JP6436458B2 - Charging control device and charging device - Google Patents

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Description

本発明は、充電制御装置および当該充電制御装置を備えた充電装置に関する。   The present invention relates to a charging control device and a charging device including the charging control device.

従来から、定電流充電と定電圧充電とを切り替えて行う充電装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この充電装置は、定電流制御部と、定電圧制御部と、定電流制御部の出力または定電圧制御部の出力の小さい方を出力する最小値回路と、最小値回路の出力に基づいてパルス信号を出力するＰＷＭ制御部とを備えている。   Conventionally, charging devices that perform switching between constant current charging and constant voltage charging are known (see, for example, Patent Document 1). The charging device includes a constant current control unit, a constant voltage control unit, a minimum value circuit that outputs a smaller one of the output of the constant current control unit or the output of the constant voltage control unit, and a pulse based on the output of the minimum value circuit. And a PWM control unit for outputting a signal.

また、別の充電装置としては、スイッチ手段（例えば、ブリッジ接続されたＩＧＢＴ）を有するスイッチング回路と、一次側がスイッチング回路に接続されたトランスと、トランスの二次側に接続されたダイオードブリッジ回路とを備え、断続的に放電されるコンデンサに対して繰り返し充電を行うものがある。この充電装置は、コンデンサの充電電圧が予め設定された設定電圧であるときは、定電圧モードで動作する一方、コンデンサの充電電圧が低下した状態で充電を行っているときは、主に定電流モードで動作する。   Further, as another charging device, a switching circuit having switch means (for example, a bridge-connected IGBT), a transformer whose primary side is connected to the switching circuit, and a diode bridge circuit connected to the secondary side of the transformer, In some cases, a capacitor that is intermittently discharged is repeatedly charged. This charging device operates in the constant voltage mode when the charging voltage of the capacitor is a preset voltage, while the charging device mainly performs constant current when charging with the capacitor charging voltage lowered. Operate in mode.

図６に、この充電装置のスイッチング回路をパルス幅変調制御によって制御する充電制御装置１００Ｂを示す。充電制御装置１００Ｂは、誤差アンプ回路１０１Ｂと、パルス幅変調回路１０２とを備えている。   FIG. 6 shows a charging control device 100B that controls the switching circuit of the charging device by pulse width modulation control. The charge control device 100B includes an error amplifier circuit 101B and a pulse width modulation circuit 102.

誤差アンプ回路１０１Ｂは、反転増幅回路を構成するオペアンプからなる電流誤差アンプ１０３と、同様に反転増幅回路を構成するオペアンプからなる電圧誤差アンプ１０４と、最大値回路を構成するダイオード１０５、１０６とを備えている。   The error amplifier circuit 101B includes a current error amplifier 103 composed of an operational amplifier constituting an inverting amplifier circuit, a voltage error amplifier 104 composed of an operational amplifier similarly constituting an inverting amplifier circuit, and diodes 105 and 106 constituting a maximum value circuit. I have.

電流誤差アンプ１０３の反転入力端子には、充電装置の出力電流を測定した電流測定信号が、増幅率マイナス１倍の極性反転回路１０７および抵抗Ｒ１を介して入力されるとともに、直流電圧源からなる電流設定信号発生回路１０８で生成された電流設定信号（例えば、電流値４５Ａに対応する信号）が、抵抗Ｒ６を介して入力される。電流誤差アンプ１０３の出力端子には、ダイオード１０５のアノードが接続されている。ダイオード１０５のカソードは、抵抗Ｒ２を介して電流誤差アンプ１０３の反転入力端子に接続されるとともに、パルス幅変調回路１０２に接続されている。電流誤差アンプ１０３は、ダイオード１０５がオン状態の場合、電流測定信号および電流設定信号の差分に応じた第１差分信号を出力する。   A current measurement signal obtained by measuring the output current of the charging apparatus is input to the inverting input terminal of the current error amplifier 103 via the polarity inverting circuit 107 having a gain of minus 1 and the resistor R1, and is composed of a DC voltage source. A current setting signal generated by the current setting signal generation circuit 108 (for example, a signal corresponding to the current value 45A) is input via the resistor R6. The anode of the diode 105 is connected to the output terminal of the current error amplifier 103. The cathode of the diode 105 is connected to the inverting input terminal of the current error amplifier 103 via the resistor R2 and to the pulse width modulation circuit 102. The current error amplifier 103 outputs a first difference signal corresponding to the difference between the current measurement signal and the current setting signal when the diode 105 is in the on state.

電圧誤差アンプ１０４の反転入力端子には、コンデンサの充電電圧を測定した電圧測定信号が、増幅率マイナス１倍の極性反転回路１０９および抵抗Ｒ３を介して入力されるとともに、直流電圧源からなる電圧設定信号発生回路１１０で生成された電圧設定信号（例えば、電圧値１２９Ｖに対応する信号）が、抵抗Ｒ４を介して入力される。電圧誤差アンプ１０４の出力端子には、ダイオード１０６のアノードが接続されている。ダイオード１０６のカソードは、積分回路（直流ゲインおよび応答調整インピーダンス）１１１を介して電圧誤差アンプ１０４の反転入力端子に接続されるとともに、パルス幅変調回路１０２に接続されている。電圧誤差アンプ１０４は、ダイオード１０６がオン状態の場合、電圧測定信号および電圧設定信号の差分に応じた第２差分信号を出力する。   A voltage measurement signal obtained by measuring the charging voltage of the capacitor is input to the inverting input terminal of the voltage error amplifier 104 via the polarity inverting circuit 109 having a gain of minus 1 and the resistor R3, and a voltage composed of a DC voltage source. A voltage setting signal (for example, a signal corresponding to a voltage value of 129 V) generated by the setting signal generation circuit 110 is input via the resistor R4. The anode of the diode 106 is connected to the output terminal of the voltage error amplifier 104. The cathode of the diode 106 is connected to the inverting input terminal of the voltage error amplifier 104 via the integration circuit (DC gain and response adjustment impedance) 111 and to the pulse width modulation circuit 102. The voltage error amplifier 104 outputs a second difference signal corresponding to the difference between the voltage measurement signal and the voltage setting signal when the diode 106 is in the on state.

最大値回路を構成するダイオード１０５、１０６は、電流誤差アンプ１０３の出力（第１差分信号）と電圧誤差アンプ１０４の出力（第２差分信号）の大きい方を出力する。すなわち、第１差分信号が第２差分信号よりも大きい場合、最大値回路ではダイオード１０５がオン状態、ダイオード１０６がオフ状態となり、パルス幅変調回路１０２に第１差分信号が入力される。一方、第２差分信号が第１差分信号よりも大きい場合、最大値回路ではダイオード１０６がオン状態、ダイオード１０５がオフ状態となり、パルス幅変調回路１０２に第２差分信号が入力される。   The diodes 105 and 106 constituting the maximum value circuit output the larger one of the output of the current error amplifier 103 (first difference signal) and the output of the voltage error amplifier 104 (second difference signal). That is, when the first difference signal is larger than the second difference signal, the diode 105 is turned on and the diode 106 is turned off in the maximum value circuit, and the first difference signal is input to the pulse width modulation circuit 102. On the other hand, when the second differential signal is larger than the first differential signal, the diode 106 is turned on and the diode 105 is turned off in the maximum value circuit, and the second differential signal is input to the pulse width modulation circuit 102.

パルス幅変調回路１０２は、キャリア信号としてのこぎり波を生成する発振回路と、最大値回路の出力信号（第１差分信号または第２差分信号の大きい方）を抵抗で分圧してコントロール信号を生成する分圧回路と、のこぎり波とコントロール信号との大小比較を行うコンパレータと、のこぎり波がコントロール信号よりも大きいときに出力パルスを出力するパルス生成回路と、トグルフリップフロップを有し、パルス生成回路の出力パルスを位相が１８０°異なるＵ相のパルス信号とＶ相のパルス信号とに振り分けて出力する出力回路とを備えている。   The pulse width modulation circuit 102 divides the output signal (the larger one of the first difference signal and the second difference signal) of the oscillation circuit that generates a sawtooth wave as a carrier signal and the maximum value circuit with a resistor, and generates a control signal. A voltage dividing circuit, a comparator that compares the magnitude of a sawtooth wave with a control signal, a pulse generation circuit that outputs an output pulse when the sawtooth wave is larger than the control signal, and a toggle flip-flop, An output circuit that distributes the output pulses to a U-phase pulse signal and a V-phase pulse signal that are 180 degrees out of phase and outputs the divided output pulses.

コンデンサの充電電圧が設定電圧（例えば、１２９Ｖ）に達している場合、電流誤差アンプ１０３の反転入力端子に入力される電流測定信号はゼロになるため、電流誤差アンプ１０３の出力（第１差分信号）は、電流誤差アンプ１０３の動作領域を超えてマイナス側に振り切れた状態となる（図７（Ｃ）参照）。一方、電圧誤差アンプ１０４の反転入力端子に入力される電圧測定信号は電圧設定信号と釣り合うため、電圧誤差アンプ１０４の出力（第２差分信号）は、電圧誤差アンプ１０４の動作領域内に収まり、電圧誤差アンプ１０４は負帰還動作を行う。その結果、第２差分信号が第１差分信号よりも大きくなり、第２差分信号がパルス幅変調回路１０２に入力され、パルス幅変調回路１０２は第２差分信号に基づき動作する。具体的には、コンデンサの充電電圧が設定電圧に達している場合、出力電流は不要となり、パルス幅変調回路１０２はパルス信号を出力しない。このとき、充電装置は、定電圧モードで動作する。   When the charging voltage of the capacitor reaches a set voltage (for example, 129 V), the current measurement signal input to the inverting input terminal of the current error amplifier 103 becomes zero, so that the output of the current error amplifier 103 (first difference signal) ) Exceeds the operating region of the current error amplifier 103 and is swung to the minus side (see FIG. 7C). On the other hand, since the voltage measurement signal input to the inverting input terminal of the voltage error amplifier 104 is balanced with the voltage setting signal, the output of the voltage error amplifier 104 (second differential signal) falls within the operation region of the voltage error amplifier 104, The voltage error amplifier 104 performs a negative feedback operation. As a result, the second difference signal becomes larger than the first difference signal, the second difference signal is input to the pulse width modulation circuit 102, and the pulse width modulation circuit 102 operates based on the second difference signal. Specifically, when the charging voltage of the capacitor reaches the set voltage, the output current is unnecessary, and the pulse width modulation circuit 102 does not output a pulse signal. At this time, the charging device operates in the constant voltage mode.

また、コンデンサの充電電圧が低下した状態で充電装置が充電を行っている場合、電圧測定信号が小さくなり、電圧測定信号と電圧設定信号との差が大きくなるため、電圧誤差アンプ１０４の出力（第２差分信号）は、電圧誤差アンプ１０４の動作領域を超えてマイナス側に振り切れた状態となる。一方、電流測定信号は大きくなり、電流測定信号と電流設定信号が釣り合うため、電流誤差アンプ１０３の出力（第１差分信号）は、電流誤差アンプ１０３の動作領域内に収まり、電流誤差アンプ１０３は負帰還動作を行う。その結果、第１差分信号が第２差分信号よりも大きくなり、第１差分信号がパルス幅変調回路１０２に入力され、パルス幅変調回路１０２から第１差分信号に基づくパルス信号が出力される。このとき、充電装置は、定電流モードで動作する。   Further, when the charging device is charging in a state where the charging voltage of the capacitor is lowered, the voltage measurement signal becomes small and the difference between the voltage measurement signal and the voltage setting signal becomes large. The second differential signal) is in a state where it has been swung to the minus side beyond the operating range of the voltage error amplifier 104. On the other hand, since the current measurement signal becomes large and the current measurement signal and the current setting signal are balanced, the output (first difference signal) of the current error amplifier 103 is within the operation region of the current error amplifier 103, and the current error amplifier 103 is Perform negative feedback operation. As a result, the first differential signal becomes larger than the second differential signal, the first differential signal is input to the pulse width modulation circuit 102, and the pulse signal based on the first differential signal is output from the pulse width modulation circuit 102. At this time, the charging device operates in a constant current mode.

特開２００３−１８９４９７号公報JP 2003-189497 A

図７（Ａ）にコンデンサの充電電圧の時間変化を示し、図７（Ｂ）に出力電流の時間変化を示し、図７（Ｃ）に各信号の時間変化を示す。なお、図７（Ｂ）において、出力電流の太くなっているのは、出力電流が脈流になっているためであり、図７（Ｃ）において、第２差分信号が太くなっているのは、第２差分信号が脈流になっているためである（図４（Ｂ）および（Ｃ）も同様とする）。   FIG. 7A shows the time change of the charging voltage of the capacitor, FIG. 7B shows the time change of the output current, and FIG. 7C shows the time change of each signal. In FIG. 7B, the output current is thick because the output current is pulsating. In FIG. 7C, the second differential signal is thick. This is because the second differential signal is a pulsating flow (the same applies to FIGS. 4B and 4C).

図７に示すように、時間ｔ１１においてコントロール信号とキャリア信号（のこぎり波）の波高値との大小関係が逆転すると、充電装置が定電圧モードによる充電を開始するので、電流誤差アンプ１０３の反転入力端子に電流測定信号が入力される。これにより電流誤差アンプ１０３の反転入力端子の電圧がゼロからマイナス側に移行して、マイナス側に振り切れていた電流誤差アンプ１０３の出力は、移行時点の電圧誤差アンプ１０４の出力値を目標値として上昇する。そして、時間ｔ１２において電流誤差アンプ１０３の出力が当該目標値に到達し、第１差分信号と第２差分信号の大小関係が逆転すると、充電装置の動作モードが定電圧モードから定電流モードに切り替わる。   As shown in FIG. 7, when the magnitude relationship between the control signal and the peak value of the carrier signal (sawtooth wave) is reversed at time t11, the charging device starts charging in the constant voltage mode. A current measurement signal is input to the terminal. As a result, the voltage at the inverting input terminal of the current error amplifier 103 shifts from zero to the minus side, and the output of the current error amplifier 103 that has been swung to the minus side has the output value of the voltage error amplifier 104 at the time of transition as the target value. To rise. When the output of the current error amplifier 103 reaches the target value at time t12 and the magnitude relationship between the first differential signal and the second differential signal is reversed, the operation mode of the charging device is switched from the constant voltage mode to the constant current mode. .

ところで、電流誤差アンプ１０３の出力上昇勾配はスルーレートで制限されるため、電流誤差アンプ１０３の動作に遅延時間が生まれる。すなわち、電流誤差アンプ１０３の出力が目標値に到達したときには、電圧誤差アンプ１０４の出力値は目標値よりも低下している。このため、電流誤差アンプ１０３の出力と電圧誤差アンプ１０４の出力との切り替わり点で段差が生じてしまい、その結果、パルス幅変調回路１０２で生成されるコントロール信号にも段差が生じてしまう。   Incidentally, since the output rising gradient of the current error amplifier 103 is limited by the slew rate, a delay time is generated in the operation of the current error amplifier 103. That is, when the output of the current error amplifier 103 reaches the target value, the output value of the voltage error amplifier 104 is lower than the target value. For this reason, a step is generated at the switching point between the output of the current error amplifier 103 and the output of the voltage error amplifier 104, and as a result, a step is also generated in the control signal generated by the pulse width modulation circuit 102.

コントロール信号に段差が生じ、かつ段差の傾きがのこぎり波の傾きとほぼ同じである場合、図８に示すように、のこぎり波とコントロール信号の大小関係がのこぎり波１周期内で複数回入れ替わってしまう。パルス幅変調回路１０２は、のこぎり波とコントロール信号の大小関係に応じてパルス信号を出力するので、のこぎり波とコントロール信号の大小関係がのこぎり波１周期内で複数回入れ替わると、のこぎり波１周期内で複数のパルス信号を出力してしまう。すなわち、連続ゲートが発生してしまう。   When a step is generated in the control signal and the inclination of the step is almost the same as the inclination of the sawtooth wave, the magnitude relationship between the sawtooth wave and the control signal is switched a plurality of times within one period of the sawtooth wave as shown in FIG. . Since the pulse width modulation circuit 102 outputs a pulse signal in accordance with the magnitude relationship between the sawtooth wave and the control signal, if the magnitude relationship between the sawtooth wave and the control signal is switched several times within one period of the sawtooth wave, it will be within one period of the sawtooth wave. Will output a plurality of pulse signals. That is, a continuous gate is generated.

その結果、充電装置では、スイッチング回路のスイッチ手段のオン／オフが短時間で入れ替わり、スイッチング回路の出力電圧極性が短時間で入れ替わる。スイッチング回路の出力電圧は、トランスを介してダイオードブリッジ回路に入力されるので、ダイオードブリッジ回路では、ダイオードのオン／オフが短時間で入れ替わり、ダイオードに逆回復によるスパイク電圧が発生する。逆回復によるスパイク電圧は、ダイオードの通常動作時に発生するスパイク電圧に重畳される。重畳されたスパイク電圧がダイオードの許容逆電圧を超えると、ダイオードは破損に至り故障してしまう。すなわち、従来の充電制御装置１００Ｂでは、充電装置の動作モードが定電圧モードから定電流モードに切り替わる際に、充電装置を故障させるおそれがあった。   As a result, in the charging device, on / off of the switching means of the switching circuit is switched in a short time, and the output voltage polarity of the switching circuit is switched in a short time. Since the output voltage of the switching circuit is input to the diode bridge circuit via the transformer, the diode bridge circuit switches on / off of the diode in a short time, and a spike voltage is generated in the diode due to reverse recovery. The spike voltage due to reverse recovery is superimposed on the spike voltage generated during normal operation of the diode. When the superimposed spike voltage exceeds the allowable reverse voltage of the diode, the diode is damaged and fails. That is, in the conventional charging control device 100B, there is a risk that the charging device may fail when the operation mode of the charging device is switched from the constant voltage mode to the constant current mode.

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、充電装置の動作モードが定電圧モードから定電流モードに切り替わる際に発生する故障を防止することが可能な充電制御装置、および当該充電制御装置を備えた充電装置を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is charging that can prevent a failure that occurs when the operation mode of the charging device is switched from the constant voltage mode to the constant current mode. It is providing the control apparatus and the charging device provided with the said charge control apparatus.

上記課題を解決するために、本発明に係る充電制御装置は、
蓄電手段に対して定電流モードによる充電および定電圧モードによる充電を行う充電装置を、パルス幅変調制御によって制御する充電制御装置であって、
充電装置の出力電流を測定した電流測定信号および予め設定された電流設定信号が入力される入力端子を備え、出力端子から電流測定信号および電流設定信号の差分に応じた第１差分信号を出力する電流誤差アンプと、
蓄電手段の充電電圧を測定した電圧測定信号および予め設定された電圧設定信号が入力される入力端子を備え、出力端子から電圧測定信号および電圧設定信号の差分に応じた第２差分信号を出力する電圧誤差アンプと、
第１差分信号と第２差分信号との大小関係に応じて、第１差分信号または第２差分信号のいずれか一方を出力する選択回路と、
選択回路の出力信号に基づいて生成したコントロール信号と所定のキャリア信号との大小比較を行い、コントロール信号とキャリア信号の波高値との大小関係が逆転した時点以降に、大小比較の結果に応じて生成したパルス信号を出力するパルス幅変調回路と、
選択回路の出力側と電流誤差アンプの入力端子との間に接続された帰還回路と、を備え、
帰還回路が、選択回路から出力された第２差分信号に対して微分動作を行うことにより、コントロール信号とキャリア信号の波高値との大小関係が逆転する前に、第１差分信号と第２差分信号との大小関係を逆転させ、充電装置に定電流モードによる充電を開始させることを特徴とする。 In order to solve the above problems, a charge control device according to the present invention provides:
A charging control device that controls charging by charging in a constant current mode and charging in a constant voltage mode for a power storage means by pulse width modulation control,
An input terminal for inputting a current measurement signal for measuring the output current of the charging device and a preset current setting signal is provided, and a first difference signal corresponding to the difference between the current measurement signal and the current setting signal is output from the output terminal. A current error amplifier;
An input terminal to which a voltage measurement signal obtained by measuring the charging voltage of the power storage means and a preset voltage setting signal is input, and a second differential signal corresponding to the difference between the voltage measurement signal and the voltage setting signal is output from the output terminal. A voltage error amplifier;
A selection circuit that outputs either the first difference signal or the second difference signal according to the magnitude relationship between the first difference signal and the second difference signal;
The control signal generated based on the output signal of the selection circuit is compared in magnitude with the predetermined carrier signal, and the magnitude comparison between the control signal and the peak value of the carrier signal is reversed, depending on the result of the magnitude comparison. A pulse width modulation circuit for outputting the generated pulse signal;
A feedback circuit connected between the output side of the selection circuit and the input terminal of the current error amplifier,
The feedback circuit performs a differentiation operation on the second difference signal output from the selection circuit, so that the magnitude relationship between the peak value of the control signal and the carrier signal is reversed before the first difference signal and the second difference signal are reversed. The magnitude relationship with the signal is reversed, and the charging device is caused to start charging in a constant current mode.

この構成によれば、コントロール信号とキャリア信号の波高値との大小関係が逆転する前に、コントロール電圧に段差が生じるので、キャリア信号とコントロール信号との大小関係がキャリア信号１周期内で複数回入れ替わることにより連続ゲートが発生してしまうのを回避することができる。したがって、この構成によれば、充電装置の動作モードが定電圧モードから定電流モードに切り替わる際に発生する故障を防止することができる。   According to this configuration, a step is generated in the control voltage before the magnitude relationship between the control signal and the peak value of the carrier signal is reversed. Therefore, the magnitude relationship between the carrier signal and the control signal is changed a plurality of times within one cycle of the carrier signal. It is possible to avoid the occurrence of a continuous gate due to the replacement. Therefore, according to this configuration, it is possible to prevent a failure that occurs when the operation mode of the charging device is switched from the constant voltage mode to the constant current mode.

上記充電制御装置の帰還回路は、例えば、コンデンサと抵抗とを直列接続した素子またはコンデンサ素子であってもよい。   The feedback circuit of the charge control device may be, for example, an element in which a capacitor and a resistor are connected in series or a capacitor element.

上記充電制御装置は、電圧誤差アンプの入力端子に接続されたストップ回路をさらに備え、
ストップ回路は、蓄電手段の放電が行われている間、電圧誤差アンプの出力が振り切れるように電圧誤差アンプの入力端子に電圧信号を入力する一方、蓄電手段の放電が終了した後に、電圧信号の入力を解除することが好ましい。 The charge control device further includes a stop circuit connected to the input terminal of the voltage error amplifier,
The stop circuit inputs a voltage signal to the input terminal of the voltage error amplifier so that the output of the voltage error amplifier can be fully shaken while the storage means is being discharged. It is preferable to cancel the input.

この構成によれば、電圧信号の入力を解除した後の電圧誤差アンプの出力勾配が急峻になるので、帰還回路の微分動作による効果を大きくすることができる。したがって、この構成によれば、より確実に、コントロール信号とキャリア信号の波高値との大小関係が逆転する前に第１差分信号と第２差分信号との大小関係を逆転させることができる。   According to this configuration, the output gradient of the voltage error amplifier after releasing the input of the voltage signal becomes steep, so that the effect of the differential operation of the feedback circuit can be increased. Therefore, according to this configuration, the magnitude relationship between the first difference signal and the second difference signal can be reversed more reliably before the magnitude relationship between the control signal and the peak value of the carrier signal is reversed.

上記充電制御装置のストップ回路は、例えば、
直流電圧源と、
直流電圧源に直列接続された、第１抵抗および第１スイッチの並列回路と、
一端が並列回路に接続され、他端が電圧誤差アンプの入力端子に接続された第２抵抗と、を有し、
第１スイッチは、蓄電手段の放電が行われている間に閉状態となる一方、蓄電手段の放電が終了した後に開状態となるよう構成できる。 The stop circuit of the charge control device is, for example,
A DC voltage source;
A parallel circuit of a first resistor and a first switch connected in series to a DC voltage source;
A second resistor having one end connected to the parallel circuit and the other end connected to the input terminal of the voltage error amplifier;
The first switch can be configured to be closed while the power storage means is being discharged, and to be opened after the power storage means has been discharged.

上記充電制御装置では、電流設定信号の電流値は、
電流測定信号の電流値がゼロの場合、出力電流の定格値よりも小さくなり、
電流測定信号の電流値がゼロよりも大きく、かつ定格値よりも小さい第１電流値以下の場合、電流測定信号の電流値が第１電流値のときに定格値となるように、電流測定信号の電流値に比例して増加し、
電流測定信号の電流値が第１電流値よりも大きい場合、定格値となることが好ましい。 In the charging control device, the current value of the current setting signal is
If the current value of the current measurement signal is zero, it will be smaller than the rated value of the output current,
When the current value of the current measurement signal is greater than zero and less than or equal to the first current value smaller than the rated value, the current measurement signal is set so that the current value of the current measurement signal becomes the rated value when the current value is the first current value. Increases in proportion to the current value of
When the current value of the current measurement signal is larger than the first current value, the rated value is preferable.

この構成によれば、定電圧モード時における電流誤差アンプの出力（第１差分信号）の振り切れ量を減らし、電流測定信号と電流設定信号とが釣り合う状態になるまでの時間を短縮させることができる。すなわち、この構成によれば、第１差分信号と第２差分信号との大小関係が逆転するまで時間を短縮させることができる。したがって、この構成によれば、より確実に、コントロール信号とキャリア信号の波高値との大小関係が逆転する前に第１差分信号と第２差分信号との大小関係を逆転させることができる。   According to this configuration, the amount of fluctuation of the output of the current error amplifier (first difference signal) in the constant voltage mode can be reduced, and the time until the current measurement signal and the current setting signal are balanced can be shortened. . That is, according to this configuration, the time can be shortened until the magnitude relationship between the first difference signal and the second difference signal is reversed. Therefore, according to this configuration, the magnitude relationship between the first difference signal and the second difference signal can be reversed more reliably before the magnitude relationship between the control signal and the peak value of the carrier signal is reversed.

上記課題を解決するために、本発明に係る充電装置は、
上記いずれかの充電制御装置を備え、蓄電手段に対して定電流モードによる充電および定電圧モードによる充電を行う充電装置であって、
充電制御装置の制御下でスイッチング動作を行うスイッチング回路と、
一次側がスイッチング回路に接続されたトランスと、
トランスの二次側に接続されたダイオードブリッジ回路と、を備えたことを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, a charging device according to the present invention includes:
A charging device comprising any one of the above-described charging control devices, charging the power storage means in a constant current mode and charging in a constant voltage mode,
A switching circuit that performs a switching operation under the control of the charge control device;
A transformer whose primary side is connected to a switching circuit;
And a diode bridge circuit connected to the secondary side of the transformer.

この構成によれば、コントロール信号とキャリア信号の波高値との大小関係が逆転する前に、コントロール電圧に段差が生じるので、キャリア信号とコントロール信号との大小関係がキャリア信号１周期内で複数回入れ替わることにより連続ゲートが発生してしまうのを回避することができる。したがって、この構成によれば、動作モードが定電圧モードから定電流モードに切り替わる際に発生する故障、特にダイオードブリッジ回路の故障を防止することができる。   According to this configuration, a step is generated in the control voltage before the magnitude relationship between the control signal and the peak value of the carrier signal is reversed. Therefore, the magnitude relationship between the carrier signal and the control signal is changed a plurality of times within one cycle of the carrier signal. It is possible to avoid the occurrence of a continuous gate due to the replacement. Therefore, according to this configuration, it is possible to prevent a failure that occurs when the operation mode is switched from the constant voltage mode to the constant current mode, particularly a failure of the diode bridge circuit.

本発明によれば、充電装置の動作モードが定電圧モードから定電流モードに切り替わる際に発生する故障を防止することが可能な充電制御装置、および当該充電制御装置を備えた充電装置を提供することができる。   According to the present invention, there is provided a charging control device capable of preventing a failure that occurs when the operation mode of the charging device is switched from the constant voltage mode to the constant current mode, and a charging device including the charging control device. be able to.

本発明に係る充電装置の回路図である。It is a circuit diagram of the charging device which concerns on this invention. 本発明に係る充電制御装置の回路図である。It is a circuit diagram of the charge control apparatus which concerns on this invention. 本発明における電流設定信号と電流測定信号との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the electric current setting signal in this invention, and an electric current measurement signal. （Ａ）は、コンデンサの充電電圧の時間変化を示す図である。（Ｂ）は、本発明に係る充電装置の出力電流の時間変化を示す図である。（Ｃ）は、本発明における第１差分信号、第２差分信号、コントロール信号およびキャリア信号の波高値の時間変化を示す図である。(A) is a figure which shows the time change of the charging voltage of a capacitor | condenser. (B) is a figure which shows the time change of the output current of the charging device which concerns on this invention. (C) is a figure which shows the time change of the peak value of the 1st difference signal in this invention, a 2nd difference signal, a control signal, and a carrier signal. 本発明におけるコントロール信号の段差、キャリア信号、およびパルス信号の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship of the level | step difference of a control signal, a carrier signal, and a pulse signal in this invention. 従来の充電制御装置の回路図である。It is a circuit diagram of the conventional charge control apparatus. （Ａ）は、コンデンサの充電電圧の時間変化を示す図である。（Ｂ）は、従来の充電装置の出力電流の時間変化を示す図である。（Ｃ）は、従来の充電制御装置における第１差分信号、第２差分信号、コントロール信号およびキャリア信号の波高値の時間変化を示す図である。(A) is a figure which shows the time change of the charging voltage of a capacitor | condenser. (B) is a figure which shows the time change of the output current of the conventional charging device. (C) is a figure which shows the time change of the peak value of the 1st difference signal in a conventional charge control apparatus, a 2nd difference signal, a control signal, and a carrier signal. 従来の充電制御装置におけるコントロール信号の段差、キャリア信号、およびパルス信号の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship of the level | step difference of a control signal, a carrier signal, and a pulse signal in the conventional charge control apparatus.

以下、添付図面を参照して、本発明に係る充電制御装置、および当該充電制御装置を備えた充電装置の実施形態について説明する。   Hereinafter, with reference to an accompanying drawing, an embodiment of a charge control device concerning the present invention and a charge device provided with the charge control device is described.

［充電装置］
図１に、本発明の一実施形態に係る充電装置１を示す。充電装置１は、入力端Ｔ１、Ｔ１’に入力された直流の入力電圧に基づいて直流の出力電圧を生成し、当該出力電圧を出力端Ｔ２、Ｔ２’に接続されたコンデンサ（本発明の「蓄電手段」に相当）２に供給する。コンデンサ２には、コンデンサ２を断続的に放電させてパルス状の電流を取り出す負荷回路３が接続されている。充電装置１は、分圧回路Ｒ１１、Ｒ１２で分圧したコンデンサ２の充電電圧を監視しつつ、放電により低下したコンデンサ２の充電電圧が再び設定電圧（本実施形態では、１２９Ｖ）になるように、コンデンサ２を繰り返し充電する。 [Charging device]
FIG. 1 shows a charging device 1 according to an embodiment of the present invention. The charging device 1 generates a DC output voltage based on a DC input voltage input to the input terminals T1 and T1 ′, and the output voltage is connected to a capacitor connected to the output terminals T2 and T2 ′ (“ Corresponding to “electric storage means”). The capacitor 2 is connected to a load circuit 3 that intermittently discharges the capacitor 2 and extracts a pulsed current. The charging device 1 monitors the charging voltage of the capacitor 2 divided by the voltage dividing circuits R11 and R12 so that the charging voltage of the capacitor 2 reduced by discharging becomes the set voltage (129 V in this embodiment) again. The capacitor 2 is repeatedly charged.

充電装置１は、スイッチング回路１０と、一次側がスイッチング回路１０に接続されたトランス２０と、ブリッジ接続されたダイオード３１〜３４を有し、トランス２０の二次側に接続されたダイオードブリッジ回路３０と、出力電流を測定する電流測定手段４０と、コンデンサ２の充電電圧を測定する電圧測定手段５０と、本発明の一実施形態に係る充電制御装置１００Ａとを備えている。   The charging device 1 includes a switching circuit 10, a transformer 20 whose primary side is connected to the switching circuit 10, and diodes 31 to 34 that are bridge-connected, and a diode bridge circuit 30 that is connected to the secondary side of the transformer 20, The current measuring means 40 for measuring the output current, the voltage measuring means 50 for measuring the charging voltage of the capacitor 2, and the charging control device 100A according to one embodiment of the present invention are provided.

スイッチング回路１０は、ブリッジ接続されたスイッチ手段（本実施形態では、ＩＧＢＴ）１１〜１４を有する。スイッチ手段１１〜１４の各制御端子、すなわち、ＩＧＢＴ１１〜１４の各ゲートには、ＩＧＢＴ１１〜１４をスイッチング動作させるための駆動回路が接続されている。ＩＧＢＴ１１、１４のゲート（ゲートＵ）に接続された駆動回路には、充電制御装置１００ＡからＵ相のパルス信号が入力される。ＩＧＢＴ１２、１３のゲート（ゲートＶ）には、充電制御装置１００ＡからＶ相のパルス信号が入力される。Ｕ相とＶ相は、位相が１８０°異なる。   The switching circuit 10 includes switch means (in the present embodiment, IGBTs) 11 to 14 that are bridge-connected. A drive circuit for switching the IGBTs 11 to 14 is connected to each control terminal of the switch means 11 to 14, that is, each gate of the IGBTs 11 to 14. The drive circuit connected to the gates (gates U) of the IGBTs 11 and 14 receives a U-phase pulse signal from the charge control device 100A. A V-phase pulse signal is input to the gates (gates V) of the IGBTs 12 and 13 from the charge control device 100A. The U phase and the V phase differ in phase by 180 °.

Ｕ相およびＶ相のパルス信号に応じたデューティ比でＩＧＢＴ１１〜１４がスイッチング動作を行うことにより、充電装置１は、コンデンサ２に対して定電流モードによる充電および定電圧モードによる充電を行うことができる。   When the IGBTs 11 to 14 perform the switching operation with the duty ratios according to the U-phase and V-phase pulse signals, the charging device 1 can charge the capacitor 2 in the constant current mode and the constant voltage mode. it can.

［充電制御装置］
図２に、充電制御装置１００Ａの回路図を示す。なお、図２に示されている各構成要素のうち、図６と同一の符号を付した構成要素については従来技術で説明したものと同様なので、ここでは説明を一部省略する。 [Charge control device]
FIG. 2 shows a circuit diagram of the charging control apparatus 100A. Note that, among the components shown in FIG. 2, the components given the same reference numerals as those in FIG. 6 are the same as those described in the related art, and thus the description thereof is partially omitted here.

充電制御装置１００Ａは、誤差アンプ回路１０１Ａと、パルス幅変調回路１０２とを備えている。誤差アンプ回路１０１Ａは、帰還回路１２０、ストップ回路１３０および電流設定信号発生回路１４０を備えている点において、図６に示す従来の誤差アンプ回路１０１Ｂと大きく異なる。   The charging control apparatus 100A includes an error amplifier circuit 101A and a pulse width modulation circuit 102. The error amplifier circuit 101A is greatly different from the conventional error amplifier circuit 101B shown in FIG. 6 in that it includes a feedback circuit 120, a stop circuit 130, and a current setting signal generation circuit 140.

帰還回路１２０は、コンデンサ１２１と抵抗１２２とを直列接続した素子からなる。帰還回路１２０は、ダイオード１０５のカソードと電流誤差アンプ１０３の反転入力端子とを接続する配線に介装され、電流誤差アンプ１０３の負帰還を構成する。帰還回路１２０は、第１差分信号に対しては積分動作を行い、第２差分信号に対しては微分動作を行う。   The feedback circuit 120 includes an element in which a capacitor 121 and a resistor 122 are connected in series. The feedback circuit 120 is interposed in a wiring connecting the cathode of the diode 105 and the inverting input terminal of the current error amplifier 103, and constitutes a negative feedback of the current error amplifier 103. The feedback circuit 120 performs an integration operation on the first difference signal and performs a differentiation operation on the second difference signal.

帰還回路１２０は、ダイオード１０６がオン状態で、かつダイオード１０５がオフ状態の場合、電圧誤差アンプ１０４の出力（第２差分信号）が低下している間、微分動作により電流誤差アンプ１０３の反転入力端子の電圧を押し下げる効果を有する。すなわち、帰還回路１２０は、微分動作により、電流誤差アンプ１０３の反転入力端子に電流測定信号を入力するのと等価の効果を有する。このため、電流誤差アンプ１０３の出力（第１差分信号）は、反転入力端子に電流測定信号が入力される前、換言すれば、充電装置１から出力電流が出力される前に上昇し始める。   When the diode 106 is in the on state and the diode 105 is in the off state, the feedback circuit 120 performs the inverting input of the current error amplifier 103 by the differential operation while the output (second differential signal) of the voltage error amplifier 104 is decreasing. It has the effect of pushing down the terminal voltage. That is, the feedback circuit 120 has an effect equivalent to inputting a current measurement signal to the inverting input terminal of the current error amplifier 103 by a differentiation operation. For this reason, the output (first differential signal) of the current error amplifier 103 starts to rise before the current measurement signal is input to the inverting input terminal, in other words, before the output current is output from the charging device 1.

ストップ回路１３０は、電圧誤差アンプ１０４の反転入力端子に接続されている。ストップ回路１３０は、負電圧を出力する直流電圧源１３１と、直流電圧源１３１に直列接続された、第１抵抗１３２および第１スイッチ１３３の並列回路と、一端が並列回路に接続され、他端が電圧誤差アンプ１０４の反転入力端子に接続された第２抵抗１３４とを有する。   The stop circuit 130 is connected to the inverting input terminal of the voltage error amplifier 104. The stop circuit 130 includes a DC voltage source 131 that outputs a negative voltage, a parallel circuit of the first resistor 132 and the first switch 133 connected in series to the DC voltage source 131, one end connected to the parallel circuit, and the other end. Has a second resistor 134 connected to the inverting input terminal of the voltage error amplifier 104.

第１スイッチ１３３は、ストップ信号が入力されている場合、閉状態（オン状態）になる一方、ストップ信号が入力されていない場合、開状態（オフ状態）になる。本実施形態では、コンデンサ２の放電が行われる直前にストップ信号が入力され、コンデンサ２の放電終了後にストップ信号が解除される（図４（Ｃ）参照）。また、本実施形態では、充電制御装置１００Ａの外部からストップ信号を入力しているが、充電制御装置１００Ａ内にストップ信号生成回路を設け、当該ストップ信号生成回路からコンデンサ２の放電に同期させてストップ信号を入力してもよい。   The first switch 133 is in a closed state (on state) when a stop signal is input, and is in an open state (off state) when no stop signal is input. In the present embodiment, a stop signal is input immediately before the capacitor 2 is discharged, and the stop signal is canceled after the capacitor 2 is discharged (see FIG. 4C). In this embodiment, a stop signal is input from the outside of the charge control device 100A. However, a stop signal generation circuit is provided in the charge control device 100A, and the stop signal generation circuit synchronizes with the discharge of the capacitor 2 from the stop signal generation circuit. A stop signal may be input.

第２抵抗１３４は、ストップ信号が入力されている場合、すなわち第１抵抗１３２が第１スイッチ１３３により短絡されている場合に、電圧測定信号および電圧設定信号の電圧値にかかわらず電圧誤差アンプ１０４の出力（第２差分信号）がプラス側に振り切れるように、抵抗値が設定されている。   When the stop signal is input, that is, when the first resistor 132 is short-circuited by the first switch 133, the second resistor 134 is the voltage error amplifier 104 regardless of the voltage values of the voltage measurement signal and the voltage setting signal. The resistance value is set so that the output (second differential signal) of the signal is completely shifted to the plus side.

第１抵抗１３２は、ストップ信号が入力されていない場合、すなわち第１抵抗１３２が第１スイッチ１３３により短絡されていない場合に、直流電圧源１３１が電圧誤差アンプ１０４へ及ぼす影響を無視できるように、高い抵抗値が設定されている。   The first resistor 132 can ignore the influence of the DC voltage source 131 on the voltage error amplifier 104 when the stop signal is not input, that is, when the first resistor 132 is not short-circuited by the first switch 133. High resistance value is set.

ストップ回路１３０は、ストップ信号が入力されている間に、電圧誤差アンプ１０４の反転入力端子にマイナス電圧の電圧信号を供給し、電圧誤差アンプ１０４の出力（第２差分信号）をプラス側に振り切らせることで、ストップ信号の入力が解除された後の電圧誤差アンプ１０４の出力勾配を急峻にする効果を有する。電圧誤差アンプ１０４の出力勾配が急峻になると、帰還回路１２０による微分動作の効果が高まる。   While the stop signal is input, the stop circuit 130 supplies a negative voltage signal to the inverting input terminal of the voltage error amplifier 104, and swings the output (second differential signal) of the voltage error amplifier 104 to the positive side. This has the effect of steepening the output gradient of the voltage error amplifier 104 after the stop signal input is canceled. When the output gradient of the voltage error amplifier 104 becomes steep, the effect of the differential operation by the feedback circuit 120 increases.

電流設定信号発生回路１４０は、直流電圧源１４１と、増幅率マイナス１倍の極性反転回路１４２とを有する。直流電圧源１４１から供給される電圧信号を電流測定信号に応じて変化させたものが、電流設定信号になる。具体的には図３に示すように、電流設定信号の電流値は、電流測定信号の電流値がゼロの場合、出力電流の定格値（本実施形態では、４５Ａ）よりも小さい１５Ａとなり、電流測定信号の電流値がゼロよりも大きく、かつ第１電流値（本実施形態では、２２Ａ）以下の場合、電流測定信号の電流値に比例して増加する値となり、電流測定信号の電流値が第１電流値よりも大きい場合、４５Ａとなる。なお、電流測定信号の電流値がゼロの場合における電流設定信号の電流値（１５Ａ）、および第１電流値（２２Ａ）は、適宜変更することができる。   The current setting signal generation circuit 140 includes a DC voltage source 141 and a polarity inversion circuit 142 having an amplification factor minus 1. A current setting signal is obtained by changing the voltage signal supplied from the DC voltage source 141 according to the current measurement signal. Specifically, as shown in FIG. 3, when the current value of the current measurement signal is zero, the current value of the current setting signal is 15 A, which is smaller than the rated value of the output current (45A in the present embodiment). When the current value of the measurement signal is greater than zero and less than or equal to the first current value (22A in this embodiment), the value increases in proportion to the current value of the current measurement signal, and the current value of the current measurement signal is When it is larger than the first current value, it becomes 45A. Note that the current value (15A) and the first current value (22A) of the current setting signal when the current value of the current measurement signal is zero can be changed as appropriate.

上述したように、電流設定信号発生回路１４０では、電流測定信号の電流値が第１電流値よりも小さいときに、電流設定信号の電流値が出力電流の定格値（４５Ａ）よりも小さくなる。このため、電流設定信号発生回路１４０は、定電圧モード時における電流誤差アンプ１０３の出力（第１差分信号）の振り切れ量を減らし、電流測定信号と電流設定信号とが釣り合う状態になるまでの時間を短縮させる効果を有する。   As described above, in the current setting signal generation circuit 140, when the current value of the current measurement signal is smaller than the first current value, the current value of the current setting signal becomes smaller than the rated value (45A) of the output current. For this reason, the current setting signal generation circuit 140 reduces the amount of fluctuation of the output (first difference signal) of the current error amplifier 103 in the constant voltage mode, and the time until the current measurement signal and the current setting signal are balanced. Has the effect of shortening.

次に、充電制御装置１００Ａの動作について説明する。   Next, the operation of the charging control apparatus 100A will be described.

図４に示すように、コンデンサ２の充電電圧が設定電圧（１２９Ｖ）に達している場合、負荷回路３に放電指令が入力されると、ストップ回路１３０にストップ信号が入力される。次いで、負荷回路３によりコンデンサ２の放電が約１ｍｓ間行われ、放電が終了した後にストップ信号の入力が解除される。   As shown in FIG. 4, when the charging voltage of the capacitor 2 has reached the set voltage (129 V), when a discharge command is input to the load circuit 3, a stop signal is input to the stop circuit 130. Next, the load circuit 3 discharges the capacitor 2 for about 1 ms, and the input of the stop signal is canceled after the discharge is completed.

電圧誤差アンプ１０４の出力（第２差分信号）は、ストップ回路１３０にストップ信号が入力されている間、プラス側に振り切れる。ストップ信号の入力が解除されると、電圧誤差アンプ１０４の出力は、電圧測定信号と電圧設定信号が釣り合う状態になるように、ストップ回路１３０のない従来の充電制御装置１００Ｂよりも急峻な勾配で低下していく。   The output (second difference signal) of the voltage error amplifier 104 is swung to the plus side while the stop signal is input to the stop circuit 130. When the input of the stop signal is cancelled, the output of the voltage error amplifier 104 has a steeper slope than the conventional charge control device 100B without the stop circuit 130 so that the voltage measurement signal and the voltage setting signal are balanced. It goes down.

このとき、電流誤差アンプ１０３の出力（第１差分信号）は、電流誤差アンプ１０３の動作領域を超えてマイナス側に振り切れた状態になっており、ダイオード１０５は、オフ状態になっている。このため、電圧誤差アンプ１０４の出力（第２差分信号）が、帰還回路１２０を通して、電流誤差アンプ１０３の反転入力端子に入力される。帰還回路１２０は、電圧誤差アンプ１０４の出力に対して微分動作を行うので、電圧誤差アンプ１０４の出力の低下量に応じて、電流誤差アンプ１０３の反転入力端子の電圧を押し下げる。   At this time, the output (first difference signal) of the current error amplifier 103 is in a state where it has swung out to the minus side beyond the operating region of the current error amplifier 103, and the diode 105 is in an OFF state. Therefore, the output (second differential signal) of the voltage error amplifier 104 is input to the inverting input terminal of the current error amplifier 103 through the feedback circuit 120. Since the feedback circuit 120 performs a differentiation operation on the output of the voltage error amplifier 104, the feedback circuit 120 pushes down the voltage at the inverting input terminal of the current error amplifier 103 according to the amount of decrease in the output of the voltage error amplifier 104.

電流誤差アンプ１０３の反転入力端子の電圧が、プラス側からゼロをクロスしてマイナス側に移行すると、電流誤差アンプ１０３の出力（第１差分信号）は、マイナス側の振り切れ電圧からプラス側の振り切れ電圧に向かって上昇する。その上昇過程で、電流誤差アンプ１０３の出力が電圧誤差アンプ１０４の出力値に到達すると、その後、ダイオード１０５がオン状態になり、電流誤差アンプ１０３が負帰還動作を行う一方、ダイオード１０６はオフ状態になり、電圧誤差アンプ１０４の出力（第２差分信号）はマイナス側に振り切れた状態となる。電流誤差アンプ１０３の出力値が電圧誤差アンプ１０４の出力値を超えたとき、換言すれば、第１差分信号が第２差分信号よりも大きくなったときに、充電装置１の動作モードが、定電圧モードから定電流モードに切り替わる。なお、実際に定電流モードにより充電が開始されるのは、コントロール信号の電圧がキャリア信号の波高値電圧を下回ったとき（時間ｔ２）である（図４）。   When the voltage at the inverting input terminal of the current error amplifier 103 crosses zero from the plus side and shifts to the minus side, the output of the current error amplifier 103 (first difference signal) is changed from the minus side off voltage to the plus side. Rise toward voltage. In the rising process, when the output of the current error amplifier 103 reaches the output value of the voltage error amplifier 104, the diode 105 is turned on, and the current error amplifier 103 performs a negative feedback operation, while the diode 106 is turned off. Thus, the output of the voltage error amplifier 104 (second differential signal) is in a state of being completely swung to the minus side. When the output value of the current error amplifier 103 exceeds the output value of the voltage error amplifier 104, in other words, when the first differential signal is larger than the second differential signal, the operation mode of the charging apparatus 1 is constant. Switches from voltage mode to constant current mode. Note that the charging is actually started in the constant current mode when the voltage of the control signal falls below the peak value voltage of the carrier signal (time t2) (FIG. 4).

充電制御装置１００Ａでは、帰還回路１２０により、電流誤差アンプ１０３の反転入力端子に電流測定信号が入力されているのと等価の状態をつくり出し、ストップ回路１３０により、電圧誤差アンプ１０４の出力勾配を急峻にして帰還回路１２０の微分動作による効果が高め、電流設定信号発生回路１４０により、電流誤差アンプ１０３の出力（第１差分信号）の振り切れ量を減らして電流測定信号と電流設定信号とが釣り合う状態になるまでの時間を短縮させている。   In the charging control apparatus 100A, the feedback circuit 120 creates a state equivalent to the current measurement signal being input to the inverting input terminal of the current error amplifier 103, and the stop circuit 130 steepens the output gradient of the voltage error amplifier 104. Thus, the effect of the differential operation of the feedback circuit 120 is enhanced, and the current setting signal generation circuit 140 reduces the amount of fluctuation of the output (first difference signal) of the current error amplifier 103 to balance the current measurement signal with the current setting signal. The time to become is shortened.

したがって、充電制御装置１００Ａでは、図４（Ｃ）に示すように、コントロール信号とキャリア信号（のこぎり波）の波高値との大小関係が逆転する前に、第１差分信号と第２差分信号との大小関係を逆転させることができる。図４（Ｃ）では、時間ｔ１において、第１差分信号と第２差分信号との大小関係が逆転し、時間ｔ２において、コントロール信号とキャリア信号（のこぎり波）の波高値との大小関係が逆転する。   Therefore, in charging control apparatus 100A, as shown in FIG. 4C, before the magnitude relationship between the peak value of the control signal and the carrier signal (sawtooth wave) is reversed, the first difference signal and the second difference signal are The magnitude relationship can be reversed. In FIG. 4C, the magnitude relationship between the first difference signal and the second difference signal is reversed at time t1, and the magnitude relationship between the peak value of the control signal and the carrier signal (sawtooth wave) is reversed at time t2. To do.

充電装置１の動作モードが定電圧モードから定電流モードに切り替わる際、コントロール電圧に段差が生じる場合があるが、充電制御装置１００Ａでは、図５に示すように、パルス幅変調回路１０２がＵ相およびＶ相のパルス信号を出力する前に、コントロール電圧に段差が生じる。このため、充電制御装置１００Ａでは、連続ゲートが発生するのを回避することができ、ダイオードブリッジ回路３０を構成するダイオード３１〜３４に逆回復によるスパイク電圧が発生するのを抑制することができる。したがって、充電制御装置１００Ａによれば、充電装置１の動作モードが定電圧モードから定電流モードに切り替わる際に発生する故障、特にダイオードブリッジ回路３０の故障を防止することができる。   When the operation mode of the charging device 1 is switched from the constant voltage mode to the constant current mode, a step may be generated in the control voltage. In the charging control device 100A, as shown in FIG. Before the V-phase pulse signal is output, a step is generated in the control voltage. For this reason, in the charging control apparatus 100A, it is possible to avoid the generation of a continuous gate, and it is possible to suppress the occurrence of a spike voltage due to reverse recovery in the diodes 31 to 34 constituting the diode bridge circuit 30. Therefore, according to the charging control device 100A, it is possible to prevent a failure that occurs when the operation mode of the charging device 1 is switched from the constant voltage mode to the constant current mode, particularly a failure of the diode bridge circuit 30.

以上、本発明に係る充電制御装置および充電装置の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。   As mentioned above, although embodiment of the charge control apparatus and charging device which concern on this invention was described, this invention is not limited to the said embodiment.

例えば、上記実施形態に係る充電制御装置１００Ａは、帰還回路１２０と、ストップ回路１３０と、電流設定信号発生回路１４０とを備えているが、本発明に係る充電制御装置は、少なくとも帰還回路１２０を備えていればよく、ストップ回路１３０を省略してもよいし、電流設定信号発生回路１４０の代わりに従来の電流設定信号発生回路１０８を備えていてもよい。しかしながら、ストップ回路１３０および電流設定信号発生回路１４０を備えることで、より確実に、コントロール信号とキャリア信号の波高値との大小関係が逆転する前に第１差分信号と第２差分信号との大小関係を逆転させることができる。   For example, the charge control device 100A according to the embodiment includes the feedback circuit 120, the stop circuit 130, and the current setting signal generation circuit 140. However, the charge control device according to the present invention includes at least the feedback circuit 120. The stop circuit 130 may be omitted, or the conventional current setting signal generation circuit 108 may be provided instead of the current setting signal generation circuit 140. However, by providing the stop circuit 130 and the current setting signal generation circuit 140, the magnitude difference between the first difference signal and the second difference signal is more reliably determined before the magnitude relationship between the peak value of the control signal and the carrier signal is reversed. The relationship can be reversed.

上記実施形態では、帰還回路１２０をコンデンサ１２１と抵抗１２２とを直列接続した素子で構成しているが、第２差分信号に対して微分動作を行うのであれば、その構成を適宜変更することができる。例えば、帰還回路をコンデンサ素子のみで構成してもよい。   In the above embodiment, the feedback circuit 120 is configured by an element in which a capacitor 121 and a resistor 122 are connected in series. However, if the differential operation is performed on the second differential signal, the configuration may be changed as appropriate. it can. For example, the feedback circuit may be composed only of capacitor elements.

上記実施形態では、選択回路として、ダイオード１０５、１０６で構成された最大値回路を採用しているが、最大値回路に代えて、特許文献１に記載の最小値回路を採用してもよい。なお、最小値回路を採用する場合、パルス幅変調回路１０２の構成等を適宜変更する必要がある。   In the above-described embodiment, the maximum value circuit configured by the diodes 105 and 106 is employed as the selection circuit, but the minimum value circuit described in Patent Document 1 may be employed instead of the maximum value circuit. Note that when the minimum value circuit is employed, the configuration of the pulse width modulation circuit 102 and the like need to be changed as appropriate.

また、本発明のストップ回路は、コンデンサ２の放電が行われている間、電圧誤差アンプ１０４の出力がプラス側に振り切れるように電圧誤差アンプ１０４の反転入力端子に電圧信号を入力する一方、コンデンサ２の放電が終了した後に、電圧信号の入力を解除するのであれば、その構成を適宜変更することができる。   In addition, the stop circuit of the present invention inputs a voltage signal to the inverting input terminal of the voltage error amplifier 104 so that the output of the voltage error amplifier 104 can swing to the plus side while the capacitor 2 is discharged. If the input of the voltage signal is canceled after the discharge of the capacitor 2 is completed, the configuration can be changed as appropriate.

１ 充電装置
２ コンデンサ
３ 負荷回路
１０ スイッチング回路
２０ トランス
３０ ダイオードブリッジ回路
４０ 電流測定手段
５０ 電圧測定手段
１００Ａ 充電制御装置
１０１Ａ 誤差アンプ回路
１０２ パルス幅変調回路
１０３ 電流誤差アンプ
１０４ 電圧誤差アンプ
１０５、１０６ ダイオード（選択回路）
１０７、１０９ 極性反転回路
１１０ 電圧設定信号発生回路
１１１ 積分回路
１２０ 帰還回路
１２１ コンデンサ
１２２ 抵抗
１３０ ストップ回路
１３１ 直流電圧源
１３２ 第１抵抗
１３３ 第１スイッチ
１３４ 第２抵抗
１４０ 電流設定信号発生回路
１４１ 直流電圧源
１４２ 極性反転回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Charging apparatus 2 Capacitor 3 Load circuit 10 Switching circuit 20 Transformer 30 Diode bridge circuit 40 Current measurement means 50 Voltage measurement means 100A Charge control apparatus 101A Error amplifier circuit 102 Pulse width modulation circuit 103 Current error amplifier 104 Voltage error amplifier 105, 106 Diode (Selection circuit)
107, 109 Polarity inversion circuit 110 Voltage setting signal generation circuit 111 Integration circuit 120 Feedback circuit 121 Capacitor 122 Resistance 130 Stop circuit 131 DC voltage source 132 First resistance 133 First switch 134 Second resistance 140 Current setting signal generation circuit 141 DC voltage Source 142 Polarity Inversion Circuit

Claims (6)

蓄電手段に対して定電流モードによる充電および定電圧モードによる充電を行う充電装置を、パルス幅変調制御によって制御する充電制御装置であって、
前記充電装置の出力電流を測定した電流測定信号および予め設定された電流設定信号が入力される入力端子を備え、出力端子から前記電流測定信号および前記電流設定信号の差分に応じた第１差分信号を出力する電流誤差アンプと、
前記蓄電手段の充電電圧を測定した電圧測定信号および予め設定された電圧設定信号が入力される入力端子を備え、出力端子から前記電圧測定信号および前記電圧設定信号の差分に応じた第２差分信号を出力する電圧誤差アンプと、
前記第１差分信号と前記第２差分信号との大小関係に応じて、前記第１差分信号または前記第２差分信号のいずれか一方を出力する選択回路と、
前記選択回路の出力信号に基づいて生成したコントロール信号と所定のキャリア信号との大小比較を行い、前記コントロール信号と前記キャリア信号の波高値との大小関係が逆転した時点以降に、前記大小比較の結果に応じて生成したパルス信号を出力するパルス幅変調回路と、
前記選択回路の出力側と前記電流誤差アンプの入力端子との間に接続された帰還回路と、を備え、
前記帰還回路が、前記選択回路から出力された前記第２差分信号に対して微分動作を行うことにより、前記コントロール信号と前記キャリア信号の波高値との大小関係が逆転する前に、前記第１差分信号と前記第２差分信号との大小関係を逆転させ、前記充電装置に前記定電流モードによる充電を開始させる
ことを特徴とする充電制御装置。 A charging control device that controls charging by charging in a constant current mode and charging in a constant voltage mode for a power storage means by pulse width modulation control,
A first difference signal corresponding to a difference between the current measurement signal and the current setting signal from an output terminal, the input terminal having a current measurement signal obtained by measuring the output current of the charging device and a preset current setting signal; A current error amplifier that outputs
A second differential signal corresponding to a difference between the voltage measurement signal and the voltage setting signal from an output terminal, the input terminal receiving a voltage measurement signal obtained by measuring a charging voltage of the power storage means and a preset voltage setting signal; A voltage error amplifier that outputs
A selection circuit that outputs either the first difference signal or the second difference signal according to a magnitude relationship between the first difference signal and the second difference signal;
The control signal generated based on the output signal of the selection circuit is compared in magnitude with a predetermined carrier signal, and after the magnitude relationship between the peak value of the control signal and the carrier signal is reversed, the magnitude comparison is performed. A pulse width modulation circuit that outputs a pulse signal generated according to the result; and
A feedback circuit connected between the output side of the selection circuit and the input terminal of the current error amplifier;
The feedback circuit performs a differentiation operation on the second differential signal output from the selection circuit, so that the magnitude relationship between the peak value of the control signal and the carrier signal is reversed. A charging control device, wherein the magnitude relationship between the difference signal and the second difference signal is reversed, and the charging device is started to charge in the constant current mode. 前記帰還回路は、コンデンサと抵抗とを直列接続した素子またはコンデンサ素子である
ことを特徴とする請求項１に記載の充電制御装置。 The charge control device according to claim 1, wherein the feedback circuit is an element in which a capacitor and a resistor are connected in series or a capacitor element. 前記電圧誤差アンプの入力端子に接続されたストップ回路をさらに備え、
前記ストップ回路は、前記蓄電手段の放電が行われている間、前記電圧誤差アンプの出力が振り切れるように前記電圧誤差アンプの入力端子に電圧信号を入力する一方、前記蓄電手段の放電が終了した後に、前記電圧信号の入力を解除する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の充電制御装置。 A stop circuit connected to the input terminal of the voltage error amplifier;
The stop circuit inputs a voltage signal to the input terminal of the voltage error amplifier so that the output of the voltage error amplifier can be shaken while the storage means is being discharged, while the discharge of the storage means is completed. The charging control device according to claim 1, wherein the input of the voltage signal is canceled after the operation. 前記ストップ回路は、
直流電圧源と、
前記直流電圧源に直列接続された、第１抵抗および第１スイッチの並列回路と、
一端が前記並列回路に接続され、他端が前記電圧誤差アンプの入力端子に接続された第２抵抗と、を有し、
前記第１スイッチは、前記蓄電手段の放電が行われている間に閉状態となる一方、前記蓄電手段の放電が終了した後に開状態となる
ことを特徴とする請求項３に記載の充電制御装置。 The stop circuit is
A DC voltage source;
A parallel circuit of a first resistor and a first switch connected in series to the DC voltage source;
A second resistor having one end connected to the parallel circuit and the other end connected to the input terminal of the voltage error amplifier;
4. The charge control according to claim 3, wherein the first switch is in a closed state while the power storage unit is being discharged, and is in an open state after the discharge of the power storage unit is completed. apparatus. 前記電流設定信号の電流値は、
前記電流測定信号の電流値がゼロの場合、前記出力電流の定格値よりも小さくなり、
前記電流測定信号の電流値がゼロよりも大きく、かつ前記定格値よりも小さい第１電流値以下の場合、前記電流測定信号の電流値が前記第１電流値のときに前記定格値となるように、前記電流測定信号の電流値に比例して増加し、
前記電流測定信号の電流値が前記第１電流値よりも大きい場合、前記定格値となる
ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の充電制御装置。 The current value of the current setting signal is
When the current value of the current measurement signal is zero, it becomes smaller than the rated value of the output current,
If the current value of the current measurement signal is greater than zero and less than or equal to the first current value smaller than the rated value, the current value of the current measurement signal is the rated value when the current value is the first current value. And increases in proportion to the current value of the current measurement signal,
The charge control device according to any one of claims 1 to 4, wherein when the current value of the current measurement signal is larger than the first current value, the rated value is obtained. 請求項１〜５のいずれか一項に記載の充電制御装置を備え、蓄電手段に対して定電流モードによる充電および定電圧モードによる充電を行う充電装置であって、
前記充電制御装置の制御下でスイッチング動作を行うスイッチング回路と、
一次側が前記スイッチング回路に接続されたトランスと、
前記トランスの二次側に接続されたダイオードブリッジ回路と、を備えた
ことを特徴とする充電装置。 A charging device comprising the charging control device according to any one of claims 1 to 5, wherein the charging unit performs charging in a constant current mode and charging in a constant voltage mode.
A switching circuit that performs a switching operation under the control of the charge control device;
A transformer whose primary side is connected to the switching circuit;
A charging device comprising: a diode bridge circuit connected to a secondary side of the transformer.
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