JP6253228B2 - Input impedance determination method - Google Patents
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Description
本発明は、入力インピーダンス決定方法に関する。 The present invention relates to an input impedance determination method.
電力線に印加されている交流電圧と、電力線を流れている交流電流と、に基づいて、電力線を介して負荷に供給されている交流電力を測定する装置として、例えば、特許文献1に記載の電力測定装置がある。
As an apparatus for measuring the AC power supplied to the load via the power line based on the AC voltage applied to the power line and the AC current flowing through the power line, for example, the power described in
この電力測定装置は、交流電力を測定するための事前の準備として、まず、電極を有する電圧測定プローブで、電極と電力線との間に容量を形成し、形成した容量の結合で、電力線に印加されている交流電圧を測定する。次に、電力測定装置は、一般的なケーブルを電力線に直接接続して、電力線に印加されている交流電圧を測定する。そして、電力測定装置は、電圧測定プローブを介して測定した交流電圧と、一般的なケーブルを介して測定した交流電圧と、の位相差(位相ずれ)を算出し、算出した位相ずれを記憶して、事前の準備を終える。 In this power measurement device, as a preliminary preparation for measuring AC power, first, a voltage measurement probe having an electrode is used to form a capacitance between the electrode and the power line, and then applied to the power line by coupling the formed capacitance Measure the AC voltage that is being used. Next, the power measurement device directly connects a general cable to the power line, and measures the AC voltage applied to the power line. The power measuring device calculates a phase difference (phase shift) between the AC voltage measured via the voltage measurement probe and the AC voltage measured via a general cable, and stores the calculated phase shift. To complete the preparation.
上述の準備が完了すると、電力測定装置は、電圧測定プローブを介して測定した交流電圧の位相を、記憶された位相ずれ分(位相差分)、補正する。これにより、電力測定装置は、電圧測定プローブを介して測定した交流電圧から、位相ずれを取り除く(電圧測定プローブを介して測定した交流電圧と一般的なケーブルを介して測定した交流電圧との位相を一致させる)。 When the above preparation is completed, the power measurement device corrects the phase of the AC voltage measured via the voltage measurement probe by the stored phase shift (phase difference). Thereby, the power measuring device removes the phase shift from the AC voltage measured through the voltage measurement probe (the phase of the AC voltage measured through the voltage measurement probe and the AC voltage measured through a general cable). Match).
そして、電力測定装置は、位相ずれを取り除いた交流電圧と、電流センサを有する電流測定プローブで測定された交流電流と、に基づいて、電力線を介して負荷に供給されている交流電力を測定する。 The power measuring device measures the AC power supplied to the load via the power line based on the AC voltage from which the phase shift is removed and the AC current measured by the current measuring probe having the current sensor. .
上述の特許文献1に記載の電力測定装置は、算出した位相ずれ分(位相差分)、電圧測定プローブを介して測定した交流電圧の位相を補正する。よって、事前の準備で、電圧測定プローブを介して測定した交流電圧(容量結合を利用して測定した交流電圧)と、一般的なケーブルを介して測定した交流電圧(実際の交流電圧)と、の位相差を算出する必要があった。
The power measurement device described in
また、例えば、電圧測定プローブの電極と電力線との相対位置が変わり、電極と電力線との間に形成された容量が、位相ずれを算出したときと違う値になると、補正後の交流電圧には、位相のずれが残る。このため、特許文献1に記載の電力測定装置では、算出した位相ずれの記憶後に、電極と電力線との間に形成された容量が変動した場合、測定した交流電力に含まれる誤差が増大する。
For example, if the relative position between the electrode of the voltage measurement probe and the power line changes, and the capacitance formed between the electrode and the power line becomes a different value from that calculated when the phase shift is calculated, the corrected AC voltage is The phase shift remains. For this reason, in the power measuring device described in
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、容量結合を利用して測定した交流電圧と、実際の交流電圧と、の位相差の算出が不要であり、さらに、電極と電力線との間に形成された容量が変動しても、測定した交流電力に含まれる誤差の増大を抑制可能な電力測定装置における入力インピーダンス決定方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and does not require the calculation of the phase difference between the AC voltage measured using capacitive coupling and the actual AC voltage. It is an object of the present invention to provide an input impedance determination method in a power measuring apparatus that can suppress an increase in error included in measured AC power even if the capacitance formed therebetween fluctuates.
上記目的を達成するために、この発明に係る入力インピーダンス決定方法は、2線式の電力線の一方の電力線と容量結合する第1電極と、2線式の電力線の他方の電力線と容量結合する第2電極と、第1電極を介して取得される交流電圧と第2電極を介して取得される交流電圧との差から2線式の電力線間に印加されている交流電圧を求める電圧部と、2線式の電力線に流れている交流電流を取得する電流部と、電圧部で求められた交流電圧と電流部で取得された交流電流とから2線式の電力線に接続された負荷に供給されている交流電力を測定する電力部と、を備える電力測定装置における入力インピーダンス決定方法であって、2線式の電力線間に印加されている交流電圧の位相に対する、電圧部により求められる交流電圧の位相の進み角が90°に近くなるように、電圧部の入力インピーダンスを決定する。 To achieve the above object, the input impedance determination method according to the present invention includes a first electrode coupled one of the power line and the capacitance of the two-wire power line, the other power line capacitively coupled two-wire power line to the second electrode, the AC voltage and the difference between whether we two-wire voltage to obtain the AC voltage applied between the power line and an AC voltage obtained via the second electrode which is acquired through the first electrode and parts, and a current portion that acquires an alternating current flowing in the two-wire power line, which is connected from the alternating current obtained by the AC voltage and current portion obtained by the voltage unit to two-wire power line a power unit for measuring the AC power supplied to the load, an input impedance determination method in the power measurement device comprising, against the phase of the applied and has an AC voltage between two-wire power line, the voltage unit Of AC voltage phase required by As the corner is close to 90 °, to determine the input impedance of the voltage unit.
本発明によれば、容量結合を利用して測定した交流電圧と、実際の交流電圧と、の位相差の算出が不要であり、さらに、電極と電力線との間に形成される容量が変動しても、測定した交流電力に含まれる誤差の増大を抑制可能である。 According to the present invention, it is not necessary to calculate the phase difference between the AC voltage measured using capacitive coupling and the actual AC voltage, and the capacitance formed between the electrode and the power line varies. However, it is possible to suppress an increase in errors included in the measured AC power.
以下、本発明の実施の形態に係る電力測定装置11を、図1〜図3を参照して説明する。電力測定装置11は、単相2線式の電力線に印加されている交流電圧と、単相2線式の電力線を流れている交流電流と、に基づいて、単相2線式の電力線に接続された負荷に供給されている交流電力を測定する。 Hereinafter, a power measuring apparatus 11 according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. The power measuring device 11 is connected to a single-phase two-wire power line based on an alternating voltage applied to the single-phase two-wire power line and an alternating current flowing through the single-phase two-wire power line. Measure the AC power supplied to the selected load.
電力測定装置11は、図1に示すように、電圧計測プローブ13a,13bと、カレントトランス14と、電圧部15と、電流部16と、A/D変換部17a,17bと、90°位相器18と、LPF(Low pass filter)19と、演算制御部20と、通信部21と、を備えている。
As shown in FIG. 1, the power measuring device 11 includes a
電圧計測プローブ13a,13bは、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧を取得するためのプローブである。電圧計測プローブ13a,13bは、それぞれ、例えば、ワニ口クリップを有している。
The
電圧計測プローブ13aは、ワニ口クリップの一片に、金属板で構成された第1電極13a1を有している。
The
電圧計測プローブ13aは、単相2線式の電力線12の一方である電力線12aを、ワニ口クリップで挟むようにして配置される。この配置で、第1電極13a1は、電力線12aと容量結合して、電力線12aに印加されている交流電圧が取得可能になる。第1電極13a1を有する電圧計測プローブ13aは、電力線12aに印加されている交流電圧を、第1電極13a1を介して取得すると、取得した交流電圧に対応する振幅を示す電圧信号を、電圧部15に出力する。
The
電圧計測プローブ13bは、ワニ口クリップの一片に、金属板で構成された第2電極13b1を有している。
The
電圧計測プローブ13bは、単相2線式の電力線12の他方である電力線12bを、ワニ口クリップで挟むようにして配置される。この配置で、第2電極13b1は、電力線12bと容量結合して、電力線12bに印加されている交流電圧が取得可能になる。第2電極13b1を有する電圧計測プローブ13bは、電力線12bに印加されている交流電圧を、第2電極13b1を介して取得すると、取得した交流電圧に対応する振幅を示す電圧信号を、電圧部15に出力する。
The
電圧部15は、電圧計測プローブ13aを介して、電力線12aに印加されている交流電圧を取得し、且つ、電圧計測プローブ13bを介して、電力線12bに印加されている交流電圧を取得する。そして、電圧部15は、取得した交流電圧の差から、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧を求める。
The
具体的には、電圧部15は、電圧計測プローブ13aから出力された電圧信号および電圧計測プローブ13bから出力された電圧信号を取得する。そして、電圧部15は、取得したそれぞれの電圧信号を増幅する。その後、電圧部15は、増幅したそれぞれの電圧信号の電位差を求めて、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧を求める。
Specifically, the
そして、電圧部15は、求めた交流電圧(単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧)を、A/D変換部17aに出力する。
Then, the
ここで、電圧部15の入力インピーダンスは、第1電極13a1と電力線12aとで形成される容量および第2電極13b1と電力線12bとで形成される容量の変動を考慮して、値が決定されている。具体的には、電圧部15の入力インピーダンスは、第1電極13a1と電力線12aとで形成される容量および第2電極13b1と電力線12bとで形成される容量が変動しても、電圧部15から出力される交流電圧の位相を、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧の位相に対して、90°進んだ状態に維持する値に決定されている。
Here, the value of the input impedance of the
A/D変換部17aは、電圧部15から出力された交流電圧(単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧)をサンプリングして、デジタル値に変換する。そして、A/D変換部17aは、デジタル値で示される交流電圧を、90°位相器18に出力する。
The A /
90°位相器18は、A/D変換部17aから出力されたデジタル値の交流電圧を取得し、取得したデジタル値で示される交流電圧の出力のタイミングを、一定時間分、遅らせて、LPF19に出力する。
The 90 °
具体的には、90°位相器18は、取得したデジタル値で示される交流電圧の出力のタイミングを、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧の90°の位相に対応する時間分、遅らせて、LPF19に出力する。つまり、90°位相器18は、取得したデジタル値で示される交流電圧の位相を90°遅らせて、LPF19に出力する。これにより、90°位相器18は、電圧部15から出力された交流電圧(以後、「取得電圧」と称す)の位相を、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧の位相に一致させる。
Specifically, the 90 °
ここで、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧と比較して、取得電圧の位相が90°進んでいるのは、電圧部15が、容量結合を利用して、具体的には、電極と単相2線式の電力線12との間に形成された容量の充放電を利用して、電力線12a,12bに印加されている交流電圧を取得しているからである。
Here, compared to the actual AC voltage applied to the single-phase two-
このように、90°位相器18は、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧と比較して90°進んだ取得電圧の位相を、90°遅らせることで、取得電圧の位相と、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧と、の位相を一致させる。そして、90°位相器18は、位相を90°遅らせたデジタル値の取得電圧を、LPF19に出力する。
As described above, the 90 °
LPF19は、位相補正後の取得電圧(デジタル値)を、90°位相器18から取得し、取得電圧から高周波成分(ノイズ等)を除去する。そして、LPF19は、高周波成分を除去した取得電圧(デジタル値)を、順次、演算制御部20に出力する。
The
ここで、LPF19のカットオフ周波数は、位相補正後の取得電圧の周波数よりも高くなるよう予め設定されている。よって、LPF19は、位相補正後の取得電圧に重畳されている高周波成分を除去し、高周波成分を除去した取得電圧を、演算制御部20に出力できる。
Here, the cutoff frequency of the
カレントトランス14は、先端が開閉自在に構成された例えばOの字状のクランプ部を有する。カレントトランス14は、クランプ部で電力線12aを囲むことで、電力線12aの外周に配置される。カレントトランス14は、電力線12aを流れる交流電流に対応する振幅を示す電流信号を、電流部16に出力する。
The
電流部16は、カレントトランス14から出力された電流信号を取得し、取得した電流信号を増幅して、増幅した電流信号(電力線12aを流れる交流電流に対応)を、A/D変換部17bに出力する。
The
A/D変換部17bは、電流部16から出力された電流信号(電力線12aを流れる交流電流に対応。以後、「取得電流」と称する)をサンプリングして、デジタル値に変換する。そして、A/D変換部17bは、デジタル値に変換した電流信号を、順次、演算制御部20に出力する。
The A / D conversion unit 17b samples the current signal output from the current unit 16 (corresponding to an alternating current flowing through the power line 12a, hereinafter referred to as “acquired current”) and converts it into a digital value. Then, the A / D conversion unit 17b sequentially outputs the current signal converted into the digital value to the
演算制御部20は、LPF19から順次出力された、高周波成分を除去した位相補正後の取得電圧(デジタル値)と、A/D変換部17bから順次出力された取得電流(デジタル値)と、を取得する。
The
そして、演算制御部20は、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧の一周期分の取得電圧(デジタル値)を、式1に示す値V(n)に代入する(nは、デジタル値の取得順を示す。最初の取得の場合、nは1を示す)。また、演算制御部20は、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧の一周期当たりのサンプリング数(A/D変換部17aのサンプリング周期から予め算出されている数)を、式1の値Nに代入する。そして、演算制御部20は、式1の値{V(n)2}/Nを求める。
Then, the
この{V(n)2}/Nの値を、演算制御部20は、設定された分(例えば、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧の32周期分)求める。そして、演算制御部20は、式1に示す通り、求めた分(例えば、32周期分)の値の和を算出し、算出した和の平方根を求めることで、取得電圧の実効値Vを求める(取得した交流電圧から実効値Vを求める)。
The
また、演算制御部20は、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧の一周期分の取得電圧(デジタル値)と、単相2線式の電力線12に印加されている交流電流の一周期分の取得電流(デジタル値)とを、式2に代入して、取得電圧(デジタル値)と、取得電流(デジタル値)との積を、設定された分(例えば、32周期分)求める。そして、演算制御部20は、式2に示す通り、求めた分(例えば、32周期分)の値の和を算出し、算出した和を値Nで除算した値を求めることで、仮の電力P1を求める。
In addition, the
更に、演算制御部20は、取得電圧の実効値Vおよび仮の電力P1を、式3に代入する。また、演算制御部20は、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧の実効値V1(単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧の実測値から予め求められ、演算制御部20に記憶されている実効値V1)を、式3に代入して、仮の電力P1を補正した測定電力Pを求める。
Further, the
つまり、演算制御部20は、取得電圧の実効値Vで、実際の交流電圧の実効値V1を除算して、実際の交流電圧の実効値V1に対する取得電圧の実効値Vの違いの比率を求める。その後、演算制御部20は、求めた違いの比率を、仮の電力P1に乗算することで、仮の電力P1を補正した測定電力Pを求める。なお、演算制御部20に記憶されている実際の交流電圧の実効値V1は、例えば、DMM(Digital Multi Meter)で測定された値である。
That is, the
また、演算制御部20は、測定電力Pを求めると、演算制御部20に内蔵するRTC(Real Time Clock)から、現在時刻を取得し、取得した現在時刻と求めた測定電力Pとを対応付けて、例えば演算制御部20に内蔵するRAM(Random Access Memory)に記憶させる。
Further, when the
なお、演算制御部20は、カレントトランス14の影響で、A/D変換部17bで取得される取得電流の位相が、A/D変換部17aで取得される取得電圧の位相に対して進んでおり、その進み分に対応する時間がRAMに予め記憶されている場合、次の処理を行う。即ち、演算制御部20は、A/D変換部17aから順次出力された取得電圧を、記憶された時間分、一時保持する。そして、演算制御部20は、一時保持した取得電圧(デジタル値)と、取得電流(デジタル値)との積を求めて、仮の電力P1を求める。
Note that, due to the influence of the
通信部21は、例えば、通信インターフェイスである。通信部21は、例えば、RS−485またはRS−232C等の通信ドライバ、或いは、USB(Universal Serial Bus)インターフェイスである。
The
通信部21は、通信線22を介して例えば外部の装置から、電力送信コマンドを受信した場合、演算制御部20のRAMから測定電力Pを取得し、取得した測定電力Pを、外部の装置に送信する。また、通信部21は、通信線22を介して例えば外部の装置から、実際の交流電圧の実効値V1を受信した場合、受信した実効値V1を演算制御部20へ出力する。演算制御部20は、実効値V1を受信すると、受信した実効値V1をRAMに記憶する。
When the
上述した電力測定装置11では、第1電極13a1および電力線12aで形成された容量Cin1と、電圧部15の入力インピーダンスRinと、第2電極13b1および電力線12bで形成された容量Cin2と、単相2線式の電力線12と、から、回路が形成される。この回路の等価回路は、図2(a)に示される通りである。なお、図2(a)に示される交流電圧Vを出力する電源は、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vを等価的に示している。
In the power measuring apparatus 11 described above, the capacitor Cin1 formed by the first electrode 13a1 and the power line 12a, the input impedance Rin of the
ここで、第1電極13a1と電力線12aとの相対位置が変わると、容量Cin1が変動する。また、第2電極13b1と電力線12bとの相対位置が変わると、容量Cin2が変動する。
Here, when the relative position of the first electrode 13a1 and the power line 12a changes, the capacitance Cin1 changes. Further, when the relative position between the second electrode 13b1 and the
しかし、電力測定装置11では、容量Cin1および容量Cin2の変動を考慮して、電圧部15の入力インピーダンスRinの値が決定されている。よって、電力測定装置11は、容量Cin1および容量Cin2が変動しても、取得電圧の位相を、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧の位相に対して、90°進んだ状態に維持することができる。
However, in the power measuring device 11, the value of the input impedance Rin of the
これにより、電力測定装置11は、容量Cin1および容量Cin2が変動しても、演算制御部20で求められる測定電力Pに含まれる誤差の増大を抑制可能である。
Thereby, even if the capacity | capacitance Cin1 and the capacity | capacitance Cin2 fluctuate, the electric power measurement apparatus 11 can suppress the increase in the error contained in the measurement electric power P calculated | required by the
この理由を、図2(a)に示された等価回路を用いて説明する。まず、上述した図2(a)に示された等価回路は、図2(b)に示される等価回路に変形することができる。この変形は、次に示す関係から行うことができる。 The reason for this will be described using the equivalent circuit shown in FIG. First, the above-described equivalent circuit shown in FIG. 2A can be transformed into the equivalent circuit shown in FIG. This deformation can be performed from the following relationship.
即ち、図2(a)の等価回路に示されるように、容量Cin1に印加されている交流電圧を電圧Vc1とし、電圧部15の入力インピーダンスRinに印加されている交流電圧を電圧Vrとし、容量Cin2に印加されている交流電圧を電圧Vc2とすると、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧Vは、電圧Vc1と電圧Vrと電圧Vc2との和になる。よって、交流電圧V=電圧Vc1+電圧Vr+電圧Vc2と表せる。
That is, as shown in the equivalent circuit of FIG. 2A, the AC voltage applied to the capacitor Cin1 is the voltage Vc1, the AC voltage applied to the input impedance Rin of the
ここで、図2(a)に示される等価回路を流れる交流電流を電流iaとし、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの角周波数をωとすると、交流電圧V=ia/jωCin1+Rin×ia+ia/jωCin2(jは複素数を示す)になる。
Here, when the alternating current flowing through the equivalent circuit shown in FIG. 2A is the current ia and the angular frequency of the actual alternating voltage V applied to the single-phase two-
この式を変形すると、交流電圧V=−j×ia(1/ωCin1+1/ωCin2)+Rin×iaになる。よって、V/ia=−j×(1/ωCin1+1/ωCin2)+Rinになる。V/iaは、図2(a)に示される等価回路の入力インピーダンスZinaを表している。従って、図2(a)に示される等価回路の入力インピーダンスZinaは、Zina=−j×(1/ωCin1+1/ωCin2)+Rinと表せる。よって、図2(a)に示される等価回路は、図2(b)に示される等価回路に変形できる。
When this equation is modified, the AC voltage V = −j × ia (1 /
ここで、図2(b)に示される等価回路の容量Cin1と容量Cin2とを直列接続した場合の直列容量を容量Cinとすると、1/Cin=1/Cin1+1/Cin2になる。この式を変形して、Cin=(Cin1×Cin2)/(Cin1+Cin2)になる。よって、図2(b)に示される等価回路は、図2(c)に示される等価回路に変形できる。
Here, assuming that the capacitance Cin is a series capacitance when the capacitance Cin1 and the capacitance Cin2 of the equivalent circuit shown in FIG. 2B are connected in series, 1 / Cin = 1 /
このようにして、図2(a)に示される等価回路、言い換えれば、第1電極13a1および電力線12aで形成された容量Cin1と、電圧部15の入力インピーダンスRinと、第2電極13b1および電力線12bで形成された容量Cin2と、単相2線式の電力線12と、から形成される回路は、図2(c)に示される回路と等価になる。
In this way, the equivalent circuit shown in FIG. 2A, in other words, the capacitor Cin1 formed by the first electrode 13a1 and the power line 12a, the input impedance Rin of the
また、図2(c)の等価回路に示される通り、容量Cinと、電圧部15の入力インピーダンスRinと、から、高域通過フィルタが構成される。
Further, as shown in the equivalent circuit of FIG. 2C, a high-pass filter is configured from the capacitor Cin and the input impedance Rin of the
この高域通過フィルタのカットオフ周波数fは、1/(2×π×Cin×Rin)で示される。 The cut-off frequency f of this high-pass filter is represented by 1 / (2 × π × Cin × Rin).
ここで、図2(c)に示す等価回路の容量Cinは、(容量Cin1×容量Cin2)/(容量Cin1+容量Cin2)である。そして、容量Cin1は、第1電極13a1と電力線12aとの間に形成された容量である。また、容量Cin2は、第2電極13b1と電力線12bとの間に形成された容量である。よって、容量Cinは、第1電極13a1と電力線12aとの相対位置が変わること、および、第2電極13b1と電力線12bとの相対位置が変わることに加えて、例えば、電力線12a,12bの形、電力線12a,12bで使用されている絶縁体の素材、その絶縁体の厚み、温度の変化および湿度の変化でも、値が変わる。
Here, the capacitance Cin of the equivalent circuit shown in FIG. 2C is (capacitance Cin1 × capacitance Cin2) / (capacitance Cin1 + capacitance Cin2). The capacitor Cin1 is a capacitor formed between the first electrode 13a1 and the power line 12a. The capacitor Cin2 is a capacitor formed between the second electrode 13b1 and the
上述の容量Cinが、例えば、10pF〜100pFの間で変動すると予想して、電圧部15の入力インピーダンスを、例えば、500kΩに決定したと仮定した場合、高域通過フィルタのカットオフ周波数fは、約159kHz(Cin=10pF)、約32kHz(Cin=50pF)および約16kHz(Cin=100pF)になる。
Assuming that the above-mentioned capacitance Cin varies, for example, between 10 pF and 100 pF, and assuming that the input impedance of the
このとき、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの位相に対する取得電圧(電圧部15から出力された交流電圧)の位相は、図3に示される通りである。
At this time, the phase of the acquired voltage (the AC voltage output from the voltage unit 15) with respect to the phase of the actual AC voltage V applied to the single-phase two-
図3に示すように、例えば、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの周波数を50Hzとした場合、周波数50Hzにおいて、容量Cin(容量Cin1および容量Cin2)が変動しても、取得電圧の位相を、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの位相に対して、90°進んだ状態に維持することができる。
As shown in FIG. 3, for example, when the frequency of the actual AC voltage V applied to the single-phase two-
これは、高域通過フィルタのカットオフ周波数fが、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの周波数よりも高い周波数を示すよう、電圧部15の入力インピーダンスRinの値を決定することで、容量Cin1および容量Cin2が変動しても、電圧計測プローブ13a,13bから出力される電圧信号の進みを、実際の交流電圧の位相に対して、90°に維持することができるからである。
This is because the input impedance Rin of the
これにより、本実施の形態の電力測定装置11は、容量Cin1および容量Cin2が変動しても、90°位相器18に入力される取得電圧の位相を、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧の位相に対して、90°進んだ状態に維持することができる。よって、本実施の形態の電力測定装置11は、90°位相器18から出力される位相補正後の取得電圧の位相を、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧の位相に一致させることができる。従って、本実施の形態の電力測定装置11によれば、容量Cin1および容量Cin2が変動しても、演算制御部20で求められる測定電力Pに含まれる誤差の増大を抑制可能である。
As a result, the power measuring apparatus 11 of the present embodiment applies the phase of the acquired voltage input to the 90 °
更に、本実施の形態の電力測定装置11は、上述の通り、90°位相器18に入力される取得電圧の位相を、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧の位相に対して、90°進んだ状態に維持することができる。よって、本実施の形態の電力測定装置11によれば、容量結合を利用して測定した交流電圧と、実際の交流電圧と、の位相差の算出が不要である。
Furthermore, as described above, the power measurement device 11 according to the present embodiment sets the phase of the acquired voltage input to the 90 °
特に、本実施の形態の電力測定装置11によれば、容量Cin1および容量Cin2の容量値が変動して最大になった場合でも(本実施の形態では、容量Cinの値が100pFになった場合でも)、高域通過フィルタのカットオフ周波数fが、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの周波数よりも高い周波数を示すよう、電圧部15の入力インピーダンスRinの値が決定されている。
In particular, according to the power measurement device 11 of the present embodiment, even when the capacitance values of the capacitors Cin1 and Cin2 change and become maximum (in this embodiment, the value of the capacitor Cin becomes 100 pF). However, the input impedance Rin of the
よって、本実施の形態の電力測定装置11は、容量Cin1および容量Cin2の変動が最大になった場合でも、90°位相器18に入力される取得電圧の位相を、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧の位相に対して、90°進んだ状態に維持することができる。従って、本実施の形態の電力測定装置11によれば、容量Cin1および容量Cin2の変動が最大になった場合でも、演算制御部20で求められる測定電力Pに含まれる誤差の増大を抑制可能である。
Therefore, the power measurement device 11 of the present embodiment uses the single-phase two-wire power line to change the phase of the acquired voltage input to the 90 °
なお、本実施の形態の電力測定装置11は、前述の通り、高域通過フィルタのカットオフ周波数fが、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの周波数よりも高い。このため、電圧計測プローブ13aから出力された電圧信号および電圧計測プローブ13bから出力された電圧信号は、高域通過フィルタで減衰して、電圧部15に入力される。
Note that, as described above, in the power measurement device 11 of the present embodiment, the cutoff frequency f of the high-pass filter is higher than the frequency of the actual AC voltage V applied to the single-phase two-
しかし、電圧部15は、電圧計測プローブ13aから出力された電圧信号および電圧計測プローブ13bから出力された電圧信号を増幅して、増幅したそれぞれの電圧信号の電位差を求めることで、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧を求める。よって、電力測定装置11は、電圧計測プローブ13aから出力された電圧信号および電圧計測プローブ13bから出力された電圧信号が高域通過フィルタで減衰されても、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧を求めることができる。
However, the
また、本実施の形態の電力測定装置11によれば、演算制御部20の前段に、LPF19を設けている。ここで、電圧部15は、前述の通り、電圧計測プローブ13aから出力された電圧信号および電圧計測プローブ13bから出力された電圧信号の両信号を増幅し、増幅した信号から、単相2線式の電力線12に印加されている交流電圧(取得電圧)を求める。よって、電圧部15で求められた取得電圧には、増幅された高周波成分(ノイズ等)が重畳されている。しかし、LPF19のカットオフ周波数は、取得電圧の周波数よりも高い。このため、LPF19は、重畳されている高周波成分を除去し、高周波成分を除去した取得電圧を、順次、演算制御部20に出力できる。よって、演算制御部20は、重畳されている高周波成分の影響が抑制された取得電圧から、測定電力Pを求めることができる。従って、本実施の形態の電力測定装置11によれば、演算制御部20で求められる測定電力Pに含まれる誤差の増大を抑制可能である。
Further, according to the power measuring apparatus 11 of the present embodiment, the
また、本実施の形態の電力測定装置11によれば、演算制御部20は、取得電圧の実効値Vで、実際の交流電圧の実効値V1を除算して、実際の交流電圧の実効値V1に対する取得電圧の実効値Vの違いの比率を求める。その後、演算制御部20は、求めた違いの比率を、仮の電力P1に乗算することで、仮の電力P1を補正して、測定電力Pを求める。よって、求められた測定電力Pは、単相2線式の電力線12に接続された負荷に供給されている実際の交流電力に近い値を示す。従って、本実施の形態の電力測定装置11によれば、演算制御部20で求められる測定電力Pに含まれる誤差の増大を抑制可能である。
Further, according to the power measuring apparatus 11 of the present embodiment, the
以上、本発明の実施の形態を説明したが、この発明は上記の実施の形態に限定されず、種々の変形および応用が可能である。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications and applications are possible.
上述した実施の形態の電力測定装置11が備える90°位相器18およびLPF19を、ソフトウェアで実現することで、90°位相器18およびLPF19の機能を、演算制御部20で実現させてもよい。
The
また、上述した実施の形態の電力測定装置11は、容量Cinが、例えば、10pF〜100pFの間で変動すると予想したので、電圧部15の入力インピーダンスRinを、例えば、500kΩに決定したが、これに限られるものではない。即ち、容量Cinが、例えば、10pF〜100pFの間で変動することが予想される場合には、電圧部15の入力インピーダンスRinを、例えば、250kΩに決定してもよい。この場合、高域通過フィルタのカットオフ周波数fは、約318kHz(Cin=10pF)、約64kHz(Cin=50pF)および約32kHz(Cin=100pF)になる。よって、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの周波数が50Hzの場合、高域通過フィルタのカットオフ周波数fが、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの周波数よりも高い周波数を示す。
In addition, since the power measuring apparatus 11 of the above-described embodiment has predicted that the capacitance Cin varies between, for example, 10 pF to 100 pF, the input impedance Rin of the
また、容量Cinが、例えば、100pF〜500pFの間で変動することが予想される場合には、電圧部15の入力インピーダンスRinを、例えば、500kΩに決定してもよい。この場合、高域通過フィルタのカットオフ周波数fは、約32kHz(Cin=100pF)、約12.8kHz(Cin=250pF)および約6.4kHz(Cin=500pF)になる。よって、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの周波数が50Hzの場合、高域通過フィルタのカットオフ周波数fが、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの周波数よりも高い周波数を示す。
Further, when the capacitance Cin is expected to vary, for example, between 100 pF and 500 pF, the input impedance Rin of the
なお、単相2線式の電力線12に印加されている実際の交流電圧Vの周波数が、例えば、100Hzの場合であっても、前述と同様、高域通過フィルタのカットオフ周波数fが、100Hzよりも周波数よりも高い周波数を示すよう、容量Cinの変動を加味した上で、電圧部15の入力インピーダンスRinを決定すればよい。
Even if the frequency of the actual AC voltage V applied to the single-phase two-
本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施形態は、本発明を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。すなわち、本発明の範囲は、上述した実施形態ではなく、請求の範囲によって示される。そして、請求の範囲内およびそれと同等の発明の意義の範囲内で施される様々な変形が、本発明の範囲内とみなされる。 Various embodiments and modifications can be made to the present invention without departing from the broad spirit and scope of the present invention. Further, the above-described embodiment is for explaining the present invention, and does not limit the scope of the present invention. In other words, the scope of the present invention is indicated by the scope of claims, not the embodiment described above. Various modifications within the scope of the claims and within the scope of the equivalent invention are considered to be within the scope of the present invention.
11 電力測定装置、12 単相2線式の電力線、12a,12b 電力線、13a,13b 電圧計測プローブ、14 カレントトランス、15 電圧部、16 電流部、17a,17b A/D変換部、18 90°位相器、19 LPF、20 演算制御部、21 通信部、22 通信線 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Power measuring apparatus, 12 Single-phase two-wire type power line, 12a, 12b Power line, 13a, 13b Voltage measuring probe, 14 Current transformer, 15 Voltage part, 16 Current part, 17a, 17b A / D conversion part, 18 90 degrees Phaser, 19 LPF, 20 arithmetic control unit, 21 communication unit, 22 communication line
Claims (3)
前記2線式の電力線間に印加されている交流電圧の位相に対する、前記電圧部により求められる交流電圧の位相の進み角が90°に近くなるように、前記電圧部の入力インピーダンスを決定する、
入力インピーダンス決定方法。 A first electrode you binding one of the power line and the capacitance of the two-wire power line, a second electrode you binding the other power line and the capacitance of the two-wire power lines, obtained through the first electrode an AC voltage and voltage unit for obtaining a difference or et AC voltage is applied between the power line before Symbol 2-wire and an AC voltage obtained via the second electrode that flows to the two-wire power line a current portion that acquires an alternating current is an alternating current supplied to the load connected to the two-wire power lines from the ac current obtained at an alternating voltage obtained by the voltage unit and the front SL current portion An input impedance determination method in a power measurement device comprising a power unit that measures power ,
Against the phase of the AC voltage applied between the prior SL two-wire power line, so that the phase lead angle of the AC voltage obtained by the voltage unit is close to 90 °, the input impedance of the voltage unit decide,
Input impedance determination method.
請求項1に記載の入力インピーダンス決定方法。 The input impedance determination method according to claim 1.
請求項2に記載の入力インピーダンス決定方法。 In case the capacitance value before Symbol first capacitor and the second capacitor is ing the maximum fluctuates also said advance angle is as close to 90 °, to determine the input impedance of the voltage unit,
The input impedance determination method according to claim 2.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012269832A JP6253228B2 (en) | 2012-12-10 | 2012-12-10 | Input impedance determination method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2012269832A JP6253228B2 (en) | 2012-12-10 | 2012-12-10 | Input impedance determination method |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JP2014115201A JP2014115201A (en) | 2014-06-26 |
JP6253228B2 true JP6253228B2 (en) | 2017-12-27 |
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ID=51171353
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012269832A Expired - Fee Related JP6253228B2 (en) | 2012-12-10 | 2012-12-10 | Input impedance determination method |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP6253228B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102021132367A1 (en) * | 2021-12-07 | 2023-06-07 | Olympus Winter & Ibe Gmbh | Electrosurgical generator with leakage current detection |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4330256B2 (en) * | 2000-08-09 | 2009-09-16 | 大阪瓦斯株式会社 | Non-contact voltage measuring method and apparatus |
JP5737750B2 (en) * | 2011-02-25 | 2015-06-17 | 株式会社日立パワーソリューションズ | AC power measuring device |
JP5834663B2 (en) * | 2011-04-06 | 2015-12-24 | 富士通株式会社 | AC power measuring device |
-
2012
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Publication number | Publication date |
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JP2014115201A (en) | 2014-06-26 |
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|
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