-1 to 185-4) of the base station device 70 Based on the channel vector between the antenna elements 819-1 to 819-4 provided and N ′ BS-Ant , each component of the transmission weight vector may be obtained by Expression (7) (maximum ratio combining weight). Alternatively, all the absolute values may be made constant with respect to the value given by the equation (7) (weight of equal gain synthesis).
ないしは、送信側が複数のアンテナ素子に所定の送信ウエイトベクトルを乗算して信号送信している場合には、実際には複数の送信アンテナから送信されているにも関わらず、実効的には1本の仮想的アンテナ素子から送信されたものと等価であるため、所定の送信ウエイトベクトルを乗算してこの1本の仮想的アンテナ素子からトレーニング信号を送信し、この1本の仮想的アンテナ素子と各受信アンテナとの間のチャネル情報のベクトルを取得し、このベクトルを基に受信ウエイトベクトルの各成分を式(7)で求めても良いし(最大比合成のウエイト)、ないしは式(7)で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い(等利得合成のウエイト)。 Or, when the transmitting side is transmitting a signal by multiplying a plurality of antenna elements by a predetermined transmission weight vector, it is effectively transmitted from a plurality of transmitting antennas even though it is actually transmitted. Is equivalent to that transmitted from the virtual antenna element, and a training signal is transmitted from the one virtual antenna element by multiplying by a predetermined transmission weight vector. A vector of channel information to and from the receiving antenna is obtained, and each component of the received weight vector may be obtained from Equation (7) based on this vector (maximum ratio combining weight) or Equation (7). All absolute values may be made constant with respect to a given value (equal gain combining weight).
受信時のチャネルベクトルが既知であれば、インプリシット・フィードバックの手法でアップリンクのチャネル情報を取得することが可能であり、この様にして求めたアップリンクのチャネルベクトルを基に、送信ウエイトベクトルを同様に算出しても良い。また同様に、アップリンクの受信ウエイトベクトルを基に、これに直接キャリブレーション処理を施すインプリシット・フィードバックの手法で、送信ウエイトベクトルを算出しても良い。 If the channel vector at the time of reception is known, it is possible to acquire uplink channel information by the method of implicit feedback. Based on the uplink channel vector obtained in this way, the transmission weight vector May be calculated similarly. Similarly, the transmission weight vector may be calculated by an implicit feedback method in which a calibration process is directly performed on the uplink reception weight vector.
第1の送信ウエイト算出回路133は、この様にして算出した送信ウエイトベクトルを第1の送信信号処理回路111に出力する。また、宛先とする端末局装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路120が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う第1の送信ウエイト処理部130に対し、通信制御回路120は宛先とする端末局装置等を示す情報を出力する。 The first transmission weight calculation circuit 133 outputs the transmission weight vector calculated in this way to the first transmission signal processing circuit 111. Further, the communication control circuit 120 manages the control related to the entire communication such as the management of the destination terminal station apparatus and the entire timing control. The communication control circuit 120 outputs information indicating the destination terminal station apparatus and the like to the first transmission weight processing unit 130 that performs signal processing related to the above-described transmission weight calculation.
なお、上述の説明では第1のチャネル情報取得回路131において、第1の受信信号処理部185−1〜185−4にて取得されたチャネル情報を通信制御回路120経由で取得し、このチャネル情報を逐次更新するとして説明したが、チャネル時変動が無視可能な高所の見通し環境であれば、頻繁にチャネル情報の更新は必要ない。第1のチャネル情報取得回路131は、例えばサービス運用開始前に事前にチャネル情報を取得しておき、更にそのチャネル情報の値から算出した送信ウエイトベクトルを記憶しておき(図中には記載がないが、この場合には「送信ウエイト記憶回路」を実装して記録する構成にて実現する)、それを繰り返し利用することとしても構わない。また、これらの中間として、基本的に第1の送信ウエイト記憶回路から送信ウエイトベクトルを読み出す構成としながらも、逐次取得したチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを更新し、その更新されたチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを所定の時間間隔で更新する構成とすることも可能である。 In the above description, the first channel information acquisition circuit 131 acquires the channel information acquired by the first reception signal processing units 185-1 to 185-4 via the communication control circuit 120, and this channel information. However, it is not necessary to frequently update the channel information in a high-level sighting environment in which channel time fluctuation can be ignored. For example, the first channel information acquisition circuit 131 acquires channel information in advance before starting service operation, and further stores a transmission weight vector calculated from the value of the channel information (not shown in the figure). In this case, the “transmission weight storage circuit” is mounted and recorded), and it may be used repeatedly. Further, as an intermediate between them, the transmission weight vector is basically read from the first transmission weight storage circuit, but the transmission weight vector is updated based on the sequentially acquired channel information, and the updated channel information is updated. It is also possible to adopt a configuration in which the transmission weight vector is updated based on a predetermined time interval.
図19は、本発明の第1の実施形態における基地局装置70における第1の受信信号処理部185の構成の一例を示す概略ブロック図である。図19に示す様に、第1の受信信号処理部185は、アンテナ素子851−1〜851−(N’BS−Ant)と、ローノイズアンプ(LNA)852−1〜852−(N’BS−Ant)と、ローカル発振器853と、ミキサ854−1〜854−(N’BS−Ant)と、フィルタ855−1〜855−(N’BS−Ant)と、A/D(アナログ/デジタル)変換器856−1〜856−(N’BS−Ant)と、FFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)回路857−1〜857−(N’BS−Ant)と、第1の受信ウエイト処理部160と、第1の受信信号処理回路158とを備えている。また、第1の受信信号処理回路158−1〜158−NSDM(=4)は、図17において示した第2の受信信号処理部75に接続されている。また、第1の受信信号処理回路158−1〜158−NSDM(=4)と、第1の受信ウエイト処理部160とは、図17において示した第2の受信信号処理部75を介して通信制御回路120に接続されている。第1の受信ウエイト処理部160は、第1のチャネル情報推定回路161と、第1の受信ウエイト算出回路162とを備えている。なお、第1の送信信号処理部181の説明と同様に、図17の例では基地局装置70に4個の第1の受信信号処理部(185−1〜185−4)が接続されているが、その一つに着目した説明を下記で行う。 FIG. 19 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the first reception signal processing unit 185 in the base station apparatus 70 according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 19, the first received signal processing unit 185 includes antenna elements 851-1 to 851- (N ′ BS-Ant ) and low noise amplifiers (LNA) 852-1 to 852- (N ′ BS− Ant ), local oscillator 853, mixers 854-1 to 854- (N′BS -Ant ), filters 855-1 to 855- (N′BS -Ant ), and A / D (analog / digital) conversion Units 856-1 to 856- (N'BS -Ant ), FFT (Fast Fourier Transform) circuits 857-1 to 857- (N'BS -Ant ), and a first reception weight processing unit 160. And a first received signal processing circuit 158. The first reception signal processing circuits 158-1 to 158-N SDM (= 4) are connected to the second reception signal processing unit 75 shown in FIG. Further, the first reception signal processing circuits 158-1 to 158-N SDM (= 4) and the first reception weight processing unit 160 are connected via the second reception signal processing unit 75 shown in FIG. The communication control circuit 120 is connected. The first reception weight processing unit 160 includes a first channel information estimation circuit 161 and a first reception weight calculation circuit 162. Similar to the description of the first transmission signal processing unit 181, four first reception signal processing units (185-1 to 185-4) are connected to the base station apparatus 70 in the example of FIG. 17. However, an explanation focusing on one of them will be given below.
まず、アンテナ素子851−1〜851−(N’BS−Ant)で受信した信号をローノイズアンプ852−1〜852−(N’BS−Ant)で増幅する。増幅された信号とローカル発振器853から出力される局部発振信号とがミキサ854−1〜854−(N’BS−Ant)で乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ855−1〜855−(N’BS−Ant)で帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、A/D変換器856−1〜856−(N’BS−Ant)でデジタルベースバンド信号に変換される。デジタルベースバンド信号は、例えばOFDMの場合には全てFFT回路857−1〜857−(N’BS−Ant)に入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換(各サブキャリアの信号に分離)する。この各サブキャリアに分離された信号は、第1の受信信号処理回路158に入力されると共に、第1のチャネル情報推定回路161にも入力される。なお、図19ではOFDMのシンボルタイミング検出のための回路は省略しているが、既存の何らかの手法でシンボルタイミングの把握は可能である。 First, the signals received by the antenna elements 851-1 to 851- (N ′ BS-Ant ) are amplified by the low noise amplifiers 852-1 to 852- (N ′ BS-Ant ). The amplified signal and the local oscillation signal output from the local oscillator 853 are multiplied by mixers 854-1 to 854- (N ′ BS-Ant ), and the amplified signal is changed from a radio frequency signal to a baseband signal. Down converted. Since the down-converted signal includes a signal outside the frequency band to be received, the out - of-band component is removed by the filters 855-1 to 855- (N ′ BS-Ant ). The signal from which the out-of-band component is removed is converted into a digital baseband signal by the A / D converters 856-1 to 856- (N ′ BS-Ant ). In the case of OFDM, for example, all the digital baseband signals are input to FFT circuits 857-1 to 857-(N ′ BS-Ant ), and a predetermined symbol timing determined by a timing detection circuit omitted here. Then, the signal on the time axis is converted into a signal on the frequency axis (separated into signals of each subcarrier). The signal separated into the subcarriers is input to the first received signal processing circuit 158 and also input to the first channel information estimation circuit 161. In FIG. 19, the circuit for detecting the symbol timing of OFDM is omitted, but the symbol timing can be grasped by some existing method.
第1のチャネル情報推定回路161では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号(無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等)を基に各端末局装置302のアンテナ素子と、基地局装置70の各アンテナ素子851との間のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を第1の受信ウエイト算出回路162に出力する。第1の受信ウエイト算出回路162では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトベクトルをサブキャリアごとに算出する。この際、各アンテナ素子851−1〜851−(N’BS−Ant)で受信された信号を合成する受信ウエイトは、第1の受信信号処理部185−1〜185−NSDM(=4)ごとに異なり、第1の受信信号処理部185−1〜185−NSDMそれぞれ個別に算出する。 In the first channel information estimation circuit 161, an antenna element of each terminal station device 302 based on a known signal for channel estimation separated into each subcarrier (a preamble signal added to the head of a radio packet), The channel information between each antenna element 851 of the base station apparatus 70 is estimated for each subcarrier, and the estimation result is output to the first reception weight calculation circuit 162. The first reception weight calculation circuit 162 calculates a reception weight vector to be multiplied for each subcarrier based on the input channel information. At this time, the reception weights for combining the signals received by the respective antenna elements 851-1 to 851- (N ′ BS-Ant ) are the first reception signal processing units 185-1 to 185-N SDM (= 4). The first received signal processing units 185-1 to 185-N SDM are calculated separately.
第1の受信信号処理回路158では、FFT回路857−1〜857−(N’BS−Ant)から入力されたサブキャリアごとの信号(正確には、複数のアンテナ素子からの信号を要素とする受信信号ベクトル)に対し、第1の受信ウエイト算出回路162から入力された受信ウエイト(正確には、複数のアンテナ素子に対応する受信ウエイトを要素とする受信ウエイトベクトル)を乗算し、乗算した結果である各アンテナ素子851−1〜851−(N’BS−Ant)で受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。第1の受信信号処理回路158は、加算合成した信号を第2の受信信号処理部75に出力する。なお、ここでの加算合成は、サブキャリアごとのベクトル積におけるベクトルの各成分の乗算後の加算を意味し、受信信号と受信ウエイトの乗算とその結果の加算合成全体が、数学的にはベクトル積の処理に対応する。 In the first reception signal processing circuit 158, signals for each subcarrier input from the FFT circuits 857-1 to 857- (N ′ BS-Ant ) (more precisely, signals from a plurality of antenna elements are used as elements. A result of multiplying the received signal vector) by the received weight input from the first received weight calculation circuit 162 (more precisely, a received weight vector having received weights corresponding to a plurality of antenna elements). The signals received by the antenna elements 851-1 to 851- (N ′ BS-Ant ) are added and combined for each subcarrier. The first received signal processing circuit 158 outputs the added and synthesized signal to the second received signal processing unit 75. Here, the addition synthesis means addition after multiplication of each component of the vector in the vector product for each subcarrier, and the multiplication of the reception signal and the reception weight and the total addition synthesis of the result are mathematically vectors. Corresponds to product processing.
なお、第1の受信信号処理回路158で乗算される受信ウエイトベクトルは、信号受信処理時に、第1の受信ウエイト処理部160に備えられている第1の受信ウエイト算出回路162より取得する。第1の受信ウエイト処理部160では、第1のチャネル情報推定回路161において取得されたチャネル情報を用い、第1の受信ウエイト算出回路162にて受信ウエイトベクトルを算出する。例えば、端末局装置302が第1の受信信号処理部185の複数のアンテナ素子851に向けて第1特異値に対応する仮想的伝送路で信号送信を行っているのであれば、端末局装置302は第1特異値に対応する仮想的伝送路用の送信ウエイトを用いて1本の仮想的なアンテナ素子を用いて各第1の受信信号処理部185に向けて送信している様なものなので、その1本のアンテナと第1の受信信号処理部185の複数のアンテナ素子851との間の受信側のチャネル情報を求め、このチャネルベクトルに対し受信ウエイトベクトルの各成分を式(7)で求めても良いし(最大比合成のウエイト)、ないしは式(7)で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い(等利得合成のウエイト)。ないしは、端末局装置302の備えるアンテナ素子と基地局装置70の備える第1の受信信号処理部185のそれぞれの複数のアンテナ素子851との間のチャネル行列に対し、特異値分解して得られる第1左特異ベクトルのそれぞれを受信ウエイトベクトルとして用いても良い。 The reception weight vector multiplied by the first reception signal processing circuit 158 is acquired from the first reception weight calculation circuit 162 provided in the first reception weight processing unit 160 at the time of signal reception processing. The first reception weight processing unit 160 uses the channel information acquired by the first channel information estimation circuit 161 to calculate a reception weight vector by the first reception weight calculation circuit 162. For example, if the terminal station device 302 is performing signal transmission on the virtual transmission path corresponding to the first singular value toward the plurality of antenna elements 851 of the first received signal processing unit 185, the terminal station device 302 Since the transmission weight for the virtual transmission line corresponding to the first singular value is used to transmit to each first received signal processing unit 185 using one virtual antenna element. Then, channel information on the reception side between the one antenna and the plurality of antenna elements 851 of the first reception signal processing unit 185 is obtained, and each component of the reception weight vector with respect to this channel vector is expressed by Equation (7). It may be obtained (weight for maximum ratio combining), or all absolute values may be fixed with respect to the value given by equation (7) (weight for equal gain combining). Alternatively, the singular value decomposition is performed on the channel matrix between the antenna element included in the terminal station device 302 and the plurality of antenna elements 851 of the first reception signal processing unit 185 included in the base station device 70. Each of the left singular vectors may be used as a reception weight vector.
第1の受信ウエイト算出回路162は、この様にして算出した受信ウエイトベクトルを第1の受信信号処理回路158に出力する。また、送信元局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路120が管理する。 The first reception weight calculation circuit 162 outputs the reception weight vector calculated in this way to the first reception signal processing circuit 158. Further, the communication control circuit 120 manages control related to overall communication such as management of a transmission source station and overall timing control.
なお、上述の説明では第1のチャネル情報推定回路161において取得したチャネル情報を用いて逐次受信ウエイトを算出するとして説明したが、チャネル時変動が無視可能な高所の見通し環境であれば、頻繁なチャネル情報の更新は必要ない。第1のチャネル情報推定回路161は、例えばサービス運用開始前に事前にチャネル情報を取得しておき、そのチャネル情報の値から算出した受信ウエイトベクトルを記憶しておき(図中には記載がないが、この場合には「第1の受信ウエイト記憶回路」を第1の受信ウエイト算出回路162の後段に実装して記録する構成にて実現する)、それを繰り返し利用することとしても構わない。この場合には、受信ウエイトの出力を行う第1の受信ウエイト記憶回路に対し、通信制御回路120は送信元の端末局装置等を示す情報を出力する。また、これらの中間として、基本的に第1の受信ウエイト記憶回路から受信ウエイトベクトルを読み出す構成としながらも、逐次取得したチャネル情報を基に受信ウエイトベクトルを更新し、その更新されたチャネル情報を基に受信ウエイトベクトルを所定の時間間隔で更新する構成とすることも可能である。 In the above description, the channel information acquired by the first channel information estimation circuit 161 has been described as being used for sequential reception weight calculation. It is not necessary to update the channel information. The first channel information estimation circuit 161 acquires channel information in advance before starting service operation, for example, and stores a reception weight vector calculated from the value of the channel information (not shown in the figure). However, in this case, the “first reception weight storage circuit” is implemented in a configuration in which the first reception weight calculation circuit 162 is mounted and recorded in the subsequent stage), and it may be used repeatedly. In this case, the communication control circuit 120 outputs information indicating the terminal station device or the like of the transmission source to the first reception weight storage circuit that outputs the reception weight. Further, as an intermediate between them, the reception weight vector is basically read from the first reception weight storage circuit, but the reception weight vector is updated based on the sequentially acquired channel information, and the updated channel information is updated. It is also possible to adopt a configuration in which the reception weight vector is updated based on a predetermined time interval.
なお、図17における第2の受信信号処理部75では、前述の第1の受信信号処理部185−1〜185−4からの受信ウエイトベクトルが乗算されて各1系統に集約された受信信号が入力されるが、これらは実質的に4×4のMIMOチャネルの受信信号と等価であり、従来技術の受信信号検出処理により空間多重された信号系列の処理を行うことが可能である。具体的には、送信側で送信される4系統の信号系列に対し、受信側(基地局装置70側)の複数本アンテナで構成された4組の仮想的アンテナで受信した場合の4×4のMIMOチャネルに対し、受信信号の先頭に付与されたチャネル推定用の既知のトレーニング信号で4×4のチャネル行列をサブキャリアごとに取得する。このチャネル行列を基に受信ウエイト行列を算出し、取得された受信ウエイト行列を基に送信された信号の検出処理を行う。例えば、ZF(Zero Forcing)型の逆行列を利用したり、MMSE(Maximum Mean Square Error)型の受信ウエイト行列を利用したりする。信号処理に余裕があれば、MLD(Maximum Likelihood Detection)やQR分解を用いた簡易MLD(QR-MLD)等を用いても良い。また、ここでの信号検出処理では、例えば一旦受信信号の軟判定を行い、必要に応じてデインタリーブ処理を行い、その後に誤り訂正処理を行うなどして最終的な信号検出を行う構成としても良い。この受信信号処理で検出された信号はMAC層処理回路78に出力され、所定のMAC層の処理を行い、インタフェース回路77を介してネットワーク側に出力される。 Note that in the second received signal processing unit 75 in FIG. 17, received signals that have been multiplied by the reception weight vectors from the first received signal processing units 185-1 to 185-4 described above and collected in one system are received. Although these signals are input, these are substantially equivalent to 4 × 4 MIMO channel reception signals, and it is possible to perform processing of a spatially multiplexed signal sequence by reception signal detection processing of the prior art. Specifically, 4 × 4 when four signal sequences transmitted on the transmission side are received by four sets of virtual antennas configured by a plurality of antennas on the reception side (base station device 70 side). For the MIMO channel, a 4 × 4 channel matrix is obtained for each subcarrier using a known training signal for channel estimation given to the head of the received signal. A reception weight matrix is calculated based on this channel matrix, and a detection process of the transmitted signal is performed based on the acquired reception weight matrix. For example, a ZF (Zero Forcing) type inverse matrix or a MMSE (Maximum Mean Square Error) type reception weight matrix is used. If there is a margin in signal processing, MLD (Maximum Likelihood Detection), simple MLD (QR-MLD) using QR decomposition, or the like may be used. In addition, in the signal detection processing here, for example, a soft decision of the received signal is performed once, deinterleaving processing is performed as necessary, and then error correction processing is performed to perform final signal detection. good. A signal detected by the reception signal processing is output to the MAC layer processing circuit 78, performs predetermined MAC layer processing, and is output to the network side via the interface circuit 77.
また、MAC層処理回路78は、MAC層に関する処理(例えば、インタフェース回路77に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、MAC層のヘッダ情報の終端など)を行う。Point−to−Point型の通信の場合にはスケジューリング処理回路781は実質的には不要であるが、複数の端末局装置302との間でPoint−to−MultiPoint型の通信を行う場合には、通信を行う端末局装置302を選択する各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路120に出力する。MAC層処理回路78にて処理された受信データは、インタフェース回路77を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。 The MAC layer processing circuit 78 also performs processing related to the MAC layer (for example, conversion between data input / output to / from the interface circuit 77 and data transmitted / received on the wireless line, that is, a wireless packet, termination of header information of the MAC layer) Etc.). In the case of Point-to-Point type communication, the scheduling processing circuit 781 is substantially unnecessary. However, when Point-to-MultiPoint type communication is performed with a plurality of terminal station devices 302, Various scheduling processes for selecting the terminal station device 302 to perform communication are performed, and the scheduling result is output to the communication control circuit 120. The received data processed by the MAC layer processing circuit 78 is output to an external device or network via the interface circuit 77.
また、送信元の端末局装置302の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路120が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う第1の受信ウエイト処理部160に対し、通信制御回路120から送信元の端末局装置等を示す情報が入力される。 In addition, the communication control circuit 120 manages control related to overall communication such as management of the terminal station device 302 as a transmission source and overall timing control. In addition, information indicating the transmission source terminal station apparatus and the like is input from the communication control circuit 120 to the first reception weight processing unit 160 that performs signal processing related to the calculation of the reception weight described above.
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、OFDM変調方式ないしはSC−FDE方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算はサブキャリアごとに行われる。つまりA/D変換器856−1〜856−(N’BS−Ant)から出力される信号に対し、FFT回路857−1〜857−(N’BS−Ant)でFFTを行い各サブキャリアに分離し、分離したサブキャリアごとに、第1のチャネル情報推定回路161での信号処理、及び、第1の受信信号処理回路158での受信信号処理が実施されることになる。 As for signal reception, as in the case of transmission, in the wideband system using the OFDM modulation scheme or SC-FDE scheme, the above-described reception weight multiplication is performed for each subcarrier. That is, FFT is performed on the signals output from the A / D converters 856-1 to 856- (N′BS -Ant ) by the FFT circuits 857-1 to 857- (N′BS -Ant ) to each subcarrier. The signal processing in the first channel information estimation circuit 161 and the reception signal processing in the first reception signal processing circuit 158 are performed for each separated subcarrier.
以上が本発明の第1の実施形態における基地局装置70の説明である。ここで重要なのは、第1の送信信号処理部181におけるローカル発振器815が同一の第1の送信信号処理部181内の各アンテナ系統におけるミキサ816−1〜816−(N’BS−Ant)で共通化されている点、一方で異なる第1の送信信号処理部181間ではローカル発振器815は共通化されていない点である。また同様に、第1の受信信号処理部185におけるローカル発振器853が同一の第1の受信信号処理部185内の各アンテナ系統におけるミキサ854−1〜854−(N’BS−Ant)で共通化されている点、一方で異なる第1の受信信号処理部185間ではローカル発振器853は共通化されていない点も重要である。図16に示す様に、一般に第1の送信信号処理部181−1〜181−4(図16では第1の信号処理部304−1〜304−4)は物理的に数メートルのオーダーで離れて設置されることが想定され、ミリ波等の高い周波数帯ではケーブルで取り回した際の損失が1メートル当たり10dB以上と非常に大きい。第1の送信信号処理部181及び第1の受信信号処理部185に接続されるアンテナ素子が多数であるため、ミキサ816や854には信号を複数系統に分岐させて入力させる必要があるが、この分岐に伴うレベルの低下を考えると、数メートル単位のケーブル長の損失は無視できないため、個別の第1の送信信号処理部181及び個別の第1の受信信号処理部185内に閉じてローカル発振器815及び853をそれぞれ共用化し、異なる第1の送信信号処理部181及び第1の受信信号処理部185間では共用化しない構成が有効である。 The above is the description of the base station apparatus 70 in the first embodiment of the present invention. What is important here is that the local oscillator 815 in the first transmission signal processing unit 181 is common to the mixers 816-1 to 816- (N ′ BS-Ant ) in each antenna system in the same first transmission signal processing unit 181. On the other hand, the local oscillator 815 is not shared between different first transmission signal processing units 181. Similarly, the local oscillator 853 in the first reception signal processing unit 185 is shared by the mixers 854-1 to 854- (N ′ BS-Ant ) in each antenna system in the same first reception signal processing unit 185. On the other hand, it is also important that the local oscillator 853 is not shared between different first received signal processing units 185. As shown in FIG. 16, in general, the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 (in FIG. 16, the first signal processing units 304-1 to 304-4) are physically separated on the order of several meters. In a high frequency band such as millimeter waves, the loss when the cable is routed is as large as 10 dB or more per meter. Since there are a large number of antenna elements connected to the first transmission signal processing unit 181 and the first reception signal processing unit 185, the mixers 816 and 854 need to branch and input signals to a plurality of systems. Considering the drop in level due to this branching, the cable length loss of several meters is not negligible, so it is closed within the individual first transmission signal processing unit 181 and the individual first reception signal processing unit 185 and is locally A configuration in which the oscillators 815 and 853 are respectively shared and not shared between the different first transmission signal processing units 181 and the first reception signal processing units 185 is effective.
ここで、各アンテナでは指向性制御のために送受信信号の位相を調整することになるが、同一の第1の送信信号処理部181−1〜181−4(図16では第1の信号処理部304−1〜304−4)内では、それぞれのローカル発振器815ないしはローカル発振器853から入力される信号の位相関係が常に一定になる様にすることが容易であり、ローカル発振器815ないしはローカル発振器853に依存しない部分で、どの様な位相関係となる様に送受信ウエイトを乗算すれば良いかが判断可能となる。しかし、ローカル発振器815が第1の送信信号処理部181内で(又はローカル発振器853が第1の受信信号処理部185内で)非同期のものを複数利用する場合には、少なくとも第1の送信信号処理部181において送信ウエイトを乗算する際に、複数のローカル発振器815(又は853)の間の複素位相関係を考慮して調整する必要があり、この調整を怠ると指向性制御が効果的に機能しなくなる。装置の設計においては、この点に注意が必要である。本発明の第1の実施形態では、同一の第1の送信信号処理部181では上述の理由でローカル発振器815を共通化し、同一の第1の受信信号処理部185では上述の理由でローカル発振器853を共通化するが、空間多重する4系統の信号系列間の信号分離は受信側において実施することが可能であるため、マルチユーザMIMOの様に送信側で完全な信号分離を実施する必要はない。 Here, in each antenna, the phase of the transmission / reception signal is adjusted for directivity control, but the same first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 (the first signal processing unit in FIG. 16). 304-1 to 304-4), it is easy to make the phase relationship of the signals inputted from the respective local oscillators 815 or 853 always constant, and the local oscillator 815 or local oscillator 853 It is possible to determine what kind of phase relationship should be multiplied by the transmission / reception weights in the non-dependent part. However, when the local oscillator 815 uses a plurality of asynchronous ones in the first transmission signal processing unit 181 (or the local oscillator 853 in the first reception signal processing unit 185), at least the first transmission signal is used. When multiplying the transmission weight in the processing unit 181, it is necessary to adjust in consideration of the complex phase relationship between the plurality of local oscillators 815 (or 853). If this adjustment is omitted, directivity control functions effectively. No longer. Care should be taken in this regard when designing the device. In the first embodiment of the present invention, the same first transmission signal processing unit 181 shares the local oscillator 815 for the reason described above, and the same first reception signal processing unit 185 uses the local oscillator 853 for the reason described above. However, since it is possible to perform signal separation between four signal sequences that are spatially multiplexed on the reception side, it is not necessary to perform complete signal separation on the transmission side as in multi-user MIMO. .
なお、この様に受信側での信号処理で基本的に複数の信号系列は分離可能であるが、例えばチャネルのフィードバックなどで第1の送信信号処理部181−1〜181−4の間の位相関係が既知であるならば、送信側で事前に信号分離の送信ウエイト行列を乗算(すなわち送信プリコーディング)することも可能である。この場合には、基地局装置70の第2の送信信号処理部71にてこの送信ウエイト行列を乗算することになる。この送信ウエイト行列の算出においては、第2の受信信号処理部75により取得された受信ウエイトベクトルを乗算した後の4系統の信号系列に関するアップリンクのチャネル情報を基にキャリブレーション処理を用いて取得しても構わない。ただし、前述の様にダウンリンクにおいても受信側の端末局装置302では送信信号に付与されたトレーニング信号によりチャネル行列が取得可能であるため、受信側での信号処理を活用すれば、必ずしも第2の送信信号処理部71での送信ウエイト行列の乗算は必要ではない。 In this way, a plurality of signal sequences can be basically separated by signal processing on the receiving side, but the phase between the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 by channel feedback or the like, for example. If the relationship is known, it is also possible to multiply (ie, transmit precoding) a signal separation transmission weight matrix in advance on the transmission side. In this case, the second transmission signal processing unit 71 of the base station device 70 multiplies this transmission weight matrix. In the calculation of the transmission weight matrix, the transmission weight matrix is acquired using the calibration process based on the uplink channel information regarding the four signal sequences after being multiplied by the reception weight vector acquired by the second reception signal processing unit 75. It doesn't matter. However, as described above, since the channel matrix can be obtained from the training signal added to the transmission signal in the terminal station device 302 on the reception side even in the downlink, the second processing is not necessarily performed if the signal processing on the reception side is utilized. The transmission signal matrix 71 need not multiply the transmission weight matrix.
(本発明における端末局装置302に対応する端末局装置60の回路構成について)
図20は、本発明の第1の実施形態における、端末局装置302に対応する端末局装置60の構成の一例を示す概略ブロック図である。図20に示す様に、端末局装置60は、送信部61、受信部65、インタフェース回路67、MAC(Medium Access Control)層処理回路68、及び通信制御回路121を備えている。
(About the circuit configuration of the terminal station apparatus 60 corresponding to the terminal station apparatus 302 in the present invention)
FIG. 20 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the terminal station device 60 corresponding to the terminal station device 302 in the first embodiment of the present invention. As illustrated in FIG. 20, the terminal station device 60 includes a transmission unit 61, a reception unit 65, an interface circuit 67, a MAC (Medium Access Control) layer processing circuit 68, and a communication control circuit 121.
端末局装置60は、インタフェース回路67を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路67は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをMAC層処理回路68に出力する。MAC層処理回路68は、端末局装置60全体の動作の管理制御を行う通信制御回路121の指示に従い、MAC層に関する処理を行う。ここで、MAC層に関する処理には、インタフェース回路67で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、MAC層のヘッダ情報の付与などが含まれる。MIMO伝送では、一つの端末局装置60宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がMAC層処理回路68から送信部61に出力される。 The terminal station device 60 inputs and outputs data with an external device or a network via the interface circuit 67. The interface circuit 67 detects data to be transferred on the wireless line among the input data, and outputs the detected data to the MAC layer processing circuit 68. The MAC layer processing circuit 68 performs processing related to the MAC layer in accordance with an instruction from the communication control circuit 121 that performs management control of the operation of the entire terminal station device 60. Here, the processing related to the MAC layer includes conversion between data inputted / outputted by the interface circuit 67 and data transmitted / received on the wireless line, that is, a wireless packet, addition of MAC layer header information, and the like. In the MIMO transmission, a signal is spatially multiplexed and transmitted to one terminal station device 60, so that a plurality of signal sequences are output from the MAC layer processing circuit 68 to the transmission unit 61.
図21は、本発明の第1の実施形態における端末局装置60における送信部61の構成の一例を示す概略ブロック図である。図21に示す様に、送信部61は、送信信号処理回路811−1〜811−NSDM(NSDMは2以上の整数)と、加算合成回路812−1〜812−NMT−Ant(NMT−Antは2以上の整数)と、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform:逆高速フーリエ変換)&GI(Guard Interval:ガードインターバル)付与回路813−1〜813−NMT−Antと、D/A(デジタル/アナログ)変換器814−1〜814−NMT−Antと、ローカル発振器815と、ミキサ816−1〜816−NMT−Antと、フィルタ817−1〜817−NMT−Antと、ハイパワーアンプ(HPA)818−1〜818−NMT−Antと、アンテナ素子819−1〜819−NMT−Antと、第1の送信ウエイト処理部140とを備えている。送信信号処理回路811−1〜811−NSDMと、第1の送信ウエイト処理部140とは、図20において示した通信制御回路121に接続されている。 FIG. 21 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the transmission unit 61 in the terminal station device 60 according to the first embodiment of the present invention. As illustrated in FIG. 21, the transmission unit 61 includes transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM (N SDM is an integer equal to or greater than 2) and addition / synthesis circuits 812-1 to 812-N MT-Ant (N MT-Ant is an integer of 2 or more), IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) & GI (Guard Interval) giving circuits 813-1 to 813-N MT-Ant , and D / A (digital) / Analog) converters 814-1 to 814-N MT-Ant , local oscillator 815, mixers 816-1 to 816-N MT-Ant , filters 817-1 to 817-N MT-Ant , and high power amplifier (HPA) and 818-1~818-N MT-Ant, an antenna element 819-1~819-N MT-Ant, a first transmission weight processing unit 140 It is provided. The transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM and the first transmission weight processing unit 140 are connected to the communication control circuit 121 shown in FIG.
第1の送信ウエイト処理部140は、チャネル情報取得回路141と、チャネル情報記憶回路142と、第1の送信ウエイト算出回路143とを備えている。ここで、図21における送信信号処理回路811−1〜811−NSDMの添え字のNSDMは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路812−1〜812−NMT−Antからアンテナ素子819−1〜819−NMT−Antまでの回路の添え字のNMT−Antは、端末局装置60が備えるアンテナ素子数を表す。NMT−Antは、例えば、16である。 The first transmission weight processing unit 140 includes a channel information acquisition circuit 141, a channel information storage circuit 142, and a first transmission weight calculation circuit 143. Here, N SDM subscripts of the transmission signal processing circuit 811-1~811-N SDM in FIG 21 represents a multiplex number for performing spatial multiplexing simultaneously. In addition, N MT-Ant of the subscript of the circuit from the adder / synthesizer circuit 812-1 to 812-N MT-Ant to the antenna elements 819-1 to 819-N MT-Ant is the number of antenna elements provided in the terminal station device 60 Represents. N MT-Ant is 16, for example.
第1の実施形態では、一つの端末局装置60が基地局装置70宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がMAC層処理回路68から送信部61に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路811−1〜811−NSDMに入力される。送信信号処理回路811−1〜811−NSDMは、宛先の基地局装置70に送信すべきデータ(データ入力#1〜#NSDM)がMAC層処理回路68から無線回線で送信するデータ(無線パケット)が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばOFDM変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子819−1〜819−NMT−Antに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして各送信信号処理回路811−1〜811−NSDMから加算合成回路812−1〜812−NMT−Antに入力される。 In the first embodiment, since one terminal station device 60 spatially multiplexes and transmits a signal to the base station device 70, a plurality of signal sequences are input from the MAC layer processing circuit 68 to the transmission unit 61 and input. The plurality of signal series are input to the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM . The transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM transmit data (wireless data) transmitted from the MAC layer processing circuit 68 to the data (data input # 1 to #N SDM ) to be transmitted to the destination base station apparatus 70 via a wireless line. When a packet) is input, modulation processing is performed on this. Here, for example, if the OFDM modulation method is used, the signal of each signal sequence is modulated for each subcarrier. Further, the baseband signal subjected to modulation processing is multiplied by a transmission weight for each subcarrier. The signal multiplied by the transmission weight corresponding to each of the antenna elements 819-1 to 819 -N MT-Ant is subjected to the remaining signal processing as necessary, and each transmission signal processing is performed as sampling data of the transmission signal in the baseband. It is input from the circuit 811-1~811-N SDM to additive synthesis circuit 812-1~812-N MT-Ant.
加算合成回路812−1〜812−NMT−Antに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、IFFT&GI付与回路813−1〜813−NMT−Antにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やOFDMシンボル間(SC−FDE(Single-Carrier Frequency Domain Equalization)であればブロック伝送のブロック間)の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子819−1〜819−NMT−Antごとに、D/A変換器814−1〜814−NMT−Antでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器815から入力される局部発振信号と、ミキサ816−1〜816−NMT−Antで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ817−1〜817−NMT−Antで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ818−1〜818−NMT−Antで増幅され、アンテナ素子819−1〜819−NMT−Antより送信される。 The signals input to the adder / synthesizers 812-1 to 812-N MT-Ant are synthesized for each subcarrier. The combined signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis by IFFT & GI adding circuits 813-1 to 813 -N MT-Ant , and further, insertion of a guard interval or between OFDM symbols (SC-FDE ( In the case of single-carrier frequency domain equalization), processing such as waveform shaping between blocks is performed, and D / A converters 814-1 to 814-1 are provided for each of the antenna elements 819-1 to 819-N MT-Ant. 814-N MT-Ant converts digital sampling data to baseband analog signal. Further, each analog signal is multiplied by the local oscillation signal input from the local oscillator 815 by the mixers 816-1 to 816-N MT-Ant and up-converted to a radio frequency signal. Here, since the upconverted signal includes a signal in an area outside the band of the channel to be transmitted, the signal outside the band should be removed by the filters 817-1 to 817-N MT-Ant and transmitted. Generate a signal. The generated signal is amplified by the high-power amplifier 818-1~818-N MT-Ant, and transmitted from the antenna elements 819-1~819-N MT-Ant.
なお、図21では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路812−1〜812−NMT−Antで実施した後に、IFFT処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路811−1〜811−NSDMにてこれらの処理を行い、IFFTされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路812−1〜812−NMT−Antで合成することとして、IFFT&GI付与回路813−1〜813−NMT−Antを省略する構成(厳密には、送信信号処理回路811−1〜811−NSDMにこれらを含める)としてもよい。この場合、送信信号処理回路811−1〜811−NSDMにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、IFFT処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。 In FIG. 21, after adding and synthesizing the signals of the subcarriers by the adding and synthesizing circuits 812-1 to 812-N MT-Ant , processing such as IFFT processing, insertion of guard intervals, and waveform shaping is performed. However, the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM perform these processes, and the IFFT sampling signals on the time axis are combined by the addition combining circuits 812-1 to 812-N MT-Ant. The IFFT & GI adding circuits 813-1 to 813 -N MT-Ant may be omitted (strictly, these are included in the transmission signal processing circuits 811-1 to 811 -N SDM ). In this case, the remaining signal processing as necessary after transmission weight multiplication in the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM refers to processing such as IFFT processing, insertion of guard intervals, waveform shaping, and the like.
また、送信信号処理回路811−1〜811−NSDMで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、第1の送信ウエイト処理部140に備えられている第1の送信ウエイト算出回路143より取得する。第1の送信ウエイト処理部140では、チャネル情報取得回路141において、受信部65にて取得されたチャネル情報を通信制御回路121経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路142に記憶する。信号の送信時には通信制御回路121からの指示に従い、第1の送信ウエイト算出回路143は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路142から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。第1の送信ウエイト算出回路143は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路811−1〜811−NSDMに出力する。なお、通常の通信では端末局装置が通信する相手は特定の基地局装置に限られるため、上述の説明では宛先とする端末局装置に関する管理を明示的に示したが、通信の宛先局が単一であるものとして処理を行うことも当然可能である。 The transmission weights multiplied by the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM are acquired from the first transmission weight calculation circuit 143 provided in the first transmission weight processing unit 140 at the time of signal transmission processing. To do. In the first transmission weight processing unit 140, the channel information acquisition circuit 141 separately acquires the channel information acquired by the reception unit 65 via the communication control circuit 121, and sequentially updates the channel information while storing the channel information. Store in circuit 142. When transmitting a signal, in accordance with an instruction from the communication control circuit 121, the first transmission weight calculation circuit 143 reads channel information corresponding to the destination station from the channel information storage circuit 142, and calculates a transmission weight based on the read channel information. To do. The first transmission weight calculation circuit 143 outputs the calculated transmission weight to the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM . In normal communication, the terminal station device with which the terminal station device communicates is limited to a specific base station device. Therefore, in the above description, management related to the terminal station device as the destination is explicitly shown. Of course, it is also possible to carry out the processing as one.
なお、第1の実施形態に係る本発明の特徴は、送信ウエイトの算出において、端末局装置60と基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4との間で、第1特異値に対応する仮想的伝送路を利用することである。この第1特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがあり、これを効率的に取得する手法については、詳細は後述する。例えば、端末局装置60から基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4に向けてのアップリンクでの各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第1右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、第1の送信ウエイト算出回路143はこの第1右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。 The feature of the present invention according to the first embodiment is that the transmission weight is calculated between the terminal station device 60 and the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 of the base station device 70. The virtual transmission path corresponding to the first singular value is used. There are several variations in the channel estimation method and the transmission / reception weight calculation method when the virtual transmission path corresponding to the first singular value is utilized, and a method for efficiently acquiring this will be described in detail later. To do. For example, the first right singularity when the singular value decomposition is performed on each channel matrix in the uplink from the terminal station device 60 to the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 of the base station device 70. A vector may be used as the transmission weight vector. In this case, the first transmission weight calculation circuit 143 has a function of calculating the first right singular vector.
ないしは、基地局装置70側が第1の送信信号処理部181−1〜181−4のそれぞれの複数のアンテナ素子に所定の送信ウエイトベクトルを乗算して信号送信している場合には、実際には複数の送信アンテナから送信されているにも関わらず、実効的には第1の送信信号処理部181−1〜181−4のそれぞれが1本の仮想的アンテナ素子から送信しているものと等価である。このため、この1本の仮想的アンテナ素子と端末局装置60の各受信アンテナとの間のチャネル情報のベクトルを取得し、このチャネルベクトルにキャリブレーション処理を施すインプリシット・フィードバックの手法でアップリンクのチャネル情報を取得することも可能である。第1の送信ウエイト算出回路143は、この様にして求めたアップリンクのチャネルベクトルを基に、式(7)に示す様にこのチャネルベクトルの複素共役を取ったベクトル、ないしはそのベクトルの各成分の絶対値を全て一定にしたベクトルのいずれかを、送信ウエイトベクトルとして利用しても良い。 Or, when the base station device 70 side transmits a signal by multiplying each of the plurality of antenna elements of the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 by a predetermined transmission weight vector, actually, Despite being transmitted from a plurality of transmission antennas, each of the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 is effectively equivalent to that transmitted from one virtual antenna element. It is. For this reason, a channel information vector between the one virtual antenna element and each receiving antenna of the terminal station apparatus 60 is acquired, and the uplink is performed by an implicit feedback technique in which calibration processing is performed on the channel vector. It is also possible to acquire the channel information. Based on the uplink channel vector thus determined, the first transmission weight calculation circuit 143 obtains a vector obtained by taking the complex conjugate of this channel vector as shown in Equation (7), or each component of the vector. Any of the vectors whose absolute values are all constant may be used as the transmission weight vector.
なおこの代替として、第1の送信ウエイト算出回路143は、端末局装置60と、基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4の中の1本のアンテナ素子との間で受信側のチャネル情報のチャネルベクトルを求め、式(7)に示す様にこのチャネルベクトルの複素共役を取ったベクトル、ないしはそのベクトルの各成分の絶対値を全て一定にしたベクトルのいずれかを、送信ウエイトベクトルとして利用しても構わない。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路121が管理する。 As an alternative to this, the first transmission weight calculation circuit 143 includes the terminal station device 60 and one antenna element in the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 of the base station device 70. The channel vector of the channel information on the receiving side is obtained between the two, and either the vector obtained by taking the complex conjugate of this channel vector as shown in the equation (7), or the vector in which the absolute values of each component of the vector are all constant May be used as a transmission weight vector. Further, the communication control circuit 121 manages control related to overall communication such as overall timing control.
図22は、本発明の第1の実施形態における端末局装置60における受信部65の構成の一例を示す概略ブロック図である。図22に示す様に、受信部65は、アンテナ素子851−1〜851−NMT−Antと、ローノイズアンプ(LNA)852−1〜852−NMT−Antと、ローカル発振器853と、ミキサ854−1〜854−NMT−Antと、フィルタ855−1〜855−NMT−Antと、A/D(アナログ/デジタル)変換器856−1〜856−NMT−Antと、FFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)回路857−1〜857−NMT−Antと、受信信号処理回路145−1〜145−NSDMと、第1の受信ウエイト処理部144とを備えている。受信信号処理回路145−1〜145−NSDMと、第1の受信ウエイト処理部144とは、図20において示した通信制御回路121に接続されている。第1の受信ウエイト処理部144は、第1のチャネル情報推定回路146と、第1の受信ウエイト算出回路147とを備えている。 FIG. 22 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the reception unit 65 in the terminal station device 60 according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 22, the receiving unit 65 includes antenna elements 851-1 to 851-N MT-Ant , low noise amplifiers (LNA) 852-1 to 852-N MT-Ant , a local oscillator 853, and a mixer 854. -1 to 854-N MT-Ant , filters 855-1 to 855-N MT-Ant , A / D (analog / digital) converters 856-1 to 856-N MT-Ant , and FFT (Fast Fourier) Transform (fast Fourier transform) circuits 857-1 to 857-N MT-Ant , reception signal processing circuits 145-1 to 145-N SDM, and a first reception weight processing unit 144 are provided. Reception signal processing circuits 145-1 to 145-N SDM and first reception weight processing unit 144 are connected to communication control circuit 121 shown in FIG. The first reception weight processing unit 144 includes a first channel information estimation circuit 146 and a first reception weight calculation circuit 147.
まず、アンテナ素子851−1〜851−NMT−Antで受信した信号は、ローノイズアンプ852−1〜852−NMT−Antで増幅される。増幅された信号とローカル発振器853から出力される局部発振信号とがミキサ854−1〜854−NMT−Antで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ855−1〜855−NMT−Antで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、A/D変換器856−1〜856−NMT−Antでデジタルベースバンド信号に変換される。例えばOFDMを用いる場合には、デジタルベースバンド信号はFFT回路857−1〜857−NMT−Antに入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換(各サブキャリアの信号に分離)する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路145−1〜145−NSDMに入力されると共に、第1のチャネル情報推定回路146にも入力される。 First, signals received by antenna elements 851-1~851-N MT-Ant is amplified by the low noise amplifier 852-1~852-N MT-Ant. The amplified signal and the local oscillation signal output from the local oscillator 853 are multiplied by the mixers 854-1 to 854-N MT-Ant , and the amplified signal is down-converted from a radio frequency signal to a baseband signal. The Since the down-converted signal includes a signal outside the frequency band to be received, the out - of-band component is removed by the filters 855-1 to 855-N MT-Ant . The signal from which the out-of-band component is removed is converted into a digital baseband signal by the A / D converters 856-1 to 856-N MT-Ant . For example, in the case of using OFDM, the digital baseband signal is input to the FFT circuits 857-1 to 857 -N MT-Ant , and the time axis at a predetermined symbol timing determined by the timing detection circuit omitted here. The upper signal is converted into a signal on the frequency axis (separated into signals of each subcarrier). The signals separated into the subcarriers are input to the reception signal processing circuits 145-1 to 145-N SDM and also input to the first channel information estimation circuit 146.
第1のチャネル情報推定回路146では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号(無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等)を基に基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4の各送信ウエイトベクトルにより形成される仮想的アンテナ素子と、端末局装置60の各アンテナ素子851−1〜851−NMT−Antとの間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を第1の受信ウエイト算出回路147に出力する。第1の受信ウエイト算出回路147では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ZF型の擬似逆行列を利用したり、MMSE型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子851−1〜851−NMT−Antで受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のZF型の擬似逆行列ないしはMMSE型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路145−1〜145−NSDMにそれぞれ入力される。 In the first channel information estimation circuit 146, the first transmission signal of the base station apparatus 70 is based on a known signal for channel estimation separated into each subcarrier (such as a preamble signal added to the head of the radio packet). Channel information channel between the virtual antenna elements formed by the transmission weight vectors of the processing units 181-1 to 181-4 and the antenna elements 851-1 to 851-N MT-Ant of the terminal station device 60 The vector is estimated for each subcarrier, and the estimation result is output to the first reception weight calculation circuit 147. The first reception weight calculation circuit 147 calculates the reception weight to be multiplied for each subcarrier based on the input channel information. For this reception weight, for example, as described above, a ZF type pseudo inverse matrix is used, or an MMSE type reception weight matrix is used. At this time, the reception weight vector for synthesizing the signals received by the antenna elements 851-1 to 851-N MT-Ant differs for each signal sequence, and the above-described ZF type pseudo inverse matrix or MMSE type reception is performed. It corresponds to a row vector such as a weight matrix and is input to received signal processing circuits 145-1 to 145-N SDM corresponding to the signal sequence to be extracted.
受信信号処理回路145−1〜145−NSDMでは、FFT回路857−1〜857−NMT−Antから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、第1の受信ウエイト算出回路147から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子851−1〜851−NMT−Antで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路145−1〜145−NSDMは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをMAC層処理回路68に出力する。 In the reception signal processing circuits 145-1 to 145-N SDM , the signal for each subcarrier input from the FFT circuits 857-1 to 857-N MT-Ant is input from the first reception weight calculation circuit 147. The reception weight is multiplied, and the signals received by the antenna elements 851-1 to 851-N MT-Ant are added and synthesized for each subcarrier. The received signal processing circuits 145-1 to 145-N SDM demodulate the added and combined signals and output the reproduced data to the MAC layer processing circuit 68.
ここで、異なる受信信号処理回路145−1〜145−NSDMでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路145−1〜145−NSDMにまたがった受信信号処理として、MLDやQR分解を用いた簡易MLD等を用いても良い。また、MAC層処理回路68は、MAC層に関する処理(例えば、インタフェース回路67に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、MAC層のヘッダ情報の終端など)を行う。MAC層処理回路68にて処理された受信データは、インタフェース回路67を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路121が管理する。 Here, different received signal processing circuits 145-1 to 145-N SDM perform signal processing of different signal sequences. Further, as received signal processing across a plurality of received signal processing circuits 145-1 to 145-N SDM , MLD, simplified MLD using QR decomposition, or the like may be used. The MAC layer processing circuit 68 also performs processing related to the MAC layer (for example, conversion between data input / output to / from the interface circuit 67 and data transmitted / received on the wireless line, that is, a wireless packet, termination of header information of the MAC layer) Etc.). The reception data processed by the MAC layer processing circuit 68 is output to an external device or a network via the interface circuit 67. Further, the communication control circuit 121 manages control related to overall communication such as overall timing control.
ここで、送信側と同様に受信時の端末局装置60側においても第1特異値に対応する仮想的伝送路を意識的に利用する信号処理とすることも可能である。図23に、第1の実施形態における端末局装置60における受信部65の別の構成の一例を示す。 Here, similarly to the transmission side, the terminal station device 60 side at the time of reception can also perform signal processing that consciously uses the virtual transmission path corresponding to the first singular value. FIG. 23 illustrates an example of another configuration of the receiving unit 65 in the terminal station device 60 according to the first embodiment.
図23において、符号154は第1の受信ウエイト処理部、符号155は第1の受信信号処理回路、符号156は第1のチャネル情報推定回路、符号157は第1の受信ウエイト算出回路、符号159は第2の受信信号処理回路を示し、その他は図22と同様である。先の説明においては、第1の受信ウエイト算出回路157ではNSDM系統の信号系列を直接信号分離するための受信ウエイトを算出するものとして説明したが、一旦、第1特異値に対応する仮想的伝送路で信号分離を行いながら、それでも残る信号系列間の残留干渉を2段階で除去することも可能である。 23, reference numeral 154 is a first reception weight processing unit, reference numeral 155 is a first reception signal processing circuit, reference numeral 156 is a first channel information estimation circuit, reference numeral 157 is a first reception weight calculation circuit, reference numeral 159 Indicates a second received signal processing circuit, and the others are the same as in FIG. In the above description, the first reception weight calculation circuit 157 has been described as calculating the reception weight for directly separating the signal sequence of the N SDM system. However, the virtual circuit corresponding to the first singular value is temporarily used. It is also possible to remove residual interference between the remaining signal sequences in two stages while performing signal separation on the transmission path.
この場合、第1の受信ウエイト算出回路157では、例えば基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4の各アンテナ素子から端末局装置60の各アンテナ素子に向けてのチャネル情報を取得できる場合、このチャネル情報を成分とするチャネル行列に対し、特異値分解した際の第1左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルとして算出する。ないしは、第1の送信信号処理部181−1〜181−4が送信ウエイトベクトルを乗算することで形成される1本の仮想的アンテナ素子を活用して信号送信をしている場合には、その対応する仮想的アンテナ素子と端末局装置60の各アンテナ素子との間のチャネルベクトルを求め、このベクトルを基に受信ウエイトベクトルの各成分を式(7)で求めても良いし(最大比合成のウエイト)、ないしは式(7)で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い(等利得合成のウエイト)。 In this case, in the first reception weight calculation circuit 157, for example, each antenna element of the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 of the base station apparatus 70 is directed to each antenna element of the terminal station apparatus 60. When the channel information can be acquired, the first left singular vector when the singular value decomposition is performed on the channel matrix having the channel information as a component is calculated as a reception weight vector. Or, when the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 use one virtual antenna element formed by multiplying the transmission weight vector, A channel vector between the corresponding virtual antenna element and each antenna element of the terminal station device 60 may be obtained, and each component of the reception weight vector may be obtained by Expression (7) based on this vector (maximum ratio combining). Or the absolute value of the value given by Equation (7) may be given constant (weight for equal gain synthesis).
そして、この様にして求めた受信ウエイトベクトルを、各第1の受信信号処理回路155−1〜155−NSDMに対して入力する。ただし、この後段では第2の受信信号処理回路159にて残留干渉を分離する信号処理を実施するため、リアルタイムで頻繁に受信ウエイトベクトルを更新する必要はなく、例えば100ms周期程度の、見通し波のチャネル情報が急激には変動しないと期待される時間領域において、共通の受信ウエイトベクトルを使いまわすことも可能である。 The reception weight vector obtained in this way is input to each of the first reception signal processing circuits 155-1 to 155-N SDM . However, since signal processing for separating residual interference is performed in the second reception signal processing circuit 159 in this subsequent stage, there is no need to frequently update the reception weight vector in real time. It is also possible to reuse a common reception weight vector in a time domain where channel information is expected not to fluctuate rapidly.
第1のチャネル情報推定回路156及び第1の受信ウエイト算出回路157では、この様な視点から逐次受信ウエイトを更新するのではなく、例えばある程度のチャネル推定結果を第1のチャネル情報推定回路156で平均化することでチャネル推定精度を向上させ、その平均化されたチャネル情報を基に所定の周期で第1の受信ウエイト算出回路157は第1の受信ウエイトベクトルを算出し、これを第1の受信信号処理回路155−1〜155−NSDMに対して入力する構成とすることも可能である。この場合には、平均化に際してはチャネル情報は基準アンテナ(例えば第1アンテナ)の複素位相を基準とする相対チャネル情報(ないしは、各チャネル情報を基準アンテナのチャネル情報で除算したものと考えても良い)を活用することが好ましい。 The first channel information estimation circuit 156 and the first reception weight calculation circuit 157 do not sequentially update the reception weight from such a viewpoint, but for example, the first channel information estimation circuit 156 sends a certain amount of channel estimation results. The channel estimation accuracy is improved by averaging, and the first reception weight calculation circuit 157 calculates a first reception weight vector at a predetermined period based on the averaged channel information. The reception signal processing circuits 155-1 to 155-N may be configured to be input to the SDM . In this case, when averaging, the channel information may be considered as relative channel information based on the complex phase of the reference antenna (for example, the first antenna) (or each channel information divided by the channel information of the reference antenna). It is preferable to utilize (good).
第1の受信信号処理回路155−1〜155−NSDMでは、これらの第1特異値に対応する仮想的伝送路からの信号を第2の受信信号処理回路159に入力する。この第1の受信信号処理回路155−1〜155−NSDMと第2の受信信号処理回路159の機能分担は、図17に示した基地局装置の第1の受信信号処理部185と第2の受信信号処理部75の関係に類似している。すなわち、アンテナ素子数NMT−Antに相当する膨大な受信信号の信号を、第1の受信信号処理回路155−1〜155−NSDMにて空間多重された信号系列数NSDMに縮小した信号に変換して第2の受信信号処理回路159に入力し、第2の受信信号処理回路159では次元が縮小された空間内での一般的なMIMO信号処理を実施する。 In the first reception signal processing circuits 155-1 to 155-N SDM , signals from the virtual transmission line corresponding to these first singular values are input to the second reception signal processing circuit 159. The function sharing between the first received signal processing circuits 155-1 to 155-N SDM and the second received signal processing circuit 159 is the same as that of the first received signal processing unit 185 of the base station apparatus shown in FIG. This is similar to the relationship of the received signal processing unit 75. That is, a signal obtained by reducing a huge number of received signal signals corresponding to the number of antenna elements N MT-Ant to the number of signal sequences N SDM spatially multiplexed by the first received signal processing circuits 155-1 to 155-N SDM . And is input to the second received signal processing circuit 159, and the second received signal processing circuit 159 performs general MIMO signal processing in a space with reduced dimensions.
具体的には、第2の受信信号処理回路159は、受信信号の先頭に付与された既知のトレーニング信号を参照し、NSDM系統の信号系列に対しNSDM×NSDMのチャネル行列を取得し、そのチャネル行列を基に受信信号検出処理を行う。先にも示した様に、第2の受信信号処理回路159は、ZF型の逆行列やMMSE型の線形受信ウエイト行列を乗算すること、ないしはMLDや簡易MLD(QR−MLD等)などの非線形の信号処理を行うことも可能である。第2の受信信号処理回路159は、この様に信号分離されたNSDM系統の信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをMAC層処理回路68に出力する。これは基地局装置の第2の受信信号処理部75の信号処理と同等である。 Specifically, the second received signal processing circuit 159 obtains an N SDM × N SDM channel matrix for the signal sequence of the N SDM system with reference to a known training signal given to the head of the received signal. The received signal detection process is performed based on the channel matrix. As described above, the second received signal processing circuit 159 multiplies a ZF-type inverse matrix or an MMSE-type linear reception weight matrix, or nonlinear such as MLD or simple MLD (QR-MLD, etc.). It is also possible to perform the signal processing. The second received signal processing circuit 159 performs demodulation processing on the signal of the N SDM system that is signal-separated in this way, and outputs the reproduced data to the MAC layer processing circuit 68. This is equivalent to the signal processing of the second received signal processing unit 75 of the base station apparatus.
ここで、基地局装置70の第2の受信信号処理部75ないしは端末局装置60の第2の受信信号処理回路159における装置構成の例(基本的に処理は基地局装置と端末局装置で共通である)を図24に示す。基本的な動作は上述の通りであり、NSDM本の第1特異値に対応する仮想的伝送路の受信信号としてNSDM系列の信号系列が第2の受信信号処理回路190(図23の第2の受信信号処理回路159に相当)に入力(ここでは明示していないが、各サブキャリアの信号が入力されて、同様の信号処理を行うことになる)されると、チャネル行列取得回路191では受信信号の先頭に付与された既知のトレーニング信号を参照し、NSDM系統の信号系列に対しNSDM×NSDMのチャネル行列を取得する。受信ウエイト行列算出回路192は、そのチャネル行列を基に受信ウエイト行列をZF型の逆行列やMMSE型の線形受信ウエイト行列として算出し、これを受信ウエイト行列乗算回路193に入力する。受信ウエイト行列乗算回路193は、後続するデータに受信ウエイト行列を乗算し、異なる仮想的伝送路間のクロストーク成分である干渉信号を抑圧する。信号検出回路194は、SINR特性が高められた各信号に対して信号検出を行う。ここでの信号検出とは一般的な復調処理を意図する。例えば受信信号の軟判定を行い、デインタリーブの後に誤り訂正を行い、最終的な信号検出を行う。複数の信号系列に展開されてパラレル伝送されたデータはパラレル/シリアル変換で1系列のデータに変換され、これらをMAC層処理回路に出力する。なお、ここでは典型的な例として線形の信号処理の例を示したが、信号検出回路194は、MLDないしQR−MLDなどの非線形の信号処理を行うことも可能である。 Here, an example of a device configuration in the second received signal processing unit 75 of the base station device 70 or the second received signal processing circuit 159 of the terminal station device 60 (basically, the processing is common to the base station device and the terminal station device). Is shown in FIG. The basic operation is as described above, and the N SDM sequence signal sequence is converted into the second received signal processing circuit 190 (the first received signal processing circuit 190 in FIG. 23) as the received signal of the virtual transmission line corresponding to the N SDM first singular values. 2 (corresponding to the reception signal processing circuit 159 of No. 2) (not shown here, the signal of each subcarrier is input and the same signal processing is performed), and then the channel matrix acquisition circuit 191 Then, a known training signal given to the head of the received signal is referred to, and an N SDM × N SDM channel matrix is obtained for the signal sequence of the N SDM system. The reception weight matrix calculation circuit 192 calculates a reception weight matrix as a ZF-type inverse matrix or MMSE-type linear reception weight matrix based on the channel matrix, and inputs this to the reception weight matrix multiplication circuit 193. The reception weight matrix multiplication circuit 193 multiplies subsequent data by a reception weight matrix, and suppresses an interference signal that is a crosstalk component between different virtual transmission lines. The signal detection circuit 194 performs signal detection on each signal with improved SINR characteristics. The signal detection here is intended for general demodulation processing. For example, the received signal is softly determined, error correction is performed after deinterleaving, and final signal detection is performed. The data expanded into a plurality of signal series and transmitted in parallel is converted into one series data by parallel / serial conversion, and these are output to the MAC layer processing circuit. Although a linear signal processing example is shown here as a typical example, the signal detection circuit 194 can also perform nonlinear signal processing such as MLD or QR-MLD.
なお、基地局装置70の構成の説明において図17の第2の送信信号処理部71を明示的に示した様に、端末局装置60側においても、図25に示す様に図21に第2の送信信号処理回路148を追加し、送信信号処理回路811−1〜811−NSDMを第1の送信信号処理回路821−1〜821−NSDMに置き換え、更に第1の送信ウエイト算出回路143を送信ウエイト算出回路149に置き換えることも可能である。この場合、図21に示す第2の送信信号処理回路148は図17の第2の送信信号処理部71の機能を備え、第2の送信信号処理回路148では無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う処理を行うと共に、各第1特異値に対応する仮想的伝送路間の信号の漏れ込みを補償するための送信ウエイト行列を送信ウエイト算出回路149から取得し、NSDM系統の送信信号ベクトルに送信ウエイト行列を乗算する処理(送信プリコーディング)を施し、第1の送信信号処理回路821に出力する。一方、第1の送信信号処理回路821−1〜821−NSDMでは、第2の送信信号処理回路148から入力されたNSDM系統の送信信号のそれぞれに、第1特異値に対応する仮想的伝送路を形成するための送信ウエイトを乗算する構成となる。ここで、送信ウエイト算出回路149の機能としては、第1の送信信号処理回路821−1〜821−NSDMにて第1特異値に対応する仮想的伝送路を形成するための送信ウエイトを算出する機能と、各第1特異値に対応する仮想的伝送路間の信号の漏れ込みを補償するための送信ウエイト行列を算出するための機能を両方備えることになる。この場合の送信ウエイト行列は、例えばキャリブレーション処理を伴うインプリシット・フィードバックを用いる手法、ないしは直接的なエクスプリシット・フィードバックを用いる手法などで取得したチャネル情報を基に求められる。 In addition, as the second transmission signal processing unit 71 of FIG. 17 is explicitly shown in the description of the configuration of the base station device 70, the terminal station device 60 side also shows the second transmission signal in FIG. Add the transmission signal processing circuit 148, the transmission signal processing circuit 811-1~811-N SDM replaces the first transmission signal processing circuit 821-1~821-N SDM, further first transmission weight calculating circuit 143 Can be replaced by the transmission weight calculation circuit 149. In this case, the second transmission signal processing circuit 148 shown in FIG. 21 has the function of the second transmission signal processing unit 71 in FIG. 17, and the second transmission signal processing circuit 148 generates a wireless packet to be transmitted through a wireless line. Then, a modulation weighting process is performed, and a transmission weight matrix for compensating for leakage of signals between virtual transmission lines corresponding to each first singular value is acquired from the transmission weight calculation circuit 149, and the N SDM system The transmission signal vector is multiplied by a transmission weight matrix (transmission precoding) and output to the first transmission signal processing circuit 821. On the other hand, in the first transmission signal processing circuits 821-1 to 821-N SDM , each of the transmission signals of the N SDM system input from the second transmission signal processing circuit 148 has a virtual corresponding to the first singular value. The transmission weight for forming the transmission path is multiplied. Here, the function of the transmission weight calculation circuit 149 is to calculate a transmission weight for forming a virtual transmission line corresponding to the first singular value in the first transmission signal processing circuits 821-1 to 821-N SDM . And a function for calculating a transmission weight matrix for compensating for leakage of signals between virtual transmission lines corresponding to each first singular value. In this case, the transmission weight matrix is obtained on the basis of channel information acquired by, for example, a method using implicit feedback with calibration processing or a method using direct explicit feedback.
第1の実施形態に係る本発明の特徴は、端末局装置60と基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4との間で、第1特異値に対応する仮想的伝送路を利用することである。したがって、端末局装置60から基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4に向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第1右特異ベクトルに送信ウエイトベクトルを用いることになり、第1の送信ウエイト算出回路143はこの第1右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。なお、この第1右特異ベクトルの近似解として、詳細は後述するが、基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4の中の1本のアンテナ素子との間でチャネルベクトルを求め、このチャネルベクトルの複素共役を取ったベクトル、ないしはそのベクトルの各成分の絶対値を全て一定にしたベクトルのいずれかを、送信ウエイトベクトルとして利用しても構わない。本来、基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4のアンテナ素子群が全体で仮想的な指向性アンテナを形成することになるが、その代替としてこの手法は例えばそのアンテナ素子群の中の物理的に中央付近に存在するアンテナ1本で代表した場合を近似解と見なすことに相当する。この場合、近似解のウエイトは厳密解のウエイトとは異なるものとなるのであるが、シミュレーションで評価すればその結果得られる利得は後述する様に極端に大きな劣化がある訳ではない。 The feature of the present invention according to the first embodiment is that a virtual corresponding to the first singular value is between the terminal station device 60 and the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 of the base station device 70. Using a common transmission line. Therefore, for each channel matrix from the terminal station device 60 toward the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 of the base station device 70, the transmission weight is transmitted to the first right singular vector when the singular value decomposition is performed. A vector is used, and the first transmission weight calculation circuit 143 has a function of calculating the first right singular vector. As an approximate solution of the first right singular vector, details will be described later, but between the first antenna element in the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 of the base station device 70, Either a vector obtained by obtaining a channel vector and taking the complex conjugate of the channel vector or a vector in which the absolute values of the components of the vector are all constant may be used as the transmission weight vector. Originally, the antenna element group of the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 of the base station apparatus 70 forms a virtual directional antenna as a whole. This is equivalent to considering the case represented by one antenna physically present near the center in the antenna element group as an approximate solution. In this case, although the weight of the approximate solution is different from the weight of the exact solution, the gain obtained as a result of evaluation by simulation does not have an extremely large deterioration as will be described later.
以上が、第1の実施形態における端末局装置60、送信部61、及び受信部65の構成の説明である。ここで重要なのは、送信部61におけるローカル発振器815が送信部61の各アンテナ系統におけるミキサ816−1〜816−NMT−Antで共通化されている点、受信部65におけるローカル発振器853が受信部65の各アンテナ系統におけるミキサ854−1〜854−NMT−Antで共通化されている点である。指向性制御においてはアンテナ素子ごとで送受信信号の位相を調整することになるが、それぞれのローカル発振器815ないしはローカル発振器853から入力される信号の位相関係が常に一定になる様にすることで、どの様な位相関係で送受信ウエイトを乗算すれば良いかが判断可能となる。一方、ローカル発振器815ないしはローカル発振器853が送信部61内又は受信部65内で非同期のものを複数利用する場合には、少なくとも送信部61において送信ウエイトを乗算する指向性制御が効果的に機能しなくなる。装置の設計においては、この点に注意が必要である。なお、ローカル発振器815とローカル発振器853を共用することも可能である。 The above is description of the structure of the terminal station apparatus 60, the transmission part 61, and the receiving part 65 in 1st Embodiment. What is important here is that the local oscillator 815 in the transmission unit 61 is shared by the mixers 816-1 to 816-N MT-Ant in each antenna system of the transmission unit 61, and the local oscillator 853 in the reception unit 65 is the reception unit. It is a point shared by mixers 854-1 to 854-N MT-Ant in each of the 65 antenna systems. In directivity control, the phase of a transmission / reception signal is adjusted for each antenna element. By making the phase relationship of signals input from each local oscillator 815 or local oscillator 853 always constant, It is possible to determine whether the transmission / reception weights should be multiplied in such a phase relationship. On the other hand, when the local oscillator 815 or the local oscillator 853 uses a plurality of asynchronous ones in the transmission unit 61 or the reception unit 65, directivity control for multiplying at least the transmission weight in the transmission unit 61 functions effectively. Disappear. Care should be taken in this regard when designing the device. Note that the local oscillator 815 and the local oscillator 853 can be shared.
(Point−to−Multipointへの拡張について)
以上の説明ではPoint−to−Point型の無線エントランス回線に関する説明を中心に行っていたため、第1の信号処理部304の配置は何らかの手法で最適化された状態で運用すれば、第1の信号処理部304の数だけの空間多重伝送が可能になる。このための最適化手法は後述するアンテナ配置法でも良いし、アンテナ設置時に何ヶ所かに設定しながら、その中で仮想的伝送路が概ね直交する配置を検索して対応しても構わない。しかし、一つの基地局装置70と複数の端末局装置60が同時にPoint−to−Multipoint型の通信を行う場合には、全ての端末局装置にとって基地局装置70側のアンテナ配置が共通の理想的な配置とすることは困難なので、冗長な数の第1の信号処理部304を設置し、通信する端末局装置60ごとに異なる組み合わせの第1の信号処理部304を選択して通信を行う構成としても構わない。この場合には、通信制御回路にて最適な第1の信号処理部304の組み合わせを判断することになるため、通信制御回路に端末局装置60ごとの最適な第1の信号処理部304の組み合わせ情報に関するデータベースなどの機能を備える必要がある。
(About extension to Point-to-Multipoint)
In the above description, the description has been focused on the point-to-point type wireless entrance line. Therefore, if the arrangement of the first signal processing unit 304 is operated in a state optimized by some technique, the first signal As many spatial multiplexing transmissions as the number of processing units 304 are possible. The optimization method for this may be the antenna arrangement method described later, or may be set by searching for an arrangement in which the virtual transmission lines are substantially orthogonal while setting the antenna at several locations. However, when one base station apparatus 70 and a plurality of terminal station apparatuses 60 perform point-to-multipoint communication at the same time, an ideal antenna arrangement on the base station apparatus 70 side is common to all terminal station apparatuses. Since it is difficult to make a random arrangement, a redundant number of first signal processing units 304 are installed, and communication is performed by selecting different combinations of first signal processing units 304 for each terminal station device 60 to communicate with. It does not matter. In this case, since the optimal combination of the first signal processing units 304 is determined by the communication control circuit, the optimal combination of the first signal processing units 304 for each terminal station device 60 is included in the communication control circuit. It is necessary to provide functions such as a database for information.
(本発明における信号処理の処理フローについて)
以下では、本発明の第1の実施形態における信号処理の処理フローについて説明する。基本的に基地局装置と端末局装置の信号処理フローは共通であるが、引用すべき回路の名称・符号番号が異なるため、ここでは基地局装置に関する信号処理フローを例に取り説明する。また、上述の様に第2の送信信号処理部71(端末局装置の場合には、明示的な記述がある図25の第2の送信信号処理回路148に相当)での信号処理は、送信ウエイト行列の乗算(送信プリコーディング)を施さないこととすることも可能であり、この場合にはその信号処理に関する部分は省略可能である。
(Processing flow of signal processing in the present invention)
Hereinafter, a processing flow of signal processing in the first embodiment of the present invention will be described. Basically, the signal processing flows of the base station apparatus and the terminal station apparatus are the same, but the names and code numbers of the circuits to be cited are different. Further, as described above, the signal processing in the second transmission signal processing unit 71 (corresponding to the second transmission signal processing circuit 148 in FIG. 25 having an explicit description in the case of a terminal station apparatus) It is also possible not to perform weight matrix multiplication (transmission precoding). In this case, the signal processing portion can be omitted.
図26に、第1の実施形態における信号送信時の信号処理フローの概要を示す。送信処理を開始すると、通信制御回路120は第1の信号処理部304及び第2の信号処理部305に対して、第1の送信ウエイトベクトル及び第2の送信ウエイト行列の読み出しを指示する(ステップS2601)(ステップS2602)。 FIG. 26 shows an outline of a signal processing flow at the time of signal transmission in the first embodiment. When the transmission process is started, the communication control circuit 120 instructs the first signal processing unit 304 and the second signal processing unit 305 to read out the first transmission weight vector and the second transmission weight matrix (step S1). S2601) (Step S2602).
ここでの送信ウエイトベクトル及び送信ウエイト行列の読み出しは、例えばPoint−to−Multipoint型の通信で且つ基地局装置70の場合には、通信相手局である端末局装置60が通信の都度異なることになるため、送信の都度、毎回読み出し処理を行うことになる。一方、固定的なPoint−to−Point型の通信の場合、ないしは端末局装置60の様に通信相手局が常に基地局装置70に固定される場合には、毎回読み出さずとも処理を省略することも可能である。ただし、チャネルの時変動が無視できず、毎回、送信ウエイトが変更になる場合には、通信相手が固定である場合でも毎回、送信の都度読み出す構成としても良い。ないしは、所定の周期で更新された送信ウエイトを読み出す構成としても良い。また、前述の様に第2の信号処理部305における第2の送信ウエイト乗算回路での行列乗算を省略する場合には、この第2の信号処理部305における送信ウエイト行列の読み出しは不要となる。 The reading of the transmission weight vector and the transmission weight matrix here is, for example, in the case of Point-to-Multipoint type communication and in the case of the base station apparatus 70, the terminal station apparatus 60 which is a communication partner station is different every time communication is performed. Therefore, a read process is performed every time transmission is performed. On the other hand, in the case of fixed point-to-point communication, or when the communication partner station is always fixed to the base station device 70 as in the terminal station device 60, the processing is omitted without reading each time. Is also possible. However, when the transmission variation of the channel cannot be ignored and the transmission weight is changed every time, the configuration may be such that the communication partner is read out every time even when the communication partner is fixed. Or it is good also as a structure which reads the transmission weight updated by the predetermined period. Further, when the matrix multiplication in the second transmission weight multiplication circuit in the second signal processing unit 305 is omitted as described above, it is not necessary to read out the transmission weight matrix in the second signal processing unit 305. .
第2の信号処理部305においては、空間多重を行うNSDM系統分の送信信号を生成し(ステップS2603)、その送信信号に対して第2の送信ウエイト行列を乗算する(ステップS2604)。乗算後のNSDM系統分の送信データはそれぞれ対応する第1の信号処理部304に転送される(ステップS2605)。第2の信号処理部305は、送信データの送信が終了しているか否かを判定する(ステップS2606)。送信データの送信が終了していない場合(ステップS2606:NO)、第2の信号処理部305は、ステップS2603に処理を戻す。送信データの送信が終了している場合(ステップS2606:YES)、第2の信号処理部305は、信号送信時の信号処理フローを終了する。 The second signal processing unit 305 generates transmission signals for N SDM systems that perform spatial multiplexing (step S2603), and multiplies the transmission signals by a second transmission weight matrix (step S2604). The transmission data for the N SDM systems after multiplication is transferred to the corresponding first signal processing unit 304 (step S2605). The second signal processing unit 305 determines whether transmission of transmission data has been completed (step S2606). When transmission of transmission data has not ended (step S2606: NO), the second signal processing unit 305 returns the process to step S2603. When the transmission of the transmission data has ended (step S2606: YES), the second signal processing unit 305 ends the signal processing flow at the time of signal transmission.
一方、第1の信号処理部304では事前に読み出していた、第1の信号処理部304ごとの送信ウエイトベクトルを用いて、送信信号(1次元の信号)に送信ウエイトベクトルを乗算し(ステップS2607)、送信アンテナ数NAnt次元の送信信号ベクトルに変換し、アンテナ系統ごとに送信信号処理を行う(ステップS2608)。 On the other hand, the transmission signal (one-dimensional signal) is multiplied by the transmission weight vector using the transmission weight vector for each first signal processing unit 304 read in advance by the first signal processing unit 304 (step S2607). ), The number of transmission antennas is converted into a transmission signal vector of N Ant dimension, and transmission signal processing is performed for each antenna system (step S2608).
例えば、OFDM変調方式を想定する際には、送信信号の生成はサブキャリアごと、及びOFDMシンボルごとに実施され、送信ウエイト行列の乗算や送信ウエイトベクトルの乗算なども、全てサブキャリアごとに個別に行われる。ここでの送信信号処理としては、周波数軸上のサブキャリアごとの送信信号に対しIFFT処理を施し、ガードインターバルを付与してシンボル間の波形整形などを必要に応じて加え、この時間軸上のサンプリングデータをD/A変換してアナログベースバンド信号を生成し、これをミキサにてアップコンバートした後、帯域外成分をフィルタにて除去し、ハイパワーアンプで信号増幅したものをアンテナから送信する。 For example, when an OFDM modulation scheme is assumed, transmission signal generation is performed for each subcarrier and for each OFDM symbol, and transmission weight matrix multiplication and transmission weight vector multiplication are all individually performed for each subcarrier. Done. As the transmission signal processing here, IFFT processing is performed on the transmission signal for each subcarrier on the frequency axis, a guard interval is added, and waveform shaping between symbols is added as necessary. Sample data is D / A converted to generate an analog baseband signal, which is upconverted by a mixer, then out-of-band components are removed by a filter, and a signal amplified by a high power amplifier is transmitted from an antenna. .
以上はOFDM変調方式を用いる場合の例だが、その他のSC−FDEなどの方式に対しても同様であり、基本的には従来の様々な通信方式を適用することができる。また、必ずしも周波数軸上の信号処理である必要はなく、後述する様に送信ウエイトベクトルの乗算を時間軸上で実施する場合などでは、単一の送信ウエイトベクトル(及び行列)を用いて、サンプリングデータごとに送信ウエイトベクトル(及び行列)の乗算を施す構成としても構わない。また、誤り訂正の符号化やインタリーブなどの処理は送信信号の生成処理に含まれるものとし、ここでの説明では省略している。 The above is an example in the case of using the OFDM modulation method, but the same applies to other methods such as SC-FDE, and basically various conventional communication methods can be applied. In addition, it is not always necessary to perform signal processing on the frequency axis. When performing transmission weight vector multiplication on the time axis as described later, sampling is performed using a single transmission weight vector (and matrix). A configuration in which transmission weight vectors (and matrices) are multiplied for each data may be used. Further, processing such as error correction coding and interleaving is included in the transmission signal generation processing, and is omitted in the description here.
次に図27に、第1の実施形態における信号受信時の信号処理フローの第1例の概要を示す。信号を受信すると、通信制御回路120は複数の第1の信号処理部304に対して、それぞれの第1の受信ウエイトベクトルの読み出しを指示する(ステップS2701)。 Next, FIG. 27 shows an outline of a first example of a signal processing flow at the time of signal reception in the first embodiment. When receiving the signal, the communication control circuit 120 instructs the first signal processing units 304 to read out the respective first reception weight vectors (step S2701).
ここでの受信ウエイトベクトルの読み出しは、送信側の場合と同様に例えばPoint−to−Multipoint型の通信で且つ基地局装置70の場合には、通信相手局である端末局装置60が通信の都度異なることになるため、送信の都度、毎回読み出し処理を行うことになる。一方、固定的なPoint−to−Point型の通信である場合、ないしは端末局装置60の様に通信相手局が常に基地局装置70に固定される場合には、毎回読み出さずとも処理を省略することも可能である。ただし、チャネルの時変動が無視できず、毎回、受信ウエイトが変更になる場合には、通信相手が固定である場合でも毎回、送信の都度読み出す構成としても良い。ないしは、所定の周期で更新された受信ウエイトを読み出す構成としても良い。 In the case of the point-to-multipoint communication, for example, in the case of the base station device 70, the reading of the reception weight vector here is the same as the case of the transmission side. Since they are different, the reading process is performed every time transmission is performed. On the other hand, in the case of fixed point-to-point communication, or when the communication partner station is always fixed to the base station device 70 as in the terminal station device 60, the processing is omitted without reading each time. It is also possible. However, when the time variation of the channel cannot be ignored and the reception weight is changed every time, the configuration may be such that the communication partner is read out every time even if the communication partner is fixed. Or it is good also as a structure which reads the receiving weight updated by the predetermined period.
その後、実際の信号を受信すると、アンテナ系統ごとに信号受信処理を実施する(ステップS2702)。ここでの信号受信処理とは、例えば受信信号をローノイズアンプで増幅し、ミキサにてダウンコンバート処理を施し、フィルタにて帯域外周波数成分を除去した後、A/D変換器にてデジタルベースバンド信号のサンプル値に変換する。これらの受信信号処理においては、例えばOFDM変調方式であればOFDMシンボルごとに切り出すと共にガードインターバルを除去し、FFTによりサブキャリア成分ごとの周波数軸上の信号に変換する。 Thereafter, when an actual signal is received, signal reception processing is performed for each antenna system (step S2702). The signal reception processing here is, for example, amplifying the reception signal with a low noise amplifier, down-converting with a mixer, removing out-of-band frequency components with a filter, and then digital baseband with an A / D converter Convert to signal sample value. In these received signal processes, for example, in the case of the OFDM modulation method, the signal is cut out for each OFDM symbol, the guard interval is removed, and converted to a signal on the frequency axis for each subcarrier component by FFT.
以上の受信信号処理が施された信号に対しては、アンテナ素子ごとの信号をベクトル成分とする受信信号ベクトルに対し受信ウエイトベクトルの乗算を行い(ステップS2703)、この結果を第2の信号処理部305に転送する(ステップS2704)。第1の信号処理部304は、受信データの受信が終了しているか否かを判定する(ステップS2705)。ここで、受信データが更に継続する場合には(ステップS2705:YES)、ステップS2702に示す受信信号処理に戻り処理を継続し、受信データが終了している場合(ステップS2705:NO)には第1の信号処理部304の処理は終了となる。 For the signal subjected to the above reception signal processing, the reception signal vector having the signal for each antenna element as a vector component is multiplied by the reception weight vector (step S2703), and this result is used as the second signal processing. The data is transferred to the unit 305 (step S2704). The first signal processing unit 304 determines whether or not reception of received data has ended (step S2705). If the received data continues further (step S2705: YES), the process returns to the received signal processing shown in step S2702, and the process continues. If the received data ends (step S2705: NO), The processing of the first signal processing unit 304 ends.
一方、第2の信号処理部305においては、第1の信号処理部304から転送される信号が例えば無線パケットの先頭に付与されているチャネル推定用のトレーニング信号か否かを判断し(ステップS2706)、トレーニング信号であれば(ステップS2706:YES)チャネル推定を実施し(ステップS2707)、得られたチャネル行列を基に第2の受信ウエイト行列を生成する(ステップS2708)。一方、トレーニング信号ではないデータ部分であれば(ステップS2706:NO)、空間多重数のNSDM次元の受信信号ベクトルに対し、第2の受信ウエイト行列を乗算し(ステップS2709)、信号分離の後に信号検出処理を実施する(ステップS2710)。ここでの信号検出処理とは、例えば送信信号に対する軟判定処理、デインタリーブ処理、誤り訂正処理などを経て、送信信号を推定する処理を意味し、これらの物理層の信号処理の完了後にMAC層処理回路へと出力される。 On the other hand, the second signal processing unit 305 determines whether or not the signal transferred from the first signal processing unit 304 is, for example, a training signal for channel estimation added to the head of the wireless packet (step S2706). If it is a training signal (step S2706: YES), channel estimation is performed (step S2707), and a second reception weight matrix is generated based on the obtained channel matrix (step S2708). On the other hand, if the data portion is not a training signal (step S2706: NO), the spatially multiplexed N SDM- dimensional received signal vector is multiplied by the second reception weight matrix (step S2709), and after signal separation A signal detection process is performed (step S2710). Signal detection processing here means processing for estimating a transmission signal through, for example, soft decision processing, deinterleaving processing, error correction processing, etc. for the transmission signal, and after completion of signal processing of these physical layers, the MAC layer It is output to the processing circuit.
なお、受信信号処理においてはOFDM変調方式の他にSC−FDE方式などの一般の従来技術も同様に適用可能である。更に、説明ではサブキャリアごとの信号処理の様に説明したが、必ずしも周波数軸上の信号処理である必要はなく、後述する様に受信ウエイトベクトル及び受信ウエイト行列の乗算を時間軸上で実施する場合などでは、単一の受信ウエイトベクトル及び受信ウエイト行列を用いて、サンプリングデータごとに受信ウエイトベクトル及び受信ウエイト行列の乗算を施す構成としても構わない。また、例えば第2の受信ウエイト行列を乗算するステップS2709(及び信号分離の後に信号検出処理を実施するステップS2710)に相当するMIMO信号処理に関しては必ずしも線形信号処理として第2の受信ウエイト行列を乗算する必要はなく、QR−MLDやMLDなどの一般的なMIMO信号検出処理を適用することも可能である。 In the received signal processing, general conventional techniques such as the SC-FDE method as well as the OFDM modulation method can be similarly applied. Further, in the description, the signal processing for each subcarrier has been described. However, the signal processing is not necessarily performed on the frequency axis, and the reception weight vector and the reception weight matrix are multiplied on the time axis as will be described later. In some cases, for example, a single reception weight vector and reception weight matrix may be used to multiply the reception weight vector and reception weight matrix for each sampling data. For example, the MIMO signal processing corresponding to step S2709 for multiplying the second reception weight matrix (and step S2710 for performing signal detection processing after signal separation) is not necessarily multiplied by the second reception weight matrix as linear signal processing. There is no need to do this, and it is also possible to apply a general MIMO signal detection process such as QR-MLD or MLD.
なお、以上の説明は基地局装置70の様に第1の信号処理部304で用いるローカル発振器853が第1の信号処理部304ごとに非同期の場合を想定し、第2の受信ウエイト行列を信号の受信ごとに算出する場合について説明したが、例えば端末局装置60の場合には全てのアンテナ素子のアップコンバート処理、及び又はダウンコンバート処理に用いるローカル発振器853が共通化されているため、必ずしも受信のたびに第2の受信ウエイト行列が変化する訳ではない。この様にローカル発振器853が全体で共通化されていて且つチャネルの時変動を無視できる場合には、過去に取得した第2の受信ウエイト行列を用いることも可能である。図28に本発明の第1の実施形態における信号受信時の信号処理フローの第2例の概要を示す。図28に示すステップS2801からステップS2805までは、図27に示すステップS2701からステップS2705までと同じである。図27との差分は、第2の信号処理部305の信号処理において、信号の受信処理が開始された時点で第2の信号処理部305は通信制御回路120からの第2の受信ウエイト行列の読み出し指示を受け、第2の受信ウエイト行列の読み出しを行う(ステップS2806)。その後、第1の信号処理部304から受信信号が転送されると、空間多重数のNSDM次元の受信信号ベクトルに対して第2の受信ウエイト行列を乗算し(ステップS2807)、その後に信号検出処理を行う(ステップS2808)構成としている。その他の信号処理に関しては図27と同様である。 Note that the above description assumes that the local oscillator 853 used in the first signal processing unit 304 is asynchronous for each first signal processing unit 304 as in the base station apparatus 70, and the second reception weight matrix is a signal. In the case of the terminal station device 60, for example, the local oscillator 853 used for the up-conversion processing and / or down-conversion processing of all antenna elements is shared, so that reception is not necessarily performed. The second reception weight matrix does not change every time. As described above, when the local oscillator 853 is shared as a whole and the time variation of the channel can be ignored, the second reception weight matrix acquired in the past can be used. FIG. 28 shows an outline of a second example of the signal processing flow at the time of signal reception in the first embodiment of the present invention. Steps S2801 to S2805 shown in FIG. 28 are the same as steps S2701 to S2705 shown in FIG. The difference from FIG. 27 is that in the signal processing of the second signal processing unit 305, the second signal processing unit 305 receives the second reception weight matrix from the communication control circuit 120 when the signal reception processing is started. In response to the read instruction, the second reception weight matrix is read (step S2806). After that, when the received signal is transferred from the first signal processing unit 304, the second received weight matrix is multiplied by the spatially multiplexed N SDM- dimensional received signal vector (step S2807), and then signal detection is performed. Processing is performed (step S2808). Other signal processing is the same as in FIG.
以上の様に、第1の実施形態の無線通信システム50は、基地局装置70(第1の無線局装置)及び端末局装置60(第2の無線局装置)を備える。基地局装置70は、複数の第1の送信信号処理部181と、複数の第1の受信信号処理部185と、第2の送信信号処理部71、第2の受信信号処理部75とを有する。複数の第1の送信信号処理部181は、複数のアンテナ素子819を有する。複数の第1の受信信号処理部185は、複数のアンテナ素子851を有する。第2の送信信号処理部71は、複数の第1の送信信号処理部181に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。第2の受信信号処理部75は、複数の第1の受信信号処理部185に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。端末局装置60は、複数のアンテナ素子819と、複数のアンテナ素子851と、送信部61と、受信部65とを有する。送信部61は、複数のアンテナ素子819を介して、複数の第1の受信信号処理部185との無線通信を実行する。送信部61は、複数のアンテナ素子819を介して、複数の第1の受信信号処理部185と、第1の受信信号処理部185に対応付けられた第2の受信信号処理部75との無線通信を実行してもよい。受信部65は、複数のアンテナ素子851を介して、複数の第1の送信信号処理部181との無線通信を実行する。受信部65は、複数のアンテナ素子851を介して、複数の第1の送信信号処理部181と、第1の送信信号処理部181に対応付けられた第2の送信信号処理部71との無線通信を実行してもよい。第1の送信信号処理部181及び第1の受信信号処理部185は、第1のアンテナ素子群と第2のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるMIMOチャネル行列に対する送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルの少なくとも一方を、MIMOチャネル行列の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方又は第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出する。複数の第1の送信信号処理部181及び第1の受信信号処理部185は、第1の送信信号処理部181又は第1の受信信号処理部185に対応した当該送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルのうち少なくとも一方を用いて、それぞれ独立な信号系列を空間多重伝送する。 As described above, the wireless communication system 50 according to the first embodiment includes the base station device 70 (first wireless station device) and the terminal station device 60 (second wireless station device). The base station device 70 includes a plurality of first transmission signal processing units 181, a plurality of first reception signal processing units 185, a second transmission signal processing unit 71, and a second reception signal processing unit 75. . The plurality of first transmission signal processing units 181 includes a plurality of antenna elements 819. The plurality of first reception signal processing units 185 includes a plurality of antenna elements 851. The second transmission signal processing unit 71 executes radio communication signal processing associated with the plurality of first transmission signal processing units 181. The second received signal processing unit 75 executes signal processing for wireless communication associated with the plurality of first received signal processing units 185. The terminal station device 60 includes a plurality of antenna elements 819, a plurality of antenna elements 851, a transmission unit 61, and a reception unit 65. The transmission unit 61 performs wireless communication with the plurality of first reception signal processing units 185 via the plurality of antenna elements 819. The transmission unit 61 wirelessly communicates with a plurality of first reception signal processing units 185 and a second reception signal processing unit 75 associated with the first reception signal processing unit 185 via a plurality of antenna elements 819. Communication may be performed. The receiving unit 65 performs wireless communication with the plurality of first transmission signal processing units 181 via the plurality of antenna elements 851. The receiving unit 65 wirelessly communicates with the plurality of first transmission signal processing units 181 and the second transmission signal processing unit 71 associated with the first transmission signal processing unit 181 via the plurality of antenna elements 851. Communication may be performed. The first transmission signal processing unit 181 and the first reception signal processing unit 185 are a transmission weight vector and a reception weight for a MIMO channel matrix used for wireless communication between the first antenna element group and the second antenna element group. At least one of the vectors is at least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to the first singular value of the MIMO channel matrix, or an approximate solution of the first right singular vector and an approximate solution of the first left singular vector. It calculates based on at least one. The plurality of first transmission signal processing units 181 and first reception signal processing units 185 include the transmission weight vector and the reception weight vector corresponding to the first transmission signal processing unit 181 or the first reception signal processing unit 185, respectively. At least one of them is used to spatially transmit independent signal sequences.
これによって、第1の実施形態の基地局装置70、端末局装置60、無線通信システム50及び無線通信方法は、見通し環境が支配的な環境でMIMOによって伝送容量を増大させることが可能となる。例えば、基地局装置70、端末局装置60、無線通信システム50及び無線通信方法は、将来モバイルネットワークにおける無線通信システムにおいて、見通し環境が支配的でありながら、高次空間多重及び高周波数帯を利用して大容量化を実現することが可能となる。 Accordingly, the base station device 70, the terminal station device 60, the wireless communication system 50, and the wireless communication method according to the first embodiment can increase the transmission capacity by MIMO in an environment where the line-of-sight environment is dominant. For example, the base station device 70, the terminal station device 60, the radio communication system 50, and the radio communication method use high-order spatial multiplexing and a high frequency band while the line-of-sight environment is dominant in the radio communication system in the future mobile network. As a result, a large capacity can be realized.
第1の実施形態の基地局装置303としての基地局装置70は、狭い領域にアンテナ素子を束ねた第1の信号処理部304と、それらを集約する第2の信号処理部305を備える。第1の信号処理部304では個々の信号処理部内に閉じたビームフォーミングを行い、異なる第1の信号処理部304にまたがったビームフォーミングはしない。個別の第1の信号処理部304は、「見通し波」を最大限に活用する「第1特異値に対応する仮想的伝送路」のための送受信ウエイトを生成し、複数の第1の信号処理部304における個々の送受信ウエイトを用いて空間多重伝送を行う。 The base station device 70 as the base station device 303 of the first embodiment includes a first signal processing unit 304 in which antenna elements are bundled in a narrow area, and a second signal processing unit 305 that aggregates them. The first signal processing unit 304 performs closed beam forming in each signal processing unit, and does not perform beam forming across different first signal processing units 304. The individual first signal processing unit 304 generates transmission / reception weights for the “virtual transmission path corresponding to the first singular value” that makes the best use of the “line-of-sight wave”, and performs a plurality of first signal processing Spatial multiplexing transmission is performed using individual transmission / reception weights in the unit 304.
ここで、以上の説明では見通し環境が支配的な環境であることを典型的な実施形態として説明してきたが、例えば完全な見通し環境でない場合でも、非常に強い反射波が特定の方向から到来したり、見通し波と遜色ない回折波が到来したりする場合には、第1特異値に相当する仮想的伝送路はその到来方向に形成されることになる。この意味で、第1特異値に相当する仮想的伝送路とは見通し波により構成される伝送路である必然性はなく、本発明の第1の実施形態では、第1特異値に相当する仮想的伝送路を複数系統、積極的に活用して空間多重伝送することであるために、見通し外環境であっても本発明の第1の実施形態は適用可能である。その場合の回路構成、処理フローは上記説明と全く変わることなく、そのままの内容で適用することが可能である。 Here, in the above description, it has been described as a typical embodiment that the sight environment is the dominant environment. However, for example, even when the sight environment is not perfect, a very strong reflected wave arrives from a specific direction. When a diffracted wave that is not inferior to a line-of-sight wave arrives, a virtual transmission line corresponding to the first singular value is formed in the arrival direction. In this sense, the virtual transmission line corresponding to the first singular value is not necessarily a transmission line constituted by line-of-sight waves, and in the first embodiment of the present invention, the virtual transmission line corresponding to the first singular value is used. The first embodiment of the present invention can be applied even in a non-line-of-sight environment because it is a spatial multiplexing transmission that actively utilizes a plurality of transmission paths. The circuit configuration and processing flow in that case can be applied as they are without changing from the above description.
[第2の実施形態]
[見通しMIMO伝送の直交化のためのアンテナ配置条件]
(第2の実施形態に係る基本原理の概要)
ここで、複数の仮想的伝送路が概ね直交関係になるための条件を整理する。上記の図16では、25本のアンテナ素子ごとに実効的に一つの指向性ビームが形成されているので、これは近似的には指向性利得の非常に高い1本のアンテナ(例えばパラボラアンテナ)を利用していることに相当する。そこで、図29に基地局装置に4本のパラボラアンテナ、端末局装置に16本のアンテナ素子をリニアアレー状に実装したケースの例を示す。図29において、符号306は基地局装置、符号302は端末局装置、符号307−1〜307−4はパラボラアンテナを示す。端末局装置302は、端末局装置60に相当する。基地局装置306は、等価的には基地局装置70に相当する。基本的には、図29に示すパラボラアンテナ307−1〜307−4と等価な伝送を、基地局装置70の多数のアンテナ素子をグループ化することで実現する。
[Second Embodiment]
[Antenna placement conditions for orthogonalization of line-of-sight MIMO transmission]
(Outline of the basic principle according to the second embodiment)
Here, the conditions for a plurality of virtual transmission paths to be approximately orthogonal are arranged. In FIG. 16, since one directional beam is effectively formed for every 25 antenna elements, this is approximately one antenna having a very high directivity gain (for example, a parabolic antenna). Is equivalent to using. Therefore, FIG. 29 shows an example of a case where four parabolic antennas are mounted on the base station apparatus and 16 antenna elements are mounted on the terminal station apparatus in a linear array shape. 29, reference numeral 306 indicates a base station apparatus, reference numeral 302 indicates a terminal station apparatus, and reference numerals 307-1 to 307-4 indicate parabolic antennas. The terminal station device 302 corresponds to the terminal station device 60. Base station apparatus 306 is equivalent to base station apparatus 70 equivalently. Basically, transmission equivalent to the parabolic antennas 307-1 to 307-4 shown in FIG. 29 is realized by grouping a large number of antenna elements of the base station apparatus 70.
ここで、見通し波が支配的な図29におけるMIMOチャネルの4個の特異値が、先に示す場合と同様に概ね均等に大きな値となる条件を整理する。例えば特許文献(特許第5488894号公報)には見通し環境のMIMO伝送が成立する条件が規定されているが、これらの従来技術の基本的な考え方は、基地局装置と端末局装置の備えるアンテナ素子の間隔を可能な限り広げ、その結果として個々の送信アンテナと受信アンテナとの間の距離にばらつきを与え、その距離の差の関係が擬似的にランダムな関係(ないしは所定の関係)となる様に調整する様に試みるのである。 Here, the conditions under which the four singular values of the MIMO channel in FIG. 29 in which the line-of-sight wave is dominant are substantially equally large as in the case described above are arranged. For example, a patent document (Japanese Patent No. 5488894) stipulates a condition for establishing MIMO transmission in a line-of-sight environment. The basic idea of these prior arts is an antenna element provided in a base station device and a terminal station device. As a result, the distance between individual transmitting antennas and receiving antennas varies, and the relationship between the distances becomes a pseudo-random relationship (or a predetermined relationship). Attempt to adjust to.
一方、例えばフェーズドアレーアンテナ技術においては、1次元状のリニアアレーのアンテナ素子間隔をdとすれば、このdの値を小さく設定することで、指向性を向けるべき方向の遠方にあるアンテナから見れば、個々のリニアアレーのアンテナ素子に到来する(ないしは送出される)電波が平面波状に近似できる様になり、到来波の方向を角度θで表せば、アンテナ素子ごとの経路差はd・sinθで高精度に近似可能になる。しかし、上述の従来技術の基本的な考え方ではそれぞれのアンテナ素子の間隔を可能な限り広く設定するために、この様な平面波近似を行うことができず、その近似を異なる条件で行う必要があった。その結果として従来技術の近似の精度は低下する。実際、見通し環境でのMIMO通信を行う際には、送受信局の双方で大型のパラボラアンテナを想定していた。通常、パラボラアンテナのサイズは波長に比べて大幅に大きいため、上述の様な経路長差を波長に対して無視可能な程度の精度で平面波近似することはできない。 On the other hand, for example, in the phased array antenna technology, if the distance between the antenna elements of a one-dimensional linear array is d, the value of d is set to be small, so that it can be viewed from an antenna far away in the direction in which directivity should be directed. The radio wave that arrives (or is sent out) at each antenna element of the linear array can be approximated to a plane wave, and if the direction of the incoming wave is expressed by an angle θ, the path difference for each antenna element is high at d · sinθ. It becomes possible to approximate the accuracy. However, in the above-described basic concept of the prior art, in order to set the distance between the antenna elements as wide as possible, such a plane wave approximation cannot be performed, and the approximation needs to be performed under different conditions. It was. As a result, the accuracy of approximation in the prior art is reduced. In fact, when performing MIMO communication in a line-of-sight environment, a large parabolic antenna was assumed at both the transmitting and receiving stations. Usually, the size of the parabolic antenna is much larger than the wavelength, so that the path length difference as described above cannot be approximated to a plane wave with a negligible accuracy with respect to the wavelength.
しかし、基地局装置70側のみのアンテナの実効的な開口長を広げる一方で、端末局装置60側のアンテナ素子の間隔を数波長程度(基地局装置70と端末局装置60の間の距離にも依存するが、例えば3波長以下)のオーダーに設定すれば、図29の基地局装置306側のあるパラボラアンテナからの端末局装置302側のアンテナ素子ごとの経路差をd・sinθで十分に近似可能になる。そこで、図30に示す様に、基地局装置306に相当する基地局装置70の基地局装置アンテナ#j(310−j)(1≦j≦M)と、端末局装置302に相当する端末局装置60の端末局装置アンテナ#1(320−1)との間の距離をLjとし、更に端末局装置アンテナ#1(320−1)の正面方向との角度差をθjとすれば、端末局装置60のアンテナ間隔dを用いてチャネル行列(基地局装置70側の第jアンテナから端末局装置60の第i(1≦i≦NMT−Ant)アンテナの間のチャネル情報をhijとする)を表すと、以下の式(26)で近似的に表すことができる。式(26)では、煩雑さを避けるためNMT−AntをNと表記する。また、図29では基地局装置306の備えるパラボラアンテナ307−1〜307−4の数を4としたが、ここでは一般的な数としてアンテナ素子数をMとする。 However, while increasing the effective aperture length of the antenna only on the base station device 70 side, the distance between the antenna elements on the terminal station device 60 side is set to about several wavelengths (the distance between the base station device 70 and the terminal station device 60). If it is set to the order of 3 wavelengths or less, for example, the path difference for each antenna element on the terminal station apparatus 302 side from the parabolic antenna on the base station apparatus 306 side in FIG. It can be approximated. Therefore, as shown in FIG. 30, base station apparatus antenna #j (310-j) (1 ≦ j ≦ M) of base station apparatus 70 corresponding to base station apparatus 306 and terminal station corresponding to terminal station apparatus 302 If the distance between the device 60 and the terminal station antenna # 1 (320-1) is L j and the angle difference from the front direction of the terminal station antenna # 1 (320-1) is θ j , A channel matrix (channel information between the j-th antenna on the base station device 70 side and the i-th (1 ≦ i ≦ N MT-Ant ) antenna of the terminal station device 60 using the antenna interval d of the terminal station device 60 is expressed as h ij. Can be approximately expressed by the following equation (26). In Expression (26), N MT-Ant is expressed as N in order to avoid complication. In FIG. 29, the number of parabolic antennas 307-1 to 307-4 included in the base station apparatus 306 is four, but here the number of antenna elements is M as a general number.
ここで行列の積の形式で表示したが、第2項目の第(j,j)成分は基地局装置70の第jアンテナと端末局装置60の第1アンテナとの間のチャネル情報を示す。端末局装置60のNMT−Ant本のアンテナの各成分の差分情報は、第1項目の第j列の列ベクトルに相当する。第2項目の第(j,j)成分はその列ベクトルの全ての成分に掛かる共通項であるため、第1項目の各列ベクトルが直交していれば各特異値が安定して大きな値となる。第1項の第i列ベクトルと第j列ベクトルが直交している条件は複素ベクトルの内積がゼロとなるという下記の式(27)で表される。 Here, although displayed in the form of a matrix product, the (j, j) component of the second item indicates channel information between the j-th antenna of the base station device 70 and the first antenna of the terminal station device 60. The difference information of each component of the N MT-Ant antennas of the terminal station device 60 corresponds to the column vector of the j-th column of the first item. Since the (j, j) component of the second item is a common term applied to all components of the column vector, each singular value is stable and large if each column vector of the first item is orthogonal. Become. The condition that the i-th column vector and the j-th column vector in the first term are orthogonal is expressed by the following equation (27) that the inner product of the complex vectors is zero.
以上の式変形では、等比級数の和の公式を利用している。この最後の条件は分母がゼロでない条件のもとで分子がゼロであれば良いので、分子のexpのかっこの中の項が2πiの整数倍となるとの条件から、下記の条件式(28)が導かれる。以降の式では、Nは元のアンテナ数NMT−Antとして記述する。 In the above formula modification, the formula of the sum of geometric series is used. Since the last condition is that the denominator is not zero and the numerator is zero, from the condition that the term in parentheses of exp of the numerator is an integral multiple of 2πi, Is guided. In the following equations, N is described as the original number of antennas N MT-Ant .
この式(28)の定数K1は端末局装置60のアンテナ数NMT−Antの倍数ではない整数である。ここで図30に示す通り、基地局装置70側の第jアンテナが端末局装置60側のアンテナの真正面から横方向にdjの変位があるとし、第iと第jアンテナの差分をΔdijとする。基地局装置70と端末局装置60の間の距離をLとし、式(28)の第1式の両辺にL/dを乗算する。基地局装置70の各アンテナ素子と端末局装置60の第1アンテナとの間の距離は微妙に異なるが、距離Lが変位djよりも十分大きければL≒Ljと近似可能になる。 The constant K 1 in the equation (28) is an integer that is not a multiple of the number of antennas N MT-Ant of the terminal station device 60. Here, as shown in FIG. 30, it is assumed that the j-th antenna on the base station device 70 side has a displacement of dj in the horizontal direction from the front of the antenna on the terminal station device 60 side, and the difference between the i-th and j-th antennas is Δd ij And The distance between the base station apparatus 70 and the terminal station apparatus 60 is L, and both sides of the first expression of Expression (28) are multiplied by L / d. Although the distance between each antenna element of the base station apparatus 70 and the first antenna of the terminal station apparatus 60 is slightly different, if the distance L is sufficiently larger than the displacement d j , it can be approximated as L≈L j .
つまり、端末局装置60のアンテナ数NMT−Antに対し、NMT−Antの整数倍でもゼロでもない整数K2に対し、端末局装置60のアンテナ素子の間隔d、端末局装置60と基地局装置70の距離L、無線通信の信号波の波長λに対し、任意の2本のアンテナ素子の間隔が式(29)を満たす間隔になる様に設定すればよい。この条件を幾何学的に解釈すると、例えば以下の様な条件であれば簡易にこの条件を実現することができる。例えば最も簡易な条件としては、端末局装置60側のリニアアレーと距離がL離れ且つ正対する直線上に、その直線方向に任意のオフセットを許容し、λL/NMT−Antd間隔でNMT−Ant点の地点を直線的に設定し、このNMT−Ant点の中からM地点を選択して基地局装置70のM本のアンテナ素子を配置すればよい。これは、連続するNMT−Ant個の整数の中から任意の二つの整数を選び、その差分を求めると必ずその絶対値が(NMT−Ant−1)以下になり、K2がNMT−Antの整数倍になることを回避できることを利用している。なお、個別の任意のふたつの整数の差分がNMT−Antの整数倍とならない配置を検索して設定すれば、その他のより広い条件の中から基地局装置のアンテナ設置個所を選ぶことも可能である。 That is, with respect to the number of antennas N MT-Ant of the terminal station device 60, the antenna element interval d of the terminal station device 60, the terminal station device 60 and the base for an integer K 2 that is neither an integer multiple of N MT-Ant nor zero. What is necessary is just to set so that the space | interval of arbitrary two antenna elements may become the space | interval which satisfy | fills Formula (29) with respect to the distance L of the station apparatus 70, and the wavelength (lambda) of the signal wave of radio | wireless communication. If this condition is interpreted geometrically, this condition can be easily realized, for example, under the following conditions. For example, the simplest condition is that an arbitrary offset is allowed in the linear direction on a straight line whose distance is L from the linear array on the terminal station device 60 side, and N MT− at an interval of λL / N MT-Ant d. The point of the Ant point is set linearly, the M point is selected from the N MT-Ant points, and the M antenna elements of the base station device 70 are arranged. This is because, when two arbitrary integers are selected from consecutive N MT-Ant integers and the difference between them is obtained, the absolute value is always less than (N MT-Ant −1), and K 2 is N MT -Utilizes the fact that it is possible to avoid an integral multiple of Ant . It is also possible to select the antenna installation location of the base station apparatus from other broader conditions by searching and setting an arrangement in which the difference between any two individual integers is not an integer multiple of N MT-Ant. It is.
図29に示す様に、端末局装置60側のアンテナ素子を小型化する場合にはその分、端末局装置60側のアンテナ素子数NMT−Antを増やす一方、一般には基地局装置70のアンテナ素子数Mは想定する空間多重数の上限に設定するため、Mの値は端末局装置60側のアンテナ素子数NMT−Antよりも小さいことが想定される。つまり、NMT−Ant>Mのときには、上述の最も簡易な条件においても基地局装置70側のM本のアンテナは等間隔である必要はなく、上述のNMT−Ant地点の中から間欠的にアンテナ素子の配置場所を設定しても構わない。なお、図16の場合には実際のアンテナ素子数は100本であるが、25本単位にグループ化して仮想的な4本のアンテナ素子と見なすことができるので、図16におけるMは4であると見なすべきである。また、式(28)の導出までは非常に高精度の近似を行っているが、式(29)で用いた近似は精度が若干低い。しかし、パラメータの設定次第ではあるが、式(29)の基地局装置70のアンテナ素子の間隔が仮に1m程度としたとき、±数cm程度の数%の誤差があっても概ね直交状態にあることには違いはない。本発明における第1の実施形態でも同様であるが、基本的に受信側において複数の仮想的伝送路間の干渉成分がある場合でも、受信側の信号処理でその干渉を抑圧することは可能であり、その様な信号処理を想定すれば、あくまでも概ね直交状態にすることにより損失の最小化が可能なので、式(29)の近似精度はシステム運用上において大きな影響を与えない。 As shown in FIG. 29, when the antenna element on the terminal station device 60 side is downsized, the number of antenna elements N MT-Ant on the terminal station device 60 side is increased correspondingly, while generally the antenna of the base station device 70 is increased. Since the number of elements M is set to the upper limit of the assumed number of spatial multiplexing, it is assumed that the value of M is smaller than the number of antenna elements N MT-Ant on the terminal station device 60 side. That is, when N MT-Ant > M, the M antennas on the base station device 70 side do not have to be evenly spaced even under the simplest conditions described above, and are intermittent from the above N MT-Ant points. The arrangement location of the antenna element may be set as follows. In the case of FIG. 16, the actual number of antenna elements is 100. However, M in FIG. Should be considered. Although the approximation with very high accuracy is performed until the derivation of the equation (28), the approximation used in the equation (29) has a slightly low accuracy. However, depending on the parameter setting, if the distance between the antenna elements of the base station apparatus 70 in the equation (29) is about 1 m, even if there is an error of several percent of about ± several centimeters, it is almost orthogonal. There is no difference. Although the same applies to the first embodiment of the present invention, basically, even when there is an interference component between a plurality of virtual transmission paths on the receiving side, it is possible to suppress the interference by signal processing on the receiving side. If such signal processing is assumed, loss can be minimized by making the state almost orthogonal to the last. Therefore, the approximation accuracy of Expression (29) does not have a great influence on the system operation.
この様な性質も考慮すれば、図16で表される各グループ化されたアンテナ素子群を仮想的な一つのアンテナと見なせば、物理的に広がりを持つ多素子アンテナのその中心点を仮想的アンテナの物理的な位置と見なし、これらの複数のアンテナ素子群を上述のアンテナ配置で設置すれば、それぞれ第1特異ベクトルで表現されるウエイトベクトルを用い、所望の特性で複数の信号系列を空間多重して伝送することが可能になる。 Considering such characteristics, if each grouped antenna element group shown in FIG. 16 is regarded as one virtual antenna, the center point of a multi-element antenna having a physical extension is assumed to be virtual. If a plurality of antenna element groups are installed in the antenna arrangement described above, a weight vector represented by the first singular vector is used, and a plurality of signal sequences are obtained with desired characteristics. It becomes possible to perform spatial multiplexing and transmission.
なお、上述の説明では基地局装置側のアンテナ素子と端末装置側のアンテナ素子は、図29に示す様にお互いに向かい合い正対している状態を例に取り説明を行ったが、一般的には図31に示す様に、正対関係にない場合が想定される。これは、基地局装置306や端末局装置302の設置場所に関する制約に起因する。この様な場合には、若干、各パラメータを換算することで所望の効果を導くことができる。図31では、基地局装置306から端末局装置302を見たときに、正面から角度θずれた方向に端末局装置302が存在し、また端末局装置302から基地局装置306を見たときに、正面から角度θ’ずれた方向に基地局装置306が存在している。この場合、基地局装置306のパラボラアンテナ307−1と307−4との間隔D1は等価的にはD1’(=D1cosθ)に狭まった状態に見える。同様に、端末局装置302のリニアアレー312の幅D2は等価的にはD2’(=D2cosθ’)に狭まった状態に見える。言い換えれば、アンテナ素子間隔dがdcosθ×cosθ’倍に変換された状態と捉えることができる。基地局装置306のパラボラアンテナ307−1〜307−4の概ね重心付近と端末局装置302の距離をLとすれば、これらの換算を行った上で上述の条件式を用いて最適なアンテナ配置の条件を算出することができる。すなわち、基地局装置70は、見通し方向の直線に対して直交する軸上に各リニアアレーを仮想的に投影する。同様に、端末局装置60は、見通し方向の直線に対して直交する軸上に各リニアアレーを仮想的に投影する。仮想的に投影した軸上のアンテナ素子の間隔に基づいて式(29)のdは、dcosθ×cosθ’に換算される。仮想的に投影した軸上のアンテナ素子の間隔に基づいて式(29)のdは、換算装置又は人によって換算される。 In the above description, the antenna element on the base station apparatus side and the antenna element on the terminal apparatus side have been described taking an example where they face each other and face each other as shown in FIG. 29. As shown in FIG. 31, the case where there is no direct relationship is assumed. This is due to restrictions on installation locations of the base station device 306 and the terminal station device 302. In such a case, a desired effect can be derived by slightly converting each parameter. In FIG. 31, when the terminal station device 302 is viewed from the base station device 306, the terminal station device 302 exists in a direction deviated from the front by an angle θ, and when the base station device 306 is viewed from the terminal station device 302. The base station apparatus 306 exists in a direction that is shifted from the front by an angle θ ′. In this case, the distance D 1 between the parabolic antennas 307-1 and 307-4 of the base station device 306 appears equivalently narrowed to D 1 ′ (= D 1 cos θ). Similarly, the width D 2 of the linear array 312 of the terminal station apparatus 302 appears equivalently narrowed to D 2 ′ (= D 2 cos θ ′). In other words, it can be considered that the antenna element interval d is converted to dcosθ × cosθ ′ times. If the distance between the approximate center of gravity of the parabolic antennas 307-1 to 307-4 of the base station device 306 and the terminal station device 302 is L, these antennas are converted into an optimal antenna arrangement using the above conditional expressions. Can be calculated. That is, the base station device 70 virtually projects each linear array on an axis orthogonal to the straight line in the line-of-sight direction. Similarly, the terminal station device 60 virtually projects each linear array on an axis orthogonal to the straight line in the line-of-sight direction. Based on the distance between the virtually projected antenna elements on the axis, d in Expression (29) is converted to d cos θ × cos θ ′. Based on the distance between the virtually projected antenna elements on the axis, d in Expression (29) is converted by a conversion device or a person.
ちなみに、図29及び図31において基地局装置306のパラボラアンテナ307−1〜307−4の概ね重心付近と端末局装置302の距離をLとしているが、個々のアンテナ素子の厳密な距離は共通の距離Lではなく、それぞれが誤差を持つことになる。しかし、式(29)の算出の途中段階では近似を用いていることからも分かる様に、ここでの距離Lもある程度の誤差は許容可能であり、図29で示した様に正対したアンテナ素子の間隔(平行な直線上に並ぶアンテナ素子の、2本の直線の間の距離)としても良いし、図31に示した様に概ねアンテナ素子の重心を結んだ距離としても良い。この様に、距離Lはその近似値ないしは概算値として扱えば良い。 Incidentally, in FIG. 29 and FIG. 31, the distance between the center of gravity of the parabolic antennas 307-1 to 307-4 of the base station apparatus 306 and the distance between the terminal station apparatus 302 is L, but the exact distance between the individual antenna elements is the same. Not the distance L but each has an error. However, as can be seen from the fact that approximation is used in the middle of the calculation of equation (29), the distance L here can be allowed to have a certain degree of error, and the antenna directly facing as shown in FIG. The distance between the elements (the distance between two straight lines of the antenna elements arranged on a parallel straight line) may be used, or as shown in FIG. As described above, the distance L may be handled as an approximate value or an approximate value.
なお、本説明における図29及び図30における説明では、端末局装置はリニアアレーにより構成される場合を典型的な例として示している。この特徴は、基地局装置側のパラボラアンテナ307−1〜307−4ないしは310−1〜310−M(図16ではアンテナ素子群304−1〜304−4に相当)は直線上に配置されており、同様に端末局装置側のアンテナ素子も直線上にリニアアレーを構成して配置されている。上述の直交化条件の算出においては、このふたつの直線は平行関係にあるものとして説明した。具体的に説明すれば、例えばビル壁面ないしはビルの屋上などに、ビルの壁面に平行な水平軸を仮定し、その水平軸に沿って複数の第1の信号処理部及びアンテナ素子(群)307−1〜307−4を設置する場合には、端末局装置のリニアアレーも道を隔てた反対側のビルの壁面に平行で且つ水平な軸上に配置することが好ましい。ここで、端末局装置側のこの水平軸に対して直交する垂直軸を設定し、この水平軸及び垂直軸に平行な格子を仮定し、先に説明した端末局装置のリニアアレーを垂直方向にN’段積み上げた正方格子アレーを利用する場合について考える。このとき、端末局装置の全アンテナ素子数はN×N’素子になる。しかし、この端末局装置から基地局装置の複数の第1の信号処理部のアンテナ素子(群)307−1〜307−4を見ると、水平方向に対してはそれぞれ角度差があるものの、垂直方向の仰角に関してはアンテナ素子(群)307−1〜307−4ごとに差がないため、上述の正方格子アレーのN’段のそれぞれは独立なアンテナ素子とはみなされず、実質的には垂直方向に並ぶN’素子が等価的に一つの仮想的アンテナ素子として振る舞い、この仮想的アンテナ素子が水平軸上にリニアアレー状にN素子配置されているものと理解される。実際、シミュレーション評価においてもこの効果は確認されており、基地局装置側のアンテナ素子(群)307−1〜307−4を結ぶ軸に対し、端末局装置のアンテナ素子を、この軸と平行な軸及びこの軸と直交する軸で構成される格子状にN×N’素子を配置する場合には、基地局装置側のアンテナ素子(群)307−1〜307−4を結ぶ軸と平行な軸上のN素子で且つそのN素子の素子間隔のリニアアレーと見なして、式(18)に当てはめて基地局装置側のアンテナ素子(群)307−1〜307−4の素子間隔を最適すれば良い。当然ながら、基地局装置側のアンテナ素子(群)307−1〜307−4がビルの壁面などに垂直方向に整列している場合には、端末局装置側のアンテナ素子も垂直方向にN素子、水平方向にN’素子を格子状に並べ、これを垂直方向に並んだ等価的なN素子のリニアアレーと見なして式(18)を適用すればよい。また、ここでは端末局装置側のアンテナ配列を正方格子アレーとして説明したが、必ずしも正方格子である必要はなく、長方形状に水平方向と垂直方向の素子間隔が異なっていても構わない。この場合には、基地局装置側のアンテナ素子(群)307−1〜307−4が整列する軸と平行な端末局装置側の軸に並ぶアンテナ素子の間隔を、式(18)のアンテナ素子間隔dとして算出すればよい。 In the description in FIGS. 29 and 30 in this description, a case where the terminal station apparatus is configured by a linear array is shown as a typical example. This feature is that the parabolic antennas 307-1 to 307-4 or 310-1 to 310-M (corresponding to the antenna element groups 304-1 to 304-4 in FIG. 16) on the base station apparatus side are arranged on a straight line. Similarly, the antenna elements on the terminal station side are also arranged in a linear array on a straight line. In the above calculation of the orthogonalization condition, the two straight lines are described as being in a parallel relationship. Specifically, for example, a horizontal axis parallel to the wall surface of the building is assumed on the wall surface of the building or the roof of the building, and a plurality of first signal processing units and antenna elements (groups) 307 are arranged along the horizontal axis. When installing -1 to 307-4, it is preferable that the linear array of the terminal station apparatus is also arranged on a horizontal axis parallel to the wall surface of the opposite building across the road. Here, a vertical axis orthogonal to the horizontal axis on the terminal station apparatus side is set, a grid parallel to the horizontal axis and the vertical axis is assumed, and the linear array of the terminal station apparatus described above is set to N in the vertical direction. 'Consider the case of using a stacked square lattice array. At this time, the total number of antenna elements of the terminal station apparatus is N × N ′ elements. However, when the antenna elements (groups) 307-1 to 307-4 of the plurality of first signal processing units of the base station apparatus are viewed from this terminal station apparatus, there is an angle difference with respect to the horizontal direction. Since there is no difference between the antenna elements (groups) 307-1 to 307-4 with respect to the elevation angle in the direction, each of the N ′ stages of the above-described square lattice array is not regarded as an independent antenna element, and is substantially vertical. It is understood that the N ′ elements arranged in the direction behave equivalently as one virtual antenna element, and this virtual antenna element is arranged in a linear array on the horizontal axis. In fact, this effect has been confirmed also in the simulation evaluation. The antenna element of the terminal station apparatus is parallel to this axis with respect to the axis connecting the antenna elements (groups) 307-1 to 307-4 on the base station apparatus side. In the case where N × N ′ elements are arranged in a lattice shape composed of an axis and an axis orthogonal to this axis, the base station apparatus side antenna elements (groups) 307-1 to 307-4 are parallel to the axis connecting them. If it is regarded as a linear array of N elements on the axis and the element spacing of the N elements, the element spacing of the antenna elements (groups) 307-1 to 307-4 on the base station apparatus side is optimized by applying Equation (18). good. Of course, when the antenna elements (groups) 307-1 to 307-4 on the base station apparatus side are vertically aligned with the wall surface of the building, the antenna elements on the terminal station apparatus side are also N elements in the vertical direction. The N ′ elements are arranged in a grid pattern in the horizontal direction, and this is regarded as an equivalent N element linear array arranged in the vertical direction, and the equation (18) may be applied. Although the antenna arrangement on the terminal station apparatus side has been described as a square lattice array here, it is not necessarily a square lattice, and the element spacing in the horizontal direction and the vertical direction may be different in a rectangular shape. In this case, the interval between the antenna elements arranged on the axis on the terminal station apparatus side parallel to the axis on which the antenna elements (groups) 307-1 to 307-4 on the base station apparatus side are aligned is the antenna element of formula (18) What is necessary is just to calculate as the space | interval d.
以上の様に、第2の実施形態の無線通信システム53は、基地局装置306(第1の無線局装置)及び端末局装置302(第2の無線局装置)を備える。基地局装置306はアンテナ素子(パラボラアンテナ)307−1〜307−4を備え、端末局装置302は端末局装置アンテナ素子群312を備える。基地局装置306の複数のパラボラアンテナ(アンテナ素子)307−1〜307−4は、式(29)に示されている様に、第m素子と第n素子の間隔Δdmnと、端末局装置302と基地局装置306の距離Lと、無線通信の信号波の波長λと、端末局装置302のアンテナ数NMT−Antと、端末局装置302のアンテナ素子の間隔dとに基づいて配置される。パラボラアンテナ307−1〜307−4は、例えば、それぞれが単一の高利得アンテナ素子(単一アンテナ素子)である。高利得アンテナ素子は、例えば、パラボラアンテナ307である。パラボラアンテナ307−1〜307−4は、単一の高利得アンテナ素子である代わりにアンテナ素子群でもよい。この様にアンテナ素子群を用いる場合には、基地局装置306は図16に示す基地局装置303及び図17の基地局装置17であっても良い。図17における基地局装置70は、複数の第1の送信信号処理部181と、複数の第1の受信信号処理部185と、第2の送信信号処理部71、第2の受信信号処理部75とを有する。複数の第1の送信信号処理部181は、複数のアンテナ素子819を有する。複数の第1の受信信号処理部185は、複数のアンテナ素子851を有する。第2の送信信号処理部71は、複数の第1の送信信号処理部181に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。第2の受信信号処理部75は、複数の第1の受信信号処理部185に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。端末局装置60は、複数のアンテナ素子819と、複数のアンテナ素子851と、送信部61と、受信部65とを有する。送信部61は、複数のアンテナ素子819を介して複数の第1の受信信号処理部185との無線通信を実行する。受信部65は、複数のアンテナ素子851を介して複数の第1の送信信号処理部181との無線通信を実行する。 As described above, the wireless communication system 53 of the second embodiment includes the base station device 306 (first wireless station device) and the terminal station device 302 (second wireless station device). The base station apparatus 306 includes antenna elements (parabolic antennas) 307-1 to 307-4, and the terminal station apparatus 302 includes a terminal station apparatus antenna element group 312. The plurality of parabolic antennas (antenna elements) 307-1 to 307-4 of the base station apparatus 306, as shown in the equation (29), the distance Δd mn between the m-th element and the n-th element, and the terminal station apparatus 302 based on the distance L between the base station apparatus 306, the wavelength λ of the radio communication signal wave, the number of antennas N MT-Ant of the terminal station apparatus 302, and the distance d between the antenna elements of the terminal station apparatus 302. The Each of the parabolic antennas 307-1 to 307-4 is, for example, a single high gain antenna element (single antenna element). The high gain antenna element is a parabolic antenna 307, for example. Parabolic antennas 307-1 to 307-4 may be a group of antenna elements instead of a single high gain antenna element. When the antenna element group is used in this way, the base station device 306 may be the base station device 303 shown in FIG. 16 and the base station device 17 shown in FIG. 17 includes a plurality of first transmission signal processing units 181, a plurality of first reception signal processing units 185, a second transmission signal processing unit 71, and a second reception signal processing unit 75. And have. The plurality of first transmission signal processing units 181 includes a plurality of antenna elements 819. The plurality of first reception signal processing units 185 includes a plurality of antenna elements 851. The second transmission signal processing unit 71 executes radio communication signal processing associated with the plurality of first transmission signal processing units 181. The second received signal processing unit 75 executes signal processing for wireless communication associated with the plurality of first received signal processing units 185. The terminal station device 60 includes a plurality of antenna elements 819, a plurality of antenna elements 851, a transmission unit 61, and a reception unit 65. The transmission unit 61 performs wireless communication with the plurality of first reception signal processing units 185 via the plurality of antenna elements 819. The receiving unit 65 performs wireless communication with the plurality of first transmission signal processing units 181 via the plurality of antenna elements 851.
すなわち、アンテナ素子の間隔又はアンテナ素子グループの間隔が、基地局装置306(第1の無線局装置)と端末局装置302(第2の無線局装置)との距離Lと、無線通信の信号波の波長λと、第2のアンテナ素子群を構成するリニアアレー状のアンテナ素子の数N又は格子状に配置された縦方向又は横方向のいずれかのアンテナ素子の数Nと、第2のアンテナ素子群を構成する縦方向又は横方向のいずれかのアンテナ素子の間隔dとに基づいて算出された値の整数倍になる様に、複数の第1のアンテナ群を構成する各単一アンテナ素子又はアンテナ素子グループは配置される。 That is, the interval between the antenna elements or the interval between the antenna element groups depends on the distance L between the base station apparatus 306 (first radio station apparatus) and the terminal station apparatus 302 (second radio station apparatus), and the signal wave of radio communication. , A number N of linear array antenna elements constituting the second antenna element group, or a number N of longitudinal or lateral antenna elements arranged in a grid, and the second antenna elements Each single antenna element constituting the plurality of first antenna groups or an integer multiple of a value calculated based on the distance d between the antenna elements in the longitudinal direction or the transverse direction constituting the group Antenna element groups are arranged.
これによって、第2の実施形態の基地局装置306又は70、端末局装置302又は60、無線通信システム53又は50、及びアンテナ素子配置方法は、見通し環境が支配的な環境でMIMOによって伝送容量を増大させることが可能となる。第2の実施形態の基地局装置306又は70、端末局装置302又は60、無線通信システム53又は50、及びアンテナ素子配置方法は、所望の特性で複数の信号系列を空間多重して伝送することが可能になる。第2の実施形態の基地局装置306又は70、端末局装置302又は60、無線通信システム53又は50、及びアンテナ素子配置方法は、SIR特性を改善することができる。第2の実施形態の基地局装置306又は70、端末局装置302又は60、無線通信システム53又は50、及びアンテナ素子配置方法は、より高い空間多重を実現することができる。 Accordingly, the base station device 306 or 70, the terminal station device 302 or 60, the wireless communication system 53 or 50, and the antenna element arrangement method according to the second embodiment have a transmission capacity by MIMO in an environment where the line-of-sight environment is dominant. It can be increased. The base station apparatus 306 or 70, the terminal station apparatus 302 or 60, the radio communication system 53 or 50, and the antenna element arrangement method according to the second embodiment transmit a plurality of signal sequences in a spatially multiplexed manner with desired characteristics. Is possible. The base station device 306 or 70, the terminal station device 302 or 60, the wireless communication system 53 or 50, and the antenna element arrangement method according to the second embodiment can improve the SIR characteristics. The base station apparatus 306 or 70, the terminal station apparatus 302 or 60, the radio communication system 53 or 50, and the antenna element arrangement method according to the second embodiment can realize higher spatial multiplexing.
第2の実施形態の基地局装置306又は70、端末局装置302又は60、無線通信システム53又は50、及びアンテナ素子配置方法は、見通しが支配的な環境で、基地局装置306又は70側の複数のパラボラアンテナ307と、端末局装置302又は60側の複数素子アンテナとのMIMOチャネルにおいて、各チャネルが直交化されるためのアンテナ設置条件を規定している。ただし、ここでは議論を単純化するために基地局側にパラボラアンテナを実装する場合の条件を示したが、当然ながらパラボラアンテナ以外の高指向性アンテナを用いたり、更には基地局側が複数アンテナ素子で構成される図16に示す様な第1の信号処理部を用いたりする様な場合であっても、同様の条件で各伝送路間の直交化を概ね図ることができる。これにより、伝送路上での通信品質の向上と、伝送容量の増大を図ることが可能になる。 The base station apparatus 306 or 70, the terminal station apparatus 302 or 60, the wireless communication system 53 or 50, and the antenna element arrangement method according to the second embodiment can In the MIMO channels of the plurality of parabolic antennas 307 and the plurality of element antennas on the terminal station device 302 or 60 side, the antenna installation conditions for orthogonalizing each channel are defined. However, here, in order to simplify the discussion, the conditions for mounting a parabolic antenna on the base station side are shown. Even when the first signal processing unit as shown in FIG. 16 is used, orthogonalization between the transmission paths can be generally achieved under the same conditions. As a result, it is possible to improve the communication quality on the transmission path and increase the transmission capacity.
[第3の実施形態]
[第1特異値に相当する複数の仮想伝送路のアクセス系への適用技術]
(第3の実施形態に係る基本原理)
上述の説明では、基地局装置と端末局装置との間の伝送路において、概ね見通し波が支配的な環境を取り上げてきた。その様な利用例としては、端末局装置60を中継局と見なし、基地局装置70から中継局へのエントランス回線において上述の技術を用いる場合が考えられる。しかし、この第1特異値に相当する仮想的伝送路は無線エントランス回線での利用に限定されるものではない。上述の説明においても、中継局に相当する端末局装置60は小型であることを想定し、非常に狭い領域に多数の小型アンテナが配置されているものを想定した。したがって、例えばスマートフォンなどに多数のアンテナを搭載し、特に第5世代移動通信システム(5G)のスモールセルでの受信を想定するならば、ミリ波ないしは準ミリ波の活用が想定されるために、ユーザが移動することを除けば、上述の無線エントランスの場合と全く同様に狭いところにアンテナが凝縮されて配置される環境と見なせる。つまり、一例としてビルの壁面など比較的高所にスモールセル基地局が配置される場合、概ね真上方向から基地局装置70と端末局装置60が概ね見通し環境にあり、スマートフォンの表面方向に若干の指向性利得を持たせたアンテナを実装する状況を考えれば、かなり見通し波が支配的な環境で通信が行われることが予想される。この様な場合には、基地局装置のアンテナを図16と同様に複数にグループ化し、それぞれのグループで同様に第1特異値に相当する仮想的伝送路を積極的に利用することが有効となる。
[Third Embodiment]
[Technology applied to the access system of a plurality of virtual transmission lines corresponding to the first singular value]
(Basic principle according to the third embodiment)
In the above description, the environment in which the line-of-sight wave is dominant in the transmission path between the base station apparatus and the terminal station apparatus has been taken up. As an example of such use, a case where the terminal station device 60 is regarded as a relay station and the above-described technology is used in an entrance line from the base station device 70 to the relay station can be considered. However, the virtual transmission line corresponding to the first singular value is not limited to use in the wireless entrance line. Also in the above description, the terminal station device 60 corresponding to the relay station is assumed to be small, and it is assumed that many small antennas are arranged in a very narrow area. Therefore, for example, if a large number of antennas are mounted on a smartphone or the like, and especially reception in a small cell of the fifth generation mobile communication system (5G) is assumed, use of millimeter waves or quasi-millimeter waves is assumed. Except for the user moving, it can be regarded as an environment where the antennas are condensed and arranged in a narrow space just like the case of the above-described wireless entrance. That is, as an example, when a small cell base station is arranged at a relatively high place such as a wall of a building, the base station device 70 and the terminal station device 60 are generally in a line-of-sight environment from directly above, and slightly in the surface direction of the smartphone. Considering the situation of mounting an antenna having a directivity gain, it is expected that communication will be performed in an environment where the line-of-sight wave is dominant. In such a case, it is effective to group the antennas of the base station apparatus into a plurality as in FIG. 16, and to actively use the virtual transmission path corresponding to the first singular value in each group as well. Become.
ここで、図16の場合とアクセス系の場合との違いを考えると、図16では基地局装置70側のアンテナ素子が整列する直線と、端末局装置60側のアンテナが整列する直線が概ね平行となる状況となっていたが、スマートフォンのアンテナの配置やユーザがスマートフォンを持つ角度、そのユーザが向いている向きなどの組み合わせで、一般的にはそれぞれのアンテナの3次元的な位置関係は、互いに平行ではなく捻じれた関係となることが予想される。この場合には、式(29)で示す様な最適値は一般的には存在しないが、例えばグループ化されたアンテナ素子群を若干冗長に備え、選択ダイバーシチ的に相関の低い組み合わせの最適なアンテナ素子群を選んで利用すれば良い。ただし、この場合にはチャネルの相関が可能な限り低減できる様に、アンテナ素子群の間隔を少し大きめに設定することが必要となる。その場合、同一の構造物(ビル等)の壁面のみに全てのアンテナ素子群を配置するのではなく、複数の構造物にまたがってアンテナを設置することが有効である場合がある。この様な場合、図16では第2の信号処理部305と第1の信号処理部304−1〜304−4の間を有線のケーブル(光ファイバを含む)で接続することは困難である。 Here, considering the difference between the case of FIG. 16 and the case of the access system, in FIG. 16, the straight line where the antenna elements on the base station apparatus 70 are aligned and the straight line where the antennas on the terminal station apparatus 60 are aligned are almost parallel. However, in general, the three-dimensional positional relationship of each antenna is determined by the combination of the antenna arrangement of the smartphone, the angle at which the user holds the smartphone, the direction in which the user is facing, etc. It is expected that the relationship is not parallel but twisted. In this case, there is generally no optimum value as shown in the equation (29), but for example, a grouped antenna element group is provided with a little redundancy, and an optimum antenna of a combination having a low correlation in selective diversity. What is necessary is just to select and use an element group. However, in this case, it is necessary to set the interval between the antenna element groups slightly larger so that the correlation of the channel can be reduced as much as possible. In that case, it may be effective not to arrange all antenna element groups only on the wall surface of the same structure (building or the like) but to install the antennas across a plurality of structures. In such a case, in FIG. 16, it is difficult to connect the second signal processing unit 305 and the first signal processing units 304-1 to 304-4 with a wired cable (including an optical fiber).
そこで、基地局装置303のアンテナ素子群(第1の信号処理部304)をサテライト基地局として設置し、基地局装置303の第2の信号処理部305に相当する統括基地局装置から、これらのサテライト基地局装置への信号の送受信を無線回線で実現することが有効となる。図32に、本発明の第3の実施形態を示す。図32において、符号31は統括基地局装置、符号32−1〜32−3はサテライト基地局装置、符号33は端末局装置を表す。端末局装置33は、端末局装置60に相当する。符号37は構造物を表す。符号38は構造物を表す。統括基地局装置31は、例えば、構造物37の上面(ビル等の屋上)に配置される。サテライト基地局装置32は、例えば、構造物38の側面(ビル等の壁面)に配置される。端末局装置33は、例えば、構造物37と構造物38との間のセル39内に配置される。 Therefore, the antenna element group (first signal processing unit 304) of the base station device 303 is installed as a satellite base station, and the general base station device corresponding to the second signal processing unit 305 of the base station device 303 It is effective to realize transmission / reception of signals to / from the satellite base station apparatus through a wireless line. FIG. 32 shows a third embodiment of the present invention. In FIG. 32, reference numeral 31 represents a general base station apparatus, reference numerals 32-1 to 32-3 represent satellite base station apparatuses, and reference numeral 33 represents a terminal station apparatus. The terminal station device 33 corresponds to the terminal station device 60. Reference numeral 37 represents a structure. Reference numeral 38 represents a structure. The general base station apparatus 31 is disposed on the upper surface (the roof of a building or the like) of the structure 37, for example. The satellite base station device 32 is disposed on, for example, a side surface (wall surface of a building or the like) of the structure 38. The terminal station device 33 is arranged in a cell 39 between the structure 37 and the structure 38, for example.
統括基地局装置31とサテライト基地局装置32−1〜32−3はそれら全体で、上述の基地局装置70の機能を実現している。統括基地局装置31は多数のアンテナ素子を備え、且つアンテナ素子の間隔は波長と同程度(例えば数波長〜1/2波長の間)となる様に全体で小型のアンテナを構成する。一方、サテライト基地局装置32はそれぞれ図16の第1の信号処理部304と同様に、多数のアンテナ素子を波長と同程度(例えば数波長〜1/2波長の間)の間隔で配置した小型のアンテナを備えている。この統括基地局装置31とサテライト基地局装置32−1〜32−3の間はそれぞれのアンテナの第1特異値に対応する第1特異ベクトルを用いて通信を行う。また、端末局装置33は複数のアンテナを備える。例えばスマートフォンなどを想定すれば、比較的狭い領域に複数のアンテナが実装されることになる。ここで、端末局装置33とサテライト基地局装置32−1〜32−3の間も、それぞれのアンテナの第1特異値に対応する第1特異ベクトルを送受信ウエイトベクトルとして用いて通信を行う。更に、サテライト基地局装置32−1〜32−3と統括基地局装置31の間も、それぞれのアンテナの第1特異値に対応する第1特異ベクトルを送受信ウエイトベクトルとして用いて通信を行う。これにより、見通し波の利得を最大化する送受信ウエイトベクトルを活用しながらも、複数の異なるサテライト基地局装置32−1〜32−3を活用することで、チャネル相関の小さな安定的なMIMO伝送が可能になる。 The overall base station apparatus 31 and satellite base station apparatuses 32-1 to 32-3 realize the functions of the base station apparatus 70 described above as a whole. The overall base station apparatus 31 includes a large number of antenna elements, and constitutes a small antenna as a whole so that the distance between the antenna elements is approximately the same as the wavelength (for example, between several wavelengths to ½ wavelength). On the other hand, each of the satellite base station apparatuses 32 is a small size in which a large number of antenna elements are arranged at intervals of about the same wavelength (for example, between several wavelengths to ½ wavelength), like the first signal processing unit 304 of FIG. Equipped with an antenna. Communication is performed between the overall base station apparatus 31 and the satellite base station apparatuses 32-1 to 32-3 using a first singular vector corresponding to the first singular value of each antenna. Further, the terminal station device 33 includes a plurality of antennas. For example, assuming a smartphone or the like, a plurality of antennas are mounted in a relatively narrow area. Here, communication is also performed between the terminal station device 33 and the satellite base station devices 32-1 to 32-3 using the first singular vector corresponding to the first singular value of each antenna as a transmission / reception weight vector. Furthermore, communication is also performed between the satellite base station apparatuses 32-1 to 32-3 and the central base station apparatus 31 by using the first singular vector corresponding to the first singular value of each antenna as a transmission / reception weight vector. This makes it possible to achieve stable MIMO transmission with a small channel correlation by utilizing a plurality of different satellite base station apparatuses 32-1 to 32-3 while utilizing a transmission / reception weight vector that maximizes a line-of-sight gain. It becomes possible.
次に、図33に本発明の第3の実施形態の別の例を示す。図33において、符号34−1〜34−2は統括基地局装置、符号35−1〜35−6はサテライト基地局装置、符号36−1〜36−2は端末局装置を表す。図33は、先ほどの図32と同様であるが、構造物38の側面(ビルの壁面)に配置した多数のサテライト基地局装置35−1〜6と、構造物37の上面(ビルの屋上)に配置した統括基地局装置34−1〜34−2の対応が1対1対応ではない点が、図32との差分である。サテライト基地局装置35−1〜35−6は、複数の統括基地局装置34−1〜34−2と柔軟に組み合わせてアクセスリンクを提供することが可能となっている。例えば、端末局装置36−1に近い統括基地局装置34−1から見ると、最寄りのサテライト基地局装置は、サテライト基地局装置35−1〜35−3である。しかし、端末局装置36−1から相関の小さなサテライト基地局装置が、サテライト基地局装置35−1、35−2、35−4であったとすると、統括基地局装置34−1はとなりの統括基地局装置34−2に寧ろ近いサテライト基地局装置35−4も活用し、端末局装置36−1に対して第1特異値に対応する仮想的伝送路を利用して通信を提供することが可能になる。 Next, FIG. 33 shows another example of the third embodiment of the present invention. In FIG. 33, reference numerals 34-1 to 34-2 represent central base station apparatuses, reference numerals 35-1 to 35-6 represent satellite base station apparatuses, and reference numerals 36-1 to 36-2 represent terminal station apparatuses. FIG. 33 is the same as FIG. 32 described above, but a number of satellite base station devices 35-1 to 35-6 arranged on the side surface (wall surface of the building) of the structure 38 and the upper surface (the roof of the building) of the structure 37. A difference from FIG. 32 is that the correspondence between the integrated base station devices 34-1 to 34-2 arranged in FIG. The satellite base station devices 35-1 to 35-6 can provide an access link in a flexible combination with a plurality of central base station devices 34-1 to 34-2. For example, when viewed from the general base station apparatus 34-1 close to the terminal station apparatus 36-1, the nearest satellite base station apparatuses are the satellite base station apparatuses 35-1 to 35-3. However, if the satellite base station devices having a small correlation from the terminal station device 36-1 are the satellite base station devices 35-1, 35-2, and 35-4, the general base station device 34-1 is the next general base station. It is also possible to provide communication using the virtual transmission path corresponding to the first singular value to the terminal station device 36-1 by utilizing the satellite base station device 35-4 which is close to the station device 34-2. become.
ちなみに、この様なアクセス系に第1特異値に対応する仮想的伝送路を活用する理由の一つには、第1特異値に対応する仮想的伝送路のチャネル情報が、他の高次の特異値に対応する仮想的伝送路のチャネル情報に比較して、相対的には統計的に時変動が小さいことがあげられる。つまり、特異値分解したときの第1右(左)特異ベクトルは見通し波に対応するパスを表すものであり、若干の移動では適用すべき送受信ウエイトに大きな変動はない。しかし、高次の右(左)特異ベクトルは反射波成分を多く含むパスに対応するため、僅かな端末の移動により合成後のチャネル状態は大幅に変動し、結果的に右(左)特異ベクトルは大きく変動したものになる。つまり、チャネル情報が大きく変われば、利得を確保するための送受信ウエイトベクトルも変動し、その変動を無視してそのままの値で送受信を行うと、その変動に対応した利得の減少、特性の劣化が避けられない。特に、端末局装置36がスマートフォン等の様に小型の携帯端末であれば、アンテナ間のチャネル相関が大きく、シングルユーザMIMOでは大容量化が困難な場合が考えられる。その様な場合には、後述する実施形態で示す様に、小さな伝送容量の端末を多数同時に収容するマルチユーザMIMOにより全体の総容量を増大させることが有効であるが、チャネル時変動は端末間の相互干渉となり、SINR特性を劣化させ伝送容量の減少と通信の不安定化につながる。しかし、チャネル時変動が相対的に小さな第1特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に利用することで、マルチユーザMIMOを活用した場合であっても、端末間の相互干渉を大幅に低減できるという副次的な効果も得ることが可能である。 Incidentally, one of the reasons for utilizing the virtual transmission path corresponding to the first singular value in such an access system is that the channel information of the virtual transmission path corresponding to the first singular value is the other higher order. Compared to the channel information of the virtual transmission path corresponding to the singular value, the time variation is relatively small in comparison. That is, the first right (left) singular vector when the singular value decomposition is performed represents a path corresponding to the line-of-sight wave, and there is no large variation in transmission / reception weight to be applied in a slight movement. However, since the higher-order right (left) singular vector corresponds to a path that contains a large amount of reflected wave components, the channel state after synthesis changes significantly due to slight movement of the terminal, resulting in the right (left) singular vector. Will vary greatly. In other words, if the channel information changes greatly, the transmission / reception weight vector for securing the gain also fluctuates. Unavoidable. In particular, if the terminal station device 36 is a small portable terminal such as a smartphone, the channel correlation between antennas is large, and it may be difficult to increase the capacity with single user MIMO. In such a case, as shown in an embodiment described later, it is effective to increase the overall total capacity by multi-user MIMO that simultaneously accommodates a large number of terminals having a small transmission capacity. Mutual interference, which deteriorates the SINR characteristic, leading to a reduction in transmission capacity and instability of communication. However, by actively using the virtual transmission line corresponding to the first singular value with relatively small channel time fluctuation, even when multi-user MIMO is used, the mutual interference between terminals is greatly increased. A secondary effect that it can be reduced can also be obtained.
なお、このマルチユーザMIMOとは、一般には一つの基地局装置が複数の端末局装置と空間多重伝送を行うことを意味するが、ここでは図32に示した様に、複数の統括基地局装置34−1〜34−2が複数の端末局装置36−1〜36−2に対し、同時にサービスを行う場合も含めて理解することができる。この場合、個々の統括基地局装置と端末局装置は実際には1対1通信であるかも知れないが、通信に用いる周波数チャネルを同一にし、更に活用するサテライト基地局装置35−1〜35−6も一部重複を許容する様にサテライト基地局装置35−1〜35−6という資源を相互に供用しながら運用する場合には、あるサテライト基地局装置32は同時に複数の端末局装置36に対して信号を送信することになるので、この様な運用形態も広義のマルチユーザMIMOと見なすことが可能で、この様なケースでも上述のチャネル時変動の影響の低減効果は有効に働くことになる。 The multi-user MIMO generally means that one base station apparatus performs spatial multiplexing transmission with a plurality of terminal station apparatuses, but here, as shown in FIG. 32, a plurality of general base station apparatuses. It can be understood including cases where 34-1 to 34-2 provide services to a plurality of terminal station devices 36-1 to 36-2 simultaneously. In this case, each central base station apparatus and terminal station apparatus may actually be one-to-one communication, but satellite base station apparatuses 35-1 to 35-35 that use the same frequency channel for communication and further utilize them. 6 is also operated while mutually using the resources of the satellite base station devices 35-1 to 35-6 so as to allow some overlap, a certain satellite base station device 32 is simultaneously connected to a plurality of terminal station devices 36. In this case, it is possible to consider such an operation form as a multi-user MIMO in a broad sense, and even in such a case, the effect of reducing the influence of the above-mentioned channel time variation works effectively. Become.
(サテライト基地局装置における非再生の再ビームフォーミング中継の概要)
上述の第1特異値に相当する仮想伝送路を利用し、複数のサテライト基地局装置32を介して中継伝送を行う際の基本動作を、図を用いて説明する。先の図32で示したサテライト基地局装置32を用いる構成においては、前述の図16で示した基地局装置303の第2の信号処理部305と第1の信号処理部304−1〜304−4の構成が図32の統括基地局装置31とサテライト基地局装置32−1〜32−3により構成される全体としての基地局装置の機能に相当し、図16では第2の信号処理部305と第1の信号処理部304−1〜304−4との間が有線で接続されていたのに対し、図32では統括基地局装置31とサテライト基地局装置32−1〜32−3との間が無線で接続される様に構成したことに対応する。図16では第2の信号処理部305と第1の信号処理部304−1〜304−4の間の信号伝送は伝送媒体が有線であるが故に相互に信号の混信がない状況を担保しているため、図32でも有線部分を完全に無線に焼き直す場合には、統括基地局装置31とサテライト基地局装置32−1〜32−3の間の無線信号においても、各サテライト基地局装置32−1〜32−3間で信号の混信がない状況を確保することになる。しかし、第3の実施形態においては端末局装置33(ダウンリンクの場合)ないしは統括基地局装置31(アップリンクの場合)において信号分離の信号処理を行うため、必ずしも有線の場合に対応付けて中継部分で完全に信号分離をする必要はないことが、本実施形態におけるポイントである。ただ、無指向性で統括基地局装置31とサテライト基地局装置32−1〜32−3の間の信号送受信を行うと、第1特異値に相当する回線利得が得られなくなってしまうため、統括基地局装置31とサテライト基地局装置32−1〜32−3の間では第1特異値に相当する仮想的伝送路を活用するための第1特異ベクトルを送受信ウエイトに利用する送受信信号処理を行う。
(Outline of non-regenerative re-beamforming relay in satellite base station equipment)
A basic operation when relay transmission is performed via a plurality of satellite base station apparatuses 32 using the virtual transmission path corresponding to the above-described first singular value will be described with reference to the drawings. In the configuration using the satellite base station apparatus 32 shown in FIG. 32, the second signal processing unit 305 and the first signal processing units 304-1 to 304- of the base station apparatus 303 shown in FIG. 4 corresponds to the function of the base station apparatus as a whole configured by the central base station apparatus 31 and the satellite base station apparatuses 32-1 to 32-3 in FIG. 32. In FIG. And the first signal processing units 304-1 to 304-4 are connected by wire, whereas in FIG. 32, the central base station device 31 and the satellite base station devices 32-1 to 32-3 This corresponds to the configuration in which the connection is made wirelessly. In FIG. 16, the signal transmission between the second signal processing unit 305 and the first signal processing units 304-1 to 304-4 ensures that there is no mutual signal interference because the transmission medium is wired. Therefore, in FIG. 32, when the wired part is completely rewired, each satellite base station device 32 is also used in the wireless signal between the central base station device 31 and the satellite base station devices 32-1 to 32-3. The situation where there is no signal interference between -1 and 32-3 will be ensured. However, in the third embodiment, signal processing for signal separation is performed in the terminal station device 33 (in the case of the downlink) or the overall base station device 31 (in the case of the uplink). The point in the present embodiment is that it is not necessary to completely separate the signals in the portions. However, if signal transmission / reception is performed between the general base station apparatus 31 and the satellite base station apparatuses 32-1 to 32-3 with omnidirectionality, a line gain corresponding to the first singular value cannot be obtained. Between the base station apparatus 31 and the satellite base station apparatuses 32-1 to 32-3, transmission / reception signal processing is performed that uses the first singular vector for utilizing the virtual transmission path corresponding to the first singular value as the transmission / reception weight. .
図34に、本発明の第3の実施形態における、統括基地局装置31とサテライト基地局装置32との間の信号処理と、サテライト基地局装置32と端末局装置33との間の信号処理との概要を示す。図34において、符号31は統括基地局装置、符号32はサテライト基地局装置、符号33は端末局装置、符号52は無線通信システムを表し、それぞれ図32の同一番号に相当する。サテライト基地局装置32は複数存在し、図34の中央の縦に複数示している。図34においては、統括基地局装置31とサテライト基地局装置32は周波数f1で通信を行い、サテライト基地局装置32と端末局装置は周波数f2で通信を行っている。ただし、FDD(Frequency Division Duplex: 周波数分割複信)での通信を想定すれば、統括基地局装置31とサテライト基地局装置32は周波数f1−1とf1−2で通信を行い、サテライト基地局装置32と端末局装置は周波数f2−1とf2−2で通信を行っているものとしても良い。ここでは簡単のため、TDD(Time Division Duplex: 時分割複信)を想定して各区間のアップリンクとダウンリンクは同一周波数を用いている場合で説明する。 FIG. 34 shows signal processing between the central base station device 31 and the satellite base station device 32, and signal processing between the satellite base station device 32 and the terminal station device 33 in the third embodiment of the present invention. The outline of is shown. 34, reference numeral 31 denotes a general base station apparatus, reference numeral 32 denotes a satellite base station apparatus, reference numeral 33 denotes a terminal station apparatus, and reference numeral 52 denotes a wireless communication system, each corresponding to the same number in FIG. There are a plurality of satellite base station apparatuses 32, and a plurality of satellite base station apparatuses 32 are shown in the center of FIG. In Figure 34, the general base station apparatus 31 and the satellite base station apparatus 32 performs communication using the frequency f 1, the satellite base station apparatus 32 and the terminal station is communicating at the frequency f 2. However, assuming communication by FDD (Frequency Division Duplex), the general base station apparatus 31 and the satellite base station apparatus 32 communicate at the frequencies f 1-1 and f 1-2 , and the satellite base The station apparatus 32 and the terminal station apparatus may be communicating with the frequencies f2-1 and f2-2 . Here, for the sake of simplicity, it is assumed that TDD (Time Division Duplex) is assumed and the uplink and downlink of each section use the same frequency.
また、図34を見れば分かる様に、周波数f1とf2の違いを除けば、概ね左右対称の折り返し状態となっており、サテライト基地局装置32−1〜32−3は図16における第1の信号処理部304−1〜304−4に対応するのであるが、どちらかと言えば統括基地局装置31は図16の端末局装置302に類似しており、回路構成的及び信号処理的には端末局装置302に対応する構成となっている。したがって、以下の回路構成を引用する説明では、図25に記載の符号を引用して説明する。 Also, as can be seen from FIG. 34, except for the difference between the frequencies f 1 and f 2 , the antenna base station apparatuses 32-1 to 32-3 are substantially symmetrically folded. 1, the overall base station apparatus 31 is similar to the terminal station apparatus 302 of FIG. 16, and has a circuit configuration and signal processing. Has a configuration corresponding to the terminal station apparatus 302. Therefore, in the following description citing the circuit configuration, the description will be made with reference to the reference numerals shown in FIG.
更に、例えばOFDMを用いる場合には各サブキャリアにおいて個々の信号処理を行う必要があるのだが、ここでは説明を簡略化するために各信号や送受信ウエイトへのサブキャリアの識別用の表記を省略する。 Furthermore, for example, when OFDM is used, it is necessary to perform individual signal processing in each subcarrier. However, for the sake of simplicity of explanation, the description for identifying the subcarrier in each signal and transmission / reception weight is omitted here. To do.
図34では特に統括基地局装置31から端末局装置33方向への信号の伝送時の信号処理を示している。ここでは特に明示的に示していないが、これらの信号処理は前述の処理同様、全てサブキャリアごとに実施することに注意する。ただし、後述する様に全周波数帯域幅内で同一の送受信ウエイトを利用できる場合には、サンプリングごとに時間軸上で信号処理を実施する形に拡張することも可能である。まず、統括基地局装置31においてNSDM系統の信号系列S1〜SN(ここでは添え字の表記の都合上、ここではN=NSDMとする)を送信する場合、統括基地局装置31の第2の送信信号処理回路148では、一般的な送信信号処理として信号系列S1〜SNの生成に加えて、図34における(i)に示す信号処理として、各サテライト基地局装置32の間の信号分離のための送信ウエイト行列をWtxとすると、以下の式(30)で信号変換を行う。 FIG. 34 particularly shows signal processing at the time of signal transmission from the overall base station apparatus 31 toward the terminal station apparatus 33. Although not specifically shown here, it should be noted that these signal processes are all performed for each subcarrier as in the above-described process. However, when the same transmission / reception weight can be used within the entire frequency bandwidth as will be described later, it is possible to extend the signal processing on the time axis for each sampling. First, in the case where the central base station apparatus 31 transmits N SDM system signal sequences S 1 to S N (here, N = N SDM for convenience of subscript notation), In the second transmission signal processing circuit 148, in addition to the generation of the signal sequences S 1 to S N as general transmission signal processing, the signal processing shown in (i) in FIG. Assuming that the transmission weight matrix for signal separation is W tx , signal conversion is performed by the following equation (30).
ここで、図25の説明でも行ったが、図25の第2の送信信号処理回路に相当する信号処理では、必ずしも送信ウエイト行列Wtxを導入する必要はなく、Wtxを単位行列と見なして、送信信号系列t1〜tNは信号系列S1〜SNのままとしても良い。次に、各サテライト基地局装置32−1〜32−NSDMに対して第1特異値に相当する指向性形成を行う。具体的には、統括基地局装置31の各アンテナから、着目する第kSサテライト基地局装置32の各アンテナに対するチャネル行列に対し、その行列を特異値分解した際の第1右特異ベクトルで与えられる送信ウエイトベクトルwtx,kS,1〜wtx,kS,Nc(ここでは表記の都合上、Ncは統括基地局装置の備えるアンテナ素子数とする)を、式(31)(図34における(ii))に示す様に送信信号tkSに乗算する。 Here, as described in FIG. 25, in the signal processing corresponding to the second transmission signal processing circuit in FIG. 25, it is not always necessary to introduce the transmission weight matrix W tx , and W tx is regarded as a unit matrix. The transmission signal sequences t 1 to t N may be left as the signal sequences S 1 to S N. Next, directivity formation corresponding to the first singular value is performed on each satellite base station apparatus 32-1 to 32-N SDM . Specifically, the channel matrix for each antenna of the k-th S satellite base station apparatus 32 of interest is given by the first right singular vector when the matrix is subjected to singular value decomposition from each antenna of the overall base station apparatus 31. Transmission weight vectors w tx, kS, 1 to w tx, kS, Nc (Nc is the number of antenna elements provided in the overall base station apparatus for convenience of description here) is expressed by equation (31) (( Multiply the transmission signal t kS as shown in ii)).
これを、式(32)(図34における(iii))に示す様に、各サテライト基地局装置32宛てのNSDM系統の信号をアンテナ素子ごとに加算合成して、時間軸信号を生成する。 As shown in Expression (32) ((iii) in FIG. 34), NSDM system signals addressed to each satellite base station apparatus 32 are added and combined for each antenna element to generate a time-axis signal.
更に、統括基地局装置31のIFFT&GI付与回路813は、式(32)に示された周波数軸上の信号にIFFT変換を施し、時間軸上の信号に変換する(厳密には、例えばOFDMであればガードインターバルの挿入や波形成系などの信号処理も含むが、ここでは説明を省略する)。統括基地局装置31のD/A変換器814は、IFFT変換の結果をD/A変換して、アナログベースバンド信号を生成する。統括基地局装置31のミキサ816は、アナログベースバンド信号と、f1の周波数のローカル発振器815からの信号とを乗算して、アナログベースバンド信号をf1の周波数帯の信号にアップコンバートする。統括基地局装置31のフィルタ817は、f1の周波数帯の信号から帯域外信号を除去する。統括基地局装置31のHPA818は、f1の周波数帯の信号を増幅して、増幅した信号をアンテナ素子819から送信する。 Further, the IFFT & GI adding circuit 813 of the overall base station apparatus 31 performs IFFT conversion on the signal on the frequency axis shown in Expression (32) and converts it to a signal on the time axis (strictly, for example, OFDM) This includes signal processing such as insertion of a guard interval and a wave forming system, but the description is omitted here). The D / A converter 814 of the overall base station apparatus 31 D / A converts the IFFT conversion result to generate an analog baseband signal. The mixer 816 of the general base station apparatus 31, an analog baseband signal, multiplies the signal from the local oscillator 815 of the frequency of f 1, upconverts the analog baseband signal to a frequency band of the signal f 1. Filter 817 of general base station apparatus 31 removes out-of-band signals from the signal in the frequency band of f 1. The HPA 818 of the overall base station apparatus 31 amplifies the signal in the frequency band of f 1 and transmits the amplified signal from the antenna element 819.
サテライト基地局装置32のアンテナ素子は、f1の周波数帯の信号を受信する。サテライト基地局装置32のローノイズアンプ(LNA)は、f1の周波数帯の信号を増幅する。サテライト基地局装置32のミキサは、f1の周波数帯の信号をアナログベースバンド信号にダウンコンバートする。サテライト基地局装置32のフィルタは、アナログベースバンド信号から帯域外信号を除去する。サテライト基地局装置32のA/D変換器は、アナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換する。サテライト基地局装置32のFFT回路は、サンプリングされた信号のシンボルタイミングを基準に、デジタルベースバンド信号をサブキャリアの受信信号に変換する。 Antenna elements of the satellite base station apparatus 32 receives a signal in the frequency band of f 1. Low-noise amplifier of the satellite base station apparatus 32 (LNA) amplifies the signal in the frequency band of f 1. The mixer of the satellite base station apparatus 32 down-converts the signal in the frequency band of f 1 into an analog baseband signal. The filter of the satellite base station apparatus 32 removes out-of-band signals from the analog baseband signal. The A / D converter of the satellite base station apparatus 32 converts the analog baseband signal into a digital baseband signal. The FFT circuit of the satellite base station apparatus 32 converts the digital baseband signal into a subcarrier reception signal based on the symbol timing of the sampled signal.
ここで、サテライト基地局装置32では、統括基地局装置31の各アンテナから、着目するサテライト基地局装置32の各アンテナに対するチャネル行列に対し、その行列を特異値分解した際の第1左特異ベクトルで与えられる受信ウエイトベクトルw’rx,kS,1〜w’rx,kS,Mを、式(33)(図34における(iv))に示す様に受信信号ベクトルr’kS,1〜r’kS,Mに乗算する。ここでMはサテライト基地局装置32のアンテナ素子数であって、統括基地局装置31との通信を行うアンテナ素子の数を表す。 Here, in the satellite base station apparatus 32, the first left singular vector obtained when the matrix of each antenna of the satellite base station apparatus 32 of interest is subjected to singular value decomposition from the respective antennas of the satellite base station apparatus 32 of interest. The received weight vectors w ′ rx, kS, 1 to w ′ rx, kS, M given by the equation (33) ((iv) in FIG. 34) are received signal vectors r ′ kS, 1 to r ′. Multiply kS, M. Here, M is the number of antenna elements of the satellite base station apparatus 32, and represents the number of antenna elements that communicate with the overall base station apparatus 31.
ここで得られたスカラー量の信号R’kSは統括基地局装置31の送信信号を推定するものではなく、あくまでも第1特異値の仮想的伝送路を抽出するための中間的な1次元の信号に相当しており、再生中継とは異なるものである。ただし、通常の非再生中継とも異なり、上記の中間的な信号R’kSを生成して受信指向性ビーム形成、送信指向性ビーム形成をそれぞれ個別に行っていることに相当する。この様にして得られた上記の中間的な信号R’kSに対し、最後のアクセス系に相当するサテライト基地局装置32から端末局装置33への送信においても、このラストの1ホップのチャネルの第1特異値に相当する仮想的伝送路を活用して信号送信を行う。具体的には、着目するサテライト基地局装置32の各アンテナから、端末局装置33の各アンテナに対するチャネル行列に対し、その行列を特異値分解した際の第1右特異ベクトルで与えられる送信ウエイトベクトルw’tx,kS,1〜w’tx,kS,Mを、式(34)(図34における(v))に示す様に受信信号ベクトルR’kSに乗算する。 The scalar signal R ′ kS obtained here is not an estimate of the transmission signal of the overall base station apparatus 31, but is an intermediate one-dimensional signal for extracting the virtual transmission path of the first singular value. This is different from regenerative relay. However, unlike normal non-regenerative relaying, this corresponds to generating the above-mentioned intermediate signal R ′ kS and separately performing reception directional beam forming and transmission directional beam forming. In the transmission from the satellite base station apparatus 32 corresponding to the last access system to the terminal station apparatus 33, the last one-hop channel of the intermediate signal R ′ kS obtained in this way is used. Signal transmission is performed using a virtual transmission line corresponding to the first singular value. Specifically, the transmission weight vector given by the first right singular vector obtained by performing singular value decomposition on the channel matrix for each antenna of the terminal station device 33 from each antenna of the satellite base station device 32 of interest. The received signal vector R ′ kS is multiplied by w ′ tx, kS, 1 to w ′ tx, kS, M as shown in Expression (34) ((v) in FIG. 34).
ここで、サテライト基地局装置32において端末局装置33に対するアンテナ素子数をMとして説明したが、これは統括基地局装置31側のアンテナ素子数と必ずしも一致する必要はなく、異なる場合には一般的には、アンテナ素子数Mをアンテナ素子数mとして理解すればよい。この様にして得られた各サブキャリアの送信信号ベクトルは、これを時間軸信号にIFFTにて変換した後(厳密には、例えばOFDMであればガードインターバルの挿入や波形成系などの信号処理も含むが、ここでは説明を省略する)、D/A変換してアナログベースバンド信号を生成し、これをミキサにてf2の周波数のローカル発振器からの信号と乗算してf2の周波数帯の信号にアップコンバートし、フィルタで帯域外信号を除去した後に、ハイパワーアンプで信号増幅して送信する。 Here, in the satellite base station apparatus 32, the number of antenna elements for the terminal station apparatus 33 has been described as M, but this does not necessarily need to match the number of antenna elements on the overall base station apparatus 31 side. Therefore, the number M of antenna elements may be understood as the number m of antenna elements. The transmission signal vector of each subcarrier thus obtained is converted into a time axis signal by IFFT (strictly speaking, for example, in the case of OFDM, signal processing such as insertion of a guard interval and wave forming system) The analog baseband signal is generated by D / A conversion and is multiplied by a signal from a local oscillator having a frequency of f 2 by a mixer, and the frequency band of f 2 is obtained. The signal is up-converted to the above signal, and after the out-of-band signal is removed by the filter, the signal is amplified by the high power amplifier and transmitted.
ここで、式(33)と式(34)の式は受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算し、その後に得られたR’kSに送信ウエイトベクトルを乗算しているが、これと等価な演算は、これらの送信ウエイトベクトルと受信ウエイトベクトルとを事前に乗算して送信ウエイト行列を生成しておき、これを直接受信信号ベクトルr’kS,1〜r’kS,Mに乗算する構成としても構わない。しかし、この際の演算量は式(33)と式(34)を個別に行う際には2×M回の複素乗算で済むのに対し、一括で行う場合には送信ウエイト行列の生成と行列×ベクトルの乗算の双方で合計2×M2回の複素乗算が必要であり、個別の演算に分けた方が効率は良い。 Here, the expressions (33) and (34) are obtained by multiplying the reception signal vector by the reception weight vector, and then multiplying the obtained R ′ kS by the transmission weight vector. The transmission weight vector and the reception weight vector are multiplied in advance to generate a transmission weight matrix, and the received signal vectors r ′ kS, 1 to r ′ kS, M are directly multiplied by this. I do not care. However, the amount of calculation at this time is 2 × M complex multiplications when performing the equations (33) and (34) separately, whereas when performing them all together, the generation of the transmission weight matrix and the matrix A total of 2 × M 2 complex multiplications is required for both multiplications of × vectors, and it is more efficient to divide them into individual operations.
次に、端末局装置33で受信した信号に対する信号処理の説明を行う。端末局装置33のアンテナ素子851は、f2の周波数帯の信号を受信する。LNA852は、f2の周波数帯の信号を増幅する。ミキサ854は、f2の周波数帯の信号をアナログベースバンド信号にダウンコンバートする。フィルタ855は、アナログベースバンド信号から帯域外信号を除去する。A/D変換器856は、アナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換する。FFT回路857は、サンプリングされた信号のシンボルタイミングを基準に、デジタルベースバンド信号をサブキャリアの受信信号に変換する。 Next, signal processing for the signal received by the terminal station device 33 will be described. Antenna elements of the terminal station 33 851, receives a signal in the frequency band of f 2. LNA852 amplifies the signal in the frequency band of f 2. The mixer 854 down-converts the signal in the frequency band of f 2 to the analog baseband signal. Filter 855 removes out-of-band signals from the analog baseband signal. The A / D converter 856 converts the analog baseband signal into a digital baseband signal. The FFT circuit 857 converts the digital baseband signal into a subcarrier reception signal based on the symbol timing of the sampled signal.
ここで端末局装置33ではまず、第1のチャネル情報推定回路146又は第1のチャネル情報推定回路156が、各サテライト基地局装置32の各アンテナ素子が送信ウエイトベクトルにより形成する仮想的アンテナ素子と端末局装置33の各アンテナとの間のチャネル情報を、受信信号に付与されたトレーニング信号より取得する。第1の受信ウエイト算出回路147又は第1の受信ウエイト算出回路157は、取得したチャネル情報から、受信ウエイトを生成する。ここでの受信ウエイトとしては、NSDM系統の信号系列を1段階で直接信号分離するためのZF型やMMSE型の受信ウエイト行列でも良いし(図22に相当)、第1特異値に対応する仮想的伝送路の信号に一旦分離し、その後にこの仮想的伝送路間の相互干渉を除去する2段階の受信ウエイト乗算処理を利用(図23に相当)しても構わない。仮に後者の場合には、各サテライト基地局装置32の各アンテナ素子が送信ウエイトベクトルにより形成する仮想的アンテナ素子と、端末局装置33の各アンテナとの間のチャネルベクトルに対し、このベクトルを基に受信ウエイトベクトルの各成分を式(7)で求めても良いし(最大比合成のウエイト)、ないしは式(7)で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い(等利得合成のウエイト)。この受信ウエイトをwrx,kS,1〜wrx,kS,Nm(ここでは添え字の表記の都合上、Nmは端末局装置の備えるアンテナ素子数NMT−Antとする)とし、端末局装置33の各アンテナ素子で受信した信号ベクトルをRxとすると、式(35)(図34における(vi))で与えられる式で一旦、仮想的伝送路に信号を分離する。 Here, in the terminal station apparatus 33, first, the first channel information estimation circuit 146 or the first channel information estimation circuit 156 includes a virtual antenna element formed by each antenna element of each satellite base station apparatus 32 using a transmission weight vector. The channel information between each antenna of the terminal station apparatus 33 is acquired from the training signal given to the received signal. The first reception weight calculation circuit 147 or the first reception weight calculation circuit 157 generates a reception weight from the acquired channel information. The reception weight here may be a ZF-type or MMSE-type reception weight matrix for directly separating the signal sequence of the N SDM system in one step (corresponding to FIG. 22), and corresponds to the first singular value. It is also possible to use a two-stage reception weight multiplication process (corresponding to FIG. 23) for once separating the signals into virtual transmission lines and then removing the mutual interference between the virtual transmission lines. In the latter case, this vector is based on the channel vector between the virtual antenna element formed by the transmission weight vector of each antenna element of each satellite base station apparatus 32 and each antenna of the terminal station apparatus 33. In addition, each component of the reception weight vector may be obtained by Expression (7) (maximum ratio combining weight), or all absolute values may be given constant with respect to the value given by Expression (7). (Weight of equal gain synthesis). The reception weight is set to w rx, kS, 1 to w rx, kS, Nm (N m is the number of antenna elements N MT-Ant provided in the terminal station device for convenience of subscript here), and the terminal station Assuming that the signal vector received by each antenna element of the device 33 is Rx, the signal is once separated into a virtual transmission path by the equation given by Equation (35) ((vi) in FIG. 34).
ここでrkSは第kSサテライト基地局装置32を介する仮想的伝送路の受信信号である。この時点でNSDM×NSDMのMIMO伝送の信号となっているので、その後、端末局装置33の第2の受信信号処理回路159にて一般的なMIMO信号処理を実施する。具体的には、受信信号の先頭に付与された既知のトレーニング信号を参照し、NSDM系統の信号系列に対しNSDM×NSDMのチャネル行列を取得し、そのチャネル行列を基に受信信号検出処理を行う。先にも示した様に、ZF型の逆行列やMMSE型の線形受信ウエイト行列を乗算すること、ないしはMLDなどの非線形の信号処理を行うことも可能である。この様に信号分離されたN系統の信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをMAC層処理回路68に出力する。一例としてZF型やMMSE型の線形受信ウエイト行列Wrxを用いる場合には、式(36)(図34における(vii))に示す演算を行う。ここで、煩雑さを避けるために式(36)及び式(37)ではNSDMをNと表している。 Here, r kS is a received signal of a virtual transmission path via the k-th S satellite base station apparatus 32. At this time, since it is a signal of N SDM × N SDM MIMO transmission, the second received signal processing circuit 159 of the terminal station device 33 thereafter performs general MIMO signal processing. Specifically, referring to a known training signal given to the head of the received signal, an N SDM × N SDM channel matrix is obtained for the signal sequence of the N SDM system, and the received signal is detected based on the channel matrix. Process. As shown above, it is also possible to multiply a ZF type inverse matrix or MMSE type linear reception weight matrix, or to perform nonlinear signal processing such as MLD. The N-system signals separated in this way are demodulated, and the reproduced data is output to the MAC layer processing circuit 68. As an example, when a ZF type or MMSE type linear reception weight matrix W rx is used, the calculation shown in Expression (36) ((vii) in FIG. 34) is performed. Here, in order to avoid complications, N SDM is represented as N in the equations (36) and (37).
なお、前述した様に、式(35)と式(36)の2段階の信号処理の代わりに、1段階で端末局装置33の各アンテナ素子の受信信号を用いて直接信号分離をすることも可能である。これは、受信信号ベクトルRxに対して直接信号分離するZF型やMMSE型の線形受信ウエイト行列〜Wrx(〜は行列Wrxの上に表記される)を用いて、式(37)に示す信号処理を実施することに相当する。 In addition, as described above, instead of the two-stage signal processing of Expression (35) and Expression (36), direct signal separation may be performed using the received signal of each antenna element of the terminal station device 33 in one stage. Is possible. This is expressed by Equation (37) using a ZF-type or MMSE-type linear reception weight matrix ~ W rx (~ is represented on the matrix W rx ) that directly separates the received signal vector Rx. This corresponds to performing signal processing.
以上の本発明の実施形態の特徴は、サテライト基地局装置32は従来技術における再生中継機能を持つ訳ではなく、一方で通常の非再生中継のみの機能に限定される訳でもなく、受信信号の受信ウエイトベクトル乗算と、更にその信号に送信ウエイトベクトルを乗算するという中間的な処理を実施し、且つその送受信ウエイトベクトルは基本的に複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を有効活用するための指向性制御となっている点である。 The feature of the embodiment of the present invention described above is that the satellite base station apparatus 32 does not have the regenerative relay function in the prior art, but is not limited to the function of only the normal non-regenerative relay, An intermediate process of multiplying the reception weight vector and further multiplying the signal by the transmission weight vector is performed, and the transmission / reception weight vector basically effectively uses a virtual transmission line corresponding to a plurality of first singular values. This is a directivity control for this purpose.
図35に本発明の実施形態におけるサテライト基地局装置の回路構成を示す。図35において符号700はアンテナ素子を示す。符号701はTDD−SWを示す。符号702はローノイズアンプ(LNA)を示す。符号703はミキサを示す。符号704はフィルタを示す。符号705はA/D変換器を示す。符号706はFFT回路を示す。符号707は受信ウエイト乗算回路を示す。符号708は送信ウエイト乗算回路を示す。符号709はIFFT&GI付与回路を示す。符号710はD/A変換器を示す。符号711はミキサを示す。符号712はフィルタを示す。符号713はハイパワーアンプを示す。符号714はTDD−SWを示す。符号721はアンテナ素子を示す。符号722はローノイズアンプ(LNA)を示す。符号723はミキサを示す。符号724はフィルタを示す。符号725はA/D変換器を示す。符号726はFFT回路を示す。符号727は受信ウエイト乗算回路を示す。符号728は送信ウエイト乗算回路を示す。符号729はIFFT&GI付与回路を示す。符号730はD/A変換器を示す。符号731はミキサを示す。符号732はフィルタを示す。符号733はハイパワーアンプを示す。符号740は送信ウエイト処理部を示す。符号741はローカル発振器を示す。符号742はローカル発振器を示す。符号743は通信制御回路を示す。以下、説明の都合上、左側が統括基地局装置31との通信を行う側、右側が端末局装置33と通信を行う側として説明を行う。 FIG. 35 shows a circuit configuration of the satellite base station apparatus according to the embodiment of the present invention. In FIG. 35, reference numeral 700 denotes an antenna element. Reference numeral 701 denotes TDD-SW. Reference numeral 702 denotes a low noise amplifier (LNA). Reference numeral 703 denotes a mixer. Reference numeral 704 denotes a filter. Reference numeral 705 denotes an A / D converter. Reference numeral 706 denotes an FFT circuit. Reference numeral 707 denotes a reception weight multiplication circuit. Reference numeral 708 denotes a transmission weight multiplication circuit. Reference numeral 709 denotes an IFFT & GI adding circuit. Reference numeral 710 denotes a D / A converter. Reference numeral 711 denotes a mixer. Reference numeral 712 denotes a filter. Reference numeral 713 denotes a high power amplifier. Reference numeral 714 denotes TDD-SW. Reference numeral 721 denotes an antenna element. Reference numeral 722 denotes a low noise amplifier (LNA). Reference numeral 723 denotes a mixer. Reference numeral 724 denotes a filter. Reference numeral 725 denotes an A / D converter. Reference numeral 726 denotes an FFT circuit. Reference numeral 727 denotes a reception weight multiplication circuit. Reference numeral 728 denotes a transmission weight multiplication circuit. Reference numeral 729 denotes an IFFT & GI adding circuit. Reference numeral 730 denotes a D / A converter. Reference numeral 731 denotes a mixer. Reference numeral 732 denotes a filter. Reference numeral 733 denotes a high power amplifier. Reference numeral 740 denotes a transmission weight processing unit. Reference numeral 741 denotes a local oscillator. Reference numeral 742 denotes a local oscillator. Reference numeral 743 denotes a communication control circuit. Hereinafter, for convenience of explanation, the left side is described as the side that communicates with the overall base station apparatus 31, and the right side is described as the side that communicates with the terminal station apparatus 33.
まず、ダウンリンク方向(統括基地局装置31→サテライト基地局装置32→端末局装置33方向)について説明する。各アンテナ素子700で受信した信号は、TDD−SW701を介してローノイズアンプ702に入力される。ここでTDD−SW701の切り替えは、通信制御回路743が送受信のタイミングに合わせて行う。ローノイズアンプ702に入力された微弱な信号は増幅され、この増幅された信号とローカル発振器741から出力される局部発振信号とがミキサ703で乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ704で帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、A/D変換器705でデジタルベースバンド信号に変換される。デジタルベースバンド信号は全てFFT回路706に入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換(各周波数成分の信号に分離)する。この各周波数成分に分離された信号は、受信ウエイト乗算回路707に入力されると共に、送受信ウエイト処理部740−1にも入力される。 First, the downlink direction (general base station apparatus 31 → satellite base station apparatus 32 → terminal station apparatus 33 direction) will be described. A signal received by each antenna element 700 is input to the low noise amplifier 702 via the TDD-SW 701. Here, the TDD-SW 701 is switched by the communication control circuit 743 in accordance with the transmission / reception timing. The weak signal input to the low noise amplifier 702 is amplified, and the amplified signal and the local oscillation signal output from the local oscillator 741 are multiplied by the mixer 703. The amplified signal is converted from a radio frequency signal to a baseband signal. Down-converted to Since the down-converted signal includes a frequency component outside the frequency band to be received, the out-of-band component is removed by the filter 704. The signal from which the out-of-band component is removed is converted into a digital baseband signal by the A / D converter 705. All digital baseband signals are input to the FFT circuit 706, and a signal on the time axis is converted to a signal on the frequency axis at a predetermined symbol timing determined by a timing detection circuit (not shown here). Separated into signals). The signal separated into each frequency component is input to the reception weight multiplication circuit 707 and also input to the transmission / reception weight processing unit 740-1.
受信ウエイト乗算回路707では、このサテライト基地局装置32が担う仮想的伝送路に対応させて第1特異値の受信ウエイトベクトルが乗算され、複数アンテナ素子によるベクトル状の信号から1系統のスカラー状の信号に変換される。この信号は送信ウエイト乗算回路708に入力され、送信ウエイト乗算回路708では着目するサテライト基地局装置32から端末局装置33への第1特異値に対応する仮想的伝送路に対応させて送信ウエイトベクトルが乗算されて、各アンテナ素子721に対応した信号が生成され、これらが各アンテナ素子系統のIFFT&GI付与回路709に入力され、このIFFT&GI付与回路709にて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やOFDMシンボル間(SC−FDE(Single-Carrier Frequency Domain Equalization)であればブロック伝送のブロック間)の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子721ごとに、D/A変換器710でデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器742から入力される局部発振信号と、ミキサ711で乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ712により帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ713で増幅され、TDD−SW714を介してアンテナ素子721より送信される。 The reception weight multiplication circuit 707 multiplies the reception weight vector of the first singular value in correspondence with the virtual transmission path carried by the satellite base station apparatus 32, and from one vector-like signal by a plurality of antenna elements, one scalar-type Converted to a signal. This signal is input to the transmission weight multiplication circuit 708, and the transmission weight multiplication circuit 708 transmits the transmission weight vector corresponding to the virtual transmission line corresponding to the first singular value from the satellite base station apparatus 32 of interest to the terminal station apparatus 33. Is multiplied to generate a signal corresponding to each antenna element 721, which is input to the IFFT & GI giving circuit 709 of each antenna element system. Furthermore, processing such as guard interval insertion and waveform shaping between OFDM symbols (between block transmission blocks in the case of SC-FDE (Single-Carrier Frequency Domain Equalization)) is performed for each antenna element 721. D / A converter 710 converts digital sampling data to baseband analog It is converted to issue. Further, each analog signal is multiplied by a local oscillation signal input from the local oscillator 742 by a mixer 711 and up-converted to a radio frequency signal. Here, since the upconverted signal includes a signal in a frequency component outside the band of the channel to be transmitted, the filter 712 removes the frequency component outside the band and generates an electrical signal to be transmitted. . The generated signal is amplified by the high power amplifier 713 and transmitted from the antenna element 721 via the TDD-SW 714.
次に、アップリンク方向(端末局装置33→サテライト基地局装置32→統括基地局装置31方向)について説明する。各アンテナ素子721で受信した信号は、TDD−SW714を介してローノイズアンプ722に入力される。ここでTDD−SW714の切り替えは、通信制御回路743が送受信のタイミングに合わせて行う。ローノイズアンプ722に入力された微弱な信号は増幅され、この増幅された信号とローカル発振器742から出力される局部発振信号とがミキサ723で乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ724で帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、A/D変換器725でデジタルベースバンド信号に変換される。デジタルベースバンド信号は全てFFT回路726に入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換(各周波数成分の信号に分離)する。この各周波数成分に分離された信号は、受信ウエイト乗算回路727に入力されると共に、送受信ウエイト処理部740−2にも入力される。 Next, the uplink direction (terminal station apparatus 33 → satellite base station apparatus 32 → overall base station apparatus 31 direction) will be described. A signal received by each antenna element 721 is input to the low noise amplifier 722 via the TDD-SW 714. Here, the switching of the TDD-SW 714 is performed by the communication control circuit 743 in accordance with the transmission / reception timing. The weak signal input to the low noise amplifier 722 is amplified, and the amplified signal and the local oscillation signal output from the local oscillator 742 are multiplied by the mixer 723. The amplified signal is converted from the radio frequency signal to the baseband signal. Down-converted to Since the down-converted signal includes a frequency component outside the frequency band to be received, the out-of-band component is removed by the filter 724. The signal from which the out-of-band component is removed is converted into a digital baseband signal by the A / D converter 725. All the digital baseband signals are input to the FFT circuit 726, and a signal on the time axis is converted into a signal on the frequency axis at a predetermined symbol timing determined by a timing detection circuit (not shown here) (for each frequency component). Separated into signals). The signal separated into each frequency component is input to the reception weight multiplication circuit 727 and also input to the transmission / reception weight processing unit 740-2.
受信ウエイト乗算回路727では、このサテライト基地局装置32が担う仮想的伝送路に対応させて第1特異値の受信ウエイトベクトルが乗算され、複数アンテナ素子によるベクトル状の信号から1系統のスカラー状の信号に変換される。この信号は送信ウエイト乗算回路728に入力され、送信ウエイト乗算回路728では着目するサテライト基地局装置32から統括基地局装置31への第1特異値に対応する仮想的伝送路に対応させて送信ウエイトベクトルが乗算されて、各アンテナ素子700に対応した信号が生成され、これらが各アンテナ素子系統のIFFT&GI付与回路729に入力され、このIFFT&GI付与回路729にて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やOFDMシンボル間(SC−FDE(Single-Carrier Frequency Domain Equalization)であればブロック伝送のブロック間)の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子700ごとに、D/A変換器730でデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器741から入力される局部発振信号と、ミキサ731で乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ732により帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ733で増幅され、TDD−SW701を介してアンテナ素子700より送信される。 In the reception weight multiplication circuit 727, the reception weight vector of the first singular value is multiplied corresponding to the virtual transmission line carried by the satellite base station apparatus 32, and a single scalar-type signal is obtained from the vector-like signal by the plurality of antenna elements. Converted to a signal. This signal is input to the transmission weight multiplication circuit 728, and the transmission weight multiplication circuit 728 transmits the transmission weight corresponding to the virtual transmission path corresponding to the first singular value from the satellite base station apparatus 32 of interest to the general base station apparatus 31. The vector is multiplied to generate a signal corresponding to each antenna element 700, and these signals are input to the IFFT & GI adding circuit 729 of each antenna element system. The IFFT & GI adding circuit 729 generates a signal on the time axis from the signal on the frequency axis. After being converted into a signal, processing such as insertion of a guard interval and waveform shaping between OFDM symbols (between block transmission blocks in the case of SC-FDE (Single-Carrier Frequency Domain Equalization)) is performed for each antenna element 700. D / A converter 730 converts the digital sampling data into baseband analog It is converted into grayed signal. Further, each analog signal is multiplied by the local oscillation signal input from the local oscillator 741 by the mixer 731 and up-converted to a radio frequency signal. Here, since the signal is included in the frequency component outside the band of the channel to be transmitted in the upconverted signal, the frequency component outside the band is removed by the filter 732 to generate an electrical signal to be transmitted. . The generated signal is amplified by the high power amplifier 733 and transmitted from the antenna element 700 via the TDD-SW 701.
なお、受信ウエイト乗算回路707及び送信ウエイト乗算回路728で乗算される送受信ウエイトベクトルは、送受信ウエイト処理部740−1にて算出される。受信ウエイト乗算回路727及び送信ウエイト乗算回路708で乗算される送受信ウエイトベクトルは、送受信ウエイト処理部740−2にて算出される。ダウンリンクとアップリンクのそれぞれのFFT回路を用いて取得されたチャネル情報を基に受信ウエイトベクトルを算出し、キャリブレーション処理を施すことでその逆方向の送信ウエイトベクトルを算出する。統括基地局装置31との間の送受信においては、その伝搬路が固定的で、且つ高所で見通し環境ということから一旦チャネル情報を取得すれば、その後は継続的にその値を使いまわすことも可能である。 The transmission / reception weight vector multiplied by the reception weight multiplication circuit 707 and the transmission weight multiplication circuit 728 is calculated by the transmission / reception weight processing unit 740-1. The transmission / reception weight vector multiplied by the reception weight multiplication circuit 727 and the transmission weight multiplication circuit 708 is calculated by the transmission / reception weight processing unit 740-2. A reception weight vector is calculated based on channel information acquired by using the downlink and uplink FFT circuits, and a transmission weight vector in the opposite direction is calculated by performing a calibration process. In transmission / reception with the central base station apparatus 31, once the channel information is acquired because the propagation path is fixed and the line-of-sight environment is high, the value may be continuously used thereafter. Is possible.
したがって、サービス運用の開始前に繰り返しチャネル推定を行い、その平均化により高精度のチャネル推定結果(この場合には相対チャネル情報を利用)、及びそこから算出される送受信ウエイトベクトルを利用することが可能である。一方で、サテライト基地局装置32と端末局装置33との間のチャネル情報は、端末局装置33やその周りの移動や環境変動により変化するため、リアルタイムでチャネル情報取得とウエイトベクトルの更新が必要となる。このチャネル情報の取得(チャネルフィードバック)の方法は如何なる手段を用いても構わない。そして、この様にして取得したチャネル情報に対し、送受信ウエイト処理部740−1及び740−2では、例えば特異値分解などの手法で第1特異値に対応する仮想的伝送路の送受信ウエイトベクトルを算出し、これを受信ウエイト乗算回路707、727、及び送信ウエイト乗算回路708、728に入力する。なお、通信制御回路743は送受信タイミングやシンボルタイミングを把握し、TDD−SW701、714や各種回路に対して様々な指示を行う。通信制御回路743がこの様なタイミングを把握する根拠は、統括基地局装置31との通信において統括基地局装置31に同期させることで把握することも可能であり、GPSやその他の無線システム(例えばマクロセルの基地局からの信号)から取得される情報を用いて行っても構わない。 Therefore, it is possible to repeatedly perform channel estimation before the start of service operation, and to use a highly accurate channel estimation result (in this case, using relative channel information) and a transmission / reception weight vector calculated therefrom. Is possible. On the other hand, channel information between the satellite base station device 32 and the terminal station device 33 changes due to movement of the terminal station device 33 and its surroundings and environmental fluctuations, so channel information acquisition and weight vector updating are necessary in real time. It becomes. Any means may be used as the channel information acquisition (channel feedback) method. For the channel information acquired in this way, the transmission / reception weight processing units 740-1 and 740-2 set the transmission / reception weight vector of the virtual transmission path corresponding to the first singular value by a technique such as singular value decomposition. This is calculated and input to reception weight multiplication circuits 707 and 727 and transmission weight multiplication circuits 708 and 728. Note that the communication control circuit 743 grasps transmission / reception timing and symbol timing, and gives various instructions to the TDD-SWs 701 and 714 and various circuits. The reason why the communication control circuit 743 grasps such timing can be grasped by synchronizing with the central base station apparatus 31 in communication with the central base station apparatus 31, and can be understood by GPS or other wireless systems (for example, It may be performed using information acquired from a signal from a macro cell base station).
以上の様に、第3の実施形態の無線通信システム52は、統括基地局装置31(第1の無線局装置)と、複数のサテライト基地局装置32(第2の無線局装置)と、端末局装置33(第3の無線局装置)とを備える。統括基地局装置31は、第1のアンテナ素子群を介して複数のサテライト基地局装置32との無線通信を実行する第1無線局信号処理部を有する。サテライト基地局装置32は、第2のアンテナ素子群を介して統括基地局装置31との無線通信を実行し、第3のアンテナ素子群を介して端末局装置33との無線通信を実行する第2無線局信号処理部を有する。 As described above, the wireless communication system 52 according to the third embodiment includes the overall base station device 31 (first wireless station device), the plurality of satellite base station devices 32 (second wireless station device), and a terminal. A station device 33 (third wireless station device). The overall base station apparatus 31 includes a first radio station signal processing unit that performs radio communication with the plurality of satellite base station apparatuses 32 via the first antenna element group. The satellite base station apparatus 32 performs wireless communication with the overall base station apparatus 31 via the second antenna element group, and executes wireless communication with the terminal station apparatus 33 via the third antenna element group. 2 radio station signal processing unit.
第3の実施形態のサテライト基地局装置32(第2の無線局装置)の第2無線局信号処理部は、第1のアンテナ素子群と第2のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるMIMOチャネル行列に対する受信ウエイトベクトルを、MIMOチャネル行列の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出する。第2無線局信号処理部は、第2のアンテナ素子群を介して受信した信号に受信ウエイトベクトルを乗算することによって送信信号系列を生成する。第2無線局信号処理部は、生成した信号系列に基づく信号を第3のアンテナ素子群を介して端末局装置33(第3の無線局装置)に送信する。 The second radio station signal processing unit of the satellite base station apparatus 32 (second radio station apparatus) of the third embodiment is used for radio communication between the first antenna element group and the second antenna element group. The received weight vector for the MIMO channel matrix is set to at least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to the first singular value of the MIMO channel matrix, or an approximate solution of the first right singular vector and the first left singular vector. Calculation is based on at least one of the approximate solutions of singular vectors. The second radio station signal processing unit generates a transmission signal sequence by multiplying a signal received via the second antenna element group by a reception weight vector. The second radio station signal processing unit transmits a signal based on the generated signal sequence to the terminal station device 33 (third radio station device) via the third antenna element group.
第3の実施形態のサテライト基地局装置32(第2の無線局装置)の第2無線局信号処理部は、端末局装置33(第3の無線局装置)の第4のアンテナ素子群とサテライト基地局装置32(第2の無線局装置)の第3のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるMIMOチャネル行列に対する送信ウエイトベクトルを、MIMOチャネル行列の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出し、第3のアンテナ素子群を介して受信した信号に送信ウエイトベクトルを乗算することによって複数の系統の信号系列を生成し、複数の系統の信号系列に基づく信号を第2のアンテナ素子群を介して端末局装置33(第3の無線局装置)に送信する。 The second radio station signal processing unit of the satellite base station device 32 (second radio station device) of the third embodiment includes the fourth antenna element group and the satellite of the terminal station device 33 (third radio station device). A transmission weight vector for the MIMO channel matrix used for wireless communication with the third antenna element group of the base station device 32 (second wireless station device) is a first right corresponding to the first singular value of the MIMO channel matrix. Calculated based on at least one of the singular vector and the first left singular vector, or at least one of the approximate solution of the first right singular vector and the approximate solution of the first left singular vector, and via the third antenna element group A plurality of signal sequences are generated by multiplying the received signal by a transmission weight vector, and signals based on the plurality of signal sequences are transmitted via the second antenna element group. And it transmits to end station device 33 (third radio station).
第3の実施形態の無線通信システム52の第1無線局信号処理部は、第1のアンテナ素子群と第2のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるMIMOチャネル行列に対する送信ウエイトベクトルを、MIMOチャネル行列の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出し、第2の無線局装置ごとに信号系列を生成し、生成した信号系列にそれぞれの信号系列に対応した送信ウエイトベクトルを乗算し、乗算した結果を全ての信号系統について加算合成し、加算合成した信号系列に基づく信号を、第1のアンテナ素子群を介してサテライト基地局装置32(第2の無線局装置)に送信する。 The first radio station signal processing unit of the radio communication system 52 of the third embodiment calculates a transmission weight vector for a MIMO channel matrix used for radio communication between the first antenna element group and the second antenna element group, At least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to the first singular value of the MIMO channel matrix, or at least one of the approximate solution of the first right singular vector and the approximate solution of the first left singular vector. To generate a signal sequence for each second radio station device, multiply the generated signal sequence by a transmission weight vector corresponding to each signal sequence, and add and synthesize the results for all signal systems Then, a signal based on the added and synthesized signal sequence is transmitted to the satellite base station apparatus 32 (second radio station apparatus) via the first antenna element group.
第3の実施形態の無線通信システム52の第1無線局信号処理部は、第1のアンテナ素子群と第2のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるMIMOチャネル行列に対する受信ウエイトベクトルを、MIMOチャネル行列の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいてサテライト基地局装置32(第2の無線局装置)ごとに算出し、第1のアンテナ素子群を介して受信した信号に受信ウエイトベクトルを第2の無線局装置ごとに乗算することによって複数の系統の信号系列を生成し、複数の系統の信号系列に基づく信号から残留干渉成分を除去する。 The first wireless station signal processing unit of the wireless communication system 52 of the third embodiment is configured to calculate a reception weight vector for a MIMO channel matrix used for wireless communication between the first antenna element group and the second antenna element group, At least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to the first singular value of the MIMO channel matrix, or at least one of the approximate solution of the first right singular vector and the approximate solution of the first left singular vector. Is calculated for each satellite base station apparatus 32 (second radio station apparatus) based on the signal, and the signal received via the first antenna element group is multiplied by the reception weight vector for each second radio station apparatus. A plurality of signal series are generated, and a residual interference component is removed from a signal based on the plurality of signal series.
これによって、第3の実施形態の統括基地局装置31、サテライト基地局装置32、端末局装置33、無線通信システム52及び無線通信方法は、見通し環境が支配的な環境でMIMOによって伝送容量を増大させることが可能となる。第3の実施形態の統括基地局装置31、サテライト基地局装置32、端末局装置33、無線通信システム52及び無線通信方法は、非再生の再ビームフォーミング中継によって、伝送容量を増大させることが可能となる。第3の実施形態の統括基地局装置31、サテライト基地局装置32、端末局装置33、無線通信システム52及び無線通信方法は、所望の特性で複数の信号系列を空間多重して伝送することが可能になる。 As a result, the central base station device 31, the satellite base station device 32, the terminal station device 33, the wireless communication system 52, and the wireless communication method of the third embodiment increase the transmission capacity by MIMO in an environment where the line-of-sight environment is dominant. It becomes possible to make it. The overall base station apparatus 31, satellite base station apparatus 32, terminal station apparatus 33, wireless communication system 52, and wireless communication method of the third embodiment can increase the transmission capacity by non-regenerative re-beamforming relay. It becomes. The central base station device 31, the satellite base station device 32, the terminal station device 33, the wireless communication system 52, and the wireless communication method according to the third embodiment may transmit a plurality of signal sequences in a spatially multiplexed manner with desired characteristics. It becomes possible.
第1の実施形態においては、基地局装置70、端末局装置60、無線通信システム50及び無線通信方法は、アクセス系に第1特異値に対応する仮想的伝送路を複数利用して、空間多重を行うことも可能である。しかし、端末局装置60の座標は固定的に設計できないので、空間多重的には基地局装置70側の第1の信号処理部304を離れた場所に複数配置することが好ましい。このために、サテライト基地局装置32として第1の信号処理部304に相当する機能を配置する場合には、その間を有線で引き回すより、無線で中継することが好ましい。この利用形態を実現する際には、非再生中継でありながらビームフォーミングだけは中継局において実施するという信号処理が有効であり、そのための実現方法を規定した。 In the first embodiment, the base station device 70, the terminal station device 60, the radio communication system 50, and the radio communication method use a plurality of virtual transmission paths corresponding to the first singular value for the access system, and perform spatial multiplexing. It is also possible to perform. However, since the coordinates of the terminal station device 60 cannot be designed fixedly, it is preferable to arrange a plurality of first signal processing units 304 on the base station device 70 side in a spatially multiplexed manner. For this reason, when a function corresponding to the first signal processing unit 304 is arranged as the satellite base station apparatus 32, it is preferable to perform relaying wirelessly rather than being wired around. When realizing this mode of use, signal processing is effective in that only beamforming is performed at the relay station while it is a non-regenerative relay, and an implementation method for that is defined.
[第4の実施形態]
[第1特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセル]
(列車ムービングセルと基本原理の概要)
先の第3の実施形態において説明した通り、5G(第5世代)に向けた将来無線アクセスにおいて、特に列車内の多数のユーザのトラヒックをマクロセルに収容する代わりに、これらのトラヒックを列車内で集約し、これらを一括して無線エントランスにて有線ネットワーク側にユーザデータを迂回しオフロードすることは、マクロセルの周波数資源を有効活用し、システム全体での総伝送容量を向上するには有効である。ここでは、列車と電車の区別は特に行わず、在来線や新幹線などの全ての車両を列車と標記する。
[Fourth Embodiment]
[Train moving cell using multiple virtual transmission lines corresponding to the first singular value]
(Outline of train moving cell and basic principles)
As described in the previous third embodiment, in the future wireless access for 5G (fifth generation), in particular, instead of accommodating the traffic of a large number of users in the train in the macrocell, It is effective to collect and deallocate user data to the wired network side at the wireless entrance and offload all at once in order to effectively utilize the macrocell frequency resources and improve the total transmission capacity of the entire system. is there. Here, no distinction is made between trains and trains, and all vehicles such as conventional lines and bullet trains are labeled as trains.
しかし、列車の場合には一般に移動速度が速く、新幹線であれば時速300[km/h]を超え、在来線でも100[km/h]以上の伝送速度を想定して無線エントランス回線を構成しなければならない。特に、大容量の回線を提供するためにはミリ波等の高周波数帯の利用が余儀なくされ、回線設計的には波長の2乗に比例する利得の損失と、ミリ波帯のハイパワーアンプの出力がマイクロ波帯に比べて非常に小さく、高出力なものは高価であることを考慮すると、低出力のアンテナ素子を多数利用する大規模アンテナ化により回線利得を確保する必要に迫られる。特に、列車の移動速度を考慮すれば、ハンドオーバの頻度を低減し制御の負荷を低減するためには、500[m]間隔程度のエリアをエントランス側の基地局装置でカバーしなければならない。大規模アンテナの利得の確保においては、チャネル情報のフィードバックを精度良く行い、高精度の指向性制御を行う必要があるが、列車の移動速度が速いことからチャネルの時変動が一般的に大きく、この時変動への高精度の追従と高速の指向性形成が必要となる。 However, in the case of trains, the movement speed is generally high, and if it is a Shinkansen, it will exceed 300 km / h, and the conventional line will be constructed assuming a transmission speed of 100 km / h or more. Must. In particular, in order to provide a large-capacity line, it is necessary to use a high frequency band such as a millimeter wave, and in terms of line design, a gain loss proportional to the square of the wavelength and a high-power amplifier of the millimeter wave band Considering that the output is very small compared to the microwave band and that the high output is expensive, it is necessary to secure a line gain by making a large-scale antenna using a large number of low-output antenna elements. In particular, considering the train moving speed, in order to reduce the frequency of handover and reduce the control load, it is necessary to cover an area of about 500 [m] intervals with the base station apparatus on the entrance side. In securing the gain of a large-scale antenna, it is necessary to perform feedback of channel information with high accuracy and to perform high-precision directivity control, but the time variation of the channel is generally large due to the fast movement speed of the train, At this time, it is necessary to follow the fluctuation with high accuracy and to form high-speed directivity.
先にも触れたが、一般にMIMOチャネルの時変動は、チャネル行列を特異値分解した際に得られる特異値が大きい方に対応した仮想的伝送路において、比較的小さくなる傾向がある。逆に小さな特異値に対応する仮想的伝送路において、チャネル時変動が非常に大きくなる傾向がある。ここでは送受信局が相互に見通し環境にあることを想定するため、第1特異値に対応する仮想的伝送路は見通し波に相当する伝送路である。この場合、列車の線路が概ね直線的であることを考慮すれば、線路の上部付近(架線柱など)に高指向性アンテナを線路と平行な方向に指向性を向けて設置し、列車との間で正面方向に向き合う形で無線信号を送受信することにすれば、見通し環境が長い時間に渡り安定的に確保できる。各アンテナ素子間のチャネル情報は、列車の移動方向と電波の到来方向とが概ね平行であるため、非常に急激に変化する。一方で、各アンテナ素子間の各パスのチャネル情報の相対的な関係(複素位相差)は、殆ど平面波に近似できる状況であるため、時間変動に対して殆ど変化がない。つまり、チャネル自体は高速で変動するが、第1特異値に対応する仮想的伝送路の送受信ウエイト自体は極めて変化が緩やかで、一定の送受信ウエイト値をある程度の期間保ち続けても、概ね理想的な指向性形成が維持できることになる。 As mentioned above, the time variation of the MIMO channel generally tends to be relatively small in the virtual transmission line corresponding to the one having the larger singular value obtained when the singular value decomposition of the channel matrix is performed. On the contrary, in a virtual transmission line corresponding to a small singular value, channel time variation tends to become very large. Here, since it is assumed that the transmitting and receiving stations are in the line-of-sight environment, the virtual transmission line corresponding to the first singular value is a transmission line corresponding to the line-of-sight wave. In this case, taking into consideration that the train track is almost straight, a highly directional antenna is installed near the top of the track (such as an overhead pole) with directivity in the direction parallel to the track. If the wireless signals are transmitted and received in a face-to-face manner, the line-of-sight environment can be secured stably for a long time. The channel information between the antenna elements changes very rapidly because the moving direction of the train and the arrival direction of the radio waves are substantially parallel. On the other hand, the relative relationship (complex phase difference) of the channel information of each path between the antenna elements is in a state that can be approximated to a plane wave, and therefore hardly changes with respect to time variation. In other words, although the channel itself fluctuates at a high speed, the transmission / reception weight of the virtual transmission line corresponding to the first singular value changes very slowly, and even if a constant transmission / reception weight value is kept for a certain period, it is almost ideal. It is possible to maintain the directivity formation.
一方で、第2特異値以降に対応する仮想的伝送路は、多くの反射波を積極的に利用することになり、移動方向に対して平行な方向ではない様々な方向からの入射波が支配的となる。このとき、様々な角度方向からの波が合成されていると、平面波とは明らかに異なる状況となり、時間変動と共に各アンテナ素子間の各パスに対応するチャネル情報の相対的な関係も大幅に変動する。そのため、チャネル情報の相対的な関係の変動に追従させるために、送受信ウエイトを高速で更新する必要があり、高速での更新ができなければ適切な指向性形成がなされないことになる。ここで、仮にインプリシット・フィードバックを導入してチャネル情報のフィードバックのオーバヘッドを低減したとしても、この急激なチャネル情報の変動に追従するためには極めて頻繁にチャネル推定用のトレーニング信号を交換しなければならず、現実的に求められる精度を達成するのは困難である。 On the other hand, the virtual transmission line corresponding to the second singular value or later actively uses many reflected waves, and the incident waves from various directions that are not parallel to the moving direction are dominated. It becomes the target. At this time, when waves from various angular directions are combined, the situation is clearly different from that of a plane wave, and the relative relationship of channel information corresponding to each path between antenna elements varies greatly with time variation. To do. Therefore, it is necessary to update the transmission / reception weight at high speed in order to follow fluctuations in the relative relationship of channel information. If high-speed updating cannot be performed, appropriate directivity cannot be formed. Here, even if implicit feedback is introduced to reduce the overhead of feedback of channel information, the training signal for channel estimation must be exchanged very frequently in order to follow this rapid fluctuation of channel information. It is difficult to achieve the accuracy that is actually required.
ここで、列車に搭載する端末局装置と無線エントランスの基地局装置とが備える送受信用の各種回路(ハイパワーアンプ、ローノイズアンプ、フィルタ、ミキサ等)は、温度特性などに起因して変化する複素位相の回転量を精度の高いキャリブレーション処理で時間変動なく常に概ね一定として扱うことが可能であるとする。この場合、ある列車に着目すれば、通過する線路が決まればその列車(厳密には列車に搭載される端末局装置の各アンテナ素子)の移動経路は極めて高精度で1次元的な変位を示し、その1次元的な移動ルート上の座標を把握できれば、毎回毎回、同一場所に列車がある場合のチャネル情報はほぼ同一のチャネルとなる。 Here, various circuits for transmission / reception (high power amplifier, low noise amplifier, filter, mixer, etc.) provided in the terminal station device and the base station device of the wireless entrance installed in the train are complex that change due to temperature characteristics and the like. It is assumed that the rotation amount of the phase can be handled as being almost constant without time variation by a highly accurate calibration process. In this case, if attention is paid to a certain train, the movement path of the train (strictly, each antenna element of the terminal station device mounted on the train) will show a one-dimensional displacement with extremely high accuracy if a passing track is determined. If the coordinates on the one-dimensional moving route can be grasped, the channel information when there is a train at the same place every time becomes almost the same channel.
もちろん、例えば80GHzなどを想定すると波長は3.75mmであり、僅か1mmの座標のズレで波長の25%以上の座標の誤差となり絶対的なチャネル情報は大きく変化するが、ここで議論すべきは送受信ウエイトを算出する際に必要となる相対チャネル情報である。平面波的に到来する見通し波の場合、その平面とアンテナ素子が2次元的に配置されている平面が概ね平行である限り、その相対チャネル情報はその程度の座標の誤差では大きな影響は受けない。一般に、送受信ウエイトの変動に関して、見通し方向(送受信アンテナを結ぶ直線と平行な方向)に垂直な方向に遷移する場合と見通し方向に平行な方向に遷移する場合とで比べると、垂直な方向に遷移する場合の方が送受信ウエイトの変動量は大きくなる。もちろん、線路と列車の車輪の幅との遊びは数mm以上あるかも知れないので厳密に同一座標を通過する訳ではなく、この見通し方向に垂直な方向に対しても若干の誤差を伴うことになる。しかし、上述の様に第1特異値に対応する仮想的伝送路の場合には概ね平面波で近似可能であり、その程度の誤差であれば送受信ウエイトの変化は許容範囲である。一方、見通し方向に平行な方向に遷移する場合において、列車の位置の判定の精度は、移動速度が速いことに起因して低くなる。しかし、平面波であれば送受信ウエイトは、垂直な方向に列車が遷移する場合に比べて全く鈍感であり、十分に対応可能である。 Of course, for example, assuming 80 GHz, the wavelength is 3.75 mm, and a deviation of coordinates of only 1 mm results in an error of coordinates of 25% or more of the wavelength, and the absolute channel information changes greatly. This is the relative channel information necessary for calculating the transmission / reception weight. In the case of a line-of-sight wave that arrives in a plane wave, as long as the plane and the plane in which the antenna elements are two-dimensionally arranged are substantially parallel, the relative channel information is not greatly affected by the coordinate error. In general, with regard to fluctuations in transmission / reception weights, the transition is in the vertical direction compared to the case where the transition is perpendicular to the line-of-sight direction (the direction parallel to the straight line connecting the transmission / reception antennas) and the case where the transition is parallel to the line-of-sight direction. In this case, the fluctuation amount of the transmission / reception weight becomes larger. Of course, the play between the track and the width of the train wheel may be several millimeters or more, so it does not pass exactly the same coordinates, and it also involves some errors in the direction perpendicular to this line-of-sight direction. Become. However, in the case of the virtual transmission line corresponding to the first singular value as described above, it can be approximated by a plane wave, and if the error is such a level, the change in the transmission / reception weight is within an allowable range. On the other hand, in the case of transition in a direction parallel to the line-of-sight direction, the accuracy of the determination of the train position is lowered due to the high moving speed. However, in the case of a plane wave, the transmission / reception weight is quite insensitive compared to the case where the train transits in the vertical direction, and can be sufficiently handled.
なお、送受信ウエイト自体は時変動が小さいかも知れないが、この送受信ウエイトを用いて合成した信号の複素位相は座標と共に変動し、それはドップラーシフトとして観測される。ただし、ドップラーシフト自体は周波数誤差と本質的に差はないため、例えばOFDMを用いる場合でもサブキャリア間隔に比較して小さな値に収まっているならば、OFDMの直交性を破るまでには至らないため、残留周波数誤差の補償をトラッキング処理などで実施することで対応することが可能である。 Note that although the transmission / reception weight itself may have a small time fluctuation, the complex phase of the signal synthesized using this transmission / reception weight fluctuates with the coordinates, which is observed as a Doppler shift. However, since the Doppler shift itself is not essentially different from the frequency error, even if OFDM is used, for example, if it is smaller than the subcarrier interval, it does not break the orthogonality of OFDM. Therefore, it is possible to cope with the residual frequency error by performing tracking processing or the like.
そこでまず、1次元的な列車の移動における列車の位置(座標)を高精度で判定するためのメカニズムを導入する。例えば、線路脇に何らかの座標を特定する目印を所定の間隔で配置し、その目印をカメラ等で撮影し、その映像に画像処理を施すことでその座標を測定する。例えば、バーコード状の幾何学的な座標情報の目印を10[m]間隔で配置し、カメラで撮影した画像を解析してバーコードから目印の座標を特定する。実際に目印の箇所を通過する時刻と、画像解析により目印の座標を特定できる時刻にはタイムラグが生じるが、このタイムラグがどの程度の時間となるかを事前に取得することは可能である。一方で、このタイムラグは全ての目印で概ね同一であると推定されることから、その目印を10[m]間隔で設置しているとすれば、その目印を画像解析で認識する時刻の差分と10[m]という移動距離の関係から、その瞬間の移動速度を高精度で推定することは可能である。更に、その移動速度と上述のタイムラグの時間から、列車が目印の座標を判定した瞬間に実際にどの場所にいるかが高精度で推定できると共に、そこからある微小時間が経過した際の座標も同様に推定できる。 First, a mechanism for determining the position (coordinates) of a train in a one-dimensional train movement with high accuracy is introduced. For example, marks that specify some coordinates are arranged at predetermined intervals on the side of the track, the marks are photographed with a camera or the like, and the image is subjected to image processing to measure the coordinates. For example, barcode-like geometric coordinate information marks are arranged at intervals of 10 [m], and an image photographed by a camera is analyzed to identify the coordinates of the mark from the barcode. Although a time lag occurs between the time when the mark actually passes through and the time when the coordinates of the mark can be specified by image analysis, it is possible to obtain in advance how long this time lag will be. On the other hand, since this time lag is estimated to be substantially the same for all the landmarks, if the landmarks are installed at intervals of 10 [m], the difference in time at which the landmarks are recognized by image analysis From the relationship of the moving distance of 10 [m], it is possible to estimate the moving speed at that moment with high accuracy. Furthermore, from the moving speed and the time lag described above, it is possible to accurately estimate where the train is actually at the moment when the coordinates of the landmark are determined, and the coordinates when a certain minute time has passed from there are also the same. Can be estimated.
この様にして、1次元的な移動における瞬時の座標を精度良く取得することは可能である。ここではバーコードを例として示したが、LED等による光学的な信号でも構わないし、無線タグの様な電磁波的な信号を用いて座標を特定することにしても構わない。現時点のGPSの座標推定精度はあまり高くないが、Assisted GPSとして別途設定する無線回線(異なる周波数帯であったり、異なるシステムを介したもので構わない)を介してGPSの補正値情報を取得すると、GPSの測位の精度は5〜10[m]程度に抑えられることが知られている。更に、列車の場合には線路上を走行するために、移動経路が1次元的であり、GPSなどを利用する場合でもその1次元経路上(線路上)の場所に限定すれば更に精度は高まる。今後、準天頂衛星を用いた座標特定では数cm程度の精度で座標推定も可能と言われており、この様な将来のGPS機能を利用することも当然可能である。更には、自動車の速度計や距離計と同様に、車輪の回転回数から移動距離を取得することも可能であり、駅のホームなどで停車した際に高精度の座標補正を行い、その地点からの移動距離とGPS情報やその他の座標取得手段を併用する等、組み合わせを用いれば、測定精度は飛躍的に向上する。この様にすれば、上述の様にカメラと画像認識機能などを用いずとも、高精度の座標推定が可能となる。これらの如何なる手段で座標情報を取得したとしても同様に本実施形態は適用可能である。 In this way, it is possible to accurately obtain instantaneous coordinates in a one-dimensional movement. Here, a barcode is shown as an example, but an optical signal such as an LED may be used, or coordinates may be specified using an electromagnetic signal such as a wireless tag. The current GPS coordinate estimation accuracy is not so high, but when GPS correction value information is acquired via a radio line (different frequency band or via a different system) separately set as Assisted GPS It is known that the accuracy of GPS positioning is suppressed to about 5 to 10 [m]. Furthermore, in the case of trains, the travel route is one-dimensional in order to travel on the track, and even when using GPS or the like, if the location is limited to that one-dimensional route (on the track), the accuracy is further increased. . In the future, it is said that coordinate estimation using a quasi-zenith satellite can be performed with an accuracy of several centimeters, and such a future GPS function can naturally be used. Furthermore, as with car speedometers and distance meters, it is also possible to obtain the distance traveled from the number of wheel rotations. When stopping at a station platform, etc., high-precision coordinate correction is performed. If a combination is used, such as a combination of the movement distance, GPS information, and other coordinate acquisition means, the measurement accuracy is greatly improved. In this way, highly accurate coordinate estimation is possible without using a camera and an image recognition function as described above. Even if the coordinate information is acquired by any means, the present embodiment can be similarly applied.
以上の説明では列車側において座標を推定する場合を説明したが、同様に基地局装置側においても通信相手である列車の座標の特定を行う必要がある。基本的には、この基地局装置と有線ネットワークとを介して接続された走行する列車の座標特定手段を用い、基地局装置は列車の座標を取得することになる。この様に有線ネットワーク側で列車の座標を特定する場合には、例えば発光体とその受光器とを線路わきに配置し、列車の通過時に光が遮られることを利用する様な構成でも良いし、列車側に発光体を設置し、その発光体の光を線路わきの受光器が検出するという構成でも良い。カメラを線路わきに多数設置するのはコストの点で非現実的だが、その他の手法でその座標を高精度で取得することは可能である。ないしは、列車が取得した座標情報を低遅延の別途設定する無線回線(異なる周波数帯であったり、異なるシステムを介したものでも構わない)で基地局装置側に通知することができれば、有線ネットワークにて接続された座標情報の取得手段を用いずとも、基地局装置側で列車の座標を特定することも可能である。 In the above description, the case where the coordinates are estimated on the train side has been described. Similarly, it is necessary to specify the coordinates of the train as a communication partner on the base station apparatus side as well. Basically, the base station apparatus acquires the coordinates of the train using the coordinate specifying means of the traveling train connected via the base station apparatus and the wired network. In this way, when specifying the coordinates of the train on the wired network side, for example, a configuration may be used in which a light emitter and its light receiver are arranged along the track and light is blocked when passing through the train. Alternatively, a configuration may be adopted in which a light emitter is installed on the train side, and a light receiver along the line detects the light of the light emitter. It is unrealistic in terms of cost to install a large number of cameras beside the track, but it is possible to obtain the coordinates with high accuracy by other methods. Or, if the coordinate information acquired by the train can be notified to the base station device side via a wireless line (which may be in a different frequency band or via a different system) that is separately set with low delay, It is also possible to specify the coordinates of the train on the base station apparatus side without using the coordinate information acquisition means connected in this way.
次に、この様な列車の座標が特定可能な状態で、例えば深夜帯など通常のサービス外の時間帯や、ないしはサービス運用開始前などにおいて、実際の車両を走行させながら、その時のチャネル行列をその座標情報と関連付けて事前に取得し、基地局装置又は端末局装置に記憶させておく。何回か測定してその平均値を求めるなどすれば、より高精度なチャネル行列と列車の座標との対応関係が取得できる。この平均値を求める際には、測定されたままの絶対的なチャネル情報の代わりに、基準アンテナの複素位相を基準とする相対チャネル情報を利用し、この相対チャネル情報に対して送受信ウエイトを算出する。チャネル行列の測定は列車側に加えて有線ネットワーク側の基地局装置でも実施する。ないしは、インプリシット・フィードバックなどの手法により、ダウンリンクのチャネルの情報からアップリンクのチャネルの情報を取得しても構わない。 Next, in such a state that the coordinates of such a train can be specified, the channel matrix at that time is calculated while driving an actual vehicle in a time zone outside normal service such as midnight or before service operation starts. It is acquired in advance in association with the coordinate information, and stored in the base station apparatus or terminal station apparatus. If the average value is obtained by measuring several times, the correspondence relationship between the channel matrix and the train coordinates can be obtained. When obtaining this average value, instead of using absolute channel information as measured, relative channel information based on the complex phase of the reference antenna is used, and transmission and reception weights are calculated for this relative channel information. To do. Channel matrix measurement is performed not only on the train side but also on the base station device on the wired network side. Alternatively, uplink channel information may be acquired from downlink channel information by a technique such as implicit feedback.
以上の様に、実際のサービス運用が開始するよりも前に、事前に列車の座標とアップリンク及びダウンリンクのチャネル行列の関係のデータベースを構築する。正確には、チャネル行列を基に、第1特異値に対応する仮想的伝送路の送受信ウエイトを事前に算出し、送受信ウエイトをデータベースに記憶させる。例えば列車側においては、各仮想的伝送路のアップリンクで用いる送信ウエイトベクトルとダウンリンクで用いる受信ウエイトベクトルとを、離散的な座標情報に対応付けてデータベースに記憶する。同様に基地局装置側においては、各仮想的伝送路のアップリンクで用いる受信ウエイトベクトルとダウンリンクでの送信ウエイトベクトルとを、離散的な座標情報に対応付けてデータベースに記憶する。 As described above, a database of the relationship between train coordinates and uplink and downlink channel matrices is constructed in advance before actual service operation starts. More precisely, based on the channel matrix, the transmission / reception weight of the virtual transmission line corresponding to the first singular value is calculated in advance, and the transmission / reception weight is stored in the database. For example, on the train side, transmission weight vectors used in the uplink of each virtual transmission path and reception weight vectors used in the downlink are stored in a database in association with discrete coordinate information. Similarly, on the base station apparatus side, the reception weight vector used in the uplink of each virtual transmission path and the transmission weight vector in the downlink are stored in the database in association with the discrete coordinate information.
図36に、第4の実施形態における無線通信システムの構成の概要を示す。同図において、符号600は基地局装置、符号601−1〜601−8は基地局装置の第1の信号処理部、符号602−1〜602−8は幾何学的座標情報、符号603は列車、符号604は端末局装置、符号605はカメラ、符号606は列車側のウエイト行列/座標データベース、符号607は基地局装置側のウエイトベクトル/座標データベースをそれぞれ示す。なお、第1の信号処理部601−1〜601−8のいずれかを示す際には、第1の信号処理部601と記載する。 FIG. 36 shows an outline of the configuration of the wireless communication system in the fourth embodiment. In the figure, reference numeral 600 is a base station apparatus, reference numerals 601-1 to 601-8 are first signal processing units of the base station apparatus, reference numerals 602-1 to 602-8 are geometric coordinate information, and reference numeral 603 is a train. Reference numeral 604 denotes a terminal station apparatus, reference numeral 605 denotes a camera, reference numeral 606 denotes a train side weight matrix / coordinate database, and reference numeral 607 denotes a base station apparatus side weight vector / coordinate database. In addition, when showing either of the 1st signal processing parts 601-1 to 601-8, it describes as the 1st signal processing part 601.
列車603は進行方向の先頭車両の先頭部上方、ないしは最後部車両の最後部の上方部分に多数のアンテナ素子を備えた端末局装置604を設置する。ここでの設置場所は列車603の車内から窓越しに信号の送受信をする構成でも良いし、列車603の外部に設置して、更に雨風の影響を低減するためのカバー(レドーム)で覆っても良い。また基地局装置600は、第1の実施形態において図16に示した第1の信号処理部304−1〜304−4の様な複数の第1の信号処理部601−1〜8を備える。第1の信号処理部601−1〜8は、物理的に距離を開けて設置される。例えば、第1の信号処理部601−1〜8は、1m間隔ないしは2m間隔などの間隔が設けられて多数、設置される。これらの第1の信号処理部601−1〜601−8に対し、基地局装置600は、図16に示した第2の信号処理部305をも合わせて備える。基地局装置600が備える第1の信号処理部601−1〜601−8は、例えば列車603の線路に対して垂直な方向に線路を横断する様に設けられている架線柱などに設置される。第1の信号処理部601−1〜601−8は、図16に示した第1の信号処理部304−1〜304−4と同様に多数のアンテナ素子と信号処理のための回路を備える。 The train 603 is provided with a terminal station device 604 provided with a number of antenna elements above the top of the leading vehicle in the traveling direction or above the last portion of the last vehicle. The installation location here may be a configuration in which signals are transmitted and received through the window from inside the train 603, or may be installed outside the train 603 and covered with a cover (radome) for further reducing the influence of rain and wind. good. Further, the base station apparatus 600 includes a plurality of first signal processing units 601-1 to 601-8 such as the first signal processing units 304-1 to 304-4 illustrated in FIG. 16 in the first embodiment. The first signal processing units 601-1 to 601-8 are installed with a physical distance. For example, a large number of first signal processing units 601-1 to 601-8 are installed at intervals of 1 m or 2 m. In contrast to the first signal processing units 601-1 to 601-8, the base station apparatus 600 also includes the second signal processing unit 305 illustrated in FIG. The first signal processing units 601-1 to 601-8 included in the base station device 600 are installed on an overhead pole provided to cross the track in a direction perpendicular to the track of the train 603, for example. . The first signal processing units 601-1 to 601-8 include a large number of antenna elements and a circuit for signal processing, like the first signal processing units 304-1 to 304-4 illustrated in FIG. 16.
端末局装置604も同様に多数のアンテナ素子を備える。端末局装置604のアンテナ素子及び第1の信号処理部601−1〜8のアンテナ素子はそれぞれ、回線利得の確保のためにアンテナ素子から見て前方方向に指向性を高めた構成を取る。列車603の移動は完全な直線ではなくカーブを伴う場合があるため、過剰に指向性利得が高ければ良いという訳ではなく、列車603に設置された端末局装置604から見て基地局装置600が存在する方位、及び基地局装置600から見て列車603の端末局装置604が存在する方位に対しては指向性利得が低下しない範囲で、高い指向性利得をアンテナ素子が有することが理想的である。 Similarly, the terminal station apparatus 604 includes a large number of antenna elements. The antenna element of the terminal station device 604 and the antenna elements of the first signal processing units 601-1 to 601-8 each have a configuration in which directivity is increased in the forward direction as viewed from the antenna element in order to ensure the line gain. Since the movement of the train 603 may involve a curve rather than a complete straight line, it is not necessary that the directivity gain is excessively high. The base station device 600 is not viewed from the terminal station device 604 installed in the train 603. It is ideal that the antenna element has a high directivity gain within a range in which the directivity gain does not decrease with respect to the existing orientation and the orientation in which the terminal station device 604 of the train 603 is present when viewed from the base station device 600. is there.
図36に示す例では列車603にはカメラ605が実装され、線路脇の幾何学的座標情報602を撮影し、図中に明記していない画像解析機能により列車603の座標を把握する装置を列車603が備える。また、基地局装置600はウエイトベクトル/座標データベース607を備え、列車603の端末局装置604はウエイト行列/座標データベース606を備える。幾何学的座標情報602−1〜602−8は、概ね等間隔に線路脇に設置されており、列車603に実装されたカメラ605で撮影可能な位置に配置されている。幾何学的座標情報602−1〜602−8には、幾何学的座標情報602−1〜602−8が設置されている座標を示す座標情報ないしは幾何学的座標情報602−1〜602−8を特定できる情報がバーコード等により記録されている。 In the example shown in FIG. 36, a camera 605 is mounted on the train 603, and a device that captures the geometric coordinate information 602 on the side of the track and grasps the coordinates of the train 603 using an image analysis function that is not clearly shown in the drawing is used. 603 includes. The base station apparatus 600 includes a weight vector / coordinate database 607, and the terminal station apparatus 604 of the train 603 includes a weight matrix / coordinate database 606. The geometric coordinate information 602-1 to 602-8 is installed at the side of the track at approximately equal intervals, and is arranged at a position where the camera 605 mounted on the train 603 can be photographed. The geometric coordinate information 602-1 to 602-8 includes coordinate information indicating the coordinates where the geometric coordinate information 602-1 to 602-8 is installed or geometric coordinate information 602-1 to 602-8. Is recorded with a barcode or the like.
例えば、列車603は走行しながらカメラ605で幾何学的座標情報602−1〜602−8を撮影し、幾何学的座標情報602−7の画像を認識した際には、その幾何学的座標情報602−7の情報から幾何学的座標情報602−7の座標を特定する。実際には画像認識にタイムラグがあるのであれば、そのタイムラグの時間ΔTを工場出荷時ないしは製品設計時に把握しておく。幾何学的座標情報602−1〜602−8はカメラ605により順に画像認識されるため、ある時刻t1[s]で幾何学的座標情報602−8の認識がなされ、別の時刻t2[s]で幾何学的座標情報602−7の認識がなされとすれば、幾何学的座標情報602−8と幾何学的座標情報602−7との間の距離x[m]に対してv=x/(t2−t1)で秒速度[m/s]を把握し、時刻t2から微小時刻Δt経過した時刻t2+Δtにおいては、v×ΔT[m]だけ幾何学的座標情報602−7の座標よりも前方に位置しているものと判断する。 For example, when the train 603 travels while shooting the geometric coordinate information 602-1 to 602-8 with the camera 605 and recognizes the image of the geometric coordinate information 602-7, the geometric coordinate information The coordinates of the geometric coordinate information 602-7 are specified from the information of 602-7. If there is a time lag in image recognition, the time lag time ΔT is known at the time of factory shipment or product design. Since the geometric coordinate information 602-1 to 602-8 is sequentially recognized by the camera 605, the geometric coordinate information 602-8 is recognized at a certain time t1 [s], and another time t2 [s]. If the geometric coordinate information 602-7 is recognized, the distance x [m] between the geometric coordinate information 602-8 and the geometric coordinate information 602-7 is v = x / At (t2−t1), the second speed [m / s] is grasped, and at time t2 + Δt when a minute time Δt has elapsed from time t2, v × ΔT [m] is ahead of the coordinates of the geometric coordinate information 602-7. It is judged that it is located in.
一方でサービス運用開始よりも前に、列車603は所定の線路上を走行しながら、基地局装置600の各第1の信号処理部601−1〜601−8から送信されたトレーニング信号を端末局装置604の各アンテナ素子で受信し、そのMIMOチャネルのチャネル情報を取得する。その取得されたチャネル情報を基に、上述の第1特異値に相当する仮想的伝送路を利用する通信で用いる受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトルを第1の信号処理部601−1〜601−8ごとに取得し、これをウエイト行列/座標データベース606に記録する。受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトルを複数回取得する場合には、その平均値を求めるなどして精度の向上を図ることが可能である。また、この平均化に際しては、例えば端末局装置604が備えるアンテナ素子の中の所定のアンテナ素子の送受信ウエイトベクトルの複素位相を基準とする形で、端末局装置604が備えるアンテナ素子の送信ウエイトベクトルの各成分を相対的な送受信ウエイトとするなど、異なる時刻に取得された情報であっても平均化することが可能な処理を行うことが好ましい。 On the other hand, before the start of service operation, the train 603 travels on a predetermined track, and the training signal transmitted from each of the first signal processing units 601-1 to 601-8 of the base station device 600 is transmitted to the terminal station. The information is received by each antenna element of the device 604, and channel information of the MIMO channel is acquired. Based on the acquired channel information, the reception weight vector and the transmission weight vector used in the communication using the virtual transmission path corresponding to the first singular value are used as the first signal processing units 601-1 to 601-8. And is recorded in the weight matrix / coordinate database 606. When the reception weight vector and the transmission weight vector are acquired a plurality of times, it is possible to improve accuracy by obtaining an average value thereof. In this averaging, for example, the transmission weight vector of the antenna element included in the terminal station device 604 is used in a form based on the complex phase of the transmission / reception weight vector of a predetermined antenna element among the antenna elements included in the terminal station device 604. It is preferable to perform processing capable of averaging even information acquired at different times, such as making each component of the above information a relative transmission / reception weight.
同様のデータベースは、基地局装置600側でも作成され、ウエイトベクトル/座標データベース607に記憶される。上述の説明では、基地局装置600側からトレーニング信号を送信する場合について説明したが、後述する何らかの手法で列車603の座標と時刻情報を列車603(ないしは端末局装置604)側で記録すると共に、端末局装置604側からトレーニング信号を送信し、基地局装置600の第1の信号処理部601−1〜601−8の各アンテナ素子でこれを受信し、MIMOチャネルのチャネル情報を受信時刻情報と共に記録する。その記録された時刻情報と列車の座標情報、及び時刻情報とチャネル情報の関係を基に、上述の第1特異値に相当する仮想的伝送路を利用する通信で用いる所定の列車の座標に対する受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトルを第1の信号処理部601−1〜601−8ごとに取得し、これをウエイトベクトル/座標データベース607に記録する。又は、列車603側でダウンリンクのチャネル情報を取得できさえすれば、キャリブレーション技術を用いてアップリンクのチャネル情報を取得することも可能であるので、基地局装置600側から送信したトレーニング信号を用いて列車603側で一通りのチャネル情報を取得した後で、オフラインでキャリブレーション処理によりアップリンクのチャネル情報を取得し、このチャネル情報を基に第1の信号処理部601−1〜601−8ごとに送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルを算出し、これをデータベース化してウエイトベクトル/座標データベース607に記録してもよい。 A similar database is created on the base station apparatus 600 side and stored in the weight vector / coordinate database 607. In the above description, the case where the training signal is transmitted from the base station apparatus 600 side has been described, but the coordinates and time information of the train 603 are recorded on the train 603 (or terminal station apparatus 604) side by some method described later, A training signal is transmitted from the terminal station device 604 side, received by each antenna element of the first signal processing units 601-1 to 601-8 of the base station device 600, and the channel information of the MIMO channel together with the reception time information Record. Based on the recorded time information and train coordinate information, and the relationship between the time information and channel information, reception for predetermined train coordinates used in communication using the virtual transmission line corresponding to the first singular value described above The weight vector and the transmission weight vector are acquired for each of the first signal processing units 601-1 to 601-8 and recorded in the weight vector / coordinate database 607. Alternatively, as long as the downlink channel information can be acquired on the train 603 side, it is also possible to acquire the uplink channel information using the calibration technique. Therefore, the training signal transmitted from the base station apparatus 600 side can be obtained. After acquiring a set of channel information on the train 603 side, uplink channel information is acquired by calibration processing offline, and the first signal processing units 601-1 to 601-601 are based on this channel information. The transmission weight vector and the reception weight vector may be calculated every 8 and may be stored in the weight vector / coordinate database 607 as a database.
以上の処理においては、基地局装置600側で取得する情報や端末局装置604側で取得する情報などを総合的に処理してウエイト行列/座標データベース606及びウエイトベクトル/座標データベース607に記録すべき情報を生成するため、必要な情報を一旦、別の計算機などの環境に集約し、そこで加工処理を行った情報を、別途、基地局装置600のウエイトベクトル/座標データベース607及び端末局装置604のウエイト行列/座標データベース606に記録する構成としても構わない。 In the above processing, information acquired on the base station device 600 side and information acquired on the terminal station device 604 side should be comprehensively processed and recorded in the weight matrix / coordinate database 606 and the weight vector / coordinate database 607. In order to generate information, necessary information is once collected in an environment such as another computer, and information processed by the information is separately stored in the weight vector / coordinate database 607 of the base station device 600 and the terminal station device 604. The weight matrix / coordinate database 606 may be recorded.
ここで、ウエイト行列/座標データベース606及びウエイトベクトル/座標データベース607における送受信ウエイトベクトルに対応する座標の間隔は、幾何学的座標情報602−1〜602−8が設置される位置の間隔と一致する必然性は全くない。上述の様に幾何学的座標情報602−1〜602−8の間の任意の位置においても列車の移動速度と経過時間などから座標情報は取得可能であり、その任意の位置において取得したチャネル情報を基に、その任意の位置における送受信ウエイトベクトルを算出することも可能であるから、ウエイト行列/座標データベース606及びウエイトベクトル/座標データベース607における送受信ウエイトベクトルに対応する位置(座標)の間隔は任意に設定することが可能である。 Here, the coordinate interval corresponding to the transmission / reception weight vector in the weight matrix / coordinate database 606 and the weight vector / coordinate database 607 matches the interval between the positions where the geometric coordinate information 602-1 to 602-8 are installed. There is absolutely no necessity. As described above, the coordinate information can be acquired from the moving speed and elapsed time of the train at any position between the geometric coordinate information 602-1 to 602-8, and the channel information acquired at the arbitrary position. Therefore, it is possible to calculate the transmission / reception weight vector at the arbitrary position, so that the interval between the positions (coordinates) corresponding to the transmission / reception weight vector in the weight matrix / coordinate database 606 and the weight vector / coordinate database 607 is arbitrary. Can be set.
この端末局装置604のウエイト行列/座標データベース606及び基地局装置600側のウエイトベクトル/座標データベース607には、離散的な座標に対する送受信ウエイトベクトルが記録されており、連続的なデータ送受信のためにはこの離散的な送受信ウエイトベクトルに対応する座標の間における送受信ウエイトベクトルを取得する必要がある。しかし、もし仮にウエイト行列/座標データベース606及びウエイトベクトル/座標データベース607に記録される送受信ウエイトベクトル/行列に対応する座標の刻み幅が十分短く、その連続する座標それぞれに対応する送受信ウエイトベクトル/行列の差分が十分小さければ、次の送受信ウエイトベクトル/行列が記録されている座標までの間は、同一の送受信ウエイトベクトル/行列を継続的に使い続けてもあまり問題とならない。ウエイトベクトル/座標データベース606及びウエイトベクトル/座標データベース607の記憶容量に対する制約がなければ、この様に新たな記録された座標地点までは同一の送受信ウエイトベクトル/行列を使い続けられる様に、より多くの座標情報の送受信ウエイトベクトル/行列をウエイトベクトル/座標データベース606及びウエイトベクトル/座標データベース607内に記録されることが好ましい。ただし、記憶容量に制限がある場合には、例えば連続する2点の座標それぞれに対応する送受信ウエイトベクトル/行列を用いて、2点の座標に挟まれる区間においては内挿補間を行い、近似的にその区間内の送受信ウエイトベクトル/行列を算出する構成としても良い。 In the weight matrix / coordinate database 606 of the terminal station device 604 and the weight vector / coordinate database 607 on the base station device 600 side, transmission / reception weight vectors for discrete coordinates are recorded, and for continuous data transmission / reception. Needs to obtain a transmission / reception weight vector between coordinates corresponding to the discrete transmission / reception weight vector. However, if the step size of coordinates corresponding to the transmission / reception weight vector / matrix recorded in the weight matrix / coordinate database 606 and the weight vector / coordinate database 607 is sufficiently short, the transmission / reception weight vector / matrix corresponding to each of the consecutive coordinates. If the difference is sufficiently small, the same transmission / reception weight vector / matrix is continuously used until the coordinates where the next transmission / reception weight vector / matrix is recorded, so that there is no problem. If there are no restrictions on the storage capacity of the weight vector / coordinate database 606 and the weight vector / coordinate database 607, the same transmission / reception weight vector / matrix can continue to be used up to the newly recorded coordinate point. The transmission / reception weight vector / matrix of the coordinate information is preferably recorded in the weight vector / coordinate database 606 and the weight vector / coordinate database 607. However, when the storage capacity is limited, for example, by using a transmission / reception weight vector / matrix corresponding to each of the coordinates of two consecutive points, interpolation is performed in an interval between the coordinates of the two points, and approximate The transmission / reception weight vector / matrix in the section may be calculated.
なお、列車603は高速で移動している場合、基地局装置600及び端末局装置604で観測される受信信号の周波数にはドップラーシフトが生じる。このため、上述の説明においてサービス運用開始前に事前に測定するチャネル情報には、当然ながら列車603の移動速度に依存するドップラーシフトの影響が含まれている。このドップラーシフトでは、周波数のオフセットに伴い波長の変位が生じるため、チャネル情報そのものの値は列車603の速度によって異なる値となる。通常の列車603の運行においては、同一カ所においては同一速度で走行することが期待されるが、実際には何らかの運行上のトラブルで減速運転する可能性も否定できず、その様な事態において列車603の中のユーザがインターネットアクセスする際に支障が出る様なエントランス回線の通信品質の劣化は避けなければならない。 Note that when the train 603 is moving at a high speed, a Doppler shift occurs in the frequency of the received signal observed by the base station apparatus 600 and the terminal station apparatus 604. For this reason, in the above description, the channel information measured in advance before the start of service operation naturally includes the influence of the Doppler shift depending on the moving speed of the train 603. In this Doppler shift, since the wavelength shifts with the frequency offset, the value of the channel information itself varies depending on the speed of the train 603. In normal operation of train 603, it is expected to run at the same speed in the same place, but in reality, the possibility of slowing down due to some trouble in operation cannot be denied, and in such a situation the train It is necessary to avoid deterioration of the communication quality of the entrance line, which causes a problem when a user in 603 accesses the Internet.
しかし、基地局装置600の各第1の信号処理部601−1〜601−8の各アンテナ素子にしても、端末局装置604の各アンテナ素子にしても、それぞれが第1特異値に対応する仮想的伝送路を利用する場合には、そのアンテナ素子が非常に狭い領域に集中していることが想定されている。この場合、基地局装置600の各第1の信号処理部601−1〜601−8の各アンテナ素子にしても、端末局装置604の各アンテナ素子にしても、その経路長差は小さな値に設定されており、更にそれぞれのアンテナ素子の見える方角は非常に高い精度で同一方向となっている。この場合、各アンテナ素子で発生するドップラーシフト量はほぼ同一の値であり、更に各アンテナ素子間の相対的なチャネル状態の複素位相差は高い精度で列車603の移動速度に依存しない値となる。すなわち、チャネル情報(及びチャネル情報を成分とするチャネルベクトル)は列車603の移動速度に起因して異なる値となるが、そのチャネルベクトルに対応した送受信ウエイトベクトル自体は列車603の移動速度に依存しないことになる。したがって、上述の手法で列車603の移動速度を算出することは可能であり、その移動速度や座標の関係からドップラーシフト量も推定し、任意の移動速度に対するチャネルベクトルの補正を実施することも原理的には可能であるが、そこまでの補正処理をするまでもなく、第1特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に利用する第4の実施形態における無線通信システムにおいては、ドップラーシフトの補正なしにデータベース化された送受信ウエイトベクトルをそのまま利用することが可能である。 However, each antenna element of the first signal processing units 601-1 to 601-8 of the base station apparatus 600 and each antenna element of the terminal station apparatus 604 correspond to the first singular values. When using a virtual transmission line, it is assumed that the antenna elements are concentrated in a very narrow area. In this case, the path length difference between the first signal processing units 601-1 to 601-8 of the base station device 600 and the antenna elements of the terminal station device 604 is small. Furthermore, the direction in which each antenna element is visible is in the same direction with very high accuracy. In this case, the amount of Doppler shift generated in each antenna element is almost the same value, and the complex phase difference of the relative channel state between each antenna element is a value that does not depend on the moving speed of the train 603 with high accuracy. . That is, the channel information (and the channel vector having the channel information as a component) has different values due to the moving speed of the train 603, but the transmission / reception weight vector corresponding to the channel vector itself does not depend on the moving speed of the train 603. It will be. Therefore, it is possible to calculate the moving speed of the train 603 by the above-described method, and it is also possible to estimate the Doppler shift amount from the relationship between the moving speed and coordinates and to correct the channel vector for an arbitrary moving speed. In the wireless communication system according to the fourth embodiment that actively uses the virtual transmission path corresponding to the first singular value, the Doppler shift is possible. It is possible to use the transmission / reception weight vector stored in the database without any correction.
(第4の実施形態の無線通信システムにおける信号処理の概要)
以下に、図面を参照して、第4の実施形態の無線通信システムで行われる信号処理の概要を説明する。ここで用いるトレーニング信号とは、例えば各周波数成分のチャネル情報を取得可能なOFDM信号のトレーニング信号でも良いし、時間相関を算出するために自己相関の小さなトレーニング信号であっても良い。またOFDM信号をトレーニング信号として用いる場合であっても、必ずしも一般的なOFDM信号の様にガードインターバルを付与する必要はなく、各周波数成分がガードインターバルなしに連続するトレーニング信号を用いることも可能である。これは、送受信ウエイトベクトルの算出においては絶対的なチャネル情報(ないしはチャネル行列、チャネルベクトル)は必ずしも必要ではなく、各アンテナ素子間の複素位相の相対的な関係だけ取得できれば十分であるからであり、任意の1本の基準アンテナ素子に対する位相関係が取得できるのであれば、OFDM信号のシンボルタイミングを高精度に検出する必然性はないためである。また、OFDM信号である場合にも、後述する様に使用する全てのサブキャリアを用いたトレーニング信号である必要もなく、トレーニング信号として割り当てるサブキャリア数を限定し、サブキャリア当たりの送信電力を高めて、受信側でのSNRを高めた状態で利用するトレーニング信号であっても構わない。
(Overview of signal processing in the wireless communication system of the fourth embodiment)
The outline of signal processing performed in the wireless communication system of the fourth embodiment will be described below with reference to the drawings. The training signal used here may be, for example, a training signal of an OFDM signal that can acquire channel information of each frequency component, or may be a training signal with a small autocorrelation for calculating a time correlation. Also, even when using an OFDM signal as a training signal, it is not always necessary to provide a guard interval like a general OFDM signal, and it is possible to use a training signal in which each frequency component is continuous without a guard interval. is there. This is because absolute channel information (or channel matrix, channel vector) is not always necessary in the calculation of transmission / reception weight vectors, and it is sufficient if only the relative relationship of complex phases between antenna elements can be obtained. This is because there is no necessity to detect the symbol timing of the OFDM signal with high accuracy if the phase relationship with respect to any one reference antenna element can be obtained. Moreover, even in the case of an OFDM signal, there is no need for a training signal using all subcarriers to be used, as described later, and the number of subcarriers allocated as training signals is limited to increase the transmission power per subcarrier. Thus, it may be a training signal used in a state where the SNR on the receiving side is increased.
<基地局装置側からトレーニング信号を送信する場合>
図37は、第4の実施形態における第1特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルにおける信号処理の概要を示す図である。ここでは、基地局装置から端末局装置側にトレーニング信号が送信され、端末局装置側で座標情報とチャネル情報とが記録される場合の例を示している。また、以降の説明では明示的には記載していないが、例えばOFDMを用いる場合の様に広帯域のシステムの場合には、サブキャリアごとのチャネル情報の取得、及び送受信ウエイトの算出が必要となるが、説明を簡単にするためにサブキャリア等に関する添え字などの記述や詳細な説明は省略する。
<When transmitting a training signal from the base station device>
FIG. 37 is a diagram illustrating an outline of signal processing in a train moving cell using a plurality of virtual transmission lines corresponding to the first singular value in the fourth embodiment. Here, an example is shown in which a training signal is transmitted from the base station apparatus to the terminal station apparatus side, and coordinate information and channel information are recorded on the terminal station apparatus side. Although not explicitly described in the following description, for example, in the case of a broadband system such as when using OFDM, it is necessary to acquire channel information for each subcarrier and calculate transmission / reception weights. However, in order to simplify the explanation, descriptions such as subscripts related to subcarriers and the like and detailed explanations are omitted.
図37(a)は、基地局装置600が行う処理を示すフローチャートである。基地局装置600は、処理を開始すると、トレーニング信号を連続的に送信する(ステップS3701)。基地局装置600は所定の期間に亘りトレーニング信号を連続的に送信した後に処理を終了する。基地局装置600は、例えば列車603が当該基地局装置600のエリア内に存在することを検出し、エリア内に列車603が存在する期間に亘りトレーニング信号を連続的に送信する。列車603に備えられる端末局装置604は、基地局装置600から送信されるトレーニング信号を受信する。基地局装置600による列車603の検出は、列車603の運行情報などに基づいて行ったり、他の何らかの方法で行ったりする。 FIG. 37A is a flowchart showing processing performed by the base station apparatus 600. When starting the process, the base station device 600 continuously transmits training signals (step S3701). The base station apparatus 600 ends the process after continuously transmitting training signals over a predetermined period. For example, the base station device 600 detects that the train 603 exists in the area of the base station device 600 and continuously transmits a training signal over a period in which the train 603 exists in the area. The terminal station device 604 provided in the train 603 receives the training signal transmitted from the base station device 600. The detection of the train 603 by the base station apparatus 600 is performed based on the operation information of the train 603, or is performed by some other method.
図37(b)は、列車603における端末局装置604が行う処理を示すフローチャートである。端末局装置604は、処理を開始すると、走行中にGPSやカメラ605で撮像された撮影画像の解析など任意の方法で座標情報を取得し(ステップS3711)、座標情報の取得に合わせて任意の手法で時刻情報も取得する(ステップS3712)。端末局装置604は、ステップS3711で取得した座標情報と、各座標情報に対応しステップS3712で取得した時刻情報とを対応付けて記憶し(ステップS3713)、処理を終了する。この処理での時刻の取得方法は、例えばGPSやマクロセルの他の無線通信システムからの情報などを利用しても構わないし、事前に時刻合わせを行った時計を実装し、その時計の刻む時刻をそのまま記録しても構わない。ここで、ステップS3713で座標情報と時刻情報を関連付けて記録する際に、座標情報を解析するためのタイムラグの後の時刻情報ではなく、タイムラグが生じる前の座標情報を含む生の情報(例えばカメラの画像やGPSの信号)を取得した時点の時刻情報であり、この時刻情報と解析後の座標情報を併せて記録する場合には、後述するオフライン処理での情報の加工に際しては、このタイムラグに関する補正を行う必要はない。なお、この時刻情報と座標情報との対応を記録するのは、必ずしも無線通信システムの端末局装置604によって行う必要もなく、全く独立な別のシステムにおいても時刻情報と座標情報を記録できさえすれば、如何なる装置を用いても構わない。 FIG. 37B is a flowchart showing processing performed by the terminal station device 604 in the train 603. When the terminal station device 604 starts processing, the terminal station device 604 obtains coordinate information by an arbitrary method such as analysis of a captured image captured by the GPS or the camera 605 during traveling (step S3711), and the terminal station device 604 performs arbitrary processing according to the acquisition of the coordinate information. Time information is also acquired by the technique (step S3712). The terminal station device 604 associates and stores the coordinate information acquired in step S3711 and the time information corresponding to each coordinate information acquired in step S3712 (step S3713), and ends the process. The time acquisition method in this process may use, for example, information from other wireless communication systems such as GPS or a macro cell. A clock that has been set in advance is mounted, and the time recorded by the clock is set. You may record as it is. Here, when the coordinate information and the time information are recorded in association with each other in step S3713, not the time information after the time lag for analyzing the coordinate information but the raw information including the coordinate information before the time lag occurs (for example, the camera When the time information and the coordinate information after the analysis are recorded together, when processing information in the offline processing described later, this time lag is related to the time lag. There is no need to make corrections. The correspondence between the time information and the coordinate information is not necessarily recorded by the terminal station device 604 of the wireless communication system, and even the time information and the coordinate information can be recorded in another completely independent system. Any device may be used.
図37(c)も、列車603における端末局装置604が行う処理を示すフローチャートである。端末局装置604は、図37(b)に示した処理に加えて図37(c)に示す処理を行う。端末局装置604は、処理を開始すると、トレーニング信号を受信し(ステップS3721)、トレーニング信号の受信に合わせて時刻情報を取得する(ステップS3722)。端末局装置604は、受信したトレーニング信号に対して受信信号処理を施し、チャネル推定を行う(ステップS3723)。ここでの受信信号処理としては例えば、受信した信号をローノイズアンプで増幅し、ミキサを介して無線周波数からベースバンド信号に変換し、A/D変換により時間軸上のサンプリング信号を生成し、OFDM変調方式であれば所定のシンボルタイミングでFFT処理を施し、既知のトレーニング信号との比較からチャネル推定を施す。トレーニング信号がガードインターバルを含まない連続信号であれば、任意のタイミングでFFT処理を施しても構わない。また、チャネル推定結果は基準アンテナ素子のチャネル推定結果又はその複素位相で除算して、実際に送受信ウエイトベクトルの算出で必要となる相対チャネル情報に変換しても構わない。 FIG. 37 (c) is also a flowchart showing processing performed by the terminal station device 604 in the train 603. The terminal station device 604 performs the process shown in FIG. 37C in addition to the process shown in FIG. When starting the process, the terminal station device 604 receives a training signal (step S3721), and acquires time information in accordance with the reception of the training signal (step S3722). The terminal station device 604 performs reception signal processing on the received training signal and performs channel estimation (step S3723). As the received signal processing here, for example, the received signal is amplified by a low noise amplifier, converted from a radio frequency to a baseband signal through a mixer, a sampling signal on the time axis is generated by A / D conversion, and OFDM If the modulation method is used, FFT processing is performed at a predetermined symbol timing, and channel estimation is performed by comparison with a known training signal. If the training signal is a continuous signal that does not include a guard interval, the FFT processing may be performed at an arbitrary timing. Further, the channel estimation result may be divided by the channel estimation result of the reference antenna element or its complex phase, and converted into relative channel information that is actually required for calculation of the transmission / reception weight vector.
端末局装置604は、ステップS3723で取得したチャネル情報を、ステップS3722で取得した時刻情報に対応付けて記憶し(ステップS3724)、処理を終了する。ここで、ステップS3723でチャネル情報を取得できるタイミングは、ステップS3721でトレーニング信号を受信した時刻と異なりタイムラグが存在するが、ステップS3722で取得する時刻情報をステップS3721でトレーニング信号を受信した時刻となる様に管理すれば、ステップS3723でチャネル情報を取得できるタイミングまでにタイムラグが生じても、ステップS3724にてチャネル情報に対応付けて記録する時刻情報からタイムラグを排除することが可能であり、以降の説明ではチャネル情報の取得時刻にはタイムラグが含まれないものとして説明を行う。なお、上述の信号処理やチャネル推定は、別途、時間を変えてオフライン処理として実施することも可能であるため、生のサンプリングデータをそのまま記録することとしても構わない。ただし以降の説明では、便宜上、チャネル推定結果(相対チャネル情報)が記録されているものとして説明を行う。 The terminal station device 604 stores the channel information acquired in step S3723 in association with the time information acquired in step S3722 (step S3724), and ends the process. Here, the timing at which the channel information can be acquired in step S3723 has a time lag unlike the time when the training signal is received in step S3721, but the time information acquired in step S3722 is the time when the training signal is received in step S3721. If managed in this manner, even if a time lag occurs until the timing at which channel information can be acquired in step S3723, it is possible to eliminate the time lag from the time information recorded in association with the channel information in step S3724. In the description, it is assumed that the time lag is not included in the acquisition time of the channel information. Note that the above-described signal processing and channel estimation can be separately performed as offline processing at different times, so that raw sampling data may be recorded as it is. However, in the following description, for the sake of convenience, the description will be made assuming that the channel estimation result (relative channel information) is recorded.
図38は、第4の実施形態における座標情報及びチャネル情報を取得した後に行うオフラインの信号処理の概要を示す図である。ここでは図37と同様に、基地局装置600から端末局装置604側にトレーニング信号が送信され、端末局装置604側で座標情報とチャネル情報とが記録される場合のオフライン処理の例を示している。このオフラインの信号処理は、信号処理装置により行われる。信号処理装置は、端末局装置604内に設けられていてもよいし、端末局装置604において取得された座標情報、時刻情報及びチャネル情報を取得できる独立した装置として設けられてもよい。 FIG. 38 is a diagram illustrating an outline of offline signal processing performed after acquiring coordinate information and channel information according to the fourth embodiment. Here, as in FIG. 37, an example of offline processing when a training signal is transmitted from the base station apparatus 600 to the terminal station apparatus 604 side and coordinate information and channel information are recorded on the terminal station apparatus 604 side is shown. Yes. This off-line signal processing is performed by a signal processing device. The signal processing apparatus may be provided in the terminal station apparatus 604, or may be provided as an independent apparatus that can acquire the coordinate information, time information, and channel information acquired in the terminal station apparatus 604.
オフラインの信号処理が開始されると、信号処理装置は、記録された時刻情報と座標情報との組み合わせのデータを読み出し(ステップS3801)、時系列的に前回に相当する座標情報との座標の差分(移動距離)を算出する(ステップS3802)。また、信号処理装置は、時刻情報についても前回に相当する時刻情報との差分として経過時間を算出する(ステップS3803)。信号処理装置は、これらの差分の除算により移動速度を算出し(ステップS3804)、別途測定している実際に座標情報を取得する際に要するタイムラグから、そのタイムラグ中に列車603が移動した距離を算出し、その移動距離分だけを加算した座標情報を算出する(ステップS3805)。ここで、タイムラグとは、例えば、カメラで撮影した映像を画像処理して座標情報を取得する場合などは、その画像処理などに要する時間を意味し、実際の画像取得とその座標情報を記録するまでの時間に相当する。チャネル情報の取得時刻と座標情報の取得時刻とは必ずしも一致している必然性はないので、信号処理装置は、ここでの座標情報と時刻情報と移動速度の関係から、時刻と座標の対応の換算式を抽出して管理する(ステップS3806)。ただし、上述の事前の処理でタイムラグを排除した形で時刻情報と座標情報が対応付けられて記録されている場合には、ステップS3805のタイムラグに関する補正処理は省略可能である。 When the offline signal processing is started, the signal processing device reads the data of the combination of the recorded time information and coordinate information (step S3801), and the coordinate difference from the coordinate information corresponding to the previous time in time series (Movement distance) is calculated (step S3802). In addition, the signal processing device calculates the elapsed time as a difference from the time information corresponding to the previous time also for the time information (step S3803). The signal processing device calculates the moving speed by dividing these differences (step S3804), and calculates the distance traveled by the train 603 during the time lag from the time lag required when actually acquiring coordinate information separately measured. The coordinate information obtained by calculating and adding only the moving distance is calculated (step S3805). Here, the time lag means, for example, the time required for image processing or the like when the image captured by the camera is subjected to image processing to acquire coordinate information, and the actual image acquisition and the coordinate information are recorded. It corresponds to the time until. Since the acquisition time of the channel information and the acquisition time of the coordinate information are not necessarily the same, the signal processing device converts the correspondence between the time and the coordinate from the relationship between the coordinate information, the time information, and the moving speed here. Expressions are extracted and managed (step S3806). However, when the time information and the coordinate information are recorded in association with each other in the form in which the time lag is eliminated in the above-described prior process, the correction process related to the time lag in step S3805 can be omitted.
一方、信号処理装置は、ステップS3801からステップS3806の処理と並行して、チャネル情報と時刻情報との組み合わせを読み出すと(ステップS3807)、時刻情報から上述の換算式により座標情報を推定する(ステップS3808)。信号処理装置は、チャネル情報からチャネル行列を算出し(ステップS3809)、チャネル行列に対して特異値分解を行う(ステップS3810)。信号処理装置は、ステップS3810における特異値分解で得られる第1左特異ベクトルを端末局装置604の受信ウエイトベクトルとして座標情報に対応付けて記録し(ステップS3811)、特異値分解で得られる第1右特異ベクトルを基地局装置600の送信ウエイトベクトルとして座標情報に対応付けて記録する(ステップS3812)。 On the other hand, when the signal processing apparatus reads the combination of the channel information and the time information in parallel with the processing from step S3801 to step S3806 (step S3807), the signal processing apparatus estimates the coordinate information from the time information by the above conversion formula (step S3807). S3808). The signal processing apparatus calculates a channel matrix from the channel information (step S3809), and performs singular value decomposition on the channel matrix (step S3810). The signal processing apparatus records the first left singular vector obtained by the singular value decomposition in step S3810 in association with the coordinate information as the reception weight vector of the terminal station apparatus 604 (step S3811), and the first left obtained by the singular value decomposition. The right singular vector is recorded in association with the coordinate information as the transmission weight vector of the base station apparatus 600 (step S3812).
更に、信号処理装置は、ステップS3810において算出された第1左特異ベクトル(受信ウエイトベクトル)及び第1右特異ベクトル(送信ウエイトベクトル)に対するキャリブレーション処理を行う(ステップS3813)。信号処理装置は、受信ウエイトベクトルに対するキャリブレーション処理により得られたベクトルを端末局装置604の送信ウエイトベクトルとして座標情報に対応付けて記録し(ステップS3814)、送信ウエイトベクトルに対するキャリブレーション処理により得られたベクトルを基地局装置600の受信ウエイトベクトルとして座標情報に対応付けて記録する(ステップS3815)。以上の処理は、基地局装置600側の第1の信号処理部601−1〜601−8に係る各第1特異値に対応する仮想的伝送路ごとに実施され、それぞれに対して情報の記録が行われる。 Further, the signal processing apparatus performs calibration processing on the first left singular vector (reception weight vector) and the first right singular vector (transmission weight vector) calculated in step S3810 (step S3813). The signal processing apparatus records the vector obtained by the calibration process for the reception weight vector in association with the coordinate information as the transmission weight vector of the terminal station apparatus 604 (step S3814), and obtains the vector by the calibration process for the transmission weight vector. The vector is recorded as the reception weight vector of the base station apparatus 600 in association with the coordinate information (step S3815). The above processing is performed for each virtual transmission line corresponding to each first singular value related to the first signal processing units 601-1 to 601-8 on the base station device 600 side, and information recording is performed for each of them. Is done.
ここまでの処理では、基地局装置600側の全ての第1の信号処理部601−1〜601−8に係る各第1特異値に対応する仮想的伝送路ごとの処理を示したが、列車が移動することで基地局装置600と端末局装置604との間が刻一刻と変化する状況では、第2の実施形態に示した様に特定の距離に合わせて第1の信号処理部601−1〜601−8の間隔を最適化することはできず、その結果、全ての仮想的伝送路が概ね直交しているとは限らない。そこで、信号処理装置は、若干冗長な数の基地局装置600側の第1の信号処理部601−1〜601−8のうち、効率的な一部の仮想的伝送路を選択する(ステップS3816)。基地局装置600と端末局装置604とのデータ伝送は、ステップS3816において選択された仮想的伝送路に対応する送受信ウエイトベクトルを用いて行われる。 In the processing so far, the processing for each virtual transmission path corresponding to each first singular value related to all the first signal processing units 601-1 to 601-8 on the base station device 600 side has been shown. In the situation where the distance between the base station apparatus 600 and the terminal station apparatus 604 changes every moment due to movement of the first signal processing unit 601-according to a specific distance as shown in the second embodiment. The interval from 1 to 601-8 cannot be optimized, and as a result, not all virtual transmission paths are generally orthogonal. Therefore, the signal processing apparatus selects an efficient part of the virtual transmission path among the slightly redundant number of first signal processing units 601-1 to 601-8 on the base station apparatus 600 side (step S3816). ). Data transmission between the base station apparatus 600 and the terminal station apparatus 604 is performed using a transmission / reception weight vector corresponding to the virtual transmission path selected in step S3816.
例えば目標とする空間多重数がNSDMである場合、基地局装置600側の第1の信号処理部601に係る仮想的伝送路に対応する端末局装置604側の受信ウエイトベクトルの中で、相関が小さなNSDM個の受信ウエイトベクトルの組み合わせを、記録された複数の受信ウエイトベクトルから選択する。この選択は、例えば記録された複数の受信ウエイトベクトルから相関値が最小となるNSDM個の受信ウエイトベクトルの組み合わせを検索することにより行われる。この検索方法の例としては、例えばNSDM個の受信ウエイトベクトルを選択した場合に、そのNSDM個の受信ウエイトベクトルに含まれる2個の受信ウエイトベクトルの組み合わせごとに算出される相関値のうち最大の相関値を、NSDM個の受信ウエイトベクトルの組み合わせにおける相関値とし、その相関値が最小となる受信ウエイトベクトルの組み合わせを選択する様にしても良い。ここでの2個の受信ウエイトベクトルの組み合わせに対して算出される相関値とは、規格化されたベクトルの内積値に相当する。なおその他にも、例えばNSDM個の受信ウエイトベクトルにおける相関値を、NSDM個の受信ウエイトベクトルに含まれる2個の受信ウエイトベクトルの組み合わせごとに算出される相関値の絶対値のべき乗和とし、そのべき乗和が最小となる組み合わせを選択してもよい。 For example, when the target spatial multiplexing number is NSDM , among the reception weight vectors on the terminal station device 604 side corresponding to the virtual transmission line related to the first signal processing unit 601 on the base station device 600 side, the correlation There a combination of small N SDM number of receiving weight vector is selected from a plurality of receiving weight vectors recorded. This selection is performed, for example, by searching for a combination of N SDM received weight vectors having a minimum correlation value from a plurality of recorded received weight vectors. As an example of this search method, for example, when N SDM received weight vectors are selected, among the correlation values calculated for each combination of two received weight vectors included in the N SDM received weight vectors The maximum correlation value may be a correlation value in a combination of N SDM reception weight vectors, and a combination of reception weight vectors that minimizes the correlation value may be selected. The correlation value calculated for the combination of the two reception weight vectors here corresponds to the inner product value of the normalized vectors. Note Besides, for example, the correlation values in N SDM number of receiving weight vectors, Shun power sum of the absolute value of the correlation value calculated for each combination of the two receiving weight vectors included in N SDM number of receiving weight vector The combination that minimizes the power sum may be selected.
この様に、何らかの基準で相関の小さな受信ウエイトベクトルの組み合わせを選び、その組み合わせ情報(つまり、これは基地局装置600側の全ての第1の信号処理部601−1〜601−8の中の、どの第1の信号処理部を選択して通信するかの組み合わせに相当する)も上述の送受信ウエイトベクトルに対応付けて、列車603側の端末局装置604に対する送受信ウエイトベクトル及び基地局装置600側の送受信ウエイトベクトル及び利用する第1の信号処理部601−1〜601−8の中の組み合わせ情報を記録して管理する。この記録管理の間隔は、チャネルの時変動に伴う送受信ウエイトベクトルの時変動が無視可能な微小な座標の差分の間は一定値とし、概ね有意な差が表れるごとに座標情報と送受信ウエイトベクトル情報を記録管理しても構わない。 In this way, a combination of reception weight vectors having a small correlation according to some criterion is selected, and the combination information (that is, this is included in all the first signal processing units 601-1 to 601-8 on the base station apparatus 600 side). (Which corresponds to a combination of which first signal processing unit is selected and communicated) is also associated with the above-described transmission / reception weight vector, and the transmission / reception weight vector for the terminal station device 604 on the train 603 side and the base station device 600 side The transmission / reception weight vector and the combination information in the first signal processing units 601-1 to 601-8 to be used are recorded and managed. This record management interval is a constant value between minute coordinate differences in which the time variation of the transmission / reception weight vector associated with the channel time variation is negligible, and coordinate information and transmission / reception weight vector information each time a significant difference appears. May be recorded and managed.
なお、上述の説明ではこの仮想的伝送路の活用数、すなわち空間多重数をNSDMと固定して説明したが、この数を可変とし、受信ウエイトベクトルの全組み合わせの中でその相関値(規格化されたベクトルの内積値に相当)の最大値が所定の閾値を下回る範囲で最大の仮想的伝送路数を活用しても良い。同様に、相関値の絶対値のべき乗和が所定の閾値を下回る範囲で最大の仮想的伝送路数を活用しても良い。広帯域のシステムであれば、サブキャリアごとの多重数が一定である必然性もないため、サブキャリアごとに異なる多重数として管理することも可能である。これらの場合には、データベース化される送受信ウエイトベクトルの情報と共に、これらの多重数といずれの第1の信号処理部601に係る仮想的伝送路を活用するのかを管理することになる。 In the above description, the number of utilization of the virtual transmission path, that is, the number of spatial multiplexing is fixed as N SDM . However, this number is variable and the correlation value (standard) among all combinations of reception weight vectors. The maximum number of virtual transmission paths may be used in a range in which the maximum value of the inner product value of the converted vectors) falls below a predetermined threshold. Similarly, the maximum number of virtual transmission paths may be used in a range where the sum of powers of absolute values of correlation values falls below a predetermined threshold. In the case of a wideband system, the number of multiplexing for each subcarrier is not necessarily constant, so that it is possible to manage the number of multiplexing different for each subcarrier. In these cases, together with the information on the transmission / reception weight vectors that are made into a database, the number of multiplexed signals and which of the first signal processing units 601 the virtual transmission path to use is managed.
この場合、基地局装置600に備えられる通信制御回路は、ウエイトベクトル/座標データベース607を参照し、座標ごとにその座標において通信に利用される第1の信号処理部に対して信号送受信の指示を行う構成としても良い。また、ここでのデータベースに用いる座標情報は2次元ないしは3次元的なその地理的座標を表すものである必要はなく、線路上での任意の始点からの距離の様に1次元的であったり、あくまでもチャネル情報との対応が取れる情報であれば如何なる情報であっても構わない。 In this case, the communication control circuit provided in the base station apparatus 600 refers to the weight vector / coordinate database 607 and instructs the first signal processing unit used for communication at each coordinate to transmit and receive signals for each coordinate. It is good also as a structure to perform. Further, the coordinate information used in the database here does not need to represent the two-dimensional or three-dimensional geographical coordinates, but may be one-dimensional like a distance from an arbitrary starting point on the track. However, any information may be used as long as it can be associated with the channel information.
更に、ここでは前回の座標情報と前回の時刻情報を必要とするが、データベースの先頭のデータに関しては、その前の座標及び時刻情報が存在しないため、移動速度情報を取得することはできない。しかし、一つの基地局装置600がカバーするエリアと、その隣接する基地局装置600のカバーするエリアにはオーバーラップがあり、実際にはサービスエリアが切り替わる前からデータの取得を行っていれば、記録されたデータの先頭の情報は無視しても何ら問題はない。例えば駅のホームをサービスエリアに含む基地局装置600の場合には、駅のホームで停車中からデータの取得を行えば、先頭のデータを捨てても何ら問題はない。ないしは、移動速度などは列車の車輪の回転数などを測定することで直接的に取得することも可能であり、その場合には座標の差分と時刻の差分から移動速度を求めなくても、直接求めた値を移動速度としてチャネル情報の測定時に合わせて記録しておき、この値を利用することも可能である。この様に、取得したデータをオフライン的に解析することで、必要な情報を加工して準備することが可能となる。 Further, although the previous coordinate information and the previous time information are required here, the moving speed information cannot be acquired for the data at the head of the database because there is no previous coordinate and time information. However, there is an overlap between the area covered by one base station apparatus 600 and the area covered by the adjacent base station apparatus 600, and if data acquisition is actually performed before the service area is switched, There is no problem if the information at the beginning of the recorded data is ignored. For example, in the case of the base station apparatus 600 including the station platform in the service area, there is no problem even if the leading data is discarded if the data is acquired from the station platform while it is stopped. Or, the moving speed can be obtained directly by measuring the number of rotations of the train wheel. In that case, the moving speed can be obtained directly without calculating the moving speed from the difference in coordinates and the difference in time It is also possible to record the obtained value together with the moving speed when measuring the channel information and use this value. Thus, by analyzing the acquired data offline, it becomes possible to process and prepare necessary information.
<端末局装置側からトレーニング信号を送信する場合>
図39は、第4の実施形態における第1特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルにおける別の信号処理の概要を示す図である。図39に示す信号処理は、図37に示した信号処理と異なり、端末局装置604から基地局装置600にトレーニング信号を送信し、端末局装置604が座標情報を取得し、基地局装置600がチャネル情報を記録する場合の信号処理を示している。
<When transmitting a training signal from the terminal station side>
FIG. 39 is a diagram showing an outline of another signal processing in a train moving cell using a plurality of virtual transmission lines corresponding to the first singular value in the fourth embodiment. The signal processing shown in FIG. 39 differs from the signal processing shown in FIG. 37 in that a training signal is transmitted from the terminal station apparatus 604 to the base station apparatus 600, the terminal station apparatus 604 acquires coordinate information, and the base station apparatus 600 The signal processing for recording channel information is shown.
図39(a)は、端末局装置604が行う処理のフローチャートである。端末局装置604は、列車603の運行と共に処理を開始すると、トレーニング信号を連続的に送信する(ステップS3901)。端末局装置604は、サービス運用開始前における端末局装置604と基地局装置600との間のチャネル情報の収集処理を行っている間、トレーニング信号を連続的に送信した後に処理を終了する。 FIG. 39A is a flowchart of processing performed by the terminal station device 604. When the terminal station device 604 starts processing along with the operation of the train 603, the terminal station device 604 continuously transmits a training signal (step S3901). The terminal station device 604 ends the processing after continuously transmitting training signals while performing the channel information collection processing between the terminal station device 604 and the base station device 600 before starting the service operation.
端末局装置604は、図39(a)の処理と並行して、図39(b)の処理を行う。端末局装置604は、サービス運用開始前におけるチャネル情報の収集処理を開始すると、何らかの手段で座標情報と時刻情報とを取得する(ステップS3911、ステップS3912)。端末局装置604は、取得した座標情報と時刻情報とを対応付けたデータを記録し(ステップS3913)、処理を終了する。 The terminal station device 604 performs the process of FIG. 39B in parallel with the process of FIG. When the terminal station device 604 starts the channel information collection process before starting the service operation, the terminal station device 604 acquires coordinate information and time information by some means (steps S3911 and S3912). The terminal station device 604 records data in which the acquired coordinate information and time information are associated with each other (step S3913), and ends the process.
一方、基地局装置600は、例えば列車603が当該基地局装置600のエリア内に存在することを検出すると図39(c)の処理を開始し、端末局装置604から送信されるトレーニング信号を受信する(ステップS3921)。基地局装置600は、トレーニング信号の受信と合わせて時刻情報も取得する(ステップS3922)。基地局装置600は、上述の端末局装置604における受信信号処理と同様の受信信号処理の後、トレーニング信号に基づいたチャネル推定を実施する(ステップS3923)。基地局装置600は、得られたチャネル情報と時刻情報とを対応付けて記録し(ステップS3924)、処理を終了する。なお、基地局装置600のエリア内に列車603が存在することの検出は、運行情報を用いた方法などの何らかの方法を用いて行われる。 On the other hand, for example, when the base station apparatus 600 detects that the train 603 is present in the area of the base station apparatus 600, the base station apparatus 600 starts the process of FIG. 39C and receives the training signal transmitted from the terminal station apparatus 604 (Step S3921). The base station apparatus 600 also acquires time information together with the reception of the training signal (step S3922). Base station apparatus 600 performs channel estimation based on the training signal after reception signal processing similar to the reception signal processing in terminal station apparatus 604 described above (step S3923). The base station apparatus 600 records the obtained channel information and time information in association with each other (step S3924), and ends the process. Note that the presence of the train 603 in the area of the base station device 600 is detected using some method such as a method using operation information.
これらの処理は基地局装置600側の全ての第1の信号処理部601−1〜601−8にて同時並行的に実施される。時刻情報に関しては、各第1の信号処理部601−1〜601−8にて取得しても良いし、複数の第1の信号処理部601−1〜601−8を備える基地局装置600全体で共通で時刻情報を取得する機能を備え、その時刻情報を有線で接続された全ての第1の信号処理部に通知しても構わない。ないしは複数の第1の信号処理部601−1〜601−8で取得したチャネル情報を有線経由で基地局装置600に集約し、基地局装置600が取得した時刻情報と複数の第1の信号処理部601−1〜601−8からのチャネル情報を関連付けて記録・管理しても構わない。 These processes are simultaneously performed in parallel by all the first signal processing units 601-1 to 601-8 on the base station apparatus 600 side. The time information may be acquired by each of the first signal processing units 601-1 to 601-8, or the entire base station apparatus 600 including a plurality of first signal processing units 601-1 to 601-8. It is also possible to provide a function for acquiring time information in common, and notify the time information to all the first signal processing units connected by wire. Or the channel information acquired by the plurality of first signal processing units 601-1 to 601-8 is aggregated to the base station device 600 via a wire, and the time information acquired by the base station device 600 and the plurality of first signal processings. The channel information from the sections 601-1 to 601-8 may be recorded and managed in association with each other.
図40は、第4の実施形態における座標情報及びチャネル情報を取得した後に行うオフラインの別の信号処理の概要を示す図である。ここでは図39と同様に、端末局装置604から基地局装置600側にトレーニング信号を送信し、端末局装置604側で座標情報を取得し、基地局装置600側でチャネル情報を記録する場合のオフライン信号処理の例を示している。図40に示す処理は、基本的な処理は図38に示した信号処理と共通であり、ステップS4001からステップS4010までの処理と、ステップS4013の処理と、ステップS4016の処理とは、それぞれ図38におけるステップS3801からステップS3810までの処理と、ステップS3813の処理と、ステップS3816の処理と同じ処理である。ここでは、重複する説明を省略し、ステップS4011、S4012、S4014、S4015について説明する。 FIG. 40 is a diagram illustrating an outline of another offline signal processing performed after acquiring coordinate information and channel information in the fourth embodiment. Here, as in FIG. 39, a training signal is transmitted from the terminal station device 604 to the base station device 600 side, coordinate information is acquired on the terminal station device 604 side, and channel information is recorded on the base station device 600 side. An example of offline signal processing is shown. The basic processing shown in FIG. 40 is the same as the signal processing shown in FIG. 38. The processing from step S4001 to step S4010, the processing in step S4013, and the processing in step S4016 are each shown in FIG. This is the same process as the process from step S3801 to step S3810, the process of step S3813, and the process of step S3816. Here, overlapping description is omitted, and steps S4011, S4012, S4014, and S4015 will be described.
図40に示す処理がアップリンクにおけるトレーニング信号に基づいた処理であり、図38に示した処理がダウンリンクにおけるトレーニング信号に基づいた処理であるという違いがある。この違いのために、図38のステップS3811では第1左特異ベクトルを列車603側の端末局装置604の受信ウエイトベクトルとしていたのに対して、図40に示す処理におけるステップS4011では第1左特異ベクトルを基地局装置600の受信ウエイトベクトルとしている。また、ステップS3812では第1右特異ベクトルを基地局装置600の送信ウエイトベクトルとしていたのに対して、図40のステップS4012では第1右特異ベクトルを列車603側の端末局装置604の送信ウエイトベクトルとしている。 The process shown in FIG. 40 is a process based on an uplink training signal, and the process shown in FIG. 38 is a process based on a downlink training signal. Because of this difference, the first left singular vector is the reception weight vector of the terminal station device 604 on the train 603 side in step S3811 in FIG. 38, whereas in step S4011 in the process shown in FIG. The vector is the reception weight vector of the base station apparatus 600. In step S3812, the first right singular vector is used as the transmission weight vector of base station apparatus 600, whereas in step S4012 of FIG. 40, the first right singular vector is used as the transmission weight vector of terminal station apparatus 604 on the train 603 side. It is said.
また、図40のステップS4010における特異値分解で得られる第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルに対するキャリブレーション処理で得られるベクトルに対する扱いも同様に異なる。図40のステップS4014では、第1右特異ベクトル、すなわち基地局装置600の受信ウエイトベクトルに対するキャリブレーション処理で得られるベクトルを、基地局装置600の送信ウエイトベクトルとしている。また、図40のステップS4015では、第1左特異ベクトル、すなわち端末局装置604の送信ウエイトベクトルに対するキャリブレーション処理で得られるベクトルを、端末局装置604の受信ウエイトベクトルとしている。 Also, the handling of the vectors obtained by the calibration process for the first right singular vector and the first left singular vector obtained by the singular value decomposition in step S4010 of FIG. 40 is similarly different. In step S4014 of FIG. 40, the first right singular vector, that is, the vector obtained by the calibration process for the reception weight vector of base station apparatus 600 is used as the transmission weight vector of base station apparatus 600. Also, in step S4015 of FIG. 40, the first left singular vector, that is, the vector obtained by the calibration process for the transmission weight vector of the terminal station device 604 is used as the reception weight vector of the terminal station device 604.
なお、以上の図38及び図40の説明では、キャリブレーション処理によりそれぞれの図で基地局装置600側の送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトル、及び端末局装置604側の送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルを求めていたが、当然ながら重複して算出を行っていることになるので、例えば図38のみ、ないしは図40のみで代用することも可能だし、図38のステップS3813以降の処理、及び図40のステップS4013以降の処理でキャリブレーションにより残りの送受信ウエイトベクトルを求める処理を省略しても良い。 In the above description of FIGS. 38 and 40, the transmission weight vector and the reception weight vector on the base station apparatus 600 side and the transmission weight vector and the reception weight vector on the terminal station apparatus 604 side are shown in each figure by calibration processing. However, since the calculation is naturally performed in duplicate, for example, only FIG. 38 or FIG. 40 can be substituted, and the processing after step S3813 in FIG. 38, and FIG. The processing for obtaining the remaining transmission / reception weight vectors by calibration in the processing after step S4013 may be omitted.
なお、以上の説明において、基地局装置600側では第1の信号処理部601−1〜601−8が物理的に独立であるために送受信ウエイトベクトルとして説明を行っていたが、端末局装置604側においては基地局装置600の様に独立な第1の信号処理部601−1〜601−8が存在している訳ではないので、説明においては送受信ウエイトベクトルと表現したが、実際にはこれらベクトルより構成される送受信ウエイト行列と表現するのが正しく、実際、端末局装置604のウエイト行列/座標データベース606と表現している。ただし、本実施形態を理解する上ではあまり本質ではないため、この点は前後の説明に合わせて表現をしている。 In the above description, since the first signal processing units 601-1 to 601-8 are physically independent on the base station apparatus 600 side, the transmission / reception weight vector is described. However, the terminal station apparatus 604 is described. Since the independent first signal processing units 601-1 to 601-8 are not present on the side like the base station apparatus 600, in the description, they are expressed as transmission / reception weight vectors. It is correctly expressed as a transmission / reception weight matrix composed of vectors, and is actually expressed as a weight matrix / coordinate database 606 of the terminal station device 604. However, since this is not essential in understanding the present embodiment, this point is expressed in accordance with the description before and after.
<列車運行中の信号処理の概要>
図41は、第4の実施形態の無線通信システムにおけるサービス運用中における座標情報から送受信ウエイトベクトルを取得する場合の信号処理の例を示す図である。ここでの送受信ウエイトベクトルとは送信ウエイトベクトルと受信ウエイトベクトルの双方を必要とし、且つ基地局装置600側でも端末局装置604側でも両方とも送受信ウエイトベクトルの取得は必要であり、この処理フローは両者に共通の処理を表している。もちろん、この際に用いる、基地局装置600のウエイトベクトル/座標データベース607と端末局装置604のウエイト行列/座標データベース606とは異なるものであるし、列車603の座標情報の取得方法は列車603側と基地局装置600側では異なるものとなっている。例えば、基地局装置600側で列車603の座標情報を取得する場合には、上述の様に線路脇に複数のセンサーを設けて位置を検出しても良いし、列車603側が取得した座標情報を別途設定する無線回線(マクロセルの様に異なる周波数帯であったり、異なるシステムを介したもので構わない)により伝達する構成としても構わない。これらの如何なる方法で列車603の座標情報を取得した場合でも、例えば情報取得のタイムラグの時間に違いがあるのであれば、そのタイムラグを調整して情報取得時の座標情報を精度良く推定可能な如何なる方法を用いても本質的に本実施形態には同様に利用することが可能である。
<Outline of signal processing during train operation>
FIG. 41 is a diagram illustrating an example of signal processing when a transmission / reception weight vector is acquired from coordinate information during service operation in the wireless communication system according to the fourth embodiment. The transmission / reception weight vector here requires both a transmission weight vector and a reception weight vector, and both the base station apparatus 600 side and the terminal station apparatus 604 side need to acquire transmission / reception weight vectors. Both processes are represented in common. Of course, the weight vector / coordinate database 607 of the base station apparatus 600 and the weight matrix / coordinate database 606 of the terminal station apparatus 604 used at this time are different, and the method for acquiring the coordinate information of the train 603 is the train 603 side. And the base station apparatus 600 are different. For example, when acquiring the coordinate information of the train 603 on the base station device 600 side, the position may be detected by providing a plurality of sensors beside the track as described above, or the coordinate information acquired by the train 603 side may be used. A configuration may be adopted in which transmission is performed by a wireless line (a different frequency band such as a macro cell or via a different system) set separately. Even if the coordinate information of the train 603 is acquired by any method, for example, if there is a difference in the time lag of information acquisition, the coordinate information at the time of information acquisition can be accurately estimated by adjusting the time lag. Even if a method is used, the present embodiment can essentially be used in the same manner.
まず、列車側603の端末局装置604ないしは基地局装置600のいずれかにおいて、何らかの方法で列車603の現在の座標情報を取得する(ステップS4101)。また、その時点での時刻情報も取得する(ステップS4102)。前回座標情報及び前回時刻情報との差分を取り(ステップS4103、S4104)、それを除算することで移動速度を算出し(ステップS4105)、処理のタイムラグを考慮した補正を行うことで、現在の座標を算出する(ステップS4106)と共に、その座標情報を引数として対応する送受信ウエイトベクトルをウエイト行列/座標データベース606ないしはウエイトベクトル/座標データベース607から読み出す(ステップS4107)。以上のステップS4101〜ステップS4107の処理は、列車の座標情報の取得の都度、ないしは所定の周期で繰り返し実施しながら、常にその瞬間の送受信ウエイトベクトル/行列を取得しておく。 First, the current coordinate information of the train 603 is acquired by any method in either the terminal station device 604 or the base station device 600 on the train side 603 (step S4101). Also, time information at that time is acquired (step S4102). The difference between the previous coordinate information and the previous time information is calculated (steps S4103 and S4104), and the movement speed is calculated by dividing it (step S4105), and the current coordinates are corrected by taking into account the processing time lag. (Step S4106), and the corresponding transmission / reception weight vector is read from the weight matrix / coordinate database 606 or the weight vector / coordinate database 607 using the coordinate information as an argument (step S4107). The processes in steps S4101 to S4107 are repeated every time the coordinate information of the train is acquired or at a predetermined cycle, and the transmission / reception weight vector / matrix at that moment is always acquired.
以上の処理と並行して、信号を受信する際には、複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路(基地局装置600の複数の第1の信号処理部601−1〜601−8のいずれかに対応しているアップリンクないしはダウンリンクの伝送路)の受信ウエイトベクトルをステップS4107により逐次取得し(ステップS4111)、信号受信時には受信信号処理をシンボル単位で実施し(ステップS4112)、例えばOFDM信号であれば各周波数成分に分離された周波数軸上の信号に対して、周波数成分ごとに受信ウエイトベクトルを乗算し(ステップS4113)、各仮想的伝送路上の受信信号を個別に抽出する。ここでは複数の仮想的伝送路からの信号が抽出されるが、これらの信号分離が必要であれば、一連の受信信号の先頭に付与されるトレーニング信号を用いて各仮想的伝送路上の受信信号に対してチャネル推定を行い、このチャネル推定で得られたMIMOチャネルのチャネル行列を用いて任意の信号検出処理により信号検出を行い(ステップS4114)、後続するデータがあれば上述の処理を繰り返し(ステップS4115:NO)、データが終了すれば(ステップS4115:YES)、受信処理を終了する。 In parallel with the above processing, when signals are received, virtual transmission lines corresponding to a plurality of first singular values (a plurality of first signal processing units 601-1 to 601-8 of the base station apparatus 600). In step S4107, the reception weight vector of the uplink or downlink transmission path corresponding to any of the above is sequentially acquired (step S4111), and reception signal processing is performed on a symbol basis when receiving a signal (step S4112). For example, in the case of an OFDM signal, the signal on the frequency axis separated into each frequency component is multiplied by the reception weight vector for each frequency component (step S4113), and the reception signal on each virtual transmission path is extracted individually. . Here, signals from a plurality of virtual transmission lines are extracted. If these signal separations are necessary, a received signal on each virtual transmission line is used by using a training signal given to the head of a series of received signals. Channel estimation is performed, signal detection is performed by arbitrary signal detection processing using the channel matrix of the MIMO channel obtained by this channel estimation (step S4114), and if there is subsequent data, the above processing is repeated ( If the data is finished (step S4115: YES), the reception process is finished.
同様に、以上の処理と並行して、信号を送信する際には、複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路(基地局装置600の複数の第1の信号処理部に対応している)のステップS4107において読み出された送信ウエイトベクトルを逐次取得し(ステップS4121)、各仮想的伝送路で伝送する送信信号の生成(ステップS4122)と共に、送信ウエイトベクトルを仮想的伝送路ごとに乗算し(ステップS4123)、更にその信号の送信信号処理を実施し(ステップS4124)、送信データが残っている場合には処理を継続し(ステップS4125:NO)、データ終了時には処理を終了する(ステップS4125:YES)。 Similarly, when transmitting a signal in parallel with the above processing, a virtual transmission path corresponding to a plurality of first singular values (corresponding to a plurality of first signal processing units of base station apparatus 600). The transmission weight vector read in step S4107 is sequentially acquired (step S4121), and the transmission weight vector is generated for each virtual transmission path along with the generation of the transmission signal to be transmitted on each virtual transmission path (step S4122). Multiplication is performed (step S4123), and transmission signal processing of the signal is further performed (step S4124). If transmission data remains, the processing is continued (step S4125: NO), and the processing ends when the data ends (step S4125). Step S4125: YES).
以上の説明は、基地局装置600と端末局装置604とが行う処理を合わせて一括して説明したが、細かい部分では若干異なる。例えば、基地局装置600においては複数の第1の信号処理部601−1〜601−8ごとに一つの仮想的伝送路に関する信号処理を行うが、端末局装置604は全ての仮想的伝送路の信号に対する信号処理を端末局装置内で並行して実施する。例えば、受信信号処理時には、各アンテナ素子で受信した受信信号それぞれに対して異なる受信ウエイトベクトルを乗算し、その結果得られた複数の信号系列に対してMIMO伝送の信号検出処理を行う。また送信信号処理時には、各仮想的伝送路の信号系列ごとに個別の送信ウエイトベクトルを乗算する。しかし、端末局装置604においては、実際の送信信号処理において送信ウエイトベクトルを乗算した信号をアンテナ素子ごとに全ての仮想的伝送路に関する信号成分を加算合成し、その合成結果に対して送信信号処理を施すことになる。また基地局装置600においては、実際の空間多重数に比べて冗長に設置されている第1の信号処理部601−1〜601−8の中で、実際の信号の送受信に用いる第1の信号処理部が第1の信号処理部601−1〜601−8のいずれであるかを管理し、送信においても受信においても、通信制御回路などがデータベースを参照して該当する第1の信号処理部に対して信号処理の指示を行い、それぞれの第1の信号処理部内で各種信号処理を実施する。この様な若干の違いを除けば、この処理フローにて基地局装置600も端末局装置604も信号処理フローを説明することができる。 The above description has been described collectively with the processing performed by the base station apparatus 600 and the terminal station apparatus 604, but the details are slightly different. For example, in the base station apparatus 600, signal processing related to one virtual transmission path is performed for each of the plurality of first signal processing units 601-1 to 601-8, but the terminal station apparatus 604 includes all the virtual transmission paths. Signal processing for signals is performed in parallel in the terminal station apparatus. For example, at the time of reception signal processing, the reception signal received by each antenna element is multiplied by a different reception weight vector, and a signal detection process of MIMO transmission is performed on a plurality of signal sequences obtained as a result. At the time of transmission signal processing, an individual transmission weight vector is multiplied for each signal sequence of each virtual transmission path. However, in the terminal station apparatus 604, a signal obtained by multiplying the transmission weight vector in the actual transmission signal processing is added and combined for each antenna element with signal components related to all virtual transmission paths, and the transmission signal processing is performed on the combined result. Will be given. In the base station apparatus 600, the first signal used for actual signal transmission / reception among the first signal processing units 601-1 to 601-8 installed redundantly compared to the actual spatial multiplexing number. The first signal processing unit which manages whether the processing unit is the first signal processing unit 601-1 to 601-8, and the communication control circuit or the like refers to the database in transmission or reception Is instructed to perform signal processing in each of the first signal processing units. Except for such slight differences, the base station apparatus 600 and the terminal station apparatus 604 can explain the signal processing flow with this processing flow.
(第1特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルの第1の信号処理部の選択)
ここで、図36に示した本実施形態の無線通信システムの構成では、八つの第1の信号処理部601−1〜601−8を示したが、これは8系統の信号系列を同時に空間多重することを必ずしも意味してはいない。例えば、列車603側のウエイトベクトル/座標データベース606に記録された各第1の信号処理部601−1〜601−8に対応する送信ウエイトベクトル同士、及び受信ウエイトベクトル同士が高い相関を示す場合には、ある第1の信号処理部601と端末局装置604との間の通信に、別の第1の信号処理部601と端末局装置604との間の通信が混信することを意味する。第2の実施形態における図29に示した例は、設計により基地局装置側のアンテナ素子(第1の信号処理部に相当)の間隔の最適条件を示したが、式(29)には基地局装置と端末局装置との間の距離Lが含まれている。即ち基地局装置と端末局装置との間の距離が列車603の移動と共に変化する本実施形態の無線通信システムにおいては、常に式(29)の関係を満たす様な条件で第1の信号処理部601を設置することは不可能である。
(Selection of the first signal processing unit of a train moving cell using a plurality of virtual transmission lines corresponding to the first singular value)
Here, in the configuration of the wireless communication system of the present embodiment shown in FIG. 36, eight first signal processing units 601-1 to 601-8 are shown, but this is a spatial multiplexing of eight signal sequences simultaneously. Does not necessarily mean to do. For example, when the transmission weight vectors corresponding to the respective first signal processing units 601-1 to 601-8 recorded in the weight vector / coordinate database 606 on the train 603 side and the reception weight vectors show a high correlation. Means that communication between a certain first signal processing unit 601 and a terminal station device 604 interferes with communication between another first signal processing unit 601 and the terminal station device 604. In the example shown in FIG. 29 in the second embodiment, the optimum condition of the distance between the antenna elements (corresponding to the first signal processing unit) on the base station apparatus side is shown by design. A distance L between the station apparatus and the terminal station apparatus is included. That is, in the wireless communication system of the present embodiment in which the distance between the base station device and the terminal station device changes with the movement of the train 603, the first signal processing unit is always satisfied under the condition that satisfies the relationship of Expression (29). It is impossible to install 601.
したがって、個々の第1の信号処理部601に対応する送受信ウエイトベクトルの相関が高くなる状況が発生し得る。この様な場合には効率的な空間多重はできないので、多数の第1の信号処理部601の中から相互に相関の低い送信ウエイトベクトルないしは受信ウエイトベクトルの組み合わせで同時に空間多重伝送する際に用いる第1の信号処理部601を所定の数だけ選択する。この選択も、サービス運用を開始する前に事前に実施することが可能であり、例えば目標とする空間多重数が4であるならば、8C4の組み合わせの70パターンの中で、各送受信ウエイトベクトルを規格化したベクトル同士の内積の絶対値(4C2で六つの内積の絶対値が算出される)の最大値が最小となる組み合わせパターンであったり、内積の絶対値のべき乗和が最小となる組み合わせパターンであったり、相対的に相関が低い組み合わせの送受信ウエイトベクトルを用いて空間多重伝送を行う。その組み合わせで用いる第1の信号処理部601の組み合わせパターンも、基地局装置600側のウエイトベクトル/座標データベース607側に記録しておき、その記録された第1の信号処理部601の組み合わせパターンで通信を行っても良い。 Therefore, a situation may occur where the correlation between the transmission / reception weight vectors corresponding to the individual first signal processing units 601 becomes high. In such a case, since efficient spatial multiplexing cannot be performed, it is used when simultaneously performing spatial multiplexing transmission using a combination of transmission weight vectors or reception weight vectors having a low correlation among the first signal processing units 601. A predetermined number of first signal processing units 601 are selected. This selection can also be performed in advance before starting the service operation. For example, if the target spatial multiplexing number is 4, each transmission / reception weight in 70 patterns of 8 C 4 combinations A combination pattern that minimizes the maximum value of the inner product of vectors normalized by vectors (absolute values of six inner products are calculated with 4 C 2 ), or the sum of powers of the absolute value of the inner product is minimum Spatial multiplex transmission is performed using a transmission / reception weight vector having a combination pattern or a combination having a relatively low correlation. The combination pattern of the first signal processing unit 601 used in the combination is also recorded on the weight vector / coordinate database 607 side on the base station device 600 side, and the recorded combination pattern of the first signal processing unit 601 is used. Communication may be performed.
なお、通常は広帯域の通信を行うため、利用する周波数成分ごとに最適な第1の信号処理部601の組み合わせパターンは異なるので、これをサブキャリアごとに異なる第1の信号処理部601の組み合わせパターンを用いる構成としても良い。ないしは、全てのサブキャリアで同一の第1の信号処理部601の組み合わせパターンを用いる構成としても良く、この場合には例えば各サブキャリアにおける上述の内積の絶対値に対し、全サブキャリアで内積の絶対値の最大値が最小となる送受信ウエイトベクトルの組み合わせパターンを選択しても良いし、各内積の絶対値のべき乗値の全周波数成分に対する総和を最小とする送受信ウエイトベクトルの組み合わせパターンを選択しても良い。 Note that, since broadband communication is normally performed, the optimum combination pattern of the first signal processing unit 601 is different for each frequency component to be used. Therefore, this combination pattern of the first signal processing unit 601 is different for each subcarrier. It is good also as a structure using. Alternatively, the same combination pattern of the first signal processing units 601 may be used for all subcarriers. In this case, for example, the absolute value of the inner product in each subcarrier may be equal to the inner product of all subcarriers. A combination pattern of transmission / reception weight vectors that minimizes the maximum absolute value may be selected, or a combination pattern of transmission / reception weight vectors that minimizes the sum of all frequency components of the power value of the absolute value of each inner product is selected. May be.
(第1特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルの基地局装置構成例)
図42は、第4の実施形態における基地局装置600の構成例を示すブロック図である。基地局装置600は、インタフェース回路77と、MAC層処理回路78と、第2の送信信号処理部71と、第1の送信信号処理部181−1〜181−4と、第1の受信信号処理部185−1〜185−4と、第2の受信信号処理部75と、通信制御回路614と、ウエイトベクトル/座標データベース607と、座標情報取得回路612と、時刻情報取得回路613とを備える。
(Configuration example of a base station device of a train moving cell using a plurality of virtual transmission lines corresponding to the first singular value)
FIG. 42 is a block diagram illustrating a configuration example of the base station apparatus 600 according to the fourth embodiment. The base station apparatus 600 includes an interface circuit 77, a MAC layer processing circuit 78, a second transmission signal processing unit 71, first transmission signal processing units 181-1 to 181-4, and a first reception signal processing. Units 185-1 to 185-4, a second received signal processing unit 75, a communication control circuit 614, a weight vector / coordinate database 607, a coordinate information acquisition circuit 612, and a time information acquisition circuit 613.
第4の実施形態の無線通信システムにおいても、複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いた空間多重を利用するため、基地局装置600は、第1の実施形態において図17に示した基地局装置70と同様の構成を備えるが、次の構成が異なる。第4の実施形態における基地局装置600は、ウエイトベクトル/座標データベース607と座標情報取得回路612と時刻情報取得回路613とを備える点と、通信制御回路120に代えて通信制御回路614を備える点とが基地局装置70と異なる。 Also in the wireless communication system of the fourth embodiment, in order to use spatial multiplexing using virtual transmission paths corresponding to a plurality of first singular values, the base station apparatus 600 is shown in FIG. The configuration is the same as that of the base station device 70 shown, but the following configuration is different. The base station apparatus 600 according to the fourth embodiment includes a weight vector / coordinate database 607, a coordinate information acquisition circuit 612, and a time information acquisition circuit 613, and a communication control circuit 614 instead of the communication control circuit 120. Is different from the base station apparatus 70.
ウエイトベクトル/座標データベース607には、上述した様にして取得された、座標情報に対応付けられた送受信ウエイトベクトルが記憶されている。なお、基地局装置600に備えられる複数の第1の信号処理部601から幾つかを選択して利用する場合には、送受信ウエイトベクトルに加えて、利用する第1の信号処理部601を示す情報が対応付けられてウエイトベクトル/座標データベース607に記憶されている。複数の第1の信号処理部601それぞれは、第1の送信信号処理部181及び第1の受信信号処理部185をそれぞれ一つずつ含む。 The weight vector / coordinate database 607 stores transmission / reception weight vectors associated with the coordinate information acquired as described above. When some of the plurality of first signal processing units 601 provided in the base station apparatus 600 are selected and used, information indicating the first signal processing unit 601 to be used in addition to the transmission / reception weight vector. Are associated with each other and stored in the weight vector / coordinate database 607. Each of the plurality of first signal processing units 601 includes one first transmission signal processing unit 181 and one first reception signal processing unit 185, respectively.
座標情報取得回路612は、上述した手段により、走行中の列車603の位置を示す座標情報を取得する。時刻情報取得回路613は、現在時刻を示す時刻情報を取得する。通信制御回路614は、座標情報取得回路612により取得された座標情報に対応する送受信ウエイトベクトルをウエイトベクトル/座標データベース607から読み出す。通信制御回路614は、読み出した送受信ウエイトベクトルのうち送信ウエイトベクトルを第1の送信信号処理部181−1〜181−4へ、第2の送信信号処理部71を介して出力する。通信制御回路614は、第1の送信信号処理部181−1〜181−4に対して、送信ウエイトベクトルを用いて送信することを指示する。なお、通信制御回路614は、第2の送信信号処理部71を介さずに直接に第1の送信信号処理部181−1〜181−4へ送信ウエイトベクトルを出力してもよい。また、通信制御回路614は、読み出した送受信ウエイトベクトルのうち受信ウエイトベクトルを第1の受信信号処理部185−1〜185−4へ、第2の受信信号処理部75を介して出力する。通信制御回路614は、第1の受信信号処理部185−1〜185−4に対して、受信ウエイトベクトルを用いて受信することを指示する。なお、通信制御回路614は、第2の受信信号処理部75を介さずに直接に第1の受信信号処理部185−1〜185−4へ受信ウエイトベクトルを出力してもよい。 The coordinate information acquisition circuit 612 acquires coordinate information indicating the position of the traveling train 603 by the above-described means. The time information acquisition circuit 613 acquires time information indicating the current time. The communication control circuit 614 reads a transmission / reception weight vector corresponding to the coordinate information acquired by the coordinate information acquisition circuit 612 from the weight vector / coordinate database 607. The communication control circuit 614 outputs the transmission weight vector among the read transmission / reception weight vectors to the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 via the second transmission signal processing unit 71. The communication control circuit 614 instructs the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 to transmit using the transmission weight vector. Note that the communication control circuit 614 may output the transmission weight vector directly to the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 without going through the second transmission signal processing unit 71. Further, the communication control circuit 614 outputs the reception weight vector among the read transmission / reception weight vectors to the first reception signal processing units 185-1 to 185-4 via the second reception signal processing unit 75. The communication control circuit 614 instructs the first reception signal processing units 185-1 to 185-4 to receive using the reception weight vector. Note that the communication control circuit 614 may output the reception weight vector directly to the first reception signal processing units 185-1 to 185-4 without going through the second reception signal processing unit 75.
したがって、第4の実施形態における第1の送信信号処理部181−1〜181−4に備えられる第1の送信ウエイト処理部130は、第1の実施形態において図18に示した第1の送信信号処理部181に備えられる第1の送信ウエイト処理部130の様に、第1のチャネル情報取得回路131と第1のチャネル情報記憶回路132と第1の送信ウエイト算出回路133とを備える必要はなく、通信制御回路614から指示される送信ウエイトベクトルを第1の送信信号処理回路111へ出力することになる。同様に、第4の実施形態における第1の受信信号処理部185−1〜185−4に備えられる第1の受信ウエイト処理部160は、第1の実施形態において図19に示した第1の受信信号処理部185に備えられる第1の受信ウエイト処理部160の様に、第1のチャネル情報推定回路161と第1の受信ウエイト算出回路162とを備える必要はなく、通信制御回路614から指示される受信ウエイトベクトルを第1の受信信号処理回路158へ出力することになる。 Therefore, the first transmission weight processing unit 130 included in the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 in the fourth embodiment performs the first transmission shown in FIG. 18 in the first embodiment. Like the first transmission weight processing unit 130 included in the signal processing unit 181, it is necessary to include the first channel information acquisition circuit 131, the first channel information storage circuit 132, and the first transmission weight calculation circuit 133. Instead, the transmission weight vector instructed from the communication control circuit 614 is output to the first transmission signal processing circuit 111. Similarly, the first reception weight processing unit 160 included in the first reception signal processing units 185-1 to 185-4 in the fourth embodiment is the same as the first reception weight processing unit 160 illustrated in FIG. 19 in the first embodiment. Unlike the first reception weight processing unit 160 provided in the reception signal processing unit 185, it is not necessary to include the first channel information estimation circuit 161 and the first reception weight calculation circuit 162, and the communication control circuit 614 instructs The received weight vector is output to the first received signal processing circuit 158.
ただし、サービス運用開始前にチャネル情報の取得を基地局装置600側で行う場合(図39に相当)には、受信した信号に対してチャネル推定を行う必要があるため、第1の受信ウエイト処理部160は第1のチャネル情報推定回路161を備える構成を取っても良い。同様に、受信ウエイトベクトルの算出のために、第1の受信ウエイト処理部160は第1の受信ウエイト算出回路162を備える構成を取っても良い。ただし、これらのチャネル推定や受信ウエイトベクトルの算出はサービス運用開始前の事前処理としてオフライン処理で実施することも可能なので、これらを必ずしも実装する構成である必要はない。前述の様に、仮に第1の受信ウエイト処理部160が第1のチャネル情報推定回路161のみを実装する場合には、第1の受信ウエイト処理部160は、第1のチャネル情報推定回路161により推定されたチャネル情報を通信制御回路614へ出力する。通信制御回路614は、第1の受信ウエイト処理部160から取得するチャネル情報を、図39(c)において示したステップS3922の処理で取得する時刻情報と対応付けて記録しておくことになる。図42では、この記録する機能を合わせて通信制御回路614内に実装しているものとし、明示的に図示をしていない。 However, when channel information is acquired on the base station apparatus 600 side before the service operation is started (corresponding to FIG. 39), it is necessary to perform channel estimation on the received signal, so the first reception weight processing Unit 160 may be configured to include first channel information estimation circuit 161. Similarly, the first reception weight processing unit 160 may be configured to include a first reception weight calculation circuit 162 for calculating the reception weight vector. However, since these channel estimation and reception weight vector calculation can be performed by offline processing as pre-processing before the start of service operation, it is not always necessary to implement these. As described above, if the first reception weight processing unit 160 is mounted with only the first channel information estimation circuit 161, the first reception weight processing unit 160 is controlled by the first channel information estimation circuit 161. The estimated channel information is output to the communication control circuit 614. The communication control circuit 614 records the channel information acquired from the first reception weight processing unit 160 in association with the time information acquired in the process of step S3922 shown in FIG. In FIG. 42, it is assumed that the functions to be recorded are mounted in the communication control circuit 614 and are not explicitly shown.
なお、第1の受信ウエイト処理部160が第1のチャネル情報推定回路161を備えない構成の場合には、第1の受信ウエイト処理部160は取得されたチャネル推定用のトレーニング信号のサンプリング値を通信制御回路614へ出力する。通信制御回路614は、第1の受信ウエイト処理部160から取得するサンプリング情報を、図39(c)において示したステップS3922の処理で取得する時刻情報と対応付けて記録しておくこととしても良い。この場合には、例えば図40のステップS4007の処理の代わりにサンプリングデータを読み出してチャネル推定処理を実施する処理とすれば良い。 When the first reception weight processing unit 160 does not include the first channel information estimation circuit 161, the first reception weight processing unit 160 uses the acquired sampling value of the training signal for channel estimation. Output to the communication control circuit 614. The communication control circuit 614 may record the sampling information acquired from the first reception weight processing unit 160 in association with the time information acquired in the process of step S3922 shown in FIG. . In this case, for example, instead of the process of step S4007 in FIG. 40, the sampling data may be read and the channel estimation process may be performed.
なお、時刻情報取得回路613に関しては、サービス運用開始前に事前にチャネル情報を取得する際に必要であるため、実際のサービス運用の際には、この機能を省略することも可能である。また、列車ムービングセルに関しては基本的にPoint−to−Point型の通信となるので、スケジューリング処理回路781を省略することも可能である。ただし、固定設置される基地局装置600に対して端末局装置604は複数の列車に実装されるため、その列車ごとに微妙にウエイトベクトル/座標データベース607に記録される情報が異なる場合がある。このため、その場合にはウエイトベクトル/座標データベース607にその場所を通過する可能性のある全ての列車に関するデータベースを記録しておき、スケジューリング処理回路781では運行情報などを参照して、どの列車が通過するタイミングであるのかを管理する機能を備えることとしても構わない。 Note that the time information acquisition circuit 613 is necessary when acquiring channel information in advance before the start of service operation, and thus this function can be omitted during actual service operation. Further, since the train moving cell is basically Point-to-Point communication, the scheduling processing circuit 781 can be omitted. However, since the terminal station device 604 is mounted on a plurality of trains with respect to the base station device 600 that is fixedly installed, the information recorded in the weight vector / coordinate database 607 may differ slightly for each train. For this reason, in that case, the weight vector / coordinate database 607 records a database on all the trains that may pass through the location, and the scheduling processing circuit 781 refers to the operation information etc. to determine which train. It may be provided with a function of managing whether it is the timing to pass.
また、サービス運用開始前のチャネル情報などの取得においては、通信制御回路614内に取得した様々な情報を記録することとしたが、当然ながらそれらの情報を他の回路内にて記録しておき、通信制御回路614を介して情報の読み出しができる構成であっても構わない。 In acquiring channel information before starting service operation, various information acquired in the communication control circuit 614 is recorded. Of course, such information is recorded in other circuits. The information may be read via the communication control circuit 614.
(第1特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルの端末局装置構成例)
図43は、第4の実施形態における端末局装置604の構成例を示すブロック図である。端末局装置604は、インタフェース回路67と、MAC層処理回路68と、送信部61と、受信部65と、通信制御回路624と、ウエイト行列/座標データベース606と、座標情報取得回路622と、時刻情報取得回路623とを備える。
(Configuration example of a terminal unit of a train moving cell using a plurality of virtual transmission lines corresponding to the first singular value)
FIG. 43 is a block diagram illustrating a configuration example of the terminal station apparatus 604 according to the fourth embodiment. The terminal station device 604 includes an interface circuit 67, a MAC layer processing circuit 68, a transmission unit 61, a reception unit 65, a communication control circuit 624, a weight matrix / coordinate database 606, a coordinate information acquisition circuit 622, a time And an information acquisition circuit 623.
第4の実施形態の無線通信システムにおいても、複数第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いた空間多重を利用するため、端末局装置604は、第1の実施形態において図20に示した端末局装置60と同様の構成を備えるが、次の構成が異なる。第4の実施形態における端末局装置604は、ウエイト行列/座標データベース606と座標情報取得回路622と時刻情報取得回路623とを備える点と、通信制御回路121に代えて通信制御回路624を備える点とが端末局装置60と異なる。 Also in the wireless communication system of the fourth embodiment, the terminal station apparatus 604 is shown in FIG. 20 in the first embodiment in order to use spatial multiplexing using a virtual transmission path corresponding to a plurality of first singular values. However, the following configuration is different. The terminal station device 604 according to the fourth embodiment includes a weight matrix / coordinate database 606, a coordinate information acquisition circuit 622, and a time information acquisition circuit 623, and includes a communication control circuit 624 instead of the communication control circuit 121. Is different from the terminal station device 60.
ウエイト行列/座標データベース606には、上述した様にして取得された、座標情報に対応付けられた送受信ウエイト行列(ベクトル)が記憶されている。なお、基地局装置600に関しては、基地局装置600に備えられる複数の第1の信号処理部601から幾つかを選択して利用する場合には、送受信ウエイトベクトルに加えて、利用する第1の信号処理部601を示す情報が座標情報に対応付けられてウエイト行列/座標データベース606に記憶されているが、端末局装置604においては物理的に異なる第1の信号処理部601を選択する訳ではないので、送受信ウエイト行列を構成するベクトルの情報の中に、基地局装置600の中のどの第1の信号処理部601を利用するかが含まれており、明示的にどの第1の信号処理部601を利用するかを記録する必要はない。ただし、基地局装置600が利用を想定する第1の信号処理部601の組み合わせと、端末局装置604が利用を想定する送受信ウエイト行列において、実際に利用される第1の信号処理部601の組み合わせは相互に一致したものとなっていなければならない。 The weight matrix / coordinate database 606 stores the transmission / reception weight matrix (vector) associated with the coordinate information acquired as described above. In addition, regarding the base station apparatus 600, when some of the plurality of first signal processing units 601 provided in the base station apparatus 600 are selected and used, in addition to the transmission / reception weight vector, the first used Information indicating the signal processing unit 601 is associated with the coordinate information and stored in the weight matrix / coordinate database 606, but the terminal station device 604 selects the physically different first signal processing unit 601. Therefore, the vector information constituting the transmission / reception weight matrix includes which first signal processing unit 601 in the base station apparatus 600 is used, and which first signal processing is explicitly specified. It is not necessary to record whether the part 601 is used. However, the combination of the first signal processing unit 601 assumed to be used by the base station device 600 and the combination of the first signal processing unit 601 actually used in the transmission / reception weight matrix assumed to be used by the terminal station device 604 Must be consistent with each other.
座標情報取得回路622は、上述した手段により、走行中の列車603の位置を示す座標情報を取得する。時刻情報取得回路623は、現在時刻を示す時刻情報を取得する。通信制御回路624は、座標情報取得回路622により取得された座標情報に対応付けられた送受信ウエイト行列をウエイト行列/座標データベース606から読み出す。通信制御回路624は、読み出した送信ウエイト行列を送信部61へ出力し、送信ウエイト行列を用いた送信を送信部61に行わせる。通信制御回路624は、受信時においては読み出した受信ウエイト行列を受信部65へ出力し、受信ウエイト行列を用いた受信を受信部65に行わせる。 The coordinate information acquisition circuit 622 acquires coordinate information indicating the position of the running train 603 by the above-described means. The time information acquisition circuit 623 acquires time information indicating the current time. The communication control circuit 624 reads a transmission / reception weight matrix associated with the coordinate information acquired by the coordinate information acquisition circuit 622 from the weight matrix / coordinate database 606. The communication control circuit 624 outputs the read transmission weight matrix to the transmission unit 61 and causes the transmission unit 61 to perform transmission using the transmission weight matrix. The communication control circuit 624 outputs the read reception weight matrix to the reception unit 65 at the time of reception, and causes the reception unit 65 to perform reception using the reception weight matrix.
したがって、第4の実施形態における送信部61に備えられる第1の送信ウエイト処理部140は、第1の実施形態において図21に示した送信部61に備えられる第1の送信ウエイト処理部140の様に、チャネル情報取得回路141とチャネル情報記憶回路142と第1の送信ウエイト算出回路143とを備える必要は必ずしもなく(実装する場合には、サービス開始前の事前処理においてのみ利用することになり、通常運用時には必要ない)、通信制御回路624から指示された送信ウエイトベクトル(送信ウエイト行列を構成する列ベクトル)を送信信号処理回路811−1〜811−NSDMへ出力することになる。同様に、第4の実施形態における受信部65に備えられる第1の受信ウエイト処理部44は、第1の実施形態において図22に示した受信部65に備えられる第1の受信ウエイト処理部144の様に、サービス運用中においては通信制御回路624から指示された受信ウエイトベクトルを受信信号処理回路145へ出力することになる。 Therefore, the first transmission weight processing unit 140 included in the transmission unit 61 in the fourth embodiment is the same as the first transmission weight processing unit 140 included in the transmission unit 61 illustrated in FIG. 21 in the first embodiment. Similarly, it is not always necessary to provide the channel information acquisition circuit 141, the channel information storage circuit 142, and the first transmission weight calculation circuit 143 (if implemented, the channel information acquisition circuit 141, the channel information storage circuit 142, and the first transmission weight calculation circuit 143 are used only in the pre-processing before starting the service. The transmission weight vector (column vector constituting the transmission weight matrix) instructed from the communication control circuit 624 is output to the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-N SDM . Similarly, the first reception weight processing unit 44 provided in the reception unit 65 in the fourth embodiment is the first reception weight processing unit 144 provided in the reception unit 65 illustrated in FIG. 22 in the first embodiment. As described above, during service operation, the reception weight vector instructed from the communication control circuit 624 is output to the reception signal processing circuit 145.
ただし、サービス運用開始前にチャネル情報の取得を列車603側の端末局装置604が行う場合(図37に示した処理が行われる場合)、端末局装置604は、受信したトレーニング信号に基づいてチャネル推定を行う必要があるため、第1の受信ウエイト処理部144が第1のチャネル情報推定回路146を備える構成を取っても良い。ただし、これらのチャネル推定や受信ウエイトベクトル(行列)の算出はオフライン処理でも実施可能であるため、これらを必ずしも実装する構成である必要もない。前述の様に、第1の受信ウエイト処理部144が第1のチャネル情報推定回路146のみを備える場合には、第1の受信ウエイト処理部144は、第1のチャネル情報推定回路146により推定されたチャネル情報を通信制御回路624に出力する。通信制御回路624は、第1の受信ウエイト処理部144から取得するチャネル情報を、図37(c)において示したステップS3722の処理で取得する時刻情報と対応付けて記録しておくことになる。図43では、この記録する機能を合わせて通信制御回路624内に実装しているものとし、明示的には図示をしていない。第1の実施形態において、図23に示した端末局装置60の受信部65の別の構成例と図25に示した端末局装置60の送信部61の別の構成例とに関しても、上述の差分以外は全く同様の構成で対応可能である。 However, when the terminal station device 604 on the train 603 side acquires the channel information before starting the service operation (when the process shown in FIG. 37 is performed), the terminal station device 604 determines whether the channel information is based on the received training signal. Since it is necessary to perform estimation, the first reception weight processing unit 144 may be configured to include the first channel information estimation circuit 146. However, since these channel estimation and reception weight vector (matrix) calculation can be performed by offline processing, it is not always necessary to implement these. As described above, when the first reception weight processing unit 144 includes only the first channel information estimation circuit 146, the first reception weight processing unit 144 is estimated by the first channel information estimation circuit 146. The channel information is output to the communication control circuit 624. The communication control circuit 624 records the channel information acquired from the first reception weight processing unit 144 in association with the time information acquired in the process of step S3722 shown in FIG. In FIG. 43, it is assumed that the functions to be recorded are mounted in the communication control circuit 624, and are not explicitly shown. In the first embodiment, the above-described configuration example of the reception unit 65 of the terminal station device 60 illustrated in FIG. 23 and the configuration example of the transmission unit 61 of the terminal station device 60 illustrated in FIG. Except for the difference, the same configuration can be used.
以上説明した様に、列車603に乗車するユーザが利用する情報端末などのトラヒックを集約して無線エントランスでマクロセルからのオフロードを図ろうとした場合、高速移動する列車603に備えられる端末局装置604と基地局装置600との間のチャネル時変動が問題になる。そこで、第4の実施形態における無線通信システムでは、電波の到来方向と列車603の移動方向とが概ね揃った環境では、第1特異値に対応する伝送路の時間変動は小さくなる傾向を積極的に利用する。具体的には、架線柱に複数の第1の信号処理部601を設置し、一方で座標情報とチャネル情報との関係を事前に取得してデータベース化し、ウエイト行列/座標データベース606とウエイトベクトル/座標データベース607とに記録して利用する。列車603に備えられる端末局装置604は、逐次、自らの座標を取得して、これを引数としてウエイト行列/座標データベース606から送受信ウエイト行列を読み出すことで、安定した通信を可能にして通信回線の大容量化を可能にすることができる。同様に基地局装置600は、列車603の座標情報を逐次取得して、これを引数としてウエイトベクトル/座標データベース607から第1の信号処理部601で利用する送受信ウエイトベクトルを読み出すことで、安定した通信を可能にして通信回線の大容量化を可能にすることができる。 As described above, when traffic such as information terminals used by users who ride on the train 603 is aggregated to try to offload from the macro cell at the wireless entrance, the terminal station device 604 provided in the train 603 moving at high speed. And channel time fluctuation between the base station apparatus 600 and the base station apparatus 600 becomes a problem. Therefore, in the wireless communication system according to the fourth embodiment, in an environment in which the arrival direction of radio waves and the movement direction of the train 603 are substantially aligned, the time variation of the transmission path corresponding to the first singular value tends to be small. To use. Specifically, a plurality of first signal processing units 601 are installed on an overhead pole, and on the other hand, a relationship between coordinate information and channel information is acquired in advance and converted into a database, and a weight matrix / coordinate database 606 and weight vector / It is recorded in the coordinate database 607 and used. The terminal station device 604 provided in the train 603 sequentially acquires its own coordinates, and reads out the transmission / reception weight matrix from the weight matrix / coordinate database 606 as an argument, thereby enabling stable communication and the communication line Large capacity can be made possible. Similarly, the base station apparatus 600 acquires the coordinate information of the train 603 sequentially, and reads out the transmission / reception weight vector used by the first signal processing unit 601 from the weight vector / coordinate database 607 using this as an argument. Communication can be performed and the capacity of the communication line can be increased.
本実施形態の無線通信システムでは、第1の送信信号処理部181それぞれは、第2の送信信号処理部71において変調処理などを施して得られたベースバンド信号に対して送信ウエイトベクトルを乗算して信号ベクトルの成分を生成する。第1の送信信号処理部181それぞれにおいて生成された信号の成分からなる信号ベクトルは、第1の送信信号処理部181に備えられるアンテナ素子から送信される。各アンテナ素子から送信される信号ベクトルの成分は、該アンテナ素子に対応する送信ウエイトベクトルとの乗算により得られた信号ベクトルの成分である。 In the wireless communication system of the present embodiment, each of the first transmission signal processing units 181 multiplies a baseband signal obtained by performing modulation processing in the second transmission signal processing unit 71 by a transmission weight vector. To generate signal vector components. A signal vector composed of signal components generated in each of the first transmission signal processing units 181 is transmitted from an antenna element provided in the first transmission signal processing unit 181. A signal vector component transmitted from each antenna element is a signal vector component obtained by multiplication with a transmission weight vector corresponding to the antenna element.
本実施形態の無線通信システムでは、第1の受信信号処理部185それぞれは、備えられた複数のアンテナ素子で受信した受信信号からベースバンド信号ベクトルを取得し、取得したベースバンド信号ベクトルと受信ウエイトベクトルとを乗算することで1系統の信号系列を取得する。第2の受信信号処理部75は、各第1の受信信号処理部185により取得された1系統の信号系列それぞれから、端末局装置から送信されたデータを再生する。 In the wireless communication system of the present embodiment, each of the first reception signal processing units 185 acquires a baseband signal vector from reception signals received by a plurality of antenna elements provided, and acquires the acquired baseband signal vector and reception weight. One signal sequence is obtained by multiplying the vector. The second received signal processing unit 75 reproduces the data transmitted from the terminal station apparatus from each of the one signal series acquired by each first received signal processing unit 185.
なお、第4の実施形態の無線通信システムにおいて、基地局装置600は複数系統のデータ系列#1〜#Lを端末局装置604との間で空間多重伝送しているが、一系統のデータ系列を端末局装置604との間で送受信してもよい。 In the wireless communication system of the fourth embodiment, the base station device 600 spatially multiplex-transmits a plurality of data sequences # 1 to #L with the terminal station device 604. May be transmitted to and received from the terminal station device 604.
また、第1の送信信号処理部181に備えられるアンテナ素子が単一偏波のアンテナ素子である場合、第1の送信信号処理部181は、1系統の信号系列を送信する様にしてもよい。また、第1の送信信号処理部181に備えられるアンテナ素子が複数種類の偏波アンテナ素子であり、同時に複数種類の偏波アンテナ素子を用いる場合、第1の送信信号処理部181は、1系統のみないしは2系統までの信号系列を送信する様にしてもよい。また、第1の受信信号処理部185に備えられるアンテナ素子が単一の偏波アンテナ素子である場合、第1の受信信号処理部185は、受信信号から1系統のみのベースバンド信号を取得する様にしてもよい。また、第1の受信信号処理部185に備えられるアンテナ素子が複数種類の偏波アンテナ素子であり、同時に複数種類の偏波アンテナ素子を用いる場合、第1の受信信号処理部185は、1系統のみないしは2系統までのベースバンド信号を取得する様にしてもよい。 Further, when the antenna element provided in the first transmission signal processing unit 181 is a single polarization antenna element, the first transmission signal processing unit 181 may transmit one signal sequence. . Further, when the antenna element provided in the first transmission signal processing unit 181 is a plurality of types of polarization antenna elements and a plurality of types of polarization antenna elements are used at the same time, the first transmission signal processing unit 181 includes one system. Alternatively, a signal sequence of up to two systems may be transmitted. Further, when the antenna element provided in the first reception signal processing unit 185 is a single polarization antenna element, the first reception signal processing unit 185 acquires only one system of baseband signals from the reception signal. You may do it. In addition, when the antenna element provided in the first reception signal processing unit 185 is a plurality of types of polarization antenna elements and a plurality of types of polarization antenna elements are used at the same time, the first reception signal processing unit 185 includes one system. You may make it acquire the baseband signal only to 2 systems.
[第5の実施形態]
[時間軸ビームフォーミングについて]
(基本原理の概要)
まず、間隔がd[m]の二つのアンテナ素子(第1アンテナ素子、第2アンテナ素子)を考える。通信相手局からの送信信号が非常に強い指向性を有し、且つ見通し環境であったとすると、この二つの第1、第2アンテナ素子に到来する信号は平面波で近似可能であり、第1、第2アンテナ素子の時刻tにおける受信信号をφ1(t)、φ2(t)で表すものとする。第k周波数成分の時刻tにおける信号成分をSk(t)とすると、送信局と第1アンテナ素子との距離をL、中心周波数をfc、周波数帯域幅をW、fcを中心に−W/2から+W/2の間の第k周波数成分の周波数をfk、無線周波数における第k周波数成分の波長をλkとすれば、受信信号φ1(t)は式(38)で表すことができる。
[Fifth Embodiment]
[About time-axis beamforming]
(Overview of basic principles)
First, consider two antenna elements (a first antenna element and a second antenna element) with an interval of d [m]. If the transmission signal from the communication partner station has a very strong directivity and is a line-of-sight environment, the signals arriving at the two first and second antenna elements can be approximated by plane waves, The received signal at time t of the second antenna element is represented by φ 1 (t) and φ 2 (t). If the signal component of the k-th frequency component at time t is S k (t), the distance between the transmitting station and the first antenna element is L, the center frequency is f c , the frequency bandwidth is W, and f c is the center − If the frequency of the k-th frequency component between W / 2 and + W / 2 is f k , and the wavelength of the k-th frequency component in the radio frequency is λ k , the received signal φ 1 (t) is expressed by Expression (38). be able to.
ここで、到来方向が角度θであるとすると、平面波近似できる場合には受信信号φ2(t)は受信信号φ1(t)が(dsinθ)/c(ここでcは光速)だけ遅延して到来するとみなすことができるため、受信信号φ2(t)は式(39)の様に近似可能である。 Here, the direction of arrival and an angle theta, (the c here the speed of light) the received signal phi 2 (t) is the received signal phi 1 (t) is (dsin) / c in the case where it can approximate plane wave only delayed Therefore, the received signal φ 2 (t) can be approximated as shown in Equation (39).
ここでΔtはサンプリング間隔Δt[s](=1/W)を表す。また係数αは、信号の帯域幅W[Hz]、到来方向の角度θ、アンテナ素子間隔d[m]、光速c[m/s]を用いて式(40)で表される。 Here, Δt represents a sampling interval Δt [s] (= 1 / W). The coefficient α is expressed by Expression (40) using the signal bandwidth W [Hz], the arrival direction angle θ, the antenna element interval d [m], and the speed of light c [m / s].
この式(38)と式(39)とを比べると、式(39)の各周波数成分kにおいて式(41)で示す周波数軸上のウエイト(係数)wk (freq−domain)が乗算されている。 When this equation (38) is compared with equation (39), each frequency component k in equation (39 ) is multiplied by a weight (coefficient) w k (freq−domain) on the frequency axis shown in equation (41). Yes.
この係数は周波数軸上の係数なので、IFFTにより時間軸上の係数に変換すると、時間軸上の第n(0≦n≦NFFT−1、NFFTはFFTポイント数)サンプルのウエイト(係数)wn (time−domain)は式(42)で表される。 Since this coefficient is a coefficient on the frequency axis, when converted to a coefficient on the time axis by IFFT, the weight (coefficient) of the nth sample (0 ≦ n ≦ N FFT −1, where N FFT is the number of FFT points) on the time axis w n (time-domain) is expressed by Expression (42).
ここで、先頭のn=0の時間軸ウエイトの絶対値の二乗値と、n=1からNFFT−1までのウエイトの絶対値の二乗値の総和の比を[dB]表示で表した値は、係数αの関数F(α)として下記の式(43)で表される。 Here, the ratio of the sum of the square of the absolute value of the first n = 0 time axis weight and the square of the absolute value of the weight from n = 1 to N FFT −1 is expressed in [dB]. Is expressed by the following equation (43) as a function F (α) of the coefficient α.
図44は、第5の実施形態における関数F(α)を示すグラフである。同図において、縦軸は関数F(α)の値、相対電力比(Relative power ratio)を示し、横軸はαの値を示す。関数F(α)は、先行波の受信電力と先行波以外の全遅延波の受信電力の比に相当する。同図より、αが十分小さいときには殆ど先行波の一つの成分が全体の電力の大半を占め、逆にαが大きくなると遅延波成分が大きくなることが分かる。 FIG. 44 is a graph showing a function F (α) in the fifth embodiment. In the figure, the vertical axis indicates the value of the function F (α) and the relative power ratio, and the horizontal axis indicates the value of α. The function F (α) corresponds to the ratio of the received power of the preceding wave and the received power of all the delayed waves other than the preceding wave. From the figure, it can be seen that when α is sufficiently small, one component of the preceding wave occupies most of the entire power, and conversely, when α increases, the delayed wave component increases.
また、式(40)から分かる様に、帯域幅Wにもよるが、一般にはアンテナ素子間隔dが十分に狭ければαは小さい値となるため、アンテナ素子間隔を十分に狭めることで受信信号φ2(t)の近似値は、受信信号φ1(t)の値に先行波成分の係数を掛けることにより得ることが可能になる。つまり、周波数成分ごとに周波数軸上のウエイトwk (freq−domain)が異なるために、従来はFFTにて時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換してからウエイトの乗算を行っていた。しかし、図44において関数F(α)が所定値(例えば30[dB])以上になる様にアンテナ素子間隔を狭めて係数αを小さくする設計をすれば、時間軸の信号に所定の係数を掛けるだけで受信信号φ1(t)から受信信号φ2(t)を式(44)の様に算出することが可能になる。 As can be seen from the equation (40), although depending on the bandwidth W, generally, if the antenna element interval d is sufficiently narrow, α becomes a small value. Therefore, the reception signal can be reduced by sufficiently narrowing the antenna element interval. An approximate value of φ 2 (t) can be obtained by multiplying the value of the received signal φ 1 (t) by the coefficient of the preceding wave component. In other words, since the weight w k (freq-domain) on the frequency axis is different for each frequency component, conventionally, the multiplication of the weight is performed after converting the signal on the time axis into the signal on the frequency axis by FFT. It was. However, in FIG. 44, if the design is made such that the coefficient α is reduced by narrowing the antenna element interval so that the function F (α) becomes a predetermined value (for example, 30 [dB]) or more, the predetermined coefficient is applied to the time-axis signal. it is possible to calculate as only the receiving signal phi 1 (t) from the received signal phi 2 (t) the equation multiplied (44).
ここでは、受信信号φ1(t)と受信信号φ2(t)の関係を示したが、仮にリニアアレー状に間隔dでN本のアンテナ素子が設置されているとすれば、第mアンテナ素子の受信信号φm(t)は隣接する第(m−1)アンテナ素子の受信信号φm−1(t)を用いて式(45)で近似できる。 Here, the relationship between the received signal φ 1 (t) and the received signal φ 2 (t) is shown. However, if N antenna elements are installed at intervals d in a linear array, the m-th antenna element The received signal φ m (t) can be approximated by Expression (45) using the received signal φ m-1 (t) of the adjacent (m−1) th antenna element.
つまり、第mアンテナ素子の受信信号φm(t)は第1アンテナ素子の受信信号φ1(t)を用いて式(46)で近似できる。 That is, the reception signal φ m (t) of the m- th antenna element can be approximated by Expression (46) using the reception signal φ 1 (t) of the first antenna element.
ただし、式(46)におけるcmは、式(47)で与えられる。 However, cm in Expression (46) is given by Expression (47).
ここで、以上の説明の数学的な意味を、式(41)と式(43)とを用いて整理しておく。まず、IFFT即ちフーリエ逆変換を行った際に一つの時間軸成分にエネルギーが集中する状況というのは、時間軸上ではデルタ関数的な振る舞いが見られていることを意味している。デルタ関数をフーリエ変換すると周波数軸上では定数となることが知られている。逆に、周波数軸上で定数に見える成分をIFFTすれば、時間軸上では高精度で単一の時間軸成分にて数学的な記述が可能になる。 Here, the mathematical meaning of the above description is organized using Equation (41) and Equation (43). First, the situation where energy concentrates on one time axis component when IFFT, that is, inverse Fourier transform is performed, means that a delta function behavior is seen on the time axis. It is known that when the delta function is Fourier transformed, it becomes a constant on the frequency axis. On the other hand, if a component that appears constant on the frequency axis is IFFT, mathematical description can be made with a single time axis component with high accuracy on the time axis.
式(41)の右辺の前半部分は周波数成分に依存しない定数であり、後半部分の自然対数のべき指数に着目すると、−2πjfkαΔtとなっている。第k周波数成分の周波数fkは−W/2から+W/2の間の値を取り、サンプリング間隔Δtは1/Wであるので、fkΔtは−1/2から1/2の値を取る。Exp(−2πjfkαΔt)の複素位相は−απから+απであり、αが十分に小さければ複素位相は概ね0であり、Exp(−2πjfkαΔt)は定数の1で近似可能である。つまり、αが十分に小さければwk (freq−domain)は周波数依存性が無視可能である。αがある程度大きいと周波数依存性が無視できずに、フーリエ逆変換後に得られる周波数成分がデルタ関数型の振る舞いから乖離し、遅延波成分が無視できないことになる。 When the first half of the right side of equation (41) is a constant that does not depend on the frequency components, focusing on exponent of the natural logarithm of the second half, and has a -2πjf k αΔt. Since the frequency f k of the k-th frequency component takes a value between −W / 2 and + W / 2 and the sampling interval Δt is 1 / W, f k Δt takes a value between −1/2 and 1/2. take. The complex phase of Exp (−2πjf k αΔt) is from −απ to + απ. If α is sufficiently small, the complex phase is approximately 0, and Exp (−2πjf k αΔt) can be approximated by a constant of 1. That is, if α is sufficiently small, w k (freq-domain) has negligible frequency dependence. If α is large to some extent, the frequency dependence cannot be ignored, and the frequency component obtained after the inverse Fourier transform deviates from the behavior of the delta function type, and the delayed wave component cannot be ignored.
ここで定量的に係数αの値を議論するために、80GHz帯において周波数帯域幅1GHzを想定する。波長は3.75mmであり5ミリ間隔にアンテナ素子を配置し、d=0.005とする。到来波の角度範囲を±10度とすると、αの値は式(40)より0.005×sin(10°)×109/(3×108)=0.002894となる。これは角度では1.04度であり、殆ど周波数依存性がない定数となっていることが分かる。つまり、この周波数依存性が小さければ式(43)において関数F(α)の値は非常に大きな値となり、よりデルタ関数的になっていることが分かる。 Here, in order to discuss the value of the coefficient α quantitatively, a frequency bandwidth of 1 GHz is assumed in the 80 GHz band. The wavelength is 3.75 mm, antenna elements are arranged at intervals of 5 mm, and d = 0.005. Assuming that the angle range of the incoming wave is ± 10 degrees, the value of α is 0.005 × sin (10 °) × 10 9 / (3 × 10 8 ) = 0.002894 from Equation (40). This is 1.04 degrees in angle, and it can be seen that this is a constant having almost no frequency dependence. That is, it can be seen that if the frequency dependence is small, the value of the function F (α) in Equation (43) becomes a very large value and is more like a delta function.
この様に、係数αが十分に小さく、Exp(−2πjfkαΔt)が1で近似できる状況においては、式(42)はn=0の場合にのみ非ゼロの値となり、式(48)の様に近似可能である。 Thus, in a situation where the coefficient α is sufficiently small and Exp (−2πjf k αΔt) can be approximated by 1, Equation (42) becomes a non-zero value only when n = 0, Can be approximated in the same way.
式(47)にこれを代入すると、第mアンテナ素子の係数は式(49)で表される。 When this is substituted into equation (47), the coefficient of the m-th antenna element is represented by equation (49).
この様にして、N本のアンテナ素子それぞれの受信信号における複素位相の関係が取得できれば、各アンテナ素子の受信信号を合成する際の受信ウエイトを式(50)の様に定めることができる。 In this way, if the complex phase relationship in the received signals of each of the N antenna elements can be acquired, the reception weight for combining the received signals of the respective antenna elements can be determined as in Expression (50).
なお、この合成の受信ウエイトベクトルは最大比合成のウエイトとなっているが、見通し環境では概ね同程度の受信レベルであることが期待されるため、等利得合成の式(51)のウエイトであっても良い。 Note that the reception weight vector of this synthesis is the weight of the maximum ratio synthesis, but since it is expected that the reception level is almost the same level in the line-of-sight environment, it is the weight of the equal gain synthesis equation (51). May be.
つまり、(〜w1,〜w0,・・・, 〜wN)なる受信ウエイトベクトルを各アンテナ素子の受信信号ベクトルに乗算することで、ターゲットとする送信アンテナ素子からの信号を抽出することが可能となる。 That is, the signal from the target transmission antenna element is extracted by multiplying the reception signal vector of each antenna element by the reception weight vector of (~ w 1 , ~ w 0 , ..., ~ w N ). Is possible.
ここで、式(40)のαは経路長差に依存した係数になっており、リニアアレーであれば式(49)の形式で表すことができる他、他のアンテナ配列の場合にもアンテナ配置の幾何学的特徴を活用すれば、同様の手順でこの様な受信ウエイトを記述することができる。 Here, α in Expression (40) is a coefficient depending on the path length difference, and if it is a linear array, it can be expressed in the form of Expression (49). If the geometric feature is utilized, such a reception weight can be described in the same procedure.
なお、この係数cmは式(47)より求める以外にも、直接、求めることも可能である。特にリニアアレー以外の場合には、その幾何学的配置の特徴を数式に反映しなくても、送信局側から送信された周期性のあるトレーニング信号を1周期分に亘り取得し、そのトレーニング信号の相互相関を基に、式(52)の様に算出することも可能である。ただし、j=m(j、mはアンテナ素子の番号を示す値であり、mの代わりにjと表記している)である。 The coefficient cm can be directly obtained in addition to the expression (47). In particular, in the case of other than linear array, even if the characteristics of the geometric arrangement are not reflected in the mathematical formula, the periodic training signal transmitted from the transmitting station side is acquired for one period, and the training signal Based on the cross-correlation, it is also possible to calculate as in Expression (52). However, j = m (j and m are values indicating antenna element numbers, and are expressed as j instead of m).
ここで、Sj(n)は第jアンテナ素子の第n番目のサンプリング値を表す。なお、ここでは1本のアンテナ素子対1本のアンテナ素子の信号に関する信号処理になっているので、回線利得的には1シンボルにおける値をそのまま使うのではなく、多数回の平均値を用いることでSNR値を高めることが望ましい。例えば、100シンボルの平均化を行えば、20dBのSNR特性の改善が見込めるので、必要なチャネル推定精度に合わせて平均化処理を行えば良い。ここでの平均化に際しては、基準となるアンテナ素子の複素位相を基準とし、相対チャネル情報を利用することも好ましい。ちなみに、ミリ波などの高周波数帯では位相雑音の影響が問題となるが、位相のふらつき方はある程度のランダム性が期待できるため、ここでの平均化処理により位相雑音の影響も合わせて抑圧した形での相関値を得ることができる。 Here, S j (n) represents the nth sampling value of the jth antenna element. In this case, since the signal processing is performed on the signal from one antenna element to one antenna element, the value for one symbol is not used as it is for the line gain, but the average value of many times is used. It is desirable to increase the SNR value. For example, if 100 symbols are averaged, an improvement in the SNR characteristic of 20 dB can be expected. In this averaging, it is also preferable to use relative channel information based on the complex phase of the reference antenna element. By the way, the influence of phase noise becomes a problem in high frequency bands such as millimeter waves, but since the degree of phase fluctuation can be expected to have some degree of randomness, the averaging process here also suppressed the influence of phase noise. A correlation value in the form can be obtained.
ここで、上述のトレーニング信号は、OFDMのガードインターバルを伴う信号でも良いし、ガードインターバルを伴わない連続信号でも良い。これは、絶対的なチャネル情報を取得するためにはシンボルタイミングを正確に取得してチャネルを測定する必要があるが、送受信ウエイトの算出のためには基準となるアンテナ素子に対して複素位相がどの様な関係になっているかが相対的に分かれば良いためである。また、その他のトレーニング信号であっても、時間方向の自己相関が低い信号であれば同様に利用することは可能である。 Here, the above-described training signal may be a signal with an OFDM guard interval or a continuous signal without a guard interval. In order to acquire absolute channel information, it is necessary to accurately acquire the symbol timing and measure the channel. However, in order to calculate the transmission / reception weight, the complex phase is different from the reference antenna element. This is because it is sufficient to know relatively what kind of relationship it is. In addition, other training signals can be used in the same manner as long as the signals have low autocorrelation in the time direction.
この様にして求めた係数を基に、式(50)又は式(51)により受信ウエイトの値を求めれば良い。この様にして求めた受信ウエイトに対し、例えば受信信号処理としては式(53)で1系統の時間軸の信号系列^S(n)を算出すれば良い。 Based on the coefficient obtained in this way, the value of the reception weight may be obtained by Expression (50) or Expression (51). For the reception weight obtained in this way, for example, as a reception signal process, a time series signal sequence ^ S (n) of one system may be calculated by Expression (53).
ここで、式(53)において〜w1は1であり、式(53)ではS1(n)にj=2からN’BS−Antまでの〜wjSj(n)を加算する処理を行っている。この様にして求めた1系統の信号系列^S(n)を、第1特異値に対応した仮想的伝送路の信号を受信するための仮想的な1本の受信アンテナで受信した信号と見なし、受信信号処理を施せばよい。 Here, in formula (53), ˜w 1 is 1, and in formula (53), ˜w j S j (n) from j = 2 to N ′ BS-Ant is added to S 1 (n). It is carried out. The signal sequence ^ S (n) obtained in this way is regarded as a signal received by a single virtual receiving antenna for receiving a virtual transmission line signal corresponding to the first singular value. The received signal processing may be performed.
一般に、狭帯域の信号であれば角度θの方向に対して2π(d・sinθ/c)/λの複素位相差をつけて信号を合成すれば、角度θ方向に指向性を向けることが可能であることが知られているが、帯域幅が1GHzとなる広帯域信号に対しては周波数成分ごとに複素位相差を変える必要がある。また、ビーム幅の狭い鋭い指向性で信号分離を図るためにはアンテナ素子間隔を広げることが好ましいが、この場合には周波数成分ごとの複素位相差をより大きくする(すなわち周波数依存性を強める)効果となって表れていた。このため、一般的にはアンテナ素子間隔を広げてアンテナ開口長を広くし、指向性ビームを絞りながら周波数成分ごとに異なるウエイトで広帯域に渡り指向性が安定的に形成される方法で通信を行うことを目指していた。しかし、アンテナ素子数を膨大な数にすることで指向性を絞ることができるのであれば、アンテナ開口長は寧ろ狭め、式(43)で示した評価関数F(α)により先行波以外の遅延波成分の寄与を無視可能なレベルと判断できる様にアンテナ素子間隔や到来波の方向θの範囲を限定する(すなわちαの値を限定する)ならば、広帯域信号に対しても異なるアンテナ素子の受信信号に所定の係数を乗算することで所定の方向から到来する信号を効率的に抽出し、その係数を利用して空間多重時の信号分離が時間軸上で実現可能となる。 In general, if a narrow band signal is synthesized by adding a complex phase difference of 2π (d · sin θ / c) / λ to the direction of angle θ, directivity can be directed in the direction of angle θ. However, for a broadband signal having a bandwidth of 1 GHz, it is necessary to change the complex phase difference for each frequency component. Further, in order to achieve signal separation with a sharp directivity with a narrow beam width, it is preferable to widen the antenna element interval. In this case, however, the complex phase difference for each frequency component is increased (that is, the frequency dependence is increased). It showed up as an effect. For this reason, in general, communication is performed in such a way that the antenna element interval is widened to widen the antenna aperture length, and the directivity is stably formed over a wide band with a different weight for each frequency component while narrowing the directional beam. I was aiming for that. However, if the directivity can be reduced by making the number of antenna elements enormous, the antenna aperture length is rather narrowed, and the delay other than the preceding wave is determined by the evaluation function F (α) shown in Expression (43). If the antenna element interval and the range of the direction θ of the incoming wave are limited so that the contribution of the wave component can be determined to be negligible (that is, the value of α is limited), different antenna elements can be used for wideband signals. By multiplying the received signal by a predetermined coefficient, a signal coming from a predetermined direction is efficiently extracted, and signal separation at the time of spatial multiplexing can be realized on the time axis using the coefficient.
例えば、第1の実施形態において図16に示した様な複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いて空間多重を行う場合には、式(49)ないしは式(52)に相当する係数を個別の仮想的伝送路に対応させて算出し、それに対して式(50)ないし式(51)を用いてウエイトベクトルを算出すれば、複数の信号系列を空間多重する際の第1段階の信号分離のための時間軸の受信ウエイトベクトルを算出することが可能となる。 For example, when spatial multiplexing is performed using a plurality of virtual transmission paths corresponding to a plurality of first singular values as shown in FIG. 16 in the first embodiment, the equations (49) to (52) are used. When the coefficient corresponding to is calculated in correspondence with each individual virtual transmission line and the weight vector is calculated using the equations (50) to (51), the multiple signal sequences are spatially multiplexed. It becomes possible to calculate the reception weight vector on the time axis for the first stage signal separation.
また、周波数軸上のキャリブレーション処理と同様のキャリブレーション処理は時間軸上でも可能であり、各受信ウエイトベクトルに時間軸上のキャリブレーション係数を乗算すれば、同様に送信のための時間軸の送信ウエイトベクトルを取得することも可能である。 In addition, the calibration process similar to the calibration process on the frequency axis can be performed on the time axis, and if each received weight vector is multiplied by the calibration coefficient on the time axis, the time axis for transmission is similarly transmitted. It is also possible to obtain a transmission weight vector.
(残留干渉成分の除去方法の概要)
上述の様にしてターゲットとする第1特異値に対応する仮想的伝送路の信号を抽出することが可能となるが、しかし、完全に直交関係にない仮想的伝送路同士の間では、相互に微弱ではあるが干渉信号が漏れ込むことになる。以下では、この干渉信号の除去方法について説明する。以下の干渉信号の除去方法は、基地局装置においては第2の受信信号処理部75における信号処理に相当する。上述の第1の実施形態の説明においても、第1の受信信号処理部185では完全に除去できない干渉信号を第2の受信信号処理部75を用いて2段階で除去していたが、本質的にはその信号処理と等価である。
(Outline of residual interference component removal method)
As described above, it is possible to extract a signal of a virtual transmission line corresponding to the target first singular value. However, between virtual transmission lines that are not completely orthogonal to each other, Although it is weak, an interference signal leaks. Hereinafter, a method for removing the interference signal will be described. The following interference signal removal method corresponds to signal processing in the second received signal processing unit 75 in the base station apparatus. Also in the description of the first embodiment described above, the interference signal that cannot be completely removed by the first received signal processing unit 185 is removed in two stages using the second received signal processing unit 75. Is equivalent to the signal processing.
以下の説明では、例えば、第1の実施形態において図16に示した様に、基地局装置側に複数のアンテナ素子群を備えた第1の信号処理部が複数実装され、端末局装置側には複数のアンテナ素子で構成されるアンテナ素子群は一つであるケースを想定している。図45は、第5の実施形態における干渉信号の除去方法を説明する図である。同図に示す様に、第5の実施形態における無線通信システムは、基地局装置204と端末局装置206とを備える。基地局装置204は第1の信号処理部を複数備え、第1の信号処理部は複数のアンテナ素子を備える。各第1の信号処理部に備えられる複数のアンテナ素子は、それぞれが仮想的なアンテナ素子201、202、203を形成する。端末局装置206は、複数のアンテナ素子で形成されるアンテナ素子群205を備える。第5の実施形態における無線通信システムでは、基地局装置204と端末局装置206との間の通信経路は、仮想的なアンテナ素子201、202、203とアンテナ素子群205との間で通信が行われる系として捉えることができる。 In the following description, for example, as shown in FIG. 16 in the first embodiment, a plurality of first signal processing units including a plurality of antenna element groups are mounted on the base station apparatus side, and the terminal station apparatus side Is assumed to have a single antenna element group composed of a plurality of antenna elements. FIG. 45 is a diagram for explaining an interference signal removal method according to the fifth embodiment. As shown in the figure, the wireless communication system in the fifth embodiment includes a base station device 204 and a terminal station device 206. The base station apparatus 204 includes a plurality of first signal processing units, and the first signal processing unit includes a plurality of antenna elements. The plurality of antenna elements provided in each first signal processing unit form virtual antenna elements 201, 202, and 203, respectively. The terminal station device 206 includes an antenna element group 205 formed by a plurality of antenna elements. In the wireless communication system according to the fifth embodiment, the communication path between the base station apparatus 204 and the terminal station apparatus 206 communicates between the virtual antenna elements 201, 202, 203 and the antenna element group 205. Can be seen as a system.
図45(a)は、第5の実施形態の無線通信システムにおけるダウンリンクで生じる干渉成分について示す図である。基地局装置204の仮想的なアンテナ素子201で形成される端末局装置206に向けた指向性ビーム(送信ビーム)を、端末局装置206のアンテナ素子群205が仮想的なアンテナ素子201に向けた指向性ビーム(受信ビーム)で受ける場合について検討する。この場合において、アンテナ素子群205の仮想的なアンテナ素子201に向けた受信ビームに、仮想的なアンテナ素子201から送信される信号ψ1の他に仮想的なアンテナ素子202から送信される信号ψ2の一部が漏れ込んでくるとき、信号ψ2の一部を干渉成分として除去することを考える。これは、図45(b)に示すアップリンクにおける干渉成分を除去することと等しく、信号処理的には同一の考え方で処理可能である。アップリンクにおいて、端末局装置206のアンテナ素子群205において形成される送信ビームであって仮想的なアンテナ素子201に向けた送信ビームで信号ψ1を送信する場合に、仮想的なアンテナ素子201が端末局装置206のアンテナ素子群205に向けた受信ビームに、アンテナ素子群205が仮想的なアンテナ素子202に向けて送信される信号ψ2の一部が漏れ込み、この漏れ込んだ信号ψ2の一部を干渉成分として除去することと等しい。 FIG. 45A is a diagram illustrating interference components generated in the downlink in the wireless communication system according to the fifth embodiment. A directional beam (transmission beam) directed to the terminal station device 206 formed by the virtual antenna element 201 of the base station device 204 is directed to the virtual antenna element 201 by the antenna element group 205 of the terminal station device 206. Consider the case of receiving with a directional beam (receive beam). In this case, the signal ψ transmitted from the virtual antenna element 202 in addition to the signal ψ 1 transmitted from the virtual antenna element 201 to the reception beam directed to the virtual antenna element 201 of the antenna element group 205. Consider that when a part of 2 leaks, a part of the signal ψ 2 is removed as an interference component. This is equivalent to removing the interference component in the uplink shown in FIG. 45B, and can be processed in the same way in terms of signal processing. In the uplink, when the signal ψ 1 is transmitted with a transmission beam formed in the antenna element group 205 of the terminal station device 206 and directed to the virtual antenna element 201, the virtual antenna element 201 is A part of the signal ψ 2 transmitted from the antenna element group 205 toward the virtual antenna element 202 leaks into the reception beam toward the antenna element group 205 of the terminal station device 206, and this leaked signal ψ 2 Is equivalent to removing a part of the signal as an interference component.
まずダウンリンクを例に取れば、アンテナ素子群205において仮想的なアンテナ素子201に向かう角度θ方向からの到来波に対し、式(48)〜式(52)などで示す受信ウエイトベクトルで信号の待ち受けを行う。ここでは仮想的なアンテナ素子201からの信号ψ1を待ち受けているが、ここに角度θ’の方角の仮想的なアンテナ素子202からの信号ψ2が漏れ込んでくる。このとき、式(40)のθにθ’を代入したものを係数βとすると、端末局装置206のアンテナ素子群205の各アンテナ素子には、式(49)の係数αを係数βに置き換えた係数で信号ψ2が受信される。しかし、端末局装置206のアンテナ素子群205が仮想的なアンテナ素子201に向けた指向性ビームで待ち受けているときに乗算する受信ウエイトベクトルの各要素は、係数αを係数βに代えていない式(49)の複素共役を取った式(50)で表される受信ウエイトである。そのため、受信ウエイトの乗算で式(49)と式(50)との乗算で本来は複素位相が0にキャンセルされない。アンテナ素子群205を構成する第mアンテナ素子において係数Exp{2πjfc(α−β)×(m−1)Δt}を掛け合わせて総和を取ったときには、それぞれの複素位相が異なる複素位相で合成されることになる。なお、m=1,2,…,Kであり、Kは端末局装置206に備えられるアンテナ素子群205を構成するアンテナ素子の数NMT−Antである。 First, taking the downlink as an example, for the incoming wave from the angle θ direction toward the virtual antenna element 201 in the antenna element group 205, the signal is expressed by the reception weight vector represented by the equations (48) to (52). Wait. Here, the signal ψ 1 from the virtual antenna element 201 is awaited, but here the signal ψ 2 from the virtual antenna element 202 in the direction of the angle θ ′ leaks. At this time, if the coefficient β is obtained by substituting θ ′ into θ in the equation (40), the coefficient α in the equation (49) is replaced with the coefficient β for each antenna element of the antenna element group 205 of the terminal station device 206. The signal ψ 2 is received with the given coefficient. However, each element of the reception weight vector to be multiplied when the antenna element group 205 of the terminal station device 206 is waiting with a directional beam directed to the virtual antenna element 201 is an expression in which the coefficient α is not replaced with the coefficient β. This is a reception weight represented by Expression (50) taking the complex conjugate of (49). For this reason, the complex phase is not originally canceled to 0 by multiplication of Expression (49) and Expression (50) by multiplication of the reception weight. When the sum is obtained by multiplying the coefficient Exp {2πjf c (α−β) × (m−1) Δt} in the m-th antenna element constituting the antenna element group 205, the respective complex phases are synthesized with different complex phases. Will be. Note that m = 1, 2,..., K, and K is the number of antenna elements N MT-Ant constituting the antenna element group 205 provided in the terminal station device 206.
ただし、ここでは異なる複素位相の合成と述べたが、実際には規則性のある合成であるため、第2の実施形態において説明した「見通しMIMO伝送の直交化のためのアンテナ配置条件」を満たす状況では、この総和を取った値が概ねゼロに収束する。ちなみに、仮想的なアンテナ素子201からの信号ψ1に対して式(50)又は式(51)で示した受信ウエイトを適用すると、アンテナ素子群205を構成する全てのアンテナ素子で受信する信号の複素位相は一定の値となる。これにより、同位相での信号の加算合成が可能になり、信号の振幅はNMT−Ant(アンテナ素子数)倍となり、大きな利得を得ることになる。 However, although it has been described here as a combination of different complex phases, since it is actually a regular combination, it satisfies the “antenna arrangement condition for orthogonalization of line-of-sight MIMO transmission” described in the second embodiment. In the situation, the summed value converges to approximately zero. Incidentally, when the reception weight represented by the equation (50) or the equation (51) is applied to the signal ψ 1 from the virtual antenna element 201, the signals received by all the antenna elements constituting the antenna element group 205 are represented. The complex phase has a constant value. As a result, signals can be added and synthesized in the same phase, the amplitude of the signal is N MT-Ant (the number of antenna elements), and a large gain is obtained.
この様な手順により、受信側において基地局装置204の第j仮想的アンテナ素子に指向性を向けた際に、基地局装置204の第i仮想的アンテナ素子からの信号がどの様に受信されるかを把握すれば良い。上述の例では仮想的なアンテナ素子201に向けた指向性ビームで待ち受けた状態で仮想的なアンテナ素子202から送信された信号ψ2がどの様に漏れ込むかを表す信号は、式(49)のαを(α−β)に置き換えて全てのmに対して総和を取ることで得られる。この総和は式(54)の左辺の様に等比級数の和として与えられるため、等比級数の和の公式により下記の式で表される。 By such a procedure, when directivity is directed to the jth virtual antenna element of the base station apparatus 204 on the receiving side, how the signal from the ith virtual antenna element of the base station apparatus 204 is received. You just have to figure out. In the above-described example, a signal indicating how the signal ψ 2 transmitted from the virtual antenna element 202 leaks in a state where it waits with a directional beam directed to the virtual antenna element 201 is expressed by Equation (49). Is replaced by (α−β) and the sum is obtained for all m. Since this sum is given as the sum of the geometric series as in the left side of the formula (54), it is expressed by the following formula by the formula of the sum of the geometric series.
ここで、fc(α−β)NMT−AntΔtが整数となる場合には、等比級数の和がゼロとなり残留干渉は存在しなくなるが、一般的には残留干渉は残ることになるため、その干渉成分の抑圧が必要となる。 Here, when f c (α−β) N MT-Ant Δt is an integer, the sum of the geometric series becomes zero and no residual interference exists, but in general, residual interference remains. Therefore, suppression of the interference component is necessary.
一方、仮想的なアンテナ素子201からアンテナ素子群205に向けた指向性ビームでψ1(t)を送信し、アンテナ素子群205から仮想的なアンテナ素子201に向けた指向性ビームで待ち受け、この状態で受信される信号^ψ1(t)には、アンテナ素子群205から第1仮想的アンテナ素子に向けて送信した信号ψ1(t)と第1仮想的アンテナ素子との間の関係を示す係数^h11を用いて、希望信号成分が^h11×ψ1(t)として含まれることになる。同様に、第j仮想的アンテナ素子から送信される信号ψj(t)と、第i仮想的アンテナ素子からアンテナ素子群205に向けた受信ビームで受信される信号^ψi(t)との間の関係を示す係数^hijを用いて、信号ψi(t)の成分が^hij×ψ1(t)だけ含まれると表現することができる。 On the other hand, ψ 1 (t) is transmitted with a directional beam directed from the virtual antenna element 201 to the antenna element group 205, and is waited with a directional beam directed from the antenna element group 205 to the virtual antenna element 201. The signal ^ ψ 1 (t) received in the state indicates the relationship between the signal ψ 1 (t) transmitted from the antenna element group 205 toward the first virtual antenna element and the first virtual antenna element. The desired signal component is included as ^ h 11 × ψ 1 (t) using the indicated coefficient ^ h 11 . Similarly, a signal ψ j (t) transmitted from the j-th virtual antenna element and a signal ^ ψ i (t) received by the reception beam from the i-th virtual antenna element toward the antenna element group 205. It can be expressed that the component of the signal ψ i (t) includes only ^ h ij × ψ 1 (t) using the coefficient ^ h ij indicating the relationship between the two.
ただし、ここで注意すべき点は、式(41)の周波数軸上のウエイトが周波数依存性を持たない場合には式(42)の時間軸ウエイトがn=0のみが非ゼロでその他が全てゼロとなるために上述の様な記述が可能となるが、式(41)のウエイトに周波数依存性が残る場合には、式(42)の時間軸ウエイトのn=1及びそれ以降の項も値を持ち、結果的にここまで単純な表現で表すことができない。そこで、この信号を周波数軸上の信号に変換して理解するならば、一般的には、係数^hijも信号ψ1(t)及び信号^ψi(t)も周波数成分に分解し、第kサブキャリアに関しては、係数^hij (k)、信号ψ1 (k)(t)及び信号^ψi (k)(t)を用いて、信号^ψi (k)(t)には信号ψ1 (k)(t)の成分が^hij (k)×ψ1 (k)(t)含まれるものとして扱う必要がある。 However, the point to be noted here is that when the weight on the frequency axis in Expression (41) has no frequency dependence, only the time axis weight in Expression (42) is n = 0 and all others are non-zero. Since it becomes zero, the above-described description can be made. However, when the frequency dependence remains in the weight of the equation (41), n = 1 of the time axis weight of the equation (42) and the subsequent terms are also included. It has a value and, as a result, cannot be expressed in such a simple expression. Therefore, if this signal is converted into a signal on the frequency axis and understood, generally, the coefficient ^ h ij, the signal ψ 1 (t) and the signal ψ ψ i (t) are decomposed into frequency components, With respect to the k-th subcarrier, the signal ^ ψ i (k) (t) is converted into the signal ^ ψ i (k) (t) using the coefficient ^ h ij (k) , the signal ψ 1 (k) (t), and the signal ψψ i (k) (t). Needs to be treated as if the component of the signal ψ 1 (k) (t) is included in ^ ij (k) × ψ 1 (k) (t).
ただし、逆に式(41)の周波数軸上のウエイトが周波数依存性を殆ど持たない場合には、式(42)の時間軸ウエイトのn=1及びそれ以降の項が高精度で0に近似可能になり、その場合にはこの後の処理に関しても時間軸での信号処理が可能になる。この様に、周波数軸での信号処理が必要であるか、ないしは時間軸での簡易な信号処理で対処可能であるかの判断は式(41)の周波数軸上のウエイトの周波数依存性次第であり、ターゲットとするシステムの各種パラメータによって決まるものである。したがって、システム設計的に全ての係数^hijの周波数依存性が無視可能で、それぞれの信号の分離は時間軸上の各サンプリング値間での信号処理で可能である場合には、図45に示した通信の状態は式(55)で表すことができる。ここで、Mは表記の都合上、空間多重数(仮想的伝送路数)を表す。 However, if the weight on the frequency axis of equation (41) has almost no frequency dependence, n = 1 of the time axis weight of equation (42) and the subsequent terms approximate to 0 with high accuracy. In this case, the signal processing on the time axis can be performed for the subsequent processing. As described above, whether the signal processing on the frequency axis is necessary or can be dealt with by simple signal processing on the time axis depends on the frequency dependence of the weight on the frequency axis in the equation (41). Yes, depending on various parameters of the target system. Therefore, when the frequency dependence of all coefficients ^ h ij can be ignored in terms of system design and each signal can be separated by signal processing between sampling values on the time axis, FIG. The communication state shown can be expressed by equation (55). Here, M represents the number of spatial multiplexing (the number of virtual transmission lines) for convenience of description.
これは従来の周波数軸のMIMOの信号処理と同一の形式であるため、例えばこのチャネル行列の逆行列やMMSEによる線形処理により、若干の干渉信号が漏れ込んで観測される信号ベクトル(^ψ1(t),^ψ2(t),・・・,^ψM(t))から、干渉成分をキャンセルした信号ベクトル(ψ1(t),ψ2(t),・・・,ψM(t))を求めることができる。この様にして、複数の仮想的伝送路の間の信号を信号分離することができる。 Since this is the same format as the conventional MIMO signal processing on the frequency axis, for example, a signal vector (^ ψ 1) that is observed with some interference signals leaked by an inverse matrix of this channel matrix or linear processing by MMSE. (t), ^ ψ 2 ( t), ···, ^ ψ M (t)) from the cancellation signal vector interference components (ψ 1 (t), ψ 2 (t), ···, ψ M (T)) can be obtained. In this manner, signals between a plurality of virtual transmission lines can be separated.
ここで重要なのはこの式の意図するところであり、式(55)における時刻tとは任意の時刻に適用可能であり、瞬時値としての任意の時刻でこの関係式を理解すれば、これは全てのサンプリング値に対してこの同一時刻のサンプリング値間でこの関係が成立することを意味する。つまり、サンプリングをしたらFFTなどを実施することなく、そのサンプリング値のままで信号分離が可能であることを意味する。 What is important here is the intention of this equation, and the time t in equation (55) can be applied to any time, and if this relational expression is understood at any time as an instantaneous value, This means that this relationship is established between the sampling values at the same time with respect to the sampling values. That is, if sampling is performed, it is possible to perform signal separation with the sampling value without performing FFT or the like.
このため、上述の説明では主としてOFDM変調方式を適用する場合を想定して説明を行ったが、送信信号の先頭にトレーニング信号を付与し、このトレーニング信号を利用した何らかの手法で式(55)に相当するチャネル行列を事前に取得できれば、それによりFFTを行うことなく時間軸で信号分離が可能であり、シングルキャリア伝送を行う場合においては、式(55)で信号分離した信号に対して直接、シングルキャリア伝送の信号処理を施すことが可能である。 For this reason, in the above description, the description has been made assuming that the OFDM modulation method is mainly applied. However, a training signal is added to the head of the transmission signal, and Equation (55) is obtained by some method using this training signal. If the corresponding channel matrix can be acquired in advance, it is possible to perform signal separation on the time axis without performing FFT, and in the case of performing single carrier transmission, directly to the signal separated by Equation (55), It is possible to perform signal processing for single carrier transmission.
一般に、ミリ波などの高周波数帯の場合では位相雑音が無視できず、広帯域のOFDM信号などを用いる場合にはFFT処理により位相雑音成分がOFDMのサブキャリア間の直交性を破り、全帯域の周波数成分に雑音及びサブキャリア間のクロストークとして分散され、位相雑音の補正を行うことが困難な状態となることが予想される。シングルキャリア伝送であれば、逐次、シンボルごとに信号検出された信号と受信信号の関係から位相雑音成分を推定及び補償することが可能であり、比較的大きな位相雑音に対応することが可能であったが、従来技術では複数系列のシングルキャリア伝送の信号が空間上のMIMOチャネルで合成されてしまった場合、一旦、周波数上の信号に変換してからでなければ信号分離ができず、このためFFTの実施は必要不可欠であった。しかし、FFTの実施により位相雑音が補償不可能な状態に変換されてしまうため、位相雑音補償のためにはFFTを実施せずに実現可能な信号分離技術が必要であった。 In general, in the case of a high frequency band such as millimeter wave, phase noise cannot be ignored. When a wideband OFDM signal is used, the phase noise component breaks the orthogonality between OFDM subcarriers by FFT processing, It is expected that the frequency component is dispersed as noise and crosstalk between subcarriers, making it difficult to correct phase noise. With single carrier transmission, it is possible to estimate and compensate for the phase noise component from the relationship between the signal detected for each symbol and the received signal, and it is possible to cope with relatively large phase noise. However, in the prior art, when multiple series of single-carrier transmission signals are combined in a spatial MIMO channel, the signals cannot be separated unless they are first converted to a frequency signal. The implementation of FFT was indispensable. However, since the phase noise is converted into a state that cannot be compensated by performing the FFT, a signal separation technique that can be realized without performing the FFT is necessary for the phase noise compensation.
なお、式(55)の時間軸上のMIMOチャネルに関しては、式(54)の様な理論的な解析演算により求める他に、例えば1OFDMシンボル相当の1周期分のトレーニング信号を用い、相関演算によりチャネル行列の各成分を直接求めることも可能である。複数のアンテナ素子で受信した受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算する際の信号処理では、元々の信号のSNRが低かったので、ある程度の回数の平均化などの工夫が必要であった。しかし、第1特異値に対応する仮想的伝送路の信号を抽出するための受信ウエイトベクトルを乗算して得られた信号は既に指向性利得によりSNRが改善されているため、そこから受信ウエイトベクトルを算出する作業を相関演算で行う際には、必ずしも複数回の平均化処理は必要ではなく、例えば1OFDMシンボル相当の1周期分のトレーニング信号を用いて1回の処理で取得しても問題ない。 For the MIMO channel on the time axis of Equation (55), in addition to the theoretical analysis calculation as shown in Equation (54), for example, using a training signal for one period equivalent to one OFDM symbol, It is also possible to directly obtain each component of the channel matrix. In the signal processing when multiplying the reception signal vector received by a plurality of antenna elements by the reception weight vector, the SNR of the original signal is low, and thus a device such as averaging to some extent is required. However, since the signal obtained by multiplying the reception weight vector for extracting the signal of the virtual transmission line corresponding to the first singular value has already been improved in SNR due to the directivity gain, the reception weight vector is obtained therefrom. When performing the operation of calculating the value by correlation calculation, it is not always necessary to perform a plurality of averaging processes. For example, there is no problem even if it is acquired by a single process using a training signal for one period corresponding to one OFDM symbol. .
また、この式ではNFFT個のサンプル点としたが、特にFFTを用いる必然性はないので、式(56)のNFFTはOFDMのFFTポイント数でなければならない必然性はなく、任意の値とすることも可能である。 In this equation, N FFT FFT sample points are used. However, since FFT is not necessarily used, N FFT in equation (56) does not necessarily have to be the number of OFDM FFT points, and is an arbitrary value. It is also possible.
ここでの近似の条件は、第1特異値に対応する仮想的伝送路は送受信双方の指向性制御により、概ね干渉成分は抑圧されているものと仮定しており、言い換えればMIMOチャネル行列の対角成分の絶対値が非対角成分の絶対値に比較して、相対的に十分大きい場合に高精度で近似が可能となる。 The approximation condition here is that the virtual transmission line corresponding to the first singular value is assumed that the interference component is largely suppressed by directivity control of both transmission and reception, in other words, the pair of MIMO channel matrices. When the absolute value of the corner component is relatively large compared to the absolute value of the off-diagonal component, approximation can be performed with high accuracy.
この様にして取得した係数^hijを用い、式(55)のチャネル行列に対してZF法やMMSE法などによる線形ウエイトを両辺に乗算するなどの演算を施すことで時間軸信号の信号分離が実現され、その結果の時間軸の信号に対して例えばシングルキャリアの信号処理などを施せば、位相雑音が問題となる様なケースでも、既存のシングルキャリアにおける位相雑音対策を用いて高精度に信号検出処理を実施することが可能となる。 Using the coefficient ^ h ij obtained in this way, the signal separation of the time axis signal is performed by performing an operation such as multiplying both sides by a linear weight by the ZF method or the MMSE method on the channel matrix of Equation (55). If, for example, single carrier signal processing is applied to the resulting time axis signal, phase noise is a problem, using existing single carrier phase noise countermeasures with high accuracy. Signal detection processing can be performed.
なお、以上の説明では式(41)の周波数軸上のウエイトの周波数依存性が殆ど無視可能な場合、即ち式(42)の時間軸ウエイトのn=1及びそれ以降の項が高精度で0に近似可能な場合を中心に説明を行ったが、この様な条件を満たさない場合には、素直にFFT処理を施し、周波数軸上で個別に信号分離のための処理を行うことになる。 In the above description, when the frequency dependence of the weight on the frequency axis in Expression (41) is almost negligible, that is, n = 1 of the time axis weight in Expression (42) and the subsequent terms are 0 with high accuracy. However, when such a condition is not satisfied, the FFT processing is straightforwardly performed, and signal separation processing is individually performed on the frequency axis.
(時間軸ビームフォーミングの処理フロー)
図46は、第5の実施形態の無線通信システムにおける時間軸ビームフォーミングの送受信ウエイト取得の処理を示すフローチャートである。図46(a)に示すフローチャートは、時間軸ビームフォーミングの第1段目の送受信ウエイトを取得する処理のフローチャートである。ここでは、例えば式(49)に示す様な各種パラメータから時間軸上での係数を求める方法ではなく、式(52)に示す様な相関係数を利用する場合について説明する。ただし、これらの値はそのウエイトの算出方法が異なるだけで、その算出方法を置き換えれば同様に解析的な手法も適用可能である。また、送受信ウエイトベクトルの取得は基地局装置側も端末局装置側も同様に必要であり、ここに記載の処理を双方向で実施することになる。以下では、ダウンリンクで行う処理について説明する。
(Time axis beam forming process flow)
FIG. 46 is a flowchart illustrating processing for acquiring transmission / reception weights for time-axis beamforming in the wireless communication system according to the fifth embodiment. The flowchart shown in FIG. 46A is a flowchart of processing for acquiring the transmission / reception weight of the first stage of time-axis beamforming. Here, a case will be described in which a correlation coefficient as shown in Expression (52) is used instead of a method for obtaining a coefficient on the time axis from various parameters as shown in Expression (49). However, these values differ only in their weight calculation methods, and analytical methods can be similarly applied by replacing the calculation methods. Also, the acquisition of the transmission / reception weight vector is necessary on the base station apparatus side and the terminal station apparatus side as well, and the processing described here is performed in both directions. Hereinafter, processing performed in the downlink will be described.
まず、基地局装置は、チャネル推定用のトレーニング信号を送信する(ステップS4601)。ここでのトレーニング信号はチャネル推定を行うための信号であり、チャネル推定後のデータ通信で用いる伝送方式に依存しないものであり、例えばガードインターバルのない連続のOFDM信号でも良いし、自己相関の少ない所定の周期性を持ったトレーニング信号でも良い。また当然ながら、データ通信で用いる伝送方式にて用いられるトレーニング信号をそのまま用いることも可能である。 First, the base station apparatus transmits a training signal for channel estimation (step S4601). The training signal here is a signal for channel estimation, and does not depend on the transmission method used in data communication after channel estimation. For example, a continuous OFDM signal without a guard interval may be used, and there is little autocorrelation. A training signal having a predetermined periodicity may be used. Of course, it is also possible to use the training signal used in the transmission method used in data communication as it is.
端末局装置は、基地局装置から送信されるトレーニング信号を各アンテナ素子で受信すると(ステップS4611)、それぞれの受信信号を個別に無線周波数からベースバンドへのダウンコンバート処理を施し、A/D変換の後にそのサンプリング値を記録する。このトレーニング信号を所定の周期(例えば100周期)取得し、各周期の信号を周期性に合わせて加算合成して平均化を行う(ステップS4612)。第jアンテナ素子の第nサンプルの平均化されたサンプリング値をSj(n)とすれば、第1アンテナ素子に対する第jアンテナ素子の相関係数cjを式(52)で求める(ステップS4613)。 When the terminal station apparatus receives the training signal transmitted from the base station apparatus by each antenna element (step S4611), the terminal station apparatus individually performs down-conversion processing from the radio frequency to the baseband, and performs A / D conversion. Record the sampling value after. This training signal is acquired at a predetermined period (for example, 100 periods), and the signals of each period are added and synthesized in accordance with the periodicity and averaged (step S4612). If the averaged sampling value of the n-th sample of the j-th antenna element is S j (n), the correlation coefficient c j of the j-th antenna element with respect to the first antenna element is obtained by Expression (52) (step S4613). ).
ステップS4613において得られた相関係数cjの複素共役を取る(ないしは、更にその値をその絶対値で除算する)ことで第jアンテナ素子の受信ウエイトを算出し、これらを組み合わせて受信ウエイトベクトルを求める(ステップS4614)。特に空間多重を行わない場合には、単純に指向性形成の時間軸上で受信ウエイトベクトルは、この様にして算出される。ただし、第1の実施形態において示した図16の様に複数系統の信号を空間多重する場合には、図16の第1の信号処理部304−1〜304−4それぞれに対する上述の受信ウエイトベクトルを算出する。 The reception weight of the j-th antenna element is calculated by taking the complex conjugate of the correlation coefficient c j obtained in step S4613 (or further dividing that value by the absolute value), and combining these to obtain the reception weight vector Is obtained (step S4614). In particular, when spatial multiplexing is not performed, the reception weight vector is simply calculated in this manner on the time axis for directivity formation. However, when a plurality of systems of signals are spatially multiplexed as in FIG. 16 shown in the first embodiment, the above-described reception weight vectors for the first signal processing units 304-1 to 304-4 in FIG. Is calculated.
インプリシット・フィードバックを行う際のキャリブレーション係数が、周波数依存性を持たない場合には、その周波数方向で共通のキャリブレーション係数を用い、時間軸上の受信ウエイトベクトルにキャリブレーション処理を実施し、送信ウエイトベクトルを取得する(ステップS4615)。取得した送受信ウエイトベクトルを記録管理し(ステップS4616)、その後の信号送受信にその送受信ウエイトベクトルを用いる。なお、何らかの手法でSNRの高い状態でトレーニング信号を受信できる場合には、平均化処理は省略することも可能である。また、キャリブレーション係数に周波数依存性がある場合でもその周波数ごとの偏差が比較的小さい場合には、全サブキャリアでのキャリブレーション係数の平均値を全サブキャリアに共通のキャリブレーション係数とみなして処理を行っても良い。この様にして、各第1特異値に対応する仮想的伝送路を抽出するための第1段目の受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトルを求めることができる。 If the calibration coefficient when performing implicit feedback does not have frequency dependence, use a common calibration coefficient in the frequency direction, perform calibration processing on the received weight vector on the time axis, A transmission weight vector is acquired (step S4615). The acquired transmission / reception weight vector is recorded and managed (step S4616), and the transmission / reception weight vector is used for subsequent signal transmission / reception. If the training signal can be received with a high SNR by any method, the averaging process can be omitted. Even if the calibration coefficient is frequency-dependent, if the deviation for each frequency is relatively small, the average value of the calibration coefficients for all subcarriers is regarded as the calibration coefficient common to all subcarriers. Processing may be performed. In this manner, the first-stage reception weight vector and transmission weight vector for extracting the virtual transmission line corresponding to each first singular value can be obtained.
図46(b)は、上述の様にして指向性利得を高めて受信した各仮想的伝送路の信号に対し、残留干渉除去のための2段目の(送)受信ウエイト行列を取得するための処理を示すフローチャートである。まず、基地局装置は図46(a)に示した処理で求めた送信ウエイトベクトルを用いてトレーニング信号を送信する(ステップS4621)。ここでのトレーニング信号は、チャネル推定を行うための信号であり、チャネル推定後のデータ通信で用いる伝送方式に依存しないものであっても良い。 FIG. 46B is a diagram for obtaining a second-stage (transmission) reception weight matrix for removing residual interference with respect to a signal of each virtual transmission path received with increased directivity gain as described above. It is a flowchart which shows the process of. First, the base station apparatus transmits a training signal using the transmission weight vector obtained by the process shown in FIG. 46A (step S4621). The training signal here is a signal for performing channel estimation and may not depend on a transmission method used in data communication after channel estimation.
端末局装置は、基地局装置から送信されるトレーニング信号を各アンテナ素子で受信すると(ステップS4631)、それぞれの受信信号を個別に無線周波数からベースバンドへのダウンコンバート処理を施し、A/D変換によりサンプリング値を取得する。これらの各アンテナ素子での受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算する(ステップS4632)。この様にして取得した受信ウエイトベクトルごと(すなわち、第1特異値に対応する仮想的伝送路ごと)のトレーニング信号の相互相関を式(56)で取得し(ステップS4633)、チャネル行列を取得する(ステップS4634)。端末局装置は、取得したチャネル行列に基づいて受信ウエイト行列を算出し(ステップS4635)、算出した受信ウエイト行列を第2段目の時間軸ウエイト行列として記録管理する(ステップS4636)。 When the terminal station apparatus receives the training signal transmitted from the base station apparatus by each antenna element (step S4631), the terminal station apparatus individually performs down-conversion processing from the radio frequency to the baseband, and performs A / D conversion. The sampling value is acquired by The reception signal vector at each antenna element is multiplied by the reception weight vector (step S4632). The cross-correlation of the training signal for each received weight vector (that is, for each virtual transmission path corresponding to the first singular value) acquired in this way is acquired by Expression (56) (step S4633), and a channel matrix is acquired. (Step S4634). The terminal station apparatus calculates a reception weight matrix based on the acquired channel matrix (step S4635), and records and manages the calculated reception weight matrix as a second-stage time axis weight matrix (step S4636).
なお、基地局装置、端末局装置の両方が固定的に設置される無線エントランスなどの場合には、これらの1段目及び2段目のウエイトは時間的に殆ど変動しないので、サービス運用開始前に事前に取得しておけば、これを引き続き利用することもできる。一方、例えば列車ムービングセルなどにおいては、チャネルが高速で時変動することになるが、第1段目の受信ウエイトベクトルに関しては事前に取得してデータベース化することで、通信の都度、第1段目の送受信ウエイトベクトルを算出する必要はない。ただし、第2段目の受信ウエイト行列(ベクトル)に関しては、1段目の受信ウエイトベクトルの不完全性に依存して異なる状態で残留する干渉信号を除去するためのもので、一般的にはこれらは逐次更新する必要がある。この場合、ステップS4631からステップS4636の処理は、無線パケットの信号の受信の都度、実施することにしても良い。 In the case of a wireless entrance where both the base station device and the terminal station device are fixedly installed, the weights of the first stage and the second stage hardly change with time. If you obtain it in advance, you can continue to use it. On the other hand, for example, in a train moving cell, the channel is time-varying at high speed. However, the first-stage received weight vector is acquired in advance and stored in a database, so that the first-stage There is no need to calculate the eye transmit / receive weight vector. However, the second-stage received weight matrix (vector) is for removing interference signals remaining in different states depending on the incompleteness of the first-stage received weight vector. These need to be updated sequentially. In this case, the processing from step S4631 to step S4636 may be performed every time a wireless packet signal is received.
また、アクセス系に第1特異値に対応する複数の仮想的伝送路を利用する場合には、第2段目の受信ウエイト行列(ベクトル)だけではなく第1段目の送受信ウエイトベクトルも逐次更新する必要がある。後述する第8の実施形態において説明する図65に示すフレーム構成では、そのための送受信ウエイトベクトルを取得するためのトレーニング信号を収容するためのスロットとして、後述する第8の実施形態に示す例では、フレームの先頭のスロットと、フレームの末尾から四つのスロットを用いる。しかし、第2段目の受信ウエイト行列を算出するためのトレーニング信号は、前述のスロットに配置することも可能だが、これらのスロットとは別の途中のスロットの中の細分化されたサブスロットの先頭(すなわち無線パケットの先頭)に配置して、これを基に第2の受信ウエイト行列を算出する様にすることも可能である。 In addition, when a plurality of virtual transmission lines corresponding to the first singular value are used in the access system, not only the second-stage reception weight matrix (vector) but also the first-stage transmission / reception weight vector is updated sequentially. There is a need to. In the frame configuration shown in FIG. 65 described in the eighth embodiment described later, in the example shown in the eighth embodiment described later as a slot for accommodating a training signal for acquiring a transmission / reception weight vector therefor, The first slot of the frame and four slots from the end of the frame are used. However, the training signal for calculating the second-stage reception weight matrix can be arranged in the above-mentioned slots, but the sub-slots of subdivided sub-slots in the middle of the slots other than these slots. It is also possible to arrange at the head (that is, the head of the radio packet) and calculate the second reception weight matrix based on this.
(時間軸ビームフォーミングの回路構成)
図47は、第5の実施形態における基地局装置が備える第1の送信信号処理部381−jの構成例を示す図である。なお、jは、基地局装置が備える複数の第1の送信信号処理部381の中の通し番号を示す。同図に示す様に、第1の送信信号処理部381−jは、IFFT&GI付与回路813−jと、第1の送信信号処理回路311−jと、D/A変換器814−1〜814−N’BS−Antと、ローカル発振器815と、ミキサ816−1〜816−N’BS−Antと、フィルタ817−1〜817−N’BS−Antと、ハイパワーアンプ(HPA)818−1〜818−N’BS−Antと、アンテナ素子819−1〜819−N’BS−Antと、第1の送信ウエイト処理部330とを備える。第1の送信ウエイト処理部330は、第1のチャネル情報取得回路332と、第1のチャネル情報記憶回路333と、第1の送信ウエイト算出回路334とを備える。第5の実施形態における基地局装置の構成は、第1の実施形態における基地局装置70(図17)と同様の構成を有するが、第1の送信信号処理部181に代えて図47に示した第1の送信信号処理部381を備える点で異なる。
(Time-axis beamforming circuit configuration)
FIG. 47 is a diagram illustrating a configuration example of the first transmission signal processing unit 381-j provided in the base station apparatus in the fifth embodiment. Note that j indicates a serial number in the plurality of first transmission signal processing units 381 provided in the base station apparatus. As shown in the figure, the first transmission signal processing unit 381-j includes an IFFT & GI adding circuit 813-j, a first transmission signal processing circuit 311-j, and D / A converters 84-1 to 814-. N ′ BS-Ant , local oscillator 815, mixers 816-1 to 816-N ′ BS-Ant , filters 817-1 to 817-N ′ BS-Ant , and high power amplifier (HPA) 818-1 818-N ′ BS-Ant , antenna elements 819-1 to 819 -N ′ BS-Ant, and a first transmission weight processing unit 330. The first transmission weight processing unit 330 includes a first channel information acquisition circuit 332, a first channel information storage circuit 333, and a first transmission weight calculation circuit 334. The configuration of the base station apparatus in the fifth embodiment is the same as that of the base station apparatus 70 (FIG. 17) in the first embodiment, but is shown in FIG. 47 instead of the first transmission signal processing unit 181. The first transmission signal processing unit 381 is different.
第5の実施形態における第1の送信信号処理部381−jは、第1の実施形態において図18に示した第1の送信信号処理部181−jに対し、時間軸ビームフォーミングを適用する場合の回路構成である。第1の送信信号処理部381−jと、図18に示した第1の送信信号処理部181−jとの差分は、多数のIFFT&GI付与回路813を一つに集約している点、第1の送信信号処理回路111−j及び第1の送信ウエイト処理部130に代えて第1の送信信号処理回路311及び第1の送信ウエイト処理部330を備える点、更にIFFT&GI付与回路813が第1の送信信号処理回路311の前段に配置された点である。 When the first transmission signal processing unit 381-j according to the fifth embodiment applies time-axis beamforming to the first transmission signal processing unit 181-j illustrated in FIG. 18 in the first embodiment. This is the circuit configuration. The difference between the first transmission signal processing unit 381-j and the first transmission signal processing unit 181-j shown in FIG. 18 is that a large number of IFFT & GI adding circuits 813 are integrated into one. The transmission signal processing circuit 111-j and the first transmission weight processing unit 130 are replaced with a first transmission signal processing circuit 311 and a first transmission weight processing unit 330, and the IFFT & GI giving circuit 813 is a first This is the point arranged in the previous stage of the transmission signal processing circuit 311.
また、図18に示した第1の送信信号処理部181−jでは周波数軸上での送信ウエイトベクトルの乗算が必須であったがためにOFDMにしろSC−FDEにしろ、周波数軸上での送信信号処理としてIFFT処理がいずれかの配置において必須であった。これに対して、第5の実施形態における第1の送信信号処理部381−jは、時間軸上においてサンプリングデータ単位での指向性ビーム形成の信号処理が可能であるため、IFFT&GI付与回路813をも省略し、純粋なシングルキャリアの信号処理とすることも可能である。この意味で、図47に示したIFFT&GI付与回路813は点線の四角で表現している。 In addition, in the first transmission signal processing unit 181-j shown in FIG. 18, multiplication of the transmission weight vector on the frequency axis is indispensable. Therefore, whether it is OFDM or SC-FDE, IFFT processing is essential in any arrangement as transmission signal processing. On the other hand, since the first transmission signal processing unit 381-j in the fifth embodiment can perform directional beam forming signal processing in units of sampling data on the time axis, the IFFT & GI adding circuit 813 is provided. Can also be omitted, and pure single carrier signal processing can also be used. In this sense, the IFFT & GI giving circuit 813 shown in FIG. 47 is expressed by a dotted square.
第5の実施形態の基地局装置に備えられる第1の送信信号処理部381−jの動作について説明する。第2の送信信号処理部71よりデジタルベースバンド信号が第1の送信信号処理部381−jに入力されると、これが周波数軸上の信号である場合にはIFFT&GI付与回路813−jにて周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換される。純粋なシングルキャリアの信号の様に時間軸でのサンプリングデータが入力されるシステムの場合には、IFFT&GI付与回路813−jを介すことなく(IFFT&GI付与回路813−jは省略する構成)、デジタルベースバンド信号は第1の送信信号処理回路311−jに入力される。第1の送信信号処理回路311−jは、1系統の信号系列に時間軸上の送信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに乗算し、この結果の送信信号ベクトルの各成分をアンテナ素子系統ごとのD/A変換器814−1〜814−N’BS−Antに出力する。これ以降の処理は図18に示した第1の送信信号処理部181−jにおいて行われる処理と同等である。 An operation of the first transmission signal processing unit 381-j provided in the base station apparatus of the fifth embodiment will be described. When the digital baseband signal is input from the second transmission signal processing unit 71 to the first transmission signal processing unit 381-j, if this is a signal on the frequency axis, the IFFT & GI adding circuit 813-j The signal on the axis is converted into a signal on the time axis. In the case of a system in which sampling data on the time axis is input like a pure single carrier signal, the digital signal is not passed through the IFFT & GI adding circuit 813-j (the IFFT & GI adding circuit 813-j is omitted). The baseband signal is input to the first transmission signal processing circuit 311-j. The first transmission signal processing circuit 311-j multiplies the signal series of one system by the transmission weight vector on the time axis for each sampling value, and each component of the resultant transmission signal vector is D / D for each antenna element system. Output to A converters 814-1 to 814 -N ′ BS-Ant . The subsequent processing is equivalent to the processing performed in the first transmission signal processing unit 181-j shown in FIG.
なお、第1の送信信号処理回路311−jにおいて信号系列に乗算される送信ウエイトベクトルは、図18に示した第1の送信信号処理部181−jと同様に信号送信処理時に、第1の送信ウエイト処理部330に備えられている第1の送信ウエイト算出回路334から取得される。第1の送信ウエイト処理部330では、第1のチャネル情報取得回路332が、受信部にて取得されたチャネル情報を通信制御回路120を経由して取得し、第1のチャネル情報記憶回路333に記憶させて逐次更新する。送信時には通信制御回路120からの指示に従い、第1の送信ウエイト算出回路334は、宛先とする端末局装置に対応したチャネル情報を第1のチャネル情報記憶回路333から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを算出する。ここでの送信ウエイトベクトルの算出方法は上述の様な任意の方法を用いることができる。 Note that the transmission weight vector multiplied by the signal sequence in the first transmission signal processing circuit 311-j is the same as that in the first transmission signal processing unit 181-j shown in FIG. Obtained from the first transmission weight calculation circuit 334 provided in the transmission weight processing unit 330. In the first transmission weight processing unit 330, the first channel information acquisition circuit 332 acquires the channel information acquired by the reception unit via the communication control circuit 120, and stores it in the first channel information storage circuit 333. Store and update sequentially. At the time of transmission, in accordance with an instruction from the communication control circuit 120, the first transmission weight calculation circuit 334 reads channel information corresponding to the destination terminal station device from the first channel information storage circuit 333, and based on the read channel information. The transmission weight vector is calculated. As a method for calculating the transmission weight vector here, an arbitrary method as described above can be used.
なお、図17に示した通信制御回路120と図47に示す通信制御回路120では、厳密には通信制御回路120を介して転送するチャネル情報などの詳細が若干異なる。例えば、図17では一般の通信方式を対象としているため、サブキャリアごとに異なるチャネル情報を転送する必要があるが、図47の場合には時間軸上の単一のチャネル情報(すなわち、周波数依存性がなく、全サブキャリアで共通のチャネル情報)のみを転送すればよい。しかし、この様な具体的な情報の差分を除けばその他の機能は等価であるため、ここでは同一の符号を用いて説明することとする。 Note that the communication control circuit 120 shown in FIG. 17 and the communication control circuit 120 shown in FIG. 47 are slightly different in details such as channel information transferred through the communication control circuit 120. For example, since FIG. 17 is intended for a general communication method, it is necessary to transfer different channel information for each subcarrier, but in the case of FIG. Only the channel information common to all subcarriers is transferred. However, since the other functions are equivalent except for such a specific difference in information, description will be made using the same reference numerals.
更に図18に示した第1の送信信号処理部181−jでは各周波数成分の個別の送信ウエイトベクトルを求めるのに対し、第5の実施形態における第1の送信信号処理部381−jでは単一の時間軸成分での送信ウエイトベクトルのみを求める点が図18の第1の送信信号処理部181−jとの差分である。また、通信相手の無線局装置が固定設置されている場合には送信ウエイトベクトル自体を事前に算出して記録しておき、これを単に読み出すことで第1の送信信号処理回路311に対して送信ウエイトベクトルを通知する構成であっても良いし、更にはPoint−to−Point型の1対1通信であれば、第1の送信信号処理回路311内に直接送信ウエイトベクトルを記憶していても良い。 Further, in the first transmission signal processing unit 181-j shown in FIG. 18, individual transmission weight vectors for each frequency component are obtained, whereas in the first transmission signal processing unit 381-j in the fifth embodiment, a single transmission weight vector is obtained. The difference from the first transmission signal processing unit 181-j in FIG. 18 is that only the transmission weight vector for one time axis component is obtained. In addition, when the communication partner radio station apparatus is fixedly installed, the transmission weight vector itself is calculated and recorded in advance, and is simply read out to be transmitted to the first transmission signal processing circuit 311. The configuration may be such that the weight vector is notified, or if the point-to-point type one-to-one communication is used, the first transmission signal processing circuit 311 may store the transmission weight vector directly. good.
図48は、第5の実施形態における基地局装置の第1の受信信号処理部385−jの構成例を示すブロック図である。同図に示す様に、第1の受信信号処理部385−jは、アンテナ素子851−1〜851−N’BS−Antと、ローノイズアンプ(LNA)852−1〜852−N’BS−Antと、ローカル発振器853と、ミキサ854−1〜854−N’BS−Antと、フィルタ855−1〜855−N’BS−Antと、A/D変換器856−1〜856−N’BS−Antと、第1の受信信号処理回路358−jと、FFT回路857−jと、第1の受信ウエイト処理部360とを備える。第1の受信ウエイト処理部360は、第1のチャネル情報推定回路362と、第1の受信ウエイト算出回路363とを備える。 FIG. 48 is a block diagram illustrating a configuration example of the first reception signal processing unit 385-j of the base station apparatus according to the fifth embodiment. As shown in the figure, the first received signal processing unit 385-j includes antenna elements 851-1 to 851-N ′ BS-Ant and low noise amplifiers (LNA) 852-1 to 852-N ′ BS-Ant. A local oscillator 853, a mixer 854-1 to 854-N ′ BS-Ant , a filter 855-1 to 855-N ′ BS-Ant, and an A / D converter 856-1 to 856-N ′ BS−. Ant , a first reception signal processing circuit 358-j, an FFT circuit 857-j, and a first reception weight processing unit 360 are provided. The first reception weight processing unit 360 includes a first channel information estimation circuit 362 and a first reception weight calculation circuit 363.
第5の実施形態における第1の受信信号処理部385−jは、第1の実施形態において図19に示した第1の受信信号処理部185−jに対し、時間軸ビームフォーミングを適用する場合の回路構成である。図19に示した第1の受信信号処理部185−jとの差分は、多数のFFT回路857を一つに集約している点、受信信号処理回路858及び第1の受信ウエイト処理部160に代えて第1の受信信号処理回路358及び第1の受信ウエイト処理部360を備える点、更にFFT回路857が第1の受信信号処理回路358の後段に配置された点である。 When the first received signal processing unit 385-j in the fifth embodiment applies time-axis beamforming to the first received signal processing unit 185-j shown in FIG. 19 in the first embodiment. This is the circuit configuration. The difference from the first reception signal processing unit 185-j shown in FIG. 19 is that a large number of FFT circuits 857 are integrated into one, the reception signal processing circuit 858 and the first reception weight processing unit 160 are different. Instead, a first reception signal processing circuit 358 and a first reception weight processing unit 360 are provided, and an FFT circuit 857 is further provided at a subsequent stage of the first reception signal processing circuit 358.
また、図19に示した第1の受信信号処理部185−jでは周波数軸上での受信ウエイトベクトルの乗算が必須であったがためにOFDMにしろSC−FDEにしろ、周波数軸上での受信信号処理としてFFT処理がいずれかの配置において必須であった。これに対して、第5の実施形態における第1の受信信号処理部385−jは、時間軸上においてサンプリングデータ単位での指向性ビーム形成の信号処理が可能であるため、第1の受信信号処理部385−jからFFT回路857−jを省略し、純粋なシングルキャリアの信号処理を行うものとすることも可能である。更に言えば、図46(b)で示した様に、2段階のウエイト乗算の後段のウエイトにおいても時間軸の受信ウエイト行列を用いる場合にも、ここでのFFT回路857−jを省略し、更に時間軸上の信号処理を継続する構成とすることも可能である。この意味で、図48に示したFFT回路857−jは点線の四角で表現している。 Further, in the first reception signal processing unit 185-j shown in FIG. 19, since multiplication of the reception weight vector on the frequency axis is indispensable, whether it is OFDM or SC-FDE, In any arrangement, FFT processing is essential as received signal processing. On the other hand, since the first received signal processing unit 385-j in the fifth embodiment can perform directional beam forming signal processing in units of sampling data on the time axis, the first received signal It is also possible to omit the FFT circuit 857-j from the processing unit 385-j and perform pure single carrier signal processing. Further, as shown in FIG. 46 (b), the FFT circuit 857-j here is omitted even when the reception weight matrix of the time axis is used in the weight after the two-stage weight multiplication. Furthermore, it is possible to adopt a configuration in which signal processing on the time axis is continued. In this sense, the FFT circuit 857-j shown in FIG. 48 is represented by a dotted square.
第5の実施形態の基地局装置に備えられる第1の受信信号処理部385−jの動作を説明する。アンテナ素子851−1〜851−N’BS−Antで受信された信号に対する処理のうち、ローノイズアンプ852−1〜852−N’BS−AntからA/D変換器856−1〜856−N’BS−Antまでにおいて行われる処理は、第1の実施形態の第1の受信信号処理部185−jにおける処理と同様の処理である。この処理により、受信された信号は、デジタルベースバンド信号(サンプリングデータ)に変換される。A/D変換器856−1〜856−N’BS−Antは、各サンプリングにおけるデジタルベースバンド信号で構成される受信信号ベクトルを第1の受信信号処理回路358−jに入力する。通信制御回路120からの指示に従い、第1の受信信号処理回路358−jは、第1の受信ウエイト処理部360より入力される時間軸上の受信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに受信信号ベクトルに乗算し、1系統の信号系列に変換する。 The operation of the first received signal processing unit 385-j provided in the base station apparatus of the fifth embodiment will be described. Among the processes for the signals received by the antenna elements 851-1 to 851-N ′ BS-Ant , the low noise amplifiers 852-1 to 852-N ′ from the BS-Ant to the A / D converters 856-1 to 856-N ′ The processing performed up to BS-Ant is the same as the processing in the first reception signal processing unit 185-j of the first embodiment. By this processing, the received signal is converted into a digital baseband signal (sampling data). The A / D converters 856-1 to 856 -N ′ BS-Ant input a received signal vector composed of digital baseband signals in each sampling to the first received signal processing circuit 358-j. In accordance with an instruction from the communication control circuit 120, the first reception signal processing circuit 358-j multiplies the reception signal vector on the time axis input from the first reception weight processing unit 360 by the sampling value by the reception signal vector. And converted into a single signal sequence.
OFDMやSC−FDEの様に、これ以降において周波数軸上の信号処理が必要である場合及びこの後段で周波数軸上の受信ウエイト行列を用いた処理を行う場合には、第1の受信信号処理回路358−jは、変換により得られた1系統の信号系列をFFT回路857−jへ出力し、FFT回路857−jにて時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する。純粋なシングルキャリアの信号の様に時間軸上で全ての信号処理を行うシステムの場合、ないしはこの後段で引き続き時間軸の受信ウエイト行列を乗算する場合には、FFT回路857−jを介すことなく(FFT回路857−jは省略する構成)、この信号を出力する。FFT回路857−jは、第1の受信信号処理回路358−jから入力される信号を、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで、FFTにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号(サブキャリアごとのデジタルベースバンド信号)に変換する。FFT回路857−jは、サブキャリアごとのデジタルベースバンド信号を第2の受信信号処理部75へ出力する。なお、上述の様に第1の受信信号処理部385−jがFFT回路857−jを備えない場合、第1の受信信号処理回路358−jは、時間軸上の受信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに受信信号ベクトルに乗算して得られる1系統分の信号を、第2の受信信号処理部75へ出力する。 When signal processing on the frequency axis is necessary after this, as in OFDM or SC-FDE, and when processing using a reception weight matrix on the frequency axis is performed later, the first received signal processing The circuit 358-j outputs one signal series obtained by the conversion to the FFT circuit 857-j, and the FFT circuit 857-j converts the signal on the time axis into a signal on the frequency axis. In the case of a system that performs all signal processing on the time axis like a pure single carrier signal, or when continuously multiplying the reception weight matrix on the time axis in the subsequent stage, it is necessary to pass through the FFT circuit 857-j. (The FFT circuit 857-j is omitted) and this signal is output. The FFT circuit 857-j outputs the signal input from the first reception signal processing circuit 358-j at a predetermined symbol timing determined by the timing detection circuit, which is not shown here, by FFT on the time axis. The signal is converted into a signal on the frequency axis (digital baseband signal for each subcarrier). The FFT circuit 857-j outputs the digital baseband signal for each subcarrier to the second received signal processing unit 75. As described above, when the first reception signal processing unit 385-j does not include the FFT circuit 857-j, the first reception signal processing circuit 358-j converts the reception weight vector on the time axis for each sampling value. A signal for one system obtained by multiplying the received signal vector with the received signal vector is output to the second received signal processing unit 75.
なお、各A/D変換器856−1〜856−N’BS−Antにて取得する各サンプリングされた受信信号ベクトルがチャネル推定用のトレーニング信号に基づくものである場合には、この受信信号ベクトルは第1のチャネル情報推定回路362に入力される。第1のチャネル情報推定回路362は、上述の様な何らかの手法で各端末局装置のアンテナ素子819−1〜819−NMT−Antと、基地局装置70のアンテナ素子851−1〜851−N’BS−Antにより構成される仮想的なアンテナ素子との間のチャネル情報を時間軸上で推定(例えば式(52)に示した相関演算に相当)し、その推定結果を第1の受信ウエイト算出回路363に出力する。第1の受信ウエイト算出回路363は、入力された時間軸上のチャネル情報を基に、その複素共役ないしは各成分ごとにその絶対値で除算した複素共役値で与えられる乗算すべき時間軸上の受信ウエイトベクトルを算出する。第1の実施形態において図19に示した第1の受信信号処理部185が各周波数成分の個別の受信ウエイトベクトルを求めるのに対し、第5の実施形態における基地局装置の第1の受信信号処理部385は、単一の時間軸成分の受信ウエイトベクトルのみを求める点が第1の受信信号処理部185との差分である。第1の受信ウエイト算出回路363は、この様にして算出した受信ウエイトベクトルを第1の受信信号処理回路358−jに出力する。なお、第1の受信ウエイト算出回路363による受信ウエイトベクトルの算出は、図46(a)において説明した処理に相当する。 In addition, when each sampled received signal vector acquired by each A / D converter 856-1 to 856-N ′ BS-Ant is based on a training signal for channel estimation, this received signal vector Is input to the first channel information estimation circuit 362. The first channel information estimation circuit 362 uses the antenna elements 819-1 to 819 -N MT-Ant of each terminal station device and the antenna elements 851-1 to 851 -N of the base station device 70 by some method as described above. 'Channel information with the virtual antenna element constituted by BS-Ant is estimated on the time axis (for example, equivalent to the correlation calculation shown in Equation (52)), and the estimation result is used as the first reception weight. The result is output to the calculation circuit 363. Based on the input channel information on the time axis, the first reception weight calculation circuit 363 is on the time axis to be multiplied given by the complex conjugate or the complex conjugate value divided by the absolute value for each component. A reception weight vector is calculated. In the first embodiment, the first received signal processing unit 185 shown in FIG. 19 obtains an individual received weight vector of each frequency component, whereas the first received signal of the base station apparatus in the fifth embodiment. The difference between the processing unit 385 and the first reception signal processing unit 185 is that only the reception weight vector of a single time axis component is obtained. The first reception weight calculation circuit 363 outputs the reception weight vector calculated in this way to the first reception signal processing circuit 358-j. The calculation of the reception weight vector by the first reception weight calculation circuit 363 corresponds to the processing described in FIG.
また、送信元局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路120が管理する。ここで、通信相手の端末局装置が固定設置されている場合には受信ウエイトベクトル自体を事前に算出して記録しておき、これを単に読み出すことで第1の受信信号処理回路358−jに対して受信ウエイトベクトルを通知する構成であっても良いし、更にはPoint−to−Point型の1対1通信であれば、第1の受信信号処理回路358内に直接受信ウエイトベクトルを記憶していても良い。 Further, the communication control circuit 120 manages control related to overall communication such as management of a transmission source station and overall timing control. Here, when the terminal station apparatus of the communication partner is fixedly installed, the reception weight vector itself is calculated and recorded in advance, and is simply read out to the first reception signal processing circuit 358-j. Alternatively, the reception weight vector may be notified, or the point-to-point type one-to-one communication may store the reception weight vector directly in the first reception signal processing circuit 358. May be.
なお、上述の説明は第1特異値に対応した仮想的伝送路のみを対象とした信号処理であるが、主として見通し波を意識した第1特異値に対応した仮想的伝送路を有効活用しながらも、例えば大型構造物などの比較的きれいな反射波成分なども補助的に活用する場合には、複数アンテナ素子間の同一時刻のサンプリング値間の係数を乗算した加算合成以外にも、数サンプルの遅延成分も含めた構成としても構わない。例えば基準アンテナを第1アンテナとし、1サンプリング・クロック分の遅延波が第jアンテナに漏れ込む係数を求める場合には、式(52)を拡張した下記の式(57)を用いれば良い。 Although the above description is signal processing only for the virtual transmission line corresponding to the first singular value, the virtual transmission line corresponding to the first singular value mainly conscious of the line-of-sight wave is effectively used. However, when a relatively clean reflected wave component such as a large structure is also used as an auxiliary, for example, several samples other than addition synthesis by multiplying coefficients between sampling values at the same time between multiple antenna elements. A configuration including a delay component may be used. For example, when the reference antenna is the first antenna and a coefficient for leaking a delayed wave of one sampling clock into the j-th antenna is obtained, the following equation (57) obtained by expanding equation (52) may be used.
ここでは式(52)と同様に、Sj(n)は第jアンテナ素子の第n番目のサンプリング値を表す。ここでは1本のアンテナ素子対1本のアンテナ素子の信号に関する信号処理になっているので、回線利得的には1シンボルにおける値をそのまま使うのではなく、多数回の平均値を用いることでSNR値を高めることが望ましい。この係数を基に、式(50)又は式(51)と同様にして受信ウエイトの値を求めれば良い。この様にして求めた受信ウエイトに対し、例えば受信信号処理としては以下の式(58)で1系統の時間軸の信号系列を算出すれば良い。 Here, as in the equation (52), S j (n) represents the n-th sampling value of the j-th antenna element. Here, since the signal processing is performed on the signal of one antenna element pair to one antenna element, the value of one symbol is not used as it is for the line gain, but the SNR is obtained by using the average value of many times. It is desirable to increase the value. Based on this coefficient, the value of the reception weight may be obtained in the same manner as in equation (50) or equation (51). For the reception weight obtained in this way, for example, as a reception signal process, a signal sequence on one time axis may be calculated by the following equation (58).
ここで〜w’jは、係数c’jに対して式(50)又は式(51)を用いて算出した受信ウエイトである。この様にして、1サンプリング・クロック分の遅延波を考慮した処理を行うことも可能である。同様に、2サンプリング・クロック分の遅延波を考慮する場合には以下の式(59)を適用すれば良い。 Here, ˜w ′ j is a reception weight calculated using the formula (50) or the formula (51) with respect to the coefficient c ′ j . In this way, it is possible to perform processing in consideration of a delayed wave for one sampling clock. Similarly, when considering a delayed wave of two sampling clocks, the following equation (59) may be applied.
ここで〜w’’jは、係数c’’jに対して式(50)又は式(51)を用いて算出した受信ウエイトである。同様の拡張を行えば、更なる遅延波成分を考慮することも可能になるが、式(58)及び式(60)の両者とも、式(53)に示した同一時刻のそれぞれのアンテナ素子のサンプリング値の信号に受信ウエイト〜wjを乗算した信号を加算合成する成分を含んでいる点は共通の特徴であり、本実施形態の本質はここにある。 Here, ˜w ″ j is a reception weight calculated using the equation (50) or the equation (51) with respect to the coefficient c ″ j . If the same extension is performed, it is possible to consider further delayed wave components. However, both Equation (58) and Equation (60) are the same for each antenna element at the same time shown in Equation (53). It is a common feature that it includes a component that adds and synthesizes a signal obtained by multiplying the sampling value signal by the reception weight to w j , and the essence of this embodiment is here.
なお、本実施形態では、多数のアンテナ素子の送受信信号の合成において、周波数依存性のある送受信ウエイトを用い、周波数軸上で個別のサブキャリアごとに異なる送受信ウエイトを乗算する従来の指向性制御の代わりに、全サブキャリアで共通の送受信ウエイトを用いることで、サンプリング値ごとに時間軸上での指向性制御を可能としており、これは基地局装置及び端末局装置の双方で同様に用いることも可能であるし、ないしは基地局装置のみ又は端末局装置のみに実装することも可能である。上述の説明は基地局装置に関する説明であったが、以下に端末局装置に関する説明を行う。ここで基地局装置の場合と同様に、送信側及び受信側の双方において時間軸ビームフォーミングを適用することは可能である。 In the present embodiment, in the synthesis of transmission / reception signals of a large number of antenna elements, frequency-dependent transmission / reception weights are used, and conventional directivity control is performed by multiplying different transmission / reception weights for each individual subcarrier on the frequency axis. Instead, by using a transmission / reception weight common to all subcarriers, directivity control on the time axis can be performed for each sampling value, which can be used in both the base station apparatus and the terminal station apparatus in the same manner. It is also possible to implement only in the base station apparatus or the terminal station apparatus. Although the above description was about the base station apparatus, the terminal station apparatus will be described below. Here, as in the case of the base station apparatus, it is possible to apply time-axis beamforming on both the transmission side and the reception side.
図49は、第5の実施形態における端末局装置が備える送信部361の回路構成の例を示すブロック図である。同図に示す様に、送信部361は、第2の送信信号処理回路348と、IFFT&GI付与回路813−1〜813−NSDMと、第1の送信信号処理回路331−1〜331−NSDMと、加算合成回路812−1〜812−NMT−Antと、D/A変換器814−1〜814−NMT−Antと、ローカル発振器815と、ミキサ816−1〜816−NMT−Antと、フィルタ817−1〜817−NMT−Antと、ハイパワーアンプ(HPA)818−1〜818−NMT−Antと、アンテナ素子819−1〜819−NMT−Antと、第1の送信ウエイト処理部340とを備える。第1の送信ウエイト処理部340は、第1のチャネル情報取得回路341と、第1のチャネル情報記憶回路342と、第1の送信ウエイト算出回路343とを備える。第5の実施形態における端末局装置の構成は、第1の実施形態における端末局装置60(図20)と同様の構成を有するが、送信部61に代えて送信部361を備える点で異なる。 FIG. 49 is a block diagram illustrating an example of a circuit configuration of the transmission unit 361 included in the terminal station apparatus according to the fifth embodiment. As shown in the figure, the transmission unit 361 includes a second transmission signal processing circuit 348, IFFT & GI adding circuits 83-1 to 813-N SDM, and first transmission signal processing circuits 331-1 to 331-N SDM. , Adder / synthesizer circuit 812-1 to 812-N MT-Ant , D / A converters 814-1 to 814-N MT-Ant , local oscillator 815, mixers 816-1 to 816-N MT-Ant And filters 817-1 to 817-N MT-Ant , high power amplifiers (HPA) 818-1 to 818-N MT-Ant , antenna elements 819-1 to 819-N MT-Ant , A transmission weight processing unit 340. The first transmission weight processing unit 340 includes a first channel information acquisition circuit 341, a first channel information storage circuit 342, and a first transmission weight calculation circuit 343. The configuration of the terminal station apparatus in the fifth embodiment has the same configuration as that of the terminal station apparatus 60 (FIG. 20) in the first embodiment, but differs in that a transmission unit 361 is provided instead of the transmission unit 61.
第5の実施形態における送信部361は、第1の実施形態において図25に示した送信部61に対し、時間軸ビームフォーミングを適用する場合の回路構成である。送信部361と、図25に示した送信部61との差分は、多数のIFFT&GI付与回路813を一つに集約している点、第1の送信ウエイト処理部140に代えて第1の送信ウエイト処理部340を備えている点、更にIFFT&GI付与回路813が第1の送信信号処理回路331の前段に配置された点である。 The transmission unit 361 in the fifth embodiment has a circuit configuration in the case where time-axis beamforming is applied to the transmission unit 61 illustrated in FIG. 25 in the first embodiment. The difference between the transmission unit 361 and the transmission unit 61 shown in FIG. 25 is that a large number of IFFT & GI assignment circuits 813 are integrated into one, and the first transmission weight processing unit 140 is replaced with the first transmission weight. The processing unit 340 is provided, and further, an IFFT & GI adding circuit 813 is arranged in the previous stage of the first transmission signal processing circuit 331.
また、図25に示した送信部61では周波数軸上での送信ウエイトベクトルの乗算が必須であったがためにOFDMにしろSC−FDEにしろ、周波数軸上での送信信号処理としてIFFT処理がいずれかの配置において必須であった。これに対して、第5の実施形態における送信部361は、時間軸上でサンプリングデータ単位での指向性ビーム形成の信号処理が可能であるため、IFFT&GI付与回路813をも省略し、純粋なシングルキャリアの信号処理とすることも可能である。この意味で、図中のIFFT&GI付与回路813は点線の四角で表現している。 In addition, since the transmission unit 61 shown in FIG. 25 requires multiplication of the transmission weight vector on the frequency axis, IFFT processing is used as transmission signal processing on the frequency axis regardless of OFDM or SC-FDE. It was essential in either arrangement. On the other hand, the transmission unit 361 according to the fifth embodiment can perform directional beam forming signal processing in units of sampling data on the time axis. Therefore, the IFFT & GI adding circuit 813 is also omitted, and a pure single It is also possible to perform carrier signal processing. In this sense, the IFFT & GI giving circuit 813 in the drawing is represented by a dotted square.
第5の実施形態の端末局装置に備えられる送信部361の動作を説明する。空間多重数NSDM系統数分のデータ(データ入力#1〜#NSDM)がMAC層処理回路68より第2の送信信号処理回路348に入力されると、第2の送信信号処理回路348は、入力された各データ系統に対して送信信号処理を施して、デジタルベースバンド信号をデータ系統ごとに生成する。この信号処理は一般的なものであり、OFDMでもシングルキャリアでもSC−FDEでも、如何なる形式の無線信号であっても良い。また、送信信号に対する任意のプリコーディングを行う場合には、第2の送信信号処理回路348にてプリコーディングの信号処理を施す。第2の送信信号処理回路348から出力される信号が周波数軸上の信号である場合にはIFFT&GI付与回路813にて、信号系統ごとに周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する。純粋なシングルキャリアの信号の様に時間軸でのサンプリングデータが入力されるシステムの場合には、IFFT&GI付与回路813を介すことなく(すなわちIFFT&GI付与回路813を省略する構成)、第2の送信信号処理回路348は、信号処理により得られた各データ系統の信号を第1の送信信号処理回路331−1〜331−NSDMに入力する。 Operation | movement of the transmission part 361 with which the terminal station apparatus of 5th Embodiment is provided is demonstrated. When data corresponding to the number of spatial multiplexing N SDM systems (data input # 1 to #N SDM ) is input from the MAC layer processing circuit 68 to the second transmission signal processing circuit 348, the second transmission signal processing circuit 348 Then, transmission signal processing is performed on each input data system, and a digital baseband signal is generated for each data system. This signal processing is general, and any type of radio signal may be used, such as OFDM, single carrier, or SC-FDE. When arbitrary precoding is performed on the transmission signal, the second transmission signal processing circuit 348 performs precoding signal processing. When the signal output from the second transmission signal processing circuit 348 is a signal on the frequency axis, the IFFT & GI giving circuit 813 converts the signal on the frequency axis into a signal on the time axis for each signal system. In the case of a system in which sampling data on the time axis is input like a pure single carrier signal, the second transmission is performed without the IFFT & GI adding circuit 813 (that is, the IFFT & GI adding circuit 813 is omitted). The signal processing circuit 348 inputs the signals of each data system obtained by the signal processing to the first transmission signal processing circuits 331-1 to 331 -N SDM .
図47に示した基地局装置が備える第1の送信信号処理部381−jは1系統の信号系列に対する信号処理を行っていた。これに対して、端末局装置では複数の信号系統の処理を行うため、端末局装置は、複数の第1の送信信号処理回路331−1〜331−NSDMを備える構成になっている。第1の送信信号処理回路331−1〜331−NSDMは、それぞれが対応するデータ系統の信号系列に時間軸上の送信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに乗算し、この結果の送信信号ベクトルの各成分を加算合成回路812−1〜812−NMT−Antに出力する。加算合成回路812−1〜812−NMT−Antは、それぞれが各第1の送信信号処理回路331−1〜331−NSDMから入力される全ての信号系列の信号を加算合成し、同じ系統のD/A変換器814−1〜814−NSDMへ出力する。これ以降の処理は図25において示した送信部61において行われる処理と同等である。なお、第1の送信信号処理回路331−1〜331−NSDMで各データ系統の信号系列に対して乗算される時間軸上の送信ウエイトベクトルは、送信部61と同様に信号送信処理時に、第1の送信ウエイト処理部340に備えられている第1の送信ウエイト算出回路343より取得される。又は、上述の様に事前に取得しておいた時間軸上の送信ウエイトベクトルを第1の送信ウエイト処理部340内に記憶しておく構成として、そこから第1の送信信号処理回路331−1〜331−NSDMに指示する構成であっても良い。 The first transmission signal processing unit 381-j provided in the base station apparatus shown in FIG. 47 performs signal processing on one signal sequence. On the other hand, since the terminal station apparatus performs processing of a plurality of signal systems, the terminal station apparatus includes a plurality of first transmission signal processing circuits 331-1 to 331 -N SDM . Each of the first transmission signal processing circuits 331-1 to 331 -N SDM multiplies the signal series of the corresponding data system by a transmission weight vector on the time axis for each sampling value, and each of the resultant transmission signal vectors. The components are output to the adder / synthesizer circuit 812-1 to 812-N MT-Ant . The adder / synthesizer circuits 812-1 to 812-N MT-Ant add and synthesize all the signal series signals input from the first transmission signal processing circuits 331-1 to 331-N SDM , respectively. The D / A converters 814-1 to 814 -N output to the SDM . The subsequent processing is equivalent to the processing performed in the transmission unit 61 shown in FIG. Note that the transmission weight vector on the time axis multiplied by the signal sequence of each data system in the first transmission signal processing circuits 331-1 to 331 -N SDM is similar to the transmission unit 61 during signal transmission processing. It is acquired from the first transmission weight calculation circuit 343 provided in the first transmission weight processing unit 340. Alternatively, the transmission weight vector on the time axis acquired in advance as described above is stored in the first transmission weight processing unit 340, and then the first transmission signal processing circuit 331-1 is used. 331-N It may be configured to instruct the SDM .
第1の送信ウエイト処理部340において、第1のチャネル情報取得回路341は、受信部365にて取得されたチャネル情報を通信制御回路121経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、第1のチャネル情報記憶回路342に記憶させる。信号の送信時には通信制御回路120からの指示に従い、第1の送信ウエイト算出回路343は、宛先とする端末局装置に対応したチャネル情報を第1のチャネル情報記憶回路342から読み出し、読み出したチャネル情報を基に時間軸上の送信ウエイトベクトルを算出する。ここでの送信ウエイトベクトルの算出方法は上述の基地局装置と同様な任意の方法を用いることができる。更に図25において示した送信部61では各周波数成分の個別の送信ウエイトベクトルを求めるのに対し、第5の実施形態における第1の送信ウエイト算出回路343は単一の時間軸成分での送信ウエイトベクトルのみを求める点が送信部61との差分である。また、端末局装置が固定設置されている場合には送信ウエイトベクトル自体を事前に算出して記録しておき、これを単に読み出すことで第1の送信信号処理回路331−1〜331−NSDMに対して送信ウエイトベクトルを通知する構成であっても良いし、更にはPoint−to−Point型の1対1通信であれば、第1の送信信号処理回路331−1〜331−NSDM内に直接送信ウエイトベクトルを記憶していても良い。 In the first transmission weight processing unit 340, the first channel information acquisition circuit 341 separately acquires the channel information acquired by the reception unit 365 via the communication control circuit 121, and sequentially updates this, The data is stored in the first channel information storage circuit 342. At the time of signal transmission, in accordance with an instruction from the communication control circuit 120, the first transmission weight calculation circuit 343 reads channel information corresponding to the destination terminal station device from the first channel information storage circuit 342, and the read channel information Based on, the transmission weight vector on the time axis is calculated. Here, the calculation method of the transmission weight vector can use an arbitrary method similar to that of the above-described base station apparatus. Furthermore, the transmission unit 61 shown in FIG. 25 obtains individual transmission weight vectors for each frequency component, whereas the first transmission weight calculation circuit 343 in the fifth embodiment transmits a transmission weight with a single time axis component. A point for obtaining only the vector is a difference from the transmission unit 61. Further, when the terminal station apparatus is fixedly installed, the transmission weight vector itself is calculated and recorded in advance, and the first transmission signal processing circuits 331-1 to 331 -N SDM are simply read out. The transmission weight vector may be notified to the first transmission signal processing circuits 331-1 to 331 -N in the SDM for point-to-point type one-to-one communication. The direct transmission weight vector may be stored.
図50は、第5の実施形態における端末局装置の受信部365の構成例を示すブロック図である。同図に示す様に、受信部365は、アンテナ素子851−1〜851−NMT−Antと、ローノイズアンプ852−1〜852−NMT−Antと、ローカル発振器853と、ミキサ854−1〜854−Nと、フィルタ855−1〜855−Nと、A/D変換器856−1〜856−Nと、第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMと、FFT回路857−1〜857−NSDMと、第2の受信信号処理回路359と、第1の受信ウエイト処理部354とを備える。第1の受信ウエイト処理部354は、第1のチャネル情報推定回路356と第1の受信ウエイト算出回路357とを備える。 FIG. 50 is a block diagram illustrating a configuration example of the receiving unit 365 of the terminal station apparatus according to the fifth embodiment. As shown in the figure, the receiving unit 365 includes antenna elements 851-1 to 851-N MT-Ant , low noise amplifiers 852-1 to 852-N MT-Ant , a local oscillator 853, and mixers 854-1 to 854-1. 854-N, filters 855-1 to 855-N, A / D converters 856-1 to 856-N, first received signal processing circuits 355-1 to 355-N SDM , and FFT circuit 857- 1-857-N SDM , the 2nd received signal processing circuit 359, and the 1st received weight processing part 354 are provided. The first reception weight processing unit 354 includes a first channel information estimation circuit 356 and a first reception weight calculation circuit 357.
第5の実施形態における受信部365は、第1の実施形態において図23に示した受信部65に対し、時間軸ビームフォーミングを適用する場合の回路構成である。図23に示した受信部65との差分は、多数のFFT回路857を一つに集約した点、第1の受信信号処理回路155と第2の受信信号処理回路159と第1の受信ウエイト処理部154とに代えて第1の受信信号処理回路355と第2の受信信号処理回路359と第1の受信ウエイト処理部354とを備える点、更にFFT回路857−1〜857−NSDMと、が第1の受信信号処理回路355の後段に配置された点である。 The receiving unit 365 in the fifth embodiment has a circuit configuration when time-axis beamforming is applied to the receiving unit 65 shown in FIG. 23 in the first embodiment. The difference from the receiving unit 65 shown in FIG. 23 is that a large number of FFT circuits 857 are integrated into one, the first received signal processing circuit 155, the second received signal processing circuit 159, and the first received weight processing. A first reception signal processing circuit 355, a second reception signal processing circuit 359, and a first reception weight processing unit 354 instead of the unit 154, and further, FFT circuits 857-1 to 857-N SDM , Is arranged at the subsequent stage of the first reception signal processing circuit 355.
また、図23に示した受信部65では周波数軸上での受信ウエイトベクトルの乗算が必須であったがためにOFDMにしろSC−FDEにしろ、周波数軸上での受信信号処理としてFFT処理がいずれかの配置において必須であった。これに対して、第5の実施形態における受信部365は、時間軸上においてサンプリングデータ単位での指向性ビーム形成の信号処理が可能であるため、FFT回路857−1〜857−NSDMをも省略し、純粋なシングルキャリアの信号処理とすることも可能である。この意味で、図50に示したFFT回路857−1〜857−NSDMは点線の四角で表現している。 Further, in the receiving unit 65 shown in FIG. 23, since multiplication of the reception weight vector on the frequency axis is indispensable, FFT processing is performed as reception signal processing on the frequency axis regardless of whether it is OFDM or SC-FDE. It was essential in either arrangement. On the other hand, the receiving unit 365 according to the fifth embodiment can perform directional beam forming signal processing in units of sampling data on the time axis, and thus includes FFT circuits 857-1 to 857 -N SDM . It may be omitted and pure single carrier signal processing may be used. In this sense, the FFT circuits 857-1 to 857 -N SDM shown in FIG. 50 are represented by dotted-line squares.
第5の実施形態の端末局装置に備えられる受信部365の動作について説明する。アンテナ素子851−1〜851−NMT−Antで受信された信号に対する処理のうち、ローノイズアンプ852−1〜852−NMT−AntからA/D変換器856−1〜856−NMT−Antまでにおいて行われる処理は、第1の実施形態の受信部65における処理と同様の処理である。A/D変換器856−1〜856−NMT−Antは、各サンプリングにおけるデジタルベースバンド信号で構成される受信信号ベクトルを第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMに入力する。基地局装置においては、図48に示した様に第1の受信信号処理部385−jが1系統の信号系列の処理を行っていた。これに対して、端末局装置においては複数の信号系統の処理を行うため、受信部365は、複数の第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMを備える構成になっている。第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMは、通信制御回路121からの指示に従い、各信号系列に対応する時間軸上の受信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに受信信号ベクトルに乗算し、各信号系列の信号に変換する。各信号系列に対応する受信ウエイトベクトルは、第1の受信ウエイト処理部354から入力される。第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMは、得られた各信号系列の信号を、信号系列に対応するFFT回路857−1〜857−NSDMへ出力する。 The operation of the receiving unit 365 provided in the terminal station apparatus according to the fifth embodiment will be described. Of the processes for the signals received by the antenna elements 851-1 to 851-N MT-Ant , the low noise amplifiers 852-1 to 852-N MT-Ant to A / D converters 856-1 to 856-N MT-Ant The processing performed up to is the same processing as the processing in the receiving unit 65 of the first embodiment. The A / D converters 856-1 to 856-N MT-Ant input a received signal vector composed of digital baseband signals in each sampling to the first received signal processing circuits 355-1 to 355-N SDM . . In the base station apparatus, as shown in FIG. 48, the first received signal processing unit 385-j performs processing of one signal series. On the other hand, in order to perform processing of a plurality of signal systems in the terminal station apparatus, the receiving unit 365 is configured to include a plurality of first received signal processing circuits 355-1 to 355 -N SDM . The first reception signal processing circuits 355-1 to 355 -N SDM multiply the reception signal vector for each sampling value by the reception weight vector on the time axis corresponding to each signal series in accordance with an instruction from the communication control circuit 121. , Converted into signals of each signal series. The reception weight vector corresponding to each signal series is input from the first reception weight processing unit 354. The first reception signal processing circuits 355-1 to 355 -N SDM output the obtained signals of each signal series to the FFT circuits 857-1 to 857 -N SDM corresponding to the signal series.
なお、図20に示した通信制御回路121と図50に示す通信制御回路121では、厳密には通信制御回路121を介して転送するチャネル情報などの詳細が若干異なる。例えば、図20では一般の通信方式を対象としているため、サブキャリアごとに異なるチャネル情報を転送する必要があるが、図50の場合には時間軸上の単一のチャネル情報(すなわち、周波数依存性がなく、全サブキャリアで共通のチャネル情報)のみを転送すればよい。しかし、この様な具体的な情報の差分を除けばその他の機能は等価であるため、ここでは同一の符号を用いて説明することとする。 Strictly speaking, the communication control circuit 121 shown in FIG. 20 and the communication control circuit 121 shown in FIG. 50 are slightly different in details such as channel information transferred via the communication control circuit 121. For example, in FIG. 20, since a general communication method is targeted, it is necessary to transfer different channel information for each subcarrier. In the case of FIG. 50, single channel information on the time axis (that is, frequency dependence) Only the channel information common to all subcarriers is transferred. However, since the other functions are equivalent except for such a specific difference in information, description will be made using the same reference numerals.
OFDMやSC−FDEの様に、これ以降において周波数軸上の信号処理が必要である場合には、FFT回路857−1〜857−NSDMにて時間軸上の各信号系列の信号を周波数軸上の信号に変換する。純粋なシングルキャリアの信号の様に時間軸上で全ての信号処理を行うシステムの場合、ないしはこの後段でも時間軸上の受信ウエイト行列を用いて信号処理を行う場合には、FFT回路857−1〜857−NSDMを介すことなく(すなわちFFT回路857−1〜857−NSDMを省略する構成とする)、各信号系列の信号は第2の受信信号処理回路359へ出力される。 When signal processing on the frequency axis is necessary after this, as in OFDM and SC-FDE, the signal of each signal sequence on the time axis is converted to the frequency axis by the FFT circuits 857-1 to 857-N SDM . Convert to the above signal. In the case of a system that performs all signal processing on the time axis like a pure single carrier signal, or in the case where signal processing is performed using the reception weight matrix on the time axis even in the subsequent stage, the FFT circuit 857-1 The signal of each signal series is output to the second received signal processing circuit 359 without passing through the 857-N SDM (that is, the FFT circuit 857-1 to 857 -N SDM is omitted).
例えば第2の受信信号処理回路359にて時間軸上の信号処理を行う場合には、第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMから空間多重数NSDMの次元の時間軸上の各信号系列の信号が入力され、これに時間軸上の受信ウエイト行列を乗算し、空間多重された信号系列の信号分離を時間軸上で実施し、分離された信号に対して必要に応じて信号検出処理を行い、再生されたデータ系列をMAC層処理回路68に出力する。 For example, when the second received signal processing circuit 359 performs signal processing on the time axis, the first received signal processing circuits 355-1 to 355-N SDM to the spatial multiplexing number N SDM on the time axis. The signal of each signal sequence is input, multiplied by the reception weight matrix on the time axis, and the signal separation of the spatially multiplexed signal sequence is performed on the time axis, and the separated signals are required as necessary. The signal detection process is performed, and the reproduced data series is output to the MAC layer processing circuit 68.
ここで、第2の受信信号処理回路359が各信号系列の信号に対して乗算する受信ウエイト行列は、図46(b)に示した処理により得られる受信ウエイト行列である。ここでは、事前に取得した受信ウエイト行列を用いても良いし、無線パケットの受信の都度、第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMから入力される信号(無線パケット)の先頭に付与されたチャネル推定用のトレーニング信号を用い、式(56)に示した演算でチャネル情報に関するチャネル行列を取得し、これに対して一般的なMIMO信号処理として、ZF法やMMSE法などにより線形ウエイトを算出して受信ウエイト行列としても良い。この様にして信号分離されたNSDM系統の信号は、シングルキャリアの信号であればシングルキャリアの信号処理を行えば良いし、OFDMやSC−FDEであれば、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで、FFTにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号(サブキャリアごとのデジタルベースバンド信号)に変換し、通常の復調処理を行い、再生されたデータ系列をMAC層処理回路68に出力する。 Here, the reception weight matrix by which the second reception signal processing circuit 359 multiplies each signal series signal is a reception weight matrix obtained by the processing shown in FIG. Here, a reception weight matrix acquired in advance may be used, or the head of a signal (wireless packet) input from the first reception signal processing circuits 355-1 to 355 -N SDM each time a wireless packet is received. A channel matrix related to channel information is obtained by the calculation shown in Expression (56) using the training signal for channel estimation given to, and, as a general MIMO signal processing, ZF method, MMSE method, etc. A linear weight may be calculated and used as a reception weight matrix. The signal of the N SDM system that is signal-separated in this way may be processed by single carrier if it is a single carrier signal, or timing detection that is omitted here if it is OFDM or SC-FDE. The data on the time axis is converted into a signal on the frequency axis (digital baseband signal for each subcarrier) by FFT at a predetermined symbol timing determined by the circuit for the data, and the data is reproduced by performing normal demodulation processing The series is output to the MAC layer processing circuit 68.
一方、第2の受信信号処理回路359にて周波数軸上の信号処理を行う場合には、FFT回路857−1〜857−NSDMから周波数軸上の信号が第2の受信信号処理回路359に入力され、事前に取得した受信ウエイト行列を用いても良いし、無線パケットの受信の都度、第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMから入力される信号(無線パケット)の先頭に付与されたチャネル推定用のトレーニング信号部分の情報と既知のトレーニング信号の関係を基にチャネル推定を行うことでチャネル行列を取得し、これに対して一般的なMIMO信号処理として、ZFやMMSEなどの線形ウエイトを算出して受信ウエイト行列としても良いし、MLDや簡易型のQR−MLDなどの非線形処理で信号検出処理を行っても良い。この様な信号検出処理を実施して再生されたデータ系列をMAC層処理回路68に出力する。なお、上述の説明における信号検出処理ないしは復調処理においては、必要に応じてデインタリーブや誤り訂正処理などを含む構成としても構わない。 On the other hand, when the second received signal processing circuit 359 performs signal processing on the frequency axis, signals on the frequency axis from the FFT circuits 857-1 to 857 -N SDM are sent to the second received signal processing circuit 359. A reception weight matrix that is input and acquired in advance may be used, or the head of a signal (wireless packet) input from each of the first reception signal processing circuits 355-1 to 355 -N SDM each time a wireless packet is received. The channel matrix is obtained by performing channel estimation based on the relationship between the information of the training signal part for channel estimation and the known training signal given to ZF and MMSE as general MIMO signal processing. It is possible to calculate a linear weight such as a reception weight matrix, or to perform signal detection processing by nonlinear processing such as MLD or simplified QR-MLD. The data series reproduced by performing such signal detection processing is output to the MAC layer processing circuit 68. Note that the signal detection process or the demodulation process in the above description may include a deinterleaving process, an error correction process, or the like as necessary.
なお、各A/D変換器856−1〜856−NMT−Antにて取得する各サンプリング値を成分とする受信信号ベクトルがチャネル推定用のトレーニング信号に対応するものである場合には、この受信信号ベクトルは第1のチャネル情報推定回路356に入力される。第1のチャネル情報推定回路356は、上述の基地局装置70と同様な何らかの手法で各端末局装置のアンテナ素子851−1〜851−NMT−Antと、基地局装置70の各仮想的アンテナ素子との間のチャネル情報を時間軸上で推定し、その推定結果を第1の受信ウエイト算出回路357に出力する。第1の受信ウエイト算出回路357は、入力された時間軸上のチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトベクトルを算出する。第1の実施形態において図23に示した受信部65が各周波数成分の個別の送信ウエイトベクトルを求めるのに対し、第5の実施形態における端末局装置の受信部365は、単一の時間軸成分での送信ウエイトベクトルのみを求める点が受信部65との差分である。第1の受信ウエイト算出回路357は、この様にして算出した受信ウエイトベクトルを第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMに出力する。又は、上述の様に事前に取得しておいた時間軸上の受信ウエイトベクトルを第1の受信ウエイト処理部354内に記憶しておく構成として、そこから第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDMに指示する構成であっても良い。 In addition, when the received signal vector which uses each sampling value acquired in each A / D converter 856-1 to 856-N MT-Ant as a component corresponds to the training signal for channel estimation, this The received signal vector is input to first channel information estimation circuit 356. The first channel information estimation circuit 356 uses the antenna elements 851-1 to 851-N MT-Ant of each terminal station device and the virtual antennas of the base station device 70 by some method similar to that of the base station device 70 described above. The channel information between the elements is estimated on the time axis, and the estimation result is output to the first reception weight calculation circuit 357. The first reception weight calculation circuit 357 calculates a reception weight vector to be multiplied based on the input channel information on the time axis. In the first embodiment, the receiving unit 65 shown in FIG. 23 obtains an individual transmission weight vector of each frequency component, whereas the receiving unit 365 of the terminal station apparatus in the fifth embodiment has a single time axis. The difference from the receiving unit 65 is that only the transmission weight vector for the component is obtained. The first reception weight calculation circuit 357 outputs the reception weight vector calculated in this way to the first reception signal processing circuits 355-1 to 355-N SDM . Alternatively, the reception weight vector on the time axis acquired in advance as described above is stored in the first reception weight processing unit 354, and from there, the first reception signal processing circuit 355-1 is stored. ~ 355-N SDM may be instructed.
また、送信元局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路121が管理する。ここで、端末局装置が固定設置されている場合には受信ウエイトベクトル自体を事前に算出して記録しておき、これを単に読み出すことで第1の受信信号処理回路355に対して受信ウエイトベクトルを通知する構成であっても良いし、更にはPoint−to−Point型の1対1通信であれば、第1の受信信号処理回路355−1〜355−NSDM内に直接受信ウエイトベクトルを記憶していても良い。以上が第5の実施形態における端末局装置の受信部365の構成例の説明である。 In addition, the communication control circuit 121 manages control related to overall communication such as management of a transmission source station and overall timing control. Here, when the terminal station apparatus is fixedly installed, the reception weight vector itself is calculated and recorded in advance, and is simply read out to the first reception signal processing circuit 355 to receive the reception weight vector. In addition, in the case of point-to-point type one-to-one communication, the reception weight vector directly in the first reception signal processing circuits 355-1 to 355 -N SDM is used. You may remember. The above is the description of the configuration example of the reception unit 365 of the terminal station apparatus in the fifth embodiment.
第5の実施形態のポイントとしては、複数のアンテナ素子を備える場合において、アンテナ素子間の間隔を狭くすることにより、見通し波の経路長の差が十分に小さくなり、また周波数領域における受信ウエイトの周波数依存性が小さくなる傾向がある。このとき、IFFTなどにより受信ウエイトを時間領域に変換すると、殆ど第1波成分(見通し波の成分)が全体の受信電力のうちの大部分を占めることになる。この様な状況では、周波数領域において行われるMIMOの信号分離が、時間領域において実行可能になる。また、第1波成分のみを用いた時間領域において行えるMIMOの信号分離は、サンプリング値ごとに行うことができる。 The point of the fifth embodiment is that when a plurality of antenna elements are provided, the difference between the path lengths of the line-of-sight wave is sufficiently reduced by narrowing the distance between the antenna elements, and the reception weight in the frequency domain is reduced. There is a tendency for frequency dependence to be reduced. At this time, when the reception weight is converted into the time domain by IFFT or the like, almost the first wave component (line-of-sight wave component) occupies most of the entire received power. In such a situation, MIMO signal separation performed in the frequency domain can be performed in the time domain. Also, MIMO signal separation that can be performed in the time domain using only the first wave component can be performed for each sampling value.
そこで、第5の実施形態における無線通信システムでは、例えば信号受信時において、基地局装置が備える第1の受信信号処理部385と端末局装置が備え得る受信部365内の第1の受信信号処理回路355とが、チャネル行列を特異値分解して得られる第1特異値に対応する仮想伝送路の信号を受信信号から分離する第1段目の信号分離を時間軸上でサンプリング値ごとに実施する。その後、基地局装置が第1の受信信号処理部385の後段に備える第2の受信信号処理部75と端末局装置が備え得る受信部365内の第2の受信信号処理回路359とが、仮想伝送路間の信号を分離する第2段目の信号分離を実施する。第5の実施形態の無線通信システムの受信側の装置において、第2段目の信号分離を時間軸上で行う場合には、信号分離において用いられる受信ウエイト行列は、アンテナ素子ごとに受信した信号の相関値を求めることにより得られるチャネル行列に基づいて算出することが可能である。 Therefore, in the wireless communication system according to the fifth embodiment, for example, at the time of signal reception, the first reception signal processing unit 385 included in the base station device and the first reception signal processing in the reception unit 365 that the terminal station device can include. The circuit 355 performs first-stage signal separation for each sampling value on the time axis, which separates the signal of the virtual transmission line corresponding to the first singular value obtained by singular value decomposition of the channel matrix from the received signal. To do. Thereafter, the second received signal processing unit 75 provided in the subsequent stage of the first received signal processing unit 385 in the base station device and the second received signal processing circuit 359 in the receiving unit 365 that the terminal station device may include are virtually Second-stage signal separation for separating signals between transmission lines is performed. In the apparatus on the receiving side of the wireless communication system according to the fifth embodiment, when the second stage signal separation is performed on the time axis, the reception weight matrix used in the signal separation is the signal received for each antenna element. It is possible to calculate based on the channel matrix obtained by obtaining the correlation value.
MIMOの信号分離を時間領域において行うことにより、信号分離において必要だったFFTを省くことが可能となり、演算負荷及び演算回路を削減することができる。また、空間多重されたシングルキャリア伝送を行う際には、周波数軸上に信号を変換する必要がなくなるため、ミリ波等の高周波数帯で問題となる位相雑音の影響を、既存の純粋なシングルキャリア伝送での位相雑音補償技術を流用することが可能になる。また、基地局装置及び端末局装置におけるMIMO信号分離に対する演算負荷を削減しつつ、第1から第4の実施形態と同様に、見通し環境における直接波が支配的な状況において帯域の拡大を実現することができる。 By performing the MIMO signal separation in the time domain, it is possible to omit the FFT required for the signal separation, and to reduce the computation load and the computation circuit. In addition, when performing spatially multiplexed single carrier transmission, it is not necessary to convert the signal on the frequency axis, so that the effects of phase noise, which is a problem in high frequency bands such as millimeter waves, can be reduced with existing pure single The phase noise compensation technique in carrier transmission can be used. Further, while reducing the calculation load for MIMO signal separation in the base station apparatus and the terminal station apparatus, as in the first to fourth embodiments, the band can be expanded in the situation where the direct wave in the line-of-sight environment is dominant. be able to.
なお、第5の実施形態の無線通信システムでは、相関係数から受信ウエイト/送信ウエイトを求める構成について説明した。しかし、一部のサブキャリアに対してチャネル情報のフィードバックを行い、その平均値で全周波数帯の受信ウエイト/送信ウエイトを算出する様にしてもよい。 In the wireless communication system according to the fifth embodiment, the configuration for obtaining the reception weight / transmission weight from the correlation coefficient has been described. However, channel information may be fed back to some subcarriers, and the reception weight / transmission weight of all frequency bands may be calculated using the average value.
[第6の実施形態]
[見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法]
(第6の実施形態の係る基本原理の概要)
上述の説明では、複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に利用した空間多重伝送について説明した。この空間多重伝送ではチャネル行列を特異値分解し、その第1右特異ベクトルないしは第1左特異ベクトルを算出する必要がある。また、この特異値分解に用いる元のチャネル行列を取得するためには、チャネル推定及びチャネル情報のフィードバックが必要である。ここでは多数のアンテナ素子を用いることで利得の向上を図るため、多数の送信アンテナと多数の受信アンテナのそれぞれの数の積に相当するチャネル行列の成分を求める必要がある。一般的にはチャネル行列の成分の数に比例してチャネル推定用のトレーニング信号送信に伴うオーバヘッドが増加し、無視できない量となる。
[Sixth Embodiment]
[Approximate method for obtaining channel matrix when line-of-sight wave is dominant]
(Outline of the basic principle according to the sixth embodiment)
In the above description, spatial multiplexing transmission that actively uses virtual transmission paths corresponding to a plurality of first singular values has been described. In this spatial multiplexing transmission, it is necessary to decompose the channel matrix by singular value decomposition and calculate the first right singular vector or the first left singular vector. Moreover, in order to acquire the original channel matrix used for this singular value decomposition, channel estimation and feedback of channel information are necessary. Here, in order to improve the gain by using a large number of antenna elements, it is necessary to obtain a channel matrix component corresponding to the product of the respective numbers of a large number of transmitting antennas and a large number of receiving antennas. In general, the overhead associated with transmission of a training signal for channel estimation increases in proportion to the number of components of the channel matrix, and this amount cannot be ignored.
インプリシット・フィードバックは、例えばアップリンクのチャネル行列の取得ができた場合に、キャリブレーション処理によりダウンリンクのチャネル行列を推定し、基地局装置のアンテナ素子数の増加に伴うオーバヘッドを削減することができる。一方、端末側に複数本のアンテナ素子があれば、各アンテナ素子から個別にトレーニング信号を送信しなければ、アップリンクのチャネル行列を取得できず、端末側のアンテナ素子数の増加に伴うオーバヘッドは削減することができない。 In the implicit feedback, for example, when an uplink channel matrix can be acquired, a downlink channel matrix is estimated by a calibration process, and overhead associated with an increase in the number of antenna elements of the base station apparatus can be reduced. it can. On the other hand, if there are multiple antenna elements on the terminal side, an uplink channel matrix cannot be obtained unless a training signal is individually transmitted from each antenna element, and the overhead associated with the increase in the number of antenna elements on the terminal side is It cannot be reduced.
端末側のアンテナ素子数が比較的少数の場合、例えば2本であれば偶数サブキャリアと奇数サブキャリアでそれぞれのアンテナがトレーニング信号を送信することにより、周波数軸上において2サブキャリア周期で独立してチャネル推定が可能である。この場合、その間のチャネル推定ができていないサブキャリアのチャネル情報を内挿補間で推定する。他にも直交化された複数のプリアンブル信号を用いることで効率的にチャネル推定を行うことは可能である。しかし、例えば16本や32本などの多素子のアンテナ素子を備える場合には、サブキャリア間隔が広がりすぎて内挿補間によるチャネル推定の精度が極端に低下してしまうという課題があり、効率的なチャネル推定及びそのフィードバックには限界が存在する。 When the number of antenna elements on the terminal side is relatively small, for example, if two antennas are used, each antenna transmits a training signal on even-numbered subcarriers and odd-numbered subcarriers. Channel estimation is possible. In this case, channel information of subcarriers for which channel estimation has not been performed is estimated by interpolation. In addition, it is possible to efficiently perform channel estimation by using a plurality of orthogonalized preamble signals. However, for example, in the case of including 16 or 32 multi-element antenna elements, there is a problem that the accuracy of channel estimation by interpolation is extremely reduced because the subcarrier interval is too wide, which is efficient. There are limitations to channel estimation and its feedback.
更に、大規模アンテナを適用して回線利得を向上する場合においても、1素子のアンテナでは回線設計上では有効なチャネル推定ができるほどの高いSNR(信号雑音比)は期待できない。このため、例えばチャネル時変動がないことを前提とした長時間測定と平均化処理などが必要である。しかし、例えば列車ムービングセルの場合の様に時変動を伴う様なケースでは長時間平均化は採用することはできず、瞬時に必要な全てのパスのチャネル情報を取得する必要がある。一般のMIMOシステムでは、例えば送信側にN本のアンテナ素子を備える場合には、1OFDMシンボルのトレーニング信号をNシンボル利用してチャネル推定を行ったりしていた。しかし、上述の様に送受信局共に多数のアンテナ素子を備える場合には、N本のチャネル推定の間にチャネルが時変動する恐れがある。このため、可能な限り短時間で必要なチャネル情報を取得し終わるチャネル推定方法が必要となる。 Furthermore, even when a large-scale antenna is applied to improve the line gain, a single element antenna cannot be expected to have a high SNR (signal-to-noise ratio) that allows effective channel estimation in line design. For this reason, for example, long-time measurement and averaging processing on the premise that there is no channel time variation are required. However, long-time averaging cannot be adopted in a case where time variation occurs, as in the case of a train moving cell, for example, and it is necessary to acquire channel information of all necessary paths instantaneously. In a general MIMO system, for example, when N antenna elements are provided on the transmission side, channel estimation is performed using N training symbols of 1 OFDM symbol. However, when both the transmitting and receiving stations are provided with a large number of antenna elements as described above, there is a possibility that the channels may fluctuate from time to time during the estimation of N channels. For this reason, a channel estimation method that finishes obtaining necessary channel information in as short a time as possible is required.
ここで、上述の第1特異値に対する仮想的伝送路を積極的に利用する場合には、端末装置のアンテナ群及び基地局装置の各第1の信号処理部のアンテナ群は非常に狭い領域に集中して配置されている。このため、その微妙な位置のずれによりチャネル情報は微小に変化する。しかし、見通し波成分のみに着目するならば、その変化はチャネルベクトルの各成分の間の規則性を保った形で変化することが期待される。例えば、送信側であるアンテナ素子から送信した際の信号を受信側のアンテナ群で受信した場合、信号の経路長差に依存してチャネル情報は変化する。このため、この規則性がどの様なものであるかを「見通し波」のみを考慮した伝搬モデル上で取得し、その規則性を積極的に利用することでチャネル推定を効率的に実施することができる。以下では、このチャネル推定を効率的に実施する方法について説明する。 Here, when the virtual transmission path for the first singular value is actively used, the antenna group of the terminal device and the antenna group of each first signal processing unit of the base station device are in a very narrow area. It is concentrated. For this reason, the channel information slightly changes due to the subtle position shift. However, if attention is paid only to the line-of-sight component, the change is expected to change in a manner that maintains regularity between the components of the channel vector. For example, when a signal transmitted from an antenna element on the transmitting side is received by an antenna group on the receiving side, the channel information changes depending on the signal path length difference. For this reason, what is the regularity is acquired on the propagation model considering only “line-of-sight”, and channel estimation is efficiently performed by actively using the regularity. Can do. Hereinafter, a method for efficiently performing this channel estimation will be described.
図51は、複数のアンテナ素子で受信した受信信号の概要を示す図である。この図において、符号221−1〜5はアンテナ素子であり、アンテナ素子221−1〜5が角度θ方向でアンテナ素子221−1から距離L離れた地点にある別のアンテナ素子(本図では図示していない)からの信号を受信する場合の状況を示している。ここで、第mアンテナ素子221−mでの時刻tの受信信号をΦm(t)として表している。角度θ方向からの到来波の第1アンテナ素子221−1の、送信アンテナからの距離をLとして、平面波近似を行った場合、波面は点線で示したラインとなる。 FIG. 51 is a diagram showing an outline of received signals received by a plurality of antenna elements. In this figure, reference numerals 221-1 to 221-5 are antenna elements, and the antenna elements 221-1 to 221-5 are other antenna elements (in FIG. It shows the situation when receiving a signal from (not shown). Here, the received signal at time t at the m-th antenna element 221-m is represented as Φ m (t). When plane wave approximation is performed with the distance from the transmission antenna of the first antenna element 221-1 of the incoming wave from the angle θ direction as L, the wavefront becomes a line indicated by a dotted line.
したがって、第1アンテナ素子221−1と第mアンテナ素子221−mの到来距離の差分は図に示す様にΔLmとなる。アンテナ素子間隔がdであれば、第mと第m+1アンテナ素子の経路差はd・sinθである。ただし、ここではリニアアレー以外の配置の場合も含めて一般化するためにΔLmを用いて第1アンテナ素子221−1を基準に経路長差を規定している。ここで、第mアンテナ素子221−mの受信信号を第kサブキャリアφm (k)(t)に分けて表現すれば、第mアンテナ素子221−mでの時刻tの受信信号Φm(t)はサブキャリア成分の総和として下記の式(61)で表すことができる。 Therefore, the difference between the arrival distances of the first antenna element 221-1 and the m-th antenna element 221-m is ΔL m as shown in the figure. If the antenna element interval is d, the path difference between the mth and m + 1th antenna elements is d · sin θ. However, here, ΔL m is used to define the path length difference with reference to the first antenna element 221-1 in order to generalize the case including arrangements other than the linear array. Here, if the received signal of the m-th antenna element 221-m is expressed by being divided into k-th subcarriers φ m (k) (t), the received signal Φ m (m) of the time t at the m-th antenna element 221-m. t) can be expressed by the following formula (61) as the sum of the subcarrier components.
ここで、時刻tにおける送信信号成分をSk(t)で表せば、中心周波数fcに対し無線周波数fc+fkの受信信号は以下の式(62)で表すことができる。 Here, if the transmission signal component at time t is represented by S k (t), the reception signal of the radio frequency f c + f k with respect to the center frequency f c can be represented by the following equation (62).
ここで、cm (k)は第kサブキャリアにおいて第1アンテナ素子221−1での受信信号を基準とする際の第mアンテナ素子221−mでの受信信号の係数(相対チャネル情報)であり、下記の式(63)で与えられる。 Here, c m (k) is a coefficient (relative channel information) of a received signal at the m-th antenna element 221-m when the received signal at the first antenna element 221-1 is used as a reference in the k-th subcarrier. Yes, it is given by the following equation (63).
ここでαmは第mアンテナ素子221−mに関する定数であり、下記の関係式(式(64))で定義される。 Here, α m is a constant related to the m-th antenna element 221-m and is defined by the following relational expression (formula (64)).
式(63)の右辺は二つの自然対数のべき乗の積で表記されているが、その前者はサブキャリアごとに周波数依存性のない定数で、アンテナ素子ごとに異なる値を取る一方、後者は周波数依存性を示す。Wが周波数帯域幅であることを考慮するとx=fk/Wとすれば、αmが1よりも小さい時に、xが−1/2から+1/2の間の値で変化するときに複素位相が2παmxで直線的に変化する。この複素位相が直線的に変化する特徴を利用すれば、全てのサブキャリアにおいて受信ウエイトを算出しなくても、何点かサブキャリアを定めて複素位相成分の線形補間を行えば全サブキャリアでの受信ウエイトを算出することが可能となる。 The right side of the equation (63) is expressed as a product of the powers of two natural logarithms. The former is a constant having no frequency dependency for each subcarrier, and takes the different value for each antenna element, while the latter is a frequency. Indicates dependency. Considering that W is the frequency bandwidth, if x = f k / W, when α m is smaller than 1, complex when x varies between −1/2 and +1/2. The phase changes linearly at 2πα m x. By using this characteristic that the complex phase changes linearly, it is possible to determine the number of subcarriers and perform linear interpolation of the complex phase component for all subcarriers without calculating the reception weight for all subcarriers. It is possible to calculate the receiving weight.
なお、上述の説明では式(63)の右辺は絶対値が1の複素数となっているが、現実の測定結果では雑音や反射波の影響で厳密には絶対値が1の複素数とはならない。その様な場合には、観測されたcm (k)をcm (k)/|cm (k)|で規格化した値に置換して下記の処理を施すこととする。また、この様にして規格化されたチャネル情報の複素共役値を用いて受信ウエイトを算出する場合には、そのウエイトは最大比合成ではなく等利得合成のウエイトとして求まることになるが、ここでは見通し波が支配的な環境を想定しているために、等利得合成と最大比合成で特性に大きな差がないことが期待される。 In the above description, the right side of Equation (63) is a complex number with an absolute value of 1, but in actual measurement results, it is not strictly a complex number with an absolute value of 1 due to the influence of noise and reflected waves. In such cases, observed c m a (k) c m (k) / | c m (k) | with substituted on normalized value and performing the following processes. In addition, when the reception weight is calculated using the complex conjugate value of the channel information standardized in this way, the weight is obtained as the weight of equal gain synthesis instead of the maximum ratio synthesis. Since it is assumed that the sight wave is dominant, it is expected that there will be no significant difference in characteristics between equal gain synthesis and maximum ratio synthesis.
図52は、限定的なサブキャリアによるチャネル推定の概要を示す図である。この図においては、周波数帯域幅Wの中でfA〜fDの4つのサブキャリアに対し第mアンテナ素子に対してチャネル推定を行い、測定により得られた規格化された相対チャネル情報cm (fk)に対し、自然対数(自然対数の底eを用いた対数)を取った値を2πjで除算した値をYm(fk)とする(式(65))。 FIG. 52 is a diagram showing an outline of channel estimation using limited subcarriers. In this figure, channel estimation is performed for the m-th antenna element for four subcarriers f A to f D within the frequency bandwidth W, and normalized relative channel information cm obtained by measurement. A value obtained by dividing a value obtained by taking a natural logarithm (a logarithm using the base e of the natural logarithm) with respect to (fk) by 2πj is defined as Y m (f k ) (Expression (65)).
式(65)を参照すれば、fk/Wをx、Ym(fk)をyとしてグラフにプロットすると、−1/2〜+1/2の間のxに対し、図52の右図の様に直線的にy=ax+bの直線上近傍に観測されたYm(fk)がプロットされることになる。したがって最小二乗法でこの直線のフィッティングを行えばチャネル情報の周波数依存性を取得することができる。従来からトレーニング信号を送信するサブキャリアを歯抜けにしてチャネル推定を行う技術はあった。しかし、それらは全帯域内でのチャネル情報の周波数依存性に関する情報がなかったため、観測された2点のサブキャリア間での直線的な内挿補間や、その2点の前後の周波数依存性を考慮して、非線形の内挿補間を行うなどの処理に限定されていた。本実施形態は、見通し波成分のみに着目する場合には全周波数帯域で複素位相的には直線的な周波数依存性を示すことを活用し、全帯域に渡りその周波数依存性を活用した線形補間を行うものである。ただし、ここで注意すべき点としては、複素数の自然対数を取る際に、eのべき乗部分に2πjの整数倍が加算されてもYm(fk)は同じ値となるため、その部分の補正を行わなければならない点が挙げられる。 Referring to the equation (65), when f k / W is x and Y m (f k ) is y and plotted on the graph, the right graph of FIG. 52 is plotted against x between −1/2 to +1/2. Thus, Y m (f k ) observed in the vicinity of the line y = ax + b in a straight line is plotted. Therefore, the frequency dependence of the channel information can be acquired by fitting this straight line by the least square method. Conventionally, there has been a technique for estimating a channel by using a subcarrier that transmits a training signal as a missing tooth. However, since there was no information about the frequency dependence of the channel information in the entire band, linear interpolation between the two observed subcarriers and the frequency dependence before and after the two points were observed. In consideration of this, it has been limited to processing such as nonlinear interpolation. In the present embodiment, when focusing only on the line-of-sight component, the fact that the frequency dependence is linear in the complex phase in the entire frequency band is utilized, and the linear interpolation utilizing the frequency dependence over the entire band. Is to do. However, it should be noted here that, when taking the natural logarithm of a complex number, even if an integer multiple of 2πj is added to the power of e, Y m (f k ) has the same value. The point which must be corrected is mentioned.
例えば図52に示す例では、最小二乗法は回帰直線と4つの点(fA/W,Ym(fA))、(fB/W,Ym(fB))、(fC/W,Ym(fC))、(fD/W,Ym(fD))に対して実施する。また、これだけでなく、例えばそれぞれが±1及び0のいずれかのオフセット値で与えられるηA、ηB、ηC、ηDに対し、回帰直線と4つの点(fA/W,Ym(fA)+ηA)、(fB/W,Ym(fB)+ηB)、(fC/W,Ym(fC)+ηC)、(fD/W,Ym(fD)+ηD)との間で最小二乗法を実施してそれぞれのオフセット値の組み合わせごとにa,bを算出し、その中で下記の式(66)を最小にするa,bの組み合わせを真の回帰直線と見なせばよい。 For example, in the example shown in FIG. 52, the least squares method uses a regression line and four points (f A / W, Y m (f A )), (f B / W, Y m (f B )), (f C / W, Y m (f C )) and (f D / W, Y m (f D )). In addition to this, for example, with respect to η A , η B , η C , and η D each given by an offset value of ± 1 or 0, a regression line and four points (f A / W, Y m (F A ) + η A ), (f B / W, Y m (f B ) + η B ), (f C / W, Y m (f C ) + η C ), (f D / W, Y m (f D ) + η D ) is performed to calculate a and b for each combination of offset values, and the combination of a and b that minimizes the following equation (66) is calculated. It can be regarded as a true regression line.
なお、ここでは4つの各サブキャリアにおいてオフセット値が−1、0、+1の値を取りえるので、これらすべての組み合わせとして34=81通りの最小二乗法を実施することになる。この様にして得られたa,bを用いて任意の周波数fkに対し、下記の式(67)のチャネル情報を算出し、この複素共役として受信ウエイトを算出すればよい。 Here, since the offset values can take values of −1, 0, and +1 in each of the four subcarriers, 3 4 = 81 kinds of least squares are implemented as a combination of all of them. The channel information of the following equation (67) is calculated for an arbitrary frequency f k using a and b thus obtained, and the reception weight is calculated as this complex conjugate.
若干補足しておくと、この回帰直線の傾きである係数aは、式(64)のαmに相当する物理量である。これが例えば1よりも十分に小さい値であれば、y=ax+bの直線はxが−1/2から1/2の間で変化したときにyの変化は1よりも十分小さく、雑音や反射波の影響を考慮してもオフセット量は±1の範囲で十分であると考えられる。しかし、ΔLmの値がある程度大きくなるとyの変化は1を超える様になり、この様な場合には例えば0、±1、±2・・・などの選択の範囲を拡張することで対応可能となる。 In a slight supplement, the coefficient a which is the slope of the regression line is a physical quantity corresponding to α m in the equation (64). If this is a value sufficiently smaller than 1, for example, the y = ax + b straight line is sufficiently smaller than 1 when x changes between −1/2 and 1/2, and noise and reflected waves Even if the influence of the above is taken into consideration, it is considered that the offset amount is sufficient in the range of ± 1. However, if the value of ΔL m increases to some extent, the change in y exceeds 1, and in such a case, it can be dealt with by expanding the selection range such as 0, ± 1, ± 2, etc. It becomes.
逆にΔLmの値がある程度小さくなる場合には、例えばfB/Wで観測されるYm(fB)と、その前後のfA/W及びfC/Wで観測されるYm(fA)、Ym(fC)はそれほど大きな差がつく訳ではない。この場合には|Ym(fA)−Ym(fB)+ηB|及び|Ym(fC)−Ym(fB)+ηB|の両方の値が所定の値(例えば0.5や0.3などの1より小さな値)より大きくなる様なオフセット量ηBは、検討の対象外とすることも可能である。ここで、例えばYm(fA)、Ym(fD)などは両端の観測点なので、両端の観測点との比較の代わりに、一方のみと比較することとしても構わない。この様にすれば、オフセット量を考慮しながらも、検索の範囲を限定することが可能であり、個別の最小二乗法を行うことに伴う演算量の増大を抑えることが可能になる。 If the value of [Delta] L m is small to some extent, on the other hand, for example, f B / and Y m (f B) observed in W, is observed at the front and rear of f A / W and f C / W Y m ( f A ) and Y m (f C ) are not so different. In this case, both | Y m (f A ) −Y m (f B ) + η B | and | Y m (f C ) −Y m (f B ) + η B | are both predetermined values (for example, 0 An offset amount η B that is larger than (such as .5 or 0.3, which is smaller than 1) can be excluded from consideration. Here, for example, Y m (f A ), Y m (f D ) and the like are observation points at both ends, and therefore, comparison with only one of the observation points may be made instead of comparison with observation points at both ends. In this way, it is possible to limit the search range while taking the offset amount into consideration, and it is possible to suppress an increase in the amount of calculation associated with performing the individual least square method.
以上のチャネル推定ではある送信アンテナからはサブキャリアを限定してトレーニング信号を送信すればよいため、全サブキャリアに対してトレーニング信号を送信する場合に比べて、送信電力を少数のサブキャリアに注力することができる様になる。例えば、全サブキャリア数が1000であるとすると、4つのサブキャリアに注力すると全サブキャリアに送信する場合に比べて250倍の送信電力で送信することができ、したがって10Log250≒24[dB]の回線利得を稼ぐことができる。したがって、その分だけチャネル推定精度は改善されることになる。 In the above channel estimation, it is only necessary to transmit a training signal with a limited number of subcarriers from a transmitting antenna. To be able to. For example, if the total number of subcarriers is 1000, focusing on four subcarriers allows transmission with 250 times the transmission power compared to transmitting to all subcarriers, and therefore 10 Log 250≈24 [dB]. You can earn line gain. Therefore, the channel estimation accuracy is improved accordingly.
更に、上述のサブキャリアfAからfDとは異なるサブキャリアのfA’からfD’の4つのサブキャリアを用いれば、異なるアンテナ素子に対して同様のチャネル推定を同時に実施することが可能である。例えば、送信側に仮に250素子のアンテナが備えられていたとしても、それぞれが4つのサブキャリアのみで送信するならば、全体で1000のサブキャリアがあれば足りることになる。すなわち、250本のアンテナ素子と、多数(例えば100素子)のアンテナ素子でMIMOチャネルが構成されていたとしても、1回のチャネル推定で全てのサブキャリアの250×100のMIMOチャネル行列のチャネル情報が取得可能となる。 Further, if four subcarriers f A ′ to f D ′ of subcarriers different from the above-mentioned subcarriers f A to f D are used, it is possible to simultaneously perform the same channel estimation for different antenna elements. It is. For example, even if a 250-element antenna is provided on the transmission side, if each transmits with only four subcarriers, a total of 1000 subcarriers is sufficient. That is, even if a MIMO channel is composed of 250 antenna elements and a large number (for example, 100 elements) of antenna elements, channel information of a 250 × 100 MIMO channel matrix of all subcarriers by one channel estimation. Can be acquired.
ここで、仮に有効サブキャリア(データ通信で用いられるサブキャリア)数が4の倍数でない場合には、少なくともその端数の調整のための対応が必要である。例えば、あるアンテナ素子に関しては若干少なめの3サブキャリアのみを割り当てたトレーニング信号を一部で利用したり、ないしは一部の有効サブキャリアにはトレーニング信号の割り当てを行わずに調整したりしても良い。この辺はシステムパラメータ次第である。 Here, if the number of effective subcarriers (subcarriers used in data communication) is not a multiple of 4, it is necessary to cope with at least the fractional adjustment. For example, for a certain antenna element, a part of the training signal to which only slightly smaller 3 subcarriers are assigned may be used, or adjustment may be performed without assigning a training signal to some effective subcarriers. good. This side depends on the system parameters.
ここで、例えば図16に示す様に、複数の第1の信号処理部304に複数のアンテナ素子を備えている場合を考える。各第1の信号処理部304に50本ずつのアンテナ素子が備えられ、更に5つの第1の信号処理部304−1〜5を備えていたとすれば、全体のアンテナ素子数は250本となる。上述の説明の様にこれらのアンテナを用いてダウンリンクにおけるチャネル情報を取得する場合、それらが全て一括で取得できることになる。また、第1特異値に対応する複数の仮想的伝送路を用いて空間多重を行う場合には、異なる第1の信号処理部304にまたがった送信指向性制御は行わないので、仮に第1の信号処理部304が10個備えられている場合には、同様の処理を第1から第5までの第1の信号処理部304と、第6から第10までの第1の信号処理部304との2回に分けてチャネル推定をすればよい。 Here, for example, as shown in FIG. 16, consider a case where a plurality of first signal processing units 304 are provided with a plurality of antenna elements. Assuming that each first signal processing unit 304 includes 50 antenna elements and further includes five first signal processing units 304-1 to 30-5, the total number of antenna elements is 250. . As described above, when channel information in the downlink is acquired using these antennas, all of them can be acquired at once. In addition, when spatial multiplexing is performed using a plurality of virtual transmission lines corresponding to the first singular value, transmission directivity control across different first signal processing units 304 is not performed. When ten signal processing units 304 are provided, the same processing is performed by the first to fifth signal processing units 304, the sixth to tenth first signal processing units 304, and the like. The channel estimation may be performed in two steps.
重要なのは同一の第1の信号処理部304に関するアンテナ素子に関わるチャネル推定を同時に実施することであり、異なる第1の信号処理部304に属しているアンテナ素子同士では、一括してチャネル推定を実施する必要はない。ちなみに、サブキャリア数が2000ある場合には、4サブキャリア×50本アンテナ×(5セット+5セット)で2000となるため、2回に分ければチャネル推定は可能である。この様に、サブキャリア総数や一度のチャネル推定に用いるサブキャリア数などはシステム設計上のパラメータであり、その他の如何なる値でも同様に本実施形態は適用可能である。 What is important is that the channel estimation related to the antenna elements related to the same first signal processing unit 304 is performed at the same time, and the channel estimation is performed collectively for the antenna elements belonging to different first signal processing units 304. do not have to. Incidentally, when the number of subcarriers is 2000, 4 subcarriers × 50 antennas × (5 sets + 5 sets) is 2000, so channel estimation is possible if divided into two. As described above, the total number of subcarriers, the number of subcarriers used for channel estimation once, and the like are parameters in the system design, and this embodiment can be applied to any other values as well.
ここで、送信側が複数のアンテナ素子を用いてチャネル推定を行う際の注意点を説明する。まず、上述の説明では式(63)に示した様に、受信側の複数のアンテナ素子の受信信号を基準となるアンテナ素子(ここでは第1アンテナ素子を想定)の受信信号で除算しており、すなわち、絶対的なチャネル情報ではなくあくまでも第1アンテナ素子を基準にしたチャネル情報の相対的な関係として相対チャネル情報を用いていた。これを明示的に示せば、上述の手順で得られる相対チャネル行列Hrelativeは、第kサブキャリアの第j送信アンテナと第i受信アンテナの間のチャネル情報の成分をhij (k)とするならば、下記の式(68)で与えられる。 Here, points to be noted when the transmission side performs channel estimation using a plurality of antenna elements will be described. First, in the above description, as shown in the equation (63), the reception signals of the plurality of antenna elements on the reception side are divided by the reception signals of the reference antenna element (here, the first antenna element is assumed). That is, relative channel information is used as a relative relationship of channel information based on the first antenna element rather than absolute channel information. If this is explicitly shown, the relative channel matrix H relative obtained by the above-described procedure sets the component of the channel information between the j-th transmission antenna and the i-th reception antenna of the k-th subcarrier as h ij (k) . Then, it is given by the following formula (68).
相対チャネル行列Hrelativeの特徴は、第1行目の行ベクトルの各成分が1となっており、全て受信側の第1アンテナ素子を基準にした情報となっている点である。上述の最小二乗法で求めるサブキャリアごとの相対チャネル情報は全て第2アンテナ以降の受信アンテナに関するものであり、受信側の第1アンテナ素子に関するチャネル情報は上述の議論の外にある。勿論、Φ1(t)に関するサンプリング情報を取得しているので、1OFDMシンボルに渡りこの情報を基にFFT処理などを通して絶対チャネル情報を得ることができる。しかし、上述の説明の様に例えば送信側の第1アンテナから送信する信号はサブキャリアfAからfDにおける信号のみで、例えば別のサブキャリアfA’からfD’における信号は送信側の第2のアンテナから送信する信号になる。 A feature of the relative channel matrix H relative is that each component of the row vector of the first row is 1, and all the information is based on the first antenna element on the receiving side. All the relative channel information for each subcarrier obtained by the least square method described above relates to the receiving antenna after the second antenna, and the channel information related to the first antenna element on the receiving side is outside the above discussion. Of course, since the sampling information regarding Φ 1 (t) is acquired, the absolute channel information can be obtained through FFT processing or the like based on this information over one OFDM symbol. However, as described above, for example, signals transmitted from the first antenna on the transmitting side are only signals on subcarriers f A to f D, and signals on other subcarriers f A ′ to f D ′ are transmitted on the transmitting side, for example. The signal is transmitted from the second antenna.
すなわち、同一サブキャリアfAに関しては第1送信アンテナのチャネル情報しか取得できないし、サブキャリアfA’に関しては第2送信アンテナのチャネル情報しか取得できない。例えば偶数サブキャリアと奇数サブキャリアでアンテナ素子を変える場合、トレーニング信号が送信されていないサブキャリアのチャネル情報も線形補間で予測することはできるが、回線利得の不足を改善するために少数のサブキャリアにトレーニング信号を限定してしまうと、その間の線形補間は不可能になる。 That is, only the channel information of the first transmission antenna can be acquired for the same subcarrier f A , and only the channel information of the second transmission antenna can be acquired for the subcarrier f A ′. For example, when antenna elements are changed between even-numbered subcarriers and odd-numbered subcarriers, channel information of subcarriers for which no training signal is transmitted can be predicted by linear interpolation. If the training signal is limited to the carrier, linear interpolation between them becomes impossible.
しかし後述する様に、この行列を特異値分解する場合には、その左特異行列は式(68)の右辺の積の第2項の対角成分が如何なるものであっても、その影響を受けず同様の左特異行列を生じさせることになる。 However, as will be described later, when this matrix is subjected to singular value decomposition, the left singular matrix is affected by the diagonal component of the second term of the product of the right side of Equation (68). A similar left singular matrix is generated.
この理由は以下の通りである。まず、ある行列の全成分に所定の係数を乗算した場合、その行列を特異値分解すると、全ての特異値にその所定の係数が乗算されるのみで、右特異行列も左特異行列も同じ値となる。次に、式(68)の右辺の第2項の各対角成分の1/h1j (k)は見通し波で且つアンテナ素子がそれぞれ近傍にあるために、その受信信号の振幅に当たる|h1j (k)|はほぼ等しい値となる。 The reason is as follows. First, when all the components of a matrix are multiplied by a given coefficient, if the matrix is singularly decomposed, all the singular values are multiplied by the given coefficient, and the right singular matrix and the left singular matrix have the same value. It becomes. Next, 1 / h 1j (k) of each diagonal component of the second term on the right side of Expression (68) is a line-of-sight wave and has an antenna element in the vicinity thereof, and therefore corresponds to the amplitude of the received signal | h 1j (K) | is almost equal.
すなわち、この行列全体に係数|h11 (k)|を乗算すると、式(68)の右辺の第2項の各対角成分は|h11 (k)|/h1j (k)となり、この対角項は全て絶対値が1で複素位相だけが異なる値となっている。この行列は任意の列ベクトル同士が直交していると共に、この行列の複素共役を取った行列の対角項は元の対角項の逆数となり、複素共役行列と元の行列を乗算した積が単位行列となっている。すなわち、これはユニタリー行列となっているため、式(68)の右辺の第1項の行列を特異値分解すると、左特異行列と特異値を対角項にもつ行列は共通で、右特異行列のみが上述のユニタリー行列で回転させられた右特異行列に変換させられた行列となるだけである。 That is, when the entire matrix is multiplied by a coefficient | h 11 (k) |, each diagonal component of the second term on the right side of Equation (68) becomes | h 11 (k) | / h 1j (k) , All diagonal terms have absolute values of 1 and differ only in complex phase. In this matrix, arbitrary column vectors are orthogonal to each other, and the diagonal term of the matrix taking the complex conjugate of this matrix is the inverse of the original diagonal term, and the product of the complex conjugate matrix multiplied by the original matrix is It is a unit matrix. That is, since this is a unitary matrix, if the matrix of the first term on the right side of Equation (68) is singularly decomposed, the left singular matrix and the matrix having singular values in the diagonal terms are common and the right singular matrix Is only the matrix transformed into the right singular matrix rotated by the unitary matrix described above.
式(68)の右辺の第1項の行列である全体のチャネル行列が分からなくても、受信のための受信ウエイトベクトル算出には相対チャネル行列Hrelativeが分かれば十分であるということになる。ちなみに、受信ウエイトベクトルが分かればキャリブレーション処理により送信ウエイトベクトルも取得可能であり、結果的に上述の手法でチャネル推定を行えば、そのトレーニング信号を受信した側では受信ウエイトベクトルも送信ウエイトベクトルも、その両方が取得可能であることを意味している。 Even if the entire channel matrix, which is the matrix of the first term on the right side of Equation (68), is not known, it is sufficient to know the relative channel matrix H relative for calculating the reception weight vector for reception. By the way, if the reception weight vector is known, the transmission weight vector can also be acquired by calibration processing. As a result, if the channel estimation is performed by the above-described method, both the reception weight vector and the transmission weight vector are received on the side receiving the training signal. , That means both are acquirable.
この様に、上述の手法では例えばダウンリンクでチャネル推定を行うことで、端末局装置側の受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトル(ないしは、そのベクトルを組み合わせて形成したウエイト行列)を求めることが可能となったが、基地局装置側の受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトル(ないしは、そのベクトルを組み合わせて形成したウエイト行列)を求めるためには、端末局装置側から同様にトレーニング信号を送信し、アップリンクで同様の処理を行えばよいことになる。 Thus, in the above-described method, for example, by performing channel estimation in the downlink, it is possible to obtain a reception weight vector and a transmission weight vector (or a weight matrix formed by combining the vectors) on the terminal station side. However, in order to obtain the reception weight vector and the transmission weight vector (or the weight matrix formed by combining the vectors) on the base station apparatus side, a training signal is similarly transmitted from the terminal station apparatus side, and the uplink Thus, the same processing can be performed.
(チャネル推定精度の向上のためのオプション機能)
なお、上述の方法を適用するシステムでは電波の到来方向が比較的狭い範囲に存在するケースをターゲットとしているため、指向性利得が高いアンテナ素子を利用することを想定している。この場合、見通し環境であれば見通し波が支配的となるために、上述の様にチャネル情報は周波数軸上で直線的な振る舞いを示すことが予想されるが、厳密には反射波の漏れ込みが若干予想されるため、その影響で周波数選択性歪により直線からずれた振る舞いを示す可能性がある。このずれの程度は反射波の電力の割合に依存するが、例えばたった4点のサブキャリアで回帰計算をするのでは精度が低くなる可能性がある。そこで、複数アンテナ素子のチャネル情報全体で包括的に回帰計算することを考える。
(Optional function for improving channel estimation accuracy)
Since the system to which the above-described method is applied targets the case where the arrival direction of radio waves exists in a relatively narrow range, it is assumed that an antenna element having a high directivity gain is used. In this case, since the line-of-sight wave is dominant in the line-of-sight environment, the channel information is expected to show a linear behavior on the frequency axis as described above. Therefore, there is a possibility that the behavior deviates from the straight line due to the frequency selective distortion. The degree of this shift depends on the ratio of the power of the reflected wave. However, for example, if regression calculation is performed with only four subcarriers, the accuracy may be lowered. Therefore, it is considered to perform comprehensive regression calculation on the entire channel information of a plurality of antenna elements.
例えば、図51に示した様なリニアアレーを考えれば、第1アンテナ素子と第mアンテナ素子との経路長差ΔLmは下記の関係式(69)となることが想定される。 For example, considering a linear array as shown in FIG. 51, it is assumed that the path length difference ΔL m between the first antenna element and the m-th antenna element is expressed by the following relational expression (69).
すなわち、式(64)においてαmは下記の関係式(70)で与えられる。 That is, α m in the equation (64) is given by the following relational equation (70).
この場合、式(70)の拘束条件付きで全体のチャネル情報を取得すればよいことになる。なお、この拘束条件の適用の仕方には、幾つかのバリエーションが考えられる。例えば、全アンテナで個別に上述の最小二乗法によりa,bを求め、この直線の傾きaはαmに一致するので2以上のmに対してa/(m−1)を演算してその平均値を求め、2以上のmに対する式(70)のα2の平均値^α2を求める。次に、第mアンテナに関しては(m−1)×^α2をaに代入し、その傾きにおけるY切片を最小二乗法でアンテナ素子ごとに求めてもよい。 In this case, the entire channel information may be acquired with the constraint condition of Expression (70). It should be noted that there are several possible variations on how to apply this constraint condition. For example, a and b are obtained individually by the above least square method for all antennas, and since the slope a of this straight line coincides with α m , a / (m−1) is calculated for m of 2 or more. an average value, an average value ^ alpha 2 of alpha 2 of the formula (70) with respect to two or more m. Next, for the m-th antenna, (m−1) × ^ α 2 may be substituted for a, and the Y intercept at the slope may be obtained for each antenna element by the least square method.
その他の方法としては、例えば以下の方法がある。電波の到来方向の角度θとアンテナ素子間隔dが得られた場合、α2はd・sinθ×W/cで概ねの値が推定できるため、その近傍の複数の値を試験用のα2値として与え、a=αm(すなわち回帰直線の傾き)を(m−1)×α2で与え、そのaを利用してアンテナごとに上述の様にオフセット値ηkを導入した最小二乗法で第mアンテナのY切片の値bm及びその際に利用したオフセット値群{ηk}を合わせて求め、このα2とそれに対応した{bm}{ηk}を用いて下記の式(71)で与えられるF(α2,{bm},{ηk})を算出する。 Examples of other methods include the following methods. When the angle θ of the arrival direction of the radio wave and the antenna element interval d are obtained, since α 2 can be estimated approximately by d · sin θ × W / c, a plurality of values in the vicinity thereof can be used as test α 2 values. A = α m (that is, the slope of the regression line) is given by (m−1) × α 2 , and by using the a, the least square method in which the offset value η k is introduced as described above for each antenna. The y-intercept value b m of the m-th antenna and the offset value group {η k } used at that time are obtained together, and using this α 2 and {b m } {η k } corresponding thereto, the following equation ( 71) F (α 2 , {b m }, {η k }) given in 71) is calculated.
ここで、kに対する総和のΣは各アンテナ素子で用いたサブキャリアのみに対する総和を、ηkは第mアンテナで用いた第kサブキャリアのオフセット値を意味する。この様なα2に対するF(α2,{bm},{ηk})の中で、F(α2,{bm},{ηk})が最小となるときのα2と、その際のY切片のセット{bm}を用いて、各アンテナ素子の各サブキャリアのチャネル情報を取得することが可能となる。 Here, Σ of the sum with respect to k means the sum of only the subcarriers used in each antenna element, and η k means the offset value of the kth subcarrier used with the m-th antenna. F (α 2, {b m }, {η k}) for such alpha 2 in a, F (α 2, {b m }, {η k}) and alpha 2 when is minimum, The channel information of each subcarrier of each antenna element can be acquired using the set of Y-intercepts {b m } at that time.
ここで補足であるが、このY切片の値は本来はfcΔLm/cで与えられるため、アンテナ番号mに対して式(69)の周期性を持つはずである。しかし、例えば中心周波数が80GHzの場合を考えると、光速3×108で除算しても、fc/cは267程度となりΔLmの値が3.35mmとなると複素位相が1周回ってしまうことになる。fcΔLm/c+ηの様に2πを超えたことで折り返しのオフセットが付与された状態で観測されることになり、しかもそのオフセット値ηが比較的大きな値となり得るため、式(70)の様な比例関係が把握できなくなる。 As a supplementary explanation, since the value of this Y intercept is originally given by f c ΔL m / c, it should have the periodicity of the equation (69) with respect to the antenna number m. However, considering the case where the center frequency is 80 GHz, for example, even when dividing by the speed of light of 3 × 10 8 , if f c / c is about 267 and the value of ΔL m becomes 3.35 mm, the complex phase goes around once. It will be. Since it is observed in a state in which a return offset is given by exceeding 2π as in f c ΔL m / c + η, and the offset value η can be a relatively large value, the expression (70) It becomes impossible to grasp the proportional relationship.
したがって、アンテナ素子ごとの回帰直線のbの値に設定する式(70)の様な拘束条件は簡易な形式では表現できず、それぞれが独立なY切片の値として評価すべき関係にある。これが、この問題の厳密解の算出を困難にする理由である。ただ、この様な効果を考慮した上で上述の最小二乗法の精度を高める工夫を施して取得したチャネル情報を用いて受信ウエイトベクトルを算出すれば、本実施形態を高精度で適用することが可能である。 Therefore, a constraint condition such as Expression (70) set to the value b of the regression line for each antenna element cannot be expressed in a simple form, and each has a relationship to be evaluated as an independent Y-intercept value. This is the reason why it is difficult to calculate the exact solution of this problem. However, if the received weight vector is calculated using the channel information obtained by taking into account such effects and improving the accuracy of the above least squares method, the present embodiment can be applied with high accuracy. Is possible.
なお、上述の説明の例では4つのサブキャリアを利用する場合について例を示したが、当然ながら4以外のサブキャリア数であっても構わない。ここで利用するサブキャリア数が少ないと、最小二乗法の精度は落ちることになるが、逆にサブキャリア数を多くするとサブキャリア当たりの送信電力が減少するため、チャネル推定のSNRが低下して推定精度が劣化する。最小二乗法の回帰直線の傾きaに関しては複数の受信アンテナを併用して補正を行うことにより精度を高めることは可能であるが、Y切片のbに関しては上述の手法では精度を高めることができない。このため、実際のシステム設計ではこれらのバランスを取る形でチャネル推定に用いるサブキャリア数の最適化が図られることになる。 In the example described above, an example is shown in which four subcarriers are used. However, the number of subcarriers may be other than four as a matter of course. If the number of subcarriers used here is small, the accuracy of the least squares method will decrease, but conversely, if the number of subcarriers is increased, the transmission power per subcarrier will decrease, so the SNR for channel estimation will decrease. The estimation accuracy is degraded. The accuracy of the least squares regression line slope a can be improved by using a plurality of receiving antennas in combination, but the accuracy of the Y intercept b cannot be improved by the above-described method. . Therefore, in the actual system design, the number of subcarriers used for channel estimation is optimized in a manner that balances these.
また、上述の説明では1回のトレーニング信号の送信によるチャネル推定の説明を行ったが、式(63)から明らかな様に基準のアンテナ素子との相対チャネル情報を取得する場合には、異なるサブキャリアにおけるチャネル推定を同一時刻に行わなければならない必然性はない。例えば、サブキャリアfAからfDのみに対してチャネル推定を行った後、時刻を変えてで別のサブキャリアfA’からfD’についてもチャネル推定を行えば、8つのサブキャリアに対して情報の取得を行うことが可能となる。これらの処理を繰り返し行えば、より多くのサブキャリアを用いることで回帰直線のフィッティングの精度を高めることが可能である。 In the above description, the channel estimation by transmitting the training signal once has been described. However, as is clear from the equation (63), when acquiring the relative channel information with the reference antenna element, There is no necessity to perform channel estimation in the carrier at the same time. For example, if channel estimation is performed for only subcarriers f A to f D and then channel estimation is performed for other subcarriers f A ′ to f D ′ at different times, eight subcarriers Information can be acquired. If these processes are repeated, the accuracy of regression line fitting can be increased by using more subcarriers.
(完全なチャネル行列の取得方法に関する補足)
上述の説明では、例えばダウンリンクであれば端末局装置単独で、端末局装置側の受信ウエイト及び送信ウエイトを算出する場合を想定して式(68)の右辺の第2項の行列の各成分は不定としていた。しかし、仮に固定設置の無線エントランスや列車ムービングセルに適用する場合には、ダウンリンクで取得した情報とアップリンクで取得した情報とを集約し、両者を把握した上で処理を実施することが可能である。
(Supplementary information on how to obtain a complete channel matrix)
In the above description, for example, in the case of the downlink, each component of the matrix of the second term on the right side of Equation (68) assuming that the terminal station device alone calculates the reception weight and transmission weight on the terminal station device side. Was undefined. However, if it is applied to a fixedly installed wireless entrance or train moving cell, it is possible to aggregate the information acquired on the downlink and the information acquired on the uplink and perform the processing after understanding both It is.
例えば式(68)がダウンリンクの情報であるとすれば、アップリンクで求めた相対チャネル行列Hrelativeの第1列ベクトルの成分をキャリブレーション処理する。このキャリブレーション処理により換算されたダウンリンクの第kサブキャリアの第j送信アンテナと第i受信アンテナの間のチャネル情報の成分をh’ij (k)とすれば、アップリンクに対する上述の処理によりh’12 (k)/h’11 (k)、h’13 (k)/h’11 (k)、・・・、h’1M (k)/h’11 (k)が求まることになる。ダウンリンクの相対チャネル行列Hrelativeの各成分に係数h’11 (k)を乗算すると、右辺の第2項の行列の第(j,j)対角成分はh’11 (k)/h1j (k)となる。これがh’11 (k)/h’1j (k)で近似可能とすると、それはアップリンクに対して求めたh’12 (k)/h’11 (k)、h’13 (k)/h’11 (k)、・・・、h’1M (k)/h’11 (k)の逆数に相当する。したがって、この情報を用いることで全てのチャネル情報を求めることが可能となる。 For example, if Equation (68) is downlink information, the component of the first column vector of the relative channel matrix H relative obtained in the uplink is calibrated. If the component of the channel information between the j-th transmitting antenna and the i-th receiving antenna of the downlink k-th subcarrier converted by this calibration processing is h ′ ij (k) , the above processing for the uplink is performed. h ′ 12 (k) / h ′ 11 (k) , h ′ 13 (k) / h ′ 11 (k) ,..., h ′ 1M (k) / h ′ 11 (k) are obtained. . When each component of the downlink relative channel matrix H relative is multiplied by the coefficient h ′ 11 (k) , the (j, j) diagonal component of the second term matrix on the right side is h ′ 11 (k) / h 1j. (K) . If this can be approximated by h ′ 11 (k) / h ′ 1j (k), it can be calculated as h ′ 12 (k) / h ′ 11 (k) , h ′ 13 (k) / h obtained for the uplink. '11 (k), ···, h' corresponds to the reciprocal of the 1M (k) / h '11 (k). Therefore, it is possible to obtain all channel information by using this information.
なお、補足であるが上述のチャネル推定の近似解法は、見通し波のみが支配的である条件を利用したチャネル推定方法であり、当然ながらその単独のMIMOチャネル行列の中では第1特異値の絶対値に対して第2特異値以下の特異値の絶対値は非常に小さな値となることが予想される。したがって、そのMIMOチャネルそのもので複数の信号系列を空間多重するには適さないものとなっている。しかし、異なるアンテナ群を複数用いて第1特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統、パラレルに利用するならば、効率的な空間多重伝送は可能である。この様な用途で利用するのであれば、この様なチャネル推定の近似解法は有効に機能することになる。 As a supplement, the above-described approximate solution of channel estimation is a channel estimation method using a condition in which only the line-of-sight wave is dominant. Of course, the absolute value of the first singular value in the single MIMO channel matrix is naturally used. The absolute value of the singular value below the second singular value with respect to the value is expected to be a very small value. Therefore, the MIMO channel itself is not suitable for spatial multiplexing of a plurality of signal sequences. However, efficient spatial multiplexing transmission is possible if a plurality of different antenna groups are used and a plurality of virtual transmission paths corresponding to the first singular value are used in parallel. If used for such a purpose, such an approximate solution of channel estimation functions effectively.
更に、「チャネル推定精度の向上のためのオプション機能」に関しては受信側のアンテナ素子がリニアアレー状に配置されている場合を利用して、そのアンテナ素子ごとの経路長差の規則性を意識した精度向上のための信号処理を説明した。その前段の技術に関して、経路長差は一般のΔLmとして説明した通り、そのアンテナ素子の配置に関して何ら制約を加えていない。あくまでも見通し波成分が支配的であることのみを前提とした議論であるため、オフセット値ηkの範囲を多少拡張することを許容すれば、アンテナ素子の間隔が多少広かったとしてもこの技術は適用可能である。特にアンテナ素子間隔が広がると、相対チャネル行列Hrelativeの列ベクトルないしは行ベクトル同士は、相互に内積値の絶対値は比較的高いままだが、その各成分は殆ど不規則に変化する。しかし、適用条件としてアンテナ構成や配置に関する制約を特に強く限定してはいないため、見通し波が支配的な状況であれば広い条件で本実施形態は適用可能である。 Furthermore, with regard to “optional function for improving channel estimation accuracy”, the accuracy is conscious of the regularity of the path length difference for each antenna element using the case where the receiving side antenna elements are arranged in a linear array. Signal processing for improvement has been described. Regarding the technology in the preceding stage, the path length difference does not impose any restrictions on the arrangement of the antenna elements as described as general ΔL m . Since the discussion is based on the premise that the line-of-sight component is dominant, this technology can be applied even if the distance between the antenna elements is somewhat wide if the range of the offset value η k is allowed to be slightly expanded. Is possible. In particular, when the antenna element interval is widened, the absolute values of the inner product values of the column vectors or row vectors of the relative channel matrix H relative remain relatively high, but their components change almost irregularly. However, since restrictions on the antenna configuration and arrangement are not particularly limited as application conditions, the present embodiment can be applied under a wide range of conditions as long as the line-of-sight wave is dominant.
(見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法の処理フロー)
以下にチャネル行列取得の近似解法の処理動作を図を用いて説明する。ここではアップリンクとダウンリンクの区別は特に行わず、基地局装置と端末局装置のいずれかがチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、他方がそのトレーニング信号を受信してチャネル行列を取得する。片方向でチャネル行列を取得した後に、同様の処理を逆方向で行えば、双方向のチャネル行列を取得することが可能である。第1特異値に対応する仮想的伝送路での送受信を行う際には、必ずしも完全なチャネル行列は必要ではなく、式(68)の様な相対チャネル行列Hrelativeが取得できればよいので、まずは相対チャネル行列の取得方法から説明する。また、説明の便宜上、ダウンリンクでトレーニング信号を送信する場合を例に取り説明を行う。
(Processing flow of approximate solution for channel matrix acquisition when line-of-sight wave is dominant)
The processing operation of the approximate solution method for obtaining the channel matrix will be described below with reference to the drawings. Here, no distinction is made between uplink and downlink, and either the base station apparatus or the terminal station apparatus transmits a training signal for channel estimation, and the other receives the training signal and acquires a channel matrix. If a similar process is performed in the reverse direction after acquiring the channel matrix in one direction, a bidirectional channel matrix can be acquired. When performing transmission / reception on the virtual transmission line corresponding to the first singular value, a complete channel matrix is not necessarily required, and it is only necessary to obtain a relative channel matrix H relative as shown in Expression (68). The channel matrix acquisition method will be described. For convenience of explanation, the case where a training signal is transmitted on the downlink will be described as an example.
次に、図53を参照して、本実施形態におけるチャネル行列取得の近似解法の処理動作を説明する。図53は、本実施形態におけるチャネル行列取得の近似解法の処理動作を示すフローチャートである。まず、基地局装置がトレーニング信号を送信すると(ステップS5301)、端末局装置は各アンテナ素子でトレーニング信号を受信する(ステップS5302)。ここでの受信は、信号をローノイズアンプで増幅し、ミキサにて無線周波数からベースバンドの信号にダウンコンバートし、フィルタにて帯域外の信号成分を除去し、A/D変換によりサンプリングする。この信号にFFT処理を施して周波数軸上の信号に変換する。 Next, with reference to FIG. 53, the processing operation of the approximate solution for obtaining the channel matrix in this embodiment will be described. FIG. 53 is a flowchart showing the processing operation of the approximate solution for channel matrix acquisition in the present embodiment. First, when the base station apparatus transmits a training signal (step S5301), the terminal station apparatus receives the training signal at each antenna element (step S5302). In this reception, the signal is amplified by a low noise amplifier, downconverted from a radio frequency to a baseband signal by a mixer, a signal component outside the band is removed by a filter, and sampling is performed by A / D conversion. This signal is subjected to FFT processing and converted to a signal on the frequency axis.
ここでのトレーニング信号は、サブキャリア当たりの送信電力を高めるために周波数軸上では特定のサブキャリアのみに送信信号が存在するトレーニング信号となっており、端末局装置は、その不連続なサブキャリアの中で信号成分が含まれるサブキャリアを抜き出して、当該サブキャリアのチャネル推定結果とする(ステップS5303)。そして、端末局装置は、この結果を基準となるアンテナの同様のチャネル推定結果で除算して式(63)のcm(k)を取得する(ステップS5304)。 The training signal here is a training signal in which a transmission signal exists only on a specific subcarrier on the frequency axis in order to increase the transmission power per subcarrier. The subcarriers including the signal component are extracted from the subcarriers and set as channel estimation results of the subcarriers (step S5303). Then, the terminal station apparatus divides this result by the similar channel estimation result of the reference antenna to obtain cm ( k ) of Expression (63) (step S5304).
次に、端末局装置は、式(65)によりYm(fk)を求め(ステップS5305)、オフセット値ηkを考慮した最小二乗法により式(66)を最小化するa,bを算出する(ステップS5306)。続いて、端末局装置は、ここで得られたa,bを基に式(67)に代入して各サブキャリアのチャネル推定を実施し(ステップS5307)、更にキャリブレーションを実施して双方向の相対チャネル行列を求め(ステップS5308)、これを相対チャネル行列として記録管理する(ステップS5309)。 Next, the terminal station apparatus obtains Y m (f k ) from Expression (65) (Step S5305), and calculates a and b that minimize Expression (66) by the least square method considering the offset value η k. (Step S5306). Subsequently, the terminal station apparatus performs channel estimation for each subcarrier by substituting into the equation (67) based on a and b obtained here (step S5307), and further performs calibration to perform bidirectional processing. Relative channel matrix is obtained (step S5308), and this is recorded and managed as a relative channel matrix (step S5309).
一方、実効的にはチャネル行列を記録管理するよりも送受信ウエイトベクトルの記録管理が重要であり、その場合に端末局装置は式(67)で各サブキャリアのチャネル推定結果を得た後、特異値分解を実施し、第1左特異ベクトルとして受信ウエイトベクトルを取得する(ステップS5310)。次に、端末局装置は、この受信ウエイトベクトルにキャリブレーション処理を施して(ステップS5311)、送信ウエイトベクトルを取得する。そして、端末局装置は、この様にして取得された送受信ウエイトベクトルを記録管理する(ステップS5312)。 On the other hand, recording management of the transmission / reception weight vector is more important than recording management of the channel matrix. In this case, after the terminal station apparatus obtains the channel estimation result of each subcarrier by Equation (67), Value decomposition is performed to obtain a reception weight vector as the first left singular vector (step S5310). Next, the terminal station apparatus performs a calibration process on the reception weight vector (step S5311), and obtains a transmission weight vector. Then, the terminal station apparatus records and manages the transmission / reception weight vector acquired in this way (step S5312).
以上は単一のアンテナ素子に閉じてチャネル推定を行う場合であるが、上述の様に複数アンテナ素子を考慮して推定精度の向上を図ることも可能である。図54は、複数アンテナを用いたチャネル行列の近似解法の処理動作を示すフローチャートである。図53に示す処理動作と同様に端末局装置において各アンテナ素子でトレーニング信号を受信すると、所定の受信処理を行い(ステップS5401−1〜S5401−3)、不連続なサブキャリアの中で信号成分が含まれるサブキャリアに関して抜き出して、当該サブキャリアのチャネル推定結果とする(ステップS5402−1〜S5402−3)。続いて、端末局装置は、この結果を、基準となるアンテナの同様のチャネル推定結果で除算して式(63)のcm(k)を取得し(ステップS5403−1〜S5403−2)、式(65)により各アンテナ素子でYm(fk)を求める(ステップS5404−1〜5404−2)。 The above is a case where channel estimation is performed while closed to a single antenna element, but it is also possible to improve estimation accuracy in consideration of a plurality of antenna elements as described above. FIG. 54 is a flowchart showing the processing operation of the approximate solution of the channel matrix using a plurality of antennas. Similarly to the processing operation shown in FIG. 53, when a training signal is received by each antenna element in the terminal station apparatus, a predetermined reception process is performed (steps S5401-1 to S5401-3), and signal components in discontinuous subcarriers. Are extracted as subcarrier channel estimation results (steps S5402-1 to S5402-3). Subsequently, the terminal station apparatus divides this result by the same channel estimation result of the reference antenna to obtain cm ( k ) of Equation (63) (steps S5403-1 to S5403-2), Y m (f k ) is obtained for each antenna element by Expression (65) (steps S5404-1 to 5404-2).
ここで、端末局装置は、例えばα2の値を所定の刻み幅で設定し、第mアンテナ素子のYm(fk)に対してa=(m−1)α2として回帰直線の傾斜を固定し、オフセット値を考慮して最小二乗法でbを求め、式(66)のF(α2,{bm},{ηk})を最小にするα2を求め(ステップS5405)、そのα2を用いて各アンテナ素子でオフセット値を考慮した最小二乗法を式(71)を用いて実施し(ステップS5406)、ここで得られたa,bを基に式(67)に代入して各サブキャリアのチャネル推定値を実施し(ステップS5407)、更にキャリブレーションを実施して(ステップS5408)、双方向の相対チャネル行列を求め、これを記録管理する(ステップS5409)。 Here, the terminal station apparatus sets, for example, a value of α 2 with a predetermined step size, and a slope of the regression line as a = (m−1) α 2 with respect to Y m (f k ) of the m-th antenna element. are fixed and determine the b by the least square method in consideration of the offset value, F (α 2, {b m}, {η k}) of the formula (66) determine the alpha 2 that minimizes (step S5405) Then, using the α 2 , the least square method considering the offset value in each antenna element is performed using the equation (71) (step S5406), and the equation (67) is obtained based on a and b obtained here. Substituting and performing the channel estimation value of each subcarrier (step S5407), further performing calibration (step S5408), obtaining a bidirectional relative channel matrix, and recording and managing this (step S5409).
一方、実効的にはチャネル行列を記録管理するよりも送受信ウエイトベクトルの記録管理が重要であり、その場合に端末局装置は式(67)で各サブキャリアのチャネル推定結果を得た後、特異値分解を実施し、第1左特異ベクトルとして受信ウエイトベクトルを取得する(ステップS5410)。次に、端末局装置は、この受信ウエイトベクトルにキャリブレーション処理を施して(ステップS5411)、送信ウエイトベクトルを取得する。そして、端末局装置は、この様にして取得された送受信ウエイトベクトルを記録管理する(ステップS5412)。 On the other hand, recording management of the transmission / reception weight vector is more important than recording management of the channel matrix. In this case, after the terminal station apparatus obtains the channel estimation result of each subcarrier by Equation (67), Value decomposition is performed to obtain a reception weight vector as the first left singular vector (step S5410). Next, the terminal station apparatus performs a calibration process on the reception weight vector (step S5411) to obtain a transmission weight vector. Then, the terminal station apparatus records and manages the transmission / reception weight vector acquired in this way (step S5412).
次に、図55を参照して、双方向のチャネル推定結果からチャネル行列の近似解を求める処理動作を説明する。図55は、双方向のチャネル推定結果からチャネル行列の近似解を求める処理動作を示すフローチャートである。まず、ダウンリンクについて説明する。基地局装置がトレーニング信号を送信すると(ステップS5501)、端末局装置は各アンテナ素子でトレーニング信号を受信する(ステップS5502)。 Next, with reference to FIG. 55, processing operation for obtaining an approximate solution of a channel matrix from bidirectional channel estimation results will be described. FIG. 55 is a flowchart showing a processing operation for obtaining an approximate solution of a channel matrix from a bidirectional channel estimation result. First, the downlink will be described. When the base station apparatus transmits a training signal (step S5501), the terminal station apparatus receives the training signal at each antenna element (step S5502).
ここでのトレーニング信号は、サブキャリア当たりの送信電力を高めるために周波数軸上では特定のサブキャリアのみに送信信号が存在するトレーニング信号となっており、端末局装置は、その不連続なサブキャリアの中で信号成分が含まれるサブキャリアを抜き出して、当該サブキャリアのチャネル推定結果とする(ステップS5503)。そして、端末局装置は、この結果を基準となるアンテナの同様のチャネル推定結果で除算して式(63)のcm(k)を取得する(ステップS5504)。 The training signal here is a training signal in which a transmission signal exists only on a specific subcarrier on the frequency axis in order to increase the transmission power per subcarrier. The subcarriers including the signal component are extracted from the subcarriers and used as channel estimation results for the subcarriers (step S5503). Then, the terminal station apparatus divides this result by the similar channel estimation result of the reference antenna, and obtains c m ( k ) in Expression (63) (step S5504).
次に、端末局装置は、式(65)によりYm(fk)を求め(ステップS5505)、オフセット値ηkを考慮した最小二乗法により式(66)を最小化するa,bを算出する(ステップS5506)。続いて、端末局装置は、ここで得られたa,bを基に式(67)に代入して各サブキャリアのチャネル推定を実施する(ステップS5507)。 Next, the terminal station apparatus obtains Y m (f k ) from Expression (65) (Step S5505), and calculates a and b that minimize Expression (66) by the least square method considering the offset value η k. (Step S5506). Next, the terminal station apparatus performs channel estimation of each subcarrier by substituting into the equation (67) based on a and b obtained here (step S5507).
次に、アップリンクについて説明する。端末局装置がトレーニング信号を送信すると(ステップS5508)、基地局装置は各アンテナ素子でトレーニング信号を受信する(ステップS5509)。 Next, the uplink will be described. When the terminal station device transmits a training signal (step S5508), the base station device receives the training signal at each antenna element (step S5509).
ここでのトレーニング信号は、サブキャリア当たりの送信電力を高めるために周波数軸上では歯抜けのトレーニング信号となっており、基地局装置は、その不連続なサブキャリアの中で信号成分が含まれるサブキャリアに関して抜き出して、当該サブキャリアのチャネル推定結果とする(ステップS5510)。そして、基地局装置は、この結果を基準となるアンテナの同様のチャネル推定結果で除算して式(63)のcm(k)を取得する(ステップS5511)。 The training signal here is a training signal with missing teeth on the frequency axis in order to increase the transmission power per subcarrier, and the base station apparatus includes signal components in the discontinuous subcarriers. A subcarrier is extracted and used as a channel estimation result of the subcarrier (step S5510). Then, the base station apparatus divides this result by the similar channel estimation result of the reference antenna, and obtains c m ( k ) in Expression (63) (step S5511).
次に、基地局装置は、式(65)によりYm(fk)を求め(ステップS5512)、オフセット値ηkを考慮した最小二乗法により式(66)を最小化するa,bを算出する(ステップS5513)。続いて、基地局装置は、ここで得られたa,bを基に式(67)に代入して各サブキャリアのチャネル推定を実施する(ステップS5514)。 Next, the base station apparatus obtains Y m (f k ) from Expression (65) (Step S5512), and calculates a and b that minimize Expression (66) by the least square method considering the offset value η k. (Step S5513). Subsequently, the base station apparatus performs channel estimation of each subcarrier by substituting into Equation (67) based on a and b obtained here (step S5514).
次に、式(68)によりアップリンクとダウンリンクの相対チャネル行列から絶対的チャネル行列を算出する(ステップS5515)。そして、キャリブレーションを実施し(ステップS5516)、これを双方向のチャネル行列として記録管理する(ステップS5517)。 Next, an absolute channel matrix is calculated from the uplink and downlink relative channel matrices using equation (68) (step S5515). Then, calibration is performed (step S5516), and this is recorded and managed as a bidirectional channel matrix (step S5517).
ここでステップS5516のキャリブレーション処理であるが、基本的にはステップS5502からステップS5507の処理、及びステップS5509からステップS5516の個別の処理により、式(68)の第1行目の行ベクトル成分の不定性(チャネル情報の相対的な関係)以外は取得できる。このため、ステップS5515でそれぞれの情報を突き合わせてアップリングとダウンリンクの双方向の第1行目の行ベクトル成分の不定性を補ってやれば、キャリブレーションを行わずとも(すなわちステップS5516を省略する)双方向のチャネル行列を取得することも可能である。 Here, the calibration process in step S5516 is basically performed by the process from step S5502 to step S5507 and the individual process from step S5509 to step S5516. Other than indefiniteness (relative relationship of channel information) can be acquired. For this reason, if the inconsistency of the row vector component of the first row in both uplink and downlink is compensated by matching each information in step S5515, calibration is not performed (that is, step S5516 is omitted). It is also possible to obtain a bidirectional channel matrix.
この様に、上述の説明は相対チャネル行列を求めるための手順であったが、アップリンクとダウンリンクの双方向の情報が分かれば、相対チャネル行列のみならず、絶対的な値としてチャネル行列を求めることができる。上述の説明と同様に各アンテナ素子でトレーニング信号を受信後、所定の処理により式(67)で各サブキャリアのチャネル推定を実施する。これをダウンリンクの端末局装置側と、アップリンクの基地局装置側で別々に取得する。取得された結果を両方集め、(h11 (k)/h11 (k),h12 (k)/h11 (k),h13 (k)/h11 (k),・・・,h1M (k)/h11 (k))を対角成分とする行列を相対チャネル行列の右から乗算することで式(68)の右辺の第1項目の行列に1/h11 (k)を乗算した絶対的なチャネル行列を取得することができる。これにキャリブレーション処理を施せば、双方向のチャネル行列が取得でき、これを記録管理する。 As described above, the above explanation is a procedure for obtaining the relative channel matrix. However, if information on both directions of the uplink and downlink is known, not only the relative channel matrix but also the absolute value of the channel matrix can be obtained. Can be sought. Similarly to the above description, after receiving the training signal by each antenna element, channel estimation of each subcarrier is performed by Expression (67) by predetermined processing. This is acquired separately on the downlink terminal station apparatus side and the uplink base station apparatus side. Both the obtained results are collected and (h 11 (k) / h 11 (k) , h 12 (k) / h 11 (k) , h 13 (k) / h 11 (k) ,..., H 1M (k) / h 11 (k) ) is multiplied from the right of the relative channel matrix by multiplying the matrix having the diagonal component by 1 / h 11 (k) into the first item matrix on the right side of Equation (68). The multiplied absolute channel matrix can be obtained. If this is subjected to calibration processing, a bidirectional channel matrix can be obtained, and this is recorded and managed.
以上説明した様に、見通し環境で且つアンテナ素子間隔が狭い場合には、チャネル情報に周波数依存性がある場合でも、相対チャネル情報の複素位相的には直線的な周波数依存性を示すことが期待できる。また、トレーニング信号に用いるサブキャリアを限定し、サブキャリア当たりの送信電力を高めて送信することで、指向性形成前のチャネル推定精度を向上させることが可能である。これらの特徴を利用し、少ないサブキャリアでチャネル推定を行う一方、取得できていないサブキャリアのチャネル情報を最小二乗法的に推定することで、精度を保って推定する方法を提供することができる。更に、アンテナ素子ごとに異なるサブキャリアを利用すれば、複数のアンテナ素子から同時にトレーニング信号を送信することが可能であり、インプリシット・フィードバックでは解決できない複数の送信アンテナへの対応が可能となり、同時に複数のアンテナ素子ないしはアンテナ素子群に対して同時にチャネル情報のフィードバックを効率的に行うことが可能になる。 As described above, in a line-of-sight environment and when the antenna element spacing is narrow, even if the channel information has frequency dependence, it is expected to show linear frequency dependence in terms of the complex phase of the relative channel information. it can. Moreover, it is possible to improve the channel estimation accuracy before directivity formation by limiting the subcarriers used for the training signal and increasing the transmission power per subcarrier. Using these features, while performing channel estimation with a small number of subcarriers, it is possible to provide a method of estimating with high accuracy by estimating channel information of subcarriers that have not been acquired in a least-squares manner. . Furthermore, if different subcarriers are used for each antenna element, it is possible to simultaneously transmit training signals from a plurality of antenna elements, and it is possible to cope with a plurality of transmission antennas that cannot be solved by implicit feedback. Channel information can be efficiently fed back simultaneously to a plurality of antenna elements or antenna element groups.
なお、実際のチャネルは反射波を含むのでチャネル情報は周波数軸上で直線とはならずに誤差を多く含むが、よりサンプル数が多いところで最小二乗法的な処理を行えば、見通し波成分の特徴を抽出することが可能であると期待される。 Note that since the actual channel includes reflected waves, the channel information is not linear on the frequency axis and includes many errors, but if least squares processing is performed at a larger number of samples, the line-of-sight component It is expected that features can be extracted.
[第7の実施形態]
[複数の第1特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法]
(第7の実施形態係る基本原理の概要)
通常のMIMO伝送の場合には、アンテナ素子間の相関低減を目的として、アンテナ素子間隔を可能な範囲で離すことが理想的とされていた。しかし、上述の様に第1特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に利用するためには、寧ろアンテナ素子間隔を狭め、その相関を高めた方が良い。勿論、アンテナ素子間隔を1/2波長以下にしてしまうとアンテナ素子間の相互結合が無視できなくなるので、1/2波長程度の間隔を設定することは必要となるが、その程度の間隔を設定しているのであれば、アンテナの素子間隔を狭めて相関を高めることが理想的である。上述のチャネル推定の近似解法では、あまりアンテナ配置に関する制約を設けずに適用可能な方法を説明したが、これがアンテナの素子間隔を狭めて相関を高めた状態に限定するならば、これとは異なるより簡易な方法で、送受信ウエイトを算出することが可能になる。
[Seventh Embodiment]
[Approximate solution of weight vector corresponding to multiple first singular values]
(Outline of the basic principle according to the seventh embodiment)
In the case of normal MIMO transmission, it is considered ideal that the antenna element spacing is as far as possible for the purpose of reducing the correlation between the antenna elements. However, in order to actively use the virtual transmission line corresponding to the first singular value as described above, it is better to narrow the antenna element interval and increase the correlation. Of course, if the antenna element spacing is ½ wavelength or less, the mutual coupling between the antenna elements cannot be ignored. Therefore, it is necessary to set the spacing of about ½ wavelength, but the spacing of that degree is set. If so, it is ideal to increase the correlation by narrowing the antenna element spacing. In the above-mentioned approximate solution method of channel estimation, a method that can be applied without restricting the antenna arrangement has been described. It is possible to calculate the transmission / reception weight by a simpler method.
ここで、チャネル行列のチャネル相関自体は大きいが、例えば第1送信アンテナと第1受信アンテナの間のチャネル情報と、送信が同じ第1アンテナで受信が第2アンテナのチャネル情報と比較したとき、その値同士は経路長差に起因して全く異なる値を示している場合が殆どである。特異値分解をするためにはチャネル相関が強いか弱いかに関わらず、全く同様の演算を余儀なくされるため、仮に第1特異値に関する右特異ベクトルないしは左特異ベクトルのみを求めるのであっても、その演算に要する負荷は同様に軽微なものではない。特にアンテナ素子数が膨大であるために行列サイズが膨大になり、簡易な演算での第1特異値に対応する右特異ベクトル及び左特異ベクトルの算出が必要とされている。 Here, although the channel correlation of the channel matrix itself is large, for example, when the channel information between the first transmitting antenna and the first receiving antenna is compared with the channel information of the second antenna with the same first antenna for transmission, Most of the values show completely different values due to the path length difference. In order to perform singular value decomposition, the same calculation is required regardless of whether the channel correlation is strong or weak, so even if only the right singular vector or the left singular vector related to the first singular value is obtained, Similarly, the load required for computation is not light. In particular, since the number of antenna elements is enormous, the matrix size becomes enormous, and it is necessary to calculate the right singular vector and the left singular vector corresponding to the first singular value by a simple calculation.
ここで、アンテナの相関が高いことを考慮して、以下の手法で第1特異値に対応する右特異ベクトル及び左特異ベクトルの近似解を求める。まず、受信ウエイトベクトルとして第1左特異ベクトルを用いる場合、各受信アンテナ素子の受信信号にそのウエイトベクトルを乗算することで、仮想的な1本のアンテナ素子を形成することになる。これは見通し波にチューンしたビームを形成することになるので、この受信アンテナ群から送信アンテナ群側に向けたビームとなっていることが予想される。送信側のアンテナ素子は少なくとも1/2波長程度以上の間隔をあけて設置されているため、厳密にはその広がりを考慮した形で特異値分解の第1右特異ベクトルは形成されることになるが、実質的には非常に狭いエリアに1本の仮想的アンテナ素子が配置された状態に近いため、これらの送信アンテナ群の重心付近に設置されている特定の1本のアンテナに向けた受信ウエイトベクトルで概ね近似できることが予想される。 Here, considering that the correlation of the antenna is high, an approximate solution of the right singular vector and the left singular vector corresponding to the first singular value is obtained by the following method. First, when the first left singular vector is used as the reception weight vector, a virtual one antenna element is formed by multiplying the reception signal of each reception antenna element by the weight vector. Since this forms a beam tuned to a line-of-sight wave, it is expected that the beam is directed from the receiving antenna group toward the transmitting antenna group. Since the antenna elements on the transmitting side are installed with an interval of at least about ½ wavelength or more, strictly speaking, the first right singular vector for singular value decomposition is formed in consideration of its spread. However, since it is substantially close to a state where one virtual antenna element is arranged in a very narrow area, reception toward one specific antenna installed near the center of gravity of these transmission antenna groups It is expected that the weight vector can be approximated.
そこで、送信アンテナ群の重心付近の特定の1本の送信アンテナ素子に向けた受信ウエイトベクトルを求め、送信側では特異値分解により求めた第1右特異ベクトルを用いて伝送した場合の利得と、送受信ウエイトベクトル共に第1特異値に対応した右及び左特異ベクトルを用いた場合を考える。まず一例として、送受信相互に31素子のアンテナにより、行列の第(i,j)成分が式(20)の見通し波モデルで与えられるチャネル行列を仮定する。式(4)の様に特異値分解したときの第1右特異ベクトルをv1、第1左特異ベクトルをu1とする。これらを基に送受信ウエイトベクトルを形成した際の利得は下記の式(72)で与えられる。 Therefore, a reception weight vector directed to one specific transmission antenna element near the center of gravity of the transmission antenna group is obtained, and on the transmission side, a gain when transmitting using the first right singular vector obtained by singular value decomposition, Consider a case where the right and left singular vectors corresponding to the first singular value are used for both the transmission and reception weight vectors. First, as an example, a channel matrix is assumed in which the (i, j) -th component of the matrix is given by the line-of-sight model of Expression (20) with 31 antennas for transmission and reception. The first right singular vector when the singular value decomposition is performed as in Expression (4) is v 1 , and the first left singular vector is u 1 . The gain when the transmission / reception weight vector is formed based on these is given by the following equation (72).
一方、送信アンテナ群の31素子の中心の第16素子と受信アンテナ群の間のSIMOチャネルベクトル(h1,16,h2,16,h3,16,・・・,h31,16)Tに対し、このエルミート共役ベクトルを規格化したベクトルを近似的に受信ウエイトベクトルwrx‐app.とする場合を考える(式(73))。 On the other hand, the SIMO channel vector (h 1,16 , h 2,16 , h 3,16 ,..., H 31,16 ) T between the 16th element at the center of 31 elements of the transmitting antenna group and the receiving antenna group. On the other hand, a vector obtained by standardizing the Hermitian conjugate vector is approximately approximated to the reception weight vector w rx-app. (Formula (73)).
この場合の利得は以下に示す式(74)の通りである。 The gain in this case is as shown in equation (74) below.
更に、片方向のみではなく双方向でアンテナ群の重心付近のアンテナ素子から限定的にトレーニング信号を送信して双方の受信ウエイトベクトルを求めると共に、そこからキャリブレーション処理により送信ウエイトベクトルを求める構成とすれば、送信ウエイトベクトルも受信ウエイトベクトルも同様のチャネル情報のフィードバックから送受信ウエイトベクトルの算出処理まで、極限的に簡略化することが可能になる。この際の利得は下記の式(75)で与えられる。 Furthermore, in addition to one-way, in both directions, a training signal is transmitted from the antenna elements near the center of gravity of the antenna group to obtain both received weight vectors, and a transmission weight vector is obtained therefrom by calibration processing. By doing so, it is possible to simplify the transmission weight vector and the reception weight vector from the same channel information feedback to the transmission / reception weight vector calculation process. The gain at this time is given by the following equation (75).
ここで、Grx‐app.−Gideal及びGapp.−Gidealの分布特性を評価した結果を図56に示す。評価条件はアンテナ31素子を1波長間隔であるxy2次元平面上にリニアアレーとしてy軸に平行に配置し、x軸方向に距離L[m]離した点を中心に、x軸方向に±5[m]、y軸方向に±5[m]の範囲で一様な乱数で設置地点を定めてその利得差のCDF分布を評価した。パラメータとしては、周波数は20GHz、x方向の距離Lは20m、30m、及び100mの場合を評価している。 Here, G rx-app. -G ideal and G app. The result of evaluating the distribution characteristics of -G ideal is shown in FIG. The evaluation condition is that the 31 elements of the antenna are arranged as a linear array on the xy two-dimensional plane with one wavelength interval in parallel to the y axis, and ± 5 [ m], the installation point was determined with a uniform random number in the range of ± 5 [m] in the y-axis direction, and the CDF distribution of the gain difference was evaluated. As parameters, the case where the frequency is 20 GHz and the distance L in the x direction is 20 m, 30 m, and 100 m is evaluated.
これらの結果を見ると、近似ウエイトベクトルを用いる場合と特異値分解による理想的ウエイトベクトルを用いる場合で殆ど差がなく、送受信局間の距離が近いほど利得のギャップは大きくはなるが、距離が20mであっても利得差は0.25dB以下に収まっていることが分かる。すなわち本実施形態では、第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いた信号伝送を行う場合において、この手法で基地局装置及び端末局装置の双方で受信ウエイトベクトルwrx‐app.を求めると共に、これにキャリブレーション処理を行い送信ウエイトベクトルwtx‐app.を求めて信号送受信を行うことにより、殆ど特異値分解で求めた最適送受信ウエイトベクトルを用いる場合と遜色のない通信を行うことができる。なお、ここでは周波数として20GHz帯を例にとって説明したが、80GHz帯など更に高い周波数となった場合には、波長が短くなることでアンテナ素子間隔を短縮可能になり、物理的にほぼ1点に近いところにアンテナが配置されるために、更に近似精度が高まり利得のギャップが無視可能になる。 Looking at these results, there is almost no difference between using the approximate weight vector and using the ideal weight vector by singular value decomposition, and the closer the distance between the transmitting and receiving stations, the larger the gain gap, but the distance is It can be seen that even at 20 m, the gain difference is within 0.25 dB. That is, in the present embodiment, when signal transmission is performed using a virtual transmission line corresponding to the first singular value, the reception weight vector w rx-app. And a calibration process is performed on the transmission weight vector w tx-app. By performing the signal transmission / reception by obtaining the above, it is possible to perform a communication comparable to the case of using the optimum transmission / reception weight vector obtained by the singular value decomposition. Although the 20 GHz band has been described as an example here as a frequency, when the frequency becomes higher, such as the 80 GHz band, the antenna element interval can be shortened by shortening the wavelength, so that it is physically reduced to almost one point. Since the antenna is arranged in the vicinity, the approximation accuracy is further increased and the gain gap can be ignored.
(複数の第1特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法のオプション)
以上は簡易なウエイトベクトル算出法の基本原理であるが、このままでは若干の課題が残る。例えば、上述の様に大規模なアンテナを用いることで回線設計上の利得を稼ぐ場合には、1本アンテナ対1本アンテナのチャネル推定の精度はあまり高いものとは言えない。そこで、「見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法」(第6の実施形態)で用いた技術と同様に、チャネル推定に用いるサブキャリア数を大幅に限定し、そこでサブキャリア当たりの送信電力を高めてそのサブキャリアに対するチャネル推定精度を向上させることを適用する。更に、アンテナ素子間額が狭いことを利用すると、チャネル推定においてトレーニング信号を送信する送信アンテナがアンテナ群の重心付近から若干離れていても、かなり良い精度でのチャネル推定を維持することが可能になる。
(Option for approximate solution of weight vector corresponding to multiple first singular values)
The above is the basic principle of a simple weight vector calculation method, but some problems remain as it is. For example, when gain is gained in line design by using a large-scale antenna as described above, the accuracy of channel estimation of one antenna to one antenna cannot be said to be very high. Therefore, the number of subcarriers used for channel estimation is greatly limited, as in the technique used in the “approximate solution for channel matrix acquisition when the line-of-sight wave is dominant” (sixth embodiment). Is applied to improve the channel estimation accuracy for the subcarrier. Furthermore, if the forehead between antenna elements is used, channel estimation with fairly good accuracy can be maintained even if the transmitting antenna for transmitting training signals in channel estimation is slightly away from the vicinity of the center of gravity of the antenna group. Become.
例えば、図56と同様の評価を行う際に、重心付近のアンテナを用いずに、重心から少し離れたアンテナ素子を利用して送受信ウエイトベクトルを求めることを考える。一例として、1/2波長間隔で61素子をリニアアレー状に図56の評価と同様に配置し、重心に相当する第31アンテナ素子を利用した送受信ウエイトベクトルを用いる場合、15素子離れた第46アンテナ素子を用いる場合、リニアアレーの端にある第61アンテナ素子を用いる場合の利得を、送受信共に特異値分解を用いた理想的送受信ウエイトを用いた場合からの劣化量として評価する。 For example, when the same evaluation as in FIG. 56 is performed, it is considered that a transmission / reception weight vector is obtained using an antenna element slightly apart from the center of gravity without using an antenna near the center of gravity. As an example, in a case where 61 elements are arranged in a linear array at ½ wavelength intervals in the same manner as in the evaluation of FIG. 56 and a transmission / reception weight vector using the 31st antenna element corresponding to the center of gravity is used, When using the element, the gain when using the 61st antenna element at the end of the linear array is evaluated as the amount of deterioration from the case of using an ideal transmission / reception weight using singular value decomposition for both transmission and reception.
図57は、重心から離れたアンテナを用いた送受信ウエイトベクトル近似解における利得特性を示す図である。図から分かる様に、周波数20GHz、距離20mとかなり条件的には厳しい状況であっても、利得のギャップの中央値(CDF50%値)は第46アンテナ素子で0.5dB、第61アンテナ素子でも0.8dBである。この程度の利得の低下を許容すれば、全アンテナ61素子を用いて、それぞれが異なるサブキャリアのトレーニング信号を送信し、いずれかのアンテナ素子でトレーニング信号が送信された全ての周波数成分のトレーニング信号受信側の局における送受信ウエイトベクトルが簡易に求まることになる。 FIG. 57 is a diagram showing gain characteristics in a transmission / reception weight vector approximate solution using an antenna away from the center of gravity. As can be seen from the figure, the median value of the gain gap (CDF 50% value) is 0.5 dB for the 46th antenna element, even for the 61st antenna element, even under severe conditions such as a frequency of 20 GHz and a distance of 20 m. 0.8 dB. If this level of gain reduction is allowed, all 61 antenna elements are used to transmit training signals of different subcarriers, and training signals of all frequency components transmitted from any of the antenna elements are transmitted. The transmission / reception weight vector in the receiving station can be easily obtained.
例えば、各アンテナ素子から4サブキャリアのトレーニング信号を送信し、アンテナ素子数が例えば64素子であるとすれば、256個のサブキャリアについて同時にチャネル推定を実施することが可能になる。上述の例では簡単のためにリニアアレーを例にして説明を行ったが、1/2波長間隔の正方格子状の16×16の正方アレーアンテナ(計256素子)を用いれば、上述の図57と同程度の特性が期待されるため、256素子を同時に用いれば1024個のサブキャリアを一度にチャネル推定することが可能になる。 For example, if a training signal of 4 subcarriers is transmitted from each antenna element and the number of antenna elements is 64 elements, for example, it is possible to simultaneously perform channel estimation for 256 subcarriers. In the above example, a linear array has been described as an example for the sake of simplicity. However, if a 16 × 16 square array antenna (256 elements in total) having a square lattice with a ½ wavelength interval is used, the above-described FIG. Since similar characteristics are expected, it is possible to estimate the channel of 1024 subcarriers at a time by using 256 elements simultaneously.
ここで仮にアップリンクを想定すると、端末局装置側にはそれほど多くのアンテナ素子を配置できない場合があるが、その場合でも「見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法」で説明した様に送受信ウエイトベクトルのベクトルの各成分(個別のアンテナ素子に対応)のサブキャリア間のウエイト値は複素位相的には緩やかな変動を示すことが分かっており、横軸にサブキャリア、縦軸に複素位相のグラフ上で見た場合、2π周期の折り返しも考慮してオフセット値の補正を行えば、全帯域内でウエイト値が直線的な緩やかな変化に収まっているとみなし、算出されたウエイト値の複素位相を−πから+πの範囲の外に拡張しながら線形補間することで取得できていないサブキャリアのウエイト値を取得することも可能である。なおこの場合、チャネル情報は基準アンテナの複素位相を基準とした相対チャネル情報を用い、その相対チャネル情報から受信ウエイトを求めることが好ましい。 Assuming that the uplink is assumed here, there are cases where not so many antenna elements can be arranged on the terminal station side, but even in that case, it was explained in “Approximate Solution for Channel Matrix Acquisition when Line-of-Sight Wave is Dominant”. Similarly, it is known that the weight value between subcarriers of each component of the transmission / reception weight vector vector (corresponding to individual antenna elements) shows a gradual fluctuation in terms of complex phase. In the complex phase graph, if the offset value is corrected in consideration of the return of 2π period, it is assumed that the weight value is within a linear and gradual change within the entire band. It is also possible to acquire a subcarrier weight value that cannot be acquired by linear interpolation while extending the complex phase of the weight value outside the range of -π to + π. In this case, it is preferable to use relative channel information based on the complex phase of the reference antenna as channel information, and obtain a reception weight from the relative channel information.
ここで、全体アンテナの中の重心付近のアンテナ素子の利用の例について図58を参照して説明する。図58はリニアアレーを用いる場合のトレーニング信号の送信に用いるアンテナ素子の例を示す図である。この図においては、31素子のリニアアレーの場合を例に取り、その重心アンテナは真ん中の第16アンテナとなる(図では2重の丸で示している)。基本となるのは図58(a)の様に重心のアンテナ素子である第16素子のみをトレーニング信号の送信に用いるのだが、これではサブキャリア当たりの送信電力を向上するためにトレーニング信号の送信に用いるサブキャリアを制限すると、チャネル情報を取得可能なサブキャリアの数が減ってしまい、その間のチャネル情報の補間の精度が落ちてしまう。そこで、例えば図58(b)の様に重心±5素子内の範囲でトレーニング信号の送信を行ったり、図58(c)の様に±10素子内の範囲でトレーニング信号の送信を行ってもよい。図57に示した様に、チャネル推定精度に問題がなければ、図58(d)の様に全ての素子をトレーニング信号の送信に用いることも可能である。 Here, an example of using antenna elements near the center of gravity of the entire antenna will be described with reference to FIG. FIG. 58 is a diagram illustrating an example of an antenna element used for transmission of a training signal when a linear array is used. In this figure, the case of a 31-element linear array is taken as an example, and its center-of-gravity antenna is the 16th antenna in the middle (indicated by a double circle in the figure). Basically, as shown in FIG. 58 (a), only the sixteenth element, which is the antenna element at the center of gravity, is used for transmission of the training signal, but in this case, transmission of the training signal is performed in order to improve transmission power per subcarrier. If the subcarriers used for the above are limited, the number of subcarriers from which channel information can be acquired decreases, and the accuracy of interpolation of channel information during that time decreases. Therefore, for example, as shown in FIG. 58 (b), the training signal may be transmitted within the range of the center of gravity ± 5 elements, or the training signal may be transmitted within the range of ± 10 elements as shown in FIG. 58 (c). Good. As shown in FIG. 57, if there is no problem in channel estimation accuracy, all elements can be used for transmission of training signals as shown in FIG.
次に、図59は最密充填状の2次元アンテナ配置を用いる場合のトレーニング信号の送信に用いるアンテナ素子の例を示す図である。この図においては、37素子の2次元アレーの場合を例に取り、説明の都合上a〜z、A〜Kの記号を振っている。その重心アンテナは真ん中の第aアンテナとなる(図59では2重の丸で示している)。基本となるのは図59(a)の様に重心のアンテナ素子であるので第a素子のみをトレーニング信号の送信に用いるのだが、これではサブキャリア当たりの送信電力を向上するためにトレーニング信号の送信に用いるサブキャリアを制限すると、チャネル情報を取得可能なサブキャリアの数が減ってしまい、その間のチャネル情報の補間の精度が落ちてしまう。そこで、例えば図59(b)の様に第a素子に加えて第b〜s素子の範囲(図59では黒塗りの丸で示している)でトレーニング信号の送信を行い、残りの第t〜K素子のアンテナは、通信には用いるがチャネルフィードバックには用いない。ないしは、これらすべてのアンテナ素子をトレーニング信号の送信とデータ通信の双方で用いる構成であってもよい。 Next, FIG. 59 is a diagram illustrating an example of an antenna element used for transmission of a training signal when a close-packed two-dimensional antenna arrangement is used. In this figure, the case of a two-dimensional array of 37 elements is taken as an example, and symbols a to z and A to K are given for convenience of explanation. The center-of-gravity antenna is the a-th antenna in the middle (indicated by double circles in FIG. 59). Since the antenna element at the center of gravity is the basis as shown in FIG. 59 (a), only the a-th element is used for training signal transmission. However, in order to improve the transmission power per subcarrier, When the subcarriers used for transmission are limited, the number of subcarriers from which channel information can be acquired decreases, and the accuracy of interpolation of channel information during that time decreases. Therefore, for example, as shown in FIG. 59 (b), the training signal is transmitted in the range of the bth to sth elements (indicated by black circles in FIG. 59) in addition to the ath element, and the remaining tth to tth elements are transmitted. The K element antenna is used for communication but not for channel feedback. Or the structure which uses all these antenna elements for both transmission of a training signal and data communication may be sufficient.
同様の考え方は、トレーニング信号の送信に利用可能なアンテナ素子数が少ない場合にも適用できる。例えば何らかの理由で1次元のリニアアレーを送受信に用いる場合に、トレーニング信号の送信には図58(b)に示す様な重心付近のアンテナ素子しかチャネル推定精度的には利用できないのだが、重心付近に別途、トレーニング信号送信のみに用いるアンテナ素子を追加して運用することも可能である。図60はリニアアレーの重心付近にトレーニング信号送信用のアンテナ素子を追加する場合の例を示す図である。この図に示す様にアンテナ素子E、D、C、B、A、z、r、g、a、d、l、t、u、v、w、x、yはリニアアレーを構成している。重心は第a素子であり、この素子の中心に最密充填状に第a〜s素子が配置されている。リニアアレーから外れるアンテナ素子b、c、e、f、h、i、j、k、m、n、o、p、q、sはデータ通信には用いないのだが、チャネル推定を行うためには第a〜s素子を用いてトレーニング信号を送信する。 The same idea can be applied when the number of antenna elements that can be used for transmission of training signals is small. For example, when a one-dimensional linear array is used for transmission and reception for some reason, only antenna elements near the center of gravity as shown in FIG. 58B can be used for transmission of training signals in terms of channel estimation accuracy. Separately, an antenna element used only for training signal transmission can be added and operated. FIG. 60 is a diagram illustrating an example in which an antenna element for training signal transmission is added near the center of gravity of the linear array. As shown in this figure, the antenna elements E, D, C, B, A, z, r, g, a, d, l, t, u, v, w, x, and y constitute a linear array. The center of gravity is the a-th element, and the a to s-elements are arranged in a close-packed manner in the center of this element. The antenna elements b, c, e, f, h, i, j, k, m, n, o, p, q, and s that are out of the linear array are not used for data communication. A training signal is transmitted using the a to s elements.
これは一例であり、例えば図59の様に最密充填状の2次元アンテナ配置を用いる場合にも、基本は5波長間隔で最密充填を行いながら、トレーニング信号は第a素子の周りに1/2波長間隔で最密充填状にアンテナ素子を集中的に配置して利用するという構成であっても構わない。この様にアンテナ素子の密度を重心付近で高め、トレーニング信号の送信はその重心付近のアンテナ素子のみを用いて送信しても構わない。また、図60の説明ではリニアアレーから外れるアンテナ素子b、c、e、f、h、i、j、k、m、n、o、p、q、sはデータ通信には用いないとしていたが、これらのアンテナ素子をデータ通信に用いてもに全く問題はない。 This is an example. For example, even when a close-packed two-dimensional antenna arrangement as shown in FIG. 59 is used, the training signal is 1 around the a-th element while the close-packing is performed at intervals of 5 wavelengths. A configuration may be employed in which antenna elements are intensively arranged and used in a close-packed manner at an interval of two wavelengths. In this way, the density of the antenna elements may be increased near the center of gravity, and the training signal may be transmitted using only the antenna elements near the center of gravity. In the description of FIG. 60, the antenna elements b, c, e, f, h, i, j, k, m, n, o, p, q, and s deviating from the linear array are not used for data communication. There is no problem even if these antenna elements are used for data communication.
図61は、近似ウエイト値の線形補間の具体例を示す図である。グラフの横軸はサブキャリアを、縦軸はウエイト値の複素位相を表す。例えば、8サブキャリア間隔でf1、f9、f16、f25のウエイト値がそれぞれプロット点291〜294の様に取得できているとする。この複素位相はπから+πの範囲となる様に与えられているため、例えばプロット点291〜295を基に線形補間すると、f25のウエイト値の複素位相は+πを超えてしまい、実際の観測されたプロット点294は−π近辺の値となっている。しかし、サブキャリアがf16からf25に変化する際に複素位相が−2π近く変化することはあり得ないため、必然的にプロット点294に+2πのオフセットを加えたプロット点295が実際の複素位相と考えることができる。 FIG. 61 is a diagram showing a specific example of linear interpolation of approximate weight values. The horizontal axis of the graph represents subcarriers, and the vertical axis represents the complex phase of weight values. For example, it is assumed that the weight values of f 1 , f 9 , f 16 , and f 25 are acquired as plotted points 291 to 294 at intervals of 8 subcarriers, respectively. Since this complex phase is given in the range of π to + π, for example, when linear interpolation is performed based on the plot points 291 to 295, the complex phase of the weight value of f 25 exceeds + π, and actual observation The plotted point 294 has a value near −π. However, since the complex phase cannot change close to −2π when the subcarrier changes from f 16 to f 25 , the plot point 295 inevitably obtained by adding the offset of + 2π to the plot point 294 is the actual complex. It can be considered as a phase.
この様にしてオフセットを加えて補正された複素位相値を用いれば、線形補間でその間の複素位相を求めることも可能である。例えば、サブキャリアf2〜f8に関しては、プロット点291とプロット点292の間を直線で結び内挿補間することも可能である。同様に、プロット点291〜293及びプロット点295を用いて最小二乗法を適用すれば、線形の回帰直線を求めることができるので、その回帰直線で各サブキャリアのウエイト値を与えてもよい。この際、取得済みのサブキャリアf1、f9、f16、f25のウエイト値をそのまま用いることも可能であるが、一方でそのまま用いずに、線形補間した予測値で置き換えてこれらのサブキャリアのウエイト値を与えると、雑音等の推定誤差成分を抑圧できる場合もある。更には、近傍のサブキャリアのウエイト値から2πのオフセットも考慮した上での変化量が、他のプロット点に加えて極端に大きな(例えば変化量が±π/2以上)プロット点は、推定精度が低いものとして線形補間から除外して精度を高めることも可能である。 If the complex phase value corrected by adding an offset in this way is used, the complex phase between them can be obtained by linear interpolation. For example, regarding the subcarriers f 2 to f 8, it is also possible to connect the plot points 291 and 292 with a straight line and perform interpolation. Similarly, if the least square method is applied using the plot points 291 to 293 and the plot point 295, a linear regression line can be obtained, and therefore, the weight value of each subcarrier may be given by the regression line. At this time, the acquired weight values of the subcarriers f 1 , f 9 , f 16 , and f 25 can be used as they are, but on the other hand, instead of using them as they are, they are replaced with predicted values obtained by linear interpolation. If a carrier weight value is given, an estimation error component such as noise may be suppressed. Furthermore, the amount of change taking into account the 2π offset from the weight value of the neighboring subcarriers is extremely large (for example, the amount of change is ± π / 2 or more) in addition to other plot points. It is also possible to increase accuracy by excluding it from linear interpolation because it has low accuracy.
次に、図62を参照して、基地局装置又は端末局装置が行う近似ウエイト値の線形補間における複素位相オフセットの判定処理の動作を説明する。図62は、近似ウエイト値の線形補間における複素位相オフセットの判定処理の動作を示すフローチャートである。ここでは、図62に示す処理動作を基地局装置が行うものとして説明する。ある程度チャネル推定に用いるサブキャリア数が確保できる場合(複数のアンテナ素子からトレーニング信号を送信する場合を含む)には、チャネル推定が実施されるサブキャリアの間隔は比較的狭くできるので、この場合には近接するサブキャリアのチャネル推定結果の複素位相の差は十分に小さいものと考えられる。 Next, with reference to FIG. 62, the operation of the complex phase offset determination process in the linear interpolation of the approximate weight value performed by the base station apparatus or the terminal station apparatus will be described. FIG. 62 is a flowchart showing the operation of a complex phase offset determination process in linear interpolation of approximate weight values. Here, the processing operation shown in FIG. 62 will be described as being performed by the base station apparatus. If the number of subcarriers used for channel estimation can be secured to some extent (including the case where training signals are transmitted from a plurality of antenna elements), the interval between subcarriers on which channel estimation is performed can be made relatively small. The difference in complex phases of channel estimation results of adjacent subcarriers is considered to be sufficiently small.
そこで、基地局装置は、離散的サブキャリアでチャネル推定を実施した後、複素位相情報補間のために送受信ウエイトベクトル(ないしはチャネルベクトルやチャネル行列)の各成分を読み出す(ステップS6201)。そして、基地局装置は、連続するサブキャリアのウエイト値WkとWk’を読み出す(ステップS6202)。このとき、ベクトルないし行列ごとに、取得されたチャネル情報の例えばサブキャリア番号の小さい方から順番に読み出す。そして、基地局装置は、取得された中で連続するサブキャリアのWkとWk’(離散的であるので、kとk’が隣接しているとは限らない)の複素位相θ(Wk)とθ(Wk’)を取得する(ステップS6203)。続いて、基地局装置は、複素位相θ(Wk’)とθ(Wk)の差が−π以下であれば+2πを加算し(ステップS6204、S6205)、逆に差がπ以上であれば−2πを減算(ステップS6206、S6207)して、補正後の複素位相θ(Wk)とθ(Wk’)の差の絶対値がπ以下となる様にする。 Therefore, after performing channel estimation with discrete subcarriers, the base station apparatus reads each component of the transmission / reception weight vector (or channel vector or channel matrix) for complex phase information interpolation (step S6201). Then, the base station apparatus reads the weight values Wk and Wk ′ of successive subcarriers (step S6202). At this time, for each vector or matrix, the acquired channel information is read in order, for example, from the smaller subcarrier number. Then, the base station apparatus obtains a complex phase θ (Wk) of Wk and Wk ′ of consecutive subcarriers acquired (because they are discrete, k and k ′ are not necessarily adjacent to each other). θ (Wk ′) is acquired (step S6203). Subsequently, the base station apparatus adds + 2π if the difference between the complex phases θ (Wk ′) and θ (Wk) is −π or less (steps S6204 and S6205). 2π is subtracted (steps S6206 and S6207) so that the absolute value of the difference between the corrected complex phases θ (Wk) and θ (Wk ′) is π or less.
基本的にはこれだけでも十分であるが、更に±π/2以上の複素位相差の情報は信憑性が低いと判断する場合には、補正後の複素位相θ(Wk)とθ(Wk’)の差分を再度比較し(ステップS6208、S6209)、その差が−π/2以下ないしはπ/2以上であればそのチャネル情報は信用性が薄いと判断してウエイト値Wk’を廃棄する(ステップS6210)。取得されている全サブキャリアに対して検査済みであれば処理を終了し、検査済みでなければ次のサブキャリアを読み出し、直前に処理を行ったサブキャリアの値との間で同様の処理を実施する(ステップS6211)。 Basically, this is sufficient, but when complex phase difference information of ± π / 2 or more is judged to have low credibility, corrected complex phases θ (Wk) and θ (Wk ′) Are compared again (steps S6208 and S6209). If the difference is −π / 2 or less or π / 2 or more, it is determined that the channel information is not reliable, and the weight value Wk ′ is discarded (step S6208). S6210). If all subcarriers that have been acquired have been inspected, the process ends. Implement (step S6211).
なお、複素位相としては補正処理を行っているが、実際のウエイト値はExp(jθ(k)で与えられるため、複素位相2πの補正はウエイトとしては何ら差が生じるものではない。あくまでも線形補間を行うための複素位相の補正を行うものである。この様にして補正を行った複素位相上で任意の補間処理を適用することが可能で、近接する2点の複素位相から線形補間してもよいし、複数点の複素位相から最小二乗法的に線形の補間をしてもよいし、その他の非線形の補間をしても構わない。また内挿補間に加えて、2点の外側の外挿補間を用いても構わない。 Although correction processing is performed for the complex phase, since the actual weight value is given by Exp (jθ (k), the correction of the complex phase 2π does not cause any difference in weight. It is possible to apply an arbitrary interpolation process on the complex phase corrected in this way, and linearly interpolate from the two adjacent complex phases. Alternatively, linear interpolation may be performed in a least-squares manner from complex points at multiple points, or other non-linear interpolation may be performed. Extrapolation may be used.
なお、上述の様々な説明の中でチャネルベクトル、チャネル行列、送受信ウエイトベクトルなどの線形補間(最小二乗法による回帰計算)にて「オフセット値」を導入していたが、この様に取得済みのサブキャリア間での急激な複素位相の変化が伴わない様にして行う複素位相の補正は「オフセット値」の導入と基本的には等価であり、図62の処理を実施すれば、明示的な「オフセット値」の導入(複数のオフセット値の候補に対して最小二乗法による回帰計算を行うなどの処理)は必ずしも必要ではなく、省略することが可能である。なお上述の補正処理は、第6の実施形態における処理においても同様に活用可能である。 In addition, in the above various explanations, “offset value” was introduced by linear interpolation (regression calculation by least squares method) such as channel vector, channel matrix, transmission / reception weight vector, etc. The correction of the complex phase performed without causing a sudden change in complex phase between the subcarriers is basically equivalent to the introduction of the “offset value”. If the processing of FIG. The introduction of “offset value” (processing such as performing regression calculation by a least square method on a plurality of offset value candidates) is not necessarily required, and can be omitted. The correction process described above can be used in the same way in the process according to the sixth embodiment.
(複数の第1特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法の処理)
次に、図63を参照して、複数の第1特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法の処理動作を説明する。図63は、複数の第1特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法の処理動作を示すフローチャートである。ここではアップリンクとダウンリンクは特に問わず、基地局装置と端末局装置のいずれかがチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、他方がそのトレーニング信号を受信してチャネルベクトルを取得し、この結果を用いて受信ウエイトベクトルを算出する。更にキャリブレーション処理により送信ウエイトベクトルも取得する。片方向で送受信ウエイトベクトルを取得した後に、同様のことを逆方向で行えば、双方向の送受信ウエイトベクトルを取得することが可能である。また、説明の便宜上、ダウンリンクでトレーニング信号を送信する場合を例にして以下の説明を行う。
(Processing of approximate solution of weight vector corresponding to a plurality of first singular values)
Next, with reference to FIG. 63, the processing operation of the approximate solution of the weight vector corresponding to the plurality of first singular values will be described. FIG. 63 is a flowchart showing the processing operation of the approximate solution method for weight vectors corresponding to a plurality of first singular values. Here, regardless of uplink or downlink, either the base station apparatus or the terminal station apparatus transmits a training signal for channel estimation, and the other receives the training signal to acquire a channel vector. Is used to calculate the reception weight vector. Further, a transmission weight vector is acquired by the calibration process. If the same operation is performed in the reverse direction after acquiring the transmission / reception weight vector in one direction, it is possible to acquire the bidirectional transmission / reception weight vector. Further, for convenience of explanation, the following explanation will be given with an example in which a training signal is transmitted on the downlink.
基地局装置は、サブキャリア当たりの送信電力を高めるために、全体の中の一部のサブキャリアを用いてトレーニング信号の送信を行う(ステップS6301)。このとき、アンテナ群の重心周辺のアンテナ素子によりトレーニング信号の送信を行う。端末局装置ではこのトレーニング信号を受信し、所定の受信処理を行う(ステップS6302)。ここでの受信処理は、信号をローノイズアンプで増幅し、ミキサにて無線周波数からベースバンドの信号にダウンコンバートし、フィルタにて帯域外の信号成分を除去し、A/D変換によりサンプリングし、この信号にFFT処理を施して周波数軸上の信号に変換するなどの処理である。端末局装置は、この様にして得られたチャネルベクトルに対して複素共役を取り(及び必要に応じて規格化処理を含む)受信ウエイトベクトルを算出する(ステップS6303)。 In order to increase the transmission power per subcarrier, the base station apparatus transmits a training signal using some of the subcarriers in the whole (step S6301). At this time, the training signal is transmitted by the antenna element around the center of gravity of the antenna group. The terminal station apparatus receives this training signal and performs a predetermined reception process (step S6302). In this reception process, the signal is amplified by a low noise amplifier, downconverted from a radio frequency to a baseband signal by a mixer, an out-of-band signal component is removed by a filter, and sampling is performed by A / D conversion. For example, the signal is subjected to FFT processing and converted to a signal on the frequency axis. The terminal station apparatus takes a complex conjugate (and includes a normalization process as necessary) for the channel vector thus obtained, and calculates a reception weight vector (step S6303).
続いて、端末局装置は、ここの複素位相の補正処理(図62に示す処理)を実施する(ステップS6304)。そして、端末局装置は、線形補間等で全サブキャリアのチャネルベクトルを取得する(ステップS6305)。続いて、端末局装置は、線形補間や非線形補間など様々な補間処理で取得できていないサブキャリアの受信ウエイトベクトルを予測し、全ての受信ウエイトベクトルを取得後にキャリブレーション処理で送信ウエイトベクトルを算出する(ステップS6306)。最後に端末局装置は、送信ウエイトベクトルを記録管理する(ステップS6307)。 Subsequently, the terminal station apparatus performs the complex phase correction process (the process shown in FIG. 62) here (step S6304). Then, the terminal station apparatus acquires channel vectors of all subcarriers by linear interpolation or the like (step S6305). Subsequently, the terminal station apparatus predicts the reception weight vector of the subcarrier that cannot be acquired by various interpolation processes such as linear interpolation and nonlinear interpolation, and calculates the transmission weight vector by the calibration process after acquiring all the reception weight vectors. (Step S6306). Finally, the terminal station apparatus records and manages the transmission weight vector (step S6307).
以上説明した様に、見通し環境で第1特異値に対応する仮想的伝送路を利用するための送受信ウエイトを取得する場合には、アンテナ素子群が非常に狭いところに限定されていることを利用し、そのアンテナ群の重心付近の単一アンテナ素子を用いて受信信号ベクトルを取得し、その複素共役を取ることで極めて容易に受信ウエイトを算出することができる。キャリブレーション処理を行えば送信ウエイトも取得可能であり、この処理を双方向で行えば、基地局装置及び端末局装置は簡単に第1特異値に対応する仮想的伝送路の送受信ウエイトを近似的に求めることができる。また、重心付近のアンテナのみをトレーニング信号送信に用いる一方、データの送受信には開口長を広げたアンテナ素子全体を用いることで、回線利得の向上や空間多重特性を高めることも可能である。 As described above, when acquiring transmission / reception weights for using the virtual transmission line corresponding to the first singular value in the line-of-sight environment, the fact that the antenna element group is limited to a very narrow area is used. The reception weight can be calculated very easily by acquiring the reception signal vector using a single antenna element near the center of gravity of the antenna group and taking the complex conjugate thereof. If the calibration process is performed, the transmission weight can be acquired. If this process is performed in both directions, the base station apparatus and the terminal station apparatus can easily approximate the transmission / reception weight of the virtual transmission path corresponding to the first singular value. Can be requested. In addition, while only the antenna near the center of gravity is used for training signal transmission, it is also possible to improve the line gain and enhance the spatial multiplexing characteristics by using the entire antenna element having a wide aperture for data transmission / reception.
なお、送信側で送信ウエイトベクトルが既知であれば、重心付近のアンテナのみを利用して且つ利用するサブキャリアを限定してトレーニング信号を送信するまでもなく、全サブキャリア、ないしは若干間引きしたサブキャリアを用いて全アンテナ素子で送信ウエイトベクトルを用い指向性形成を行い利得を高めてトレーニング信号を送信することも可能である。このため、送信ウエイトベクトルの初期値を取得するための手法として本実施形態を利用し、送信ウエイトベクトルを取得後はその送信ウエイトベクトルを用いて指向性形成を行いトレーニング信号を送信し、この様に回線利得が高められた状態でチャネル推定を行い、そのチャネルベクトルの複素共役により受信ウエイトベクトルを高精度で求め、その高精度の受信ウエイトベクトルに対してキャリブレーション処理を施すことで高精度の送信ウエイトベクトルを求めるなどの手順を踏んでもよい。この様な処理の繰り返しを逐次行うことにより、定常的な通信状態においてはより安定的な状況で通信を行うことが可能になる。 If the transmission weight vector is known on the transmission side, it is not necessary to transmit the training signal by using only the antenna near the center of gravity and limiting the subcarriers to be used. It is also possible to transmit a training signal with increased gain by performing directivity formation using transmission weight vectors with all antenna elements using carriers. Therefore, this embodiment is used as a method for acquiring the initial value of the transmission weight vector, and after acquiring the transmission weight vector, directivity formation is performed using the transmission weight vector, and a training signal is transmitted. The channel is estimated with the line gain increased at the same time, the received weight vector is obtained with high accuracy by the complex conjugate of the channel vector, and the high-accuracy received weight vector is subjected to calibration processing to achieve high accuracy. A procedure such as obtaining a transmission weight vector may be taken. By sequentially repeating such processing, communication can be performed in a more stable situation in a steady communication state.
[第8の実施形態]
[複数の無線局における同時チャネル推定について]
(第8の実施形態に係る基本原理の概要)
上述の「見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法」及び「複数の第1特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法」では、トレーニング信号を送信するサブキャリアを限定することで1本アンテナ対1本アンテナのチャネル推定精度を高めることができることを示した。また、これらの技術では、複数のアンテナからサブキャリアの異なるトレーニング信号を同時に送信し、それにより異なるアンテナ素子に関するチャネル情報を取得することができる。
[Eighth Embodiment]
[About simultaneous channel estimation in multiple radio stations]
(Outline of the basic principle according to the eighth embodiment)
In the above-mentioned “approximate solution for acquiring channel matrix when line-of-sight wave is dominant” and “approximate solution for weight vector corresponding to a plurality of first singular values”, the number of subcarriers for transmitting training signals is limited to 1 It was shown that the channel estimation accuracy of this single antenna pair can be improved. Also, with these techniques, it is possible to simultaneously transmit training signals with different subcarriers from a plurality of antennas, thereby acquiring channel information regarding different antenna elements.
これらの技術の説明では、例えば同じ端末局装置の複数のアンテナ素子から異なるサブキャリアを用いてトレーニング信号を送信したり、ないしは図16に示す様に基地局装置303側において複数の第1の信号処理部304を含む場合について説明した。この場合、第1の信号処理部304のアンテナ素子からのトレーニング信号の送信を基地局装置303内部の通信制御回路等でそれぞれのタイミングを調整し、それらがタイミングを揃えて一斉にトレーニング信号を送信する様に制御していた。これに対し、そのほかの条件においても複数のアンテナ素子のチャネル推定を同時に行うことが有効な場合がある。その一例としては、上述の様に無線エントランス回線に本実施形態を適用する以外に、スモールセル基地局装置のアクセス系に用いて利用することがあげられる。 In the description of these techniques, for example, a training signal is transmitted from a plurality of antenna elements of the same terminal station apparatus using different subcarriers, or a plurality of first signals are transmitted on the base station apparatus 303 side as shown in FIG. The case where the processing unit 304 is included has been described. In this case, the transmission of the training signal from the antenna element of the first signal processing unit 304 is adjusted by the communication control circuit or the like inside the base station apparatus 303, and the training signal is transmitted all at once with the same timing. It was controlled to do. On the other hand, it may be effective to perform channel estimation of a plurality of antenna elements simultaneously under other conditions. As an example, in addition to applying the present embodiment to a wireless entrance line as described above, it can be used for an access system of a small cell base station apparatus.
図64は、同一エリア内に存在する複数のスモールセル間での同時チャネル推定を行う装置構成を示す図である。図64において、左図には例えば一例としてビル街のビル壁面に複数のスモールセル基地局装置231〜234が設置され、その基地局装置231〜234の周囲にそれぞれのサービスエリアが広がる環境を表している。このサービスエリアには、基地局装置231〜234との間で無線通信を行う端末局装置235〜239が存在する。端末局装置235はスモールセル基地局装置231の配下にあり、端末局装置236はスモールセル基地局装置232の配下にあり、端末局装置237はスモールセル基地局装置233の配下にあり、端末局装置238及び端末局装置239はスモールセル基地局装置234の配下にある。 FIG. 64 is a diagram showing a device configuration for performing simultaneous channel estimation between a plurality of small cells existing in the same area. In FIG. 64, for example, the left diagram shows an environment in which a plurality of small cell base station devices 231 to 234 are installed on the wall surface of a building street as an example, and each service area extends around the base station devices 231 to 234. ing. In this service area, there are terminal station devices 235 to 239 that perform wireless communication with the base station devices 231 to 234. The terminal station device 235 is under the control of the small cell base station device 231, the terminal station device 236 is under the control of the small cell base station device 232, the terminal station device 237 is under the control of the small cell base station device 233, and the terminal station The device 238 and the terminal station device 239 are under the small cell base station device 234.
背景技術の中でも説明した通り、スモールセルは局所的にトラヒックが集中するエリアのトラヒックをマクロセルからオフロードするために設置される。トラヒックが集中するエリアに対して、狭いエリアのスモールセルを設定し、そのスモールセル内の端末局に限定してそのスモールセル基地局装置が通信を行うことになる。マクロセルであれば置局設計を厳密に行い、マクロセル間での相互干渉のレベルを管理して周波数資源のリユースを行うのが一般的である。しかし、スモールセルはあくまでもトラヒック集中などの要求条件に合わせてスポット的に設置されるものであり、置局設計が計画的に実施されるとは限らない。 As described in the background art, the small cell is installed in order to offload the traffic in the area where the traffic is concentrated locally from the macro cell. A small cell in a small area is set for an area where traffic is concentrated, and the small cell base station apparatus performs communication only for terminal stations in the small cell. In the case of a macro cell, it is common to perform station station design strictly and manage the level of mutual interference between macro cells to reuse frequency resources. However, small cells are installed in spots according to requirements such as traffic concentration, and station placement design is not always implemented systematically.
その様な環境で、回線利得の確保という要求条件に合わせて相互干渉を低減することを目的として、Massive MIMO技術を用いたスモールセル構成技術が注目されている。このスモールセルでは相互干渉を低減するために、1素子当たりの送信電力は高くないが、多数のアンテナ素子で形成する指向性利得により膨大な回線利得を確保する。しかし、その回線利得を確保するには各送信アンテナ素子対受信アンテナ素子間のMIMOチャネル行列が既知である必要があり、このためのチャネルフィードバック技術は重要である。 In such an environment, a small cell configuration technique using the Massive MIMO technique has been attracting attention for the purpose of reducing mutual interference in accordance with the requirement for securing a line gain. In this small cell, in order to reduce mutual interference, transmission power per element is not high, but a huge line gain is secured by directivity gain formed by a large number of antenna elements. However, in order to secure the line gain, the MIMO channel matrix between each transmitting antenna element and the receiving antenna element needs to be known, and a channel feedback technique for this purpose is important.
更に、この回線利得を効率的に得るためにはチャネル推定の精度も重要になるが、チャネル推定のためにトレーニング信号を送信した際に、同一サブキャリアにて近隣のスモールセルからの干渉波が受信される場合には、その干渉信号によりチャネル推定精度が大幅に劣化し、十分な回線利得を確保できないばかりでなく、所望の方向以外への輻射も大きくなるために、相互干渉が大きくなるリスクもある。この問題は、Pilot Contamination(パイロット・コンタミネーション)と呼ばれており、相互干渉によるトレーニング信号の汚染の問題は重要な問題である。 Furthermore, in order to obtain this line gain efficiently, the accuracy of channel estimation is also important. However, when a training signal is transmitted for channel estimation, interference waves from neighboring small cells are transmitted on the same subcarrier. In the case of reception, the channel estimation accuracy deteriorates significantly due to the interference signal, and not only a sufficient line gain cannot be secured, but also the radiation in a direction other than the desired direction increases, and thus the risk of increased mutual interference. There is also. This problem is called pilot contamination, and the problem of contamination of the training signal due to mutual interference is an important problem.
この問題を単純に回避するには、スモールセルごとにトレーニング信号の送信タイミングをずらす(近隣の何処かのスモールセルでトレーニング信号が送信されている場合には、他のスモールセルでは通信を控える)ことが有効と見なされていた。しかし、この方法ではチャネル推定用のトレーニング信号によるオーバヘッドが大きくなり、MACレイヤにおける伝送効率が低下することになる。特に5Gにおけるスモールセルでは超多数の端末局装置を一つの基地局装置が一括で収容することが想定されているため、それらの端末局装置が頻繁にトレーニング信号を送信し、且つスモールセルごとに送信タイミングを棲み分けるとなると大幅にMAC効率が低下することになる。 To simply avoid this problem, shift the transmission timing of the training signal for each small cell (if the training signal is transmitted in some nearby small cell, refrain from communication in other small cells) Was considered effective. However, with this method, the overhead due to the channel estimation training signal increases and the transmission efficiency in the MAC layer decreases. In particular, in a small cell in 5G, since it is assumed that a single base station apparatus collectively accommodates a large number of terminal station apparatuses, these terminal station apparatuses frequently transmit training signals, and each small cell If the transmission timing is divided, the MAC efficiency is greatly reduced.
そこで、図64の右図に示した様に、全体の周波数帯域幅Wの中の多数のサブキャリアの中で、各基地局装置231〜234はサブキャリアを棲み分けて、ダウンリンクで同一時刻に揃えてトレーニング信号を送信する。同様に、各スモールセルの端末局装置235〜238も、全体の周波数帯域幅Wの中の多数のサブキャリアの中でそれぞれサブキャリアを棲み分けて、アップリンクで同一時刻に揃えてトレーニング信号を送信する。例えば、基地局装置231及び端末局装置235は右図の複数のサブキャリア群241を利用し、基地局装置232及び端末局装置236は複数のサブキャリア群242を利用し、基地局装置233及び端末局装置237は右図の複数のサブキャリア群243を利用し、基地局装置234及び端末局装置238は右図の複数のサブキャリア群244を利用する。これらは周波数軸上では重なりがないため、同一時刻に同一周波数(同一サブキャリア)の混信がなく、Pilot Contaminationの問題は発生しない。 Therefore, as shown in the right diagram of FIG. 64, among the many subcarriers in the entire frequency bandwidth W, the base station apparatuses 231 to 234 segregate the subcarriers, and at the same time in the downlink Send a training signal in line. Similarly, the terminal stations 235 to 238 of each small cell also segregate subcarriers among a number of subcarriers in the entire frequency bandwidth W, and arrange training signals at the same time on the uplink. Send. For example, the base station device 231 and the terminal station device 235 use a plurality of subcarrier groups 241 in the right diagram, the base station device 232 and the terminal station device 236 use a plurality of subcarrier groups 242, The terminal station apparatus 237 uses a plurality of subcarrier groups 243 shown in the right figure, and the base station apparatus 234 and the terminal station apparatus 238 use a plurality of subcarrier groups 244 shown in the right figure. Since these do not overlap on the frequency axis, there is no interference of the same frequency (the same subcarrier) at the same time, and the problem of Pilot Contamination does not occur.
また、アップリンクに関しては、例えば基地局装置234の配下の端末局装置238と端末局装置239が、例えば端末局装置238がサブキャリア群244を用いる一方で、端末局装置239が(基地局装置233と端末局装置237がサブキャリア群243で通信していないという前提で)サブキャリア群243を用いてトレーニング信号を送信し、端末局装置238と端末局装置239のチャネル情報を同時に推定する様に構成することも可能である。 Also, regarding the uplink, for example, the terminal station device 238 and the terminal station device 239 subordinate to the base station device 234, for example, the terminal station device 238 uses the subcarrier group 244, while the terminal station device 239 (the base station device 239). 233 and the terminal station device 237 (provided that the subcarrier group 243 does not communicate), a training signal is transmitted using the subcarrier group 243, and channel information of the terminal station device 238 and the terminal station device 239 is estimated simultaneously. It is also possible to configure.
一般には、基地局装置は装置規模を大型化することが許容される一方、端末局装置側はあまり装置規模を増大させることができない。また、図16に示す様に複数の第1の信号処理部304を備え、それぞれが多数のアンテナ素子を備えている場合には、一つの基地局装置が備えるアンテナ総数に対して端末局装置のアンテナ総数は少ないことが予想される。その場合、上述の様に同一セル内(ないしは異なるセルを含めてもよい)の多数の端末局装置とのチャネル推定を同時に行うことは理に適っている。 In general, the base station apparatus is allowed to increase the apparatus scale, while the terminal station apparatus cannot increase the apparatus scale so much. In addition, as shown in FIG. 16, when a plurality of first signal processing units 304 are provided and each has a plurality of antenna elements, the total number of antennas included in one base station device is The total number of antennas is expected to be small. In that case, it is reasonable to simultaneously perform channel estimation with a large number of terminal station apparatuses in the same cell (or may include different cells) as described above.
具体的には、例えば基地局装置が5つの第1の信号処理部304を備え、それぞれが各50素子のアンテナ素子を備えているとする。一つのアンテナ素子につき4つのサブキャリアにおいてトレーニング信号を送信する場合には、4×50×5=1000で1000ものサブキャリアのチャネル推定が同時に行えることになる。更に全体のサブキャリア数が2000であれば、例えば基地局装置231及び基地局装置233が偶数サブキャリアを、基地局装置232及び基地局装置234が奇数サブキャリアを利用してチャネル推定を行うことが可能である。アンテナの指向性特性などにも依存するが、基地局装置側の個々のアンテナ素子はある程度の強さの指向性を備えているとすると、隣接するスモールセルには干渉を与えうるが、次隣接のスモールセルとは与被干渉が無視可能な場合もあり、その様な場合には上述の設定が成り立つことになる。 Specifically, for example, it is assumed that the base station apparatus includes five first signal processing units 304, each of which includes 50 antenna elements. When a training signal is transmitted on four subcarriers per antenna element, channel estimation of 1000 subcarriers can be performed simultaneously with 4 × 50 × 5 = 1000. Further, if the total number of subcarriers is 2000, for example, base station apparatus 231 and base station apparatus 233 perform channel estimation using even subcarriers, and base station apparatus 232 and base station apparatus 234 use odd subcarriers. Is possible. Although depending on the directivity characteristics of the antenna, etc., if each antenna element on the base station device side has a certain degree of directivity, it may interfere with the adjacent small cell, but In some cases, the interference may be negligible with the small cell. In such a case, the above-described setting is established.
一方で、端末局装置の備えるアンテナ素子数が25素子であるとすると、1素子当たり4つのサブキャリアを利用するとして、一つの端末局装置の合計で100のサブキャリアを利用することになる。しかし、一つの基地局装置がチャネル推定に利用するサブキャリアが1000であるため、同時に10局の端末局装置がアップリンクのチャネル推定用のトレーニング信号を同時に送信しても同一時刻に同一周波数(同一サブキャリア)での混信がなく、これらに対して同時にチャネル推定ができることになる。ダウンリンクに関しては、基地局装置がトレーニング信号を1回送信すると、それを受信した全端末局装置が同時に自局に対するダウンリンクのチャネル推定が可能である。しかし、アップリンクに関しては各端末局装置が個別にトレーニング信号を送信しなければならず、そのトレーニング信号の送信に伴うオーバヘッドによるMAC効率の低下を如何に食い止め、一方ではチャネル推定精度を如何に高めるかは課題である。 On the other hand, if the number of antenna elements provided in the terminal station apparatus is 25 elements, 100 subcarriers are used in total for one terminal station apparatus, assuming that 4 subcarriers are used per element. However, since one base station apparatus uses 1000 subcarriers for channel estimation, even if 10 terminal station apparatuses transmit uplink channel training signals simultaneously, the same frequency ( There is no interference in the same subcarrier), and channel estimation can be performed on these simultaneously. Regarding the downlink, when the base station apparatus transmits a training signal once, all the terminal station apparatuses that have received the training signal can simultaneously estimate the downlink channel for the own station. However, with respect to the uplink, each terminal station apparatus must individually transmit a training signal, and how to prevent a decrease in MAC efficiency due to overhead associated with the transmission of the training signal, while increasing the channel estimation accuracy. Is a challenge.
ここで、上述のチャネル推定を異なるスモールセル間、又は同一のスモールセル内の異なる端末局装置間でサブキャリアを変えて同時に送受信するためには、(1)各端末局装置が送信すべきトレーニング信号のサブキャリアの把握ができること、(2)各端末局装置がトレーニング信号を送信すべきタイミングを把握できること、が重要になる。 Here, in order to simultaneously transmit and receive the above channel estimation between different small cells or between different terminal station devices in the same small cell, (1) training to be transmitted by each terminal station device It is important that the subcarrier of the signal can be grasped, and (2) that the timing at which each terminal station apparatus should transmit the training signal can be grasped.
図65は、本実施形態におけるフレーム構成の例を示す図である。図65において、符号251−1〜251−3は基地局装置がダウンリンクでトレーニング信号を送信するためのスロット、符号252−1〜252−3は基地局装置と端末局装置間でデータ通信を行うためのスロットである。また、符号253−1〜253−3、254−1〜254−3、255−1〜255−3、256−1〜256−3はそれぞれ端末局装置がアップリンクでトレーニング信号を送信するためのスロットを表す。また、スロット251−1からスロット256−1までの時間長、同様にスロット251−2からスロット256−2までの時間長、スロット251−3からスロット256−3までの時間長はそれぞれ基本フレーム周期Tb−frameである。厳密には、スロット256−1の末尾とスロット251−2の間、スロット256−2の末尾とスロット251−3の間などでは、アップリンクからダウンリンクへの切り替えが行われるために、ガードタイムとして所定の時間を設定してもよい。 FIG. 65 is a diagram showing an example of a frame configuration in the present embodiment. In FIG. 65, reference numerals 251-1 to 251-3 are slots for the base station apparatus to transmit a training signal in the downlink, and reference numerals 252-1 to 252-3 are data communication between the base station apparatus and the terminal station apparatus. It is a slot to do. Reference numerals 253-1 to 253-3, 254-1 to 254-3, 255-1 to 255-3, and 256-1 to 256-6 are used for the terminal station apparatus to transmit a training signal on the uplink. Represents a slot. Also, the time length from slot 251-1 to slot 256-1, the time length from slot 251-2 to slot 256-2, and the time length from slot 251-3 to slot 256-6 are respectively the basic frame period. T b-frame . Strictly speaking, since switching from the uplink to the downlink is performed between the end of the slot 256-1 and the slot 251-2, between the end of the slot 256-2 and the slot 251-3, and the like, the guard time A predetermined time may be set as
また図65に示す例では、基本フレームをN回繰り返す長周期のスーパーフレーム構造を取り、このスーパーフレーム内の異なる基本フレーム内のスロット253−1〜253−3、254−1〜254−3、255−1〜255−3、256−1〜256−3はそれぞれ異なる端末局装置がアップリンクのトレーニング信号を送信するために割り当てられている。スロット253−1〜253−3、254−1〜254−3、255−1〜255−3、256−1〜256−3のいずれか一つに着目すれば、それぞれがサブキャリアのグループに分割されている。上述の例では、全体で1000のサブキャリアに対し、一つの端末局装置が25本のアンテナ素子が各4サブキャリアでトレーニング信号を送信するとしていた。このため、例えば第j(jは1〜10の整数)グループのサブキャリアは0〜99の整数mに対し第(10×m+j)サブキャリアを用いることにして、第n基本フレームの第n’(図では253から256の4スロットが割り当てられるので、n’は1〜4の整数)スロットで第jグループのサブキャリアを用いるなどと端末局装置に割り当てを行う。 In the example shown in FIG. 65, a long-period superframe structure in which a basic frame is repeated N times is taken, and slots 253-1 to 253-3, 254-1 to 254-3 in different basic frames in this superframe, 255-1 to 255-3 and 256-1 to 256-3 are assigned to transmit uplink training signals by different terminal station apparatuses. If attention is paid to any one of the slots 253-1 to 253-3, 254-1 to 254-3, 255-1 to 255-3, and 256-1 to 256-6, each is divided into groups of subcarriers. Has been. In the above-described example, for a total of 1000 subcarriers, one terminal station apparatus transmits 25 training elements on each of 4 subcarriers. For this reason, for example, subcarriers of the jth group (j is an integer of 1 to 10) use the (10 × m + j) th subcarrier for the integer m of 0 to 99, so that the n′th of the nth basic frame. (In the figure, since 4 slots from 253 to 256 are assigned, n ′ is an integer of 1 to 4) The terminal station apparatus is assigned to use the j-th group of subcarriers in the slot.
なお、図65では各基本フレーム内の先頭に毎フレーム、スロット251−1〜251−3を割り当てているが、長周期のスーパーフレーム構造の中に一つ以上含まれていれば良く、スーパーフレーム内の所定の基本フレームの先頭に配置されていれば、全ての基本フレームの先頭に配置されなくても対応は可能である。同様にスロット253−1〜253−3、254−1〜254−3、255−1〜255−3、256−1〜256−3なども、各基本フレーム内で同数のスロットとして記載されているが、必ず同数である必要はなく、場合によっては一つも含まない基本フレームが存在しても構わない。 In FIG. 65, each frame and slots 251-1 to 251-3 are allocated at the head of each basic frame. However, one or more slots may be included in the long-period superframe structure. If it is arranged at the head of a predetermined basic frame, it can be handled even if it is not placed at the head of all the basic frames. Similarly, slots 253-1 to 253-3, 254-1 to 254-3, 255-1 to 255-3, 256-1 to 256-6, and the like are described as the same number of slots in each basic frame. However, the same number is not necessarily required, and there may be a basic frame that does not include one in some cases.
またデータ通信用スロット252−1〜252−3は、例えばインプリシット・フィードバックを行うことを想定して時分割のTDDを前提とするのであれば、端末局装置からの帯域要求やネットワーク側から基地局装置に到着するデータに応じて、適応的にデータ通信用スロット252−1〜252−3内の帯域の割り当てが行われることになる。この際、アップリンクとダウンリンクの時間長が固定的に設定されていてもよいし、トラヒックの状況に応じて割り当てを可変としてもよい。そのいずれにしても、本実施形態は適用可能である。また、このデータ通信用スロット252−1〜252−3は更に細分化されて、細かなスロット単位に送受信を行う。 If the data communication slots 252-1 to 252-3 are premised on time-division TDD assuming that, for example, implicit feedback is performed, the bandwidth request from the terminal station device or the network side Bands in the data communication slots 252-1 to 252-3 are adaptively allocated according to data arriving at the station apparatus. At this time, the uplink and downlink time lengths may be fixedly set, or the allocation may be variable according to traffic conditions. In any case, the present embodiment can be applied. The data communication slots 252-1 to 252-3 are further subdivided to perform transmission / reception in fine slot units.
なお、各基地局装置及び端末局装置は、例えばGPS(Global Positioning System)やその他の何らかの手段でスーパーフレーム及び基本フレームの先頭タイミングが既知であるものとする。GPS以外でもマクロセルの信号を活用したり、その他の無線システムでタイミング情報を通知しても構わない。また、新たにエリア内に入ってきた端末局装置は、最初に基地局に帰属処理を求めてアクセスする必要があるが、そのアクセスのためにはダウンリンクのチャネル推定を行い、その推定結果より求めた受信ウエイトベクトルとアップリンクの送信ウエイトベクトルを取得しないと、多数のアンテナを用いることによる回線利得を確保することができない。 Each base station apparatus and terminal station apparatus are assumed to know the start timing of the super frame and the basic frame by, for example, GPS (Global Positioning System) or some other means. Other than the GPS, the macro cell signal may be used, or the timing information may be notified by another wireless system. In addition, a terminal station device that newly enters the area needs to access the base station first by seeking attribution processing, but for that access, it performs downlink channel estimation, and from the estimation result Unless the obtained reception weight vector and uplink transmission weight vector are acquired, it is not possible to secure a line gain by using a large number of antennas.
通常の無線システムではタイミング検出に利用可能な信号を無線パケットの先頭に付与することが一般的であるが、本実施形態においてはスロット256−1〜256−3の信号はサブキャリア的に歯抜けになっている不完全な信号であると共に指向性形成を行っていない同報的な信号であるため、一般的にはタイミング検出にはあまり適さない信号である。また、これとは別のタイミング検出用の信号を基地局装置が送信したとしても、端末局装置側で受信ウエイトベクトルを用いた指向性ビームを形成しないと、回線利得不足で基地局装置からのタイミング検出用の信号を受信できない。したがって、基本フレーム及びスーパーフレームの先頭は既知であるとするための何らかのメカニズムが本実施形態では実装されていることが好ましく、以下の説明ではこれらのタイミング情報は既知であるものとする。このタイミング情報は、GPSなどの他の無線システムを活用して把握しても良いし、マクロセルの情報を利用して把握(すなわちマクロセルの通信の周期性に同期)しても構わない。 In a normal wireless system, a signal that can be used for timing detection is generally given to the head of a wireless packet. However, in this embodiment, signals in slots 256-1 to 256-6 are missing in subcarriers. Since the signal is an incomplete signal and is a broadcast signal that has not been subjected to directivity formation, it is generally not suitable for timing detection. Even if the base station apparatus transmits another timing detection signal, if the terminal station apparatus does not form a directional beam using the received weight vector, the base station apparatus will receive a line gain shortage. The signal for timing detection cannot be received. Therefore, it is preferable that some mechanism for assuming that the heads of the basic frame and the super frame are known is implemented in this embodiment, and in the following description, it is assumed that these timing information is known. This timing information may be grasped by utilizing other wireless systems such as GPS, or may be grasped by utilizing macro cell information (that is, synchronized with the periodicity of macro cell communication).
(複数の無線局による同時チャネル推定の処理フロー)
ここで、エリア内に新たに入ってきた端末局装置と基地局装置の間の通信開始のための処理動作を説明する。図66は、エリア内に新たに入ってきた端末局装置と基地局装置の間の通信開始のための処理動作を示すフローチャートである。端末局装置が通信を開始すると(例えばユーザが端末局装置の電源を入れた場合)、端末局装置は所定の手段で基本フレーム及びスーパーフレームの先頭タイミングを取得すると共に(ステップS6601)、フレーム先頭のトレーニング信号を受信する(ステップS6602)。そして、端末局装置は、受信したスロット251−1〜251−3からダウンリンクでの受信ウエイトベクトル、及びアップリンクでの送信ウエイトベクトルを取得する(ステップS6603)。
(Processing flow for simultaneous channel estimation by multiple radio stations)
Here, a processing operation for starting communication between a terminal station apparatus and a base station apparatus newly entering the area will be described. FIG. 66 is a flowchart showing a processing operation for starting communication between a terminal station apparatus and a base station apparatus newly entering the area. When the terminal station apparatus starts communication (for example, when the user turns on the power of the terminal station apparatus), the terminal station apparatus acquires the start timing of the basic frame and the super frame by a predetermined means (step S6601), and the frame head Training signal is received (step S6602). Then, the terminal station apparatus acquires a reception weight vector in the downlink and a transmission weight vector in the uplink from the received slots 251-1 to 251-3 (step S6603).
次に、端末局装置は、スロット253−1〜253−3、254−1〜254−3、255−1〜255−3、256−1〜256−3のいずれかのスロット及びそのいずれかのサブキャリアのグループの中で、ランダムアクセス用のスロットとしてシステムに割り当てられた条件のスロットで且つ同様にランダムアクセス用のサブキャリアとしてシステムに割り当てられた条件のサブキャリアの組合せをランダムアクセス用のスロットとみなし(ステップS6604)、そこにチャネル推定用のトレーニング信号をランダムアクセスで送信する(ステップS6605)。例えば、基本フレーム末尾のスロット256−1〜256−3の所定のサブキャリア(上述の例では、10のグループに分かれており、その全てのグループでもよいし、一部のグループでもよい)をランダムアクセス用のスロットとしてもよいし、スーパーフレーム内の例えば先頭の基本フレーム内の末尾のスロット256−1内の所定のグループのサブキャリアにのみランダムアクセス用のスロットを配置してもよい。 Next, the terminal station apparatus selects one of the slots 253-1 to 253-3, 254-1 to 254-3, 255-1 to 255-3, and 256-1 to 256-6, and any of the slots. Within the subcarrier group, a slot for conditions assigned to the system as a slot for random access and a slot for conditions for random access assigned to a combination of subcarriers assigned to the system as a subcarrier for random access. (Step S6604), and a training signal for channel estimation is transmitted there by random access (step S6605). For example, predetermined subcarriers in the slots 256-1 to 256-3 at the end of the basic frame (in the above example, divided into 10 groups, which may be all or some groups) may be random A slot for access may be used, or a slot for random access may be arranged only in a predetermined group of subcarriers in the last slot 256-1 in the first basic frame in the superframe.
基地局装置は、毎回、そのランダムアクセススロットを受信する(ステップS6621)とFFT処理を行い、ランダムアクセススロットとしてトレーニング信号が含まれている可能性のあるサブキャリアの受信レベルを取得する(ステップS6622)。そして、基地局装置は、受信された信号の当該サブキャリアが所定のレベルであれば(ステップS6623)、新規の端末局装置からのイニシャルアクセスとみなし、そのトレーニング信号からアップリンクのチャネル推定を実施する(ステップS6624)。続いて、基地局装置は、アップリンクの受信ウエイトベクトルの算出と共に、キャリブレーションによりダウンリンクの送信ウエイトベクトルを取得する(ステップS6625)。基地局装置は、ここで取得した送信ウエイトベクトルを用いて、データ通信用スロット252−1〜252−3の中の細分化されたいずれかのスロットにその端末局装置宛てにアップリンクでの信号送信のためのスロット割り当て指示の信号送信を行う(ステップS6626)。ここでは、基地局装置は端末局装置の素性を把握していないため、割当の指示に端末局装置の識別番号などを用いることはできないため、ランダムアクセスした端末局装置に対する初期アクセスの指示として、例えば端末局装置がトレーニング信号をランダムアクセスで送信したスロット、サブキャリア等の情報を明記し、端末局装置に自局への割り当てであることを知らしめる。 Each time the base station apparatus receives the random access slot (step S6621), the base station apparatus performs FFT processing, and acquires the reception level of a subcarrier that may contain a training signal as the random access slot (step S6622). ). If the subcarrier of the received signal is at a predetermined level (step S6623), the base station apparatus regards it as an initial access from the new terminal station apparatus, and performs uplink channel estimation from the training signal. (Step S6624). Subsequently, the base station apparatus calculates the uplink reception weight vector and acquires the downlink transmission weight vector by calibration (step S6625). Using the transmission weight vector acquired here, the base station apparatus transmits an uplink signal addressed to the terminal station apparatus to one of the subdivided slots among the data communication slots 252-1 to 252-3. Transmission of a slot assignment instruction signal for transmission is performed (step S6626). Here, since the base station device does not grasp the identity of the terminal station device, it is not possible to use the identification number of the terminal station device for the allocation instruction, so as an instruction for initial access to the terminal station device that has been randomly accessed, For example, the terminal station device specifies information such as the slot and subcarrier in which the training signal is transmitted by random access, and informs the terminal station device that it is an assignment to the own station.
これを受けて、端末局装置は上述のランダムアクセスでのトレーニング信号送信後には、取得した受信ウエイトベクトルで指向性ビームを形成し、タイムアウトを判定しながら(ステップS6606)基地局装置からの信号を待ち受ける(ステップS6607)。基地局装置が送信したスロット割り当て指示の信号を上述の受信ウエイトベクトルを用いて受信できた(ステップS6608)場合には、その指示されたスロットを用いて自局の情報を収容した制御情報を送信し(ステップS6609)、その基地局への帰属要求を行う。 In response to this, the terminal station apparatus forms a directional beam with the acquired reception weight vector after the above-described training signal transmission by random access, and determines a timeout (step S6606). It waits (step S6607). If the slot assignment instruction signal transmitted by the base station apparatus can be received using the above-described reception weight vector (step S6608), control information containing the information of the own station is transmitted using the indicated slot. (Step S6609), an attribution request to the base station is made.
基地局装置は、自局が割り当てたスロットにおいて、先のランダムアクセスのスロットで取得した受信ウエイトベクトルを用いてタイムアウトを判定しながら(ステップS6627)端末局装置からの信号受信を待ち受け、端末局装置及び基地局装置の双方で指向性ビームを形成して確保した回線利得を活かして、高品質で信号受信を行う(ステップS6628)。基地局装置はこれらの情報交換の後に装置の帰属を自局のデータベース上で管理する(ステップS6629)。 The base station apparatus waits for signal reception from the terminal station apparatus while determining a timeout in the slot allocated by itself by using the reception weight vector acquired in the previous random access slot (step S6627). The base station apparatus performs signal reception with high quality by utilizing the line gain secured by forming the directional beam in both the base station apparatus (step S6628). The base station apparatus manages the attribution of the apparatus on its own database after the information exchange (step S6629).
また、基地局装置は、スロット253−1〜253−3、254−1〜254−3、255−1〜255−3、256−1〜256−3のいずれかのスロット及びそのいずれかのサブキャリアのグループをその端末局装置とのチャネルフィードバック用のスロットとして割り当てを行い(ステップS6630)、その内容を同様にデータ通信用スロット252−1〜252−3の中の細分化されたスロットで通知する。これを受けて、端末局装置は、アップリンクにおいて基地局装置にトレーニング信号を定期的に送信するチャネル推定用スロットを把握する(ステップS6610)。以降は、データ通信用スロット252−1〜252−3の中の細分化されたスロット内で帯域割り当てや帯域要求を行い、適宜、基地局装置も端末局装置も送受信ウエイトベクトルを更新しながら通信を続ける。 In addition, the base station apparatus includes any one of the slots 253-1 to 253-3, 254-1 to 254-3, 255-1 to 255-3, and 256-1 to 256-6, and any of the subs. The carrier group is allocated as a slot for channel feedback with the terminal station apparatus (step S6630), and the contents are similarly notified in the subdivided slots in the data communication slots 252-1 to 252-3. To do. Receiving this, the terminal station apparatus grasps a channel estimation slot for periodically transmitting a training signal to the base station apparatus in the uplink (step S6610). Thereafter, bandwidth allocation and bandwidth request are performed in the subdivided slots in the data communication slots 252-1 to 252-3, and communication is performed while the base station apparatus and the terminal station apparatus appropriately update the transmission / reception weight vector. Continue.
なお、以上の処理において詳細説明は省略したが、符号誤りにより正常な情報交換ができずに処理が停滞することを回避するために、一般的な技術であるタイマーを張り応答の有無をタイムアウトにより管理する技術を組み合わせて適用することも可能である。また、第1の実施形態に示した様に基地局装置が複数の第1の信号処理部を実装する場合、帰属要求などの制御情報の情報量は限られているため、複数の第1の信号処理部を活用して空間多重を行いながら通信を行う必然性はなく、特定の一つの第1の信号処理部を選択し、その第1の信号処理部に向けた送信ウエイトベクトルのみを利用して制御情報を送信することとしても構わない。同様に、基地局装置からの制御情報の送信においても、特定の一つの第1の信号処理部を選択し、空間多重を行わずに制御情報の送信を行う構成にしても構わない。 Although a detailed explanation has been omitted in the above processing, in order to avoid a stagnation due to a code error and normal information exchange cannot be performed, a general timer is set up to determine whether or not there is a response by a timeout. It is also possible to apply a combination of management techniques. In addition, when the base station apparatus includes a plurality of first signal processing units as shown in the first embodiment, the amount of control information such as attribution requests is limited. There is no necessity to perform communication while performing spatial multiplexing using the signal processing unit, and a specific one first signal processing unit is selected and only the transmission weight vector directed to the first signal processing unit is used. The control information may be transmitted. Similarly, when transmitting control information from the base station apparatus, a configuration may be adopted in which one specific first signal processing unit is selected and control information is transmitted without performing spatial multiplexing.
次に、図67を参照して、本実施形態における基地局装置の送受信信号処理動作を説明する。図67は、基地局装置の送受信信号処理動作を示すフローチャートである。図67において、(a)が受信処理、(b)が送信処理を示している。まず受信処理を説明する。基地局装置はフレームタイミングを取得する(ステップS6701)と、基本フレーム先頭のスロットに後続するデータ通信用スロットにおいて、基地局集中制御故に把握している端末局からの無線パケットの受信タイミングを認識する(ステップS6702)。そして、基地局装置は、メモリより当該端末局装置に対する自局の複数の第1の信号処理部304における受信ウエイトベクトルを読み出し(ステップS6703)、各第1の信号処理部の受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算する(ステップS6704)。 Next, with reference to FIG. 67, the transmission / reception signal processing operation of the base station apparatus in this embodiment will be described. FIG. 67 is a flowchart showing the transmission / reception signal processing operation of the base station apparatus. In FIG. 67, (a) shows reception processing, and (b) shows transmission processing. First, the reception process will be described. When the base station apparatus acquires the frame timing (step S6701), the base station apparatus recognizes the reception timing of the radio packet from the terminal station grasped due to the base station centralized control in the data communication slot following the slot at the head of the basic frame. (Step S6702). Then, the base station apparatus reads out the reception weight vector in the plurality of first signal processing units 304 of the own station for the terminal station apparatus from the memory (step S6703), and receives the reception signal vector of each first signal processing unit. The weight vector is multiplied (step S6704).
続いて、基地局装置は、仮想的伝送路ごとにそれぞれ1系統の信号としたものを集約し、各無線パケットの先頭領域で受信したトレーニング信号に対するチャネル推定結果に基づき(ステップS6705)、線形の第2の受信ウエイト行列を算出し(ステップS6706)、これを用いて信号検出処理を行う(ステップS6707)。そして、基地局装置は、データが複数シンボルに渡る間は同様に信号検出処理を繰り返し(ステップS6708)、データ終了後にはフレームの終了か否かを判断し(ステップS6709)、フレームが継続する場合には上述の処理(他の端末局装置からの信号受信)を繰り返す。基地局装置は、フレームの終了時には、フレーム末尾の端末局装置側からトレーニング信号を送信するためのスロットを受信し(ステップS6710)、この受信信号を基に当該端末局装置に関する送受信ウエイトベクトルを算出してこれを記録・管理し、処理を終了する(ステップS6711)。 Subsequently, the base station apparatus aggregates the signals of one system for each virtual transmission path, and based on the channel estimation result for the training signal received in the head region of each wireless packet (step S6705), linear A second reception weight matrix is calculated (step S6706), and signal detection processing is performed using this (step S6707). Then, the base station apparatus repeats the signal detection process in the same manner while the data spans a plurality of symbols (step S6708), and determines whether or not the frame ends after the data ends (step S6709). The above-described processing (signal reception from other terminal station devices) is repeated. At the end of the frame, the base station apparatus receives a slot for transmitting a training signal from the terminal station apparatus side at the end of the frame (step S6710), and calculates a transmission / reception weight vector related to the terminal station apparatus based on the received signal. This is recorded and managed, and the process ends (step S6711).
次に送信処理を説明する。基地局装置はフレームタイミングを取得する(ステップS6721)と、端末局装置が第1の信号処理部で用いる受信ウエイトベクトルを算出するためのトレーニング信号を基本フレーム先頭のスロットで送信する(ステップS6722)。そして、基地局装置は、基地局集中制御故に把握している端末局装置への無線パケットの送信タイミングを認識する(ステップS6723)と、メモリより当該端末局装置に対する自局の複数の第1の信号処理部304における送信ウエイトベクトルを読み出す(ステップS6724)。 Next, transmission processing will be described. When the base station apparatus acquires the frame timing (step S6721), the base station apparatus transmits a training signal for calculating a reception weight vector used by the terminal station apparatus in the first signal processing unit in the slot at the head of the basic frame (step S6722). . Then, when the base station apparatus recognizes the transmission timing of the wireless packet to the terminal station apparatus that is grasped due to the base station centralized control (step S6723), the base station apparatus stores a plurality of first stations of the own station for the terminal station apparatus from the memory. The transmission weight vector in the signal processing unit 304 is read (step S6724).
続いて、基地局装置は、送信信号を生成した(ステップS6725)後に第1の送信ウエイトベクトルを各第1の信号処理部ごとに乗算し(ステップS6726)、信号送信を行う(ステップS6727)。基地局装置は、データが継続する場合には以上の処理を繰り返し(ステップS6728)、データが終了した場合にはフレームの終了であるか否かを判断し(ステップS6729)、フレームが終了していなければ次の送信処理ないしは図67(a)の受信処理を繰り返す。フレーム終了であれば処理を終了する。 Subsequently, after generating a transmission signal (step S6725), the base station apparatus multiplies the first transmission weight vector for each first signal processing unit (step S6726), and performs signal transmission (step S6727). If the data continues, the base station apparatus repeats the above processing (step S6728). If the data ends, the base station apparatus determines whether or not it is the end of the frame (step S6729). If not, the next transmission process or the reception process of FIG. 67A is repeated. If the frame ends, the process ends.
次に、図68を参照して、本実施形態における端末局装置の送受信信号処理動作を説明する。図68は、端末局装置の送受信信号処理動作を示すフローチャートである。図68において、(a)が受信処理、(b)が送信処理を示している。まず受信処理を説明する。端末局装置はフレームタイミングを取得する(ステップS6801)と、基本フレーム先頭のスロットにて基地局装置が送信したトレーニング信号を受信し(ステップS6802)、これを基に第1の受信ウエイトベクトルを仮想的伝送路毎(複数の第1の信号処理部毎)に算出する(ステップS6803)。端末局装置は、基地局装置より無線パケットを受信する(ステップS6804)と、メモリより当該端末局装置の複数の第1の信号処理部304における受信ウエイトベクトルを読み出し、受信信号ベクトルに各仮想的伝送路に対応する受信ウエイトベクトルを乗算する(ステップS6805)。 Next, with reference to FIG. 68, the transmission / reception signal processing operation of the terminal station apparatus in the present embodiment will be described. FIG. 68 is a flowchart showing the transmission / reception signal processing operation of the terminal station apparatus. In FIG. 68, (a) shows reception processing and (b) shows transmission processing. First, the reception process will be described. When the terminal station apparatus acquires the frame timing (step S6801), the terminal station apparatus receives the training signal transmitted by the base station apparatus in the first slot of the basic frame (step S6802), and based on this, the first reception weight vector is virtually It is calculated for each general transmission path (for each of the plurality of first signal processing units) (step S6803). When the terminal station apparatus receives a radio packet from the base station apparatus (step S6804), the terminal station apparatus reads out the reception weight vector in the plurality of first signal processing units 304 of the terminal station apparatus from the memory, and stores each virtual signal in the reception signal vector. The reception weight vector corresponding to the transmission path is multiplied (step S6805).
次に、端末局装置は、仮想的伝送路ごとにそれぞれ1系統の信号としたものを集約し、各無線パケットの先頭領域で受信したトレーニング信号に対するチャネル推定結果(ステップS6806)に基づき、線形の第2の受信ウエイト行列を算出し(ステップS6807)、これを用いて信号検出処理を行う(ステップS6808)。端末局装置は、データが複数シンボルに渡る間は同様に信号検出処理を繰り返す(ステップS6809)。そして、端末局装置は、データ終了後にはフレームの終了か否かを判断し(ステップS6810)、フレームが継続する場合には自局宛ての割り当てがある場合には上述の受信処理を繰り返す。フレームの終了時には処理を終了する。 Next, the terminal station apparatus aggregates one system of signals for each virtual transmission path, and based on the channel estimation result (step S6806) for the training signal received in the head region of each wireless packet, A second reception weight matrix is calculated (step S6807), and signal detection processing is performed using this (step S6808). The terminal station apparatus repeats the signal detection process in the same manner while the data is over a plurality of symbols (step S6809). Then, after the end of the data, the terminal station apparatus determines whether or not the frame ends (step S6810). If the frame continues, if there is an assignment addressed to itself, the above reception process is repeated. At the end of the frame, the process ends.
次に送信処理を説明する。端末局装置は、フレームタイミングを取得する(ステップS6821)と、上述の受信処理で求めた受信ウエイトベクトルに対してキャリブレーション処理を施し、第1の送信ウエイトベクトルを算出する(ステップS6822)。そして、端末局装置は、自局の送信タイミングを認識する(ステップS6823)と、送信信号を生成した(ステップS6824)後に、第1の送信ウエイトベクトルを各仮想的伝送路ごとの信号に乗算し(ステップS6825)、乗算した結果をアンテナ素子ごとに加算合成して信号送信を行う(ステップS6826)。 Next, transmission processing will be described. When the terminal station apparatus acquires the frame timing (step S6821), the terminal station apparatus performs a calibration process on the reception weight vector obtained by the above-described reception process, and calculates a first transmission weight vector (step S6822). Then, when the terminal station apparatus recognizes the transmission timing of its own station (step S6823), after generating the transmission signal (step S6824), the terminal station apparatus multiplies the signal for each virtual transmission path by the first transmission weight vector. (Step S6825), the result of multiplication is added and synthesized for each antenna element to perform signal transmission (step S6826).
次に、端末局装置は、データが継続する場合には以上の処理を繰り返し(ステップS6827)、データが終了した場合にはフレームの終了であるか否かを判断し(ステップS6828)、フレームが終了していなければ自局宛ての割り当てがある場合には次の送信処理を繰り返す。フレーム終了であれば、端末局装置は、フレーム末尾のトレーニング信号用に自局に割り当てられたスロット及びサブキャリアでトレーニング信号を送信して(ステップS6829)処理を終了する。 Next, when the data continues, the terminal station apparatus repeats the above processing (step S6827). When the data ends, the terminal station apparatus determines whether or not the frame ends (step S6828). If not completed, the next transmission process is repeated if there is an assignment addressed to the own station. If it is the end of the frame, the terminal station device transmits the training signal in the slot and subcarrier allocated to the own station for the training signal at the end of the frame (step S6829), and ends the process.
なお、ここでは詳細を省略したが、以上の処理は基本的には周波数軸上で各サブキャリアごとに実施する。以上の処理は、前提条件として図69で示した構成の場合の説明である。図69は、前提条件となるフレーム構成を示す図である。この図において、符号257−1〜257−3はトレーニング信号、258−1〜258−3はデータペイロードを表す。上述の図67及び図68の説明では、第1の受信ウエイトベクトルを乗算して集約した複数の仮想的伝送路ごとの信号系列に対し、まず初めにMIMO伝送の信号分離用のチャネル推定を行うこととして説明したが、これにはトレーニング信号257−1〜257−3を用いる。トレーニング信号257−1〜257−3、データペイロード258−1〜258−3についてはアップリンクかダウンリンクかを明示していない様に、時分割でアップリンクとダウンリンクを適応的に使い分けることが可能である。例えば、トレーニング信号257−1〜257−2、データペイロード258−1〜258−2がダウンリンクの信号(基地局が送信)で、トレーニング信号257−3、データペイロード258−3がアップリンクの信号(端末局が送信)であってもよいし、全てがダウンリンク、全てがアップリンクでも構わない。いずれにしても、トレーニング信号257−1〜257−3はアップリンク、ダウンリンクに係らず第1の送信ウエイトベクトルが乗算された回線利得が確保された信号であるため、十分な受信レベルで高い精度でチャネル推定が可能である。 Although details are omitted here, the above processing is basically performed for each subcarrier on the frequency axis. The above processing is the description in the case of the configuration shown in FIG. 69 as a precondition. FIG. 69 is a diagram showing a frame configuration as a precondition. In this figure, reference numerals 257-1 to 257-3 represent training signals, and 258-1 to 258-3 represent data payloads. In the description of FIGS. 67 and 68 described above, first, channel estimation for signal separation of MIMO transmission is performed on a signal sequence for each of a plurality of virtual transmission paths aggregated by multiplying by the first reception weight vector. As described above, the training signals 257-1 to 257-3 are used for this. As for the training signals 257-1 to 257-3 and the data payloads 258-1 to 258-3, it is possible to adaptively use the uplink and the downlink in a time-sharing manner so that the uplink or the downlink is not clearly indicated. Is possible. For example, the training signals 257-1 to 257-2 and the data payloads 258-1 to 258-2 are downlink signals (transmitted by the base station), and the training signal 257-3 and the data payload 258-3 are uplink signals. (The terminal station transmits), all may be downlink, and all may be uplink. In any case, the training signals 257-1 to 257-3 are signals with a sufficient line level multiplied by the first transmission weight vector regardless of the uplink or downlink, so that they are high at a sufficient reception level. Channel estimation is possible with accuracy.
一方、トレーニング信号251−1〜251−3は、全て第1の送信ウエイトベクトルで指向性形成がなされていない信号であるため、少数のサブキャリアに送信電力を集中させているとはいえ、チャネル推定精度は相対的に低い。しかし、運用上問題のないチャネル推定精度を確保できているのであれば、このトレーニング信号251−1〜251−3を用いて第2の受信ウエイト行列を算出することも可能である。この場合には、図69の代わりに図70に示す様にトレーニング信号257−1〜257−3を省略し、データペイロード258−1〜258−3のみで通信を行うことになる。図70は、トレーニング信号を省略し、データペイロードのみで通信を行う例を示す図である。 On the other hand, since the training signals 251-1 to 251-3 are all signals that are not subjected to directivity formation by the first transmission weight vector, the transmission power is concentrated on a small number of subcarriers. The estimation accuracy is relatively low. However, the second reception weight matrix can be calculated using the training signals 251-1 to 251-3 if the channel estimation accuracy with no operational problems can be secured. In this case, as shown in FIG. 70 instead of FIG. 69, the training signals 257-1 to 257-3 are omitted, and communication is performed using only the data payloads 258-1 to 258-3. FIG. 70 is a diagram illustrating an example in which the training signal is omitted and communication is performed using only the data payload.
なお、図69に示したトレーニング信号257−1〜257−3はMIMO伝送の信号分離用のチャネル推定を行うためのもので、例えば空間多重数が多ければその分の直交したトレーニング信号が必要であり、それ相応のシンボル数のオーバヘッドが必要である。しかし、図70ではMIMO伝送の信号分離用のチャネル推定はフレーム先頭のトレーニング信号251−1〜251−3を最大限活用して行うとした場合には、空間多重された信号系列が綺麗に分離された独立な信号系列の信号検出・復調処理に必要なチャネル推定だけを行えばよく、全てのトレーニング信号を同時に(例えばOFDMであれば1シンボルで)送信し、受信側では信号分離の後にあたかもSISO(Single Input Single Output)の信号であるかの様に受信信号処理を行うこともできる。この意味では、図70においても、SISOの信号の信号検出・復調用のトレーニング信号を含んでいるとしてもよい。 Note that the training signals 257-1 to 257-3 shown in FIG. 69 are for performing channel estimation for signal separation in MIMO transmission. For example, if the number of spatial multiplexing is large, the training signals that are orthogonal to that amount are necessary. There is a corresponding number of symbol overheads. However, in FIG. 70, when the channel estimation for signal separation of MIMO transmission is performed by making the best use of the training signals 251-1 to 251-3 at the head of the frame, the spatially multiplexed signal series is neatly separated. It is only necessary to perform channel estimation necessary for signal detection / demodulation processing of the independent signal sequence, and all the training signals are transmitted at the same time (for example, one symbol in the case of OFDM). Received signal processing can also be performed as if it were a SISO (Single Input Single Output) signal. In this sense, FIG. 70 may include a training signal for signal detection / demodulation of a SISO signal.
次に、図71を参照して、本実施形態における他の第2の受信ウエイト行列算出の処理動作について説明する。図71は、他の第2の受信ウエイト行列算出の処理動作を示すフローチャートである。この処理動作はアップリンクにおける基地局装置の処理、及びダウンリンクにおける端末局装置の処理の両方に適用可能である。また、アップリンクであればフレーム末尾の端末局装置から送信されるトレーニング信号に対して実施され、ダウンリンクであればフレーム先頭の基地局装置から送信されるトレーニング信号に対して実施される。又は、図69で示したトレーニング信号257−1〜251−3に対して実施してもよい。ここでは、基地局装置の動作として説明する。 Next, with reference to FIG. 71, another processing operation for calculating a second reception weight matrix in the present embodiment will be described. FIG. 71 is a flowchart showing another second reception weight matrix calculation processing operation. This processing operation is applicable to both processing of the base station apparatus in the uplink and processing of the terminal station apparatus in the downlink. Further, if it is uplink, it is performed on the training signal transmitted from the terminal station apparatus at the end of the frame, and if it is downlink, it is performed on the training signal transmitted from the base station apparatus at the head of the frame. Or you may implement with respect to the training signals 257-1 to 251-3 shown in FIG. Here, it demonstrates as operation | movement of a base station apparatus.
まず、基地局装置は、トレーニング信号を受信する(ステップS7101)と、仮想的伝送路ごとに第1の受信ウエイトベクトルを算出する(ステップS7102)。なお、この第1の受信ウエイトベクトルは、スロット253−1〜253−3、254−1〜254−3、255−1〜255−3、256−1〜256−3のいずれかのスロット及びそのいずれかのサブキャリアのグループを用いて算出した受信ウエイトベクトルを代用しても構わない。基地局装置は、その後にこの第1の受信ウエイトベクトルを算出するのに用いたトレーニング信号に仮想的伝送路ごとに第1の受信ウエイトベクトルを乗算する(ステップS7103)。この乗算により仮想的伝送路の数の信号系列が取得される。この仮想的伝送路ごとのトレーニング信号の受信は、仮想的伝送路ごとにサブキャリアが棲み分けられているため、それぞれの仮想的伝送路間のクロストーク成分も個別に抽出可能であり、個別に抽出されるチャネル推定結果が式(55)のチャネル行列の各成分に相当する。この様にして得られたチャネル行列を基に、第2の受信ウエイト行列を算出する(ステップS7104)。 First, when receiving a training signal (step S7101), the base station apparatus calculates a first reception weight vector for each virtual transmission path (step S7102). The first reception weight vector is one of the slots 253-1 to 253-3, 254-1 to 254-3, 255-1 to 255-3, and 256-1 to 256-6, and its slot. A reception weight vector calculated using any one of the subcarrier groups may be substituted. Thereafter, the base station device multiplies the training signal used to calculate the first reception weight vector by the first reception weight vector for each virtual transmission path (step S7103). By this multiplication, signal sequences of the number of virtual transmission paths are acquired. In receiving the training signal for each virtual transmission line, since subcarriers are segregated for each virtual transmission line, the crosstalk component between each virtual transmission line can also be individually extracted. The extracted channel estimation result corresponds to each component of the channel matrix of Equation (55). Based on the channel matrix obtained in this way, a second reception weight matrix is calculated (step S7104).
例えば、仮想的伝送路の数が3の場合を例に取り説明を行う。一例として、第1の仮想的伝送路は3の倍数のサブキャリアを、第2の仮想的伝送路は3の倍数+1のサブキャリアを、第3の仮想的伝送路は3の倍数+2のサブキャリアを利用してトレーニング信号を送信しているとする。この時、受信信号の各サブキャリア成分に対して第1の仮想的伝送路の受信ウエイトを乗算した信号に着目する。3の倍数のサブキャリアに着目すると、第1の受信ウエイトベクトルを乗算後の希望信号のチャネル推定を行うことができるので、3×3のチャネル行列のh11成分が取得できる。 For example, a case where the number of virtual transmission lines is 3 will be described as an example. As an example, the first virtual transmission path has multiples of 3 subcarriers, the second virtual transmission path has multiples of 3 + 1 subcarriers, and the third virtual transmission path has multiples of 3 + 2 subcarriers. Assume that a training signal is transmitted using a carrier. At this time, attention is focused on a signal obtained by multiplying each subcarrier component of the reception signal by the reception weight of the first virtual transmission path. Focusing on 3 multiple subcarriers, since the first receiving weight vector may perform channel estimation of the desired signal after the multiplication, h 11 components of the channel matrix of 3 × 3 can be obtained.
これに対し、3の倍数+1のサブキャリアに着目すると、第2の仮想的伝送路の信号が第1の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、3×3のチャネル行列のh12成分が取得できる。同様に、3の倍数+2のサブキャリアに着目すると、第3の仮想的伝送路の信号が第1の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、3×3のチャネル行列のh13成分が取得できる。 On the other hand, when attention is paid to a subcarrier of a multiple of 3 + 1, a signal component that the signal of the second virtual transmission path leaks into the first virtual transmission path can be extracted, so h in the 3 × 3 channel matrix 12 components can be obtained. Similarly, when attention is paid to a subcarrier of a multiple of 3 + 2, the signal component that the signal of the third virtual transmission path leaks into the first virtual transmission path can be extracted, so h 13 of the 3 × 3 channel matrix Ingredients can be obtained.
同様に、第2の仮想的伝送路の受信ウエイトを乗算した信号に着目する。3の倍数+1のサブキャリアに着目すると、第2の受信ウエイトベクトルを乗算後の希望信号のチャネル推定を行うことができるので、3×3のチャネル行列のh22成分が取得できる。これに対し、3の倍数のサブキャリアに着目すると、第1の仮想的伝送路の信号が第2の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、3×3のチャネル行列のh21成分が取得できる。同様に、3の倍数+2のサブキャリアに着目すると、第3の仮想的伝送路の信号が第2の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、3×3のチャネル行列のh23成分が取得できる。 Similarly, attention is paid to a signal obtained by multiplying the reception weight of the second virtual transmission path. Focusing on subcarriers 3 multiples +1, since the second receiving weight vector may perform channel estimation of the desired signal after the multiplication, h 22 components of the channel matrix of 3 × 3 can be obtained. On the other hand, when attention is paid to subcarriers that are multiples of 3, the signal component that the signal of the first virtual transmission path leaks into the second virtual transmission path can be extracted, so h 21 of the 3 × 3 channel matrix Ingredients can be obtained. Similarly, when attention is paid to a subcarrier of a multiple of 3 + 2, the signal component that the signal of the third virtual transmission line leaks into the second virtual transmission line can be extracted, so h 23 of the 3 × 3 channel matrix Ingredients can be obtained.
更に同様に、第3の仮想的伝送路の受信ウエイトを乗算した信号に着目する。3の倍数+2のサブキャリアに着目すると、第3の受信ウエイトベクトルを乗算後の希望信号のチャネル推定を行うことができるので、3×3のチャネル行列のh33成分が取得できる。これに対し、3の倍数のサブキャリアに着目すると、第1の仮想的伝送路の信号が第3の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、3×3のチャネル行列のh31成分が取得できる。同様に、3の倍数+1のサブキャリアに着目すると、第2の仮想的伝送路の信号が第3の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、3×3のチャネル行列のh32成分が取得できる。 Similarly, attention is paid to a signal obtained by multiplying the reception weight of the third virtual transmission line. Focusing on multiples of 3 + 2 subcarrier, because the third receiving weight vector may perform channel estimation of the desired signal after the multiplication, h 33 components of the channel matrix of 3 × 3 can be obtained. On the other hand, when attention is paid to subcarriers that are multiples of 3, the signal component that the signal of the first virtual transmission path leaks into the third virtual transmission path can be extracted, so h 31 of the 3 × 3 channel matrix. Ingredients can be obtained. Similarly, when attention is paid to a subcarrier of a multiple of 3 + 1, a signal component leaking into the third virtual transmission path can be extracted from the signal of the second virtual transmission path, so h 32 of the 3 × 3 channel matrix. Ingredients can be obtained.
この様にして3×3の全ての行列要素が取得できる。ここでは仮想的伝送路数が3の場合を例に取り説明したが、同様に任意の数の仮想的伝送路に対しても、チャネル行列を取得することが可能である。これらのチャネル行列が取得できれば、そこから先は普通のMIMOチャネルを利用した空間多重の信号処理と同様であるため、ZF型の線形ウエイトや、MMSE型の線形ウエイトの利用の他、MLDやQR−MLDなどの非線形信号処理も含めて任意の信号処理により千号検出を実施することが可能である。上述の図67及び図68の説明では、線形の受信ウエイト行列を利用する場合の例を示したが、上述の様に当然ながら任意のMIMOチャネルの信号検出処理を適用することも可能である。 In this way, all 3 × 3 matrix elements can be acquired. Although the case where the number of virtual transmission paths is 3 has been described as an example here, a channel matrix can be obtained for an arbitrary number of virtual transmission paths. If these channel matrices can be obtained, the processing thereafter is the same as the spatial multiplexing signal processing using a normal MIMO channel. Therefore, in addition to the use of ZF type linear weights and MMSE type linear weights, MLD and QR -Thousand number detection can be performed by arbitrary signal processing including nonlinear signal processing such as MLD. In the description of FIG. 67 and FIG. 68 described above, an example in which a linear reception weight matrix is used has been described, but it is naturally possible to apply signal detection processing of an arbitrary MIMO channel as described above.
なお、ここでは仮想的伝送路ごとにトレーニング信号に用いるサブキャリアを分けることで直交化を図る例を示したが、その他の直交化したトレーニング信号を空間多重する信号系列ごとに付与できるならば、その直交性を利用して図69で示したトレーニング信号257−1〜257−3を用いて同様の信号処理を行うことも可能である。例えば、OFDMであれば3OFDMシンボルを用い、各信号系列ごとのトレーニング信号を時間的にずらして利用するならば、全サブキャリアを用いてチャネル推定を行うことも当然可能である。 In addition, although the example which aims at orthogonalization by dividing the subcarrier used for a training signal for every virtual transmission line was shown here, if it can be given for every signal series which spatially multiplexes other orthogonalized training signals, It is also possible to perform similar signal processing using the training signals 257-1 to 257-3 shown in FIG. 69 using the orthogonality. For example, in the case of OFDM, if 3 OFDM symbols are used and training signals for each signal series are used while being shifted in time, it is naturally possible to perform channel estimation using all subcarriers.
(時間軸ビームフォーミングの活用)
上述の時間軸ビームフォーミングの項でも説明を行ったが、一般にアンテナ素子が非常に狭いエリアに存在する場合には、そのアンテナ素子ごとの受信ウエイト(すなわち受信ウエイトベクトルの各成分)の周波数依存性は比較的小さいことが予想される。各仮想的伝送路間の信号分離度を高めるためには、可能な限り最適な受信ウエイトを用いることにより、各アンテナ素子の受信信号の複素位相をそれぞれのサブキャリアで揃えて加算合成することが好ましい。しかし、後段において2段目の受信ウエイト行列を用いて仮想的伝送路間のクロストーク成分を高精度で分離できるのであれば、第1の受信ウエイトベクトルの精度はある程度低くても大きな問題とはならない。
(Utilization of time axis beam forming)
As described in the section on time axis beam forming described above, generally, when an antenna element exists in a very narrow area, the frequency dependence of the reception weight (that is, each component of the reception weight vector) for each antenna element. Is expected to be relatively small. In order to increase the degree of signal separation between the virtual transmission lines, it is possible to add and synthesize the complex phases of the received signals of the respective antenna elements with the respective subcarriers by using the optimum receiving weight as much as possible. preferable. However, if the crosstalk component between the virtual transmission lines can be separated with high accuracy using the second-stage reception weight matrix in the subsequent stage, even if the accuracy of the first reception weight vector is low to a certain degree, Don't be.
例えば、Sin(θ)とSin(θ+δ)の加算について考える。三角関数の公式より、下記の関係式(76)が得られる。 For example, consider the addition of Sin (θ) and Sin (θ + δ). From the trigonometric formula, the following relational expression (76) is obtained.
この式は、加算時の効率が同位相合成が不完全で位相誤差δが存在する場合には、同位相合成により振幅が2倍ではなく2×Cos(δ/2)倍となることを意味する。δが30度の場合を例に取れば、振幅がCos(30/2)=0.9659・・・となり、約3.4%の利得損失となる。すなわち、全てのアンテナで誤差が30度以内であれば、この誤差による利得の損失は0.3dB程度でしかない。δが60度であっても約13.4%の利得損失で約1.2dBでしかない。 This equation means that when the in-phase synthesis is incomplete and the phase error δ exists, the amplitude at the time of addition is not doubled but doubled by 2 × Cos (δ / 2) due to in-phase synthesis. To do. Taking the case where δ is 30 degrees as an example, the amplitude is Cos (30/2) = 0.9659..., resulting in a gain loss of about 3.4%. That is, if the error is within 30 degrees for all antennas, the gain loss due to this error is only about 0.3 dB. Even if δ is 60 degrees, it is only about 1.2 dB with a gain loss of about 13.4%.
したがって、図44のF(α)が30dBを超える様な領域でない場合においても、その後段で周波数軸上の信号分離処理を行うことを前提とするならば、第1の信号処理部304で実施する時間軸のビームフォーミングは低い精度で実施しても、限定的な利得の低下を許容することができれば何ら問題がないことを意味する。すなわち、図65のトレーニング信号251−1〜251−3で周波数軸上の受信ウエイトベクトルを取得した後、受信ウエイトベクトルの各要素について、周波数ごとの受信ウエイトをIFFT処理することで時間軸上のウエイトに変換する。そして、この先頭成分(見通し波成分に相当)の値のみを用いて時間軸上の受信ウエイトベクトルを構成する。各サンプリング値において、各アンテナ素子のサンプリング値により構成されるサンプリング値の受信信号ベクトルに時間軸の受信ウエイトベクトルを乗算すると、指向性制御により回線利得が高められた状態のサンプリング信号を仮想的伝送路ごとに取得可能である。この様にするとタイミング検出が可能な状態の受信信号が取得できることになる。 Therefore, even if F (α) in FIG. 44 is not in a region where it exceeds 30 dB, if it is assumed that signal separation processing on the frequency axis is performed in the subsequent stage, the first signal processing unit 304 performs the processing. This means that there is no problem as long as the time-dependent beam forming can be performed with low accuracy and a limited decrease in gain can be tolerated. That is, after obtaining the reception weight vector on the frequency axis with the training signals 251-1 to 251-3 of FIG. 65, IFFT processing is performed on the reception weight for each frequency for each element of the reception weight vector, so that Convert to weight. Then, a reception weight vector on the time axis is constructed using only the value of this leading component (corresponding to the line-of-sight component). For each sampling value, multiplying the received signal vector of the sampling value composed of the sampling value of each antenna element by the reception weight vector on the time axis virtually transmits the sampling signal with the line gain increased by directivity control It can be acquired for each road. In this way, it is possible to acquire a received signal in a state where timing can be detected.
なお、チャネル時変動の速度が基本フレーム周期に対してある程度緩やかであるならば、トレーニング信号251−1〜251−3を受信した際に、複数回の信号から抽出された相対チャネル情報(すなわち、基準アンテナの複素位相を基準にした相対的複素位相を用いたチャネル情報)を平均化すれば、雑音成分を抑圧してチャネル推定精度を高めることも可能である。平均化を行わないのであれば、相対チャネル情報ではなく絶対的なチャネル情報をそのまま用いることも可能である。 If the speed of channel time fluctuation is moderate to some extent with respect to the basic frame period, the relative channel information extracted from a plurality of signals (that is, when receiving training signals 251-1 to 251-3) (that is, If the channel information using the relative complex phase based on the complex phase of the reference antenna is averaged, the noise component can be suppressed and the channel estimation accuracy can be improved. If averaging is not performed, absolute channel information can be used as it is, not relative channel information.
次に、図72を参照して、本実施形態に時間軸ビームフォーミングを適用した場合の他の信号処理動作を説明する。図72は、時間軸ビームフォーミングの他の信号処理動作を示すフローチャートである。第5の実施形態の説明においては、送信側の1本のアンテナ素子と受信側の1本のアンテナ素子の間のSNRが回線設計的に大幅に不足していることを考慮して式(52)などを利用する場合について説明を行ったが、第6の実施形態、第7の実施形態、第8の実施形態に示した技術により、送信側の1本のアンテナ素子対受信側の1本のアンテナ素子間のチャネル情報を、周波数軸上で高精度に求めることが可能になったため、その周波数軸上のチャネル情報を利用して、IFFT処理により時間軸ビームフォーミングに用いる時間軸のチャネル情報を取得することが可能になる。ここではダウンリンクにおける端末局装置の処理を例として示すが、同様の処理はアップリンクにおいても可能である。まず、基地局装置はフレーム先頭領域でチャネル推定用のトレーニング信号を送信する(ステップS7201)。端末局装置では、このトレーニング信号を受信し、受信信号処理を実施する(ステップS7211)。上述の様に、本信号処理ではガードインターバルを含まないOFDMシンボル周期より若干長めの長さのトレーニング信号を想定しており、大雑把なフレームタイミングを基準としても、適当なFFTウインドウで切り出したサンプリング信号を用いてFFT処理を行う。 Next, with reference to FIG. 72, another signal processing operation when time-axis beamforming is applied to the present embodiment will be described. FIG. 72 is a flowchart showing another signal processing operation of time-axis beam forming. In the description of the fifth embodiment, in consideration of the fact that the SNR between one antenna element on the transmission side and one antenna element on the reception side is significantly insufficient in line design, the equation (52 ) And the like have been described. With the techniques shown in the sixth embodiment, the seventh embodiment, and the eighth embodiment, one antenna element on the transmission side is compared with one on the reception side. Channel information between the antenna elements in the time axis can be obtained with high accuracy on the frequency axis, and channel information on the time axis used for time axis beam forming by IFFT processing using the channel information on the frequency axis. It becomes possible to get. Here, the processing of the terminal station apparatus in the downlink is shown as an example, but the same processing is possible in the uplink. First, the base station apparatus transmits a training signal for channel estimation in the frame head region (step S7201). The terminal station apparatus receives this training signal and performs received signal processing (step S7211). As described above, this signal processing assumes a training signal that is slightly longer than the OFDM symbol period that does not include a guard interval, and a sampling signal cut out in an appropriate FFT window even with rough frame timing as a reference. The FFT processing is performed using
次に、端末局装置は、このFFT処理を行った信号に対して既知のトレーニング信号を参照してチャネル推定を行い、仮想的伝送路ごとにチャネル情報(ないしは基準アンテナに対する仮想的伝送路ごとに相対チャネル情報)を取得する。ここで得られたチャネル情報は仮想的伝送路ごとに特定のサブキャリアのみに情報が存在する状態になっているため、線形補間などの任意の方法を用い、取得できていないサブキャリア成分に関しても同様にチャネル推定結果を得ておく(ステップS7212)。更に取得されたチャネル情報を基に、周波数軸上での受信ウエイトベクトルを算出する(ステップS7213)。 Next, the terminal station apparatus performs channel estimation with reference to a known training signal for the signal subjected to the FFT processing, and performs channel information for each virtual transmission path (or for each virtual transmission path for the reference antenna). Get relative channel information). The channel information obtained here is in a state in which information exists only in specific subcarriers for each virtual transmission path, so even with respect to subcarrier components that cannot be obtained using any method such as linear interpolation. Similarly, a channel estimation result is obtained (step S7212). Further, the reception weight vector on the frequency axis is calculated based on the acquired channel information (step S7213).
次に、端末局装置は、この各アンテナ素子のウエイト情報のサブキャリアに対し、IFFT処理を施す(ステップS7214)。そして、端末局装置は、この結果得られた時間軸上のウエイト情報の中で、先頭成分(見通し波成分に相当)の値を抜き出し、各アンテナ素子の時間軸上の受信ウエイトを算出し、これらをベクトルの成分とする受信ウエイトベクトルを仮想的伝送路ごとに取得する(ステップS7215)。この時間軸の受信ウエイトベクトルにキャリブレーション処理を施す(ステップS7216)。続いて、端末局装置は、送信ウエイトベクトルを算出し、これらの1段目の時間軸上の送受信ウエイトベクトルを記録・管理する(ステップS7217)。 Next, the terminal station apparatus performs IFFT processing on the subcarriers of the weight information of each antenna element (step S7214). Then, the terminal station apparatus extracts the value of the leading component (corresponding to the line-of-sight component) from the weight information on the time axis obtained as a result, calculates the reception weight on the time axis of each antenna element, A reception weight vector having these as vector components is acquired for each virtual transmission path (step S7215). Calibration processing is performed on the reception weight vector on the time axis (step S7216). Subsequently, the terminal station apparatus calculates transmission weight vectors, and records and manages these transmission / reception weight vectors on the first-stage time axis (step S7217).
上述の説明は、初段の時間軸ウエイト算出動作であるが、後段の周波数軸ウエイト算出は以下の様に行う。端末局装置は、時間軸上の受信ウエイトベクトルを算出した段階(ステップS7215)で、この受信ウエイト算出に用いた上述の受信トレーニング信号の各サンプリング値に対し、アンテナ素子ごとのサンプリング値を要素とする受信信号ベクトル(サンプリング値)に仮想的伝送路ごとの受信ウエイトベクトルを乗算し、個々の仮想的伝送路の信号系列ごとに分離する(ステップS7221)。続いて、端末局装置は、得られた仮想的伝送路の数分のサンプリング値の信号系列に対して個別にFFT処理を実施し、既知のトレーニング信号を参照してチャネル推定を行う(ステップS7222)。ここでのチャネル推定結果は仮想的伝送路ごとにトレーニング信号が割りあてられたサブキャリアのみが所望の仮想的伝送路のチャネル推定結果となり、トレーニング信号が存在しないサブキャリアは異なる仮想的伝送路からのクロストーク成分を表す。 The above description is the first-stage time axis weight calculation operation, but the subsequent frequency axis weight calculation is performed as follows. At the stage of calculating the reception weight vector on the time axis (step S7215), the terminal station apparatus uses the sampling value for each antenna element as an element for each sampling value of the above-described reception training signal used for this reception weight calculation. The received signal vector (sampling value) to be multiplied by the reception weight vector for each virtual transmission path is separated for each signal series of the virtual transmission path (step S7221). Subsequently, the terminal station apparatus individually performs FFT processing on the obtained signal series of sampling values for the number of virtual transmission paths, and performs channel estimation with reference to a known training signal (step S7222). ). As for the channel estimation result here, only the subcarrier to which the training signal is assigned for each virtual transmission path is the channel estimation result of the desired virtual transmission path, and the subcarrier without the training signal is from a different virtual transmission path. Represents the crosstalk component of.
なお、ここでは時間軸上のウエイト情報の中で先頭成分(見通し波成分に相当)の値を抜き出して利用する場合を紹介したが、式(57)で示した1サンプルの遅延成分の時間軸の受信ウエイトはIFFTした第2成分を基に、式(59)で示した2サンプルの遅延成分の時間軸の受信ウエイトはIFFTした第3成分を基に、それぞれ算出することが可能である。同様にそれ以上の遅延波成分についても利用することは可能である。 Although the case where the value of the leading component (corresponding to the line-of-sight component) is extracted and used from the weight information on the time axis has been introduced here, the time axis of the delay component of one sample shown in Expression (57) Can be calculated based on the second component subjected to IFFT, and the reception weight on the time axis of the delay component of the two samples shown in the equation (59) can be calculated based on the third component subjected to IFFT. Similarly, it is possible to use more delayed wave components.
次に、端末局装置は、第kサブキャリアにおける第i仮想的伝送路に送信された信号が第j仮想的伝送路に漏れ込むチャネル情報をhji (k)とすれば、これらは特定のサブキャリアのみに情報が存在する状態となっているために、線形補間等で抜けたサブキャリアの補間処理を行い、異なる仮想的伝送路からのクロストーク成分を含む完全な状態のチャネル行列を取得する(ステップS7223)。そして、端末局装置は、この様にして得られた受信ウエイト行列を基に信号分離のための受信ウエイト行列を算出し(ステップS7224)、これを第2段目の周波数軸上の受信ウエイト行列として記録・管理する(ステップS7225)。 Next, if the terminal information that the signal transmitted to the i-th virtual transmission path in the k-th subcarrier leaks into the j-th virtual transmission path is h ji (k) , these are specified. Since the information exists only in the subcarriers, interpolation processing of the missing subcarriers by linear interpolation etc. is performed, and a complete channel matrix including crosstalk components from different virtual transmission paths is obtained. (Step S7223). Then, the terminal station apparatus calculates a reception weight matrix for signal separation based on the reception weight matrix obtained in this way (step S7224), and this is used as a reception weight matrix on the second-stage frequency axis. Is recorded and managed (step S7225).
以上の様にして取得した第1段目の時間軸送受信ウエイトベクトル及び第2段目の周波数軸受信ウエイト行列は、後続するフレーム内で継続的に使いまわすことが可能である。 The first-stage time axis transmission / reception weight vector and the second-stage frequency axis reception weight matrix acquired as described above can be continuously used in subsequent frames.
以上説明した様に、見通し環境で第1特異値に対応する仮想的伝送路を利用するための送受信ウエイトの取得では、少数のサブキャリアでチャネル推定を行い、アンテナ素子間隔が狭く且つ見通し波が支配的である場合にはチャネル情報の周波数依存性が小さくなるという特性を利用して、線形補間等で残りのサブキャリアの送受信ウエイトを推定することが可能である。このため、複数の無線局においてサブキャリアが重ならない形で同時並行的にチャネル推定を行うことが可能になる。これを効率的に行うために、フレームの中に基地局装置及び個別の端末局装置がチャネル推定するためのトレーニング信号を、周期性を持つフレーム構成の中で固定的なスロットとして、同一サブキャリアで相互に干渉を及ぼさない様にタイミングとサブキャリアを棲み分けてスロット割り当てを行い、そのスロットで周期的にチャネルフィードバックを行う様にした。 As described above, in the transmission / reception weight acquisition for using the virtual transmission line corresponding to the first singular value in the line-of-sight environment, channel estimation is performed with a small number of subcarriers, the antenna element interval is narrow, and the line-of-sight wave is not generated. If it is dominant, it is possible to estimate the transmission / reception weights of the remaining subcarriers by linear interpolation or the like using the characteristic that the frequency dependence of the channel information becomes small. For this reason, it becomes possible to perform channel estimation simultaneously in a form in which subcarriers do not overlap in a plurality of radio stations. In order to perform this efficiently, the training signal for channel estimation by the base station apparatus and the individual terminal station apparatus in the frame is set as a fixed slot in the frame structure having periodicity, and the same subcarrier is used. In order to avoid interfering with each other, slot allocation is performed by dividing timing and subcarrier, and channel feedback is periodically performed in the slot.
なお、従来技術におけるチャネル情報のフィードバックを行うためのトレーニング信号は、そのトレーニング信号に後続するペイロード部分に送信局の識別番号などを付与するのが一般的である。しかも、チャネル情報の周波数依存性が大きいことが一般的であるため、アンテナごとのチャネル情報の推定を全サブキャリアでできる様に設計されていた。これらのオーバヘッドは非常に大きく、MAC効率を大幅に損ねる原因となっていた。しかし、第8の実施形態では、このトレーニング信号は基地局装置ないしは端末局装置ごとに、既知の固定的な場所(スロット及びサブキャリア)に割り当てられるので、後続するペイロードに送信局の識別番号などを付与する必要もなければ、一つのスロットでサブキャリアを棲み分けながら、同時に多数のチャネル推定・チャネルフィードバックが可能となるという特徴を併せ持つ。 In general, a training signal for performing feedback of channel information in the prior art assigns an identification number of a transmitting station to a payload portion subsequent to the training signal. In addition, since the frequency dependence of the channel information is generally large, the channel information for each antenna is designed to be estimated with all subcarriers. These overheads are very large and cause a significant loss of MAC efficiency. However, in the eighth embodiment, since this training signal is assigned to a known fixed location (slot and subcarrier) for each base station device or terminal station device, the identification number of the transmitting station, etc. is included in the subsequent payload. If it is not necessary to assign sub-carriers, it is possible to simultaneously perform multiple channel estimation and channel feedback while segregating subcarriers in one slot.
[第9の実施形態]
以上の第8の実施形態の説明では、チャネル情報ないしは送受信ウエイトが周波数依存性を持つ場合を中心に説明を行ってきた。しかし、第5の実施形態で示した様に、チャネル情報ないしは送受信ウエイトに周波数依存性がない場合にも拡張することは可能である。
[Ninth Embodiment]
In the above description of the eighth embodiment, the description has focused on the case where channel information or transmission / reception weights have frequency dependence. However, as shown in the fifth embodiment, it is possible to extend even when the channel information or the transmission / reception weight has no frequency dependency.
上述の第5の実施形態では、例えば式(52)などを用いることで、受信したトレーニング信号の時間軸上での相関値評価からチャネル情報を取得していた。式(52)の意味するところは、仮にチャネル情報に周波数依存性がなければ、式(52)のΣの中の各サンプリング時刻のSj(n)S1(n)*は雑音成分を除けば全て一定の値となることから、NFFT個のサンプリング値で雑音成分が平均化され、結果的に高いチャネル推定精度で相対チャネル情報(アンテナごとの相関値)を取得することができた。 In the above-described fifth embodiment, channel information is acquired from the correlation value evaluation on the time axis of the received training signal by using, for example, Equation (52). The expression (52) means that if the channel information is not frequency-dependent, S j (n) S 1 (n) * at each sampling time in Σ of the expression (52) excludes noise components. Therefore, the noise components are averaged with N FFT sampling values, and as a result, relative channel information (correlation value for each antenna) can be obtained with high channel estimation accuracy.
しかし、第8の実施形態では周波数軸上で異なるアンテナ素子からの信号が混在するために、異なる端末局装置や異なるアンテナ素子からの信号が混在する受信信号の相関を取ると、特定の送信アンテナからの信号の受信アンテナごとの相関ではなく、異なる端末局装置や異なるアンテナ素子からの信号が混在した状態での相関値が取得されることになり、本来求めるべき特定の端末局装置や特定のアンテナ素子に対する相関値を抽出することができない。異なる端末局装置や異なるアンテナ素子からの信号が混在した状態は、FFTを実施することで簡単に信号分離することが可能であるが、この場合には取得された各サブキャリアのチャネル推定結果が、十分に高いチャネル推定精度(すなわち十分なSNR特性)であることが求められる。 However, since signals from different antenna elements on the frequency axis are mixed in the eighth embodiment, if a correlation is made between received signals in which signals from different terminal station apparatuses or different antenna elements are mixed, a specific transmission antenna The correlation value in the state where signals from different terminal station devices and different antenna elements are mixed is acquired instead of the correlation of each signal from the receiving antenna, and the specific terminal station device and the specific The correlation value for the antenna element cannot be extracted. In a state where signals from different terminal station devices and different antenna elements are mixed, it is possible to easily separate the signals by performing FFT. In this case, the obtained channel estimation result of each subcarrier is Therefore, it is required to have sufficiently high channel estimation accuracy (that is, sufficient SNR characteristics).
上述の第6の実施形態、第7の実施形態、第8の実施形態では使用するサブキャリア数を一例として4と制限することでそのチャネル推定精度を高めていたが、これらのチャネル推定結果が周波数依存性を持たないのであれば、これらのチャネル推定結果を更に平均化し、その平均値により全サブキャリアで共通のチャネル情報を取得することが可能である。 In the sixth embodiment, the seventh embodiment, and the eighth embodiment described above, the number of subcarriers used is limited to 4 as an example to improve the channel estimation accuracy. However, these channel estimation results are If there is no frequency dependence, it is possible to further average these channel estimation results and acquire channel information common to all subcarriers by the average value.
ここで、cj(fk)はサブキャリアfkにおける周波数軸上のチャネル情報を表す。ないしは、基準となるアンテナの複素位相を基準とした相対チャネル情報を用いてもよい。 Here, c j (f k ) represents channel information on the frequency axis in subcarrier f k . Alternatively, relative channel information based on the complex phase of the reference antenna may be used.
また、ここでは4サブキャリアを利用する場合を例に取り、4つの利用サブキャリアfkにおける平均を意図して1/4の係数が明記されているが、その他のサブキャリア数であればその数に合わせて平均化を行う。この結果得られたチャネル情報は式(52)で得られたものと等価であり、式(50)や式(51)などを用いて受信ウエイトを算出する。 Also, here, taking the case of using 4 subcarriers as an example, a coefficient of ¼ is specified for the purpose of averaging the four used subcarriers f k, but if the number of other subcarriers, Averaging is performed according to the number. The channel information obtained as a result is equivalent to that obtained by Equation (52), and the reception weight is calculated using Equation (50), Equation (51), and the like.
なお、第8の実施形態に加えて第7の実施形態においても同様であるが、チャネル情報を取得するためのトレーニング信号として4つのサブキャリアを含むトレーニング信号を利用する場合を例示して説明したが、このサブキャリア数は4である屹然性はなく、その他の任意のサブキャリア数であっても構わない。その究極の条件として、利用サブキャリア数を1とすることも可能である。 Although the same applies to the seventh embodiment in addition to the eighth embodiment, the case where a training signal including four subcarriers is used as a training signal for acquiring channel information has been described as an example. However, the number of subcarriers is not four, and any other number of subcarriers may be used. As the ultimate condition, it is possible to set the number of subcarriers used to one.
上述の第5の実施形態では、基地局装置側の各第1の信号処理部のアンテナ素子間隔を狭めて、非常にチャネル情報ないしは送受信ウエイトの周波数依存性が小さい状況を作り出し、その結果として全サブキャリアで共通のチャネル情報ないしは送受信ウエイトとなる様にしていた。複数サブキャリアを利用することにより測定誤差の抑圧を期待することは可能であるが、究極の条件として単一のサブキャリアを利用するにはそれなりのメリットが存在する。 In the above fifth embodiment, the antenna element interval of each first signal processing unit on the base station apparatus side is narrowed to create a situation where the frequency dependence of the channel information or transmission / reception weight is very small, and as a result, all Channel information or transmission / reception weight common to subcarriers is set. Although it is possible to expect suppression of measurement error by using a plurality of subcarriers, there are some advantages to using a single subcarrier as the ultimate condition.
この単一のサブキャリアのみを利用するトレーニング信号としては、アンテナ素子ごとの相対チャネル情報を取得するのが目的であるならば(すなわちタイミング検出などの目的を伴わない場合)、仮にOFDMを用いる場合であってもガードインターバルを付与する必要はなく、割り当てられるサブキャリアの周波数の単なる正弦波(すなわち無変調の信号)の連続送信を用いることになる。この信号の特徴は、完全に振幅が一定の信号であるために平均の送信電力と瞬時の送信電力の時間的な変動の比率PAPR(Peak to Average Power Ratio)が1となっている点である。 As a training signal using only this single subcarrier, if the purpose is to acquire relative channel information for each antenna element (that is, if there is no purpose such as timing detection), then it is assumed that OFDM is used. However, it is not necessary to provide a guard interval, and continuous transmission of a simple sine wave (that is, an unmodulated signal) of the frequency of the assigned subcarrier is used. The feature of this signal is that the ratio PAPR (Peak to Average Power Ratio) of the temporal variation between the average transmission power and the instantaneous transmission power is 1 because the signal has a completely constant amplitude. .
一般にOFDMを用いる場合には、QPSKなどの振幅一定の変調方式を用いた場合であっても、サブキャリアごとに独立な信号を合成するために、時間と共に信号の振幅が変動する。このためPAPRは相対的に大きな値となり、平均の送信電力に比べてピーク時の送信電力は非常に大きな値になる。ハイパワーアンプの線形性には限界があるため、このピーク時の電力がハイパワーアンプの線形領域を超える場合には、非線形歪が発生して通信特性が劣化する。このため、OFDMでは所謂バックオフと呼ばれる送信電力のマージンを見込み、そのマージン分だけ送信電力を下げて信号送信を行う。 In general, when OFDM is used, even when a modulation method with constant amplitude such as QPSK is used, the amplitude of the signal varies with time in order to synthesize independent signals for each subcarrier. For this reason, the PAPR has a relatively large value, and the peak transmission power is much larger than the average transmission power. Since the linearity of the high power amplifier is limited, when the power at the peak exceeds the linear region of the high power amplifier, nonlinear distortion occurs and communication characteristics deteriorate. Therefore, in OFDM, a so-called back-off margin of transmission power is expected, and signal transmission is performed with the transmission power lowered by the margin.
回線設計的に見れば、例えば1024ポイントFFTを利用する(有効サブキャリアとして1000程度を利用)システムでは、少なくとも10dB程度のバックオフを見込む必要があった。しかし、完全な振幅一定の正弦波であれば、その様なバックオフを見込む必要がなくなるため、そのバックオフ値分だけ実効的な送信電力を高めて送信することが可能になる。なお、このバックオフ値分の送信電力を高めることは単一サブキャリアを用いる場合以外でも利用可能であり、例えば4サブキャリアを利用する場合でも各サブキャリアの初期位相を任意の値に調整し、1シンボル周期でのPAPRが最小になる様にトレーニング信号を構成することで、その際のPAPR値に応じてより低いバックオフ値での運用が可能になる。 From the viewpoint of circuit design, for example, in a system using 1024-point FFT (using about 1000 as an effective subcarrier), it is necessary to expect a backoff of at least about 10 dB. However, since a complete sine wave having a constant amplitude does not require such back-off, it is possible to increase the effective transmission power by the back-off value for transmission. Increasing the transmission power for this back-off value can be used even when a single subcarrier is used. For example, even when using 4 subcarriers, the initial phase of each subcarrier is adjusted to an arbitrary value. By configuring the training signal so that the PAPR in one symbol period is minimized, it is possible to operate with a lower back-off value according to the PAPR value at that time.
なお、トレーニング信号の送信に際し、他のデータ通信で用いる最小のバックオフ値をxdBとするときに、トレーニング信号の送信時のバックオフ値を(x/2)dB以下と設定することが望ましい。具体的には、トレーニング信号の送信時のバックオフ値を0dBとすることが望ましい。 When transmitting a training signal, it is desirable to set the back-off value at the time of training signal transmission to (x / 2) dB or less, where xdB is the minimum back-off value used in other data communication. Specifically, it is desirable to set the back-off value at the time of training signal transmission to 0 dB.
この結果、例えば1000サブキャリア分の送信電力を一つのサブキャリアに注力するならばそこで30dB(=10Log101000)の回線利得を稼ぐことが可能になると共に、更にバックオフ分の10dB程度の回線利得を上乗せした良好な状態でのチャネル推定が可能になる。つまり、40dB程度の改善が期待できることになる。元々、ミリ波帯などの高周波数帯では、周波数の高さ故に回線設計的に厳しかった。例えば周波数が10倍になれば、自由空間伝搬損の周波数に依存する項による損失の増大は20dBである。また、ハイパワーアンプの出力も相対的に低下する。 As a result, for example, if transmission power for 1000 subcarriers is focused on one subcarrier, a line gain of 30 dB (= 10 Log 10 1000) can be obtained there, and a line of about 10 dB for backoff. Channel estimation in a good state with gain added is possible. That is, an improvement of about 40 dB can be expected. Originally, in the high frequency band such as the millimeter wave band, the line design was strict due to the high frequency. For example, if the frequency is increased 10 times, the increase in loss due to the term depending on the frequency of the free space propagation loss is 20 dB. Also, the output of the high power amplifier is relatively lowered.
更には、Massive MIMOでは100以上のRF機器を実装する必要から、個々の機器の価格の低減も期待され、廉価な部品材料の利用でアンプの線形性も低下する。結果的に30dB以上の回線利得を追加で確保しなければチャネル推定精度が低下する問題があったが、1サブキャリアないしは4サブキャリア程度に注力し且つPAPR値を抑えて送信電力を高めたチャネル推定では、これらの問題を解決することができる。 Furthermore, in Massive MIMO, since it is necessary to mount 100 or more RF devices, the price of each device is expected to be reduced, and the linearity of the amplifier is also lowered by using inexpensive component materials. As a result, there is a problem that the channel estimation accuracy is lowered unless an additional line gain of 30 dB or more is secured. However, a channel in which transmission power is increased by focusing on 1 subcarrier or 4 subcarrier and suppressing PAPR value. Estimating can solve these problems.
なお、アンテナ1素子当たりで1サブキャリアのみを用いてチャネル推定を行うと、実際には様々な反射波成分の影響を受けて、そのサブキャリアにおけるチャネル推定結果は見通し波成分のみによるチャネル情報とは異なる値を示す可能性がある。しかし、第7の実施形態に示した様に、トレーニング信号を送信する無線局側には複数のアンテナ素子が備えられており、複数のアンテナ素子から異なるサブキャリアの無変調の連続信号を送信するならば、トレーニング信号を受信する無線局では複数のサブキャリアのトレーニング信号を受信することになる。得られたチャネル情報から相対チャネル情報を取得すれば、送信側のアンテナ素子が異なることの影響は相対的に小さく、これら複数のアンテナ素子で得られた相対チャネル情報は周波数軸上で概ね定数と見なせるはずである。この特徴を利用して平均化処理を行えば、サブキャリアごとに影響の受け方が異なる反射波成分を相対的に抑圧し、実効的には見通し波成分を抽出した形の時間軸の相対チャネル情報を取得でき、これを基に時間軸の送受信ウエイトを算出することが可能となる。 Note that if channel estimation is performed using only one subcarrier per antenna element, the channel estimation result for each subcarrier is actually channel information based only on line-of-sight components, due to the influence of various reflected wave components. May show different values. However, as shown in the seventh embodiment, a plurality of antenna elements are provided on the wireless station side that transmits the training signal, and unmodulated continuous signals of different subcarriers are transmitted from the plurality of antenna elements. Then, the radio station that receives the training signal receives the training signals of a plurality of subcarriers. If the relative channel information is obtained from the obtained channel information, the influence of the different antenna elements on the transmitting side is relatively small, and the relative channel information obtained by the plurality of antenna elements is approximately constant on the frequency axis. Should be considered. If averaging is performed using this feature, the reflected channel components that are affected differently for each subcarrier are relatively suppressed, and the relative channel information on the time axis in which the line-of-sight component is effectively extracted. And the transmission / reception weight of the time axis can be calculated based on this.
なお、ここでの平均化処理とは基本的には複素位相の平均化を意図しているが、概ね振幅が一定であると期待され、且つ複素位相の変動幅も小さいことが予想されるため、複素数で与えられるチャネル情報そのものを複素平面上で単純に平均化しても構わない。 The averaging process here is basically intended to average the complex phase, but it is expected that the amplitude is generally constant and the fluctuation range of the complex phase is expected to be small. The channel information itself given as a complex number may be simply averaged on the complex plane.
[第10の実施形態]
[第1特異値に対応する仮想的伝送路を利用したマルチユーザMIMO伝送]
(第10の実施形態に係る基本原理の概要)
以上の説明においては、例えば図16に示す様に各第1の信号処理部304は単一の端末局装置302と基地局装置303の間で単一の信号系列を送受信し、複数の第1の信号処理部304を用いる全体として空間多重伝送を行っていた。これは、基地局装置303と端末局装置302との間の通信はシングルユーザMIMOでの伝送を行っていることに相当する。しかし、当然ながら複数の端末局装置302と基地局装置303の間で空間多重伝送(すなわちマルチユーザMIMO)を行う場合に関しても適用可能である。
[Tenth embodiment]
[Multiuser MIMO transmission using a virtual transmission line corresponding to the first singular value]
(Outline of the basic principle according to the tenth embodiment)
In the above description, as shown in FIG. 16, for example, each first signal processing unit 304 transmits and receives a single signal sequence between a single terminal station apparatus 302 and a base station apparatus 303, and a plurality of first signal processing units 304 As a whole, spatial multiplex transmission is performed using the signal processing unit 304 of FIG. This corresponds to communication between the base station apparatus 303 and the terminal station apparatus 302 being performed by single user MIMO transmission. However, as a matter of course, the present invention can also be applied to a case where spatial multiplexing transmission (that is, multiuser MIMO) is performed between a plurality of terminal station apparatuses 302 and base station apparatuses 303.
通常マルチユーザMIMOでは、複数の端末局装置に対して同時に同一周波数上で信号送信を行う際に、相互の信号がお互いの端末局装置間で相互干渉とならない様に、ダウンリンクではヌル形成を行いながら信号送信を行っていた。しかし、そのヌル形成はチャネルの時変動がある場合には破れて残留干渉が発生する可能性がある。これは、送信指向性制御に用いる送信ウエイトは、所定の周期で行うチャネルフィードバック結果に基づいいて算出するのであるが、このチャネルのフィードバックに伴うオーバヘッドを抑えるために、それほど頻繁にはチャネルのフィードバックを行えず、結果的に過去に取得したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出せざるを得ないことによる。したがって、どれほど高精度に送信ウエイトを算出しても、時間の経過でチャネルの変動があれば意味はなく、逆に言えばチャネルの時変動の影響を受けにくい伝送方式が求められる。 Normally, in multi-user MIMO, when signals are simultaneously transmitted to a plurality of terminal station apparatuses on the same frequency, nulls are formed in the downlink so that mutual signals do not cause mutual interference between the terminal station apparatuses. The signal was transmitted while performing. However, the null formation may be broken if there is a time variation of the channel, and residual interference may occur. This is because the transmission weight used for transmission directivity control is calculated based on the result of channel feedback performed at a predetermined period, but in order to reduce the overhead associated with this channel feedback, channel feedback is performed so frequently. As a result, the transmission weight must be calculated based on the channel information acquired in the past. Therefore, no matter how highly accurate the transmission weight is calculated, there is no meaning if there is a change in the channel over time.
第1の実施形態に示した第1特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に用いる場合には、その伝送路上で得られる回線利得の値が反射波を利用した他の伝送路上での利得よりも相対的に高く、更に、基地局装置側及び端末装置側の双方に多数のアンテナ素子を用いる場合には、そのアンテナ素子数の積に応じた回線利得が追加で得られることを考慮すると、完全なヌル制御を敢えて形成するまでもなく、所望のSIR特性を得ることが可能になる。 When the virtual transmission line corresponding to the first singular value shown in the first embodiment is positively used, the value of the line gain obtained on the transmission line is different on the other transmission line using the reflected wave. It is relatively higher than the gain. In addition, when a large number of antenna elements are used on both the base station apparatus side and the terminal apparatus side, it is considered that an additional line gain corresponding to the product of the number of antenna elements can be obtained. Then, it is possible to obtain a desired SIR characteristic without deliberately forming a complete null control.
図73は第10の実施形態における、マルチユーザMIMO適用時の基地局装置及び端末局装置の構成を示す図である。図16との違いは、図16では端末局装置が端末局装置302のみであったのが、図73では端末局装置が端末局装置302に加えて端末局装置308、309が加わっている点であり、基地局装置303の各第1の信号処理部304−1〜304−4において、それぞれ端末局装置302、308、309に向けて第1特異値に対応する仮想的伝送路を形成してマルチユーザMIMO伝送を行うことになる。 FIG. 73 is a diagram illustrating configurations of a base station device and a terminal station device when multi-user MIMO is applied in the tenth embodiment. 16 differs from FIG. 16 in that the terminal station apparatus is only the terminal station apparatus 302 in FIG. 16, but the terminal station apparatus is added to the terminal station apparatus 302 in addition to the terminal station apparatus 302 in FIG. In each of the first signal processing units 304-1 to 304-4 of the base station device 303, virtual transmission paths corresponding to the first singular values are formed toward the terminal station devices 302, 308, and 309, respectively. Thus, multi-user MIMO transmission is performed.
従来であれば複数の第1の信号処理部304−1〜304−4を実装することがなかったので、単一の端末局装置に対して複数の信号系列を同時に空間多重する場合には、ひとつの送受信信号処理回路が異なる送受信ウエイトベクトルを用いてマルチユーザMIMOの信号処理を行う。ここでは、各端末局装置間で相互干渉が発生しない様に、送信側では完全なヌル制御を行う必要があった。 Conventionally, since a plurality of first signal processing units 304-1 to 304-4 were not implemented, when a plurality of signal sequences are simultaneously spatially multiplexed for a single terminal station device, One transmission / reception signal processing circuit performs multi-user MIMO signal processing using different transmission / reception weight vectors. Here, it is necessary to perform complete null control on the transmission side so that mutual interference does not occur between the terminal station apparatuses.
一方、本発明の実施形態では、従来のマルチユーザMIMOと違い、第1の信号処理部304−1〜304−4のそれぞれはひとつの端末局装置にはひとつの送受信ウエイトベクトルを用いた1系統分の信号処理しか行わない。例えば、ひとつの第1の信号処理部304−1からは、端末局装置302、308、309に対して各1系統ずつ、合計で3系統分の信号の送信を行う。この時、それぞれの端末局装置302、308、309に対する第1特異値に対応する仮想的伝送路に向けた送信ウエイトベクトルをそれぞれv11、v12、v13とする。これらは、上述の個別のシングルユーザMIMO用の送信ウエイトベクトルであるので相互に直交はしていない。これに対し、実際にマルチユーザMIMOに用いる送信ウエイトベクトルv’11、v’12、v’13は、ベクトルv’11はv12及びv13に直交する様に、ベクトルv’12はv11及びv13に直交する様に、ベクトルv’13はv11及びv12に直交する様に設定する。具体的には、端末局装置302に対する送信ウエイトベクトルv’11は、グラムシュミットの直交化を用いて以下の式(78)で表される。 On the other hand, in the embodiment of the present invention, unlike the conventional multi-user MIMO, each of the first signal processing units 304-1 to 304-4 uses one transmission / reception weight vector for one terminal station apparatus. Only minute signal processing is performed. For example, one first signal processing unit 304-1 transmits signals for three systems in total, one for each of the terminal station devices 302, 308, and 309. At this time, the transmission weight vector for the virtual transmission path corresponding to the first singular value for each of the terminal stations 302,308,309 and v 11, v 12, v 13, respectively. Since these are transmission weight vectors for the individual single user MIMO described above, they are not orthogonal to each other. In contrast, the transmission weight vectors v ′ 11 , v ′ 12 , and v ′ 13 that are actually used for multi-user MIMO are such that the vector v ′ 11 is orthogonal to v 12 and v 13 , and the vector v ′ 12 is v 11. and v so as to orthogonal to 13, the vector v '13 to set so that orthogonal to v 11 and v 12. Specifically, the transmission weight vector v ′ 11 for the terminal station device 302 is expressed by the following equation (78) using Gramschmitt orthogonalization.
これを端末局装置308、309に対して同様に処理を行いv’12、v’13を求めれば良い。以上は第1の信号処理部304−1に対する説明だが、同様の処理を第1の信号処理部304−2〜304−3に対しても行えば良い。この様にして、第1の信号処理部304−1に対する送信ウエイトベクトルv’11〜v’13、第1の信号処理部304−2に対する送信ウエイトベクトルv’21〜v’23、第1の信号処理部304−3に対する送信ウエイトベクトルv’31〜v’33、第1の信号処理部304−4に対する送信ウエイトベクトルv’41〜v’43を求めれば良い。以上の処理により、第1の信号処理部304−1〜304−4においてそれぞれ3系統の信号系列を送信し、合計で12系統の空間多重伝送を行うことが可能になる。ここでの補足としては、従来のマルチユーザMIMOの場合と異なり、例えばj≠1なるjに対して送信ウエイトベクトルv’11とv’2jは直交しておらず、完全なヌル形成にはなっていない。しかし、これらは送信元の第1の信号処理部304も異なれば、受信する端末局装置も異なる組み合わせなので、相関の小さな仮想的伝送路であるが故に相互干渉は相対的に小さくなる。この根拠は上述の様に、第1特異値の絶対値が突出して高い利得を示す点と、基地局装置と端末局装置の多数のアンテナ素子の積から来るピンポイントの高い指向性利得に起因する。このため、送信ウエイトベクトルv’11とv’2jの直交性の担保は不要になるのである。 This may be similarly processed for the terminal station devices 308 and 309 to obtain v ′ 12 and v ′ 13 . The above is the description for the first signal processing unit 304-1, but the same processing may be performed for the first signal processing units 304-2 to 304-3. In this way, the transmission weight vectors v ′ 11 to v ′ 13 for the first signal processing unit 304-1, the transmission weight vectors v ′ 21 to v ′ 23 for the first signal processing unit 304-2, the first The transmission weight vectors v ′ 31 to v ′ 33 for the signal processing unit 304-3 and the transmission weight vectors v ′ 41 to v ′ 43 for the first signal processing unit 304-4 may be obtained. Through the above processing, each of the first signal processing units 304-1 to 304-4 transmits three signal sequences, and a total of twelve systems of spatial multiplexing transmission can be performed. As a supplement here, unlike the case of the conventional multi-user MIMO, for example, transmission weight vectors v ′ 11 and v ′ 2 j are not orthogonal to j where j ≠ 1, resulting in complete null formation. Not. However, since these are different combinations of the first signal processing unit 304 of the transmission source and the terminal station apparatus to receive, the mutual interference is relatively small because of the virtual transmission path having a small correlation. As described above, this is based on the fact that the absolute value of the first singular value protrudes and shows a high gain, and the high directivity gain of the pinpoint that comes from the product of many antenna elements of the base station device and the terminal station device. To do. For this reason, it is not necessary to guarantee the orthogonality between the transmission weight vectors v ′ 11 and v ′ 2j .
なお、同様の処理はアップリンクにおける基地局装置側の処理に対しても同様に行えば良い。すなわち、上述の式(78)は送信ウエイトベクトルに関する直交化処理を示したものであるが、全く同様の直交関係を受信ウエイトに適用し、それぞれの端末局装置302、308、309に対する第1特異値に対応する仮想的伝送路に向けた受信ウエイトベクトルをそれぞれv11、v12、v13と読み替え、マルチユーザMIMOに用いる受信ウエイトベクトルv’11、v’12、v’13を、ベクトルv’11はv12及びv13に直交する様に、ベクトルv’12はv11及びv13に直交する様に、ベクトルv’13はv11及びv12に直交する様に設定するれば良い。この際の受信ウエイト算出は式(78)がそのまま適用可能である。また無線局装置側は全くマルチユーザMIMOであることを意識することなく、上述の第1の実施形態における無線局装置と全く同じ処理及び回路構成で良い。 Similar processing may be performed similarly for processing on the base station apparatus side in the uplink. That is, although the above equation (78) shows the orthogonalization process for the transmission weight vector, the same orthogonal relationship is applied to the reception weight, and the first singularity for each terminal station apparatus 302, 308, 309 is applied. The received weight vectors for the virtual transmission line corresponding to the value are read as v 11 , v 12 , and v 13 , respectively, and the received weight vectors v ′ 11 , v ′ 12 , and v ′ 13 used for multiuser MIMO are converted into the vector v '11 so as to orthogonal to the v 12 and v 13, the vector v' as the 12 orthogonal to the v 11 and v 13, it Rure be set so that orthogonal to the vector v '13 v 11 and v 12 . In this case, equation (78) can be applied as it is to calculate the reception weight. Further, the wireless station apparatus side may be exactly the same processing and circuit configuration as the wireless station apparatus in the first embodiment, without being conscious of multi-user MIMO.
この場合の基地局装置303の回路構成は、図6と比較して、変更が必要となる。図74は、本発明の実施形態における、マルチユーザMIMO適用時の基地局装置303に対応する基地局装置70の第1の送信信号処理部181−1〜181−4に対応する第1の送信信号処理部182の回路構成を表す図である。図74では、マルチユーザMIMO伝送として、図73に示す様に同時に空間多重する端末局装置の数は3局としている。図74の構成は図6の構成と類似しているが、第1の送信信号処理回路113−1〜113−3は同時に空間多重を行う3局の端末局装置に対応したものであり、更に送信ウエイト処理部150では、同時に空間多重を行う3局の端末局装置に対し第1特異値に対応した仮想的伝送路での送信に用いるマルチユーザMIMO用の送信ウエイトベクトルを生成及び管理する。具体的に送信ウエイト処理部150では、チャネル情報取得回路151において、受信部にて取得されたチャネル情報を通信制御回路120経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路152に記憶する。信号の送信時には通信制御回路120からの指示に従い、マルチユーザMIMO(MU−MIMO)送信ウエイト算出回路153は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路152から読み出し、読み出したチャネル情報を基に上記の式(78)の様にして送信ウエイトベクトルを算出する。ここで注意すべき点は、シングルユーザMIMOの場合には第1右特異ベクトルを算出してそのまま送信ウエイトベクトルとして利用したが、マルチユーザMIMOの場合には同一の第1の信号処理部内で各端末局装置間の送信ウエイトベクトルの直交化を図るために、例えば端末局装置302に対する第1右特異ベクトルから、端末局装置308に対する第1右特異ベクトルの成分、及び端末局装置309に対する第1右特異ベクトルの成分を減算し、相互に直交する形で信号送信を行うことになる。マルチユーザMIMO送信ウエイト算出回路153は、この様にして算出した送信ウエイトを第1の送信信号処理回路113−1〜113−3に出力する。 In this case, the circuit configuration of the base station apparatus 303 needs to be changed as compared with FIG. FIG. 74 shows the first transmission corresponding to the first transmission signal processing units 181-1 to 181-4 of the base station apparatus 70 corresponding to the base station apparatus 303 when multiuser MIMO is applied in the embodiment of the present invention. 3 is a diagram illustrating a circuit configuration of a signal processing unit 182. FIG. In FIG. 74, as multi-user MIMO transmission, as shown in FIG. 73, the number of terminal station apparatuses simultaneously spatially multiplexed is three. The configuration in FIG. 74 is similar to the configuration in FIG. 6, but the first transmission signal processing circuits 113-1 to 113-3 correspond to three terminal station apparatuses that perform spatial multiplexing at the same time. The transmission weight processing unit 150 generates and manages a transmission weight vector for multi-user MIMO used for transmission on a virtual transmission line corresponding to the first singular value for three terminal station apparatuses that simultaneously perform spatial multiplexing. Specifically, in the transmission weight processing unit 150, the channel information acquisition circuit 151 separately acquires the channel information acquired by the reception unit via the communication control circuit 120, and sequentially updates the channel information storage circuit Store in 152. At the time of signal transmission, in accordance with an instruction from the communication control circuit 120, the multiuser MIMO (MU-MIMO) transmission weight calculation circuit 153 reads channel information corresponding to the destination station from the channel information storage circuit 152, and based on the read channel information. The transmission weight vector is calculated as shown in the above equation (78). The point to be noted here is that in the case of single user MIMO, the first right singular vector is calculated and used as it is as a transmission weight vector. In order to orthogonalize transmission weight vectors between the terminal station apparatuses, for example, from the first right singular vector for the terminal station apparatus 302, the first right singular vector component for the terminal station apparatus 308, and the first for the terminal station apparatus 309. The components of the right singular vector are subtracted and signal transmission is performed in a form orthogonal to each other. The multiuser MIMO transmission weight calculation circuit 153 outputs the transmission weight calculated in this way to the first transmission signal processing circuits 113-1 to 113-3.
次に、図75に第10の実施形態における、マルチユーザMIMO適用時の基地局装置303に対応する基地局装置70の第1の受信信号処理部185−1〜185−4に対応する第1の受信信号処理部186の回路構成を示す。図75でも、マルチユーザMIMO伝送として、図73に示す様に同時に空間多重する端末局装置の数は3局としている。図73の構成は図7の構成と類似しているが、第1の受信信号処理回路114−1〜114−3は同時に空間多重を行う3局の端末局装置に対応したものであり、更に受信ウエイト処理部170では、同時に空間多重を行う3局の端末局装置に対し第1特異値に対応した仮想的伝送路での受信に用いるマルチユーザMIMO用の受信ウエイトベクトルを生成及び管理する。具体的に受信ウエイト処理部170では通信制御回路120からの指示に従い、チャネル情報推定回路172においてFFT回路857より入力される情報を基に、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号(無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等)から、端末局装置302、308、309に対応する各端末局装置60のアンテナ素子と、基地局装置303に対応する基地局装置70の各アンテナ素子851との間のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果をマルチユーザMIMO受信ウエイト算出回路173に出力する。マルチユーザMIMO受信ウエイト算出回路173では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトベクトルをサブキャリアごとに算出する。ここで、式(78)はシングルユーザMIMOの場合の送信ウエイトベクトルvを用いた処理を説明したが、同様にこれをシングルユーザMIMOの場合の受信ウエイトベクトルuに置き換えれば、そのまま式(78)が適用できる。この際、各アンテナ素子851−1〜851−NMT−Antで受信された信号を合成する受信ウエイトベクトルは端末局装置60ごとに異なり、抽出すべき端末局装置60に対応する第1の受信信号処理回路114−1〜114−3それぞれ個別に算出する。なお、この信号処理の後段の第2の受信信号処理部75においては、同一の無線局装置からの各信号系列間のクロストーク成分を除去することになるたが、前段の処理で端末局装置間の相互干渉成分は十分に低下出来ていることが予想されるため、ここでの受信ウエイト行列の算出時にはマルチユーザMIMOを意識する必要はなく、無線局装置ごとに個別にMIMO信号検出処理を行えば良い。ただし、異なる無線局装置に対しては個別のMIMO信号検出処理が必要になるため、同時に空間多重を行う無線局装置の分だけ、並列的に第2の受信信号処理部75を備える必要がある。 Next, in FIG. 75, in the tenth embodiment, the first reception signal processing units 185-1 to 185-4 of the base station device 70 corresponding to the base station device 303 when multiuser MIMO is applied. The circuit configuration of the received signal processing unit 186 of FIG. Also in FIG. 75, as multi-user MIMO transmission, as shown in FIG. 73, the number of terminal station apparatuses simultaneously spatially multiplexed is three. The configuration in FIG. 73 is similar to the configuration in FIG. 7, but the first reception signal processing circuits 114-1 to 114-3 correspond to the three-station terminal stations that simultaneously perform spatial multiplexing. The reception weight processing unit 170 generates and manages reception weight vectors for multiuser MIMO used for reception on the virtual transmission path corresponding to the first singular value for the three terminal station apparatuses that simultaneously perform spatial multiplexing. Specifically, in the reception weight processing unit 170, a known signal for channel estimation separated into subcarriers based on information input from the FFT circuit 857 in the channel information estimation circuit 172 in accordance with an instruction from the communication control circuit 120. From the (preamble signal or the like given to the head of the radio packet), the antenna elements of the terminal station devices 60 corresponding to the terminal station devices 302, 308, and 309 and the antennas of the base station device 70 corresponding to the base station device 303 The channel information with the element 851 is estimated for each subcarrier, and the estimation result is output to the multiuser MIMO reception weight calculation circuit 173. Multiuser MIMO reception weight calculation circuit 173 calculates a reception weight vector to be multiplied for each subcarrier based on the input channel information. Here, although the expression (78) has described the processing using the transmission weight vector v in the case of single user MIMO, if this is similarly replaced with the reception weight vector u in the case of single user MIMO, the expression (78) will remain as it is. Is applicable. At this time, the reception weight vector for combining the signals received by the antenna elements 851-1 to 851-N MT-Ant is different for each terminal station apparatus 60, and the first reception corresponding to the terminal station apparatus 60 to be extracted is performed. The signal processing circuits 114-1 to 114-3 are individually calculated. In the second received signal processing unit 75 at the latter stage of this signal processing, the crosstalk component between the signal sequences from the same radio station apparatus is removed. It is expected that the mutual interference component between them is sufficiently reduced, so there is no need to be conscious of multiuser MIMO when calculating the reception weight matrix here, and MIMO signal detection processing is individually performed for each radio station apparatus Just do it. However, since different MIMO station detection processes are required for different radio station apparatuses, it is necessary to provide the second received signal processing units 75 in parallel for the radio station apparatuses that perform spatial multiplexing simultaneously. .
この様に、第1の送信信号処理部181と第2の送信信号処理部71との間の情報、及び第1の受信信号処理部185と第2の受信信号処理部75との間の情報が複数系統に拡張される差はあるが、複数の第1の送信信号処理部181及び第1の受信信号処理部185を用いて単一の端末局装置との間で空間多重伝送を行う点で、従来技術とは異なる構成となっている。 In this way, information between the first transmission signal processing unit 181 and the second transmission signal processing unit 71 and information between the first reception signal processing unit 185 and the second reception signal processing unit 75. However, there is a difference that is expanded to a plurality of systems, but spatial multiplexing transmission is performed with a single terminal station apparatus using a plurality of first transmission signal processing units 181 and first reception signal processing units 185 Thus, the configuration is different from that of the prior art.
以上の様に、第10の実施形態の無線通信システム90は、基地局装置303(第1の無線局装置)と、端末局装置308などの複数の端末局装置(第2の無線局装置)とを備える。第10の実施形態の基地局装置303は、第1のアンテナ素子群を有する複数の第1の信号処理部304と、複数の第1の信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第2の信号処理部305(厳密にはインタフェース回路、MAC層処理回路、通信制御回路などのその他の基地局装置機能を含む)とを有する。第10の実施形態の端末局装置308は、第2のアンテナ素子群と、第2のアンテナ素子群を介して第1の信号処理部との無線通信を実行する送受信部とを有する。端末局装置302と端末局装置309とも同様である。 As described above, the wireless communication system 90 according to the tenth embodiment includes the base station device 303 (first wireless station device) and a plurality of terminal station devices (second wireless station device) such as the terminal station device 308. With. The base station apparatus 303 according to the tenth embodiment performs a plurality of first signal processing units 304 having a first antenna element group and radio communication signal processing associated with the plurality of first signal processing units. And a second signal processing unit 305 (including strictly other base station apparatus functions such as an interface circuit, a MAC layer processing circuit, and a communication control circuit) to be executed. The terminal station device 308 of the tenth embodiment includes a second antenna element group and a transmission / reception unit that performs wireless communication with the first signal processing unit via the second antenna element group. The same applies to the terminal station apparatus 302 and the terminal station apparatus 309.
第10の実施形態の第1の信号処理部304は、第1のアンテナ素子群と第2のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるMIMOチャネル行列の送信ウエイトベクトルを、MIMOチャネル行列の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出する。第1の信号処理部304は、端末局装置ごとに送信信号を生成し、生成した送信信号に送信ウエイトベクトルを乗算することによって信号ベクトルを生成する。第1の信号処理部304は、同一時刻に空間多重する端末局装置について信号ベクトルを加算合成する。第1の信号処理部304は、加算合成した信号ベクトルに基づく信号を複数の端末局装置に対して同一時刻に同一周波数チャネルを用いて第1のアンテナ素子群から送信する。 The first signal processing unit 304 of the tenth embodiment uses the transmission weight vector of the MIMO channel matrix used for wireless communication between the first antenna element group and the second antenna element group as the first channel of the MIMO channel matrix. Calculation is based on at least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to one singular value, or at least one of the approximate solution of the first right singular vector and the approximate solution of the first left singular vector. . The first signal processing unit 304 generates a transmission signal for each terminal station apparatus, and generates a signal vector by multiplying the generated transmission signal by a transmission weight vector. The first signal processing unit 304 adds and synthesizes signal vectors for terminal station apparatuses that are spatially multiplexed at the same time. The first signal processing unit 304 transmits a signal based on the added and combined signal vector from the first antenna element group to the plurality of terminal station devices using the same frequency channel at the same time.
第10の実施形態の第1の信号処理部304は、第1のアンテナ素子群と第2のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるMIMOチャネル行列の受信ウエイトベクトルを、MIMOチャネル行列の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて第2の無線局装置ごとに算出する。第1の信号処理部304は、第1のアンテナ素子群を介して受信された信号に基づく信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを端末局装置ごとに乗算することによって、端末局装置ごとに1系統の信号系列を生成する。第2の信号処理部305は、生成した信号系列に基づく信号から残留干渉成分を除去する。 The first signal processing unit 304 of the tenth embodiment uses the received weight vector of the MIMO channel matrix used for wireless communication between the first antenna element group and the second antenna element group as the MIMO channel matrix. Based on at least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to one singular value, or based on at least one of the approximate solution of the first right singular vector and the approximate solution of the first left singular vector. For each wireless station device. The first signal processing unit 304 multiplies the signal vector based on the signal received via the first antenna element group by the reception weight vector for each terminal station apparatus, thereby providing one system signal for each terminal station apparatus. Generate a series. The second signal processing unit 305 removes residual interference components from the signal based on the generated signal sequence.
すなわち、第1の信号処理部は、第1のアンテナ素子群と第2の無線局装置ごとの第2のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるMIMOチャネル行列に対する送信ウエイトベクトルを、第2の無線局装置ごとのMIMOチャネル行列の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて、同一時刻に空間多重する他の第2の無線局装置の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方のいずれかに直交する様に算出する。第1の信号処理部は、第2の無線局装置ごとに送信信号を生成し、生成した送信信号に送信ウエイトベクトルを乗算することによって送信信号ベクトルを生成する。第1の信号処理部は、同一時刻に空間多重する第2の無線局装置について送信信号ベクトルを加算合成し、加算合成した信号ベクトルの各成分に基づく信号を対応する第1のアンテナ素子から複数の第2の無線局装置に対して送信する。 That is, the first signal processing unit sets the transmission weight vector for the MIMO channel matrix used for radio communication between the first antenna element group and the second antenna element group for each second radio station apparatus to the second At least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to the first singular value of the MIMO channel matrix of each radio station apparatus, or the approximate solution of the first right singular vector and the first left singular vector Based on at least one of the approximate solutions, at least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to the first singular value of the other second radio station apparatus spatially multiplexed at the same time, or Calculation is performed so as to be orthogonal to at least one of the approximate solution of the first right singular vector and the approximate solution of the first left singular vector. The first signal processing unit generates a transmission signal for each second radio station apparatus, and generates a transmission signal vector by multiplying the generated transmission signal by a transmission weight vector. The first signal processing unit adds and synthesizes transmission signal vectors for the second radio station apparatus spatially multiplexed at the same time, and a plurality of signals based on the components of the added and synthesized signal vectors are transmitted from the corresponding first antenna element. To the second radio station apparatus.
また、第1の信号処理部は、第1のアンテナ素子群と第2の無線局装置ごとの第2のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるMIMOチャネル行列に対する受信ウエイトベクトルを、第2の無線局装置ごとのMIMOチャネル行列の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて、同一時刻に空間多重する他の第2の無線局装置の第1特異値に対応する第1右特異ベクトル及び第1左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第1右特異ベクトルの近似解及び第1左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方のいずれかに直交する様に算出する。第1の信号処理部は、第1のアンテナ素子群を介して受信された信号に基づく信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを第2の無線局装置ごとに乗算することによって、第2の無線局装置ごとに1系統の信号系列を生成する。第2の信号処理部は、生成した第1の信号処理部ごとの複数の信号系列に基づく信号から残留干渉成分を除去する。 Further, the first signal processing unit outputs a reception weight vector for the MIMO channel matrix used for radio communication between the first antenna element group and the second antenna element group for each second radio station apparatus, to the second At least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to the first singular value of the MIMO channel matrix of each radio station apparatus, or the approximate solution of the first right singular vector and the first left singular vector Based on at least one of the approximate solutions, at least one of the first right singular vector and the first left singular vector corresponding to the first singular value of the other second radio station apparatus spatially multiplexed at the same time, or Calculation is performed so as to be orthogonal to at least one of the approximate solution of the first right singular vector and the approximate solution of the first left singular vector. The first signal processing unit multiplies the signal vector based on the signal received via the first antenna element group by the reception weight vector for each second radio station apparatus, for each second radio station apparatus. 1 system signal sequence is generated. The second signal processing unit removes the residual interference component from the signal based on the plurality of signal sequences for each generated first signal processing unit.
これによって、第10の実施形態の基地局装置70、端末局装置60、無線通信システム90及び無線通信方法は、見通し環境が支配的な環境でMIMOによって伝送容量を増大させることが可能となる。第10の実施形態の基地局装置70、端末局装置60、無線通信システム90及び無線通信方法は、マルチユーザMIMOを実行する場合でも、見通し環境が支配的な環境で伝送容量を増大させることが可能となる。 Accordingly, the base station device 70, the terminal station device 60, the wireless communication system 90, and the wireless communication method of the tenth embodiment can increase the transmission capacity by MIMO in an environment where the line-of-sight environment is dominant. The base station device 70, the terminal station device 60, the wireless communication system 90, and the wireless communication method of the tenth embodiment can increase the transmission capacity in an environment where the line-of-sight environment is dominant even when multiuser MIMO is performed. It becomes possible.
[第11の実施形態]
[第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホール構成法]
(第11の実施形態に係る基本原理の概要)
第5の実施形態では、時間軸ビームフォーミングを用い、1系統のデジタルベースバンドのサンプリングデータに、アンテナ系統ごと及びサンプリング値ごとに送信ウエイトを乗算し、これにより第1特異値に対応する仮想的伝送路での伝送のための指向性形成を行っていた。ここでの送信ウエイトの乗算はサンプリングデータに直接行うことが可能であるため、図12(a)に示したモバイル・フロントホールの構成と同様に、BBU側ではデジタルベースバンドのサンプリングデータの生成までの信号処理を全て実装し、光ファイバ上では1系統のデジタルベースバンドのサンプリングデータを伝送し、残りの処理をRRH側で実施することを可能としている。RRH側では、時間軸ビームフォーミングのための送信ウエイト乗算処理が必要となるが、この送信ウエイト情報は光ファイバ上で転送し、この転送された送信ウエイトをRRH側ではデジタルベースバンドのサンプリングデータに乗算して送信するだけなので、無線通信方式に依存する処理は基本的には全てBBU側に実装されることになる。唯一、RRH内で無線通信方式に依存する要素は、送信指向性制御が周波数依存性を持たない点であり、実質的には多素子のアンテナにより非常に狭い指向性ビームを形成して通信を行うことを意味する。この指向性ビームは理想的には見通し環境にある通信の相手局に向けたビームであることが好ましいが、仮に見通しがなくても非常に強い反射波が到来する場合には、その反射点に向けた指向性ビームを形成することで対応可能である。非常に微弱ながら、非常に多くの反射波を寄せ集め、結果的にそれなりの受信レベルとなる様な状況では、第1特異値に対応する仮想的伝送路の回線利得は見通し環境に比べて劣化するが、元々、距離減衰が大きく回線設計的に厳しい高周波数帯であるため指向性利得の高いアンテナ素子を用いる傾向があり、現実問題としては非常に多数の多重反射波を活用するケースは稀であると予想される。このため、特に高周波数帯を用いる無線システムにおけるモバイル・フロントホールとしては、第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いて時間軸ビームフォーミングを行うことで、大規模アンテナを活用しながら光ファイバ上の情報伝送容量を抑えることは可能である。
[Eleventh embodiment]
[Mobile Fronthaul Configuration Method Using Virtual Transmission Line Corresponding to First Singular Value]
(Outline of the basic principle according to the eleventh embodiment)
In the fifth embodiment, time base beamforming is used to multiply one system of digital baseband sampling data by a transmission weight for each antenna system and each sampling value, thereby providing a virtual corresponding to the first singular value. The directivity formation for transmission on the transmission line was performed. Since transmission weight multiplication here can be performed directly on the sampling data, as with the mobile fronthaul configuration shown in FIG. 12A, the BBU side generates digital baseband sampling data. All signal processing is implemented, and one system of digital baseband sampling data is transmitted on the optical fiber, and the remaining processing can be performed on the RRH side. On the RRH side, transmission weight multiplication processing for time-axis beamforming is required, but this transmission weight information is transferred on an optical fiber, and this transferred transmission weight is converted into digital baseband sampling data on the RRH side. Since only multiplication and transmission are performed, all processes depending on the wireless communication system are basically implemented on the BBU side. The only element that depends on the radio communication system in the RRH is that the transmission directivity control does not have frequency dependence. In effect, communication is performed by forming a very narrow directional beam by a multi-element antenna. Means to do. Ideally, this directional beam should be directed to the communication partner station in the line-of-sight environment, but if a very strong reflected wave arrives even if there is no line of sight, it will be reflected at the reflection point. This can be done by forming a directed directional beam. In a situation where a very small number of reflected waves are gathered together, resulting in a reasonable reception level, the line gain of the virtual transmission line corresponding to the first singular value is degraded compared to the line-of-sight environment. However, there is a tendency to use antenna elements with high directivity gain because the distance attenuation is large and the line design is severe, and there is a tendency to use a large number of multiple reflected waves. Is expected. For this reason, as a mobile fronthaul in a wireless system using a high frequency band in particular, a time-axis beamforming is performed using a virtual transmission line corresponding to the first singular value, so that light can be utilized while utilizing a large-scale antenna. It is possible to reduce the information transmission capacity on the fiber.
なお、この送信ウエイト情報を光ファイバ上で転送する際の情報容量を見積もる。例えば、OFDMを用いる場合を考え、その際のFFTポイント数を例えば1024とする。この場合、例えば256サンプル数のガードインターバルを想定すれば、1OFDMのサンプル数は1280サンプルになる。これに対し、例えば256素子のアンテナ素子を用いる場合には、256個の送信ウエイト情報が必要になる(送信ウエイトベクトルとしては256次元であるため)。一つの送信ウエイト情報のビット数と1サンプルのビット数を同じだとすれば、丁度、送信ウエイト情報は20%分の情報に相当する。つまり、全てのOFDMシンボルごとに毎回、送信ウエイト情報を転送する場合であっても、図12(a)に示したモバイル・フロントホールの構成に比べて20%増しで収まることになる。これは、図13(a)に示したモバイル・フロントホールの構成では256倍の情報量になるのに比べれば圧倒的に少なく、概ね図12(a)に示した構成と同程度である。更に言えば、毎OFDMシンボルごとに送信ウエイト情報を転送するのではなく、数OFDMシンボルごとに送信ウエイト情報を転送することとすれば、更に送信ウエイト情報の情報量を圧縮することも可能である。ないしは、送信ウエイト情報の変更時のみに送信ウエイト情報を転送する構成としても構わない。この様にすることで、BBU側に無線伝送方式に依存する信号処理機能を集約し、RRH側には必要最小限の第1特異値に対応する仮想的伝送路を構成するための時間軸ビームフォーミング機能を実装する構成にすることが可能になる。 The information capacity when this transmission weight information is transferred on the optical fiber is estimated. For example, considering the case of using OFDM, the number of FFT points at that time is assumed to be 1024, for example. In this case, for example, assuming a guard interval of 256 samples, the number of samples of 1 OFDM is 1280 samples. On the other hand, for example, when 256 antenna elements are used, 256 pieces of transmission weight information are required (because the transmission weight vector is 256-dimensional). If the number of bits of one transmission weight information and the number of bits of one sample are the same, the transmission weight information corresponds to 20% of information. In other words, even when transmission weight information is transferred every time for every OFDM symbol, it is accommodated by 20% more than the mobile fronthaul configuration shown in FIG. This is overwhelmingly smaller than the 256 times the amount of information in the mobile fronthaul configuration shown in FIG. 13A, and is almost the same as the configuration shown in FIG. Furthermore, if the transmission weight information is not transferred every OFDM symbol but is transmitted every several OFDM symbols, the amount of information of the transmission weight information can be further compressed. . Alternatively, the transmission weight information may be transferred only when the transmission weight information is changed. In this way, the signal processing function depending on the radio transmission system is concentrated on the BBU side, and the time axis beam for configuring the virtual transmission path corresponding to the first minimum singular value necessary on the RRH side. It becomes possible to make it the structure which mounts a forming function.
図76は、第11の実施形態における第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールの機能分担の概要を示す図である。ここではネットワーク側からユーザに向けての方向に関する信号の伝送(BBUからRRH方向)に関する機能のみを抜粋した。図において、符号401はMAC層処理回路、符号402は送信信号処理回路、符号403は時間軸信号生成回路、符号454は光インタフェース回路、符号455は光ファイバ、符号456は光インタフェース回路、符号457は時間軸送信ウエイト乗算回路、符号427はD/A変換器、符号428はRF処理回路、符号429はアンテナ素子、符号432は送信ウエイト処理回路、符号441−4はBBU、符号442−4はRRHを表す。MAC層処理回路401、送信信号処理回路412、時間軸信号生成回路403及び時間軸送信ウエイト乗算回路457は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域446−1及び領域446−2を構成する。 FIG. 76 is a diagram showing an overview of the function sharing of the mobile fronthaul using the virtual transmission path corresponding to the first singular value in the eleventh embodiment. Here, only the functions related to signal transmission (BBU to RRH direction) related to the direction from the network side to the user are extracted. In the figure, reference numeral 401 denotes a MAC layer processing circuit, reference numeral 402 denotes a transmission signal processing circuit, reference numeral 403 denotes a time axis signal generation circuit, reference numeral 454 denotes an optical interface circuit, reference numeral 455 denotes an optical fiber, reference numeral 456 denotes an optical interface circuit, reference numeral 457 Is a time axis transmission weight multiplication circuit, 427 is a D / A converter, 428 is an RF processing circuit, 429 is an antenna element, 432 is a transmission weight processing circuit, 441-4 is BBU, 442-4 is Represents RRH. The MAC layer processing circuit 401, the transmission signal processing circuit 412, the time axis signal generation circuit 403, and the time axis transmission weight multiplication circuit 457 constitute an area 446-1 and an area 446-2 that perform baseband signal processing related to radio as a whole.
図17及び図47と図76との対比で言えば、図17のMAC層処理回路78が図76のMAC層処理回路401に対応する。図17の第2の送信信号処理部71が図76の送信信号処理回路412に対応する。図47のIFFT&GI付与回路813が時間軸信号生成回路403に対応する。図47における第1の送信信号処理回路311が図76の時間軸送信ウエイト乗算回路457に対応する。図47のD/A変換器814−1〜814−N’BS−Antは図76のD/A変換器427に対応する。図47のミキサ816−1〜816−N’BS−Ant、フィルタ817−1〜817−N’BS−Ant、ハイパワーアンプ818−1〜818−N’BS−AntはRF処理回路428に対応する。アンテナ素子819−1〜819−N’BS−Antはアンテナ素子429に対応する。図47の第1の送信ウエイト処理部330は図76の送信ウエイト処理回路432に対応する。 17 and 47 and FIG. 76, the MAC layer processing circuit 78 in FIG. 17 corresponds to the MAC layer processing circuit 401 in FIG. The second transmission signal processing unit 71 in FIG. 17 corresponds to the transmission signal processing circuit 412 in FIG. 47 corresponds to the time-axis signal generation circuit 403. The first transmission signal processing circuit 311 in FIG. 47 corresponds to the time axis transmission weight multiplication circuit 457 in FIG. 47 corresponds to the D / A converter 427 of FIG. 76. The D / A converters 814-1 to 814 -N ′ BS-Ant of FIG. Mixer 816-1~816-N 'BS-Ant, filter 817-1~817-N' in FIG. 47 BS-Ant, high-power amplifier 818-1~818-N 'BS-Ant corresponding to the RF processing circuit 428 To do. Antenna elements 819-1 to 819 -N ′ BS-Ant correspond to antenna element 429. The first transmission weight processing unit 330 in FIG. 47 corresponds to the transmission weight processing circuit 432 in FIG.
図76において、ネットワーク側からBBU441−1に送信すべき信号が入力されると、MAC層処理回路401はMAC層の信号処理を行い、無線区間での送受信に用いるフレームフォーマットと、ネットワーク側を流れるデータのフレームフォーマットの変換・終端を行い、無線パケットのフォーマットの信号を送信信号処理回路412に入力する。送信信号処理回路412では、無線信号の送信信号処理を行う。ここでは特に無線区間の伝送方式は限定されず、例えばOFDMを用いるのであれば、必要に応じて誤り訂正の符号化、インタリーブ、サブキャリアごとの変調処理などを行う。この様にして生成した信号は、時間軸信号生成回路403にて時間軸の信号に変換される。例えば、先ほどのOFDMの場合を例に取れば、IFFTを行い周波数軸の信号を時間軸の信号に変換すると共に、ガードインターバルを挿入し、シンボル間の波形整形処理などを施す。この結果、デジタルベースバンド信号の各サンプリング値が時系列で連続する信号に変換される。一方、例えばここでは図示していないBBUの受信側の受信ウエイト処理回路において収集した受信ウエイト情報などは、同じくここでは図示していない通信制御回路などを介して(又は直接的に)送信ウエイト処理回路432に提供する。送信ウエイト処理回路432では、この受信ウエイト情報などにキャリブレーション処理を施し、送信ウエイトを算出する。時間軸信号生成回路403で生成したデジタルベースバンド信号の各サンプリング値と送信ウエイト処理回路432で算出した送信ウエイト情報とは、光インタフェース回路454にて所定のフレームフォーマットに変換され、電気信号から光信号に変換されて光ファイバ455に出力される。 In FIG. 76, when a signal to be transmitted is input from the network side to the BBU 441-1, the MAC layer processing circuit 401 performs the signal processing of the MAC layer, and the frame format used for transmission / reception in the wireless section and flows through the network side. Data frame format conversion / termination is performed, and a radio packet format signal is input to the transmission signal processing circuit 412. The transmission signal processing circuit 412 performs transmission signal processing of radio signals. Here, the transmission scheme in the radio section is not particularly limited. For example, if OFDM is used, error correction coding, interleaving, modulation processing for each subcarrier, and the like are performed as necessary. The signal generated in this manner is converted into a time axis signal by the time axis signal generation circuit 403. For example, taking the case of OFDM as an example, IFFT is performed to convert a frequency axis signal into a time axis signal, and a guard interval is inserted to perform waveform shaping processing between symbols. As a result, each sampling value of the digital baseband signal is converted into a continuous signal in time series. On the other hand, for example, reception weight information collected in a reception weight processing circuit on the receiving side of the BBU not shown here is transmission weight processing via a communication control circuit or the like not shown here (or directly). Provide to circuit 432. The transmission weight processing circuit 432 performs a calibration process on the reception weight information and the like to calculate a transmission weight. Each sampling value of the digital baseband signal generated by the time axis signal generation circuit 403 and the transmission weight information calculated by the transmission weight processing circuit 432 are converted into a predetermined frame format by the optical interface circuit 454, and the optical signal is converted into an optical signal. It is converted into a signal and output to the optical fiber 455.
光ファイバ455に出力された信号は、RRH442−4側に伝達され、RRH442−4では光インタフェース回路456にて光信号を電気信号に変換し、所定のフォーマットの信号を終端し、デジタルベースバンド信号としてサンプリング値の情報列を、更に送信ウエイト情報をそれぞれ再生する。このデジタルベースバンド信号としてサンプリング値と送信ウエイト情報とは共に時間軸送信ウエイト乗算回路457に入力される。時間軸送信ウエイト乗算回路457では、デジタルベースバンド信号としてサンプリング値にサンプリング値単位でアンテナ系統ごとの送信ウエイトを乗算する。送信ウエイトが乗算された各サンプリング値はD/A変換器427に入力され、D/A変換器427は所定のクロックレートでアンテナ系統ごとの信号をアナログベースバンド信号に変換し、RF処理回路458ではアンテナ系統ごとにアップコンバータで無線周波数の信号に変換し、アンテナ系統ごとにフィルタにて帯域外輻射信号を除去した後にアンテナ系統ごとにハイパワーアンプで増幅し、これをアンテナ素子429より空間に送信する。 The signal output to the optical fiber 455 is transmitted to the RRH 442-4 side. In the RRH 442-4, the optical interface circuit 456 converts the optical signal into an electrical signal, terminates the signal of a predetermined format, and is a digital baseband signal. As described above, the information sequence of sampling values and the transmission weight information are reproduced. Both the sampling value and the transmission weight information are input to the time axis transmission weight multiplication circuit 457 as the digital baseband signal. The time axis transmission weight multiplication circuit 457 multiplies the sampling value as a digital baseband signal by the transmission weight for each antenna system in sampling value units. Each sampling value multiplied by the transmission weight is input to a D / A converter 427. The D / A converter 427 converts a signal for each antenna system into an analog baseband signal at a predetermined clock rate, and an RF processing circuit 458. Then, each antenna system is converted to a radio frequency signal by an up-converter, and after the out-of-band radiation signal is removed by a filter for each antenna system, it is amplified by a high power amplifier for each antenna system. Send.
以上の様に、全体で無線通信の基地局装置に相当する機能を、光ファイバにて仲介されるBBU441−4とRRH442−4とに機能を分けて収容する。ここでの特徴は、ネットワーク側の局舎内に備えるBBU441−4に無線のデジタルベースバンド信号処理が集約されているため、無線通信方式の変更が何かあったとしても、全てがBBU441−4側の変更で済むというメリットがある。 As described above, the functions corresponding to the base station apparatus for wireless communication as a whole are accommodated in the BBU 441-4 and RRH 442-4 that are mediated by optical fibers. The feature here is that the BBU 441-4 provided in the network-side office is integrated with the wireless digital baseband signal processing. There is a merit that the change of the side is enough.
以上の説明は、図17の第1の送信信号処理部181が一つのみの場合に対応するが、当然ながら複数の第1の送信信号処理部181を備えるケースに関しても同様に構成することは可能である。図77は、第11の実施形態における複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールの機能分担の概要(ダウンリンク)を示す図である。ここではネットワーク側からユーザに向けての方向(ダウンリンク)に関する信号の伝送(BBU441−5からRRH442−4a、442−4bへの方向)に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号461はMAC層処理回路、符号462は送信信号処理回路、符号403a〜403bは時間軸信号生成回路、符号454a〜454bは光インタフェース回路、符号455a〜455bは光ファイバ、符号456a〜456bは光インタフェース回路、符号457a〜457bは時間軸送信ウエイト乗算回路、符号427a〜427bはD/A変換器、符号428a〜428bはRF処理回路、符号429a〜429bはアンテナ素子、符号470は送信ウエイト処理回路、符号441−5はBBU、符号442−4a〜442−4bはRRHを表す。 The above description corresponds to the case where there is only one first transmission signal processing unit 181 in FIG. Is possible. FIG. 77 is a diagram illustrating an outline (downlink) of functional sharing of the mobile fronthaul using virtual transmission paths corresponding to a plurality of first singular values in the eleventh embodiment. Here, only functions related to signal transmission (direction from BBU 441-5 to RRH 442-4a, 442-4b) regarding the direction (downlink) from the network side to the user are extracted. In the figure, reference numeral 461 denotes a MAC layer processing circuit, reference numeral 462 denotes a transmission signal processing circuit, reference numerals 403a to 403b denote time axis signal generation circuits, reference numerals 454a to 454b denote optical interface circuits, reference numerals 455a to 455b denote optical fibers, and reference numeral 456a. 456b is an optical interface circuit, 457a to 457b are time axis transmission weight multiplication circuits, 427a to 427b are D / A converters, 428a to 428b are RF processing circuits, 429a to 429b are antenna elements, and 470 is Transmission weight processing circuit, reference numeral 441-5 represents BBU, and reference numerals 442-4a to 442-4b represent RRH.
図77において、図76と同じものには同じ符号を付与している。図77のRRH442−4a〜442−4bは図76のRRH442−4と同じものが複数系統存在しているため、識別のために接尾辞a、bを付与している。時間軸信号生成回路403a〜403b、光インタフェース回路454a〜454b及び光ファイバ455a〜455bも同様に、図76と同じものRRH442−4a〜442−4bの系統数分だけ利用される。信号の処理としては図76と同一であるが、MAC層処理回路461、送信信号処理回路462は、RRH442−4a〜442−4bの系統数分だけの信号系列を処理することになる。例えば、一つの端末局装置にMIMOを利用して空間多重を行うのであれば、MAC層処理回路461は一つの端末局装置の信号としてMAC層の処理を行う一方、送信信号処理回路462では空間多重を意識して複数系統の信号にシリアル・パラレル変換して、それぞれに対して送信信号処理を行うことになる。送信ウエイト処理回路470は、例えばここでは図示していないBBUの受信側の受信ウエイト処理回路において収集した受信ウエイト情報などを、同じくここでは図示していない通信制御回路などを介して(又は直接的に)情報取得する。この複数系統分の受信ウエイト情報を基にキャリブレーションなどの処理を行い、それぞれの送信ウエイトを算出し、その送信ウエイトに対応するRRH442−4a〜442−4bに対して送信ウエイト情報を転送する。なお、送信ウエイト処理回路470は、第5の実施形態における第1の送信ウエイト処理部330、340と同様に送信ウエイトを取得してもよい。 77, the same symbols are assigned to the same components as those in FIG. 77. Since there are a plurality of RRH 442-4a to 442-4b in FIG. 77 that are the same as RRH 442-4 in FIG. 76, suffixes a and b are given for identification. Similarly, the time axis signal generation circuits 403a to 403b, the optical interface circuits 454a to 454b, and the optical fibers 455a to 455b are also used by the number of RRHs 442-4a to 442-4b that are the same as those in FIG. The signal processing is the same as that in FIG. 76, but the MAC layer processing circuit 461 and the transmission signal processing circuit 462 process the signal series for the number of systems of RRH 442-4a to 442-4b. For example, if spatial multiplexing is performed for one terminal station device using MIMO, the MAC layer processing circuit 461 performs MAC layer processing as a signal of one terminal station device, while the transmission signal processing circuit 462 performs spatial processing. In consideration of multiplexing, serial / parallel conversion into signals of a plurality of systems is performed, and transmission signal processing is performed for each. The transmission weight processing circuit 470, for example, receives the reception weight information collected in the reception weight processing circuit on the receiving side of the BBU (not shown here) via a communication control circuit (not shown here) (or directly). To get information). Processing such as calibration is performed based on the reception weight information for the plurality of systems, the respective transmission weights are calculated, and the transmission weight information is transferred to the RRHs 442-4a to 442-4b corresponding to the transmission weights. Note that the transmission weight processing circuit 470 may acquire the transmission weight in the same manner as the first transmission weight processing units 330 and 340 in the fifth embodiment.
次に、図78は、第11の実施形態における複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールの機能分担の概要(アップリンク)を示す図である。ここではユーザ側からネットワークに向けての方向(アップリンク)に関する信号の伝送(RRH444−1a、444−1bからBBU443−1への方向)に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号471はMAC層処理回路、符号472は受信信号処理回路、符号474a〜474bは光インタフェース回路、符号475a〜475bは光ファイバ、符号476a〜476bは光インタフェース回路、符号473a〜473bは時間軸受信ウエイト乗算回路、符号477a〜477bはA/D変換器、符号478a〜478bはRF処理回路、符号479a〜479bはアンテナ素子、符号480は受信ウエイト処理回路、符号481a〜481bは相関算出回路、符号443−1はBBU、444−1a〜444−1bはRRHを表す。図78は、図77に対応するものとして複数系統のRRH444−1a〜444−1bを表記したが、図76と同様に1系統のみであっても構わない。 Next, FIG. 78 is a diagram illustrating an outline (uplink) of functional sharing of the mobile fronthaul using virtual transmission paths corresponding to a plurality of first singular values in the eleventh embodiment. Here, only functions related to signal transmission (direction from RRH 444-1a, 444-1b to BBU 443-1) related to the direction (uplink) from the user side to the network are extracted. In the figure, reference numeral 471 is a MAC layer processing circuit, reference numeral 472 is a received signal processing circuit, reference numerals 474a to 474b are optical interface circuits, reference numerals 475a to 475b are optical fibers, reference numerals 476a to 476b are optical interface circuits, and reference numerals 473a to 473b. Is a time axis reception weight multiplication circuit, reference numerals 477a to 477b are A / D converters, reference numerals 478a to 478b are RF processing circuits, reference numerals 479a to 479b are antenna elements, reference numeral 480 is a reception weight processing circuit, and reference numerals 481a to 481b are correlations. Calculation circuit, reference numeral 443-1 represents BBU, 444-1a to 444-1b represent RRH. 78 shows a plurality of systems of RRH 444-1a to 444-1b as corresponding to FIG. 77, but only one system may be used as in FIG.
図78において、アンテナ素子479a〜479bが信号を受信すると、RF処理回路478a〜478bではアンテナ系統ごとにローノイズアンプで信号を増幅し、ミキサにて全体で共通のローカル発振器の信号と乗算して信号をダウンコンバートし、フィルタで帯域外の信号を除去することでアナログベースバンド信号をアンテナ系統ごとに生成する。この信号をA/D変換器477a〜477bにてサンプリングを行い、アンテナ系統ごとのデジタルベースバンド信号のサンプル値のデータ列を生成する。これに対し時間軸受信ウエイト乗算回路473a〜473bは受信ウエイトを乗算して加算合成(受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算する)し、1系統のデジタルベースバンド信号に変換する。一方、A/D変換器477a〜477bでは、デジタルベースバンド信号のサンプル値のデータ列を相関算出回路481a〜481bにも合わせて出力する。 In FIG. 78, when the antenna elements 479a to 479b receive a signal, the RF processing circuits 478a to 478b amplify the signal with a low noise amplifier for each antenna system, and multiply the signal by a common local oscillator as a whole with a mixer. Are converted, and an analog baseband signal is generated for each antenna system by removing signals outside the band with a filter. This signal is sampled by A / D converters 477a to 477b, and a data string of sample values of digital baseband signals for each antenna system is generated. On the other hand, the time axis reception weight multiplication circuits 473a to 473b multiply the reception weights, add and synthesize (multiply the reception signal vector by the reception weight vector), and convert it into one system digital baseband signal. On the other hand, the A / D converters 477a to 477b also output a data string of sample values of the digital baseband signal to the correlation calculation circuits 481a to 481b.
相関算出回路481a〜481bでは、アンテナ素子479a〜479bの中の第2〜第NAntのアンテナ素子の受信信号のサンプリング値に、それぞれ第1のアンテナ素子の受信信号のサンプリング値の複素共役値を乗算し、所定の期間の演算結果を加算する。同様に、アンテナ素子479a〜479bの第1〜第NAntのアンテナ素子の受信信号のサンプリング値にそのサンプル値の複素共役を乗算し、所定の期間の演算結果を加算する。以上の結果をもとに、式(52)で相関演算を行い、その複素共役を取ることで各アンテナ素子の受信ウエイトを算出する。なお、相関算出回路481a〜481bには、BBU443−1側の受信ウエイト処理回路480からタイミング指示の信号が、光インタフェース回路474a〜474b、光ファイバ475a〜475b、光インタフェース回路476a〜476b経由で入力される。 The correlation calculation circuit 481A~481b, the sampled values of the received signals of the second to the N Ant antenna elements in the antenna elements 479A~479b, a complex conjugate value of the sampling values of the received signal of the first antenna element Multiply and add the operation results for a predetermined period. Similarly, the sampling value of the received signal of the first to N-th Ant antenna elements of the antenna elements 479a to 479b is multiplied by the complex conjugate of the sample value, and the calculation result for a predetermined period is added. Based on the above result, the correlation calculation is performed by the equation (52), and the complex conjugate is taken to calculate the reception weight of each antenna element. The correlation calculation circuits 481a to 481b receive timing instruction signals from the reception weight processing circuit 480 on the BBU 443-1 side via the optical interface circuits 474a to 474b, the optical fibers 475a to 475b, and the optical interface circuits 476a to 476b. Is done.
相関算出回路481a〜481bは、そのタイミング信号を受信するごとに式(52)を用いて相関演算を行うと共に、各加算のメモリ値のリセットを行う。相関算出回路481a〜481bは、ここで取得した相関情報を全アンテナ系列分まとめて、光インタフェース回路476a〜476b、光ファイバ475a〜475b、光インタフェース回路474a〜474b経由で受信ウエイト処理回路480に転送する。受信ウエイト処理回路480は、ここで受信した相関情報に基づいて受信ウエイト情報を算出し、算出した受信ウエイト情報を記録管理し、必要に応じて相関情報又は受信ウエイト情報を送信ウエイト処理回路470に通知して、ここでキャリブレーション処理等を行って送信ウエイト算出に利用する。 Each time the correlation calculation circuits 481a to 481b receive the timing signal, the correlation calculation circuits 481a to 481b perform the correlation calculation using the equation (52) and reset the memory value of each addition. The correlation calculation circuits 481a to 481b collect the correlation information acquired here for all the antenna sequences, and transfer them to the reception weight processing circuit 480 via the optical interface circuits 476a to 476b, the optical fibers 475a to 475b, and the optical interface circuits 474a to 474b. To do. The reception weight processing circuit 480 calculates reception weight information based on the correlation information received here, records and manages the calculated reception weight information, and sends the correlation information or reception weight information to the transmission weight processing circuit 470 as necessary. Notification is performed here, and calibration processing or the like is performed for use in transmission weight calculation.
また、受信ウエイト処理回路480は、BBU443−1及びRRH442−4a〜442−4bの受信処理のスケジューリング情報を把握し(例えば、ここでは図示していない通信制御回路や、ないしはMAC層処理回路471で管理するスケジューリング情報などを参照して把握する)、どのタイミングで受信ウエイトを切り替えるべきかを判断し、その切り替えタイミングを示すタイミング指示を、光インタフェース回路474a〜474b、光ファイバ475a〜475b、光インタフェース回路476a〜476b経由で相関算出回路481a〜481bに出力する。このタイミング指示は、この光インタフェース回路474a〜474b、光ファイバ475a〜475b、光インタフェース回路476a〜476bを経由することによるタイムラグを考慮したものとなる。相関算出回路481a〜481bは、この切り替えのタイミング指示を受けると、その直前に算出していた相関情報を基に算出した受信ウエイト情報を、時間軸受信ウエイト乗算回路473a〜473bに出力する。時間軸受信ウエイト乗算回路473a〜473bでは、この切り替えの指示があるまでの間は、最後に指示された受信ウエイト情報を受信信号に乗算し続ける。 Also, the reception weight processing circuit 480 grasps the scheduling information of the reception processing of the BBU 443-1 and the RRHs 442-4a to 442-4b (for example, the communication control circuit or MAC layer processing circuit 471 not shown here). The timing information indicating the switching timing is determined as the optical interface circuits 474a to 474b, the optical fibers 475a to 475b, and the optical interface. It outputs to the correlation calculation circuits 481a to 481b via the circuits 476a to 476b. This timing instruction takes into account the time lag caused by passing through the optical interface circuits 474a to 474b, the optical fibers 475a to 475b, and the optical interface circuits 476a to 476b. When the correlation calculation circuits 481a to 481b receive this switching timing instruction, the correlation calculation circuits 481a to 481b output the reception weight information calculated based on the correlation information calculated immediately before to the time axis reception weight multiplication circuits 473a to 473b. The time-axis reception weight multiplication circuits 473a to 473b continue to multiply the reception signal with the reception weight information last specified until this switching instruction is given.
図79は、第11の実施形態における相関検出回路481(481a,481b)の概要を示す図である。同図において、符号491−2〜491−NAnt及び符号495−1〜495−NAntは乗算器、符号492−2〜492−NAnt及び符号496−1〜496−NAntは加算器、符号493−2〜493−NAnt及び符号497−1〜497−NAntはメモリ、符号498−1〜498−NAntは平方根取得回路、符号494は相関演算制御部を表す。相関算出回路481は、A/D変換器477、時間軸受信ウエイト乗算回路473、光インタフェース回路476と接続されている。更に、光インタフェース回路476、光ファイバ475、光インタフェース回路474を介してBBU443−1側の受信ウエイト処理回路480とも接続されている。 FIG. 79 is a diagram showing an outline of the correlation detection circuit 481 (481a, 481b) in the eleventh embodiment. In the figure, reference numerals 491-2 to 491-N Ant and reference numerals 495-1 to 495-N Ant are multipliers, reference numerals 492-2 to 492-N Ant and reference numerals 496-1 to 496-N Ant are adders, Reference numerals 493-2 to 493 -N Ant and reference numerals 497-1 to 497 -N Ant are memories, reference numerals 498-1 to 498 -N Ant are square root acquisition circuits, and reference numeral 494 is a correlation calculation control unit. The correlation calculation circuit 481 is connected to the A / D converter 477, the time axis reception weight multiplication circuit 473, and the optical interface circuit 476. Further, it is also connected to a reception weight processing circuit 480 on the BBU 443-1 side via an optical interface circuit 476, an optical fiber 475, and an optical interface circuit 474.
相関算出回路481は、A/D変換器477から各アンテナ系統のサンプリング値が入力されると、アンテナ素子479の中の第1〜第NAntのアンテナ素子の受信信号のサンプリング値に対し、乗算器491−2〜491−NAntにおいて、アンテナ素子479の第1アンテナのサンプリング値の複素共役値とアンテナ素子479の中の第2〜第NAntのアンテナ素子のサンプリング値を乗算し、乗算結果を加算器492−2〜492−NAntに出力する。加算器492−2〜492−NAntは、入力された値とメモリ493−2〜493−NAntの値とを加算し、加算結果をメモリ493−2〜493−NAntへ入力して記憶させる。加算器492−2〜492−NAntとメモリ493−2〜493−NAntの間で順繰りに算出値を回すことで、相関結果が順次加算され、その累積値が求められていく。BBU443−1側の受信ウエイト処理回路480から光インタフェース回路474、光ファイバ475、光インタフェース回路476を介して相関値のリセットの指示がメモリ493−2〜493−NAntに入力されると、メモリ493−2〜493−NAntは、その累積値を相関演算制御部494に出力し、自らの値をゼロにリセットする。 Correlation calculating circuit 481, the sampling values of each antenna system from the A / D converter 477 is input, to the first to sampled values of the received signal of the N Ant antenna elements in the antenna element 479, multiplied by vessel in 491-2~491-N Ant, multiplied by the sampled value of the second to N Ant antenna elements in the first complex conjugate value of the sampling values of the antenna and the antenna element 479 of the antenna element 479, a multiplication result Are output to the adders 492-2 to 492-N Ant . Adder 492-2~492-N Ant adds the value of the input value and the memory 493-2~493-N Ant, stored by entering the addition result to the memory 493-2~493-N Ant Let By sequentially rotating the calculated values between the adders 492-2 to 492 -N Ant and the memories 493-2 to 493 -N Ant , the correlation results are sequentially added and the accumulated value is obtained. When a correlation value reset instruction is input from the reception weight processing circuit 480 on the BBU 443-1 side to the memories 493-2 to 493-N Ant via the optical interface circuit 474, the optical fiber 475, and the optical interface circuit 476, the memory The 493-2 to 493 -N Ant outputs the accumulated value to the correlation calculation control unit 494 and resets its value to zero.
上述の処理と並行し、A/D変換器477から各アンテナ系統のサンプリング値が入力されると、アンテナ素子479の中の第1〜第NAntのアンテナ素子の受信信号のサンプリング値は乗算器495−1〜495−NAntにも入力され、アンテナ素子479の第1〜NAntアンテナのサンプリング値と、その複素共役値とが乗算器495−1〜495−NAntにて乗算され、サンプリング値の絶対値の2乗値が加算器496−1〜496−NAntに出力される。加算器496−1〜496−NAntは、入力された値とメモリ497−1〜497−NAntの値とを加算し、加算結果をメモリ497−1〜497−NAntに入力して記憶させる。加算器496−1〜496−NAntとメモリ497−1〜497−NAntの間で順繰りに算出値を回すことで、サンプリング値の絶対値の2乗値が順次加算され、その累積値が求められていく。 In parallel with the above processing, when the sampling value of each antenna system is input from the A / D converter 477, the sampling value of the received signal of the first to N Ant antenna elements in the antenna element 479 is multiplied by the multiplier. 495-1 to 495-N Ant , the sampling values of the first to N Ant antennas of the antenna element 479 and their complex conjugate values are multiplied by multipliers 495-1 to 495-N Ant , and sampling is performed. The square value of the absolute value of the value is output to the adders 496-1 to 496-N Ant . Adder 496-1~496-N Ant adds the value of the input value and the memory 497-1~497-N Ant, stored by entering the addition result in the memory 497-1~497-N Ant Let By sequentially rotating the calculated values between the adders 496-1 to 496-N Ant and the memories 497-1 to 497-N Ant , the square values of the absolute values of the sampling values are sequentially added, and the accumulated value is obtained. It will be requested.
BBU443−1側の受信ウエイト処理回路480から光インタフェース回路474、光ファイバ475、光インタフェース回路476を介して相関値のリセットの指示がメモリ497−1〜497−NAntに入力されると、メモリ497−1〜497−NAntはその累積値を平方根取得回路498−1〜498−NAntに出力し、自らの値をゼロにリセットする。平方根取得回路498−1〜498−NAntは、累積値の平方根を求め、その値を相関演算制御部494に出力する。相関演算制御部494は、式(52)で相関演算を行い、更にその複素共役を取ることにより受信ウエイトを算出する。この受信ウエイト情報は、全てのアンテナ系統に関する情報を集約し、光インタフェース回路476、光ファイバ475、光インタフェース回路474を介して受信ウエイト処理回路480に転送する。同様に、この受信ウエイトは時間軸受信ウエイト乗算回路473にも入力される。 When a correlation value reset instruction is input from the reception weight processing circuit 480 on the BBU 443-1 side to the memories 497-1 to 497-N Ant via the optical interface circuit 474, the optical fiber 475, and the optical interface circuit 476, the memory 497-1~497-N Ant outputs the accumulated value to the square root acquisition circuit 498-1~498-N Ant, reset their values to zero. The square root acquisition circuits 498-1 to 498 -N Ant determine the square root of the accumulated value and output the value to the correlation calculation control unit 494. The correlation calculation control unit 494 calculates a reception weight by performing a correlation calculation using the equation (52) and further taking the complex conjugate. The reception weight information is a collection of information regarding all antenna systems, and is transferred to the reception weight processing circuit 480 via the optical interface circuit 476, the optical fiber 475, and the optical interface circuit 474. Similarly, this reception weight is also input to the time axis reception weight multiplication circuit 473.
図80は、第11の実施形態における複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いた別のモバイル・フロントホールの機能分担の概要(アップリンク)を示す図である。ここではユーザ側からネットワークに向けての方向(アップリンク)に関する信号の伝送(RRH444−2a〜444−2bからBBU443−2への方向)に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号484a〜484bは光インタフェース回路、符号485a〜485bは光ファイバ、符号486a〜486bは光インタフェース回路、符号482は受信ウエイト処理回路、符号481a〜481bは相関算出回路、符号443−2はBBU、符号444−2a〜444−2bはRRHを表す。 FIG. 80 is a diagram illustrating an outline (uplink) of function sharing of another mobile fronthaul using virtual transmission lines corresponding to a plurality of first singular values in the eleventh embodiment. Here, only functions related to signal transmission (direction from RRH 444-2a to 444-2b to BBU 443-2) related to the direction (uplink) from the user side to the network are extracted. In the figure, reference numerals 484a to 484b are optical interface circuits, reference numerals 485a to 485b are optical fibers, reference numerals 486a to 486b are optical interface circuits, reference numeral 482 is a reception weight processing circuit, reference numerals 481a to 481b are correlation calculation circuits, and reference numeral 443 is provided. 2 represents BBU, and symbols 444-2a to 444-2b represent RRH.
また、同図において、図78と同じものには同じ符号を付与している。図80と図78との差分は、時間軸受信ウエイト乗算回路473に対して入力する受信ウエイトを、BBU443−2側の受信ウエイト処理回路482から光インタフェース回路484、光ファイバ485、光インタフェース回路486を介して通知する点である。このため、直前に受信したトレーニング信号を参照して算出した受信ウエイトを必ずしも用いずに、受信ウエイト処理回路482側で管理した過去に取得した受信ウエイトを用いる様に指示することが可能となっている。 In the figure, the same components as those in FIG. 78 are denoted by the same reference numerals. The difference between FIG. 80 and FIG. 78 is that the reception weight input to the time axis reception weight multiplication circuit 473 is changed from the reception weight processing circuit 482 on the BBU 443-2 side to the optical interface circuit 484, the optical fiber 485, and the optical interface circuit 486. It is a point to notify via. For this reason, it is possible to instruct to use the reception weight acquired in the past managed on the reception weight processing circuit 482 side without necessarily using the reception weight calculated by referring to the training signal received immediately before. Yes.
その他のバリエーションとしては、図78において、相関算出回路481a、481bに受信ウエイトの記憶・管理機能を実装し、図80の様に受信ウエイト情報をそのものを光ファイバ475で通知する代わりに、相関算出回路481で管理する受信ウエイトの識別番号などをBBU443−1からRRH444−1a、444−1bへ通知して、その識別番号を基に相関算出回路481a、481bが自らに記憶していた受信ウエイト情報を読み出して、これを時間軸受信ウエイト乗算回路473に出力するという構成でも良い。 As another variation, in FIG. 78, the correlation calculation circuits 481a and 481b are provided with a storage / management function for reception weights, and instead of notifying the reception weight information itself via the optical fiber 475 as shown in FIG. The reception weight information managed by the circuit 481 is notified from the BBU 443-1 to the RRH 444-1a and 444-1b, and the correlation calculation circuits 481a and 481b store the reception weight information based on the identification number. May be read out and output to the time axis reception weight multiplication circuit 473.
次に、本実施形態におけるモバイル・フロントホール構成をマルチユーザMIMOに適用する場合の実施形態について説明を行う。図81は、第11の実施形態における複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールのマルチユーザMIMO適用時の機能分担の概要(ダウンリンク)を示す図である。ここでは、ネットワーク側からユーザに向けての方向(ダウンリンク)に関する信号の伝送(BBU441−6からRRH442−6への方向)に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号463は送信信号処理回路、符号464は送信ウエイト処理回路、符号465は加算合成回路、符号441−6はBBU、符号442−6はRRHを表す。 Next, an embodiment when the mobile fronthaul configuration in the present embodiment is applied to multi-user MIMO will be described. FIG. 81 is a diagram illustrating an overview (downlink) of functional sharing when mobile fronthaul multi-user MIMO is applied using virtual transmission paths corresponding to a plurality of first singular values in the eleventh embodiment. . Here, only functions related to signal transmission (direction from BBU 441-6 to RRH 442-6) regarding the direction (downlink) from the network side to the user are extracted. In the figure, reference numeral 463 indicates a transmission signal processing circuit, reference numeral 464 indicates a transmission weight processing circuit, reference numeral 465 indicates an addition / synthesis circuit, reference numeral 441-6 indicates BBU, and reference numeral 442-6 indicates RRH.
同図において、図77と同じものには同じ符号を付与している。ここまでの説明では、基本的に複数のRRHは一つの端末局装置とシングルユーザMIMOとして空間多重通信を行っても良いし、相互干渉が限定的であるものとして、異なる端末局装置と通信を行っても良いとして説明を行ってきた。これに対し、図81では一つのRRH442−6から異なる端末局装置に信号送信を行うマルチユーザMIMOに拡張しており、マルチユーザMIMOに関する第10の実施形態の説明に用いた図74を引用しながら解説する。ただし、図74に関しては必ずしも時間軸ビームフォーミングを前提とはしなかったが、ここでは時間軸ビームフォーミングを行う場合の図74の例を基に説明を行う。 In the figure, the same components as those in FIG. 77 are denoted by the same reference numerals. In the description so far, basically, a plurality of RRHs may perform spatial multiplexing communication as a single user MIMO with a single terminal station device, or may communicate with different terminal station devices assuming that mutual interference is limited. I've explained that you can do it. On the other hand, FIG. 81 is extended to multi-user MIMO for transmitting signals from one RRH 442-6 to different terminal station apparatuses, and FIG. 74 used for explaining the tenth embodiment related to multi-user MIMO is cited. While explaining. 74 is not necessarily based on time axis beam forming, but here, description will be made based on the example of FIG. 74 in the case of performing time axis beam forming.
マルチユーザMIMOへの対応のために、図74に示したマルチユーザMIMO適用時の基地局装置303に対応する基地局装置70の第1の送信信号処理部181の構成において、図74の第1の送信信号処理回路113−1〜113−3に対応する処理を図81の送信信号処理回路463が実施する。また、図74の加算合成回路812−1〜812−N’BS−Antに対応する処理を図81の加算合成回路465が実施する。更に図74の送信ウエイト処理部150に対応する処理を図81の送信ウエイト処理回路464が実施する構成とした。更に、加算合成回路465には、図77における複数のRRH442−4a〜442−bの時間軸送信ウエイト乗算回路457a〜457bそれぞれの出力が入力される。加算合成回路465は、同じアンテナ素子で送信される信号同士を加算合成し、加算結果をD/A変換器427aへ出力する。加算合成回路465により、2系統の送信信号が一つの信号に合成される。 In the configuration of the first transmission signal processing unit 181 of the base station apparatus 70 corresponding to the base station apparatus 303 at the time of applying the multiuser MIMO shown in FIG. The transmission signal processing circuit 463 in FIG. 81 performs processing corresponding to the transmission signal processing circuits 113-1 to 113-3. Also, the addition synthesis circuit 465 of FIG. 81 performs processing corresponding to the addition synthesis circuit 812-1 to 812-N ′ BS-Ant of FIG. Further, the processing corresponding to the transmission weight processing unit 150 of FIG. 74 is configured to be executed by the transmission weight processing circuit 464 of FIG. Further, the outputs of the plurality of RRH 442-4a to 442-b time base transmission weight multiplication circuits 457a to 457b in FIG. The adder / synthesizer 465 adds and synthesizes signals transmitted by the same antenna element, and outputs the addition result to the D / A converter 427a. The addition combining circuit 465 combines the two systems of transmission signals into one signal.
また、図77の説明では、二つのRRH442−5a〜442−bは、一つの端末局装置に信号送信しても良いし、異なる端末局装置に送信しても良かったが、ここではマルチユーザMIMOであるので、異なる信号系列それぞれは異なる端末局装置に対して送信されることになる。以上の差分を除けば、図77と基本的には同様の構成で、同様の信号処理を行っている。ここで、光インタフェース回路454a〜454b、光ファイバ455a〜455b、光インタフェース回路456a〜456bに関しては、物理的に異なる光ファイバ、光インタフェース回路を経由してBBU441−6とRRH442−6の間を結ぶ場合の例を示したが、大容量の伝送を実現可能な光ファイバを用いれば、物理的には同一の光インタフェース回路、同一の光ファイバに集約して情報交換を行うことも可能である。この意味では、図81の示すものは「論理的な伝送路」と見なして理解をすれば良い。 In the description of FIG. 77, two RRHs 442-5a to 442-b may transmit signals to one terminal station apparatus or may transmit to different terminal station apparatuses. Since it is MIMO, different signal sequences are transmitted to different terminal station apparatuses. Except for the above differences, the same signal processing is performed with basically the same configuration as in FIG. Here, regarding the optical interface circuits 454a to 454b, the optical fibers 455a to 455b, and the optical interface circuits 456a to 456b, the BBU 441-6 and the RRH 442-6 are connected via physically different optical fibers and optical interface circuits. Although an example of the case has been shown, if an optical fiber capable of realizing a large-capacity transmission is used, it is also possible to physically exchange information on the same optical interface circuit and the same optical fiber. In this sense, what is shown in FIG. 81 may be understood as a “logical transmission line”.
図82は、第11の実施形態における複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールのマルチユーザMIMO適用時の機能分担の概要(アップリンク)を示す図である。ここではユーザ側からネットワーク側に向けての方向(アップリンク)に関する信号の伝送(RRH444−3からBBU443−3への方向)に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号466は受信信号処理回路、符号467は受信ウエイト処理回路、符号443−3はBBU、符号444−3はRRHを表す。同図において、図80と同じものには同じ符号を付与している。ここでの説明においても、異なる端末局装置からの信号を一つのRRHにて受信するマルチユーザMIMOへの拡張について、マルチユーザMIMOに関する説明を行う図75を用いて解説する。ただし、図75に関しては必ずしも時間軸ビームフォーミングを前提とはしなかったが、ここでは時間軸ビームフォーミングを行う場合の図75の例を基に説明を行う。 FIG. 82 is a diagram illustrating an overview (uplink) of functional sharing when mobile fronthaul multi-user MIMO is applied using virtual transmission paths corresponding to a plurality of first singular values in the eleventh embodiment. . Here, only functions related to signal transmission (direction from RRH 444-3 to BBU 443-3) regarding the direction (uplink) from the user side to the network side are extracted. In the figure, reference numeral 466 represents a received signal processing circuit, reference numeral 467 represents a reception weight processing circuit, reference numeral 443-3 represents BBU, and reference numeral 444-3 represents RRH. In the figure, the same components as those in FIG. Also in this description, the extension to multi-user MIMO that receives signals from different terminal station devices in one RRH will be described with reference to FIG. 75 that explains multi-user MIMO. However, although FIG. 75 is not necessarily based on time-axis beam forming, here, description will be made based on the example of FIG. 75 in the case of performing time-axis beam forming.
マルチユーザMIMOへの対応のために、図75に示したマルチユーザMIMO適用時の基地局装置303に対応する基地局装置70の第1の受信信号処理部186の構成において、図75の第1の受信信号処理回路114−1〜114−3に対応する処理を図82の時間軸受信ウエイト乗算回路483が実施する。第5の実施形態においては、MIMOチャネル行列の第1特異値に対応する仮想的伝送路を抽出する信号処理を基地局装置の第1の受信信号処理部385が行う。また、第10の実施形態の様にマルチユーザMIMO適用時には、第1の受信信号処理部186がMIMOチャネル行列の第1特異値に対応する仮想的伝送路を抽出する信号処理を行う。第1の実施形態においては、この信号処理で完全に除去できなかった干渉成分を後段の第2の受信信号処理部75にて除去している。これに対して、第11の実施形態では、受信信号処理回路466が完全に除去できなかった干渉成分を除去する2段目の信号処理を実施する。この様に2段階の信号処理を実施することで、効率的に信号分離を行うことが可能になる。 In the configuration of the first received signal processing unit 186 of the base station device 70 corresponding to the base station device 303 when the multiuser MIMO is applied, shown in FIG. The time axis reception weight multiplication circuit 483 in FIG. 82 performs processing corresponding to the reception signal processing circuits 114-1 to 114-3. In the fifth embodiment, the first received signal processing unit 385 of the base station apparatus performs signal processing for extracting a virtual transmission path corresponding to the first singular value of the MIMO channel matrix. Further, as in the tenth embodiment, when multi-user MIMO is applied, the first received signal processing unit 186 performs signal processing for extracting a virtual transmission path corresponding to the first singular value of the MIMO channel matrix. In the first embodiment, interference components that could not be completely removed by this signal processing are removed by the second received signal processing unit 75 in the subsequent stage. On the other hand, in the eleventh embodiment, the second-stage signal processing is performed to remove the interference component that the reception signal processing circuit 466 could not completely remove. By performing the two-stage signal processing in this way, signal separation can be performed efficiently.
また、図75の受信ウエイト処理部170に対応する処理を図82の受信ウエイト処理回路467が実施する構成とした。更に、図75においては一つのRRH444−1内の一つの時間軸受信ウエイト乗算回路473にのみ信号出力していたのに対し、図82では一つのA/D変換器477aからの出力を、複数の時間軸受信ウエイト乗算回路483a〜483bに対して出力している。 Also, the processing corresponding to the reception weight processing unit 170 in FIG. 75 is configured to be performed by the reception weight processing circuit 467 in FIG. Further, in FIG. 75, a signal is output only to one time axis reception weight multiplication circuit 473 in one RRH 444-1, whereas in FIG. 82, a plurality of outputs from one A / D converter 477a are output. Are output to the time axis reception weight multiplication circuits 483a to 483b.
複数の時間軸受信ウエイト乗算回路483a〜483bでは、それぞれ異なる端末局装置に対応した時間軸の受信ウエイトベクトルを同一の受信信号ベクトルに乗算する。その乗算結果は、光インタフェース回路486a〜486b、光ファイバ485a〜485b、光インタフェース回路484a〜484bをそれぞれ経由して、受信信号処理回路466に入力される。以上の差分を除けば、図80と基本的には同様の構成で、同様の信号処理を行っている。ここで、光インタフェース回路486a〜486b、光ファイバ485a〜485b、光インタフェース回路484a〜484bに関しては、物理的に異なる光ファイバ、光インタフェース回路を経由してRRH444−3とBBU443−3の間を結ぶ場合の例を示したが、大容量の伝送を実現可能な光ファイバを用いれば、物理的には同一の光インタフェース回路、同一の光ファイバに集約して情報交換を行うことも可能である。この意味では、図82の示すものは「論理的な伝送路」と見なして理解をすれば良い。 The plurality of time axis reception weight multiplication circuits 483a to 483b multiply the same reception signal vector by the time axis reception weight vector corresponding to each different terminal station apparatus. The multiplication results are input to the reception signal processing circuit 466 via the optical interface circuits 486a to 486b, the optical fibers 485a to 485b, and the optical interface circuits 484a to 484b, respectively. Except for the above differences, basically the same signal processing is performed with the same configuration as in FIG. Here, regarding the optical interface circuits 486a to 486b, the optical fibers 485a to 485b, and the optical interface circuits 484a to 484b, the RRH 444-3 and the BBU 443-3 are connected via physically different optical fibers and optical interface circuits. Although an example of the case has been shown, if an optical fiber capable of realizing a large-capacity transmission is used, it is also possible to physically exchange information on the same optical interface circuit and the same optical fiber. In this sense, what is shown in FIG. 82 may be regarded as a “logical transmission path” for understanding.
第11の実施形態の無線通信システムでは、第1の送信手段及び第3の送信手段としての光インタフェース回路454をBBUが備える。光インタフェース回路454は、時間軸信号生成回路403により生成されるサンプリングデータ列と、送信ウエイト情報(送信ウエイトベクトル)とをRRHへ送信する。また、受信ウエイト取得手段としての受信ウエイト処理回路480、482、467をBBUが備える。受信ウエイト処理回路は、RRHが端末局装置からの受信に用いる受信ウエイト情報(受信ウエイトベクトル)を取得する。受信ウエイト情報は、RRHにおいて算出される相関値に基づいて算出される。また、受信ウエイト処理回路は、RRHに対して相関値や受信ウエイト情報の算出を指示する。 In the wireless communication system according to the eleventh embodiment, the BBU includes an optical interface circuit 454 serving as a first transmission unit and a third transmission unit. The optical interface circuit 454 transmits the sampling data sequence generated by the time axis signal generation circuit 403 and transmission weight information (transmission weight vector) to the RRH. The BBU includes reception weight processing circuits 480, 482, and 467 as reception weight acquisition means. The reception weight processing circuit acquires reception weight information (reception weight vector) used by the RRH for reception from the terminal station apparatus. The reception weight information is calculated based on the correlation value calculated in RRH. The reception weight processing circuit instructs RRH to calculate a correlation value and reception weight information.
また、第11の実施形態の無線通信システムでは、第2の送信手段としての時間軸受信ウエイト乗算回路473をRRHが備える。時間軸受信ウエイト乗算回路473は、A/D変換器477から出力されるデジタルベースバンド信号のサンプル値のデータ列である受信サンプリング信号ベクトル列に対して受信ウエイトをサンプリングデータごとに順次乗算し、乗算結果を加算合成して一系統のサンプリングデータ列を生成し、光インタフェース回路456を介して一系統のサンプリングデータ系列をBBUへ送信する。第4の送信手段としての光インタフェース回路456をRRHが備える。光インタフェース回路456は、相関算出回路481により算出される相関情報を全アンテナ系列分まとめて、光インタフェース回路476を介してBBUへ送信する。 In the radio communication system according to the eleventh embodiment, the RRH includes a time axis reception weight multiplication circuit 473 as a second transmission unit. A time axis reception weight multiplication circuit 473 sequentially multiplies the reception sampling signal vector sequence, which is a data sequence of sample values of the digital baseband signal output from the A / D converter 477, for each sampling data, The multiplication results are added and combined to generate a single sampling data string, and a single sampling data series is transmitted to the BBU via the optical interface circuit 456. The RRH includes an optical interface circuit 456 as a fourth transmission unit. The optical interface circuit 456 collects the correlation information calculated by the correlation calculation circuit 481 for all antenna sequences, and transmits it to the BBU via the optical interface circuit 476.
また、第11の実施形態の無線通信システムでは、第1の受信手段及び第2の受信手段としての光インタフェース回路456、476をRRHが備える。光インタフェース回路456は、BBUから送信ウエイト情報(送信ウエイトベクトル)及びサンプリングデータ列とを受信する。光インタフェース回路476は、BBUから受信ウエイト情報(受信ウエイトベクトル)を受信する。受信ウエイト算出手段としての相関算出回路481をRRHが備える。相関算出回路481は、端末局装置から送信された既知の信号をアンテナ素子479それぞれで受信したときの信号に基づいて、複数のアンテナ素子479のいずれか一つを基準アンテナ素子とし、基準アンテナ素子で受信した既知の信号と他のアンテナ素子479で受信した既知の信号との所定のサンプル数に亘る相関値を算出し、算出した相関値に基づいて受信ウエイトベクトルを算出する。 In the radio communication system according to the eleventh embodiment, the RRH includes optical interface circuits 456 and 476 serving as a first receiving unit and a second receiving unit. The optical interface circuit 456 receives transmission weight information (transmission weight vector) and a sampling data string from the BBU. The optical interface circuit 476 receives reception weight information (reception weight vector) from the BBU. The RRH includes a correlation calculation circuit 481 as a reception weight calculation unit. Correlation calculation circuit 481 uses one of a plurality of antenna elements 479 as a reference antenna element based on a signal when each antenna element 479 receives a known signal transmitted from a terminal station apparatus, and uses the reference antenna element as a reference antenna element. The correlation value over a predetermined number of samples between the known signal received in step S4 and the known signal received by the other antenna element 479 is calculated, and the reception weight vector is calculated based on the calculated correlation value.
以上の対応により、第11の実施形態における無線通信システムによれば、BBUからRRH方向へのダウンリンクにおいても、RRHからBBU方向へのアップリンクにおいても、更にはマルチユーザMIMOへの拡張も含めて、RRHに多素子のアンテナを備えることで光ファイバ上を流れる情報容量を膨大にすることなく、従来より僅かに情報量が増加する程度のインパクトで、モバイル・フロントホールの基本的な狙いを維持したままの機能配分の最適化が可能となり、RRHと端末局装置とが見通し環境にあり直接波が支配的な状況において帯域の拡大を実現することができる。 With the above correspondence, according to the radio communication system in the eleventh embodiment, in the downlink from the BBU to the RRH direction, in the uplink from the RRH to the BBU direction, and further including extension to multi-user MIMO. The RRH is equipped with a multi-element antenna, so that the amount of information flowing on the optical fiber is not enormous, and the basic aim of the mobile fronthaul is achieved with a slight increase in the amount of information than before. It is possible to optimize the function distribution as it is maintained, and it is possible to realize band expansion in a situation where the RRH and the terminal station apparatus are in a line-of-sight environment and the direct wave is dominant.
なお、第11の実施形態における無線通信システムでは、BBUとRRHとの間の通信媒体に光ファイバを用いる構成を説明したが、他の媒体、例えば同軸線などの電気信号を伝送する媒体や無線回線を用いる様にしてもよい。 In the wireless communication system according to the eleventh embodiment, the configuration in which the optical fiber is used as the communication medium between the BBU and the RRH has been described. However, another medium, for example, a medium for transmitting an electrical signal such as a coaxial line or a wireless A line may be used.
[各種実施形態の関係に関する補足事項]
まず、本発明の実施形態は、その基本として第1の実施形態に示した複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を活用して、複数の信号系列を空間多重することを共通の特徴としている。具体的な各実施形態との関連を以下に整理する。
[Additional matters regarding the relationship between various embodiments]
First, the embodiment of the present invention is based on the fact that a plurality of signal sequences are spatially multiplexed by utilizing virtual transmission paths corresponding to the plurality of first singular values shown in the first embodiment as the basis. It is a feature. The relationship with specific embodiments is summarized below.
(本発明第2の実施形態との組み合わせ)
本発明第2の実施形態は、本発明第1の実施形態を効率的に実現するための、基地局装置側の第1の信号処理部の配置間隔の最適化に関する具体的な実施の形態を示すものである。第4の実施形態の場合には、基地局装置と列車との距離が時間と共に変化するために、本第2の実施形態に示した最適化条件は直接的に利用できないが、その他の実施形態においては、本第2の実施形態を活用することは可能である。具体的には、第3の実施形態においては、サテライト基地局装置と統括基地局装置は固定的に設置されているため、サテライト基地局装置を第1の信号処理部と見なし、統括基地局装置を端末局装置と見なし、サテライト基地局装置と統括基地局装置の間で複数の第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いて空間多重伝送を行うとするならば、サテライト基地局装置を直線状に配置し、その配置条件が統括基地局装置とサテライト基地局装置との間の平均の距離に対して所定の条件を満たす様に設置すれば、第3の実施形態と第2の実施形態及び第1の実施形態を組み合わせた運用が可能である。また、図32に示した様な第3の実施形態のサテライト基地局装置を用いた場合の例に対し、サテライト基地局装置の代わりに純粋に第1の実施形態を用いて本技術をアクセス系に適用する場合の図83に示す利用形態においては、第1の信号処理部と地上の端末局装置との間の平均的な距離に対し、第2の実施形態で示した第1の信号処理部の配置間隔の最適化を行えば、完全な直交条件からは外れるものの、概ね良好な直交関係は維持できることから、各端末局装置と基地局装置との間の通信を安定化させることが可能になる。このため、本技術をアクセス系に適用する場合でも、第2の実施形態と第1の実施形態を組み合わせた運用は可能である。このアクセス系への適用という意味では、第8の実施形態及び第10の実施形態も該当しており、これらの実施形態に更に第2の実施形態と第1の実施形態を組み合わせた運用も可能である。
(Combination with the second embodiment of the present invention)
The second embodiment of the present invention is a specific embodiment related to optimization of the arrangement interval of the first signal processing unit on the base station apparatus side in order to efficiently realize the first embodiment of the present invention. It is shown. In the case of the fourth embodiment, since the distance between the base station apparatus and the train changes with time, the optimization condition shown in the second embodiment cannot be used directly, but other embodiments In this case, it is possible to utilize the second embodiment. Specifically, in the third embodiment, since the satellite base station device and the central base station device are fixedly installed, the satellite base station device is regarded as the first signal processing unit, and the central base station device Is assumed to be a terminal station device, and spatial multiplexing transmission is performed between the satellite base station device and the overall base station device using virtual transmission paths corresponding to a plurality of first singular values, the satellite base station device is If it is arranged in a straight line and the arrangement condition is set so as to satisfy a predetermined condition with respect to the average distance between the central base station apparatus and the satellite base station apparatus, the third embodiment and the second implementation Operation combining the form and the first embodiment is possible. Also, in contrast to the example in which the satellite base station apparatus of the third embodiment as shown in FIG. 32 is used, the present technology is applied to the access system purely using the first embodiment instead of the satellite base station apparatus. 83 in the case of applying to the first signal processing shown in the second embodiment with respect to the average distance between the first signal processing unit and the ground terminal station device. By optimizing the arrangement interval of the parts, it is possible to stabilize the communication between each terminal station device and the base station device because it can maintain a generally good orthogonal relationship although it is out of the perfect orthogonal condition. become. For this reason, even when the present technology is applied to an access system, an operation combining the second embodiment and the first embodiment is possible. In terms of application to this access system, the eighth embodiment and the tenth embodiment are also applicable, and the second embodiment and the first embodiment can be further combined with these embodiments. It is.
なお、第2の実施形態の説明において、例えば図29では基地局装置側のアンテナ素子をパラボラアンテナに置き換えて説明を行った通り、端末局装置側は複数のアンテナ素子を備えている状況を想定しながらも、基地局装置側は第1の実施形態の第1の信号処理部に示した様な多素子アンテナ群を必ずしも備える必要はなく、超高利得な1本のアンテナ素子で実質的に端末局装置側は複数のアンテナ素子との組み合わせで第1特異値に対応する仮想的伝送路を構成することは可能である。 In the description of the second embodiment, for example, in FIG. 29, as described with the antenna element on the base station apparatus side replaced with a parabolic antenna, it is assumed that the terminal station apparatus side includes a plurality of antenna elements. However, the base station apparatus side does not necessarily include the multi-element antenna group as shown in the first signal processing unit of the first embodiment, and is substantially composed of one antenna element with an ultrahigh gain. The terminal station apparatus side can configure a virtual transmission line corresponding to the first singular value in combination with a plurality of antenna elements.
(本発明第3の実施形態との組み合わせ)
上述の様に、第4の実施形態の場合には列車側の端末局装置と基地局装置間の直接的な通信に特化されるため、2ホップの中継伝送を行う本発明第3の実施形態との組み合わせは考えにくいが、本発明第3の実施形態と第2の実施形態の組み合わせが可能であると同様に、第4の実施形態の他の運用条件においてはその他の実施形態との組み合わせに関しても適用可能である。例えば、第1の実施形態をシングルユーザMIMO伝送で行うだけでなく、第10の実施形態に示す様にマルチユーザMIMO伝送に拡張可能な様に、第3の実施形態に第10の実施形態(及び第1の実施形態)を組み合わせ、第3の実施形態のサテライト基地局装置を活用しながら、マルチユーザMIMOを実現することも可能である。
(Combination with the third embodiment of the present invention)
As described above, in the case of the fourth embodiment, since it is specialized in direct communication between the terminal station device on the train side and the base station device, the third embodiment of the present invention that performs 2-hop relay transmission The combination with the form is difficult to think, but the combination of the third embodiment and the second embodiment of the present invention is possible, and in the other operating conditions of the fourth embodiment, It is applicable also about a combination. For example, not only the first embodiment is performed by single user MIMO transmission, but also the tenth embodiment (the tenth embodiment) can be expanded to multi-user MIMO transmission as shown in the tenth embodiment. It is also possible to realize multi-user MIMO while combining the satellite base station apparatus of the third embodiment by combining the first and second embodiments).
(本発明第4の実施形態との組み合わせ)
上述の様に本発明第4の実施形態は一種独特な利用形態ではあるが、ここでは第5の実施形態に示す時間軸での指向性形成の信号処理を組み合わせて行っても良いし、そのチャネル推定の処理において、本発明第6及び第7の実施形態と組み合わせて利用することも可能である。ここではあくまでも、列車側の1台の端末局装置と基地局装置の間の1対1の通信を例に説明をしており、この意味でシングルユーザMIMO伝送が基本となるのであるが、例えば複数の列車が同一区間に同時に存在する様なケースにおいては、それらの列車ごとに周波数チャネルを変えて棲み分ける以外にも、第10の実施形態に示したマルチユーザMIMOを組み合わせて利用すれば、同一チャネルで複数の列車との通信を同時並行的に実現することが可能になり、これにより周波数資源を有効活用することは可能である。
(Combination with the fourth embodiment of the present invention)
As described above, the fourth embodiment of the present invention is a kind of unique usage, but here, the signal processing for directivity formation on the time axis shown in the fifth embodiment may be performed in combination. The channel estimation process can be used in combination with the sixth and seventh embodiments of the present invention. Here, only one-to-one communication between one terminal station device on the train side and the base station device is described as an example, and in this sense, single-user MIMO transmission is fundamental, In a case where multiple trains exist simultaneously in the same section, in addition to segregating by changing the frequency channel for each train, if multi-user MIMO shown in the tenth embodiment is used in combination, Communication with a plurality of trains can be realized in parallel on the same channel, which makes it possible to effectively use frequency resources.
(本発明第5の実施形態との組み合わせ)
本発明第5の実施形態の意図する技術は、無線通信方式としてシングルキャリア伝送のシステムであったりOFDMなどのマルチキャリアのシステムであったり、如何なる条件のシステムにも適用可能である。OFDMなどの周波数軸上の信号処理を前提とするシステムの場合には、本発明第5の実施形態の適用の直接的なメリットは少ない(ただし、FFT回路及びIFFT回路の実装数を抑えることは可能)が、例えば第11の実施形態の様にモバイル・フロントホールでRRH側に大規模なアンテナを実装する場合には、OFDMなどのマルチキャリアのシステムであっても、光ファイバ上で伝送する情報容量を圧縮しながら大規模なアンテナに拡張するために、時間軸上の信号を光ファイバ上で伝送し、RRH側では第5の実施形態に示す時間軸ビームフォーミングを利用することになる。この意味で、第11の実施形態は第5の実施形態(及び第1の実施形態)を組み合わせて運用することを前提としている。
(Combination with the fifth embodiment of the present invention)
The technology intended by the fifth embodiment of the present invention can be applied to a system of any condition such as a single carrier transmission system as a wireless communication system or a multicarrier system such as OFDM. In the case of a system that presupposes signal processing on the frequency axis such as OFDM, the direct merit of applying the fifth embodiment of the present invention is small (however, the number of mounted FFT circuits and IFFT circuits can be suppressed). However, when a large-scale antenna is mounted on the RRH side in the mobile fronthaul as in the eleventh embodiment, even if it is a multi-carrier system such as OFDM, it is transmitted on the optical fiber. In order to expand the information capacity to a large antenna while compressing the information capacity, a signal on the time axis is transmitted on the optical fiber, and the time axis beam forming shown in the fifth embodiment is used on the RRH side. In this sense, the eleventh embodiment is premised on the combined use of the fifth embodiment (and the first embodiment).
(本発明第6及び第7の実施形態との組み合わせ)
本発明第6の実施形態及び第7の実施形態は、指向性形成に用いるチャネル情報のフィードバックのための手段を示す実施形態であり、本発明の全ての実施形態において組み合わせて利用可能である。これは、第1の実施形態の説明で用いた典型的な固定設置型の端末局装置においても利用可能であるし、アクセス系においてチャネルが時変動する環境においても適用可能である。本発明の第8の実施形態では、特にアクセス系においての利用を想定し、複数の隣接セルや同一セル内の複数の端末局装置間で同時にチャネル推定を実施するための具体的な構成法を示したものであり、本発明第6の実施形態及び第7の実施形態の組み合わせを想定した実施形態となっている。更に、通常であればチャネル推定における回線利得が不足する第4の実施形態に示す列車側の端末局装置と基地局装置との間のチャネル推定にも回線利得向上のために利用可能であり、第4の実施形態に本発明第6の実施形態及び第7の実施形態(及び第1の実施形態)を組み合わせて運用することも可能である。
(Combination with the sixth and seventh embodiments of the present invention)
The sixth and seventh embodiments of the present invention are embodiments showing means for feedback of channel information used for directivity formation, and can be used in combination in all the embodiments of the present invention. This can be used also in a typical fixed installation type terminal station apparatus used in the description of the first embodiment, and can also be applied in an environment in which a channel varies with time in an access system. In the eighth embodiment of the present invention, a specific configuration method for simultaneously performing channel estimation between a plurality of adjacent cells or a plurality of terminal station apparatuses in the same cell, assuming use in an access system in particular. It is shown and becomes embodiment which assumed the combination of this invention 6th Embodiment and 7th Embodiment. Furthermore, if the channel gain in the channel estimation is usually insufficient, the channel gain between the terminal station device on the train side and the base station device shown in the fourth embodiment can be used to improve the channel gain. It is also possible to operate by combining the sixth embodiment and the seventh embodiment (and the first embodiment) of the present invention with the fourth embodiment.
特に第6の実施形態と第7の実施形態を直接組み合わせる具体的な実施形態としては、端末局装置又は基地局装置のアンテナ素子間で、サブキャリアの重複を避けて離散的なサブキャリアにトレーニング信号に割り当てる場合、端末局装置又は基地局装置の各アンテナ素子が同一の仮想的アンテナ素子より送信されたものとみなし、複数の異なるアンテナ素子からの複数のサブキャリアに対して取得した相対チャネル情報に対し、最小二乗法などを用いてトレーニング信号の割り当てのないサブキャリアを含めた相対チャネル情報を取得し、この相対チャネル情報を基にその相対チャネル情報の複素位相差をキャンセルする受信ウエイト(及びキャリブレーション処理により送信ウエイトも取得可能)を算出することが可能である。 In particular, as a specific embodiment in which the sixth embodiment and the seventh embodiment are directly combined, training is performed on discrete subcarriers by avoiding overlapping of subcarriers between antenna elements of a terminal station device or a base station device. When assigning to signals, it is assumed that each antenna element of the terminal station apparatus or base station apparatus is transmitted from the same virtual antenna element, and relative channel information acquired for a plurality of subcarriers from a plurality of different antenna elements On the other hand, the relative channel information including subcarriers to which no training signal is assigned is obtained by using the least square method or the like, and the reception weight (and the cancellation of the complex phase difference of the relative channel information based on the relative channel information (and It is possible to calculate the transmission weight by calibration processing).
(本発明第11の実施形態との組み合わせ)
本発明第11の実施形態は、本発明第1の実施形態における第1の信号処理部と第2の信号処理部を隔離し、その間を光ファイバを用いて運用する形態と類似している。ただし、第1の実施形態では送信及び受信の指向性形成の各種信号処理を第1の信号処理部に集約していたのに対し、第11の実施形態では第2の信号処理部に対応するBBU側に集約したものとなっている。しかし、複数の第1の特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に活用して空間多重伝送を行う場合には、その基本原理を共用することになり、この点で第11の実施形態と第5の実施形態と第1の実施形態の組み合わせに対応した運用(第1の信号処理部の配置は厳密には異なるが、第1特異値に対応した仮想的伝送路を活用する意味では第1の実施形態に対応すると考えられる)となっている。また、第11の実施形態でも示した様に、第10の実施形態に示したマルチユーザMIMO伝送への拡張も可能であり、この場合には第11の実施形態と第10の実施形態と第5の実施形態と第1の実施形態の組み合わせに対応した運用となっている。なお、上述の様に第4の実施形態に示す列車ムービングセルに関しても、第11の実施形態を利用して複数の第1の信号処理部をRRHと見なし、光ファイバを介してBBU側の第2の信号処理部との間で情報交換する構成とすれば、第11の実施形態と第4の実施形態と第1の実施形態の組み合わせに対応した運用とすることも可能である。当然、これに複数の列車の端末局装置を含むマルチユーザMIMOを組み合わせれば、同時に第10の実施形態を組み合わせることとなる。
(Combination with the eleventh embodiment of the present invention)
The eleventh embodiment of the present invention is similar to a mode in which the first signal processing unit and the second signal processing unit in the first embodiment of the present invention are isolated and operated between them using an optical fiber. However, in the first embodiment, various types of signal processing for forming directivity for transmission and reception are concentrated in the first signal processing unit, whereas in the eleventh embodiment, it corresponds to the second signal processing unit. It has been consolidated on the BBU side. However, when performing spatial multiplexing transmission by actively utilizing virtual transmission paths corresponding to a plurality of first singular values, the basic principle is shared, and in this respect, the eleventh embodiment. And the operation corresponding to the combination of the fifth embodiment and the first embodiment (the arrangement of the first signal processing unit is strictly different, but in the sense of utilizing the virtual transmission line corresponding to the first singular value) This is considered to correspond to the first embodiment). Further, as shown in the eleventh embodiment, it can be extended to the multiuser MIMO transmission shown in the tenth embodiment. In this case, the eleventh embodiment, the tenth embodiment, and the The operation corresponds to the combination of the fifth embodiment and the first embodiment. As described above, the train moving cell shown in the fourth embodiment also regards the plurality of first signal processing units as RRHs using the eleventh embodiment, and the BBU-side first through the optical fiber. If the information is exchanged with the two signal processing units, the operation corresponding to the combination of the eleventh embodiment, the fourth embodiment, and the first embodiment is also possible. Naturally, if this is combined with multi-user MIMO including terminal equipment of a plurality of trains, the tenth embodiment is combined at the same time.
以上示した様に、本発明の各種実施形態は相互に組み合わせて運用することが可能である。 As described above, various embodiments of the present invention can be operated in combination with each other.
[本発明に係る実施形態のその他の補足事項]
以下に、本発明に係る実施形態に関する幾つかの補足事項を説明する。
[Other supplementary items of the embodiment of the present invention]
Below, some supplementary matters regarding the embodiment according to the present invention will be described.
本発明の各実施形態の説明では、受信側のアンテナ素子851−1〜851−(N’BS−Ant)と送信側のアンテナ素子819−1〜819−(N’BS−Ant)には、それぞれ異なる番号を振って個別に説明を行っているが、当然ながら送信系と受信系にTDD−SWなどを介して共通化したアンテナ素子(851−1〜851−(N’BS−Ant)又は819−1〜819−(N’BS−Ant))として扱うことも可能である。特に、インプリシット・フィードバックを行う場合には、送信系と受信系のアンテナの共用化は必須であり、アップリンクとダウンリンクを時間的に切り替えるTDD制御が基本となる。ここでのTDD−SWの切り替えは、通信制御回路120等により管理・制御されることになる。 In the description of each embodiment of the present invention, the receiving-side antenna elements 851-1 to 851- (N ′ BS-Ant ) and the transmitting-side antenna elements 819-1 to 819- (N ′ BS-Ant ) are Although different explanations are given individually, the antenna elements (851-1 to 851- (N′BS -Ant )) or the transmission system and the reception system that are commonly used via the TDD-SW or the like are naturally used. 819-1 to 819- (N′BS -Ant )). In particular, when performing implicit feedback, it is essential to share the antennas of the transmission system and the reception system, and TDD control that switches between the uplink and the downlink in time is fundamental. The switching of the TDD-SW here is managed and controlled by the communication control circuit 120 or the like.
また、基地局装置に関する受信側のアンテナ素子851−1〜851−(N’BS−Ant)及び送信側のアンテナ素子819−1〜819−(N’BS−Ant)と、端末局装置に関する受信側のアンテナ素子851−1〜851−(NMT−Ant)及び送信側のアンテナ素子819−1〜819−(NMT−Ant)とでは、それぞれ説明を簡単化するために共通の番号を使用して説明をしている。しかし、基地局装置に関するアンテナ素子のサイズや指向性利得などの要求条件と、端末局装置のアンテナ素子のサイズや指向性利得などの要求条件は一般には一致せず、機能としては同一であるために番号としては同一の番号を付与したが、実際の運用ではサイズや指向性利得などの点で異なる条件のアンテナ素子を利用しても構わない。その他の回路としても同様で、それぞれ説明を簡単化するために共通の番号を使用して説明をしているが、例えばハイパワーアンプ818−1〜818−(N’BS−Ant及びNMT−Ant)、ローノイズアンプ852−1〜852−(N’BS−Ant及びNMT−Ant)などにおいても、同様にアンプの増幅率、消費電力、サイズや許容発熱量などの要求条件要求条件は一般には一致せず、機能としては同一であるために番号としては同一の番号を付与したが、実際の運用では異なる条件の回路を利用しても構わない。 Also, receiving-side antenna elements 851-1 to 851- (N ′ BS-Ant ) and transmitting-side antenna elements 819-1 to 819- (N ′ BS-Ant ) related to the base station apparatus, and receiving related to the terminal station apparatus The antenna elements 851-1 to 851- (N MT-Ant ) on the transmission side and the antenna elements 819-1 to 819- (N MT-Ant ) on the transmission side use common numbers to simplify the explanation. And explain. However, the requirements such as the antenna element size and directivity gain related to the base station apparatus and the requirements such as the antenna element size and directivity gain of the terminal station apparatus generally do not match and the functions are the same. Although the same numbers are assigned to the antenna elements, antenna elements having different conditions in terms of size, directivity gain, and the like may be used in actual operation. The same applies to other circuits, and a common number is used to simplify the description. For example, high power amplifiers 818-1 to 818-(N ′ BS-Ant and N MT− Ant ), low noise amplifiers 852-1 to 852- (N'BS -Ant and NMT -Ant ), etc., the requirements for the amplifier amplification factor, power consumption, size, allowable heat generation, etc. are generally the same. Since the functions are the same and the functions are the same, the same numbers are assigned. However, circuits under different conditions may be used in actual operation.
また本発明の実施形態における送信ウエイトベクトルとは、送信ウエイト行列の各列ベクトル(又は一部の列ベクトル)を意味し、同時に空間多重する信号系列のひとつに着目したベクトル表記された送信ウエイトである。具体的には、複数の信号系列を空間多重する際の送信ウエイト行列の各列ベクトルは、複数の信号系列の中のある信号系列に着目したウエイト(送信ウエイトベクトルの成分)をベクトル表記したもので、空間多重する端末局装置のチャネルベクトルないしはチャネル行列を基に全体の送信ウエイト行列生成の過程で順次取得されるものである。したがって、送信ウエイトベクトルの生成(及び、「算出」「決定」「乗算」「成分」などの言葉が後続する場合も同様)とは、全体としては送信ウエイト行列の生成と等価であり、特にその行列の行ベクトルないしは列ベクトルを順番に生成する手順を意識した際に、「送信ウエイト行列の生成」と等価な意味で「送信ウエイトベクトルの生成」の様に標記している場合もある。 Further, the transmission weight vector in the embodiment of the present invention means each column vector (or a part of column vectors) of the transmission weight matrix, and is a transmission weight expressed as a vector focusing on one of the signal sequences to be spatially multiplexed simultaneously. is there. Specifically, each column vector of a transmission weight matrix when spatially multiplexing a plurality of signal sequences is a vector notation of weights (transmission weight vector components) focused on a certain signal sequence in the plurality of signal sequences. Thus, it is sequentially obtained in the process of generating the entire transmission weight matrix based on the channel vector or channel matrix of the spatially multiplexed terminal station apparatus. Therefore, generation of a transmission weight vector (and the case where words such as “calculation”, “decision”, “multiplication”, and “component” follow) is generally equivalent to generation of a transmission weight matrix, and in particular, When considering the sequence of generating the matrix row vector or column vector in order, it may be labeled as “transmission weight vector generation” in the same meaning as “transmission weight matrix generation”.
また同様に、本発明の実施形態における受信ウエイトベクトルとは、受信ウエイト行列の各行ベクトル(又は一部の行ベクトル)を意味し、同時に空間多重された信号系列のひとつに着目したベクトル表記された受信ウエイトである。具体的には、複数の信号系列が空間多重された際の受信ウエイト行列の各行ベクトルは、複数の信号系列の中のある信号系列に着目したウエイト(受信ウエイトベクトルの成分)をベクトル表記したもので、空間多重された端末局装置のチャネルベクトルないしはチャネル行列を基に全体の受信ウエイト行列生成の過程で順次取得されるものである。したがって、受信ウエイトベクトルの生成(及び、「算出」「決定」「乗算」「成分」などの言葉が後続する場合も同様)とは、全体としては受信ウエイト行列の生成と等価であり、特にその行列の行ベクトルないしは列ベクトルを順番に生成する手順を意識した際に、「受信ウエイト行列の生成」と等価な意味で「受信ウエイトベクトルの生成」の様に標記している場合もある。 Similarly, the reception weight vector in the embodiment of the present invention means each row vector (or a part of the row vectors) of the reception weight matrix, and is a vector notation that focuses on one of the spatially multiplexed signal sequences at the same time. Receive weight. Specifically, each row vector of the reception weight matrix when a plurality of signal sequences are spatially multiplexed is a vector notation of weights (reception weight vector components) focusing on a certain signal sequence in the plurality of signal sequences. Thus, it is sequentially acquired in the process of generating the entire reception weight matrix based on the channel vector or channel matrix of the spatially multiplexed terminal station apparatus. Therefore, the generation of the reception weight vector (and the case where words such as “calculation”, “decision”, “multiplication”, “component”, etc.) follow is equivalent to the generation of the reception weight matrix as a whole, and in particular, When considering the sequence of generating matrix row vectors or column vectors in order, it may be labeled as “receiving weight vector generation” in the same meaning as “receiving weight matrix generation”.
また更に、本発明の実施形態における「送信ウエイトベクトル」、「受信ウエイトベクトル」、「チャネル(情報)ベクトル」、「送信信号ベクトル」、「受信信号ベクトル」など、様々な形で「ベクトル」との表記をしているが、これらは全て各アンテナ素子に対応したところの「送信ウエイト」、「受信ウエイト」、「チャネル(情報)」、「送信信号」、「受信信号」を成分とするベクトルであり、各実施形態の中で明示的に「ベクトル」との記載がなくても、当該実施形態においてそれらを成分とするものがそれらの「ベクトル」であることは明らかであり、必要に応じてこれらの内容を補って理解されるべきである。更に、「送信信号ベクトル」、「受信信号ベクトル」における「送信信号」及び「受信信号」とは、各アンテナ素子に対応した、ないしは各アンテナ素子に基づく送信又は受信信号であり、実際に送受信される無線周波数のアナログではなく、デジタル化されたベースバンド(又は中間周波数)の信号でもよい。この信号とは、周波数軸上の信号及び時間軸上のサンプリング信号の両方を含むものである。したがって、以上の実施形態の説明では明示的な記載を省略した部分もあるが、これらの信号は無線周波数で送受信される信号そのものだけではなく、これらの信号と無線周波数で送受信される信号との間では、何らかの信号処理が施されていても構わない。 Furthermore, “transmission weight vector”, “reception weight vector”, “channel (information) vector”, “transmission signal vector”, “reception signal vector”, etc. These are all vectors corresponding to each antenna element, including “transmission weight”, “reception weight”, “channel (information)”, “transmission signal”, and “reception signal”. Even if there is no explicit description of “vector” in each embodiment, it is clear that those components are those “vectors” in the embodiment. It should be understood by supplementing these contents. Further, “transmission signal” and “reception signal” in “transmission signal vector” and “reception signal vector” are transmission or reception signals corresponding to or based on each antenna element, and are actually transmitted and received. It may be a digitized baseband (or intermediate frequency) signal instead of a radio frequency analog signal. This signal includes both a signal on the frequency axis and a sampling signal on the time axis. Therefore, in the above description of the embodiment, there is a part that is not explicitly described, but these signals are not only signals transmitted / received at a radio frequency but also signals transmitted / received at a radio frequency. Some signal processing may be performed between them.
また、本発明の実施形態におけるチャネル推定に関する説明では、1回のチャネル推定でチャネル情報を取得する場合に加えて、複数回のチャネル推定結果を平均化する場合についても説明している。例えば大規模なアンテナ素子を活用することによる回線利得を考慮すれば、1本アンテナと1本アンテナの間の回線設計においては回線利得は不足していても問題ない一方、その大規模アンテナによる指向性利得を稼ぐためには適切な送受信ウエイトが必要であり、その送受信ウエイトの算出に必要なチャネル情報は基本的に1本アンテナと1本アンテナとの間のチャネル推定結果に基づくため、ここで回線利得が不足するとその後の指向性利得を得ることができなくなってしまう。このための対策として、非特許文献2などではトレーニング信号を複数シンボル受信し、その受信信号の平均化処理により回線利得の不足を補っていた。この複数回の推定結果の平均化としては、数シンボルに渡り周期的なトレーニング信号が連続する場合において、その周期性を活用して数シンボルに渡る短時間平均化を行う手法と、離散的な時刻において行われるチャネル推定結果を複数回分だけ寄せ集めて平均化を行う長時間平均化を行う手法がある。ここで短時間平均化の場合には、平均化を行う複数シンボルは連続しているが故に、全てシンボルタイミングがその周期性故に保存しているものと考えられるため、特に基準となるアンテナ素子の複素位相を基準とする相対チャネルとして扱う必要はなかった。これに対し、離散的な時刻において行われるチャネル推定結果に関しては、そのシンボルタイミングが同一となる必然性が一般的にはないため、そのシンボルタイミングの誤差に伴う影響を排除するために、相対チャネル情報を取得して平均化する構成を取る必要があった。この場合、基準となるアンテナ素子のチャネル情報の複素位相は全てゼロ(すなわち実数値を取る)であるものと見なされる。これらの相対チャネル情報の算出においては、全てのアンテナ素子のチャネル情報に、基準アンテナの複素位相θに対してExp(−jθ)を乗算する他、全てのアンテナ素子のチャネル情報を、基準となるアンテナ素子のチャネル情報で除算する形で求めても良い。この様な相対チャネル情報の活用は、一般にはシンボルタイミングが異なるチャネル推定結果の平均化には必須であるが、シンボルタイミングが共通となる場合には、一般的には送受信ウエイトの算出に際して相対チャネル情報を用いる必要はない。単純に、取得したチャネル情報に対して式(1)や式(7)などを用いて送受信ウエイトを計算すれば良かった。しかし、仮にシンボルタイミングが共通となる場合であっても相対チャネル情報を活用しても全く問題は生じないため、上述の説明としては時として相対チャネル情報として説明を行ったり、単純なチャネル情報をそのまま用いて説明している場合がある。しかし、その差は上述の様な差であり、相対チャネル情報を用いることが必須である訳ではない。 In addition, in the description related to channel estimation in the embodiment of the present invention, a case where channel estimation results are averaged in addition to the case where channel information is acquired by one channel estimation is described. For example, if the line gain by utilizing a large-scale antenna element is considered, there is no problem even if the line gain is insufficient in the line design between one antenna and one antenna. An appropriate transmission / reception weight is necessary to increase the performance gain, and the channel information necessary for calculating the transmission / reception weight is basically based on the channel estimation result between the single antenna and the single antenna. If the line gain is insufficient, the subsequent directivity gain cannot be obtained. As a countermeasure for this, Non-Patent Document 2 and the like received a plurality of symbols of training signals, and compensated for a lack of line gain by averaging the received signals. As the averaging of the estimation results of a plurality of times, when a periodic training signal is continuous over several symbols, a method of performing short-time averaging over several symbols using the periodicity, There is a method of performing long-time averaging in which channel estimation results performed at a time are collected and averaged multiple times. Here, in the case of short-time averaging, since a plurality of symbols to be averaged are continuous, it is considered that all symbol timings are preserved due to their periodicity. There was no need to treat it as a relative channel based on complex phase. On the other hand, regarding channel estimation results performed at discrete times, the symbol timing is generally not necessarily the same. Therefore, in order to eliminate the influence of the symbol timing error, relative channel information is used. It was necessary to take a configuration to obtain and average. In this case, the complex phase of the channel information of the reference antenna element is considered to be all zero (that is, take a real value). In calculating the relative channel information, the channel information of all antenna elements is used as a reference in addition to multiplying the channel information of all antenna elements by Exp (−jθ) to the complex phase θ of the reference antenna. You may obtain | require in the form divided by the channel information of an antenna element. Such utilization of relative channel information is generally indispensable for averaging channel estimation results with different symbol timings. However, when the symbol timings are common, the relative channel information is generally used when calculating transmission / reception weights. There is no need to use information. It is only necessary to simply calculate the transmission / reception weight for the acquired channel information using Equation (1) or Equation (7). However, even if the symbol timing is common, there is no problem even if the relative channel information is used. Therefore, as the above explanation, sometimes it is explained as relative channel information or simple channel information is used. In some cases, the description is used as it is. However, the difference is as described above, and it is not essential to use relative channel information.
また相対チャネル情報とは、基準アンテナの複素位相を基準として複素位相に補正を加えたチャネル情報として扱うことも可能であるし、振幅まで含めて基準となるアンテナのチャネル情報で各アンテナ素子のチャネル情報を除算したものであっても良い。各相対チャネル情報の振幅は、例えば式(7)で表される最大比合成の受信ウエイトの時には意味を持つが、式(1)で表される等利得合成の送受信ウエイトの場合には意味を持たない。更に、実際的には見通し環境ではアンテナごとの振幅の偏差は極めて限定的なことが期待され、その場合には全てを同一の振幅と近似しても大きな差はない。そもそも、送受信ウエイトの絶対値には大きな意味はなく、有限の量子化ビット数の中で効率的な値となる様に別途最適化される必要はあるが、その様な量子化ビット数に係る議論は本発明の実施形態とは全く別の議論であり、既存の技術の中で最適化を図れば良い。その意味で、送受信ウエイトベクトルのベクトルとしての大きさ(絶対値)はここでは特別な意味は持たず、任意の係数を乗算した送受信ウエイトベクトルもその統計的な性質は保存されるものとしてここでは説明を行っている。 Relative channel information can also be handled as channel information obtained by correcting the complex phase with reference to the complex phase of the reference antenna, and the channel information of each antenna element is based on the channel information of the reference antenna including the amplitude. The information may be divided. For example, the amplitude of each relative channel information has a meaning in the case of the maximum ratio combining reception weight represented by Expression (7), but in the case of the equal gain combining transmission / reception weight represented by Expression (1). do not have. Furthermore, in practice, it is expected that the amplitude deviation for each antenna is extremely limited in the line-of-sight environment. In that case, even if all of them are approximated to the same amplitude, there is no significant difference. In the first place, the absolute value of the transmission / reception weight has no significant meaning and needs to be optimized separately so that it becomes an efficient value within the finite number of quantization bits, but it depends on the number of such quantization bits. The discussion is completely different from the embodiment of the present invention, and may be optimized among existing technologies. In this sense, the magnitude (absolute value) of the transmission / reception weight vector as a vector has no special meaning here, and the transmission / reception weight vector multiplied by an arbitrary coefficient is also assumed here to retain its statistical properties. I am explaining.
以上の相対チャネル情報を用いることで、本発明の実施形態では各種信号処理を簡易化することができる。一方、従来のMIMO伝送技術では、例えば受信ウエイト行列の乗算処理が直接的に信号検出に適した状態に変換する処理までを含むものとして説明されることが多かった。つまり、SISOの信号であっても信号検出処理のためには、受信信号をチャネル推定結果で除算し、チャネルの歪を受けた受信信号からI、Q軸を正しく設定したコンスタレーション上の信号点に変換する必要があった。本発明の実施形態において、第1の信号処理部で行う送受信ウエイトの乗算処理とは、あくまでも指向性利得の確保と大雑把な信号分離のための信号処理を主なる目的としており、この様に送受信ウエイトの乗算により多数のアンテナ素子をあたかも1本の仮想的アンテナ素子として扱うことを可能とするだけで、受信信号をチャネル推定結果で除算し、チャネルの歪を受けた受信信号からI、Q軸を正しく設定したコンスタレーション上の信号点に変換する処理までは含んでいない。しかし、受信側においてはその後段において、信号検出などの処理を行うことも可能であり、これらの処理は従来のMIMO伝送ないしはSISO伝送で行う信号処理と同一の信号処理を適用することが可能である。特に基地局装置の受信系では、第2の信号処理回路において、これらの処理が実施されることになる。 By using the above relative channel information, various signal processing can be simplified in the embodiment of the present invention. On the other hand, in the conventional MIMO transmission technique, for example, the reception weight matrix multiplication processing is often described as including processing for directly converting to a state suitable for signal detection. That is, even for a SISO signal, for signal detection processing, the received signal is divided by the channel estimation result, and the signal points on the constellation in which the I and Q axes are correctly set from the received signal subjected to channel distortion. Needed to be converted to In the embodiment of the present invention, the transmission / reception weight multiplication processing performed in the first signal processing unit is mainly for signal processing for ensuring directivity gain and rough signal separation. The reception signal is divided by the channel estimation result, and the I and Q axes are obtained from the reception signal subjected to the channel distortion only by making it possible to handle a large number of antenna elements as one virtual antenna element by weight multiplication. Does not include the process of converting the signal point to a signal point on the constellation set correctly. However, on the receiving side, it is also possible to perform processing such as signal detection in the subsequent stage, and for these processing, it is possible to apply the same signal processing as that performed in conventional MIMO transmission or SISO transmission. is there. In particular, in the reception system of the base station apparatus, these processes are performed in the second signal processing circuit.
また、送信局側の異なるアンテナ素子から、限定的なサブキャリア成分より構成されるトレーニング信号を、各アンテナ素子で割り当てられるサブキャリアの重複を避けて送信する場合、周波数軸上での重複がない核トレーニング信号は空間上で合成されて、受信局側ではより多くのサブキャリア成分を含むトレーニング信号として受信されることになる。この意味で、受信局側では送信側の各アンテナ素子で送信したトレーニング信号とは異なるが、空間上で合成されたトレーニング信号(「合成トレーニング信号」と呼ぶ)をあたかも通常のトレーニング信号と見なして信号処理を行うことが可能になる。この様な合成トレーニング信号の利用に際しても、チャネル情報を基準となるアンテナ素子との相対値である相対チャネル情報に変換して利用することが有効である。 In addition, when transmitting training signals composed of limited subcarrier components from different antenna elements on the transmitting station side while avoiding duplication of subcarriers assigned by each antenna element, there is no duplication on the frequency axis. The nuclear training signal is synthesized in space, and is received as a training signal including more subcarrier components on the receiving station side. In this sense, on the receiving station side, it differs from the training signal transmitted by each antenna element on the transmitting side. Signal processing can be performed. When using such a combined training signal, it is effective to convert channel information into relative channel information that is a relative value with respect to a reference antenna element.
また以上の説明においては、簡単のためサブキャリアを表すk(例えば第k周波数成分等)を省略したり、更には個別のサブキャリアに関する説明も省略されているところがあるが、本発明の実施形態の想定するシステムは広帯域のシステムであり、チャネル情報や送受信ウエイト、更には送信信号や受信信号などにおける全ての信号処理は、第5の実施形態における時間軸上での信号処理などを除き、基本的には周波数軸上でサブキャリアごとに個別に規定され処理されるべきものである。したがって、説明を簡略化する上で、多くの説明においてサブキャリアを明示的に表す添え字を省略して説明していた。しかし、これらの説明は、実際にはサブキャリアごとに個別に行われるものであり、その際にはサブキャリアを表す添え字を付加して理解すれば説明を厳密に解釈可能である。各信号処理回路の内部では、例えば送信側におけるIFFT処理の前段までの信号処理(一例としてOFDM変調方式を想定すれば、ビット列のインタリーブ処理、信号点のマッピング、信号の変調処理、送信ウエイトベクトルの乗算などを含む)は全てサブキャリアごとに行われるものであり、同様に受信側におけるFFT処理後の信号処理(同じくOFDM変調方式を想定すれば、受信ウエイトの乗算、信号検出処理、信号のデマッピング、デインタリーブ処理など)も全てサブキャリアごとに行われるものである。 In the above description, for the sake of simplicity, k (for example, the k-th frequency component) representing a subcarrier is omitted, and further, description regarding individual subcarriers is also omitted. The assumed system is a broadband system, and all signal processing in the channel information, transmission / reception weight, transmission signal, reception signal, etc. is basically the same except for the signal processing on the time axis in the fifth embodiment. Specifically, it should be individually defined and processed for each subcarrier on the frequency axis. Therefore, in order to simplify the explanation, in many explanations, the subscripts that explicitly represent the subcarriers are omitted. However, these explanations are actually performed individually for each subcarrier, and in this case, the explanation can be interpreted strictly by adding a subscript representing the subcarrier. In each signal processing circuit, for example, signal processing up to the previous stage of IFFT processing on the transmission side (for example, assuming an OFDM modulation method, bit string interleaving processing, signal point mapping, signal modulation processing, transmission weight vector The signal processing after FFT processing on the receiving side (also assuming the OFDM modulation method is assumed), reception weight multiplication, signal detection processing, signal de- duction are all performed for each subcarrier. Mapping, deinterleave processing, etc.) are all performed for each subcarrier.
また回路構成上は、それぞれのサブキャリアごとに個別の回路を備えてもよいし、同一の処理を実施することからサブキャリアごとにシリアルに順番に処理を行い、回路をサブキャリアに対して共用化することも可能である。更には、この中間的に、複数の回路を用意して、サブキャリアを適宜分割し、複数の回路でパラレルな処理をシリアルに実施する処理としても構わない。これらは全ての実施形態に共通する話である。 In terms of circuit configuration, individual circuits may be provided for each subcarrier, and since the same processing is performed, processing is serially performed for each subcarrier, and the circuit is shared with the subcarriers. It is also possible to Furthermore, in the middle, a plurality of circuits may be prepared, subcarriers may be divided as appropriate, and parallel processing may be performed serially by the plurality of circuits. These are common to all embodiments.
また、OFDM変調方式では全てのサブキャリアが同一の端末局装置との通信に利用されているので、その際の送受信ウエイト(平均化送受信ウエイトベクトル及びリアルタイム送受信ウエイト行列)は全サブキャリアで共通の組み合わせの端末局装置に対する送受信ウエイトを用いることになる。しかし、OFDMAでは、時間軸及び周波数軸上にパッチワーク状に異なる組み合わせの端末局装置への割り当てを寄せ集めているため、時間(OFDMシンボル)及び周波数(サブキャリア)ごとに、割り当てられている端末局装置に対する送受信ウエイトを用いる必要がある。しかし、その差を除けばOFDMとOFDMAとは全く同様に処理することが可能であり、本明細書ではOFDMを中心に説明を行ったが、OFDMAにおいても全く同様に本発明の実施形態を適用することができる。 Also, since all subcarriers are used for communication with the same terminal station apparatus in the OFDM modulation scheme, transmission / reception weights (average transmission / reception weight vectors and real-time transmission / reception weight matrices) at that time are common to all subcarriers. The transmission / reception weight for the combined terminal station apparatus is used. However, in OFDMA, since allocation to terminal station apparatuses of different combinations in a patchwork pattern on the time axis and the frequency axis is gathered, they are allocated for each time (OFDM symbol) and frequency (subcarrier). It is necessary to use transmission / reception weights for the terminal station apparatus. However, except for the difference, OFDM and OFDMA can be processed in exactly the same way. In this specification, the description has been focused on OFDM, but the embodiment of the present invention is also applied to OFDMA. can do.
また、SC−FDEに関しても様々な運用上のバリエーションが存在するが、送信側で送信ウエイトベクトルを乗算し、各アンテナ素子から送信された信号が空間上で合成された後の受信信号処理、及び受信側で受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子の信号が加算合成された後の受信信号処理のいずれにおいても、上述の各構成例では従来のSC−FDEで行われる処理をそのまま適用可能とする構成としているために、全てのバリエーションのSC−FDEに適用可能である。この場合には、OFDM変調方式の信号処理の代わりにシングルキャリアでの信号処理を行った後、ダウンリンクであればシングルキャリアの時間軸上の信号に対してFFT処理を施すことで各サブキャリアの信号成分を生成し、これらの信号成分をOFDM変調方式で生成される各サブキャリアの信号と見なして本発明の実施形態により生成された送信ウエイトベクトルを乗算すれば良い。同様にアップリンクであれば、受信信号をFFT処理した信号をOFDM変調方式の場合と同様に扱い、本発明により生成された受信ウエイトベクトルを乗算することで信号分離するが、その信号分離されたサブキャリアの信号に対してIFFT処理を施すことで時間軸上のシングルキャリアの信号に変換すれば良い。この様に一部の信号処理にOFDM変調方式とSC−FDEでは差異があるが、送受信ウエイトの生成と乗算処理などは共通であり、これらどちらの信号方式であっても本発明の実施形態は適用可能である。 In addition, there are various operational variations regarding SC-FDE, but the received signal processing after the transmission weight vector is multiplied on the transmission side and the signals transmitted from the respective antenna elements are combined in space, and In any of the reception signal processing after the reception weight is multiplied on the reception side and the signals of the respective antenna elements are added and synthesized, the processing performed in the conventional SC-FDE can be applied as it is in each of the above-described configuration examples. Since it is configured, it can be applied to all variations of SC-FDE. In this case, after performing signal processing on a single carrier instead of signal processing of the OFDM modulation scheme, if it is a downlink, each subcarrier is processed by performing FFT processing on the signal on the time axis of the single carrier. Signal components are generated, these signal components are regarded as subcarrier signals generated by the OFDM modulation scheme, and the transmission weight vector generated by the embodiment of the present invention is multiplied. Similarly, in the case of uplink, a signal obtained by performing FFT processing on the received signal is handled in the same manner as in the case of the OFDM modulation method, and signal separation is performed by multiplying the reception weight vector generated by the present invention. What is necessary is just to convert into the signal of the single carrier on a time axis by performing IFFT processing with respect to the signal of a subcarrier. As described above, although some signal processing is different between the OFDM modulation scheme and SC-FDE, transmission / reception weight generation and multiplication processing are common, and the embodiment of the present invention can be applied to either of these signal schemes. Applicable.
また、空間多重伝送では複数系列の信号がパラレル伝送されるが、これらの信号系列に対して行う誤り訂正などの処理は、上述の実施形態ではそれぞれの信号系列ごとに独立に施す場合を例に取って説明したが、当然ながら送信側において誤り訂正符号化後の信号をシリアル/パラレル変換して空間多重する信号系列に分離し、受信側においては誤り訂正処理を行う前の状態の信号に対してパラレル/シリアル変換を施し、その後に1系統のビタビ復号などの誤り訂正処理を施しても構わない。更にはその他のバリエーションも含めて本発明の実施形態の本質とは関係なく、任意の誤り訂正処理を行っても構わない。この場合、MAC層処理回路と第2の信号処理部などとの信号の交換は空間多重数系統にて行われるのではなく、例えば1系統の信号として情報交換が行われたりすると共に、シリアル/パラレル変換及びパラレル/シリアル変換や、誤り訂正に対応する機能などが第2の信号処理部などに含まれることになる。 In addition, a plurality of series of signals are transmitted in parallel in the spatial multiplexing transmission. In the above-described embodiment, an example in which the processing such as error correction performed on these signal series is performed independently for each signal series. Of course, the signal after error correction coding is serially / parallel converted and separated into a signal sequence that is spatially multiplexed on the transmitting side, and the signal before error correction processing is performed on the receiving side. Then, parallel / serial conversion may be performed, and then error correction processing such as one system Viterbi decoding may be performed. Furthermore, any error correction processing may be performed regardless of the essence of the embodiment of the present invention including other variations. In this case, the exchange of signals between the MAC layer processing circuit and the second signal processing unit or the like is not performed in the spatial multiplexing system, but for example, information is exchanged as one system signal, and serial / A function corresponding to parallel conversion, parallel / serial conversion, error correction, and the like are included in the second signal processing unit.
また、上記の説明では特異値分解の右特異ベクトルを活用する旨説明をしたが、特異値分解対象の行列を転置した行列を特異値分解した左特異ベクトルは、転置しない行列に対する特異値分解の右特異ベクトルと等価である。同様に、元のチャネルベクトルにエルミート共役のベクトルを乗算して固有値分解を行っても、右特異ベクトルないしは左特異ベクトルと等価なベクトルを求めることが出来る。この意味で「右特異ベクトル」に数学的に等価なベクトルを活用する場合も、本発明の実施形態の意図する「右特異ベクトル」の範囲となる。同様に、左特異ベクトルに数学的に等価なベクトルを活用する場合も、本発明の実施形態の意図する「左特異ベクトル」の範囲となる。 In the above explanation, the right singular value decomposition right singular vector is explained. However, the left singular vector obtained by singular value decomposition of the transposed matrix of the singular value decomposition target is the singular value decomposition of the matrix not transposed. Equivalent to the right singular vector. Similarly, even if eigenvalue decomposition is performed by multiplying the original channel vector by a Hermite conjugate vector, a right singular vector or a vector equivalent to the left singular vector can be obtained. In this sense, even when a vector mathematically equivalent to the “right singular vector” is used, it is within the range of the “right singular vector” intended by the embodiment of the present invention. Similarly, when a vector mathematically equivalent to the left singular vector is used, the range of the “left singular vector” intended by the embodiment of the present invention is also used.
更に、上記の説明では基地局側の各第1の信号処理部と端末局装置との間では、第1特異値に対応する仮想的伝送路のみを利用し、第2特異値以降の特異値に対応する仮想的伝送路は利用しないとして説明したが、例えばV偏波とH偏波などの複数の偏波に関する共用アンテナを利用する場合などは、一つの第1の信号処理部においてそれぞれの偏波アンテナにおいて第1特異値に対応する仮想的伝送路を活用することになるため、形式上は一つの第1の信号処理部において二つの特異値に対応する仮想的伝送路を活用していることに相当する。特に、若干の偏波間の漏れ込みが存在する場合には、2種類の偏波アンテナの全てを第1の信号処理部が一括で収容及び信号処理することで偏波間のクロストーク成分を抑圧することが可能になり、即ち第1特異値と第2特異値に対応する仮想的伝送路を利用することが伝送効率的には優れることになる。この場合、数学的な表現上は第1特異値と第2特異値を活用することに相当するが、実効上は、各偏波アンテナ群ごとに第1特異値に対応した仮想的伝送路を利用することに相当する。本発明の意図するところは、この様な偏波アンテナを活用する場合の様に相互に相関が非常に低いことが予想される複数のアンテナ群を利用する場合においては、信号処理的ないしは回路的には同一の第1の信号処理部にて活用する場合でも、それぞれのアンテナ群に対して実効的に対応する第1特異値に対応する仮想的伝送路を並列的に活用する場合を含め、実効的な意味での第1特異値に対応する仮想的伝送路を活用した空間多重伝送を複数の第1の信号処理部を用いて伝送するところにある。また、基地局装置が備える複数の第1の信号処理部においては、それぞれ個別のローカル発振器信号を用いてベースバンドと無線周波数間のアップコンバート及びダウンコンバート処理を行うことを基本とする。ただし、それぞれのローカル発振器の信号は可能な限り準同期的に振る舞うことが好ましく、このために共通の基準クロックなどの基準信号を第3の信号処理部から供給しても構わない。ないしは、第2の信号処理部から中間周波数の基準信号を第1の信号処理部に供給し、それを例えば逓倍処理することでベースバンドと無線周波数間のアップコンバート及びダウンコンバートを行うための無線周波数の信号を生成することも可能である。ここで用いる中間周波数の値、及び逓倍処理を行う回路の安定性次第では、送信信号処理においても複数の第1の信号処理部間の無線信号の複素位相の不確定性が限定的である場合もあり、この場合には第2の信号処理部における複数の第1の信号処理部間のプリコーディング処理を実施することも可能になる。しかし、基本的には少なくとも第2の信号処理部から複数の第1の信号処理部に供給される基準信号は、第2の信号処理部における複数の第1の信号処理部間のケーブル上での損失を低減するために、ベースバンドと無線周波数間のアップコンバート及びダウンコンバート処理に用いるローカル信号の周波数の1/2以下とすることが基本となり、この意味でローカル発振器は複数の第1の信号処理部間で独立となる。ただし、基地局装置と端末局装置が近距離で配置される場合には、式(29)のLが小さくなり、結果的に第1の信号処理部間の間隔を短縮することが可能であり、ケーブル損失の値次第では、第2の信号処理部からローカル発振器の信号を複数の第1の信号処理部に対して直接供給する構成とすることも可能である。 Furthermore, in the above description, only the virtual transmission line corresponding to the first singular value is used between each first signal processing unit on the base station side and the terminal station apparatus, and the singular values after the second singular value are used. However, for example, when a shared antenna for a plurality of polarizations such as V polarization and H polarization is used, each of the first signal processing units uses Since a virtual transmission line corresponding to the first singular value is used in the polarization antenna, a virtual transmission line corresponding to two singular values is used in one first signal processor in terms of form. It corresponds to being. In particular, when there is a slight leakage between polarized waves, the first signal processing unit collectively accommodates and processes all the two types of polarization antennas to suppress crosstalk components between the polarized waves. In other words, using a virtual transmission line corresponding to the first singular value and the second singular value is excellent in terms of transmission efficiency. In this case, the mathematical expression corresponds to the use of the first singular value and the second singular value, but in practice, a virtual transmission line corresponding to the first singular value is provided for each polarization antenna group. It corresponds to using. The intention of the present invention is that when a plurality of antenna groups that are expected to have a very low correlation with each other, such as when using such a polarized antenna, are used in terms of signal processing or circuit. Includes the case of using in parallel the virtual transmission path corresponding to the first singular value that effectively corresponds to each antenna group, even when used in the same first signal processing unit, A spatial multiplexing transmission utilizing a virtual transmission line corresponding to the first singular value in an effective sense is transmitted using a plurality of first signal processing units. In addition, the plurality of first signal processing units provided in the base station apparatus basically perform up-conversion and down-conversion processing between the baseband and the radio frequency using individual local oscillator signals. However, it is preferable that the signals of the respective local oscillators behave as semi-synchronously as possible. For this purpose, a reference signal such as a common reference clock may be supplied from the third signal processing unit. Alternatively, a radio signal for performing up-conversion and down-conversion between the baseband and the radio frequency by supplying an intermediate frequency reference signal from the second signal processing unit to the first signal processing unit and multiplying it, for example. It is also possible to generate a frequency signal. Depending on the value of the intermediate frequency used here and the stability of the circuit that performs the multiplication processing, the uncertainty of the complex phase of the radio signal between the plurality of first signal processing units is also limited in the transmission signal processing In this case, it is also possible to perform precoding processing between the plurality of first signal processing units in the second signal processing unit. However, basically, at least the reference signal supplied from the second signal processing unit to the plurality of first signal processing units is transmitted on the cable between the plurality of first signal processing units in the second signal processing unit. In order to reduce the loss of the local signal, the frequency is basically ½ or less of the frequency of the local signal used for the up-conversion and down-conversion processing between the baseband and the radio frequency. Independent between signal processing units. However, when the base station apparatus and the terminal station apparatus are arranged at a short distance, L in Expression (29) becomes small, and as a result, the interval between the first signal processing units can be shortened. Depending on the value of the cable loss, it is possible to directly supply the local oscillator signal from the second signal processing unit to the plurality of first signal processing units.
また、第3の実施形態を実現する上で統括基地局は、サテライト基地局装置と統括基地局間の通信を管理するのみならず、サテライト基地局装置と端末局装置間の通信も合わせて管理を行うことになる。上述の様に、複数のサテライト基地局装置の中から着目する端末局装置にとって相関の低い通信を行うことが可能なサテライト基地局装置を選択して通信を行う場合などは、統括基地局装置が利用すべきサテライト基地局装置をスケジューリング処理として選択し、その選択結果をサテライト基地局装置に指示して通信を行うことになる。更には、図33に示す様に複数のスモールセルにまたがった通信を行う場合などは特に、利用するサテライト基地局装置との距離にばらつきが見られ、回線設計上の利得差がある場合などは、送信電力制御などの管理が必要になる場合もある。これらの管理機能は統括基地局装置側で実装し、各種無線通信制御を安定的に実現することになる。 In order to realize the third embodiment, the central base station not only manages communication between the satellite base station apparatus and the central base station, but also manages communication between the satellite base station apparatus and the terminal station apparatus. Will do. As described above, when a satellite base station apparatus capable of performing low-correlation communication is selected from among a plurality of satellite base station apparatuses to perform communication, the controlling base station apparatus The satellite base station apparatus to be used is selected as the scheduling process, and the selection result is instructed to the satellite base station apparatus to perform communication. Furthermore, as shown in FIG. 33, especially when communication is performed across a plurality of small cells, the distance from the satellite base station device to be used varies, and there is a gain difference in circuit design. In some cases, management such as transmission power control is required. These management functions are implemented on the central base station apparatus side, and various wireless communication controls are stably realized.
また、第10の実施形態の説明においては、BBU内の送信ウエイト処理回路432、464、470から光ファイバ455、455a、455bを介してRRH側に送信ウエイトを通知する構成とすると共に、BBU内の受信ウエイト処理回路467、480、482から光ファイバ475a、475b、485a、485bを介してRRH側に受信ウエイトを通知及びRRH側の相関算出回路481a、481b、483a、483bから光ファイバ475a、475b、485a、485bを介してBBU側に受信ウエイト情報又は受信側のチャネル情報を通知する構成を示したが、ここでBBUとRRH間で交換される情報は必ずしも送受信ウエイト情報そのものをデジタル的に表記したものである必要はない。例えば、RRH側が送受信時に利用するビームパターンがメニュー化されており、各ビームパターンに対応させて多数の送受信ウエイトを形成するための係数がRRH内でリスト化されているのであれば、そのビームパターンの識別子としての番号をコードブックとして管理し、そのコードブック値をBBUとRRH間で交換しても構わない。この場合には、RRH側の相関算出回路481a、481b、483a、483bでは、算出された各アンテナ素子ごとの相関値をコードブック上の係数と比較し、最も係数との誤差が小さいコードブック値を選択する機能と、その選択されたコードブック値を通知する構成とすることも可能である。 In the description of the tenth embodiment, the transmission weight processing circuits 432, 464, and 470 in the BBU are configured to notify the transmission weight to the RRH side via the optical fibers 455, 455a, and 455b. Receive weight processing circuits 467, 480, 482 from the receive fibers to the RRH side via the optical fibers 475a, 475b, 485a, 485b, and the RRH side correlation calculation circuits 481a, 481b, 483a, 483b to the optical fibers 475a, 475b. 485a and 485b, the reception weight information or the channel information on the reception side is notified to the BBU side. Here, the information exchanged between the BBU and the RRH is not necessarily digitally represented. It doesn't have to be For example, if the beam pattern used by the RRH side at the time of transmission / reception is menud and coefficients for forming a large number of transmission / reception weights corresponding to each beam pattern are listed in the RRH, the beam pattern It is also possible to manage the number as the identifier of the code book as a code book and exchange the code book value between the BBU and the RRH. In this case, the correlation calculation circuits 481a, 481b, 483a, 483b on the RRH side compare the calculated correlation value for each antenna element with the coefficient on the code book, and the code book value having the smallest error from the coefficient. It is also possible to adopt a configuration for notifying the function of selecting and the selected codebook value.
更に、特に本発明をアクセス系で利用する場合などでは、基地局装置のアンテナ設置位置が低所に設置されている場合などにおいて、端末局装置のアンテナ素子と基地局装置のアンテナ素子が見通し環境にない条件下でも安定して通信を行えることが求められる場合がある。この場合には、第1特異値の第2特異値以降に対する優位性が薄れ、結果的にアンテナ素子全体を複数のグループに分割して信号処理することによる分割損の影響で、十分な利得を確保できない場合も考えられる。この様な場合、例えば複数の第1の信号処理部に分割した場合よりも従来通りに全てのアンテナ素子を一か所に集約し、普通にMIMO伝送を行った方が特性的には優れることが予想される。この様な場合も含めてシステムを設計する場合、一例としては複数の第1の信号処理部の中の一部(例えばひとつ)に他の第1の信号処理部よりもアンテナ素子数を多く実装し、状況に応じてその特殊な第1の信号処理部にて第2特異値以降をも活用したMIMO伝送を行う場合と、各第1の信号処理部がそれぞれ第1特異値に対応する仮想的伝送路を用いてMIMO伝送を行う場合とを、モード切替しながら運用することも可能である。例えば、この特殊な第1の信号処理部のアンテナ素子数を256素子、その他の第1の信号処理部のアンテナ素子数を64とし、端末装置との見通しが概ね確保できると判断された場合には第1特異値に対応する仮想的伝送路を四つ利用して4多重を行い、見通しが確保できない場合には特殊な第1の信号処理部の256素子アンテナ素子を用いて通常のMIMO通信を行っても良い。この時、この特殊な第1の信号処理部は他の複数の第1の信号処理部の近傍に設置されている必然性はなく、例えば特殊な第1の信号処理部は低所に、残りの複数の第1の信号処理部は高所に設置するなど、物理的に明確な差を設けても構わない。この場合、低所に設置した特殊な第1の信号処理部は端末局装置との見通しが確保されている可能性が低いのであれば、第1特異値に対応した仮想的伝送路を活用するのは高所に設置した第1の信号処理部のみとしても構わない。これらを適宜、モード切替をするなどすれば、環境に対応して最適な条件にて常に通信を行うことが可能である。なお、この特殊な第1の信号処理部に対応した装置は必ずしも同一の第2の信号処理部に収容されている必要はない。例えば、本発明実施形態に示す第1特異値に対応した仮想的伝送路を活用したMIMO伝送を行う基地局装置とは別に、第2特異値以降も活用する従来の基地局装置をもその近傍に設置し、両者が協調しながら状況に応じて端末局装置が最適な基地局装置を選択して通信を行う構成とすることも可能である。 Further, particularly when the present invention is used in an access system, the antenna element of the terminal station apparatus and the antenna element of the base station apparatus are in a line-of-sight environment when the antenna installation position of the base station apparatus is installed in a low place. In some cases, it is required to be able to communicate stably even under conditions that are not present. In this case, the superiority of the first singular value over the second singular value is diminished, and as a result, a sufficient gain is obtained due to the effect of division loss caused by signal processing by dividing the entire antenna element into a plurality of groups. There are cases where it cannot be secured. In such a case, for example, it is better to combine all the antenna elements in one place and perform MIMO transmission normally than in the case of dividing into a plurality of first signal processing units. Is expected. When designing a system including such a case, as an example, a part (for example, one) of a plurality of first signal processing units is mounted with a larger number of antenna elements than the other first signal processing units. Depending on the situation, the special first signal processing unit performs MIMO transmission using the second and subsequent singular values and the virtual signal corresponding to the first singular value. It is also possible to operate while switching the mode when performing MIMO transmission using a general transmission path. For example, when it is determined that the number of antenna elements of this special first signal processing unit is 256 elements and the number of antenna elements of the other first signal processing units is 64, and that the line of sight with the terminal device can be generally secured. Performs four multiplexing using four virtual transmission lines corresponding to the first singular value, and when the line of sight cannot be secured, the normal MIMO communication using the 256 element antenna element of the special first signal processing unit May be performed. At this time, the special first signal processing unit is not necessarily installed in the vicinity of the plurality of other first signal processing units. For example, the special first signal processing unit is in a low place and the remaining ones The plurality of first signal processing units may be provided with a physically distinct difference such as being installed at a high place. In this case, if there is a low possibility that a special first signal processing unit installed in a low place has a view of the terminal station device, a virtual transmission line corresponding to the first singular value is used. However, only the first signal processing unit installed at a high place may be used. If these modes are switched as appropriate, communication can always be performed under optimum conditions corresponding to the environment. In addition, the apparatus corresponding to this special 1st signal processing part does not necessarily need to be accommodated in the same 2nd signal processing part. For example, in addition to a base station apparatus that performs MIMO transmission using a virtual transmission path corresponding to the first singular value shown in the embodiment of the present invention, a conventional base station apparatus that uses the second singular value and beyond is also nearby. It is also possible to adopt a configuration in which the terminal station apparatus selects the optimum base station apparatus according to the situation and performs communication while both cooperate with each other.
また、第2の実施形態においては、基地局装置側の第1の信号処理部又は指向性アンテナ素子を直線上に配置する場合に関する規定を行ったが、その他の実施形態においては第1の信号処理部の配置は直線上に配置される必然性はなく、2次元的な広がりを持つ配置であっても構わない。特に本発明をアクセス系で利用する場合などは、ビルの壁面への第1の信号処理部の配置を2次元的に配置することで、各第1の信号処理部間の相関を低減することも可能となる。 In the second embodiment, the first signal processing unit or the directional antenna element on the base station apparatus side is defined on the straight line. In other embodiments, the first signal is processed. The processing units are not necessarily arranged on a straight line, and may be two-dimensionally spread. Particularly when the present invention is used in an access system, the correlation between the first signal processing units is reduced by two-dimensionally arranging the first signal processing units on the wall surface of the building. Is also possible.
なお、以上に説明した各実施形態では、Massive MIMOのインプリシット・フィードバックを前提とした構成について説明した。しかし、厳密にはMAC効率を無視して議論すれば、制御情報を用いてエクスプリシット・フィードバックを用いる方法でも問題はない。 In each of the embodiments described above, the configuration based on the Massive MIMO implicit feedback has been described. However, strictly speaking, if the MAC efficiency is neglected and discussed, there is no problem with the method using explicit feedback using control information.
また、以上の説明においては送受信信号と送受信ウエイトの乗算処理はベースバンド上で行うこととして説明を行ったが、それは典型的な信号処理を示すものであり、それと等価な信号処理をベースバンド信号と無線周波数のRF信号の間の中間的なIF(Intermediate Frequency)信号上で実施することも当然ながら可能である。信号処理的にはより低い周波数帯で処理を行う方が簡易ではあるが、第5世代移動通信ではミリ波帯などの高周波数帯で、数百から1GHzもの帯域幅で通信を行うため、中心周波数を数GHzのIF帯で処理を行っても処理の困難さは大きく変わらない。本発明明細書におけるベースバンド信号ないしはベースバンド帯とは、デジタル信号処理を行うことが可能な周波数帯という広義の意味で用いており、この意味では狭義の意味でのベースバンド帯とは異なるIF帯での信号処理であっても、本質的に本発明を適用することは可能であり、本発明の請求の範囲はこの様な広義のベースバンド信号、ベースバンド帯を含むものである。 Also, in the above description, the transmission / reception signal and transmission / reception weight multiplication processing has been described as being performed on the baseband, but it shows typical signal processing, and equivalent signal processing is performed on the baseband signal. It is of course possible to implement on an intermediate IF (Intermediate Frequency) signal between the RF signal and the radio frequency RF signal. In terms of signal processing, it is simpler to perform processing in a lower frequency band. However, in the fifth generation mobile communication, communication is performed in a high frequency band such as a millimeter wave band with a bandwidth of several hundred to 1 GHz. Even if processing is performed in the IF band of several GHz, the difficulty of processing does not change greatly. In the present specification, a baseband signal or a baseband band is used in a broad sense as a frequency band capable of performing digital signal processing. In this sense, an IF different from a baseband band in a narrow sense. Even in the case of signal processing in a band, the present invention is essentially applicable, and the claims of the present invention include such a broad baseband signal and baseband band.
また、本発明では無線局装置が備えるアンテナ素子の数が膨大であるために、その内の例えば若干の本数のアンテナ素子を例外的な信号処理の対象としても、残りの大多数のアンテナ素子の効果により概ね期待する特性を得ることが可能である。しかし、この様な一部のアンテナ素子を例外的に処理したとしても、大勢的には残りのアンテナ素子を用いた信号処理の結果が特性の大勢を決めることになるため、この様な一部の例外処理の適用を行ったとしても、その例外適用による拡張効果が得られることなく寧ろ効果が制限されるのであれば、本発明の請求の範囲とするべきである。 Further, in the present invention, the number of antenna elements included in the radio station apparatus is enormous, so even if, for example, a few antenna elements among them are subjected to exceptional signal processing, the majority of the remaining antenna elements It is possible to obtain generally expected characteristics due to the effect. However, even if some of these antenna elements are processed exceptionally, the result of signal processing using the remaining antenna elements will largely determine the characteristics. Even if the exception processing is applied, if the effect is limited without obtaining the extended effect by the exception application, it should be included in the claims of the present invention.
前述した実施形態における基地局装置、端末局装置をコンピュータで実現する様にしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、OSや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ROM、CD−ROM等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線の様に、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリの様に、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、更に前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、PLD(Programmable Logic Device)やFPGA(Field Programmable Gate Array)等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。 You may make it implement | achieve the base station apparatus and terminal station apparatus in embodiment mentioned above with a computer. In that case, a program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read into a computer system and executed. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices. The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Furthermore, a “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time, like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In this case, a volatile memory in a computer system serving as a server or a client in that case may be included, and a program that holds a program for a certain time. Further, the program may be for realizing a part of the functions described above, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system. It may be realized using hardware such as PLD (Programmable Logic Device) or FPGA (Field Programmable Gate Array).
以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。 As mentioned above, although embodiment of this invention has been described with reference to drawings, the said embodiment is only the illustration of this invention, and it is clear that this invention is not limited to the said embodiment. is there. Therefore, additions, omissions, substitutions, and other modifications of the components may be made without departing from the technical idea and scope of the present invention.
1…基地局装置、
2…無線局装置、
3…見通し波、
4…構造物による安定反射波、
5…地上付近の多重反射波、
6…地上付近の多重反射波、
7…構造物、
11…送信局、
12…受信局、
21…ハイパワーアンプ(HPA)、
22…ローノイズアンプ(LNA)、
23…時分割スイッチ(TDD−SW)、
24…アンテナ素子
25…無線モジュール、
26…アンテナ端子、
27…同軸ケーブル、
31…統括基地局装置、
32…サテライト基地局装置、
33…端末局装置、
34…統括基地局装置、
35…サテライト基地局装置、
36…端末局装置、
37…構造物、
38…構造物、
39…セル、
40…無線通信システム、
41…基地局装置、
50…無線通信システム、
51…端末局装置、
52…無線通信システム、
53…無線通信システム、
60…端末局装置、
61…送信部、
65…受信部、
67…インタフェース回路、
68…MAC層処理回路、
70…基地局装置、
71…第2の送信信号処理部、
75…第2の受信信号処理部、
77…インタフェース回路、
78…MAC層処理回路、
80…基地局装置、
81…送信部、
85…受信部、
87…インタフェース回路、
88…MAC層処理回路、
90…無線通信システム、
111…第1の送信信号処理回路、
113…送信信号処理回路、
114…受信信号処理回路、
120…通信制御回路、
121…通信制御回路、
130…第1の送信ウエイト処理部、
131…第1のチャネル情報取得回路、
132…第1のチャネル情報記憶回路、
133…第1の送信ウエイト算出回路、
140…第1の送信ウエイト処理部、
141…チャネル情報取得回路、
142…チャネル情報記憶回路、
143…第1の送信ウエイト算出回路、
144…第1の受信ウエイト処理部、
145…受信信号処理回路、
146…第1のチャネル情報推定回路、
147…第1の受信ウエイト算出回路、
148…第2の送信信号処理回路、
149…送信ウエイト算出回路、
150…送信ウエイト処理部、
151…チャネル情報取得回路、
152…チャネル情報記憶回路、
153…マルチユーザMIMO送信ウエイト算出回路、
154…第1の受信ウエイト処理部、
155…第1の受信信号処理回路、
156…第1のチャネル情報推定回路、
157…第1の受信ウエイト算出回路、
158…第1の受信信号処理回路、
159…第2の受信信号処理回路、
160…第1の受信ウエイト処理部、
161…第1のチャネル情報推定回路、
162…第1の受信ウエイト算出回路、
170…受信ウエイト処理部、
172…チャネル情報推定回路、
173…マルチユーザMIMO受信ウエイト算出回路、
181…第1の送信信号処理部、
182…第1の送信信号処理部、
185…第1の受信信号処理部、
186…第1の受信信号処理部、
190…第2の受信信号処理回路、
191…チャネル行列取得回路、
192…受信ウエイト行列算出回路、
193…受信ウエイト行列乗算回路、
194…信号検出回路、
201…仮想的なアンテナ素子、
202…仮想的なアンテナ素子、
203…仮想的なアンテナ素子、
204…基地局装置、
205…アンテナ素子群、
206…端末局装置、
221−1〜5…アンテナ素子、
231、232、233、234…基地局装置、
235、236、237、238、239…端末局装置、
241、242、243、244…サブキャリア、
251−1〜3、253−1〜3、254−1〜3、255−1〜3、256−1〜3…スロット、
252−1〜3…データ通信用スロット、
257−1〜3…トレーニング信号、
258−1〜3…データペイロード、
291〜295…プロット点、
301…基地局装置、
302…端末局装置、
303…基地局装置、
304…第1の信号処理部、
305…第2の信号処理部、
306…基地局装置、
307…パラボラアンテナ、
308…端末局装置、
309…端末局装置、
310…基地局装置アンテナ、
311…第1の送信信号処理回路、
312…端末局装置アンテナ素子群、
320…端末局装置アンテナ素子群、
330…第1の送信ウエイト処理部、
331…第1の送信信号処理回路、
332…第1のチャネル情報取得回路、
333…第1のチャネル情報記憶回路、
334…第1の送信ウエイト算出回路、
340…第1の送信ウエイト処理部、
341…第1のチャネル情報取得回路、
342…第1のチャネル情報記憶回路、
343…第1の送信ウエイト算出回路、
348…第2の送信信号処理回路、
354…第1の受信ウエイト処理部、
355…第1の受信信号処理回路、
356…第1のチャネル情報推定回路、
357…第1の受信ウエイト算出回路、
358…第1の受信信号処理回路、
359…第2の受信信号処理回路、
360…第1の受信ウエイト処理部、
361…送信部、
362…第1のチャネル情報推定回路、
363…第1の受信ウエイト算出回路、
365…受信部、
381…第1の送信信号処理部、
385…第1の受信信号処理部、
401…MAC層処理回路、
403,403a,403b…時間軸信号生成回路、
412…送信信号処理回路、
427,427a,427b…D/A変換器、
428,428a,428b…RF処理回路、
429,429a,429b…アンテナ素子、
432…送信ウエイト処理回路、
441−4,441−5,441−6…BBU、
442−4,442−4a,442−4b,442−6…RRH、
443−1,443−2,443−3…BBU、
444−1a,444−1b,444−2a,444−2b,444−3…RRH、
446−1,446−2…領域、
454,454a,454b…光インタフェース回路、
455,455a,455b…光ファイバ、
456,456a,456b…光インタフェース回路
457,457a,457b…時間軸送信ウエイト乗算回路、
461…MAC層処理回路、
462…送信信号処理回路、
463…送信信号処理回路、
464…送信ウエイト処理回路、
465…加算合成回路、
466…受信信号処理回路、
467…受信ウエイト処理回路、
470…送信ウエイト処理回路、
471…MAC層処理回路、
472…受信信号処理回路、
473a,473b…時間軸受信ウエイト乗算回路、
474a,474b…光インタフェース回路、
475a,475b…光ファイバ、
476a,476b…光インタフェース回路、
477a,477b…A/D変換器、
478a,478b…RF処理回路、
479a,479b…アンテナ素子、
480…受信ウエイト処理回路、
481,481a,481b…相関算出回路、
482…受信ウエイト処理回路、
483a,483b…時間軸受信ウエイト乗算回路、
484a,484b…光インタフェース回路、
485a,485b…光ファイバ、
486a,486b…光インタフェース回路、
491−2,491−3,491−NAnt…乗算器、
492−2,492−3,492−NAnt…加算器、
493−2,493−3,493−NAnt…メモリ、
494…相関演算制御部、
495−1,495−2,495−3,495−NAnt…乗算器、
496−1,496−2,496−3,496−NAnt…加算器、
497−1,497−2,497−3,497−NAnt…メモリ、
498−1,498−2,498−3,498−NAnt…平方根取得回路、
600…基地局装置、
601、601−1、601−2、601−3、601−4、601−5、601−6、601−7、601−8…第1の信号処理部、
602−1、602−2、602−3、602−4、602−5、602−6、602−7、602−8…幾何学的座標情報、
603…列車、
604…端末局装置、
605…カメラ、
606…ウエイト行列/座標データベース、
607…ウエイトベクトル/座標データベース、
612…座標情報取得回路、
613…時刻情報取得回路、
614…通信制御回路、
622…座標情報取得回路、
623…時刻情報取得回路、
624…通信制御回路、
700…アンテナ素子、
701…TDD−SW、
702…ローノイズアンプ(LNA)、
703…ミキサ、
704…フィルタ、
705…A/D変換器、
706…FFT回路、
707…受信ウエイト乗算回路、
708…送信ウエイト乗算回路、
709…IFFT&GI付与回路、
710…D/A変換器、
711…ミキサ、
712…フィルタ、
713…ハイパワーアンプ、
714…TDD−SW、
721…アンテナ素子、
722…ローノイズアンプ(LNA)、
723…ミキサ、
724…フィルタ、
725…A/D変換器、
726…FFT回路、
727…受信ウエイト乗算回路、
728…送信ウエイト乗算回路、
729…IFFT&GI付与回路、
730…D/A変換器、
731…ミキサ、
732…フィルタ、
733…ハイパワーアンプ、
740…送信ウエイト処理部、
741…ローカル発振器
742…ローカル発振器
743…通信制御回路、
781…スケジューリング処理回路、
811…送信信号処理回路、
812…加算合成回路、
813…IFFT&GI付与回路、
814…D/A変換器、
815…ローカル発振器、
816…ミキサ、
817…フィルタ、
818…ハイパワーアンプ、
819…アンテナ素子、
820…通信制御回路、
821…第1の送信信号処理回路、
830…送信ウエイト処理部、
831…チャネル情報取得回路、
832…チャネル情報記憶回路、
833…マルチユーザMIMO送信ウエイト算出回路、
851…アンテナ素子、
852…ローノイズアンプ(LNA)、
853…ローカル発振器、
854…ミキサ、
855…フィルタ、
856…A/D変換器、
857…FFT回路、
858…受信信号処理回路、
860…受信ウエイト処理部、
861…チャネル情報推定回路、
862…マルチユーザMIMO受信ウエイト算出回路、
881…スケジューリング処理回路
1 ... base station device,
2 ... Radio station equipment,
3 ... Prospect wave,
4 ... Stable reflected wave by structure,
5 ... Multiple reflected waves near the ground,
6 ... Multiple reflected waves near the ground,
7 ... structure,
11: Transmitting station,
12 ... receiving station,
21 ... High power amplifier (HPA),
22 ... Low noise amplifier (LNA),
23 Time-division switch (TDD-SW),
24 ... Antenna element 25 ... Wireless module,
26: Antenna terminal,
27 ... Coaxial cable,
31 ... Overall base station device,
32 ... Satellite base station equipment,
33 ... terminal station device,
34 ... Overall base station device,
35 ... Satellite base station device,
36. Terminal station device,
37 ... structure,
38 ... structure,
39 ... Cell,
40. Wireless communication system,
41 ... Base station device,
50. Wireless communication system,
51. Terminal station device,
52 ... Wireless communication system,
53. Wireless communication system,
60 ... a terminal station device,
61 ... Transmitter,
65 ... receiving part,
67. Interface circuit,
68 ... MAC layer processing circuit,
70 ... base station device,
71 ... a second transmission signal processing unit,
75 ... a second received signal processing unit,
77. Interface circuit,
78 ... MAC layer processing circuit,
80 ... base station device,
81... Transmitter
85 ... receiving part,
87: Interface circuit,
88 ... MAC layer processing circuit,
90 ... wireless communication system,
111... First transmission signal processing circuit,
113 ... Transmission signal processing circuit,
114... Received signal processing circuit,
120. Communication control circuit,
121. Communication control circuit,
130: a first transmission weight processing unit;
131... First channel information acquisition circuit,
132. First channel information storage circuit,
133... First transmission weight calculation circuit,
140... First transmission weight processing unit,
141 ... Channel information acquisition circuit,
142 ... Channel information storage circuit,
143 ... first transmission weight calculation circuit,
144: First reception weight processing unit,
145 ... Received signal processing circuit,
146 ... first channel information estimation circuit,
147. First reception weight calculation circuit,
148 ... second transmission signal processing circuit,
149 ... transmission weight calculation circuit,
150 ... transmission weight processing unit,
151 ... Channel information acquisition circuit,
152 ... Channel information storage circuit,
153 ... Multi-user MIMO transmission weight calculation circuit,
154: a first reception weight processing unit,
155. First received signal processing circuit,
156 ... first channel information estimation circuit,
157 ... First reception weight calculation circuit,
158... First received signal processing circuit,
159 ... second received signal processing circuit,
160... First reception weight processing unit,
161. First channel information estimation circuit,
162... First reception weight calculation circuit,
170 ... reception weight processing unit,
172 ... Channel information estimation circuit,
173 ... Multi-user MIMO reception weight calculation circuit,
181 ... first transmission signal processing unit,
182: a first transmission signal processing unit,
185: a first received signal processing unit,
186: first received signal processing unit,
190 ... second received signal processing circuit,
191 ... Channel matrix acquisition circuit,
192: Receive weight matrix calculation circuit,
193: Reception weight matrix multiplication circuit,
194: Signal detection circuit,
201 ... Virtual antenna element,
202 ... Virtual antenna element,
203 ... Virtual antenna element,
204 ... Base station apparatus,
205 ... Antenna element group,
206 ... Terminal station device,
221-1 to 5 ... Antenna element,
231, 232, 233, 234 ... base station apparatus,
235, 236, 237, 238, 239 ... terminal station devices,
241, 242, 243, 244 ... subcarriers,
251-1-3, 253-1-3, 254-1-3, 255-1-3, 256-1-3.
252-1 to 3 ... Data communication slots,
257-1 to 3 ... Training signal,
258-1 to 3 ... Data payload,
291-295 ... plot points,
301 ... Base station apparatus,
302 ... Terminal station device,
303 ... Base station device,
304: first signal processing unit;
305 ... Second signal processing unit,
306 ... Base station device,
307 ... Parabolic antenna,
308 ... Terminal station device,
309 ... a terminal station device,
310 ... base station apparatus antenna,
311: a first transmission signal processing circuit;
312 ... Terminal station apparatus antenna element group,
320 ... Terminal station antenna element group,
330 ... first transmission weight processing unit,
331: a first transmission signal processing circuit,
332: a first channel information acquisition circuit,
333 ... First channel information storage circuit,
334... First transmission weight calculation circuit,
340 ... first transmission weight processing unit,
341 ... first channel information acquisition circuit,
342 ... First channel information storage circuit,
343 ... first transmission weight calculation circuit,
348 ... second transmission signal processing circuit,
354 ... First reception weight processing unit,
355 ... First received signal processing circuit,
356. First channel information estimation circuit,
357. First reception weight calculation circuit,
358. First received signal processing circuit,
359 ... Second received signal processing circuit,
360. First reception weight processing unit,
361 ... transmission unit,
362 ... first channel information estimation circuit,
363: a first reception weight calculation circuit,
365: receiving unit,
381... First transmission signal processing unit,
385 ... First received signal processing unit,
401 ... MAC layer processing circuit,
403, 403a, 403b ... time axis signal generation circuit,
412 ... transmission signal processing circuit,
427, 427a, 427b ... D / A converter,
428, 428a, 428b ... RF processing circuit,
429, 429a, 429b ... antenna elements,
432 ... Transmission weight processing circuit,
441-4, 441-5, 441-6 ... BBU,
442-4, 442-4a, 442-4b, 442-6 ... RRH,
443-1, 443-2, 443-3 ... BBU,
444-1a, 444-1b, 444-2a, 444-2b, 444-3... RRH,
446-1, 446-2 ... area,
454, 454a, 454b ... optical interface circuit,
455, 455a, 455b ... optical fiber,
456, 456a, 456b, optical interface circuits 457, 457a, 457b, time axis transmission weight multiplication circuits,
461 ... MAC layer processing circuit,
462... Transmission signal processing circuit,
463 ... transmission signal processing circuit,
464: Transmission weight processing circuit,
465... Addition synthesis circuit,
466... Received signal processing circuit,
467 ... Receive weight processing circuit,
470: Transmission weight processing circuit,
471 ... MAC layer processing circuit,
472 ... received signal processing circuit,
473a, 473b ... time axis reception weight multiplication circuit,
474a, 474b ... Optical interface circuit,
475a, 475b ... optical fiber,
476a, 476b ... Optical interface circuit,
477a, 477b ... A / D converter,
478a, 478b ... RF processing circuit,
479a, 479b ... antenna elements,
480 ... Receive weight processing circuit,
481, 481a, 481b ... correlation calculation circuit,
482 ... Receive weight processing circuit,
483a, 483b ... time axis reception weight multiplication circuit,
484a, 484b ... Optical interface circuit,
485a, 485b ... optical fiber,
486a, 486b ... Optical interface circuit,
491-2, 491-3, 491 -N Ant ... multiplier,
492-2, 492-3, 492-N Ant ... adder,
493-2, 493-3, 493-N Ant ... memory,
494 ... correlation calculation control unit,
495-1, 495-2, 495-3, 495-N Ant ... a multiplier,
496-1, 496-2, 496-3, 496-N Ant ... adder,
497-1, 497-2, 497-3, 497-N Ant ... memory,
498-1, 498-2, 498-3, 498-N Ant ... square root acquisition circuit,
600 ... base station apparatus,
601, 601-1, 601-2, 601-3, 601-4, 601-5, 601-6, 601-7, 601-8 ... the first signal processing unit,
602-1, 602-2, 602-3, 602-4, 602-5, 602-6, 602-7, 602-8 ... geometric coordinate information,
603 ... Train,
604 ... a terminal station device,
605 ... Camera,
606: Weight matrix / coordinate database,
607: Weight vector / coordinate database,
612 ... Coordinate information acquisition circuit,
613 ... Time information acquisition circuit,
614 ... Communication control circuit,
622 ... coordinate information acquisition circuit,
623 ... time information acquisition circuit,
624 ... Communication control circuit,
700 ... antenna element,
701 ... TDD-SW,
702 ... Low noise amplifier (LNA),
703 ... a mixer,
704 ... filter,
705 ... A / D converter,
706 ... FFT circuit,
707 ... reception weight multiplication circuit,
708 ... transmission weight multiplication circuit,
709 ... IFFT & GI giving circuit,
710 ... D / A converter,
711 ... a mixer,
712 ... filter,
713 ... High power amplifier,
714 ... TDD-SW,
721 ... an antenna element,
722 ... Low noise amplifier (LNA),
723 ... a mixer,
724 ... Filter,
725 ... A / D converter,
726 ... FFT circuit,
727 ... Receive weight multiplication circuit,
728 ... Transmission weight multiplication circuit,
729 ... IFFT & GI giving circuit,
730 ... D / A converter,
731 ... a mixer,
732 ... Filter,
733 ... High power amplifier,
740 ... transmission weight processing unit,
741 ... Local oscillator 742 ... Local oscillator 743 ... Communication control circuit,
781... Scheduling processing circuit,
811 ... transmission signal processing circuit,
812 ... Addition synthesis circuit,
813: IFFT & GI adding circuit,
814 ... D / A converter,
815 ... a local oscillator,
816 ... Mixer,
817: Filter,
818 ... High power amplifier,
819: Antenna element,
820 ... a communication control circuit,
821... First transmission signal processing circuit,
830 ... transmission weight processing unit,
831 ... Channel information acquisition circuit,
832 ... Channel information storage circuit,
833 ... Multi-user MIMO transmission weight calculation circuit,
851 ... Antenna element,
852 ... Low noise amplifier (LNA),
853: Local oscillator,
854 ... Mixer,
855 ... filter,
856 ... A / D converter,
857 ... FFT circuit,
858 ... Received signal processing circuit,
860 ... reception weight processing unit,
861... Channel information estimation circuit,
862 ... Multi-user MIMO reception weight calculation circuit,
881... Scheduling processing circuit
Claims (6)
前記第1の無線局装置は、
前記第2の無線局装置が送信した無線信号を前記複数の第1のアンテナ素子を介して受信し、前記複数の第1のアンテナ素子に対するアナログ受信信号に基づく信号をそれぞれサンプリングして複数系統のデジタルサンプリング信号で構成される受信デジタルサンプリング信号ベクトルを取得する信号受信手段と、
前記第2の無線局装置から送信された既知の信号に基づいて、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに乗算して1系統の信号系列を生成するための受信ウエイトベクトルを算出する受信ウエイト算出手段と、
前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに対してサンプリングデータごとに前記受信ウエイトベクトルを乗算して1系統の信号系列を取得する第1の受信信号処理手段と、
前記第1の受信信号処理手段で取得した信号を基に前記第2の無線局装置が送信した信号を再生する第2の受信信号処理手段と、
を備え、
前記受信ウエイト算出手段は、
それぞれの前記信号受信手段が取得する複数系統のデジタルサンプリング信号それぞれの中に含まれる前記既知の信号に対し、所定のサンプル数に渡りそれぞれの前記デジタルサンプリング信号間の相互相関値を算出し、前記相互相関値に基づいて前記第1の受信信号処理手段が利用する信号系列間の信号分離用の前記受信ウエイトベクトルを取得する、
無線通信システム。 A first radio station apparatus including a plurality of first antenna elements; a second radio station apparatus including one or more second antenna elements that perform radio communication with the first radio station apparatus; A wireless communication system comprising:
The first radio station apparatus is
A radio signal transmitted by the second radio station apparatus is received via the plurality of first antenna elements, and signals based on analog reception signals for the plurality of first antenna elements are sampled to obtain a plurality of systems. Signal receiving means for obtaining a received digital sampling signal vector composed of digital sampling signals;
Reception weight calculation means for calculating a reception weight vector for generating a single signal sequence by multiplying the received digital sampling signal vector based on a known signal transmitted from the second radio station apparatus;
First received signal processing means for obtaining one signal sequence by multiplying the received digital sampling signal vector by the received weight vector for each sampling data;
Second received signal processing means for reproducing the signal transmitted by the second radio station apparatus based on the signal acquired by the first received signal processing means;
Bei to give a,
The reception weight calculation means includes
For each of the known signals included in each of a plurality of digital sampling signals acquired by each of the signal receiving means, a cross-correlation value between the digital sampling signals over a predetermined number of samples is calculated, Obtaining the received weight vector for signal separation between signal sequences used by the first received signal processing means based on a cross-correlation value;
Wireless communication system.
前記第2の無線局装置に備えられる一つの前記第2のアンテナ素子ないしは指向性形成を行う複数の前記第2のアンテナ素子から送信された前記既知の信号を前記第1のアンテナ素子で受信し、前記第1のアンテナ素子それぞれにて受信された既知の受信信号にアナログ/デジタル変換を行うことでデジタルサンプリング信号を取得し、複数の前記第1のアンテナ素子ないしは前記第1のアンテナ素子を複数のグループに分けたアンテナグループのいずれかごとに基準アンテナ素子を設定し、所定のサンプル数に亘り前記基準アンテナ素子と他の前記第1のアンテナ素子との受信信号間の相関係数を算出し、算出した前記相関係数に基づいて前記第1のアンテナ素子それぞれの受信ウエイトを算出する、
請求項1に記載の無線通信システム。 The reception weight calculation means includes
The first antenna element receives the known signal transmitted from one second antenna element or a plurality of second antenna elements that perform directivity formation provided in the second radio station apparatus. A digital sampling signal is obtained by performing analog / digital conversion on a known received signal received by each of the first antenna elements, and a plurality of the first antenna elements or the first antenna elements are provided. A reference antenna element is set for each of the antenna groups divided into groups, and a correlation coefficient between the received signals of the reference antenna element and the other first antenna element is calculated over a predetermined number of samples. Calculating a reception weight of each of the first antenna elements based on the calculated correlation coefficient;
The wireless communication system according to claim 1.
前記第2の無線局装置に備えられる一つの前記第2のアンテナ素子ないしは指向性形成を行う複数の前記第2のアンテナ素子から送信された通信帯域内の一部の周波数成分で構成される前記既知の信号を受信し、前記第1のアンテナ素子それぞれにて受信された既知の受信信号から前記周波数成分のチャネル情報の取得を行い、複数の前記第1のアンテナ素子ないしは前記第1のアンテナ素子を複数のグループに分けたアンテナグループのいずれかごとに基準アンテナ素子を設定し、前記基準アンテナ素子に対して前記周波数成分のチャネル情報の相対値として相対チャネル情報を他の前記第1のアンテナ素子ごとに取得し、取得した前記相対チャネル情報の取得した周波数成分に亘る平均値の複素位相に基づいて、前記第1のアンテナ素子それぞれの受信ウエイトを算出する、
請求項1に記載の無線通信システム。 The reception weight calculation means includes
The second radio station apparatus provided with the second antenna element or a part of frequency components in a communication band transmitted from a plurality of the second antenna elements that perform directivity formation. A known signal is received, channel information of the frequency component is acquired from the known received signal received by each of the first antenna elements, and a plurality of the first antenna elements or the first antenna elements are obtained. A reference antenna element is set for each of the antenna groups divided into a plurality of groups, and relative channel information is set as the relative value of the channel information of the frequency component with respect to the reference antenna element. The first antenna element based on the complex phase of the average value over the acquired frequency component of the acquired relative channel information To calculate the reception weight of respectively,
The wireless communication system according to claim 1.
前記信号受信手段と前記受信ウエイト算出手段と前記第1の受信信号処理手段は、前記アンテナグループごとに個別に設けられ、
前記第2の受信信号処理手段は、それぞれの前記第1の受信信号処理手段が取得する各1系統の信号系列に基づき、前記第2の無線局装置が送信した複数系統の信号を再生する
請求項1から請求項3のいずれか一項に記載の無線通信システム。 In the first radio station apparatus, the plurality of first antenna elements are divided into a plurality of antenna groups,
The signal reception means, the reception weight calculation means, and the first reception signal processing means are individually provided for each antenna group,
The second received signal processing means reproduces a plurality of systems of signals transmitted by the second radio station apparatus based on each one system of signal series acquired by each of the first received signal processors. The radio | wireless communications system as described in any one of Claims 1-3.
前記端末局装置が送信した無線信号を前記複数の第1のアンテナ素子を介して受信し、前記複数の第1のアンテナ素子に対するアナログ受信信号に基づく信号をそれぞれサンプリングして複数系統のデジタルサンプリング信号で構成される受信デジタルサンプリング信号ベクトルを取得する信号受信手段と、
前記端末局装置から送信された既知の信号に基づいて、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに乗算して1系統の信号系列を生成するための受信ウエイトベクトルを算出する受信ウエイト算出手段と、
前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに対してサンプリングデータごとに前記受信ウエイトベクトルを乗算して1系統の信号系列を取得する第1の受信信号処理手段と、
前記第1の受信信号処理手段で取得した信号を基に前記端末局装置が送信した信号を再生する第2の受信信号処理手段と、
を備え、
前記受信ウエイト算出手段は、
それぞれの前記信号受信手段が取得する複数系統のデジタルサンプリング信号それぞれの中に含まれる前記既知の信号に対し、所定のサンプル数に渡りそれぞれの前記デジタルサンプリング信号間の相互相関値を算出し、前記相互相関値に基づいて前記第1の受信信号処理手段が利用する信号系列間の信号分離用の前記受信ウエイトベクトルを取得する、
基地局装置。 Base station apparatus in a wireless communication system comprising: a base station apparatus including a plurality of first antenna elements; and a terminal station apparatus including one or a plurality of second antenna elements that perform wireless communication with the base station apparatus. Because
A plurality of systems of digital sampling signals are received by receiving radio signals transmitted by the terminal station device through the plurality of first antenna elements, and sampling signals based on analog reception signals for the plurality of first antenna elements, respectively. Signal receiving means for obtaining a received digital sampling signal vector comprising:
Based on a known signal transmitted from the terminal station apparatus, a reception weight calculation means for calculating a reception weight vector for generating a single signal sequence by multiplying the reception digital sampling signal vector;
First received signal processing means for obtaining one signal sequence by multiplying the received digital sampling signal vector by the received weight vector for each sampling data;
Second received signal processing means for reproducing the signal transmitted by the terminal station device based on the signal acquired by the first received signal processing means;
Bei to give a,
The reception weight calculation means includes
For each of the known signals included in each of a plurality of digital sampling signals acquired by each of the signal receiving means, a cross-correlation value between the digital sampling signals over a predetermined number of samples is calculated, Obtaining the received weight vector for signal separation between signal sequences used by the first received signal processing means based on a cross-correlation value;
Base station device.
前記第1の無線局装置が、前記第2の無線局装置が送信した無線信号を前記複数の第1のアンテナ素子を介して受信し、前記複数の第1のアンテナ素子に対するアナログ受信信号に基づく信号をそれぞれサンプリングして複数系統のデジタルサンプリング信号で構成される受信デジタルサンプリング信号ベクトルを取得する信号受信ステップと、
前記第1の無線局装置が、前記第2の無線局装置から送信された既知の信号に基づいて、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに乗算して1系統の信号系列を生成するための受信ウエイトベクトルを算出する受信ウエイト算出ステップと、
前記第1の無線局装置が、前記受信デジタルサンプリング信号ベクトルに対してサンプリングデータごとに前記受信ウエイトベクトルを乗算して1系統の信号系列を取得する第1の受信信号処理ステップと、
前記第1の受信信号処理ステップにおいて取得した信号を基に前記第2の無線局装置が送信した信号を再生する第2の受信信号処理ステップと、
を有し、
前記受信ウエイト算出ステップでは、
前記信号受信ステップにて取得される複数系統のデジタルサンプリング信号それぞれの中に含まれる前記既知の信号に対し、所定のサンプル数に渡りそれぞれの前記デジタルサンプリング信号間の相互相関値を算出し、前記相互相関値に基づいて前記第1の受信信号処理ステップで利用する信号系列間の信号分離用の前記受信ウエイトベクトルを取得する、
無線通信方法。 A first radio station apparatus including a plurality of first antenna elements; a second radio station apparatus including one or more second antenna elements that perform radio communication with the first radio station apparatus; A wireless communication method in a wireless communication system comprising:
The first radio station apparatus receives a radio signal transmitted by the second radio station apparatus via the plurality of first antenna elements, and is based on an analog reception signal for the plurality of first antenna elements. A signal receiving step of sampling each signal to obtain a received digital sampling signal vector composed of a plurality of digital sampling signals;
A reception weight vector for the first radio station apparatus to generate a single signal sequence by multiplying the received digital sampling signal vector based on a known signal transmitted from the second radio station apparatus Receiving weight calculating step for calculating
A first received signal processing step in which the first radio station apparatus obtains a single signal sequence by multiplying the received digital sampling signal vector by the received weight vector for each sampling data;
A second received signal processing step of reproducing a signal transmitted by the second radio station apparatus based on the signal acquired in the first received signal processing step;
I have a,
In the reception weight calculation step,
For the known signal included in each of a plurality of digital sampling signals acquired in the signal receiving step, calculate a cross-correlation value between the digital sampling signals over a predetermined number of samples, Obtaining the received weight vector for signal separation between signal sequences used in the first received signal processing step based on a cross-correlation value;
Wireless communication method.
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