JP6178393B2 - アップリンク伝送時に、多重符号語ベースの単一ユーザｍｉｍｏが用いられるシステムにおけるｐｈｉｃｈ割当及び参照信号生成方法 - Google Patents

Description

本発明は、移動通信技術に係り、アップリンク伝送制御方法に関するものである。具体的に、アップリンク伝送時に、多重符号語（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｃｏｄｅｗｏｒｄｓ）ベースの単一ユーザＭＩＭＯが用いられるシステムにおいて、物理ハイブリッドＡＲＱ指示チャネル（ＰＨＩＣＨ）割当及び参照信号生成方法に関するものである。

移動通信システムで、ユーザ機器（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）は、基地局からダウンリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）を通じて情報を受信することができ、ユーザ機器は、アップリンク（Ｕｐｌｉｎｋ）を通じて情報を伝送することができる。ユーザ機器が伝送または受信する情報には、データ及び様々な制御情報があり、ユーザ機器が伝送または受信する情報の種類や用途によって様々な物理チャネルが存在する。

図１は、移動通信システムの一つである３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムに用いられる物理チャネル及びこれらのチャネルを用いた一般的な信号伝送方法を説明するための図である。

電源がついたり、新しくセルに進入したりしたユーザ機器は、ステップＳ１０１で、基地局と同期を合わせる等の初期セル検索（Ｉｎｉｔｉａｌ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）作業を行う。このために、ユーザ機器は、基地局から主同期チャネル（Ｐ-ＳＣＨ：Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）及び副同期チャネル（Ｓ-ＳＣＨ：Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）を受信して基地局と同期を合わせ、セルＩＤなどの情報を獲得することができる。その後、ユーザ機器は、基地局から物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を受信してセル内の放送情報を獲得することができる。一方、ユーザ機器は、初期セル検索ステップにおいてダウンリンク参照信号（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ：ＤＬＲＳ）を受信してダウンリンクチャネル状態を確認することができる。

初期セル検索を終えたユーザ機器は、ステップＳ１０２で、物理ダウンリンク制御チャネル（ＰＤＣＣＨ：Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）及び物理ダウンリンク制御チャネル情報による物理ダウンリンク共有チャネル（ＰＤＳＣＨ：Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）を受信して、より具体的なシステム情報を獲得することができる。

一方、基地局との接続を完了していないユーザ機器は、基地局への接続を完了するために、以降、ステップＳ１０３乃至ステップＳ１０６のようなランダムアクセス手順（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。このために、ユーザ機器は、物理ランダムアクセスチャネル（ＰＲＡＣＨ：Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ）を通じて特定シーケンスをプリアンブルとして伝送し（Ｓ１０３）、物理ダウンリンク制御チャネル及びこれに対応する物理ダウンリンク共有チャネルを通じて当該ランダムアクセスに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ１０４）。ハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）の場合を除く競合ベースのランダムアクセスの場合、以降、追加的な物理ランダムアクセスチャネルの伝送（Ｓ１０５）、及び物理ダウンリンク制御チャネル及びこれに対応する物理ダウンリンク共有チャネル受信（Ｓ１０６）のような衝突解決手順（Ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。

上記の手順を行ったユーザ機器は、以降、一般的なアップ／ダウンリンク信号伝送手順として物理ダウンリンク制御チャネル／物理ダウンリンク共有チャネルの受信（Ｓ１０７）、及び物理アップリンク共有チャネル（ＰＵＳＣＨ：Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）／物理アップリンク制御チャネル（ＰＵＣＣＨ：Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）の伝送（Ｓ１０８）を行うことができる。

図２は、ユーザ機器がアップリンク信号を伝送するための信号処理を説明するための図である。

アップリンク信号を伝送するために、ユーザ機器のスクランブリングモジュール２０１は、ユーザ機器特定（ＵＥ-ｓｐｅｃｉｆｉｃ）スクランブリング信号を用いて伝送信号をスクランブリングすることができる。このようにスクランブリングされた信号は、変調マッパー２０２に入力されて、伝送信号の種類及び／またはチャネル状態に応じてＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）または１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で複素シンボルに変調される。その後、変調された複素シンボルは、変換プリコーダ２０３で処理された後、リソース要素マッパー２０４に入力され、リソース要素マッパー２０４は、この複素シンボルを実際の伝送に用いられる時間−周波数リソース要素にマッピングすることができる。このように処理された信号は、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成器２０５を経てアンテナから基地局に伝送することができる。

図３は、基地局がダウンリンク信号を伝送するための信号処理を説明するための図である。

３ＧＰＰ ＬＴＥシステムで、基地局は、ダウンリンクで一つ以上の符号語（Ｃｏｄｅｗｏｒｄ）を伝送することができる。したがって、一つ以上の符号語はそれぞれ、図２のアップリンクにおいてと同様に、スクランブリングモジュール３０１及び変調マッパー３０２によって複素シンボルとすることができる。その後、複素シンボルは、レイヤーマッパー３０３により複数のレイヤー（Layer）にマッピングされ、各レイヤーは、プリコーディングモジュール３０４でチャネル状態に応じて選択された所定プリコーディング行列と乗算されて各伝送アンテナに割り当てられることができる。このように処理された各アンテナ別伝送信号は、それぞれ、リソース要素マッパー３０５によって伝送に用いられる時間−周波数リソース要素にマッピングされ、以降、ＯＦＤＭ信号生成器３０６を経て各アンテナから伝送されることができる。

移動通信システムにおいて、ユーザ機器がアップリンクで信号を伝送する場合は、基地局がダウンリンクで信号を伝送する場合に比べて、ピーク電力対平均電力比（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ＰＡＰＲ）がより問題とされうる。このため、図２及び図３で上述したように、アップリンク信号伝送では、ダウンリンク信号伝送に用いられるＯＦＤＭＡ方式ではなく、単一波周波数分割多元接続（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式が用いられている。

図４は、移動通信システムにおいてアップリンク信号伝送のためのＳＣ−ＦＤＭＡ方式とダウンリンク信号伝送のためのＯＦＤＭＡ方式を説明するための図である。

アップリンク信号伝送のためのユーザ機器及びダウンリンク信号伝送のための基地局は両方とも、直列−並列変換器（Ｓｅｒｉａｌ−ｔｏ−Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）４０１、サブキャリアマッパー４０３、Ｍ−ポイントＩＤＦＴモジュール４０４及びサイクリック・プレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ：ＣＰ）付加モジュール４０６を含む点においては同一である。

ただし、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式で信号を伝送するために、ユーザ機器は、並列−直列変換器（Ｐａｒａｌｌｅｌ−ｔｏ−Ｓｅｒｉａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）４０５とＮ−ポイントＤＦＴモジュール４０２をさらに含み、Ｎ−ポイントＤＦＴモジュール４０２は、ＩＤＦＴの入力部で連続する（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）入力ポイントにマッピングするようにして、Ｍ−ポイントＩＤＦＴ（またはＩＦＦＴ）モジュール４０４のＩＤＦＴ（またはＩＦＦＴ）処理の影響をある程度打ち消すことによって伝送信号がシングルキャリア特性を持つようにすることを特徴とする。

一方、ダウンリンクを通じてアップリンクデータ伝送（ＰＵＳＣＨ:Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ）に対するＡＣＫ（ＡＣＫｎｏｗｌｅｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ ＡＣＫｎｏｗｌｅｄｇｍｅｎｔ）を伝送するチャネルを３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおいてＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）という。図５は、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおけるＰＨＩＣＨの伝送過程を説明する図である。

ＬＴＥシステムは、アップリンクで単一ユーザＭＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ：ＳＵ−ＭＩＭＯ）を使用しないから、一つのユーザ機器のＰＵＳＣＨ伝送、すなわち、単一データストリーム（ｓｉｎｇｌｅ ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍ）または符号語（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）に対する１ビット（ｂｉｔ）ＡＣＫ／ＮＡＣＫのみがＰＨＩＣＨを通じて伝送される。１ビットＡＣＫ／ＮＡＣＫは、符号化率（ｃｏｄｅ ｒａｔｅ）が１／３である反復符号化（ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ ｃｏｄｉｎｇ）を用いて３ビットに符号化され（５０１段階）、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）を用いて３個の変調シンボルを生成する（５０２段階）。該変調されたシンボルは、標準サイクリック・プレフィックス（ｎｏｒｍａｌ Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）の場合は、拡散係数（Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ;ＳＦ）として４を用い、拡張サイクリック・プレフィックス（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）の場合には、ＳＦとして２を用いて拡散される（５０３段階）。拡散に使用する直交シーケンス（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）の個数は、Ｉ／Ｑ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ／Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）多重化概念が適用されて、ＳＦ×２個となる。したがって、ＳＦ×２個の直交シーケンスを用いて拡散されたＳＦ×２個のＰＨＩＣＨが１個のＰＨＩＣＨグループと定義され、任意のサブフレームに存在するＰＨＩＣＨグループは、レイヤーマッピング（ｌａｙｅｒ ｍａｐｐｉｎｇ）（５０４段階）及びプリコーディング過程を経た後に、リソースマッピング（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｍａｐｐｉｎｇ）過程（５０５段階）を経て伝送される。

任意のユーザ機器またはリレーノード（ｒｅｌａｙ ｎｏｄｅ）のアップリンクデータ伝送に対して、セル、基地局またはリレーノードのダウンリンクＰＨＩＣＨチャネルリソースを割り当てる方法において、物理アップリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ;ＰＵＳＣＨ）の伝送に使用される一つ以上の物理リソースブロック（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ:ＰＲＢ）の最も低いＰＲＢインデックス（ｉｎｄｅｘ）値と該当のチャネル伝送のために使用されるデータ信号復調用参照信号（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＭ−ＲＳ）のリソースとして設定される巡回シフト（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）値を用いて計算する過程を通じて、全ＰＨＩＣＨグループのうち、伝送のために使用されるＰＨＩＣＨグループインデックスと該当のＰＨＩＣＨグループ中のＰＨＩＣＨチャネルインデックスが導き出され、これらのインデックス値を用いて、任意のユーザ機器またはリレーノードに伝送されることになるＰＨＩＣＨチャネルが割当てられる。ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）手法は、基地局と端末機において２個以上の送信及び受信アンテナを使用して空間的に多数のデータストリーム（または、符号語）を同時に伝送することによって、システムの容量を大きく増加させることができ、多数の送信アンテナを用いて送信ダイバーシティ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）利得またはビーフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）利得を得ることができる手法である。送信ダイバーシティ手法は、多数の送信アンテナを通じて同一のデータ情報を伝送することによって、時間によって高速に変わるチャネル状況において信頼度の高いデータ伝送を可能にするとともに、受信機からチャネル関連フィードバック情報を受信することなく具現できるという利点を有する。ビーフォーミングは、多数の送信アンテナにそれぞれ適宜の重み値を乗じることによって、受信機の受信ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を増加させるために用いられるもので、一般に、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘｉｎｇ）システムにおいてアップリンク及びダウンリンクのチャネルは独立しているので、適宜のビーフォーミング利得を得るためには信頼性の高いチャネル情報が必要とされ、よって、受信機から別のフィードバック（ｆｅｅｄｂａｃｋ）を受信して用いる。

図６は、空間多重化（Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＳＭ）と空間分割多重接続（Ｓｐａｔｉａｌ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；ＳＤＭＡ）を説明するための図である。単一ユーザに対する空間多重化は、ＳＭあるいはＳＵ−ＭＩＭＯと呼ばれ、ＭＩＭＯシステムのチャネル容量は送／受信アンテナ個数のうち、最小値に比例して増加する。多重ユーザに対する空間多重化は、空間分割多重接続（ＳＤＭＡ）あるいはマルチユーザＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ：ＭＵ−ＭＩＭＯ）と呼ばれる。

ＭＩＭＯ手法を用いる時に、同時に伝送されるＮ個のデータストリームを一つのチャネルエンコーディングブロックを用いて伝送する単一符号語（Ｓｉｎｇｌｅ ＣｏｄｅＷｏｒｄ：ＳＣＷ）方式と、Ｎ個のデータストリームをＭ（ここで、常に、ＭはＮより小さいまたは等しい）個のチャネルエンコーディングブロックを用いて伝送する多重符号語（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ＣｏｄｅＷｏｒｄ：ＭＣＷ）方式がある。ここで、各チャネルエンコーディングブロックは、独立した符号語を生成し、各符号語は、独立したエラー検出が可能なように設計される。

図７は、多重符号語（ＭＣＷ）を使用するＭＩＭＯシステムの送信機構造を示す図である。具体的に、Ｍ個のデータパケット（ｄａｔａ ｐａｃｋｅｔ）は、エンコーディング（例えば、図７のターボエンコーディング）と変調（例えば、図７のＱＡＭ変調）をそれぞれ経てＭ個の符号語を生成し、各符号語は、独立したＨＡＲＱプロセスブロックを有するようになる。変調されたＭ個のデータシンボルは、同時にＭＩＭＯ端で多重アンテナ手法によってエンコーディングされた後、それぞれの物理アンテナ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ａｎｔｅｎｎａ）から伝送される。その後、受信端では、多重アンテナチャネル状況をチャネル品質情報としてフィードバックして、空間多重化率、符号化率及び変調方式を調節することができる。このために、追加的な制御情報が必要とされる。

一方、符号語と物理的なアンテナとのマッピング関係は、任意の形態を有することができる。

図８は、符号語と物理的なアンテナとのマッピング関係の一例を示す図である。具体的に、図８は、３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１における、ダウンリンクで空間多重化率による符号語（ＣＷ）対レイヤーのマッピング方法（ｃｏｄｅｗｏｒｄ−ｔｏ−ｌａｙｅｒ ｍａｐｐｉｎｇ ｆｏｒ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｉｎ ＤＬ）を示している。図８に示すように、空間多重化率（すなわち、ランク）が１の場合、一つの符号語が一つのレイヤーにマッピングされ、プリコーディング手法によって１個のレイヤーで生成されたデータは４個の送信アンテナを通じて伝送されるようにエンコーディングされ、空間多重化率が２の場合、２個の符号語が２個のレイヤーにマッピングされ、プリコーダによって４個のアンテナにマッピングされる。

また、空間多重化率が３の場合、２個の符号語のうち一つの符号語は、直−並列変換器（Ｓ／Ｐ）によって２個のレイヤーにマッピングされて、総２個の符号語が３個のレイヤーにマッピングされた後、プリコーダによって４個のアンテナにマッピングされ、空間多重化率が４の場合、２個の符号語のそれぞれが直−並列変換器によってそれぞれ２個のレイヤーにマッピングされて、総４個のレイヤーがプリコーダによって４個のアンテナにマッピングされる例を示している。すなわち、４個の送信アンテナを有する基地局の場合、最大４個のレイヤーを有するとともに４個の独立した符号語を有することができるが、図８は、符号語の個数を最大２個のみ有するように構成されたシステムである。したがって、図８に示すシステムでは、各符号語（ＣＷ）が独立したＨＡＲＱプロセスを有する場合、最大２個の独立したＨＡＲＱプロセスを有することがわかる。

現在ＬＴＥではＰＵＳＣＨ伝送に対して単一ＲＦ及び電力増幅器チェーン（ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｃｈａｉｎ）を使用することを前提しており、ＰＵＳＣＨに対するダウンリンクＰＨＩＣＨのチャネル割当（ａｓｓｉｇｎｍｅｎｔ）において、ユーザ機器当たり１ビットのＡＣＫ／ＮＡＣＫを前提として設計されているから、もしＰＵＳＣＨ伝送において多重符号語（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｃｏｄｅｗｏｒｄ）ベースのＳＵ−ＭＩＭＯが考慮される場合には、チャネル容量及び割当方法において改善が要求される。

上記問題点を解決するための本発明の技術的課題は、アップリンクデータ伝送において、ＳＣ−ＦＤＭＡ以外の多重接続方式に基づいてＭＩＭＯ手法を適用するために、制御情報のダウンリンクＰＨＩＣＨを伝送する方法と、アップリンク伝送時にアンテナ（物理アンテナまたは仮想アンテナ）または伝送レイヤー毎に分割されたＤＭ−ＲＳのリソースとしての巡回シフトを含む、ダウンリンクにおけるセル、基地局またはリレーノードにより特定される伝送情報を含むアップリンク承認（ｕｐｌｉｎｋ ｇｒａｎｔ）ＰＤＣＣＨに含まれた状態で伝送される制御情報を定義し、表現するための方法を提供することである。

本発明で達成しようとする技術的課題は、以上に言及した技術的課題に制限されず、言及していない別の技術的課題は、下の記載から、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者には明らかになるであろう。

上記課題を解決するための本発明の一様相による、アップリンクで伝送される少なくとも一つの符号語を伝送するアップリンク単一ユーザＭＩＭＯシステムにおいて、アップリンク参照信号生成方法は、前記基地局で、アップリンクで伝送する参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）の構成内容に関する参照信号構成情報を、該情報に対応するアップリンク接続伝送モードで動作するように設定されたユーザ機器に、アップリンク承認（ｕｐｌｉｎｋ ｇｒａｎｔ）物理ダウンリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）を通じて伝送する段階と、前記参照信号構成情報に基づいて生成された参照信号を含むサブフレームを、前記ユーザ機器から受信する段階と、を含み、前記参照信号構成情報は、前記参照信号のシーケンスの巡回シフト値を含む。

前記参照信号構成情報は、アップリンクで伝送される全体Ｍ個の参照信号中にＮ（Ｎ＜＝Ｍ）個の巡回シフトに関する情報を含み、前記情報は、前記Ｎ個の参照信号のうち、基準となる参照信号の巡回シフトインデックス、及び残りＮ−１個の参照信号の巡回シフトインデックスを決定するためのオフセット情報を含むことができる。

前記Ｍ値は、前記ユーザ機器で構成される伝送物理アンテナ、伝送仮想アンテナ（ｖｉｒｔｕａｌ ａｎｔｅｎｎａ）、またはサブフレームでの伝送レイヤーの数によって決定されることができる。

前記参照信号構成情報は、アップリンクで伝送される全体Ｍ個の参照信号中にＮ（Ｎ＜＝Ｍ）個の参照信号の巡回シフトインデックスを含むことができる。

前記Ｎ個の参照信号は、ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の参照信号とすることができる。

前記Ｍ個の参照信号のうち、前記Ｎ個の参照信号は、あらかじめ指定された時間領域上のシンボル位置に挿入されて、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）プロセスを経ることができる。

前記Ｍ個の参照信号のうち、前記Ｎ個の参照信号は、ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）またはＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の入力端の割り当てられた周波数伝送帯域に該当するサンプルポイントに直接マッピングすることができる。

本発明の他の様相による、アップリンクで伝送される少なくとも一つの符号語を伝送するアップリンク単一ユーザＭＩＭＯシステムにおいて、前記伝送された各符号語に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送するためのＰＨＩＣＨを割り当てる方法は、ＰＨＩＣＨグループ数を決定する段階と、前記ＰＨＩＣＨグループ数を用いてＰＨＩＣＨグループ番号及び該当のＰＨＩＣＨグループ内における直交シーケンスインデックスを決定する段階と、を含み、前記ＰＨＩＣＨグループの数は、アップリンク伝送時の最大符号語の個数を用いて決定する。

前記ＰＨＩＣＨグループ番号及び前記該当ＰＨＩＣＨグループ内における直交シーケンスインデックスは、符号語別に固有のオフセット値を提供する関数を用いて決定する。

本発明によれば、アップリンク伝送において、多重符号語（ＭＣＷ）ベースの単一ユーザ（ＳＵ）ＭＩＭＯが適用される場合に、システムの複雑度を減少させると共に、システム運営上の柔軟性を向上させることができる。

移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムに用いられる物理チャネル及びこれらのチャネルを用いた一般的な信号伝送方法を説明するための図である。 ユーザ機器がアップリンク信号を伝送するための信号処理過程を説明するための図である。 基地局がダウンリンク信号を伝送するための信号処理過程を説明するための図である。 移動通信システムにおいてアップリンク信号伝送のためのＳＣ−ＦＤＭＡ方式とダウンリンク信号伝送のためのＯＦＤＭＡ方式を説明するための図である。 ３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおいてＰＨＩＣＨの伝送過程を説明するための図である。 空間多重化（SＭ）と空間分割多重接続（ＳＤＭＡ）を説明するための図である。 多重符号語（ＭＣＷ）を使用するＭＩＭＯシステムの送信機構造を示す図である。 符号語と物理的なアンテナとのマッピング関係の一例を示す図である。 クラスターＳＣ−ＦＤＭＡにおいて、ＤＦＴプロセス出力サンプルが単一キャリアにマッピングされる信号処理過程を示す図である。 本発明の一実施例によるＰＨＩＣＨ伝送を説明するための図である。 ユーザ機器または基地局に適用可能であり、本発明を行うことのできるデバイスの構成を示すブロック図である。

以下、添付の図面を参照しつつ、本発明の実施例について、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に実施できるように詳細に説明する。しかし、本発明は、ここに説明される実施例に限定されず、様々な変形実施が可能である。なお、図面において、本発明を明確に説明するために説明と関連していない部分は省略し、明細書全体を通じて同一の構成要素には同一の図面符号を付ける。

明細書全般において、ある部分がある構成要素を「含む」という記載は、特別な言及がない限り、他の構成要素を排除するという意味ではなく、他の構成要素をさらに含むという意味を有する。また、明細書に記載された「…部」、「…器」、「モジュール」などの用語は、少なくとも一つの機能や動作を処理する単位を意味し、これは、ハードウェア、ソフトウェアまたはハードウェアとソフトウェアとの結合で具現することができる。

ＬＴＥ−Ａ（ａｄｖａｎｃｅｄ）システムにおいてＳＣ−ＦＤＭＡ方式に付加されるアップリンク多重接続伝送モードとしてクラスター（ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ）ＳＣ−ＦＤＭＡ（または、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ（ＤＦＴ ｓｐｒｅａｄｅｄ ＯＦＤＭＡ））が、既存のＳＣ−ＦＤＭＡに付加して適用されることができる。図９は、クラスターＳＣ−ＦＤＭＡにおいて、ＤＦＴプロセス出力サンプルが単一キャリアにマッピングされる信号処理過程を示す図である。図９に示すように、ＳＣ−ＦＤＭＡと異なるクラスターＳＣ−ＦＤＭＡの最大の特徴は、Ｎ−ポイントＤＦＴモジュールの出力部上のＮ−ポイントサンプルが、Ｍ−ポイントＩＤＦＴ（またはＩＦＦＴ）の入力部にマッピングされる時、クラスター、すなわち、一連のＬ個のサンプルグループに分岐して、サンプルグループ別にＭ−ポイントのＩＤＦＴ（またはＩＦＦＴ）入力部に連続しないように（互いに離隔するように）マッピングされうるという点である。これによって、伝送信号上のＣＭ（ｃｕｂｉｃ ｍｅｔｒｉｃ）またはＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏｎ）が上昇するが、ＯＦＤＭＡに比べては顕著に低いレベルを維持できる一方で、アップリンクスケジューリングの柔軟性を増大させてアップリンク伝送率を増大させることができる。ＬＴＥ−Ａシステムのアップリンクにおいて任意のユーザ機器が伝送パワー観点において最大伝送パワー対して余裕があるか否かによって、任意の方法に基づいてＳＣ−ＦＤＭＡとクラスターＳＣ−ＦＤＭＡを適応的に選択して、アップリンク伝送を行うことができる。

したがって、本発明で説明するシステムは、アップリンク多重接続伝送モードを支援することができ、以下では、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式に付加されるアップリンク多重接続伝送モードとしてクラスターＳＣ−ＦＤＭＡを含むことができるということを前提として本発明を説明する。

本発明では、アップリンク多重符号語ベースのＳＵ−ＭＩＭＯ（以下、ＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯと称する。）ベースのシステムにおいて、ダウンリンク伝送されるＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル（以下、ＰＨＩＣＨと称する。）の設計方法と、設計されたチャネル上のアップリンクデータチャネルからのＰＨＩＣＨインデックス割当方法を提案する。また、ＰＨＩＣＨチャネル割当に必要である他、ＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯの細部伝送方式を指定するアップリンク承認（ｕｐｌｉｎｋ ｇｒａｎｔ）ＰＤＣＣＨ上のダウンリンク制御情報（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ：ＤＣＩ）フォーマット上の制御情報を定義して表現する方法を提案する。

まず、アップリンク多重符号語ベースのＳＵ−ＭＩＭＯベースのシステムにおいて、多重符号語に対して単一ＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送する方法と、多重符号語のそれぞれに対してＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送する方法を考慮することができ、これら２つの方法によって上記において提案するとした方法の内容が異なってくる。したがって、以下では、これら２つの方法によって上記において提案するとした方法について説明する。

１．アップリンクＭＣＷベースのＳＵ−ＭＩＭＯに対して単一ＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送する方法

以下では、アップリンク多重符号語ベースのＳＵ−ＭＩＭＯに対して単一ＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送する方法とこれを前提とする時における、ＨＡＲＱプロセス通知方法、ＤＭ−ＲＳの巡回シフトインデックス通知方法及びｎ個の符号語に対するＭＣＳ通知コンテンツの構成方法について説明する。

任意のアップリンクデータ伝送においてＭＣＷベースのＳＵ−ＭＩＭＯを使用する場合、ランク（ｒａｎｋ）別符号語対レイヤーマッピング規則（ｃｏｄｅｗｏｒｄ−ｔｏ−ｌａｙｅｒ ｍａｐｐｉｎｇ ｒｕｌｅ）によってｎ（１＜＝ｎ＜＝２または１＜＝ｎ＜＝４）個の符号語を使用した伝送において、基本的に符号語個数分のＨＡＲＱプロセスを活性化させることができる。しかし、これによって発生するｎ個のＡＣＫ／ＮＡＣＫ及びアップリンク承認チャネル上のＨＡＲＱ処理通知またはＵＥ観点のＨＡＲＱプロセス数の拡散による既存ＬＴＥ標準に対する新しい技術的追加事項が発生するによって、ＬＴＥとＬＴＥ−Ａシステム間の逆方向及び順方向の互換性支援が複雑になることがある。

図１０は、本発明の一実施例によるＰＨＩＣＨ伝送を説明するための図である。これを解決するために既存ＬＴＥで具現された単一ＡＣＫ／ＮＡＣＫ及びアップリンク承認（Ｕｐｌｉｎｋ Ｇｒａｎｔ）ＰＤＣＣＨ上の単一ＨＡＲＱ及び既存ＵＥアップリンク伝送上のＨＡＲＱプロセス数をこのアップリンク伝送上でそのまま維持する目的として、任意のＵＥからＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯで受信して個別の符号語別にＣＲＣを用いたエラー検出後に、これをＳＩＣ（Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）系列複号化（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）に活用できるようにすると同時に、図９に示すように、全体ｎ個の符号語全体に対して一つのＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報を再びダウンリンクＰＨＩＣＨで伝送する方式を、本発明で提案する。

この場合、該当のＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、特定目的に応じた任意の方法で生成することができ、例えば、ｎ個の符号語のいずれにおいてもエラーが検出されない場合に、ＡＣＫ、残りの全場合に対してＮＡＣＫを生成させることができる。また、これにより、ｎ個の全体符号語に対して一つのＨＡＲＱプロセスが設定される。これにより、既存のＬＴＥシステム上でのＰＨＩＣＨチャネル設計及びチャネルインデックス割当方法とアップリンクＨＡＲＱプロセス運用における変化要素がきわめて制限されることがある。本発明の提案事項と関連する実施例として、システム上の任意のキャリアで任意のユーザ機器に割り当てられるＨＡＲＱプロセスの個数が伝送に用いられる符号語、すなわち、伝送ブロック（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｂｌｏｃｋ）別に８である場合に、上記発明事項を考慮して、該当のアップリンクＳＵ−ＭＩＭＯ伝送を指定するＵＬ承認チャネルの内容（ｃｏｎｔｅｎｔｓ）上で考慮できる情報とこれらの個別情報に関連付けてアップリンクＳＵ−ＭＩＭＯを支援する方法を、下記のように提案する。

（１）ＨＡＲＱプロセス通知

ｎ個の符号語に対して単一ＨＡＲＱプロセスを指定するフィールドであり、ＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯの場合、ｎ個の符号語に対して、本発明で提案するように一つのＨＡＲＱプロセスとして運用する場合、０乃至７のうち一つのプロセスインデックスを割り当てることができ、他の方案として考慮できる個別符号語別にＨＡＲＱを割り当てる場合にも、３ビットで表現しながら任意の基準符号語（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｃｏｄｅｗｏｒｄ）のＨＡＲＱインデックスを指定すると、他のＮ−１個の符号語は、固定オフセット（ｏｆｆｓｅｔ）に基づいて該当の符号語に対するＨＡＲＱプロセスインデックスが自動的に算出されるようにすることができる。

この場合に、上述したように、一つのＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報がダウンリンクで該当の端末に伝送されることから、ＡＣＫ／ＮＡＣＫの符号語別の独立した割当による端末上位階層バッファー上の空いている（ｅｍｐｔｙ）現像が発生しないから、ＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯ上での１よりも大きいランク設定状況で、任意の符号語上のヌル（ｎｕｌｌ）伝送が考慮されず、ｅＮＢ（ｅＶｏｌｖｅｄ ＮｏｄｅＢ）の上位ランク状況で下位ランク（すなわち、ランク１の単一符号語伝送を誘導する）オーバーライディング（ｏｖｅｒｒｉｄｉｎｇ）時にもｎ個の符号語当たり一つのＨＡＲＱプロセスを割り当てる場合には、別の符号語を指定する通知が要求されないから、３ビットを割り当てるとに起因するエラーが発生しない。ここで、オーバーライディングとは、一般に、ユーザ機器がＰＵＳＣＨをＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯ伝送モードを用いて伝送する時、アップリンクチャネル状況についてセル、基地局またはリレーノードがユーザ機器への伝送時に適用するランク値を知らせることを意味する。もし、ｎ個の符号語が一つのＡＣＫ／ＮＡＣＫで運用されながら個別のＨＡＲＱプロセスが割り当てられる場合には、３ビットにおいて符号語通知のための付加的なビットがＨＡＲＱプロセス通知フィールドに追加されたり、別の明白な符号語通知フィールドとして定義されることができる。また、ＨＡＲＱプロセスと関連してアップリンク承認（ｕｐｌｉｎｋ ｇｒａｎｔ）ＰＤＣＣＨで新しいデータ伝送指示子（Ｎｅｗ Ｄａｔａ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ；ＮＤＩ）が共にシグナリングされることができ、この場合、ＨＡＲＱプロセスが一つ定義されてシグナリングされる時にも、ＮＤＩは、符号語別に個別的に設定されることを基本とすることができ、場合によっては、ＨＡＲＱプロセスをＭＣＳ ＳＵ−ＭＩＭＯ上で一つ定義するという趣旨に合せてて、同様の方法でＮＤＩを一つ定義し、アップリンク承認ＰＤＣＣＨにシグナリングすることができる。

（２）ＤＭ−ＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）の巡回シフトインデックス（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｉｎｄｅｘ）通知方式

ＤＭ−ＲＳの巡回シフトインデックスのアップリンクチャネル上の通知方式について、下記の３つ場合を取り上げて説明する。

１）第１の場合

第１場合は、既存のアップリンクＳＵ−ＭＩＭＯを具現するにあって、伝送アンテナ（一連の仮想アンテナ（ｖｉｒｔｕａｌ ａｎｔｅｎｎａ）または物理アンテナ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ａｎｔｅｎｎａ））の個数または仮想アンテナの個数または伝送レイヤー数を表すｍで定義される（例えば、ｍは、２または４になることもでき、１または２、若しくは３または４になることもできる。）ＵＥの伝送アンテナ／レイヤー構成（ｔｘ ａｎｔｅｎｎａ／ｌａｙｅｒ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）によってｐ（ｐ＜＝ｍ）個の受信データ信号列の復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と複号化（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）のためのチャネル推定を提供するＲＳを必要とする。この時、ｐ個のＲＳのうちｑ（ｑ＜＝ｐ）個のＲＳに対する伝送リソースは、任意のＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（該シンボルは、ＴＤＭ方式で一つのＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルとして指定されることもでき、または、複数個のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルとして、ＲＳ伝送のために指定されることもできる。）において周波数サブキャリア上のデータ伝送のための領域の長さを有するＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の基本シーケンス（ｂａｓｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）や１ＲＢ／２ＲＢの場合に対する低い相関（ｌｏｗ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性のＱＰＳＫベースのコンピュータ生成シーケンス（ｃｏｍｐｕｔｅｒ−ｇｅｎｅｒａｔｅｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）の巡回シフトバージョンとして指定されることができる。

この時、使用されるｑ個の巡回シフトインデックスを通知するに当たって基準となるＲＳインデックスを３ビットとして通知することができる。残りｑ−１個の巡回シフトインデックスは、任意の規則にしたがってシステム状況によって可変的に指定されるオフセットまたは固定されたオフセットまたは状況によって適応的に適用される任意の固定された選択法則によって自動的に指定されることによって、ＵＥが使用する巡回シフトインデックスをシグナリング（ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）する際にオーバーヘッド（ｏｖｅｒｈｅａｄ）を最小化するという特徴を有する。

２）第２の場合

第２の場合は、上記第１の場合で記述した通り、ｑ個のＲＳに対する巡回シフトインデックスをシグナリングするに当たって基準となるＲＳの巡回シフトインデックスの指定値に対して、別のｑ−１個のＲＳに対する巡回シフト値の可能な組合を指定したり、任意の情報圧縮規則（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ ｒｕｌｅ）を用いて３＋α（０＜α＜３×（ｑ−１））ビットとして全体ｑ個のＲＳに対する巡回シフトインデックスを指定できる。この時、一例として、αは、基準となるＲＳの巡回シフトの指定値に対する該当のＲＳのインデックス上の差分値を表す値（３ビットよりも小さい値）の全体ｑ−１個またはその一部のＲＳシーケンスに対する和のビット値と定義することができる。

３）第３の場合

第３の場合は、上記第１の場合で記述した通り、ｑ個のＲＳに、アップリンク承認チャネル上で個別ｑ個のＲＳに対する巡回シフトを明確に指定する方式である。これにより、アップリンクチャネルの制御情報ペイロード上での全体ＲＳ巡回シフト指定フィールドの大きさは、個別巡回シフト指定ビットサイズが３の場合に３×ｑになることができる。

上記の第１場合で、ｐとｑとが同じ場合は、使用される全てのアンテナに対する全てのＲＳが、一つまたは一つ以上のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおいてデータ帯域に対するＣＡＺＡＣ系列のＲＳシーケンスを使用する場合を意味する。本発明の以下の記述において、アンテナは、仮想アンテナ、物理アンテナ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ａｎｔｅｎｎａ）、伝送レイヤーを包括するものとする。

上記の第１場合で、ｐ値とｑ値が同一でない場合には、任意のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを通じて伝送されるＣＡＺＡＣ系列のＲＳシーケンスを直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）するように提供できる巡回シフトの数が限定されることから、既存のスロット当たり一つのＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル上で割り当てる全体ｐ個のＲＳ別巡回シフトが不足する状況で、上記第１の場合と同様に、複数個のＲＳシーケンスを伝送するＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを割り当てて、追加的なＣＡＺＡＣ系列ＲＳシーケンスを継続して割り当てることができる。しかし、このような割当方式は、直接的にアップリンクスループット（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を劣化させるため、異なる方式で設計された異なるの形態の方法を通じて生成される異種の低いオーバーヘッド（ｌｏｗ ｏｖｅｒｈｅａｄ）を有するＲＳが、既存ｑ個のＣＡＺＡＣ系列ＲＳと一緒に使用されることを提案し、この個数をｐ−ｑと指定し、０以上の個数に対して具現することができる。この場合、全体的なオーバーヘッドの調節のためにｑは０になっても良い。

既存ＴＤＭ（ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）−ＣＤＭ（ＣＡＺＡＣ）系列と異なる形態のＲＳ設計に対する実施例としてＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡが使用される場合、ＤＦＴ前段またはＩＤＦＴ（またはＩＦＦＴ）後段においてｒ（ｒ＞＝１）個のあらかじめ指定された時間領域シンボル位置または任意の伝送シンボル内のタイムサンプル（ｔｉｍｅ ｓａｍｐｌｅ）領域にＲＳを挿入する方式を考慮することができる。

上記のＤＦＴ前段で挿入される場合における時間領域ＲＳは、ＤＦＴを経てＤＦＴ領域内の周波数領域の全てのサブキャリアに拡散される拡散スペクトラム（ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ）過程を経て、ＩＦＦＴ過程後にチャネルを経る。以降、受信端においてＦＦＴ及びＩＦＦＴを経た後に、該当のシンボル位置（ｓｙｍｂｏｌ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）のｒ個のＲＳから、データを伝送する帯域上での該当のアンテナに関するチャネル情報を抽出することができる。

一方、ＲＳシーケンスをＤＦＴを省いて直接周波数領域にマッピングしてＩＦＦＴに経由させる方式と、ＩＦＦＴ後段のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル領域に直接マッピングする方式を適用することができ、この場合、挿入されるＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル上の領域は、全体ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル領域になることもでき、ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内の一部の時間サンプル（ｔｉｍｅ ｓａｍｐｌｅ）領域になることもできる。データを伝送するためのＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内にＲＳを挿入する場合に、ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内の固定位置を指定して挿入したり、リソースブロックインデックス及び／またはセルＩＤから任意の規則により生成される位置に挿入したりすることができる。データと多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）する観点から追加的なＲＳのオーバーヘッドを付加する場合、データを伝送するためのシンボルをパンクチャリング（ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）したり、または、レートマッチング（ｒａｔｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ）を用いてＲＳのマッピングされるリソースを確保することができる。

上記アップリンクＲＳ設計方式は、アップリンクＳＵ−ＭＩＭＯの他に、非空間多重化（ｎｏｎ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送モードにおいても適用することができ、ＤＭ−ＲＳの場合、既存ＴＤＭ−ＣＤＭに基づいて設計されたＤＭ−ＲＳ伝送ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが存在する状況で、付加的に他のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルで定義されることもでき、これと違い、既存のＴＤＭ−ＣＤＭに基づいて設計されたＤＭ−ＲＳ伝送ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを設定する方式を代替する方式で適用されることもできる。上記ＲＳ設計方法は、ＤＭ−ＲＳの他に、ＳＲＳにも適用可能である。

もし、ＯＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡまたはＳＣ−ＦＤＭＡ伝送方式がアップリンクに適用される場合、リソースブロック（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）単位にリソースブロック内の固定された周波数サブキャリア位置にＲＳが挿入されるパターンを定義することができ、このようなパターンは、セルＩＤを入力とする任意の関数や規則にしたがって各セルごとに固有に（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）定義されることができる。上記リソースブロックは、仮想リソースブロック（ｖｉｒｔｕａｌ ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）と物理リソースブロック（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）の両概念を含むものである。したがって、送信端のＩＦＦＴ入力前のシンボルマッピング時にＲＳを挿入でき、この時のデータを伝送するための一つ以上のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにＲＳを挿入する場合に、該ＲＳを、固定位置を指定して挿入したり、リソースブロックインデックス及び／またはセルＩＤから任意の規則にしたがって生成される位置に挿入することができる。この時、データを伝送するためのシンボルをパンクチャリングしたり、または、レートマッチングを用いてＲＳのマッピングされるリソースを確保することができる。

任意のシステムにおいてｐ個の要求されるＲＳのうち、ｐ−ｑ個のＲＳに対して、既存ＴＤＭベースのＣＡＺＡＣ系列のＲＳ伝送方式と異なる方式のＲＳ伝送方式が適用される環境で、任意の目的に応じて、各送信アンテナまたは伝送レイヤー別ＲＳ伝送方式及び該当のインデックスを割り当てる方式を考慮することができる。伝送アンテナまたは伝送レイヤー構成（Ｔｘ ａｎｔｅｎｎａ／ｌａｙｅｒ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）は端末別に異なることがあるが、例えば、２Ｔｘアンテナ構成であるか、２レイヤー伝送である場合、各送信アンテナまたは伝送レイヤー別にアンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）インデックスまたはレイヤーポート（ｌａｙｅｒ ｐｏｒｔ）インデックス＃ｉと＃（ｉ＋１）が指定され（ただし、ｉ＞＝０）、他の例として、４Ｔｘアンテナ構成であるか、４レイヤー伝送である場合、各送信アンテナまたは伝送レイヤー別にアンテナポートインデックスまたはレイヤーポートインデックス＃ｉ、＃（ｉ＋１）、＃（ｉ＋２）、＃（ｉ＋３）が指定されることができる。この時、低いアンテナポートインデックスから昇順でｑ個のアンテナポートに、チャネル推定性能が相対的に高いＴＤＭ方式のＣＡＺＡＣ系列のＲＳを適用し、残りのアンテナポートに対して上記と異なる方式でシーケンスが生成され、物理リソースにマッピングされるＲＳを適用させる方式を提案する。

アップリンク承認チャネルのコンテンツ（ｃｏｎｔｅｎｔ）に関連する他に、ＳＲＳ設計においてもアップリンク伝送アンテナまたは伝送レイヤー構成にしたがって各アンテナポートまたはレイヤーポート別にＳＲＳが生成されて適用されなければならない。この時、拡張された多重化容量（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｙ）を提供するために、時間領域で各アンテナポート別ＳＲＳの伝送周期を調節して定義することができる。一実施例として、ｐ個の伝送アンテナまたは伝送レイヤーに対して単一アンテナにおけるＳＲＳと同じシーケンス設計環境で同じ多重化容量を提供するという条件下で任意のＵＥの時間領域のＳＲＳの伝送周期は同一であり、該当のＵＥの各アンテナまたはレイヤー別に順次にＳＲＳを伝送する方法を適用することができる。これと別にまたは同時に使用できる方法で拡張された容量を提供するＳＲＳコード設計を周波数領域分散くし型（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｃｏｍｂ）方式と連係して効果的なＣＤＭ／ＦＤＭ多重化容量の支援を考慮することができる。さらにいうと、コードシーケンスレベルで使用可能な巡回シフト（ｕ）の他に、シーケンスレベルスクランブリング（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）が付加された状態で該当のシーケンスの全体または一部の低い相関のルートインデックス（ｖ）を考慮して全体的なコードシーケンスリソースをｖ倍増加させることができる。ここで、一部の低い相関のルートインデックスにおいて一部とは、アップリンクＤＭ−ＲＳのグループ化（ｇｒｏｕｐｉｎｇ）が考慮される場合、グループ内のベースシーケンスに該当するルートインデックスを意味したり、全的に相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）の低いルートインデックスを意味し、該当のインデックスはＬ１／Ｌ２制御シグナリング（ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）や上位階層シグナリング（ｈｉｇｈｅｒ−ｌａｙｅｒ（ＲＲＣ） ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）でＵＥに伝送される。

また、この時、各シーケンス要素（ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）がマッピングされる物理リソースであるサブキャリア（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）が、固定オフセット間隔で分散くし型（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｃｏｍｂ）方式でマッピングされる場合、チャネル条件またはＳＲＳ伝送負荷またはチャネルサウンディング所要時間によってくし型（ｃｏｍｂ）のオフセット値を調節したり、これと別にまたは同時にＳＵ−ＭＩＭＯがマッピングされる全体システム帯域（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）（例えば、２０ＭＨｚ）に対して制限されるサウンディング（ｓｏｕｎｄｉｎｇ）帯域（例えば、５ＭＨｚ）を指定し、該当の制限された帯域でサウンディング及びパケットスケジューリングをさせて、複数個のアップリンクＳＵ−ＭＩＭＯに対する仮想サブシステム帯域を分割して使用することによって、周波数領域での多重化容量を支援することができる。上記分散くし型のオフセット値やサウンディング帯域は、Ｌ１（第１階層）／Ｌ２（第２階層）制御シグナリングや上位階層シグナリング（ｈｉｇｈｅｒ−ｌａｙｅｒ（ＲＲＣ） ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）でＵＥに伝送される。

（３）ｎ個の符号語に対するＭＣＳ通知コンテンツの構成

ｎ個の符号語に対して単一ＨＡＲＱプロセスを指定する状況で一つのＭＣＳを適用するようにｓビット（ｂｉｔ）を割り当てて基地局が端末に知らせうる方法、ｎ個の符号語上のエラー検出能力及びアンテナ別チャネル推定能力及び受信基地局における最適ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）計算状況を考慮して、各符号語別ＭＣＳを圧縮することなくｓ×ｎビットを割り当ててアップリンク承認チャネル（ｇｒａｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ）で伝達する方法と、基準符号語に全体ＭＣＳ値ｓビットと、残りのＮ−１符号語に対してｓビットに対してδ値だけを減算したｓとδの差を表す（ｓ−δ）×（ｎ−１）ビットとを合算して合計ｓ＋（ｓ−δ）×（ｎ−１）ビットを割り当てる方式を適用することができる。前記符号語ＭＣＳ指定方式の選択は、上記のＨＡＲＱプロセス通知方式の選択と独立してなされることができる。すなわち、ＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯ伝送に対して単一ＨＡＲＱプロセス、すなわち、単一ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報帰還方式を適用しながら符号語別ＭＣＳを指定する制御情報がアップリンク承認ＰＤＣＣＨを通じて該当のユーザ機器にシグナリングされることができる。

以上ではアップリンクＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯベースのＳＵ−ＭＩＭＯにおいて、単一ＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送するという前提下でＨＡＲＱプロセス通知方法、ＤＭ−ＲＳの巡回シフト通知方法、符号語ＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）通知方法について説明した。

以下では、アップリンクＭＣＷベースのＳＵ−ＭＩＭＯにおいて多重ＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送する方法を説明し、多重ＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送する場合に、ＰＨＩＣＨリソース割当方法、ＨＡＲＱプロセス通知方法、ＤＭ−ＲＳの巡回シフト通知方法、符号語ＭＣＳ通知方法について説明する。

２．アップリンクＭＣＷベースのＳＵ−ＭＩＭＯに対して多重ＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送する方法

任意のアップリンクデータ伝送において、ＭＣＷベースのＳＵ−ＭＩＭＯを使用する場合、ランク別符号語対レイヤーマッピング規則（ｃｏｄｅｗｏｒｄ−ｔｏ−ｌａｙｅｒ ｍａｐｐｉｎｇ ｒｕｌｅ）にしたがってｎ（１＜＝ｎ＜＝２または１＜＝ｎ＜＝４）個の符号語を使用した伝送において、既存ＬＴＥシステムにおける変化影響（ｃｈａｎｇｅ ｉｍｐａｃｔ）を前提としながらも、ＬＴＥ−Ａシステム上のアップリンク性能の最適化のために、基本的に符号語の個数分のＨＡＲＱプロセスを活性化させることができる。すなわち、符号語別伝送に対してダウンリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報伝送を定義することができる。以下、本発明では、任意のＵＥからＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯで受信して個別符号語別にＣＲＣを用いたエラー検出を行った後に、これをＳＩＣ系列複号化に活用可能にすると同時に、全体ｎ個の符号語全体に対して個別のＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報を再びダウンリンクＰＨＩＣＨで伝送する方式を提案する。

（１）ＰＨＩＣＨリソース割当方法。

既存のアップリンク上にＭＣＷベースのＳＵ−ＭＩＭＯが存在しなかった既存ＬＴＥシステムにおいて指定される該当のアップリンク伝送に対するダウンリンクＰＨＩＣＨ上のＰＨＩＣＨグループの数は、ＬＴＥ−Ａシステム上で追加にＭＣＷベースのＳＵ−ＭＩＭＯが存在する状況で、各符号語別にアップリンク伝送に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫが個別的に通知されるべきであるという点を考慮して算定されることが必要である。すなわち、ＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯのアップリンク伝送モードの導入によって、任意のセルまたは基地局またはリレーノードがダウンリンクを通じて伝送しなければならないＡＣＫ／ＮＡＣＫの情報量は増加しなければならず、ＰＨＩＣＨグループの数が、該当のアップリンクシステム帯域（ｓｙｓｔｅｍ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）上で最大限に要求されるＰＨＩＣＨリソースの量に基づいて定数として全てのサブフレームに対して設定されることを考慮する時、ＬＴＥ−ＡシステムのＵＥに対してＭＣＷベースのＳＵ−ＭＩＭＯが新しく導入されることから、ＰＨＩＣＨグループの数が、ＬＴＥシステムに比べて２倍または２倍未満の基準レベルの増加されたＰＨＩＣＨ要求リソース量に基づいて設計されなければならない。

基本的な物理ダウンリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）は、各サブフレームのはじめの３個以内のＯＦＤＭシンボルに伝送され、これは、ダウンリンク制御チャネルのオーバーヘッドにしたがって１個乃至３個に調整して使用することができる。このように物理ダウンリンク制御チャネルのためのＯＦＤＭシンボルの個数を各サブフレームごとに調整するために使用されるチャネルがＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）であり、アップリンクデータチャネルに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報を伝送するチャネルは、ＰＨＩＣＨである。さらに、ダウンリンクデータ伝送またはアップリンクのデータ伝送のための制御情報を搬送する制御チャネルは、ＰＤＣＣＨである。

この場合、既存ＬＴＥシステムのＵＥのアップリンク伝送に対して、上記のように定義される増加されたＰＨＩＣＨグループのうちの一部のＰＨＩＣＨグループ（すなわち、既存ＬＴＥシステム上で定義されるＰＨＩＣＨ数に基づくＰＨＩＣＨグループ）のみを用いてＰＨＩＣＨチャネルリソースを割り当てるようにすることができる。この時、既存のＬＴＥシステムのＵＥのＰＨＩＣＨリソース割当の他に、ＰＤＣＣＨリソースマッピングの観点での逆方向互換性を支援する方案として、優先的にセル固有（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）ＲＲＣ（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）パラメータ上でＮ_ｇの値を、常に必要な値よりも大きく設定し、ＬＴＥ−ＡシステムのＵＥにも、設定されたＮ_ｇの値に基づいて算出されるＰＨＩＣＨグループの中からＤＬ ＰＨＩＣＨリソースが割り当てられるようにする。このＰＨＩＣＨ割当の際に、既存ＬＴＥシステムのＵＥに対するＰＨＩＣＨチャネル割当との衝突を最小化する規則を適用することができる。これと異なる形式のＰＨＩＣＨグループ数算定方式の様々な実施例を提案する。

１）ダウンリンクＰＨＩＣＨグループの第１算定方法

ダウンリンクＰＨＩＣＨグループの数は、下記の数学式１を用いて算定することができる。

２）ダウンリンクＰＨＩＣＨグループの第２算定方法

新しいパラメータとしてＮ_Cを数学式で導入しない代わりに、既存の上位階層シグナリングによって提供されるＮ_ｇ値の範囲を拡張し、これに関連するＬ１パラメータのビットサイズ（ｂｉｔ ｓｉｚｅ）を２ビットから３ビットに拡張してダウンリンクＰＨＩＣＨグループの数を算定する数学式を定義することができ、これは下記の数学式２の通りである。

３）ダウンリンクＰＨＩＣＨグループの第３算定方法

４）ダウンリンクＰＨＩＣＨグループの第４算定方法

アップリンクＳＵ−ＭＩＭＯまたはキャリア集合が適用されるＬＴＥ−Ａ ＵＥに対するＮ_ｇ値を示すセル固有ＲＲＣパラメータは、既存ＬＴＥシステムのＵＥに対する逆方向互換性を考慮して、既存ＬＴＥシステムのＵＥに対するＮ_ｇ値を示すセル固有ＲＲＣパラメータと区別される一連のセル固有ＲＲＣパラメータを新しく定義することができる。

上記定義されたＰＨＩＣＨグループ数に基づいて、個別ＰＨＩＣＨグループのリソースグループ配列、レイヤーマッピング（ｌａｙｅｒ ｍａｐｐｉｎｇ）及びプリコーディング手法について説明するに先立って、ＬＴＥシステムの端末及びＬＴＥ−Ａシステムの端末のＬＴＥ−Ａ及びＬＴＥ網に対する逆方向互換性及び順方向互換性を支援するために、ＬＴＥ−Ａシステムのダウンリンク伝送アンテナが８個である状況でも、ダウンリンクＰＤＣＣＨ、ＰＣＦＩＣＨ、ＰＨＩＣＨは４個の伝送アンテナベースの伝送ダイバーシティ方式を用いて伝送することを提案する。

また、これら８個の伝送アンテナ状況でも、１番目及び２番目のＯＦＤＭシンボルでのダウンリンクＲＳ伝送に使用される周波数領域におけるサブキャリアリソースの量と周波数領域の位置は、既存ＬＴＥシステムにおいてと同様に設定できることを提案する。これにより、ＰＤＣＣＨ、ＰＣＦＩＣＨ、ＰＨＩＣＨのリソースグループ配列、レイヤーマッピング及びプリコーディング（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方式は、ＬＴＥ方式と同一に維持しながら互換性（ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）を支援することを提案する。

上記の選択方式として、P個のＲＳシーケンスインデックスを昇順でn個選択する方法、１番目から始めて一つおきに昇順で（例えば、１番、３番目、５番目の順で）ＲＳシーケンスn個を選択する方法、任意の関数に基づく規則を用いて選択する方式、ランダム（ｒａｎｄｏｍ）に選択する方式、または１番目、最後、２番目、最後から２番目の順に選択する方式を使用することができる。また、ＣＡＺＡＣまたはＺＣ系列のＤＭ−ＲＳシーケンスを生成する方式と任意の別の系列のＤＭ−ＲＳシーケンスを生成する方式によってP個のＤＭ−ＲＳシーケンスを生成する場合、ＣＡＺＡＣまたはＺＣ系列のＤＭ−ＲＳシーケンスを生成する方式で生成された巡回シフトインデックスのうち、上記の本発明で紹介された選択方式を用いてn個を選択することができる。

１）第１の方法

４）第４の方法

５）第５の方法

以上ではＰＨＩＣＨリソース割当について説明した。以下では、アップリンク多重符号語ベースのＳＵ−ＭＩＭＯに対して多重ＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送することを前提とする時における、ＨＡＲＱプロセス通知方法、ＤＭ−ＲＳの巡回シフトインデックス通知方法及びｎ個の符号語に対するＭＣＳ通知コンテンツの構成方法について説明する。

（１）ＨＡＲＱプロセス通知

ｎ個の符号語に対して単一または複数のＨＡＲＱプロセスを指定するフィールドであり、ＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯである場合に、ｎ個の符号語に対して個別符号語別にＨＡＲＱを割り当てる場合にも３ビットで表現しながら任意の基準符号語（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｃｏｄｅｗｏｒｄ）のＨＡＲＱインデックスを指定すると、他のＮ−１個の符号語は、固定オフセットに基づいて該当の符号語に対するＨＡＲＱプロセスインデックスが自動的に算出されるようにすることができる。３ビットの符号語通知のための付加的なビットがＨＡＲＱプロセス通知フィールドに追加されたり、別の明白な（ｅｘｐｌｉｃｉｔ）符号語通知フィールドとして定義することができる。

（２）ＤＭ−ＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）の巡回シフトインデックス通知方式

ＤＭ−ＲＳの巡回シフトインデックスのアップリンクチャネル上の通知方式について、下記の３つり場合を挙げて説明する。

１）第１の場合
第１場合は、既存のアップリンクＳＵ−ＭＩＭＯを具現するにあって、伝送アンテナ（一連の仮想アンテナ（ｖｉｒｔｕａｌ ａｎｔｅｎｎａ）または物理アンテナ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ａｎｔｅｎｎａ））の個数または仮想アンテナの個数または伝送レイヤー数を表すｍで定義される（例えば、ｍは、２または４になることもでき、１、２、３または４になることもできる。）ＵＥの伝送アンテナ／レイヤー構成（ｔｘ ａｎｔｅｎｎａ／ｌａｙｅｒ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）によってｐ（ｐ＜＝ｍ）個の受信データ信号列の復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と複号化（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）のためのチャネル推定を提供するＲＳを必要とする。この時、ｐ個のＲＳのうちｑ（ｑ＜＝ｐ）個のＲＳに対する伝送リソースは、任意のＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（該シンボルは、ＴＤＭで一つのＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルとして指定されることもでき、または、複数個のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルとしてＲＳ伝送のために指定されることもできる。）において周波数サブキャリア上のデータ伝送のための領域の長さを有するＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の基本シーケンス（ｂａｓｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）や１ＲＢ／２ＲＢの場合に対する低い相関（ｌｏｗ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性のＱＰＳＫベースのコンピュータ生成シーケンス（ｃｏｍｐｕｔｅｒ−ｇｅｎｅｒａｔｅｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）の巡回シフトバージョンとして指定されることができる。

この時、使用されるｑ個の巡回シフトインデックスを通知するに当たって基準となるＲＳインデックスを３ビットとして通知することができる。残りｑ−１個の巡回シフトインデックスは、任意の規則にしたがってシステム状況によって可変的に指定されるオフセットまたは固定されたオフセットまたは状況によって適応的に適用される任意の固定された選択法則によって自動的に指定されることによって、ＵＥが使用する巡回シフトインデックスをシグナリング（ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）する際にオーバーヘッド（ｏｖｅｒｈｅａｄ）を最小化するという特徴を有する。

２）第２の場合

第２の場合は、上記第１の場合で記述した通り、ｑ個のＲＳに対する巡回シフトインデックスをシグナリングするに当たって基準となるＲＳの巡回シフトインデックスの指定値に対して、別のｑ−１個のＲＳに対する巡回シフト値の可能な組合を指定したり、任意の情報圧縮規則（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ ｒｕｌｅ）を用いて３＋α（０＜α＜３×（ｑ−１））ビットとして全体ｑ個のＲＳに対する巡回シフトインデックスを指定できる。この時、一例として、αは、基準となるＲＳの巡回シフトの指定値に対する該当のＲＳのインデックス上の差分値を表す値（３ビットよりも小さい値）の全体ｑ−１個またはその一部のＲＳシーケンスに対する和のビット値と定義することができる。

３）第３の場合

第３の場合は、上記第１の場合で記述した通り、ｑ個のＲＳに、アップリンク承認チャネル上で個別ｑ個のＲＳに対する巡回シフトを明確に指定する方式である。これにより、アップリンクチャネルの制御情報ペイロード上での全体ＲＳ巡回シフト指定フィールドの大きさは、個別巡回シフト指定ビットサイズが３の場合に３×ｑになることができる。

上記の第１場合で、ｐとｑとが同じ場合は、使用される全てのアンテナに対する全てのＲＳが、一つまたは一つ以上のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおいてデータ帯域に対するＣＡＺＡＣ系列のＲＳシーケンスを使用する場合を意味する。本発明の以下の記述において、アンテナは、仮想アンテナ、物理アンテナ、伝送レイヤーを包括するものとする。

上記の第１の場合で、ｐ値とｑ値が同一でない場合には、任意のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを通じて伝送されるＣＡＺＡＣ系列のＲＳシーケンスを直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）するように提供できる巡回シフトの数が限定されることから、既存のスロット当たり一つのＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル上で割り当てる全体ｐ個のＲＳ別巡回シフトが不足する状況で、上記第１の場合と同様に、複数個のＲＳシーケンスを伝送するＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを割り当てて、追加的なＣＡＺＡＣ系列ＲＳシーケンスを継続して割り当てることができる。しかし、このような割当方式は、直接的にアップリンクスループット（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を劣化させるため、異なる方式で設計された異なる形態の方法を通じて生成される異種の低いオーバーヘッド（ｌｏｗ ｏｖｅｒｈｅａｄ）を有するＲＳが、既存ｑ個のＣＡＺＡＣ系列ＲＳと一緒に使用されることを提案し、この個数をｐ−ｑと指定し、０以上の個数に対して具現することができる。この場合、全体的なオーバーヘッドの調節のためにｑは０になっても良い。

上記の既存ＴＤＭ（ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）−ＣＤＭ（ＣＡＺＡＣ）系列と異なる形態のＲＳ設計に対する実施例としてＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡが使用される場合、ＤＦＴ前段またはＩＤＦＴ（またはＩＦＦＴ）後段においてｒ（ｒ＞＝１）個のあらかじめ指定された時間領域シンボル位置または任意の伝送シンボル内のタイムサンプル（ｔｉｍｅ ｓａｍｐｌｅ）領域にＲＳを挿入する方式を考慮することができる。

上記のＤＦＴ前段で挿入される場合における時間領域ＲＳは、ＤＦＴを経てＤＦＴ領域内の周波数領域の全てのサブキャリアに拡散される拡散スペクトラム（ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ）過程を経て、ＩＦＦＴ過程後にチャネルを経る。以降、受信端においてＦＦＴ及びＩＦＦＴを経た後に、該当のシンボル位置（ｓｙｍｂｏｌ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）のｒ個のＲＳから、データを伝送する帯域上での該当のアンテナに関するチャネル情報を抽出することができる。

一方、ＲＳシーケンスをＤＦＴを省いて直接周波数領域にマッピングしてＩＦＦＴに経由させる方式と、ＩＦＦＴ後段のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル領域に直接マッピングする方式を適用することができ、この場合、挿入されるＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル上の領域は、全体ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル領域になることもでき、ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内の一部の時間サンプル（ｔｉｍｅ ｓａｍｐｌｅ）領域になることもできる。データを伝送するためのＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内にＲＳを挿入する場合に、ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内の固定位置を指定して挿入したり、リソースブロックインデックス及び／またはセルＩＤから任意の規則により生成される位置に挿入したりすることができる。データと多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）する観点から追加的なＲＳのオーバーヘッドを付加する場合、データを伝送するためのシンボルをパンクチャリング（ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）したり、または、レートマッチング（ｒａｔｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ）を用いてＲＳのマッピングされるリソースを確保することができる。

上記アップリンクＲＳ設計方式は、アップリンクＳＵ−ＭＩＭＯの他に、非空間多重化（ｎｏｎ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送モードにおいても適用することができ、ＤＭ−ＲＳの場合、既存ＴＤＭ−ＣＤＭに基づいて設計されたＤＭ−ＲＳ伝送ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが存在する状況で、付加的に他のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルで定義されることもでき、これと違い、既存のＴＤＭ−ＣＤＭに基づいて設計されたＤＭ−ＲＳ伝送ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを設定する方式を代替する方式で適用されることもできる。上記ＲＳ設計方法は、ＤＭ−ＲＳの他に、ＳＲＳにも適用可能である。

もし、ＯＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡまたはＳＣ−ＦＤＭＡ伝送方式がアップリンクに適用される場合、リソースブロック（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）単位にリソースブロック内の固定された周波数サブキャリア位置にＲＳが挿入されるパターンを定義することができ、このようなパターンは、セルＩＤを入力とする任意の関数や規則にしたがって各セルごとに固有に（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）定義されることができる。上記リソースブロックは、仮想リソースブロック（ｖｉｒｔｕａｌ ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）と物理リソースブロック（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）の両概念を含むものである。したがって、送信端のＩＦＦＴ入力前のシンボルマッピング時にＲＳを挿入でき、この時のデータを伝送するための一つ以上のＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスターＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにＲＳを挿入する場合に、該ＲＳを、固定位置を指定して挿入したり、リソースブロックインデックス及び／またはセルＩＤから任意の規則にしたがって生成される位置に挿入することができる。この時、データを伝送するためのシンボルをパンクチャリングしたり、または、レートマッチングを用いてＲＳのマッピングされるリソースを確保することができる。

任意のシステムにおいてｐ個の要求されるＲＳのうち、ｐ−ｑ個のＲＳに対して、既存ＴＤＭベースのＣＡＺＡＣ系列のＲＳ伝送方式と異なる方式のＲＳ伝送方式が適用される環境で、任意の目的に応じて、各送信アンテナまたは伝送レイヤー別ＲＳ伝送方式及び該当のインデックスを割り当てる方式を考慮することができる。伝送アンテナまたは伝送レイヤー構成（Ｔｘ ａｎｔｅｎｎａ／ｌａｙｅｒ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）は端末別に異なることがあるが、例えば、２Ｔｘアンテナ構成であるか、２レイヤー伝送である場合、各送信アンテナまたは伝送レイヤー別にアンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）インデックスまたはレイヤーポート（ｌａｙｅｒ ｐｏｒｔ）インデックス＃ｉと＃（ｉ＋１）が指定され（ただし、ｉ＞＝０）、他の例として、４Ｔｘアンテナ構成であるか、４レイヤー伝送である場合、各送信アンテナまたは伝送レイヤー別にアンテナポートインデックスまたはレイヤーポートインデックス＃ｉ、＃（ｉ＋１）、＃（ｉ＋２）、＃（ｉ＋３）が指定されることができる。この時、低いアンテナポートインデックスから昇順でｑ個のアンテナポートに、チャネル推定性能が相対的に高いＴＤＭ方式のＣＡＺＡＣ系列のＲＳを適用し、残りのアンテナポートに対して上記と異なる方式でシーケンスが生成され、物理リソースにマッピングされるＲＳを適用させる方式を提案する。

アップリンク承認チャネルのコンテンツ（ｃｏｎｔｅｎｔ）に関連する他に、ＳＲＳ設計においてもアップリンク伝送アンテナまたは伝送レイヤー構成にしたがって各アンテナポートまたはレイヤーポート別にＳＲＳが生成されて適用されなければならない。この時、拡張された多重化容量（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｙ）を提供するために、時間領域で各アンテナポート別ＳＲＳの伝送周期を調節して定義することができる。一実施例として、ｐ個の伝送アンテナまたは伝送レイヤーに対して単一アンテナにおけるＳＲＳと同じシーケンス設計環境で同じ多重化容量を提供するという条件下で任意のＵＥの時間領域のＳＲＳの伝送周期は同一であり、該当のＵＥの各アンテナまたはレイヤー別に順次にＳＲＳを伝送する方法を適用することができる。これと別にまたは同時に使用できる方法で拡張された容量を提供するＳＲＳコード設計を周波数領域分散くし型（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｃｏｍｂ）方式と連係して効果的なＣＤＭ／ＦＤＭ多重化容量の支援を考慮することができる。さらにいうと、コードシーケンスレベルで使用可能な巡回シフト（ｕ）の他に、シーケンスレベルスクランブリング（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）が付加された状態で該当のシーケンスの全体または一部の低い相関のルートインデックス（ｖ）を考慮して、全体的なコードシーケンスリソースをｖ倍増加させることができる。ここで、一部の低い相関のルートインデックスにおいて一部とは、アップリンクＤＭ−ＲＳのグループ化（ｇｒｏｕｐｉｎｇ）が考慮される場合、グループ内のベースシーケンスに該当するルートインデックスを意味したり、全的に相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）の低いものであって、ルートインデックスを使用し、該当のインデックスをＬ１／Ｌ２制御シグナリング（ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）や上位階層シグナリング（ｈｉｇｈｅｒ−ｌａｙｅｒ（ＲＲＣ） ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）でＵＥに伝送するものを意味する。

また、この時、各シーケンス要素（ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）がマッピングされる物理リソースであるサブキャリア（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）が、固定オフセット間隔で分散くし型（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｃｏｍｂ）方式でマッピングされる場合、チャネル条件またはＳＲＳ伝送負荷またはチャネルサウンディング所要時間によってくし型（ｃｏｍｂ）のオフセット値を調節したり、これと別にまたは同時にＳＵ−ＭＩＭＯがマッピングされる全体システム帯域（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）（例えば、２０ＭＨｚ）に対して制限されるサウンディング（ｓｏｕｎｄｉｎｇ）帯域（例えば、５ＭＨｚ）を指定し、該当の制限された帯域でサウンディング及びパケットスケジューリングをさせて、複数個のアップリンクＳＵ−ＭＩＭＯに対する仮想サブシステム帯域を分割して使用することによって、周波数領域での多重化容量を支援することができる。上記分散くし型のオフセット値やサウンディング帯域は、Ｌ１（第１階層）／Ｌ２（第２階層）制御シグナリングや上位階層シグナリング（ｈｉｇｈｅｒ−ｌａｙｅｒ（ＲＲＣ） ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）でＵＥに伝送される。

（３）ｎ個の符号語に対するＭＣＳ通知コンテンツの構成

ｎ個の符号語に対して単一または複数のＨＡＲＱプロセスを指定する状況で一つのＭＣＳを適用するようにｓビット（ｂｉｔ）を割り当てて基地局が端末に知らせうる方法と違い、ｎ個の符号語上のエラー検出能力及びアンテナ別チャネル推定能力及び受信基地局における最適ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）計算状況を考慮して、各符号語別ＭＣＳを圧縮することなくｓ×ｎビットを割り当ててアップリンク承認チャネル（ｇｒａｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ）で伝達する方法と、基準符号語に全体ＭＣＳ値ｓビットと、残りのＮ−１符号語に対してｓビットに対してδ値だけを減算したｓとδの差を表す（ｓ−δ）×（ｎ−１）ビットとを合算して合計ｓ＋（ｓ−δ）×（ｎ−１）ビットを割り当てる方式を適用することができる。前記符号語ＭＣＳ指定方式の選択は、上記のＨＡＲＱプロセス通知方式の選択と独立してなされることができる。すなわち、ＭＣＷ ＳＵ−ＭＩＭＯ伝送に対して、符号語別ＭＣＳを指定する制御情報がアップリンク承認ＰＤＣＣＨを通じて該当のユーザ機器にシグナリングされることができる。

以上の本発明の全ての提案事項は、端末から基地局への直接伝送の場合の他に、リレー伝送（ｒｅｌａｙ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）が具現されている状況における端末からリレーノード、リレーノード間、リレーノードから基地局への伝送手法とこれに対する制御シグナリングでいずれも適用されることができる。

図１１は、ユーザ機器または基地局に適用可能であり、本発明を行うことのできるデバイスの構成を示すブロック図である。図１１に示すように、デバイス１１０は、処理ユニット１１１、メモリーユニット１１２、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ユニット１１３、ディスプレイユニット１１４及びユーザインターフェースユニット１１５を含む。物理インターフェースプロトコルの階層は、処理ユニット１１１で行われる。処理ユニット１１１は、制御プレーン（ｐｌａｎｅ）とユーザプレーンを提供する。各階層の機能は、処理ユニット１１１で行うことができる。メモリーユニット１１２は、処理ユニット１１１と電気的に連結されており、オペレーティングシステム（ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ）、応用プログラム（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ）及び一般ファイルを記憶している。もし、デバイス１１０がユーザ機器であれば、ディスプレイユニット１１４は様々な情報を表示することができ、公知のＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）、ＯＬＥＤ（Ｏｒｇａｎｉｃ Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）等を用いて具現することができる。ユーザインターフェースユニット１１５は、キーパッド、タッチスクリーンなどのような公知のユーザインターフェースと結合して構成されることができる。ＲＦユニット１１３は、処理ユニット１１１と電気的に連結されて、無線信号を送受信する。

本明細書において、本発明の実施例は、基地局と端末間のデータ送受信関係を中心に説明された。ここで、基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（ｔｅｒｍｉｎａｌ ｎｏｄｅ）の意味を有する。本文書で、基地局により行われると説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）により行われることもできる。

すなわち、基地局を含む多数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる種々の動作は、基地局または基地局以外の別のネットワークノードにより行われうることは明らかである。ここで、基地局は、ｅＮｏｄｅ Ｂ(ｅｖｏｌｖｅｄ Ｎｏｄｅ Ｂ)、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、Ｎｏｄｅ Ｂ、アクセスポイント（ａｃｃｅｓｓ ｐｏｉｎｔ）などの用語に代替可能である。
また、端末（ＭＳ：Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）は、ユーザ機器（ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）に該当するもので、移動端末（Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＳＳ（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＭＳＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）などの用語に代替可能である。

本発明に係る実施例は、様々な手段を通じて具現することができる。例えば、本発明の実施例は、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェアまたはそれらの結合などにより具現することができる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施例に係る無線通信システムにおけるチャネル品質情報報告方法は、一つまたはそれ以上のＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施例に係る無線通信システムにおけるチャネル品質情報報告方法は、以上で説明された機能または動作を行うモジュール、手順または関数などの形態で具現することができる。ソフトウェアコードはメモリーユニットに記憶されてプロセッサにより駆動されることができる。メモリーユニットは、プロセッサの内部または外部に設けられて、既に公知の様々な手段によりプロセッサとデータを交換することができる。

本発明は、本発明の技術的思想及び必須特徴を逸脱し範囲で他の特定の形態に具体化できることは、当業者には自明である。したがって、上記の詳細な説明はいずれの面においても制約的に解釈されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は、添付の請求項の合理的解釈によって決定されなければならず、よって、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも、本発明の範囲に含まれる。
特許請求の範囲において引用関係が明示されていない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正によって新しい請求項として含めることもできることは明らかである。

本発明は、無線移動通信システムの端末機、基地局、またはその他の装備に用いることができる。

Claims (8)

1. 複数の送信アンテナを介して、ユーザ機器が複数のデータ単位を基地局に送信する方法であって、
   前記基地局にアップリンクデータを送信するための制御情報を前記ユーザ機器に通知するダウンリンク制御情報を前記基地局から受信するステップであって、前記ダウンリンク制御情報は、所定長さの単一の値を持つ復調用参照信号（ＤＭ−ＲＳ）巡回シフトインデックスフィールドを含むステップと、
   前記複数の送信アンテナを介して、複数のＤＭ−ＲＳを伴う前記複数のデータ単位を前記基地局に送信するステップと、
   前記送信された複数のデータ単位のそれぞれに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送する物理ハイブリッドＡＲＱ指示チャネル（ＰＨＩＣＨ）を前記基地局から受信するステップと、
   を有し、
   前記複数のＤＭ−ＲＳのそれぞれは、異なる巡回シフト値で巡回シフトされ、前記複数のＤＭ−ＲＳのそれぞれに対する前記異なる巡回シフト値の組合せは、前記受信されたダウンリンク制御情報の前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドの前記単一の値に基づき識別される、方法。
2. 前記複数のＤＭ−ＲＳのそれぞれに対する異なる巡回シフト値の異なる組合せの個数は、前記所定長さを持つ前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドにより識別可能な状態の個数に対応する、請求項１に記載の方法。
3. 前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドの前記所定長さは、１つのＤＭ−ＲＳに対する巡回シフト値を表すための前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドの長さと同一である、請求項１に記載の方法。
4. 前記所定長さは、３ビット長に相当し、
   前記複数のＤＭ−ＲＳのそれぞれに対する異なる巡回シフト値の８個の組合せは、前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドに基づいて、それぞれあらかじめ決定される、請求項１に記載の方法。
5. 基地局が、ユーザ機器の複数の送信アンテナから複数のデータ単位を受信する方法であって、
   前記基地局にアップリンクデータを送信するための制御情報を前記ユーザ機器に通知するダウンリンク制御情報を前記ユーザ機器に送信するステップであって、前記ダウンリンク制御情報は、所定長さの単一の値を持つ復調用参照信号（ＤＭ−ＲＳ）巡回シフトインデックスフィールドを含むステップと、
   前記複数の送信アンテナから送信された複数のＤＭ−ＲＳを伴う前記複数のデータ単位を前記ユーザ機器から受信するステップと、
   前記受信された複数のデータ単位のそれぞれに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫを伝送する物理ハイブリッドＡＲＱ指示チャネル（ＰＨＩＣＨ）を前記ユーザ機器に送信するステップと、
   を有し、
   前記複数のＤＭ−ＲＳのそれぞれは、異なる巡回シフト値で巡回シフトされ、前記複数のＤＭ−ＲＳのそれぞれに対する前記異なる巡回シフト値の組合せは、前記送信されたダウンリンク制御情報の前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドの前記単一の値に基づき識別される、方法。
6. 前記複数のＤＭ−ＲＳのそれぞれに対する異なる巡回シフト値の異なる組合せの個数は、前記所定長さを持つ前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドにより識別可能な状態の個数に対応する、請求項５に記載の方法。
7. 前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドの前記所定長さは、１つのＤＭ−ＲＳに対する巡回シフト値を表すための前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドの長さと同一である、請求項５に記載の方法。
8. 前記所定長さは、３ビット長に相当し、
   前記複数のＤＭ−ＲＳのそれぞれに対する異なる巡回シフト値の８個の組合せは、前記ＤＭ−ＲＳ巡回シフトインデックスフィールドに基づいて、それぞれあらかじめ決定される、請求項５に記載の方法。

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