JP6356251B2 - 共振器アセンブリ及びフィルタ - Google Patents

Description

本発明は、空洞共振器アセンブリ及びそれから形成されるフィルタに関する。

共振器から形成されるフィルタは、データ送信、特に電気通信、例えば、基地局、レーダシステム、増幅器線形化システム、ポイントツーポイント無線及びＲＦ信号キャンセルシステムに広く利用される。特定の用途に応じて特殊なフィルタが選択又は設計されるが、すべてのフィルタの実現に共通するある所望の特徴がある。例えば、フィルタの通過帯域における挿入損失の量は、阻止帯域における減衰が可能な限り高いことと同時に可能な限り低くあるべきである。さらに、いくつかの用途において、通過帯域と阻止帯域（保護帯域）の間の周波数分離を非常に小さくする必要があり、それにはこの要求を実現するために高位のフィルタを用いる必要がある。しかしながら、高位のフィルタを必要とすることによって、（そのようなフィルタが必要とする構成要素の数が多いことに起因して）常にコスト及びスペースの増加を伴う。

フィルタの設計作業の目標の１つは、より大きな構造体と同程度にその電気的性能の多くを保持しながらも小型化することである。フィルタの選択性及び挿入損失を支配する主なパラメータのうちの１つは、フィルタを有する素子のいわゆる品質因子−「Ｑファクタ」である。Ｑファクタは、時間平均した電力損失に対する素子に収容されたエネルギーの割合として定義される。フィルタ設計のための特に低いＲＦ周波数に使用される集中素子については、Ｑが〜６０−１００のオーダーとなり得るのに対して、空洞タイプの共振器については、Ｑが数１０００程度に高くなり得る。集中構成要素は大幅な小型化をもたらすが、その低いＱファクタによって、高い阻止率及び／又は選択性が必要となる高い需要の用途におけるその利用が阻害される。一方で、空洞共振器は十分なＱをもたらすがそのサイズによって多くの用途におけるその利用が妨げられる。

基地局の占有面積を減少すべき小型セルの出現により、そのようなフィルタの小型化についての問題はますます重大になっている。これはまた、同様の占有面積内のマルチバンド解決手段を、システムの性能を犠牲にすることなく単一バンドの解決手段に提供しようとするマクロセル基地局で近年見られる傾向のケースでもある。その多くの特性を維持しつつも共振器を小型化することが望まれる。

本発明の第１の態様は、導電性の共振器空洞内で当該共振器空洞の第１の内面から対向する第２の内面に向かって延在する共振部材と、実質的に一定の第１の断面積を有する前記共振部材の主部と、前記主部から前記対向する第２の内面に向かって延在し、前記主部に隣接する前記第１の断面積から前記共振部材の端部の大径側のキャップ断面積に向かって増加する累増断面積を有する前記共振部材のキャップ部であって、前記大径側のキャップ断面積が前記第１の断面積の少なくとも１．１倍であるキャップ部とを備えた共振器アセンブリを提供する。

上記のように、高性能、特に高い品質又はＱファクタを有し、さらには小型な共振器から形成されるフィルタを製造することが望まれる。空洞共振器は、多くの性能要求を有するが、概して非常に大きく、システムの物理的特性によって、共振周波数の約４分の１波長のサイズを有することに制約を受ける。そのため、上記６００ＭＨｚの共振周波数に対して、その４分の１波長は１２．５ｃｍとなり、同様の長さの共振部材が必要となる。

直列配置した複数の共振器アセンブリを備える従来のくし形フィルタにおいてそのような空洞共振器アセンブリを小型化する１つの手段は、容量性キャップの利用に頼ること、すなわち、より大きな電気的負荷を与えるように共振器の最上端部の直径を増大し、それによって共振部材が共振波長の４分の１未満で共振するように動作周波数を低下させることである。図１はそのような共振器アセンブリの一例を示しているが、この手法はＱファクタの低下をもたらすことから、慎重に扱う必要がある。

他の手法を図２に示す。この手法は、共振器の最上部の強力な容量性負荷に依存しない点で、図１に示したものとは異なる。代わりに、高周波電流が共振器の外側でその長さに沿って流れることから、波動を利用して外面に沿う長さをより長くすることによって同じ長さで低背な共振器ポストが製造できることが認識される。図２に示す共振器の場合には、特定の周波数における共振に必要な９０°の電気長（すなわち４分の１波長）は、古典的な共振器と比べてより低背な共振器を利用して共振ポストの半径を調整することによって実現される。具体的には、ＲＦ電流が共振器の外面に（底部から最上部へ）流れることに起因して、不均一な半径を有する共振器は、ＲＦ電流がより長い経路に続くため、同じ高さの古典的な共振器よりも電気的に長くなる。この結果、動作周波数の低下が生じる。この形態の共振器はわずかな小型化をもたらすが、それは共振ポストに沿う寄生電流結合に起因して大幅に低下したＱファクタでの話である。さらには、この共振器は、共振器の屈曲した性質に起因して精密に製造するのがいくらか困難である。

本発明の発明者は、現行の共振器、特に空洞共振器の欠点を認識し、高い品質因子で小型な向上した空洞共振器アセンブリを提供することを目的とした。特に、彼らは、図１のステップ型インピーダンス共振器に利用されるような容量性キャップの利用によって共振器の動作周波数を低下させ、動作周波数の低下を必要とする場合に概して求められるようなその大型化を要することなく、より低い周波数に対して利用可能となることを認識した。この点について、キャップの最上部領域のサイズを共振部材の主部領域のサイズよりも１．１倍大きくてもよいし、又は大幅に大きくして、２倍より大きくするか、若しくは場合によっては５倍より大きくてもよい。

しかしながら、共振部材のインピーダンスが半径に依存するので、図１の従来のステップ型インピーダンスフィルタは、ポストとキャップとの間の接合部でのインピーダンスの大きな不整合に起因して、いくらか低品質となる。この点について、底部区画の特性インピーダンスは、通常は最上部区画より大幅に高い。インピーダンスの不整合によって、反射が生じて損失が増加する。本発明は、面積が徐々に増加するようにキャップ部の累増断面積を増加させることによって、インピーダンスの不整合とその対応する損失を低下させる。したがって、Ｑファクタを大幅に低下させつつ小型化による効果を維持できる。

さらには、そのような共振器アセンブリの形状は、共振を制約することなく共振部材の最上部のサイズを空洞のものと比べて増大させるのが容易であるが、一方で図１の設計は、共振部材のキャップと共振する空洞の壁面との間に適切な量の空間距離を必要とすることから、共振部材の最上部のサイズを空洞よりも著しく小さくする必要がある。共振部材の上部面のサイズは容量の増加に影響を与えるため、より大きな最上領域を設けることが有利である。

ある実施形態では、共振部材は、第１の内面から主部に延在する支持部であって、共振器空洞の第１の内面に隣接する大径側の支持断面積から共振器部材の主部に隣接する第１の断面積に向かって徐々に減少するテーパ状断面を有する支持部を備え、大径側の支持断面積は第１の断面積の少なくとも１．１倍である。大径側の支持断領域のサイズは、共振部材の主部領域のサイズより１．１倍大きくてもよいし、又は２倍より大きいか、若しくは場合によっては５倍より大きくでもよい。

本発明の発明者は、空洞共振器において、共振器で放散される電力は品質因子を低下させること、及び狭いポストの比較的高いインピーダンスから接地接続されたプレートの低いインピーダンスに向かうにつれて再度インピーダンスの不整合があるために、それ自体が接地接続された空洞に接続される共振器の一部に放散される電力は高い、ということを認識している。前述したように、そのような共振器部材の特性インピーダンスはその半径に依存するため、接地プレートに向かって累進的な形態で半径を増加させることによってインピーダンスが徐々に低下し、このようにインピーダンスの不整合が減少して反射及び関連する電力損失も対応して低下する。さらには、フレア状上部キャップ及びフレア状底部支持部材を有する共振部材を備えた共振アセンブリの設計によって、そのようなデバイスの電力損失が低下し、さらに品質因子が増加するが、一方で最上部材の容量の増加によって、デバイスを、単純なポストを備えた従来の空洞フィルタよりも小型化することができる。

前述のように、共振器アセンブリの容量の増加は、共振部材の自由端部における断面領域のサイズ及び共振空洞の対向する内面へのその近接性によって影響を受ける。ある場合では、キャップの上部面は、共振空洞の対向する内面から３ｍｍ未満、好ましくは１．５ｍｍ未満にある。明らかに、近接に伴う容量の増加、及びギャップが小さすぎる場合の空気による絶縁が破壊される可能性、並びに／又はギャップが特別小さく作製されるようなデバイスに要求される製造許容差の増加の間には採られるべき平衡性がある。これは特定用途向けであり他のギャップを利用することができるが、１．５〜３ｍｍのギャップが有効に機能することが分かった。

ある実施形態では、共振部材は、共振器部材の第８の共振波長から第１６の共振波長の間、好ましくは第１１の共振波長から第１３の共振波長の間の長さを有する。

現行の設計の１つの効果は、キャップの容量の増加に起因して共振部材が４分の１波長ではなくより短い波長で共振し、それによって共振器アセンブリの小型化が可能となることである。この小型化は、第８の共振波長から第１６の共振波長に相当する２２〜４５°の間に生じる共振で、上述のように顕著となり得る。認識できるように、これによって、共振波長の４分の１の長さの共振部材に対するポストを有する従来の共振器空洞と比べて２分の１から４分の１の小型化が可能となる。

ある実施形態では、キャップ部の少なくとも一部は略円錐台形の形状を有する。

共振部材の自由端部若しくはキャップ部のテーパ状又はフレア状の形状は多数の形態をとり得るが、略円錐台形の形状は、製造が容易でインピーダンスの段階的変化がない一様なテーパとなる。

同様にして、支持部もまた、円錐台形の形状を有し得る。

これに関して、支持及びキャップ部は、正に円錐台状であってもよいし、おそらく円筒状の先端部を有する円錐台状の部分を有していてもよい。これにより、電流フローを先端部周囲で支持する一方で、その部材をより製造容易でかつより堅牢なものとすることができる。

他の実施形態において、テーパ形状は、角度の増加が円錐台状の場合のように線形的ではなく指数関数的に増加するように、指数関数的プロファイルを有していてもよい。あるいは、対数又は多項式関数の形態のプロファイルを有していてもよい。

そのような特性インピーダンスの式を見ると、共振ポストの半径が指数関数の形態で変化する場合、特性インピーダンスの直線変化が観られることが分かるはずである。そのため、共振ポストの直径が指数関数の形態で空洞の直径に向けて増加する場合、特性インピーダンスの変化は線形的となるので、より低反射となり、それに続いて共振部材の底部における不要な反射に起因する電力放散も低下する。そのような形状のテーパ部は、支持部及びキャップ部の両方、又はそれら２つのうちのいずれか一方がこの形状を有することに対して効果的となり得る。

ある実施形態では、前記大径側のキャップ区画の断面積は前記共振空洞の対向する内面の断面積の少なくとも７０％である。

共振部材の自由端部又はキャップの断面積が大きくなるほど、共振部材の容量の増加は顕著となり、デバイスの動作周波数の低減及びさらには小型化が顕著となる。明らかに、そのサイズは空洞のサイズによって制限されるが、空洞の対向する内面領域の少なくとも７０％の共振部材の自由端部の断面積は、空間を共振可能としつつ実質的に空洞を満たして特に有利であることが分かった。

同様にして、大径側の支持区画の断面積は、空洞の支持内面領域の面積の少なくとも７０％であると有利である。

ある実施形態では、前記共振部材及び前記空洞のそれぞれは略円形の断面を備える。

その共振部材及び空洞は多くの形態を有し得るが、いずれの電界の均一性も改善してホットスポット電流を減少させるのに整合する形態を有する場合に有利であることが分かった。特に、より角張った形状で形成されたアセンブリとは対照的に、円形の断面によって、特にホットスポット電流が低いアセンブリが得られる。

対応する形状の更なる効果は、共振部材のいずれかの端部の断面領域が対応する形状を有する場合に、空洞のサイズによっては制限されにくいことである。

他の実施形態において、前記共振部材は略円形の断面を備え、前記共振空洞は四角形の断面を備える。

共振部材及び共振空洞は、特に、共振ポストの自由端部が空洞の縁部から等距離にありホットスポット電流を回避できるように整合した形状を有する場合に有利であることが分かったが、場合によっては四角形の断面の空洞をより容易に製造することが非常に有利となり得る。特に、空洞が列状に配列されたくし形フィルタなどのデバイスにおいて、共振器アセンブリの特性に関連する四角形の形状の不利益は、そのような形状を利用して生じるフィルタの設計における効果によって補償されるものを上回る場合がある。

共振器アセンブリは広域な周波数に適用可能であり、共振器アセンブリのサイズは共振周波数で変化するが、それらは無線周波数において、例えば基地局での利用において、特定の用途がある。そのような場合では、５〜３ｃｍの共振部材を有する共振器を利用して、５００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの共振周波数を実現することができる。これは、４分の１波長のポストサイズを有し、さらにこの例では１２．５〜９ｃｍであるとする従来の単純なポスト共振器空洞よりも非常に小型である。

ある実施形態では、前記共振部材の前記キャップ部は、振幅は同等であるが前記共振器部材の前記主部の誘導性リアクタンスとは逆符号の容量性リアクタンスを有するように構成される。

共振部材が低インピーダンスとなって共振するために、容量性リアクタンス及び誘導性リアクタンスが整合されて逆符号を有すべきである。そのため、共振部材の形状、特に主部の長さ及び幅並びに容量性キャップのサイズを選択する際に、これらの因子は検討される必要がある。

ある実施形態では、主区画の長さは、共振器部材の全長の２分の１から４分の３の間である。そのような構成は適切な特性をもたらすことが分かった。

本発明の第２の態様は、本発明の第１の態様による複数の共振器アセンブリを備えるフィルタを提供し、入力共振器アセンブリ及び出力共振器アセンブリであって、当該入力共振器アセンブリにおいて受信される信号が前記複数の共振器アセンブリを通過して当該出力共振器アセンブリにおいて出力されるように配置された入力共振器アセンブリ及び出力共振器アセンブリと、前記信号が前記入力共振器部材を励起するように信号を前記入力共振器アセンブリの入力共振器部材に送信するように構成された入力フィードラインであって、前記複数の共振器アセンブリは前記信号が前記対応する複数の共振器部材から前記出力共振器アセンブリの出力共振器部材との間に転送されるように配置された入力フィードラインと、前記出力共振器部材からの前記信号を受信し前記信号を出力するための出力フィードラインとを備える。

これらのタイプの共振器アセンブリは、ともに組み合わされて、例えば、無線通信ネットワークの基地局で利用することができるフィルタを形成する場合に特に有用である。これらは、従来の空洞フィルタと比べて品質因子が高くかつ小型である。

これらの共振器アセンブリは、無線周波フィルタ及び／又はくし形フィルタとしての利用で特に適用性を有する。

そのようなフィルタでは、入力及び出力ラインは、主部で共振部材に接触してそれを共振させ、又は容量性結合によって信号が転送されるように共振部材に接触せず近接配置され得る。

さらに特定かつ好適な態様を付随する独立形式及び従属形式の特許請求の範囲において述べる。従属形式の特許請求の範囲についての特徴は、適宜、独立形式の特許請求の範囲の特徴と組み合わせることができ、特許請求の範囲に明示的に述べられたもの以外の組み合わせの場合もある。

装置の特徴がある機能を備えるように動作可能となるように記載される場合には、その機能を与え、又はその機能を与えるように適合若しくは構成される装置の特徴を含むことが分かるはずである。

本発明の実施形態を、付随する図面を参照してさらにここに記載する。

図１は、従来技術によるステップ型インピーダンス共振器を示す。 図２は、従来技術による蛇行型共振器を示す。 図３Ａは、本発明の実施形態による共振器アセンブリの開放図である。 図３Ｂは、従来技術のステップ型インピーダンス共振器と図３Ａの共振器との性能比較を表示する表を示す。 図４は、本発明の実施形態による５ポール式チェビシェフフィルタを示す。 図５は、従来の共振器の５ポール式チェビシェフフィルタと本発明の実施形態による砂時計型共振器の５ポール式チェビシェフフィルタとの挿入損失の性能比較を示す。 図６は、図５の拡大図を示す。 図７は、矩形共振器空洞を備えた５ポール式砂時計型フィルタにおける電界分布を概略的に示す。 図８は、円形共振器空洞を備えた５ポール式砂時計型フィルタにおける電界分布を概略的に示す。 図９は、従来の共振器と図７及び図８の実施形態の砂時計型共振器との性能特性を示す表である。 図１０は、約７００ＭＨｚの共振周波数に対する共振器アセンブリを概略的に示す。 図１１は、直線状テーパ状区画を備えた共振部材を、共振器アセンブリに据え付けられた場合の共振部材のインピーダンス変化と併せて概略的に示す。 図１２は、テーパ状区画の有効直径の指数関数的変化を有する共振部材及びその対応するインピーダンスの変化を概略的に示す。 図１３は、本発明のさらなる実施形態による共振器アセンブリを示す。

さらに詳細に実施形態を述べる前に、まず概要を提供する。

無線周波数及び／又はくし形フィルタなどのフィルタでの利用に適した共振器アセンブリを開示する。共振部材は、断面積が中心ポスト状区画から、空洞の内壁に近接した上部円形プレートの形態を有する端部に向かって増加するように、フレア状の形状を有するその自由端部にキャップ部を有する。このキャップ部は共振部材に対して容量の増加をもたらし、それによって共振器アセンブリは同じサイズの従来の空洞共振器よりも低い周波数で動作可能となる。比較的小型の空洞共振器は、それによって高い品質因子を有して提供される。

好ましい実施形態において、共振部材は、共振空洞に取り付けられた共振部材の部分がキャップ部と同様のテーパ状又はフレア状の形状を有するように、砂時計の形状を有する。

そのような共振器は、所望の小容積を維持するとともに実際に多くの場合にそれを上回りつつ、ステップ型インピーダンス共振器、すなわち低いＱファクタの欠点に対処する。その動作の原理を以下に説明する。

空洞に取り付けられた端部のテーパ状区画によって、共振器の短絡端部で放散される電力を低減することができる。この区画は、インピーダンスのなだらかな遷移を与えるのに、それにより放散される電力を低減するほどに十分長い必要はない。主中央部は、誘導性エネルギーの蓄積を担い、適度に小さな直径で作製されて必要とされる共振条件を満たすことができる。キャップ部は容量性リアクタンスを導入し、それは好ましい実施形態において、振幅は同等であるが主区画によって導入される誘導性リアクタンスとは逆符号である。キャップ区画の直径を増加させることによって、容量性負荷が増加し、より低い動作周波数が得られ、したがって従来技術の対応する共振器アセンブリと比べて小型な共振器アセンブリが得られる。

共振部材の形状がどのようにして共振器アセンブリの動作に影響を与えるかの説明をここに提供し、図１のステップ型インピーダンス共振器又は共振器アセンブリから始める。

この共振器アセンブリのＱファクタの式を以下のように記述することができる。

式中、Ｗ_１及びＷ_２は、各々が特性インピーダンスのＺ_０１及びＺ_０２をそれぞれ有する図１の共振部材の共振器部材に蓄積されるエネルギーを表す。Ｐ_１及びＰ_２は、同じ特性インピーダンスの図１の共振部材の共振器部分で放散される電力を表す。（１）におけるＰ_ｓは、共振器の短い端部（空洞に取り付けられた支持部）で放散した電力を表し、以下のように表すことができる。

式（２）において、ｒ_ｓは導電性ポストの表面抵抗率であり、Ｉ_０はラインの短絡端部の電流を表すが、ｂ及びａは、それぞれ共振空洞及び共振ポストの外側と内側の有効直径を示す。（この意味での「有効」は、「有効」半径が定義される必要がある場合には図１の共振器の断面が長方形となり得るということを意味する。）

ステップ型インピーダンス共振器の設計において、たとえＱファクタの減少という犠牲を伴っても、その組合せによって所望の動作周波数の低下が与えられることから、完全な共振器の底部区画の特性インピーダンスＺ_０１は、通常は、完全な共振器の最上部区画の特性インピーダンスＺ_０２よりも大幅に高い。Ｑファクタの低下の主な理由は式（２）に起因しており、短絡区画の電力損失が図１の共振器の底部の直径の減少によって増加することを明示している。この区画において放散される電力を減少させるために、図１の共振器の底部区画の直径を可能な限り大きくする必要があり、

の場合、すなわち、有効直径ａ及びｂが等しい場合に、究極の最小状態となる。しかしながら、そのような要求は、共振ポストが共振チャンバと同程度の大きさである必要があり、この状態の場合には共振器が共振できないため、共振器は有用なものとならない。

本願はこの問題の解決手段を提供することを目的とする。式（３）を満たすが同時に共振器を共振可能とするために、共振器の底部でその区画がより大きくなるように短いテーパ状区画が共振器の短い端部に導入され、これは共振器を共振可能としつつも短絡区画における電力損失を低減させるためである。図３Ａは、共振空洞の断面が矩形である本発明の実施形態による共振器の例である。しかしながら、長方形又は円形などの他の断面が想定される。

図３Ａの共振器アセンブリは、その砂時計との類似性に起因して「砂時計型共振器」と呼ばれる。これは、所望の小容積を維持しつつ、ステップ型インピーダンス共振器、すなわち低いＱファクタの欠点に対処する。その動作の原理をここに説明する。

長さΘ_１の区画は、式（３）に従って共振器の短絡端部において放散される電力の低下を担う。この区画を長くする必要はなく、数°の信号は十分なだらかな遷移を保証して、放散される電力を減少させるのに十分である。Θ_２と呼ばれる第２の区画は、誘導性エネルギーの蓄積を担い、共振条件を満たすように十分小さい直径で作製され得る。第３の部分Θ_３は、必要な容量性リアクタンスを導入し、この場合に振幅は同等であるが区画Θ_２によって導入される誘導性リアクタンスとは逆符号である。この区画Θ_３の最上部の直径は、その容量性負荷を増加させてより低い動作周波数を生じるように増加され得る。

推奨される共振器の強度及び電位を実証するために、その代表的な性能を、同一周波数（７１４ＭＨｚ）で共振する従来の（その高さを低減するのにわずかな容量性負荷を有する）共振器と比較し、図３Ｂの表に示す。これらの値は専ら代表的なものであり、さらに良好な性能の砂時計型共振器性能も可能であることに留意すべきである。

図３ｂの表から明らかなように、推奨される共振器は、従来の共振器と比べて２．２５分の１未満の容積であり、Ｑファクタがわずかに（３％未満）低下していることを示す。このＱファクタの低下はほとんど無視できる。さらに、砂時計型共振器の第１のスプリアス応答は、その基本共振周波数よりも６．５倍高い４．６４ＧＨｚで発生するが、それに対して従来の共振器の第１のスプリアス応答は、従来の共振器の基本共振周波数よりも４．２５倍高い周波数に相当する３．０４ＧＨｚで発生する。

所与の例は、７１４ＭＨｚの共振周波数のものである。この実施形態において、２つのテーパ状区画の長さは３〜４°であり、一方の中央区画の長さは約１５°である。これによって２１〜２３°の全長となり、これは９０°である４分の１波長で共振するポスト共振器の長さよりも大幅に小さい。一般的に本発明の実施形態の共振器は、共振周波数の波長の１８分の１から９分の１である２０〜４０°の共振部材を有し得る。そのため、共振周波数が７１４ＭＨｚの場合に２０°は波長の１８分の１を表し、これは３００／７１４ｍに由来し得るものであり、言い換えると、周波数によって分割された光の速度は２．５ｃｍの領域にある。

さらに推奨される共振器の電位を実証するために、砂時計型共振器を利用する５ポール式フィルタを図４に示し、図５及び６において、その性能を同じ周波数帯域で動作する従来の５ポール式フィルタと比較する。

図５及び６から明らかなように、従来のフィルタと比べて砂時計型５ポール式フィルタの全体の挿入損失性能は、通過帯域において０．１ｄＢ未満まで低下しており、これはほとんどの用途に対して十分である。

推奨されるフィルタの電力処理能力を理解するために、どのパラメータが電力処理に影響するかを確認する。受動的相互変調（ＰＩＭ）を無視し、この現象は接合の品質及び表面の平面性に依存することから、電力処理を決定する制限因子はフィルタの空洞内の最大電界強度次第である。空中における絶縁破壊前の最大電界は、入手可能な文献によると、３×１０^６Ｖ／ｍで発生する。いずれのデバイスでも電界の強度は、最終的には導体における電荷の分布に依存する。大まかに言えば、不均等な分布によって「ホットスポット」、すなわち、電界が導体の他のどこよりも桁違いに大きい領域の形成が生じるため、可能な限り均一な電荷の分布を有することが望ましい。この電荷の分布の「ホットスポット」とそれによる電界は、増加した電流密度に起因して「ホットスポット」が大幅な電力損失を伴う領域があるために、電力処理の観点からだけでなく、共振構造体のＱファクタにも悪影響を及ぼすことからも有害である。

例えば、電荷の不連続部の形成を回避するために、共振器の最上縁部が平滑化されている図４の５ポール式フィルタを考察する。また、この場合に注目されるのは、共振チャンバの断面が矩形であり、砂時計型共振器の円形の最上縁部が共振器のハウジングから等距離にないことである。フィルタ内の電界分布を図７に示す。平均入力電力０．５Ｗの最大電界は３．２×１０^５Ｖ／ｍで発生し、空中で絶縁破壊が発生する最大平均入力電力４．６８Ｗが生じる。電界の分布をより詳しく見ると、最大電界がハウジング本体に最も近接した縁部で第２の共振器の（赤く示す）最上部に発生するが、他の場所の電界はより均等に分布していることが図７から明らかになる。この共振器タイプの電力処理能力を増加させるために、これらのホットスポットの形成は回避又は少なくとも低減されるべきである。このことは様々な方法で実現できるが、最も単純な方法は空洞の断面を矩形から円形に変更することである。この方法では、より均一な電界の分布を実現し、それによって電力処理能力が増加するだけでなくＱファクタも増加する。

図９の表に比較を示す。この表から分かるように、共振器の断面の形状を矩形から円形に変更することによって、Ｑファクタが増加し、第１のスプリアス応答も４．６４ＧＨｚではなく４．７５ＧＨｚとなる。さらに、占有容積は、約５％減少する。従来の共振器と比べて全体の容積の減少は約２．３６倍であり、アンロードされたＱファクタでは減少しない。実際に、円形断面の砂時計型共振器のＱファクタは、従来の共振器のＱファクタよりも良好である。

ここで電力処理能力を見ると、５ポール式円形断面フィルタは、その矩形断面に相当するものと同じ周波数範囲で動作するように設計された。空洞内の最大電界を図８に表す。この図から明らかなように、電界の最大強度は第３の共振器の最上縁部で発生し、ほぼ１．８×１０^５に等しい。矩形断面を有する砂時計型共振器の場合と同じ根拠を利用すると、絶縁破壊前の最大平均入力電力は約８．３Ｗであり、これは矩形断面の砂時計型共振器の場合のおよそ２倍である。表示される（矩形及び円形の形状を有する）砂時計型共振器は最適化されておらず、電力処理及び挿入損失の見地からより良好な性能も可能であるということに留意することが重要である。

寸法と共に共振器アセンブリの例を図１０に示す。この共振器アセンブリ１０は、７００ＭＨｚの周波数周辺で動作するように構成され、４０×１５×１５ｍｍの空洞サイズを有する。共振部材１２は、長さ２５ｍｍの中央区画１４、５ｍｍ長の支持区画１６、及び６ｍｍ長のキャップ区画１８を有する。２つのテーパ状区画は最大直径１４ｍｍであるが、共振部材の中央区画は５．６ｍｍの直径を有する。この例では、共振部材の両端部が、１４ｍｍの直径及び１ｍｍの長さの円筒状区画を有する。

図１１は、円錐台形のテーパ状区画を有する共振器アセンブリの共振部材のインピーダンスが共振部材の長さに沿ってどのように変動するかを概略的に示す。見て分かるように、インピーダンスの変化は、共振器の幅ｙで指数関数状に変動する。事実上、インピーダンスＺ＝ｆ（ｌｎｙ）である。

図１２は、指数関数的なテーパ状端部を有する共振器アセンブリの共振部材のインピーダンスＺがどのように変動するかを概略的に示す。この場合、共振部材の２つの端部の直径は、直径ｙがｅ^Ｘの関数となるように指数関数的形式で中央区画から増加する。この場合、インピーダンスＺは、ｘの線形関数Ｚ＝ｆ（ｘ）である。インピーダンスにおけるこの直線的累進性は、共振器アセンブリに向上した品質因子を提供し、電力損失を低下させる。

図１３は、共振器空洞１１及び共振部材１２を有する共振器アセンブリのさらなる例を示す。この実施形態では、共振部材は、支持端部にポスト状区画１４及び自由端部にフレア状キャップ部１８を有する。したがって、容量の増加が与えられて動作周波数を低下させ、小型化をもたらす。しかしながら、空洞１１に取り付けられた共振部材１２の端部におけるインピーダンスの不整合により、砂時計型の実施形態と比べて追加の電力損失がある。

当業者であれば、種々の上記方法の工程をプログラムされたコンピュータで実施できることを容易に認識するはずである。ここで、いくつかの実施形態は、機械又はコンピュータ可読であり、かつ機械実行可能又はコンピュータ実行可能な命令のプログラムを符号化するプログラム記憶装置、例えばデジタル記憶媒体を網羅することも意図しており、その命令は上記方法の工程の一部又は全部を実施する。 プログラム記憶装置は、例えば、デジタルメモリ、磁気ディスク及び磁気テープなどの磁気記憶媒体、ハードドライブ、又は光学的に読み取り可能なデジタルデータ記憶媒体であればよい。実施形態はまた、上記方法の工程を実施するようにプログラムされたコンピュータを網羅することも目的とする。

図面に示す種々な素子の機能は、「プロセッサ」又は「ロジック」と付されるいずれの機能的ブロックも含み、専用のハードウェアだけでなく、適当なソフトウェアに関連するソフトウェアを実行可能なハードウェアの利用を通じて提供され得る。プロセッサによって提供される場合、その機能は、単一の専用プロセッサ、単一の共用プロセッサ、又はその一部が共用され得る複数の個別プロセッサによって、提供され得る。さらに、用語「プロセッサ」、「コントローラ」又は「ロジック」の明示的利用は、ソフトウェアを実行可能なハードウェアのみを称して解釈されるべきではなく、限定せずに、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワークプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、ソフトウェアを記憶するための読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）及び不揮発性記憶装置を暗に含み得る。他のハードウェア、従来品及び／又はカスタム品も含まれ得る。同様に、図面に示すいずれのスイッチも概念的なものに過ぎない。それらの機能は、プログラムロジックの動作を通じて、専用ロジックを通じて、プログラム制御と専用ロジックとの相互作用を通じて、又は手動で実行されてもよく、特定の技術は、文脈からより具体的に理解されるように、実施する者によって選択可能である。

当業者であれば、ここでのいずれのブロック図も、発明の原理を用いて例示的回路の概念的な図を表していることを理解するはずである。同様にして、いずれのフローチャート、フロー図、状態遷移図、疑似コードなどが、コンピュータ読み取り可能媒体中に実質的に表示されるため、そのようなコンピュータ又はプロセッサが明示的に示されるか否かにかかわらず、コンピュータ又はプロセッサによって実行され得る種々の処理を表しているということが分かる。

記述及び図面は単に発明の原理を図示している。したがって、当業者であれば、ここでは明示的に記載も表示もしていないが、発明の原理を用いてその精神及び範囲内に含まれる種々の構成を想到できるということが分かる。さらに、ここに記述されたすべての例は、読者が発明の原理及び発明者が執筆した概念並びに本技術を理解するのに役立つように、専ら表現上教示的な目的のものであることが明示的に意図されており、そのような特定の記述した例及び条件に限定されることなく解釈されるべきである。また、ここに記載される発明の原理、態様、及び実施形態だけでなくそれらの特定の例のすべての記載は、それら均等物を網羅することを目的としている。

Claims (14)

1. 導電性共振器空洞内の共振部材を備える共振器アセンブリであって、
   前記共振部材が、前記共振器空洞の第１の内面から対向する第２の内面に向かって延在し、
   前記共振部材の主部が、実質的に一定の第１の断面積を有し、
   前記共振部材のキャップ部が、前記主部から前記対向する第２の内面に向かって延在し、前記主部に隣接する前記第１の断面積から前記共振部材の端部の大径側のキャップ断面積に向けて増加する累増断面積を有し、前記大径側のキャップ断面積が前記第１の断面積の少なくとも１．１倍であり、
   前記共振部材が、前記共振器アセンブリの共振波長の８分の１から１６分の１までの間の長さを有する、
   共振器アセンブリ。
2. 前記共振器アセンブリが、前記第１の内面から前記主部に延在する支持部を備え、前記支持部が、前記共振器空洞の前記第１の内面に隣接する大径側の支持断面積から、前記共振部材の前記主部に隣接する前記第１の断面積に向けて累進的に減少するテーパ状断面を有し、前記大径側の支持断面積が前記第１の断面積の少なくとも１．１倍である、請求項１に記載の共振器アセンブリ。
3. 前記共振部材が、前記共振器アセンブリの前記共振波長の１１分の１から１３分の１までの間の長さを有する、請求項1又は請求項２に記載の共振器アセンブリ。
4. 前記キャップ部の少なくとも一部が略円錐台形の形状を有する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の共振器アセンブリ。
5. 前記支持部の少なくとも一部が略円錐台形の形状を有する、請求項２又は請求項２に従属する場合に請求項３若しくは４のいずれか一項に記載の共振器アセンブリ。
6. 前記大径側のキャップ断面積が、前記共振空洞の前記対向する内面の前記断面積の少なくとも７０％である、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の共振器アセンブリ。
7. 前記累増断面積が、指数、対数、多項式、及び線形関数のうちの少なくとも１つとして増加する、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の共振器アセンブリ。
8. 前記共振部材及び前記空洞がそれぞれ略円形断面を備える、請求項１乃至７のいずれか１項に記載の共振器アセンブリ。
9. 前記共振部材が略円形の断面を備え、前記共振空洞が四角形の断面を備える、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の共振器アセンブリ。
10. 前記共振部材の主部の長さが、前記共振部材の全長の２分の１と４分の３の間である、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の共振器アセンブリ。
11. 前記共振部材の前記キャップ部が、前記共振部材の前記主部の誘導性リアクタンスに対して振幅は同等であるが逆符号の容量性リアクタンスを備えるように構成された、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の共振器アセンブリ。
12. 請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の複数の共振器アセンブリであって、入力共振器アセンブリ及び出力共振器アセンブリであって当該入力共振器アセンブリにおいて受信された信号が前記複数の共振器アセンブリを通過して当該出力共振器アセンブリにおいて出力されるように配置された入力共振器アセンブリ及び出力共振器アセンブリを備える複数の共振器アセンブリと、
    前記信号が前記入力共振器部材を励起するように信号を前記入力共振器アセンブリの入力共振器部材に送信するように構成された入力フィードラインであって、前記複数の共振器アセンブリが、前記信号が前記対応する複数の共振器部材から前記出力共振器アセンブリの出力共振器部材との間に転送されるように配置された入力フィードラインと、
    前記出力共振器部材からの前記信号を受信し、該信号を出力するための出力フィードラインと、
    を備える、フィルタ。
13. 前記フィルタが無線周波フィルタ及びくし形フィルタの少なくとも一方である、請求項１２に記載のフィルタ。
14. 前記入力フィードラインが前記主部において前記信号を前記入力共振器に送信するように構成され、前記出力フィードラインが前記出力共振器部材の前記主部から前記信号を受信するように構成された、請求項１２又は請求項１３に記載のフィルタ。

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