JP6432164B2 - スペクトラム拡散信号受信装置及び時計装置 - Google Patents

Description

本発明は、スペクトラム拡散信号受信装置及び時計装置に関する。

スペクトル拡散信号中から拡散コードを捕捉するための回路において、相関値の同期加算や最大値判定部のハードウェア規模を小さくするための技術が考えられている。（例えば、特許文献１）

特開平０２−０１１０３３号公報

図５は、一般的な民生用のＧＰＳ受信回路の構成を示すブロック図である。ここでは図示しないＧＰＳ衛星から到来するＧＰＳ信号（例えば、Ｌ１帯のＧＰＳ信号であれば１．５７５［ＧＨｚ］）が、アンテナ１１で受信される。
図６は、上記特許文献の技術を含め、主として上記コード相関部１８とＣＰＵ１９での処理回路構成を示すブロック図である。コード相関部１８内では、前段からのデジタル化した中間周波信号が捕捉エンジン２１及び追尾エンジン２２，２２，…に与えられる。

捕捉エンジン２１は、入力される中間周波信号とＣ／Ａコードとの相関を求めることで、コードの位相を探索する。一度信号を捉えることができれば、コード位相を追尾エンジン２２，２２，…に受け渡す。

図７は、上記捕捉エンジン２１内の回路構成を示すブロック図である。同図で、前段の上記Ａ／Ｄ変換器１７からの、中間周波数にダウンコンバートしたバイナリデータがミキサ３１，３２に与えられる。ミキサ３１にはまた、キャリアＮＣＯ（数値制御発振器）３３からキャリア位相信号が直接与えられ、それら両入力を用いた積が積分器３５へ出力される。

一方、上記ミキサ３２にはまた、上記キャリアＮＣＯ３３の出力するキャリア位相信号が進捗回路３４で位相９０°分進捗された後に与えられ、それら両入力を用いた積が積分器３６へ出力される。

図８を用いて上記図７の回路での動作を説明する。
上記ミキサ３１，３２に入力される、前段で中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされた中間周波信号が例えば図８（Ａ）に示すような波形であったとする。

これに対して、上記キャリアＮＣＯ３３が生成する同（Ｉ）相のキャリア位相信号が図８（Ｂ）に示すようにちょうど反転状態であった場合、ミキサ３１の出力する積は図８（Ｃ）に示すようになる。

したがって、このミキサ３１の出力を積分器３５で積算することで、その結果は図８（Ｄ）に示すように、この１チップ周期では図中にハッチングで示すようなマイナスの積算値として同（Ｉ）相の面積が取得されることになる。

一方、上記ミキサ３２には、上記キャリアＮＣＯ３３の出力するキャリア位相信号が上記進捗回路３４で９０°進捗されて図８（Ｅ）に示すような波形の信号が与えられるため、ミキサ３２の出力する積は図８（Ｆ）に示すようになる。このミキサ３２の出力を積分器３６で積算することで、その結果は図８（Ｇ）に示すように、この１チップ周期では図中にハッチングで示すようにプラスとマイナスで相殺して積算値が「０（ゼロ）」になるものとして直交（Ｑ）相の面積が取得されることになる。

上述した如く上記捕捉エンジン２１では、ＧＰＳ衛星信号から得てダウンコンバートした中間周波信号に対するＣ／Ａコードの位相を探索するべく、同相（Ｉ相）成分と直交相（Ｑ相）成分のキャリア信号を生成する回路、中間周波信号と上記成分のキャリア信号を混合する２つのミキサ回路、及び上記ミキサの混合出力を積分する積分器とその積分器の出力を１０２３チップ分のシフトしながら保持するシフトレジスタ、乗算器群、積算器等からなる２つの相関処理系の回路等が必要であり、全体の回路規模、設置面積が大きくなると共に、それらで消費される電力も大きなものとなる。

特に腕時計などのように、回路の規模と消費電力が大きく制限されるような機器にＧＰＳ受信回路を実装しようとした場合、上記捕捉エンジンがＧＰＳ受信回路に占める面積と消費電力の割合は大きく、捕捉エンジンの回路構成を簡略化することが求められている。

本発明は上記のような実情に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、小さな回路規模でより少ない消費電力ながら確実に受信信号に重畳されている疑似雑音符号の位相を捕捉することが可能なスペクトラム拡散信号受信装置及び時計装置を提供することにある。

本発明の一態様は、受信したスペクトラム拡散信号を復調するスペクトラム拡散信号受信装置であって、上記スペクトラム拡散信号を同相成分のキャリア位相信号と混合する第１の混合手段と、上記スペクトラム拡散信号を直交相成分のキャリア位相信号と混合する第２の混合手段と、上記第１の混合手段の出力を積算する第１の積算手段と、上記第２の混合手段の出力を積算する第２の積算手段と、上記第１の積算手段と第２の積算手段との出力を加算処理する加算処理手段と、上記加算処理手段の出力と所定のコードとの相関を算出する相関算出手段と、を備え、上記加算処理手段は、上記第１及び第２の積算手段の各出力の絶対値を加算し、上記第１及び第２の積算手段の各出力の絶対値を比較し、上記比較結果に応じた符号を上記加算した値に乗算することを特徴とする。

本発明によれば、小さな回路規模でより少ない消費電力ながら確実に受信信号に重畳されている疑似雑音符号の位相を捕捉することが可能となる。

本発明の一実施形態に係る捕捉エンジン内の回路構成を示すブロック図。 同実施形態に係る加算処理部の具体的な回路構成を示すブロック図。 同実施形態に係る図２（Ｂ）の加算処理部での信号波形を例示する図。 同実施形態の構成を腕時計に組込んだ場合を例示するブロック図。 一般的なＧＰＳ受信回路の構成を示すブロック図。 図４の主としてコード相関部とＣＰＵ処理での処理回路構成を示すブロック図。 図５の捕捉エンジン内の回路構成を示すブロック図。 図７の捕捉エンジン各部での信号波形を示す図。

以下、本発明をＧＰＳ受信装置内の捕捉エンジンに適用した場合の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１は、同実施形態に係る捕捉エンジン５０内の回路構成を示すブロック図である。同図で、図示しない前段からの、中間周波数（＝４．０９２［ＭＨｚ］）にダウンコンバートしたバイナリデータがミキサ５１，５２に与えられる。このミキサ５１にはまた、キャリアＮＣＯ（数値制御発振器）５３から、上記中間周波数と同じ周波数（＝４．０９２［ＭＨｚ］）のキャリア位相信号が直接与えられ、それら両入力を用いた積が積分回路５４へ出力される。

一方、上記キャリアＮＣＯ５３の出力するキャリア位相信号は、進捗回路５５で９０°進捗されて上記ミキサ５２に与えられる。ミキサ５２は、両入力を用いた積を積分回路５６へ出力する。

上記積分回路５４，５６はそれぞれ、１．０２３［ＭＨｚ］のＣ／Ａコードの周期に合わせた１チップ＝０．９７７［マイクロ秒］（＝１／(１．０２３×１０⁶)［秒］）幅の積分処理を行ない、その結果を加算処理部５７へ出力する。この加算処理部５７は、積分回路５４，５６からの積の絶対値加算を行ない、その加算結果を、１０２３チップ分のレジスタ容量を有するシフトレジスタ５８に順次出力する。

既知のＣ／Ａコード１０２３チップ分を保持するレジスタ５９の保持出力と上記シフトレジスタ５７の保持出力とが、１チップ分単位で乗算器群６０にて乗算され、それらの積が積算部（ΣＩＱ）６１へ一括して出力される。

この積算部６１での１［ミリ秒］分の積算出力が、同相（Ｉ相）成分及び直交相（Ｑ相）成分を含む捕捉結果として二乗回路６２で二乗された後に、捕捉相関度を表すピーク値Ｐとして後段の図示しないＣＰＵ等の制御系に出力される。

図２は、上記加算処理部５７の具体的な回路構成を示すブロック図である。
図２（Ａ）は、単純加算方式による加算処理部５７Ａの構成を示す。この加算処理部５７Ａでは、上記積分回路５４からの同相（Ｉ相）成分の積分結果と、積分回路５６からの直交相（Ｑ相）成分の積分結果とを加算器７１で加算し、その和を次段の上記シフトレジスタ５８へ出力する。

このような構成とすることで、加算処理部５７自体を非常に簡易な構成としながら、相関値を得るためのシフトレジスタその他を１系統の構成で実現できる。

図２（Ｂ）は、絶対値加算及び符号処理方式による加算処理部５７Ｂの構成を示す。この加算処理部５７Ｂでは、上記積分回路５４からの同相（Ｉ相）成分の積分結果が絶対値化回路（Ａｂｓ）７２に与えられる。また、上記積分回路５６からの直交相（Ｑ相）成分の積分結果が絶対値化回路（Ａｂｓ）７３に与えられる。

上記絶対値化回路７２は、与えられた同相（Ｉ相）成分の積分結果の絶対値を抽出して加算器７４及び絶対値判断回路（Ｓｉｇｎ）７５に出力する。一方の上記絶対値化回路７３も、与えられた直交相（Ｑ相）成分の積分結果の絶対値を抽出して上記加算器７４及び絶対値判断回路７５に出力する。

上記加算器７４は、同相（Ｉ相）成分と直交相（Ｑ相）成分の両積分結果の絶対値を加算してその和を乗算器７６へ出力する。上記絶対値判断回路７５は、同相（Ｉ相）成分と直交相（Ｑ相）成分の両積分結果の絶対値のうち、大きい方の値に対応する符号を選択して上記乗算器７６に出力する。
乗算器７６は、加算器７４からの和と絶対値判断回路７５からの符号とを乗算してその積を次段の上記シフトレジスタ５８へ出力する。

上記のような回路構成にあって、その動作例を説明する。
図３（Ａ−１）は、破線が同相（Ｉ相）のキャリア位相信号（ｓｉｎ）、一点鎖線が中間周波信号ＩＦ、太い実線が上記積分器３５による積分出力ＩｔＶａｌＩである。また図３（Ａ−２）は、破線が直交相（Ｑ相）キャリア位相信号（ｃｏｓ）、一点鎖線が中間周波信号ＩＦ、太い実線が上記積分器３６による積分出力ＩｔＶａｌＱである。

ここでは、積分出力ＩｔＶａｌＩはマイナスの値であり、積分出力ＩｔＶａｌＱは「０」であるが、絶対値は図３（Ａ−１）に示す同相（Ｉ相）側の積分出力の方が相対的に大きいため、絶対値判断回路７５ではその符号を「マイナス」に設定して、上記乗算器７６に数値「−１」を送出する。

したがって乗算器７６では、同相（Ｉ相）成分と直交相（Ｑ相）成分の両積分結果の絶対値の和を絶対値とする、負の乗算結果を積として次段のシフトレジスタ５８へ出力する。

同様に、図３（Ｂ−１）は、破線が同相（Ｉ相）のキャリア位相信号（ｓｉｎ）、一点鎖線が中間周波信号ＩＦ、太い実線が上記積分器３５による積分出力ＩｔＶａｌＩである。また図３（Ｂ−２）は、破線が直交相（Ｑ相）キャリア位相信号（ｃｏｓ）、一点鎖線が中間周波信号ＩＦ、太い実線が上記積分器３６による積分出力ＩｔＶａｌＱである。

ここでは、積分出力ＩｔＶａｌＩはプラスの値であり、積分出力ＩｔＶａｌＱはマイナスの値であり、絶対値は図３（Ｂ−１）に示す同相（Ｉ相）側の積分出力の方が相対的に大きいため、絶対値判断回路７５ではその符号を「プラス」に設定して、上記乗算器７６に数値「＋１」を送出する。

したがって乗算器７６では、同相（Ｉ相）成分と直交相（Ｑ相）成分の両積分結果の絶対値の和を絶対値とする、正の乗算結果を積として次段のシフトレジスタ５８へ出力する。

図３（Ｃ−１）は、破線が同相（Ｉ相）のキャリア位相信号（ｓｉｎ）、一点鎖線が中間周波信号ＩＦ、太い実線が上記積分器３５による積分出力ＩｔＶａｌＩである。また図３（Ｃ−２）は、破線が直交相（Ｑ相）キャリア位相信号（ｃｏｓ）、一点鎖線が中間周波信号ＩＦ、太い実線が上記積分器３６による積分出力ＩｔＶａｌＱである。

ここでは、積分出力ＩｔＶａｌＩが相殺してわずかに「プラス」、積分出力ＩｔＶａｌＱが「マイナス」となるが、絶対値は図３（Ｃ−２）に示す直交相（Ｑ相）側の積分値の方が相対的に大きいため、絶対値判断回路７５ではその符号を「マイナス」に設定して、上記乗算器７６に数値「−１」を送出する。

したがって乗算器７６では、同相（Ｉ相）成分と直交相（Ｑ相）成分の両積分結果の絶対値の和を絶対値とする、負の乗算結果を積として次段のシフトレジスタ５８へ出力する。

このように、同相（Ｉ相）成分と直交相（Ｑ相）成分の両積分結果の絶対値の和を求めた上で、相対的に絶対値が大きい方の符号を用いて乗算することにより、相関を判断するための１チップ間の積算値が大きくなる。そのため、耐ノイズ性能が向上すると共に、誤って符号が検出された場合との差分が明確になり、捕捉エンジン５０のＳ／Ｎ比を向上させることができる。

以上詳述した如く本実施形態によれば、シフトレジスタを含んでＣ／Ａコードとの相関を測る回路をより小さな規模として、少ない消費電力ながら確実に受信信号に重畳されている疑似雑音符号の位相を捕捉することが可能となる。

また上記加算処理部５７の構成に関しても、図２（Ａ）で説明した単純加算方式による加算処理部５７Ａ、図２（Ｂ）で説明した絶対値加算及び符号処理方式による加算処理部５７Ｂに限るものではない。

図４は、腕時計８０に上記実施形態の技術を組込んだ例を示す。同図で、腕時計８０は、ＧＰＳ受信処理部８１、ＧＰＳアンテナ８２、ＣＰＵ８３、表示部８４、表示ドライバ８５、操作部８６、発振回路８７、計時回路８８、ＲＡＭ８９、及びＲＯＭ９０から構成される。

上記ＧＰＳ受信処理部８１を、上記実施形態で示した捕捉エンジン及び同捕捉エンジンを含む構成に適用すれば、この腕時計８０などのように、回路の実装面積と消費できる電力量に大幅な制限がある機器にＧＰＳ受信機能を搭載したい場合に好適となる。

その他、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、上述した実施形態で実行される機能は可能な限り適宜組み合わせて実施しても良い。上述した実施形態には種々の段階が含まれており、開示される複数の構成要件による適宜の組み合せにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、効果が得られるのであれば、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。

以下に、本願出願の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［請求項１］
受信したスペクトラム拡散信号を復調するスペクトラム拡散信号受信装置であって、
上記スペクトラム拡散信号を同相成分のキャリア位相信号と混合する第１の混合手段と、
上記スペクトラム拡散信号を直交相成分のキャリア位相信号と混合する第２の混合手段と、
上記第１の混合手段の出力を積算する第１の積算手段と、
上記第２の混合手段の出力を積算する第２の積算手段と、
上記第１の積算手段と第２の積算手段との出力を加算処理する加算処理手段と、
上記加算処理手段の出力と所定のコードとの相関を算出する相関算出手段と
を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
［請求項２］
上記加算処理手段は、
上記第１及び第２の積算手段の各出力の絶対値を加算し、
上記第１及び第２の積算手段の各出力の絶対値を比較し、
上記比較結果に応じた符号を上記加算した値に乗算する
ことを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
［請求項３］
上記第１及び第２の積算手段の各出力の絶対値を比較し、絶対値が大きい方の積算手段の出力の符号を上記乗算符号とすることを特徴とする請求項２記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
［請求項４］
請求項１乃至請求項３いずれか記載のスペクトラム拡散信号受信装置を備えたことを特徴とする時計装置。

５０…捕捉エンジン、
５１，５２…ミキサ、
５３…キャリアＮＣＯ、
５４…積分回路、
５５…進捗回路、
５６…積分回路、
５７，５７Ａ，５７Ｂ…加算処理部、
５８…シフトレジスタ、
５９…レジスタ、
６０…乗算器群、
６１…積算部、
６２…二乗回路、
７１…加算器、
７２…（同相（Ｉ相）側）絶対値化回路、
７３…（直交相（Ｑ相）側）絶対値化回路、
７４…加算器、
７５…絶対値判断回路、
７６…乗算器、
８０…腕時計、
８１…ＧＰＳ受信処理部。

Claims (3)

1. 受信したスペクトラム拡散信号を復調するスペクトラム拡散信号受信装置であって、
   上記スペクトラム拡散信号を同相成分のキャリア位相信号と混合する第１の混合手段と、
   上記スペクトラム拡散信号を直交相成分のキャリア位相信号と混合する第２の混合手段と、
   上記第１の混合手段の出力を積算する第１の積算手段と、
   上記第２の混合手段の出力を積算する第２の積算手段と、
   上記第１の積算手段と第２の積算手段との出力を加算処理する加算処理手段と、
   上記加算処理手段の出力と所定のコードとの相関を算出する相関算出手段と、を備え、
   上記加算処理手段は、
   上記第１及び第２の積算手段の各出力の絶対値を加算し、
   上記第１及び第２の積算手段の各出力の絶対値を比較し、
   上記比較結果に応じた符号を上記加算した値に乗算する
   ことを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
2. 上記第１及び第２の積算手段の各出力の絶対値を比較し、絶対値が大きい方の積算手段の出力の符号を上記加算処理手段における上記乗算の乗算符号とすることを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
3. 請求項１又は２に記載のスペクトラム拡散信号受信装置を備えたことを特徴とする時計装置。

Images