JP6191267B2

JP6191267B2 - Current detector

Info

Publication number: JP6191267B2
Application number: JP2013127543A
Authority: JP
Inventors: 洋平細岡; 高橋　康弘; 康弘高橋; 橋本　貴; 貴橋本; 俊夫野寺
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2013-06-18
Filing date: 2013-06-18
Publication date: 2017-09-06
Anticipated expiration: 2033-06-18
Also published as: JP2015001503A

Description

本発明は、漏電遮断器、漏電警報器などに適用できる電流検出装置に関する。 The present invention relates to a current detection device applicable to a leakage breaker, a leakage alarm, and the like.

この種の電流検出装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検出が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている( 例えば、特許文献１参照) 。
この特許文献１に記載された従来例では、図１０（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形，等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。 As this type of current detection device, devices having various configurations have been proposed and implemented. However, a flux gate type current sensor is known as a device that is structurally simple and capable of detecting a minute current. (For example, see Patent Document 1).
The conventional example described in Patent Document 1 has a configuration shown in FIG. That is, the same shape and isometrically formed cores 101 and 102 made of a soft magnetic material, the exciting coil 103 wound around the cores 101 and 102, and the cores 101 and 102 in a lump. And a wound detection coil 104.

励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０５が挿通されている。
励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１及び１０２に巻回されている。 An AC power supply (not shown) is connected to the excitation coil 103, and a detection circuit (not shown) is connected to the detection coil 104. And the to-be-measured conducting wire 105 which is an object which measures an electric current is inserted in the center of both the cores 101 and 102.
The exciting coil 103 is wound around the cores 101 and 102 so that the magnetic fields generated in the cores 101 and 102 are opposite in phase when they are energized and cancel each other.

そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図１０（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。 Then, when the exciting current iex is supplied to the exciting coil 103, the change with time of the magnetic flux density B generated in each of the cores 101 and 102 is as shown in FIG. The magnetic characteristics of the soft magnetic cores 101 and 102 have a linear relationship between the magnetic field magnitude H and the magnetic flux density B when the magnetic field magnitude H is within a predetermined range. However, when the magnitude H of the magnetic field exceeds a predetermined value, the magnetic flux density B does not change and the magnetic saturation state is established. Therefore, when the exciting current iex is supplied to the exciting coil 103, the cores 101 and 102 are generated. The magnetic flux density B to be changed changes to a vertically symmetric trapezoidal wave shape as shown by the solid line, and the phases are 180 ° out of phase with each other.

今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図１０（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。 Assuming that a direct current value I is energized downward as indicated by an arrow in the lead 105 to be measured, a magnetic flux density corresponding to this direct current component is superimposed. As a result, the magnetic flux density B is as shown in FIG. As indicated by the broken line, the upper trapezoidal wave has an enlarged width while the lower trapezoidal wave has a reduced width.

ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図１０（ｃ）に示すようになる。この図１０（ｃ）では、前述した図１０（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図１０（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図１０（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図１０（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。 Here, when the change in the magnetic flux density B generated in both the cores 101 and 102 is expressed by a sine wave (corresponding to the electromotive force), it is as shown in FIG. In FIG. 10C, a sine wave (electromotive force) having a frequency f shifted by 180 ° as shown in the solid line corresponding to the trapezoidal wave shown in the solid line in FIG. Are offset by 180 °, so they cancel each other. On the other hand, corresponding to the trapezoidal wave shown by the broken line in FIG. 10B, the second harmonic of the double frequency 2f as shown by the broken line appears in FIG. 10C. Since the second harmonics are 180 ° out of phase, if they are superimposed on each other, a sine wave signal as shown in the lowermost stage of FIG. 10C is obtained, and this is detected by the detection coil 104.

この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。
また、特許文献２に記載された従来例では、図１１に示すように、感知される電流１２１は、ソフトフェライトのトロイダルルコアを有する小型変成器からなる可飽和コア磁気検知素子１２４の一次巻線を通って流れる。この変成器の２次巻線は一端が電力スイッチ１２３に接続され、この電力スイッチ１２３は、電源１２２から二次巻線に供給される電圧の極性を交互に切り替える。また、二次巻線の他端は、検知装置１２５に接続される。 The detection signal captured by the detection coil 104 corresponds to the direct current value I flowing through the conductor 105 to be measured, and the current value I can be detected by processing this.
In the conventional example described in Patent Document 2, as shown in FIG. 11, the detected current 121 is a primary volume of a saturable core magnetic sensing element 124 composed of a small transformer having a toroidal core of soft ferrite. Flows through the line. One end of the secondary winding of the transformer is connected to the power switch 123, and the power switch 123 alternately switches the polarity of the voltage supplied from the power source 122 to the secondary winding. The other end of the secondary winding is connected to the detection device 125.

電力スイッチ１２３が正極性を有する電流を供給すると、可飽和コア磁気検知素子１２４の二次巻線に流れる電流によりコアを飽和させる。コアが飽和すると、検知装置１２５の両端の電圧が急激に上昇し、検知装置１２５から出力される制御信号１２７はヒステレシススイッチ１２６に供給される。制御信号１２７があるレベルに到達したとき電力スイッチ１２３を反転させることで、可飽和コア磁気検知素子１２４の二次巻線に流れる電流の極性を切り替える。 When the power switch 123 supplies a positive current, the core is saturated by the current flowing through the secondary winding of the saturable core magnetic sensing element 124. When the core is saturated, the voltage across the detection device 125 increases rapidly, and the control signal 127 output from the detection device 125 is supplied to the hysteresis switch 126. When the control signal 127 reaches a certain level, the polarity of the current flowing through the secondary winding of the saturable core magnetic sensing element 124 is switched by inverting the power switch 123.

これにより、可飽和コア磁気検知素子１２４には負極性の電流が供給され、コアの磁化は減少し、反対方向にコアが飽和される。すると、検知装置１２５の両端の電圧は、急激に負方向に上昇し、ヒステレシススイッチ１２６を介して電力スイッチ１２３の極性を切り替え、二次巻線に供給されている電圧の極性を反転させる。このように、このシステムは安定して周期的パターンで動作を繰り返す。 Thereby, a negative current is supplied to the saturable core magnetic sensing element 124, the magnetization of the core decreases, and the core is saturated in the opposite direction. Then, the voltage across the detection device 125 suddenly rises in the negative direction, and the polarity of the power switch 123 is switched via the hysteresis switch 126 to invert the polarity of the voltage supplied to the secondary winding. Thus, the system repeats operation in a stable periodic pattern.

感知される電流１２１に比例する出力を得るために、ローパスフィルタ１２８が電力スイッチ１２３の出力に接続されて、混在する磁化電流成分の大部分を除去する。このローパスフィルタ１２８の出力線１２９における信号は感知される電流１２１に含まれる直流成分を含む非常に低い周波数成分である。感知される電流１２１の高周波成分は、変成器１３１の二次巻線に誘起されるので、変成器１３１の出力信号１３２は、出力線１２９における信号を電力増幅器１３０で増幅した直流成分を含む非常に低い周波数成分と高周波成分を含んでいる。これにより、広い周波数帯域にわたって電流の測定ができる。 In order to obtain an output proportional to the sensed current 121, a low pass filter 128 is connected to the output of the power switch 123 to remove most of the mixed magnetizing current component. The signal on the output line 129 of the low-pass filter 128 is a very low frequency component including a DC component included in the sensed current 121. Since the sensed high-frequency component of the current 121 is induced in the secondary winding of the transformer 131, the output signal 132 of the transformer 131 includes a direct current component obtained by amplifying the signal on the output line 129 by the power amplifier 130. Contains low frequency components and high frequency components. Thereby, the current can be measured over a wide frequency band.

特開２０００−１６２２４４号公報JP 2000-162244 A 特許第２９２３３０７号公報Japanese Patent No. 2923307

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、２つのコア１０１及び１０２を使用するため、実際にはコア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であるため、磁気特性の違いにより励磁電流ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという未解決の課題がある。また、少なくとも２つのコア１０１，１０２を使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという未解決の課題もある。
さらに、コア１０１、１０２を飽和領域まで励磁する必要があるので、大きな励磁電流が必要となり、センサの消費電流が大きいという未解決の課題もある。 However, in the conventional example described in Patent Document 1, since the two cores 101 and 102 are used, it is actually difficult to completely match the magnetic characteristics of the cores 101 and 102. Due to the difference in magnetic characteristics, the voltage generated by the exciting current iex is generated without being completely canceled out. This deteriorates the S / N ratio of the detection voltage corresponding to the second harmonic component, and there is an unsolved problem that it is difficult to detect a minute current. In addition, since at least two cores 101 and 102 are used, there is an unsolved problem that it is difficult to realize downsizing and cost reduction.
Furthermore, since it is necessary to excite the cores 101 and 102 to the saturation region, a large exciting current is required, and there is an unsolved problem that the consumption current of the sensor is large.

一方、前記特許文献２に記載された電流センサは直流成分を含む非常に低い周波数成分の大電流を測定した場合、可飽和コア磁気検知素子１２４が可飽和する前に電力スイッチ１２３が切り替わってしまうので、ローパスフィルタ１２８の出力線１２９における信号は零に近づく。このため、特許文献２に記載された電流センサでは、ローパスフィルタを介して直流成分を含む非常に低い周波数成分を分離しているので、ノイズの影響を除去することはできるが、微小電流から大電流までの広い電流範囲の測定ができないという未解決の課題がある。さらに、少なくとも２つの変成器を使用するので、小型化や低コスト化を図ることが難しいという未解決の課題がある。 On the other hand, when the current sensor described in Patent Document 2 measures a large current of a very low frequency component including a DC component, the power switch 123 is switched before the saturable core magnetic sensing element 124 is saturated. Therefore, the signal at the output line 129 of the low-pass filter 128 approaches zero. For this reason, in the current sensor described in Patent Document 2, a very low frequency component including a DC component is separated through a low-pass filter, so that the influence of noise can be removed. There is an unsolved problem that a wide current range up to current cannot be measured. Furthermore, since at least two transformers are used, there is an unsolved problem that it is difficult to reduce the size and cost.

そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、１つの磁気コアによって広い範囲の電流検出がノイズの影響を受けることなく可能であり、かつ、過大電流が流れたときにその過大電流を確実に検出可能な電流検出装置を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention has been made paying attention to the unsolved problems of the above-described conventional example, and it is possible to detect a wide range of current without being affected by noise by one magnetic core, and an overcurrent. An object of the present invention is to provide a current detection device capable of reliably detecting an excessive current when a current flows.

上記の目的を達成するために、本発明に係る電流検出装置の一態様は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、当該励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、該発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ比を検出し、検出したデューティ比に基づいて前記測定電流を検出する電流検出手段とを少なくとも備えた電流検出装置であって、前記磁気コアに巻回した励磁コイルとは別の検出コイルと、該検出コイルの出力電圧が入力されて高周波ノイズ成分を通過させるハイパスフィルタとを備え、前記発振手段は、前記矩形波電圧を出力する出力端子に前記励磁コイルの一端が接続され、非反転入力端子に閾値電圧が入力されたオペアンプと、前記励磁コイルの出力から前記ハイパスフィルタから出力されるノイズ成分を減算してノイズ成分を除去した出力を前記オペアンプの反転入力端子に供給するノイズ除去手段とを備え、前記オペアンプの出力端子から前記矩形波電圧を出力する。 In order to achieve the above object, an aspect of the current detection device according to the present invention is to saturate the magnetic core according to a set threshold value and an excitation coil wound around the magnetic core surrounding the conducting wire through which the measurement current flows. Oscillating means for generating a rectangular wave voltage for reversing the magnetism of the exciting current supplied to the exciting coil in the state or the vicinity thereof, and detecting the duty ratio of the rectangular wave voltage output from the oscillating means A current detection device including at least current detection means for detecting the measurement current based on the duty ratio , a detection coil different from the excitation coil wound around the magnetic core, and an output voltage of the detection coil There are input and a high-pass filter which passes the high frequency noise component, said oscillating means, one end of the exciting coil is connected to an output terminal for outputting the rectangular wave voltage, non An operational amplifier threshold voltage is input to the inverting input terminal, noise removal supplies and to remove noise components output subtracting the noise component outputted from the high-pass filter from the output of the excitation coil to the inverting input terminal of said operational amplifier Means for outputting the rectangular wave voltage from an output terminal of the operational amplifier.

本発明によれば、微小電流から大電流までの検知を１つの磁気コアで実現できるので、より広範囲な電流監視等が可能な電流検出装置を小型化、低コストで算出することができる。さらに、ノイズ信号などによる誤動作を排除することができ、周囲環境条件による影響を受けることが少ない高信頼性を有する電流検出装置を提供することができる。 According to the present invention, since detection from a minute current to a large current can be realized by one magnetic core, a current detection device capable of monitoring a wider range of currents can be reduced in size and calculated at low cost. Furthermore, it is possible to provide a highly reliable current detection device that can eliminate malfunction due to a noise signal or the like and is less affected by ambient environmental conditions.

本発明の電流検出装置の実施形態の構成の示す図である。It is a figure which shows the structure of embodiment of the current detection apparatus of this invention. 図１の発振回路及びハイパスフィルタ回路の具体的構成を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a specific configuration of an oscillation circuit and a high-pass filter circuit in FIG. 1. 電流検出回路、周波数検出回路、振幅検出回路及び出力判定回路の具体的構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the specific structure of a current detection circuit, a frequency detection circuit, an amplitude detection circuit, and an output determination circuit. 磁気コアのＢ−Ｈ特性曲線を説明する図である。It is a figure explaining the BH characteristic curve of a magnetic core. 測定電流Ｉ＝０のときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。It is a figure explaining the relationship between a magnetic core and an oscillation circuit when measurement current I = 0. 測定電流Ｉが０〜Ｉ_１の範囲にあるときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。Measurement current I is a diagram illustrating the relationship between the magnetic core and the oscillating circuit when in the range of 0 to I _1. 測定電流ＩがＩ_１〜Ｉ_２の範囲にあるときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。Measurement current I is a diagram illustrating the relationship between the magnetic core and the oscillating circuit when in the range of I ₁ ~I _2. 測定電流ＩがＩ_３以上のときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。Measurement current I is a diagram illustrating the relationship between the magnetic core and the oscillating circuit when the I ₃ or more. 実施形態の各部の波形例を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the example of a waveform of each part of embodiment. 特許文献１記載の従来装置を説明する図である。It is a figure explaining the conventional apparatus of patent document 1. 特許文献２記載の従来装置を説明する図である。It is a figure explaining the conventional apparatus of patent document 2.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
〔実施形態の構成〕
図１は、本発明の電流検出装置の実施形態の構成を示す図である。図２は、図１の発振回路及びハイパスフィルタ回路の具体的構成を示す回路図である。図３は、図１の電流検出回路、周波数検出回路、振幅検出回路及び出力判定回路の構成を具体化したブロック図である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[Configuration of Embodiment]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an embodiment of a current detection device of the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific configuration of the oscillation circuit and high-pass filter circuit of FIG. FIG. 3 is a block diagram embodying the configuration of the current detection circuit, frequency detection circuit, amplitude detection circuit, and output determination circuit of FIG.

この実施形態に係る電流検出装置は、図１に示すように、導線１ａ、１ｂに流れる電流Ｉａ、Ｉｂの差である測定電流Ｉを検出するものであり、導線１ａ、１ｂの回りにリング状の磁気コア２が配設されている。つまり、磁気コア２内に導線１ａ、１ｂが挿通されている。
導線１ａ、１ｂは、例えば漏電検知などの対象物に設けられ、例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線であって、健全状態では導線１ａ、１ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線１ａ、１ｂに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。 As shown in FIG. 1, the current detection device according to this embodiment detects a measurement current I which is a difference between currents Ia and Ib flowing in the conducting wires 1a and 1b, and is ring-shaped around the conducting wires 1a and 1b. The magnetic core 2 is disposed. That is, the conducting wires 1 a and 1 b are inserted into the magnetic core 2.
The conducting wires 1a and 1b are provided on an object such as a leakage detector, for example, and are a conducting wire in which a reciprocating current I of 10A to 800A flows, for example. The sum of the currents flowing through the conductors 1a and 1b does not become zero due to electric leakage or ground fault, and a minute difference current of about 15 mA to 500 mA, for example, that is a detection target flows.

そして、この実施形態では、図１に示すように、励磁コイル３と、発振回路４と、電流検出回路５と、周波数検出回路６、振幅検出回路７及び出力判定回路８とを備えている。
磁気コア２には、励磁コイル３が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル３に発振回路４から励磁電流が供給される。
発振回路４は、後述のように、設定したしきい値に応じて、磁気コア２を飽和状態またはその近傍の状態で、励磁コイル３に供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する。 In this embodiment, as shown in FIG. 1, an excitation coil 3, an oscillation circuit 4, a current detection circuit 5, a frequency detection circuit 6, an amplitude detection circuit 7, and an output determination circuit 8 are provided.
An excitation coil 3 is wound around the magnetic core 2 with a predetermined number of turns, and an excitation current is supplied to the excitation coil 3 from the oscillation circuit 4.
As will be described later, the oscillation circuit 4 generates a rectangular wave voltage that inverts the magnetism of the exciting current supplied to the exciting coil 3 in a state where the magnetic core 2 is saturated or in the vicinity thereof in accordance with a set threshold value. To do.

発振回路４は、図２に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１１を備えている。
このオペアンプ１１の出力端子が、励磁コイル３及び抵抗１２を介して接地されている。そして、励磁コイル３及び抵抗１２との接続点がノイズ除去回路２０を介してオペアンプ１１の反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ１１の非反転入力端子は、オペアンプ１１の出力端子及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３及び１４間の接続点に接続されている。そして、オペアンプ１１の出力端子が出力端子１５に接続されている。 As shown in FIG. 2, the oscillation circuit 4 includes an operational amplifier 11 that operates as a comparator.
The output terminal of the operational amplifier 11 is grounded via the exciting coil 3 and the resistor 12. A connection point between the exciting coil 3 and the resistor 12 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 11 through the noise removing circuit 20. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 11 is connected to a connection point between the voltage dividing resistors 13 and 14 connected in series between the output terminal of the operational amplifier 11 and the ground. The output terminal of the operational amplifier 11 is connected to the output terminal 15.

また、磁気コア２には、励磁コイル３とは別の検出コイル２１が巻装され、この検出コイル２１が磁気コア２の周囲に配置されたインバータ回路等の高周波ノイズ発生源のノイズを通過させるカットオフ周波数に設定されたハイパスフィルタ回路２２に接続されている。
ノイズ除去回路２０は、オペアンプ３０を有する差動増幅回路の構成を有する。すなわち、オペアンプ３０の反転入力端子が第１の抵抗３１を介してハイパスフィルタ回路２２の出力側に接続されている。また、オペアンプ３０の反転入力端子及び出力端子間に第２の抵抗３２が接続されている。さらに、オペアンプ３０の非反転入力端子が第３の抵抗３３を介して励磁コイル３の一端に接続されている。また、第３の抵抗Ｒ３３とオペアンプ３０の非反転入力端子との間の接続点と接地との間に第４の抵抗３４が接続されている。 In addition, a detection coil 21 different from the excitation coil 3 is wound around the magnetic core 2, and this detection coil 21 passes noise from a high-frequency noise generation source such as an inverter circuit disposed around the magnetic core 2. It is connected to a high pass filter circuit 22 set to a cutoff frequency.
The noise removal circuit 20 has a configuration of a differential amplifier circuit having an operational amplifier 30. In other words, the inverting input terminal of the operational amplifier 30 is connected to the output side of the high-pass filter circuit 22 via the first resistor 31. A second resistor 32 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 30. Further, the non-inverting input terminal of the operational amplifier 30 is connected to one end of the exciting coil 3 via the third resistor 33. A fourth resistor 34 is connected between the connection point between the third resistor R33 and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 30 and the ground.

そして、抵抗３１〜３４の抵抗値を同一抵抗値に設定することにより、差動増幅回路を減算回路として構成することができる。つまり、抵抗３１への入力電圧をＶ１とし、抵抗３３への入力電圧をＶ２とし、抵抗３１及び３３を同一抵抗値Ｒ１とし、抵抗３２及び３４を同一抵抗値Ｒ２としたとき、オペアンプ３０の出力電圧Ｖｏは、下記（１）式で表される。
Ｖｏ＝（Ｒ２／Ｒ１）（Ｖ２−Ｖ１） ……（１） The differential amplifier circuit can be configured as a subtracting circuit by setting the resistance values of the resistors 31 to 34 to the same resistance value. That is, when the input voltage to the resistor 31 is V1, the input voltage to the resistor 33 is V2, the resistors 31 and 33 have the same resistance value R1, and the resistors 32 and 34 have the same resistance value R2, the output of the operational amplifier 30 The voltage Vo is expressed by the following equation (1).
Vo = (R2 / R1) (V2-V1) (1)

さらに抵抗値Ｒ１及びＲ２を等しくすることにより、Ｖｏ＝Ｖ２−Ｖ１となり減算回路となる。
そして、抵抗３３は励磁コイル３に接続され、抵抗３１はハイパスフィルタ回路２２に接続されており、ハイパスフィルタ回路２２では、インバータ回路等のノイズ発生源からの高周波ノイズを通過させるので、ノイズ除去回路２０で励磁コイル３の出力からハイパスフィルタ回路２２を通過した高周波ノイズ分を減算することにより、高周波ノイズ成分を除去することができる。 Further, by making the resistance values R1 and R2 equal, Vo = V2−V1 is obtained and a subtraction circuit is obtained.
The resistor 33 is connected to the exciting coil 3, and the resistor 31 is connected to the high-pass filter circuit 22. In the high-pass filter circuit 22, high-frequency noise from a noise generating source such as an inverter circuit is passed, so that a noise removing circuit By subtracting the amount of high-frequency noise that has passed through the high-pass filter circuit 22 from the output of the exciting coil 3 at 20, the high-frequency noise component can be removed.

電流検出回路５は、図３に示すように、デューティ比検出回路５１で構成されている。このデューティ比検出回路５１は、後述のように、発振回路４の出力電圧Ｖａを基に出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、測定電流Ｉを表す電圧信号でなる電流検出信号を出力する。
周波数検出回路６は、図３に示すように、ハイパスフィルタ回路６１と、絶対値検出回路６２とを備えている。 As shown in FIG. 3, the current detection circuit 5 includes a duty ratio detection circuit 51. As will be described later, the duty ratio detection circuit 51 detects the duty ratio of the output voltage Va based on the output voltage Va of the oscillation circuit 4, and outputs a current detection signal that is a voltage signal representing the measurement current I.
As shown in FIG. 3, the frequency detection circuit 6 includes a high-pass filter circuit 61 and an absolute value detection circuit 62.

ハイパスフィルタ回路６１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａをフィルタ処理して出力する。絶対値検出回路６２は、ハイパスフィルタ回路６１の出力電圧の絶対値を検出して電圧信号でなる周波数検出信号を出力する。
振幅検出回路７は、図３に示すように、絶対値検出回路７１で構成されている。
絶対値検出回路７１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの絶対値（波高値）を検出し、電圧信号でなる波高値信号を出力する。 The high pass filter circuit 61 filters the output voltage Va output from the oscillation circuit 4 and outputs it. The absolute value detection circuit 62 detects the absolute value of the output voltage of the high-pass filter circuit 61 and outputs a frequency detection signal that is a voltage signal.
The amplitude detection circuit 7 includes an absolute value detection circuit 71 as shown in FIG.
The absolute value detection circuit 71 detects the absolute value (peak value) of the output voltage Va output from the oscillation circuit 4 and outputs a peak value signal that is a voltage signal.

出力判定回路８は、図３に示すように、電流検出回路５のデューティ比検出回路５１から出力される電流検出信号と基準信号Ｖｂ０とを比較する第１の過大電流検出手段としてのコンパレータ８１を備えている。このコンパレータ８１では、電流検出信号の値が基準信号Ｖｂ０を下回ったときに過電流状態を表すハイレベルの過電流検出信号ＯＣ０をオア回路８２に出力する。 As shown in FIG. 3, the output determination circuit 8 includes a comparator 81 as a first excessive current detection unit that compares the current detection signal output from the duty ratio detection circuit 51 of the current detection circuit 5 with the reference signal Vb0. I have. The comparator 81 outputs a high level overcurrent detection signal OC0 indicating an overcurrent state to the OR circuit 82 when the value of the current detection signal falls below the reference signal Vb0.

また、出力判定回路８は、図３に示すように、周波数検出回路６の絶対値検出回路６２から出力される周波数検出信号と基準信号Ｖｂ１とを比較する第２の過大電流検出手段としてのコンパレータ８３を有する。このコンパレータ８３は周波数検出信号の値が基準信号Ｖｂ１を上回ったときに過電流状態を表すハイレベルの過電流検出信号ＯＣ１をオア回路８５に出力する。 Further, as shown in FIG. 3, the output determination circuit 8 is a comparator as a second excessive current detection unit that compares the frequency detection signal output from the absolute value detection circuit 62 of the frequency detection circuit 6 with the reference signal Vb1. 83. The comparator 83 outputs a high level overcurrent detection signal OC1 representing an overcurrent state to the OR circuit 85 when the value of the frequency detection signal exceeds the reference signal Vb1.

また、出力判定回路８は、図３に示すように、振幅検出回路７の絶対値検出回路７１から出力される振幅検出信号と基準信号Ｖｂ２とを比較する第３の過大電流検出手段としてのコンパレータ８４を有する。このコンパレータ８４は、振幅検出信号の値が基準信号Ｖｂ２を下回ったときに過電流状態を表すハイレベルの過電流検出信号ＯＣ２をオア回路８５に出力する。
そして、オア回路８５の論理和出力がオア回路８２に出力され、このオア回路８２から過電流状態の有無を表す出力判別信号が出力される。 Further, as shown in FIG. 3, the output determination circuit 8 is a comparator as a third excessive current detection means that compares the amplitude detection signal output from the absolute value detection circuit 71 of the amplitude detection circuit 7 with the reference signal Vb2. 84. The comparator 84 outputs a high level overcurrent detection signal OC2 indicating an overcurrent state to the OR circuit 85 when the value of the amplitude detection signal falls below the reference signal Vb2.
Then, a logical sum output of the OR circuit 85 is output to the OR circuit 82, and an output determination signal indicating the presence or absence of an overcurrent state is output from the OR circuit 82.

次に、上記実施形態の動作を説明する。
（発振回路の動作）
まず、発振回路４の動作について、図２を参照して説明する。
説明を簡単にするため、ノイズ除去回路２０が接続されておらず、励磁コイル３及び抵抗１２の接続点が直接オペアンプ１１の反転入力端子に接続されているものとする。
この発振回路４では、分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ１１の非反転入力端子に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと励磁コイル３及び抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄとが比較されて、その比較出力が矩形波の出力電圧Ｖａとして出力端子から出力される（例えば図９（ｂ）〜（ｄ）参照）。 Next, the operation of the above embodiment will be described.
(Oscillation circuit operation)
First, the operation of the oscillation circuit 4 will be described with reference to FIG.
In order to simplify the explanation, it is assumed that the noise removal circuit 20 is not connected and the connection point of the exciting coil 3 and the resistor 12 is directly connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 11.
In this oscillation circuit 4, the threshold voltage Vth at the connection point E between the voltage dividing resistors 13 and 14 is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 11, and the connection point D between the threshold voltage Vth and the exciting coil 3 and the resistor 12. And the comparison output is output from the output terminal as a rectangular wave output voltage Va (see, for example, FIGS. 9B to 9D).

いま、オペアンプ１１の出力端子の出力電圧Ｖａがハイレベルとなると、これが励磁コイル３に印加される。このため、励磁コイル３を出力電圧Ｖａと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２とに応じた励磁電流Ｉ_Ｌで励磁する。このとき、励磁電流Ｉ_Ｌは、図９（ａ）に示すように、励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２で決まる時定数で上昇する。
このとき、オペアンプ１１の非反転入力端子には、抵抗１３および抵抗１４の接続点Ｅが接続されているため、抵抗１３と抵抗１４で分圧された電圧が閾値電圧Ｖｔｈとして入力されている。一方、オペアンプ１１の反転入力端子の励磁コイル３および抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄは、励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌの増加に応じて増加する。そして、その電圧Ｖｄ＝Ｒ１２×Ｉ_Ｌが閾値電圧Ｖｔｈを上回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａがローレベルに反転する。 Now, when the output voltage Va at the output terminal of the operational amplifier 11 becomes high level, this is applied to the exciting coil 3. Thus, exciting the exciting coil 3 by the excitation current I _L corresponding to the output voltage Va and the resistance value R12 of the resistor 12. At this time, the exciting current I _L, as shown in FIG. 9 (a), increases at a time constant determined by the resistance value R12 of the inductance L and resistance 12 of the exciting coil 3.
At this time, since the connection point E of the resistor 13 and the resistor 14 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 11, the voltage divided by the resistor 13 and the resistor 14 is input as the threshold voltage Vth. On the other hand, the voltage Vd of a connection point D of the exciting coil 3 and the resistor 12 the inverting input terminal of the operational amplifier 11 is increased with the increase of the exciting current I _L of the excitation coil 3. When the voltage Vd = R12 × _{I L} exceeds the threshold voltage Vth, the output voltage Va of the operational amplifier 11 is inverted to the low level.

これに応じて励磁コイル３に流れる励磁電流Ｉ_Ｌの極性が反転し、励磁電流Ｉ_Ｌの励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２で決まる時定数で減少する。
このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、出力電圧Ｖａがローレベルになっているので、閾値電圧Ｖｔｈも低い電圧となる。そして、接続点Ｄの電圧Ｖｄが励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌの減少に応じて減少し、閾値電圧Ｖｔｈを下回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａは図９（ｂ）〜（ｄ）に示すようにハイレベルに反転する。 The polarity of the excitation current I _L flowing through the exciting coil 3 is reversed accordingly, it decreases with a time constant determined by the resistance value R12 of the inductance L and resistance 12 of the excitation coil 3 of the excitation current I _L.
At this time, the threshold voltage Vth is also low because the output voltage Va is at a low level. Then, the voltage Vd of a connection point D is reduced according to the decrease of the exciting current _{I L} of the excitation coil 3, below the threshold voltage Vth, the output voltage Va of the operational amplifier 11 shown in FIG. 9 (b) ~ (d) Invert to high level.

図９（ａ）では、ハイレベルからローレベルへの閾値励磁コイル電流をＩ_Ｌ２、ローレベルからハイレベルへの閾値励磁コイル電流をＩ_Ｌ１としている。
このような動作により、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｂ）〜（ｄ）に示すように、ハイレベルとローレベルを交互に繰り返す矩形波電圧となり、発振回路４は非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル３の励磁電流は、図９（ａ）に示すように、増加と減少を交互に繰り返す鋸歯状波電流となる。 In FIG. 9A, the threshold exciting coil current from the high level to the low level is I _L2 , and the threshold exciting coil current from the low level to the high level is I _L1 .
By such an operation, the output voltage Va of the oscillation circuit 4 becomes a rectangular wave voltage that alternately repeats a high level and a low level, as shown in FIGS. Operates as a vibrator. Then, as shown in FIG. 9A, the exciting current of the exciting coil 3 becomes a sawtooth wave current that repeats increasing and decreasing alternately.

ところで、磁気コア２のコア材質は高透磁率μを有する軟磁性材料が使用される。このようなコアを使用した環状リング磁気コアに巻回した励磁コイルに電流が流れると、この電流によりコアに磁界Ｈが生じてコア内部に磁束密度Ｂの磁束が発生する。コアの磁界Ｈと磁束密度の特性（Ｂ−Ｈ特性）は、図４に示すように磁界Ｈが増加すると磁束密度Ｂが急激に上昇する。そして、磁界Ｈがある値以上になると磁束密度Ｂの上昇は緩やかになり、その後は磁束密度が飽和する飽和領域（飽和磁束密度Ｂｓ）になる。 By the way, the core material of the magnetic core 2 is a soft magnetic material having a high magnetic permeability μ. When a current flows through an exciting coil wound around an annular ring magnetic core using such a core, a magnetic field H is generated in the core by this current, and a magnetic flux having a magnetic flux density B is generated inside the core. The magnetic field H and magnetic flux density characteristics (BH characteristics) of the core increase rapidly as the magnetic field H increases as shown in FIG. When the magnetic field H becomes a certain value or more, the increase of the magnetic flux density B becomes gentle, and thereafter, it becomes a saturated region (saturated magnetic flux density Bs) where the magnetic flux density is saturated.

（磁気コアと発振回路との関係）
次に、磁気コア２と発振回路４との関係について説明する。
ここで、磁気コア２のＢ−Ｈ特性は、実際には図４の実線で示すようにヒステリシスを有する。しかし、説明をわかり易くするために、磁気コア２のＢ−Ｈ特性は、図４の破線で示すヒステリシスの中心値の特性を有するものとする。 (Relation between magnetic core and oscillation circuit)
Next, the relationship between the magnetic core 2 and the oscillation circuit 4 will be described.
Here, the BH characteristic of the magnetic core 2 actually has hysteresis as shown by the solid line in FIG. However, in order to make the explanation easy to understand, it is assumed that the BH characteristic of the magnetic core 2 has a characteristic of a center value of hysteresis indicated by a broken line in FIG.

いま、発振回路４からの矩形波電圧が、磁気コア２に巻回した励磁コイル３に印加されるものとする。このとき、磁気コア２の環状リング内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合は、磁気コア２の内部の磁界Ｈおよび磁束密度Ｂは、図５（ａ）のＢ−Ｈ特性の太線の部分が動作領域となる。すなわち、磁気コア２の内部の磁界Ｈおよび磁束密度Ｂは、正側および負側が対称な状態での使用になる。 Now, it is assumed that a rectangular wave voltage from the oscillation circuit 4 is applied to the exciting coil 3 wound around the magnetic core 2. At this time, when the measurement current I = 0 flowing in the annular ring of the magnetic core 2, the magnetic field H and the magnetic flux density B inside the magnetic core 2 are indicated by the bold line portion of the BH characteristic in FIG. It becomes an operation area. That is, the magnetic field H and the magnetic flux density B inside the magnetic core 2 are used in a state where the positive side and the negative side are symmetrical.

また、磁気コア２の平均磁路長をｌｍ、励磁コイル３の磁気コア２への巻数をＮとすると、Ｎ×Ｉ_Ｌ＝Ｈ×ｌｍの関係があるので、磁界Ｈは励磁電流Ｉ_Ｌに比例し、透磁率μはＢ−Ｈ特性の傾き（μ＝ｄＢ／ｄＨ）のため、励磁電流Ｉ_Ｌと透磁率μの関係は図５（ｂ）で表すことができる。
また、励磁コイル３のインダクタンスＬは、次の式で表すことができる。 Further, assuming that the average magnetic path length of the magnetic core 2 is lm and the number of turns of the exciting coil 3 to the magnetic core 2 is N, there is a relationship of N × I _L = H × lm, so that the magnetic field H is equal to the exciting current _IL . proportionally, the permeability mu for the inclination of the B-H characteristic (μ = dB / dH), the relationship of the excitation current I _L and the permeability mu can be represented by FIG. 5 (b).
Further, the inductance L of the exciting coil 3 can be expressed by the following equation.

ここで、φは磁気コア２内の磁束、Ｓは磁気コア２の断面積である。
上式によれば、励磁コイル３のインダクタンスＬは透磁率μに比例するため、図５（ｂ）は励磁電流Ｉ_ＬとインダクタンスＬに関係を表す特性曲線をみることができる。測定電流Ｉ＝０の場合には、図５（ｂ）の動作範囲は実線の太線部分であるため、励磁コイル３のインダクタンスＬは、ほぼ一定値（Ｌ_０）となる。 Here, φ is the magnetic flux in the magnetic core 2, and S is the cross-sectional area of the magnetic core 2.
According to the above equation, since the inductance L of the exciting coil 3 is proportional to the magnetic permeability μ, FIG. 5B shows a characteristic curve representing the relationship between the exciting current _IL and the inductance L. In the case of the measurement current I = 0, the operating range of FIG. 5B is a solid thick line portion, so that the inductance L of the exciting coil 3 becomes a substantially constant value (L ₀ ).

したがって、磁気コア２の環状リング内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合には、発振回路４の励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌの増加時、減少時にかかわらず、励磁コイル３のインダクタンスＬは同一値Ｌ_０となる。このため、励磁電流Ｉ_Ｌの増加時および減少時の時定数が同一値となり、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）Ｖａのハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。
このため、測定電流Ｉ＝０のときには、励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌは図９（ａ）の実線のようになり、発振回路４の出力電圧は図９（ｂ）の実線のようになる。 Therefore, in the case of the measurement current I = 0 which flows into the annular ring of the magnetic core 2, when an increase in the excitation current I _L of the excitation coil 3 of the oscillation circuit 4, regardless of the time of reduction, the inductance L of the exciting coil 3 are the same the value _{L 0.} Therefore, time constant increases during and decrease of the exciting current I _L is the same value, high level and low level of the output voltage (rectangular wave voltage) Va of the oscillation circuit 4 is 1: 1 duty ratio.
Therefore, when the measuring current I = 0, the exciting current I _L of the excitation coil 3 is as shown in solid line in FIG. 9 (a), the output voltage of the oscillation circuit 4 is as shown in the solid line shown in FIG. 9 (b) .

次に、磁気コア２の環状リング内に測定電流Ｉとして電流Ｉ_１が流れたとする。
この電流Ｉ_１は、導線１ａを流れる電流Ｉａと、導線１ｂに流れる電流Ｉｂの差の電流であり、漏電や地絡に対応する電流である。電流Ｉ_１が流れると、電流Ｉ_１による磁界Ｈ_１が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ_１により、磁気コア２のＢ−Ｈ特性曲線は、図６（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０のときの磁界Ｈに対して磁界Ｈ_１の分だけシフトした特性曲線となる。 Next, it is assumed that the current I ₁ flows as the measurement current I in the annular ring of the magnetic core 2.
The current I ₁ is a current Ia flowing through the lead wire 1a, a current difference between the currents Ib flowing through the conductor 1b, a current corresponding to the leakage and ground fault. When the current I ₁ flows, a magnetic field H ₁ due to the current I ₁ is generated in the magnetic core 2. Due to this magnetic field H ₁ , the BH characteristic curve of the magnetic core 2 is shifted from the magnetic field H when the measured current I = 0 by the amount of the magnetic field H ₁ as shown in FIG. Become.

このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧が印加されると、磁気コア２の動作領域は図６（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図６（ｂ）の実線の太線部分が動作領域での励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。そして、励磁コイル３のインダクタンスＬは、励磁電流Ｉ_Ｌが負の場合は測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬとほぼ同一値（Ｌ_０）であるが、励磁電流Ｉ_Ｌが正の場合はＬ_０より小さな値となる。 When a rectangular wave voltage from the oscillating circuit 4 is applied to the exciting coil 3 wound around the magnetic core 2 having such characteristics, the operating region of the magnetic core 2 is represented by a solid thick line portion in FIG. Become. For this reason, the bold line portion in FIG. 6B is the inductance L of the exciting coil 3 in the operating region. The inductance L of the exciting coil 3 is almost the same value (L ₀ ) as the inductance L when the measured current I = 0 when the exciting current _IL is negative, but when the exciting current _IL is positive. L ₀ becomes a smaller value.

そのため、励磁電流Ｉ_Ｌが増大する場合は、発振回路４の抵抗１２による抵抗値Ｒ１２と励磁コイル３のインダクタンスＬによる時定数が、測定電流Ｉ＝０の場合より小さくなるので、励磁電流Ｉ_Ｌの立ち上がりが早くなる。一方、励磁電流Ｉ_Ｌが減少する場合は、測定電流Ｉ＝０の場合とほぼ同じ時定数で、励磁電流Ｉ_Ｌが立ち下がる。このため、励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌは図９（ａ）の点線のようになり、発振回路４の出力電圧は図９（ｃ）の点線のようになる。 Therefore, if the exciting current I _L is increased, the time constant of the inductance L of the resistance R12 and the exciting coil 3 due to the resistance 12 of the oscillation circuit 4, becomes smaller than the case of the measurement current I = 0, the exciting current I _L Rises faster. On the other hand, if the excitation current I _L is decreased, at approximately the same time constant as that of the measurement current I = 0, the exciting current I _L falls. Therefore, the exciting current I _L of the excitation coil 3 is as shown in dotted line in FIG. 9 (a), the output voltage of the oscillation circuit 4 is as shown in dotted line in FIG. 9 (c).

したがって、発振回路４の出力電圧Ｖａのオフレベルの期間Ｔ_Ｌ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオフレベルの期間Ｔ_Ｌ０とほぼ同じであるが、そのオンレベルの期間Ｔ_Ｈ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオンレベルの期間Ｔ_Ｈ０よりも小さくなる。このため、発振回路４の出力電圧Ｖａは、オンレベルとオフレベルのデューティが変化する。
この結果、測定電流Ｉが０からＩ_１の範囲では、発振回路４の矩形波電圧である出力電圧Ｖａのデューティ比が、測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。 Therefore, the off-level period T _L1 of the output voltage Va of the oscillation circuit 4 is substantially the same as the off-level period T _{L0 in} the case of the measurement current I = 0, but the on-level period TH ₁ It becomes smaller than the on-level period _{TH0 in} the case of I = 0. For this reason, the output voltage Va of the oscillation circuit 4 varies in the duty between the on level and the off level.
As a result, when the measurement current I is in the range of 0 to I ₁ , the duty ratio of the output voltage Va, which is the rectangular wave voltage of the oscillation circuit 4, depends on the measurement current I (current value of the difference between the current Ia and the current Ib). Change.

次に、測定電流ＩがＩ_１よりもさらに大きなＩ_２になると、電流Ｉ_２による磁界Ｈ_２が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ_２により、磁気コア２のＢ−Ｈ特性曲線は、図７（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０のときの磁界Ｈに対して磁界Ｈ_２の分だけシフトした特性曲線となる。
このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧が印加されると、磁気コア２の動作領域は図７（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図７（ｂ）の実線の太線部分が動作領域での励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。そして、励磁コイル３のインダクタンスＬは、励磁電流Ｉ_Ｌが正負のいずれの場合であっても、測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬ_０より小さな値となる。 Next, when the measurement current I becomes I ₂ which is larger than I _1, a magnetic field H ₂ due to the current I ₂ is generated in the magnetic core 2. Due to this magnetic field H ₂ , the BH characteristic curve of the magnetic core 2 is a characteristic curve shifted by the magnetic field H ₂ with respect to the magnetic field H when the measured current I = 0 as shown in FIG. Become.
When a rectangular wave voltage from the oscillating circuit 4 is applied to the exciting coil 3 wound around the magnetic core 2 having such characteristics, the operating region of the magnetic core 2 is indicated by a solid thick line portion in FIG. Become. For this reason, the thick line part of the solid line of FIG.7 (b) becomes the inductance L of the exciting coil 3 in an operation | movement area | region. The inductance L of the exciting coil 3 is smaller than the inductance L ₀ when the measured current I = 0, regardless of whether the exciting current _IL is positive or negative.

そのため、励磁電流Ｉ_Ｌは、立ち上がりおよび立ち下がりのいずれの場合も、測定電流Ｉ＝０の場合に比べて早くなる。このため、励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌは図９（ａ）の一点鎖線のようになり、発振回路４の出力電圧Ｖａは図９（ｄ）の一点鎖線のようになる。
このように、測定電流ＩがＩ_１よりもさらに大きなＩ_２の場合には、発振回路４の出力電圧Ｖａのオンレベル期間Ｔ_Ｈ２とオフレベル期間Ｔ_Ｌ２の双方が短くなる。このため、オンレベル期間とオフレベル期間のデューティ比が測定電流Ｉに応じて比例しなくなり、デューティ比のみの検出では測定電流Ｉを検出できなくなる。 For this reason, the excitation current _IL is faster in both cases of rising and falling than in the case of the measurement current I = 0. Therefore, the exciting current I _L of the excitation coil 3 is indicated by a dot-dash line in FIG. 9 (a), the output voltage Va of the oscillation circuit 4 is indicated by a dot-dash line in FIG. 9 (d).
As described above, when the measurement current I is I ₂ larger than I ₁ , both the on-level period TH ₂ and the off-level period T _L2 of the output voltage Va of the oscillation circuit 4 are shortened. For this reason, the duty ratio between the on-level period and the off-level period is not proportional to the measurement current I, and the measurement current I cannot be detected only by detecting the duty ratio.

測定電流Ｉがこのような検出領域になると、発振回路４の矩形波からなる出力電圧Ｖａの発振周波数ｆは、次式のようになり、測定電流Ｉ＝０の場合の発振周波数ｆにくらべて高くなる。
ｆ＝１／（Ｔ_Ｈ２＋Ｔ_Ｌ２） When the measurement current I is in such a detection region, the oscillation frequency f of the output voltage Va composed of a rectangular wave of the oscillation circuit 4 is expressed by the following equation, compared to the oscillation frequency f when the measurement current I = 0. Get higher.
f = 1 / (T _H2 + T _L2 )

このように、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数が急激に高くなるので、発振回路４を構成するオペアンプの特性（スルーレートなど）により出力電圧Ｖａの波高値が減少を始める。
その後、測定電流ＩがＩ_２よりもさらに大きなＩ_３になると、磁気コア２は図８に示すように完全飽和領域になり、励磁コイル３のインダクタンスＬはほぼ零となり、発振回路４は発振が不可能となって発振を停止する。 As described above, since the frequency of the output voltage Va of the oscillation circuit 4 rapidly increases, the peak value of the output voltage Va starts decreasing due to the characteristics (such as the slew rate) of the operational amplifier constituting the oscillation circuit 4.
Thereafter, when the measured current I becomes I ₃ which is larger than I ₂ , the magnetic core 2 is in a fully saturated region as shown in FIG. 8, the inductance L of the exciting coil 3 becomes almost zero, and the oscillation circuit 4 oscillates. It becomes impossible and stops oscillation.

以上述べた磁気コア２の環状リング内に生じる測定電流Ｉと、発振回路４の出力電圧Ｖａの状態との関係をまとめると、以下のようになる。
（１）測定電流Ｉ＝０のとき
このときには、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）Ｖａは、図９（ｂ）の実線のように、ハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。 The relationship between the measurement current I generated in the annular ring of the magnetic core 2 described above and the state of the output voltage Va of the oscillation circuit 4 is summarized as follows.
(1) When the measurement current I = 0 In this case, the output voltage (rectangular wave voltage) Va of the oscillation circuit 4 has a duty ratio of 1: 1 as shown by the solid line in FIG. 9B. become.

（２）測定電流Ｉが０からＩ_１の範囲のとき
このときには、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｃ）の点線のようになり、そのデューティ比が測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。したがって、この範囲では、電流検出回路５で発振回路４の出力電圧Ｖａのデューティ比を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。 (2) When the measurement current I is in the range of 0 to I ₁ At this time, the output voltage Va of the oscillation circuit 4 is as shown by the dotted line in FIG. 9C, and the duty ratio thereof is the measurement current I (current Ia and The current Ib changes in accordance with the current value. Therefore, in this range, the measurement current I can be detected by detecting the duty ratio of the output voltage Va of the oscillation circuit 4 by the current detection circuit 5.

（３）測定電流ＩがＩ_１からＩ_２の範囲のとき
このときには、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｄ）の一点鎖線のようになり、その発振周波数が測定電流Ｉ＝０の場合に比べて高くなる。さらに、発振回路４の出力電圧Ｖａの波高値（振幅）が減少するようになる。したがって、この範囲では、周波数検出回路６または振幅検出回路７で、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数または振幅を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。
（４）測定電流ＩがＩ_３以上のときには、発振回路４は発振動作を停止する。 (3) When the measurement current I is in the range from I ₁ to I ₂ At this time, the output voltage Va of the oscillation circuit 4 is as shown by a one-dot chain line in FIG. 9D, and the oscillation frequency is measured current I = 0. It becomes higher than the case of. Furthermore, the peak value (amplitude) of the output voltage Va of the oscillation circuit 4 decreases. Therefore, in this range, the measurement current I can be detected by detecting the frequency or amplitude of the output voltage Va of the oscillation circuit 4 by the frequency detection circuit 6 or the amplitude detection circuit 7.
(4) measurement current I is at the I ₃ or more, the oscillation circuit 4 stops the oscillation operation.

このように、測定電流Ｉと発振回路４の出力電圧Ｖａには上記の（１）〜（４）の関係がある。
そこで、この実施形態では、（２）（３）の関係を利用して測定電流Ｉが過大電流であるか否を検出するようにし、このため、発振回路４の後段に電流検出回路５、周波数検出回路６、および振幅検出回路７をそれぞれ設けている（図１、図３参照）。 As described above, the measurement current I and the output voltage Va of the oscillation circuit 4 have the above relationships (1) to (4).
Therefore, in this embodiment, the relationship (2) (3) is used to detect whether or not the measurement current I is an excessive current. For this reason, the current detection circuit 5 and the frequency are connected to the subsequent stage of the oscillation circuit 4. A detection circuit 6 and an amplitude detection circuit 7 are provided (see FIGS. 1 and 3).

（電流検出回路などの動作）
次に、電流検出回路５、周波数検出回路６、及び振幅検出回路７のそれぞれの動作について、図１を参照して説明する。
まず、測定電流Ｉが０からＩ_１の範囲のときには、電流検出回路５のデューティ比検出回路５１の動作が有効である。
すなわち、デューティ比検出回路５１は、発振回路４の出力電圧Ｖａのハイレベル期間およびローレベル期間をそれぞれ測定し、この測定結果を基に出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、このデューティ比検出回路５１から出力される電圧信号でなる測定電流Ｉに応じた電流検出信号を出力判定回路８へ出力する。 (Operation of current detection circuit, etc.)
Next, operations of the current detection circuit 5, the frequency detection circuit 6, and the amplitude detection circuit 7 will be described with reference to FIG.
First, when the measured current I is 0 in the range of I _1, the operation of the duty ratio detecting circuit 51 of the current detection circuit 5 is enabled.
That is, the duty ratio detection circuit 51 measures the high level period and the low level period of the output voltage Va of the oscillation circuit 4 and detects the duty ratio of the output voltage Va based on the measurement result. A current detection signal corresponding to the measurement current I, which is a voltage signal output from 51, is output to the output determination circuit 8.

次に、測定電流ＩがＩ_１からＩ_２の範囲のときには、周波数検出回路６と振幅検出回路７の動作が有効である。
すなわち、周波数検出回路６は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの周波数をハイパスフィルタ回路６１で検出し、そのフィルタ出力を絶対値検出回路６２に検出して電圧信号でなる周波数検出信号を出力判定回路８へ出力する。 Next, the measurement current I is at the range of I ₁ of the I ₂ is the effective operation of the frequency detection circuit 6 and the amplitude detection circuit 7.
That is, the frequency detection circuit 6 detects the frequency of the output voltage Va output from the oscillation circuit 4 with the high-pass filter circuit 61, detects the filter output with the absolute value detection circuit 62, and generates a frequency detection signal that is a voltage signal. Output to the output determination circuit 8.

また、振幅検出回路７は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの絶対値検出回路７１で検出し、波高値に応じた電圧信号でなる振幅検出信号を出力判定回路８へ出力する。
出力判定回路８では、電流検出回路５から出力される電流検出信号をコンパレータ８１で基準信号Ｖｂ０と比較し、電流検出信号が基準信号Ｖｂ０を下回ったらコンパレータ８１から過電流状態を表すハイレベルの第１の過電流検出信号ＯＣ０をオア回路８２に出力する。 The amplitude detection circuit 7 detects the output voltage Va output from the oscillation circuit 4 by the absolute value detection circuit 71 and outputs an amplitude detection signal composed of a voltage signal corresponding to the peak value to the output determination circuit 8.
In the output determination circuit 8, the current detection signal output from the current detection circuit 5 is compared with the reference signal Vb0 by the comparator 81. When the current detection signal falls below the reference signal Vb0, the comparator 81 outputs a high level first signal indicating an overcurrent state. 1 overcurrent detection signal OC0 is output to the OR circuit 82.

また、出力判定回路８では、周波数検出回路６から出力される周波数検出信号をコンパレータ８３で基準信号Ｖｂ１と比較し、周波数検出信号が基準信号Ｖｂ１を上回ったらコンパレータ８３から過電流状態を表すハイレベルの第２の過電流検出信号ＯＣ１をオア回路８５に出力する。
さらに、出力判定回路８は、振幅検出回路７から出力される振幅検出信号をコンパレータ８４で基準信号Ｖｂ２と比較し、振幅検出信号が基準信号Ｖｂ２を下回ったらコンパレータ８４から過電流状態を表すハイレベルの第３の過電流検出信号ＯＣ２をオア回路８５に出力する。 In the output determination circuit 8, the frequency detection signal output from the frequency detection circuit 6 is compared with the reference signal Vb1 by the comparator 83. When the frequency detection signal exceeds the reference signal Vb1, the comparator 83 outputs a high level indicating an overcurrent state. The second overcurrent detection signal OC1 is output to the OR circuit 85.
Further, the output determination circuit 8 compares the amplitude detection signal output from the amplitude detection circuit 7 with the reference signal Vb2 by the comparator 84, and when the amplitude detection signal falls below the reference signal Vb2, the comparator 84 outputs a high level indicating an overcurrent state. The third overcurrent detection signal OC2 is output to the OR circuit 85.

オア回路８５は、コンパレータ８３から出力される過電流検出信号ＯＣ１とコンパレータ８４から出力される過電流検出信号ＯＣ２との論理和処理をし、この処理結果をオア回路８２に出力する。また、オア回路８２は、コンパレータ８１から出力される過電流検出信号ＯＣ０とオア回路８５の出力信号との論理和処理をする。
このため、オア回路８２は、電流検出回路５の電流検出信号の比較を行うコンパレータ８１、周波数検出回路６の周波数検出信号の比較を行うコンパレータ８３、および振幅検出回路７の振幅検出信号の比較を行うコンパレータ８４のうちの何れかの１つからハイレベルの過電流検出信号が入力されると、過電流を検出した旨のハイレベルの信号を出力する。 The OR circuit 85 performs an OR process on the overcurrent detection signal OC1 output from the comparator 83 and the overcurrent detection signal OC2 output from the comparator 84, and outputs the processing result to the OR circuit 82. The OR circuit 82 performs an OR operation on the overcurrent detection signal OC0 output from the comparator 81 and the output signal of the OR circuit 85.
Therefore, the OR circuit 82 compares the amplitude detection signal of the comparator 81 that compares the current detection signal of the current detection circuit 5, the comparator 83 that compares the frequency detection signal of the frequency detection circuit 6, and the amplitude detection circuit 7. When a high-level overcurrent detection signal is input from any one of the comparators 84 to be performed, a high-level signal indicating that an overcurrent has been detected is output.

（高周波ノイズ成分の除去動作）
ところで、測定対象となる導線１ａ及び１ｂの周囲にインバータ等の高周波ノイズ源が配置されている場合には、導線１ａ及び１ｂに高周波ノイズ成分が重畳されることになる。励磁コイル３の出力電流に高周波ノイズ成分が重畳されていると前述した周波数検出回路６から出力される周波数検出信号や振幅検出回路７から出力される振幅検出信号に影響を与え、過電流状態を誤検出する場合が生じる。 (High-frequency noise component removal operation)
By the way, when high frequency noise sources, such as an inverter, are arrange | positioned around the conducting wires 1a and 1b used as a measuring object, a high frequency noise component will be superimposed on the conducting wires 1a and 1b. If a high frequency noise component is superimposed on the output current of the exciting coil 3, the frequency detection signal output from the frequency detection circuit 6 and the amplitude detection signal output from the amplitude detection circuit 7 are affected, and the overcurrent state is changed. In some cases, false detection occurs.

このため、上記実施形態では、発振回路４のオペアンプ１１の反転入力端子と励磁コイル３及び抵抗１２との接続点との間にノイズ除去回路２０が介挿されている。このノイズ除去回路２０はオペアンプ３０と抵抗３１〜３４で構成される差動増幅回路の構成を有し、抵抗３１〜３４の抵抗値Ｒ１〜Ｒ４を全て等しく設定して減算回路として構成している。そして、抵抗３３には励磁コイル３及び抵抗１２間の高周波ノイズ成分を含む入力電圧Ｖ２が入力され、抵抗３１には磁気コア２に巻装した検出コイル２１の出力をハイパスフィルタ回路２２でハイパスフィルタ処理した高周波ノイズ成分を表すフィルタ出力が入力電圧Ｖ１として入力されている。 Therefore, in the above embodiment, the noise removal circuit 20 is interposed between the inverting input terminal of the operational amplifier 11 of the oscillation circuit 4 and the connection point between the exciting coil 3 and the resistor 12. The noise removing circuit 20 has a configuration of a differential amplifier circuit composed of an operational amplifier 30 and resistors 31 to 34, and is configured as a subtracting circuit by setting all the resistance values R1 to R4 of the resistors 31 to 34 equal. . An input voltage V2 including a high frequency noise component between the exciting coil 3 and the resistor 12 is input to the resistor 33, and an output of the detection coil 21 wound around the magnetic core 2 is input to the resistor 31 by a high-pass filter circuit 22. A filter output representing the processed high frequency noise component is input as the input voltage V1.

したがって、オペアンプ３０の出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖ２から入力電圧Ｖ１を減算した値（Ｖｏ＝Ｖ２−Ｖ１）となり、高周波ノイズ成分が除去された出力電圧Ｖｏとなる。
この出力電圧Ｖｏがオペアンプ１１の反転入力端子に入力されるので、オペアンプ１１から出力される発振回路４の発振出力Ｖａは高周波ノイズの影響を除去した電圧信号となる。 Therefore, the output voltage Vo of the operational amplifier 30 becomes a value (Vo = V2−V1) obtained by subtracting the input voltage V1 from the input voltage V2, and becomes the output voltage Vo from which the high frequency noise component is removed.
Since this output voltage Vo is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 11, the oscillation output Va of the oscillation circuit 4 output from the operational amplifier 11 is a voltage signal from which the influence of high frequency noise has been removed.

このため、発振出力Ｖａが入力される電流検出回路５、周波数検出回路６及び振幅検出回路７で高周波ノイズ成分を除去した発振出力Ｖａに基づいて電流検出、周波数検出及び振幅検出を行うので、高周波ノイズ成分の影響を受けない正確な電流検出信号、周波数検出信号及び振幅検出信号を得ることができる。
この結果、出力判定回路８での過電流状態の検出を正確に行うことができ、高周波ノイズ成分による過電流状態の誤検出を確実に防止することができる。 For this reason, current detection, frequency detection, and amplitude detection are performed based on the oscillation output Va from which the high frequency noise component has been removed by the current detection circuit 5, the frequency detection circuit 6, and the amplitude detection circuit 7 to which the oscillation output Va is input. Accurate current detection signals, frequency detection signals, and amplitude detection signals that are not affected by noise components can be obtained.
As a result, it is possible to accurately detect the overcurrent state in the output determination circuit 8 and reliably prevent erroneous detection of the overcurrent state due to the high frequency noise component.

〔実施形態の効果〕
以上のように、この実施形態では、測定電流Ｉが０からＩ_１の範囲のときは、電流検出回路５が、発振回路４の出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、この検出を基に第１の過電流の検出をするようにした。
また、この実施形態では、測定電流ＩがＩ_１からＩ_２の範囲のときには、周波数検出回路６が、発振回路４の出力電圧Ｖａの発振周波数の変化を基に第２の過電流を検出することに加え、振幅検出回路７が、その出力電圧Ｖａの振幅の変化を基に第３の過電流を検出するようにした。 [Effect of the embodiment]
As described above, in this embodiment, when the measurement current I is in the range from 0 to I ₁ , the current detection circuit 5 detects the duty ratio of the output voltage Va of the oscillation circuit 4, and based on this detection 1 overcurrent was detected.
In this embodiment, when the measurement current I is in the range from I ₁ to I ₂ , the frequency detection circuit 6 detects the second overcurrent based on the change in the oscillation frequency of the output voltage Va of the oscillation circuit 4. In addition, the amplitude detection circuit 7 detects the third overcurrent based on the change in the amplitude of the output voltage Va.

さらに、この実施形態では、電流検出回路５、周波数検出回路６、及び振幅検出回路７のうちの何れかの１つから過電流である旨を示すハイレベルの信号が出力されると、それを出力するようにした。
このため、この実施形態によれば、導線１ａ、１ｂの少なくとも一方に過電流が流れた場合に、発振回路４の発振停止の有無にかかわらずその過電流を検出できる。しかも、この実施形態によれば、過電流が流れた場合に、広い検出範囲において精度良く過電流の検出を行うことができる。 Furthermore, in this embodiment, when a high level signal indicating that an overcurrent is output from any one of the current detection circuit 5, the frequency detection circuit 6, and the amplitude detection circuit 7, Output it.
For this reason, according to this embodiment, when an overcurrent flows through at least one of the conducting wires 1a and 1b, the overcurrent can be detected regardless of whether or not the oscillation circuit 4 has stopped oscillating. Moreover, according to this embodiment, when an overcurrent flows, the overcurrent can be detected with high accuracy in a wide detection range.

また、この実施形態によれば、従来例のように２つの磁気コアを使用する場合のようにコア材料特性の違いによるＳ／Ｎ比の低下が生じることはなく、微小電流を高精度で検出することができる。
しかも、上記の従来例のように磁気センサなどを使用することなく電流の検出が可能であるので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることの少ない電流検出装置を提供することができる。 In addition, according to this embodiment, the S / N ratio is not lowered due to the difference in core material characteristics as in the case of using two magnetic cores as in the conventional example, and a minute current is detected with high accuracy. can do.
In addition, since current can be detected without using a magnetic sensor or the like as in the above-described conventional example, it is possible to provide a robust current detector that is less affected by ambient environmental conditions.

さらに、発振回路４内にノイズ除去回路２０を設けて励磁コイル３及び抵抗１２の接続点の入力電圧から高周波ノイズを除去するようにしているので、導線１ａ及び１ｂの周囲にインバータ等の高周波ノイズ発生源が配置されている場合でも高周波ノイズ成分の影響を受けることなく正確な電流検出、周波数検出、振幅検出等を行って過電流状態を正確に検出することができる。したがって、周囲環境条件による影響を受けることが少ない高信頼性を有する電流検出装置を提供することができる。 Furthermore, since a noise removing circuit 20 is provided in the oscillation circuit 4 so as to remove high frequency noise from the input voltage at the connection point of the exciting coil 3 and the resistor 12, high frequency noise such as an inverter is provided around the conducting wires 1a and 1b. Even when the generation source is arranged, it is possible to accurately detect an overcurrent state by performing accurate current detection, frequency detection, amplitude detection, and the like without being affected by high-frequency noise components. Therefore, it is possible to provide a highly reliable current detection device that is less affected by ambient environmental conditions.

〔実施形態の変形例〕
（１）上記の実施形態では、２本の導線１ａ、１ｂを用いて、これらに流れる電流の差の電流を検出する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出する場合にも適用できる。
（２）上記の実施形態では、ノイズ除去回路２０をオペアンプ３０を使用した差動増幅回路で構成する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、オペアンプ以外の半導体素子を使用した差動増幅回路を適用することもでき、さらには他の形式の減算回路を適用することもできる。 [Modification of Embodiment]
(1) In the above embodiment, the case where the current of the difference between the currents flowing through the two conducting wires 1a and 1b is detected has been described. However, the present invention is not limited to this. The present invention can also be applied to the case where a minute current flowing through a lead wire is detected.
(2) In the above embodiment, the case where the noise removal circuit 20 is configured by a differential amplifier circuit using the operational amplifier 30 has been described. However, the present invention is not limited to this, and semiconductor elements other than the operational amplifier are used. The used differential amplifier circuit can be applied, and other types of subtraction circuits can also be applied.

（３）上記の実施形態では、出力判定回路８で、２つのオア回路８２、８５を使用するようにしたが、これを１つのオア回路に置き換えることができる。この場合には、電流検出回路５、周波数検出回路６及び振幅検出回路７の各出力信号を、１つの３入力オア回路に入力して論理和処理する。
（４）上記の実施形態において、電流検出回路５、周波数検出回路６及び振幅検出回路７のそれぞれの出力信号を使用し、その信号ごとに例えばランプ等の表示器を点灯するようにすれば、過電流の検出状態を目視で認識できて便宜である。 (3) In the above embodiment, the output determination circuit 8 uses the two OR circuits 82 and 85. However, this can be replaced with one OR circuit. In this case, the output signals of the current detection circuit 5, the frequency detection circuit 6, and the amplitude detection circuit 7 are input to one three-input OR circuit for logical OR processing.
(4) In the above embodiment, if the output signals of the current detection circuit 5, the frequency detection circuit 6 and the amplitude detection circuit 7 are used and a display such as a lamp is turned on for each signal, This is convenient because the overcurrent detection state can be visually recognized.

１ａ、１ｂ…導線、２…磁気コア、３…励磁コイル、４…発振回路、５…電流検出回路、６…周波数検出回路、７…振幅検出回路、８…出力判定回路、２０…ノイズ除去回路、２１…検出コイル、２２…ハイパスフィルタ回路、３０…オペアンプ、３１〜３４…抵抗、５１…デューティ比検出回路、６１…ハイパスフィルタ回路、６２…絶対値検出回路、７１…絶対値検出回路、８１、８３、８４…コンパレータ、８２，８５…オア回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1a, 1b ... Conductor, 2 ... Magnetic core, 3 ... Excitation coil, 4 ... Oscillation circuit, 5 ... Current detection circuit, 6 ... Frequency detection circuit, 7 ... Amplitude detection circuit, 8 ... Output determination circuit, 20 ... Noise removal circuit , 21 ... detection coil, 22 ... high-pass filter circuit, 30 ... operational amplifier, 31 to 34 ... resistor, 51 ... duty ratio detection circuit, 61 ... high-pass filter circuit, 62 ... absolute value detection circuit, 71 ... absolute value detection circuit, 81 , 83, 84: Comparator, 82, 85: OR circuit

Claims

An excitation coil wound around a magnetic core surrounding a conducting wire through which a measurement current flows, and the magnetism of the excitation current supplied to the excitation coil is reversed in a saturated state or in the vicinity thereof in accordance with a set threshold. A current comprising at least an oscillating unit that generates a rectangular wave voltage, and a current detecting unit that detects a duty ratio of the rectangular wave voltage output from the oscillating unit and detects the measurement current based on the detected duty ratio. A detection device,
A detection coil different from the excitation coil wound around the magnetic core;
A high-pass filter that receives the output voltage of the detection coil and passes high-frequency noise components ;
The oscillating means is output from the high-pass filter from an operational amplifier in which one end of the excitation coil is connected to an output terminal that outputs the rectangular wave voltage, and a threshold voltage is input to a non-inverting input terminal. Noise removing means for subtracting the noise component to remove the noise component and supplying the output to the inverting input terminal of the operational amplifier, and outputting the rectangular wave voltage from the output terminal of the operational amplifier apparatus.

The current detection device according to claim 1, wherein the noise removing unit includes a differential amplifier circuit to which an output of the high-pass filter and an output of the exciting coil are input.

The differential amplifier circuit includes an operational amplifier, a first resistor interposed between the inverting input terminal of the operational amplifier and the high-pass filter, a second resistor connected between the inverting input terminal and the output terminal , A third resistor connected between the non-inverting input terminal of the operational amplifier and the exciting coil, and a fourth resistor connected between the connection point between the third resistor and the non-inverting input terminal of the operational amplifier and the ground. The current detection device according to claim 2, further comprising:

4. The apparatus according to claim 1, further comprising a first overcurrent detection unit that detects an overcurrent by comparing the measurement current detected by the current detection unit with a first reference value . 5. The current detection device described in 1.

Frequency detecting means for detecting the frequency of the rectangular wave voltage output from the oscillating means , and second overcurrent detecting means for detecting an excessive current by comparing the output signal of the frequency detecting means and the second reference signal. 5. The current detection device according to claim 1, wherein the current detection device includes:

Amplitude detecting means for detecting a peak value of the rectangular wave voltage output from the oscillating means, and a third overcurrent detection for detecting an overcurrent by comparing an output signal of the amplitude detecting means and a third reference signal. The current detection device according to claim 1, further comprising: means.