JP6228559B2

JP6228559B2 - Optical circuit

Info

Publication number: JP6228559B2
Application number: JP2015059568A
Authority: JP
Inventors: 慈金澤; 悠太上田; 常祐尾崎
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2015-03-23
Filing date: 2015-03-23
Publication date: 2017-11-08
Anticipated expiration: 2035-03-23
Also published as: JP2016181539A

Description

本発明は、光通信用途の光送信器等、高周波で動作する光デバイスの終端技術に関し、特に、直接変調ＤＦＢ(Distributed FeedBack:分布帰還型)レーザ（ＤＭＬ：Direct Modulated DFB Laser）の５０オーム終端技術に関する。 The present invention relates to a termination technique for an optical device operating at a high frequency, such as an optical transmitter for optical communication, and in particular, a 50 ohm termination of a direct modulation DFB (Distributed FeedBack) laser (DML: Direct Modulated DFB Laser). Regarding technology.

近年、インターネットやＩＰ電話、動画のダウンロードなどの利用拡大により、必要とされる通信容量が急速に高まっており、光ファイバや光通信用機器に搭載される光送信器の需要が拡大している。光送信器またはそれを構成する部品は、プラガブル（Pluggable）と呼ばれ、搭載や交換がしやすいように、仕様によるモジュール化が急速に進展している。 In recent years, the required communication capacity has rapidly increased due to the expansion of use of the Internet, IP telephones, video downloads, etc., and the demand for optical transmitters installed in optical fiber and optical communication equipment is expanding. . The optical transmitter or the components that make it up is called pluggable, and modularization by specifications is rapidly progressing so that it can be easily mounted and replaced.

また、ＸＦＰ（10 Gigabit Small Form Factor Pluggable）は、１０ギガビット・イーサネット（１０ＧｂＥ）の着脱モジュールの業界標準規格の一つであり、この規格により光送信器モジュールに搭載される光源もモジュール化が進んでいる。これは、ＴＯＳＡ（ＴｒａｎｓｍｉｔｔｅｒＯｐｔｉｃａｌＳｕｂ−Ａｓｓｅｍｂｌｙ）と呼ばれ、代表的なモジュール形態として、箱型形状のＴＯＳＡモジュールがある(非特許文献１)。 XFP (10 Gigabit Small Form Factor Pluggable) is one of the industry standards for 10 Gigabit Ethernet (10 GbE) detachable modules. With this standard, the light source mounted on the optical transmitter module is also modularized. It is out. This is called TOSA (Transmitter Optical Sub-Assembly), and there is a box-shaped TOSA module as a typical module form (Non-patent Document 1).

近年、光送信器の需要が増加しているが、一方で、光送信器の性能を維持しつつ低コスト化への要求も強くなっている。毎秒１００ギガビット伝送用ＴＯＳＡモジュールの開発や、毎秒４００ギガビットの超高速化に向けた標準化活動も活発であり、ＴＯＳＡに対する高性能への要求は大きくなっている。 In recent years, demand for optical transmitters has increased, but on the other hand, there is an increasing demand for cost reduction while maintaining the performance of optical transmitters. The development of a TOSA module for 100 gigabit per second transmission and standardization activities for ultra-high speed of 400 gigabit per second are also active, and the demand for high performance for TOSA is increasing.

典型的な箱型ＴＯＳＡモジュールの構成について、図１および図２を参照して説明する。図１は、典型的な箱型ＴＯＳＡモジュール１００の外観を示す図である。図２は、図１で示した筺体のモジュール内部の実装構成を示す図である。 A configuration of a typical box-type TOSA module will be described with reference to FIGS. 1 and 2. FIG. 1 is a diagram showing an appearance of a typical box-type TOSA module 100. FIG. 2 is a diagram showing a mounting configuration inside the module of the housing shown in FIG.

図１に示すように、モジュール１００の筐体は、ＸＦＰ準拠により、焼結セラミックまたは金属で形成されている。 As shown in FIG. 1, the housing of the module 100 is made of sintered ceramic or metal according to XFP.

モジュール１００では、筺体のテラス部１０１から筺体内部側に向けて貫通する変調電気信号給電用配線端子１０２が少なくとも一つ設けられる。テラス部１０１にはさらに、ＤＣ給電用配線端子も設けられている。 In the module 100, at least one modulated electric signal power supply wiring terminal 102 penetrating from the terrace portion 101 of the casing toward the inside of the casing is provided. The terrace portion 101 is further provided with a DC power supply wiring terminal.

図１において、モジュール１００には、セラミック部１０３および金属部１０４が形成される。 In FIG. 1, a ceramic part 103 and a metal part 104 are formed in the module 100.

サブキャリアと呼ばれる薄板２０１は、筺体と離間して設置されている。サブキャリア２０１には、誘電体材料に金属メッキまたは蒸着することにより配線パターンが形成される。さらに、サブキャリア２０１には、光半導体デバイスに必要な素子、例えばレーザダイオード２０２、光変調器２０３、抵抗２０４およびコンデンサー２０５などが搭載される。 A thin plate 201 called a subcarrier is installed apart from the housing. A wiring pattern is formed on the subcarrier 201 by metal plating or vapor deposition on a dielectric material. Furthermore, elements necessary for the optical semiconductor device, such as a laser diode 202, an optical modulator 203, a resistor 204, and a capacitor 205, are mounted on the subcarrier 201.

筺体はキャリア２０６と呼ばれる金属性の小板に載っており、キャリア２０６の下には、筺体下部に接する熱電冷却素子（ＴＥＣ：Ｔｈｅｒｍｏ−ＥｌｅｃｔｒｉｃＣｏｏｌｅｒ）２０７が搭載されている。このＴＥＣ２０７によって、サブキャリア２０１上の素子で発生した熱が吸熱され、筺体下部から排熱される。省電力化と部品点数削減の観点から、ＴＥＣ２０７を用いないＴＯＳＡの開発も行われている。 The housing is mounted on a metallic small plate called a carrier 206, and a thermoelectric cooling element (TEC) 207 in contact with the lower portion of the housing is mounted under the carrier 206. The TEC 207 absorbs heat generated in the element on the subcarrier 201 and exhausts it from the lower part of the housing. From the viewpoint of power saving and reduction in the number of parts, TOSA has been developed that does not use TEC207.

筺体の側面には、レンズ２１８（レンズ２１８はキャリア２０６上に載せる）または光取り出し用窓が設けられ、天板とともに抵抗溶接などにより光半導体デバイスがパッケージ内に封止される。 A lens 218 (the lens 218 is placed on the carrier 206) or a light extraction window is provided on the side surface of the housing, and the optical semiconductor device is sealed in the package together with the top plate by resistance welding or the like.

筺体外部から内部へ貫通している変調電気信号給電用配線２０８とサブキャリア２０１は、従来、ワイヤ状金線２０９やリボン状金線２１０で導通をとっている。 Conventionally, the modulated electric signal power supply wiring 208 and the subcarrier 201 penetrating from the outside to the inside of the housing are electrically connected by the wire-like gold wire 209 and the ribbon-like gold wire 210.

図３は、ＴＯＳＡモジュール１００と駆動用ドライバＩＣ３０１との接続例を示している。 FIG. 3 shows a connection example between the TOSA module 100 and the driver IC 301 for driving.

駆動用ドライバＩＣ３０１の信号またはＤＣ電源からの給電（不図示）は、フレキシブルプリント基板３０２を用いて行われるのが一般的である。 Power supply (not shown) from the driver driver IC 301 or a DC power source is generally performed using the flexible printed circuit board 302.

フレキシブルプリント基板３０２は、柔軟性があり大きく変形させることが可能なプリント基板であり、フレキまたはＦＰＣ（ＦｌｅｘｉｂｌｅＰｒｉｎｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔｓ）とも呼ばれる。変調用電気信号の伝送またはＤＣ給電は、フレキシブル基板３０２を介してＴＯＳＡモジュール１００に対して行われる。 The flexible printed circuit board 302 is a printed circuit board that is flexible and can be greatly deformed, and is also referred to as flexible or FPC (Flexible Printed Circuits). Transmission of modulation electrical signals or DC power feeding is performed to the TOSA module 100 via the flexible substrate 302.

変調用電気信号は、駆動用ドライバＩＣ３０１からフレキシブル基板３０２を介してＴＯＳＡモジュール１００に伝送される。ＴＯＳＡモジュール１００では、その変調用電気信号は、変調電気信号給電用配線端子１０２、伝送線路２０８、ワイヤ２０９，２１０、およびサブキャリア上の伝送線路２１１を介して、光半導体素子２０３に伝送され、さらには終端抵抗２０４へ伝送される。 The modulation electrical signal is transmitted from the driver IC 301 for driving to the TOSA module 100 via the flexible substrate 302. In the TOSA module 100, the modulation electrical signal is transmitted to the optical semiconductor element 203 via the modulation electrical signal power supply wiring terminal 102, the transmission line 208, the wires 209 and 210, and the transmission line 211 on the subcarrier. Further, it is transmitted to the terminating resistor 204.

駆動用ドライバＩＣ３０１は、出力インピーダンスが５０オームで駆動波形を送出するよう設計されている。このため、伝送線路２１１および終端抵抗２０４についても、通常は５０オームに設定される。こうすることでインピーダンス整合をとるのが従来技術であった。 The driver IC 301 for driving is designed to output a driving waveform with an output impedance of 50 ohms. For this reason, the transmission line 211 and the termination resistor 204 are also normally set to 50 ohms. In this way, it has been the prior art to achieve impedance matching.

ＸＦＰ準拠のＴＯＳＡ光モジュールの動作周波数は、１０ＧＨｚにまで及んでおり、電気信号は波（マイクロ波）としての振る舞いが強くなる。すなわち、インピーダンス整合しない不連続点（反射点）では、そこを起点とする反射波が発生し、反射波が駆動ドライバＩＣ３０１に向かって進行してしまう。このような状況から、従来は、伝送線路２１１と終端抵抗２０５との間の不連続点（反射点）をなくすことが重要であった。 The operating frequency of the XFP-compliant TOSA optical module extends to 10 GHz, and the electric signal behaves as a wave (microwave). That is, at a discontinuous point (reflection point) where impedance matching is not performed, a reflected wave is generated starting from the discontinuous point, and the reflected wave travels toward the drive driver IC 301. Under such circumstances, conventionally, it has been important to eliminate the discontinuity point (reflection point) between the transmission line 211 and the termination resistor 205.

図４は、直接変調DFBレーザの構成を示す図であって、（ａ）は直接変調DFBレーザの実装図、（ｂ）は直接変調DFBレーザの斜視図、（ｃ）は直接変調DFBレーザの上面図（ＤＦＢレーザの電極４２２を示す。なお、図４（ａ）は、非特許文献２に開示されている構成を示している。 4A and 4B are diagrams showing the configuration of a direct modulation DFB laser, where FIG. 4A is a mounting diagram of the direct modulation DFB laser, FIG. 4B is a perspective view of the direct modulation DFB laser, and FIG. FIG. 4A shows the configuration disclosed in Non-Patent Document 2. FIG.

図４（ａ）に示した直接変調DFBレーザ４００では、５０オームで設計された高周波配線（ＧＳＧ）４０１が、ワイヤ４０３によって、ＤＭＬの電極４２２に接続され、さらに４２２から終端回路４０４に接続されている。例えばＤＭＬの抵抗を４オームとすると、４６オームの終端抵抗を接続することによって、合わせて５０オームとなる In the direct modulation DFB laser 400 shown in FIG. 4A, a high frequency wiring (GSG) 401 designed at 50 ohms is connected to an electrode 422 of the DML by a wire 403, and further connected from the 422 to a termination circuit 404. ing. For example, if the resistance of the DML is 4 ohms, the total resistance is 50 ohms by connecting a 46 ohm termination resistor.

図４（ｂ）からわかるように、直接変調DFBレーザ４００Ａは、ｐ-InP基板４２０上に集積される。 As can be seen from FIG. 4B, the directly modulated DFB laser 400A is integrated on the p-InP substrate 420.

DFBレーザ４００Ａの活性層４１６は、InGaAsP／InGaAsP多重量子井戸（MQW: Multi-Quantum Well）構造からなる。 The active layer 416 of the DFB laser 400A has an InGaAsP / InGaAsP multi-quantum well (MQW) structure.

活性層４１６の上には、ＤＦＢを形成する回折格子と、ｎ-InP層４１９があり、これがメサ状に形成されたのち、高抵抗埋込層４２１によって埋め込まれる。 On the active layer 416, there are a diffraction grating for forming a DFB and an n-InP layer 419, which are formed in a mesa shape and then buried with a high-resistance buried layer 421.

電極４２３には、ボンディングワイヤを形成するため、またはフリップチップボンディングのためのパット電極４２２が設けられる。直接変調DFBレーザ４００Ａの長さは300μmである。 The electrode 423 is provided with a pad electrode 422 for forming a bonding wire or for flip chip bonding. The length of the direct modulation DFB laser 400A is 300 μm.

なお、図４に示した例では、高周波配線４０１のグランドＧに接続されるｐ電極（ｐ-InP基板４２０の下部）とシグナルＳに接続される電極４２２は、それぞれ、ＤＭＬの異なる面にある場合を示している。 In the example shown in FIG. 4, the p-electrode (below the p-InP substrate 420) connected to the ground G of the high-frequency wiring 401 and the electrode 422 connected to the signal S are on different planes of the DML. Shows the case.

一方、図５に示すように、グランドＧとシグナルＳとに接続される各電極が同一の面に設けられるＤＭＬも知られている。 On the other hand, as shown in FIG. 5, DML is also known in which each electrode connected to the ground G and the signal S is provided on the same surface.

図５（ａ）および（ｂ）は、フリップチップボンディングによる高周波配線とＤＭＬとの接続態様であって、グランドＧおよびシグナルＳに接続される各電極２３１，２４０が同一の面に設けられる場合について示している。図５（ａ）では、ｐ−ＩｎＰ基板２１３の上に、ｐ−コンタクト層２３８、ｐ−ＩｎＰ２３７、活性層２３５、ｎ−ＩｎＰ２３４およびｎコンタクト層２３３を有し、高抵抗埋込層２３６により、メサが埋め込まれている。シグナルＳに接続されるｎ電極２３１、およびグランドＧに接続されるｐ電極２４０は、絶縁膜（例えばＳｉＯ₂）２３２の上に形成される。すなわち、ｐ電極２４０とｎ電極２３１はともに、同一の面に設けられる。 FIGS. 5A and 5B are connection modes of high-frequency wiring and DML by flip-chip bonding, in which the electrodes 231 and 240 connected to the ground G and the signal S are provided on the same surface. Show. In FIG. 5A, a p-contact layer 238, a p-InP 237, an active layer 235, an n-InP 234, and an n contact layer 233 are provided on a p-InP substrate 213. Mesa is embedded. The n-electrode 231 connected to the signal S and the p-electrode 240 connected to the ground G are formed on the insulating film (for example, SiO ₂ ) 232. That is, both the p electrode 240 and the n electrode 231 are provided on the same surface.

なお、各電極２３１，２４０上には、Ａｕバンプ２１５が形成され、ＤＭＬは、Ａｕバンプ２１５、金錫ハンダ（バンプ）２１８および電極パッド２１７を介して、高周波配線板２０１と接続される。 An Au bump 215 is formed on each electrode 231, 240, and the DML is connected to the high-frequency wiring board 201 via the Au bump 215, gold-tin solder (bump) 218, and electrode pad 217.

最近では、毎秒１００ギガビットや毎秒４００ギガビットといった超高速化の送信器の需要が高まりつつある。 Recently, there is an increasing demand for ultra-high speed transmitters such as 100 gigabits per second and 400 gigabits per second.

図６は、従来の多チャネル光送信器５００の構成であって、（ａ）は多チャネル光送信器５００の全体構成、（ｂ）は１チャンネルの構成、（ｃ）は４チャネルの出力の概要、を示す。なお、多チャネル光送信器５００は、非特許文献３に開示されている。 FIG. 6 shows the configuration of a conventional multi-channel optical transmitter 500, where (a) shows the overall configuration of the multi-channel optical transmitter 500, (b) shows the configuration of one channel, and (c) shows the output of four channels. An overview is shown. The multi-channel optical transmitter 500 is disclosed in Non-Patent Document 3.

多チャネル光送信器５００は、２５Ｇｂ／ｓで動作するＤＭＬが４つ設けられており、１００Ｇｂ／ｓで動作するようになっている。 The multi-channel optical transmitter 500 is provided with four DMLs that operate at 25 Gb / s, and operates at 100 Gb / s.

図６（ｂ）は図４（ｃ）に対応している。 FIG. 6B corresponds to FIG.

４つのＤＭＬからの出力光の波長はそれぞれ異なり、それをＭＭＩ（Ｍｕｌｔｉ−ＭｏｄｅＩｎｔｅｆｅｒｅｎｃｅ）型の光カプラで合波する。合波するための光カプラとして、波長カプラや偏波カプラを使うこともある。 The wavelengths of the output lights from the four DMLs are different from each other, and are multiplexed by an MMI (Multi-Mode Interference) type optical coupler. A wavelength coupler or a polarization coupler may be used as an optical coupler for multiplexing.

図７は、４チャネルのＤＭＬと高周波配線との接続形態を示す図であって、（ａ）は従来のワイヤによる接続形態、（ｂ）は（ａ）の等価回路、（ｃ）は金バンプによる接続形態、（ｄ）は（ｃ）の等価回路、（ｅ）は２つの接続形態の各高周波特性、を示す。なお、図７（ｅ）において、ｔ１は図７（ｃ）に示した接続形態の高周波特性を、ｔ２は図７（ａ）に示した接続形態の高周波特性を、それぞれ示す。 7A and 7B are diagrams showing a connection form between a 4-channel DML and a high-frequency wiring, where FIG. 7A is a connection form using a conventional wire, FIG. 7B is an equivalent circuit of FIG. 7A, and FIG. (D) shows the equivalent circuit of (c), and (e) shows the high-frequency characteristics of the two connection forms. In FIG. 7 (e), t1 indicates the high frequency characteristics of the connection configuration shown in FIG. 7 (c), and t2 indicates the high frequency characteristics of the connection configuration shown in FIG. 7 (a).

図７に示した４チャネルのＤＭＬと高周波配線とをワイヤで接続するには、例えば図７（ａ）のような構造になる。すなわち、図７（ａ）において、ＤＭＬと配線板６０４とは、ボンディングワイヤ６０１によって接続される。 To connect the 4-channel DML shown in FIG. 7 and the high-frequency wiring with wires, for example, a structure as shown in FIG. That is, in FIG. 7A, the DML and the wiring board 604 are connected by the bonding wire 601.

図７（ａ）において、多チャネル光送信器６００は、信号線６０２、ＤＭＬアレイ６０３、サブキャリア６０５、スペーサ６０６を備える。 7A, the multi-channel optical transmitter 600 includes a signal line 602, a DML array 603, a subcarrier 605, and a spacer 606.

この図７（ａ）の多チャネル光送信器６００の等価回路は、図７（ｂ）に示すような回路になる。配線板６０４は、コイル（ボンディングワイヤに対応）６０４８を介してＤＭＬと接続され、さらにコイル（ボンディングワイヤに対応）６０４９を介して終端６０５０と接続される。例えばＤＭＬの抵抗が４オームのときには、４６オームの終端抵抗をＤＭＬに接続することによって、抵抗の総和は５０オームとなる
なお、図７（ｂ）のＤＭＬ４０４６において、Ｒｎクラッド６０４１、Ｃパッド６０４２、Ｃアクティブ６０４３、Ｒアクティブ６０４４、Ｒｐクラッド６０４５およびアクティブレイヤ（活性層）６０４７が示されている。 The equivalent circuit of the multi-channel optical transmitter 600 in FIG. 7A is a circuit as shown in FIG. The wiring board 604 is connected to the DML via a coil (corresponding to a bonding wire) 6048, and further connected to a termination 6050 via a coil (corresponding to a bonding wire) 6049. For example, when the resistance of the DML is 4 ohms, the total resistance becomes 50 ohms by connecting a termination resistor of 46 ohms to the DML. In the DML 4046 of FIG. 7B, the Rn cladding 6041, the C pad 6042, C active 6043, R active 6044, Rp cladding 6045 and active layer (active layer) 6047 are shown.

上述したＲクラッド６０４１は図４（ｂ）に示したクラッド層４１９の抵抗に、Ｃパッド６０４２は図４（ｂ）に示したパッド４２２の容量に、Ｃアクティブ６０４３は図４（ｂ）に示した活性層４１６の容量に、それぞれ対応する。また、Ｒアクティブ６０４４は図４（ｂ）に示した活性層４１６の抵抗に、Ｒｐクラッド６０４５は図４（ｂ）に示した基板４２０の抵抗に、それぞれ対応する。 The R clad 6041 described above is the resistance of the clad layer 419 shown in FIG. 4B, the C pad 6042 is the capacitance of the pad 422 shown in FIG. 4B, and the C active 6043 is shown in FIG. 4B. This corresponds to the capacitance of each active layer 416. The R active 6044 corresponds to the resistance of the active layer 416 shown in FIG. 4B, and the Rp clad 6045 corresponds to the resistance of the substrate 420 shown in FIG. 4B.

なお、ＤＭＬの動作帯域をあげるために、上述したボンディングワイヤを使用せずに、図５に示したフリップチップボンディングによって、ＤＭＬの電極６０７と配線板６０４とを金バンプ（図５に示した例では、Ａｕバンプ２１５）で直接接続する方法がある。図７（ｃ）は図５と同様のフリップチップボンディングの接続態様であり、図７（ｄ）はその接続態様の等価回路である。 In order to increase the operating band of the DML, the DML electrode 607 and the wiring board 604 are made of gold bumps (example shown in FIG. 5) by flip chip bonding shown in FIG. 5 without using the above-described bonding wires. Then, there is a method of direct connection with Au bumps 215). FIG. 7C is a flip chip bonding connection mode similar to FIG. 5, and FIG. 7D is an equivalent circuit of the connection mode.

図７（ｃ）において、ＤＭＬと配線板６１４とは、金バンプ６１３によって接続される。 In FIG. 7C, the DML and the wiring board 614 are connected by a gold bump 613.

図７（ｃ）において、多チャネル光送信器６００Ａは、上層信号線６１０、下層信号線６１１、ＲＦビア６１２、高周波回路板６１４、サブキャリア６１５を備える。 In FIG. 7C, the multi-channel optical transmitter 600A includes an upper layer signal line 610, a lower layer signal line 611, an RF via 612, a high frequency circuit board 614, and a subcarrier 615.

図７（ｄ）において、配線板６１４は、ＤＭＬ６０４６Ａを経由して終端６０５０Ａに接続される。 In FIG. 7D, the wiring board 614 is connected to the termination 6050A via the DML 6046A.

なお、図７（ｄ）において、アクティブレイヤ（活性層）６０４７Ａが示されている。 In FIG. 7D, an active layer (active layer) 6047A is shown.

上述したフリップチップボンディングは、実装基板上にチップを実装する方法の１つであり、チップ表面と基板とを電気的に接続する際、ワイヤボンディングのようにワイヤによって接続するのではなく、アレイ状に並んだ金バンプによって接続する。これによりワイヤボンディングに比べてチップと信号線間の距離を短くできるため、配線が短くなる。このため、図７（ｅ）に示すように、フリップチップボンディングの場合の高周波特性ｔ１は、ワイヤボンディングの場合の高周波特性ｔ２よりも良くなることが考えられる。 The flip chip bonding described above is one of the methods for mounting a chip on a mounting substrate. When the chip surface and the substrate are electrically connected, they are not connected by wires as in wire bonding, but in an array form. Connect with gold bumps lined up. As a result, the distance between the chip and the signal line can be shortened as compared with the wire bonding, so that the wiring is shortened. For this reason, as shown in FIG. 7E, the high-frequency characteristic t1 in the case of flip chip bonding is considered to be better than the high-frequency characteristic t2 in the case of wire bonding.

これは、フリップチップボンディングの場合は、周波数が増加するにつれ高周波特性が徐々に劣化していくのに対し、ワイヤボンディングの場合は、ワイヤボンディングで周波数がピーキングを持ち、さらに高周波側では急速に高周波特性が劣化する傾向にあるからである。 In flip-chip bonding, the high-frequency characteristics gradually deteriorate as the frequency increases, whereas in wire bonding, the frequency is peaked in wire bonding, and the frequency is rapidly increased on the high-frequency side. This is because the characteristics tend to deteriorate.

寄生インダクタンスを減らすことで、高周波特性を改善することを重要視している。 Emphasis is placed on improving high-frequency characteristics by reducing parasitic inductance.

上述した配線板は、例えば図８（ａ）のようなマイクロストリップラインで形成される。図８（ａ）の誘電体基板において、長さがＷの上面導体７０１ａは伝送線路になり、下面導体７０１ｂはＧＮＤになる。導体７０１ａ，７０１ｂ間には、誘電体７０２が形成される。 The above-described wiring board is formed by a microstrip line as shown in FIG. In the dielectric substrate of FIG. 8A, the upper surface conductor 701a having a length W is a transmission line, and the lower surface conductor 701b is GND. A dielectric 702 is formed between the conductors 701a and 701b.

伝送線路の特性インピーダンスは、図８（ｂ）に示すように、基板の比誘電率、厚さ、導体の厚さおよび幅などによって決まる。比誘電率の高い基板を使用すれば、回路を小型化することができる。一般に、次のような基板材料が使われることが知られている。ガラスエポキシ基板（比誘電率 ε_r＝４．８）、テフロン基板（比誘電率 ε_r＝２．６）、セラミック基板（比誘電率 ε_r＝１０．０）。 As shown in FIG. 8B, the characteristic impedance of the transmission line is determined by the relative permittivity, thickness, conductor thickness and width of the substrate. If a substrate having a high relative dielectric constant is used, the circuit can be reduced in size. In general, it is known that the following substrate materials are used. Glass epoxy substrate (relative permittivity ε _r = 4.8), Teflon substrate (relative permittivity ε _r = 2.6), ceramic substrate (relative permittivity ε _r = 10.0).

配線板は、例えば図８（ｃ）のようなコプレーナ・ラインで形成される。図８（ｃ）では、厚さ＝ｈ、比誘電率＝εr の誘電体基板の片面を導体面とし、その導体面に幅＝Ｓの２本のスロットが間隔Ｗで設けられている。誘電体基板は通常、両側の導体面がＧＮＤ、中央の導体がシグナルという、いわゆるＧＳＧ構造となる。図８（ｄ）は、ｗ／ｈ＝１．０の配線板におけるｓ／ｈの値に応じた特性インピーダンスを示している。 The wiring board is formed of a coplanar line as shown in FIG. In FIG. 8C, one surface of a dielectric substrate having a thickness = h and a relative dielectric constant = εr is defined as a conductor surface, and two slots having a width = S are provided at intervals W on the conductor surface. The dielectric substrate usually has a so-called GSG structure in which the conductor surfaces on both sides are GND and the center conductor is a signal. FIG. 8D shows the characteristic impedance corresponding to the value of s / h in the wiring board with w / h = 1.0.

図９は、フリップチップボンディングを用いた従来のＤＭＬの終端回路パターン８００の概略を示している。 FIG. 9 schematically shows a conventional DML termination circuit pattern 800 using flip-chip bonding.

図９（ａ）に示す回路パターン８００において、ＤＭＬ８０４に信号を送るための高周波線路Ｓ（８０１）も、終端抵抗８０３の直前の高周波線路８０１も同じ５０オーム設計である。図９（ａ）は、ＤＭＬの信号用電極も、ＧＮＤ電極も同一面にある場合の例を示しており、ＤＭＬの信号用電極は配線板の高周波線路Ｓに、ＤＭＬのＧＮＤ電極は配線板のグランド線路Ｇに、それぞれフリップチップボンディングされる。 In the circuit pattern 800 shown in FIG. 9A, the high frequency line S (801) for sending a signal to the DML 804 and the high frequency line 801 immediately before the termination resistor 803 have the same 50 ohm design. FIG. 9A shows an example in which both the DML signal electrode and the GND electrode are on the same surface. The DML signal electrode is on the high-frequency line S of the wiring board, and the DML GND electrode is on the wiring board. Each of the ground lines G is flip-chip bonded.

５０オームの終端抵抗８０３は、チップ抵抗を配線板に半田づけしてもいいし、配線板に作りこんでもいい。配線板に作りこむ場合、終端抵抗８０３も５０オームになるように設定する。終端抵抗８０３は、寄生容量を少なくするため、なるべく短くなるようにする。終端抵抗８０３とその右側のグランド線路Ｇとの間には隙間を設けずに両者を直結して、寄生成分が含まないようにする。 The 50 ohm termination resistor 803 may be soldered to the wiring board or built into the wiring board. When the wiring board is built, the terminating resistor 803 is also set to 50 ohms. The termination resistor 803 is made as short as possible in order to reduce parasitic capacitance. The terminal resistor 803 and the ground line G on the right side thereof are directly connected without providing a gap so as not to include a parasitic component.

なお、ＤＭＬのＧＮＤ電極が信号用電極の反対側（裏面）にある場合には、図９（ｂ）のように、信号用電極と配線板の高周波線路８０１とだけがフリップチップボンディングされる。この場合、裏面の電極およびグランドは、ボンディングワイヤ、または、ビアなどの方法で接続される。 When the DML GND electrode is on the opposite side (rear surface) of the signal electrode, only the signal electrode and the high-frequency line 801 of the wiring board are flip-chip bonded as shown in FIG. 9B. In this case, the electrode on the back surface and the ground are connected by a method such as a bonding wire or a via.

図１０および図１１は、ＤＭＬのＧＮＤ電極が信号用電極の反対側（裏面）にある場合のＤＭＬのＧＮＤ電極とグランドとのビア接続形態を示している。図１０および図１１に示した接続形態は、図９（ｂ）の回路パターン８００に対応している。 FIG. 10 and FIG. 11 show via connection forms between the DML GND electrode and the ground when the DML GND electrode is on the opposite side (rear surface) of the signal electrode. The connection forms shown in FIGS. 10 and 11 correspond to the circuit pattern 800 of FIG. 9B.

図１０において、Ａｕバンプ８１３によって、高周波配線板８３０とサブキャリア８２０上のＤＭＬ８０４とが接続される。また、Ａｕバンプ８１５によって、高周波配線板８３０と配線引き回し用の高周波配線板８３１とが接続される。図１０の接続例では、電流パスＩは、フリップチップボンディング８１３→ＤＭＬ８０４の底面→サブキャリア８２０→高周波配線板８３１という経路になる。 In FIG. 10, the high frequency wiring board 830 and the DML 804 on the subcarrier 820 are connected by the Au bump 813. Further, the Au bump 815 connects the high-frequency wiring board 830 and the high-frequency wiring board 831 for routing the wiring. In the connection example of FIG. 10, the current path I is a path of flip chip bonding 813 → bottom surface of DML 804 → subcarrier 820 → high frequency wiring board 831.

図１１に示すように、ＤＭＬ８０４のシグナルＳにフリップチップボンディング８１３が施され、サブキャリア８２０上には、例えば半田によってＤＭＬ８０４が搭載される。一般に、ＤＭＬ８０４の厚みは１５０μｍ程度であり、高周波配線板８３１よりも薄くなるので、サブキャリア８２０には図１１に示すような段差が設けられる。 As shown in FIG. 11, flip chip bonding 813 is applied to the signal S of the DML 804, and the DML 804 is mounted on the subcarrier 820 by, for example, solder. In general, the thickness of the DML 804 is about 150 μm, and is thinner than the high-frequency wiring board 831. Therefore, the subcarrier 820 is provided with a step as shown in FIG.

なお、図１１において、２つのＡｕ電極８１６ａ，８１６ｂは接続されている。 In FIG. 11, two Au electrodes 816a and 816b are connected.

Ａｕ電極８１６ｂと高周波配線板８３０のグランドＧとはビア８３３によって接続され、２つの高周波配線板８３０，８３１はフリップチップボンディング８１５によって接続される。 The Au electrode 816b and the ground G of the high-frequency wiring board 830 are connected by a via 833, and the two high-frequency wiring boards 830 and 831 are connected by flip chip bonding 815.

Dongchurl Kim et.al., “Design and Fabrication of a Transmitter Optical Subassembly in 10-Gb/s Small-Form-Factor Pluggable Transceiver”, IEEE JORNAL OF SELECTED TOPICS IN QUANTUM ELECTRONICS. VOL. 12,No.4, JULY/AUGUST 2006, pp776-782Dongchurl Kim et.al., “Design and Fabrication of a Transmitter Optical Subassembly in 10-Gb / s Small-Form-Factor Pluggable Transceiver”, IEEE JORNAL OF SELECTED TOPICS IN QUANTUM ELECTRONICS. VOL. 12, No. 4, JULY / AUGUST 2006, pp776-782 Chengzhi Xu, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 24, NO. 22, 2012Chengzhi Xu, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 24, NO. 22, 2012 Shigeru Kanazawa, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 32, NO. 1, 2014Shigeru Kanazawa, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 32, NO. 1, 2014

図９に示す構造のように、伝送線路８０１と終端抵抗８０３とをそれぞれ５０オームに設定することでインピーダンス整合をとる高周波伝送線路は従来から存在するものの、直接変調ＤＦＢレーザを含むインピーダンス整合が考慮されておらず、周波数特性を向上させる高周波伝送線路が望まれていた。 As in the structure shown in FIG. 9, although there is a conventional high-frequency transmission line that achieves impedance matching by setting the transmission line 801 and the termination resistor 803 to 50 ohms, impedance matching including a direct modulation DFB laser is considered. However, a high-frequency transmission line that improves frequency characteristics has been desired.

上記の課題を解決するための光回路は、変調信号に応じて駆動される直接変調ＤＦＢレーザと、前記直接変調ＤＦＢレーザと接続される終端抵抗を含むインピーダンス線路部と、前記直接変調ＤＦＢレーザに流れる電流に応じて、前記終端抵抗を含む前記インピーダンス線路部の特性インピーダンスを変化させる制御部とを含む光回路において、
前記終端抵抗を含む前記インピーダンス線路部は、前記終端抵抗と接続され、所定の特性インピーダンスを有する導体線路と、前記導体線路および前記終端抵抗に対して、所定の距離を隔てて対向配置されるとともに、前記導体線路と接続されるグランド線路とを備え、前記直接変調ＤＦＢレーザは、信号入力用電極とグランド用電極とを有し、前記信号入力用電極が前記導体線路に接続されることを特徴とする。 An optical circuit for solving the above problems includes a direct modulation DFB laser driven according to a modulation signal, an impedance line unit including a termination resistor connected to the direct modulation DFB laser, and the direct modulation DFB laser. In an optical circuit including a control unit that changes a characteristic impedance of the impedance line unit including the termination resistor according to a flowing current ,
The impedance line portion including the termination resistor is connected to the termination resistor, and is disposed opposite to the conductor line having a predetermined characteristic impedance with a predetermined distance from the conductor line and the termination resistor. The direct modulation DFB laser has a signal input electrode and a ground electrode, and the signal input electrode is connected to the conductor line. And

ここで、前記制御部は、前記駆動電流に対応付けられた制御電圧を、前記高周波伝送線路に印加するようにしてもよい。 Here, the control unit may apply a control voltage associated with the drive current to the high-frequency transmission line.

前記導体線路は、前記終端抵抗の一端と接続され、前記所定の特性インピーダンスを有する第１導体線路と、前記終端抵抗の他端と接続される第２導体線路とを有し、
前記第１導体線路は、前記終端抵抗側に向かって、線路幅が狭くなるように形成され、前記グランド線路は、前記終端抵抗側に向かって、線路幅が広くなるように形成されるようにしてもよい。 The conductor line includes a first conductor line connected to one end of the termination resistor and having the predetermined characteristic impedance; and a second conductor line connected to the other end of the termination resistor;
The first conductor line is formed so that the line width becomes narrower toward the termination resistance side, and the ground line is formed so that the line width becomes wider toward the termination resistance side. May be.

前記グランド用電極は、前記グランド線路に接続されるようにしてもよい。 The ground electrode may be connected to the ground line.

前記信号入力用電極と前記第１導体線路との接続がフリップチップ接続であるようにしてもよい。 The connection between the signal input electrode and the first conductor line may be a flip-chip connection.

本発明によれば、高周波特性が向上する。 According to the present invention, high frequency characteristics are improved.

典型的な箱型ＴＯＳＡモジュールの外観を示す図である。It is a figure which shows the external appearance of a typical box-type TOSA module. 図１で示した筺体のモジュール内部の実装構成を示す図である。It is a figure which shows the mounting structure inside the module of the housing shown in FIG. ＴＯＳＡモジュールと駆動用ドライバＩＣとの接続態様を示す図である。It is a figure which shows the connection aspect of a TOSA module and a driver IC for driving. 直接変調DFBレーザの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of a direct modulation DFB laser. フリップチップボンディングによる高周波配線とＤＭＬとの接続態様を示す図である。It is a figure which shows the connection aspect of the high frequency wiring and DML by flip chip bonding. 従来の多チャネル光送信器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the conventional multichannel optical transmitter. 従来の多チャネル光送信器において、ＤＭＬの電極と配線板との接続態様、等価回路および高周波特性を示す図である。In the conventional multi-channel optical transmitter, it is a figure which shows the connection aspect of the electrode of DML, and a wiring board, an equivalent circuit, and high frequency characteristics. 従来の高周波誘電板において、その構成、誘電率に応じた特性インピーダンスを示す図である。It is a figure which shows the characteristic impedance according to the structure and dielectric constant in the conventional high frequency dielectric plate. フリップチップボンディングを用いた従来のＤＭＬの終端回路パターンの概略を示す図である。It is a figure which shows the outline of the termination | terminus circuit pattern of the conventional DML using flip chip bonding. ＤＭＬのＧＮＤ電極が信号用電極の裏面にある場合のＤＭＬのＧＮＤ電極とグランドとの接続形態を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the connection form of the GND electrode of DML, and a ground in case the GND electrode of DML exists in the back surface of the electrode for signals. 図１０の接続形態を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the connection form of FIG. 本発明の実施形態の高周波伝送線路の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the high frequency transmission line of embodiment of this invention. 高周波伝送線路の一例を示す斜視図である。It is a perspective view which shows an example of a high frequency transmission line. 高周波伝送線路と接続されるＤＭＬレーザチップの一例を示す斜視図である。It is a perspective view which shows an example of the DML laser chip connected with a high frequency transmission line. 直接変調ＤＦＢレーザチップと高周波配線板との組み合わせ例を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the example of a combination of a direct modulation | alteration DFB laser chip and a high frequency wiring board. 図１５の等価回路と直接変調ＤＦＢレーザチップに流れる光電流をモニタするコントローラとの一例を示す図である。FIG. 16 is a diagram illustrating an example of the equivalent circuit of FIG. 15 and a controller that monitors the photocurrent flowing through the directly modulated DFB laser chip. ＭＥＭＳによって高周波伝送線路の特性インピーダンスを可変する処理の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the process which varies the characteristic impedance of a high frequency transmission line by MEMS.

以下、本発明の高周波伝送線路１Ｂの実施形態について説明する。この高周波伝送線路１Ｂは、直接変調ＤＦＢレーザのＤＦＢ部に信号を伝送するように構成される。 Hereinafter, embodiments of the high-frequency transmission line 1B of the present invention will be described. The high-frequency transmission line 1B is configured to transmit a signal to the DFB portion of the direct modulation DFB laser.

［高周波伝送線路の構成］
まず、高周波伝送線路１Ｂの構成について、図１２および図１３を参照して説明する。図１２は、本実施形態の高周波伝送線路１Ｂの構成例について、従来の高周波伝送線路と関連付けて示す図であって、（ａ）は高周波伝送線路１Ｂの回路パターン１Ｂ、（ｂ）は従来の回路パターン８００Ｂ、を示す。図１３は、高周波伝送路１Ｂの斜視図である。 [Configuration of high-frequency transmission line]
First, the configuration of the high-frequency transmission line 1B will be described with reference to FIG. 12 and FIG. FIG. 12 is a diagram showing a configuration example of the high-frequency transmission line 1B of the present embodiment in association with a conventional high-frequency transmission line, where (a) is a circuit pattern 1B of the high-frequency transmission line 1B, and (b) is a conventional one. A circuit pattern 800B is shown. FIG. 13 is a perspective view of the high-frequency transmission line 1B.

図１２（ａ）に示すように、高周波伝送線路１Ｂは、第１導体線路１１ａと、この第１導体線路１１ａの終端抵抗１４と、終端抵抗１４と接続される第２導体線路１５ａと、第１導体線路１１ａ、終端抵抗１４および第２導体線路１５ａに対して、所定の距離を隔てて対向配置されるグランド線路１２ａ，１２ｂとを備える。 As shown in FIG. 12A, the high-frequency transmission line 1B includes a first conductor line 11a, a termination resistor 14 of the first conductor line 11a, a second conductor line 15a connected to the termination resistor 14, There are provided ground lines 12a and 12b arranged to face each other with a predetermined distance from the one conductor line 11a, the terminating resistor 14 and the second conductor line 15a.

導体線路１１ａ，１５ａは、例えば高周波配線板である。第１導体線路１１ａの特性インピーダンスは、例えば５０Ωに設定され、第２導体線路１５ａは、例えば５０Ωよりも低い値に設定される。 The conductor lines 11a and 15a are, for example, high-frequency wiring boards. The characteristic impedance of the first conductor line 11a is set to 50Ω, for example, and the second conductor line 15a is set to a value lower than 50Ω, for example.

なお、第２導体線路１５ａは、対応するグランド線路１２ａ，１２ｂとの組み合わせによって、図１３に示す第２の低インピーダンス線路部４２３Ａを構成する。この第２の低インピーダンス線路部４２３Ａは、スタブとして機能し、これにより、周波数のピーキング量が調整されるようになっている。 Note that the second conductor line 15a constitutes a second low-impedance line portion 423A shown in FIG. 13 in combination with the corresponding ground lines 12a and 12b. The second low-impedance line portion 423A functions as a stub so that the amount of frequency peaking is adjusted.

ＤＦＢ部１７は、第２導体線路１５ａとグランド線路１２ｂとの間に接続される。この実施形態では、ＤＦＢ部１７の信号用電極およびグランド用電極はともにＤＦＢ部１７の同一面に構成されるようになっているので、ＤＦＢ部１７の信号用電極は導体線路１１ａに、ＤＦＢ部１７のグランド電極はグランド線路１２ｂに、それぞれフリップチップボンディングされる。フリップチップボンディングの接続形態は例えば図５で示したものと同じである。 The DFB portion 17 is connected between the second conductor line 15a and the ground line 12b. In this embodiment, since the signal electrode and the ground electrode of the DFB portion 17 are both configured on the same surface of the DFB portion 17, the signal electrode of the DFB portion 17 is connected to the conductor line 11a and the DFB portion. The 17 ground electrodes are each flip-chip bonded to the ground line 12b. The connection form of the flip chip bonding is the same as that shown in FIG.

図１２（ａ）において、第１導体線路１１ａは、終端抵抗１４側の端面において、内側に曲がる折り曲げ形状１６ｃ，１６ｄを有する。図１２（ａ）の例では、折り曲げ形状１６ｃ，１６ｄは、例えば、線路幅が狭くなるテーパ形状となっている。 In FIG. 12A, the first conductor line 11a has bent shapes 16c and 16d that bend inward at the end face on the terminal resistor 14 side. In the example of FIG. 12A, the bent shapes 16c and 16d are, for example, tapered shapes in which the line width is narrowed.

グランド線路１２ａ，１２ｂは、上述した各折り曲げ形状１６ｃ，１６ｄに対応する位置において、第１導体線路１１ａ側に曲がる折り曲げ形状１６ｂ，１６ａを有する。図１２（ａ）の例では、折り曲げ形状１６ａ，１６ｂは、例えば、ＧＮＤ幅が広くなるテーパ形状となっている。 The ground lines 12a and 12b have bent shapes 16b and 16a that bend toward the first conductor line 11a at positions corresponding to the bent shapes 16c and 16d described above. In the example of FIG. 12A, the bent shapes 16a and 16b are, for example, tapered shapes with a wide GND width.

これにより、折り曲げ形状１６ａ〜１６ｄの部分の特性インピーダンスは、終端抵抗１４側に向かって、５０Ωよりも小さくなるように変化する。この部分は、図１３に示すインピーダンス遷移部４２１Ａを構成する。 Thereby, the characteristic impedance of the bent shape portions 16a to 16d changes toward the termination resistor 14 so as to be smaller than 50Ω. This part constitutes the impedance transition unit 421A shown in FIG.

また、テーパにより線路幅が変化した各線路１１ａ，１２ａ，１２ｂおよび終端抵抗１４によって、図１３に示す第１の低インピーダンス線路部４２２Ａを構成する。図１３に示す第２の低インピーダンス線路部４２３Ａは、終端抵抗１４に隣接する線路１５ａおよびそれに対応するグランド線路１２ａ，１２ｂによって構成される。 Further, the first low impedance line portion 422A shown in FIG. 13 is configured by the lines 11a, 12a, 12b and the termination resistor 14 whose line widths are changed by the taper. The second low-impedance line portion 423A shown in FIG. 13 includes a line 15a adjacent to the termination resistor 14 and ground lines 12a and 12b corresponding thereto.

一方、図１２（ｂ）に示すように、従来の回路パターン８００Ｂは、ＤＦＢ部８０５に信号を送るための高周波線路８０１ｂと、２つのグランド線路８０１ａ，８０１ｂとを備える。この場合、終端抵抗８０３ａも、ＤＦＢ部と接続する高周波線路８０１ｂも同じ５０オーム設計である。 On the other hand, as shown in FIG. 12B, the conventional circuit pattern 800B includes a high-frequency line 801b for sending a signal to the DFB unit 805 and two ground lines 801a and 801b. In this case, both the terminating resistor 803a and the high-frequency line 801b connected to the DFB portion have the same 50 ohm design.

次に、この高周波伝送線路１Ｂと組み合わせられるDFBレーザについて、図１４を参照して説明する。図１４は、DFBレーザ２０の一例を示す斜視図である。 Next, a DFB laser combined with the high-frequency transmission line 1B will be described with reference to FIG. FIG. 14 is a perspective view showing an example of the DFB laser 20.

図１４に示すように、DFBレーザ２０は、ＤＦＢレーザ電極２１と、金バンプ２２と、レーザチップ２４と、サブキャリア２５とを備える。 As shown in FIG. 14, the DFB laser 20 includes a DFB laser electrode 21, a gold bump 22, a laser chip 24, and a subcarrier 25.

図１５は、高周波伝送線路１ＢとDFBレーザ２０とが組み合わせられた光回路の一例を示す斜視図である。 FIG. 15 is a perspective view showing an example of an optical circuit in which the high-frequency transmission line 1B and the DFB laser 20 are combined.

この例では、高周波伝送線路１Ｂは、金バンプ２２を介して、図１４に示したDFBレーザ２０と接続されるようになっている。 In this example, the high-frequency transmission line 1B is connected to the DFB laser 20 shown in FIG.

なお図１５では、ＤＦＢレーザ２０と高周波伝送路１Ｂが直角に交わるような形態になっているが、ＤＦＢレーザ２０と高周波伝送路１Ｂが同一方向から重なり合うに配置しても構わない。特にＤＦＢレーザ２０が単体でなく、アレイ構造の場合には、ＤＦＢレーザ２０と高周波伝送路１Ｂとを同一方向に配置するのが好ましい。 In FIG. 15, the DFB laser 20 and the high-frequency transmission line 1B intersect at right angles, but the DFB laser 20 and the high-frequency transmission line 1B may be arranged so as to overlap in the same direction. In particular, when the DFB laser 20 is not a single unit but has an array structure, it is preferable to arrange the DFB laser 20 and the high-frequency transmission line 1B in the same direction.

なお、図１５に示す回路要素４１Ａ，４２１Ａ，４２２Ａ，４２３Ａはそれぞれ、図１３に示した５０Ω線路４１ａ，インピーダンス遷移部４２１Ａ，第１の低インピーダンス線路部４２２Ａと、第２の低インピーダンス線路部４２３Ａに対応する。 The circuit elements 41A, 421A, 422A, and 423A shown in FIG. 15 are respectively the 50Ω line 41a, the impedance transition part 421A, the first low impedance line part 422A, and the second low impedance line part 423A shown in FIG. Corresponding to

図１６は、上述した高周波伝送線路１Ｂの等価回路とコントローラ５０とを含む光回路の一例を示している。 FIG. 16 shows an example of an optical circuit including the above-described equivalent circuit of the high-frequency transmission line 1B and the controller 50.

この高周波伝送線路１Ｂの等価回路は、５０Ω線路４１Ａと、インピーダンス調整部４２Ａとを備える。インピーダンス調整部４２Ａは、５０Ω線路４１Ａと直列接続され、インピーダンスが５０Ωよりも低くなっていくインピーダンス遷移部４２１Ａと、インピーダンスが相対的に低い第１の低インピーダンス線路（終端抵抗を含む）４２２Ａと、インピーダンスが５０Ωよりも相対的に低い第２の低インピーダンス線路４２３Ａとを有する。ＤＦＢ部４２４Ａの一端は、第２の低インピーダンス線路４２３Ａに接続され、ＤＦＢ部４２４Ａの他端は接地される。この第２の低インピーダンス線路部４２３Ａは、スタブとして機能し、これにより、周波数のピーキング量が調整され、高周波帯の周波数特性が向上するようになっている。 The equivalent circuit of the high-frequency transmission line 1B includes a 50Ω line 41A and an impedance adjustment unit 42A. The impedance adjustment unit 42A is connected in series with the 50Ω line 41A, the impedance transition unit 421A in which the impedance becomes lower than 50Ω, the first low impedance line (including the termination resistor) 422A having a relatively low impedance, A second low-impedance line 423A having an impedance relatively lower than 50Ω. One end of the DFB portion 424A is connected to the second low impedance line 423A, and the other end of the DFB portion 424A is grounded. The second low-impedance line portion 423A functions as a stub, whereby the amount of frequency peaking is adjusted, and the frequency characteristics in the high-frequency band are improved.

なお、図１６に示す回路要素４１Ａ，４２１Ａ，４２２Ａ，４２３Ａはそれぞれ、図１３に示した５０Ω線路４１ａ，インピーダンス遷移部４２１Ａ，第１の低インピーダンス線路部４２２Ａと、第２の低インピーダンス線路部４２３Ａに対応する。 The circuit elements 41A, 421A, 422A, and 423A shown in FIG. 16 are respectively the 50Ω line 41a, the impedance transition part 421A, the first low impedance line part 422A, and the second low impedance line part 423A shown in FIG. Corresponding to

［特性インピーダンスの可変処理］
図１６において、電流計５２と接続されるコントローラ（制御部）５０は、変調信号のＯＮまたはＯＦＦに応じて、所定のＯＮ電流またはＯＦＦ電流を出力する。マーク率（変調信号のＯＮ／ＯＦＦ比）が１／２の場合、電流計５２に流れる（平均）電流はＯＮ電流とＯＦＦ電流の中央値となる。ＤＦＢレーザの光出力強度を上げる場合には、ＯＮ電流のみを増やしてもよいし、ＯＮ電流とＯＦＦ電流の双方を増やすようにしてもよい。 [Variable processing of characteristic impedance]
In FIG. 16, a controller (control unit) 50 connected to the ammeter 52 outputs a predetermined ON current or OFF current in response to ON or OFF of the modulation signal. When the mark ratio (modulation signal ON / OFF ratio) is ½, the (average) current flowing through the ammeter 52 is the median value of the ON current and the OFF current. When increasing the optical output intensity of the DFB laser, only the ON current may be increased, or both the ON current and the OFF current may be increased.

一般に、ＤＦＢレーザの抵抗値は、注入される電流によって変化する。すなわち、変調信号のマーク率が変わったり、ＯＮ電流やＯＦＦ電流の値を調整した場合には、ＤＦＢレーザの抵抗値が変化することになる。 In general, the resistance value of the DFB laser varies depending on the injected current. That is, the resistance value of the DFB laser changes when the mark rate of the modulation signal changes or the values of the ON current and OFF current are adjusted.

そこで、DFBレーザ２０に流れる電流に応じて、抵抗を含む第１の低インピーダンス線路部４２２Ａの特性インピーダンスを変化させる。なお、第１の低インピーダンス線路部４２２Ａだけでなく、第１の低インピーダンス線路部４２２Ａと第２の低インピーダンス線路部４２３Ａの両方の特性インピーダンスを変化させても構わない。通常、第１の低インピーダンス線路部４２２Ａや第２の低インピーダンス線路部４２３Ａの特性インピーダンスの変化に追従するように、インピーダンス遷移部４２１の特性インピーダンスも変化する。 Therefore, the characteristic impedance of the first low impedance line portion 422A including the resistance is changed according to the current flowing through the DFB laser 20. In addition to the first low impedance line portion 422A, the characteristic impedances of both the first low impedance line portion 422A and the second low impedance line portion 423A may be changed. Normally, the characteristic impedance of the impedance transition unit 421 also changes so as to follow the change in the characteristic impedance of the first low impedance line unit 422A and the second low impedance line unit 423A.

なお、ＤＦＢレーザ２０に流れる電流は、電流計５２に流れる電流と同じであり、電流計５２でモニタすることができる。また、コントローラは、所定のＯＮ電流またはＯＦＦ電流の値も、変調信号のマーク率の値を有しているので、電流計５２に別段の機構を設けなくともＤＦＢレーザに流れる電流を求めることもできる。 Note that the current flowing through the DFB laser 20 is the same as the current flowing through the ammeter 52 and can be monitored by the ammeter 52. In addition, since the controller also has the value of the mark ratio of the modulation signal as the predetermined ON current or OFF current value, the controller may obtain the current flowing through the DFB laser without providing a separate mechanism in the ammeter 52. it can.

図１６では、コントローラ５０は、ＤＦＢレーザ２０に流れる電流値５０１と、第１の低インピーダンス線路部４２２Ａに対する電圧値（制御信号）５０２とを含むテーブル５１を備えており、このテーブル５１を参照して、電流計５２によって検出された受光電流としての電流値に対応する電圧値を抽出する。そして、コントローラ５０は、この電圧値を、第１の低インピーダンス線路部の導体線路１１ａとグランド線路１２との間に印加する。 In FIG. 16, the controller 50 includes a table 51 that includes a current value 501 flowing through the DFB laser 20 and a voltage value (control signal) 502 for the first low-impedance line portion 422 </ b> A. Thus, a voltage value corresponding to the current value as the received light current detected by the ammeter 52 is extracted. Then, the controller 50 applies this voltage value between the conductor line 11a and the ground line 12 of the first low impedance line portion.

図１２（ａ）を参照すると、例えばＫＴＮ（タンタル酸ニオブ酸カリウム）または液晶を用いた高周波伝送線路１Ｂの特性インピーダンスは、導体線路１１ａの幅、高周波伝送線路１Ｂの誘電率・厚さ、および、線路１１ａと線路１２ａ，１２ｂとの間のギャップにより決まる。したがって、例えば、高周波伝送線路１Ｂへの印加電圧が変わる場合には、高周波伝送線路１Ｂの誘電率が変化することで、終端抵抗１４の特性インピーダンスが可変する。これにより、DFBレーザ２０を含むインピーダンス整合を正確に行いつつ、周波数特性を向上させることができる。 Referring to FIG. 12A, the characteristic impedance of the high-frequency transmission line 1B using, for example, KTN (potassium niobate niobate) or liquid crystal is the width of the conductor line 11a, the dielectric constant / thickness of the high-frequency transmission line 1B, and , Determined by the gap between the line 11a and the lines 12a and 12b. Therefore, for example, when the voltage applied to the high-frequency transmission line 1B changes, the characteristic impedance of the termination resistor 14 varies by changing the dielectric constant of the high-frequency transmission line 1B. As a result, it is possible to improve the frequency characteristics while accurately performing impedance matching including the DFB laser 20.

以上説明したように、本実施形態の高周波伝送線路１Ｂによると、第１導体線路１１ａおよびグラウンド線路１２ａ，１２ｂは、それぞれ、終端抵抗１４側に向かって、線路幅が狭くまたは広くなるように形成される。この場合、終端抵抗１４および第２導体線路１５ａでは、グランド線路１２ａ，１２ｂとの組み合わせによって特性インピーダンスが第１導体線路１１ａの特性インピーダンスよりも低くなる。これにより、周波数特性が向上する。 As described above, according to the high-frequency transmission line 1B of the present embodiment, the first conductor line 11a and the ground lines 12a and 12b are formed so that the line width becomes narrower or wider toward the termination resistor 14, respectively. Is done. In this case, in the termination resistor 14 and the second conductor line 15a, the characteristic impedance becomes lower than the characteristic impedance of the first conductor line 11a by the combination with the ground lines 12a and 12b. Thereby, the frequency characteristic is improved.

また、コントローラ５０によって、DFBレーザ２０に流れる光電流に応じて終端抵抗１４の特性インピーダンスを変化させるので、終端抵抗１４の特性インピーダンスが可変し、これにより、DFBレーザ２０を含むインピーダンス整合を正確に行いつつ、周波数特性を向上させることができる。 Further, since the characteristic impedance of the termination resistor 14 is changed by the controller 50 in accordance with the photocurrent flowing through the DFB laser 20, the characteristic impedance of the termination resistor 14 is varied, thereby accurately matching the impedance including the DFB laser 20. The frequency characteristics can be improved while performing.

以上、実施形態について詳述してきたが、具体的な構成は実施形態に限られるものではなく、変更するようにしてもよい。 Although the embodiment has been described in detail above, the specific configuration is not limited to the embodiment and may be changed.

（変形例１）
図１６では、コントローラ５０がＤＦＢレーザに流れる電流に対応する電圧値を第１の低インピーダンス線路部４２２Ａに印加する場合について説明した。これとは別に、可動機構としてのＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）によって、特性インピーダンスを可変するようにしてもよい。 (Modification 1)
In FIG. 16, the case where the controller 50 applies the voltage value corresponding to the current flowing through the DFB laser to the first low impedance line portion 422A has been described. Apart from this, the characteristic impedance may be varied by MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) as a movable mechanism.

図１７は、ＭＥＭＳ７１によって第１の低インピーダンス線路部４２２Ａのグランド線路１２ａ，１２ｂをシグナル線路１１ａに近づけたり、遠ざけたりすることで、特性インピーダンスを可変する処理を示している。図１７に示す例において、ＭＥＭＳ７１とグランド線路１２ａ，１２ｂとの間のカップリング量を制御して特性インピーダンスを可変させる。この場合、コントローラ５０は、終端抵抗１４の特性インピーダンスを変化させるための指示を、高周波伝送線路１Ｂのシグナル線路とグランド線路との間の距離を可動させるＭＥＭＳ７１に行う。 FIG. 17 shows a process of changing the characteristic impedance by moving the ground lines 12a and 12b of the first low impedance line portion 422A closer to or away from the signal line 11a by the MEMS 71. In the example shown in FIG. 17, the characteristic impedance is varied by controlling the coupling amount between the MEMS 71 and the ground lines 12a and 12b. In this case, the controller 50 gives an instruction to change the characteristic impedance of the termination resistor 14 to the MEMS 71 that moves the distance between the signal line and the ground line of the high-frequency transmission line 1B.

（変形例２）
なお、特性インピーダンスを変える方法は、上述した例に限定されるものではない。例えばインピーダンスを変えることのできるトランジスタ回路や液晶等を設けておき、受光電流に応じて、トランジスタ回路や液晶等によって特性インピーダンスを変えることも可能である。 (Modification 2)
Note that the method of changing the characteristic impedance is not limited to the above-described example. For example, it is possible to provide a transistor circuit, liquid crystal, or the like that can change the impedance, and change the characteristic impedance by the transistor circuit, the liquid crystal, or the like in accordance with the received light current.

（変形例３）
また、本実施形態では、コントローラ５０は、DFBレーザに流れる電流をモニタし、その電流に応じて特性インピーダンスを可変する場合について説明したが、ＭＰＤ（図６（ｂ）を参照）を流れる受光電流をモニタし、その受光電流に応じて特性インピーダンスを可変することもできる。 (Modification 3)
In this embodiment, the controller 50 monitors the current flowing through the DFB laser and changes the characteristic impedance in accordance with the current. However, the received light current flowing through the MPD (see FIG. 6B). And the characteristic impedance can be varied according to the received light current.

（変形例４）
また、以上では、図１２（ａ）を参照して、例えば、ＤＦＢ部１７は、導体線路１１ａとグランド線路１２ｂとの間に接続される場合について説明した。しかしながら、ＤＦＢ部１７の信号用電極とグランド用電極とが異なる面に構成される場合も考えられる。かかる場合、高周波伝送線路では、ＤＦＢ部の信号用電極およびグランド電極がともに、第１導体線路１１ａでフリップチップボンディングされるようにしてもよい。 (Modification 4)
In the above, with reference to FIG. 12A, for example, the case where the DFB portion 17 is connected between the conductor line 11a and the ground line 12b has been described. However, there may be a case where the signal electrode and the ground electrode of the DFB portion 17 are configured on different surfaces. In such a case, in the high-frequency transmission line, both the signal electrode and the ground electrode of the DFB portion may be flip-chip bonded by the first conductor line 11a.

（変形例５）
図１２（ａ）において、上述した折り曲げ形状（テーパ形状）１６ａ〜１６ｄは、特性インピーダンスが例えば５０Ωより低くなるものであればよく、他の様々な代替の形状によっても実施することができる。例えば、かかる形状として、段階的に、または曲面状に連続的に、変化するようにしてもよい。 (Modification 5)
In FIG. 12 (a), the bent shapes (tapered shapes) 16a to 16d described above are only required to have a characteristic impedance lower than 50Ω, for example, and can be implemented by various other alternative shapes. For example, such a shape may be changed stepwise or continuously in a curved shape.

（変形例６）
図１２に示したものにおいて、テーパ形状は、第１導体線路１１ａのみに形成し、グランド線路１２ａ，１２ｂは形成しないようにしてもよい。 (Modification 6)
In the structure shown in FIG. 12, the tapered shape may be formed only on the first conductor line 11a, and the ground lines 12a and 12b may not be formed.

上記実施形態および変形例等は、任意に組み合わせて実施することができる。 The above-described embodiments and modified examples can be implemented in any combination.

１Ｂ高周波伝送線路
１１ａ第１導体線路
１２ａ，１２ｂグランド線路
１４終端抵抗
１５ａ第２導体線路
１６ａ〜１６ｄ折り曲げ形状（テーパ形状）
５０コントローラ
1B High-frequency transmission line 11a First conductor line 12a, 12b Ground line 14 Termination resistor 15a Second conductor line 16a-16d Bending shape (tapered shape)
50 controller

Claims

A direct modulation DFB laser driven in response to a modulation signal;
An impedance line portion including a termination resistor connected to the direct modulation DFB laser;
A control unit that changes a characteristic impedance of the impedance line unit including the termination resistor in accordance with a current flowing through the directly modulated DFB laser .
The impedance line portion including the termination resistor is
A conductor line connected to the termination resistor and having a predetermined characteristic impedance;
A ground line that is disposed opposite to the conductor line and the termination resistor at a predetermined distance, and is connected to the conductor line;
With
The optical circuit according to claim 1, wherein the direct modulation DFB laser has a signal input electrode and a ground electrode, and the signal input electrode is connected to the conductor line .

The optical circuit according to claim 1, wherein the control unit applies a control voltage associated with the current to the impedance line unit including the termination resistor.

The conductor line includes a first conductor line connected to one end of the termination resistor and having the predetermined characteristic impedance; and a second conductor line connected to the other end of the termination resistor;
The first conductor line is formed so that the line width becomes narrower toward the termination resistor side, and the ground line is formed so that the line width becomes wider toward the termination resistor side. The optical circuit according to claim 1 , wherein the optical circuit is characterized in that:

The ground electrode, optical circuit according to any one of claims 1 to 3, characterized in that it is connected to the ground line.

4. The optical circuit according to claim 3, wherein the connection between the signal input electrode and the first conductor line is a flip-chip connection.