JP6394356B2 - Power receiving device for contactless power supply system - Google Patents
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Description
本発明は、送電コイルから受電コイルへ非接触で送電する非接触給電システムの受電装置に関する。 The present invention relates to a power receiving device of a non-contact power feeding system that performs non-contact power transmission from a power transmitting coil to a power receiving coil.
送電コイルと受電コイルとを対にして用い、送電コイルから受電コイルに非接触で送電する非接触給電システムが注目されている。特許文献１に開示されている非接触給電システムにおける受電装置は、送電装置の送電コイルから非接触で送電される交流電力を受電コイルによって受電する。そして、その受電した交流電力をフルブリッジ型に接続されている複数のスイッチング素子と、スイッチング素子毎に並列接続されている整流素子と、を有する整流回路によって整流し、電気負荷に対して直流電力を出力する。 A non-contact power feeding system that uses a power transmitting coil and a power receiving coil as a pair and transmits power from the power transmitting coil to the power receiving coil in a non-contact manner has attracted attention. The power receiving device in the non-contact power feeding system disclosed in Patent Literature 1 receives AC power transmitted from the power transmitting coil of the power transmitting device in a contactless manner by the power receiving coil. Then, the received AC power is rectified by a rectifier circuit having a plurality of switching elements connected in a full bridge type and a rectifying element connected in parallel for each switching element, and the DC power is supplied to the electric load. Is output.
この電気負荷に対して出力される受電装置の出力電圧が異常上昇した場合に、整流回路の動作を、受電コイルから入力される交流電力を整流する整流動作から、受電コイルの両端を短絡する短絡動作に変更することで、受電装置の出力電圧が異常上昇し続けることを抑制することが可能である。 When the output voltage of the power receiving device that is output to this electrical load rises abnormally, the operation of the rectifier circuit is short-circuited to short-circuit both ends of the power receiving coil from the rectifying operation that rectifies the AC power input from the power receiving coil. By changing to operation, it is possible to suppress the output voltage of the power receiving apparatus from continuing to rise abnormally.
ここで、整流動作から短絡動作に変更すると、受電装置の出力電圧が異常上昇した後にゼロとなる。このため、送電装置側から見た受電装置のインピーダンスが急激に変化し、送電装置の有する素子に高電圧が印加され、送電装置の有する素子に損傷が生じるおそれがある。そこで、特許文献１に記載の技術では、整流動作と短絡動作とを交互に切り替える電圧クランプモードを実施することで、送電装置側から見た受電装置のインピーダンスの急激な変化を抑制している。 Here, when the rectification operation is changed to the short-circuit operation, the output voltage of the power receiving device becomes zero after abnormal increase. For this reason, the impedance of the power receiving device as viewed from the power transmitting device side changes abruptly, a high voltage is applied to the element included in the power transmitting device, and the element included in the power transmitting device may be damaged. Therefore, in the technique described in Patent Document 1, a rapid change in the impedance of the power receiving device viewed from the power transmitting device side is suppressed by performing a voltage clamp mode in which the rectifying operation and the short circuit operation are alternately switched.
特許文献１に記載の構成における電圧クランプモードにおけるスイッチング周波数は、整流動作におけるスイッチング周波数のｎ倍となる（ｎは２以上の整数）。このため、スイッチング素子として、高速動作が可能なものを用いる必要があり、コストが増加するという問題や、スイッチング周波数の増加に伴ってスイッチング素子における発熱が大きくなるという問題がある。 The switching frequency in the voltage clamp mode in the configuration described in Patent Document 1 is n times the switching frequency in the rectification operation (n is an integer of 2 or more). For this reason, it is necessary to use a switching element capable of high-speed operation, and there is a problem that the cost increases, and there is a problem that heat generation in the switching element increases as the switching frequency increases.
本発明は、上記課題に鑑み、受電装置の電流又は電圧が所定の閾値に達した場合に、スイッチング素子を高速動作させることなく、送電装置側から見た受電装置のインピーダンスの急激な変化を抑えつつ、受電装置の電流又は電圧の増加を抑制可能な受電装置を提供することを主たる目的とする。 In view of the above problems, the present invention suppresses a rapid change in the impedance of the power receiving device viewed from the power transmitting device side without causing the switching element to operate at high speed when the current or voltage of the power receiving device reaches a predetermined threshold. However, a main object is to provide a power receiving device that can suppress an increase in current or voltage of the power receiving device.
本発明は、受電コイル（３８）を有し、送電装置（１２）の送電コイル（３７）から非接触で送電される交流電力を前記受電コイルによって受電する非接触給電システム（１０）の受電装置（１３）であって、前記受電コイルに接続されており、フルブリッジ型に接続されている複数のスイッチング素子（ＳＷ１〜ＳＷ４）を有する整流回路と、前記受電装置のいずれかの経路における電流又は電圧を検出する検出手段（４９）と、前記スイッチング素子の開閉状態をそれぞれ制御し、前記受電コイルから入力される交流電力を整流する整流動作を実施する制御部（７０）と、を備え、前記制御部は、前記検出手段による検出値が、所定の閾値を上回ったことを条件として、前記スイッチング素子のスイッチング周期を固定した上で、前記スイッチング素子の開閉制御における位相を調整することで、前記整流回路の動作を前記整流動作から前記受電コイルの両端を短絡する短絡動作に変更することを特徴とする。 The present invention includes a power receiving device of a non-contact power feeding system (10) having a power receiving coil (38) and receiving AC power transmitted from the power transmitting coil (37) of the power transmitting device (12) in a contactless manner. (13) A rectifier circuit having a plurality of switching elements (SW1 to SW4) connected to the power receiving coil and connected in a full bridge type, and a current in any path of the power receiving device or A detection means (49) for detecting a voltage, and a control unit (70) for controlling a switching state of the switching element and performing a rectifying operation for rectifying AC power input from the power receiving coil, The control unit fixes the switching cycle of the switching element on the condition that the detection value by the detection unit exceeds a predetermined threshold. By adjusting the phase of the switching control of the switching element, and changing the operation of the rectifier circuit to short-circuit operation for short-circuiting the both ends of the power receiving coil from the rectification operation.
スイッチング周期を固定とした上で、位相の調整（位相シフト）を実施することで、整流回路の動作を整流動作から短絡動作に変更する構成とした。この構成により、スイッチング素子を高速動作させることなく、かつ、送電装置側から見た受電装置のインピーダンスの急激な変化を抑えつつ、受電装置の電流又は電圧の増加を抑制することが可能となる。 The operation of the rectifier circuit is changed from the rectification operation to the short-circuit operation by adjusting the phase (phase shift) after fixing the switching cycle. With this configuration, it is possible to suppress an increase in the current or voltage of the power receiving device without causing the switching element to operate at high speed and suppressing an abrupt change in the impedance of the power receiving device viewed from the power transmitting device side.
（第１実施形態）
本実施形態における非接触給電システムは、商用電源から電力を供給され受電装置に対して非接触で電力を送電する送電装置、及び、送電装置から非接触で電力を受電する受電装置を備える。受電装置は、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両に搭載され、車載バッテリに対して電力を出力することで、車載バッテリを充電するものである。また、送電装置は、車両が駐車される駐車スペースに設けられている。
(First embodiment)
The contactless power supply system in the present embodiment includes a power transmission device that is supplied with power from a commercial power source and transmits power to the power receiving device in a contactless manner, and a power receiving device that receives power from the power transmission device in a contactless manner. The power receiving device is mounted on a vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle, and charges the in-vehicle battery by outputting electric power to the in-vehicle battery. Moreover, the power transmission device is provided in a parking space where the vehicle is parked.
図１に本実施形態における非接触給電システム１０を示す。非接触給電システム１０は、直流電源１１から供給される電力を送電装置１２から車両に搭載された受電装置１３に対して非接触で送電する。そして、受電装置１３は、送電された電力を車載バッテリ１４に対して出力し、充電を行う。直流電源１１は、例えば、商用電源から入力される交流電力を直流電力に変換して出力するＡＣ／ＤＣコンバータである。 FIG. 1 shows a non-contact power feeding system 10 in the present embodiment. The non-contact power supply system 10 transmits the power supplied from the DC power supply 11 from the power transmission device 12 to the power reception device 13 mounted on the vehicle in a contactless manner. And the power receiving apparatus 13 outputs the transmitted electric power with respect to the vehicle-mounted battery 14, and performs charging. The DC power supply 11 is, for example, an AC / DC converter that converts AC power input from a commercial power supply into DC power and outputs the DC power.
送電装置１２は、直流電源１１から供給される電力を降圧する降圧回路１５、降圧回路１５から出力される直流電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ回路１６、及び、交流電力を受電装置１３に対して出力する送電共振回路１７を備える。また、インバータ回路１６から入力される交流電力から所定の周波数域の交流電力以外を除去し、送電共振回路１７に出力する送電フィルタ回路１８を備える。 The power transmission device 12 includes a step-down circuit 15 that steps down power supplied from the DC power supply 11, an inverter circuit 16 that converts DC power output from the step-down circuit 15 into AC power having a predetermined frequency, and a device that receives AC power. 13 is provided with a power transmission resonance circuit 17 that outputs the power to 13. In addition, a power transmission filter circuit 18 that removes AC power other than a predetermined frequency range from the AC power input from the inverter circuit 16 and outputs the power to the power transmission resonance circuit 17 is provided.
受電装置１３は、送電共振回路１７から電力を供給される受電共振回路１９、受電共振回路１９から供給される交流電力を全波整流する整流回路２０、及び、整流回路２０から供給される電力を所定の電圧に昇圧する昇圧回路２１を備える。また、受電共振回路１９から入力される交流電力から所定の周波数域の交流電力以外を除去し、整流回路２０に出力する受電フィルタ回路２２を備える。 The power reception device 13 includes a power reception resonance circuit 19 to which power is supplied from the power transmission resonance circuit 17, a rectification circuit 20 that performs full-wave rectification on AC power supplied from the power reception resonance circuit 19, and power that is supplied from the rectification circuit 20. A booster circuit 21 that boosts the voltage to a predetermined voltage is provided. In addition, a power receiving filter circuit 22 that removes AC power other than a predetermined frequency range from the AC power input from the power receiving resonance circuit 19 and outputs the AC power to the rectifier circuit 20 is provided.
降圧回路１５は、周知の降圧チョッパ回路であり、直流電源１１に接続されている。降圧回路１５は、直流電源１１から供給される電力を平滑化するコンデンサ２３、電力を蓄積するリアクトル２４、出力電圧を平滑化するコンデンサ２５、出力電圧を調整するスイッチ２６、及び、スイッチ２６がオフ状態にされている場合にリアクトル２４に対して電流を流すためのダイオード２７を備える。なお、スイッチ２６は、ＭＯＳ−ＦＥＴであり、ドレインとソースとの間に逆並列に接続されているダイオード成分を備えている。 The step-down circuit 15 is a well-known step-down chopper circuit and is connected to the DC power supply 11. The step-down circuit 15 includes a capacitor 23 for smoothing power supplied from the DC power supply 11, a reactor 24 for storing power, a capacitor 25 for smoothing output voltage, a switch 26 for adjusting the output voltage, and the switch 26 being off. A diode 27 is provided for passing a current to the reactor 24 when it is in a state. Note that the switch 26 is a MOS-FET and includes a diode component connected in antiparallel between a drain and a source.
インバータ回路１６は、周知のフルブリッジ型のインバータ回路であり、降圧回路１５の出力側に設けられている。インバータ回路１６は、スイッチ２８〜３１を備え、スイッチ２８〜３１が交互にオンオフされる（開閉制御される）ことで、降圧回路１５から供給される直流電力を所定の周波数の交流電力に変換する。なお、スイッチ２８〜３１は、ＭＯＳ−ＦＥＴであり、それぞれボディダイオードを備えている。また、スイッチ２８〜３１は、ＩＧＢＴであってもよい。 The inverter circuit 16 is a known full-bridge type inverter circuit, and is provided on the output side of the step-down circuit 15. The inverter circuit 16 includes switches 28 to 31, and the DC power supplied from the step-down circuit 15 is converted into AC power having a predetermined frequency when the switches 28 to 31 are alternately turned on and off (open / close controlled). . The switches 28 to 31 are MOS-FETs, each having a body diode. Further, the switches 28 to 31 may be IGBTs.
送電共振回路１７は、送電コンデンサ３６及び送電コイル３７が並列接続されて構成されている。また、受電共振回路１９は、受電コイル３８及び受電コンデンサ３９が並列接続されて構成されている。 The power transmission resonance circuit 17 is configured by connecting a power transmission capacitor 36 and a power transmission coil 37 in parallel. The power receiving resonance circuit 19 is configured by connecting a power receiving coil 38 and a power receiving capacitor 39 in parallel.
送電コイル３７及び受電コイル３８はそれぞれ平板状の樹脂に封止されており、送電コイル３７及び送電コイル３７を封止する樹脂で送電パッドを構成し、受電コイル３８及び受電コイル３８を封止する樹脂で受電パッドを構成している。送電パッドは駐車スペースの地表面の所定の位置に設けられており、また、受電パッドは車両の底部に設けられている。駐車スペースに車両が駐車されたときに、送電パッドと受電パットとが上下方向に所定間隔で対向して配置される。そして、その対向状態で送電コイル３７に交流電力を流し、その交流電力によって発生した交番磁束が受電コイル３８と鎖交することで、電磁誘導によって受電コイル３８に交流電力を発生させる。 The power transmission coil 37 and the power reception coil 38 are each sealed with a plate-shaped resin, and a power transmission pad is formed of a resin that seals the power transmission coil 37 and the power transmission coil 37, and the power reception coil 38 and the power reception coil 38 are sealed. The power receiving pad is made of resin. The power transmission pad is provided at a predetermined position on the ground surface of the parking space, and the power reception pad is provided at the bottom of the vehicle. When the vehicle is parked in the parking space, the power transmission pad and the power receiving pad are arranged facing each other in the vertical direction at a predetermined interval. Then, AC power is supplied to the power transmission coil 37 in the facing state, and the alternating magnetic flux generated by the AC power is linked to the power reception coil 38, thereby causing the power reception coil 38 to generate AC power by electromagnetic induction.
送電コイル３７及び受電コイル３８の誘導成分の大きさ、並びに、送電コンデンサ３６及び受電コンデンサ３９の容量成分の大きさは、送電パッドと受電パッドとが所定の対向状態とされたときに、インバータ回路１６の力率が１又は１に近い値となるように設定されている。 The size of the inductive component of the power transmission coil 37 and the power reception coil 38 and the size of the capacitance component of the power transmission capacitor 36 and the power reception capacitor 39 are determined when the power transmission pad and the power reception pad are in a predetermined facing state. The power factor of 16 is set to 1 or a value close to 1.
整流回路２０は、周知のフルブリッジ型の同期整流回路であり、受電共振回路１９から供給される交流電力を直流に変換する。整流回路２０は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備え、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４が交互にオンオフされることで、降圧回路１５から供給される直流電力を所定の周波数の交流電力に変換する。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ＭＯＳ−ＦＥＴであり、ボディダイオードを備えている。 The rectifier circuit 20 is a well-known full-bridge type synchronous rectifier circuit, and converts AC power supplied from the power receiving resonance circuit 19 into DC. The rectifier circuit 20 includes switches SW1 to SW4, and the switches SW1 to SW4 are alternately turned on and off to convert the DC power supplied from the step-down circuit 15 into AC power having a predetermined frequency. The switches SW1 to SW4 are MOS-FETs and include body diodes.
整流回路２０の出力側には平滑コンデンサ４８が設けられている。更に、平滑コンデンサ４８の両端子と車載バッテリ１４との間には、メインリレー５０，５１がそれぞれ設けられている。メインリレー５０，５１は、オフ状態とされることで、受電装置１３と車載バッテリ１４との接続を遮断状態にする。車載バッテリ１４の充電時において、メインリレー５０，５１は原則的にオン状態とされている。 A smoothing capacitor 48 is provided on the output side of the rectifier circuit 20. Further, main relays 50 and 51 are respectively provided between both terminals of the smoothing capacitor 48 and the in-vehicle battery 14. The main relays 50 and 51 are turned off, so that the connection between the power receiving device 13 and the in-vehicle battery 14 is cut off. When charging the in-vehicle battery 14, the main relays 50 and 51 are in principle turned on.
送電フィルタ回路１８は、リアクトル３２，３３及びコンデンサ３４，３５を備えるバンドパスフィルタであり、インバータ回路１６及び送電共振回路１７の間に設けられている。送電フィルタ回路１８において、リアクトル３２及びコンデンサ３４、リアクトル３３及びコンデンサ３５はそれぞれ直列接続されている。そして、インバータ回路１６の出力端子の一方にコンデンサ３４が接続され、他方にコンデンサ３５が接続されている。つまり、リアクトル３２及びコンデンサ３４から構成されるバンドパスフィルタと、リアクトル３３及びコンデンサ３５から構成されるバンドパスフィルタとが並列接続されることで、送電フィルタ回路１８を構成している。 The power transmission filter circuit 18 is a bandpass filter including reactors 32 and 33 and capacitors 34 and 35, and is provided between the inverter circuit 16 and the power transmission resonance circuit 17. In the power transmission filter circuit 18, the reactor 32 and the capacitor 34, and the reactor 33 and the capacitor 35 are connected in series. A capacitor 34 is connected to one of the output terminals of the inverter circuit 16 and a capacitor 35 is connected to the other. That is, the power transmission filter circuit 18 is configured by connecting in parallel a bandpass filter composed of the reactor 32 and the capacitor 34 and a bandpass filter composed of the reactor 33 and the capacitor 35.
受電フィルタ回路２２は、リアクトル４０，４１及びコンデンサ４２，４３を備えるバンドパスフィルタであり、受電共振回路１９及び整流回路２０の間に設けられている。受電フィルタ回路２２において、リアクトル４０及びコンデンサ４２、リアクトル４１及びコンデンサ４３はそれぞれ直列接続されている。そして、受電共振回路１９の出力端子の一方にリアクトル４０が接続され、他方にリアクトル４１が接続されている。つまり、リアクトル４０及びコンデンサ４２から構成されるバンドパスフィルタと、リアクトル４１及びコンデンサ４３から構成されるバンドパスフィルタとが並列接続されることで、受電フィルタ回路２２を構成している。 The power reception filter circuit 22 is a bandpass filter including reactors 40 and 41 and capacitors 42 and 43, and is provided between the power reception resonance circuit 19 and the rectification circuit 20. In the power receiving filter circuit 22, the reactor 40 and the capacitor 42, the reactor 41 and the capacitor 43 are connected in series. And the reactor 40 is connected to one of the output terminals of the power receiving resonance circuit 19, and the reactor 41 is connected to the other. In other words, the power receiving filter circuit 22 is configured by connecting in parallel the bandpass filter composed of the reactor 40 and the capacitor 42 and the bandpass filter composed of the reactor 41 and the capacitor 43.
上記並列接続されているバンドパスフィルタのそれぞれの共振周波数（通過帯域）が、インバータ回路１６から出力される交流電力の周波数になるように、リアクトル３２，３３，４０，４１の誘導成分の大きさ、及び、コンデンサ３４，３５，４２，４３の容量成分の大きさが決定されている。また、送電フィルタ回路１８及び受電フィルタ回路２２において、それぞれ２つのバンドパスフィルタを並列接続することで、バンドパスフィルタにおける発熱を分散させることができる。 The size of the inductive component of reactors 32, 33, 40, and 41 so that the resonance frequency (pass band) of each of the band-pass filters connected in parallel is the frequency of the AC power output from inverter circuit 16. And the magnitude | size of the capacitance component of capacitor | condenser 34,35,42,43 is determined. Further, in the power transmission filter circuit 18 and the power reception filter circuit 22, heat generation in the bandpass filter can be dispersed by connecting two bandpass filters in parallel.
また、送電装置１２には、送電装置１２の制御を行う送電制御部６０が設けられており、受電装置１３には、受電装置１３の制御を行う受電制御部７０が設けられている。送電制御部６０は、降圧回路１５及びインバータ回路１６の制御を行う。受電制御部７０は、整流回路２０の制御を行う。 The power transmission device 12 includes a power transmission control unit 60 that controls the power transmission device 12, and the power reception device 13 includes a power reception control unit 70 that controls the power reception device 13. The power transmission control unit 60 controls the step-down circuit 15 and the inverter circuit 16. The power reception control unit 70 controls the rectifier circuit 20.
また、車両には、ＥＣＵ８０（Electronic Control Unit）及び充電開始ボタン（図示略）が設けられている。車両の停車中において、充電開始ボタンがユーザにより押されると、ＥＣＵ８０は送電装置１２から受電装置１３に対する送電を開始する。具体的には、ＥＣＵ８０は、制御部６０，７０に対して指令を行うとともに、メインリレー５０，５１のオンオフの制御を行う。なお、制御部６０，７０及びＥＣＵ８０は、演算装置であるＣＰＵ、主記憶装置であるＲＡＭなどを備えるマイクロコンピュータである。また、送電制御部６０とＥＣＵ８０との通信は無線、受電制御部７０とＥＣＵ８０との通信は有線により行われる。 Further, the vehicle is provided with an ECU 80 (Electronic Control Unit) and a charge start button (not shown). When the charging start button is pressed by the user while the vehicle is stopped, ECU 80 starts power transmission from power transmission device 12 to power reception device 13. Specifically, the ECU 80 gives commands to the control units 60 and 70 and controls on / off of the main relays 50 and 51. The control units 60 and 70 and the ECU 80 are microcomputers including a CPU that is an arithmetic unit, a RAM that is a main storage device, and the like. Further, communication between the power transmission control unit 60 and the ECU 80 is performed wirelessly, and communication between the power reception control unit 70 and the ECU 80 is performed by wire.
ここで、送電装置１２から受電装置１３に対する送電の際に、車載バッテリ１４に異常が生じると、ＥＣＵ８０は、車載バッテリ１４に対する充電を停止させる。具体的には、ＥＣＵ８０は、メインリレー５０，５１をオフ状態にし、送電制御部６０及び受電制御部７０に対して、電力出力を停止するように指令を行う。この場合、ＥＣＵ８０から送電制御部６０に対する指令信号の遅延に伴い、メインリレー５０，５１がオフ状態にされた後に送電装置１２から受電装置１３に対する送電が継続されることが生じ得る。 Here, when an abnormality occurs in the in-vehicle battery 14 during power transmission from the power transmitting device 12 to the power receiving device 13, the ECU 80 stops charging the in-vehicle battery 14. Specifically, the ECU 80 commands the power transmission control unit 60 and the power reception control unit 70 to stop the power output by turning off the main relays 50 and 51. In this case, with the delay of the command signal from the ECU 80 to the power transmission control unit 60, power transmission from the power transmission device 12 to the power reception device 13 may be continued after the main relays 50 and 51 are turned off.
図２に、メインリレー５０，５１遮断後に、送電装置１２から受電装置１３に対する送電が継続された場合の受電装置１３の出力電圧Ｖｏ、受電装置１３の出力電流Ｉｏ、送電コイル３７に流れる送電電流Ｉ１、受電コイル３８に流れる受電電流Ｉ２の時間変化を示す。 In FIG. 2, the output voltage Vo of the power receiving device 13 when the power transmission from the power transmitting device 12 to the power receiving device 13 is continued after the main relays 50 and 51 are cut off, the output current Io of the power receiving device 13, and the power transmission current flowing through the power transmission coil 37. 11 shows the time change of the received current I2 flowing through I1 and the receiving coil 38.
時刻Ｔ１において、車載バッテリ１４の異常に伴いメインリレー５０，５１がオフ状態にされる。メインリレー５０，５１がオフ状態にされることで、受電装置１３から車載バッテリ１４に流れ込む電流である出力電流Ｉｏが０となる。その後、平滑コンデンサ４８に対して電流が流れ込むことで、受電装置１３の出力電圧Ｖｏである平滑コンデンサ４８の端子間電圧が上昇し続ける。このため、整流回路２０及び平滑コンデンサ４８に過電圧が印加され受電装置１３の素子に損傷が生じるおそれがある。 At time T1, the main relays 50 and 51 are turned off due to the abnormality of the in-vehicle battery 14. When the main relays 50 and 51 are turned off, the output current Io that is a current flowing from the power receiving device 13 into the in-vehicle battery 14 becomes zero. Thereafter, the current flows into the smoothing capacitor 48, whereby the voltage across the smoothing capacitor 48 that is the output voltage Vo of the power receiving device 13 continues to rise. For this reason, an overvoltage is applied to the rectifier circuit 20 and the smoothing capacitor 48, and the elements of the power receiving device 13 may be damaged.
受電装置１３の出力電圧Ｖｏと、送電装置１２の入力電圧との差圧に比例した電流が送電コイル３７に流れる。そのため、受電装置１３の出力電圧Ｖｏが上昇することで、送電電流Ｉ１の振幅も上昇し続ける。その結果、送電コイル３７に過電流が流れることが懸念される。このため、送電装置１２の素子に損傷が生じるおそれがある。 A current proportional to the differential pressure between the output voltage Vo of the power receiving device 13 and the input voltage of the power transmitting device 12 flows through the power transmitting coil 37. Therefore, when the output voltage Vo of the power receiving device 13 increases, the amplitude of the transmission current I1 continues to increase. As a result, there is a concern that an overcurrent flows through the power transmission coil 37. For this reason, there exists a possibility that the element of the power transmission apparatus 12 may be damaged.
そこで、受電装置１３の出力電圧Ｖｏを電圧センサ４９（検出手段）によって検出し、その検出値が所定の閾値に達した場合に、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を制御し、受電コイル３８から車載バッテリ１４に対する電流経路を短絡して動作させる短絡動作を実施する構成が考えられる。「整流動作」及び「短絡動作」について、以下に説明を行う。 Therefore, the output voltage Vo of the power receiving device 13 is detected by the voltage sensor 49 (detection means), and when the detected value reaches a predetermined threshold value, the switches SW1 to SW4 are controlled so that the power receiving coil 38 applies to the in-vehicle battery 14. A configuration in which a short-circuit operation is performed in which the current path is short-circuited is considered. The “rectifying operation” and the “short circuit operation” will be described below.
整流回路２０において、スイッチＳＷ１のソース、及び、スイッチＳＷ２のドレインは、受電フィルタ回路２２を介して受電コイル３８の一端に接続されており、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、第１レグを構成している。スイッチＳＷ３のソース、及び、スイッチＳＷ４のドレインは、受電フィルタ回路２２を介して受電コイル３８の他端に接続されており、スイッチＳＷ３，ＳＷ４は、第２レグを構成している。スイッチＳＷ１，ＳＷ３は上アームスイッチング素子であり、スイッチＳＷ２，ＳＷ４は下アームスイッチング素子である。 In the rectifier circuit 20, the source of the switch SW1 and the drain of the switch SW2 are connected to one end of the power receiving coil 38 via the power receiving filter circuit 22, and the switches SW1 and SW2 constitute the first leg. . The source of the switch SW3 and the drain of the switch SW4 are connected to the other end of the power receiving coil 38 via the power receiving filter circuit 22, and the switches SW3 and SW4 constitute a second leg. The switches SW1 and SW3 are upper arm switching elements, and the switches SW2 and SW4 are lower arm switching elements.
整流動作では、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４とが同期してオンオフされるとともに、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とが同期してオンオフされる。短絡動作では、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ３とが同期してオンオフされるとともに、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ４とが同期してオンオフされる。なお、同一のレグに属する上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが同時にオン状態とならないように、オンオフ状態（開閉状態）の切り替え時において、両スイッチング素子がともにオフ状態とされるデッドタイムが設けられている。 In the rectification operation, the switch SW1 and the switch SW4 are turned on and off in synchronization, and the switch SW2 and the switch SW3 are turned on and off in synchronization. In the short-circuit operation, the switch SW1 and the switch SW3 are turned on and off in synchronization, and the switch SW2 and the switch SW4 are turned on and off in synchronization. In order to prevent the upper arm switching element and the lower arm switching element belonging to the same leg from being turned on at the same time, there is a dead time during which both switching elements are turned off when switching between the on and off states (opening and closing states). Is provided.
図３（ａ），（ｂ）に整流動作時における電流の流れる方向を表す。図３（ａ）では、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン状態とされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフ状態とされている。図３（ｂ）では、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフ状態とされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン状態とされている。整流動作により受電コイル３８から供給される交流電力が直流に変換されて出力される。 3A and 3B show the direction of current flow during the rectification operation. In FIG. 3A, the switches SW1 and SW4 are turned on, and the switches SW2 and SW3 are turned off. In FIG. 3B, the switches SW1 and SW4 are turned off, and the switches SW2 and SW3 are turned on. The AC power supplied from the power receiving coil 38 by the rectifying operation is converted into DC and output.
図３（ｃ），（ｄ）に短絡動作時における電流の流れる方向を表す。図３（ｃ）では、スイッチＳＷ１，ＳＷ３がオン状態とされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ４がオフ状態とされている。図３（ｄ）では、スイッチＳＷ１，ＳＷ３がオフ状態とされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ４がオン状態とされている。短絡動作により受電コイル３８から供給される交流電力を受電コイル３８に還流せることができる。 FIGS. 3C and 3D show the direction of current flow during the short-circuit operation. In FIG. 3C, the switches SW1 and SW3 are turned on, and the switches SW2 and SW4 are turned off. In FIG. 3D, the switches SW1 and SW3 are turned off and the switches SW2 and SW4 are turned on. The AC power supplied from the receiving coil 38 can be returned to the receiving coil 38 by the short-circuit operation.
ここで、整流動作から短絡動作に変更すると、送電装置１２から見た受電装置１３のインピーダンスが急激に低下し、送電コイル３７に印加される電圧や流れる電流が急激に変化する。この電圧及び電流の変化に伴って、送電コイル３７やインバータ回路１６を構成するスイッチ２８〜３１に損傷が生じることが懸念される。 Here, when the rectifying operation is changed to the short-circuit operation, the impedance of the power receiving device 13 viewed from the power transmitting device 12 is rapidly decreased, and the voltage applied to the power transmitting coil 37 and the flowing current are rapidly changed. With the change in voltage and current, there is a concern that the power transmission coil 37 and the switches 28 to 31 constituting the inverter circuit 16 may be damaged.
そこで、本実施形態では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフの位相を調整することで、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を整流動作から短絡動作に切り替える構成とする。より具体的には、第１レグを構成するスイッチＳＷ１，ＳＷ２に対する第２レグを構成するスイッチＳＷ３，ＳＷ４のオンオフの位相をスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフ制御における位相と定義する。この場合、整流動作における位相を０度とすると、短絡動作における位相が１８０度又は−１８０度に相当する。そこで、スイッチング周期ごとに１８０度未満の所定の位相量だけ正又は負の方向に位相シフトすることで、位相を０度から１８０度又は−１８０度に変更し、整流動作から短絡動作への切り替えを行う。 Therefore, in this embodiment, the switches SW1 to SW4 are switched from the rectifying operation to the short-circuiting operation by adjusting the on / off phase of the switches SW1 to SW4. More specifically, the on / off phase of the switches SW3 and SW4 constituting the second leg with respect to the switches SW1 and SW2 constituting the first leg is defined as the phase in the on / off control of the switches SW1 to SW4. In this case, when the phase in the rectification operation is 0 degree, the phase in the short-circuit operation corresponds to 180 degrees or -180 degrees. Therefore, the phase is changed from 0 degrees to 180 degrees or -180 degrees by shifting the phase in the positive or negative direction by a predetermined phase amount of less than 180 degrees every switching cycle, and switching from the rectification operation to the short-circuit operation I do.
図４（ａ）に整流動作時（位相０度）における各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の駆動信号の時間変化を示す。図４（ｂ）に整流動作から短絡動作への切り替え途中（位相９０度）における各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の駆動信号の時間変化を示す。図４（ｃ）に短絡動作時（位相１８０度）における各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の駆動信号の時間変化を示す。図４（ｂ）に示す位相９０度の状態では、スイッチング周期の半分が整流動作となり、半分が短絡動作となっている。 FIG. 4A shows a time change of the drive signals of the switches SW1 to SW4 during the rectification operation (phase 0 degree). FIG. 4B shows the time change of the drive signals of the switches SW1 to SW4 during the switching from the rectifying operation to the short-circuit operation (phase 90 degrees). FIG. 4C shows a time change of the drive signals of the switches SW1 to SW4 during the short circuit operation (phase 180 degrees). In the state of the phase of 90 degrees shown in FIG. 4B, half of the switching cycle is a rectification operation and half is a short-circuit operation.
図５に１スイッチング周期で、０度から所定の位相量だけ位相シフトした場合の受電電流Ｉ２のピーク値を示す。１８０度位相シフトした場合（位相シフト量１８０度）における受電電流Ｉ２のピーク値が最も大きく、シフトした位相量が小さいほど受電電流Ｉ２のピーク値が小さくなる。 FIG. 5 shows the peak value of the received current I2 when the phase is shifted from 0 degree by a predetermined phase amount in one switching cycle. When the phase shift is 180 degrees (phase shift amount 180 degrees), the peak value of the received current I2 is the largest, and the peak value of the received current I2 is smaller as the shifted phase amount is smaller.
図６に１スイッチング周期で、０度から所定量だけ位相シフトした場合の受電装置１３の出力電圧Ｖｏの単位時間当たり変化量（ｄＶｏ／ｄｔ）、即ち、上昇率を示す。位相シフトしない場合（位相シフト量０度）における出力電圧Ｖｏの上昇率が最も大きく、位相シフト量が大きいほどその出力電圧Ｖｏの上昇率が小さくなる。 FIG. 6 shows the amount of change (dVo / dt) per unit time of the output voltage Vo of the power receiving device 13 when the phase is shifted by a predetermined amount from 0 degree in one switching cycle, that is, the rate of increase. When the phase shift is not performed (phase shift amount 0 degree), the increase rate of the output voltage Vo is the largest, and the increase rate of the output voltage Vo becomes smaller as the phase shift amount is larger.
つまり、位相シフト量を大きくすると、出力電圧Ｖｏの単位時間当たりの変化量が小さくなる一方で、受電電流Ｉ２のピーク値が大きくなる。逆に、位相シフト量を小さくすると、受電電流Ｉ２のピーク値が小さくなる一方で、出力電圧Ｖｏの所定時間当たりの変化量が大きくなる。そこで、出力電圧Ｖｏが所定の上限値に達する前に、整流動作から短絡動作への切り替えが実施できるような位相量で位相シフトを実施する構成とする。ここで、出力電圧Ｖｏの上限値は、平滑コンデンサ４８などの素子の耐圧に基づいて設定される。このような構成にすることで、出力電圧Ｖｏが過剰に大きくなることと、受電電流Ｉ２が過剰に大きくなることとの双方を抑制できる。 That is, when the phase shift amount is increased, the amount of change in the output voltage Vo per unit time is reduced, while the peak value of the received current I2 is increased. Conversely, when the phase shift amount is reduced, the peak value of the received current I2 is reduced, while the change amount of the output voltage Vo per predetermined time is increased. Therefore, the phase shift is performed with a phase amount that allows switching from the rectification operation to the short-circuit operation before the output voltage Vo reaches a predetermined upper limit value. Here, the upper limit value of the output voltage Vo is set based on the breakdown voltage of an element such as the smoothing capacitor 48. With such a configuration, it is possible to suppress both the output voltage Vo from excessively increasing and the power receiving current I2 from excessively increasing.
図７に本実施形態におけるスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフの位相変化を表すタイミングチャートを示す。本実施形態では、出力電圧Ｖｏが所定電圧を超えないように短絡動作への切り替え終了時点ｔ１を定め、位相シフトを開始してから切り替え終了時点ｔ１が経過する時間において、線形的に位相シフト量を変化させる構成とした。 FIG. 7 is a timing chart showing the on / off phase change of the switches SW1 to SW4 in this embodiment. In the present embodiment, the switching end time t1 for switching to the short-circuit operation is determined so that the output voltage Vo does not exceed the predetermined voltage, and the phase shift amount is linearly detected at the time when the switching end time t1 elapses after the phase shift starts. It was set as the structure which changes.
図８（ａ）に本実施形態における位相シフト制御を実施した場合のタイミングチャートを示し、図８（ｂ）に一回の制御周期において０度から１８０度に位相シフト制御を実施した場合のタイミングチャートを示す。 FIG. 8A shows a timing chart when the phase shift control in this embodiment is performed, and FIG. 8B shows a timing when the phase shift control is performed from 0 degrees to 180 degrees in one control cycle. A chart is shown.
時刻Ｔ１１において、車載バッテリ１４の異常に伴いメインリレー５０，５１がオフ状態にされる。メインリレー５０，５１がオフ状態にされることで、受電装置１３から車載バッテリ１４に流れ込む電流である出力電流Ｉｏが０となる。その後、平滑コンデンサ４８に対して電流が流れ込むことで、受電装置１３の出力電圧Ｖｏが上昇し、時刻Ｔ１２において、出力電圧Ｖｏが閾値に達し、位相シフト制御が実施される。位相シフト制御が実施されることで、出力電圧Ｖｏの上昇が停止され、受電電流Ｉ２のピーク値が一次的に増加する。図８（ａ）に比べて、図８（ｂ）の一回の制御周期における位相シフト量が大きいため、受電電流Ｉ２のピーク値の最大値が大きくなっている。 At time T <b> 11, the main relays 50 and 51 are turned off due to the abnormality of the in-vehicle battery 14. When the main relays 50 and 51 are turned off, the output current Io that is a current flowing from the power receiving device 13 into the in-vehicle battery 14 becomes zero. Thereafter, the current flows into the smoothing capacitor 48, whereby the output voltage Vo of the power receiving device 13 increases. At time T12, the output voltage Vo reaches the threshold value, and phase shift control is performed. By performing the phase shift control, the increase of the output voltage Vo is stopped, and the peak value of the received current I2 is increased temporarily. Since the amount of phase shift in one control cycle in FIG. 8B is larger than that in FIG. 8A, the maximum value of the peak value of the received current I2 is large.
特許文献１（特開２０１４−７９１０７号公報）に記載の技術は、出力電圧Ｖｏが所定値に達した場合に、位相を０度から１８０度までの範囲で切り替える制御を実施している。そのため、図８（ｂ）に示すタイミングチャートと同様に、受電電流Ｉ２のピーク値が過渡的に増加し、受電装置１３の素子に悪影響が生じることが懸念される。一方、本実施形態では、位相シフトを実施する場合に、所定時間経過後にスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の位相を１８０度に変化させることで、出力電圧Ｖｏの増加を抑えつつ、受電電流Ｉ２のピーク値が急激に増加することを抑制することができる。 The technique described in Patent Document 1 (Japanese Patent Application Laid-Open No. 2014-79107) performs control to switch the phase in a range from 0 degrees to 180 degrees when the output voltage Vo reaches a predetermined value. Therefore, similarly to the timing chart shown in FIG. 8B, there is a concern that the peak value of the received current I2 increases transiently, and the elements of the power receiving device 13 are adversely affected. On the other hand, in the present embodiment, when the phase shift is performed, the peak value of the received current I2 is suppressed while suppressing the increase in the output voltage Vo by changing the phase of the switches SW1 to SW4 to 180 degrees after a predetermined time has elapsed. A sharp increase can be suppressed.
また、本実施形態では、スイッチング周期を固定とした上で、位相の調整（位相シフト）を実施することで、整流回路２０の動作を整流動作から短絡動作に変更する構成としている。この構成により、特許文献１に記載の構成のようにスイッチング素子を高速動作させることなく、送電装置１２の側から見た受電装置１３のインピーダンスの急激な変化を抑えつつ、受電装置１３の出力電圧Ｖｏの増加を抑制することが可能となる。 In this embodiment, the operation of the rectifier circuit 20 is changed from the rectification operation to the short-circuit operation by adjusting the phase (phase shift) after fixing the switching cycle. With this configuration, the output voltage of the power receiving device 13 is suppressed without causing a rapid change in the impedance of the power receiving device 13 viewed from the power transmitting device 12 side without causing the switching element to operate at high speed as in the configuration described in Patent Document 1. It is possible to suppress an increase in Vo.
（第２実施形態）
第１実施形態では、図７に示すようにＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフの位相を線形的に変化させた。第２実施形態では、これを変更し、図９に示すようにスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフの位相を変化させる。具体的には、位相シフトの実施期間において、前半に位相を急激に変化させ、後半に位相を緩やかに変化させる。このように位相を変化させることで、受電装置１３の出力電圧Ｖｏの変化の抑制効果が向上する。
(Second Embodiment)
In the first embodiment, as shown in FIG. 7, the on / off phases of SW1 to SW4 are linearly changed. In the second embodiment, this is changed and the on / off phases of the switches SW1 to SW4 are changed as shown in FIG. Specifically, in the phase shift execution period, the phase is rapidly changed in the first half and gradually changed in the second half. By changing the phase in this way, the effect of suppressing the change in the output voltage Vo of the power receiving device 13 is improved.
（第３実施形態）
第１実施形態では、図７に示すようにＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフの位相を線形的に変化させた。第３実施形態では、これを変更し、図１０に示すようにスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフの位相を変化させる。位相シフトの実施期間において、前半に位相を緩やかに変化させ、後半に位相を急激に変化させる。このように位相を変化させることで、受電電流Ｉ２のピーク値の増加の抑制効果が向上する。
(Third embodiment)
In the first embodiment, as shown in FIG. 7, the on / off phases of SW1 to SW4 are linearly changed. In the third embodiment, this is changed, and the on / off phases of the switches SW1 to SW4 are changed as shown in FIG. In the phase shift implementation period, the phase is gradually changed in the first half and the phase is rapidly changed in the second half. By changing the phase in this way, the effect of suppressing the increase in the peak value of the received current I2 is improved.
（第４実施形態）
上記第１〜第３実施形態では、位相シフト量を予め定められた値となるように、連続的に変化させる構成とした。本実施形態では、これを変更する。具体的には、受電装置１３の出力電圧Ｖｏの検出値と受電装置１３の出力電圧Ｖｏの閾値との偏差が小さくなるように、受電装置１３の出力電圧Ｖｏの検出値と受電装置１３の出力電圧Ｖｏの閾値との偏差に基づいて、１スイッチング周期ごとの位相シフト量をフィードバック制御する構成とする。
(Fourth embodiment)
In the first to third embodiments, the phase shift amount is continuously changed so as to be a predetermined value. In the present embodiment, this is changed. Specifically, the detected value of the output voltage Vo of the power receiving device 13 and the output of the power receiving device 13 so that the deviation between the detected value of the output voltage Vo of the power receiving device 13 and the threshold value of the output voltage Vo of the power receiving device 13 becomes small. Based on the deviation from the threshold value of the voltage Vo, the phase shift amount for each switching period is feedback-controlled.
図１１に本実施形態における制御を実施した場合の位相の様子を表すタイミングチャートを示す。実線で表す状態（Ａ）では、一点鎖線で表す状態（Ｂ）と比べて、受電装置１３の出力電圧Ｖｏの上昇率が大きいため、０度から１８０度への位相シフトが早く完了している。このような構成にすることで、より好適に、出力電圧Ｖｏが閾値を大きく超える状態を抑制しつつ、受電電流Ｉ２のピーク値が増加することを抑制することが可能になる。 FIG. 11 is a timing chart showing the state of the phase when the control according to this embodiment is performed. In the state (A) indicated by the solid line, the rate of increase of the output voltage Vo of the power receiving device 13 is larger than in the state (B) indicated by the alternate long and short dash line, and thus the phase shift from 0 degrees to 180 degrees is completed earlier. . By adopting such a configuration, it is possible to more suitably suppress an increase in the peak value of the received current I2 while suppressing a state where the output voltage Vo greatly exceeds the threshold value.
（第５実施形態）
本実施形態における受電制御部７０は、受電装置１３の出力電圧Ｖｏの検出値が所定の閾値を下回った場合に、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のスイッチング周期を固定した上で、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフ制御における位相を調整することで、整流回路２０の動作を短絡動作から整流動作に変更する。このような制御を実施することで、受電装置１３が正常状態に復帰した場合に、整流回路２０の動作を短絡動作から整流動作に復帰させることができる。
(Fifth embodiment)
The power reception control unit 70 according to the present embodiment fixes on / off control of the switches SW1 to SW4 after fixing the switching cycle of the switches SW1 to SW4 when the detected value of the output voltage Vo of the power reception device 13 falls below a predetermined threshold. By adjusting the phase at, the operation of the rectifier circuit 20 is changed from the short-circuit operation to the rectification operation. By performing such control, when the power receiving device 13 returns to a normal state, the operation of the rectifier circuit 20 can be returned from the short-circuit operation to the rectification operation.
また、受電制御部７０は、所定時間にわたって、受電装置１３の出力電圧Ｖｏの検出値が所定の閾値を上回っていることを条件として、送電制御部６０に対して、送電装置１２から受電装置１３への送電の停止を指令する。このような制御を実施することで、送電装置１２から受電装置１３への送電を停止し、受電装置１３の素子に過剰な電圧が印加されることで生じる損傷を抑制することができる。 The power reception control unit 70 also sends the power reception device 13 from the power transmission device 12 to the power transmission control unit 60 on condition that the detected value of the output voltage Vo of the power reception device 13 exceeds a predetermined threshold over a predetermined time. Command to stop power transmission to By performing such control, power transmission from the power transmission device 12 to the power reception device 13 is stopped, and damage caused by applying an excessive voltage to the elements of the power reception device 13 can be suppressed.
受電制御部７０は、所定時間にわたって、受電装置１３の出力電圧Ｖｏの検出値が所定の閾値を上回っていることを条件として、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフ状態にして駆動を停止する。このようにスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の駆動を停止させ、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を全てオフ状態にすることで、受電装置１３の素子に過剰な電圧が印加されることを抑制することができる。 The power reception control unit 70 turns off the switches SW <b> 1 to SW <b> 4 and stops driving on the condition that the detected value of the output voltage Vo of the power receiving device 13 exceeds a predetermined threshold value for a predetermined time. Thus, by stopping the driving of the switches SW1 to SW4 and turning off all the switches SW1 to SW4, it is possible to suppress an excessive voltage from being applied to the elements of the power receiving device 13.
（他の実施形態）
・受電装置１３の出力電圧Ｖｏを検出し、その検出値と所定の閾値とを比較する構成とした。これを変更し、受電装置１３のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４に流れる電流や、整流回路２０の入力電圧などを検出し、その検出値と所定の閾値とを比較する構成としてもよい。
(Other embodiments)
The output voltage Vo of the power receiving device 13 is detected, and the detected value is compared with a predetermined threshold value. It is good also as a structure which changes this, detects the electric current which flows into switch SW1-SW4 of the power receiving apparatus 13, the input voltage of the rectifier circuit 20, etc., and compares the detected value and a predetermined threshold value.
・上記実施形態では、整流動作を０度とした場合に、短絡動作を１８０度とし、位相を進ませることで整流動作から短絡動作への切り替えを実施した。この構成に代えて、整流動作を０度とした場合に、短絡動作を−１８０度とし、位相を遅らせることで整流動作から短絡動作への切り替えを実施してもよい。 In the above embodiment, when the rectification operation is 0 degree, the short-circuit operation is 180 degrees, and the phase is advanced to switch from the rectification operation to the short-circuit operation. Instead of this configuration, when the rectification operation is set to 0 degrees, the short-circuit operation may be set to -180 degrees and the phase may be delayed to switch from the rectification operation to the short-circuit operation.
・送電共振回路１７において、送電コンデンサ３６及び送電コイル３７を並列接続する構成としたが、これを変更し、直列接続としてもよい。また、受電共振回路１９において、受電コイル３８及び受電コンデンサ３９を並列接続する構成としたが、これを変更し、直列接続としてもよい。 In the power transmission resonance circuit 17, the power transmission capacitor 36 and the power transmission coil 37 are connected in parallel. However, this may be changed to be connected in series. In the power receiving resonance circuit 19, the power receiving coil 38 and the power receiving capacitor 39 are connected in parallel. However, this may be changed and may be connected in series.
・降圧回路１５を省略する構成としてもよい。この場合、インバータ回路１６においてＰＷＭ制御を実施することで、降圧動作が実現可能である。 -The step-down circuit 15 may be omitted. In this case, the step-down operation can be realized by performing PWM control in the inverter circuit 16.
１０…非接触給電システム、１２…送電装置、１３…受電装置、３７…送電コイル、３８…受電コイル、４９…電圧センサ（検出手段）、７０…受電制御部、ＳＷ１〜ＳＷ４…スイッチ（スイッチング素子）。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Non-contact electric power feeding system, 12 ... Power transmission apparatus, 13 ... Power reception apparatus, 37 ... Power transmission coil, 38 ... Power reception coil, 49 ... Voltage sensor (detection means), 70 ... Power reception control part, SW1-SW4 ... Switch (switching element) ).
Claims (7)
前記受電コイルに接続されており、フルブリッジ型に接続されている複数のスイッチング素子（ＳＷ１〜ＳＷ４）を有する整流回路と、
前記受電装置のいずれかの経路における電流又は電圧を検出する検出手段（４９）と、
前記スイッチング素子の開閉状態をそれぞれ制御し、前記受電コイルから入力される交流電力を整流する整流動作を実施する制御部（７０）と、
を備え、
前記制御部は、前記検出手段による検出値が、所定の閾値を上回ったことを条件として、前記スイッチング素子のスイッチング周期を固定した上で、前記整流動作における前記スイッチング素子の開閉制御の位相を０度とし、前記受電コイルの両端を短絡する短絡動作における前記スイッチング素子の開閉制御の位相を１８０度又は−１８０度とし、前記スイッチング素子の開閉制御における位相をスイッチング周期ごとに１８０度未満の所定の位相量だけ正又は負の方向に位相シフトすることで、前記整流回路の動作を前記整流動作から前記短絡動作に変更することを特徴とする受電装置。 A power receiving device (13) of a non-contact power feeding system (10) having a power receiving coil (38) and receiving AC power transmitted from the power transmitting coil (37) of the power transmitting device (12) in a contactless manner by the power receiving coil. There,
A rectifier circuit connected to the power receiving coil and having a plurality of switching elements (SW1 to SW4) connected in a full bridge type;
Detection means (49) for detecting current or voltage in any path of the power receiving device;
A control unit (70) for controlling the open / closed state of the switching elements and performing a rectifying operation for rectifying the AC power input from the power receiving coil;
With
The control unit sets a switching period of the switching element in the rectifying operation to 0 after fixing a switching cycle of the switching element on condition that a detection value by the detection unit exceeds a predetermined threshold. The phase of the switching control of the switching element in a short-circuit operation in which both ends of the power receiving coil are short-circuited is set to 180 degrees or -180 degrees, and the phase in the switching control of the switching element is a predetermined value less than 180 degrees for each switching period. by phase shifting only the positive or negative direction phase amount, the power receiving device and changes before Kitan絡動operation the operation of the rectifier circuit from the rectifier operation.
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