KR20110031928A - 상향링크 전송 시, 다중 코드워드 기반 단일 사용자 ｍｉｍｏ가 사용되는 시스템에 있어서, ｐｈｉｃｈ 할당 및 참조 신호 생성 방법 - Google Patents

상향링크 전송 시, 다중 코드워드 기반 단일 사용자 ｍｉｍｏ가 사용되는 시스템에 있어서, ｐｈｉｃｈ 할당 및 참조 신호 생성 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 복수의 상향링크 접속 전송 모드롤 지원하는 시스템에 있어서, 상향링크 참조신호 생성 방법에 관한 것이다. 상기 방법은 상기 기지국에서, 상기 복수의 상향링크 접속 전송 모드 별로 생성된, 상향링크로 전송할 참조 신호의 구성 내용에 대한 참조 신호 구성 정보를 상기 정보에 대응하는 상향링크 접속 전송 모드로 동작하도록 설정된 사용자 기기에 상향링크 승인(uplink grant) 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH)을 통해 전송하는 단계; 상기 참조 신호 구성 정보에 기초하여 생성된 참조 신호를 포함하는 서브프레임을 상기 사용자 기기로부터 수신하는 단계를 포함하고, 상기 참조 신호 구성 정보는 상기 참조 신호의 시퀀스의 순환 시프트 값을 포함한다.

Description

상향링크 전송 시, 다중 코드워드 기반 단일 사용자 MIMO가 사용되는 시스템에 있어서, PHICH 할당 및 참조 신호 생성 방법{METHOD FOR ALLOCATING PHICH AND GENERATING REFERENCE SIGNAL IN SYSTEM USING SINGLE-USER MIMO BASED ON MULTIPLE CODEWORDS WHEN TRANSMITTING UPLINK}
본 발명은 이동통신 기술에 대한 것으로서, 상향링크 전송 제어 방법에 관한 것이다. 구체적으로, 상향링크 전송 시, 다중 코드워드 기반 단일 사용자 MIMO가 사용되는 시스템에 있어서, PHICH 할당 및 참조 신호 생성 방법에 관한 것이다.
이동통신 시스템에서 사용자 기기(User Equipment; UE)는 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 사용자 기기는 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 사용자 기기가 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 사용자 기기가 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
도 1은 이동통신 시스템의 일례인 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 사용자 기기는 단계 S101에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색(Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 사용자 기기는 기지국으로부터 주 동기 채널(P-SCH: Primary Synchronization Channel) 및 부 동기 채널(S-SCH: Secondary Synchronization Channel)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후, 사용자 기기는 기지국으로부터 물리방송채널(Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편, 사용자 기기는 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호(Downlink Reference Signal: DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
초기 셀 탐색을 마친 사용자 기기는 단계 S102에서 물리하향링크제어채널(PDCCH: Physical Downlink Control Channel) 및 상기 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널(PDSCH: Physical Downlink Control Channel)을 수신하여 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.
한편, 기지국과 접속을 완료하지 않은 사용자 기기는 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S103 내지 단계 S106과 같은 임의 접속 과정(Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 사용자 기기는 물리임의접속채널(PRACH: Physical Random Access Channel)를 통해 특징 시퀀스를 프리엠블(preamble)로서 전송하고(S103), 물리하향링크제어채널 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널을 통해 상기 임의접속에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S104). 핸드오버(Handover)의 경우를 제외한 경쟁 기반 임의접속의 경우 그 후 추가적인 물리임의접속채널의 전송(S105) 및 물리하향링크제어채널 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널 수신(S106)과 같은 충돌해결절차(Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.
상술한 바와 같은 절차를 수행한 사용자 기기는 이후 일반적인 상/하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널/물리하향링크공유채널 수신(S107) 및 물리상향링크공유채널(PUSCH: Physical Uplink Shared Channel)/물리상향링크제어채널(PUCCH: Physical Uplink Control Channel) 전송(S108)을 수행할 수 있다.
도 2는 사용자 기기가 상향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
상향링크 신호를 전송하기 위해 사용자 기기의 스크램블링(scrambling) 모듈(210)은 사용자 기기 특정 스크램블링 신호를 이용하여 전송 신호를 스크램블링할 수 있다. 이와 같이 스크램블링된 신호는 변조 맵퍼(220)에 입력되어 전송 신호의 종류 및/또는 채널 상태에 따라 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 또는 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 복소 심볼로 변조된다. 그 후, 변조된 복소 심볼은 변환 프리코더(230)에 의해 처리된 후, 자원 요소 맵퍼(240)에 입력되며, 자원 요소 맵퍼(240)는 복소 심볼을 실제 전송에 이용될 시간-주파수 자원 요소에 맵핑할 수 있다. 이와 같이 처리된 신호는 SC-FDMA 신호 생성기(250)를 거쳐 안테나를 통해 기지국으로 전송될 수 있다.
도 3은 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
3GPP LTE 시스템에서 기지국은 하향링크로 하나 이상의 코드워드(Code Word)를 전송할 수 있다. 따라서 하나 이상의 코드워드는 각각 도 2의 상향링크에서와 마찬가지로 스크램블링 모듈(301) 및 변조 맵퍼(302)를 통해 복소 심볼로서 처리될 수 있다, 그 후, 복소 심볼은 레이어 맵퍼(303)에 의해 복수의 레이어(Layer)에 맵핑되며, 각 레이어는 프리코딩 모듈(304)에 의해 채널 상태에 따라 선택된 소정 프리코딩 행렬과 곱해져 각 전송 안테나에 할당될 수 있다. 이와 같이 처리된 각 안테나 별 전송 신호는 각각 자원 요소 맵퍼(305)에 의해 전송에 이용될 시간-주파수 자원 요소에 맵핑되며, 이후 OFDM 신호 생성기(306)를 거쳐 각 안테나를 통해 전송될 수 있다.
이동통신 시스템에서 사용자 기기가 상향링크로 신호를 전송하는 경우에는 기지국이 하향링크로 신호를 전송하는 경우에 비해 PAPR(Peak-to-Average Ratio)이 더욱 문제될 수 있다. 따라서, 도 2 및 도 3과 관련하여 상술한 바와 같이 상향링크 신호 전송은 하향링크 신호 전송에 이용되는 OFDMA 방식과 달리 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 방식이 이용되고 있다.
도 4는 이동통신 시스템에서 상향링크 신호 전송을 위한 SC-FDMA 방식과 하향링크 신호 전송을 위한 OFDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.
상향링크 신호 전송을 위한 사용자 기기 및 하향링크 신호 전송을 위한 기지국 모두 직렬-병렬 변환기(Serial-to-Parallel Converter; 401), 서브캐리어 맵퍼(403), M-포인트 IDFT(또는 IFFT) 모듈(404) 및 CP(Cyclic Prefix) 추가 모듈(406)을 포함하는 점에 있어서는 동일하다.
다만, SC-FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 사용자 기기는 병렬-직렬 변환기(Parallel-to- Serial Converter; 405)와 N-포인트 DFT 모듈(402)을 추가적으로 포함하고, N-포인트 DFT 모듈(402)은 IDFT의 입력 부에서 연속적인(contiguous) 입력 포인트에 사상하도록 하여 M-포인트 IDFT(또는 IFFT) 모듈(404)의 IDFT(또는 IFFT) 처리 영향을 일정 부분 상쇄함으로써 전송 신호가 단일 반송파 특성을 가지도록 하는 것을 특징으로 한다.
한편, 하향링크를 통해 상향 링크 데이터 전송(PUSCH: Physical uplink shared channel)에 대한 ACK(ACKnowlegement)/NACK(Negative ACKnowledgment)을 전송하는 채널을 3GPP LTE 시스템에서 PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel)라고 한다. 도 5는 3GPP LTE 시스템에서 PHICH의 전송 과정을 설명하는 도면이다.
LTE 시스템은 상향링크에서 SU-MIMO(Single User MIMO)를 사용하지 않기 때문에 하나의 사용자 기기의 PUSCH전송, 즉 단일 데이터 스트림(single data stream) 또는 코드워드(codeword)에 대한 1비트(bit) ACK/NACK만이 PHICH를 통해 전송된다. 1비트 ACK/NACK은 부호화율(code rate)이 1/3인 반복 부호화(repetition coding)를 이용하여 3비트로 부호화되고(501단계), BPSK(Binary Phase Shift Keying)를 사용하여 3개의 변조 심볼을 생성한다(502단계). 변조를 거친 심볼은 표준 순환 전치(normal Cyclic Prefix)인 경우에는 확산계수(Spreading Factor; SF)로 4를 이용하고 확장 순환전치(extended Cyclic Prefix)인 경우에는 SF로 2를 이용하여 확산된다(503단계). 확산에 사용하는 직교 시퀀스(orthogonal sequence)의 개수는 I/Q(In-phase/Quadrature) 다중화 개념을 적용되어 SF*2개가 된다. 따라서 SF*2개의 직교 시퀀스를 사용하여 확산된 SF*2개의 PHICH들이 1개의 PHICH 그룹으로 정의되며, 임의의 서브프레임에 존재하는 PHICH 그룹들은 레이어 매핑(layer mapping)(504단계) 및 프리코딩 과정을 거친 후에, 자원 매핑(resource mapping)과정(505단계)을 거친 후에 전송된다.
임의의 사용자 기기 또는 릴레이 노드(relay node)들의 상향링크 데이터 전송에 대해 셀 또는 기지국 또는 릴레이 노드의 하향링크 PHICH 채널 자원을 할당하는 방법으로 물리 상향링크 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)이 전송에 사용하는 하나 이상의 물리 자원 블록(Physical Resource Block: PRB)들의 가장 낮은 PRB 인덱스(index) 값과 해당 채널 전송을 위해 사용되는 데이터 신호 복조용 참조신호(Demodulation Reference Signal; DM-RS)의 자원으로 설정되는 순환 시프트(cyclic shift)값을 이용하여 계산하는 과정을 통해 전체 설정되는 PHICH 그룹들 중 전송을 위해 사용되는 PHICH 그룹 인덱스와 해당 PHICH 그룹 내 PHICH 채널 인덱스가 도출되고 이 인덱스 값들로서 임의의 사용자 기기 또는 릴레이 노드로 전송할 PHICH 채널 할당이 이루어진다.MIMO (Multiple Input Multiple Output)기법은 기지국과 단말기에서 2개 이상의 송신 및 수신 안테나를 사용하여 공간적으로 여러 개의 데이터 스트림(또는 코드워드)을 동시에 전송함으로써 시스템의 용량을 크게 증가 시킬 수 있으며, 여러 개의 송신 안테나를 이용하여 송신 다이버시티(diversity) 이득 또는 빔포밍(beamforming) 이득을 얻을 수 있는 기법이다. 송신 다이버시티 기법은 여러 개의 송신 안테나를 통하여 같은 데이터 정보를 전송함으로써 시간에 따라 빠르게 변하는 채널상황에서 신뢰도가 높은 데이터 전송을 가능하게 하며 수신기로부터 채널관련 피드백 정보 없이도 구현할 수 있는 장점을 가지고 있다. 빔포밍은 여러 개의 송신안테나에 각각 알맞은 가중치를 곱하여 수신기의 수신 SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio)을 증가시키기 위해 사용되며 일반적으로 FDD(Frequency Division Duplexing) 시스템에서 상향링크 및 하향링크의 채널이 독립적이므로 알맞은 빔포밍 이득을 얻기 위하여 신뢰성이 높은 채널정보가 필요하며 따라서 수신기로부터 별도의 피드백(feedback)을 받아 사용한다.
도 6은 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM)와 공간분할 다중 접속(Spatial Division Multiple Access; SDMA)을 설명하기 위한 도면이다. 단일 사용자에 대한 공간 다중화는 SM(Spatial Multiplexing) 혹은 SU-MIMO로 불리며, MIMO시스템의 채널용량은 송/수신 안테나 개수 중 최소값에 비례하여 증가한다. 다중 사용자에 대한 공간 다중화는 공간분할 다중 접속(Spatial Division Multiple Access; SDMA) 혹은 MU-MIMO(Multi-User MIMO)로 불린다.
MIMO 기법을 사용시 동시에 전송되는 N 개의 데이터 스트림을 하나의 채널 인코딩 블록을 이용하여 전송하는 단일 부호어(Single CodeWord, SCW) 방식과 N 개의 데이터 스트림을 M(여기서, M은 항상 N보다 작거나 같다) 개의 채널 인코딩 블록을 이용하여 전송하는 다중 부호어(Multiple CodeWord, MCW) 방식이 있다. 이때, 각 채널 인코딩 블록은 독립적인 부호어를(Codeword)를 생성하며 각 부호어는 독립적인 에러검출이 가능하도록 설계된다.
도 7은 다중부호어 (MCW)를 사용하는 MIMO 시스템의 송신기구조를 도시한 도면이다. 구체적으로, M개의 데이터 패킷(data packet)은 인코딩(예를 들어, 도 7의 터보 인코딩)과 변조(예를 들어, 도 7의 QAM 변조)를 각각 거쳐 M개의 부호어를 생성하며 각 부호어는 독립적인 HARQ 프로세스 블록을 가지게 된다. 변조된 M개의 데이터 심볼은 동시에 MIMO 단에서 다중안테나 기법에 따라서 인코딩되어 각각의 물리 안테나(Physical Antenna)를 통해 전송된다. 그 후, 수신단에서는 다중안테나 채널상황을 채널 품질 정보를 피드백하여 공간다중화율과 부호화율 및 변조 방식을 조절할 수 있다. 이를 위하여 추가적인 제어 정보가 필요하게 된다.
한편, 부호어와 물리적인 안테나의 매핑 관계는 임의의 형태를 가질 수 있다.
도 8은 부호어와 물리적인 안테나의 매핑관계에 대한 일례를 도시한 도면이다. 구체적으로 상기 도 8은 3GPP TS 36.211에서의 하향링크에서 공간다중화율에 따른 부호어(CW) 대 레이어 매핑 방법(codeword-to-layer mapping for spatial multiplexing in DL)을 도시하고 있다. 상기 도 8에 도시된 바와 같이, 공간다중화율(즉, 랭크)이 1인 경우 하나의 부호어가 하나의 레이어로 매핑되고 프리코딩 기법에 의해 1개의 레이어에서 만들어진 데이터는 4개의 송신안테나를 통해 전송되도록 인코딩되며, 공간다중화율이 2인 경우 2개의 부호어가 2개의 레이어로 매핑되고 프리코더에 의해 4개의 안테나에 매핑된다.
또한, 공간다중화율이 3인 경우 2개의 부호어 중 하나의 부호어는 직-병렬 변환기(S/P)에 의해 2개의 레이어에 매핑되어 총 2개의 부호어가 3개의 레이어로 매핑된 후, 프리코더에 의해 4개의 안테나에 매핑되고, 공간다중화율이 4인 경우 2개의 부호어 각각이 직-병렬 변환기에 의해 각각 2개의 레이어에 매핑되어 총 4개의 레이어가 프리코더에 의해 4개의 안테나에 매핑되는 일례를 도시하고 있다. 즉, 4개의 송신 안테나를 가지는 기지국의 경우 최대 4개의 레이어를 가질 수 있고 4개의 독립적인 부호어를 가질 수 있지만 상기 도 8에서는 부호어의 개수를 최대 2개만 가지도록 구성된 시스템이다. 따라서, 상기 도 8에 도시된 시스템에서는 각 부호어(CW)가 독립적인 HARQ 프로세스를 가지는 경우 최대 2개의 독립적인 HARQ 프로세스를 가지게 됨을 알 수 있다.
현재 LTE에서 PUSCH 전송에 대하여 단일 RF 및 전력 증폭기 체인(power amplifier chain)을 사용함을 전제함에 따라 PUSCH에 대한 하향링크 PHICH의 채널 할당(assignment)에 있어서, 사용자 기기 당 1 비트의 ACK/NACK을 전제로 하여 설계되어 있음에 따라 만약 PUSCH 전송에 있어 다중 부호어(multiple codeword) 기반 SU-MIMO가 고려되는 경우 채널 용량 및 할당(assignment) 방법에 있어 개선이 요구된다.
상기 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 기술적 과제는 상향링크 데이터 전송에 있어서, SC-FDMA이외에 다른 다중접속 방식들을 기반으로 MIMO기법을 적용하기 위한 제어 정보 중 하향링크 PHICH를 전송하는 방법과 상향링크 전송시에 안테나(물리 안테나 또는 가상 안테나) 별 또는 전송 레이어 별로 DM-RS의 구분되는 자원으로 순환 시프트(cyclic shift)를 비롯하여 해당 전송에 대해 하향링크로 셀 또는 기지국 또는 릴레이 노드가 지정하는 전송 관련 정보를 담은 상향링크 승인(uplink grant) PDCCH에 포함되어 전송되는 제어 정보들을 정의하고 표현하는 방법들을 제공하는 것이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 양상에 따른 상향링크로 전송되는 적어도 하나 이상의 부호어(codeword)를 전송하는 상향링크 단일 사용자 MIMO 시스템에 있어서, 상향링크 참조 신호 생성 방법은, 상기 기지국에서, 상향링크로 전송할 참조 신호(Reference Signal)의 구성 내용에 대한 참조 신호 구성 정보를 상기 정보에 대응하는 상향링크 접속 전송 모드로 동작하도록 설정된 사용자 기기에 상향링크 승인(uplink grant) 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH)을 통해 전송하는 단계; 상기 참조 신호 구성 정보에 기초하여 생성된 참조 신호를 포함하는 서브프레임을 상기 사용자 기기로부터 수신하는 단계를 포함하고, 상기 참조 신호 구성 정보는 상기 참조 신호의 시퀀스의 순환 시프트(cyclic shift) 값을 포함한다.
상기 참조 신호 구성 정보는 상향링크로 전송될 전체 M개의 참조 신호 중에 N(N≤M)개의 순환 시프트에 관한 정보를 포함하며, 상기 정보는 상기 N개의 참조 신호 중에서 기준이 되는 참조 신호의 순환 시프트 인덱스와 나머지 N-1개의 참조신호의 순환 시프트 인덱스를 결정하기 위한 오프셋 정보를 포함할 수 있다.
상기 M 값은 상기 사용자 기기에서 구성되는 전송 물리 안테나, 전송 가상 안테나(virtual antenna), 또는 서브 프레임에서의 전송 레이어의 수에 따라 결정될 수 있다.
상기 참조 신호 구성 정보는 상향링크로 전송될 전체 M개의 참조 신호 중에 N(N≤M)개의 참조 신호의 순환 시프트 인덱스를 포함할 수 있다.
상기 N개의 참조 신호는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation) 계열의 참조신호일 수 있다.
상기 M개의 참조 신호 중 상기 N개의 참조신호는 미리 지정된 시간영역 상의 심볼 위치에 삽입되어 DFT(Discrete Fourier Transform) 프로세스를 거칠 수 있다.
상기 M개의 참조 신호 중 상기 N개의 참조신호는 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 또는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)의 입력 단의 할당된 주파수 전송 대역에 해당하는 샘플 포인트들에 직접 사상될 수 있다.
본 발명의 다른 양상에 따른, 상향링크로 전송되는 적어도 하나 이상의 부호어(codeword)를 전송하는 상향링크 단일 사용자 MIMO 시스템에 있어서, 상기 전송된 각 부호어에 대한 ACK/NACK을 전송하기 위한 PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel)을 할당하는 방법은, PHICH 그룹 수를 결정하는 단계; 및 상기 PHICH 그룹 수를 이용하여 PHICH 그룹 번호 및 해당 PHICH 그룹 안에서의 직교 시퀀스 인덱스를 결정하는 단계를 포함하고, 상기 PHICH 그룹의 수는 상향링크 전송 시의 최대 부호어의 개수를 이용하여 결정한다.
상기 PHICH 그룹 번호 및 상기 해당 PHICH 그룹 안에서의 직교 시퀀스 인덱스는 코드워드 별로 고유의 오프셋 값을 제공하는 함수를 이용하여 결정한다.
상향링크 전송에 있어서 다중 부호어(Multiple CodeWord; MCW) 기반 단일 사용자(Single User: SU) MIMO가 적용되는 경우에, 시스템의 복잡도를 감소시키는 한편 시스템 운영 상의 유연성을 향상시킬 수 있다.
도 1은 이동통신 시스템의 일례인 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 사용자 기기가 상향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 이동통신 시스템에서 상향링크 신호 전송을 위한 SC-FDMA 방식과 하향링크 신호 전송을 위한 OFDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 3GPP LTE 시스템에서 PHICH의 전송 과정을 설명하는 도면이다.
도 6은 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM)와 공간분할 다중접속(Spatial Division Multiple Access; SDMA)을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 다중부호어 (MCW)를 사용하는 MIMO 시스템의 송신기구조를 도시한 도면이다.
도 8은 부호어와 물리적인 안테나의 매핑관계에 대한 일례를 도시한 도면이다.
도 9는 클러스터 SC-FDMA에 있어서, DFT 프로세스 출력 샘플들이 단일 캐리어에 사상되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다.
도 10는 본 발명의 일 실시예에 따른 PHICH 전송을 설명하는 도면이다.
도 11은 사용자 기기 또는 기지국에 적용 가능하고 본 발명을 수행할 수 있는 디바이스의 구성을 나타내는 블록도이다.
[발명의 실시를 위한 최선의 형태]
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
LTE-A(advanced) 시스템에서 SC-FDMA 방식에 부가되는 상향링크 다중 접속 전송 모드로서 클러스터(clustered) SC-FDMA(또는 DFT-s-OFDMA(DFT spreaded OFDMA)가 기존의 SC-FDMA에 부가하여 적용될 수 있다. 도 9는 클러스터 SC-FDMA에 있어서, DFT 프로세스 출력 샘플들이 단일 캐리어에 사상되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다. 상기 도 9에 도시된 바와 같이, 클러스터 SC-FDMA가 상기 SC-FDMA에 비해 가지는 가장 큰 특징은 N-포인트 DFT 모듈의 출력 부 상의 N-포인트 샘플들이 M-포인트 IDFT(또는 IFFT)의 입력 부에 사상될 때 클러스터, 즉 일련의 L개의 샘플 그룹으로 분기하여 샘플 그룹 별로 M-포인트의 IDFT(또는 IFFT) 입력 부에 연속적이지 않고 서로 떨어지도록 맵핑할 수 있다는 점이다. 이로 인하여 전송 신호 상의 CM(cubic metric) 또는 PAPR(Peak to Average Power Ration)이 상승하게 되나 OFDMA에 비해서는 현저히 낮은 수준을 유지할 수 있는 반면에 상향링크 스케쥴링의 유연성을 증대하여 상향링크 전송율을 증대시킬 수 있다. LTE-A 시스템의 상향링크에서 임의의 사용자 기기가 전송 파워 관점에서 최대 전송 파워 대비 여유가 있는지의 여부에 따라 임의의 방법에 의거하여 SC-FDMA와 클러스터 SC-FDMA를 적응적으로 선택하여 상향링크 전송을 수행할 수 있다.
따라서 본 발명에서 설명하는 시스템은 상향링크 다중 접속 전송 모드를 지원할 수 있으며, 이하에서는 SC-FDMA 방식에 부가되는 상향링크 다중 접속 전송 모드로서 클러스터(clustered) SC-FDMA을 포함할 수 있음을 전제로 하여 본 발명을 설명하기로 한다.
본 발명에서는 상향링크 다중 부호어 기반 SU-MIMO (이하 MCW SU-MIMO라 칭함) 기반 시스템에 있어서, 하향링크 전송되는 ACK/NACK 채널 (이하 Physical HARQ Indication Channel, 즉 PHICH라 칭함)의 설계 방법과 설계된 채널 상의 상향링크 데이터 채널로부터의 PHICH 인덱스 할당 방법을 제안한다. 또한, PHICH 채널 할당에 필요할 뿐만 아니라 MCW SU-MIMO의 세부 전송 방식을 지정하는 상향링크 승인(uplink grant) PDCCH 상의 하향링크 제어정보(downlink control information: DCI) 포맷 상의 제어정보들을 정의하고 표현하는 방법들을 제안한다.
우선, 상향링크 다중 부호어 기반 SU-MIMO기반 시스템에 있어서, 다중 부호어에 대하여 단일 ACK/NACK을 전송하는 방법과 다중 부호어 각각에 대하여 ACK/NACK을 전송하는 방법을 고려해 볼 수 있으며 상기 두 가지 방법에 따라 상기에서 제안하기로 한 방법들의 내용이 달라질 수 있다. 따라서, 이하에서는 상기 두 가지 방법에 따라 상기에서 제안하기로 한 방법들을 설명하기로 한다.
1. 상향링크 MCW 기반 SU-MIMO에 대하여 단일 ACK/NACK을 전송하는 방법
이하에서는 상향링크 다중 부호어 기반 SU-MIMO에 대하여 단일 ACK/NACK을 전송하는 방법과 이를 전제로 할 때, HARQ 프로세스 통지 방법, DM-RS의 순환 시프트(cyclic shift) 인덱스 통지 방법 및 n개의 부호어들에 대한 MCS 통지 컨텐츠의 구성 방법에 대하여 알아 보기로 한다.
임의의 상향링크 데이터 전송에 있어 MCW 기반 SU-MIMO를 사용하는 경우 랭크(rank) 별 부호어 대 레이어 매핑 규칙(codeword-to-layer mapping rule)에 따라 n (1≤n≤2 또는 1≤n≤4)개의 부호어를 사용한 전송에 있어 기본적으로 부호어 개수만큼의 HARQ 프로세스를 활성화시킬 수 있다. 그러나 이로 인해 발생하는 n개의 ACK/NACK 및 상향링크 승인 채널 상의 HARQ 처리 통지 또는 UE 관점의 HARQ 프로세스 수의 확산으로 인한 기존 LTE 표준에 대한 새로운 기술적 추가 사항들이 발생함에 따라 LTE와 LTE-A 시스템 간의 역방향 및 순방향 호환성 지원이 복잡해질 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 PHICH 전송을 설명하는 도면이다. 이를 해결하기 위한 목적으로 기존 LTE에서 구현된 단일 ACK/NACK 및 상향링크 승인(Uplink Grant) PDCCH상의 단일 HARQ 및 기존 UE 상향링크 전송 상의 HARQ 프로세스 수를 본 상향링크 전송 상에서 그대로 유지하는 목적으로 임의의 UE로부터 MCW SU-MIMO로 전송 받아 개별 부호어 별로 CRC를 이용한 에러 검출 수행 후에 이를 SIC(Successive Interference Cancellation) 계열 복호화(decoding)에 활용할 수 있도록 함과 동시에 상기 도 9에 도시된 바와 같이, 전체 n개의 부호어 전체에 대하여 하나의 ACK/NACK 정보를 다시 하향링크 PHICH로 전송하는 방식을 본 발명에서 제안한다.
이때 해당 ACK/NACK 정보는 특정 목적에 따른 임의의 방법으로 생성할 수 있는데 일례로 n개의 코드워드 모두에서 에러가 검출되지 않는 경우에 ACK, 나머지 모든 경우에 대하여 NACK으로 생성시킬 수 있다. 또한 이에 따라 n개 전체 부호어들에 대하여 하나의 HARQ 프로세스가 설정된다. 이로 말미암아 기존의 LTE 시스템 상에서의 PHICH 채널 설계 및 채널 인덱스 할당 방법과 상향링크 HARQ 프로세스 운용에 있어서의 변화 요소가 극히 제한될 수 있다. 본 발명의 제안 사항과 연관된 실시 예로서 시스템 상의 임의의 캐리어에서 임의의 사용자 기기에 할당되는 HARQ 프로세스의 개수가 전송에 사용되는 부호어, 즉 전송 블록(transport block) 별로 8인 경우에 상기 발명 사항을 고려하여 해당 상향링크 SU-MIMO 전송을 지정하는 UL 승인 채널의 내용(contents) 상에서 고려될 수 있는 정보들과 이들 개별 정보들에 연관하여 상향링크 SU-MIMO를 지원하는 방법들을 다음과 같이 제안한다.
(1) HARQ 프로세스 통지
n개의 부호어에 대하여 단일 HARQ 프로세스를 지정하는 필드이며 MCW SU-MIMO인 경우 n개의 부호어에 대하여 본 발명에서 제안하는 바와 같이 하나의 HARQ 프로세스로서 운용하는 경우 0 내지 7 중 하나의 프로세스 인덱스를 할당하는 것이 되며 이와 다른 방안으로 고려될 수 있는 개별 부호어 별로 HARQ를 할당하는 경우에도 3 비트로 표현하면서 임의의 기준 부호어(reference codeword)의 HARQ 인덱스를 지정하면 다른 n-1개의 부호어는 고정 오프셋(offset)을 기반으로 해당 부호어에 대한 HARQ 프로세스 인덱스들이 자동적으로 산출되도록 할 수 있다.
이 경우에 상기 발명에서 언급한 바와 같이 하나의 ACK/NACK 정보가 하향링크로 해당 단말에 전송됨에 따라 ACK/NACK의 부호어 별 독립적 할당에 따른 단말 상위 계층 버퍼 상의 비어 있는(empty) 현상이 발생되지 않기 때문에 MCW SU-MIMO 상에서의 1보다 큰 랭크 설정 상황에서 임의의 부호어 상의 널(null) 전송이 고려되지 않고 eNB(eVolved NodeB)의 상위 랭크 상황에서 하위 랭크 (즉 랭크 1 의 단일 부호어 전송을 유도하는) 오버라이딩(overriding) 시에도 n개의 부호어당 하나의 HARQ 프로세스를 할당하는 경우에는 별도의 부호어를 지정하는 통지가 요구되지 않음으로 인해 3 비트를 할당함에 따른 에러 케이스가 없게 된다. 상기 본 발명의 기술하고 있는 부분에서 오버라이딩이라 함은 일반적으로 사용자 기기가 PUSCH를 MCW SU-MIMO 전송 모드를 사용하여 전송할 때 상향링크 채널 상황에 대하여 셀 또는 기지국 또는 릴레이 노드가 사용자 기기 전송 시에 적용할 랭크 값을 알려주는 것을 의미한다. 만약 n개의 부호어가 하나의 ACK/NACK으로 운용되면서 개별적인 HARQ 프로세스가 할당되는 경우에는 3 비트에 부호어 통지를 위한 부가적인 비트가 HARQ 프로세스 통지 필드에 추가되거나 별도의 명백한 부호어 통지 필드로서 정의될 수 있다. 또한 HARQ 프로세스와 연계되어 상향링크(uplink grant) 승인 PDCCH에서 새 데이터 전송 지시자(New Data Indicator; NDI)가 같이 시그널링 될 수 있는데 HARQ 프로세스가 하나 정의되어 시그널링 될 때에도 NDI는 부호어별로 개별적으로 설정되는 것을 기본으로 할 수 있으나 경우에 따라서는 HARQ 프로세스를 MCS SU-MIMO 상에서 하나 정의하는 취지에 맞춰서 같은 방법으로서 NDI를 하나로 정의하여 상향링크 승인 PDCCH로 시그널링 할 수 있다.
(2) DM-RS(Demodulation-Reference Signal)의 순환 시프트 인덱스(cyclic shift index) 통지 방식
DM-RS의 순환 시프트 인덱스의 상향링크 채널 상의 통지 방식에 대하여 아래의 세가지 경우를 예로 들어 설명하기로 한다.
1) 제1 경우
제1 경우는 기존의 상향링크 SU-MIMO를 구현함에 있어서, 전송 안테나(일련의 가상 안테나(virtual antenna) 또는 물리 안테나(physical antenna))의 개수 또는 가상 안테나(virtual antenna)의 개수 또는 전송 레이어(transmission layer)를 나타내는 m으로 정의되는 (일례로 m은 2 또는 4가 될 수 있고 1 또는 2 또는 3 또는 4가 될 수도 있다.)되는 UE의 전송 안테나/레이어 구성(tx antenna/layer configuration)에 따라 p(p≤m)개의 수신 데이터 신호 열의 복조(demodulation)와 복호화(decoding)를 위한 채널 추정을 제공하는 RS들이 필요하게 된다. 이때 p개의 RS들 중 q(q≤p)개의 RS들이 임의의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 (TDM으로서 하나의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼로서 지정될 수 있으며 또는 다른 방안으로 복수개의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼들로서 RS 전송을 위해 지정될 수 있다.)에서 주파수 부반송파 상의 데이터 전송을 위한 영역의 길이를 갖는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation) 계열의 기본 시퀀스(base sequence)나 1RB/2RB 경우에 대한 낮은 상관(low correlation)특성의 QPSK 기반 컴퓨터 생성 시퀀스(computer-generated sequence)의 순환 시프트 버전으로 RS 전송 자원이 지정될 수 있다.
이때, 사용되는 q개의 순환 시프트 인덱스를 통지함에 있어서 기준이 되는 RS 인덱스를 3비트로 통지할 수 있다. 나머지 q-1개의 순환 시프트 인덱스들은 임의의 규칙에 의해 시스템 상황에 따라 가변적으로 지정되는 오프셋(offset) 또는 고정된 오프셋 또는 상황에 따라 적응적으로 적용되는 임의의 고정된 선택 법칙으로 자동적으로 지정됨에 따라 UE로 하여금 사용하는 순환 시프트 인덱스를 시그널링(signaling)함에 있어 오버 헤드(overhead)를 최소화하는 특징을 갖는다.
2) 제2 경우
제 2 경우는 상기 제1 경우에서 기술한 바와 같이 q개의 RS에 대한 순환 시프트 인덱스를 시그널링함에 있어서 기준이 되는 RS의 순환 시프트 인덱스의 지정값에 대해 다른 q-1개의 RS들에 대한 순환 시프트 값들의 가능한 조합을 지정하거나 임의의 정보 압축 규칙(information compression rule)을 이용하여 3+α(0＜α＜3*(q-1))비트로서 전체 q개의 RS에 대한 순환 시프트 인덱스들을 지정할 수 있다. 이때 일례로서 α는 기준이 되는 RS의 순환 시프트의 지정 값에 대한 해당 RS의 인덱스 상의 차이 값을 나타내는 값(3비트보다 작은 값)들의 전체 q-1개 또는 이의 일부의 RS 시퀀스들에 대한 합의 비트 값으로 정의될 수 있다.
3) 제3 경우
제3 경우는 상기 제1 경우에서 기술한 바와 같이 q개의 RS에 상향링크 승인 채널 상에서 개별 q개의 RS들에 대한 순환 시프트들을 명확하게 지정하는 방식이다. 이를 통해 상향링크 채널의 제어정보 페이로드 상에서의 전체 RS 순환 시프트 지정 필드의 크기는 개별 순환 시프트 지정 비트 사이즈가 3인 경우 3*q가 될 수 있다.
상기 제1 경우에서 p와 q가 같은 경우에는 사용되는 모든 안테나에 대한 모든 RS들이 하나 또는 하나 이상의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼에서 데이터 대역에 대한 CAZAC 계열의 RS 시퀀스를 사용하는 경우를 의미한다. 본 발명의 이하의 기술에서 안테나는 가상 안테나(virtual antenna), 물리 안테나(physical antenna), 전송 레이어(transmission layer)의 경우를 포괄적으로 안테나라는 명칭을 나타내는 것으로 한다.
상기 제1 경우에서 p와 q의 값이 같지 않은 경우에는, 임의의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼을 통해 전송되는 CAZAC 계열의 RS 시퀀스를 직교(orthogonal)하도록 제공할 수 있는 순환 시프트의 수가 한정됨에 따라 기존의 슬롯 당 하나의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 상에서 전체 p개의 RS 별 순환 시프트를 할당하기에 부족한 상황에서 상기 제1 경우에서와 같이 복수 개의 RS 시퀀스를 전송하는 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼들을 할당하여 추가적인 CAZAC 계열 RS 시퀀스들을 계속 할당할 수 있다. 그러나 이러한 할당 방식은 직접적으로 상향링크 스루풋(throughput)을 열화시키기 때문에 다른 방식으로 설계된 다른 형태의 방법을 통해 생성되는 이종의 낮은 오버헤드(low overhead)를 갖는 RS들이 기존 q개의 CAZAC 계열 RS와 함께 사용되는 것을 제안하며 이 개수를 p-q로 지정하고 0 이상의 개수들에 대해 구현할 수 있다. 이때 전체적인 오버헤드 조절을 위하여 q는 0이 될 수도 있다.
상기 기존 TDM (OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼)-CDM(CAZAC) 계열과 다른 형태의 RS 설계에 대한 실시 예로서 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA가 사용되는 경우 DFT 전단 또는 IDFT(또는 IFFT) 후단에서 r(r≥1)개의 미리 지정된 시간 영역 심볼 위치 또는 임의의 전송 심볼 내의 타임 샘플(time sample) 영역에 RS를 삽입하는 방식을 고려할 수 있다.
상기의 DFT 전단에서 삽입되는 경우의 시간 영역 RS들은 DFT를 거쳐서 DFT 영역 내의 주파수 영역의 모든 부반송파들로 퍼지게 되는 확산 스펙트럼(spread spectrum)과정을 거치고 IFFT를 거쳐 채널을 겪고 수신 단에서 FFT 및 IFFT를 거친 후에 해당 심볼 위치(symbol position)의 r개의 RS로부터 데이터를 전송하는 대역상에서의 해당 안테나에 대한 채널 정보를 추출할 수 있다.
한편, RS 시퀀스를 DFT를 거치지 않고 바로 주파수 영역에 사상하여 IFFT를 거치게 하는 방식과 IFFT 후단의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 영역에 바로 사상하는 방식을 적용할 수 있으며 이때 삽입되는 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 상의 영역은 전체 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 영역이 될 수도 있고 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 내 일부 시간 샘플(time sample) 영역이 될 수도 있다. 데이터를 전송하기 위한 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 내에 RS들을 삽입하는 경우에 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 내의 고정 위치를 지정하여 삽입하거나 자원 블록 인덱스 및/또는 셀 ID로부터 임의의 규칙에 의해 생성되는 위치에 삽입할 수 있다. 데이터와 다중화(multiplexing)하는 관점에서 추가적인 RS의 오버헤드를 부가하는 경우 데이터를 전송하기 위한 심볼을 천공(puncturing)하거나 또는 레이트 매칭(rate matching)을 이용하여 RS가 사상될 자원을 확보할 수 있다.
상기 상향링크 RS 설계 방식은 상향링크 SU-MIMO뿐만 아니라 비 공간 다중화(non spatial multiplexing) 전송 모드들에서도 적용될 수 있으며, DM-RS의 경우, 기존 TDM-CDM 기반으로 설계된 DM-RS 전송 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼이 존재하는 상황에서 부가적으로 다른 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼들에서 정의될 수도 있고 이와 다르게 기존의 TDM-CDM 기반으로 설계된 DM-RS 전송 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼을 설정하는 방식을 대체하는 방식으로 적용될 수도 있다. 상기 RS 설계 방법은 DM-RS뿐만 아니라 SRS에도 적용 가능하다.
만약 OFDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 또는 SC-FDMA 전송방식이 상향링크에 적용되는 경우 자원 블록(resource block) 단위로 자원 블록 내 고정된 주파수 부반송파 위치에 RS가 삽입되는 패턴을 정의할 수 있으며 이러한 패턴은 셀 ID를 입력으로 하는 임의의 함수나 규칙에 의하여 셀 고유(cell-specific)하게 정의될 수 있다. 상기 자원 블록은 가상 자원 블록(virtual resource block)과 물리 자원 블록(physical resource block)의 개념을 모두 포함하는 개념이다. 따라서, 송신단의 IFFT 입력 전의 심볼 사상 시에 RS을 삽입할 수 있으며 이때의 데이터를 전송하기 위한 하나 이상의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼에 RS을 삽입하는 경우에 상기 RS를 고정 위치를 지정하여 삽입하거나 자원 블록 인덱스 및/또는 셀 ID로부터 임의의 규칙에 의해 생성되는 위치에 삽입될 수 있다. 이때, 데이터를 전송하기 위한 심볼을 천공하거나 또는 레이트 매칭을 이용하여 RS가 사상될 자원을 확보할 수 있다.
임의의 시스템에서 p개의 요구되는 RS들 중에서 p-q개의 RS들에 대하여 기존 TDM 기반 CAZAC 계열의 RS 전송 방식과 다른 방식의 RS 전송 방식이 적용되는 환경에서 임의의 목적에 따라 각 송신 안테나 또는 전송 레이어 별 RS 전송 방식 및 해당 인덱스를 할당하는 방식을 고려할 수 있다. 단말 별로 전송 안테나 또는 전송 레이어 구성(Tx antenna/layer configuration)이 다를 수 있는데, 일례로 2Tx 안테나 구성이거나 2 레이어 전송인 경우 각 송신 안테나 또는 전송 레이어 별로 안테나 포트(antenna port) 인덱스 또는 레이어 포트(layer port) 인덱스 ＃i와 ＃(i+1)가 지정되고(단, i≥0), 다른 일례로서 4Tx 안테나 구성이거나 4 레이어 전송인 경우 각 송신 안테나 또는 전송 레이어 별로 안테나 포트(antenna port) 인덱스 또는 레이어 포트(layer port) 인덱스 ＃i, ＃(i+1), ＃(i+2), ＃(i+3)가 지정될 수 있다. 이때, 낮은 안테나 포트 인덱스로부터 오름차순으로 q개의 안테나 포트들에 채널 추정 성능이 상대적으로 좋은 TDM 방식의 CAZAC 계열의 RS를 적용하고 나머지 안테나 포트들에 대해 상기와 다른 종류 방식으로 시퀀스가 생성되고 물리 자원에 사상되는 RS를 적용하도록 하는 방식을 제안한다.
상향링크 승인 채널의 컨텐츠(content)에 관련된 것 이외에, SRS 설계에 있어서도 상향링크 전송 안테나 또는 전송 레이어 구성(Tx antenna/layer configuration)에 따라서 각 안테나 포트 또는 레이어 포트 별로 SRS가 생성되어 적용되어야 한다. 이때, 확장된 다중화 용량(multiplexing capacity)을 제공하기 위하여 시간 영역에서 각 안테나 포트 별 SRS의 전송 주기를 조절하여 정의할 수 있다. 일 실시예로서 p개의 전송 안테나들 또는 전송 레이어들에 대해서 단일 안테나 시의 SRS와 동일한 시퀀스 설계 환경에서 동일한 다중화 용량(multiplexing capacity)을 제공한다는 조건 하에서 임의의 UE의 시간 영역의 SRS의 전송 주기는 같고 해당 UE의 각 안테나 또는 레이어 별로 순차적으로 SRS를 전송하는 방법을 적용할 수 있다. 이와 별개 또는 동시에 사용할 수 있는 방법으로 확장된 용량을 제공하는 SRS 코드 설계를 주파수 영역 분산 콤(distributed comb) 방식과 연계하여 효과적인 CDM/FDM 다중화 용량의 지원을 고려할 수 있다. 좀 더 자세히 설명하면, 코드 시퀀스 레벨에서 가용한 순환 시프트(u)뿐만 아니라 시퀀스 레벨 스크램블링(scrambling)이 부가된 상태에서 해당 시퀀스의 전체 또는 일부 낮은 상관(low correlated)의 루트 인덱스(v)를 고려하여 전체적인 코드 시퀀스 자원을 v배 증가시킬 수 있다. 이때, 일부 낮은 상관의 루트 인덱스 들에서 일부의 의미는 상향링크 DM-RS의 그룹화(grouping)가 고려되는 경우 그룹 내 베이스 시퀀스들에 해당하는 루트 인덱스를 지칭하거나 전적으로 상관(correlation)이 낮은 것들로서 루트 인덱스를 사용하고 해당 인덱스를 L1/L2 제어 시그널링(control signaling)이나 상위 계층 시그널링(higher-layer(RRC) signaling)으로 UE에게 전송하는 것을 의미한다.
또한 이때 각 시퀀스 요소(sequence element)들이 사상되는 물리 자원인 부반송파(subcarrier)들이 고정 오프셋 간격으로 분산 콤(distributed comb) 방식으로 사상되는 경우 채널 조건 또는 SRS 전송 부하 또는 채널 사운딩 소요시간 여건에 따라 콤(comb)의 오프셋 값을 조절하거나 이와 별개 또는 동시에 SU-MIMO가 사상되는 전체 시스템 대역(bandwidth)(예를 들어, 20MHz)에 대하여 제한되는 사운딩(sounding) 대역(예를 들어, 5MHz)을 지정하고 해당 제한된 대역에서 사운딩 및 패킷 스케쥴링을 하도록 하여 복수 개의 상향링크 SU-MIMO에 대한 가상 서브 시스템 대역을 분할하여 사용함에 따라 주파수 영역에서의 다중화 용량(multiplexing capacity)을 지원할 수 있다. 상기 분산 콤의 오프셋 값이나 사운딩 대역은 L1(제1계층)/L2(제2계층) 제어 시그널링이나 상위 계층 시그널링(higher-layer(RRC) signaling)으로 UE에게 전송된다.
(3) n개의 부호어들에 대한 MCS 통지 컨텐츠의 구성
n개의 부호어들에 대하여 단일 HARQ 프로세스를 지정하는 상황에서 하나의 MCS를 적용하도록 s 비트(bit)를 할당하여 기지국이 단말에게 알릴 수 있는 방법, n개의 코드워드 상의 에러 검출 능력 및 안테나 별 채널 추정 능력과 수신 기지국에서의 최적 PMI(Precoding Matrix Indication) 계산 상황을 고려하여 각 코드워드 별 MCS를 압축 없이(compression) 없이 s*n 비트를 할당하여 상향링크 승인 채널(grant channel)로 전달하는 방법과, 기준 코드워드에 전체 MCS 값 s비트와 나머지 n-1 코드워드들에 대하여 s비트에 대하여 δ값만큼을 뺀 s와 δ의 차를 나타내는 (s-δ)*(n-1)비트를 합하여 총 s + (s-δ)*(n-1) 비트를 할당하는 방식을 적용할 수 있다. 상기 코드워드 MCS 지정 방식의 선택은 상기의 HARQ 프로세스 통지 방식의 선택과 독립적으로 이루어질 수 있다. 즉, MCW SU-MIMO 전송에 대하여 단일 HARQ 프로세스, 즉, 단일 ACK/NACK 정보 궤환 방식을 적용하면서 부호어 별 MCS를 지정하는 제어정보가 상향링크 승인(uplink grant) PDCCH를 통해 해당 사용자 기기에 시그널링될 수 있다.
지금까지는 상향링크 MCW SU-MIMO 기반 SU-MIMO에 있어서, 단일 ACK/NACK을 전송하는 전제 하에서 HARQ 프로세스 통지 방법, DM-RS의 순환 시프트(cyclic shift)통지 방법 부호어 MCS(Modulation and Coding Scheme) 통지 방법에 대하여 알아 보았다.
이하에서는 상향링크 MCW 기반 SU-MIMO에 있어서 다중 ACK/NACK을 전송하는 방법을 설명하고, 다중 ACK/NACK을 전송하는 경우에, PHICH 자원 할당 방법, HARQ 프로세스 통지 방법, DM-RS의 순환 시프트(cyclic shift)통지 방법 부호어 MCS(Modulation and Coding Scheme) 통지 방법에 대하여 알아 보기로 한다.
2. 상향링크 MCW기반 SU-MIMO에 대하여 다중 ACK/NACK을 전송하는 방법
임의의 상향링크 데이터 전송에 있어 MCW기반 SU-MIMO를 사용하는 경우 랭크별 코드워드 대 레이어 사상 규칙(codeword-to-layer mapping rule)에 따라 n(1≤n≤2 또는 1≤n≤4)개의 코드워드를 사용한 전송에 있어 기존 LTE 시스템에서의 변화 영향(change impact)을 전제로 하면서도 LTE-A 시스템상의 상향링크 성능의 최적화를 위해 기본적으로 부호어의 개수만큼의 HARQ 프로세스를 활성화시킬 수 있다. 즉, 부호어 별 전송에 대하여 하향링크 ACK/NACK 정보 전송이 정의될 수 있다. 이하 본 발명에서는 임의의 UE로부터 MCW SU-MIMO로 전송 받아 개별 코드워드 별로 CRC를 이용한 에러 검출 수행 후에 이를 SIC 계열 복호화에 활용할 수 있도록 함과 동시에 전체 n개의 코드워드 전체에 대하여 개별적인 ACK/NACK 정보를 다시 하향링크 PHICH로 전송하는 방식을 제안한다.
(1) PHICH 자원 할당 방법.
기존의 상향링크 상에 MCW 기반 SU-MIMO가 존재하지 않았던 기존 LTE 시스템에서 지정되는 해당 상향링크 전송에 대한 하향링크 PHICH 상의 PHICH 그룹의 수는 LTE-A 시스템 상에서 추가로 MCW 기반 SU-MIMO가 존재하는 상황에서, 각 부호어 별로 상향링크 전송에 대한 ACK/NACK이 개별적으로 통지되어야 한다는 점을 기반으로 하여 산정되는 것이 필요하다. 즉, MCW SU-MIMO의 상향링크 전송 모드로의 도입으로 인하여 임의의 셀 또는 기지국 또는 릴레이 노드가 하향링크를 통해 전송해야 할 ACK/NACK의 정보량은 증가되어야 하며 PHICH 그룹의 수가 해당 상향링크 시스템 대역(system bandwidth) 상에서의 최대 요구되는 PHICH 자원의 양에 기반하여 상수로서 모든 서브프레임에 대해 설정됨을 고려할 때 LTE-A 시스템의 UE들에 대해 MCW 기반 SU-MIMO가 새로이 도입됨에 따라 PHICH 그룹의 수가 LTE 시스템 보다 2배 또는 2배 미만의 기준 레벨의 증가된 PHICH 요구 자원 양에 기반하여 설계되어야 한다.
기본적인 물리 하향링크 제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH)은 각 서브프레임의 처음 3개 이내의 OFDM 심볼에 전송되며 이는 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 1개 내지 3개로 조정하여 사용 할 수 있다. 이와 같이 물리 하향링크 제어채널을 위한 OFDM 심볼의 개수를 각 서브프레임 마다 조정하기 위하여 사용되는 채널이 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel)이며, 상향링크 데이터 채널에 대한 ACK/NACK(ACKnowledgement/Negative ACKnowledgement)정보를 전송하는 채널은 PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 이다. 추가적으로 하향링크 데이터전송 또는 상향링크의 데이터전송을 위한 제어정보를 보내는 제어채널은 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)이다.
PHICH은 상향링크 데이터채널에 대한 ACK/NACK 정보를 송신하는 채널이며 하나의 서브프레임에 여러 개의 PHICH 그룹이 만들어지고 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 PHICH가 구성되어 있다. 따라서, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 단말에 대한 PHICH 채널들이 포함되어 있다. 여러 개의 PHICH 그룹에서 각 UE에 대한 PHICH 할당은 PUSCH 자원 할당(resource allocation)의 가장 낮은 (lowest) PRB 인덱스(index)와 상향링크 승인신호(Uplink grant)로 전송되는 DM-RS의 주파수 천이(cyclic shift)를 이용하여 할당한다. PHICH 채널 자원은
Figure pct00001
와 같은 인덱스 쌍(index pair)로써 알려지게 되는데, 이때
Figure pct00002
에서
Figure pct00003
는 PHICH 그룹 인덱스,
Figure pct00004
는 해당 PHICH 그룹 안에서의 직교 시퀀스 인덱스(orthogonal sequence index)를 의미한다.
이때 기존 LTE 시스템의 UE들의 상향링크 전송에 대하여 상기와 같이 정의되는 증가된 PHICH 그룹들 중에서 일부의 PHICH 그룹들 (즉, 기존 LTE 시스템상에서 정의되는 PHICH 수에 기반한 PHICH 그룹들)만을 사용하여 PHICH 채널 자원을 할당하게 할 수 있다. 이때 기존의 LTE 시스템의 UE들의 PHICH 자원 할당뿐만 아니라 PDCCH 자원 맵핑의 관점에서의 역방향 호환성를 지원하는 방안으로서 우선적으로 셀 고유(cell-specific) RRC(Radio Resource Control) 파라미터 상에서 N g 의 값을 항상 필요한 값보다 크게 값을 설정하고 LTE-A 시스템의 UE들도 설정된 N g 의 값에 기반하여 산출되는 PHICH 그룹들 중에서 DL PHICH 자원을 할당 받도록 한다. 이 때의 PHICH 할당 시 기존 LTE 시스템의 UE들에 대한 PHICH 채널 할당과의 충돌을 최소화하는 규칙에 기반하여 할당할 수 있다. 이와 다른 형식의 PHICH 그룹 수 산정 방식의 여러 실시 예들을 제안한다.
1) 하향링크 PHICH 그룹의 제1 산정 방법.
하향링크 PHICH 그룹의 수는 다음의 수학식 1을 이용하여 산정할 수 있다.
Figure pct00005
상기 수학식 1에서 N g ∈ {1/6,1/2,1,2} 는 상위 계층 시그널링에 의해 제공될 수 있으며 N g 에 의해 PHICH 그룹의 개수를 하향링크와 상향링크 상의 시스템 대역에 대하여 상이한 비율(scale)로 적용할 수 있다. 즉, 현재 요구되는 상황에 따라 PHICH 그룹 수를 조절하게 하는 비율의 역할을 수행한다. 상기 수학식 1에서
Figure pct00006
은 하향링크 시스템 대역에서 사용할 수 있는 자원 블록의 수이며 N C 는 해당 셀 또는 기지국 또는 시스템에서 상향링크 전송 시의 최대 부호어의 개수(즉, 인코딩 블록의 개수)를 의미한다.
2) 하향링크 PHICH 그룹의 제2 산정 방법.
새로운 파라미터로서 N C 를 수학식에서 도입하지 않는 대신 기존의 상위 계층 시그널링에 의해 제공되는 N g 값의 범위를 확장하고 이에 관련한 L1 파라미터의 비트 사이즈(bit size)를 2 비트에서 3비트로 확장하여 하향링크 PHICH 그룹의 수를 산정하는 수학식을 정의할 수 있으며, 이는 아래의 수학식 2와 같다.
Figure pct00007
상기 수학식 2에서 N g 의 범위는 N g ∈ {1/6,1/3,1/2,1,2,4} , N g ∈ {1/6,1/3,1/2,1,2,3,4} 와 N g ∈ {1/6,1/4,1/3,1/2,1,2,3,4} 중 하나로 정의할 수 있다. 상향링크 SU-MIMO 또는 캐리어 집합이 적용되는 LTE-A UE들에 대한 N g 값을 나타내는 셀 고유(cell-specific) RRC 파라미터는 기존 LTE 시스템의 UE들에 대한 역방향 호환성을 고려하여 기존 LTE 시스템의 UE들에 대한 N g 값을 나타내는 셀 고유 RRC 파라미터와 구분된 일련의 셀 고유 RRC 파라미터를 새롭게 정의할 수 있다.
3) 하향링크 PHICH 그룹의 제3 산정 방법.
Figure pct00008
대신 상향링크 시스템 대역 상에서의 사용 가능한 자원 블록의 수인
Figure pct00009
를 이용하여 하향링크 PHICH 그룹 수를 산정하는 수학식을 정의할 수 있으며 이는 아래의 수학식 3과 같다.
Figure pct00010
상기 수학식 3에서 N g ∈ {1/6,1/2,1,2} 는 상위 계층 시그널링에 의해 제공될 수 있으며 N g 에 의해 PHICH 그룹의 개수를 하향링크와 상향링크 상의 시스템 대역에 대하여 상이한 비율(scale)로 적용할 수 있다. 즉, 현재 요구되는 상황에 따라 PHICH 그룹 수를 조절하게 하는 비율의 역할을 수행한다. 상기 수학식 1에서
Figure pct00011
은 하향링크 시스템 대역에서 사용할 수 있는 자원 블록의 수이며 N C 는 해당 셀 또는 기지국 또는 시스템에서 상향링크 전송 시의 최대 부호어의 개수(즉, 인코딩 블록의 개수)를 의미한다.
상기 PHICH 그룹의 수를 정의하는 방식은 LTE 시스템에서도 N C 를 1로 하고 N g 의 범위를 N g ∈ {1/6,1/2,1,2} 로 정의하거나 또는 N g 의 범위를 다른 복수의 경우에 대하여 정의하거나 상수 값 1로 정의할 수 있다.
4) 하향링크 PHICH 그룹의 제4 산정 방법.
Figure pct00012
대신 상향링크 시스템 대역상에서 사용 가능한 자원 블록의 수인
Figure pct00013
을 이용하고, 새로운 파라미터로서 N C 를 수식 상에서 도입하지 않는 대신 기존의 상위 계층 시그널링으로 제공되는 N g 의 범위를 확장하고 이에 관련한 L1 파라미터 비트 사이즈를 2 비트에서 3 비트로 확장하여 하향링크 PHICH 그룹 수를 산정하는 수학식을 정의할 수 있으며 이는 아래의 수학식 4와 같다.
Figure pct00014
상기 수학식 4에서 N g 의 범위는 N g ∈ {1/6,1/3,1/2,1,2,4} , N g ∈ {1/6,1/3,1/2,1,2,3,4} 와 N g ∈ {1/6,1/4,1/3,1/2,1,2,3,4} 중 하나로 정의할 수 있다. 또한, N g 의 범위를 다른 복수의 경우에 대하여 정의할 수 있으며, N g ∈ {1,2} , N g ∈ {1,2,4} , N g ∈ {1/2,1,2,4} 또는 상수 값 1로 정의할 수 있다. 본 PHICH 그룹의 제4 산정 방법에서의 파라미터
Figure pct00015
를 적용하여 PHICH 그룹의 수를 산정하는 방법은 제1, 제2, 제2 PHICH 그룹 산정 방법 상의 수학식들 상에서도
Figure pct00016
를
Figure pct00017
로 치환하는 방법으로 적용될 수 있다.
상향링크 SU-MIMO 또는 캐리어 집합이 적용되는 LTE-A UE들에 대한 N g 값을 나타내는 셀 고유(cell-specific) RRC 파라미터는 기존 LTE 시스템의 UE들에 대한 역방향 호환성을 고려하여 기존 LTE 시스템의 UE들에 대한 N g 값을 나타내는 셀 고유 RRC 파라미터와 구분된 일련의 셀 고유 RRC 파라미터를 새롭게 정의할 수 있다.
상기 정의된 PHICH 그룹 수에 기반하여 개별 PHICH 그룹의 자원 그룹 배열과 레이어 매핑(layer mapping) 및 프리코딩 기법에 대하여 기술하기에 앞서 LTE 시스템의 단말 및 LTE-A 시스템의 단말의 LTE-A 및 LTE 망에 대한 역방향 호환성 및 순방향 호환성을 지원하기 위하여 LTE-A 시스템의 하향링크 전송 안테나가 8개인 상황에서도 하향링크 PDCCH, PCFICH, PHICH들은 4개의 전송 안테나 기반 전송 다이버시티 방식을 사용하여 전송할 것을 제안한다.
또한, 상기 8개의 전송 안테나 상황에서도 첫 번째와 두 번째 OFDM 심볼에서의 하향링크 RS 전송에 사용되는 주파수 영역에서의 부반송파 자원들의 양과 주파수 영역의 위치들은 기존 LTE 시스템에서와 동일하게 설정될 수 있음을 제안한다. 이를 통해 PDCCH, PCFICH, PHICH의 자원 그룹 배열(resource group alignment), 레이어 매핑(layer mapping) 및 프리코딩(precoding) 방식은 LTE 방식과 동일하게 유지하면서 호환성(compatibility)을 지원할 것을 제안한다.
상기 본 발명에서 제안된 방법에 의하여 구한 PHICH 그룹의 수 및 자원 그룹 배열(resource group alignment), 레이어 매핑(layer mapping) 및 프리코딩 precoding) 방식을 기반으로 개별 단말의 상향링크 전송에 대한 PHICH 자원 할당(resource assignment)을 PHICH 그룹에 대한 인덱스
Figure pct00018
와 해당 PHICH 그룹 내에서 확산 코드(spreading code)와 I-Q 다중화로 인해 생성되는 직교 시퀀스 인덱스
Figure pct00019
의 쌍(pair)인 (
Figure pct00020
,
Figure pct00021
)로 나타낼 수 있다.
이를 기반으로 다중 부호어 기반의 UL SU-MIMO의 도입에 따른 임의 단말에서의 개별 또는 그룹 단위 부호어 별로 PHICH 자원 할당이 이루어지는 상황에서 상기 PHICH 자원 쌍을 임의의 부호어 인덱스 i(i=1,..., n where n(=1,...,
Figure pct00022
))에 대하여 (
Figure pct00023
,
Figure pct00024
)로서 나타낼 수 있다. 이때, i 는 UL SU-MIMO 전송에 있어서 사용되는 부호어의 개수이고,
Figure pct00025
는 UL SU-MIMO에 있어서, 미리 정해진 PHICH 채널의 최대 개수를 나타낸다.
Figure pct00026
는 UL SU-MIMO에서 사용 가능한 부호어의 최대 개수와 동일하거나 UL SU-MIMO에서 사용 가능한 부호어들의 그룹의 개수와 동일할 수 있다.
본 발명에서 제안하는 PHICH 그룹 인덱스
Figure pct00027
와 PHICH 직교 시퀀스 인덱스
Figure pct00028
는 해당 상향링크 전송에 대해 사용되는 UL DM-RS의 순환 시프트 인덱스와 해당 물리 자원 블록(physical resource block) 할당의 가장 낮은 인덱스 값에 의해 결정된다. 이때 다중 부호어가 적용된 UL SU-MIMO에서 요구되는 PHICH들에 대하여 서로 다른 PHICH 자원을 할당하는데 이용될 수 있는 파라미터는 UL DM-RS의 순환 시프트 인덱스이다. 만약 상향링크 승인 (uplink grant) PDCCH를 매개로 하여 상향링크 PUSCH 전송을 수행하지 않는 전송의 경우에는 UL DM-RS의 순환 시프트 인덱스는 미리 지정된 값 (예로 인덱스 ＃0)을 사용하거나 사용자 기기 또는 릴레이 노드 고유의 RRC 파라미터 시그널링이나 L1/L2 PDCCH 시그널링을 통해 해당 전송 세션을 활성화할 때 사용자 기기 또는 릴레이 노드에게 지정할 수 있다.
임의의 단말에서 UL SU-MIMO 전송에 사용되는 안테나 포트 수가 P 개라고 하고 해당 SU-MIMO 상에서 사용되는 부호어의 수가 최대 N 개라고 하고 개별 안테나 포트 인덱스 p (p =1,..., P -1)라 정의할 수 있다. 상기의 UL SU-MIMO 상황에서 UL DM-RS의 순환 시프트 및/또는 다른 방식으로 생성된 RS 시퀀스의 인덱스가 기본적으로 개별 안테나 포트 별로 할당되면서 총 P 개가 할당되는데 P 와 n 이 같은 값인 경우
Figure pct00029
와
Figure pct00030
의 값을 도출하는 과정에서 사용되는 n 개의 부호어 별 DM-RS 시퀀스 인덱스(또는 순환 시프트 인덱스)
Figure pct00031
값으로 개별 RS 시퀀스 인덱스들이 사용될 수 있다. 반면에, P 가 n 보다 큰 경우 RS 시퀀스 인덱스들 중
Figure pct00032
값으로 사용될 수 있는 인덱스들을 선택해야 한다.
상기의 선택 방식으로 P 개의 RS 시퀀스 인덱스들을 오름차순로서 n 개를 선택하는 방법 또는 첫 번째로 시작하여 하나씩 건너뛰면서 오름차순(예를 들어,첫 번째, 세 번째, 다섯 번째 순으로)으로 RS 시퀀스 n 개를 선택하는 방법 또는 임의의 함수에 기반한 규칙을 사용하여 선택하는 방식 또는 랜덤(random)하게 선택하는 방식 또는 첫 번째, 마지막 번째, 두 번째, 마지막에서 두 번째의 순으로 선택하는 방식을 사용할 수 있다. 또한 CAZAC 또는 ZC 방식으로서 DM-RS 시퀀스를 생성하는 방식과 임의의 다른 방식으로 DM-RS 시퀀스를 생성하는 방식으로 P 개의 DM-RS 시퀀스가 생성되는 경우 CAZAC 또는 ZC 방식으로서 DM-RS 시퀀스를 생성하는 방식으로 생성된 순환 시프트 인덱스 들 중 상기 본 발명에서 소개된 선택 방식을 이용하여 n 개를 선택할 수 있다.
상기의 제안 방식을 통하여 개별 부호어 인덱스 i 에 대한
Figure pct00033
를 기반으로
Figure pct00034
와
Figure pct00035
의 값을 도출할 수 있으며 이와 다르게 부호어 인덱스 i 에 대한
Figure pct00036
에 부가하여 임의의 함수 f(i) 를 추가로 사용하여 기존 LTE UE들에 대한 PHICH 채널 자원 할당과의 충돌을 최소화하는 방향으로
Figure pct00037
와
Figure pct00038
의 값을 조절하여 도출할 수 있다. 이때 함수 f(i) 의 i 에 대한 값은 상위 계층(higher layer)에서 구성되는 형태로 일련의 UE 특정 RRC 시그널링(signaling)으로 해당 LTE-A UE에게 시그널링될 수 있다. 이하, PHICH 그룹 인덱스
Figure pct00039
와 PHICH 직교 시퀀스 인덱스
Figure pct00040
를 계산하는 여러 가지 방법을 제안하기로 한다.
1) 제1 방법
PHICH 그룹 인덱스
Figure pct00041
와 PHICH 직교 시퀀스 인덱스
Figure pct00042
는 아래의 수학식 5에 의해 계산할 수 있다.
Figure pct00043
단,
Figure pct00044
여기서,
Figure pct00045
는 PHICH 변조에서 사용되는 확산 계수(Spreading Factor; SF) 크기이고
Figure pct00046
는 상향링크 자원 할당의 물리 자원 블록(Physical Resource Block; PRB)의 가장 낮은 인덱스이다.
Figure pct00047
는 상위 계층에 의해 구성되는 PHICH 그룹의 개수이다.
2) 제 2방법
PHICH 그룹 인덱스
Figure pct00048
와 PHICH 직교 시퀀스 인덱스
Figure pct00049
는 아래의 수학식 6에 의해 계산할 수 있다.
Figure pct00050
단,
Figure pct00051
여기서,
Figure pct00052
는 PHICH 변조에서 사용되는 확산 계수(Spreading Factor; SF) 크기이고
Figure pct00053
는 상향링크 자원 할당의 물리 자원 블록(Physical Resource Block; PRB)의 가장 낮은 인덱스이다.
Figure pct00054
는 상위 계층에 의해 구성되는 PHICH 그룹의 개수이다. 또한, f(i) 는 부호어 고유 오프셋을 제공하는 함수로서 f(i)=i 함수의 형태로 적용될 수도 있고, 부호어 인덱스 별로 고유화되어 미리 지정되어 있는 상수 값으로 적용될 수도 있다.
3) 제 3방법
PHICH 그룹 인덱스
Figure pct00055
와 PHICH 직교 시퀀스 인덱스
Figure pct00056
는 아래의 수학식 7에 의해 계산할 수 있다.
Figure pct00057
단,
Figure pct00058
여기서,
Figure pct00059
는 PHICH 변조에서 사용되는 확산 계수(Spreading Factor; SF) 크기이고
Figure pct00060
는 상향링크 자원 할당의 물리 자원 블록(Physical Resource Block; PRB)의 가장 낮은 인덱스이다.
Figure pct00061
는 상위 계층에 의해 구성되는 PHICH 그룹의 개수이다. 또한, f(i)=α·i 는 부호어 고유 오프셋을 제공하는 함수이며, α 는 상위 계층 시그널링에 의해 제공되는 상수(0을 제외한 상수 값이 될 수 있다.)이다.
4) 제 4방법
PHICH 그룹 인덱스
Figure pct00062
와 PHICH 직교 시퀀스 인덱스
Figure pct00063
는 아래의 수학식 8에 의해 계산할 수 있다.
Figure pct00064
단,
Figure pct00065
여기서,
Figure pct00066
는 PHICH 변조에서 사용되는 확산 계수(Spreading Factor; SF) 크기이고
Figure pct00067
는 상향링크 자원 할당의 물리 자원 블록(Physical Resource Block; PRB)의 가장 낮은 인덱스이다.
Figure pct00068
는 상위 계층에 의해 구성되는 PHICH 그룹의 개수이다. 또한, f(i) 는 부호어 고유 오프셋을 제공하는 함수로서 f(i)=i 함수의 형태로 적용될 수도 있고, 부호어 인덱스 별로 고유화되어 미리 지정되어 있는 상수 값(0을 제외한)으로 적용될 수도 있다.
5) 제 5방법
PHICH 그룹 인덱스
Figure pct00069
와 PHICH 직교 시퀀스 인덱스
Figure pct00070
는 아래의 수학식 9에 의해 계산할 수 있다.
Figure pct00071
단,
Figure pct00072
여기서,
Figure pct00073
는 PHICH 변조에서 사용되는 확산 계수(Spreading Factor; SF) 크기이고
Figure pct00074
는 상향링크 자원 할당의 물리 자원 블록(Physical Resource Block; PRB)의 가장 낮은 인덱스이다.
Figure pct00075
는 상위 계층에 의해 구성되는 PHICH 그룹의 개수이다. 또한, f(i)=α·i+1 또는 f(i)=α·(i+1)는 부호어 고유 오프셋을 제공하는 함수이며, α 는 상위 계층 시그널링에 의해 제공되는 상수(0을 제외한 상수 값이 될 수 있다.)이다.
상기에서 제안하는
Figure pct00076
와
Figure pct00077
의 값을 도출하는 방식들 중 임의의 방식은 상기에서 제안한 PHICH 그룹 수를 정의하는 방식들 중 하나와 같이 연계하여 사용될 수 있다. 상기에서 기술한 PHICH 그룹 수를 산정 및 이에 관련한 PHICH 할당 방식의 모든 기술 내용들은 상향링크 SU-MIMO의 경우에 한정하지 않고 상향링크 캐리어 집합이나 상향링크 협력 멀티 포인트(Coordinated Multi-Point: CoMP)와 같은 다른 LTE-A 고유의 기술 도입으로 인한 임의의 UE에 대해 복수 개의 PHICH 채널 할당을 요구하는 모든 경우에 대해 적용 가능함을 명시한다.
지금까지는 PHICH 자원 할당에 대하여 알아 보았다. 이하에서는, 상향링크 다중 부호어 기반 SU-MIMO에 대하여 다중 ACK/NACK을 전송하는 것을 전제로 할 때, HARQ 프로세스 통지 방법, DM-RS의 순환 시프트(cyclic shift) 인덱스 통지 방법 및 n개의 부호어들에 대한 MCS 통지 컨텐츠의 구성 방법에 대하여 알아 보기로 한다.
(1) HARQ 프로세스 통지
n개의 부호어에 대하여 단일 또는 복수의 HARQ 프로세스를 지정하는 필드이며 MCW SU-MIMO인 경우 n개의 부호어에 대하여 개별 부호어 별로 HARQ를 할당하는 경우에도 3비트로 표현하면서 임의의 기준 부호어(reference codeword)의 HARQ 인덱스를 지정하면 다른 n-1개의 부호어는 고정 오프셋(offset)을 기반으로 해당 부호어에 대한 HARQ 프로세스 인덱스들이 자동적으로 산출되도록 할 수 있다. 3비트에 부호어 통지를 위한 부가적인 비트가 HARQ 프로세스 통지 필드에 추가되거나 별도의 명백한(explicit) 부호어 통지 필드로서 정의될 수 있다.
(2) DM-RS(Demodulation-Reference Signal)의 순환 시프트 인덱스(cyclic shift index) 통지 방식
DM-RS의 순환 시프트 인덱스의 상향링크 채널 상의 통지 방식에 대하여 아래의 세가지 경우를 예로 들어 설명하기로 한다.
1) 제1 경우
제1 경우는 기존의 상향링크 SU-MIMO를 구현함에 있어서, 전송 안테나(일련의 가상 안테나(virtual antenna) 또는 물리 안테나(physical antenna))의 개수 또는 가상 안테나(virtual antenna)의 개수 또는 전송 레이어(transmission layer)를 나타내는 m으로 정의되는 (일례로 m은 2 또는 4가 될 수 있고 1, 2, 3 또는 4가 될 수도 있다.)되는 UE의 전송 안테나/레이어 구성(tx antenna/layer configuration)에 따라 p(p≤m)개의 수신 데이터 신호 열의 복조(demodulation)와 복호화(decoding)를 위한 채널 추정을 제공하는 RS들이 필요하게 된다. 이때 p개의 RS들 중 q(q≤p)개의 RS들이 임의의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 (TDM으로서 하나의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼로서 지정될 수 있으며 또는 다른 방안으로 복수 개의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼들로서 RS 전송을 위해 지정될 수 있다.)에서 주파수 부반송파 상의 데이터 전송을 위한 영역의 길이를 갖는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation) 계열의 기본 시퀀스(base sequence)나 1RB/2RB 경우에 대한 낮은 상관(low correlation)특성의 QPSK 기반 컴퓨터 생성 시퀀스(computer-generated sequence)의 순환 시프트 버전으로 RS 전송 자원이 지정될 수 있다.
이때, 사용되는 q개의 순환 시프트 인덱스를 통지함에 있어서 기준이 되는 RS 인덱스를 3비트로 통지할 수 있다. 나머지 q-1개의 순환 시프트 인덱스들은 임의의 규칙에 의해 시스템 상황에 따라 가변적으로 지정되는 오프셋(offset) 또는 고정된 오프셋 또는 상황에 따라 적응적으로 적용되는 임의의 고정된 선택 법칙으로 자동적으로 지정됨에 따라 UE로 하여금 사용하는 순환 시프트 인덱스를 시그널링(signaling)함에 있어 오버 헤드(overhead)를 최소화하는 특징을 갖는다.
2) 제2 경우
제 2 경우는 상기 제1 경우에서 기술한 바와 같이 q개의 RS에 대한 순환 시프트 인덱스를 시그널링함에 있어서 기준이 되는 RS의 순환 시프트 인덱스의 지정값에 대해 다른 q-1개의 RS들에 대한 순환 시프트 값들의 가능한 조합을 지정하거나 임의의 정보 압축 규칙(information compression rule)을 이용하여 3+α(0＜α＜3*(q-1))비트로서 전체 q개의 RS에 대한 순환 시프트 인덱스들을 지정할 수 있다. 이때 일례로서 α는 기준이 되는 RS의 순환 시프트의 지정 값에 대한 해당 RS의 인덱스 상의 차이 값을 나타내는 값(3비트보다 작은 값)들의 전체 q-1개 또는 이의 일부의 RS 시퀀스들에 대한 합의 비트 값으로 정의될 수 있다.
3) 제3 경우
제3 경우는 상기 제1 경우에서 기술한 바와 같이 q개의 RS에 상향링크 승인 채널 상에서 개별 q개의 RS들에 대한 순환 시프트들을 명확하게 지정하는 방식이다. 이를 통해 상향링크 채널의 제어정보 페이로드 상에서의 전체 RS 순환 시프트 지정 필드의 크기는 개별 순환 시프트 지정 비트 사이즈가 3인 경우 3*q가 될 수 있다.
상기 제1 경우에서 p와 q가 같은 경우에는 사용되는 모든 안테나에 대한 모든 RS들이 하나 또는 하나 이상의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼에서 데이터 대역에 대한 CAZAC 계열의 RS 시퀀스를 사용하는 경우를 의미한다. 본 발명의 이하의 기술에서 안테나는 가상 안테나(virtual antenna), 물리 안테나(physical antenna), 전송 레이어(transmission layer)의 경우를 포괄적으로 안테나라는 명칭을 나타내는 것으로 한다.
상기 제1 경우에서 p와 q의 값이 같지 않은 경우에는, 임의의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼을 통해 전송되는 CAZAC 계열의 RS 시퀀스를 직교(orthogonal)하도록 제공할 수 있는 순환 시프트의 수가 한정됨에 따라 기존의 슬롯 당 하나의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 상에서 전체 p개의 RS 별 순환 시프트를 할당하기에 부족한 상황에서 상기 제1 경우에서와 같이 복수 개의 RS 시퀀스를 전송하는 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼들을 할당하여 추가적인 CAZAC 계열 RS 시퀀스들을 계속 할당할 수 있다. 그러나 이러한 할당 방식은 직접적으로 상향링크 스루풋(throughput)을 열화시키기 때문에 다른 방식으로 설계된 다른 형태의 방법을 통해 생성되는 이종의 낮은 오버헤드(low overhead)를 갖는 RS들이 기존 q개의 CAZAC 계열 RS와 함께 사용되는 것을 제안하며 이 개수를 p-q로 지정하고 0 이상의 개수들에 대해 구현할 수 있다. 이때 전체적인 오버헤드 조절을 위하여 q는 0이 될 수도 있다.
상기 기존 TDM (OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼)-CDM(CAZAC) 계열과 다른 형태의 RS 설계에 대한 실시 예로서 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA가 사용되는 경우 DFT 전단 또는 IDFT(또는 IFFT) 후단에서 r(r≥1)개의 미리 지정된 시간 영역 심볼 위치 또는 임의의 전송 심볼 내의 타임 샘플(time sample) 영역에 RS를 삽입하는 방식을 고려할 수 있다.
상기의 DFT 전단에서 삽입되는 경우의 시간 영역 RS들은 DFT를 거쳐서 DFT 영역 내의 주파수 영역의 모든 부반송파들로 퍼지게 되는 확산 스펙트럼(spread spectrum)과정을 거치고 IFFT를 거쳐 채널을 겪고 수신 단에서 FFT 및 IFFT를 거친 후에 해당 심볼 위치(symbol position)의 r개의 RS로부터 데이터를 전송하는 대역상에서의 해당 안테나에 대한 채널 정보를 추출할 수 있다.
한편, RS 시퀀스를 DFT를 거치지 않고 바로 주파수 영역에 사상하여 IFFT를 거치게 하는 방식과 IFFT 후단의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 영역에 바로 사상하는 방식을 적용할 수 있으며 이때 삽입되는 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 상의 영역은 전체 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 영역이 될 수도 있고 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 내 일부 시간 샘플(time sample) 영역이 될 수도 있다. 데이터를 전송하기 위한 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 내에 RS들을 삽입하는 경우에 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼 내의 고정 위치를 지정하여 삽입하거나 자원 블록 인덱스 및/또는 셀 ID로부터 임의의 규칙에 의해 생성되는 위치에 삽입할 수 있다. 데이터와 다중화(multiplexing)하는 관점에서 추가적인 RS의 오버헤드를 부가하는 경우 데이터를 전송하기 위한 심볼을 천공(puncturing)하거나 또는 레이트 매칭(rate matching)을 이용하여 RS가 사상될 자원을 확보할 수 있다.
상기 상향링크 RS 설계 방식은 상향링크 SU-MIMO뿐만 아니라 비 공간 다중화(non spatial multiplexing) 전송 모드들에서도 적용될 수 있으며, DM-RS의 경우, 기존 TDM-CDM 기반으로 설계된 DM-RS 전송 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼이 존재하는 상황에서 부가적으로 다른 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼들에서 정의될 수도 있고 이와 다르게 기존의 TDM-CDM 기반으로 설계된 DM-RS 전송 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼을 설정하는 방식을 대체하는 방식으로 적용될 수도 있다. 상기 RS 설계 방법은 DM-RS뿐만 아니라 SRS에도 적용 가능하다.
만약 OFDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 또는 SC-FDMA 전송방식이 상향링크에 적용되는 경우 자원 블록(resource block) 단위로 자원 블록 내 고정된 주파수 부반송파 위치에 RS가 삽입되는 패턴을 정의할 수 있으며 이러한 패턴은 셀 ID를 입력으로 하는 임의의 함수나 규칙에 의하여 셀 고유(cell-specific)하게 정의될 수 있다. 상기 자원 블록은 가상 자원 블록(virtual resource block)과 물리 자원 블록(physical resource block)의 개념을 모두 포함하는 개념이다. 따라서, 송신단의 IFFT 입력 전의 심볼 사상 시에 RS을 삽입할 수 있으며 이때의 데이터를 전송하기 위한 하나 이상의 OFDM 또는 SC-FDMA 또는 클러스터 SC-FDMA 심볼에 RS을 삽입하는 경우에 상기 RS를 고정 위치를 지정하여 삽입하거나 자원 블록 인덱스 및/또는 셀 ID로부터 임의의 규칙에 의해 생성되는 위치에 삽입될 수 있다. 이때, 데이터를 전송하기 위한 심볼을 천공하거나 또는 레이트 매칭을 이용하여 RS가 사상될 자원을 확보할 수 있다.
임의의 시스템에서 p개의 요구되는 RS들 중에서 p-q개의 RS들에 대하여 기존 TDM 기반 CAZAC 계열의 RS 전송 방식과 다른 방식의 RS 전송 방식이 적용되는 환경에서 임의의 목적에 따라 각 송신 안테나 또는 전송 레이어 별 RS 전송 방식 및 해당 인덱스를 할당하는 방식을 고려할 수 있다. 단말 별로 전송 안테나 또는 전송 레이어 구성(Tx antenna/layer configuration)이 다를 수 있는데, 일례로 2Tx 안테나 구성이거나 2 레이어 전송인 경우 각 송신 안테나 또는 전송 레이어 별로 안테나 포트(antenna port) 인덱스 또는 레이어 포트(layer port) 인덱스 ＃i와 ＃(i+1)가 지정되고(단, i≥0), 다른 일례로서 4Tx 안테나 구성이거나 4 레이어 전송인 경우 각 송신 안테나 또는 전송 레이어 별로 안테나 포트(antenna port) 인덱스 또는 레이어 포트(layer port) 인덱스 ＃i, ＃(i+1), ＃(i+2), ＃(i+3)가 지정될 수 있다. 이때, 낮은 안테나 포트 인덱스로부터 오름차순으로 q개의 안테나 포트들에 채널 추정 성능이 상대적으로 좋은 TDM 방식의 CAZAC 계열의 RS를 적용하고 나머지 안테나 포트들에 대해 상기와 다른 종류 방식으로 시퀀스가 생성되고 물리 자원에 사상되는 RS를 적용하도록 하는 방식을 제안한다.
상향링크 승인 채널의 컨텐츠(content)에 관련된 것 이외에, SRS 설계에 있어서도 상향링크 전송 안테나 또는 전송 레이어 구성(Tx antenna/layer configuration)에 따라서 각 안테나 포트 또는 레이어 포트 별로 SRS가 생성되어 적용되어야 한다. 이때, 확장된 다중화 용량(multiplexing capacity)을 제공하기 위하여 시간 영역에서 각 안테나 포트 별 SRS의 전송 주기를 조절하여 정의할 수 있다. 일 실시예로서 p개의 전송 안테나들 또는 전송 레이어들에 대해서 단일 안테나 시의 SRS와 동일한 시퀀스 설계 환경에서 동일한 다중화 용량(multiplexing capacity)을 제공한다는 조건 하에서 임의의 UE의 시간 영역의 SRS의 전송 주기는 같고 해당 UE의 각 안테나 또는 레이어 별로 순차적으로 SRS를 전송하는 방법을 적용할 수 있다. 이와 별개 또는 동시에 사용할 수 있는 방법으로 확장된 용량을 제공하는 SRS 코드 설계를 주파수 영역 분산 콤(distributed comb) 방식과 연계하여 효과적인 CDM/FDM 다중화 용량의 지원을 고려할 수 있다. 좀 더 자세히 설명하면, 코드 시퀀스 레벨에서 가용한 순환 시프트(u)뿐만 아니라 시퀀스 레벨 스크램블링(scrambling)이 부가된 상태에서 해당 시퀀스의 전체 또는 일부 낮은 상관(low correlated)의 루트 인덱스(v)를 고려하여 전체적인 코드 시퀀스 자원을 v배 증가시킬 수 있다. 이때, 일부 낮은 상관의 루트 인덱스 들에서 일부의 의미는 상향링크 DM-RS의 그룹화(grouping)가 고려되는 경우 그룹 내 베이스 시퀀스들에 해당하는 루트 인덱스를 지칭하거나 전적으로 상관(correlation)이 낮은 것들로서 루트 인덱스를 사용하고 해당 인덱스를 L1/L2 제어 시그널링(control signaling)이나 상위 계층 시그널링(higher-layer(RRC) signaling)으로 UE에게 전송하는 것을 의미한다.
또한 이때 각 시퀀스 요소(sequence element)들이 사상되는 물리 자원인 부반송파(subcarrier)들이 고정 오프셋 간격으로 분산 콤(distributed comb) 방식으로 사상되는 경우 채널 조건 또는 SRS 전송 부하 또는 채널 사운딩 소요시간 여건에 따라 콤(comb)의 오프셋 값을 조절하거나 이와 별개 또는 동시에 SU-MIMO가 사상되는 전체 시스템 대역(bandwidth)(예를 들어, 20MHz)에 대하여 제한되는 사운딩(sounding) 대역(예를 들어, 5MHz)을 지정하고 해당 제한된 대역에서 사운딩 및 패킷 스케쥴링을 하도록 하여 복수 개의 상향링크 SU-MIMO에 대한 가상 서브 시스템 대역을 분할하여 사용함에 따라 주파수 영역에서의 다중화 용량(multiplexing capacity)을 지원할 수 있다. 상기 분산 콤의 오프셋 값이나 사운딩 대역은 L1(제1계층)/L2(제2계층) 제어 시그널링이나 상위 계층 시그널링(higher-layer(RRC) signaling)으로 UE에게 전송된다.
(3) n개의 부호어들에 대한 MCS 통지 컨텐츠의 구성
n개의 부호어들에 대하여 단일 또는 복수HARQ 프로세스를 지정하는 상황에서 하나의 MCS를 적용하도록 s 비트(bit)를 할당하여 기지국이 단말에게 알릴 수 있는 방법과 달리, n개의 코드워드 상의 에러 검출 능력 및 안테나 별 채널 추정 능력과 수신 기지국에서의 최적 PMI(Precoding Matrix Indication) 계산 상황을 고려하여 각 코드워드 별 MCS를 압축 없이(compression) 없이 s*n 비트를 할당하여 상향링크 승인 채널(grant channel)로 전달하는 방법과, 기준 코드워드에 전체 MCS 값 s비트와 나머지 n-1 코드워드들에 대하여 s비트에 대하여 δ값만큼을 뺀 s와 δ의 차를 나타내는 (s-δ)*(n-1)비트를 합하여 총 s + (s-δ)*(n-1) 비트를 할당하는 방식을 적용할 수 있다. 상기 코드워드 MCS 지정 방식의 선택은 상기의 HARQ 프로세스 통지 방식의 선택과 독립적으로 이루어질 수 있다. 즉, MCW SU-MIMO 전송에 대하여, 부호어 별 MCS를 지정하는 제어정보가 상향링크 승인(uplink grant) PDCCH를 통해 해당 사용자 기기에 시그널링될 수 있다.
상기 본 발명의 모든 제안사항은 단말에서 기지국으로의 직접 전송의 경우뿐만 아니라 릴레이 전송(relay transmission)이 구현되어 있는 상황에서의 단말로부터 릴레이 노드(relay node), 릴레이 노드 간, 릴레이 노드로부터 기지국으로의 전송기법과 이에 대한 제어 시그널링으로써 모두 적용될 수 있다.
도 11은 사용자 기기 또는 기지국에 적용 가능하고 본 발명을 수행할 수 있는 디바이스의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 11에 도시된 바와 같이, 디바이스(110)는 처리 유닛(111), 메모리 유닛(112), RF(Radio Frequency) 유닛(113), 디스플레이 유닛(114)과 사용자 인터페이스 유닛(115)을 포함한다. 물리 인터페이스 프로토콜의 계층은 상기 처리 유닛(111)에서 수행된다. 상기 처리 유닛(111)은 제어 플레인(plane)과 사용자 플레인(plane)을 제공한다. 각 계층의 기능은 처리 유닛(111)에서 수행될 수 있다. 메모리 유닛(112)은 처리 유닛(111)과 전기적으로 연결되어 있고, 오퍼레이팅 시스템(operating system), 응용 프로그램(application) 및 일반 파일을 저장하고 있다. 만약 상기 디바이스(110)가 사용자 기기라면, 디스플레이 유닛(114)은 다양한 정보를 표시할 수 있으며, 공지의 LCD(Liquid Crystal Display), OLED(Organic Light Emitting Diode)등을 이용하여 구현될 수 있다. 사용자 인터페이스 유닛(115)은 키패드, 터치 스크린 등과 같은 공지의 사용자 인터페이스와 결합하여 구성될 수 있다. RF 유닛(113)은 처리 유닛(111)과 전기적으로 연결되어 있고, 무선 신호를 송신하거나 수신한다.
본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 기지국과 단말 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, 기지국은 eNB(evolved Node B), 고정국(fixed station), Node B, 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
또한, 본 발명에서 '단말(Mobile Terminal)'은 '사용자 기기(UE: User Equipment)에 해당하며, '단말(Mobile Terminal)'은 '이동 단말(MS: Mobile Station), SS(Subscriber Station) 또는 MSS(Mobile Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 품질 정보 보고 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널 품질 정보 보고 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 기술적 사상 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
[산업상 이용가능성]
본 발명은 무선 이동 통신 시스템의 단말기, 기지국, 또는 기타 다른 장비에 사용될 수 있다.

Claims (9)

  1. 상향링크로 전송되는 적어도 하나 이상의 부호어(codeword)를 전송하는 상향링크 단일 사용자 MIMO 시스템에 있어서, 상향링크 참조 신호 생성 방법은,
    상기 기지국에서, 상향링크로 전송할 참조 신호(Reference Signal)의 구성 내용에 대한 참조 신호 구성 정보를 상기 정보에 대응하는 상향링크 접속 전송 모드로 동작하도록 설정된 사용자 기기에 상향링크 승인(uplink grant) 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH)을 통해 전송하는 단계;
    상기 참조 신호 구성 정보에 기초하여 생성된 참조 신호를 포함하는 서브프레임을 상기 사용자 기기로부터 수신하는 단계를 포함하고,
    상기 참조 신호 구성 정보는 상기 참조 신호의 시퀀스의 순환 시프트 값을 포함하는,
    상향링크 참조 신호 생성 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 참조 신호 구성 정보는 상향링크로 전송될 전체 M개의 참조 신호 중에 N(N≤M)개의 순환 시프트에 관한 정보를 포함하며, 상기 정보는 상기 N개의 참조 신호 중에서 기준이 되는 참조 신호의 순환 시프트 인덱스와 나머지 N-1개의 참조신호의 순환 시프트 인덱스를 결정하기 위한 오프셋 정보를 포함하는,
    상향링크 참조 신호 생성 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 참조 신호 구성 정보는 상향링크로 전송될 전체 M개의 참조 신호 중에 N(N≤M)개의 참조 신호의 순환 시프트 인덱스를 포함하는
    상향링크 참조 신호 생성 방법.
  4. 제2항 및 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 N개의 참조 신호는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation) 계열의 참조신호인,
    상향링크 참조 신호 생성 방법.
  5. 제2항 및 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 M개의 참조 신호 중 상기 N개의 참조신호는 미리 지정된 시간영역 상의 심볼 위치에 삽입되어 DFT(Discrete Fourier Transform) 프로세스를 거치는,
    상향링크 참조 신호 생성 방법.
  6. 제2항 및 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 M개의 참조 신호 중 상기 N개의 참조신호는 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 또는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)의 입력 단의 할당된 주파수 전송 대역에 해당하는 샘플 포인트들에 직접 사상되는,
    상향링크 참조 신호 생성 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 M 값은 상기 사용자 기기에서 구성되는 전송 물리 안테나, 전송 가상 안테나(virtual antenna), 또는 서브 프레임에서의 전송 레이어의 수에 따라 결정되는,
    상향링크 참조 신호 생성 방법.
  8. 상향링크로 전송되는 적어도 하나 이상의 부호어(codeword)를 전송하는 상향링크 단일 사용자 MIMO 시스템에 있어서, 상기 전송된 각 부호어에 대한 ACK/NACK을 전송하기 위한 PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel)을 할당하는 방법은,
    PHICH 그룹 수를 결정하는 단계; 및
    상기 PHICH 그룹 수를 이용하여 PHICH 그룹 번호 및 해당 PHICH 그룹 안에서의 직교 시퀀스 인덱스를 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 PHICH 그룹의 수는 상향링크 전송 시의 최대 부호어의 개수를 이용하여 결정하는,
    PHICH 할당 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 PHICH 그룹 번호 및 상기 해당 PHICH 그룹 안에서의 직교 시퀀스 인덱스는 코드워드 별로 고유의 오프셋 값을 제공하는 함수를 이용하여 결정하는
    PHICH 할당 방법.
KR1020107029562A 2008-07-22 2009-07-22 상향링크 전송 시, 다중 코드워드 기반 단일 사용자 ｍｉｍｏ가 사용되는 시스템에 있어서, ｐｈｉｃｈ 할당 및 참조 신호 생성 방법 KR101625861B1 (ko)

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