JP6322990B2 - Inverter device and plasma generator - Google Patents
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Description
この発明は、インバータ装置とそれを電源として使用したプラズマ発生装置に関する。 The present invention relates to an inverter device and a plasma generator using it as a power source.
大型プラズマディスプレー用放電管、プラズマ発生装置など、種々の装置に高電圧を供給するためにスイッチングレギュレータやインバータ装置が用いられている。
一般には出力電力値が数W程度のものが多く使用されているが、プラズマ発生装置などには、出力電圧が十数KVで電力値が数十W以上の交流の出力を持つインバータ装置が使用される。
A switching regulator and an inverter device are used to supply a high voltage to various devices such as a discharge tube for a large plasma display and a plasma generator.
Generally, an output power value of about several watts is often used, but an inverter device having an AC output with an output voltage of several tens of KV and a power value of several tens of watts or more is used for a plasma generator or the like. Is done.
一般のスイッチングレギュレータ(AC又はDC−DCコンバータ)は、電圧変換用のトランスの一次側の励磁巻線に直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電流を整流及び平滑して直流電圧を出力する。
その出力電圧を一定電圧に維持するために、例えば特許文献1に見られるように、出力電圧を検出してフィードバック電圧を生成する。それによって、スイッチング素子のオン時間とオフ時間の比率(デューティ比)を制御するパルス幅変調(PWM)制御を行なっている。
In general switching regulators (AC or DC-DC converters), a DC voltage is switched by a switching element intermittently applied to the primary excitation winding of a voltage conversion transformer, and applied to a secondary output winding. The generated AC current is rectified and smoothed to output a DC voltage.
In order to maintain the output voltage at a constant voltage, as seen in
これは、出力電圧が下がったときには、スイッチングパルスのON幅を広げて出力電力不足を補い、逆に出力電圧が上がった時には、ON幅を狭くして過剰な出力電力を制限することによって、出力電圧を一定に制御するものである。
また、インバータ装置は、上述と同様に電圧変換用トランスの一次側の励磁巻線に直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電圧をそのまま負荷へ出力する。
When the output voltage drops, the ON width of the switching pulse is widened to compensate for the output power shortage. Conversely, when the output voltage rises, the ON width is narrowed to limit the excess output power. The voltage is controlled to be constant.
In addition, the inverter device intermittently applies a DC voltage to the excitation winding on the primary side of the voltage conversion transformer by a switching element in the same manner as described above, and generates an AC voltage generated on the output winding on the secondary side. Output to the load as it is.
出力電圧が直流のスイッチングレギュレータの場合には、特許文献1に記載されているようにその出力電圧を検出して、スイッチング素子をON/OFF制御するスイッチングパルスをPWM制御することが可能である。また、出力の平滑回路の電解コンデンサなどによる保持時間があるため、制御の応答性が問題になることもない。
When the output voltage is a DC switching regulator, as described in
しかし、インバータ装置の出力は交流であるために、全波であろうが半波であろうが、その波高値(ピーク電圧値)を一定に制御するのは困難であった。
その理由は、波高値の時間が1点であることと、制御の遅延があり、出力電圧波形が繰り返される周波数が高くなればなるほどその遅延の影響が顕著になって、波高値電圧が降下し過ぎたり上昇し過ぎたりするからである。
However, since the output of the inverter device is alternating current, it is difficult to control the peak value (peak voltage value) to be constant regardless of whether it is full wave or half wave.
The reason is that the peak time is one point, there is a control delay, the higher the frequency at which the output voltage waveform is repeated, the more the influence of the delay becomes, and the peak voltage drops. It is because it passes too much and rises too much.
出力が交流であって、スイッチング周波数が数十KHzと高く、出力の波高値電圧も十数KVのように高い場合は、上述した制御の応答性の問題に加えて、出力電圧検出手段や部品の耐圧の問題等も生じる。そのため、このような高電圧を出力するインバータ装置では、入力供給電圧を一定に制御するだけで、出力電圧値は無制御なのが一般であった。 When the output is alternating current, the switching frequency is as high as several tens of KHz, and the peak value voltage of the output is as high as several tens of KV, in addition to the above-mentioned control responsiveness problem, output voltage detection means and components There arises a problem of the withstand voltage. Therefore, in an inverter device that outputs such a high voltage, it is general that the output voltage value is not controlled only by controlling the input supply voltage to be constant.
その場合、例えば特許文献2に見られるように、出力電圧の代わりに出力電流を検出して、それを電圧に置き換えてスイッチング素子に対するPWM制御を行うようにしたものもある。しかし、出力電圧の波高値は監視していないし、それを制御することはできない。 In this case, for example, as can be seen in Japanese Patent Application Laid-Open No. H10-228707, there is a type in which an output current is detected instead of an output voltage and the voltage is replaced with a voltage to perform PWM control on the switching element. However, the peak value of the output voltage is not monitored and cannot be controlled.
そこで、特許文献3には、出力が交流でその波高値電圧が十数KVのような高電圧インバータ装置において、その波高値電圧が一定になるように制御する発明が提案されている。その高電圧インバータ装置は、励磁電流をスイッチングするスイッチング素子の端子間又は励磁巻線の両端間に発生する電圧をモニタ電圧とする。
Therefore,
そして、出力電圧制御回路が、スイッチング素子のオフ期間におけるモニタ電圧の半波の完了時点から、共振電圧の第2高調波が現れる直前までの間で、モニタ電圧の波高値に応じてスイッチング素子をオンにする時期を制御するための制御信号を生成する。PWM制御回路がその制御信号を入力して、一定周波数の矩形波パルス信号によるスイッチングパルスを、その制御信号に対応してスイッチング素子をオンにする期間の割合を変化させるようにパルス幅変調して出力する。それによって、スイッチング素子のオン・オフを制御して、交流出力電圧の波高値電圧が一定になるように制御する。 The output voltage control circuit switches the switching element according to the peak value of the monitor voltage from the time when the half wave of the monitor voltage is completed in the OFF period of the switching element until just before the second harmonic of the resonance voltage appears. A control signal for controlling when to turn on is generated. The PWM control circuit inputs the control signal, and the pulse width modulation is performed so that the switching pulse by the rectangular wave pulse signal having a constant frequency is changed in accordance with the control signal. Output. Thereby, on / off of the switching element is controlled to control the peak value voltage of the AC output voltage to be constant.
しかし、このようなインバータ装置でも、例えばプラズマ発生装置の電源装置として使用する場合に次のような問題がある。
プラズマ放電として、例えば大気圧プラズマ放電は、一般的に常圧条件において6KV以上の電圧が印加されると発生するといわれている。その大気圧プラズマ放電を実現するための手段として、誘電体バリヤ放電又は無声放電あるいは大気中でのコロナ放電等が存在する。
このようなプラズマ放電を、紙に代表されるいわゆる印刷等に使用される記録材の表面処理に利用する場合、放電によって生成されるラジカルやイオンなどの活性種が記録材の表面改質に重要な役割を果たす。
However, even such an inverter device has the following problems when used as a power supply device of a plasma generator, for example.
As plasma discharge, for example, atmospheric pressure plasma discharge is generally said to occur when a voltage of 6 KV or higher is applied under normal pressure conditions. As means for realizing the atmospheric pressure plasma discharge, there are dielectric barrier discharge, silent discharge, corona discharge in the atmosphere, and the like.
When such plasma discharge is used for surface treatment of recording materials used for so-called printing such as paper, active species such as radicals and ions generated by the discharge are important for surface modification of the recording material. Play an important role.
しかしながら、放電パルスによって生成される活性種は、生成後、非常に短い時間で減少する。そのため、表面処理を行なう記録材に対して表面改質の効果を高めるためには、連続的に活性種を生成させ、その活性種の濃度を均一に保つことが必要になる。
連続的に活性種を生成させる方法として、インバータ装置におけるトランスの一次側のスイッチングを高速にすることによって、放電回数を増やすことが考えられる。しかし、そうすることにより、トランスやスイッチング素子の発熱の問題が生じる。
However, the active species generated by the discharge pulse decreases in a very short time after generation. Therefore, in order to enhance the effect of surface modification on the recording material to be surface-treated, it is necessary to continuously generate active species and keep the concentration of the active species uniform.
As a method of generating active species continuously, it is conceivable to increase the number of discharges by increasing the switching speed of the primary side of the transformer in the inverter device . However, this causes a problem of heat generation of the transformer and the switching element.
連続的に活性種を生成させる別の方法として、インバータ装置の出力電圧を高くして、放電電流を増加させて、1回の放電当たりに発生する活性種の量を増やすことが考えられる。しかし、出力電圧を使用目的以上に高くすることは、想定外の場所に放電が発生してしまう可能性がある。またシステムの消費エネルギーを必要以上に増やしてしまうことになり、省エネの観点から好ましくない。
特許文献3に開示された高電圧インバータ装置では、このような問題に関しては考慮されていなかった。
As another method for continuously generating active species, it is conceivable to increase the amount of active species generated per discharge by increasing the output voltage of the inverter device and increasing the discharge current. However, if the output voltage is set higher than the intended use, discharge may occur in an unexpected place. Moreover, the energy consumption of the system will be increased more than necessary, which is not preferable from the viewpoint of energy saving.
In the high-voltage inverter device disclosed in
この発明は、このような現状に鑑みてなされたものであり、プラズマ放電を発生させる装置に適用する場合に、そのプラズマ発生装置に連続的にかつ均一な活性種を生成させるとともに、必要以上にシステムによる消費エネルギーを増加させないインバータ装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such a current situation, and when applied to an apparatus for generating plasma discharge, the plasma generating apparatus generates continuous and uniform active species, and more than necessary. An object of the present invention is to provide an inverter device that does not increase energy consumption by the system.
この発明は上記の目的を達成するため、直流もしくは、直流成分に脈流が重畳された入力電圧をスイッチングして、トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置において、上記トランスを、それぞれ1個以上のトランスからなり、互いに上記出力巻線のインダクタンスが異なることによって特性が異なる第1のトランス群と第2のトランス群とによって構成する。
そして、上記第1、第2のトランス群の各トランスの励磁巻線を並列又は直列に接続して同時に励磁電流を流すように構成する。
さらに、上記第1、第2のトランス群がそれぞれ1個のトランスからなる場合は、それぞれ該1個のトランスの出力巻線を各トランス群の出力巻線とし、それぞれ複数のトランスからなる場合は、その複数の各トランスの出力巻線をそれぞれ直列に接続して各トランス群の出力巻線とし、その第1のトランス群の出力巻線と第2のトランス群の出力巻線とを並列に接続して、負荷への出力電圧の波形を上記スイッチングの周期内で少なくとも2つ以上に分散させて出力するようにしたことを特徴とする。
In order to achieve the above object, the present invention switches direct voltage or an input voltage in which a pulsating current is superimposed on a direct current component, causes an exciting current to flow in the exciting winding of the transformer, and outputs an alternating voltage from the output winding of the transformer. In the inverter device that outputs the above, each of the transformers is composed of one or more transformers, and the first transformer group and the second transformer group that have different characteristics due to different inductances of the output windings .
The excitation windings of the transformers of the first and second transformer groups are connected in parallel or in series so that the excitation current flows simultaneously.
Further, when each of the first and second transformer groups is composed of one transformer, the output winding of the one transformer is used as the output winding of each transformer group, and when each of the transformers is composed of a plurality of transformers. The output windings of the transformers are connected in series to form output windings of the transformer groups, and the output windings of the first transformer group and the output windings of the second transformer group are connected in parallel. It is connected, and the waveform of the output voltage to the load is dispersed and output in at least two or more within the switching period.
この発明によるインバータ装置は、出力する交流電圧の出力波形を分散させることができる。そのため、プラズマ放電を発生させる装置に適用する場合に、そのプラズマ発生装置に連続的にかつ均一な活性種を生成させることができるとともに、必要以上にシステムによる消費エネルギーを増加させることがない。 The inverter device according to the present invention can disperse the output waveform of the output AC voltage. Therefore, when applied to an apparatus for generating plasma discharge, the plasma generating apparatus can continuously generate uniform active species and does not increase the energy consumption by the system more than necessary.
〔インバータ装置を使用したプラズマ発生装置の一例〕
この発明を実施するための形態を説明するのに先立って、この発明の対象とするインバータ装置を使用したプラズマ発生装置の一例について説明する。
図11は、そのプラズマ発生装置の一例を簡略化して示す回路図であり、図12はそのインバータ装置における各部の電圧及び電流波形を示す波形図である。
図11に示すプラズマ発生装置100は、インバータ装置10とその負荷である放電部20とによって構成されている。
[Example of plasma generator using inverter device]
Prior to the description of embodiments for carrying out the present invention, an example of a plasma generator using an inverter device as an object of the present invention will be described.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a simplified example of the plasma generating device, and FIG. 12 is a waveform diagram showing voltage and current waveforms of each part in the inverter device.
A
インバータ装置10は、商用電源11からの交流電圧を整流及び平滑する整流・平滑回路12と、その整流・平滑回路12が出力する直流電圧(脈流成分を含んでもよい)を入力電圧Vinとするトランス13と、FET等によるスイッチング素子Qおよび制御回路15を備えている。
トランス13は励磁巻線Npと出力巻線Nsを有し、その励磁巻線Npをスイッチング素子Qと直列に、整流・平滑回路12からの給電回路に接続している。そのスイッチング素子Qは、制御回路15がゲート端子に出力するスイッチング信号Spによって、オン(ON)・オフ(OFF)制御される。
The inverter device 10 uses, as an input voltage Vin, a rectifying / smoothing
The
制御回路15からスイッチング素子Qのゲートに印加されるスイッチング信号Spは、図12の(a)に示すような周期Tの矩形波であり、これはスイッチング素子Qのゲート・ソース間電圧Vgs(Q) の波形となる。このスイッチング信号Spがローレベルの期間がOFF期間であり、ハイレベルの期間がON期間である。
インバータ装置10は、フライバック型電圧共振インバータである。したがって、入力電圧Vinをスイッチング素子Qによってスイッチングして、トランス13の励磁巻線Npに流す励磁電流をオン・オフする。そして、ONのときに励磁巻線Npに励磁エネルギーをため、OFFのときにトランス13の出力巻線Nsから図12の(c)に示すような波形の出力電圧Vout を出力して、負荷である放電部20の電極間に印加する。
The switching signal Sp applied from the
The inverter device 10 is a flyback type voltage resonance inverter. Therefore, the input voltage Vin is switched by the switching element Q to turn on / off the exciting current flowing through the exciting winding Np of the
図12の(b)はスイッチング素子Qのソース・ドレイン間電流、すなわちスイッチング素子Qに流れる電流Id(Q)であり、これはトランス13の励磁巻線Npに流れる励磁電流の波形を示す。図12の(d)は放電部20へ流れる出力電流Ioの波形を示す。
出力電圧Vout は、出力巻線NsのインダクタンスLsと、その出力巻線Nsの分布容量Cs及び負荷である放電部20の等価静電容量(「負荷容量」という)Coの合成容量Cとによる並列共振回路によって発生する。
FIG. 12B shows the current between the source and drain of the switching element Q, that is, the current Id (Q) flowing through the switching element Q, which shows the waveform of the excitation current flowing through the excitation winding Np of the
The output voltage Vout is paralleled by the inductance Ls of the output winding Ns, the distributed capacitance Cs of the output winding Ns, and the combined capacitance C of the equivalent electrostatic capacitance (referred to as “load capacitance”) Co of the
それは、励磁巻線Npと出力巻線Nsの巻数比に応じた高電圧になる。そのため、出力電圧Voutの波形は、図12の(c)に示すように略正弦波形の半波状であり、この例では正の半波に相当する正(+)電圧であるが、負の半波に相当する負(−)電圧にすることもできる。
制御回路15がスイッチング信号Spをパルス幅変調(PWM)制御して、1周期TにおけるON期間とOFF期間の比率(デューティ)を変えることにより、出力電圧Voutを制御することが可能である。そのスイッチング信号Spの周波数及び周期を変更することもできる。
It becomes a high voltage according to the turn ratio of the excitation winding Np and the output winding Ns. Therefore, the waveform of the output voltage Vout is a half wave shape of a substantially sinusoidal waveform as shown in FIG. 12C. In this example, the waveform is a positive (+) voltage corresponding to a positive half wave, but a negative half wave. It can also be a negative (-) voltage corresponding to a wave.
The
放電部20は、例えば図13に示すように、放電電極21と、それに対向するカウンタ電極22と、その放電電極21とカウンタ電極22との間に介在する誘電体23とによって構成されている。
放電電極21は、この例では銅やアルミニウム等の導電性のよい金属線21aの周囲に、絶縁体(誘電体)21bを被覆した丸棒状の複数(図示の例では15本)の放電電極21によって放電電極列を構成している。すなわち、複数の放電電極21が、平板状のカウンタ電極22の対向面22aに平行な面内で、図13で左右方向に互いに隣接する電極同士の外周が接するように並んで、紙面に垂直な方向に延びて配列されている。各放電電極21の直径(φ)は、例えば8mm程度である。
For example, as shown in FIG. 13, the
In this example, the
カウンタ電極22は、銅やアルミニウム等の導電性のよい金属による平板状の電極であり、放熱板も兼ねている。そのカウンタ電極22の放電電極21との対向面22aに、シリコン系シート等の誘電体23を被着している。図13においては、分り易くするためにカウンタ電極22と誘電体23との間に隙間を設けているが、実際には接着等によって密着している。
放電電極21と誘電体23との間も、間隔を拡げて示しているが、実際には、表面改質を施す印刷用紙等のシート状記録材が一点鎖線の矢印Fで示すように通過できる程度の隙間があればよい。
The
The gap between the
このように構成した放電部20の各放電電極21とカウンタ電極22との間に、前述したインバータ装置10による6KV以上の高電圧の出力電圧Voutを印加する。それによって、大気圧中で、大気圧プラズマ放電の一種である沿面放電もしくは無声放電、または沿面放電と無声放電の複合放電による誘電体バリア放電を発生させることができる。
カウンタ電極22は接地する。放電電極21に印加する電圧は正負逆転しても、作用効果に差異はない。
A high output voltage Vout of 6 KV or more by the inverter device 10 described above is applied between each
The
この放電部20内を、シート状の記録材を一点鎖線の矢印Fで示すように搬送して通過させることによって、その表面が上述した誘電体バリア放電によって生成されるラジカルやイオンなどの活性種に触れて改質が進行する。それは、プラズマにより、空気中の成分や記録材自体に含まれている成分によって形成される種々の親水性官能基等の基が、記録材の表面に形成されて表面エネルギーが高くなることによって進行する。例えば、記録材の表面に撥水性を有する部分を含んでいる場合に、その部分が親水化されることによって改質が行われる。
By transporting and passing a sheet-like recording material as indicated by the dashed-dotted arrow F in the
この発明は、上述のような記録材の表面改質効果を向上させるために、スイッチング素子の発熱等によりシステムによる消費エネルギーを必要以上に増加させることなく、放電部で連続的にかつ均一な活性種を発生させることができるようにすることを目的とする。
そのためのインバータ装置及びプラズマ発生装置を提供する。
In order to improve the surface modification effect of the recording material as described above, the present invention continuously and uniformly activates the discharge portion without increasing the energy consumption by the system more than necessary due to heat generation of the switching element. The aim is to be able to generate seeds.
An inverter device and a plasma generator are provided for this purpose.
〔第1の実施形態〕
そこで、この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第1の実施形態を図1から図8によって説明する。
図1は、そのインバータ装置を用いたプラズマ発生装置を簡略化して示す回路図である。この図1に示すインバータ装置1とその負荷である放電部2とによって、プラズマ発生装置を構成している。
[First Embodiment]
A first embodiment of an inverter device and a plasma generator according to the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a circuit diagram schematically showing a plasma generator using the inverter device. The plasma generator is constituted by the
インバータ装置1は、入力端子I1,I2から直流もしくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧Vinを入力し、それをFET等のスイッチング素子4によってスイッチングして、トランス3の励磁巻線に励磁電流を流す。そして、そのトランス3の出力巻線から交流電圧を出力し、その出力電圧Vout を出力端子O1,O2から負荷である放電部2に給電する。スイッチング素子4としてバイポーラのスイッチングトランジスタを使用してもよい。
入力電圧Vinは、例えば図11に示した例と同様に、商用電源からの交流電圧を整流及び平滑する整流・平滑回路で整流及び平滑して供給される。
The
The input voltage Vin is supplied after being rectified and smoothed by a rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes an AC voltage from a commercial power supply, for example, as in the example shown in FIG.
制御回路5も図11に示した制御回路15と同様に、入力電圧Vinによって動作し、スイッチング信号Spをスイッチング素子4のゲート端子に出力して、スイッチング素子4をオン(ON)・オフ(OFF)制御する。それによって、トランス3の励磁電流を断続(スイッチング)させる。
そして、図11及び図12によって説明したインバータ装置10と同様に、トランス3の出力巻線から交流電圧を出力し、出力端子O1,O2から負荷である放電部2に給電する。
Similarly to the
11 and 12, an AC voltage is output from the output winding of the
放電部2は、例えば図13によって説明した放電部20と同様に放電電極21とカウンタ電極22とが誘電体23を介して対向しており、インバータ装置1によって6KV以上の交流高電圧が印加されると、大気圧プラズマ放電の一種である誘電体バリア放電を発生する。
この図1に示すインバータ装置1が、図11に示したインバータ装置10と相異するのは、トランス3を、互いに特性が異なる第1のトランス群Aと第2のトランス群Bとによって構成した点である。
In the
The
この第1の実施形態では、第1のトランス群Aと第2のトランス群Bを、それぞれ1個ずつのトランスT1及びT2で構成している。
そして、第1、第2のトランス群A,Bの各トランスT1,T2の励磁巻線Np1,Np2を並列に接続して、共通のスイッチング素子4を介して同時に励磁電流を流すように構成している。
また、第1のトランス群AのトランスT1の出力巻線Ns1と第2のトランス群BのトランスT2の出力巻線Ns2とを並列に接続して、負荷への出力電圧の波形をスイッチングの周期内で少なくとも2つ以上に分散させて出力するように構成している。
In the first embodiment, each of the first transformer group A and the second transformer group B includes one transformer T1 and T2.
The exciting windings Np1 and Np2 of the transformers T1 and T2 of the first and second transformer groups A and B are connected in parallel so that the exciting current flows simultaneously through the
Further, the output winding Ns1 of the transformer T1 of the first transformer group A and the output winding Ns2 of the transformer T2 of the second transformer group B are connected in parallel, and the waveform of the output voltage to the load is changed to the switching cycle. In this configuration, the output is distributed to at least two or more.
このインバータ装置1は、図1に示したトランス3の構成により、負荷への出力電圧の波形を、励磁電流のスイッチングの周期内で、少なくとも2つ以上に分散させて出力することができる。そのため、比較的低いスイッチング周波数でも、放電部2において連続的且つ効率的に活性種を生成することができるので、スイッチング周波数を高速にすることによるスイッチング素子の発熱を抑制することができる。
また、必要以上に出力電圧を高く設定する必要も無くなるので、システムの消費電力を抑制することができる。
With the configuration of the
Moreover, since it is not necessary to set the output voltage higher than necessary, the power consumption of the system can be suppressed.
図2は、図1に示したインバータ装置1におけるトランス3の二次側の接続関係を示す回路図である。
このように、トランス3の第1のトランス群Aと第2のトランス群Bを構成するトランスT1の出力巻線Ns1とトランスT2の出力巻線Ns2とを並列に接続して、その出力電圧を放電部2へ印加する。
この例では、トランスT1とT2では二次側のインダクタンス、すなわち出力巻線Ns1と出力巻線Ns2のインダクタンスが異なっていることによって、異なる特性を示す。それを分かり易く示すために、図2では出力巻線Ns1と出力巻線Ns2の形状を異ならせている。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a connection relationship on the secondary side of the
Thus, by connecting the output winding Ns2 output winding Ns1 and transformer T2 of the transformer T1 constituting the first transformer group A and the second transformer group B of the
In this example, the transformers T1 and T2 exhibit different characteristics due to the difference in secondary inductance, that is, the inductance of the output winding Ns1 and Ns2. In order to show this easily, in FIG. 2, the shapes of the output winding Ns1 and the output winding Ns2 are different.
トランス3の二次側の出力巻線のインダクタンスをLs、二次側の分布容量Csと放電部2の負荷容量Coとの合成容量をCとすると、その直列共振回路の共振周波数fは次の式で計算される。
f=1/2π√(Ls×C)
ここで、図3、図4に示すように、トランスT1の出力巻線Ns1又はトランスT2の出力巻線Ns2のみが負荷容量Coの放電部2にそれぞれ接続されていると仮定する。
この時のそれぞれの出力電圧波形(図3、図4のそれぞれ右側に示す)の共振周波数f1、f2は、トランスT1、トランスT2の二次側の出力巻線Ns1、Ns2のインダクタンスLs1、Ls2の関係がLs1>Ls2とすれば、f1<f2となる。したがって、周期t1、t2はt1>t2になる。
If the inductance of the output winding on the secondary side of the
f = 1 / 2π√ (Ls × C)
Here, as shown in FIGS. 3 and 4, it is assumed that only the output winding Ns1 of the transformer T1 or the output winding Ns2 of the transformer T2 is connected to the
The resonance frequencies f1 and f2 of the respective output voltage waveforms (shown on the right side of FIGS. 3 and 4) at this time are the inductances Ls1 and Ls2 of the output windings Ns1 and Ns2 on the secondary side of the transformer T1 and transformer T2. If the relationship is Ls1> Ls2, then f1 <f2. Therefore, the periods t1 and t2 are t1> t2.
そこで、図2に示したように、トランスT1の出力巻線Ns1とトランスT2の出力巻線Ns2とを並列に接続して、負荷容量Coの放電部2に接続し、各出力電圧波形を合成させると、図5に示すような合成出力電圧波形になる。
この場合、トランスT1とトランスT2によるそれぞれの出力電圧波形を合成させることによって、意図的に歪み波を作り出すことになる。
Therefore, as shown in FIG. 2, the output winding Ns1 of the transformer T1 and the output winding Ns2 of the transformer T2 are connected in parallel and connected to the
In this case, a distorted wave is intentionally created by synthesizing the output voltage waveforms of the transformer T1 and the transformer T2.
ラジカルやイオンなどの活性種は、放電パルスによって生成されるが、時定数によって放電後は急激に減少する。放電の繰返しによって活性種を均一に保つには、活性種の減少時間に対して放電パルス間隔を短くし、連続的に活性種を生成する必要がある。
しかしながら、放電パルス間隔を短くするには、インバータ装置におけるスイッチング周波数を高速にする必要が生じてしまう。そうすると、スイッチング素子自体の発熱やトランスの発熱などの問題が発生する。
Active species such as radicals and ions are generated by a discharge pulse, but rapidly decrease after discharge due to a time constant. In order to keep the active species uniform by repeating discharge, it is necessary to continuously generate active species by shortening the discharge pulse interval with respect to the decrease time of the active species.
However, in order to shorten the discharge pulse interval, it becomes necessary to increase the switching frequency in the inverter device. Then, problems such as heat generation of the switching element itself and heat generation of the transformer occur.
また、一般的に活性種の生成は、放電電流に比例して多くなる。この放電電流を増加させる方法として、インバータ装置の出力電圧を高くすることが考えられる。しかし、出力電圧はシステムの制約によって規定されており、規定以上の出力電圧にすると、想定外の放電がシステムで発生する恐れがあるため、それはできない。
そこで、図5に示したように、意図的に歪み波を生成することによって、擬似的に出力電圧のパルス間隔を短くすることができ、それによって、上述した発熱や出力電圧を増加させることなく、放電部2で連続的に活性種を生成することが出来る。
In general, the generation of active species increases in proportion to the discharge current. As a method for increasing the discharge current, it is conceivable to increase the output voltage of the inverter device. However, the output voltage is defined by system restrictions. If the output voltage exceeds the specified value, an unexpected discharge may occur in the system, which is not possible.
Therefore, as shown in FIG. 5, by intentionally generating a distorted wave, the pulse interval of the output voltage can be shortened in a pseudo manner, thereby preventing the above-described heat generation and output voltage from increasing. The active species can be continuously generated in the
図6は、同一特性の2個のトランスの出力巻線を直列に接続して、出力を積上げた場合のスイッチング素子のON/OFF信号と出力電圧波形と活性種の量の概略を説明するための波形図である。
図7は、異特性の2個のトランスの出力巻線を並列に接続して、出力を加算した場合のスイッチング素子のON/OFF信号と出力電圧波形と活性種の量の概略を説明するための波形図である。これが、図1に示したインバータ装置1のトランス3を特性が異なる2個のトランスT1、T2によって構成した第1の実施形態に相当する。
FIG. 6 illustrates an outline of the ON / OFF signal of the switching element, the output voltage waveform, and the amount of active species when the output windings of two transformers having the same characteristics are connected in series and the outputs are stacked. FIG.
FIG. 7 illustrates an outline of the ON / OFF signal of the switching element, the output voltage waveform, and the amount of active species when the output windings of two transformers having different characteristics are connected in parallel and the outputs are added. FIG. This corresponds to the first embodiment in which the
図6、図7に示すように、スイッチング素子のON時間にトランスの1次側に励磁電流を流し、スイッチング素子のOFF時間に出力電圧を発生させる。この出力電圧が放電部2に印加されることによってプラズマが発生し、活性種が生成される。
図6に示す出力電圧波形における電圧値のピーク・トゥ・ピーク値をV1pk−pk、図7に示す出力電圧波形における電圧値のピーク・トゥ・ピーク値をV2pk−pk、V3pk−pkとすると、次の関係になる。
V1pk−pk>V2pk−pk>V3pk−pk
As shown in FIGS. 6 and 7, an exciting current is supplied to the primary side of the transformer during the ON time of the switching element, and an output voltage is generated during the OFF time of the switching element. Plasma is generated by the output voltage is applied to the
When the peak-to-peak value of the voltage value in the output voltage waveform shown in FIG. 6 is V1pk-pk, and the peak-to-peak value of the voltage value in the output voltage waveform shown in FIG. 7 is V2pk-pk, V3pk-pk, It becomes the following relationship.
V1pk-pk>V2pk-pk> V3pk-pk
またこのとき、生成される活性種の量をN1、N2、N3とすると、N1>N2>N3の関係となる。
図6に示す同一特性の2個のトランスによる場合は、1回の放電で生成される活性種量は多いが、活性種の寿命に対してスイッチング素子の周期が長い場合には、活性種の量が減少し、例えば搬送される記録材に対する表面改質効果にムラが発生してしまう。
At this time, assuming that the amount of active species to be generated is N1, N2, and N3, the relationship is N1>N2> N3.
In the case of two transformers having the same characteristics shown in FIG. 6, the amount of active species generated by one discharge is large, but when the period of the switching element is long with respect to the lifetime of the active species, The amount decreases, and for example, unevenness occurs in the surface modification effect on the recording material to be conveyed.
図7に示す異特性の2個のトランスによる場合は、1回目の放電で生成される活性種の量N2は、同一特性の2個のトランスにより生成される活性種の量N1より少ない。しかし、スイッチング素子の周期が活性種の寿命に対して長い場合でも、連続して2回目の放電で量N3の活性種が生成されるので、活性種の量が大幅に減少することはない。
そのため、印刷用紙等の記録材に対して連続して且つ均一に表面改質を行える効果がある。
In the case of two transformers having different characteristics shown in FIG. 7, the amount N2 of active species generated by the first discharge is smaller than the amount N1 of active species generated by two transformers having the same characteristics. However, even when the cycle of the switching element is long with respect to the lifetime of the active species, the amount of active species is not significantly reduced because the amount of active species N3 is continuously generated by the second discharge.
Therefore, there is an effect that surface modification can be continuously and uniformly performed on a recording material such as printing paper.
ここで、V1pk−pk>V2pk−pk>V3pk−pkの関係となるが、誘電体バリア放電には、6kV以上の出力電圧が必要となる。
そのため、負荷である放電部2への出力電圧の波形は、出力電圧6kV以上の波形が、スイッチングの周期内で少なくとも2つ以上に分散されるようにするのが望ましい。それによって、誘電体バリア放電を確実に発生させることができる。
Here, the relationship is V1pk-pk>V2pk-pk> V3pk-pk, but the dielectric barrier discharge requires an output voltage of 6 kV or more.
Therefore, it is desirable that the waveform of the output voltage to the
図8は、図7に示したように、異特性の2個のトランスによって分散された出力電圧波形間の周期と活性種の量との関係を示す。
図8に示すように、出力電圧波形間の周期を、活性種の量が少なくとも半分以下にならないように設定することにより、連続的に均一な活性種を生成することができる。それによって、記録材への改質効果のムラが抑制される。この期間は、例えば数十μs以下となる。
FIG. 8 shows the relationship between the period between the output voltage waveforms distributed by two transformers having different characteristics and the amount of active species, as shown in FIG.
As shown in FIG. 8, uniform active species can be generated continuously by setting the period between the output voltage waveforms so that the amount of active species does not become at least half or less. Thereby, unevenness of the modification effect on the recording material is suppressed. This period is, for example, several tens of μs or less.
図1に示したトランスT1,T2は共振トランスであり、その各出力巻線Ns1,Ns2のインダクタンスをLs1,Ls2とすると、それぞれ単独で負荷と直列共振した場合の出力電圧波形の共振周波数f1,f2は、以下の計算式で算出される。
f1=1/2π√(Ls1・Ca) f2=1/2π√(Ls2・Cb)
Caは、出力巻線Ns1の分布容量Cs1と放電部2の等価静電容量である負荷容量Coとの合成容量、Cbは出力巻線Ns2の分布容量Cs2と負荷容量Coとの合成容量である。Cs1≒Cs2とすれば、Ca≒Cbであり、それを合成容量Cとすると、
f1=1/2π√(Ls1・C) f2=1/2π√(Ls2・C)
となる。
Transformers T1 and T2 shown in FIG. 1 are resonant transformers, and assuming that the inductances of the output windings Ns1 and Ns2 are Ls1 and Ls2, respectively, the resonant frequency f1 of the output voltage waveform in the case of series resonance with the load independently. f2 is calculated by the following formula.
f1 = 1 / 2π√ (Ls1 · Ca) f2 = 1 / 2π√ (Ls2 · Cb)
Ca is a combined capacity of the distributed capacity Cs1 of the output winding Ns1 and a load capacity Co which is an equivalent capacitance of the
f1 = 1 / 2π√ (Ls1 · C) f2 = 1 / 2π√ (Ls2 · C)
It becomes.
ここで、例えば共振周波数f2を共振周波数f1の2倍にして、その合成波形を得るようにするには、上式から出力巻線Ns2のインダクタンスLs2を出力巻線Ns1のインダクタンスLs1の1/4になるように設定すればよい。
一般に、トランスの二次側インダクタンス(出力巻線のインダクタンス)は、以下の式で算出される。
Ls=AL・ns2
Here, for example, in order to obtain the composite waveform by setting the resonance frequency f2 to twice the resonance frequency f1, the inductance Ls2 of the output winding Ns2 is set to ¼ of the inductance Ls1 of the output winding Ns1 from the above equation. Should be set to be .
Generally, the secondary inductance of the transformer (inductance of the output winding) is calculated by the following equation.
Ls = AL · ns 2
ここで、nsは出力巻線の巻数、ALはコアのインダクション係数であり、コアの透磁率をμ、コアの実効断面積Ae、磁路長をLとすると、AL=μ・Ae/Lで求められる。
したがって、トランスT2の二次側インダクタンスをトランスT1の1/4に設定するには、コアの特性で決定されるインダクション係数ALが1/4のコアを選定するか、出力巻線Ns2の巻数を出力巻線Ns1の巻数の1/2にしたトランスを作製すればよい。
トランスの励磁巻線やコアのギャップ特性によって異特性のトランスを作製しようとすると、トランス間の発熱のバラツキが大きくなってしまう。
Here, ns is the number of turns of the output winding, AL is the induction coefficient of the core, μ is the permeability of the core, Ae is the effective area of the core, and L is the magnetic path length, and AL = μ · Ae / L Desired.
Therefore, in order to set the secondary side inductance of the transformer T2 to ¼ of the transformer T1, a core having an induction coefficient AL determined by the core characteristics of ¼ is selected or the number of turns of the output winding Ns2 is set. A transformer having half the number of turns of the output winding Ns1 may be manufactured.
If an attempt is made to produce a transformer with different characteristics depending on the exciting winding of the transformer or the gap characteristics of the core, the variation in heat generation between the transformers will increase.
〔第2の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第2の実施形態を図9によって説明する。図9は、そのインバータ装置を使用したプラズマ発生装置を簡略化して示す回路図であり、図1と対応する部分には同一の符号を付し、それらの説明は省略する。
この発明によるインバータ装置のトランスを構成する第1のトランス群Aと第2のトランス群Bは、いずれも2個以上のトランスで構成してもよい。また、第1のトランス群Aのトランスの個数と第2のトランス群Bのトランスの個数とが異なっていてもよい。
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the inverter device and the plasma generator according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 9 is a circuit diagram showing a simplified plasma generator using the inverter device. Parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
Each of the first transformer group A and the second transformer group B constituting the transformer of the inverter device according to the present invention may be composed of two or more transformers. Further, the number of transformers in the first transformer group A and the number of transformers in the second transformer group B may be different.
図9に示す第2の実施形態では、インバータ装置1のトランス30を、トランスT3,T4からなる第1のトランス群AとトランスT5,T6からなる第2のトランス群Bとによって構成している。
そして、第1、第2のトランス群A,Bの各トランスT3〜T6の励磁巻線Np3〜Np6を全て並列に接続して、共通のスイッチング素子4を介して同時に励磁電流を流すように構成している。
In the second embodiment shown in FIG. 9, the
The excitation windings Np3 to Np6 of the transformers T3 to T6 of the first and second transformer groups A and B are all connected in parallel so that the excitation current flows simultaneously via the
また、第1のトランス群Aの各トランスT3,T4の各出力巻線Ns3とNs4を直列に接続し、第2のトランス群Bの各トランスT5,T6の各出力巻線Ns5とNs6も直列に接続している。そのそれぞれ直列に接続した第1のトランス群Aの出力巻線と第2のトランス群Bの出力巻線とを並列に接続して、放電部2へ給電する出力端子O1,O2に接続している。
The output windings Ns3 and Ns4 of the transformers T3 and T4 of the first transformer group A are connected in series, and the output windings Ns5 and Ns6 of the transformers T5 and T6 of the second transformer group B are also connected in series. Connected to. The output winding of the first transformer group A and the output winding of the second transformer group B, which are connected in series, are connected in parallel and connected to the output terminals O1 and O2 that supply power to the
その第1のトランス群AのトランスT3とT4は同じ特性(各トランスの出力巻線のインダクタンスが同じ)を有し、第2のトランス群BのトランスT5とT6も同じ特性を有する。
しかし、第1のトランス群Aと第2のトランス群Bとは異なる特性を有する。この場合の特性は、第1、第2のトランス群A,Bのそれぞれ二次側インダクタンス、すなわち各トランス群内の2個トランスの出力巻線をそれぞれ直列に接続したインダクタンスである。そのため、この実施形態では、第1のトランス群AのトランスT3,T4と、第2のトランス群BのトランスT5,T6には、特性が異なるトランスを使用する。
The transformers T3 and T4 of the first transformer group A have the same characteristics (the inductances of the output windings of the transformers are the same), and the transformers T5 and T6 of the second transformer group B also have the same characteristics.
However, the first transformer group A and the second transformer group B have different characteristics. The characteristic in this case is a secondary side inductance of each of the first and second transformer groups A and B, that is, an inductance in which output windings of two transformers in each transformer group are connected in series. For this reason, in this embodiment, transformers having different characteristics are used as the transformers T3 and T4 of the first transformer group A and the transformers T5 and T6 of the second transformer group B.
この第2の実施形態のインバータ装置によっても、前述した第1の実施形態のインバータ装置と同様に、負荷である放電部2への出力電圧の波形を、励磁電流のスイッチング周期内で少なくとも2つ以上に分散させて出力することができる。
すなわち、前述したように意図的に歪み波を生成し、擬似的に出力電圧のパルス間隔を短くすることができ、それによって、スイッチング素子の発熱や出力電圧を増加させることなく、放電部2で連続的に活性種を生成することが出来る。
Also in the inverter device of the second embodiment, as in the inverter device of the first embodiment described above, at least two waveforms of the output voltage to the
That is, as described above, a distorted wave is intentionally generated, and the pulse interval of the output voltage can be shortened in a pseudo manner, and thereby the
図9における第1のトランス群AのトランスT3,T4がいずれも図1におけるトランスT1と同じ特性で、第2のトランス群BのトランスT5,T6がいずれも図1におけるトランスT2と同じ特性であるとすると、次のようになる。
第1のトランス群Aの出力巻線のインダクタンスLsAはトランスT1の出力巻線Ns1のインダクタンスLs1の2倍になり、第2のトランス群Bの出力巻線のインダクタンスLsBはトランスT2の出力巻線Ns2のインダクタンスLs2の2倍になる。
The transformers T3 and T4 in the first transformer group A in FIG. 9 all have the same characteristics as the transformer T1 in FIG. 1, and the transformers T5 and T6 in the second transformer group B all have the same characteristics as the transformer T2 in FIG. If there is, it becomes as follows.
The inductance LsA of the output winding of the first transformer group A is twice the inductance Ls1 of the output winding Ns1 of the transformer T1, and the inductance LsB of the output winding of the second transformer group B is the output winding of the transformer T2. This is twice the inductance Ls2 of Ns2.
したがって、第1のトランス群A側の共振周波数f1及び第2のトランス群B側の共振周波数f2は、いずれも第1の実施形態の場合の1/√2になるが、Ls2=Ls1/4であればLsB=LsA/4となり、f2=2f1になる。
そして、インバータ装置1の入力電圧Vinが第1の実施形態と同じ場合に、第2の実施形態における出力電圧Vout の波高値は約2倍になる。
Accordingly, the resonance frequency f1 on the first transformer group A side and the resonance frequency f2 on the second transformer group B side are both 1 / √2 in the case of the first embodiment, but Ls2 = Ls1 / 4. Then, LsB = LsA / 4, and f2 = 2f1.
When the input voltage Vin of the
〔第3の実施形態と他の変更例〕
次に、この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第3の実施形態を図10によって説明する。図10は、そのインバータ装置を用いたプラズマ発生装置を簡略化して示す回路図であり、図1及び図9と対応する部分には同一の符号を付し、それらの説明は省略する。
この図10に示すインバータ装置1のトランス31を構成する第1のトランス群Aは、2個のトランスT3,T4からなり、第2のトランス群Bは3個のトランスT5,T6,T7からなっている。
[Third embodiment and other modifications]
Next, a third embodiment of the inverter device and the plasma generator according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a circuit diagram showing a simplified plasma generator using the inverter device. Parts corresponding to those in FIGS. 1 and 9 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
The first transformer group A constituting the
そして、第1、第2のトランス群A,Bの各トランスT3〜T7の励磁巻線Np3〜Np7を全て並列に接続して、共通のスイッチング素子4を介して同時に励磁電流を流すように構成している。
また、第1のトランス群Aの各トランスT3,T4の各出力巻線Ns3とNs4を直列に接続し、第2のトランス群Bの各トランスT5,T6,T7の各出力巻線Ns5,Ns6,Ns7も直列に接続している。そのそれぞれ直列に接続した第1のトランス群Aの出力巻線と第2のトランス群Bの出力巻線とを並列に接続して、放電部2へ給電する出力端子O1,O2に接続している。
The excitation windings Np3 to Np7 of the transformers T3 to T7 of the first and second transformer groups A and B are all connected in parallel so that the excitation current flows simultaneously through the
Further, the output windings Ns3 and Ns4 of the transformers T3 and T4 of the first transformer group A are connected in series, and the output windings Ns5 and Ns6 of the transformers T5, T6 and T7 of the second transformer group B are connected. , Ns7 are also connected in series. The output winding of the first transformer group A and the output winding of the second transformer group B, which are connected in series, are connected in parallel and connected to the output terminals O1 and O2 that supply power to the
この第3の実施形態の場合には、トランス31に使用する各トランスT1〜T7の特性を全て同じにしても、第1のトランス群Aと第2のトランス群Bの特性を異ならせることができる。
例えば、各トランスT1〜T7の各出力巻線のインダクタンスをLsとすると、第1のトランス群Aの出力巻線(Ns3+Ns4)のインダクタンスLsAは2Lsとなる。第2のトランス群Bの出力巻線(Ns5+Ns6+Ns7)のインダクタンスLsBは3Lsとなる。したがって、LsB=LsA・3/2=1.5LsAとなる。
したがって、第1のトランス群A側の共振周波数f1と第2のトランス群B側の共振周波数f2を異ならせることができる。
In the case of the third embodiment, the characteristics of the first transformer group A and the second transformer group B may be made different even if the characteristics of the transformers T1 to T7 used for the
For example, when the inductance of each output winding of each transformer T1 to T7 is Ls, the inductance LsA of the output winding (Ns3 + Ns4) of the first transformer group A is 2Ls. The inductance LsB of the output winding (Ns5 + Ns6 + Ns7) of the second transformer group B is 3Ls. Therefore, LsB = LsA · 3/2 = 1.5LsA.
Therefore, the resonance frequency f1 on the first transformer group A side and the resonance frequency f2 on the second transformer group B side can be made different.
第1のトランス群Aを1個のトランスで構成し、第2のトランス群Bをそれと同じ特性の4個のトランスで構成すれば、第1のトランス群Aの出力巻線のインダクタンスLsAはLs、第2のトランス群Bの出力巻線のインダクタンスLsBは4Lsとなる。
したがって、第1の実施形態とは逆になるが、第1のトランス群Aの出力巻線のインダクタンスLsAが第2のトランス群Bの出力巻線のインダクタンスLaBの1/4になる。それによって、第1のトランス群A側の共振周波数f1が第2のトランス群B側の共振周波数f2の2倍になる。したがって、第1、第2の実施形態の場合と同様な効果を得ることができる。
If the first transformer group A is composed of one transformer and the second transformer group B is composed of four transformers having the same characteristics, the inductance LsA of the output winding of the first transformer group A is Ls. The inductance LsB of the output winding of the second transformer group B is 4Ls.
Therefore, although contrary to the first embodiment, the inductance LsA of the output winding of the first transformer group A is ¼ of the inductance LaB of the output winding of the second transformer group B. As a result, the resonance frequency f1 on the first transformer group A side becomes twice the resonance frequency f2 on the second transformer group B side. Therefore, the same effects as those in the first and second embodiments can be obtained.
その他、第1、第2のトランス群A,Bを構成するトランスの個数及び各トランスの特性(二次側インダクタンス)を種々変更することができる。それによって、共振周波数が異なる種々の出力電圧波形を合成して、負荷への出力電圧の波形をスイッチングの周期内で少なくとも2つ以上に分散させて出力することができる。
第1、第2のトランス群がそれぞれ1個のトランスからなる場合は、それぞれ該1個のトランスの出力巻線を各トランス群の出力巻線とする。それぞれ複数のトランスからなる場合は、その複数の各トランスの出力巻線をそれぞれ直列に接続して各トランス群の出力巻線とする。そして、その第1のトランス群の出力巻線と第2のトランス群の出力巻線とを並列に接続して、負荷への出力電圧の波形をスイッチングの周期内で少なくとも2つ以上に分散させて出力するようにする。
In addition, the number of transformers constituting the first and second transformer groups A and B and the characteristics (secondary inductance) of the transformers can be variously changed. As a result, various output voltage waveforms having different resonance frequencies can be synthesized, and the waveform of the output voltage to the load can be dispersed and output in at least two or more within the switching period.
When the first and second transformer groups are each composed of one transformer, the output winding of the one transformer is used as the output winding of each transformer group. In the case of a plurality of transformers, the output windings of the transformers are connected in series to form output windings of the transformer groups. Then, the output winding of the first transformer group and the output winding of the second transformer group are connected in parallel, and the waveform of the output voltage to the load is dispersed into at least two within the switching period. Output.
また、上述した各実施形態のインバータ装置1においては、そのトランスを構成する第1、第2のトランス群A,Bの各トランスの励磁巻線を全て並列に接続しているが、それに限定するものではない。全てのトランスの励磁巻線に同時に励磁電流を流すことは必須であるが、その接続形態は次のようにしてもよい。
・全てのトランスの励磁巻線を直列に接続する。
・同じ群のトランスの励磁巻線を並列に接続し、異なる群のトランスの前記並列に接続した励磁巻線を互いに直列に接続する。
・同じ群のトランスの励磁巻線を直列に接続し、異なる群のトランスの前記直列に接続した励磁巻線を互いに並列に接続する。
Moreover, in the
・ Connect all transformer excitation windings in series.
The excitation windings of the same group of transformers are connected in parallel, and the excitation windings of the different groups of transformers connected in parallel are connected in series with each other.
The excitation windings of the same group of transformers are connected in series, and the excitation windings of the different groups of transformers connected in series are connected in parallel to each other.
この発明によるプラズマ発生装置は、コロナ放電によってプラズマを発生する装置や、多少ガスが入った低圧雰囲気でプラズマ放電を発生する装置にも適用可能である。
以上、この発明の各実施形態について説明してきたが、その各実施形態の各部の具体的な構成や処理の内容等は、そこに記載したものに限るものではない。
また、この発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に記載された技術的特徴を有する以外は、何ら限定されるものではないことは言うまでもない。
さらに、以上説明してきた各実施形態の構成例、動作例及び変形例等は、適宜変更又は追加したり一部を削除してもよく、相互に矛盾しない限り任意に組み合わせて実施することも可能であることは勿論である。
The plasma generator according to the present invention can also be applied to an apparatus that generates plasma by corona discharge and an apparatus that generates plasma discharge in a low-pressure atmosphere that contains a little gas.
As mentioned above, although each embodiment of this invention has been described, the specific configuration of each part of each embodiment, the content of processing, and the like are not limited to those described therein.
Moreover, this invention is not limited to each embodiment mentioned above, It cannot be overemphasized that it is not limited at all except having the technical feature described in each claim of a claim.
Furthermore, the configuration examples, operation examples, modification examples, and the like of each embodiment described above may be changed or added as appropriate, or a part thereof may be deleted, and may be implemented in any combination as long as they do not contradict each other. Of course.
1,10:インバータ装置 2,20:放電部(負荷装置)
3,13,30,31:トランス 4:スイッチング素子
5,15:制御回路 11:商用電源 12:整流・平滑回路
21:放電電極 21a:金属線 21b:絶縁体 22:カウンタ電極
22a:対向面 23:誘電体 100:プラズマ発生装置
Q:スイッチング素子 A:第1のトランス群 B:第2のトランス群
T1〜T7:トランス Np,Np1〜Np7:励磁巻線
Ns,Ns1〜Ns7:出力巻線 I1,I2:入力端子 O1,O2:出力端子
Vin:入力電圧 Vout:出力電圧 Co:負荷容量
1, 10:
3, 13, 30, 31: Transformer 4: Switching element
5, 15: Control circuit 11: Commercial power supply 12: Rectification / smoothing circuit
21:
22a: Opposing surface 23: Dielectric 100: Plasma generator
Q: switching element A: first transformer group B: second transformer group
T1-T7: Transformer Np, Np1-Np7: Excitation winding
Ns, Ns1 to Ns7: Output windings I1, I2: Input terminals O1, O2: Output terminals
Vin: Input voltage Vout: Output voltage Co: Load capacity
Claims (8)
前記トランスを、それぞれ1個以上のトランスからなり、互いに前記出力巻線のインダクタンスが異なることによって特性が異なる第1のトランス群と第2のトランス群とによって構成し、
前記第1、第2のトランス群の各トランスの励磁巻線を並列又は直列に接続して同時に励磁電流を流すように構成し、
前記第1、第2のトランス群がそれぞれ1個のトランスからなる場合は、それぞれ該1個のトランスの出力巻線を各トランス群の出力巻線とし、それぞれ複数のトランスからなる場合は、その複数の各トランスの出力巻線をそれぞれ直列に接続して各トランス群の出力巻線とし、前記第1のトランス群の出力巻線と前記第2のトランス群の出力巻線とを並列に接続して、負荷への出力電圧の波形を前記スイッチングの周期内で少なくとも2つ以上に分散させて出力するようにしたことを特徴とするインバータ装置。 In an inverter device that switches an input voltage in which a pulsating current is superimposed on a direct current or a direct current component, causes an exciting current to flow in the exciting winding of the transformer, and outputs an alternating voltage from the output winding of the transformer,
Each of the transformers is composed of one or more transformers, and includes a first transformer group and a second transformer group having different characteristics due to different inductances of the output windings .
The exciting windings of the transformers of the first and second transformer groups are connected in parallel or in series so that the exciting current flows simultaneously.
When each of the first and second transformer groups is composed of one transformer, the output winding of the one transformer is used as an output winding of each transformer group. The output windings of a plurality of transformers are connected in series to form output windings of each transformer group, and the output windings of the first transformer group and the output windings of the second transformer group are connected in parallel. Then, the inverter device is characterized in that the waveform of the output voltage to the load is dispersed and output in at least two or more within the switching period.
前記インバータ装置は、
前記トランスを、それぞれ1個以上のトランスからなり、互いに特性が異なる第1のトランス群と第2のトランス群とによって構成し、
前記第1、第2のトランス群の各トランスの励磁巻線を並列又は直列に接続して同時に励磁電流を流すように構成し、
前記第1、第2のトランス群がそれぞれ1個のトランスからなる場合は、それぞれ該1個のトランスの出力巻線を各トランス群の出力巻線とし、それぞれ複数のトランスからなる場合は、その複数の各トランスの出力巻線をそれぞれ直列に接続して各トランス群の出力巻線とし、前記第1のトランス群の出力巻線と前記第2のトランス群の出力巻線とを並列に接続して、負荷への出力電圧の波形を前記スイッチングの周期内で少なくとも2つ以上に分散させて出力するようにした
ことを特徴とするプラズマ発生装置。 An inverter device that switches an input voltage in which a pulsating current is superimposed on a direct current or a direct current component, causes an exciting current to flow in the exciting winding of the transformer, and outputs an alternating voltage from the output winding of the transformer , and the inverter device outputs wherein a discharge portion having a discharge electrode and a counter electrode an AC voltage is applied to, to generate a plasma discharge by the fact that the AC voltage is applied between the discharge electrode and the counter electrode, whereby the radical Ya A plasma generator for generating active species such as ions ,
The inverter device is
The transformer is composed of a first transformer group and a second transformer group, each composed of one or more transformers and having different characteristics.
The exciting windings of the transformers of the first and second transformer groups are connected in parallel or in series so that the exciting current flows simultaneously.
When each of the first and second transformer groups is composed of one transformer, the output winding of the one transformer is used as an output winding of each transformer group. The output windings of a plurality of transformers are connected in series to form output windings of each transformer group, and the output windings of the first transformer group and the output windings of the second transformer group are connected in parallel. Then , the plasma generating apparatus is characterized in that the waveform of the output voltage to the load is dispersed and outputted in at least two or more within the switching period .
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