JP6207045B2 - 無線誘導電力伝送 - Google Patents

Description

本発明は誘導電力伝送に関し、特に、限定されないが、Ｑｉ規格対応の素子を用いて誘導電力伝送を提供する送電器に関する。

利用されているポータブルデバイス及びモバイルデバイスの数と種類はこの１０年で爆発的に増加した。例えば、携帯電話、タブレット、メディアプレーヤなどの使用は当たり前になっている。こうしたデバイスは一般的に内蔵バッテリによって給電され、典型的な使用シナリオはバッテリの充電若しくは外部電源からのデバイスの直接配線給電を要することが多い。

ほとんどの今日のシステムは外部電源から給電されるために配線及び／又は明示的な電気接点を要する。しかしながら、これは非実用的な傾向があり、ユーザがコネクタを物理的に挿入するか若しくはそうでなければ物理的電気接点を確立することを要する。これはまた、ワイヤの長さを導入することによりユーザにとって不都合な傾向もある。典型的には、電力要求も著しく異なり、現在ほとんどのデバイスはその専用電源を備え、典型的なユーザは各電源が特定デバイス専用である多数の異なる電源を持つことになる。内蔵バッテリの使用は使用中に電源への配線接続の必要性を防止し得るが、これはバッテリが充電（若しくは費用のかかる交換）を必要とすることになるので部分的な解決法を提供するに過ぎない。バッテリの使用はデバイスの重量を、潜在的にコストとサイズを大幅に増す可能性もある。

著しく改善されたユーザ経験を提供するために、電力が送電デバイス内の送電コイルから個々のデバイス内の受電コイルへ誘導伝送される無線電源を使用することが提案されている。

磁気誘導を介した送電は、一次送電コイルと二次受電コイルの間に密結合を持つ変圧器において主に適用される、周知の概念である。一次送電コイルと二次受電コイルを二つのデバイス間に分離することによって、疎結合変圧器の原理に基づいてこれらのデバイス間の無線電力伝送が可能になる。

こうした構成はいかなる配線若しくは物理的電気接続が作られることも要することなくデバイスへの無線電力伝送を可能にする。実際、これはデバイスが充電されるか若しくは外部から給電されるために送電コイルに隣接して、若しくはその上に置かれることを容易く可能にし得る。例えば、送電デバイスは水平面を備えることができ、その上にデバイスが給電されるために容易く置かれることができる。

さらに、こうした無線電力伝送装置は送電デバイスが様々な受電デバイスと使用されることができるように都合よく設計され得る。特に、Ｑｉ規格として知られる無線電力伝送規格が規定されており、現在さらに開発が進んでいる。この規格はＱｉ規格に適合する送電デバイスが同様にＱｉ規格に適合する受電デバイスと使用されることを、これらが同じ製造業者のものであるか若しくは相互に専用品である必要なしに可能にする。Ｑｉ規格はさらに（例えば特定電力ドレインに依存して）動作を特定受電デバイスに適応させるための何らかの機能を含む。

Ｑｉ規格はワイヤレスパワーコンソーシアムによって策定され、詳細は例えばそのウェブサイト：http://www.wirelesspowerconsortium.com/index.htmlで見られ、ここで特に既定の規格文書が見られる。

Ｑｉ無線電力規格は送電器が受電器へ保証電力を供給することができなければならないと記述する。必要な特定電力レベルは受電器の設計によって決まる。保証電力を指定するために、条件の各々に対する保証電力レベルを記述するテスト受電器及び負荷条件のセットが定義される。

例えばＱｉなどの多くの無線電力伝送システムは、受電器から送電器への通信をサポートし、それによって、送電器が特定の受電器に適応することを可能にし得る情報を受電器が提供することを可能にする。

多くのシステムにおいて、かかる通信は電力伝送信号の負荷変調によって実現される。特に、通信は受電器が負荷変調を実行することによって達成され、受電器によって二次受電コイルに印加される負荷は電力信号の変調をもたらすように変更される。得られる電気特性の変化（例えば電流引き込みの変動）は送電器によって検出され、デコード（復調）され得る。

従って、物理層において、受電器から送電器への通信チャネルはデータキャリアとして電力信号を使用する。受電器は負荷を変調し、これは送電コイル電流若しくは電圧の振幅及び／又は位相の変化によって検出される。

Ｑｉにおける負荷変調のアプリケーションのさらなる情報は例えばＱｉ無線電力仕様（バージョン１．０）パート１チャプタ６に見られる。

電力伝送システムの性能は送電器と受電器が相互にいかによくマッチするかどうかによって決まる。例えば、多くのシナリオにおいて、送電器は電力伝送信号を生成するための共振回路を有し、受電器は電力伝送信号を受信するための共振回路を有する。かかるシステムでは、共振周波数がマッチすることが有利であることが多く、多くのシナリオにおいて、このようなマッチングはシステムが共振モードとよばれるモードで動作するために求められる。共振モードで動作するための共振周波数のマッチングはしばしば電力伝送効率を最大化し得る。

しかしながら、例えば部品のバリエーション、設計のバリエーション、環境変化などのために、非常に正確に定義された共振周波数で送電器と受電器を生成することは実現不可能である。むしろ、共振周波数における変動は多くのシステムにおいて公称値の約１０％にもなり得る。従って、所与の受電器と送電器がマッチする共振周波数を持つことを保証できない。かかるシステムにおけるマッチングを改善するために、可変共振周波数を持つ共振回路を含むことが提案されている。

例えば、ＷＯ２０１３０２４３９６Ａ１は、受電器の共振回路を、これがその共振回路２０１を、受信した電力伝送信号のものにマッチするように適応させることができるように、適応可能にするための具体的アプローチを開示する。しかしながら、このアプローチは多くのシナリオにおいて動作を改善し得るものの、全ての状況で最適なわけではない。例えば、多くのシナリオにおいて、受電器を適応させることは実用的ではない。実際多くのシステムにおいては多数の配置されたレガシー受電器がある可能性があり、新しい送電器はかかる受電器に対しても性能を最適化することができることが望まれ得る。さらに、特にＷＯ２０１３０２４３９６Ａ１のアプローチなど、受信した電力伝送信号への共振周波数の適応は、複雑であり、潜在的に弱い信号の慎重で正確な測定を要することが多い。例えば、ＷＯ２０１３０２４３９６Ａ１のシステムは受電器共振回路の共振キャパシタのキャパシタ電流の測定に基づく。しかしながら、かかる測定は困難であり、専用測定回路を要し、共振挙動を妨げ得る。

従って改良された電力伝送アプローチが有利になり得る。特に、改良された動作、改良された電力伝送、柔軟性の増大、実施容易化、動作容易化、改良された通信、通信エラーの削減、改良された電力制御、改良された電力伝送、測定ニーズの軽減、様々な受電器に対するサポートの増大、及び／又は改良された性能を可能にするアプローチが有利であり得る。

従って、本発明は好適には上述の欠点の一つ以上を単独で若しくは任意の組み合わせで軽減、緩和若しくは除去しようとする。

本発明の一態様によれば、誘導電力信号を介して受電器へ無線で電力を供給するための送電器が提供され；送電器は、誘導電力信号を生成するための共振回路であって、容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスを有する共振回路と；共振回路に対する駆動信号を生成するためのドライバであって、駆動信号は動作周波数を持ち、駆動信号に同期される遷移を持つタイミング信号を生成するように構成される、ドライバと：駆動信号の少なくとも複数サイクルの各々の部分時間間隔にわたって容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスの少なくとも一方について状態変化を遅らせることによって共振回路の共振周波数を制御するための周波数修正回路であって、部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方をタイミング信号の少なくとも一部の遷移に整合させ、閾値を交差する容量性インピーダンス（５０３）と誘導性インピーダンス（５０１）の少なくとも一方の信号のタイムインスタントに対する固定タイムオフセットを持つように部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方の他方の時間を制御するように構成される、周波数修正回路とを有する。

本発明は多くの無線電力伝送システムにおいて改良された性能を提供し得る。これは異なる受電器への送電器のマッチングを提供するために容易化された及び／又は改良された送電器の適応を提供し得る。アプローチは送電器が受電器に適応することを可能にし、それによって例えば送電器が様々な受電器とともに使用されることを可能にし得る。

アプローチは多くのシナリオにおいて改良された電力伝送動作を提供し得、特に改良された電力効率を提供し得る。多くのシナリオにおいて、アプローチは改良された負荷変調を提供し得る。実際、多くの実施形態において、電力信号の負荷変調に基づく信頼できる通信を依然提供しながら、改良された電力伝送、及び特に改良された電力伝送効率が実現され得る。

アプローチは多くのシナリオにおいて、複雑性低下、並びに／或いは、動作及び／又は実施容易化を提供し得る。特に、送電器は駆動信号に基づいて周波数修正回路を制御することができ、駆動信号の適応は共振周波数の適応を自動的にもたらし得る。多くの実施形態において、整合は動作周波数と共振周波数が本質的に一緒にリンクされ、特にそれらが継続的に同じであるようにリンクされ得るようなものであり得る。駆動信号への整合は特に共振回路の電流若しくは電圧などの信号の測定の必要性を除去若しくは削減し得る。

アプローチは例えば負荷変調通信を改良し得る。本発明者らは特に、相互変調歪みが負荷変調通信を低下させ得るが、送電器の共振周波数と駆動信号の動作周波数を制御しリンクすることによって効果的に軽減され得ることを認識した。本発明は例えば、駆動信号への部分時間間隔の同期化／整合を介して駆動信号と共振周波数をリンクし、それによって動作周波数と共振周波数が一緒にロックされることを可能にすることによって、軽減された相互変調歪みを提供し得る。

状態変化を遅らせることは、容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスのみを含む共振回路に対して遅らせることであり得る。容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスは典型的には直列若しくは並列共振構成で結合され得る。状態は具体的にはエネルギー状態であり得、具体的には容量性インピーダンスにかかる電圧及び／又は誘導性インピーダンスを通る電流であり得る。

部分時間間隔は駆動信号の時間周期よりも短い持続期間を、典型的には駆動信号の時間周期の半分よりも短い持続期間を持つ。開始時間と終了時間は典型的には（部分時間間隔が存在する）各サイクルのタイムインスタント／イベントに対するタイムインスタントであり得る。例えば、開始時間と終了時間は駆動信号のゼロ交差に対して考慮され得る。

部分時間間隔は特に駆動信号の複数の（ただし必ずしも全部若しくは連続でない）サイクルにおいて起こる、駆動信号のサイクルのサイクル／時間周期よりも短い持続期間を持つ時間間隔であり得る。

容量性インピーダンスは典型的にはキャパシタであり得、誘導性インピーダンスは典型的にはインダクタであり得る。しかしながら、一部の実施形態において、容量性インピーダンス及び／又は誘導性インピーダンスは例えば抵抗コンポーネントも含み得る。

共振周波数は典型的には部分時間間隔の持続期間が長くなるにつれて低減され得る。周波数修正回路は容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスの固有共振周波数（それらが容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスのみから成る共振回路において振動し得る周波数に対応する）を低減させ得る。有効共振周波数は多くの実施形態において、送電器が、例えば部分時間間隔の開始時間及び／又は終了時間を変えることによって、部分時間間隔の持続期間を増加することによって変更され得る。

一部の実施形態において、送電器は部分時間間隔の持続期間を増加することによって共振周波数を低減させるように構成され得る。

タイミング信号は、部分時間間隔タイミングが整合される遷移に加えて、他の遷移を有し得る。かかる他の遷移は多くのシナリオにおいて周波数修正回路によって無視され得る（例えば、周波数修正回路は正のエッジ遷移のみに整合し、負のものを無視するか、又はその逆であり得る）。タイミング信号の遷移は、検出されることができ、それに対してタイミングが決定され得る、タイミング信号の値若しくは特性の任意の変化であり得る。多くの実施形態において、タイミング信号は二値間を遷移するように構成され得、遷移はこれら二値間の遷移であり得るか、又は例えば一方向の遷移のみであり得る。

遷移はタイミング信号の信号における変化、特に一つの状態から別の状態への変化であり得る（状態は瞬間的であり得る、すなわち（連続的に）変化するパラメータのスナップショット若しくは瞬時値であり得る）。多くの実施形態において、遷移はタイミング信号の信号レベルにおける変化、特に一つの信号レベルから別の信号レベルへの変化であり得る（変化の前後の信号レベルは瞬間的であり得る、すなわち（連続的に）変化する信号レベルのスナップショット若しくは瞬時値であり得る）。

電力信号は受電器へ高電力伝送を提供するための主電力伝送信号でなくてもよい。一部のシナリオにおいて、これは主に負荷変調用の通信キャリアとして使用され得、例えば受電器自体の素子へ、又は負荷変調に使用される負荷のみへ電力を供給するのみであり得る。

受電器はバッテリを充電するため若しくはデバイスに給電するためなど、外部負荷へ電力を供給し得る。

タイミング信号の遷移との部分時間間隔の開始若しくは終了時間の整合は、多くのシナリオにおいて例えばサイクル時間の１／５０以内の遷移と実質的に一致する開始若しくは終了時間に対応し得る。

本発明のオプションの特徴によれば、ドライバは駆動信号のサイクルのゼロ交差、最大、及び最小のうち少なくとも一つのタイムインスタントへ固定タイムオフセットを伴う遷移を持つようにタイミング信号を生成するように構成され；周波数修正回路はタイミング信号の少なくとも一部の遷移へ固定タイムオフセットを持つように部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方を決定するように構成される。

駆動信号の少なくとも複数サイクルの各々において、終了及び／又は開始時間のタイミングは生成された駆動信号のゼロ交差若しくは極値へ時間整合及び時刻同期され得る。

固定オフセットは駆動信号の少なくとも複数サイクルの各々において適用される。

多くの実施形態において、部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方は駆動信号の複数サイクルのタイムインスタントへ固定タイムオフセットを持つ。タイムインスタントはゼロ交差などのイベントの時間であり得る。

アプローチは、駆動信号動作周波数と共振回路の有効共振の固有の自動ロッキングを可能にする。これは駆動信号サイクルのタイムインスタントへ部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方をロックすることによって実現され得る。アプローチは多くの実施形態において、周波数のサイクルごとの直接適応を可能にし得る（及び特に有効共振周波数の各時間周期が駆動信号の対応サイクルの時間周期にマッチすることを可能にし得る）。

一部の実施形態において、部分時間間隔の開始時間は閾値（ゼロ交差など）を交差する駆動信号へ固定タイムオフセットを持つように生成され得、部分時間間隔の終了時間は駆動信号を生成するスイッチ回路のスイッチのスイッチ時間へ固定タイムオフセットを持つように生成され得る。

一部の実施形態において、部分時間間隔の終了時間は閾値（ゼロ交差など）を交差する駆動信号へ固定タイムオフセットを持つように生成され得、部分時間間隔の開始時間は駆動信号を生成するスイッチ回路のスイッチのスイッチ時間へ固定タイムオフセットを持つように生成され得る。

一部の実施形態において、周波数修正回路は部分時間間隔中に誘導性インピーダンスと容量性インピーダンスの間のエネルギーフローを妨げることによって状態変化を遅らせるように構成される。

これは多くのシナリオにおいて改良された性能を提供し得、特に共振周波数の効果的な調節を提供し得る。アプローチは実施を容易化し得る。エネルギーフローは、容量性インピーダンスから誘導性インピーダンスへ向かう間、誘導性インピーダンスから容量性インピーダンスへ向かう間、若しくは、誘導性インピーダンスから容量性インピーダンスであるとき及び容量性インピーダンスから誘導性インピーダンスであるときの両方で、妨げられ得る。

エネルギーフローを妨げることはエネルギーフローを低減させることといかなるエネルギーフローも完全に防止することの両方を含み得る。

多くの実施形態において、周波数修正回路は部分時間間隔中に誘導性共振と容量性インピーダンスの間の電流フローを妨げることによって状態変化を遅らせるように構成される。

これは特に効果的な制御を提供し得、実用的な実施を提供し得る。電流フローは正若しくは負の電流フローであり得る。電流フローを妨げることは電流フローを低減させることといかなる電流フローも完全に防止することの両方を含み得る。

本発明のオプションの特徴によれば、ドライバは駆動信号を生成するためのスイッチングブリッジを有し、ドライバはスイッチングブリッジのスイッチに対するスイッチ信号の遷移へタイミング信号の遷移を同期させるように構成される。

これは多くのシナリオにおいて改良された性能を提供し得、特に非常に効率的で実用的な実施を可能にし得る。低複雑性だが正確な制御が多くの実施形態において実現され得る。

一部の実施形態において、送電器は、駆動信号を生成するスイッチ回路に対するスイッチタイムインスタントへ固定タイムオフセットを持つように、部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方を決定するように構成される。

特に、遷移は駆動信号を生成するスイッチ回路（スイッチングブリッジなど）に対するスイッチタイムインスタントへ第一の固定タイムオフセットを持つように生成され得、周波数修正回路は遷移へ第二の固定タイムオフセットを持つように時間間隔の開始及び／又は終了時間をセットし得る。

固定オフセットは駆動信号の少なくとも複数サイクルの各々において適用される。

本発明のオプションの特徴によれば、周波数修正回路はスイッチと整流器を有し、周波数修正回路は開始時間と終了時間の一方を遷移へ整合させ、開始時間と終了時間の他方を非導電状態と導電状態の間の整流器スイッチングへ整合させるように構成される。

これは特に低複雑性と効果的な制御を提供し得る。特に、これは多くのシナリオにおいて、具体的には適切なゼロ交差などへ、状態変化を遅らせるために適切な時間への自動適応を可能にし得る。

異なるパラメータに応じた開始時間と終了時間の整合は追加柔軟性を提供し得、特に具体的にはデューティサイクルなど、駆動信号のパラメータ制御のさらなる柔軟性を可能にし得る。

本発明のオプションの特徴によれば、周波数修正回路は部分時間間隔中に誘導性インピーダンスからの電流を容量性インピーダンスからそらすことによって容量性インピーダンスに対する状態変化を遅らせるように構成される。

これは促進された典型的には低複雑性の実施を可能にしながら特に効果的な性能を提供し得る。

本発明のオプションの特徴によれば、周波数修正回路は誘導性共振からの電流を容量性インピーダンスからそらすように構成される電流迂回路を有し、電流迂回路は電流迂回路を接続及び切断するためのスイッチを有し、周波数修正回路はスイッチのスイッチングをタイミング信号へ整合させるように構成される。

これは促進された典型的には低複雑性の実施を可能にしながら特に効果的な性能を提供し得る。

本発明のオプションの特徴によれば周波数修正回路は直列構成で結合されるスイッチと整流器を有し、周波数修正回路は開始時間と終了時間の一方を遷移へ整合させ、開始時間と終了時間の他方を非導電状態と導電状態の間の整流器スイッチングへ同期させるように構成される。

これは特に低複雑性と効果的な制御を提供し得る。特に、これは多くのシナリオにおいて、具体的には適切なゼロ交差などへ、状態変化を遅らせるために適切な時間への自動適応を可能にし得る。

異なるパラメータに応じた開始時間と終了時間の整合は追加柔軟性を提供し、特に具体的にはデューティサイクルなど、駆動信号のパラメータ制御のさらなる柔軟性を可能にし得る。

多くの実施形態において、部分時間間隔の開始時間は非導電状態から導電状態への整流器スイッチングへ整合され得、終了時間はタイミング信号によって制御される。

本発明のオプションの特徴によれば、電流迂回路の第一端は誘導性インピーダンスと容量性インピーダンスの間の接合点へ結合される。

これは効果的でかつ容易化された動作を可能にする特に有利な実施を提供し得る。多くの実施形態において、アプローチは特に所要専用部品の数など、周波数修正回路の複雑性を低減し得る。

本発明のオプションの特徴によれば、電流迂回路の第二端は電圧源レイルへ結合される。

これは効果的でかつ容易化された動作を可能にする特に有利な実施を提供し得る。多くの実施形態において、アプローチは特に所要専用部品の数など、周波数修正回路の複雑性を低減し得る。多くの実施形態において、これは電流迂回路を接続及び切断するためのスイッチの駆動を促進し得る。

本発明のオプションの特徴によれば、ドライバは駆動信号を生成するスイッチングブリッジを有し、ドライバはスイッチングブリッジのスイッチに対するスイッチ信号の遷移と一致するようにタイミング信号の遷移を同期させるように構成される。

これは改良された性能及び／又は単純化された実施を提供し得る。同期化は特にタイミング信号の遷移をスイッチ信号のものへ、例えば駆動信号に対する時間周期の１／５０以内で時間整合させ得る。

本発明のオプションの特徴によれば、電流迂回路は直列構成で結合されるスイッチと整流器を有し、電流迂回路の第一端は誘導性インピーダンスと容量性インピーダンスの間の接合点に結合され、電流迂回路の第二端はスイッチングブリッジに対する接地電源レイルへ結合され、送電器は部分時間間隔の開始時間を整流器が非導電状態から導電状態へスイッチする時間に整合させ、部分時間間隔の終了時間をスイッチングブリッジのスイッチのスイッチングへ整合させるように構成される。

これは特に有利な性能及び／又は実施を提供し得る。

本発明のオプションの特徴によれば、周波数修正回路は部分時間間隔中に容量性インピーダンスから誘導性インピーダンスへの電流フローを妨げることによって誘導性インピーダンスに対する状態変化を遅らせるように構成される。

これは促進された典型的には低複雑性の実施を可能にしながら特に効果的な性能を提供し得る。

本発明のオプションの特徴によれば、周波数修正回路は部分時間間隔中に容量性インピーダンスから誘導性インピーダンスへの電流フローをブロックすることによって誘導性インピーダンスに対する状態変化を遅らせるように構成される。

これは促進された典型的には低複雑性の実施を可能にしながら特に効果的な性能を提供し得る。

本発明の別の態様によれば、誘導電力信号を用いて受電器へ無線で電力を供給するための送電器の動作方法が提供され、送電器は誘導電力信号を生成するための共振回路を有し、共振回路は容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスを有し、方法は、ドライバが共振回路に対する駆動信号を生成するステップであって、駆動信号は動作周波数を持つ、ステップと；周波数修正回路が駆動信号の少なくとも一部のサイクルの部分時間間隔にわたって容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスの少なくとも一方について状態変化を遅らせることによって共振回路の共振周波数を制御するステップであって、共振周波数の制御は部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方をタイミング信号の遷移へ整合させることを含む、ステップと；ドライバがさらに駆動信号に同期される遷移を持つタイミング信号を生成するステップと；閾値を交差する容量性インピーダンス（５０３）と誘導性インピーダンス（５０１）の少なくとも一方の信号のタイムインスタントに対する固定タイムオフセットを持つように部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方の他方の時間を制御するステップとを有する。

本発明の別の態様によれば、誘導電力信号を用いて受電器へ無線で電力を供給するように構成される送電器と受電器を有する無線電力伝送システムが提供され、送電器は、誘導電力信号を生成するための共振回路であって、容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスを有する共振回路と；共振回路に対する駆動信号を生成するドライバであって、駆動信号は動作周波数を持ち、駆動信号に同期される遷移を持つタイミング信号を生成する、ドライバと；駆動信号の少なくとも複数サイクルの各々の部分時間間隔にわたって容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスの少なくとも一方について状態変化を遅らせることによって共振回路に対する共振周波数を制御する周波数修正回路とを有し、共振周波数の制御は、部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方をタイミング信号の少なくとも一部の遷移へ整合させることを含み、閾値を交差する容量性インピーダンス（５０３）と誘導性インピーダンス（５０１）の少なくとも一方の信号のタイムインスタントに対する固定タイムオフセットを持つように部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方の他方の時間を制御する。

本発明のこれらの及び他の態様、特徴及び利点は下記実施形態から明らかとなり、それらを参照して解明される。

本発明の実施形態は、ほんの一例として、図面を参照して記載される。

本発明の一部の実施形態にかかる電力伝送システムの要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる電力伝送システムの要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器のためのハーフブリッジインバータの要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器のためのフルブリッジインバータの要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の信号の実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の信号の実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の信号の実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の信号の実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の要素の一実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の信号の実施例を図示する。 本発明の一部の実施形態にかかる送電器の信号の実施例を図示する。

以下の記載はＱｉ規格から知られるような電力伝送アプローチを利用する無線電力伝送システムに適用可能な本発明の実施形態にフォーカスする。しかしながら、本発明はこのアプリケーションに限定されず、多くの他の無線電力伝送システムに適用され得ることが理解される。

図１は本発明の一部の実施形態にかかる電力伝送システムの一実施例を図示する。電力伝送システムは送電コイル／インダクタ１０３を含む（若しくはそれに結合される）送電器１０１を有する。システムはさらに受電コイル／インダクタ１０７を含む（若しくはそれに結合される）第一受電器１０５を有する。

システムは送電器１０１から第一受電器１０５へ無線誘導電力伝送を供給する。特に、送電器１０１は送電コイル１０３による磁束として伝播される無線誘導電力信号（簡潔に電力信号、電力伝送信号若しくは誘導電力信号ともよばれる）を生成する。電力信号は典型的には約１００ｋＨｚ〜約２００ｋＨｚの周波数を持ち得る。送電コイル１０３と受電コイル１０７は疎結合であり、従って受電コイル１０７は送電器１０１から電力信号（の少なくとも一部）をピックアップする。従って、送電コイル１０３から受電コイル１０７への無線誘導結合を介して送電器１０１から受電器１０５へ電力が伝送される。電力信号という語は主に送電コイル１０３と受電コイル１０７の間の誘導信号／磁場（磁束信号）をあらわすために使用されるが、当然のことながら均等によりこれは送電コイル１０３に供給される、若しくは受電コイル１０７によってピックアップされる電気信号への参照としても考慮され使用され得る。

図２は図１のシステムの特定の実施例のシステムアーキテクチャをより少し詳細に図示する。この実施例において、送電器１０１の出力回路は共振タンク若しくは共振回路２０１を含み、これは送電インダクタ１０３を含む（図２において、送電インダクタ１０３は明確さのため共振回路２０１の外部に示されるが、この一部であるとみなされる）。送電器１０１の共振回路２０１は一次共振回路２０１ともよばれる。共振回路２０１は典型的には直列若しくは並列共振回路であり得、特に送電インダクタ１０３に並列（若しくは直列）結合される共振キャパシタから構成され得る。電力信号は適切な動作周波数（典型的には２０‐２００ｋＨｚ周波数域内）で駆動信号を生成するドライバ２０３から出力共振回路を駆動することによって生成される。

同様に、受電器１０５の入力回路は共振回路若しくは共振タンク２０５を含み、これは受電インダクタ１０７を含む（図２において、受電インダクタ１０７は明確さのため共振回路２０５の外部に示されるが、この一部であるとみなされる）。受電器１０５の共振回路２０５は二次共振回路２０５ともよばれる。二次共振回路２０５は典型的には直列若しくは並列回路であり得、特に受電インダクタ１０７に並列（若しくは直列）結合される共振キャパシタから構成され得る。二次共振回路２０５は、受信した電力伝送信号、すなわち二次共振回路２０５によって供給される誘導信号を、（典型的には当業者に周知の通りＡＣ／ＤＣ変換を実行することによって）外部負荷２０９へ供給される電力へ変換する電力変換器２０７に結合される。典型的に、二つの共振回路２０１，２０５は受電器１０５において十分な信号振幅を得るために互いに近い共振周波数を持つ。

負荷は例えばバッテリであり得、電力供給はバッテリを充電するためであり得る。従って一部の実施形態において、以下の記載はバッテリを無線充電する方法を実施するシナリオにあてはまり得る。別の実施例として、負荷はデバイスであり得、電力供給はデバイスに給電するためであり得る。従って一部の実施形態において、以下の記載はデバイスに無線給電する方法を実施するシナリオに当てはまり得る。

システムにおいて、一次共振回路２０１の共振回路２０１は固定共振回路ではなく、むしろ可変共振周波数である共振周波数を持つ可変共振回路である。従って、共振回路２０１の実効共振周波数は例えば共振回路２０１のインダクタ及び／又はキャパシタのコンポーネント特性を変えることによって変更され得る。

図２のシステムは従って追加機能及び／又は改良された動作を提供するために調節可能／適応可能／可変共振回路を利用する。特に、可変共振回路２０１の使用は共振回路２０１の共振周波数が二次共振回路２０５の共振周波数に対応するように適応されることを可能にし得る。かかる適応は改良された電力伝送を提供し得、特に改良された電力効率を提供し得る。

例えば、一次共振回路２０１の共振周波数は以降一次共振周波数とよばれ、結合がいわゆる共振レジームで動作することを可能にするために、以降二次共振周波数とよばれる二次共振回路２０５の共振周波数と十分に類似するようにセットされ得る。

このモードで動作するとき、システムは低結合係数において、許容可能な効率で動作することができる。送電器は内部損失が最低であるその共振周波数に近い周波数において動作することによってこの効率を実現し得る。低結合係数はかなり大きな位置決め公差を、又はハンドヘルドデバイスの形状とサイズに関してかなり大きな設計自由度を可能にする。従って、共振レジームでの動作は魅力的である。

多くの実施形態において、共振回路２０１の実効共振周波数を適応させるために特に有利なアプローチが使用され得る。アプローチにおいて、共振回路２０１のコンポーネントの一つに対する動的変化がサイクルの一部にわたって一時的に遅らせられる（潜在的に完全に停止されることを含む）。アプローチは後ほどより詳細に記載される。

図２のドライバ２０３は共振キャパシタ（図２に不図示）と送電コイル１０３に印加される変動（典型的にはＡＣ）電圧駆動信号を生成する。他の実施形態において、一次共振回路２０１は直列共振回路であり得、電圧駆動信号はキャパシタとインダクタにわたって印加され得る。一部の実施形態において、ドライバ２０３は送電コイル１０３に直接（若しくは間接的に）結合され得、電圧駆動信号は送電コイル１０３へ供給され得る。

従って、システムにおいて、ドライバ２０３は一次共振回路２０１／送電コイル１０３へ与えられる駆動信号を生成し、送電コイル１０３に受電器１０５へ電力を供給する電力信号を生成させる。

ドライバ２０３は送電コイル１０３へ与えられる電流と電圧を生成する。ドライバ２０３は典型的にはＤＣ電圧から交流信号を生成するインバータの形の駆動回路である。ドライバ２０３の出力は典型的にはスイッチブリッジのスイッチの適切なスイッチングによって駆動信号を生成するスイッチブリッジである。図３はハーフブリッジスイッチブリッジ／インバータを示す。スイッチＳ１とＳ２は決して同時に閉じられないように制御される。交互にＳ１が閉じられる間にＳ２が開かれ、Ｓ２が閉じられる間にＳ１が開かれる。スイッチは所望の周波数で開閉され、それによって出力において交流信号を生成する。典型的にインバータの出力は共振キャパシタを介して送電コイルへ接続される。図４はフルブリッジスイッチブリッジ／インバータを示す。スイッチＳ１とＳ２は決して同時に閉じられないように制御される。スイッチＳ３とＳ４は決して同時に閉じられないように制御される。交互にスイッチＳ１とＳ４が閉じられる間にＳ２とＳ３が開かれ、そしてＳ２とＳ３が閉じられる間にＳ１とＳ４が開かれ、それによって出力において方形波信号を生成する。スイッチは所望の周波数で開閉される。

ドライバ２０３は従って所与の動作周波数を持つ駆動信号を生成し、この信号を一次共振回路２０１へ印加する。

図１及び２のシステムにおいて、共振周波数を制御する特に有利な方法が提供される。アプローチにおいて、一次共振回路２０１は一次共振回路２０１を駆動する駆動信号に依存して制御され、それによって本質的に動作周波数と一次共振周波数が自動的に一緒にリンクされることを可能にする。実際、アプローチは、システムが単純に駆動信号の動作周波数を適応させ、実効一次共振周波数が直接追従するように自動的に及び本質的に適応され得るように、動作周波数と一次共振周波数が自動的に及び本質的に実質的に同一になることを可能にする。アプローチは特に一次共振回路２０１の実効共振の各サイクルが駆動信号の対応サイクルと同じ持続期間を持つことを保証し得る。加えて、アプローチはこれが非常に低い追加複雑性と非常に低い制御オーバーヘッドで実現されることを可能にする。

図５はかかるアプローチの一実施例にかかる送電器の要素を図示する。

実施例において、送電器は共振回路を形成する誘導性インピーダンスと容量性インピーダンスを有する。

特定の実施例において、誘導性インピーダンスはインダクタに直接対応するが、当然のことながら他の実施形態において誘導性インピーダンスは少なくとも部分的な誘導性インピーダンスを持つ、すなわち誘導性リアクタンスコンポーネントを持つ、又は言い換えれば正の虚数部を伴う複素インピーダンスを持つ、いかなる一ポート／二端子素子であってもよい。従って、誘導性インピーダンスは線形二端子回路若しくは（等価）コンポーネントであり得、それについて端子における電圧はコンポーネント／回路を通る電流の導関数に少なくとも部分的に依存する。

同様に、特定の実施例において、容量性インピーダンスはキャパシタに直接対応するが、当然のことながら他の実施形態において容量性インピーダンスは少なくとも部分的な容量性インピーダンスを持つ、すなわち容量性リアクタンスコンポーネントを持つ、又は言い換えれば負の虚数部を伴う複素インピーダンスを持つ、いかなる一ポート／二端子素子であってもよい。従って、容量性インピーダンスは線形二端子回路若しくは（等価）コンポーネントであり得、それについて端子における回路／コンポーネントを通る電流は端子にかかる電圧の導関数に少なくとも部分的に依存する。

当然のことながらほとんどの実施形態において、誘導性インピーダンスと容量性インピーダンスの抵抗部分は典型的にはかなり小さくなり、リアクタンスコンポーネントと比較して無視できることが多い。これは振動が比較的抑制されないことを保証する、すなわち共振回路に比較的高いＱを提供する。

明確さと簡潔さのため、以下の記載は（理想）インダクタ５０１、特に図１及び２の送電コイル１０３である誘導性インピーダンスと、理想キャパシタ５０３である容量性インピーダンスにフォーカスする。しかし当然のことながらインダクタ５０１へのいかなる言及も、必要に応じて誘導性インピーダンス若しくはリアクタンスへの言及に置き換えられ得、キャパシタ５０３へのいかなる言及も、必要に応じて容量性インピーダンス若しくはリアクタンスへの言及に置き換えられ得る。簡潔さのため、インダクタ５０１とキャパシタ５０３のペアも共振コンポーネントとよばれる。

インダクタ５０１とキャパシタ５０３は共振構成で一緒に結合される。実施例において、インダクタ５０１とキャパシタ５０３は直列共振結合されるが、当然のことながら他の実施形態においてそれらは並列共振構成で結合され得る。

インダクタ５０１とキャパシタ５０３はインダクタ５０１とキャパシタ５０３のみを有する共振回路の共振周波数に対応する固有共振周波数を呈する。周知の通り、かかる回路に対する共振周波数は

により、Ｌはインダクタ５０１のインダクタンスでありＣはキャパシタ５０３のキャパシタンスである。

しかしながら、図５のシステムにおいて、送電器はキャパシタ５０３及び／又はインダクタ５０１について状態変化を遅らせることによって共振回路に対する共振周波数を制御するように構成される周波数修正回路５０５をさらに有する。周波数修正回路５０５は共振回路の一部とみなされ得る（又は完全に若しくは部分的にこの外部であるとみなされ得る）。また当然のことながら周波数修正回路５０５は図５においてインダクタ５０１とキャパシタ５０３の間に直列結合される単一二端子素子として示されるが、これは一実施例に過ぎず他の構成が他の実施形態では使用される。例えば、図５の実施例における周波数修正回路５０５は二つしか端子を持たないが、当然のことながら他の実施形態において、周波数修正回路５０５はより多くの端子を持ってもよく、例えばドライバ用の電源レイルを含む、回路の他の部分に接続され得る。

周波数修正回路５０５はインダクタ５０１とキャパシタ５０３の一方若しくは両方について状態変化を遅らせることによって共振周波数を修正するように構成される。インダクタ５０１とキャパシタ５０３の状態はコンポーネントに対する現在のエネルギー値によってあらわされるとみなされ得、特にインダクタ５０１の電流

及びキャパシタ５０３の電圧

に対応するとみなされ得る。

キャパシタとインダクタによって形成される従来の共振回路において、共振はキャパシタ（エネルギーが電位エネルギーとして保存される）とインダクタ（エネルギーが磁位エネルギーとして保存される）の間を行き来するエネルギーフローから生じる持続的な周期的位相変化によって実現される。かかるシステムにおけるエネルギーフローと状態変化の速度はキャパシタとインダクタの値によって与えられ、これは

の固有共振周波数における振動をもたらす。

しかしながら図５のシステムにおいて、共振回路は単純に自励発振を実行することを許されるのではなく、周波数修正回路５０５がサイクルの一部、及び典型的には全部の部分時間間隔中にインダクタ５０１とキャパシタ５０３の少なくとも一方について状態変化を遅らせる。

状態変化はこのようにキャパシタ５０３とインダクタ５０１のみを有する自励共振回路の状態変化に対して部分時間間隔中に遅らせられる。

具体的に、状態変化は（インダクタ５０１からキャパシタ５０３へ、キャパシタ５０３からインダクタ５０１へ、又はインダクタ５０１からキャパシタ５０３へとキャパシタ５０３からインダクタ５０１への両方のエネルギーを遅らせることによって）キャパシタ５０３とインダクタ５０１の間のエネルギーフローを妨げることによって遅らせられる。共振回路において正電流は共振サイクルの半分にわたってインダクタ５０１からキャパシタ５０３へ、及び共振サイクルの残り半分にわたってキャパシタ５０３からインダクタ５０１へ流れる。多くの実施形態において、エネルギーフローの減速は共振コンポーネント間を流れる電流を妨げることによって実現され得る。多くの実施形態において、周波数修正回路５０５は例えばインダクタ５０１の電流（の一部若しくは全部）をキャパシタ５０３からそらすことによって（潜在的に負電流と正電流の両方をキャパシタ５０３からそらすことを含む）、インダクタ５０１からキャパシタ５０３への電流を妨げるように構成され得る。他の実施形態において、周波数修正回路５０５は例えば部分時間間隔中にインダクタ５０１からキャパシタ５０３を切断することによって（またそれによってインダクタにかかる電圧をゼロにセットすること、すなわち電流と電圧の両方がインダクタについてゼロにセットされる）キャパシタ５０３からインダクタ５０１への電流を妨げるように構成され得る。

これらの実施例において、共振コンポーネント間の電流フローはこのように部分時間間隔中に低減されるか若しくは完全に防止されさえする。この部分時間間隔中、コンポーネントの少なくとも一つの状態変化は遅らせられるか若しくは完全に停止される。これが複数サイクル中に、特に毎サイクルにおいて実行される場合、その効果は共振回路が自励共振回路構成に対する固有共振周波数よりも低い周波数において共振するかのように挙動することになる。この低周波数は共振回路の実効共振周波数とよばれる。

周波数修正回路５０５はこのように固有共振周波数よりも低くなるように実効共振周波数を制御及び調節し得る。実際の実効共振周波数は図５のシステムにおいて周波数修正回路５０５が部分時間間隔のタイミング／持続期間を変更可能であることによって制御される。従って、部分時間間隔が長くなるほど、状態変化を遅らせる効果は大きくなり、従って実効共振周波数がより低くなる。

図５のシステムにおいて、周波数修正回路５０５は単に所望の共振周波数を提供するように独立して制御されるだけではない。むしろ、周波数修正回路５０５の動作は共振回路２０１の駆動と、従って電力伝送システムの電力伝送及び一般動作と密接に統合される。

特に、図５のシステムにおいて、ドライバ２０３はタイミング信号を生成し、これを周波数修正回路５０５へ与える。タイミング信号はいつ部分時間間隔が開始するべきか、終了するべきか、若しくはその両方を示す遷移を含む（無視される他の遷移があってもよい）。周波数修正回路５０５はこれらの遷移へ部分時間間隔を整合させるように構成される。遷移は典型的には信号レベルにおける変化など、通常は信号パラメータにおける変化である。しかしながら、一部のシナリオにおいて遷移は例えば信号若しくは信号の（部分）信号コンポーネントの位相若しくは周波数における変化など、別の信号パラメータにおける変化であり得る。

従って、タイミング信号の遷移は部分時間間隔のタイミングを制御し、具体的には開始時間、終了時間、若しくは開始時間と終了時間の両方を制御する。周波数修正回路５０５は従ってタイミング信号から部分時間間隔の開始時間及び／又は終了時間をセットする。典型的には、タイミング信号は周波数修正回路５０５のスイッチを制御するために使用されるスイッチ信号であり、これはエネルギーフローの邪魔を駆動／解除し得る、すなわちこれは状態変化の遅延を駆動／解除し得る。タイミング信号は、周波数修正回路５０５によって検出され、これによって使用されて直接若しくは間接的に電流インピーディングのイン及びアウトをスイッチするためのスイッチを制御することができる遷移を含み得る。周波数修正回路５０５は典型的には対応する遷移と実質的に同時に（例えばサイクル時間周期の１／５０以内）遅延をイン若しくはアウトにスイッチすることによって開始若しくは終了時間を遷移と整合させる。

従って、システムにおいて、ドライバ２０３は部分時間間隔のタイミングの少なくとも一部を制御する。さらに、ドライバ２０３はタイミング信号を、これが、及び従って部分時間間隔が駆動信号に同期されるように、制御するように構成される。特に、ドライバはタイミング信号を生成してこれを駆動信号に時間同期させるシンクロナイザ５０７を有する。

特に、後に特定実施例とともに記載される通り、開始及び／又は終了時間は駆動信号の個別サイクル内のイベントの時間へ固定タイムオフセットを持つように生成され得る。イベントは具体的には駆動信号が（例えばゼロ交差などにおける）信号レベル閾値を交差すること、極値が生じるとき（（サイクル内の）極大若しくは極小又は全体の最大若しくは最小）、遷移が起こるとき（例えば方形駆動信号のエッジ）、若しくはスイッチ回路のスイッチ（図３若しくは４の実施例に対応するスイッチブリッジなど）がスイッチするときであり得る。このように、開始及び／又は停止時間がかかるイベントのタイムインスタントに対する固定タイムオフセットを持つように制御される。従って、（例えば駆動信号のサイクルの周波数／時間周期における変化に起因して）サイクルにおけるイベントのタイミングが変化する場合、制御される開始及び／又は停止時間はそれに従って変化する。

多くの実施形態において、開始及び停止時間の一方は駆動信号を生成するスイッチ回路のスイッチ時間に対して固定タイムオフセットを持つように制御され得、一方他方の時間は閾値を交差する容量性インピーダンス５０３と誘導性インピーダンス５０１の少なくとも一方の信号のタイムインスタントに対して固定タイムオフセットを持つように制御される。

例えば、後に記載される通り、ダイオードとスイッチは直列結合され、（例えば容量性インピーダンス５０３を短絡させることによって若しくは容量性インピーダンス５０３と誘導性インピーダンス５０１の間の接続を（例えばゼロの）レイル電圧へ短絡させることによって）容量性インピーダンス５０３から電流をそらすために使用され得る。この構成において、スイッチはキャパシタにかかる（若しくは接続点の）電圧がダイオードに対応する閾値を交差するときにこれが導電し始めるように開き得る。従って、開始時間は信号が閾値を交差することによって与えられる。しかしながら、終了時間は駆動信号を生成するフルブリッジのスイッチのスイッチ時間に対する固定タイムオフセットを持つように決定される。従って、この時間は駆動信号の生成に直接時間リンクされる。従って、駆動信号の時間周期がサイクルごとに増加する場合、周波数修正回路５０５はこの変化に、同じサイクル内であっても、自動的に適応し得る。

従って、多くの実施形態において、部分時間間隔のタイミングは駆動信号に密接にリンクされる。このリンクは共振回路２０１の駆動と共振回路２０１の実効共振の間の密接な対応を提供する。駆動信号とタイミング信号のリンクは特に共振周波数が駆動信号の動作周波数と同じ周波数に自動的にロックされることを可能にする。実際、シンクロナイザ５０７は共振回路２０１の各サイクル時間が駆動信号の対応サイクルのサイクル時間と同一になるよう、タイミング信号を、従って部分時間間隔を同期させ得る。このように、ドライバによって部分時間間隔を制御するアプローチと、これが駆動信号に基づくことは、共振周波数が駆動信号と常に同一であるシステムを提供し得る。実際、各個別サイクル時間の個々の時間周期さえもが同一になるように制御され得る。

アプローチは低複雑性を可能にするのみならず、例えば共振回路２０１のいかなる信号（インダクタ若しくはキャパシタ電流若しくは電圧など）のいかなる測定若しくは検出も必要とせずに、周波数が同一であることを自動的に保証することもできる。

アプローチは多数の利点を提供し得る。特に、これは相互変調を軽減し、多くの実施形態において防止し得る。これは多くの実施形態において改良された電力伝送も提供し得、特に電力伝送効率を改善し得る。典型的には、電力伝送効率は一次共振周波数、二次共振周波数及び駆動信号の動作周波数が互いに近づくほど増加される。記載のアプローチは動作周波数と一次共振周波数が、それらが二次共振周波数にマッチするように変更されることを可能にしながら、密接に及び自動的にリンクされることを可能にする。従って、二次共振周波数への駆動信号の適応のみが適用され得、一次共振周波数も自動的にセットされる。

図６は図５の送電器の一実施例を図示し、周波数修正回路５０５はキャパシタ５０３の状態変化を遅らせるように構成される。実施例において、周波数修正回路５０５は部分時間間隔中にインダクタ５０１からの電流をキャパシタ５０３からそらすように構成される。迂回はキャパシタ５０３と並列結合され、これを短絡させるように構成されるスイッチ６０１によって実現される。このように、周波数修正回路５０５は制御可能なスイッチによって実現され得る。

実施例において、スイッチ６０１は部分時間間隔中に閉じられる。スイッチ６０１の開閉はドライバ２０３によって生成されるタイミング信号の遷移によって制御され、従ってスイッチ信号へ同期される。スイッチが閉じられるとき、インダクタ５０１を通って流れている、及びキャパシタ５０３をその他の方法で充電若しくは放電し得る電流が、代わりにスイッチ６０１を通じて迂回される。このように、キャパシタ５０３を短絡させることによって、電流はキャパシタ５０３をバイパスし、従ってキャパシタを充電しない。実施例において、スイッチ６０１はキャパシタ５０３にかかる電圧がゼロになることに対応するタイムインスタントにおいて閉じるように構成される。このとき、インダクタ５０１を通るかなりの電流がある（実際電流は最大レベルになる）。しかしながら、スイッチを短絡させることによって、この電流はもはやキャパシタ５０３を通って流れず、代わりにスイッチ６０１を通って流れる。従って、キャパシタ５０３の短絡は電圧がゼロに維持されること、すなわちキャパシタ５０３の状態が一定に維持されることを保証する。

スイッチ６０１は従ってキャパシタ５０３からの正及び負の電流両方を迂回し得る電流迂回路を形成する。

所定期間後、すなわち部分時間間隔の終わりに、スイッチは再度開かれそれによってインダクタを通って流れる電流がキャパシタ５０３の中へ（若しくはそこから）流れることになる。結果として、キャパシタ５０３は充電を開始し、キャパシタ電圧がそれに従って変化する。これはインダクタから"見られる"キャパシタ５０３の実効キャパシタンスが増加され、従って共振周波数が低減される結果をもたらす。結果として得られる実効共振周波数は部分時間間隔のタイミングに依存し、持続期間の増加は実効共振周波数の減少をもたらす。

具体的に、駆動信号の周期の一部にわたってキャパシタを短絡させることによって、実効キャパシタンスが増加される。

この効果を例示するために、平均電流

で時間t２にわたって電圧Ｕ１（ｔ２）に充電されるキャパシタＣ１が考慮され得る。電圧Ｕ１（ｔ２）は次式であらわされ得る：

代わりにＣ１よりも小さい値を持つが０からｔ１まで短絡され、ｔ１からｔ２の時間間隔において充電される別のキャパシタＣ２を考慮すると、このキャパシタは同じ平均電流

で電圧Ｕ２（ｔ２）に充電される。Ｃ２の場合電圧は次式で決定され得る：

Ｕ１（ｔ２）とＵ２（ｔ２）がｔ２において等しくなる場合、Ｃ１は次式によってあらわされ得る：

言い換えれば、キャパシタＣ２は値が小さいが、時間ｔ２において両キャパシタは同じ電圧に充電される。時間ｔ２において、キャパシタＣ２はインダクタをキャパシタＣ１と同じ電圧にさらす。従って、短絡の効果はインダクタによって"見られる"キャパシタの実効（若しくは見かけの）キャパシタンスを増加させることである。

図６の回路における信号の一実施例が図７で提供される。実施例において、インダクタ５０１のインダクタンスはＬｐ＝２００ｕＨであり、キャパシタ５０３のキャパシタンスはＣｐ＝８．２ｎＦであり、

の固有共振周波数をもたらす。

実施例において、上部曲線は駆動信号を示す。

見られる通り、各サイクルについて、スイッチ６０１は第一部分時間間隔中（キャパシタ電圧の正のゼロ交差について）及び第二部分時間間隔中（キャパシタ電圧の負のゼロ交差について）にキャパシタ５０３を短絡させるように構成される。各部分時間間隔において、電圧は従っておよそ１μｓにわたって一定に維持される。この時間中、キャパシタ５０３の電圧は変化しない。同様に、インダクタ５０１を通る電流もインダクタ５０１が電圧にさらされないことに起因してほとんど変化しない（これは最大値においてほとんど一定である）。

見られる通り、実効共振周波数が低下され、実際実施例において、約１０２ｋＨｚの実効共振周波数が実現される。

正確な実効共振周波数は単に部分時間間隔の持続期間を調節することによってセットされ得る。持続期間が長くなるほど周波数が低くなる。

さらに、駆動信号パルス間の持続期間が一定に維持される場合、駆動信号の動作周波数は駆動信号パルスの持続期間が変わることによって変更され得ることが見られる。しかしながら、これはタイミング信号の右エッジが同様に変化する結果を直接もたらし、キャパシタのゼロ交差に結合されるタイミング信号の左エッジを維持することによって、部分時間間隔が対応して変化することになる。従って、共振周波数は駆動信号動作周波数に直接追従し、本質的に同一になる。

図８は図５のシステムの別の実施形態を図示する。この実施例において、周波数修正回路は部分時間間隔中に容量性インピーダンスから誘導性インピーダンスへの電流フロー（及び特に電流フローの変化率）を妨げることによって、又は均等に誘導性キャパシタンスにわたってキャパシタによってかけられる電圧を低減させることによって、誘導性インピーダンスに対する状態変化を遅らせるように構成される。特に、実施例において、周波数修正回路は部分時間間隔中に容量性インピーダンスから誘導性インピーダンスへの電流フローをブロックすることによって、又は均等にインダクタ電圧をゼロにセットすることによって、誘導性インピーダンスに対する状態変化を遅らせるように構成される。

実施例において、キャパシタ５０３からインダクタ５０１への電流はインダクタ５０１と直列なスイッチ８０１によってブロックされる。実施例において、ドライバ２０３は共振サイクルの一部にわたってキャパシタ５０３とインダクタ５０１の間の結合を効果的に切断するように構成される。ドライバ２０３はスイッチ８０１を駆動信号に同期させ、原則的に図６の実施例について記載された通りに動作する。実際、図６の実施例において、スイッチ６０１はキャパシタ５０３を通る電流をゼロになるように制御することによってキャパシタ５０３にかかる電圧をゼロにおいてフリーズさせるように構成される。図８の実施例において、スイッチ８０１はキャパシタ５０３からインダクタ５０１を切断し、そしてインダクタに対するキャパシタの電圧の影響を除去することによって、インダクタ５０１を通る電流をゼロにおいてフリーズさせるように構成される。従って、電流と電圧の役割が交換されるときにキャパシタとインダクタの動作が同じであることを考慮すると、二つのアプローチは同等である。実際、図７の信号はインダクタ電流とキャパシタ電圧に対する曲線がそれぞれキャパシタ電圧とインダクタ電流と交換される場合、図８の実施例にも当てはまり得る。

提供された実施例において、部分時間間隔中、キャパシタ５０３とインダクタ５０１の両方の状態変化が遅延され、又は実質的にフリーズされることも留意されるべきである。実際、図６の実施例において、部分時間間隔中、電流はキャパシタ５０３に到達せず、電圧はゼロにおいて一定である。しかしながら、このようにインダクタ５０１にかかる電圧もゼロにセットし、従ってインダクタ電流は実質的に一定であり、すなわちインダクタ５０１に対して実質的に状態変化がない。同様に、図８の実施例において、部分時間間隔中、キャパシタ５０３から電流が流れることができず、従ってキャパシタ５０３にかかる電圧は実質的に一定になり、すなわちキャパシタ５０１に対して実質的に状態変化がない。

前の実施例において、部分時間間隔の開始はそれぞれインダクタ電圧とキャパシタ電流のゼロ交差と同期されて（及び具体的には整合されて）いた。特に、部分時間間隔の開始時間はそれぞれキャパシタ電圧とインダクタ電流のゼロ交差と整合される。これは部分時間間隔中にキャパシタ５０３とインダクタ５０１の間の電流フローが完全にゼロに低減されるときに特に利点を提供する。しかしながら、当然のことながら一部の実施形態では、電流フローにおけるより段階的な低減が使用され得る。

当然のことながら状態変化、及びキャパシタ５０３とインダクタ５０１の間のエネルギーフローの遅延は、共振コンポーネント間の電流フローを完全に妨げるのではなく低減させることによって実現され得る。低減される電流は例えばマイクロコントローラによってリアルタイムで制御されることができる電流調整回路を通じて例えば実現され得る。

しかしながら、別の実施例として、低減は例えば部分時間間隔中に追加キャパシタ若しくはインダクタを含むことによって実現され得る。例えば、図９の実施例において、追加電流低減キャパシタ９０１が図６のスイッチと直列に挿入される。部分時間間隔中、スイッチ６０１はキャパシタ５０３を短絡させないが、電流低減キャパシタ９０１を並列に挿入する。これは部分時間間隔中に電流の一部が電流低減キャパシタ９０１へ流れるのでキャパシタ５０３への電流が低減される結果をもたらし、それによってキャパシタ５０３の状態変化と、そしてキャパシタ５０３がインダクタにかける電圧を低減させる（電流低減キャパシタ９０１はキャパシタ５０３と一緒に充電及び放電される）。

インダクタ５０１について対応する実施例が図１０に示される。この実施例では、電流低減インダクタ１００１がインダクタ５０１と直列に挿入され、スイッチ１００３が電流低減インダクタ１００１と並列結合される。この実施例において、スイッチ１００３は部分時間間隔中に開かれ、実効インダクタンスが増加されることになる。従って、部分時間間隔中にインダクタを通る電流変化が低減される（キャパシタ５０３がかける電圧がここではインダクタ５０１と１００１にわたって分割されるので、キャパシタ５０３がインダクタ５０１にかける派生電圧が低減されるため）。部分時間間隔の終わりに、スイッチ１００３が閉じられ、それによって電流低減インダクタ１００１を短絡させる。

以下、ドライバ２０３が駆動信号を生成するためにスイッチングブリッジ／インバータを有するシステムをさらに参照して、システムの動作が説明される。スイッチングブリッジは具体的には図３及び４の実施例に対応するハーフブリッジ若しくはフルブリッジであり得る。

実施例において、ドライバ２０３はさらに部分時間間隔を直接制御する遷移を持つようにタイミング信号を生成する。具体的に、信号は部分時間間隔の開始時間に対応する（及び典型的には実質的に同一、例えばサイクル時間の１／５０以内の）時間、部分時間間隔の終了時間に対応する（及び典型的には実質的に同一、例えばサイクル時間の１／５０以内の）時間、若しくは部分時間間隔の開始時間と終了時間に対応する（及び典型的には実質的に同一、例えばサイクル時間の１／５０以内の）時間の両方において起こる遷移を持つように生成される。

さらに、実施例において、ドライバ２０３はスイッチブリッジのスイッチを制御するスイッチ信号の一つ（若しくはそれ以上）へタイミング信号を同期させるように構成される。このように、駆動信号はスイッチブリッジにおけるスイッチのスイッチングによって生成され、タイミング信号、及び従って部分時間間隔のスイッチ信号への同期化は駆動信号への同期化も提供する。

図１１は図１及び２の誘導電力伝送システムの一実施例の要素の電気モデルの一実施例を示す。

一次共振回路２０１はコンポーネントＣ_ｐ及びＬ_ｐ（キャパシタ５０３とインダクタ５０１に対応）によってあらわされる。ドライバはＶ_ｐと、特定実施例ではＦＥＴであるスイッチＭ１‐Ｍ４によって形成されるスイッチブリッジによってあらわされる。二次共振回路２０５はコンポーネントＣ_ｓ，Ｌ_ｓによってあらわされる。キャパシタＣ_ｄは１ＭＨｚにおいて共振を作り出し、これは可動コイルを使用する送電器が受電器の位置を見つけることを可能にする（例えばＱｉ無線電力仕様（バージョン１．０）に記載の原理に従う）。キャパシタＣ_ｍとスイッチＳ_ｍは受電器１０５による負荷変調をあらわす。ダイオードＤ_７からＤ_１０及びＣ_ｌとＲ_ｌは受電器１０５の負荷をあらわす（ダイオードが整流を提供する）。

実施例において、スイッチＳ１が適切なデューティサイクルで開閉されるとき、実効キャパシタンスは自然にキャパシタ５０３（Ｃ_ｐ）のキャパシタンスよりも大きくなる。送電器の実効共振周波数が固有共振周波数よりも低くなることが望まれる場合、スイッチＳ１はＣ_ｐにかかる電圧が負から正へ及び／又は逆にゼロ電圧を通過した直後の短期間だけ閉じられる。これは図１２に図示され、最初にスイッチＳを制御する駆動信号とタイミング信号を、それからインダクタ５０１を通る電流、及び最後にキャパシタにかかる電圧を示す（図７に対応）。駆動信号はそれぞれ９３ｋＨｚ及び１０％の周波数ｆ_ｏとデューティサイクルＤで共振回路に印加される、すなわち駆動信号は９３ｋＨｚの動作周波数を持つ。実施例において、共振タンクの固有共振周波数ｆ_ｎは１００ｋＨｚである。従って、共振回路にかかる電圧（Ｖ（ｌｅｆｔ，ｒｉｇｈｔ）と示される）は、自励共振回路の場合電流ｉ_ｐ（ｔ）を遅らせるはずであり、これは容量性モード動作であることを意味する。しかしながら、図１１のシステムにおいて、スイッチＳ１は電圧Ｖ（ｌｅｆｔ，ｒｉｇｈｔ）と電流ｉ_ｐ（ｔ）の第一高調波が同相になるようにキャパシタＣ_ｐを短絡させ、これは送電器が共振して動作することを意味する。このように、この共振は適切なデューティサイクルでスイッチＳ１を閉じることによって電圧Ｖ（Ｃ_ｐ）のゼロ交差のイベントの直後にキャパシタＣ_ｐにかかる電圧が増加（若しくは減少）することを妨げることによって実現される。これはインダクタからの電流をキャパシタＣ_ｐから効果的にそらす。

多くの実施形態において図１１の実施例よりも実用的になるアプローチの一実施例が図１３で提供される。図１３の実施例では、図１１のタイミングの単純化が実現され、これは追加柔軟性を提供し得る。

図１３の実施例において、スイッチは二つの電流迂回路で置き換えられ、一つは一方向に流れる電流に対する短絡を提供し、一つは別の方向に流れる電流用である。実施例において、各電流迂回路は整流器（具体的にはダイオード）を含み、これは電流がその経路について一方向にしか流れることができないことを確実にする。

この実施例において、共振タンクを通る正電流はここでＤ６／Ｍ６によってシャントされ、負電流はＤ５／Ｍ５によってシャントされる。ダイオードＤ５及びＤ６はＭ５及びＭ６のボディダイオードが導電することを防止する。スイッチ／ＦＥＴ Ｍ６はスイッチ／ＦＥＴ Ｍ４と全く同じ信号によって制御される、すなわち実施例において部分時間間隔のタイミングを制御するためのスイッチ信号はスイッチブリッジのスイッチの一つに対するスイッチ信号と全く同じである。実際、部分時間間隔の開始及び終了時間の少なくとも一方は、駆動信号を生成するスイッチングブリッジのスイッチの一つのスイッチングと同期されるのみならず、また一致する。

実際、スイッチＭ４が導電しているとき、電圧Ｖ（Ｃ_ｐ）は負から正へ共振している。この電圧が正になるとき、スイッチＭ６は既にオン状態にあるので、ダイオードＤ６は直ちに導電を開始する。このように、複雑なタイミング制御の必要なしにｉ_ｐ（ｔ）を通る電流が必然的にキャパシタＣ_ｐからＤ６／Ｍ６へ向かって整流する。これはさらに図１４に図示される。

同様の状況がＭ５／Ｄ５の第二経路についても起こる。実際、この実施例において、スイッチＭ５に対する制御スイッチ信号はＭ３のスイッチングと一致するように直接生成される。

実施例において、電流迂回路の各々（Ｄ５／Ｍ５及びＤ６／Ｍ６）は従ってスイッチと整流器両方を有する。これは部分時間間隔のより柔軟なタイミングを可能にする。

具体的に、スイッチと整流器両方の使用は、送電器が部分時間間隔の開始時間と終了時間の一方をタイミング信号における遷移へ整合させることを可能にしながら、他方は整流器によって自動的に生成される、すなわちこれは整流器が導電状態と非導電状態の間をスイッチすることによって決定される。

図１３の実施例において、スイッチはキャパシタの電圧が負であるときに導電状態へスイッチされ得る。しかしながら、ダイオードＤ６のために、Ｄ６／Ｍ６の電流迂回路はいかなる電流も伝導せず、従ってキャパシタ５０３からいかなる（負若しくは正）電流も迂回させない。このように、スイッチＭ６のスイッチオンの厳密なタイミングは、電流が迂回される部分時間間隔の開始を構成しないので、無関係である。

しかしながら、キャパシタ５０３にかかる電圧のゼロ交差の直後に、ダイオードＤ６は導電し始める（電圧が十分な順方向バイアスを提供するために十分高くなるとすぐに）。従って、ダイオードＤ６が非導電状態から導電状態へスイッチするとき、電流迂回路はインダクタ５０１からの電流をキャパシタ５０３からそらし始める。このように、部分時間間隔の開始はダイオードが非導電状態から導電状態へスイッチすることによって制御され、スイッチＭ６がスイッチするときには依存しない。従って、部分時間間隔の開始時間はタイミング信号に整合され得ない。

電流迂回路はスイッチＭ６が開状態へスイッチされるまで電流を迂回させ続ける（インダクタからダイオードＤ６の順方向に流れる電流がある限り）。このように、部分時間間隔の終了時間はタイミング信号の遷移と、従ってスイッチＭ４に対するスイッチ信号の遷移と整合される。

従って、図１３の実施例において、図１４に図示される通り、送電器は部分時間間隔の開始時間を整流器（ダイオードＤ６）が非導電状態から導電状態へスイッチすることに整合させるように構成されるが、終了時間はタイミング信号における遷移へ、従ってスイッチ信号における遷移へ整合される。実際、同じスイッチ信号が電流迂回路のスイッチとスイッチブリッジのスイッチ両方のために使用され得る。

当然のことながら他の実施形態では、同じ原理が例えば、整流器が導電状態から非導電状態へスイッチするときに部分時間間隔を終了させることを潜在的に含む、整流器が導電状態をスイッチすることに応答して部分時間間隔の終了を制御するために適用され得る。かかる実施は例えばキャパシタからの電流を迂回させる代わりに、例えばインダクタへの電流のブロックが利用されるときに有用であり得る。

アプローチは多数の特定の利点を持つ。実際、これはキャパシタ電圧及び／又はインダクタ電流のゼロ交差への部分時間間隔の開始の自動同期化を可能にする。このように、これはコンポーネントが容易に短絡若しくは切断され得るときに部分時間間隔の開始を自動的に整合させ、それによって低複雑性の実施形態を可能にする。

別の顕著な利点は、駆動信号とスイッチブリッジに対するスイッチ信号を生成する上での追加柔軟性を提供することである。具体的に、部分時間間隔はスイッチ信号の一エッジに同期されるだけなので、他方は（理にかなった範囲で）自由に変動可能である。これは特にデューティサイクルが変更されることを可能にし、従ってドライバが例えば信号の動作周波数若しくは振幅レベルを変えることなく生成された電力伝送信号の電力レベルを動的に変動させることを可能にする。

実際、アプローチは駆動信号のかなり単純化された生成を可能にする。具体的に、スイッチブリッジの対応するスイッチ（それぞれＭ１／Ｍ４及びＭ２／Ｍ３）をスイッチオンする代わりに、駆動信号がアクティブである比較的短い時間間隔中だけ（すなわち図１４の第一曲線において）、スイッチの全部が５０％のデューティサイクルで実質的に方形波信号によって作動され得る。そして駆動信号のデューティサイクルはこれら駆動信号間の相対位相差によって生成され得る。しかしながら、エッジの一つのみが部分時間間隔のタイミングを制御するので、これは部分時間間隔に影響しない。

さらに、アプローチは第一受電器１０５と動作周波数が同じ値で本質的に一緒にロックされることを依然として保証する。特に、これは共振回路２０１の振動が駆動信号の毎サイクルごとに効果的に再開されるという事実に起因する。

図１３の実施例において、システムにおける電圧レベルは典型的には、部分時間間隔を制御するスイッチ（すなわちスイッチＭ５及びＭ６）が、典型的には二つの追加パルストランスを用いて実現される高電圧レベルシフタを通じて駆動されることを要することが留意されるべきである。

しかしながら、これは図１５のシステムにおいて部分的に回避され得る（具体的には高電圧レベルシフタはスイッチＭ６に対して回避され得る）。この実施例では、二つの電流迂回路がインダクタ５０１とキャパシタ５０３の接合点とスイッチングブリッジへの電力供給用パワーレイルとの間で結合される。

図１５のシステムの動作は図１３の実施例と同様であり、電流が迂回されるために電源へ戻る異なる経路を単に提供する。しかしながら、重要な違いはスイッチＭ５とＭ６がそれぞれ電圧レイルとインバータ用の接地を、すなわち固定電圧を基準とすることである。これは例えばこれらがＭＯＳＦＥＴとして実現されるとき、スイッチの駆動を実質的に容易にし得る。実施例において、スイッチＭ６はＭＯＳＦＥＴがＭ４と同じスイッチ信号によって直接駆動されることによって実現され得る。しかしながら、Ｍ５を実現するＭＯＳＦＥＴは、このＭＯＳＦＥＴのソースの電圧が負の電圧値を持つことになるので、依然パルストランスを要し得る。

図１６は図１５のシステムの変更を図示する。この実施例において、電圧レイルへの電流迂回路、すなわちＤ５／Ｍ５を有する電流迂回路は完全に除去されている。このシステムはゼロ交差の半分だけ部分時間間隔を導入するが（すなわちサイクルあたり一ゼロ交差のみ）、実効共振周波数の効果的な調節を提供することがわかっている。

このように、図１６のシステムにおいて、電流迂回路は直列構成で結合されるスイッチと整流器を有し、電流迂回路の一端はインダクタとキャパシタの間の接合点に結合され、電流迂回路の他端はスイッチングブリッジ用の接地電源レイルへ結合される。システムにおいて、整流器は部分時間間隔の開始時間を、整流器が非導電状態から導電状態へスイッチするときへ整合させ、一方部分時間間隔の終了時間はスイッチングブリッジのスイッチＭ４のスイッチングへ整合される。

アプローチは、送電器の共振周波数を駆動信号にマッチするように適応させるための非常に低複雑性のアプローチを可能にする。アプローチは特に、駆動信号の周波数が一次共振回路の共振周波数と常に同じであり、逆もまた同様な自動システムを提供し得る。

動作周波数と一次共振周波数のロックを例示するために、図１７のシステムが考慮され得る。実施例はインダクタ５０１（Ｌ）とキャパシタ５０３（Ｃ）を有する共振回路を駆動するドライバ２０３を図示する。ドライバが共振回路へステップ電圧を印加する場合、これは周知の共振周波数

において振動し始める。これらの振動はシステムを通って流れる電流Ｉ（描かれた線）、及びインダクタ５０１とキャパシタ５０３の間の接合点における電圧Ｖ（破線）において見られる。ダンピングの存在下で、振動はしばらくした後消失し、キャパシタ５０３がドライバ２０３のステップ電圧へ充電される定常状態につながる。実際には、共振回路は高Ｑファクタ、すなわち低ダンピングを持ち、これは共振周波数の多くの周期にわたって振動が継続することを意味する。

ドライバ２０３が共振周波数に等しい周波数において信号を印加する場合、振動はダンピングの存在下であっても無限に維持され得る。この場合、非常に高電流が回路を流れ得る。しかしながら、ドライバ２０３が共振周波数と異なる周波数において信号を印加する場合、システムはあまりうまく"スイング"せず、かなり低い電流が回路を通って流れることになる。実際、後者の場合、回路における電流及び電圧信号は二つの周波数、すなわち駆動周波数と共振周波数を含み、共振周波数は共振タンク回路のより高いＱファクタでより拡張されることになる。電流及び電圧信号における二つの周波数はそれらの振幅上でのビート周波数につながり、これはときに二周波数間の相互変調とも（不正確に）よばれることがある。システムの受電側での負荷変調を通じて実現される振幅変調に依存する無線電力伝送システムにおいて、これは信頼できる通信を、不可能ではないにしても困難にし得る。従って所定の場合には必須ではないにしても、共振周波数に等しい周波数においてシステムを作動させることが有利である。

共振周波数における振動の一サイクルの完了後にスイッチＳＷ１若しくはＳＷ２のいずれかを閉じることによって、その周波数におけるさらなる振動が阻害される。言い換えれば、回路における電流及び電圧信号の変化の状態がこの実施例ではゼロへ減速される。駆動信号の次のサイクルの開始において再度スイッチを開くと、駆動信号がはじめて印加されたかのように共振周波数における振動を再開する。これは電流信号若しくは電圧信号の位相が駆動信号の位相にマッチするようにリセットされることを意味する。言い換えれば、回路におけるサイクルの周波数は事実上駆動周波数に等しくなるが、もはや正弦波形状を持たない。図１８において、左側は電流の負から正のゼロ交差においてＳＷ１を閉じる場合に得られる波形を示し、右側の図は電圧の負から正のゼロ交差においてＳＷ２を閉じる場合に得られる波形を示す。描かれた波形は電流をあらわし、破線の波形は電圧をあらわし、点線は駆動信号を、この場合は方形波をあらわす。

駆動周波数と共振周波数の差に依存して、システムは一サイクルに一度とは対照的に数サイクルに一度スイッチを操作することによって電流及び電圧信号におけるビートを効果的に抑制するはたらきもし得ることが留意されるべきである。例えば、駆動周波数が共振周波数に近づく場合、ビートの周波数は増加し、振幅において生じる変化は増大するのに数サイクルかかる。その場合数サイクルごとに位相をリセットすることが、スイッチを操作することから生じ得るシステムにおける潜在的損失を削減しながら、負荷変調ベースの通信に対する感度を十分なレベルで維持するために十分である。

スイッチの動作の同期化は、例えば様々な異なる実施形態について前述したような、多くの方法で実現され得る。スイッチの開放は方形波若しくはパルス波駆動信号のエッジ、例えば立ち上がりエッジと最も容易に同期される。スイッチを閉じるために、電流若しくは電圧信号の負から正へのゼロ交差でトリガーする測定システムがタンク回路へ追加され得る。当業者はこの機能を実行する多くの種類の回路を設計することができるだろう。

並列に複数タンク回路を駆動する単一ドライバを有する無線電力システムの場合、これは受電器のより大きな（横方向）位置決め公差を実現する有利な実施例であるが、共振周波数においてシステムを作動させることは不可能ではないにしても困難である。その理由は無線電力システムを実現するために使用されるコンポーネントのインダクタンス値とキャパシタンス値における固有スプレッドに起因して、各共振タンク回路が典型的には異なる共振周波数を持つためである。各共振タンク回路のＱファクタを制限することによって、共振周波数における電流及び電圧信号コンポーネントは駆動周波数における信号コンポーネントに対して小さく維持され得る。これは振幅変調に基づく通信が可能なままであるように、振幅上のビートを抑制する。しかしながら、このアプローチの欠点は、電力伝送の効率を標準に達するように維持するために、低Ｑファクタが比較的高い結合を要することである。言い換えれば、低Ｑファクタはシステムの送電部と受電部の間の大きな距離を許容しない。

上記の通り自励振動を阻害することによって、システムにおける様々な周波数間のビートが、‐駆動周波数だけでなく複数の共振タンク回路の異なる共振周波数も‐抑制されることができ、振幅変調を用いた通信を可能にする。言い換えれば、かなり大きな距離に置かれる受電器からの振幅通信を復調することが可能な高Ｑマルチコイル若しくはアレイベースの送電器を実現することが可能になる。

本発明者らはこれらの周波数を密接に一緒にロックすることが、特に負荷変調が使用されるときに改良された通信性能を提供し得ることを認識した。

多くの実施形態において、送電器１０１は受電器１０５からデータメッセージを受信するように構成され得る。具体的に、送電器１０１は無線誘導電力信号の負荷変調を復調して、受電器１０５から送信される対応するデータを決定するように構成され得る。

物理レベルで、受電器１０５から送電器１０１への通信チャネルは通信キャリアとして無線誘導電力信号を用いることによって実現される。受電器１０５は受電コイル１０７の負荷を変調することによってデータメッセージを送信する。受電器１０５は例えば受電コイル１０７に並列結合されるキャパシタを接続及び切断することによってこれをなし得、それによって共振を、及び従って受電器１０５の負荷特性を変化させる。これらの変化は送電側において電力信号における対応する変動を、特に送電インダクタ１０３の電流及び電圧における変動をもたらす。これらの変化は送電器１０１によって直接若しくは間接的に検出され、受電器１０５からの負荷変調データを復調するために使用される。

具体的に、負荷変調は例えば駆動信号電流／電圧の振幅及び／又は位相における変化によって、送電コイル１０３の電流／電圧における変化、及び／又は共振回路の電流／電圧の変化によって、検出され得る。別の実施例として、負荷変調はドライバ２０３へ（具体的にはインバータ／スイッチブリッジへ）の電源の電流における変化によって検出され得る。

受電器１０５は従ってデータを電力信号へ負荷変調することができ、そしてこれは送電器１０１が復調することができる。アプローチは例えばＱｉ無線電力仕様ともよばれる、http://www.wirelesspowerconsotrium.com/downloads/wirelss-power-specification-part-1.htmlから利用可能な"System description, Wireless Power Transfer, Volume I:Low Power, Part 1:Interface Definition Version 1.0 July 2010, published by the Wireless Power Consortium"、特にチャプタ６：通信インターフェース（又は規格のその後のバージョン）でＱｉについて記載されたものに対応し得る。

負荷変調は特に電力伝送を適応させるために、特に受電器１０５から受信される電力制御メッセージに基づいて送信電力レベルを持続的に適応させる電力制御ループを実施するために使用される。電力制御メッセージは負荷変調によって通信される。

動作周波数と一次共振周波数が自動的に同じになる上記アプローチは多くの実施形態において実質的に改良された性能を提供し得る。実際、本発明者らはこれらの周波数をリンクすることによって実質的に低減された相互変調が実現され得ることを認識した。

その効果と実現は一部の実用的な実施例を考慮することによって例示され得る。特に、図１９の等価回路が考慮され得る。

図１９の図は図１及び２の誘導電力伝送システムの単純電気モデルをあらわす。

一次共振回路２０１がコンポーネントＣ_ｐ，Ｒ_ｃｐ，Ｒ_ｌｐ，Ｌ_ｐによってあらわされ、レジスタは損失をあらわす。ドライバはＶ_ｐとＲ_ｉによってあらわされる。二次共振回路２０５はコンポーネントＣ_ｓ，Ｒ_ｃｓ，Ｒ_ｌｓ，Ｌ_ｓによってあらわされ、レジスタは損失をあらわす。キャパシタＣ_ｄ（レジスタＲ_ｃｄは損失をあらわす）は１ＭＨｚにおいて共振を作り出し、これは可動コイルを用いる送電器が受電器の位置を見つけることを可能にする。キャパシタＣ_ｍ（レジスタＲ_ｃｍは損失をあらわす）とスイッチＳ_ｍは受電器１０５による負荷変調をあらわす。ダイオードＤ_７からＤ_１０及びＣ_ｌとＲ_ｌは受電器１０５の負荷をあらわす（ダイオードが整流を提供する）。

回路はＱｉ無線電力伝送システムの典型的な値についてシミュレーションされた。かかるシステムにおいて、一次共振周波数はｆ_ｐ＝（９３±７）ｋＨｚの間隔であり、二次共振周波数はｆ_ｓ＝（１００±５）ｋＨｚの間隔である。二者間の結合係数ｋは

に等しく、Ｍは二コイル間の相互インダクタンスである。実施例において、結合係数ｋは０．０５の値にセットされる。

実施例において、駆動信号の動作周波数ｆ_ｏとデューティサイクルＤ＝Ｔｏｎ／Ｔは例えば所望の電力伝送特性をもたらすように変動され得る。

回路は以下の例示的な値で分析された：

図２０は以下のパラメータに対するシミュレーション結果を例示する：
ｋ＝０．０５，ｆ_ｏ＝１００ｋＨｚ，ｆ_ｐ＝９３ｋＨｚ，ｆ_ｓ＝１００ｋＨｚ

二つの第一曲線は送電コイル１０３（Ｌ_ｐ）を通る電流を図示し、第二曲線は拡大図を図示する。最下曲線は受電器による負荷変調（具体的にはスイッチＳ_ｍに対するスイッチ信号）を示す。

見てわかる通り、電力信号が最初にスイッチオンになるとき、振動が生じる。本質的に、送電器はアンダーダンピングされた共振回路と同様に動作する。実際、振動は駆動信号と一次共振回路２０１間の相互変調効果とみなされ得る。このように、振動はｆ_ｏ−ｆ_ｐ＝７ｋＨｚの周波数で相互変調をあらわす。振動が段階的に弱まり、ｔ＝２．０ｍｓにおいて事実上減衰されることも見られる（主に受電器の負荷に起因）。

実施例において、負荷変調はｔ＝２．２５ｍｓにおいて開始し、実施例はｆ_ｍ＝２ｋＨｚの変調クロック周波数を伴うバースト信号に対応する負荷変調を提供する。見てわかる通り、負荷変調のステップ変化は効果的に相互変調を励起して振動をもたらす、すなわち負荷変調ステップはアンダーダンピングされた共振回路を励起するステップ関数とみなされ得る。見てわかる通り、振動は顕著であり、負荷変調データの変動によって生じる差を超える若しくは実質的に軽減し得る。これは復調の信頼性を実質的に低減させ、多くのシナリオでは信頼できる復調を防止する可能性もある（復調における振動を補正することは非常に複雑で典型的には費用のかかる機能を要する）。

図２１は以下のパラメータに対するシミュレーション結果を例示する：
ｋ＝０．０５，ｆ_ｏ＝９３ｋＨｚ，ｆ_ｐ＝９３ｋＨｚ，ｆ_ｓ＝１００ｋＨｚ

このように、この実施例において動作周波数と一次共振周波数は同じ値にセットされる。

見てわかる通り、これは効果的に振動を除去する。実際、回路は依然アンダーダンピングされた共振回路に対応するとみなされ得るが、相互変調効果は存在しない。結果として、データの復調は実質的に促進され、はるかにより信頼できる復調が実行され得る。

従って、例示の通り、動作周波数と一次共振周波数が同じであることを保証することによって、負荷変調の改良された復調が実現され得る。

当然のことながら明確にするための上記記載は異なる機能回路、ユニット及びプロセッサに関して本発明の実施形態を記載している。しかし当然のことながら異なる機能回路、ユニット若しくはプロセッサ間での機能のいかなる適切な分散も、本発明を損なうことなく使用され得る。例えば、別々のプロセッサ若しくはコントローラによって実行されるように例示される機能が、同じプロセッサ若しくはコントローラによって実行されてもよい。従って、特定の機能ユニット若しくは回路への言及は厳密な論理的若しくは物理的構造若しくは機構を示すのではなく記載の機能を提供するための適切な手段への言及とみなされるに過ぎない。

本発明はハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア若しくはこれらの任意の組み合わせを含む任意の適切な形式で実現され得る。本発明は随意に一つ以上のデータプロセッサ及び／又はデジタル信号プロセッサ上で実行するコンピュータソフトウェアとして少なくとも部分的に実現され得る。本発明の実施形態の構成要素及び部品は任意の適切な方法で物理的に、機能的に及び論理的に実現され得る。実際、機能は単一ユニットにおいて、複数のユニットにおいて、若しくは他の機能ユニットの一部として実現され得る。従って、本発明は単一ユニットにおいて実現され得るか、又は異なるユニット、回路及びプロセッサ間に物理的に及び機能的に分散されてもよい。

本発明は一部の実施形態に関して記載されているが、本明細書に記載の特定の形式に限定されないことが意図される。むしろ、本発明の範囲は添付の請求項にのみ限定される。付加的に、ある特徴は特定実施形態に関して記載されるように見えるかもしれないが、当業者は記載の実施形態の様々な特徴が本発明に従って組み合わされ得ることを認識するだろう。請求項において、有するという語は他の要素若しくはステップの存在を除外しない。

さらに、個別に列挙されるが、複数の手段、要素、回路若しくは方法ステップは例えば単一の回路、ユニット若しくはプロセッサによって実現され得る。付加的に、個々の特徴が異なる請求項に含まれ得るが、これらは場合により好都合に組み合わされてもよく、異なる請求項への包含は特徴の組み合わせが実現可能及び／又は好都合でないことを示唆しない。請求項の一つのカテゴリへの特徴の包含もこのカテゴリへの限定を示唆せず、むしろ特徴が必要に応じて他の請求項カテゴリに等しく適用可能であることを示す。さらに、請求項における特徴の順序は特徴が実施されなければならないいかなる特定の順序も示唆せず、特に方法の請求項における個々のステップの順序はステップがこの順序で実行されなければならないことを示唆しない。むしろ、ステップはいかなる適切な順序で実行されてもよい。加えて、単数形の参照は複数を除外しない。従って"a"、"ａｎ"、"ｆｉｒｓｔ"、"ｓｅｃｏｎｄ"などの参照は複数を除外しない。請求項における参照符号は単に明確にする実施例として与えられるに過ぎず、決して請求項の範囲を限定するものと解釈されてはならない。

Claims (15)

1. 誘導電力信号を介して受電器へ無線で電力を供給するための送電器であって、
   容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスを有する、前記誘導電力信号を生成するための共振回路と、
   前記共振回路に対する駆動信号を生成するためのドライバであって、当該駆動信号は動作周波数を持ち、タイミング信号の信号パラメータにおける変化に対応する遷移であって、前記駆動信号に同期される遷移を持つタイミング信号を生成するように構成される、ドライバと、
   前記駆動信号の少なくとも複数サイクルの各々の部分時間間隔にわたって前記容量性インピーダンスと前記誘導性インピーダンスの少なくとも一方について状態変化を遅らせることによって、前記共振回路の共振周波数を制御するための周波数修正回路であって、前記部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方を前記タイミング信号の少なくとも一部の遷移へ整合させ、閾値を交差する前記容量性インピーダンスと前記誘導性インピーダンスの少なくとも一方の信号のタイムインスタントに対する固定タイムオフセットを持つように前記部分時間間隔の開始時間と終了時間の前記少なくとも一方の他方の時間を制御するように構成される、周波数修正回路と
   を有する、送電器。
2. 前記ドライバが、前記駆動信号のサイクルのゼロ交差、最大及び最小の少なくとも一つのタイムインスタントへ固定タイムオフセットを伴う遷移を持つように前記タイミング信号を生成するように構成され、前記周波数修正回路が前記タイミング信号の少なくとも一部の遷移へ固定タイムオフセットを持つように前記部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方を決定するように構成される、請求項１に記載の送電器。
3. 前記ドライバが前記駆動信号を生成するためのスイッチングブリッジを有し、前記ドライバが前記スイッチングブリッジのスイッチに対するスイッチ信号の遷移へ前記タイミング信号の遷移を同期させるように構成される、請求項１に記載の送電器。
4. 前記周波数修正回路がスイッチと整流器を有し、前記周波数修正回路が前記開始時間と前記終了時間の一方を前記遷移へ整合させ、前記開始時間と前記終了時間の他方を、前記整流器が非導電状態と導電状態の間でスイッチすることに整合させるように構成される、請求項２又は３に記載の送電器。
5. 前記周波数修正回路が、前記部分時間間隔中に前記誘導性インピーダンスからの電流を前記容量性インピーダンスから迂回させることによって前記容量性インピーダンスに対する状態変化を遅らせるように構成される、請求項１に記載の送電器。
6. 前記周波数修正回路が誘導性共振からの電流を前記容量性インピーダンスから迂回させるように構成される電流迂回路を有し、当該電流迂回路が当該電流迂回路を接続及び切断するためのスイッチを有し、前記周波数修正回路が前記スイッチのスイッチングを前記タイミング信号へ整合させるように構成される、請求項５に記載の送電器。
7. 前記周波数修正回路が直列構成で結合されるスイッチと整流器を有し、前記周波数修正回路が前記開始時間と前記終了時間の一方を前記遷移へ整合させ、前記開始時間と前記終了時間の他方を、前記整流器が非導電状態と導電状態の間でスイッチすることに同期させるように構成される、請求項６に記載の送電器。
8. 前記電流迂回路の第一端が前記誘導性インピーダンスと前記容量性インピーダンスの間の接合点に結合される、請求項６から７のいずれか一項に記載の送電器。
9. 前記電流迂回路の第二端が電圧源レイルに結合される、請求項８に記載の送電器。
10. 前記ドライバが前記駆動信号を生成するスイッチングブリッジを有し、前記ドライバが前記スイッチングブリッジのスイッチに対するスイッチ信号の遷移と一致するように前記タイミング信号の遷移を同期させるように構成される、請求項６から９のいずれか一項に記載の送電器。
11. 前記電流迂回路が直列構成で結合されるスイッチと整流器を有し、前記電流迂回路の第一端が前記誘導性インピーダンスと前記容量性インピーダンスの間の接合点に結合され、前記電流迂回路の第二端が前記スイッチングブリッジのための接地電源レイルへ結合され、前記送電器が前記部分時間間隔の開始時間を、前記整流器が非導電状態から導電状態へスイッチする時間に整合させ、前記部分時間間隔の終了時間を前記スイッチングブリッジのスイッチのスイッチングへ整合させるように構成される、請求項１０に記載の送電器。
12. 前記周波数修正回路が前記部分時間間隔中に前記容量性インピーダンスから前記誘導性インピーダンスへの電流フローを妨げることによって前記誘導性インピーダンスに対する状態変化を遅らせるように構成される、請求項１に記載の送電器。
13. 前記周波数修正回路が前記部分時間間隔中に前記容量性インピーダンスから前記誘導性インピーダンスへの電流フローをブロックすることによって前記誘導性インピーダンスに対する状態変化を遅らせるように構成される、請求項１に記載の送電器。
14. 誘導電力信号を用いて受電器へ無線で電力を供給するための送電器の動作方法であって、当該送電器は当該誘導電力信号を生成するための共振回路を有し、当該共振回路は容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスを有する、方法において、
    ドライバが、前記共振回路に対する駆動信号を生成し、当該駆動信号が動作周波数を持ち、タイミング信号の信号パラメータにおける変化に対応する遷移であって、前記駆動信号に同期される遷移を持つタイミング信号を生成する、ステップと、
    周波数修正回路が、前記駆動信号の少なくとも複数サイクルの各々の部分時間間隔にわたって前記容量性インピーダンスと前記誘導性インピーダンスの少なくとも一方について状態変化を遅らせることによって前記共振回路に対する共振周波数を制御するステップであって、当該共振周波数の制御は、前記部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方を前記タイミング信号の少なくとも一部の遷移へ整合させることを含み、閾値を交差する前記容量性インピーダンスと前記誘導性インピーダンスの少なくとも一方の信号のタイムインスタントに対する固定タイムオフセットを持つように前記部分時間間隔の開始時間と終了時間の前記少なくとも一方の他方の時間を制御する、ステップと
    を有する方法。
15. 受電器と、誘導電力信号を用いて当該受電器へ無線で電力を供給するように構成される送電器とを有する無線電力伝送システムであって、当該送電器が、
    容量性インピーダンスと誘導性インピーダンスを有する、前記誘導電力信号を生成するための共振回路と、
    前記共振回路に対する駆動信号を生成するためのドライバであって、当該駆動信号は動作周波数を持ち、タイミング信号の信号パラメータにおける変化に対応する遷移であって、前記駆動信号に同期される遷移を持つタイミング信号を生成するように構成されるドライバと、
    前記駆動信号の少なくとも複数サイクルの各々の部分時間間隔にわたって前記容量性インピーダンスと前記誘導性インピーダンスの少なくとも一方について状態変化を遅らせることによって前記共振回路の共振周波数を制御するための周波数修正回路であって、当該周波数修正回路は前記部分時間間隔の開始時間と終了時間の少なくとも一方を前記タイミング信号の少なくとも一部の遷移へ整合させ、閾値を交差する前記容量性インピーダンスと前記誘導性インピーダンスの少なくとも一方の信号のタイムインスタントに対する固定タイムオフセットを持つように前記部分時間間隔の開始時間と終了時間の前記少なくとも一方の他方の時間を制御するように構成される、周波数修正回路と
    を有する、無線電力伝送システム。

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