JP6388785B2 - アンテナビーム形成アレイ用の分散型給電回路 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナアレイ用のアンテナビーム形成アレイの分野に関する。本発明は、更に正確には、ビーム形成アレイ用の分散型給電回路に関する。

本発明の分野は、特に、衛星アンテナ用のアンテナアレイの分野である。衛星アンテナアレイは、様々な観察方向においていくつかのアンテナビームを生成する能力を有する。このようなマルチビームアンテナは、例えば、マルチメディアアプリケーション用のＫａ帯域、ポイントツーポイント通信リンク用のＫｕ又はＣ帯域、或いは、さもなければ、衛星に基づいたモバイル通信用のＬ又はＳ帯域などの様々な周波数帯域における電気通信アプリケーションのために衛星に搭載された状態において使用されている。アンテナアレイは、様々なビームの、特にその数及びその照準方向の、再構成を許容するという利点を有する。

従って、マルチビームアンテナは、前記要素のそれぞれによって生成されるアンテナビームの構成を目的としてアンテナアレイの様々なアンテナ要素に適切な給電信号を送るタスクを有するビーム形成アレイに結合する必要がある。

従って、本発明の分野は、アンテナビーム形成アレイの分野でもある。サブ分野は、バトラー行列（Ｂｕｔｌｅｒ ｍａｔｒｉｘ）という名称で呼ばれている行列様のビーム形成アレイに関する。バトラー行列は、ハイブリッドカプラ及び位相シフタから構成されたマイクロ波周波数の受動型装置である。このような装置は、アンテナアレイの分野において知られており、且つ、具体的には、Ｊｅｓｓｅ Ｂｕｔｌｅｒ，Ｒａｌｐｈ Ｌｏｗｅ，Ｂｅａｍ−Ｆｏｒｍｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｓ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ Ｓｃａｎｎｅｄ Ａｎｔｅｎｎａｓ，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｄｅｓｉｇｎ，ｖｏｌｕｍｅ ９，ｐｐ．１７０−１７３，Ａｐｒｉｌ １２，１９６１という論文に記述されている。バトラー行列によれば、その入力のうちの１つの入力上に生成されたマイクロ波周波数信号について、それぞれの連続した出力の間に規則的な位相の増分を有する状態において、すべての出力にわたって、この信号の等振幅分布を得ることができる。

バトラー行列の出力ポートがアンテナアレイの放射要素に結合されている際には、行列のそれぞれの入力上において注入されたマイクロ波周波数信号は、既定の方向において、且つ、既定の指向性アンテナビームに従って、アンテナアレイによって放射される。様々な放射要素を介してこのように生成されたアンテナビームは、いずれも、規則的に離隔していると共に直交している。これらのビームの直交特性は、様々な経路の良好な相互隔離を得るのに重要である。

バトラー行列の利点は、従来のビーム形成アレイの場合に、２Ｎ（Ｎ−１）の代わりに、Ｎ．（ｌｏｇ_２Ｎ）／２のレベルの最少数のカプラしか必要としないという点にあり、ここで、行列の出力の数Ｎは、生成対象のアンテナビームの数に等しい。

バトラー行列は、一般に、マイクロ波周波数信号に、或いは、更に一般的には、マイクロ波周波数範囲内の電気信号に、利用されている。バトラー行列を生成するために従来使用されている技術が導波路技術であり、この技術は、非常に嵩張るという欠点を有する。実際に、搭載型のアプリケーションの場合には、解決を擁する１つの問題点は、このような装置の小型化に関係しており、その理由は、アンテナ装置が小型であることが、特に、アンテナ要素の数と、従って、間接的に、バトラー行列の出力数と、が増大した際に、大きな利点となるからである。

導波路技術によって製造されるバトラー行列の嵩張るという問題点の解決を可能にする既知の解決策は、光集積回路、即ち、ＰＩＣ（ｐｈｏｔｏｎｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｔｃｕｉｔ）によって実装されたカプラ及び遅延ラインの構成からなるバトラー行列を生成することができるように、マイクロ波周波数の電気信号を光信号に変換するステップを有する。光信号の波長は、本質的に、マイクロ波周波数の電気信号の波長よりも大幅に小さく、この結果、装置が小型になる。

光集積回路の技術を利用してバトラー行列を実装する解決策は、具体的には、Ｔ．Ｇａｌｌｏ，ａｎｄ Ｒ．ＤｅＳａｌｖｏ，Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ Ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｇｕｉｄｅｄ−Ｗａｖｅ Ｂｕｔｌｅｒ Ｍａｔｒｉｃｅｓ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，Ｖｏｌ．４５，Ｎｏ．８，Ａｕｇｕｓｔ １９９７という論文、或いは、国際特許出願公開第２００３／０７９１０１号明細書に記述されている。

提案されているアーキテクチャは、光学位相の非常に正確な制御と複雑な位相制御ループの実装を必要とするヘテロダイン光学システムに基づいている。

このタイプのアーキテクチャに伴う問題点は、バトラー行列を製造するために必要な位相シフタの精度に関係している。実際に、上述のように、バトラー行列は、従来、ハイブリッドカプラだけでなく、位相シフタからも構成されている。これらのカプラ及び位相シフタの構成により、望ましい行列伝達関数を生成することが可能であり、この行列伝達関数は、特に、行列の出力信号の位相を構成するように、単位性を有していなければならず、或いは、少なくとも直交性を有していなければならない。８入力及び８出力を有する行列の場合には、必要な位相シフトは、ＰＩ／８又は２２．５°の倍数である。位相シフタは、実際には、遅延ラインによって実施される。この場合に、光学ドメインにおいては、（付与されるべき位相シフトに直接的に関係する）波長が、通常、数ナノメートルのレベルに、大幅に低減される。従って、必要とされる精度を伴って望ましい位相シフトを実装するためには、遅延ラインの実施形態の精度に関係する問題点が存在していることがわかる。位相シフトの精度は、重要であり、その理由は、この精度が、行列の出力経路の相互隔離に直接的に関係しているからである。十分に正確な方式によって位相シフトが実装されない場合には、行列の伝達関数に影響が及ぶことになり、結果的に、単位性を失うことになる。

国際公開第２００３／０７９１０１号

Ｊｅｓｓｅ Ｂｕｔｌｅｒ，Ｒａｌｐｈ Ｌｏｗｅ，Ｂｅａｍ−Ｆｏｒｍｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｓ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ Ｓｃａｎｎｅｄ Ａｎｔｅｎｎａｓ，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｄｅｓｉｇｎ，ｖｏｌｕｍｅ ９，ｐｐ．１７０−１７３，Ａｐｒｉｌ １２，１９６１ Ｔ．Ｇａｌｌｏ，ａｎｄ Ｒ．ＤｅＳａｌｖｏ，Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ Ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｇｕｉｄｅｄ−Ｗａｖｅ Ｂｕｔｌｅｒ Ｍａｔｒｉｃｅｓ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，Ｖｏｌ．４５，Ｎｏ．８，Ａｕｇｕｓｔ １９９７

従って、ＰＩＣ技術によって実装されたバトラー行列の位相シフタの精度の改善との関係において問題が存在している。

本発明は、小さな容積を有する分散型給電回路を提案することにより、上述の問題に対する対応策を提供しており、その理由は、この分散型給電回路は、光搬送波上において変調された電気信号を受け取るように適合されたＰＩＣ技術によって実施することができるからである。

本発明は、電気信号のマイクロ波周波数のレベルにおける遅延ラインの長さの構成を許容するという主要な利点を有しており、これにより、このような回路が有することを要する正確な位相シフトの実装が大幅に促進される。

本発明による分散型給電回路は、アンテナビーム形成アレイにおいて利用された際に、その角度的な離隔が調節可能である照準方向における複数のアンテナビームの生成を許容する。

本発明の主題は、アンテナビーム形成アレイ用の分散型給電回路であり、この分散型給電回路は、複数Ｎの入力と、複数Ｎの出力と、を有し、前記回路は、少なくとも１つの入力上において、少なくとも１つの光搬送波上において変調されたマイクロ波周波数の電気信号を受け取るように適合されており、前記回路は、少なくとも２つの光ディバイダ、前記そのマイクロ波周波数の信号の波長の整数分の１に実質的に等しい長さの１つの遅延ライン、及び２つの光信号を合成する２つの手段の少なくとも１つの組立体を有し、前記回路の理論伝達関数が直交行列となるように、前記組立体が構成されていると共に遅延ラインが構成されている。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、遅延ラインは、第１端部において、光ディバイダの第１出力に接続されている。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、光ディバイダは、その入力により、前記回路の入力に接続されている。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、２つの光学信号を合成する手段は、その出力により、前記回路の出力に接続されている。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、前記組立体は、前記そのマイクロ波周波数の信号の波長の４分の１に実質的に等しい長さを有する２つの遅延ラインを有する。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、前記組立体は、前記そのマイクロ波周波数の信号の波長の半分に実質的に等しい長さの遅延ラインを有する。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、入力及び出力の数Ｎは、２の累乗である。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、光ディバイダの第２出力は、２つの光信号を合成する手段の第１入力に接続されており、且つ、遅延ラインは、第２端部において、２つの光信号を合成する手段の第２入力に接続されている。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、前記回路は、前記数Ｎの半分によって乗算された入力及び出力の数Ｎの２を底とする対数に等しい数の組立体を有する。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、第１組立体の２つの光信号を合成する手段の出力は、第２組立体の光ディバイダの入力に、直接的に、或いは、ゼロの、又は前記組立体のうちの１つの組立体の非ゼロの長さの遅延ラインの長さの半分に実質的に等しい、長さの追加の遅延ラインを経由して、接続され、前記長さは、前記回路の理論伝達関数が直交行列となるように、構成されている。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、直列接続された２つの光信号を合成する手段及び光ディバイダによって形成された組立体は、光カプラによって置換されており、前記追加の遅延ラインは、第１端部において、光カプラの出力に接続されている。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、２つの信号を合成する手段は、３ｄＢ光コンバイナである。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、２つの光信号を合成する手段は、少なくとも２つの光波長のマルチプレクサであり、且つ、前記回路の理論伝達関数は、単位行列である。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、光カプラは、光波長の第１インターリーバによって置換されており、且つ、２つの光信号を合成するべく前記回路の出力にリンクされた手段は、光波長の第２インターリーバであり、光波長のインターリーバは、複数の光波長を入力上において受け取ると共にそれらの光波長を所与のインターリービング周期に従ってその出力のうちの一方の出力又は他方の出力上において交互に供給することが可能であり、第２インターリーバのインターリービング周期は、第１インターリーバのインターリービング周期の２倍に等しい。

本発明による分散型給電回路の特定の態様によれば、前記回路は、光集積回路であるか又は光ファイバによって実施された回路である。

又、本発明の主題は、アンテナビーム形成アレイでもあり、このアンテナビーム形成アレイは、光搬送波上においてマイクロ波周波数の少なくとも１つの電気信号を変調する手段と、光搬送波上の前記少なくとも１つの電気信号を受け取るための本発明による分散型給電回路と、光搬送波上の前記電気信号を、アンテナアレイの少なくとも１つのアンテナ要素に給電するべく意図された電気信号に変換する手段と、を有する。

本発明によるアンテナビーム形成アレイの特定の態様によれば、光搬送波上において電気信号を変調する前記手段は、異なる波長の光搬送波上において、前記分散型給電回路の入力上に注入されるべく意図された電気信号を変調するように適合されている。

又、本発明の主題は、本発明による分散型給電回路の、又は本発明によるアンテナビーム形成アレイの、使用法であり、この使用法は、前記分散型給電回路の入力上に、前記信号の光波長の値の増大する配列に従って、或いは、前記信号の光波長の偶数又は奇数値を交互に変化させる配列に従って、光搬送波上の複数の電気信号を注入するステップを有する。

又、本発明の主題は、受信機でもあり、この受信機は、電気信号を供給する複数のアンテナ要素と、光搬送波上においてマイクロ波周波数の前記電気信号を変調する手段と、光搬送波上の前記電気信号を受け取るための本発明による分散型給電回路と、光搬送波上の前記電気信号を電気信号に変換する手段と、を有する。

又、本発明の主題は、マルチポート増幅装置でもあり、このマルチポート増幅装置は、光搬送波上においてマイクロ波周波数の少なくとも１つの電気信号を変調する手段と、光搬送波上の前記電気信号を受け取るための本発明による第１分散型給電回路と、光搬送波上の前記電気信号を電気信号に変換する手段と、変換手段の電気出力信号を受け取るように設計された第２分散型給電回路と、を有する。

本発明のその他の特性及び利点については、添付図面との関係において以下の説明を参照することにより、更に明らかとなろう。

本発明による２入力及び２出力を有する９０°カプラの図である。 本発明による４入力及び４出力を有する分散型給電回路の図である。 図２の４×４給電回路の一変形実施形態の図である。 本発明による８入力及び８出力を有する分散型給電回路の図である。 図４の回路の理論伝達関数に対応する直交行列である。 図４の８×８給電回路の一変形実施形態の図である。 図５の回路において利用される波長インターリービングマルチプレクサの動作を示す図である。 本発明による給電回路の別の変形の実施形態における行列伝達関数の２つのその他の例であり、それぞれ、４入力／出力と８入力／出力におけるものであって、１８０°カプラに基づいている。 本発明によるビーム形成アレイの図である。 本発明による２入力及び２出力を有するカプラの変形実施形態のうちの一方又は他方によるビーム形成アレイによって得られるアンテナビームの形成を示す図である。 ４入力及び４出力を有する本発明による給電回路の更なる変形実施形態の図である。 受信動作中のアンテナ装置の図であり、前記装置は、本発明による分散型給電回路を有する。 本発明による図６に示されているビーム形成アレイの一変形である。 本発明による２つの分散型給電回路を有するマルチポート増幅装置の図である。

図１は、本発明による分散型給電回路の第１実施形態の一例を図で示している。この例は、２入力及び２出力を有する回路に関するものであるが、後述するように、Ｎ入力及びＮ出力を有する回路に拡張することが可能であり、Ｎは、２の累乗に等しい整数である。図１の例におけるように、入力及び出力の数が２に等しい場合には、分散型給電回路は、例えば、ハイブリッドカプラなどのカプラと等価である。

図１の給電回路１００は、２つの光ディバイダＤＩ１、ＤＩ２、２つの光コンバイナＣＯ１、ＣＯ２、及び２つの遅延ラインＬＲ１、ＬＲ２の組立体から構成されている。光ディバイダＤＩ１、ＤＩ２の入力は、給電回路１００の入力Ｉ１、Ｉ２に接続されている。光コンバイナＣＯ１、ＣＯ２の出力は、給電回路１００の出力Ｏ１、Ｏ２に接続されている。遅延ラインＬＲ１、ＬＲ２は、第１端部において、光ディバイダＤＩ１、ＤＩ２の出力に接続されており、且つ、第２端部において、光コンバイナＣＯ１、ＣＯ２の入力に接続されている。光ディバイダＤＩ１の第２出力は、その第１入力が遅延ラインＬＲ２を介して他方の光ディバイダＤＩ２にリンクされている光コンバイナＣＯ１の第２入力に接続されている。

２つの遅延ラインＬＲ１、ＬＲ２は、マイクロ波周波数の信号の波長の４分の１に等しい長さを有する。本発明による回路１００の入力Ｉ１、Ｉ２上において注入される信号が光搬送波上の電気信号であることから、遅延ラインＬＲ１、ＬＲ２の長さは、電気信号の周波数ドメインにおいて、即ち、マイクロ波周波数ドメインにおいて、ＰＩ／２又は９０°の位相シフトを得るように、構成されている。この結果、必要な位相シフトの精度を得ることが相対的に容易であり、その理由は、マイクロ波周波数ドメインの波長が数十ミリメートル程度であるのに対して、光周波数ドメインの波長は、１マイクロメートル程度であるからである。

光ディバイダＤＩ１、ＤＩ２及び光コンバイナＣＯ１、ＣＯ２は、信号をパワーで分割することができる又は２つの信号を合成して２倍のパワーの信号を得ることができる光結合装置である。光ディバイダＤＩ１、ＤＩ２の出力信号は同相である。

ディバイダ、コンバイナ、及び遅延ラインの構成は、本発明による給電回路１００の理論伝達関数が次式のＴに等しくなるように、実現されており、

ここで、ｊは、虚数単位であり、即ち、その二乗が−１に等しい複素数であり、且つ、ｐは、振幅損失係数であり、ｐ^２は、対応するパワー損失係数である。

振幅損失係数ｐは、光コンバイナＣＯ１、ＣＯ２が出力信号上において振幅損失を誘発しない装置によって実施されている場合には、１に等しい。これは、特に、後述するように、異なる周波数サブ帯域のマルチプレクサの場合に該当している。

損失係数ｐは、光コンバイナＣＯ１、ＣＯ２が出力信号において振幅損失を誘発する装置によって実施されている場合には、１未満である。これは、特に、光加算装置又は光加算器の場合に該当する。実際に、加算器又は加算装置は、例えば、「同相」と呼ばれる加算器におけるゼロの位相差などのように、入力信号の間の正確な位相関係においてのみ、損失無しとなることができる。それぞれの入力に由来する信号は異なっていることから、実際には、非相関状態において、この位相条件が順守されることにはならず、且つ、加算器が入力のうちの任意のものとその出力間に３ｄＢの振幅の損失を誘発することが当業者には周知である。損失係数の値は、この場合には、１／√２に等しく、これは、２０ｌｏｇ（１／√２）＝−３ｄＢという事実に由来している。

損失係数ｐの値とは無関係に、本発明による給電回路１００の理論伝達関数は、直交行列であり、即ち、ＶＯ１．ＶＯ２ ^＊ ＶＯ２．ＶＯ１ ^＊＝０を満足しており、ここで、ＶＯ１及びＶＯ２は、給電回路１００の２つの出力信号の複素振幅の値から構成された列ベクトルである（図１の例においては、これらのベクトルは、２つの項のみを有する）。演算子^＊は、共役転置演算子（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ ｔｒａｎｓｐｏｓｅ ｏｐｅｒａｔｏｒ）である。Ｖ^＊は、ベクトルＶの値の複素共役から構成された行行列である。

損失係数ｐが１に等しいケースにおいては、換言すれば、本発明による給電回路が損失を有していない場合には、その理論伝達関数は、更に単位行列でもあり、即ち、Ｔ．Ｔ^＊＝Ｔ^＊．Ｔ＝Ｉｄという関係を満足しており、ここで、Ｉｄは、恒等行列であり、且つ、Ｔ^＊は、行列Ｔのエルミート共役とも呼ばれる共役転置行列である。損失係数が１とは異なるケースにおいては、上述の関係は、Ｔ．Ｔ^＊＝Ｔ^＊．Ｔ＝（１／ｐ^２）．Ｉｄとなり、この場合には、行列Ｔは、直交性を有するのみである。

給電回路１００の伝達関数が直交行列であるという事実は、必須の特性であり、その理由は、これにより、相互の関係における回路の出力経路の完璧な隔離と、この装置によって給電されるアンテナによって生成されるビームの規則的な離隔と、を得ることができるからである。行列が単位行列でない場合には、入力信号のパワーの大きな割合が反射されるという事実により、損失が歴然としたものとなる。

従って、給電回路１００の出力信号は、複素表示においては、入力信号の関数として、以下の関係によって付与される。
Ｏ１＝１／（ｐ√２）（Ｉ１−ｊ．Ｉ２）
Ｏ２＝１／（ｐ√２）（−ｊ．Ｉ１＋Ｉ２）

換言すれば、信号が第１入力Ｉ１上において生成された際に、第１出力Ｏ１上において結果的に得られる信号は、入力信号と同相であり、且つ、第２出力Ｏ２上において結果的に得られる信号は、−ＰＩ／２だけ、位相シフトされている。信号が第２入力Ｉ２上において生成された際には、第２出力Ｏ２上において結果的に得られる信号は、入力信号と同相であり、且つ、第１出力Ｏ１上において結果的に得られる信号は、−ＰＩ／２だけ、位相シフトされている。

従って、本発明による給電回路１００によれば、回路の２つの出力の間において、プラス又はマイナスＰＩ／２という必要とされる位相シフトを得ることができる。単純な光カプラによっては、マイクロ波周波数において算出されるこのような位相シフトを得ることは可能ではなく、その理由は、単純な光カプラが付与できるのは、マイクロ波周波数よりも格段に高い光周波数のレベルにおける位相シフトの実現のみであるからである。

本発明による給電回路１００は、有利には、光集積回路又はＰＩＣ（ｐｈｏｔｏｎｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）回路によって実施され、且つ、一般には、集積オプティクス技術によって実装される。この技術の利点は、製造される装置の小型化にある。

或いは、この代わりに、特に、マイクロ波周波数が低い場合には、本発明による給電回路１００は、光ファイバとして実施することもできる。

図１に示されている回路１００は、Ｎ入力及びＮ出力を有する分散型給電回路に一般化することが可能であり、Ｎは、２の累乗に等しい整数である。

図２は、４つの入力Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４及び４つの出力Ｏ１、Ｏ２、Ｏ３、Ｏ４を有する給電回路２００を示している。

図２の回路２００は、２入力及び２出力を有する図１の回路と同様の方式によって構成された２つのディバイダ、２つのコンバイナ、及び２つの遅延ラインの４つの組立体２０１、２０２、２０３、２０４を有する。

４つの組立体２０１、２０２、２０３、２０４は、以下の方式により、１つに接続されている。第１組立体２０１のコンバイナＣＯ_１，１の出力は、マイクロ波周波数の信号の波長の８分の１に等しい長さの遅延ラインＬＲ５により、第３組立体２０３のディバイダＤＩ_３，１の入力に接続されている。第２組立体２０２のコンバイナＣＯ_２，２の出力は、マイクロ波周波数の信号の波長の８分の１に等しい長さの遅延ラインＬＲ６により、第４組立体２０４のディバイダＤＩ_４，２の入力に接続されている。第１組立体２０１のコンバイナＣＯ_１，２の出力は、第４組立体のディバイダＤＩ_４，１の入力に直接的に接続されている。第２組立体２０２のコンバイナＣＯ_２，１の出力は、第３組立体のディバイダＤＩ_３，２の入力に直接的に接続されている。

４つの組立体２０１、２０２、２０３、２０４は、本発明による給電回路２００の伝達関数が、次の直交行列Ｔに等しくなるように、構成されており

ここで、ｐは、予め導入された振幅損失係数である。

起動された入力Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４の、即ち、信号が注入された入力の、関数として、４つの出力Ｏ１、Ｏ２、Ｏ３、Ｏ４上において得られる信号は、等しいパワーを有し、且つ、ＰＩ／４の倍数である一定の位相シフトだけ、規則的に互いに位相シフトされている。

図２に示されている回路は、組立体２０１、２０２、２０３、２０４の数を（Ｎ／２）ｌｏｇ２（Ｎ）に等しい数まで増大させることにより、且つ、２Ｎによって除算されたマイクロ周波数の信号の波長の倍数に等しい長さの遅延ラインによってそれらを相互接続することにより、Ｎ入力及びＮ出力を有する任意の分散型給電回路に一般化することが可能であり、Ｎは、２の累乗である。

図３は、図２の給電回路２００の一変形実施形態の図を示している。

必要とされるハードウェアコンポーネントの数を減少させることによって本発明による回路を更に小型化するために、直列に取り付けられたコンバイナ及びディバイダによって形成された組立体が、２入力及び２出力を有するカプラによって置換されている。

例えば、直列に接続されたコンバイナＣＯ_１，２及びディバイダＤＩ_４，１から形成された組立体が単一のカプラＣＰ_１，２によって置換されている。同様に、直列に接続されたコンバイナＣＯ_２，１及びディバイダＤＩ_３，２から形成された組立体が単一のカプラＣＰ_２，１によって置換されている。遅延ラインＬＲ_５によって直列に接続されたコンバイナＣＯ_１，１及びディバイダＤＩ_３，１から形成された組立体は、その２つの出力がマイクロ波周波数の信号の波長の８分の１に等しい同一の長さの２つの遅延ラインＬＲ_５，１及びＬＲ_５，２に接続された単一のカプラＣＰ_１，１によって置換されている。遅延ラインＬＲ_６によって直列に接続されたコンバイナＣＯ_２，２及びディバイダＤＩ_４，２から形成された組立体は、その２つの出力がマイクロ波周波数の信号の波長の８分の１に等しい同一の長さの２つの遅延ラインＬＲ_６，１及びＬＲ_６，２に接続された単一のカプラＣＰ_２，２によって置換されている。

使用されているカプラＣＰ_１，１、ＣＰ_１，２、ＣＰ_２，１、ＣＰ_２，２は、マイクロ波周波数ドメインのレベルにおいて、その２つの個別の出力によって供給される２つの信号の間に、なんらの顕著な位相シフトをも導入しない光カプラである。

直列に取り付けられた２つの遅延ラインＬＲ_５，２、ＬＲ_３，２は、２つのラインの長さの合計に等しい長さの単一の遅延ラインによって置換することができる。

この変形実施形態の別の利点は、コンバイナＣＯ_１，１、ＣＯ_１，２、ＣＯ_２，１、ＣＯ_２，２を省略することにより、コンバイナの入力信号が位相コヒーレントな状態にない際に、パワーの損失を回避することができるという点にある。

図４は、本発明による８入力及び８出力を有する給電回路４００の図を示している。

図４に示されている回路４００は、入力及び出力の数を２倍することにより、図３に示されている回路３００から導出される。

回路４００は、回路４００の入力Ｉ１、．．．、Ｉ８にそれぞれが接続された８つの光ディバイダと、回路４００の出力Ｏ１、．．．、Ｏ８にそれぞれがリンクされた８つの光コンバイナと、を有する。回路４００は、８つのデュアル入力及びデュアル出力の光カプラの２つのステージを更に有する。回路４００の様々なハードウェアコンポーネントは、直接的に、或いは、距離ｄ’＝λ_ＲＦ／１６の倍数に等しい長さの遅延ラインにより、１つに接続されており、ここで、λ_ＲＦは、マイクロ波周波数の信号の波長である。図４には、様々な遅延ラインの長さの正確な値が長さｄ’の倍数として示されている。

回路４００のハードウェアコンポーネントの組立体は、回路の理論伝達関数Ｔが図４−２に示されている直交行列となるように、構成されており、この場合に、ｐは、振幅損失係数である。

目的は、回路４００の出力において得られる信号を、ＰＩ／８の倍数に等しい一定の位相増分だけ、規則的に相互に位相シフトさせなければならないというものである。位相増分の値は、起動される入力Ｉ１、．．．、Ｉ８によって左右される。

図４は、本発明による８入力及び８出力を有する例示用の分散型給電回路を示している。図３の例に示されているように、デュアル入力及びデュアル出力のカプラを使用することにより、必要とされるハードウェアコンポーネントの数を減少させている。これらは、本発明の範囲を逸脱することなしに、図２の例において説明したように、直列に接続された光コンバイナ及び光ディバイダから構成された組立体によって置換することができる。

図１、図２、図３、及び図４の例は、本発明の適切な理解のために例示を目的として付与されたものであり、本発明の主題がこれらの例にのみ限定されるものと解釈してはならない。具体的には、本発明は、２の累乗である数Ｎの入力及び出力を有し、且つ、損失係数が１に等しい際にその伝達関数が直交又は単位行列である任意の分散型給電回路に拡張することができる。第１の変形実施形態においては、本発明による給電回路は、直接的に、或いは、ｄ’＝λ_ＲＦ／（２Ｎ）の倍数に等しい長さの遅延ラインにより、相互に接続された図１に示されているものなどの複数の組立体から構成され、ここで、λ_ＲＦは、マイクロ波周波数の信号の波長である。第２変形実施形態においては、図３及び図４に示されているように、直列に接続された光コンバイナ及び光ディバイダから構成された組立体をデュアル入力及びデュアル出力の光カプラによって置換することができる。

図５は、図４の給電回路の別の変形実施形態を示している。

本発明による給電回路のハードウェアコンポーネントの最終ステージを形成している光コンバイナは、入力において受け取る信号が位相コヒーレントな状態にないという事実に起因し、損失を有する場合がある。換言すれば、光コンバイナは、２つの信号が位相コヒーレントな状態にない場合には、それらのコヒーレントな再合成を実行することができない。

この問題を解決する手段は、光周波数のマルチプレクサにより、或いは、更に一般的には、２つの異なる光搬送波上の２つの信号を合成できるようにする周波数選択手段により、それぞれの光コンバイナを置換するというものである。一例として、このような手段は、マッハ−ツェンダ干渉計の、又はいくつかの光周波数を多重化できる任意の等価な装置の、光インターリーバ又は「波長インターリーバ」の形態をとることができる。

本発明による回路５００の様々な入力Ｉ１、．．．、Ｉ８上において生成された信号は、異なる光搬送波上において変調される。回路５００の８つの入力信号のうちのそれぞれの入力信号の光搬送波周波数と関連する波長をλ１、．．．、λ８によって表記することにより、光搬送波周波数と回路の入力の間において様々な関連付けを実行することができる。λ１＞λ２＞λ３＞λ４＞λ５＞λ６＞λ７＞λ８であると仮定することにより、可能な選択肢は、光搬送波周波数を入力Ｉ１、．．．、Ｉ８にその値の増大する順序において割り当てるステップを有する。次の表は、光搬送波の様々な入力に対する割当を示している。

この選択を実行することにより、回路５００のそれぞれの出力Ｏ１、．．．、Ｏ８上において得られる信号は、低光周波数と高光周波数の合成から生じることになる。

別の可能な選択肢は、光搬送波を回路５００の様々な入力Ｉ１、．．．、Ｉ８に割り当てる前に、光搬送波をインターリーブするステップを有する。次の表は、この第２選択肢における様々な入力に対する光搬送波の割当を示している。

この第２の選択肢を実行することにより、回路５００のそれぞれの出力Ｏ１、．．．、Ｏ８上において得られる信号は、２つの隣接する光周波数の合成から生じることになる。

回路の入力に対する光波長の割当の順序に関するその他の選択肢も可能であるが、上述の２つの例は、給電回路の出力に配置されるマルチプレクサの実施を円滑に実行するという利点を有する。

実際に、図５の例における信号の経路を辿ることにより、光搬送波の値の増大する順序に応じた光搬送波の割当の第１ケースにおいては、それぞれのマルチプレクサは、その上部入力において、光波長λ１〜λ４によって搬送される信号を受け取り、且つ、その下部入力においては、光波長λ５〜λ８によって搬送される信号を受け取ることがわかる。従って、８つのマルチプレクサＭ１、．．．、Ｍ８は、「ダイプレクサ（ｄｉｐｌｅｘｅｒ）」とも呼ばれる２つの隣接するサブ帯域の同一のマルチプレクサであってもよい。

先行するインターリービングに応じた光搬送波の割当の第２のケースにおいては、８つのマルチプレクサＭ１、．．．、Ｍ８は、「波長インターリーバ」という用語で呼ばれる周期的な伝達関数を有するマルチプレクサであってもよい。このような装置は、個別のハードウェアコンポーネントとして実施することも可能であり、或いは、本発明による回路として同一のＰＩＣ光回路上に組み込むこともできる。

図５−２は、波長インターリービングマルチプレクサ５０１の動作原理を示している。図５−２の右側には、８つのマルチプレクサＭ１、．．．、Ｍ８の出力におけるスペクトルの図が示されている。このスペクトルは、インターリービングされた光搬送波の２つの組５１０、５２０を有する。第１の組５１０は、奇数の波長に対応しており、且つ、第２の組５２０は、偶数の波長に対応している。

図１〜図５を使用して上述した本発明の例示用の実施形態は、いずれも、２入力及び２出力を有する本発明による給電回路に基づいたものであり、その一方の出力は、＋／−９０°だけ、他方の出力との関係において位相シフトされ、且つ、その伝達関数は、次式の行列Ｔによって付与されており、且つ、例示用の実装は、図１に付与されている。

このような回路は、慣習的に、９０°カプラと命名されている。

本発明の範囲を逸脱することなしに、図１の９０°カプラは、カプラの機能を実行すると共に（使用されるコンバイナが損失を有していない際には）その伝達関数が直交性を有するか又は単位性を有する任意のその他の装置によって置換することができる。

例えば、別の可能な基本装置は、その伝達関数が次の行列Ｔによって付与されると共に図１の装置と同様の＋／−９０°の位相シフトの代わりに同相の又は反対位相の（即ち、１８０°だけ位相シフトした）２つの等振幅信号を出力として供給する１８０°ハイブリッドカプラである。

このような装置は、２つの遅延ラインＬＲ１、ＬＲ２が異なる長さを有するという相違点を除いては、図１に提示されているものと同一の方式によって実施することができる。第１遅延ラインＬＲ１は、マイクロ波周波数の信号の波長の半分に等しい長さを有する。第２遅延ラインＬＲ２は、ゼロの長さを有し、換言すれば、この第２ラインは、省略することができる。

２入力及び２出力を有する本発明による基本装置のこの変形に基づいて、図２〜図５に示されているように、２を上回る偶数の入力及び出力を有する本発明による分散型給電回路を構築することができる。

図２〜図５に示されている回路に対して施すべき変更点は、得られる分散型給電回路の伝達関数が、図５−３に提示されている行列によって付与されるように、遅延ラインの長さを構成するという点のみである。

行列Ｔ’_４は、その理論伝達関数がＴ’に等しい４つの基本ハイブリッドカプラから構成された４入力及び４出力を有する本発明による給電回路の理論伝達関数である。

Ｔ’_４に等しい理論伝達関数の分散型給電回路の図は、４つの組立体２０１、２０２、２０３、２０４が本発明の第２変形による１８０°ハイブリッドカプラから構成されており、２つの追加の遅延ラインＬＲ５、ＬＲ６のうちの一方が、マイクロ波周波数の信号の波長の４分の１に（換言すれば、基本１８０°ハイブリッドカプラの遅延ラインの長さの半分に）等しい長さを有し、且つ、他方の追加の遅延ラインＬＲ５、ＬＲ６がゼロの長さを有するという相違点を除いて、図２の図と同一である。

従って、１８０°ハイブリッドカプラに基づいた４入力及び４出力を有する回路の本発明による設計は、９０°カプラに基づいて得られた図２の回路のものに等しい方式によって実現されることがわかる。

同様に、その理論伝達関数が行列Ｔ’_８であると共に図４及び図５に示されているものと同一の原理によっていくつかの１８０°ハイブリッドカプラに基づいて設計された８入力及び８出力を有する分散型給電回路を設計することもできる。

行列Ｔ’_８を観察することにより、それぞれの列ごとに、次のように、位相勾配によって１つのラインから他方のラインに移行することができることに留意されたい。
−２π／８、６π／８、−６π／８、２π／８、−４π／８、４π／８、−８π／８、１

従って、８×８回路の出力において得られる位相シフトの値は、π／８の偶数の倍数であり、且つ、２つの隣接する出力間に、符号の交互の変化が存在している。

図６は、本発明による分散型給電回路６０１を有するアンテナビーム形成アレイ６００の図を示している。

例として、図６に示されているアンテナビーム形成アレイ６００は、８つのアンテナ要素６３２、６４２に給電するように適合されており、且つ、８入力及び８出力を有する本発明による分散型給電回路６０１を有する。

それぞれの入力Ｉ１、．．．、Ｉ８は、例えば、マッハ−ツェンダ変調器などの光変調器６１２、６２２に接続され、この変調器は、増幅器６１１、６２１によって任意選択によって予め増幅された電気又はマイクロ波周波数信号６１０、６２０を入力上において受け取っている。それぞれの光変調器６１２、６２２の第２入力は、波長λ１の少なくとも１つの光搬送波を生成することができる光搬送波の生成器６０２に接続されている。有利には、生成器６０２は、分散型給電回路６０１の入力と同じ数の光搬送波を生成することができる。例えば、生成器６０２は、図６の例においては、８つの波長λ１、．．．、λ８の８つの搬送波を生成するように、波長多重化法、又は「波長分割多重化」を実装可能であってもよい。従って、それぞれの光搬送波は、回路６０１の入力のうちの１つの入力上において生成されたマイクロ波周波数信号を変調する。

回路６０１の出力Ｏ１、．．．、Ｏ８のうちのそれぞれの出力上において得られる信号は、この後に、例えば、フォト検出器などの光信号を電気信号に変換することができる光検出器６３０、６４０によって復調され、この電気信号は、この後に、増幅器６３１、６４１によって任意選択によって増幅された後に、給電対象であるアンテナアレイの放射要素６３２、６４２に伝達される。

図７は、図６のタイプのアンテナビーム形成アレイにおいて得られるアンテナ放射図を示している。

図７には、２つの図が示されており、実線による第１のものは、図１に示されている９０°基本カプラの使用に対応しており、破線による第２のものは、上述の説明において述べた１８０°基本カプラの使用に対応している。

生成されたそれぞれのビームの横の数字（０〜８の範囲）は、装置の２つの隣接する出力の間の位相シフトに対応するπ／８の乗算器係数を示している。文字（Ｌ又はＲ）は、ビームの向き（左又は右）を付与している。

本発明による２つの基本カプラの変形によれば、２つの相補的なビーム形成アレイを設計できることがわかる。

図８は、４入力及び４出力を有すると共に図３を使用して上述した本発明による分散型給電回路の別の変形実施形態を概略的に示している。

図３及び図８に示されている回路の共通要素は、同一の参照符号を有する。

この新しい変形においては、光カプラＣＰ_１，１、ＣＰ_１，２、ＣＰ_２，１、ＣＰ_２，２が第１の一連の光インターリーバＩＮＴ_１，１、ＩＮＴ_１，２、ＩＮＴ_２，１、ＩＮＴ_２，２によって置換されており、且つ、光コンバイナＣＯ_３，１、ＣＯ_３，２、ＣＯ４_１，１、ＣＯ_４，２が第２の一連の光インターリーバＩＮＴ_３，１、ＩＮＴ_３，２、ＩＮＴ_４，１、ＩＮＴ_４，２によって置換されている。これらの光インターリーバは、２入力ポートと２出力ポートという４つのポートを有するハードウェアコンポーネントである。それぞれの動作の方式が図８０１及び図８０２に示されている。

８つの規則的に離隔した光波長λ_１、．．．λ_８の組立体の場合には、第１の一連の光インターリーバのうちの光インターリーバＩＮＴ_１，１は、２つのうちの一方の波長を第１出力ポートに送り、且つ、他方の波長を第２出力ポートに送るように構成されている。この原理は、図８０１に示されており、破線で示されている波長λ_１、λ_３、λ_５、λ_７は、信号が注入された入力ポートとは反対の出力ポートに向かって送られている。反対に、実線で示されている波長λ_２、λ_４、λ_６、λ_８は、信号が注入された入力ポートとの関係において直接的な出力ポートに向って送られている。

第２の一連の光インターリーバは、インターリービング周期が第１の一連の光インターリーバのものの２倍であるという相違点を除いて、第１の一連の光インターリーバと同一の原理に基づいて動作する。その動作の方式が図８０２に示されている。最初の４つの光波長λ_１、λ_２、λ_３、λ_４は、反対の出力ポートに伝達されており、且つ、後続の４つの光波長λ_５、λ_６、λ_７、λ_８は、直接的な出力ポートに伝達されている。

カプラ又はコンバイナの代わりに光インターリーバを使用することにより、出力における信号の再合成において発生可能な損失を回避することができる。

本発明による分散型給電回路８００の全体的な動作方式が図８に示されている。２つの異なる光波長を変調する電気信号が、回路８００のそれぞれの入力Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４上に生成される。回路８００の出力への光波長の伝達が図８に示されている。最初の２つの出力Ｏ１、Ｏ２は、波長λ_２、λ_３、λ_６、λ_７を受け取ることができる。最後の２つの出力Ｏ３、Ｏ４は、波長λ_１、λ_４、λ_５、λ_８を受け取ることができる。

本発明による図８に示されている回路は、本発明の範囲を逸脱することなしに、Ｎ入力及びＮ出力を有する任意の回路に一般化することが可能であり、Ｎは、２の累乗である。

図９は、受信動作中のアンテナ装置９００の図を示している。

このような装置９００は、本発明による分散型給電回路９０１を有しており、且つ、図６の装置が送信動作中のアンテナシステムに関するものであるという点を除いて、図６に示されているものに類似した原理に従って動作する。

分散型給電回路９０１は、図６の回路６０１の構成との関係において鏡面対称性を有するという相違点を除いて、図６に示されているビーム形成アレイにおいて使用されている分散型給電回路６０１と同一である。換言すれば、その入力Ｉ１、．．．、Ｉ８とその出力Ｏ１、．．．、Ｏ８が反転されている。

実際に、図６の送信機装置において使用されている回路６０１においては、入力Ｉｊを給電することにより、出力Ｏｉ上に線形位相の法則が得られるが、反転の場合には、真ではない。図９に示されているものなどの受信中のアンテナの場合には、線形位相の法則は、放射要素の側に、即ち、入力Ｉｊの側に、位置しなければならない。図６の回路６０１に基づいて鏡面対称性によって得られる回路９０１は、この機能を充足しており、その理由は、構成されているすべてのカプラが相反作用装置（ｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ ｄｅｖｉｃｅ）であるからである。これには、（アンテナの８つの公称ビームの軸から始まって生成される）線形位相の法則を使用することにより、ポートＩｊを通じて給電されており、且つ、エネルギーは、それぞれ、８つの出力のうちの１つに向かって収束している。回路９０１の構成は、反転状態における図６の回路６０１の使用に対応しており、この場合には、信号は、右から左に伝播することになろう。

それぞれの入力Ｉ１、．．．、Ｉ８は、例えば、マッハ−ツェンダ変調器などの光変調器９１２、９２２に接続されており、この変調器は、アンテナ要素９３２、９４２によって受け取られると共に増幅器９１１、９２１によって任意選択によって予め増幅された電気又はマイクロ波周波数信号６１０、６２０を入力上において受け取る。それぞれの光変調器９１２、９２２の第２入力は、波長λ１の少なくとも１つの光搬送波を生成することができる光搬送波９０２の生成器に接続されている。

回路９０１の出力Ｏ１、．．．、Ｏ８のうちのそれぞれの出力上において得られる信号は、その後に、例えば、光信号を電気信号に変換することができるフォト検出器などの光検出器９３０、９４０によって復調され、この電気信号は、その後に、増幅器９３１、９４１によって任意選択によって増幅される。

図１０は、本発明による図６に示されているビーム形成アレイの一変形を概略的に示している。

図１０に示している装置６００^＊は、次の相違点を除いて、図６に示されているものと同一である。

それぞれの光変調器６１２、６２２は、もはや、連続的な光搬送波によって給電されてはおらず、それ自体がマイクロ波局部発振器の周波数又は角度周波数ω_ＯＬによって変調されると共に生成器６０２によって生成された光搬送波によって給電されている。次いで、光変調器６１２、６２２が、第１入力において、中間周波数又は角度周波数ω_ＦＩの電気又はマイクロ波周波数信号６１０、６２０を受け取り、且つ、第２入力において、生成器６０２によって生成された光電子信号を受け取ることにより、光電子混合器の役割を果たしている。光変調器による光電子混合の機能の実装原理は、それ自体が知られており、例えば、Ｇ． Ｋ． Ｇｏｐａｌａｋａｋｒｉｓｈｎａｎ ｅｔ ａｌ．， Ａ ＬｉＮｂＯ_３ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ−ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｍｉｘｅｒ ｗｉｔｈ ｌｉｎｅａｒ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ， ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇ， １９９３， ｐｐ．１０５５〜１０５８に記述されている。

図１０の装置６００^＊は、それぞれの出力経路ごとに、帯域通過フィルタタイプのフィルタ６３３、６４３を更に有しており、これにより、給電回路６０１の出力信号の周波数成分ω_ＲＦ＝ω_ＦＩ＋ω_ＯＬを抽出できるようになっている。

図１１は、本発明による２つの分散型給電回路を有するマルチポート増幅装置の図を示している。

バトラー行列タイプの分散型給電回路は、通過する瞬間的パワーを平均化するべく、アンテナアレイにではなく、パワー増幅器の組立体に給電するように機能できることが知られている。

この例などのマルチポート増幅装置１０００は、図１１に概略的に示されているように、本発明による分散型給電回路１００１を使用することによって設計することができる。

マルチポート増幅装置１０００は、８入力及び８出力を有する本発明による第１の分散型給電回路１００１を有する（この数は、本明細書において既に説明しているように、その他の値に拡張できることを理解されたい）。

それぞれの入力Ｉ１、．．．、Ｉ８は、例えば、Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ変調器などの光変調器１０１２、１０２２に接続されており、この変調器は、増幅器１０１１、１０２１によって予め任意選択によって増幅された電気又はマイクロ波周波数信号１０１０、１０２０を入力上において受け取る。それぞれの光変調器１０１２、１０２２の第２入力は、波長λ１の少なくとも１つの光搬送波を生成することができる光搬送波の生成器１００２に接続されている。有利には、生成器１００２は、分散型給電回路１００１の入力と同じ数の光搬送波を生成することができる。例えば、生成器１００２は、図１１の例においては、８つの波長λ１、．．．、λ８の８つの搬送波を生成するように、波長多重化法又は「波長分割多重化」を実装可能であってもよい。従って、それぞれの光搬送波は、回路１００１の入力のうちの１つの入力上において生成されたマイクロ波周波数信号を変調する。

回路１００１の出力Ｏ１、．．．、Ｏ８のうちのそれぞれの出力上において得られる信号は、この後に、例えば、光信号を電気信号に変換することができるフォト検出器などの光検出器１０３０、１０４０によって復調され、この電気信号は、この後に、任意選択により、増幅器１０３１、１０４１によって増幅された後に、その伝達関数が第１回路１００１の伝達関数Ｍの反転であるＭ^−１である第２の分散型給電回路１００３の入力Ｉ^＊１、．．．、Ｉ^＊８に伝達される。

第１回路１００１の出力において生成される位相の法則は、必ずしも、「等距離線形」ではなく、相互に直交性を有するのみである。

入力Ｓ１、Ｓ８と、対応する出力Ｓ’１、Ｓ’８の間において計測される増幅装置１０００のパワーの理論合計利得は、増幅器１０３１、１０４１と連結された光検出器１０３０、１０４０から構成されたサブ組立体によって提供される利得に等しい。

この利得は、第１及び第２回路１００１、１００３において発生可能な損失と、第１及び第２回路１００１、１００３の伝達関数Ｍ及びＭ^−１が完璧に反転ではないという事実の結果としてもたらされる任意の製造の不完全性に由来する損失と、によって重み付けされることになる。

本発明による分散型給電回路のその他の使用法も可能である。具体的には、例えば、プレーナー又はコンフォーマルアレイなどの二次元アンテナアレイに給電するように適合されたビーム形成装置を製造するように、いくつかの回路をカスケード状態において構成することもできる。

１００ 分散型給電回路
２００ 分散型給電回路
３００ 分散型給電回路
４００ 分散型給電回路
５００ 分散型給電回路
２０１ 組立体
２０２ 組立体
２０３ 組立体
２０４ 組立体
６０１ 分散型給電回路
６０２ 変調手段
６１２ 変調手段
６２２ 変調手段
６００ アンテナビーム形成アレイ
６３０ 変換手段
６４０ 変換手段
６３２ アンテナ要素
６４２ アンテナ要素
９００ 受信機
９０１ 分散型給電回路
９０２ 変調手段
９１２ 変調手段
９２２ 変調手段
９１０ 電気信号
９２０ 電気信号
９３０ 光検出器
９４０ 光検出器
９３２ アンテナ要素
９４２ アンテナ要素
１０００ マルチポート増幅装置
１００１ 分散型給電回路
１００２ 変調手段
１０１２ 変調手段
１０２２ 変調手段
１００３ 分散型給電回路
１０３０ 光検出器
１０４０ 光検出器

Claims (20)

1. 複数Ｎの入力（Ｉ１、Ｉ２）と複数Ｎの出力（Ｏ１、Ｏ２）を有するアンテナビーム形成アレイ用の分散型給電回路（１００、２００、３００、４００、５００）であって、
   前記回路は、少なくとも１つの光搬送波上において変調されたマイクロ波周波数の電気信号を少なくとも１つの入力上において受け取るように適合されており、前記回路は、少なくとも２つの光ディバイダ（ＤＩ１、ＤＩ２）、前記そのマイクロ波周波数の信号の波長の整数分の１に実質的に等しい長さの少なくとも１つの遅延ライン（ＬＲ１、ＬＲ２）、及び２つの光信号を合成する手段（ＣＯ１、ＣＯ２、Ｍ１、Ｍ２）の少なくとも１つの組立体（２０１、２０２、２０３、２０４）を有し、前記回路の理論伝達関数（Ｔ）が直交行列となるように、前記組立体が構成されていると共に前記遅延ライン（ＬＲ１、ＬＲ２）が構成されていることを特徴とする分散型給電回路。
2. 遅延ライン（ＬＲ１、ＬＲ２）は、第１端部において、光ディバイダの第１出力に接続されている請求項１に記載の分散型給電回路（１００）。
3. 光ディバイダ（ＤＩ１、ＤＩ２）は、その入力により、前記回路の入力（Ｉ１、Ｉ２）に接続されている請求項１及び２のいずれかに記載の分散型給電回路（１００）。
4. ２つの信号を合成する手段（ＣＯ１、ＣＯ２、Ｍ１、Ｍ２）は、その出力により、前記回路の出力（Ｏ１、Ｏ２）に接続されている請求項１乃至３のいずれか一項に記載の分散型給電回路（１００）。
5. 前記組立体（２０１、２０２、２０３、２０４）は、前記そのマイクロ波周波数の信号の前記波長の４分の１に実質的に等しい長さを有する２つの遅延ライン（ＬＲ１、ＬＲ２）を有する請求項１乃至４のいずれか一項に記載の分散型給電回路（１００）。
6. 前記組立体（２０１、２０２、２０３、２０４）は、前記そのマイクロ波周波数の信号の前記波長の半分に実質的に等しい長さの遅延ライン（ＬＲ１）を有する請求項１乃至４のいずれか一項に記載の分散型給電回路（１００）。
7. 前記入力及び出力の数Ｎは、２の累乗である請求項１乃至６のいずれか一項に記載の分散型給電回路（１００）。
8. 光ディバイダ（ＤＩ１、ＤＩ２）の第２出力は、２つの光信号を合成する手段（ＣＯ１、ＣＯ２、Ｍ１、Ｍ２）の第１入力に接続されており、且つ、遅延ライン（ＬＲ１、ＬＲ２）は、第２端部において、２つの光信号を合成する手段（ＣＯ１、ＣＯ２、Ｍ１、Ｍ２）の第２入力に接続されている請求項７に記載の分散型給電回路（１００）。
9. 前記回路は、前記数Ｎの半分によって乗算された前記入力及び出力の数Ｎの２を底とする対数に等しい数の組立体（２０１、２０２、２０３、２０４）を有する請求項８に記載の分散型給電回路（１００、２００、３００、４００、５００）。
10. 第１組立体（２０１、２０２）の２つの光信号を合成する手段（ＣＯ_１，２、ＣＯ_２，１、ＣＯ_１，１、ＣＯ_２，２）の出力は、直接的に、或いは、ゼロの、又は前記組立体（２０１、２０２、２０３、２０４）のうちの１つの組立体の非ゼロの長さの遅延ライン（ＬＲ１、ＬＲ２）の長さの半分に実質的に等しい、長さの追加の遅延ライン（ＬＲ５、ＬＲ６）により、第２組立体（２０３、２０４）の光ディバイダ（ＤＩ_３，２、ＤＩ_４，１、ＤＩ_３，１、ＤＩ_４，２）の入力に接続されており、前記長さは、前記回路の前記理論伝達関数（Ｔ）が直交行列となるように、構成されている請求項９に記載の分散型給電回路（２００）。
11. 直列で接続された２つの光信号を合成する手段（ＣＯ_１，２、ＣＯ_２，１、ＣＯ_１，１、ＣＯ_２，２）及び光ディバイダ（ＤＩ_３，２、ＤＩ_４，１、ＤＩ_３，１、ＤＩ_４，２）によって形成された前記組立体が、光カプラ（ＣＰ_１，１、ＣＰ_１，２、ＣＰ_２，１、ＣＰ_２，２）によって置換されており、前記追加の遅延ライン（ＬＲ_５，１、ＬＲ_５，２、ＬＲ_６，１、ＬＲ_６，２）は、第１端部において、光カプラ（ＣＰ_１，１、ＣＰ_１，２、ＣＰ_２，１、ＣＰ_２，２）の出力に接続されている請求項１０に記載の分散型給電回路（３００）。
12. ２つの光信号を合成する手段は、３ｄＢ光コンバイナ（ＣＯ１、ＣＯ２）である請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の分散型給電回路（１００、２００、３００、４００、５００）。
13. ２つの光信号を合成する手段は、少なくとも２つの光波長のマルチプレクサ（Ｍ１、．．．、Ｍ８）であり、且つ、前記回路の前記理論伝達関数（Ｔ）は、単位行列である請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の分散型給電回路（１００、２００、３００、４００、５００）。
14. 光カプラ（ＣＰ_１，１、ＣＰ_１，２、ＣＰ_２，１、ＣＰ_２，２）が、光波長の第１インターリーバ（ＩＮＴ_１，１、ＩＮＴ_１，２、ＩＮＴ_２，１、ＩＮＴ_２，２）によって置換されており、且つ、２つの光信号を合成するべく前記回路（８００）の出力（Ｏ１、Ｏ２、Ｏ３、Ｏ４）にリンクされた手段（ＩＮＴ_３，１、ＩＮＴ_３，２、ＩＮＴ_４，１、ＩＮＴ_４，２）は、光波長の第２インターリーバ（ＩＮＴ_３，１、ＩＮＴ_３，２、ＩＮＴ_４，１、ＩＮＴ_４，２）であり、光波長のインターリーバは、複数の光波長を入力上において受け取ると共にそれらの波長を所与のインターリービング周期に従ってその出力のうちの一方又は他方において交互に供給することが可能であり、第２インターリーバのインターリービング周期は、第１インターリーバのインターリービング周期の２倍に等しい請求項１１に記載の分散型給電回路（８００）。
15. 前記回路は、光集積回路又は光ファイバによって実施された回路である請求項１乃至１４のいずれか一項に記載の分散型給電回路（１００、２００、３００、４００、５００、８００）。
16. 光搬送波上においてマイクロ波周波数の少なくとも１つの電気信号を変調する手段（６０２、６１２、６２２）と、前記光搬送波上の少なくとも１つの電気信号を受け取るための請求項１乃至１５のいずれか一項に記載の分散型給電回路（６０１）と、前記光搬送波上の前記電気信号を、アンテナアレイの少なくとも１つのアンテナ要素（６３２、６４２）に給電するべく意図された電気信号に変換する手段（６３０、６４０）と、を有するアンテナビーム形成アレイ（６００）。
17. 前記光搬送波上の電気信号を変調する手段（６０２、６１２、６２２）は、異なる波長の光搬送波上において、前記分散型給電回路（６０１）の前記入力上に注入されるように意図された前記電気信号を変調するように適合されている請求項１６に記載のアンテナビーム形成アレイ（６００）。
18. 前記分散型給電回路（５００、６０１）の前記入力上に、前記信号の光波長の値の増大する配列に従って、或いは、前記信号の光波長の偶数及び奇数値を交互に変化させる配列に従って、光搬送波上の複数の電気信号を注入するステップを有する請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の分散型給電回路（５００、６０１）又は請求項１６又は１７のいずれかに記載のアンテナビーム形成アレイ（６００）の使用法。
19. 電気信号（９１０、９２０）を供給する複数のアンテナ要素（９３２、９４２）と、光搬送波上においてマイクロ波周波数の前記電気信号（９１０、９２０）を変調する手段（９０２、９１２、９２２）と、前記光搬送波上の電気信号を受け取るための請求項１乃至１５のいずれか一項に記載の分散型給電回路（９０１）と、前記光搬送波上の電気信号を電気信号に変換する手段（９３０、９４０）と、を有する受信機（９００）。
20. 光搬送波上のマイクロ波周波数の少なくとも１つの電気信号を変調する手段（１００２、１０１２、１０２２）と、前記光搬送波上の電気信号を受け取るための請求項１乃至１５のいずれか一項に記載の第１分散型給電回路（１００１）と、前記光搬送波上の電気信号を電気信号に変換する手段（１０３０、１０４０）と、前記変換手段（１０３０、１０４０）の電気出力信号を受け取るように設計された第２分散型給電回路（１００３）と、を有するマルチポート増幅装置（１０００）。

Images