JP5638817B2 - Magnetic amplifier - Google Patents
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 47
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 29
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 description 4
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 4
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 4
- 238000010992 reflux Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
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Description
本発明は、可飽和リアクトルを利用して構成された磁気増幅器に関する。 The present invention relates to a magnetic amplifier configured using a saturable reactor.
磁気増幅器としては例えば特許文献１、２に記載のものが存在する。
Examples of magnetic amplifiers include those described in
また、従来、図５に示す磁気増幅器が存在する。この磁気増幅器は、１８０°の位相差を有する二つの単相交流電源Ｐ１，Ｐ２（センタータップ方式の変圧器の二次巻線Ｎ１，Ｎ２）を入力とした２つの半波整流回路を並列接続した全波整流回路を有しており、可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２、整流ダイオードＤ１，Ｄ２、還流ダイオードＤ３、ＬＣ平滑回路（平滑リアクトルＬ３、平滑コンデンサＣ）、所定の出力電圧を得るための制御回路（制御部）を有している。 Conventionally, there is a magnetic amplifier shown in FIG. This magnetic amplifier has two half-wave rectifier circuits connected in parallel with two single-phase AC power supplies P1, P2 (secondary windings N1, N2 of a center tap transformer) having a phase difference of 180 ° as inputs. Full-wave rectifier circuit, saturable reactors L1 and L2, rectifier diodes D1 and D2, freewheeling diode D3, LC smoothing circuit (smoothing reactor L3 and smoothing capacitor C), and control for obtaining a predetermined output voltage It has a circuit (control part).
可飽和リアクトルは磁性体の非線形性を利用する。磁性体の磁気特性には飽和領域と非飽和領域がある。可飽和リアクトルは、飽和領域ではＯＮ状態（電流を流す状態）、非飽和領域ではＯＦＦ状態（電流を流さない状態）となり、スイッチとして機能する。 A saturable reactor uses the nonlinearity of a magnetic material. There are a saturated region and a non-saturated region in the magnetic properties of the magnetic material. The saturable reactor is in an ON state (a state in which current flows) in a saturation region, and is in an OFF state (a state in which no current flows) in a non-saturation region, and functions as a switch.
図６は、図５で説明した磁気増幅器の各部電圧波形を示す図である。例えば可飽和リアクトルＬ２について考えると、ＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ１において、可飽和リアクトルＬ２はＯＦＦ状態（Ｔ１１）からＯＮ状態（Ｔ１２）に移行する。図５においてこのＯＮ状態（Ｔ１２）のときの電流の経路が破線で示されている（なお、一点鎖線は可飽和リアクトルＬ１がＯＮ状態（Ｔ２２）のときの電流の経路を、実線は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２がＯＦＦ状態（Ｔ１１，Ｔ２１）のときの電流の経路を示す）。そして、残りの半周期Ｔ２でＯＦＦ（Ｔ２１＋Ｔ２２）状態に移行する。可飽和リアクトルは制御回路によって制御され、次のＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１）が決定される。制御回路による制御量はＥＴ積（時間×電圧）で決定され、半周期Ｔ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１）の量（時間：Ｔ３１×電圧：Ｖｍ＝面積Ｂ）はその前の周期におけるＯＦＦ状態（Ｔ２１＋Ｔ２２）の量（時間：Ｔ２１＋Ｔ２２×電圧：Ｖｍ-Ｖｃ＝面積Ｂ）に等しくなるように決定される。ここで、Ｖｍは変圧器出力電圧Ｖ４の波高値であり、Ｖｃは制御部の出力電圧である。この時、整流ダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧はそれぞれＶ２−Ｖ３、Ｖ５−Ｖ３となる。各々の整流ダイオードに印加される電圧は最大で−（Ｖｍ＋Ｖｃ）となる（図６参照）。特に、Ｖｃ=Ｖｍの時、整流ダイオードに印加される電圧は−２Ｖｍとなり、最大で変圧器出力電圧の波高値Ｖｍの２倍の電圧が印加される。つまり、整流ダイオードとして耐圧の高いものが要求される。
FIG. 6 is a diagram showing voltage waveforms at various parts of the magnetic amplifier described in FIG. For example, consider the saturable reactor L 2, in the half cycle T1 of the PWM carrier period T, the saturable reactor L 2 shifts from the OFF state (T11) to the ON state (T12). 5 the path of the current when the ON state (T12) is indicated by a broken line in (Note that the path of the current when the dashed line is a
本発明は、上記の問題を解決するものであって、整流ダイオードに印加される電圧を低減させることができる磁気増幅回路を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described problems, and an object thereof is to provide a magnetic amplification circuit capable of reducing a voltage applied to a rectifier diode.
本発明において、磁気増幅器が提供される。この磁気増幅器は、第１の単相交流電源に接続され、第１の可飽和リアクトルと第１の整流ダイオードを備えた第１の半波整流回路と、前記第１の単相交流電源と１８０°の位相差を有する第２の交流電源に接続され、第２の可飽和リアクトルと第２の整流ダイオードを備えた第２の半波整流回路と、各半波整流回路の出力を平滑するＬＣ平滑回路と、前記ＬＣ平滑回路のエネルギーを放出させるときの電流の経路を形成する第１、第２の還流ダイオードとを備え、前記第１の整流ダイオードの出力が前記平滑回路の一方の入力端に接続され、前記第２の整流ダイオードの出力が、前記第１の単相交流電源の一方の出力端に接続されるとともに、前記第１の還流ダイオードを介して前記ＬＣ平滑回路の前記一方の入力端に接続され、前記ＬＣ平滑回路の他方の入力端は前記第２の還流ダイオードを介して前記第１の単相交流電源の前記一方の出力端に接続される。 Oite this onset bright, magnetic amplifier is provided. This magnetic amplifier is connected to a first single-phase AC power source, and includes a first half-wave rectifier circuit including a first saturable reactor and a first rectifier diode, the first single-phase AC power source, and 180 A second half-wave rectifier circuit connected to a second AC power supply having a phase difference of °, and having a second saturable reactor and a second rectifier diode, and an LC for smoothing the output of each half-wave rectifier circuit A smoothing circuit, and first and second free-wheeling diodes that form a current path for discharging energy of the LC smoothing circuit, and an output of the first rectifier diode is one input terminal of the smoothing circuit And the output of the second rectifier diode is connected to one output terminal of the first single-phase AC power supply, and the one of the LC smoothing circuits via the first freewheeling diode. It is connected to the input terminal, the LC The other input terminal of the slip circuit is connected to the one output end of the first single-phase AC power source through the second reflux diode.
本発明の磁気増幅器によれば、整流ダイオードに印加される電圧を従来よりも小さくして、整流ダイオードに要求される耐電圧を低減することができる。また、整流ダイオードとして従来と同じものを利用した場合には、入力の単相電源の電圧を従来よりも高くあるいは広い範囲で設定することができる。 According to the magnetic amplifier of the present invention, the withstand voltage required for the rectifier diode can be reduced by making the voltage applied to the rectifier diode smaller than the conventional one. In addition, when the same rectifier diode as in the past is used, the voltage of the input single-phase power source can be set higher or in a wider range than in the past.
以下、添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
１．構成 1. Constitution
図１は、本発明の実施形態の磁気増幅器の回路図である。この磁気増幅器は、１８０°の位相差を有する二つの単相交流電源Ｐ１，Ｐ２にそれぞれ接続され、交流電圧を整流して出力する二つの半波整流回路Ｒ１，Ｒ２と、これらの半波整流回路Ｒ１，Ｒ２の出力を平滑する一つのＬＣ平滑回路Ｔと、ＬＣ平滑回路Ｔの出力を制御する制御回路Ｕとを備えている。 FIG. 1 is a circuit diagram of a magnetic amplifier according to an embodiment of the present invention. This magnetic amplifier is connected to two single-phase AC power supplies P1 and P2 having a phase difference of 180 °, respectively, two half-wave rectifier circuits R1 and R2 that rectify and output an AC voltage, and these half-wave rectifiers. One LC smoothing circuit T that smoothes the outputs of the circuits R1 and R2 and a control circuit U that controls the output of the LC smoothing circuit T are provided.
半波整流回路Ｒ１は、単相交流電源Ｐ１の主変圧器の二次巻線Ｎ１の一方の出力端（図１の二次巻線Ｎ１において「・」印の付されている側の出力端。以下、二次巻線Ｎ１の「第１出力端」という。）に接続された可飽和リアクトルＬ１と、可飽和リアクトルＬ１に直列に接続された整流ダイオードＤ１とを有している。 The half-wave rectifier circuit R1 has one output end of the secondary winding N1 of the main transformer of the single-phase AC power supply P1 (the output end on the side marked “·” in the secondary winding N1 in FIG. 1). Hereinafter, the saturable reactor L1 connected to the “first output end” of the secondary winding N1) and a rectifier diode D1 connected in series to the saturable reactor L1.
半波整流回路Ｒ２は、単相交流電源Ｐ２の主変圧器の二次巻線Ｎ２の一方の出力端（図１の二次巻線Ｎ２において「・」印の付されている側の出力端。以下、二次巻線Ｎ２の「第１出力端」という。）に接続された可飽和リアクトルＬ２と、可飽和リアクトルＬ２に直列に接続された整流ダイオードＤ２とを有している。 The half-wave rectifier circuit R2 includes one output end of the secondary winding N2 of the main transformer of the single-phase AC power supply P2 (the output end on the side marked “·” in the secondary winding N2 in FIG. 1). Hereinafter, the saturable reactor L2 connected to the “first output end” of the secondary winding N2) and a rectifier diode D2 connected in series to the saturable reactor L2.
ＬＣ平滑回路Ｔは、平滑リアクトルＬ３と、一端が平滑リアクトルＬ３の出力に接続された平滑コンデンサＣとを有している。 The LC smoothing circuit T includes a smoothing reactor L3 and a smoothing capacitor C having one end connected to the output of the smoothing reactor L3.
さらに、ＬＣ平滑回路Ｔの平滑リアクトルＬ３に蓄積されたエネルギーを、可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２が後述するようにＯＦＦ状態のときに放出させる際の電流の経路を形成する還流ダイオードＤ３，Ｄ４が挿入されている。還流ダイオードＤ３は、そのアノードが整流ダイオードＤ２のカソードに接続され、カソードが整流ダイオードＤ１のカソードに接続されている。還流ダイオードＤ４は、そのアノードが二次巻線Ｎ２の他方の出力端（図１の二次巻線Ｎ２において「・」印の付されていない側の出力端。以下、二次巻線Ｎ２の「第２出力端」という。）に接続され、カソードが二次巻線Ｎ１の他方の出力端（図１の二次巻線Ｎ１において「・」印の付されていない側の出力端。以下、二次巻線Ｎ１の「第２出力端」という。）に接続されている。なお、図１において、還流状態（図２のＴ１１，Ｔ２１の期間）のときの電流の経路が実線で示されている。 Further, free-wheeling diodes D3 and D4 that form a current path when the energy accumulated in the smoothing reactor L3 of the LC smoothing circuit T is released when the saturable reactors L1 and L2 are in the OFF state as described later are inserted. Has been. The anode of the freewheeling diode D3 is connected to the cathode of the rectifier diode D2, and the cathode is connected to the cathode of the rectifier diode D1. The anode of the free-wheeling diode D4 is the other output terminal of the secondary winding N2 (the output terminal on the side not marked with “•” in the secondary winding N2 in FIG. 1). The cathode is connected to the “second output end”), and the cathode is the other output end of the secondary winding N1 (the output end on the side of the secondary winding N1 in FIG. 1 which is not marked with “•”). , Referred to as “second output end” of the secondary winding N1). In FIG. 1, a current path in a reflux state (periods T11 and T21 in FIG. 2) is indicated by a solid line.
２つの半波整流回路Ｒ１，Ｒ２は、直列に接続されている。すなわち、半波整流回路Ｒ２の整流ダイオードＤ２のカソード（出力）が、半波整流回路Ｒ１用の主変圧器の二次巻線Ｎ１の第２出力端に接続されている。また、半波整流回路Ｒ１の整流ダイオードＤ１のカソード（出力）は、ＬＣ平滑回路Ｔの一方の入力端（以下、ＬＣ平滑回路Ｔの「第１入力端」という。）、具体的には平滑リアクトルＬ３の一端に接続されている。ＬＣ平滑回路Ｔの平滑コンデンサＣの他端は、半波整流回路Ｒ２用の主変圧器の一次巻線Ｎ２の第２出力端に接続されている。ＬＣ平滑回路Ｔの平滑コンデンサＣの両端に負荷が接続されている。このような構成により、整流ダイオードＤ２の出力が、還流ダイオードＤ３を介して平滑回路Ｔの第１入力端に接続されるとともに、平滑回路Ｔの他方の入力端（以下、ＬＣ平滑回路Ｔの「第２入力端」という。）が、還流ダイオードＤ４を介して二次巻線Ｎ１の第２出力端に接続される。 The two half-wave rectifier circuits R1 and R2 are connected in series. That is, the cathode (output) of the rectifier diode D2 of the half-wave rectifier circuit R2 is connected to the second output terminal of the secondary winding N1 of the main transformer for the half-wave rectifier circuit R1. The cathode (output) of the rectifier diode D1 of the half-wave rectifier circuit R1 is one input terminal of the LC smoothing circuit T (hereinafter referred to as “first input terminal” of the LC smoothing circuit T), specifically, smoothing. It is connected to one end of the reactor L3. The other end of the smoothing capacitor C of the LC smoothing circuit T is connected to the second output terminal of the primary winding N2 of the main transformer for the half-wave rectifier circuit R2. Loads are connected to both ends of the smoothing capacitor C of the LC smoothing circuit T. With such a configuration, the output of the rectifier diode D2 is connected to the first input terminal of the smoothing circuit T via the freewheeling diode D3, and the other input terminal of the smoothing circuit T (hereinafter, “ The second input terminal ”is connected to the second output terminal of the secondary winding N1 via the freewheeling diode D4.
一般に、可飽和リアクトルは磁性体の非線形性を利用する。磁性体の磁気特性には飽和領域と非飽和領域がある。可飽和リアクトルは、飽和領域ではＯＮ状態（導通状態）、非飽和領域ではＯＦＦ状態（非導通状態）となり、スイッチとして機能する。 In general, a saturable reactor uses the nonlinearity of a magnetic material. There are a saturated region and a non-saturated region in the magnetic properties of the magnetic material. The saturable reactor is in an ON state (conducting state) in the saturation region and is in an OFF state (non-conducting state) in the non-saturation region, and functions as a switch.
また、可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２は補助巻線Ｓ１，Ｓ２をそれぞれ有している。補助巻線Ｓ１，Ｓ２の一端はグランドに接続され、他端は制御回路Ｕの後述するダイオードＤ５，Ｄ６のトランジスタＴｒを介してグランドに接続されている。ここで、トランジスタＴｒには、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等を含む。可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２は、補助巻線Ｓ１，Ｓ２への通電を制御することにより、両端への印加電圧を制御することができる。 The saturable reactors L1 and L2 have auxiliary windings S1 and S2, respectively. One end of each of the auxiliary windings S1 and S2 is connected to the ground, and the other end is connected to the ground via transistors Tr of diodes D5 and D6 described later of the control circuit U. Here, the transistor Tr includes an FET (field effect transistor), an IGBT (insulated gate bipolar transistor), and the like. Saturable reactors L1 and L2 can control the voltage applied to both ends by controlling energization to auxiliary windings S1 and S2.
制御回路Ｕは、補助巻線Ｓ１，Ｓ２への通電を制御することで、可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２を制御し、ＬＣ平滑回路Ｔの出力電圧を制御する。制御回路Ｕは、補助巻線Ｓ１，Ｓ２の前記他端とグランドとの間に直列に接続されたダイオードＤ５，Ｄ６及びトランジスタＴｒと、制御部ＣＴＲとを有している。トランジスタＴｒのベースは制御回路Ｕに接続されている。制御回路Ｕは、ＬＣ平滑回路Ｔの出力電圧を検出し、検出した出力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、具体的には、ＬＣ平滑回路Ｔの出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆの差分を検出し、その検出結果に基づいてトランジスタＴｒをＯＮ，ＯＦＦ制御する。具体的には、トランジスタＴｒのＯＮ，ＯＦＦを制御し、補助巻線Ｓ１，Ｓ２への通電を制御することにより、整流回路Ｒ１，Ｒ２の出力電圧を制御する。 The control circuit U controls energization to the auxiliary windings S1 and S2, thereby controlling the saturable reactors L1 and L2, and controlling the output voltage of the LC smoothing circuit T. The control circuit U includes diodes D5 and D6 and a transistor Tr connected in series between the other ends of the auxiliary windings S1 and S2 and the ground, and a control unit CTR. The base of the transistor Tr is connected to the control circuit U. The control circuit U detects the output voltage of the LC smoothing circuit T, compares the detected output voltage with the reference voltage Vref, specifically, detects the difference between the output voltage of the LC smoothing circuit T and the reference voltage Vref, Based on the detection result, the transistor Tr is ON / OFF controlled. Specifically, the output voltage of the rectifier circuits R1 and R2 is controlled by controlling ON / OFF of the transistor Tr and controlling energization to the auxiliary windings S1 and S2.
２．動作
図２は、図１で説明した磁気増幅器の各部の電圧波形を示す図である。まず可飽和リアクトルＬ２について検討する。ＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ１において、可飽和リアクトルＬ２はＯＦＦ状態（Ｔ１１）からＯＮ状態（Ｔ１２）に移行する（図２（ｅ）参照）。図１においてこのＯＮ状態（Ｔ１２）のときの電流の経路が破線で示されている。そして、残りの半周期Ｔ２でＯＦＦ状態（Ｔ２１＋Ｔ２２）に移行する。可飽和リアクトルＬ２は制御回路Ｕによって制御され、次のＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１）が決定される。すなわち、制御回路Ｕによる制御量はＥＴ積（時間×電圧）で決定され、半周期Ｔ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１）の量（時間Ｔ３１×電圧Ｖｍ＝面積Ｂ）はＴ２のＯＦＦ状態（Ｔ２１＋Ｔ２２）の量（時間（Ｔ２１＋Ｔ２２）×電圧（Ｖｍ-Ｖｃ）＝面積Ｂ）に等しくなるように決定される。Ｖｍは変圧器出力電圧Ｖ４の波高値であり、ＶｃはトランジスタＴｒのコレクタ電圧である。Ｖ５は可飽和リアクトルＬ２の補助巻線Ｓ２への通電を制御することにより変化する。
2. Operation FIG. 2 is a diagram showing voltage waveforms at various parts of the magnetic amplifier described in FIG. First, the saturable reactor L2 will be examined. In the half period T1 of the PWM carrier period T, the saturable reactor L2 shifts from the OFF state (T11) to the ON state (T12) (see FIG. 2E). In FIG. 1, a current path in the ON state (T12) is indicated by a broken line. Then, the remaining half cycle T2 shifts to the OFF state (T21 + T22). The saturable reactor L2 is controlled by the control circuit U, and the OFF state (T31) of the half cycle T3 of the next PWM carrier cycle T is determined. That is, the control amount by the control circuit U is determined by the ET product (time × voltage), and the amount (time T31 × voltage Vm = area B) of the OFF state (T31) of the half cycle T3 is the T2 OFF state (T21 + T22). It is determined to be equal to the quantity (time (T21 + T22) × voltage (Vm−Vc) = area B). Vm is the peak value of the transformer output voltage V 4, Vc is the collector voltage of the transistor Tr. V5 changes by controlling energization to the auxiliary winding S2 of the saturable reactor L2.
ここで、可飽和リアクトルＬ２に接続された整流ダイオードＤ２に印加される電圧はＶ５-Ｖ６であるが、半周期Ｔ２、Ｔ４においては、Ｖ６はほとんどゼロであり（図２（ｆ）参照、その結果、整流ダイオードＤ２にはＶ５が印加される。よって、Ｖｃ=Ｖｍの時には、整流ダイオードＤ２に印加される電圧（絶対値）は、変圧器出力電圧の波高値に等しいＶｍとなるが（図２（ｊ）参照）、最大でもこの値を超えることはなく、整流ダイオードＤ２への印加電圧を低く抑えることができる。 Here, the voltage applied to the rectifier diode D2 connected to the saturable reactor L2 is V5-V6, but V6 is almost zero in the half periods T2, T4 (see FIG. 2 (f), As a result, V5 is applied to the rectifier diode D2. Therefore, when Vc = Vm, the voltage (absolute value) applied to the rectifier diode D2 is Vm equal to the peak value of the transformer output voltage (FIG. 2 (j)), this value is not exceeded even at the maximum, and the voltage applied to the rectifier diode D2 can be kept low.
次に可飽和リアクトルＬ１について検討する。ＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ１において、可飽和リアクトルＬ１はＯＦＦ状態であり、ＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ２においてＯＦＦ状態（Ｔ２１）からＯＮ状態（Ｔ２２）に移行する（図２（ｂ）参照）。図１において、このＯＮ状態（Ｔ２２）のときの電流の経路が一点鎖線で示されている。そして、残りの半周期Ｔ３でＯＦＦ状態に移行する。可飽和リアクトルＬ１は制御回路Ｕによって制御され、次のＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ４のＯＦＦ状態が決定される。すなわち、半周期Ｔ４のＯＦＦ状態（Ｔ４１）の量（時間Ｔ４１×電圧Ｖｍ＝面積Ａ）はＴ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１＋Ｔ３２）の量（時間（Ｔ３１＋Ｔ３２）×電圧（Ｖｍ-Ｖｃ）＝面積Ａ）に等しくなるように決定される。Ｖｍは変圧器出力電圧Ｖ１の波高値であり、Ｖｃはトランジスタのコレクタ電圧である。Ｖ２は可飽和リアクトルＬ１の補助巻線Ｓ１への通電を制御することにより変化する。 Next, the saturable reactor L1 will be examined. In the half cycle T1 of the PWM carrier cycle T, the saturable reactor L1 is in the OFF state, and in the half cycle T2 of the PWM carrier cycle T, the state shifts from the OFF state (T21) to the ON state (T22) (see FIG. 2B). ). In FIG. 1, the current path in the ON state (T22) is indicated by a one-dot chain line. Then, the remaining half cycle T3 shifts to the OFF state. The saturable reactor L1 is controlled by the control circuit U, and the OFF state of the half cycle T4 of the next PWM carrier cycle T is determined. That is, the amount of OFF state (T41) in half cycle T4 (time T41 × voltage Vm = area A) is equal to the amount of OFF state (T31 + T32) in T3 (time (T31 + T32) × voltage (Vm−Vc) = area A). It is determined to be equal. Vm is the peak value of the transformer output voltage V1, and Vc is the collector voltage of the transistor. V2 changes by controlling energization to the auxiliary winding S1 of the saturable reactor L1.
ここで、可飽和リアクトルＬ１の二次側の整流ダイオードＤ１に印加される電圧はＶ２-Ｖ３であるが、半周期Ｔ１、Ｔ３においては、Ｖ３はほとんどゼロであり（図２（ｆ）参照）、その結果、整流ダイオードＤ１にはＶ２が印加される。特に、Ｖｃ=Ｖｍの時には、整流ダイオードＤ１に印加される電圧（絶対値）は、変圧器出力電圧の波高値に等しい-Ｖｍとなるが（図２（ｉ）参照）、最大でもこの値を超えることはなく、整流ダイオードＤ１への印加電圧を抑えることができる。 Here, the voltage applied to the secondary side rectifier diode D1 of the saturable reactor L1 is V2-V3, but V3 is almost zero in the half periods T1 and T3 (see FIG. 2 (f)). As a result, V2 is applied to the rectifier diode D1. In particular, when Vc = Vm, the voltage (absolute value) applied to the rectifier diode D1 is −Vm, which is equal to the peak value of the transformer output voltage (see FIG. 2 (i)). The voltage applied to the rectifier diode D1 can be suppressed without exceeding.
以上のように、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の耐電圧を図５で説明した従来のものよりも低くすることができる。また、装置の入力電源電圧を高く、広く設定できる。 As described above, the withstand voltage of the rectifier diodes D1 and D2 can be made lower than that of the conventional one described in FIG. Further, the input power supply voltage of the apparatus can be set high and widely.
３．まとめ
以上説明したように、本実施形態の磁気増幅器は、単相交流電源Ｐ１からの交流電圧を整流して出力する半波整流回路Ｒ１と、半波整流回路Ｒ１と直列に接続され、単相交流電源Ｐ１と１８０°の位相差を有する交流電源Ｐ２からの交流電圧を整流して出力する半波整流回路Ｒ２と、各半波整流回路Ｒ１，Ｒ２の出力を平滑する、１つのＬＣ平滑回路Ｔとを備える。
3. Summary As described above, the magnetic amplifier of the present embodiment is connected in series with the half-wave rectifier circuit R1 that rectifies and outputs the AC voltage from the single-phase AC power supply P1, and the half-wave rectifier circuit R1. A half-wave rectifier circuit R2 that rectifies and outputs an AC voltage from the AC power supply P2 having a phase difference of 180 ° from the AC power supply P1, and one LC smoothing circuit that smoothes the outputs of the half-wave rectifier circuits R1 and R2. T.
具体的には、単相交流電源Ｐ１に接続され、可飽和リアクトルＬと整流ダイオードＤ１を備えた半波整流回路Ｒ１と、単相交流電源Ｐ１と１８０°の位相差を有する交流電源Ｐ２に接続され、可飽和リアクトルＬ２と整流ダイオードＤ２を備えた半波整流回路Ｒ２と、各半波整流回路Ｒ１，Ｒ２の出力を平滑するＬＣ平滑回路Ｔと、前記ＬＣ平滑回路のエネルギーを放出させるときの電流の経路を形成する還流ダイオードＤ３，Ｄ４とを備え、整流ダイオードＤ１の出力がＬＣ平滑回路Ｔの第１入力端に接続され、整流ダイオードＤ２の出力が、単相交流電源Ｐ１の第２出力端に接続されるとともに、還流ダイオードＤ３を介してＬＣ平滑回路Ｔ第１入力端に接続され、ＬＣ平滑回路Ｔの第２入力端は還流ダイオードＤ４を介して単相交流電源Ｐ１の第２出力端に接続される。 Specifically, it is connected to a single-phase AC power supply P1, connected to a half-wave rectifier circuit R1 having a saturable reactor L and a rectifier diode D1, and to an AC power supply P2 having a phase difference of 180 ° from the single-phase AC power supply P1. A half-wave rectifier circuit R2 having a saturable reactor L2 and a rectifier diode D2, an LC smoothing circuit T for smoothing the outputs of the half-wave rectifier circuits R1 and R2, and energy for discharging the LC smoothing circuit. The freewheeling diodes D3 and D4 that form a current path are provided, the output of the rectifier diode D1 is connected to the first input terminal of the LC smoothing circuit T, and the output of the rectifier diode D2 is the second output of the single-phase AC power supply P1. And connected to the first input terminal of the LC smoothing circuit T via the freewheeling diode D3, and the second input terminal of the LC smoothing circuit T is connected to the single-phase AC current via the freewheeling diode D4. It is connected to the second output of P1.
このような構成によれば、整流ダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧を従来よりも小さくして、整流ダイオード用Ｄ１，Ｄ２に要求される耐電圧を低減することができる。また、整流ダイオードＤ１，Ｄ２として従来と同じものを利用した場合には、入力の単相電源の電圧を従来よりも高くあるいは広い範囲で設定することができる。 According to such a configuration, the voltage applied to the rectifier diodes D1 and D2 can be made smaller than before, and the withstand voltage required for the rectifier diodes D1 and D2 can be reduced. When the same rectifier diodes D1 and D2 are used, the voltage of the input single-phase power supply can be set higher or wider than in the past.
なお、整流ダイオードに、変圧器出力電圧と同じ電圧しか印加させない構成として、次のような構成も考えられる。すなわち、１８０°の位相差を有する交流電源Ｐ１，Ｐ２に接続され、可飽和リアクトルと整流ダイオードを備えた半波整流回路のそれぞれにＬＣ平滑回路を接続すると共に、各々のＬＣ平滑回路の出力を直列接続して所定の出力電圧を得る構成とする。このような構成によれば、整流ダイオードに、変圧器出力電圧と同じ電圧しか印加されなくなるが、ＬＣ平滑回路が２つ必要になるとともに、可飽和リアクトルを制御するための制御回路も２つ必要になり、つまり、部品点数が多くなって、回路構成が複雑になるというデメリットがある。 The following configuration is also conceivable as a configuration in which only the same voltage as the transformer output voltage is applied to the rectifier diode. That is, an LC smoothing circuit is connected to each of the half-wave rectifier circuits connected to the AC power supplies P1 and P2 having a phase difference of 180 ° and including a saturable reactor and a rectifier diode, and outputs of the respective LC smoothing circuits are A predetermined output voltage is obtained by connecting in series. According to such a configuration, only the same voltage as the transformer output voltage is applied to the rectifier diode, but two LC smoothing circuits are required and two control circuits for controlling the saturable reactor are also required. That is, there is a demerit that the number of parts increases and the circuit configuration becomes complicated.
しかし、本実施形態の磁気増幅器によれば、ＬＣ平滑回路Ｔ及び制御回路Ｕがそれぞれ一つで済む。したがって、磁気増幅器の回路構成を複雑にすることなく、構成することができる。 However, according to the magnetic amplifier of this embodiment, only one LC smoothing circuit T and one control circuit U are required. Therefore, the magnetic amplifier can be configured without complicating the circuit configuration.
また、本実施形態の磁気増幅器は、ＬＣ平滑回路Ｔの出力電圧を検出し、検出した出力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較して、その比較結果に基づき可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２を制御する制御回路Ｕをさらに備える。 The magnetic amplifier according to the present embodiment detects the output voltage of the LC smoothing circuit T, compares the detected output voltage with the reference voltage Vref, and controls the saturable reactors L1 and L2 based on the comparison result. U is further provided.
このような構成によれば、一つの制御回路Ｕで２つの可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２を制御することができる。 According to such a configuration, the two saturable reactors L1 and L2 can be controlled by one control circuit U.
また、本実施形態の磁気増幅器においては、二つの単相交流電源Ｐ１，Ｐ２を、変圧器の二次巻線Ｎ１，Ｎ２で構成しているが、この場合の構成としては、第１及び第２の交流電源Ｐ１，Ｐ２を、１つの変圧器における別々の二次巻線でそれぞれ構成してもよいし、第１及び第２の交流電源Ｐ１，Ｐ２を、それぞれ異なる変圧器の二次巻線で構成してもよい。 In the magnetic amplifier of the present embodiment, the two single-phase AC power sources P1 and P2 are configured by the secondary windings N1 and N2 of the transformer. The two AC power sources P1 and P2 may be configured by separate secondary windings in one transformer, respectively, and the first and second AC power sources P1 and P2 may be configured by secondary windings of different transformers, respectively. You may comprise with a line.
このような構成によれば、二つの単相交流電源Ｐ１，Ｐ２を、種々の変圧器により構成することができる。
４．実施例
図３に、図１に示す本発明の実施の形態の磁気増幅器の、図４に従来の磁気増幅器の（図５の場合）の各部の電圧波形の実測結果を示す。なお、図４は、図５に示す従来の磁気増幅器の各部の電圧波形の実測結果を示す。
According to such a configuration, the two single-phase AC power sources P1 and P2 can be configured by various transformers.
4). Example FIG. 3 shows an actual measurement result of the voltage waveform of each part of the magnetic amplifier according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 and FIG. 4 of the conventional magnetic amplifier (in the case of FIG. 5). FIG. 4 shows the actual measurement results of the voltage waveforms at various parts of the conventional magnetic amplifier shown in FIG.
図４（ｄ）に示すように、従来の磁気増幅器における主変圧器出力電圧の波高値は４００Ｖとしている。従来の構成では、図４（ａ）に示すように、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の両端電圧は、振動成分を除去すると、約７５０Ｖで主変圧器出力電圧の約２倍の電圧となっている。 As shown in FIG. 4D, the peak value of the main transformer output voltage in the conventional magnetic amplifier is 400V. In the conventional configuration, as shown in FIG. 4A, the voltage across the rectifier diodes D1 and D2 is about 750 V, which is about twice the main transformer output voltage, when the vibration component is removed.
図３（ｄ）に示すように、本実施の形態の磁気増幅器における主変圧器出力電圧の波高値は３００Ｖとしている。これに対して、本実施形態の構成では、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の両端電圧は主変圧器出力電圧（３００Ｖ）にほぼ等しい電圧となっており、整流ダイオードＤ１，Ｄ２への印加電圧が抑制されているのがわかる。 As shown in FIG. 3D, the peak value of the main transformer output voltage in the magnetic amplifier of this embodiment is 300V. On the other hand, in the configuration of this embodiment, the voltage across the rectifier diodes D1 and D2 is substantially equal to the main transformer output voltage (300V), and the voltage applied to the rectifier diodes D1 and D2 is suppressed. I can see that
本発明の磁気増幅器によれば、構成を複雑にすることなく、整流ダイオードに印加される電圧を低減させることができる磁気増幅回路を提供することができる。本発明は、磁気増幅器の技術分野に広く適用することができる。 According to the magnetic amplifier of the present invention, it is possible to provide a magnetic amplifier circuit capable of reducing the voltage applied to the rectifier diode without complicating the configuration. The present invention can be widely applied to the technical field of magnetic amplifiers.
ＣＴＲ 制御部
Ｄ１，Ｄ２ 整流ダイオード
Ｄ３，Ｄ４ 還流ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ 可飽和リアクトル
Ｎ１，Ｎ２ 変圧器の二次巻線
Ｐ１，Ｐ２ 単相交流電源
Ｒ１，Ｒ２ 半波整流回路
Ｔ ＬＣ平滑回路
Ｕ 制御回路
CTR controller D1, D2 Rectifier diode D3, D4 Freewheeling diode L1, L2 Saturable reactor N1, N2 Transformer secondary winding P1, P2 Single-phase AC power supply R1, R2 Half-wave rectifier circuit T LC smoothing circuit U Control circuit
Claims (4)
前記第１の単相交流電源と１８０°の位相差を有する第２の交流電源に接続され、第２の可飽和リアクトルと第２の整流ダイオードを備えた第２の半波整流回路と、
各半波整流回路の出力を平滑するＬＣ平滑回路と、
前記ＬＣ平滑回路のエネルギーを放出させるときの電流の経路を形成する第１、第２の還流ダイオードとを備え、
前記第１の整流ダイオードの出力が前記平滑回路の一方の入力端に接続され、
前記第２の整流ダイオードの出力が、前記第１の単相交流電源の一方の出力端に接続されるとともに、前記第１の還流ダイオードを介して前記ＬＣ平滑回路の前記一方の入力端に接続され、
前記ＬＣ平滑回路の他方の入力端は前記第２の還流ダイオードを介して前記第１の単相交流電源の前記一方の出力端に接続される、
磁気増幅器。 A first half-wave rectifier circuit connected to a first single-phase AC power source and comprising a first saturable reactor and a first rectifier diode;
A second half-wave rectifier circuit comprising a second saturable reactor and a second rectifier diode connected to a second AC power source having a phase difference of 180 ° with the first single-phase AC power source;
An LC smoothing circuit that smoothes the output of each half-wave rectifier circuit;
A first and a second free-wheeling diode that form a current path for discharging energy of the LC smoothing circuit;
An output of the first rectifier diode is connected to one input terminal of the smoothing circuit;
The output of the second rectifier diode is connected to one output terminal of the first single-phase AC power supply, and also connected to the one input terminal of the LC smoothing circuit via the first freewheeling diode. And
The other input terminal of the LC smoothing circuit is connected to the one output terminal of the first single-phase AC power supply via the second freewheeling diode.
Magnetic amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010048119A JP5638817B2 (en) | 2010-03-04 | 2010-03-04 | Magnetic amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010048119A JP5638817B2 (en) | 2010-03-04 | 2010-03-04 | Magnetic amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2011188548A JP2011188548A (en) | 2011-09-22 |
| JP5638817B2 true JP5638817B2 (en) | 2014-12-10 |
Family
ID=44794199
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010048119A Active JP5638817B2 (en) | 2010-03-04 | 2010-03-04 | Magnetic amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5638817B2 (en) |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6289478A (en) * | 1985-02-12 | 1987-04-23 | Hitachi Metals Ltd | Dc/dc converter |
| JPS62189974A (en) * | 1986-02-14 | 1987-08-19 | Hitachi Metals Ltd | Magnetic control type dc-dc converter |
| JPH0635670Y2 (en) * | 1986-05-19 | 1994-09-14 | 横河・ヒユ−レツト・パツカ−ド株式会社 | Rectifier circuit including saturable reactor |
| JPS63174562A (en) * | 1987-01-14 | 1988-07-19 | Hitachi Metals Ltd | Switching power source of magnetic control type |
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| JP4234691B2 (en) * | 2005-03-29 | 2009-03-04 | 株式会社東芝 | Switching power supply |
-
2010
- 2010-03-04 JP JP2010048119A patent/JP5638817B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2011188548A (en) | 2011-09-22 |
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