JP6174981B2 - 二次電池の充放電制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、リチウムイオン電池等の二次電池の開発、製造または検査時に、二次電池の電力を充電または放電するために使用する充放電制御装置に関するものである。

近年、電気自動車、太陽光発電、風力発電等のエネルギーの蓄電装置として、多くの大容量の二次電池が使用されている。最近では特に、リチウムイオン電池の開発、製造及び検査が活発に行われている中で、電池の充電及び放電を、電池にダメージを与えることのない特性で実現可能な充放電制御装置の開発が要求されている。

図５は、従来の充放電制御装置を説明する概略図であり、図６は、従来の充放電制御装置の構成を示すブロック図である。この充放電制御装置１００は、交流電源１１０の電力を二次電池である電池１２０に充電し、電池１２０の電力を放電して交流電源１１０に回生するために、電池１２０の充放電制御を行う。図６を参照して、充放電制御装置１００は、ＡＣリアクター１０４、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２及び電流電圧検出部１０３を備えている。

ＡＣリアクター１０４は、交流電源１１０とＡＣ−ＤＣインバータ１０１との間に設置され、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１においてＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御のスイッチングにより生成された高周波の電力の蓄積及び放出を瞬時に繰り返すことで、電力の授受を行う。

ＡＣ−ＤＣインバータ１０１は、ＡＣリアクター１０４とＤＣ−ＤＣコンバータ１０２との間に設置され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧を一定にするための電圧制御を行い、電池１２０の充電動作時には交流電源１１０からの商用等の交流電力を、電圧一定の直流電力に連続的に変換する機能と、電池１２０の放電動作時には電池１２０からの直流電力を、一定の直流電圧を維持しながら、交流電源１１０へ回生させるために必要な系統連係が可能な交流電力に連続的に変換し、電力をロスなく交流電源１１０へ回生させる機能とを有する。すなわち、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の所定の電圧指令とＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側で検出された電圧との間の偏差が０になるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧を制御し、交流電源１１０側の交流電力とＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の直流電力との間の変換を行う。

図６に示すように、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１は、交流電源１１０の電源位相を取り込むＰ（Power）／Ｓ（Supply）＆位相制御基板１１１、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側出力である直流側出力の電流を抑制するためのＤＣリアクター１１２及びコンデンサ１１３、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電流を検出する電流検出器１１４、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧を検出する電圧検出器１１５、後述するパワー変換器１１７を制御するＡＣ−ＤＣ力行／回生制御基板１１６、並びに、パワー半導体のＩＧＢＴが６個並列に挿入されたパワー変換器１１７を備えている。

ＡＣ−ＤＣ力行／回生制御基板１１６は、電流検出器１１４からＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電流を電流ＦＢ（フィードバック）として入力すると共に、電圧検出器１１５からＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧を電圧ＦＢをとして入力する。また、ＡＣ−ＤＣ力行／回生制御基板１１６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧である直流電圧を一定にし、パワー変換器１１７にて電力を順変換または逆変換するためのＰＷＭ制御を行うゲート信号を生成し、パワー変換器１１７に出力する。

図７は、ＰＷＭ制御を説明する図である。図７に示すように、所定の電圧指令の波形（電圧指令波形）と所定のキャリア周波数を有するＰＷＭの波形（ＰＷＭ波形）とに基づいて、ゲート信号であるＰＷＭ信号が生成される。このＰＷＭ信号は、電圧指令の極性が反映され、かつその振幅に応じた幅を持つ信号である。このＰＷＭ信号に基づいて出力電圧が生成される。尚、図７に示したＰＷＭ制御は、後述するＤＣ−ＤＣコンバータ１０２及びＤＣ−ＤＣコンバータ２についても同様である。

図８は、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１における基本制御回路の構成を示すブロック図である。図８の演算器１３１及び演算回路１３２は図６のＡＣ−ＤＣ力行／回生制御基板１１６に相当し、図８の電圧変換器１３３は図６のパワー変換器１１７に相当する。

演算器１３１は、予め設定された電圧指令であるＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の回生電圧ベース指令を入力すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧ＦＢである回生ベース直流電圧Ｖaを入力し、回生電圧ベース指令から回生ベース直流電圧Ｖaを減算する。演算器１３１の減算結果である電圧偏差は、演算回路１３２へ入力される。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の回生電圧ベース指令は、交流電源１１０の実効値の√２倍以上に設定される。回生ベース直流電圧Ｖaは、図６に示した電圧検出器１１５により電圧ＦＢとして検出される。尚、図６に示した電流検出器１１４により検出された電流は、電流ＦＢとしてＡＣ−ＤＣ力行／回生制御基板１１６へ入力され、電圧制御を安定的に実現する際のマイナーループの制御のために用いられる。

演算回路１３２は、演算器１３１から電圧偏差を入力し、電圧偏差が０になるように、電圧変換器１３３にて電圧を順変換または逆変換するためのＰＷＭ制御を行うゲート信号を生成し、電圧変換器１３３に出力する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の回生ベース直流電圧Ｖaを一定にするための制御を実現することができる。

電圧変換器１３３は、演算回路１３２からゲート信号を入力し、ゲート信号に基づいて、充電動作時には交流電源１１０側の交流の電圧ＶacをＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の回生ベース直流電圧Ｖaに変換し、放電動作時にはＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の回生ベース直流電圧Ｖaを交流電源１１０側の交流の電圧Ｖacに変換する。

図５及び図６に戻って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１と電流電圧検出部１０３との間に設置され、双方向型の電流制御を行うために、電流電圧検出部１０３により検出された電池電圧を電圧ＦＢとして入力すると共に、電流電圧検出部１０３により検出された電池電流（充電電流または放電電流）を電流ＦＢとして入力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、充電動作時には電池１２０側の所定の電流指令と電池１２０側で検出された電流との間の偏差が０になるように電池１２０側の電流を制御し、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の直流電力を電池１２０側の直流電力に変換し、放電動作時には電池１２０の電力を交流電源１１０へ連続的に回生させるために、電池１２０側の所定の電流指令と電池１２０側で検出された電流との間の偏差が０になるように電池１２０側の電流を制御し、電池１２０側の直流電力をＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の直流電力に変換する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、ハードウェア及びソフトウェアを駆使した回路により構成される。

図６に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、電池１２０側の電流を抑制するためのＤＣリアクター１２１及びコンデンサ１２２、後述するパワー変換器１２４を制御するＤＣ−ＤＣ電流制御基板１２３、並びにパワー変換器１２４を備えている。

ＤＣ−ＤＣ電流制御基板１２３は、電流電圧検出部１０３から電池１２０側の電圧を電圧ＦＢとして入力すると共に、電流電圧検出部１０３から電池１２０側の電流を電流ＦＢとして入力し、電池１２０側の電流を一定にする制御の実現のために、パワー変換器１２４にて電力を順変換または逆変換するためのＰＷＭ制御を行うゲート信号を生成し、パワー変換器１２４に出力する。

図９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２における基本制御回路の構成を示すブロック図である。図９の演算器１４１及び演算回路１４２は図６のＤＣ−ＤＣ電流制御基板１２３に相当し、図９の電流変換器１４３は図６のパワー変換器１２４に相当する。

演算器１４１は、予め設定された電流指令である電池１２０側の電池ベース電流指令を入力すると共に、電池１２０側の電流ＦＢである電池ベース直流電流Ｉbを入力し、電池ベース電流指令から電池ベース直流電流Ｉbを減算する。演算器１４１の減算結果である電流偏差は、演算回路１４２へ入力される。

ここで、電池ベース直流電流Ｉbは、電流電圧検出部１０３により電流ＦＢとして検出される。尚、電流電圧検出部１０３により検出された電圧は、電圧ＦＢとしてＤＣ−ＤＣ電流制御基板１２３へ入力され、電圧一定制御のために用いられる。

演算回路１４２は、演算器１４１から電流偏差を入力し、電流偏差が０になるように、電流変換器１４３にて電流を順変換または逆変換するためのＰＷＭ制御を行うゲート信号を生成し、電流変換器１４３に出力する。これにより、電池１２０側の電池ベース直流電流Ｉbを一定にするための制御を実現することができる。

電流変換器１４３は、演算回路１４２からゲート信号を入力し、ゲート信号に基づいて、充電動作時にはＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の直流電流を電池１２０側の電池ベース直流電流Ｉbに変換し、放電動作時には電池１２０側の電池ベース直流電流ＩbをＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の直流電流に変換する。

尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、電池ベース電流指令と電池電流との間の偏差が０になるように電池電流を制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の直流電力と電池１２０側の直流電力との間の変換を行うようにしたが、実際には、ＣＣ（電流）制御及びＣＶ（電圧）制御を合わせたＣＣＣＶ制御を行うため、電圧制御も行っている。つまり、電流電圧検出部１０３により検出された電圧は、電圧ＦＢとしてＤＣ−ＤＣ電流制御基板１２３へ入力され、電圧一定制御が行われる。図５、図６及び図９では電圧制御について省略してある。

図５及び図６に戻って、電流電圧検出部１０３は、コンデンサ１０５、電流検出器１０６及び電圧検出器１０７を備えている。電流検出器１０６は、電池電流である充電電流または放電電流を検出し、電流ＦＢとしてＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に出力し、電圧検出器１０７は、電池電圧を検出し、電圧ＦＢとしてＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に出力する。

このような充放電制御装置１００の例として、電池１２０の充放電に伴う電力損失を軽減し、運転効率を向上させるための技術が開示されている（特許文献１〜３を参照）。

特開平８−３３１７７１号公報 特開２００３−１７１３６号公報 特開２０１１−２４３９５号公報

前述のとおり、図５及び図６に示した充放電制御装置１００のＡＣ−ＤＣインバータ１０１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧Ｖaを、交流電源１１０の実効値の√２倍以上に設定し制御する。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の高い電圧Ｖaによる直流電力と、電池１２０側の低い電圧Ｖcによる直流電力との間で電力変換を行うために、電池１２０側の電流を制御する。

一般に、電池１２０側の電圧ＶcはＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の電圧Ｖaよりも低いことから（図５において、例えばＶa＝３００Ｖ、Ｖc＝４Ｖ）、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差は大きくなる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２のスイッチングのオン／オフ時に発生するサージ電圧が必要以上に大きくなり、電池１２０を低電圧で制御するための適正なＳ／Ｎ比（信号の対ノイズ性）を確保することができなかった。したがって、従来の充放電制御装置１００では、満足できる定常特性及び応答性の他、リップルが小さく安定した電流特性及び電圧特性が得られないという問題があった。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差が大きい状態でスイッチングを繰り返すことから、スイッチングによる損失が必要以上に大きくなってしまうという問題があった。この場合、スイッチング周波数を高く設定することができないことから、電圧等のリップルを小さくすることができず悪循環となってしまう。また、スイッチング損失が大きくなってしまうことから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の定格を下げて使用しなければならないという問題もあった。

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２では、スイッチングによって電流、電圧及び電力のリップルが非常に大きいものになってしまう。このため、従来の充放電制御装置１００では、リップルを小さくすることができないことから、幅広い制御範囲を高精度にカバーすることが難しく、実際には、リップルが大きい状態の下で制御が行われている。

図１０は、電池１２０の制御範囲を示す図である。図１０に示すように、電池１２０の制御範囲は、充電動作時には充電電流が０〜５００Ａ及び充電電圧が０〜２２４Ｖであり、放電動作時には放電電流が０〜−５００Ａ及び放電電圧が０〜２２４Ｖであり、幅広いことがわかる。

例えば、電池１２０の電圧は、４Ｖ前後から交流電源１１０の実効値に近い電圧（例えば２００Ｖ以上）まで幅広いことから、充放電制御装置１００は、この幅広い制御範囲をカバーする特性を有する必要がある。特に、電池１２０の電圧が低い場合、例えば４Ｖの場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の電圧Ｖaを３００Ｖ前後からスイッチングして４Ｖに下げる必要があり、前述のとおり、スイッチング損失及びスイッチング動作によって発生するノイズ等が、制御上のリスクとなっていた。

このように、充放電制御装置１００は、リップルの大きな電圧等が原因となって、電池１２０に対して図１０に示したような幅広い制御範囲を高精度にカバーすることができない。これに対応するために、大小のコンバータを並列に配置して使用する手法、コンバータを２段に積み重ねて使用する手法等が採用されているが、コンバータを切り替えたときに、電圧等に大きな変動が生じ、リップルが大きくなってしまうことから、前述の問題を完全に解決することができなかった。

従来の充放電制御装置１００では、ニーズに合った精度にて、図１０に示した制御範囲をカバーすることができず、特に、厳しい特性が要求されるリチウム電池の場合、または、現在開発が進んでいるリチウム空気電池等の場合には、電池１２０の開発、製造及び検査等に十分に対応することができなかった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、二次電池の電力を充電または放電する際に、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング損失を抑制し、運転効率を向上させることが可能な充放電制御装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明による充放電制御装置は、充電時に交流電源の電力を二次電池に充電し、放電時に二次電池の電力を放電して交流電源に回生する充放電制御装置において、ＡＣ−ＤＣインバータ、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータを備え、前記ＡＣ−ＤＣインバータが、所定の電圧指令と前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータ側の第１の電圧との間の偏差が０になるように前記第１の電圧を制御し、前記交流電源側の交流電力と前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行い、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータが、所定の電圧指令と前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータ側の第２の電圧との間の偏差が０になるように前記第２の電圧を制御し、前記ＡＣ−ＤＣインバータ側の直流電力と前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行い、前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータが、所定の電流指令と前記二次電池側の電流との間の偏差が０になるように前記電流を制御し、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータ側の直流電力と前記二次電池側の直流電力との間で電力変換を行い、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御における前記電圧指令を、前記二次電池の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内の指令とする、ことを特徴とする。

また、本発明による充放電制御装置は、さらに、前記二次電池側の電圧を検出する第１の電圧検出器を備え、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータが、前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータ側の電圧を検出する第２の電圧検出器と、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記第１の電圧検出器により検出された電圧を減算し、電圧偏差を出力する第１の演算器と、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記第１の演算器により出力された電圧偏差を減算し、前記電圧指令を補正する第２の演算器と、前記第２の演算器により補正された電圧指令から、前記第２の電圧検出器により検出された電圧を減算し、電圧偏差を出力する第３の演算器と、前記第３の演算器により出力された電圧偏差が０になるようにＰＷＭ信号を生成する演算回路と、前記演算回路により生成されたＰＷＭ信号に基づいて、前記ＡＣ−ＤＣインバータ側の直流電力と前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行う変換器と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明による充放電制御装置は、さらに、前記第１の電圧検出器により検出された電圧に一次遅れ処理を施す一次遅れ回路を備え、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータに備えた第１の演算器が、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記一次遅れ回路により一次遅れ処理が施された電圧を減算し、前記電圧指令を出力する、ことを特徴とする。

また、本発明による充放電制御装置は、さらに、前記ＡＣ−ＤＣインバータと前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータとの間、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータと前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータとの間、及び、前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータと前記二次電池との間の正極及び負極の電力線にそれぞれ挿入設置されるコモンチョークコアを備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、二次電池の電力を充電または放電する際に、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング損失を抑制し、運転効率を向上させることが可能となる。

本発明の実施形態による充放電制御装置を説明する概略図である。 本発明の実施形態による充放電制御装置の構成を示すブロック図である。 電圧制御用ＤＣ−ＤＣコンバータにおける基本制御回路の構成を示すブロック図である。 コモンモードノイズのパターンを説明する図である。 従来の充放電制御装置を説明する概略図である。 従来の充放電制御装置の構成を示すブロック図である。 ＰＷＭ制御を説明する図である。 ＡＣ−ＤＣインバータにおける基本制御回路の構成を示すブロック図である。 電流制御用ＤＣ−ＤＣコンバータにおける基本制御回路の構成を示すブロック図である。 電池の制御範囲を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔充放電制御装置〕
図１は、本発明の実施形態による充放電制御装置を説明する概略図であり、図２は、本発明の実施形態による充放電制御装置の構成を示すブロック図である。この充放電制御装置１は、交流電源１１０の電力を二次電池である電池１２０に充電し、電池１２０の電力を放電して交流電源１１０に回生するために、電池１２０の充放電制御を行う装置である。充放電制御装置１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差を小さくするための電圧変換を行い、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の後段に備えたＤＣ−ＤＣコンバータ１０２が、電池１２０の電圧と同じまたはそれに近い入力電力を用いて電流制御を行うことを特徴とする。

図２を参照して、充放電制御装置１は、ＡＣリアクター１０４、交流電源１１０の電力を充電動作時には直流電力へ順変換し、放電動作時には交流電力へ逆変換するＡＣ−ＤＣインバータ１０１、充電動作時には直流電力を電池１２０へ供給すべき任意の電圧に順変換し、放電動作時には逆変換するＤＣ−ＤＣコンバータ２、充電動作時には直流電力を電池１２０へ供給すべき任意の電流に順変換し、放電時には逆変換するＤＣ−ＤＣコンバータ１０２、電流電圧検出部１０３、コモンチョークコア３−１〜３−３及び一次遅れ回路４を備えている。尚、充放電制御装置１は、後述するように、必ずしもコモンチョークコア３−１〜３−３及び／または一次遅れ回路４を備える必要はない。

図６に示した従来の充放電制御装置１００と図２に示す充放電制御装置１とを比較すると、両充放電制御装置１，１００は、ＡＣリアクター１０４、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２及び電流電圧検出部１０３を備えている点で同一であるが、充放電制御装置１は、充放電制御装置１００の構成に加え、さらにＤＣ−ＤＣコンバータ２、コモンチョークコア３−１〜３−３及び一次遅れ回路４を備えている点で相違する。図２において、図６と共通する部分には図６と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。

尚、電池１２０の充電電力Ｐは、電池１２０の電圧をＶ、電流をＩとすると、Ｐ＝ＶＩ（Ｗ）となる。充放電制御装置１は、電池１２０の充放電処理として、ＣＣ制御、ＣＶ制御及びＣＰ（電力）制御等を行う。いずれの制御においても、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０２により、必要な充電電力Ｐを得ることができる。

（ＤＣ−ＤＣコンバータ２）
図２を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、双方向型の電圧制御を行うために、充電動作時には電池１２０へ供給すべき電圧を制御し、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の直流電力をＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の直流電力に変換し、放電動作時には電池１２０の電力を交流電源１１０へ連続的に回生させるための電圧を制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の直流電力をＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の直流電力に変換する。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の所定の電圧指令（電池１２０の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内の指令）とＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側で検出された電圧との間の偏差が０になるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧を制御し、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の直流電力とＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の直流電力との間の変換を行う。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、ハードウェア及びソフトウェアを駆使した回路により構成される。

具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側のベース電圧Ｖbは、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の電圧Ｖaよりも低く、かつ電池１２０側の電圧Ｖcとほぼ同一になるように設定される。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の電圧Ｖaを、電池１２０側の電圧Ｖcとほぼ同一のベース電圧Ｖbに制御する。この場合のＤＣ−ＤＣコンバータ２における電圧指令は、電池１２０の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内（±α）の指令であり、αは、電池１２０に十分に安定した電流を流すことができる適正な直流の電圧Ｖcを得るために、充電による電圧の上昇分、放電による電圧の減少分を考慮すると共に、電池１２０の内部インピーダンスによる電圧の上昇分及び減少分等を考慮した値である。電池１２０の規格により予め定められた電池電圧をＶcとすると、αは、例えば０から電池電圧Ｖcの２０％程度までの間の値とする。

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧が電池１２０に見合った電圧となる電力変換を行うようにしたから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差を小さくすることができ、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に対し、電池１２０の規格により予め定めた電池電圧に近い入力電力による電流制御を行わせることができる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２により電池１２０に見合った電圧に制御された直流電力を変換するために、電池１２０が必要とする電流制御を行うことができる。

これにより、電池１２０側の電圧ＶcがＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の電圧Ｖaよりも低い場合であっても、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差が小さくなるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２における電圧等のリップルを小さくし、スイッチング損失及びノイズを抑制することができ、電池１２０に対し、安定した高精度の電流、電圧及び電力を供給することができる。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の構成について説明する。図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電流を抑制するＤＣリアクター１１及びコンデンサ１２、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電流を検出する電流検出器１３、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧を検出する電圧検出器１４、後述するパワー変換器１６を制御するＤＣ−ＤＣ電圧制御基板１５、並びにパワー変換器１６を備えている。

ＤＣ−ＤＣ電圧制御基板１５は、電圧検出器１４からＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電圧を電圧ＦＢとして入力すると共に、電流検出器１３からＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電流を電流ＦＢをとして入力し、さらに、一次遅れ回路４を介して電池電圧を入力する。そして、ＤＣ−ＤＣ電圧制御基板１５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側のベース電圧Ｖbを電池１２０に見合った一定の電圧に制御するために、パワー変換器１６にて電力を順変換または逆変換するためのＰＷＭ制御を行うゲート信号を生成し、パワー変換器１６に出力する。

図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２における基本制御回路の構成を示すブロック図である。図３の演算器２１，２２，２５及び演算回路２３は図２のＤＣ−ＤＣ電圧制御基板１５に相当し、図３の電圧変換器２４は図２のパワー変換器１６に相当する。

一次遅れ回路４は、図２に示した電流電圧検出部１０３の電圧検出器１０７により検出された電圧（電池電圧ＦＢ、電池電圧Ｖc）に対し、一次遅れフィルタの処理を施す。一次遅れ回路４により一次遅れフィルタの処理が施された電池電圧ＦＢは、演算器２５へ入力される。

演算器２５は、予め設定された電圧指令である電池ベース電圧指令（電池１２０の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内（±α）の指令）を入力すると共に、一次遅れ回路４を介して電池電圧ＦＢを入力し、電池ベース電圧指令から電池電圧ＦＢを減算する。演算器２５の減算結果である電池電圧偏差は、演算器２１へ入力される。

演算器２１は、予め設定された電圧指令である電池ベース電圧指令を入力すると共に、演算器２５から電池電圧偏差を入力し、電池ベース電圧指令から電池電圧偏差を減算する。演算器２１の減算結果である補正後の電池ベース電圧指令は、演算器２２へ入力される。これにより、電池ベース電圧指令が補正されるから、補正されない場合に比べてリップルをさらに小さくしスイッチング損失を抑えることができる。これは、電池ベース電圧指令から電池電圧偏差に相当するαが減算されることで、電池ベース電圧指令が小さい値に補正されるからである。

演算器２２は、演算器２１から補正後の電池ベース電圧指令を入力すると共に、電池ベース直流電圧ＶbであるＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側のベース電圧Ｖbを入力し、補正後の電池ベース電圧指令から電池ベース直流電圧Ｖbを減算する。演算器２２の減算結果である電池ベース電圧偏差は、演算回路２３へ入力される。

ここで、電池ベース直流電圧Ｖbは、図２に示した電圧検出器１４により検出される電圧であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側のベース電圧Ｖbである。尚、図２に示した電流検出器１３により検出された電流は、電流ＦＢとしてＤＣ−ＤＣ電圧制御基板１５へ入力され、電圧制御を安定的に実現する際のマイナーループの制御のために用いられる。

これにより、一次遅れ回路４にて一次遅れ処理が施された電池電圧ＦＢを用いることで、変動の少ない電池電圧偏差を求め、変動の少ない補正後の電池ベース電圧指令及び電池ベース電圧偏差を求めることができる。また、後述する演算回路２３及び電圧変換器２４にて、より正確な電池ベース電圧指令の下で安定した電圧変換を実現することができる。そして、結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の後段のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２において、効率的なスイッチング動作を実現することができる。

演算回路２３は、演算器２２から電池ベース電圧偏差を入力し、電池ベース電圧偏差が０になるように、電圧変換器２４にて電圧を順変換または逆変換するためのＰＷＭ制御を行うゲート信号を生成し、電圧変換器２４に出力する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側のベース電圧Ｖbを一定にするための制御を実現することができる。

電圧変換器２４は、演算回路２３からゲート信号を入力し、ゲート信号に基づいて、充電動作時にはＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の直流の電圧ＶaをＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電池ベース直流電圧Ｖbに変換し、放電動作時にはＤＣ−ＤＣコンバータ１０２側の電池ベース直流電圧ＶbをＡＣ−ＤＣインバータ１０１側の直流の電圧Ｖaに変換する。

尚、充放電制御装置１は、必ずしも一次遅れ回路４を備える必要はない。充放電制御装置１が一次遅れ回路４を備えていない場合、図３において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の演算器２５は、一次遅れ回路４からの電池電圧ＦＢを入力する代わりに、電流電圧検出部１０３の電圧検出器１０７により検出された電池電圧Ｖcを電池電圧ＦＢとして直接入力する。これにより、充放電制御装置１の回路を簡素化することができる。この場合、演算器２１に入力される電池電圧ＦＢは、電圧制御を実現する際のメジャーループの制御のために用いられる。また、演算器２２に入力される電池ベース直流電圧Ｖbは、電圧制御を安定的に実現する際のマイナーループの制御のために用いられる。

また、充放電制御装置１が一次遅れ回路４を備えていない場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、演算器２１，２５を備える必要はない。この場合、図３において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の演算器２２は、演算器２１から補正後の電池ベース電圧指令を入力する代わりに、予め設定された電池ベース電圧指令を直接入力する。これにより、充放電制御装置１の回路を簡素化することができる。この場合、演算器２２に入力される電池ベース直流電圧Ｖbは、電圧制御を実現する際のメジャーループの制御のために用いられる。

（コモンチョークコア３−１，３−２，３−３）
図２を参照して、コモンチョークコア３−１，３−２，３−３は、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１とＤＣ−ＤＣコンバータ２との間、ＤＣ−ＤＣコンバータ２とＤＣ−ＤＣコンバータ１０２との間、及び、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２と電池１２０との間の正極及び負極の電力線にそれぞれ挿入設置されている。

図４は、コモンモードノイズのパターンを説明する図である。図４に示すように、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に備えたパワー変換器１１７，１６，１２４を高周波でスイッチングすることにより、装置毎にスイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズを軽減するために、各装置の前後にノイズ吸収用のフィルタが設置されている。図４に示すように、交流電源１１０とＡＣ−ＤＣインバータ１０１のパワー変換器１１７（図６を参照）との間には、三相用のコモンモード用フィルタであるノイズ除去回路１２７が設置され、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１とＤＣ−ＤＣコンバータ２のパワー変換器１６（図２を参照）との間には、直流の高周波用フィルタであるノイズ除去回路１２６が設置され、また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２とＤＣ−ＤＣコンバータ１０２のパワー変換器１２４（図６を参照）との間には、同様な高周波用フィルタであるノイズ除去回路１２５が設置されている。これにより、ノイズ低減を図ることができる。しかしながら、ノイズ除去回路１２７，１２６，１２５によりノイズを効果的に除去するのは容易でない。前述の異なるノイズ源によって、図４に示したスイッチングノイズの流れａ〜ｅのように、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１等を迂回するコモンモード電流が発生し、スイッチングによるノイズが互いに干渉することで、新たにノイズの共振現象等が起こる。

そこで、図２及び図４に示したように、コモンチョークコア３−１，３−２，３−３を設置することにより、コモンモード電流を抑制し、共振現象等を抑制することができる。したがって、このようなノイズを効果的に抑制することができ、充放電制御装置１として高精度の制御を実現することができる。

尚、コモンチョークコア３−１，３−２，３−３のターン数は、コモンモードノイズを有効に抑制するために、１ターンのみでなく、任意とすることが望ましい。また、充放電制御装置１は、コモンチョークコア３−１，３−２のみを備え、コモンチョークコア３−３を備えなくてもよい。これは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差が小さいことから、電池１２０側の電圧等のリップルが小さくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２のスイッチング損失及びノイズが抑制され、結果としてコモンモード電流等が抑制されるからである。

以上のように、本発明の実施形態による充放電制御装置１によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、交流電源１１０の電力が整流されて電源回生用に高く設定された電圧Ｖaよりも低い電池１２０の電圧に見合った電力源（電池１２０の電圧と同じまたはそれに近い電力源）を生成し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差を小さくするようにした。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、電池１２０の電圧と同じまたはそれに近い電力源を用いて、任意の電流制御を行うようにした。

これにより、双方向型の電圧制御用のＤＣ−ＤＣコンバータ２と双方向型の電流制御用のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２とを用いるようにしたから、電圧と電流とを分離して制御することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差を小さくしたから、電池１２０側の電圧、電流及び電力のリップルを小さくすることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２のスイッチング損失及びノイズを抑制することができる。したがって、充放電制御装置１は、電池１２０に対しダメージを与えることがなく、幅広い範囲で高精度の特性を実現することができると共に、運転効率を向上させることが可能となる。

この場合、電池１２０側の電圧等のリップルを小さくすることができるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に備えたＤＣリアクター１２１のインダクタンス及びコンデンサ１２２の容量を小さくすることができ（図６を参照）、結果として、より高い応答性を持つ制御特性を得ることが可能となる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２において、スイッチング損失及びノイズを抑制することができるから、従来よりも高周波のスイッチングを実現することが可能となる。

ＡＣ−ＤＣインバータ１０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、いずれもスイッチング周波数の元となるキャリア周波数を任意に設定することができるように設計されている。オペレータは、充放電制御装置１による充放電運転に先立って、充放電制御装置１全体を考慮して、また、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の優先順位または高周波数化の必要性を考慮して、互いに異なるスイッチング周波数になるようにキャリア周波数を任意に設定することができる。

例えば、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１等の各変換器の効率、電圧等のリップル等の特性に合わせたキャリア周波数を設定することにより、充放電制御装置１の損失を低減し、ノイズの重畳を抑えることができ、結果として運転効率を一層向上させることが可能となる。ここで、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１及びＤＣ−ＤＣコンバータ２のキャリア周波数は、電池１２０側の電圧等の特性にさほど影響を与えないから、これらのキャリア周波数は、低い値に設定することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２のキャリア周波数は、電池１２０側の電圧等の特性に直接影響を与えるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差が小さく電圧等のリップルが小さいから、そのキャリア周波数は、高い値に設定することができる。これにより、リップルを一層小さくすることができ、充放電制御装置１の運転効率を一層向上させることが可能となる。

また、本発明の実施形態による充放電制御装置１によれば、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１とＤＣ−ＤＣコンバータ２との間、ＤＣ−ＤＣコンバータ２とＤＣ−ＤＣコンバータ１０２との間、及び、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２と電池１２０との間の正極及び負極の電力線に、コモンチョークコア３−１，３−２，３−３をそれぞれ挿入設置するようにした。

これにより、ＡＣ−ＤＣインバータ１０１とＤＣ−ＤＣコンバータ２との間、ＤＣ−ＤＣコンバータ２とＤＣ−ＤＣコンバータ１０２との間、及び、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２と電池１２０との間でそれぞれ発生する複雑なコモンモードノイズ、すなわちノイズの重畳及びノイズの回り込みによる共振等を抑制することができる。したがって、充放電制御装置１においてノイズを一層抑制することができる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の入出力間の電位差が小さくコモンモードノイズの影響が少ないから、コモンチョークコア３−３は挿入設置されなくてもよい。これにより、充放電制御装置１の回路規模を小さくすることができる。

１，１００ 充放電制御装置
２，１０２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３ コモンチョークコア
４ 一次遅れ回路
１１，１１２，１２１ ＤＣリアクター
１２，１０５，１１３，１２２ コンデンサ
１３，１０６，１１４ 電流検出器
１４，１０７，１１５ 電圧検出器
１５ ＤＣ−ＤＣ電圧制御基板
１６，１１７，１２４ パワー変換器
２１，２２，２５，１３１，１４１ 演算器
２３，１３２，１４２ 演算回路
２４，１３３ 電圧変換器
１０１ ＡＣ−ＤＣインバータ
１０３ 電流電圧検出部
１０４ ＡＣリアクター
１１０ 交流電源
１１１ Ｐ（Power）／Ｓ（Supply）＆位相制御基板
１１６ ＡＣ−ＤＣ力行／回生制御基板
１２０ 電池
１２３ ＤＣ−ＤＣ電流制御基板
１２５，１２６，１２７ ノイズ除去回路
１４３ 電流変換器

Claims (4)

1. 充電時に交流電源の電力を二次電池に充電し、放電時に二次電池の電力を放電して交流電源に回生する充放電制御装置において、
   ＡＣ−ＤＣインバータ、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータを備え、
   前記ＡＣ−ＤＣインバータは、
   所定の電圧指令と前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータ側の第１の電圧との間の偏差が０になるように前記第１の電圧を制御し、前記交流電源側の交流電力と前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行い、
   前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータは、
   所定の電圧指令と前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータ側の第２の電圧との間の偏差が０になるように前記第２の電圧を制御し、前記ＡＣ−ＤＣインバータ側の直流電力と前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行い、
   前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータは、
   所定の電流指令と前記二次電池側の電流との間の偏差が０になるように前記電流を制御し、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータ側の直流電力と前記二次電池側の直流電力との間で電力変換を行い、
   前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御における前記電圧指令を、前記二次電池の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内の指令とする、ことを特徴とする充放電制御装置。
2. 請求項１に記載の充放電制御装置において、
   さらに、前記二次電池側の電圧を検出する第１の電圧検出器を備え、
   前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータ側の電圧を検出する第２の電圧検出器と、
   前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記第１の電圧検出器により検出された電圧を減算し、電圧偏差を出力する第１の演算器と、
   前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記第１の演算器により出力された電圧偏差を減算し、前記電圧指令を補正する第２の演算器と、
   前記第２の演算器により補正された電圧指令から、前記第２の電圧検出器により検出された電圧を減算し、電圧偏差を出力する第３の演算器と、
   前記第３の演算器により出力された電圧偏差が０になるようにＰＷＭ信号を生成する演算回路と、
   前記演算回路により生成されたＰＷＭ信号に基づいて、前記ＡＣ−ＤＣインバータ側の直流電力と前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行う変換器と、
   を備えたことを特徴とする充放電制御装置。
3. 請求項２に記載の充放電制御装置において、
   さらに、前記第１の電圧検出器により検出された電圧に一次遅れ処理を施す一次遅れ回路を備え、
   前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータに備えた第１の演算器は、
   前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記一次遅れ回路により一次遅れ処理が施された電圧を減算し、前記電圧指令を出力する、ことを特徴とする充放電制御装置。
4. 請求項１から３までのいずれか一項に記載の充放電制御装置において、
   さらに、前記ＡＣ−ＤＣインバータと前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータとの間、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータと前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータとの間、及び、前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータと前記二次電池との間の正極及び負極の電力線にそれぞれ挿入設置されるコモンチョークコアを備えたことを特徴とする充放電制御装置。

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