JP6396158B2 - Frequency information detection device and high frequency power supply device - Google Patents
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Description
本発明は、アナログの正弦波信号の周波数情報を検出する周波数情報検出装置及びこの周波数情報検出装置を用いた高周波電源装置に関するものである。 The present invention relates to a frequency information detection device for detecting frequency information of an analog sine wave signal and a high frequency power supply device using the frequency information detection device.
周波数情報検出装置は、例えばプラズマエッチング、プラズマCVDを行うプラズマ処理装置等の負荷に電力を供給する高周波電源等で用いることが可能である。 The frequency information detection apparatus can be used in a high frequency power source that supplies power to a load such as a plasma processing apparatus that performs plasma etching and plasma CVD, for example.
図5は、高周波電力供給システムの概略構成例である。
第1高周波電源110及び第2高周波電源120は、共通の発振器100から出力される高周波信号を進行波電力出力部(図略)で増幅して高周波電力を出力する。第1高周波電源110及び第2高周波電源120から出力された高周波電力は、負荷となるプラズマ処理装置130内の電極(131,132)の2箇所に供給される。この図5では、電極131及び電極132のぞれぞれに高周波電力を供給する例を示したが、例えば、図6に示すように、上側の電極131の2箇所に高周波電力を供給することも可能である。
FIG. 5 is a schematic configuration example of a high-frequency power supply system.
The first high-
なお、第1高周波電源110及び第2高周波電源120からプラズマ処理装置130に向かう高周波電力を進行波電力といい、プラズマ処理装置130で反射されて高周波電源側に戻ってくる高周波電力を反射波電力という。
The high frequency power directed from the first high
プラズマ処理装置130では、第1高周波電源110及び第2高周波電源120から供給された高周波電力を用いてプラズマ133を発生させて、エッチング等を行う。
In the
なお、第1高周波電源110とプラズマ処理装置130との間には、第1高周波電源110とプラズマ処理装置130とのインピーダンスを整合させるインピーダンス整合器が用いられることがある。第2高周波電源120とプラズマ処理装置130との間にも同様にインピーダンス整合器が用いられることがある。
An impedance matching device that matches the impedances of the first high
図5及び図6の高周波電力供給システムでは、第1高周波電源110及び第2高周波電源120の制御が、それぞれ別の制御回路で行われることになる。制御回路が異なると、たとえ共通の発振器100から高周波信号が与えられても、第1高周波電源110及び第2高周波電源120の出力周波数が僅かに異なる場合がある。この原因としては、例えば、制御クロックが異なることによる誤差等が考えられる。特に、第1高周波電源110と第2高周波電源120とが別のメーカのものであれば、若干の違いが生じる可能性がある。
In the high frequency power supply system of FIGS. 5 and 6, the first high
図5及び図6のような高周波電力供給システムにおいて、2つの高周波電源110及び120の出力周波数が僅かに異なる場合、電極(131,132)には、周波数が僅かに異なる高周波電力が供給されて混合される。すなわち、電極(131,132)に印加される2種類の高周波電圧の周波数が僅かに異なっているので、2種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は変調されたように振幅が周期的に変動する。例えば、2種類の高周波電圧の周波数が、13.56MHz近傍で1Hz異なっていると、約1sの周期で振幅が変動する。その結果、プラズマ処理装置130で発生するプラズマの電位も周期的に変動するため、悪影響を及ぼす。
例えば、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の山が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最大値となるが、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の谷が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最小値となる。この最大値と最小値との差は大きいので、2種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は大きな振幅の変化を伴って周期的に変動する。
In the high frequency power supply system as shown in FIGS. 5 and 6, when the output frequencies of the two high
For example, when the peak of one high-frequency voltage waveform and the peak of the other high-frequency voltage waveform are in the same phase, the waveform of the overlapping voltage is the maximum value, but the peak of one high-frequency voltage waveform and the valley of the other high-frequency voltage waveform When the two have the same phase, the waveform of the voltage generated by overlapping becomes the minimum value. Since the difference between the maximum value and the minimum value is large, a waveform of a voltage generated by overlapping two types of high-frequency voltages periodically varies with a large change in amplitude.
したがって、第1高周波電源110及び第2高周波電源120の出力周波数を同一にする必要がある。そのためには、一方の高周波電源の出力周波数を検出し、他方の高周波電源の出力周波数を検出した周波数に合わせれば、上記の問題を解決できる。そのため、高周波電力供給システムの分野においても、周波数を検出する周波数情報検出装置が必要である。また、高周波電源の出力周波数をモニタする等の用途が考えられる。
Therefore, the output frequencies of the first high
従来、高周波領域における周波数情報検出装置としては、例えば、特許文献1(特開昭63−66472)のようなものが提案されていた。しかし、この特許文献1では、周波数を検出するために、微分回路、移相回路及び積分回路等が必要であり演算が複雑であった。また、周波数との対応関係を予め記憶しておくルックアップテーブルが必要であり、事前の準備を必要としていた。
Conventionally, as a frequency information detection device in a high frequency region, for example, a device as disclosed in Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 63-66472) has been proposed. However, in this
本発明は、従来よりも簡単に周波数を検出できる周波数情報検出装置を提供することを目的としている。 An object of this invention is to provide the frequency information detection apparatus which can detect a frequency more easily than before.
第1の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
アナログの正弦波信号Vinの周波数情報を検出する周波数情報検出装置であって、
アナログの正弦波信号Vinを、予め定めたサンプリング周期(サンプリング周波数fsの逆数:1/fs)でデジタル信号に変換することによって得られる時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するA/D変換部と、
時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を微分した余弦値(cos(α[t]))の推定値を、時刻[t−1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t−1]、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を正弦要素(sin要素)とし、前記余弦値推定部で推定された時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))を余弦要素(cos要素)として、逆正接関数(tan−1)を用いて時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))の位相α[t]を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻[t−1]における位相α[t−1]及び時刻[t]における位相α[t]に基づいて、時刻[t]における位相変位量Δα[t]を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻[t]における位相変位量Δα[t]に基づいて、時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報の移動平均値を演算し、推定周波数移動平均値情報として出力する移動平均部と、
入力信号Vinの設定周波数情報に補正周波数情報を加算した周波数情報を同期周波数情報としたときに、時刻[t]における前記推定周波数移動平均値情報に対する前記同期周波数情報の誤差を演算し、誤差周波数情報として出力する誤差周波数情報出力部と、
前記誤差周波数情報が小さくなるように前記補正周波数情報を定めて出力する周波数補正部と、
を備えている。
The frequency information detection apparatus provided by the first invention is
A frequency information detecting apparatus for detecting the frequency information of the analog sine wave signal V in,
A sine wave signal V in analog, (the reciprocal of the
Time cosine value obtained by differentiating the instantaneous value V in [t] of the input signal V in in [t] (cos (α [ t])) an estimate of the instantaneous value of the input signal V in at the time [t-1] A cosine value estimator that uses V in [t−1], an instantaneous value V in [t + 1] of the input signal V in at time [t + 1], and a known value;
Time the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at the [t] and a sine component (sin component), the cosine value at time [t] estimated by the cosine value estimating section (cos (alpha [t]) ) As a cosine element (cos element), and a phase estimation unit that calculates a phase α [t] of a cosine value (cos (α [t])) at time [t] using an arctangent function (tan −1 ) ,
Based on the phase α [t−1] at time [t−1] and the phase α [t] at time [t] calculated by the phase estimation unit, the phase displacement amount Δα [t] at time [t] is calculated. A phase displacement amount calculation unit to be calculated;
A frequency estimation unit for calculating the estimated frequency information of the input signal V in in on the basis of the phase shift amount [Delta] [alpha] [t] in the calculated time in the phase shift amount calculation unit [t], the time [t],
A moving average unit calculates the moving average of the estimated frequency information of the input signal V in at the time [t] calculated by the frequency estimation unit, and outputs the estimated frequency moving average information,
Frequency information obtained by adding the correction frequency information to the set frequency information of the input signal V in when the synchronizing frequency information, calculates the error of the synchronizing frequency information for the estimated frequency moving average value information at the time [t], the error An error frequency information output unit for outputting as frequency information;
A frequency correction unit that determines and outputs the correction frequency information so as to reduce the error frequency information;
It has.
第2の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
前記余弦値推定部が、前記同期周波数情報を用いて演算される定数をKとしたときに、余弦値(cos(α[t]))を下式によって演算することを特徴としている。
cos(α[t])=K・{Vin[t+1]−Vin[t−1]}
The frequency information detection apparatus provided by the second invention is
The cosine value estimation unit calculates a cosine value (cos (α [t])) according to the following equation, where K is a constant calculated using the synchronization frequency information.
cos (α [t]) = K · {V in [t + 1] −V in [t−1]}
第3の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
前記定数Kを下式によって演算することを特徴としている。ただし、同期周波数情報を「Fsyc」とする。
K=1/{2sin(2π・(Fsyc/fs)[t])}
The frequency information detection apparatus provided by the third invention is
The constant K is calculated by the following equation. However, the synchronization frequency information is “F syc ”.
K = 1 / {2 sin (2π · (F syc / f s ) [t])}
第4の発明によって提供される高周波電源装置は、
上記第1〜3のいずれかの発明に記載の周波数情報検出装置から出力された同期周波数情報を、出力周波数の設定周波数情報として用いることを特徴としている。
The high frequency power supply device provided by the fourth invention is
The synchronization frequency information output from the frequency information detection apparatus according to any one of the first to third aspects is used as output frequency setting frequency information.
本発明では、周波数情報を演算する際に必要な時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を微分した余弦値(cos(α[t]))の推定値を、時刻[t−1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t−1]、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t−1]及び既知の値を用いて演算する。これにより、演算式を簡略化でき、演算負荷を低減できる。 In the present invention, an estimated value of the cosine value (cos (α [t])) obtained by differentiating the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at the time [t] necessary for calculating the frequency information is expressed as time [t-1] input signal V in instantaneous value V in [t-1] of the is calculated using the instantaneous value V in [t-1] and the known values of the input signal V in at the time [t + 1]. Thereby, an arithmetic expression can be simplified and a calculation load can be reduced.
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、従来と同一又は同様の構成には、同一符号を付している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same or similar structure as the past.
図1は、高周波電圧の検出例を示すブロック図である。
第1高周波電源110は、発振器100から出力される高周波信号を増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力PFを出力して負荷となるプラズマ処理装置130に供給するための装置である。高周波電源110から出力された進行波電力PFは、伝送線路140を介してプラズマ処理装置130に供給される。なお、一般にこの種の高周波電源では、数百kHz以上の無線周波数帯域の周波数(例えば、13MHz,40MHz等の周波数)を有する進行波電力PFを出力している。
FIG. 1 is a block diagram illustrating an example of detecting a high-frequency voltage.
The first high-
負荷となるプラズマ処理装置130は、加工部を備え、その加工部の内部に搬入したウエハ、液晶基板等の被加工物を加工(エッチング、CVD等)するための装置である。なお、加工部には、電極(図5及び図6参照)が設けられている。この加工部にプラズマ放電用ガスが導入され、電極に高周波電源110から出力された進行波電力PFが供給されると、放電が生じてプラズマが発生する。プラズマ処理装置130は、このプラズマを利用して被加工物を加工している。
The
方向性結合器150は、第1高周波電源110とプラズマ処理装置130との間に挿入されて、高周波電源110からプラズマ処理装置130に向かう進行波電圧VFを検出し、その検出信号を進行波検出信号Vfとして出力する。なお、方向性結合器150は、負荷で反射された反射波電圧を検出する機能も有するが、この例では必要ないので省略している。
The
フィルタ160は、ローパスフィルタ又はバンドパスフィルタであり、方向性結合器150から出力される進行波検出信号Vfから高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ160から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出装置1へ送られる。本明細書では、フィルタ160から出力される信号を周波数情報検出装置1への入力信号Vinとする。
なお、入力信号Vinは、アナログの電圧信号であるので、出力周波数をf、時間をt、位相オフセットをθ、角周波数をω(=2π・f)とすると、入力信号Vinは、式(1)のように表すことができる。なお、ここでは、入力信号Vinの振幅を「1」としている。
Vin=sin(2π・f・t+θ)
=sin(ω・t+θ) ・・・(1)
The
The input signal V in is because it is an analog voltage signal, the output frequency f, and time t, the phase offset theta, when the angular frequency is ω (= 2π · f), the input signal V in is of the formula It can be expressed as (1). It should be noted that, here, is set to "1", the amplitude of the input signal V in.
V in = sin (2π · f · t + θ)
= Sin (ω · t + θ) (1)
また、フィルタ160の後段には、後述するA/D変換部10の入力範囲に適するように信号のレベルを変換するレベル変換回路を設けてもよいが、この図1では省略している。
Further, a level conversion circuit for converting the signal level so as to be suitable for the input range of the A /
図2は、周波数情報検出装置1の構成例である。周波数情報検出装置1は、図2に示すように、A/D変換部10、推定位相情報出力部20、推定周波数情報出力部30、移動平均部40、誤差周波数情報出力部70及び周波数補正部90を備えている。
FIG. 2 is a configuration example of the frequency
<A/D変換部10>
A/D変換部10は、フィルタ160から出力されるアナログの入力信号Vinを予め定めたサンプリング周期(サンプリング周波数fsの逆数:1/fs)でデジタル信号に変換する。A/D変換されたサンプリングデータは、時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]として順次出力される。これにより、交流のアナログ信号波形が、複数のサンプリングデータで構成されるデジタル信号波形に変換される。なお、フィルタ160から出力される入力信号Vinが正弦波信号であれば、A/D変換部10から出力されるデジタル信号波形も正弦波信号となる。
なお、A/D変換部10には、A/Dコンバータが備わっていて、上記のようなA/D変換を行う。また、A/Dコンバータの後段にローパスフィルタ又はバンドパスフィルタを設けて、基本周波数成分を通過させるようにしてもよい。
<A/
A /
The A /
ここで、入力信号Vinの周波数をfin、サンプリング周波数をfs、位相オフセットをθ’、相対角周波数をωin=2π・(fin/fs)とすると、時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]は、式(2)のように表すことができる。なお、ここでは、入力信号Vinの振幅を「1」としている。また時間データ「t」はサンプリング周期毎にインクリメントされる変数である。
Vin[t]=sin(2π・(fin/fs)[t]+θ’)
=sin(ωin[t]+θ’) ・・・・・(2)
Here, frequency f in of the input signal V in, the sampling frequency f s, the phase offset theta ', when the relative angular frequency is ω in = 2π · (f in / f s), the input at time [t] The instantaneous value V in [t] of the signal V in can be expressed as shown in Equation (2). It should be noted that, here, is set to "1", the amplitude of the input signal V in. The time data “t” is a variable that is incremented every sampling period.
V in [t] = sin (2π · (f in / f s ) [t] + θ ′)
= Sin (ω in [t] + θ ′) (2)
<推定位相情報出力部20>
推定位相情報出力部20は、時刻[t]における入力信号Vinの位相情報の推定値α[t]を推定位相情報として出力する。この推定位相情報出力部20は、余弦値推定部21、位相推定部22を備えている。
<Estimated phase
The estimated phase
[余弦値推定部21]
余弦値推定部21は、時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を微分した余弦値「cos(ωin[t]+θ’)」の推定値を、時刻[t−1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t−1]、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]及び既知の値を用いて演算する。推定した余弦値「cos(ωin[t]+θ’)」は位相推定部22に送られる。以下、具体的に説明する。
[Cosine value estimation unit 21]
The cosine value estimation unit 21 obtains the estimated value of the cosine value “cos (ω in [t] + θ ′)” obtained by differentiating the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at the time [t] at the time [t− 1] instantaneous value V in of the input signal V in at the [t-1], is calculated using the instantaneous value V in [t + 1] and the known values of the input signal V in at the time [t + 1]. The estimated cosine value “cos (ω in [t] + θ ′)” is sent to the
「α[t]=ωin[t]+θ’=2π・(fin/fs)[t]+θ’」とすると、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))は、式(3)で表すことができる。
cos(α[t])
={(2sin(ωin[t])・cos(α[t])}/(2sin(ωin[t]))
={sin(α[t]+ωin[t])−sin(α[t]−ωin[t])}/(2sin(ωin[t]))
={sin(2ωin[t]+θ’)−sin(θ’)}/(2sin(ωin[t])) ・・・(3)
When “α [t] = ω in [t] + θ ′ = 2π · (f in / f s ) [t] + θ ′”, the cosine value (cos (α [t])) at time [t] is It can be expressed by equation (3).
cos (α [t])
= {(2 sin (ω in [t]) · cos (α [t])} / (2 sin (ω in [t]))
= {Sin (α [t] + ω in [t]) − sin (α [t] −ω in [t])} / (2 sin (ω in [t]))
= {Sin (2ω in [t] + θ ′) − sin (θ ′)} / (2 sin (ω in [t])) (3)
式(2)を参照すると、時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]は「sin(ωin[t]+θ’)」であるので、入力信号Vinの周波数finが変化しなければ、サンプリング周期(1/fs)毎の相対角周波数ωinの変位量は「ωin[t]」で一定である。したがって、式(3)の分子は、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]から、時刻[t−1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t−1]を減算することを表している。 Referring to equation (2), because the time [t] instantaneous value V in [t] of the input signal V in in is a "sin (ω in [t] + θ ') ", the frequency f in of the input signal V in If does not change, the displacement amount of the relative angular frequency ω in for each sampling period (1 / f s ) is constant at “ω in [t]”. Thus, molecules of formula (3), the time from the instantaneous value V in of the input signal V in at the [t + 1] [t + 1], time instantaneous value V in of the input signal V in at the [t-1] [t- 1] Represents subtracting.
また、式(3)の分母の「sin(ωin[t])」は、時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]から位相オフセットθ’を省略したものとなっている。 In addition, “sin (ω in [t])” of the denominator of Expression (3) is obtained by omitting the phase offset θ ′ from the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at time [t]. Yes.
したがって、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))は、時刻[t−1]、[t]及び[t+1]における3つの入力信号Vinの瞬時値Vin[t−1]、Vin[t]及びVin[t+1]を用いて推定することができる。 Therefore, the cosine value (cos (α [t])) at time [t] is the instantaneous value V in [t−1] of the three input signals V in at time [t−1], [t] and [t + 1]. ], V in [t] and V in [t + 1].
ただし、上記のように、「sin(ωin[t])」は、時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]から位相オフセットθ’を省略したものとなっているので、式(3)の分母には誤差が生じる。ここで、正弦関数の値(sinの値)は、0を中心として±1の範囲で変化するものであるから、誤差は正になることもあれば負になることもある。 However, as described above, “sin (ω in [t])” is obtained by omitting the phase offset θ ′ from the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at time [t]. An error occurs in the denominator of Equation (3). Here, since the value of the sine function (the value of sin) changes within a range of ± 1 centering on 0, the error may be positive or negative.
後述するように、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))を推定した後、位相α[t]を演算し、さらに位相α[t]のサンプリング周期毎の位相変位量Δα[t]に基づいて入力信号Vinの周波数の推定値fest[t]又は角周波数の推定値ωest[t]を演算する。その後、演算した周波数の推定値fest[t]又は角周波数の推定値ωest[t]の移動平均値を演算するので、式(3)の分母の誤差は、殆ど相殺される。 As will be described later, after estimating the cosine value (cos (α [t])) at time [t], the phase α [t] is calculated, and the phase displacement amount Δα for each sampling period of the phase α [t]. It calculates an estimate f est of the frequency of the input signal V in on the basis of the [t] [t] or estimate omega est of the angular frequency [t]. After that, since the moving average value of the calculated frequency estimated value f est [t] or the angular frequency estimated value ω est [t] is calculated, the denominator error in the equation (3) is almost canceled.
そこで、もともと誤差のある式(3)の分母を構成する入力信号Vinの周波数finを、式(4)のように、設定周波数fsetに置き換えても殆ど影響はない。ここで、設定周波数fsetとは、入力信号Vinの設定周波数であるので、誤差も小さい。例えば、図5及び図6の例では、発振器100から出力される高周波信号の周波数である。この設定周波数fsetは、予め分かっているので、例えば余弦値推定部21に入力しておけばよい。もちろん、設定角周波数ωset(=2π・fin)を用いてもよい。
2sin(ωin[t])=2sin(2π・(fin/fs)[t])
→ 2sin(2π・(fset/fs)[t]) ・・・(4)
Therefore, even if the frequency f in of the input signal V in constituting the denominator of the equation (3) having an error is replaced with the set frequency f set as in the equation (4), there is almost no influence. Here, the setting frequency f set, because it is setting the frequency of the input signal V in, the error is small. For example, in the examples of FIGS. 5 and 6, the frequency of the high frequency signal output from the
2 sin (ω in [t]) = 2 sin (2π · (f in / f s ) [t])
→ 2 sin (2π · (f set / f s ) [t]) (4)
なお、本明細書では、設定周波数fset及び設定角周波数ωsetを総称して「設定周波数情報Fset」という。 In this specification, the set frequency f set and the set angular frequency ω set are collectively referred to as “set frequency information F set ”.
ここで、式(4)を構成する各要素は、全て既知の値である。そのため、「1/{2sin(2π・(fset/fs)[t])}」を定数Kで表すと、式(3)は式(5)のように変形できる。したがって、本来であれば、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))を推定する際には、式(3)を用いる必要があるので複雑な演算が必要であるが、式(5)を用いることによって、演算式を簡略化でき、演算負荷を低減できる。
cos(α[t])=K・{sin(2ωin[t]+θ’)−sin(θ’)}
=K・{Vin[t+1]−Vin[t−1]} ・・・(5)
Here, all the elements constituting the formula (4) are all known values. Therefore, when “1 / {2 sin (2π · (f set / f s )] [t])}” is expressed by a constant K, Equation (3) can be transformed into Equation (5). Therefore, originally, when estimating the cosine value (cos (α [t])) at time [t], it is necessary to use the equation (3), and thus a complicated calculation is required. By using (5), the calculation formula can be simplified and the calculation load can be reduced.
cos (α [t]) = K · {sin (2ω in [t] + θ ′) − sin (θ ′)}
= K · {V in [t + 1] −V in [t−1]} (5)
後述する同期周波数情報Fsyc[t]は、設定周波数情報Fsetに後述する補正周波数情報Frev[t]を加算して同期周波数情報Fsyc[t]を求めたものであり、設定周波数情報Fsetを後述する移動平均部40から出力する推定周波数移動平均値情報Fest_ave[t]に近づけたものである。また、同期周波数情報Fsyc[t]は既知なので、設定周波数情報Fsetを入力する代わりに、同期周波数情報Fsyc[t]を入力することができる。
Synchronization frequency information F syc [t] described later is obtained by adding correction frequency information F rev [t] (described later) to set frequency information F set to obtain synchronization frequency information F syc [t]. F set is approximated to estimated frequency moving average value information F est_ave [t] output from the moving
上記のように、余弦値推定部21は、A/D変換部10によってデジタル信号となった複数の入力信号Vinのデータを用いて時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))を演算する。そのため、余弦値推定部21は図示しないメモリを有し、そのメモリにA/D変換部10から出力された入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を順次記憶していく。
As described above, the cosine value estimating unit 21, the cosine value at time [t] by using the data of a plurality of input signal V in which a digital signal by the A / D converter 10 (cos (α [t] ) ) Is calculated. For this reason, the cosine value estimation unit 21 has a memory (not shown) and sequentially stores the instantaneous value V in [t] of the input signal V in output from the A /
なお、上記のように、余弦値推定部21では、時刻[t−1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t−1]と、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]とを用いるが、時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を用いない。しかし、後述するように位相推定部22で行う演算には時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を用いるので、メモリには、少なくとも瞬時値Vin[t−1]、瞬時値Vin[t]及び瞬時値Vin[t+1]の連続する3つのデータを記憶しておく。
Incidentally, as described above, the cosine value estimating unit 21, a time [t-1] and the instantaneous value V in of the input signal V in [t-1] at time [t + 1] instantaneous value V of the input signal V in at in [t + 1] is used, but the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at time [t] is not used. However, since the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at the time [t] is used for the calculation performed by the
また、上記の例では、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]が余弦値推定部21に入力された後に、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))を演算することができる。 In the above example, after the instantaneous value V in [t + 1] of the input signal V in at time [t + 1] is input to the cosine value estimation unit 21, the cosine value (cos (α [t] at time [t] is )) Can be computed.
[位相推定部22]
位相推定部22は、時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を正弦要素(sin要素)とし、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))を余弦要素(cos要素)として、式(6)に示すように、逆正接関数(tan−1)を用いて時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))の位相α[t]を演算する。この位相α[t]は、±π[単位:rad]の範囲で演算される。演算された位相α[t]は、位相変位量演算部31に送られる。
α[t]=tan−1(Vin[t]/cos(α[t])) ・・・(6)
[Phase estimation unit 22]
The
α [t] = tan −1 (V in [t] / cos (α [t])) (6)
なお、上記のように、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]が余弦値推定部21に入力された後に、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))が演算されるので、位相α[t]も、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]が余弦値推定部21に入力された後に演算される。また、位相α[t]の演算に必要な時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]は、余弦値推定部21に設けたメモリから読み出せばよい。 As described above, after the instantaneous value V in [t + 1] of the input signal V in at the time [t + 1] is input to the cosine value estimation unit 21, the cosine value (cos (α [t] at the time [t]) is input. because)) is calculated, phase alpha [t] is also time instantaneous value V in of the input signal V in at the [t + 1] [t + 1] is calculated after being input to the cosine value estimating unit 21. Further, the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at the time [t] necessary for the calculation of the phase α [t] may be read from the memory provided in the cosine value estimation unit 21.
<推定周波数情報出力部30>
推定周波数情報出力部30は、時刻[t]における入力信号Vinの周波数情報の推定値を推定周波数情報Fest[t]として出力する。この推定周波数情報出力部30は、位相変位量演算部31、周波数推定部32を備えている。
<Estimated frequency
The estimated frequency
[位相変位量演算部31]
位相変位量演算部31は、位相推定部22で演算された時刻[t−1]における位相α[t−1]及び時刻[t]における位相α[t]に基づいて、時刻[t]における位相変位量Δα[t]を演算する。演算された位相変位量Δα[t]は、周波数推定部32に送られる。
[Phase displacement calculation unit 31]
The phase displacement
ここで、位相変位量演算部31は、時刻[t−1]から時刻[t]のサンプリング周期の間に生じた位相変位量Δα[t]を演算するのであるが、位相推定部22から出力される時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))の位相α[t]が、上記のように±π[単位:rad]の範囲で演算されるため、{「α[t]−α[t−1]}が正の場合は、位相変位量Δα[t]を式(7)を用いて演算し、{「α[t]−α[t−1]}が負の場合は、位相変位量Δα[t]を式(8)を用いて演算する。
Δα[t]=α[t]−α[t−1] ・・・(7)
Δα[t]=(α[t]−α[t−1])+2π ・・・(8)
Here, the phase displacement
Δα [t] = α [t] −α [t−1] (7)
Δα [t] = (α [t] −α [t−1]) + 2π (8)
なお、上記のように、位相変位量演算部31は、位相推定部22によって演算された時刻[t−1]における位相α[t−1]及び時刻[t]における位相α[t]を用いて時刻[t]における位相変位量Δα[t]を演算するので、位相変位量演算部31は、図示しないメモリを有し、そのメモリに位相推定部22から出力された位相α[t]を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも時刻[t−1]における位相α[t−1]及び時刻[t]における位相α[t]を記憶しておく。
As described above, the phase displacement
また、上記のように、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]が余弦値推定部21に入力された後に、時刻[t]における位相α[t]が演算されるので、位相変位量Δα[t]も、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]が余弦値推定部21に入力された後に演算される。 Further, as described above, after the instantaneous value V in [t + 1] of the input signal V in at time [t + 1] is input to the cosine value estimation unit 21, the phase α [t] at time [t] is calculated. Therefore, the phase displacement amount Δα [t] is also calculated after the instantaneous value V in [t + 1] of the input signal V in at time [t + 1] is input to the cosine value estimation unit 21.
[周波数推定部32]
周波数推定部32は、位相変位量演算部31で演算された時刻[t]における位相変位量Δα[t]に基づいて、時刻[t]における入力信号Vinの角周波数の推定値ωest[t]又は周波数の推定値fest[t]を演算する。演算された入力信号Vinの角周波数の推定値ωest[t]又は周波数の推定値fest[t]は、誤差周波数情報出力部70に送られる。
[Frequency estimation unit 32]
ここで、位相変位量Δα[t]は、サンプリング周期の間に生じた位相変位量であるから、式(9)に示すように、位相変位量Δα[t]にサンプリング周波数fsを乗算すると、1秒間に生じる位相変位量を求めることができる。すなわち、時刻[t]における入力信号Vinの角周波数の推定値ωest[t][単位:rad/s]を演算することができる。また、式(10)に示すように、時刻[t]における位相変位量Δα[t]にサンプリング周波数fsを乗算するとともに「2π」で除算することにより、時刻[t]における周波数の推定値fest[t][単位:Hz]を演算することができる。
ωest[t]=Δα・fs ・・・(9)
fest[t]=Δα・fs/(2π) ・・・(10)
Here, since the phase displacement amount Δα [t] is a phase displacement amount generated during the sampling period, as shown in the equation (9), when the phase displacement amount Δα [t] is multiplied by the sampling frequency f s. The amount of phase displacement that occurs in one second can be determined. That is, the time estimate of the angular frequency of the input signal V in at the [t] ω est [t] [ Unit: rad / s] can be calculated. Further, as shown in the equation (10), the phase displacement amount Δα [t] at the time [t] is multiplied by the sampling frequency f s and divided by “2π” to obtain the estimated value of the frequency at the time [t]. f est [t] [unit: Hz] can be calculated.
ω est [t] = Δα · f s (9)
f est [t] = Δα · f s / (2π) (10)
また、角周波数の推定値ωest[t]と設定角周波数ωsetとの差角周波数の推定値ωdif[t]は、式(11)のように演算できる。なお、設定角周波数ωsetは、「2π・fset」である。また周波数の推定値fest[t]と設定周波数fsetとの差周波数の推定値fdif[t]は、式(12)のように演算できる。そのため、周波数推定部32は、差角周波数の推定値ωdif[t]、差周波数の推定値fdif[t]を出力することもできる。この場合、例えば、周波数推定部32に設定周波数fsetを入力すればよい。もちろん、周波数推定部32に設定角周波数ωsetを入力してもよい。また設定周波数fsetから設定角周波数ωsetを演算してもよいし、その逆に、設定角周波数ωsetから設定周波数fsetを演算してもよい。もちろん、上記と同様に設定周波数情報Fsetを入力する代わりに、同期周波数情報Fsyc[t]を入力することができる。
ωdif[t] =ωest[t]−ωset[t] ・・・(11)
fdif[t] =fest[t]−fset[t] ・・・(12)
Further, the estimated angular frequency value ω dif [t] between the estimated angular frequency value ω est [t] and the set angular frequency ω set can be calculated as in Expression (11). The set angular frequency ω set is “2π · f set ”. Moreover, the estimated frequency f dif [t] of the difference frequency between the estimated frequency f est [t] and the set frequency f set can be calculated as in Expression (12). Therefore, the
ω dif [t] = ω est [t] −ω set [t] (11)
f dif [t] = f est [t] −f set [t] (12)
なお、本明細書では、入力信号Vinの角周波数の推定値ωest[t]、周波数の推定値fest[t]、差角周波数の推定値ωdif[t]及び差周波数の推定値fdif[t]を総称して時刻[t]における入力信号Vinの「推定周波数情報Fest[t]」という。 In this specification, the estimated value omega est of the angular frequency of the input signal V in [t], the estimate f est of the frequency [t], the estimated value omega dif difference angular frequency [t] and the estimated value of the frequency f dif [t] of the input signal V in at the time [t] are collectively referred to as "estimated frequency information F est [t]".
また、入力信号Vinの角周波数の推定値ωest[t]、周波数の推定値fest[t]、差角周波数の推定値ωdif[t]及び差周波数の推定値fdif[t]は、いずれか1つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。 Also, the estimated value omega est of the angular frequency of the input signal V in [t], the estimate f est of the frequency [t], the estimated value omega dif difference angular frequency [t] and the estimated value f dif difference frequency [t] May output any one of them, but may output a plurality of them.
なお、上記のように、時刻[t]における位相変位量Δα[t]は、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]が余弦値推定部21に入力された後に演算されるので、時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報Fest[t]も、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]が余弦値推定部21に入力された後に演算される。 Incidentally, as described above, the time phase displacement of [Delta] [alpha] [t] in the [t], the time [t + 1] instantaneous value V in of the input signal V in at the [t + 1] is operation after being input to the cosine value estimating unit 21 since the time estimated frequency information F est [t] of the input signal V in at the [t] is also time instantaneous value V in of the input signal V in at the [t + 1] [t + 1] is input to the cosine value estimating unit 21 It is calculated after.
[移動平均部40]
移動平均部40は、周波数推定部32から出力された時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報Fest[t]の移動平均値を演算し、推定周波数移動平均値情報Fest_ave[t]として出力する。移動平均値は、予め定めたデータ数を用いて演算される。
[Moving average unit 40]
The moving
上記のように、移動平均部40は、周波数推定部32から出力された時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報Fest[t]に基づいて、予め定めたデータ数の移動平均値を演算するので、移動平均部40は、図示しないメモリを有し、そのメモリに周波数推定部32から出力された推定周波数情報Fest[t]を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも移動平均値の演算に必要な予め定めた数のデータを記憶しておく。
As described above, the moving
また、上記のように、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]が余弦値推定部20に入力された後に、時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報Fest[t]が演算されるので、角周波数の移動平均値ωave[t]、周波数の移動平均値fave[t]も、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]が余弦値推定部20に入力された後に演算される。
Further, as described above, the time after the instantaneous value V in of the input signal V in [t + 1] is input to the cosine
また、データのサンプリングを開始した直後は、移動平均値を演算するために必要な
予め定めた数のデータがメモリに保存されていない。そのため、予め定めた数のデータがメモリに保存されていない間は、予め定めた数よりも少ないデータを用いて移動平均値を演算してもよい。または、予め定めた数のデータがメモリに保存された後に、移動平均値を演算してもよい。どのように移動平均値を演算するかは、予め定めておけばよい。
Further, immediately after starting sampling of data, a predetermined number of data necessary for calculating the moving average value is not stored in the memory. Therefore, while the predetermined number of data is not stored in the memory, the moving average value may be calculated using data smaller than the predetermined number. Alternatively, the moving average value may be calculated after a predetermined number of data is stored in the memory. How to calculate the moving average value may be determined in advance.
また、移動平均部40は、差角周波数の推定値ωdif[t]の移動平均値ωdif_ave[t]又は差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]を出力することもできる。
The moving
また、本明細書では、時刻[t]における角周波数の推定値ωest[t]の移動平均値ωest_ave[t]、周波数の推定値fest[t]の移動平均値fest_ave[t]、差角周波数の推定値ωdif[t]の移動平均値ωdif_ave[t]及び差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]を総称して、時刻[t]における入力信号Vinの「推定周波数移動平均値情報Fest_ave[t]」という。 Further, in this specification, the moving average value ω est_ave [t] of the estimated value ω est [t] of the angular frequency and the moving average value f est_ave [t] of the estimated value f est [t] of the frequency at time [t]. are collectively moving average omega Dif_ave estimate omega dif difference angular frequency [t] [t] and the moving average value f Dif_ave estimate f dif difference frequency [t] [t], the time [t] referred to as "estimated frequency moving average value information F est_ave [t]" of the input signal V in in.
また、角周波数の推定値ωest[t]の移動平均値ωest_ave[t]、周波数の推定値fest[t]の移動平均値fest_ave[t]、差角周波数の推定値ωdif[t]の移動平均値ωdif_ave[t]及び差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]は、いずれか1つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。 In addition, the moving average value ω est_ave [t] of the estimated value ω est [t] of the angular frequency, the moving average value f est_ave [t] of the estimated value f est [t] of the frequency, and the estimated value ω dif [ Any one of the moving average value ω dif_ave [t] of t] and the moving average value f dif_ave [t] of the estimated value f dif [t] of the difference frequency may be output. May be.
上記のようにして求めた入力信号Vinの推定周波数移動平均値情報Fest_ave[t]は、例えば、図5及び図6に示した第2の高周波電源120に送られ、第2の高周波電源120の出力周波数を第1の高周波電源110の出力周波数に合わせるために用いることができる。この場合、周波数情報検出装置1の制御クロックと第2の高周波電源120の制御クロックとを同一にするために、周波数情報検出装置1を第2の高周波電源120に組み込む等して、同一の制御クロックを用いればよい。
Estimated frequency moving average value information F Est_ave of the input signal V in which were determined as described above [t], for example, sent to a second high-
なお、移動平均部40から出力される入力信号Vinの推定周波数移動平均値情報Fest_ave[t]をデジタルデータとするとともに、第2の高周波電源120の発振器をデジタルデータである推定周波数移動平均値情報Fest_ave[t]が示す周波数を有する高周波信号を発生できるように構成することが望ましい。このような発振器としては、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー(DDS)を用いることができる。
Incidentally, the estimated frequency moving average value information F Est_ave of the input signal V in outputted from the moving
<移動平均値を演算する理由>
上記のように、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))には、誤差が含まれているので、位相α[t]にも誤差が含まれる。もちろん、時刻[t−1]における余弦値(cos(α)[t−1])、位相α[t−1]にも誤差が含まれる。その結果、位相変位量Δα[t]にも誤差が含まれる。そのため、時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報Fest[t]にも誤差が含まれる。
<Reasons for calculating the moving average value>
As described above, since the cosine value (cos (α [t])) at time [t] includes an error, the phase α [t] also includes an error. Of course, the cosine value (cos (α) [t−1]) and the phase α [t−1] at time [t−1] also include errors. As a result, the phase displacement amount Δα [t] also includes an error. Therefore, also included an error in the time estimated frequency information F est of the input signal V in at the [t] [t].
すなわち、時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報Fest[t]に含まれる誤差は、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))に起因する。
この時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))の誤差は、上記のように正になることもあれば負になることもあるので、時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報Fest[t]の誤差も正になることもあれば負になることもある。そこで、移動平均部40によって、複数のデータの移動平均を行えば、誤差が相殺するので、誤差を小さくし、精度のよい周波数情報を得ることができる。
That is, the error included in the estimated frequency information F est [t] of the input signal Vin at time [t] is due to the cosine value (cos (α [t])) at time [t].
Error of the cosine value in this time [t] (cos (α [ t])) , so also be negative if also become positive, as described above, the input signal V in at the time [t] The error of the estimated frequency information F est [t] may be positive or negative. Therefore, if the moving
したがって、時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を微分した余弦値(cos(α[t]))」を推定する際に、設定周波数情報Fset又は同期周波数情報Fsyc[t]を用い、式(5)の一部を定数とすることで、周波数情報を得るための演算負荷を低減させるとともに、精度のよい周波数情報を得ることができる。 Therefore, when estimating the cosine value (cos (α [t])) obtained by differentiating the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at time [t], the set frequency information F set or the synchronization frequency information F By using syc [t] and setting a part of equation (5) as a constant, it is possible to reduce the calculation load for obtaining frequency information and obtain accurate frequency information.
<誤差周波数情報出力部70>
誤差周波数情報出力部70は、時刻[t]における推定周波数移動平均値情報Fest_ave[t]に対する同期周波数情報Fsyc[t]の誤差を、時刻[t]における誤差周波数情報Ferr[t]として出力する。
<Error frequency
The error frequency
なお、推定周波数情報Fest[t]と同期周波数情報Fsyc[t]とは同じ種類の情報で比較する必要がある、例えば、推定周波数情報Fest[t]が周波数で表されているのであれば、同期周波数情報Fsyc[t]も周波数で表されている必要がある。角周波数の場合も同様である。 The estimated frequency information F est [t] and the synchronization frequency information F syc [t] need to be compared with the same type of information. For example, the estimated frequency information F est [t] is expressed in frequency. If present, the synchronization frequency information F syc [t] also needs to be expressed in frequency. The same applies to the angular frequency.
<周波数補正部90>
周波数補正部90は、時刻[t]における誤差周波数情報Ferr[t]が予め定めた範囲外の場合は、誤差周波数情報Ferr[t]が小さくなるように時刻[t]における補正周波数情報Frev[t]を定めて出力する。以下、周波数補正部90について、更に説明する。
<Frequency correction unit 90>
When the error frequency information F err [t] at the time [t] is outside the predetermined range, the frequency correction unit 90 corrects the frequency information at the time [t] so that the error frequency information F err [t] is reduced. Determine and output F rev [t]. Hereinafter, the frequency correction unit 90 will be further described.
入力信号Vinの周波数は、周波数推定部32から出力される推定周波数情報Fest[t]によって得られる。また、誤差を低減させて精度のよい周波数情報の推定値を得るために、周波数推定部32の後段に移動平均部40を設けている。この際、設定周波数情報Fsetと入力信号Vinの周波数との誤差が小さい程、精度の良い周波数情報の推定値を得ることができる。
そこで、設定周波数情報Fsetに後述する補正周波数情報Frev[t]を加算して同期周波数情報Fsyc[t]を求め、この同期周波数情報Fsyc[t]を入力信号Vinの周波数に近づける制御を行う。そして、同期周波数情報Fsyc[t]を設定周波数情報Fsetの代わりに用いれば、精度の良い周波数情報の推定値を得ることができるようになる。
Frequency of the input signal V in is obtained by estimating frequency information F est outputted from the frequency estimation unit 32 [t]. Further, in order to reduce the error and obtain an accurate estimate value of the frequency information, a moving
Therefore, obtains synchronization frequency information F syc [t] by adding the correction frequency information F rev [t] to be described later to set frequency information F The set, the frequency of the input signal V in the synchronizing frequency information F syc [t] Control to approach. If the synchronization frequency information F syc [t] is used instead of the set frequency information F set , it is possible to obtain an accurate estimate value of the frequency information.
<シミュレーション結果>
図3は、入力信号Vinの周波数finが設定周波数fsetからずれていると想定した場合に、移動平均部71から出力される差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]のシミュレーション結果である。図3(a)は、入力信号Vinの差周波数の推定値fdif[t]のシミュレーション結果であり、図3(b)は、入力信号Vinの差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]のシミュレーション結果であり、図3(c)は、図3(b)の一部拡大図である。また、図3(a)及び図3(b)は、サンプリング開始後、約150〜160μs間のデータであり、図3(c)は、サンプリング開始後、約159〜160μs間のデータである。
<Simulation results>
3, when the frequency f in of the input signal V in is assumed to have shifted from the set frequency f The set, the moving average value f of the estimated value f dif difference frequency output from the moving average unit 71 [t] It is a simulation result of dif_ave [t]. 3 (a) is a simulation result of the estimated value f dif difference frequency of the input signal V in [t], FIG. 3 (b), the estimated value f dif difference frequency of the input signal V in [t] FIG. 3C is a partially enlarged view of FIG. 3B. FIG. 3C is a simulation result of the moving average value f dif_ave [t] of FIG. 3A and 3B show data for about 150 to 160 μs after the start of sampling, and FIG. 3C shows data for about 159 to 160 μs after the start of sampling.
なお、シミュレーション条件は次のとおりである。
(1)サンプリング周波数fs :50MHz
(2)設定周波数fset :13.56MHz
(3)入力信号Vinの周波数fin:13.563MHz
(設定周波数fsetと3,000Hzだけずれていると想定)
(4)移動平均値の演算に用いるデータ数:500個(10μsの移動平均値)
The simulation conditions are as follows.
(1) Sampling frequency f s : 50 MHz
(2) Setting frequency f set : 13.56 MHz
(3) of the input signal V in frequency f in: 13.563MHz
(Assuming that the set frequency f set is shifted by 3,000 Hz)
(4) Number of data used for calculating the moving average value: 500 (moving average value of 10 μs)
図4は、入力信号Vinの周波数finが設定周波数fsetからずれていると想定した場合に、移動平均部71から出力される差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]の他のシミュレーション結果である。図4(a)は、入力信号Vinの差周波数の推定値fdif[t]のシミュレーション結果であり、図4(b)は、入力信号Vinの差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]のシミュレーション結果であり、図4(c)は、図4(b)の一部拡大図である。
なお、この図4は、入力信号Vinの周波数finが13.5603MHz(設定周波数fsetと300Hzだけずれていると想定)であることを除き、図3と同じ条件でのシミュレーション結果である。
4, when the frequency f in of the input signal V in is assumed to have shifted from the set frequency f The set, the moving average value f of the estimated value f dif difference frequency output from the moving average unit 71 [t] It is another simulation result of dif_ave [t]. Figure 4 (a) is a simulation result of the estimated value f dif difference frequency of the input signal V in [t], FIG. 4 (b), the estimated value f dif difference frequency of the input signal V in [t] FIG. 4C is a partially enlarged view of FIG. 4B. FIG. 4C is a simulation result of the moving average value f dif_ave [t] of FIG.
Incidentally, FIG. 4, except that the frequency f in of the input signal V in is 13.5603MHz (assuming are shifted by setting the frequency f The set and 300 Hz), is the result of simulation under the same conditions as FIG. 3 .
図3(a)のように、入力信号Vinの周波数が設定周波数fset(13.56MHz)に対して3,000Hzずれていると想定した場合、入力信号Vinの差周波数の推定値fdif[t]は、検出すべき周波数(3,000Hz)に対して約±400Hzの範囲でばらついているが、図3(b)及び図3(c)に示すように、差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]は、検出すべき周波数(3,000Hz)に対して約±0.6Hzの範囲に収まっていることが分かる。
このように、入力信号Vinの周波数が設定周波数fsetに対して大幅にずれている場合であっても、移動平均部71から出力される差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]は、検出すべき周波数に対して誤差が小さい。
As shown in FIG. 3 (a), the input signal V when the frequency of the in is assumed to have shifted 3,000Hz the set frequency f set (13.56MHz), the estimated value f of the difference between the frequency of the input signal V in dif [t] varies in the range of about ± 400 Hz with respect to the frequency to be detected (3,000 Hz), but as shown in FIGS. 3B and 3C, the estimated value of the difference frequency f dif [t] moving average f dif_ave [t] of, it is seen that within the range of about ± 0.6 Hz for the frequency to be detected (3,000 Hz).
As described above, even when the frequency of the input signal V in is significantly deviated from the set frequency f set , the moving average of the estimated value f dif [t] of the difference frequency output from the moving average unit 71 is obtained. The value f dif_ave [t] has a small error with respect to the frequency to be detected.
また、図4(a)のように、入力信号Vinの周波数finが設定周波数fset(13.56MHz)に対して300Hzずれていると想定した場合、入力信号Vinの差周波数の推定値fdif[t]は、検出すべき周波数(300Hz)に対して約±40Hzの範囲でばらついているが、図4(b)及び図4(c)に示すように、差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]は、検出すべき周波数(300Hz)に対して約±0.05Hzの範囲に収まっていることが分かる。したがって、精度良く入力信号Vinの周波数を検出できていることが分かる。 Further, as shown in FIG. 4 (a), when the frequency f in of the input signal V in is assumed to have shifted 300Hz the set frequency f set (13.56MHz), estimation of the difference frequency of the input signal V in The value f dif [t] varies in a range of about ± 40 Hz with respect to the frequency to be detected (300 Hz), but as shown in FIGS. 4B and 4C, the estimated value of the difference frequency. f dif [t] moving average f dif_ave [t] of, it is seen that within the range of about ± 0.05 Hz for the frequency to be detected (300 Hz). Therefore, it can be seen that can detect frequency accurately the input signal V in.
すなわち、入力信号Vinの周波数finと設定周波数fsetとの誤差が小さい程、より精度良く入力信号Vinの周波数を検出できていることが分かる。 That is, as the error between the frequency f in of the input signal V in and the set frequency f The set is small, it can be seen that can detect a frequency of more accurately the input signal V in.
なお、本実施例の周波数情報検出装置は、アナログの正弦波信号Vinを、予め定めたサンプリング周期(サンプリング周波数fsの逆数:1/fs)でデジタル信号にA/D変換することによって得られるデジタルの正弦波信号の周波数情報を検出する周波数情報検出装置であり、特に用途は限定されない。そのため、上記では、周波数情報検出装置を、例えば図5及び図6のような高周波電力供給システムに用いる例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、商用周波数帯域(50Hz〜60Hz)でも適用できる。
The frequency information detection apparatus of this embodiment, the sine wave signal V in analog, (the reciprocal of the
1 周波数情報検出装置
10 A/D変換部
20 推定位相情報出力部
21 余弦値推定部
22 位相推定部
30 推定周波数情報出力部
31 位相変位量演算部
32 周波数推定部
40 移動平均部
70 誤差周波数情報出力部
90 周波数補正部
100 発振器
110 第1高周波電源
120 第2高周波電源
130 プラズマ処理装置(負荷)
131 電極
132 電極
133 プラズマ
140 伝送線路
150 方向性結合器
160 フィルタ
DESCRIPTION OF
Claims (4)
アナログの正弦波信号Vinを、予め定めたサンプリング周期(サンプリング周波数fsの逆数:1/fs)でデジタル信号に変換することによって得られる時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するA/D変換部と、
時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を微分した余弦値(cos(α[t]))の推定値を、時刻[t−1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t−1]、時刻[t+1]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t+1]及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻[t]における入力信号Vinの瞬時値Vin[t]を正弦要素(sin要素)とし、前記余弦値推定部で推定された時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))を余弦要素(cos要素)として、逆正接関数(tan−1)を用いて時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))の位相α[t]を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻[t−1]における位相α[t−1]及び時刻[t]における位相α[t]に基づいて、時刻[t]における位相変位量Δα[t]を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻[t]における位相変位量Δα[t]に基づいて、時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻[t]における入力信号Vinの推定周波数情報の移動平均値を演算し、推定周波数移動平均値情報として出力する移動平均部と、
入力信号Vinの設定周波数情報に補正周波数情報を加算した周波数情報を同期周波数情報としたときに、時刻[t]における前記推定周波数移動平均値情報に対する前記同期周波数情報の誤差を演算し、誤差周波数情報として出力する誤差周波数情報出力部と、
前記誤差周波数情報が小さくなるように前記補正周波数情報を定めて出力する周波数補正部と、
を備えた周波数情報検出装置。 A frequency information detecting apparatus for detecting the frequency information of the analog sine wave signal V in,
A sine wave signal V in analog, (the reciprocal of the sampling frequency f s: 1 / f s) a predetermined sampling period by the instantaneous value V of the input signal V in at the time [t] obtained by converting a digital signal an A / D converter that converts in [t] sequentially into a sine wave signal composed of a plurality of sampling data;
Time cosine value obtained by differentiating the instantaneous value V in [t] of the input signal V in in [t] (cos (α [ t])) an estimate of the instantaneous value of the input signal V in at the time [t-1] A cosine value estimator that uses V in [t−1], an instantaneous value V in [t + 1] of the input signal V in at time [t + 1], and a known value;
Time the instantaneous value V in [t] of the input signal V in at the [t] and a sine component (sin component), the cosine value at time [t] estimated by the cosine value estimating section (cos (alpha [t]) ) As a cosine element (cos element), and a phase estimation unit that calculates a phase α [t] of a cosine value (cos (α [t])) at time [t] using an arctangent function (tan −1 ) ,
Based on the phase α [t−1] at time [t−1] and the phase α [t] at time [t] calculated by the phase estimation unit, the phase displacement amount Δα [t] at time [t] is calculated. A phase displacement amount calculation unit to be calculated;
A frequency estimation unit for calculating the estimated frequency information of the input signal V in in on the basis of the phase shift amount [Delta] [alpha] [t] in the calculated time in the phase shift amount calculation unit [t], the time [t],
A moving average unit calculates the moving average of the estimated frequency information of the input signal V in at the time [t] calculated by the frequency estimation unit, and outputs the estimated frequency moving average information,
Frequency information obtained by adding the correction frequency information to the set frequency information of the input signal V in when the synchronizing frequency information, calculates the error of the synchronizing frequency information for the estimated frequency moving average value information at the time [t], the error An error frequency information output unit for outputting as frequency information;
A frequency correction unit that determines and outputs the correction frequency information so as to reduce the error frequency information;
A frequency information detection apparatus comprising:
cos(α[t])=K・{Vin[t+1]−Vin[t−1]} ・・・(1) The cosine value estimator calculates a cosine value (cos (α [t])) by Equation (1), where K is a constant calculated using the synchronization frequency information. Item 2. The frequency information detection device according to Item 1.
cos (α [t]) = K · {V in [t + 1] −V in [t−1]} (1)
K=1/{2sin(2π・(Fsyc/fs)[t])} ・・・(2) The frequency information detecting apparatus according to claim 2, wherein the constant K is calculated by the equation (2). However, the synchronization frequency information is “F syc ”.
K = 1 / {2sin (2π · (F syc / f s ) [t])} (2)
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