JP6173888B2 - Load drive device - Google Patents
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Description
本発明は、商用交流電源から供給された交流電圧を整流して、負荷に直流電力を供給するための高力率の負荷駆動装置に関する。 The present invention relates to a high power factor load driving device for rectifying an AC voltage supplied from a commercial AC power source and supplying DC power to a load.
商用交流電源を使用する負荷駆動装置には、高調波電流規制に対応することが強く望まれている。上記課題を解決するものとして、負荷に任意の電圧を出力させる降圧型チョッパ回路に、力率改善機能を持たせた昇圧型チョッパ回路を付加する構成、すなわち２コンバータ方式の電源回路が知られている。例えば、特許文献１の図１および段落００１８には、「力率改善回路３は、チョークコイルＬ１と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１と、トランジスタＱ１と、電流検出部７とを直列的に接続し、コンデンサＣ１の電圧を出力電圧Ｖｐｆｃとして負荷のＤＣ／ＤＣコンバータ５に供給する構成を有し、」と記載されている。しかしながら、特許文献１に示された回路構成では、２つのチョッパ回路を備えるため、部品点数が増加するとともに装置自体も大型化する問題があった。
It is strongly desired that a load driving device using a commercial AC power supply comply with harmonic current regulation. In order to solve the above-mentioned problem, a configuration in which a step-up chopper circuit having a power factor correction function is added to a step-down chopper circuit that outputs an arbitrary voltage to a load, that is, a two-converter power supply circuit is known. Yes. For example, in FIG. 1 and paragraph 0018 of
それに対して、力率改善機能を有しながら任意の出力電圧を得ることができ、小型化できるワンコンバータ回路構成が知られている。例えば、特許文献２の図６には、従来の高力率形スイッチング電源装置として、入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式が示されている。
On the other hand, there is known a one-converter circuit configuration that can obtain an arbitrary output voltage while having a power factor improving function and can be downsized. For example, FIG. 6 of
しかしながら、ワンコンバータ方式の回路を備えた負荷駆動装置では、整流回路（ダイオードブリッジ）で全波整流された電圧波形に比例させるようにインダクタ電流をスイッチ素子で制御することにより、入力電流波形を正弦波状に近似させて高調波を抑制している。よって、整流回路後に大容量の平滑コンデンサを配置して電圧波形を平滑することができない。そのため、コンバータ出力に交流周波数帯のリップルが現れるという問題があった。 However, in a load driving device equipped with a one-converter circuit, the input current waveform is sinusoidal by controlling the inductor current with a switch element so that it is proportional to the voltage waveform that is full-wave rectified by a rectifier circuit (diode bridge). Harmonics are suppressed by approximating the wave shape. Therefore, the voltage waveform cannot be smoothed by arranging a large-capacity smoothing capacitor after the rectifier circuit. Therefore, there has been a problem that ripples in the AC frequency band appear in the converter output.
また、２コンバータ方式の回路を備えた負荷駆動装置は、出力に交流周波数帯のリップルが現れないという利点がある。しかし、制御回路が各々に必要となるため部品点数が増え、部品コストや組み立てコストなどの製造コストが上昇するという問題があった。 Moreover, the load drive device provided with the circuit of 2 converter systems has the advantage that the ripple of an alternating frequency band does not appear in an output. However, since a control circuit is required for each, the number of components increases, and there is a problem that manufacturing costs such as component costs and assembly costs increase.
そこで、本発明は、ワンコンバータ回路構成でありながら、出力リップルを低減した負荷駆動装置を提供することを課題とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a load driving device with a reduced output ripple while having a one-converter circuit configuration.
前記した課題を解決するため、本発明の負荷駆動装置は、交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の正極と負極との間に、第１リアクトルと第１整流素子とスイッチ素子とが直列接続され、前記スイッチ素子のドレインに第２整流素子のアノードが接続され、かつ前記第２整流素子のカソードに第１平滑コンデンサの正極が接続され、前記スイッチ素子のソースに前記第１平滑コンデンサの負極が接続されて、前記整流回路から入力される整流電圧の力率を改善する力率改善回路と、前記スイッチ素子、前記第２整流素子および前記第１平滑コンデンサを共有し、前記第２整流素子のアノードに第２リアクトルの一端が接続され、前記第２リアクトルの他端に第２平滑コンデンサの負極が接続され、前記第２平滑コンデンサの正極に前記第２整流素子のカソードが接続され、前記第２平滑コンデンサに並列接続される負荷に直流電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記スイッチ素子のオン・オフを制御して、前記力率改善回路による昇圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧とを同期して行わせる制御部とを備える。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで詳細に説明する。
In order to solve the above-described problems, a load driving device according to the present invention includes a rectifier circuit that outputs a rectified voltage obtained by full-wave rectification of an AC voltage, and a first reactor and a first resistor between a positive electrode and a negative electrode of the rectifier circuit. A rectifier element and a switch element are connected in series, an anode of a second rectifier element is connected to a drain of the switch element , and a positive electrode of a first smoothing capacitor is connected to a cathode of the second rectifier element, negative electrode of the first smoothing capacitor to the source is connected, the power factor correction circuit for improving the power factor of the rectified voltage inputted from the rectifier circuit, the switching element, the second rectifying element and the first smoothing capacitor share, one end of the second reactor is connected to the anode of the second rectifying element, the negative pole of the second smoothing capacitor is connected to the other end of the second reactor, the second flat The cathode of the second rectifying element to the positive electrode of the capacitor is connected, and a DC / DC converter for applying a DC voltage in parallel connected load to the second smoothing capacitor, and controls the on-off of the switching element, A control unit configured to synchronously perform step-up by the power factor correction circuit and step-down by the DC / DC converter.
Other means will be described in detail in the detailed description.
本発明によれば、ワンコンバータ回路構成でありながら、出力リップルを低減した負荷駆動装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the load drive device which reduced the output ripple can be provided, although it is a one converter circuit structure.
以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態の構成）
図１は、本発明の実施形態における負荷駆動装置１の概略構成を示す回路図である。
図１に示すように、負荷駆動装置１は、整流回路ＢＤ１と、力率改善回路２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３と、駆動制御回路４とを含んで構成されている。
整流回路ＢＤ１は、例えばダイオードブリッジであり、交流電源Ｖａｃの交流電圧を全波整流して、力率改善回路２に供給するものである。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(Configuration of the first embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a
As shown in FIG. 1, the
The rectifier circuit BD1 is, for example, a diode bridge, and performs full-wave rectification on the AC voltage of the AC power supply Vac and supplies it to the power
力率改善回路２は、整流回路ＢＤ１が出力した整流電圧と整流電流との間の位相差を少なくすること、すなわち、整流回路ＢＤ１の入力電圧と入力電流との間の位相差を少なくすることで力率を改善するとともに、出力した整流電圧を所定の直流電圧に昇圧して、ＤＣ／ＤＣコンバータ３に印加するものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、力率改善回路２で昇圧された直流電圧を、さらに電圧変換して負荷１０に印加するものである。駆動制御回路４は、スイッチ素子Ｑ１のオン・オフを制御して、力率改善回路２による昇圧とＤＣ／ＤＣコンバータ３による降圧とを同期して行わせるものである。
The power
力率改善回路２は、整流回路ＢＤ１の正極出力端子と負極出力端子との間に、第１リアクトルＬ１と、順方向接続された第１整流素子Ｄ１と、スイッチ素子Ｑ１とが直列接続されている。このスイッチ素子Ｑ１は、例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）である。スイッチ素子Ｑ１の両端には、順方向接続された第２整流素子Ｄ２および第１平滑コンデンサＣ１が直列接続されている。すなわち、スイッチ素子Ｑ１のドレインには、第２整流素子Ｄ２のアノードが接続される。第２整流素子Ｄ２のカソードは、第１平滑コンデンサＣ１の正極に接続される。第１平滑コンデンサＣ１の負極は、スイッチ素子Ｑ１のソースと、整流回路ＢＤ１の負極出力端子とに接続される。スイッチ素子Ｑ１のゲートは、駆動制御回路４に接続される。第１リアクトルＬ１には、リアクトル電流ＩＬ１が流れる。
In the power
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、スイッチ素子Ｑ１、第２整流素子Ｄ２および第１平滑コンデンサＣ１を力率改善回路２と共有しており、更に第２整流素子Ｄ２の両端に第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２とが直列接続されている。第２整流素子Ｄ２のカソードには、第２平滑コンデンサＣ２の正極が接続される。第２整流素子Ｄ２のアノードには、第２リアクトルＬ２を介して第２平滑コンデンサＣ２の負極が接続される。第２平滑コンデンサＣ２の正極と負極との間には、負荷１０が並列接続される。第２リアクトルＬ２には、リアクトル電流ＩＬ２が流れる。
The DC / DC converter 3 shares the switch element Q1, the second rectifier element D2, and the first smoothing capacitor C1 with the power
駆動制御回路４（制御部）は、交流電源Ｖａｃの交流周波数よりはるかに高い周波数（スイッチング周波数）の駆動信号をスイッチ素子Ｑ１のゲートに出力して、このスイッチ素子Ｑ１をオン・オフするものである。駆動制御回路４は、スイッチ素子Ｑ１のオン・オフを制御することで、力率改善回路２における力率改善を制御する。駆動制御回路４は更に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の直流出力電圧を所定の電圧にするか、または、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の直流出力電流を所定の電流にする。
駆動制御回路４は、トランスＴ１の２次側である第３リアクトルＬ３に接続される。このトランスＴ１の１次側は、第２リアクトルＬ２である。これにより、第２リアクトルＬ２に流れるリアクトル電流ＩＬ２に応じて、第３リアクトルＬ３には誘起電圧であるリアクトル電流検出信号が生成される。このリアクトル電流検出信号は、駆動制御回路４に入力される。駆動制御回路４は、リアクトル電流ＩＬ２に応じたリアクトル電流検出信号に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ３が電流臨界モードで動作するようにスイッチ素子Ｑ１を制御する。この第３リアクトルＬ３は、リアクトル電流ＩＬ２を検出する電流検出部である。
The drive control circuit 4 (control unit) outputs a drive signal having a frequency (switching frequency) much higher than the AC frequency of the AC power supply Vac to the gate of the switch element Q1, and turns this switch element Q1 on and off. is there. The
The
図２（ａ），（ｂ）は、負荷駆動装置１における電流経路の説明図である。
図２（ａ）は、スイッチ素子Ｑ１がオンしているときの電流経路Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３を示している。
電流経路Ｗ１は、整流回路ＢＤ１の正極出力端子と負極出力端子との間の経路であり、整流回路ＢＤ１の正極出力端子から、第１リアクトルＬ１・第１整流素子Ｄ１・スイッチ素子Ｑ１・整流回路ＢＤ１の負極出力端子の順である。この電流経路Ｗ１に流れる電流により、第１リアクトルＬ１に磁気エネルギが蓄えられる。
電流経路Ｗ２は、第１平滑コンデンサＣ１の正極と負極との間の経路であり、第１平滑コンデンサＣ１の正極から負荷１０・第２リアクトルＬ２・スイッチ素子Ｑ１・第１平滑コンデンサＣ１の負極の順である。この電流経路Ｗ２に流れる電流により、第１平滑コンデンサＣ１に蓄えられた静電エネルギは、負荷１０に放電（放出）され、同時に第２リアクトルＬ２に磁気エネルギが蓄積される。
電流経路Ｗ３は、第２平滑コンデンサＣ２の正極と負極との間の経路であり、第２平滑コンデンサＣ２の正極から負荷１０・第２平滑コンデンサＣ２の負極の順である。この電流経路Ｗ３に流れる電流により、第２平滑コンデンサＣ２に蓄えられた静電エネルギは、負荷１０に放電（放出）される。このとき、第２整流素子Ｄ２は逆バイアスされているので電流は流れない。
2A and 2B are explanatory diagrams of current paths in the
FIG. 2A shows current paths W1, W2, and W3 when the switch element Q1 is on.
The current path W1 is a path between the positive electrode output terminal and the negative electrode output terminal of the rectifier circuit BD1, and from the positive electrode output terminal of the rectifier circuit BD1, the first reactor L1, the first rectifier element D1, the switch element Q1, and the rectifier circuit. This is the order of the negative output terminal of BD1. Magnetic energy is stored in the first reactor L1 by the current flowing through the current path W1.
The current path W2 is a path between the positive electrode and the negative electrode of the first smoothing capacitor C1, and from the positive electrode of the first smoothing capacitor C1 to the
The current path W3 is a path between the positive electrode and the negative electrode of the second smoothing capacitor C2, and is in order from the positive electrode of the second smoothing capacitor C2 to the
図２（ｂ）は、スイッチ素子Ｑ１の状態がオンからオフに遷移したときの電流経路Ｗ４，Ｗ５，Ｗ６を示している。
スイッチ素子Ｑ１の状態がオンからオフに遷移すると、第１リアクトルＬ１に流れていた電流は、電流経路Ｗ４で示すように、第１整流素子Ｄ１・第２整流素子Ｄ２・第１平滑コンデンサＣ１の正極の順で流れ、第１平滑コンデンサＣ１の負極から整流回路ＢＤ１の負極出力端子に向けて流れる。第１リアクトルＬ１に流れていた電流は、時間の経過とともに減少する。第１リアクトルＬ１に蓄えられた磁気エネルギは、電流経路Ｗ４により第１平滑コンデンサＣ１に静電エネルギを蓄積する。
第２リアクトルＬ２に流れていた電流は、電流経路Ｗ５に示すように第２整流素子Ｄ２・負荷１０の順で流れる。第２リアクトルＬ２に流れていた電流は、時間の経過とともに減少する。第２リアクトルＬ２に蓄えられた磁気エネルギは、負荷１０に放出される。
第２リアクトルＬ２に流れていた電流は更に、電流経路Ｗ６に示すように、第２整流素子Ｄ２・第２平滑コンデンサＣ２の正極の順に流れる。第２リアクトルＬ２に蓄えられた磁気エネルギは、電流経路Ｗ６により第２平滑コンデンサＣ２に静電エネルギを蓄積する。
このとき第２整流素子Ｄ２には、第１リアクトルＬ１の放電電流と第２リアクトルＬ２の放電電流が重畳して流れる。この電流によって、第１リアクトルＬ１に蓄えられた磁気エネルギは、第１平滑コンデンサＣ１に静電エネルギを蓄積する。
FIG. 2B shows current paths W4, W5, and W6 when the state of the switch element Q1 transitions from on to off.
When the state of the switch element Q1 transitions from on to off, the current flowing through the first reactor L1 is, as shown by the current path W4, the first rectifier element D1, the second rectifier element D2, and the first smoothing capacitor C1. It flows in the order of the positive electrode and flows from the negative electrode of the first smoothing capacitor C1 toward the negative electrode output terminal of the rectifier circuit BD1. The current flowing through the first reactor L1 decreases with the passage of time. The magnetic energy stored in the first reactor L1 accumulates electrostatic energy in the first smoothing capacitor C1 through the current path W4.
The current that has been flowing through the second reactor L2 flows in the order of the second rectifying element D2 and the
The current flowing through the second reactor L2 further flows in the order of the second rectifying element D2 and the positive electrode of the second smoothing capacitor C2, as indicated by a current path W6. The magnetic energy stored in the second reactor L2 accumulates electrostatic energy in the second smoothing capacitor C2 through the current path W6.
At this time, the discharge current of the first reactor L1 and the discharge current of the second reactor L2 flow through the second rectifying element D2 in a superimposed manner. With this current, the magnetic energy stored in the first reactor L1 accumulates electrostatic energy in the first smoothing capacitor C1.
なお、交流電源Ｖａｃを投入した直後には、スイッチ素子Ｑ１の状態はオフである。これにより、整流回路ＢＤ１の正極出力端子から流れる電流は、第１リアクトルＬ１・第１整流素子Ｄ１・第２整流素子Ｄ２・第１平滑コンデンサＣ１の正極の順で流れて、第１平滑コンデンサＣ１に静電エネルギを蓄積する。第１平滑コンデンサＣ１に充分な静電エネルギが蓄積されたならば、駆動制御回路４（図１参照）が起動して、スイッチ素子Ｑ１のオン・オフ制御を開始する。 Note that immediately after the AC power supply Vac is turned on, the state of the switch element Q1 is off. As a result, the current flowing from the positive output terminal of the rectifier circuit BD1 flows in the order of the first reactor L1, the first rectifier element D1, the second rectifier element D2, and the positive electrode of the first smoothing capacitor C1, and the first smoothing capacitor C1. To store electrostatic energy. If sufficient electrostatic energy is accumulated in the first smoothing capacitor C1, the drive control circuit 4 (see FIG. 1) is activated to start on / off control of the switch element Q1.
図３（ａ）〜（ｃ）は、負荷駆動装置１の動作を説明するための波形図であり、交流入力の２サイクルにわたって波形を示している。
図３（ａ）は、交流電源Ｖａｃの電圧波形を示している。縦軸は電源電圧を示している。横軸は時間軸であり、図３（ｂ），（ｃ）と共通する時間を示している。
交流電源Ｖａｃの電圧は、所定周期の正弦波である。
図３（ｂ）は、第１リアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬ１の波形を示している。縦軸はリアクトル電流ＩＬ１を示している。横軸は時間軸であり、図３（ａ），（ｃ）と共通する時間を示している。
リアクトル電流ＩＬ１の包絡線は、交流電源Ｖａｃの整流波形の相似形であるとともに、交流電源Ｖａｃの整流波形と同じ周期である。また、リアクトル電流ＩＬ１は、交流電源Ｖａｃの整流波形の周期と比べて速い周期の三角波である。図３（ｂ）では、リアクトル電流ＩＬ１の波形を便宜上黒く表示している。
FIGS. 3A to 3C are waveform diagrams for explaining the operation of the
FIG. 3A shows a voltage waveform of the AC power supply Vac. The vertical axis represents the power supply voltage. The horizontal axis is a time axis, and shows the time common to FIGS. 3 (b) and 3 (c).
The voltage of the AC power supply Vac is a sine wave with a predetermined period.
FIG. 3B shows a waveform of the reactor current IL1 flowing through the first reactor L1. The vertical axis represents the reactor current IL1. The horizontal axis is a time axis, and shows the time common to FIGS. 3 (a) and 3 (c).
The envelope of reactor current IL1 is similar to the rectified waveform of AC power supply Vac and has the same cycle as the rectified waveform of AC power supply Vac. Reactor current IL1 is a triangular wave with a period faster than the period of the rectified waveform of AC power supply Vac. In FIG. 3B, the waveform of the reactor current IL1 is displayed in black for convenience.
図３（ｃ）は、第２リアクトルＬ２に流れるリアクトル電流ＩＬ２の波形を示している。縦軸はリアクトル電流ＩＬ２を示している。横軸は時間軸であり、図３（ａ），（ｂ）と共通する時間を示している。
リアクトル電流ＩＬ２の包絡線は、直流波形である。また、リアクトル電流ＩＬ２は、交流電源Ｖａｃの周期と比べて速い周期の三角波である。図３（ｃ）では、リアクトル電流ＩＬ２の波形を便宜上黒く表示している。
FIG. 3C shows a waveform of the reactor current IL2 flowing through the second reactor L2. The vertical axis represents the reactor current IL2. The horizontal axis is a time axis, and shows the time common to FIGS. 3 (a) and 3 (b).
The envelope of reactor current IL2 is a direct current waveform. Reactor current IL2 is a triangular wave with a period faster than that of AC power supply Vac. In FIG. 3C, the waveform of the reactor current IL2 is displayed in black for convenience.
図４（ａ）〜（ｄ）は、図３の時間領域Ａ部の時間軸を拡大した図である。
図４（ａ）は、交流電源Ｖａｃの電圧波形を示している。
交流電源Ｖａｃの電圧は、時間領域Ａ部において、ほぼ所定電圧を保つ。
図４（ｂ）は、リアクトル電流ＩＬ１の電流波形を示している。
時刻ｔ０において、リアクトル電流ＩＬ１はゼロである。このとき、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
時刻ｔ０〜ｔ１の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオン状態であり、リアクトル電流ＩＬ１は略直線的に増加する。このときリアクトル電流ＩＬ１は、図２（ａ）に示す電流経路Ｗ１を流れる。
4A to 4D are diagrams in which the time axis of the time region A part in FIG. 3 is enlarged.
FIG. 4A shows a voltage waveform of the AC power supply Vac.
The voltage of the AC power supply Vac maintains a predetermined voltage in the time domain A part.
FIG. 4B shows a current waveform of the reactor current IL1.
At time t0, reactor current IL1 is zero. At this time, the switch element Q1 transitions from off to on.
In the period from time t0 to t1, switch element Q1 is in the on state, and reactor current IL1 increases substantially linearly. At this time, the reactor current IL1 flows through the current path W1 shown in FIG.
時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ１がオンからオフに遷移する。
時刻ｔ１〜ｔ２の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態であり、リアクトル電流ＩＬ１は略直線的に減少する。このときリアクトル電流ＩＬ１は、図２（ｂ）に示す電流経路Ｗ４を流れる。
時刻ｔ２において、リアクトル電流ＩＬ１はゼロとなる。
時刻ｔ２〜ｔ３の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態であり、リアクトル電流ＩＬ１はゼロを保つ。このように電流ゼロの期間を有する動作モードは、電流不連続モードと呼ばれる。
時刻ｔ３において、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。以降、リアクトル電流ＩＬ１は、時刻ｔ０〜ｔ３と同様な繰り返し波形となる。
At time t1, the switch element Q1 transitions from on to off.
In the period from time t1 to time t2, switching element Q1 is in the off state, and reactor current IL1 decreases substantially linearly. At this time, the reactor current IL1 flows through a current path W4 shown in FIG.
At time t2, reactor current IL1 becomes zero.
In the period from time t2 to t3, the switching element Q1 is in the off state, and the reactor current IL1 maintains zero. Such an operation mode having a period of zero current is called a current discontinuous mode.
At time t3, the switching element Q1 transitions from off to on. Thereafter, reactor current IL1 has a repetitive waveform similar to that at times t0 to t3.
図４（ｃ）は、リアクトル電流ＩＬ２の電流波形を示している。
時刻ｔ０において、リアクトル電流ＩＬ２はゼロである。このとき、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
時刻ｔ０〜ｔ１の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオン状態であり、リアクトル電流ＩＬ２は略直線的に増加する。このときリアクトル電流ＩＬ２は、図２（ａ）に示す電流経路Ｗ２を流れる。
時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ１がオンからオフに遷移する。
時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態であり、リアクトル電流ＩＬ２は略直線的に減少する。このときリアクトル電流ＩＬ２は、図２（ｂ）に示す電流経路Ｗ５，Ｗ６を流れる。
時刻ｔ３において、リアクトル電流ＩＬ２はゼロである。このとき、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２がゼロを維持し続けることはない。このように電流ゼロの期間を有さない動作モードは、電流臨界モードと呼ばれる。
以降、リアクトル電流ＩＬ２は、時刻ｔ０〜ｔ３と同様な繰り返し波形となる。
FIG. 4C shows a current waveform of the reactor current IL2.
At time t0, reactor current IL2 is zero. At this time, the switch element Q1 transitions from off to on.
In the period from time t0 to t1, switch element Q1 is in the on state, and reactor current IL2 increases substantially linearly. At this time, the reactor current IL2 flows through a current path W2 shown in FIG.
At time t1, the switch element Q1 transitions from on to off.
In the period from time t1 to time t3, the switching element Q1 is in the off state, and the reactor current IL2 decreases substantially linearly. At this time, reactor current IL2 flows through current paths W5 and W6 shown in FIG.
At time t3, reactor current IL2 is zero. At this time, the switch element Q1 transitions from off to on. That is, reactor current IL2 does not continue to be zero. Such an operation mode having no current zero period is called a current critical mode.
Thereafter, reactor current IL2 has a repetitive waveform similar to that at times t0 to t3.
図４（ｄ）は、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧を示している。
時刻ｔ０において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルからＨレベルに遷移し、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
時刻ｔ０〜ｔ１の期間において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＨレベルであり、スイッチ素子Ｑ１はオン状態である。
時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＨレベルからＬレベルに遷移し、スイッチ素子Ｑ１はオンからオフに遷移する。
時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルであり、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態である。
時刻ｔ３において、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧はＬレベルからＨレベルに遷移し、スイッチ素子Ｑ１はオフからオンに遷移する。
以降、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧は、時刻ｔ０〜ｔ３と同様な繰り返し波形となる。
FIG. 4D shows the gate voltage of the switch element Q1.
At time t0, the gate voltage of the switch element Q1 changes from L level to H level, and the switch element Q1 changes from off to on.
In the period from time t0 to t1, the gate voltage of the switch element Q1 is at the H level, and the switch element Q1 is in the on state.
At time t1, the gate voltage of the switch element Q1 changes from H level to L level, and the switch element Q1 changes from on to off.
In the period from time t1 to time t3, the gate voltage of the switch element Q1 is at L level, and the switch element Q1 is in the off state.
At time t3, the gate voltage of the switch element Q1 changes from L level to H level, and the switch element Q1 changes from off to on.
Thereafter, the gate voltage of the switch element Q1 has a repetitive waveform similar to that at times t0 to t3.
このような制御を実現するため、駆動制御回路４は、所定時間だけスイッチ素子Ｑ１のゲートにＨレベル信号を出力したのちにＬレベル信号を出力する。この所定時間とは、時刻ｔ０〜ｔ１の期間に相当する。
駆動制御回路４は、スイッチ素子Ｑ１のゲートにＬレベル信号を出力しているときにリアクトル電流検出信号がゼロになったならば、スイッチ素子Ｑ１のゲートに、再びＨレベル信号を出力する。このような処理を繰り返すことで、リアクトル電流ＩＬ２を電流臨界モードに制御可能である。
In order to realize such control, the
If the reactor current detection signal becomes zero when the L level signal is being output to the gate of the switch element Q1, the
本実施形態の負荷駆動装置１は、力率改善回路２の力率改善動作が有効に機能するため、第１平滑コンデンサＣ１として大容量のものを使用しても力率が低下しない。したがって、第１平滑コンデンサＣ１を大容量とすることができるので、コンバータ出力に現れる交流周波数帯のリップルを軽減することができる。
In the
出力リップルの低減により、出力電圧および出力電流の安定度が向上する。例えば、負荷１０をＬＥＤとして、負荷駆動装置１にて照明器具を駆動した場合、ちらつきや明るさのばらつきを低減することができる。
By reducing the output ripple, the stability of the output voltage and output current is improved. For example, when the lighting device is driven by the
力率改善回路２およびＤＣ／ＤＣコンバータ３は、スイッチ素子Ｑ１を共有している。そのため回路が簡素化され、部品点数が削減できるので、装置を小型化することができる。
The power
図５（ａ）〜（ｃ）は、負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。
図５（ａ）は、第１変形例の負荷駆動装置１Ａを示す回路図である。
第１変形例の負荷駆動装置１Ａは、図１に示す負荷駆動装置１の第１整流素子Ｄ１と第１リアクトルＬ１とを入れ替えたものである。負荷駆動装置１ＡのＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様に構成されている。
第１変形例の負荷駆動装置１Ａは、図１に示す負荷駆動装置１と同様に動作し、同様な効果を奏する。
FIGS. 5A to 5C are circuit diagrams illustrating modifications of the load driving device.
FIG. 5A is a circuit diagram showing a
The
1 A of load drives of a 1st modification operate | move similarly to the
図５（ｂ）は、第２変形例の負荷駆動装置１Ｂを示す回路図である。
第２変形例の負荷駆動装置１Ｂは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３とは異なるＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂを備えており、それ以外は、図１に示す負荷駆動装置１と同様である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様に、スイッチ素子Ｑ１、第２整流素子Ｄ２および第１平滑コンデンサＣ１を力率改善回路２と共有しており、第２整流素子Ｄ２の両端に第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２とが直列接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂは、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３の第２リアクトルＬ２と第２平滑コンデンサＣ２とを入れ替えたものである。
すなわち、第２整流素子Ｄ２のカソードには、第２リアクトルＬ２を介して第２平滑コンデンサＣ２の正極が接続される。第２整流素子Ｄ２のアノードには、第２平滑コンデンサＣ２の負極が接続される。第２平滑コンデンサＣ２には、負荷１０が並列接続される。
第２変形例の負荷駆動装置１Ｂは、図１に示す負荷駆動装置１と同様に動作し、同様な効果を奏する。
FIG. 5B is a circuit diagram showing a load driving device 1B of the second modification.
The load driving device 1B of the second modified example includes a DC /
Similar to the DC / DC converter 3 shown in FIG. 1, the DC /
That is, the positive electrode of the second smoothing capacitor C2 is connected to the cathode of the second rectifying element D2 via the second reactor L2. The negative electrode of the second smoothing capacitor C2 is connected to the anode of the second rectifier element D2. A
The load driving device 1B according to the second modified example operates in the same manner as the
図５（ｃ）は、第３変形例の負荷駆動装置１Ｃを示す回路図である。
第３変形例の負荷駆動装置１Ｃは、図５（ｂ）に示す第２変形例の負荷駆動装置１Ｂの第１整流素子Ｄ１と第１リアクトルＬ１とを入れ替えたものである。負荷駆動装置１ＣのＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｃは、図５（ｂ）に示すＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂと同様に構成されている。
第３変形例の負荷駆動装置１Ｃは、図１に示す負荷駆動装置１と同様に動作し、同様な効果を奏する。
FIG. 5C is a circuit diagram showing a
The
The
図６（ａ），（ｂ）は、負荷駆動装置の各変形例を示す回路図である。
図６（ａ）は、第４変形例の負荷駆動装置１Ｄを示す回路図である。
第４変形例の負荷駆動装置１Ｄは、図１に示す負荷駆動装置１の第３リアクトルＬ３を備えず、代わりに抵抗素子Ｒ１を備えている。この抵抗素子Ｒ１は、第２リアクトルＬ２に直列接続されている。抵抗素子Ｒ１の両端からは、この両端電圧に応じたリアクトル電流検出信号が出力される。駆動制御回路４は、抵抗素子Ｒ１の両端電圧を測定することにより、リアクトル電流ＩＬ２を検出することができる。抵抗素子Ｒ１の両端電圧は、リアクトル電流検出信号である。この抵抗素子Ｒ１は、リアクトル電流ＩＬ２を検出する電流検出部である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｄは、スイッチ素子Ｑ１、第２整流素子Ｄ２および第１平滑コンデンサＣ１を有しており、更に第２整流素子Ｄ２の両端に第２リアクトルＬ２と抵抗素子Ｒ１と第２平滑コンデンサＣ２とが直列接続されている。第２整流素子Ｄ２のカソードには、第２平滑コンデンサＣ２の正極が接続される。第２整流素子Ｄ２のアノードには、抵抗素子Ｒ１と第２リアクトルＬ２とを介して第２平滑コンデンサＣ２の負極が接続される。第２平滑コンデンサＣ２の正極と負極との間には、負荷１０が並列接続される。この第４変形例では、トランスＴ１の代わりに抵抗素子Ｒ１を用いているので、負荷駆動装置１Ｄを更に小型化することが可能である。
FIGS. 6A and 6B are circuit diagrams showing modifications of the load driving device.
FIG. 6A is a circuit diagram showing a
The
The DC /
図６（ｂ）は、第５変形例の負荷駆動装置１Ｅを示す回路図である。
第５変形例の負荷駆動装置１ＥおよびＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｅは、第４変形例の負荷駆動装置１Ｄの抵抗素子Ｒ１と第２リアクトルＬ２とが、逆順に直列接続されている。このように構成しても、図６（ａ）の負荷駆動装置１Ｄと同様に動作し、同様な効果を得ることができる。
FIG. 6B is a circuit diagram showing a
In the
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｃ）のようなものがある。
（ａ） 電流検出部は、上記実施形態や各種変形例に限定されず、例えばホールセンサなどを用いてもよい。
（ｂ） スイッチ素子Ｑ１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限定されず、任意のスイッチ素子を用いてもよい。
（ｃ） 第１リアクトルＬ１のリアクタンスを調整して、リアクトル電流ＩＬ１を、電流臨界モードで動作させてもよい。
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be modified without departing from the spirit of the present invention. For example, there are the following (a) to (c).
(A) A current detection part is not limited to the said embodiment and various modifications, For example, you may use a Hall sensor etc.
(B) The switch element Q1 is not limited to the N-channel MOSFET, and any switch element may be used.
(C) The reactance of the first reactor L1 may be adjusted to operate the reactor current IL1 in the current critical mode.
１ 負荷駆動装置
２ 力率改善回路
３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ 駆動制御回路 （制御部）
１０ 負荷
Ｄ１ 第１整流素子
Ｄ２ 第２整流素子
ＢＤ１ 整流回路
Ｑ１ スイッチ素子
Ｌ１ 第１リアクトル
Ｌ２ 第２リアクトル
Ｌ３ 第３リアクトル
Ｔ１ トランス
Ｃ１ 第１平滑コンデンサ
Ｃ２ 第２平滑コンデンサ
Ｖａｃ 交流電源
Ｒ１ 抵抗素子 （電流検出部）
ＩＬ１ リアクトル電流
ＩＬ２ リアクトル電流
DESCRIPTION OF
10 load D1 first rectifier element D2 second rectifier element BD1 rectifier circuit Q1 switch element L1 first reactor L2 second reactor L3 third reactor T1 transformer C1 first smoothing capacitor C2 second smoothing capacitor Vac AC power supply R1 resistance element (current) Detection unit)
IL1 reactor current IL2 reactor current
Claims (7)
前記整流回路の正極と負極との間に、第１リアクトルと第１整流素子とスイッチ素子とが直列接続され、前記スイッチ素子のドレインに第２整流素子のアノードが接続され、かつ前記第２整流素子のカソードに第１平滑コンデンサの正極が接続され、前記スイッチ素子のソースに前記第１平滑コンデンサの負極が接続されて、前記整流回路から入力される整流電圧の力率を改善する力率改善回路と、
前記スイッチ素子、前記第２整流素子および前記第１平滑コンデンサを共有し、前記第２整流素子のアノードに第２リアクトルの一端が接続され、前記第２リアクトルの他端に第２平滑コンデンサの負極が接続され、前記第２平滑コンデンサの正極に前記第２整流素子のカソードが接続され、前記第２平滑コンデンサに並列接続される負荷に直流電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記スイッチ素子のオン・オフを制御して、前記力率改善回路による昇圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧とを同期して行わせる制御部と、
を備えることを特徴とする負荷駆動装置。 A rectifier circuit that outputs a rectified voltage obtained by full-wave rectification of an AC voltage;
A first reactor, a first rectifier element, and a switch element are connected in series between a positive electrode and a negative electrode of the rectifier circuit, an anode of a second rectifier element is connected to a drain of the switch element, and the second rectifier A power factor improvement for improving a power factor of a rectified voltage input from the rectifier circuit by connecting a positive electrode of a first smoothing capacitor to a cathode of the element and a negative electrode of the first smoothing capacitor to a source of the switch element. Circuit,
The switch element, the second rectifying element, and the first smoothing capacitor are shared, one end of a second reactor is connected to the anode of the second rectifying element, and the negative electrode of the second smoothing capacitor is connected to the other end of the second reactor A DC / DC converter for connecting a cathode of the second rectifying element to a positive electrode of the second smoothing capacitor and applying a DC voltage to a load connected in parallel to the second smoothing capacitor;
A control unit that controls on / off of the switch element to synchronize the step-up by the power factor correction circuit and the step-down by the DC / DC converter;
A load driving device comprising:
前記整流回路の正極と負極との間に、第１リアクトルと第１整流素子とスイッチ素子とが直列接続され、前記スイッチ素子のドレインに第２整流素子のアノードが接続され、かつ前記第２整流素子のカソードに第１平滑コンデンサの正極が接続され、前記スイッチ素子のソースに前記第１平滑コンデンサの負極が接続されて、前記整流回路から入力される整流電圧の力率を改善する力率改善回路と、
前記スイッチ素子、前記第２整流素子および前記第１平滑コンデンサを共有し、前記第２整流素子のアノードに第２平滑コンデンサの負極が接続され、前記第２平滑コンデンサの正極に第２リアクトルの一端が接続され、前記第２リアクトルの他端に前記第２整流素子のカソードに接続され、前記第２平滑コンデンサに並列接続される負荷に直流電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記スイッチ素子のオン・オフを制御して、前記力率改善回路による昇圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧とを同期して行わせる制御部と、
を備えることを特徴とする負荷駆動装置。 A rectifier circuit that outputs a rectified voltage obtained by full-wave rectification of an AC voltage;
A first reactor, a first rectifier element, and a switch element are connected in series between a positive electrode and a negative electrode of the rectifier circuit, an anode of a second rectifier element is connected to a drain of the switch element, and the second rectifier A power factor improvement for improving a power factor of a rectified voltage input from the rectifier circuit by connecting a positive electrode of a first smoothing capacitor to a cathode of the element and a negative electrode of the first smoothing capacitor to a source of the switch element. Circuit,
The switch element, the second rectifying element and the first smoothing capacitor are shared, the negative electrode of the second smoothing capacitor is connected to the anode of the second rectifying element, and one end of the second reactor is connected to the positive electrode of the second smoothing capacitor. A DC / DC converter that applies a DC voltage to a load connected to the cathode of the second rectifying element at the other end of the second reactor and connected in parallel to the second smoothing capacitor;
A control unit that controls on / off of the switch element to synchronize the step-up by the power factor correction circuit and the step-down by the DC / DC converter;
A load driving device comprising:
前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電流臨界モードで動作し、かつ、前記力率改善回路が電流不連続モードまたは電流臨界モードで動作するように、前記スイッチ素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の負荷駆動装置。 The controller is
Controlling the on / off of the switch element so that the DC / DC converter operates in a current critical mode and the power factor correction circuit operates in a current discontinuous mode or a current critical mode;
The load driving device according to claim 1 or 2, wherein
前記制御部は、前記電流検出部から出力されるリアクトル電流検出信号に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電流臨界モードで動作するように、前記スイッチ素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動装置。 A current detector for detecting a current flowing through the second reactor;
The control unit controls on / off of the switch element based on a reactor current detection signal output from the current detection unit so that the DC / DC converter operates in a current critical mode.
The load driving device according to claim 3.
ことを特徴とする請求項４に記載の負荷駆動装置。 The current detection unit is a transformer having the second reactor as a primary side, and the reactor current detection signal is output from a secondary side of the transformer.
The load driving device according to claim 4, wherein:
ことを特徴とする請求項４に記載の負荷駆動装置。 The current detection unit is a resistance element connected in series to the second reactor, and the reactor current detection signal corresponding to the voltage across the resistance element is output.
The load driving device according to claim 4, wherein:
ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。 In the off period of the switch element, the discharge current of the first reactor and the discharge current of the second reactor flow through the second rectifying element in an overlapping manner.
The load driving device according to any one of claims 1 to 6, wherein
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