JP6162608B2 - Transmission system - Google Patents
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Description
本発明は、伝送技術に関し、特に誘電体導波路を伝送媒体とし、デジタルデータ信号をＲＦ信号に変調した後、誘電体導波路を介して送信器から受信器へ伝送する誘電体導波路伝送技術に関する。 The present invention relates to a transmission technique, and more particularly to a dielectric waveguide transmission technique in which a dielectric waveguide is used as a transmission medium, a digital data signal is modulated into an RF signal, and then transmitted from a transmitter to a receiver via the dielectric waveguide. About.
従来、高速な信号伝送を行う手法として、誘電体導波路を伝送媒体として用いて、送信データ信号をＲＦ信号に変調した後、誘電体導波路を介して送信器から受信器へ伝送する伝送システムが検討されている（非特許文献１）。
このような、誘電体導波路を伝送媒体とした伝送システムでは、金属配線を伝送媒体とした伝送システムに比べて、伝送信号の高周波帯域成分の信号損失が小さくできる点で優れており、光ファイバや光導波路を用いた光インターコネクション技術に必要なμｍオーダーの微細な調心精度が不要のため、簡易な実装が可能な方式として期待されている。
Conventionally, as a technique for performing high-speed signal transmission, a transmission system that uses a dielectric waveguide as a transmission medium, modulates a transmission data signal into an RF signal, and then transmits the signal from a transmitter to a receiver via the dielectric waveguide. Has been studied (Non-Patent Document 1).
Such a transmission system using a dielectric waveguide as a transmission medium is superior to a transmission system using a metal wiring as a transmission medium in that the signal loss of a high-frequency band component of a transmission signal can be reduced. And a fine alignment accuracy of the order of μm necessary for optical interconnection technology using an optical waveguide is unnecessary, and it is expected as a method capable of simple mounting.
図１２は、従来の伝送システムの構成を示すブロック図である。
このような従来技術では、図１２に示すように、送信器において、入力されたデジタルの送信データ信号を単相のＲＦ信号に変調した後、誘電体導波路を用いて信号伝送を行い、受信器において、誘電体導波路を介して受信したＲＦ信号を単相入力のローノイズアンプ（ＬＮＡ）で増幅した後、復調器によって元の送信データ信号を示す受信データ信号に復調する。
このため、誘電体導波路を信号が伝送する最中に生じるノイズの影響を低減することが困難という問題があった。また、複数の誘電体導波路を実装する際に、導波路間の距離が近いほど、導波路間で大きな干渉が生じるため、複数の誘電体導波路を高い密度で集積して実装することが難しいという課題があった。
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmission system.
In such a conventional technique, as shown in FIG. 12, after the input digital transmission data signal is modulated into a single-phase RF signal in the transmitter, signal transmission is performed using a dielectric waveguide, and reception is performed. After the RF signal received through the dielectric waveguide is amplified by a low-noise amplifier (LNA) with a single phase input, the demodulator demodulates the received data signal to the original transmission data signal.
For this reason, there has been a problem that it is difficult to reduce the influence of noise generated during signal transmission through the dielectric waveguide. Further, when mounting a plurality of dielectric waveguides, the closer the distance between the waveguides, the greater the interference between the waveguides. Therefore, it is possible to integrate and mount a plurality of dielectric waveguides at a high density. There was a difficult problem.
例えば、図１２で示すように、誘電体導波路を伝送している際に大きなノイズが生じた場合、すなわちノイズレベルに比べて受信する信号の強度が小さい場合、受信器によって受信信号から元の差動ベースバンド信号に復調する際、論理が切り替わるタイミングのタイミングエラー（timing err）や論理状態エラー（logic error）が生じる。
また、従来技術では、受信器にバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を搭載することによって、信号伝送に用いる周波数帯以外のノイズ成分を低減する対策も考えられるが、このような対策では、伝送信号に用いる周波数帯と同周波数帯に生じたノイズ成分を除去することができないという課題があった。
For example, as shown in FIG. 12, when a large noise occurs during transmission through a dielectric waveguide, that is, when the intensity of a received signal is small compared to the noise level, the receiver receives an original signal from the received signal. When demodulating into a differential baseband signal, a timing error (timing err) and a logic state error (logic error) occur at the timing when the logic is switched.
In the prior art, a measure to reduce noise components other than the frequency band used for signal transmission by mounting a band pass filter (BPF) in the receiver can be considered. In such a measure, such a measure is used for a transmission signal. There has been a problem that noise components generated in the same frequency band as the frequency band cannot be removed.
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、ＲＦ信号が誘電体導波路を伝送している最中に生じるノイズの影響や、複数の誘電体導波路を近距離に配置した場合のクロストークの影響を除去できる誘電体導波路伝送技術を提供することを目的としている。 The present invention is for solving such a problem. When an RF signal is transmitted through a dielectric waveguide, it is affected by noise, or a plurality of dielectric waveguides are arranged at a short distance. An object of the present invention is to provide a dielectric waveguide transmission technology that can eliminate the influence of crosstalk.
このような目的を達成するために、本発明にかかる伝送システムは、入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす誘電体導波路のそれぞれへ出力する送信器と、前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を復調することにより、元の送信データを示す受信データ信号を出力する受信器とを備え、前記受信器は、前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備え、前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整し、この際、第１の遅延制御回路を設けて、前記ローノイズアンプから出力される前記受信ＲＦ信号のピーク振幅電圧、または、前記復調器から出力される前記受信データ信号のピーク振幅値を検出し、当該ピーク振幅電圧が最大となるように、前記第１の可変遅延回路の遅延量をフィードバック制御するようにしたものである。 In order to achieve such an object, a transmission system according to the present invention modulates an input transmission data signal to generate a P-phase (normal phase) transmission signal and a N-phase (reverse phase) composed of differential RF signals. A transmitter that generates a transmission signal and outputs it to each of the paired dielectric waveguides, and receives a P-phase (positive phase) reception signal and an N-phase (reverse phase) reception signal from each of the dielectric waveguides. A receiver that outputs a reception data signal indicating original transmission data by demodulating a differential component of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal, and the receiver includes the dielectric waveguide. A skew adjustment circuit that removes and outputs a skew between the P-phase reception signal and the N-phase reception signal received from each, and the P-phase reception signal and the N-phase reception that are output from the skew adjustment circuit Received RF signal indicating the differential component of the signal And a demodulator that demodulates the received RF signal output from the low noise amplifier and outputs the received data signal, wherein the skew adjustment circuit includes the P-phase received signal and the N-phase received signal. For each received signal, a first variable delay circuit that gives a delay equal to or less than the cycle length of the operating frequency of the RF signal to the input RF signal; and an operating frequency of the RF signal to the input RF signal By providing a serial connection with a second variable delay circuit that gives a delay that is an integral multiple of the cycle length, and delaying one of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal that has arrived first by the serial connection. The skew is adjusted, and at this time, a first delay control circuit is provided, and a peak amplitude voltage of the received RF signal output from the low noise amplifier or the recovery is provided. Detecting a peak amplitude value of the received data signal output from the vessel, so that the peak amplitude voltage becomes maximum, it is obtained so as to feedback control the delay amount of the first variable delay circuit.
また、本発明にかかる他の伝送システムは、入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす誘電体導波路のそれぞれへ出力する送信器と、前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を復調することにより受信データ信号を出力する受信器とを備え、前記受信器は、前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備え、前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整し、この際、第２の遅延制御回路を設けて、前記復調器から出力される前記受信データ信号から検出したデューティが特定の値となるように、あるいは、前記ローノイズアンプから出力される前記受信ＲＦ信号の立ち上がりまたは立ち下がりの時間、または、前記受信ＲＦ信号のジッタ量が最小となるように、前記第２の可変遅延回路の遅延量をフィードバック制御するようにしたものである。 Further, another transmission system according to the present invention modulates an input transmission data signal to generate a P-phase (normal phase) transmission signal and an N-phase (reverse phase) transmission signal composed of differential RF signals, A transmitter for outputting to each of the pair of dielectric waveguides; a P-phase (positive phase) reception signal and an N-phase (reverse phase) reception signal from each of the dielectric waveguides; and the P-phase reception signal And a receiver that outputs a received data signal by demodulating a differential component of the N-phase received signal, and the receiver receives the P-phase received signal received from each of the dielectric waveguides and the N-phase received signal. A skew adjustment circuit that removes and outputs a skew between the phase reception signal and a reception RF signal indicating a differential component of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal output from the skew adjustment circuit. Low noise amplifier and the low noise A demodulator that demodulates the received RF signal output from the amplifier and outputs the received data signal, and the skew adjustment circuit receives the RF signal input for each of the P-phase received signal and the N-phase received signal. A first variable delay circuit that delays the signal with a delay equal to or less than the period length of the operating frequency of the RF signal; and an input signal that is delayed by an integer multiple of the period length of the operating frequency of the RF signal. The skew is adjusted by providing a serial connection with the second variable delay circuit, and delaying one of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal which has arrived first by the serial connection. by providing a second delay control circuit, said as duty detected from the received data signal output from the demodulator is a specific value, or the output from the low noise amplifier Time of the rising or falling of the received RF signal, or, as the jitter amount of the received RF signal becomes minimum, is obtained so as to feedback control the delay amount of the second variable delay circuit.
また、本発明にかかる他の伝送システムは、入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす誘電体導波路のそれぞれへ出力する送信器と、前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を復調することにより受信データ信号を出力する受信器とを備え、前記受信器は、前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備え、前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整し、この際、前記第１の可変遅延回路により前記ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与えることにより前記スキューを調整した後、前記第２の可変遅延回路により当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与えることにより前記スキューを調整するようにしたものである。 Further, another transmission system according to the present invention modulates an input transmission data signal to generate a P-phase (normal phase) transmission signal and an N-phase (reverse phase) transmission signal composed of differential RF signals, A transmitter for outputting to each of the pair of dielectric waveguides; a P-phase (positive phase) reception signal and an N-phase (reverse phase) reception signal from each of the dielectric waveguides; and the P-phase reception signal And a receiver that outputs a received data signal by demodulating a differential component of the N-phase received signal, and the receiver receives the P-phase received signal received from each of the dielectric waveguides and the N-phase received signal. A skew adjustment circuit that removes and outputs a skew between the phase reception signal and a reception RF signal indicating a differential component of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal output from the skew adjustment circuit. Low noise amplifier and the low noise A demodulator that demodulates the received RF signal output from the amplifier and outputs the received data signal, and the skew adjustment circuit receives the RF signal input for each of the P-phase received signal and the N-phase received signal. A first variable delay circuit that delays the signal with a delay equal to or less than the period length of the operating frequency of the RF signal; and an input signal that is delayed by an integer multiple of the period length of the operating frequency of the RF signal. The skew is adjusted by providing a serial connection with the second variable delay circuit, and delaying one of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal which has arrived first by the serial connection. after adjusting the skew by providing the periodicity length less delay of the operating frequency of the RF signal by the first variable delay circuit, the RF signal by the second variable delay circuit It is obtained so as to adjust the skew by providing the period length integer multiple of the delay of the operating frequency.
また、本発明にかかる他の伝送システムは、入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす誘電体導波路のそれぞれへ出力する送信器と、前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を復調することにより受信データ信号を出力する受信器とを備え、前記受信器は、前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備え、前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整し、この際、前記Ｐ相受信信号または前記Ｎ相受信信号のいずれか一方に、これらＰ相受信信号とＮ相受信信号との間の許容遅延差より大きい固定時間長の遅延を与え、前記Ｐ相受信信号または前記Ｎ相受信信号のいずれか他方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整するようにしたものである。 Further, another transmission system according to the present invention modulates an input transmission data signal to generate a P-phase (normal phase) transmission signal and an N-phase (reverse phase) transmission signal composed of differential RF signals, A transmitter for outputting to each of the pair of dielectric waveguides; a P-phase (positive phase) reception signal and an N-phase (reverse phase) reception signal from each of the dielectric waveguides; and the P-phase reception signal And a receiver that outputs a received data signal by demodulating a differential component of the N-phase received signal, and the receiver receives the P-phase received signal received from each of the dielectric waveguides and the N-phase received signal. A skew adjustment circuit that removes and outputs a skew between the phase reception signal and a reception RF signal indicating a differential component of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal output from the skew adjustment circuit. Low noise amplifier and the low noise A demodulator that demodulates the received RF signal output from the amplifier and outputs the received data signal, and the skew adjustment circuit receives the RF signal input for each of the P-phase received signal and the N-phase received signal. A first variable delay circuit that delays the signal with a delay equal to or less than the period length of the operating frequency of the RF signal; and an input signal that is delayed by an integer multiple of the period length of the operating frequency of the RF signal. The skew is adjusted by providing a serial connection with the second variable delay circuit, and delaying one of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal which has arrived first by the serial connection. , on one of the P-phase received signal and the N-phase receiver signal, these allowable delay difference greater than a fixed length of time delay between these P-phase received signal and the N-phase receiver signal, the P-phase receiving signal Or by delaying the other one of said N-phase received signal at the series connection, is obtained so as to adjust the skew.
本発明によれば、受信器において、２つの誘電体導波路から受信した差動のＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分に基づいて受信データ信号が生成される。したがって、これら誘電体導波路を伝搬中のＲＦ信号に生じるノイズの影響を除去することができ、受信感度や伝送距離を向上させることが可能となる。 According to the present invention, in the receiver, a reception data signal is generated based on the differential components of the differential P-phase reception signal RP and the N-phase reception signal RN received from the two dielectric waveguides. Therefore, it is possible to remove the influence of noise generated on the RF signal propagating through these dielectric waveguides, and it is possible to improve reception sensitivity and transmission distance.
また、伝送するＲＦ信号と同周波数帯のクロストークによる影響もノイズ同様に除去することができ、同じ周波数帯のＲＦ信号を伝送する複数の誘電体導波路を高密度に集積することが可能となる。この際、異なる周波数帯を用いた周波数分割技術によってクロストークの影響を除去することも考えられるが、特に高い周波数帯を扱うトランシーバにおいては、周波数帯の異なるトランシーバの開発コストさらには回路コストが非常に大きくなる。本実施の形態によれば、このような周波数帯の異なるトランシーバが不要となるため、伝送システム全体の低コスト化を実現することが可能となる。 In addition, the effects of crosstalk in the same frequency band as the RF signal to be transmitted can be removed in the same way as noise, and a plurality of dielectric waveguides that transmit RF signals in the same frequency band can be integrated at high density. Become. At this time, it is possible to eliminate the effects of crosstalk by using frequency division technology using different frequency bands, but especially in transceivers that handle high frequency bands, the development cost and circuit cost of transceivers with different frequency bands are extremely high. Become bigger. According to the present embodiment, since such transceivers having different frequency bands are not required, it is possible to reduce the cost of the entire transmission system.
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる伝送システムについて説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[First Embodiment]
First, a transmission system according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission system according to the first embodiment.
この伝送システム１は、誘電体導波路を伝送媒体とし、入力された送信データ信号をＲＦ信号に変調した後、誘電体導波路を介して送信器から受信器へ伝送する機能を有している。
本実施の形態にかかる伝送システム１は、対をなす誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを用いた差動伝送の構成を用いることで、送信信号が誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを伝送している最中に生じるノイズの影響や、これら誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを近距離に配置した場合のクロストークの影響を除去するようにしたものである。
The transmission system 1 uses a dielectric waveguide as a transmission medium, modulates an input transmission data signal into an RF signal, and then transmits the signal from the transmitter to the receiver via the dielectric waveguide. .
The transmission system 1 according to the present embodiment uses a differential transmission configuration using a pair of dielectric waveguides LP and LN, so that a transmission signal is transmitted through the dielectric waveguides LP and LN. The influence of noise generated therein and the influence of crosstalk when these dielectric waveguides LP and LN are arranged at a short distance are eliminated.
図１に示すように、伝送システム１は、送信器Ｔｘ、受信器Ｒｘ、およびこれら送信器Ｔｘと受信器Ｒｘとの間を接続する、対をなす誘電体導波路ＬＰ，ＬＮとから構成されている。 As shown in FIG. 1, the transmission system 1 includes a transmitter Tx, a receiver Rx, and a pair of dielectric waveguides LP and LN that connect the transmitter Tx and the receiver Rx. ing.
送信器Ｔｘは、デジタル信号からなる送信データ信号ＴＳから、差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号ＴＰおよびＮ相（逆相）送信信号ＴＮを生成して、それぞれ対応する誘電体導波路ＬＰ，ＬＮへ出力する機能を有している。
この送信器Ｔｘには、主な機能部として、変調器１１と増幅器（ＰＡ）１２とが設けられている。
The transmitter Tx generates a P-phase (positive phase) transmission signal TP and an N-phase (reverse phase) transmission signal TN, which are differential RF signals, from the transmission data signal TS, which is a digital signal. It has a function of outputting to the body waveguides LP and LN.
The transmitter Tx is provided with a
変調器１１は、入力された送信データ信号ＴＳを差動の送信ＲＦ信号に変調して出力する機能を有している。
増幅器１２は、変調器１１から出力された差動の送信ＲＦ信号をそれぞれ増幅し、得られたＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮを、それぞれ対応する誘電体導波路ＬＰ，ＬＮへ出力する機能を有している。これらＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮは、動作周波数および変調形式が同一で、極性が反転したＲＦ信号からなる。
The
The
受信器Ｒｘは、送信器Ｔｘから誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを介して伝送されたＰ相（正相）受信信号ＲＰおよびＮ相（逆相）受信信号ＲＮを受信して、元の送信データ信号ＴＳを示すデジタル信号からなる受信データ信号ＲＳを復調して出力する機能を有している。
この受信器Ｒｘには、主な機能部として、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）２１と復調器２２とが設けられている。
The receiver Rx receives the P-phase (normal phase) reception signal RP and the N-phase (reverse phase) reception signal RN transmitted from the transmitter Tx via the dielectric waveguides LP and LN, and transmits the original transmission data. It has a function of demodulating and outputting a received data signal RS composed of a digital signal indicating the signal TS.
The receiver Rx is provided with a low noise amplifier (LNA) 21 and a
ローノイズアンプ２１は、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分を増幅し、差動の受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎとして出力する機能を有している。
復調器２２は、ローノイズアンプ２１から出力された受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎを復調し、得られた受信データ信号ＲＳを出力する機能を有している。
The
The
［第１の実施の形態の動作］
次に、図１を参照して、本実施の形態にかかる伝送システム１の動作について説明する。
まず、送信器Ｔｘは、変調器１１により、入力された送信データ信号ＴＳを差動の送信ＲＦ信号に変調して出力し、増幅器１２により、変調器１１から出力された差動の送信ＲＦ信号をそれぞれ増幅し、得られたＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮを、それぞれ対応する誘電体導波路ＬＰ，ＬＮへ出力する。
[Operation of First Embodiment]
Next, the operation of the transmission system 1 according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
First, the transmitter Tx modulates the input transmission data signal TS into a differential transmission RF signal by the
受信器Ｒｘは、ローノイズアンプ２１により、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分を増幅し、差動の受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎとして出力し、復調器２２により、ローノイズアンプ２１から出力された受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎを復調し、得られた受信データ信号ＲＳを出力する。
The receiver Rx amplifies the differential component of the P-phase received signal RP and the N-phase received signal RN received from the dielectric waveguides LP and LN by the
［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、送信器Ｔｘが、入力されたデジタル信号からなる送信データ信号ＴＳを差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号ＴＰおよびＮ相（逆相）送信信号ＴＮを生成して、それぞれ対応する誘電体導波路ＬＰ，ＬＮへ出力し、受信器Ｒｘが、送信器Ｔｘから誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを介して伝送されたＰ相（正相）受信信号ＲＰおよびＮ相（逆相）受信信号ＲＮを受信して、元の送信データ信号ＴＳを示すデジタル信号からなる受信データ信号ＲＳを復調して出力するようにしたものである。
[Effect of the first embodiment]
As described above, in this embodiment, the transmitter Tx converts the transmission data signal TS formed of the input digital signal into the P-phase (positive phase) transmission signal TP and N-phase (reverse phase) formed of differential RF signals. The transmission signal TN is generated and output to the corresponding dielectric waveguides LP and LN, respectively, and the receiver Rx transmits the P phase (positive phase) transmitted from the transmitter Tx via the dielectric waveguides LP and LN. The reception signal RP and the N-phase (reverse phase) reception signal RN are received, and the reception data signal RS composed of a digital signal indicating the original transmission data signal TS is demodulated and output.
これにより、受信器Ｒｘにおいて、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信した差動のＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分に基づいて受信データ信号ＲＳが生成される。したがって、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを伝搬中のＲＦ信号に生じるノイズの影響を除去することができ、受信感度や伝送距離を向上させることが可能となる。 Thereby, in the receiver Rx, the reception data signal RS is generated based on the differential component of the differential P-phase reception signal RP and the N-phase reception signal RN received from the dielectric waveguides LP and LN. Therefore, it is possible to remove the influence of noise generated on the RF signal propagating through the dielectric waveguides LP and LN, and it is possible to improve the reception sensitivity and the transmission distance.
また、伝送するＲＦ信号と同周波数帯のクロストークによる影響もノイズ同様に除去することができ、同じ周波数帯のＲＦ信号を伝送する複数の誘電体導波路を高密度に集積することが可能となる。この際、異なる周波数帯を用いた周波数分割技術によってクロストークの影響を除去することも考えられるが、特に高い周波数帯を扱うトランシーバにおいては、周波数帯の異なるトランシーバの開発コストさらには回路コストが非常に大きくなる。本実施の形態によれば、このような周波数帯の異なるトランシーバが不要となるため、伝送システム１全体の低コスト化を実現することが可能となる。 In addition, the effects of crosstalk in the same frequency band as the RF signal to be transmitted can be removed in the same way as noise, and a plurality of dielectric waveguides that transmit RF signals in the same frequency band can be integrated at high density. Become. At this time, it is possible to eliminate the effects of crosstalk by using frequency division technology using different frequency bands, but especially in transceivers that handle high frequency bands, the development cost and circuit cost of transceivers with different frequency bands are extremely high. Become bigger. According to the present embodiment, since such transceivers having different frequency bands are not required, the cost of the entire transmission system 1 can be reduced.
なお、本実施の形態では、送信器Ｔｘの変調器１１および増幅器１２について、入出力とも差動構成にした場合を例として説明したが、送信器Ｔｘから差動のＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮが出力される構成であれば、これに限るものではない。
また、本実施の形態では、受信器Ｒｘのローノイズアンプ２１および復調器２２について、入出力とも差動構成にした場合を例として説明したが、受信器Ｒｘで差動のＰ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮを受信される構成であれば、これに限るものではない。
In the present embodiment, the case where the
Further, in the present embodiment, the
また、本実施の形態では、送信データ信号ＴＳが差動デジタル信号からなる場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、単相デジタル信号からなる送信データ信号ＴＳを入力として、送信器Ｔｘから差動のＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮを出力するようにしてもよい。
また、本実施の形態では、受信データ信号ＲＳが差動デジタル信号からなる場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、単相デジタル信号からなる受信データ信号ＲＳを、受信器Ｒｘで生成して出力するようにしてもよい。
In the present embodiment, the case where the transmission data signal TS is composed of a differential digital signal has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the transmission data signal TS composed of a single-phase digital signal is input. A differential P-phase transmission signal TP and N-phase transmission signal TN may be output from the transmitter Tx.
In the present embodiment, the case where the reception data signal RS is composed of a differential digital signal has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the reception data signal RS composed of a single-phase digital signal is received by the receiver. You may make it produce | generate and output by Rx.
［第２の実施の形態］
次に、図２を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる伝送システム１について説明する。図２は、第２の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。
本実施の形態は、図２に示すように、受信器Ｒｘにスキュー調整回路２３が設けられている点が、第１の実施の形態と異なる。
[Second Embodiment]
Next, with reference to FIG. 2, the transmission system 1 concerning the 2nd Embodiment of this invention is demonstrated. FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission system according to the second embodiment.
As shown in FIG. 2, the present embodiment is different from the first embodiment in that a
伝送システム１において、送信器Ｔｘと受信器Ｒｘとを接続する２本の誘電体導波路ＬＰ，ＬＮは、送信器Ｔｘと受信器Ｒｘとの間の距離が遠くなるほど、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを完全な等長とすることは難しい。このように、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮが完全な等長でない場合、これら誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを個別に伝送する２つのＲＦ信号間にスキューが発生するため、これら誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分が変化する。 In the transmission system 1, the two dielectric waveguides LP and LN that connect the transmitter Tx and the receiver Rx have a longer distance between the transmitter Tx and the receiver Rx. It is difficult to make LN completely equal. As described above, when the dielectric waveguides LP and LN are not completely equal in length, a skew is generated between the two RF signals individually transmitted through the dielectric waveguides LP and LN. , The differential component of the P-phase received signal RP and the N-phase received signal RN received from LN changes.
図３は、スキューの影響を示す信号波形図である。
図３に示すように、周期長Ｔからなる動作周波数を持つＰ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮに、１／３周期長（＝Ｔ／３）のスキューが生じた場合、スキューなしの場合に得られる差動成分ＲＤの振幅電圧Ｖｐｐに比べて、得られる差動成分ＲＤの振幅電圧は半分（＝Ｖｐｐ／２）となり、１／２周期長（＝Ｔ／２）のスキューが生じる、差動成分ＲＤの信号振幅はゼロ（Ｖｐｐ＝０）となる。
FIG. 3 is a signal waveform diagram showing the influence of skew.
As shown in FIG. 3, when a skew of 1/3 period length (= T / 3) occurs in the P-phase reception signal RP and the N-phase reception signal RN having an operation frequency of the period length T, no skew is generated. In comparison with the amplitude voltage Vpp of the differential component RD obtained in this case, the amplitude voltage of the differential component RD obtained is halved (= Vpp / 2), and a skew of 1/2 period length (= T / 2) occurs. The signal amplitude of the differential component RD is zero (Vpp = 0).
一般的に、差動ＲＦ信号を用いた信号伝送を行う場合、これら差動ＲＦ信号としてデータレートよりも高い動作周波数帯を用いるため、正確なスキュー調整回路が必要となる。また、２つのＲＦ信号間に生じるスキューの量は、これらＲＦ信号がそれぞれ個別に伝送される２つの誘電体導波路の経路長の差によって決まる。このため、誘電体導波路を用いた差動伝送を想定した場合、金属配線を用いてＮＲＺ信号を差動伝送する場合と同程度の可変範囲を持ち、かつ、より高精度のスキュー調整が必要となる。 In general, when signal transmission using differential RF signals is performed, since an operating frequency band higher than a data rate is used as these differential RF signals, an accurate skew adjustment circuit is required. Further, the amount of skew generated between two RF signals is determined by the difference in path length between two dielectric waveguides through which these RF signals are transmitted individually. For this reason, assuming differential transmission using a dielectric waveguide, it has a variable range similar to that of differential transmission of NRZ signals using metal wiring, and more accurate skew adjustment is required. It becomes.
図４は、第２の実施の形態にかかる受信器およびスキュー調整回路の構成を示すブロック図である。
図４に示すように、本実施の形態にかかる受信器Ｒｘで用いられるスキュー調整回路２３には、主な回路部として、高精度可変遅延回路（第１の可変遅延回路）２３ＡＰ，２３ＡＮと、離散可変遅延回路（第２の可変遅延回路）２３ＢＰ，２３ＢＮとが設けられている。
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver and a skew adjustment circuit according to the second embodiment.
As shown in FIG. 4, the
高精度可変遅延回路２３ＡＰは、誘電体導波路ＬＰから受信したＲＦ信号からなるＰ相受信信号ＲＰに対して、ＲＦ信号の動作周波数の周期長Ｔ以下の遅延を与え、得られたＰ相受信信号ＲＰ１を出力する高精度な可変遅延回路である。
高精度可変遅延回路２３ＡＮは、誘電体導波路ＬＮから受信したＲＦ信号からなるＮ相受信信号ＲＮに対して、ＲＦ信号の動作周波数の周期長Ｔ以下の遅延を与え、得られたＮ相受信信号ＲＮ１を出力する高精度な可変遅延回路である。
The high-accuracy variable delay circuit 23AP gives a delay equal to or shorter than the period length T of the operating frequency of the RF signal to the P-phase reception signal RP composed of the RF signal received from the dielectric waveguide LP, and the obtained P-phase reception This is a highly accurate variable delay circuit that outputs the signal RP1.
The high-accuracy variable delay circuit 23AN gives a delay equal to or less than the period length T of the operating frequency of the RF signal to the N-phase reception signal RN composed of the RF signal received from the dielectric waveguide LN, and the obtained N-phase reception This is a highly accurate variable delay circuit that outputs the signal RN1.
離散可変遅延回路２３ＢＰは、高精度可変遅延回路２３ＡＰから出力されたＰ相受信信号ＲＰ１に対して、ＲＦ信号の動作周波数の周期長Ｔを単位として、指定された整数ｎ倍の周期長Ｔ×ｎ遅延を与えた後、Ｐ相受信信号ＲＰ２としてローノイズアンプ２１へ出力する離散遅延回路である。
離散可変遅延回路２３ＢＮは、高精度可変遅延回路２３ＡＮから出力されたＮ相受信信号ＲＮ１に対して、ＲＦ信号の動作周波数の周期長Ｔを単位として、指定された整数ｎ倍の周期長Ｔ×ｎ遅延を与えた後、Ｎ相受信信号ＲＮ２としてローノイズアンプ２１へ出力する離散遅延回路である。
The discrete variable delay circuit 23BP is a specified integer length n times the cycle length T × of the cycle length T of the operating frequency of the RF signal with respect to the P-phase received signal RP1 output from the high-precision variable delay circuit 23AP. This is a discrete delay circuit that outputs a P-phase received signal RP2 to the low-
The discrete variable delay circuit 23BN has a cycle length T × a specified integer n times the unit of the cycle length T of the operating frequency of the RF signal with respect to the N-phase received signal RN1 output from the high-precision variable delay circuit 23AN. This is a discrete delay circuit that outputs an N-phase received signal RN2 to the low-
［第２の実施の形態の動作］
次に、図５を参照して、本実施の形態にかかるスキュー調整回路２３の動作について説明する。図５は、第２の実施の形態にかかるスキュー調整回路の動作例を示す信号波形図である。
ここでは、Ｎ相受信信号ＲＮに対してＰ相受信信号ＲＰが遅延する方向に発生した、ＲＦ信号の周期長Ｔの２倍と周期長Ｔより小さいΔＴＡとからなるスキュー（＝２Ｔ＋ΔＴＡ）を、先行するＮ相受信信号ＲＮに対して高精度可変遅延回路２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＮで遅延を与えることによりスキューを調整する場合を例として説明する。この際、高精度可変遅延回路２３ＡＰと離散可変遅延回路２３ＢＰの遅延はゼロである。
[Operation of Second Embodiment]
Next, the operation of the
Here, a skew (= 2T + ΔTA), which is generated in the direction in which the P-phase reception signal RP is delayed with respect to the N-phase reception signal RN, is composed of twice the period length T of the RF signal and ΔTA smaller than the period length T, An example will be described in which the skew is adjusted by giving a delay to the preceding N-phase received signal RN by the high-precision variable delay circuit 23AN and the discrete variable delay circuit 23BN. At this time, the delays of the high-precision variable delay circuit 23AP and the discrete variable delay circuit 23BP are zero.
まず、高精度可変遅延回路２３ＡＮは、誘電体導波路ＬＮから受信したＮ相受信信号ＲＮに対して周期長Ｔより小さいΔＴＡ分の高精度可変遅延を与え、Ｎ相受信信号ＲＮ１として出力する。ΔＴＡについては、例えば、Ｎ相受信信号ＲＮの正側ピークのタイミングとＰ相受信信号ＲＰの負側ピークのタイミングとのタイミング差に基づき検出すればよい。 First, the high-precision variable delay circuit 23AN gives a high-precision variable delay of ΔTA smaller than the cycle length T to the N-phase reception signal RN received from the dielectric waveguide LN, and outputs it as an N-phase reception signal RN1. ΔTA may be detected based on, for example, the timing difference between the positive peak timing of the N-phase received signal RN and the negative peak timing of the P-phase received signal RP.
次に、離散可変遅延回路２３ＢＮは、高精度可変遅延回路２３ＡＮから出力されたＮ相受信信号ＲＮ１に対して、周期長Ｔの２倍の時間長を持つ２Ｔ分の離散可変遅延を与え、Ｎ相受信信号ＲＮ２として出力する。２Ｔについては、例えば、Ｎ相受信信号ＲＮ１の先頭タイミングとＰ相受信信号ＲＰ１の先頭タイミングとタイミング差に基づき検出すればよい。
これにより、離散可変遅延回路２３ＢＰから出力されるＰ相受信信号ＲＰ２に対して、キューがゼロのＮ相受信信号ＲＮ２を、離散可変遅延回路２３ＢＮで得ることができる。
Next, the discrete variable delay circuit 23BN gives a discrete variable delay of 2T having a time length twice as long as the cycle length T to the N-phase reception signal RN1 output from the high-precision variable delay circuit 23AN. Output as phase reception signal RN2. For example, 2T may be detected based on the timing difference between the leading timing of the N-phase received signal RN1 and the leading timing of the P-phase received signal RP1.
Thereby, the N-phase received signal RN2 with zero queue can be obtained by the discrete variable delay circuit 23BN with respect to the P-phase received signal RP2 output from the discrete variable delay circuit 23BP.
また、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの遅延量が厳密に周期長Ｔの整数倍ではない場合、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮによるスキュー調整後の両信号に僅かなスキューが残る。
このような場合、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの後段に、高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮをそれぞれ直列接続し、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮによるスキュー調整後、これら高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮで高精度可変遅延を与えるようにしてもよい。
When the delay amounts of the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN are not strictly an integral multiple of the period length T, a slight skew remains in both signals after the skew adjustment by the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN.
In such a case, high-precision variable delay circuits 23CP and 23CN are respectively connected in series after the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN, and after the skew adjustment by the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN, these high-precision variable delay circuits 23CP, High precision variable delay may be given by 23CN.
図６は、第２の実施の形態にかかる受信器およびスキュー調整回路の他の構成を示すブロック図である。図７は、第２の実施の形態にかかるスキュー調整回路の他の動作例を示す信号波形図である。
図６において、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの後段に、高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮがそれぞれ設けられている。
FIG. 6 is a block diagram illustrating another configuration of the receiver and the skew adjustment circuit according to the second embodiment. FIG. 7 is a signal waveform diagram showing another operation example of the skew adjustment circuit according to the second embodiment.
In FIG. 6, high-precision variable delay circuits 23CP and 23CN are provided at the subsequent stage of the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN, respectively.
これにより、図７に示すように、離散可変遅延回路２３ＢＮにより、２Ｔ分の離散可変遅延が与えられたＮ相受信信号ＲＮ２に対して、離散可変遅延回路２３ＢＮの後段の高精度可変遅延回路２３ＣＮにより、周期長Ｔより小さいΔＴＢ分の高精度可変遅延が与えられて、Ｐ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮを得ることができる。 As a result, as shown in FIG. 7, a high-precision variable delay circuit 23CN at the subsequent stage of the discrete variable delay circuit 23BN is applied to the N-phase received signal RN2 to which a discrete variable delay of 2T is given by the discrete variable delay circuit 23BN. Thus, a high-accuracy variable delay of ΔTB smaller than the cycle length T is given, and the P-phase received signal RP and the N-phase received signal RN can be obtained.
［第２の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、受信器Ｒｘに、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮとの間に発生したスキューを調整するスキュー調整回路２３を設けるとともに、このスキュー調整回路２３を、直列接続した高精度可変遅延回路２３ＡＰおよび離散可変遅延回路２３ＢＰと、直列接続した高精度可変遅延回路２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＮから構成し、高精度可変遅延回路２３ＡＰおよび離散可変遅延回路２３ＢＰで、Ｐ相受信信号ＲＰに対してＲＦ信号の周期長Ｔより小さい高精度遅延と、周期長Ｔの整数倍の離散遅延とをそれぞれ個別に与えるとともに、高精度可変遅延回路２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＮで、Ｎ相受信信号ＲＮに対してＲＦ信号の周期長Ｔより小さい高精度遅延と、周期長Ｔの整数倍の離散遅延とをそれぞれ個別に与えるようにしたものである。
[Effect of the second embodiment]
As described above, in this embodiment, the receiver Rx adjusts the skew generated between the P-phase received signal RP and the N-phase received signal RN received from the dielectric waveguides LP and LN. The
これにより、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮとの間に発生したスキューが、周期長Ｔより小さい高精度遅延と周期長Ｔの整数倍の離散遅延とに分解されてそれぞれ調整されるため、それぞれの遅延量に応じた高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮで、効率よく高い精度でスキューを調整することができる。 As a result, the skew generated between the P-phase received signal RP and the N-phase received signal RN is decomposed and adjusted into a high-accuracy delay smaller than the period length T and a discrete delay that is an integral multiple of the period length T, respectively. Therefore, the skew can be adjusted efficiently and with high accuracy by the high-precision variable delay circuits 23AP and 23AN and the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN corresponding to the respective delay amounts.
また、本実施の形態において、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの後段に高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮを設けて、周期長Ｔの整数倍の離散遅延を与えた後、さらに周期長Ｔより小さい高精度可変遅延を与えるようにしてもよい。これにより、離散遅延後に残った僅かなスキューを微調整することができ、極めて高い精度でスキューを調整することが可能となる。 In the present embodiment, high-precision variable delay circuits 23CP and 23CN are provided after the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN to give a discrete delay that is an integral multiple of the cycle length T, and then smaller than the cycle length T. High precision variable delay may be provided. Thereby, a slight skew remaining after the discrete delay can be finely adjusted, and the skew can be adjusted with extremely high accuracy.
また、本実施の形態では、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮによる調整後、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮを調整し、場合によってはその後、高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮを再調整するスキュー調整フローを示したが、Ｐ信号の負側ピークのタイミングとＮ側信号の正側ピークのタイミングのずれが小さい場合（Ｐ信号とＮ信号の差動信号の振幅電圧がローノイズアンプ２１および復調器２２の受信感度よりも大きい場合）、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮによって、およそのスキュー調整を行った後に、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮによるスキュー調整フローも可能である。
In the present embodiment, after the adjustment by the high-precision variable delay circuits 23AP and 23AN, the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN are adjusted, and in some cases, the high-precision variable delay circuits 23CP and 23CN are readjusted after that. Although the flow is shown, when the difference between the timing of the negative peak of the P signal and the timing of the positive peak of the N signal is small (the amplitude voltage of the differential signal of the P signal and the N signal is
また、本実施の形態では、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮ→離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの順に配置した場合を例として説明したが、配置順序についてはこれに限定されるものではなく、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮ→高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮの順に配置することも可能である。 In this embodiment, the case where the high-precision variable delay circuits 23AP and 23AN are arranged in the order of the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN has been described as an example. However, the arrangement order is not limited to this, and the discrete order is not limited to this. It is also possible to arrange the variable delay circuits 23BP and 23BN in order of the high-precision variable delay circuits 23AP and 23AN.
また、本実施の形態では、Ｐ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮのそれぞれに対応して、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮを設けた場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮの線路長のうち、いずれか一方が固定的に常に長い場合には、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮのうち、線路長が長い誘電体導波路に対応する一方の高精度可変遅延回路（２３ＡＰ，２３ＡＮ）と離散可変遅延回路（２３ＢＰ，２３ＢＮ）の組を削除して、線路長が短い誘電体導波路に対応する一方の高精度可変遅延回路（２３ＡＰ，２３ＡＮ）と離散可変遅延回路（２３ＢＰ，２３ＢＮ）の組だけでスキュー調整回路２３を構成してもよい。
Further, in the present embodiment, a case where high-precision variable delay circuits 23AP and 23AN and discrete variable delay circuits 23BP and 23BN are provided corresponding to each of P-phase received signal RP and N-phase received signal RN will be described as an example. However, the present invention is not limited to this. For example, when one of the line lengths of the dielectric waveguides LP and LN is fixed and always long, the line length of the high-precision variable delay circuits 23AP and 23AN and the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN is One of the high-precision variable delay circuits (23AP, 23AN) and the discrete variable delay circuits (23BP, 23BN) corresponding to the long dielectric waveguide is deleted, and the one corresponding to the dielectric waveguide having a short line length is deleted. The
［第３の実施の形態］
次に、図８を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる伝送システム１について説明する。図８は、第３の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。
[Third Embodiment]
Next, with reference to FIG. 8, the transmission system 1 concerning the 3rd Embodiment of this invention is demonstrated. FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission system according to the third embodiment.
本実施の形態は、スキュー調整回路２３において、Ｐ相受信信号ＲＰまたはＮ相受信信号ＲＮのいずれか一方に、これらＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮとの間の許容遅延差より大きい固定時間長ＴＬ分の遅延を与え、Ｐ相受信信号ＲＰまたはＮ相受信信号ＲＮのいずれか他方を、高精度可変遅延回路（２３ＡＰ，２３ＡＮ）と離散可変遅延回路（２３ＢＰ，２３ＢＮ）の直列接続で遅延させることにより、スキューを調整する点が、第２の実施の形態と異なる。
In the present embodiment, in the
すなわち、本実施の形態において、スキュー調整回路２３には、Ｐ相受信信号ＲＰに対応して、第２の実施の形態と同様に高精度可変遅延回路２３ＡＰと離散可変遅延回路２３ＢＰの直列接続が設けられており、Ｎ相受信信号ＲＮに対しては、高精度可変遅延回路２３ＡＮと離散可変遅延回路２３ＢＮの接続回路に代えて、固定遅延回路２３Ｄが設けられている。
固定遅延回路２３Ｄは、Ｎ相受信信号ＲＮに対して、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮとの間の許容遅延差より大きい固定時間長ＴＬの遅延を与えた後、Ｎ相受信信号ＲＮ２としてローノイズアンプ２１へ出力する固定遅延回路である。
That is, in the present embodiment, the
The fixed
これにより、見かけ上、Ｎ相受信信号ＲＮより先にＰ相受信信号ＲＰが受信器Ｒｘで受信される状態、すなわちＮ相受信信号ＲＮがＰ相受信信号ＲＰに対して遅延している状態を常に作り出すことができる。このため、スキュー調整回路２３において、Ｐ相受信信号ＲＰに対して遅延を与える高精度可変遅延回路２３ＡＰと離散可変遅延回路２３ＢＰの直列接続だけで、Ｐ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮのスキューを除去することができ、スキュー調整回路２３さらには受信器Ｒｘの回路規模を簡素化することが可能となる。
As a result, the state in which the P-phase received signal RP is received by the receiver Rx prior to the N-phase received signal RN, that is, the state in which the N-phase received signal RN is delayed with respect to the P-phase received signal RP. Can always produce. For this reason, in the
また、本実施の形態では、第２の実施の形態のうち、高精度可変遅延回路２３ＡＮと離散可変遅延回路２３ＢＮの接続回路に代えて、固定遅延回路２３Ｄを設けた場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、第２の実施の形態のうち、高精度可変遅延回路２３ＡＰと離散可変遅延回路２３ＢＰの直列接続に代えて、固定遅延回路２３Ｄを設けてもよい。
これにより、見かけ上、Ｐ相受信信号ＲＰより先にＮ相受信信号ＲＮが受信器Ｒｘで受信される状態、すなわちＰ相受信信号ＲＰがＮ相受信信号ＲＮに対して遅延している状態を常に作り出すことができ、前述と同様に、スキュー調整回路２３さらには受信器Ｒｘの回路規模を簡素化することが可能となる。
In the present embodiment, the case where the fixed
As a result, the state in which the N-phase received signal RN is received by the receiver Rx prior to the P-phase received signal RP, that is, the state in which the P-phase received signal RP is delayed with respect to the N-phase received signal RN. As described above, the circuit scale of the
［第４の実施の形態］
次に、図９を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる伝送システム１について説明する。図９は、第４の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。
[Fourth Embodiment]
Next, with reference to FIG. 9, the transmission system 1 concerning the 4th Embodiment of this invention is demonstrated. FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission system according to the fourth embodiment.
本実施の形態は、図９に示すように、受信器Ｒｘに遅延制御回路３０を設けて、ローノイズアンプ２１から差動出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎの振幅情報、および復調器２２から差動出力される受信データ信号ＲＳのデューティ情報に基づき、スキュー調整回路２３をフィードバック制御することによりスキューを自動する点が、第２の実施の形態と異なる。
In the present embodiment, as shown in FIG. 9, a
本実施の形態において、遅延制御回路３０には、高精度遅延制御回路（第１の遅延制御回路）３１と、離散遅延制御回路（第２の遅延制御回路）３２とが設けられている。
高精度遅延制御回路３１は、ローノイズアンプ２１から差動出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎの振幅情報を検出し、その検出結果に基づき高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮの遅延量を調整する機能を有している。
離散遅延制御回路３２は、復調器２２から差動出力される受信データ信号ＲＳのデューティ情報を検出し、その検出結果に基づき離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの遅延量を調整する機能を有している。
In the present embodiment, the
The high precision
The discrete
図１０は、第４の実施の形態にかかるスキュー調整回路の動作例を示す信号波形図である。
図１０に示すように、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの間のスキューが、動作周波数の周期長Ｔの整数倍である場合、これらＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分ＲＤのピーク振幅電圧は最大となり、ローノイズアンプ２１から出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅電圧も最大となる。
FIG. 10 is a signal waveform diagram illustrating an operation example of the skew adjustment circuit according to the fourth embodiment.
As shown in FIG. 10, when the skew between the P-phase received signal RP and the N-phase received signal RN received from the dielectric waveguides LP and LN is an integral multiple of the period length T of the operating frequency, these P-phases The peak amplitude voltage of the differential component RD of the reception signal RP and the N-phase reception signal RN is maximized, and the peak amplitude voltages of the reception RF signals 21P and 21N output from the
よって、高精度遅延制御回路３１において、ローノイズアンプ２１から出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅電圧を検出し、このピーク振幅電圧が最大になるように高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮの遅延量をフィードバック制御することで、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの位相を揃えることができる。
Therefore, the high-accuracy
また、図１０に示すように、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングがずれている場合、これらＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分ＲＤの振幅持続時間Ｄｄは、Ｐ相受信信号ＲＰの振幅持続時間Ｄｐと異なる。これにより、復調器２２で復調された受信データ信号ＲＳは、送信データ信号ＴＳと立ち上がりや立ち下がりでタイミングずれが生じるため、送信器Ｔｘに入力された送信データ信号ＴＳとデューティ（パルス幅）が変化する。
Also, as shown in FIG. 10, when the leading timings of the P-phase received signal RP and the N-phase received signal RN received from the dielectric waveguides LP and LN are shifted, these P-phase received signal RP and N-phase received signal The amplitude duration Dd of the differential component RD of RN is different from the amplitude duration Dp of the P-phase received signal RP. As a result, the reception data signal RS demodulated by the
よって、離散遅延制御回路３２において、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳのデューティ比が、所望の値、例えば送信データ信号ＴＳのデューティ比と等しい値となるよう、あるいは受信データ信号ＲＳが誤判定されにくいデューティ比５０％となるように、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの遅延量をフィードバック制御することで、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングを揃えることができる。
Therefore, in the discrete
したがって、本実施の形態によれば、高精度遅延制御回路３１により、ローノイズアンプ２１から差動出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅情報をフィードバックした高精度可変遅延制御が実施され、離散遅延制御回路３２により、復調器２２から差動出力される受信データ信号ＲＳのデューティ情報をフィードバックした離散可変遅延制御が実施されることになる。
これにより、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮに対するスキュー調整を自動化することが可能となる。
Therefore, according to the present embodiment, the high-accuracy
This makes it possible to automate skew adjustment for the P-phase received signal RP and the N-phase received signal RN.
この際、図３に示したように、動作周波数の１／２周期長（＝Ｔ／２）のスキューが生じて、差動成分ＲＤの信号振幅電圧、さらには復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳの振幅電圧がゼロ（Ｖｐｐ＝０）となるため、離散遅延制御回路３２による離散可変遅延制御ができなくなる場合がある。また、この受信データ信号ＲＳの振幅電圧がゼロとなる状態は、１／２周期長のスキューに周期長Ｔの整数倍のスキューが加えられた状態でも同様に発生するため、周期長Ｔの整数倍でスキュー調整する離散可変遅延制御により、この状態から脱出することはできない。
At this time, as shown in FIG. 3, a skew of ½ period length (= T / 2) of the operating frequency is generated, and the signal amplitude voltage of the differential component RD and further the reception output from the
このため、本実施の形態において、高精度遅延制御回路３１によりＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの位相を揃えた後、この位相同期完了に基づいて高精度遅延制御回路３１から離散遅延制御回路３２に出力された位相同期完了信号３０Ｓに応じて、離散遅延制御回路３２によりＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングを揃えるようにしてもよい。
これにより、離散遅延制御回路３２により離散可変遅延制御を行う場合には、必ずスキューが周期長Ｔの整数倍となるため、離散遅延制御回路３２による離散可変遅延制御が実施可能な状態とすることができ、安定したスキュー調整を実現することが可能となる。この際、スキュー調整制御の順序が規定されるだけで、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮと離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの配置順序については限定されるものではない。
For this reason, in the present embodiment, the high-accuracy
Thereby, when discrete variable delay control is performed by the discrete
また、本実施の形態では、ローノイズアンプ２１から出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅情報を高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮにフィードバックする場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、復調器２２において包絡線検波方式等を用いた場合、入力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅電圧が大きい程、復調後の受信データ信号ＲＳのピーク振幅電圧も大きくなる。このため、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳのピーク振幅情報を検出して、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮにフィードバックすることによって、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの位相を揃える方法も可能である。
In the present embodiment, the case where the peak amplitude information of the received
また、本実施の形態では、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳのデューティを離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮにフィードバックする場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、図１０に示した差動成分ＲＤは、高精度可変遅延制御後、ピーク振幅電圧が最大となる前にそれより小さな（およそ半分）振幅電圧が出力されるため、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳの立ち上がりや立ち下がりの時間が大きくなる。このため、これら立ち上がりや立ち下がりの時間を検出して、これらが最小になるように離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮにフィードバックすることによって、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングを揃える方法も可能である。
In the present embodiment, the case where the duty of the reception data signal RS output from the
また、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳの立ち上がりや立ち下がりの時間が増加したり、デューティが変動することによって、受信データ信号ＲＳのジッタ量が大きくなることも考えられる。このため、受信データ信号ＲＳのジッタ量を検出し、このジッタ量が最小になるように離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮにフィードバックすることによって、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングを揃える方法も可能である。
It is also conceivable that the amount of jitter of the reception data signal RS increases due to an increase in the rise or fall time of the reception data signal RS output from the
なお、前述した立ち上がり／立ち下がりの時間やジッタ量を離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮにフィードバックする方法について、送信器Ｔｘに入力される送信データ信号ＴＳのデューティ情報が分からない場合にも利用可能であるという利点がある。
また、図１０では、ＡＳＫ変調された相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮを例としてスキュー調整回路２３の動作を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳが、Ｈｉｇｈ状態かＬｏｗ状態かの２電位を判定する形式の信号、例えばＮＲＺ形式やＲＺ形式の信号であればよい。
Note that the above-described method of feeding back the rise / fall time and jitter amount to the discrete variable delay circuits 23BP and 23BN can be used even when the duty information of the transmission data signal TS input to the transmitter Tx is not known. There is an advantage of being.
In FIG. 10, the operation of the
［第５の実施の形態］
次に、図１１を参照して、本発明の第５の実施の形態にかかる伝送システム１について説明する。図１１は、第５の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。
[Fifth Embodiment]
Next, with reference to FIG. 11, the transmission system 1 concerning the 5th Embodiment of this invention is demonstrated. FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission system according to the fifth embodiment.
本実施の形態は、図１１に示すように、送信器Ｔｘから出力されるＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮのうち、Ｐ相送信信号ＴＰのみが振幅電圧を有するＲＦ信号となっており、Ｎ相送信信号ＴＮはグラウンド（接地電位）に接続した振幅電圧ゼロの信号である点が、第１および第２の実施の形態と異なる。 In the present embodiment, as shown in FIG. 11, only the P-phase transmission signal TP is an RF signal having an amplitude voltage among the P-phase transmission signal TP and the N-phase transmission signal TN output from the transmitter Tx. The N-phase transmission signal TN differs from the first and second embodiments in that the N-phase transmission signal TN is a signal having an amplitude voltage of zero connected to the ground (ground potential).
Ｎ相送信信号ＴＮに振幅電圧ゼロの基準信号を送信することで、Ｎ側の受信信号として誘電体導波路伝送中に生じるノイズやクロストークの影響のみが伝搬される。２つの誘電体導波路ＬＰ，ＬＮが等長配線されている場合、Ｐ相送信信号ＴＰとＮ相送信信号ＴＮとの差分を取ると、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを伝搬中に生じたノイズやクロストークの影響が除去されたＰ相受信信号ＲＰを取り出すことが可能となり、それを基に受信データ信号ＲＳを復調することができる。 By transmitting a reference signal with zero amplitude voltage to the N-phase transmission signal TN, only the influence of noise and crosstalk generated during transmission of the dielectric waveguide is propagated as the N-side received signal. When the two dielectric waveguides LP and LN are wired at the same length, if the difference between the P-phase transmission signal TP and the N-phase transmission signal TN is taken, noise generated during propagation through the dielectric waveguides LP and LN It is possible to extract the P-phase received signal RP from which the influence of crosstalk has been removed, and the received data signal RS can be demodulated based on the P-phase received signal RP.
また、２つの誘電体導波路ＬＰ，ＬＮが等長配線されていない場合、受信器Ｒｘに備わるスキュー調整回路２３によって、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮのそれぞれに生じるノイズの先頭タイミングまたはピーク振幅電圧のタイミングを揃えることで、ローノイズアンプ２１による差動増幅された受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎにおいてノイズ除去効果を最大化できる。なお、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮのそれぞれに生じるノイズの先頭タイミングやピーク振幅電圧にほとんどスキューが発生しない場合、スキュー調整回路２３を省いて、Ｐ相送信信号ＴＰとＮ相送信信号ＴＮとをローノイズアンプ２１へ直接入力してもよい。
When the two dielectric waveguides LP and LN are not equally wired, the leading timing of noise generated in each of the P-phase reception signal RP and the N-phase reception signal RN by the
また、本実施の形態では、Ｎ相送信信号ＴＮとしてグラウンドに接続した振幅電圧ゼロ信号を用いた例を示したが、振幅電圧がゼロの一定電位であれば、いずれの電位であってもよい。また、本実施の形態では、Ｐ相送信信号ＴＰに振幅電圧を有するＲＦ信号を用い、Ｎ相送信信号ＴＮに振幅電圧ゼロの信号を用いた例を示したが、Ｐ相送信信号ＴＰに振幅電圧ゼロの信号を用い、Ｎ相送信信号ＴＮに振幅電圧を有するＲＦ信号を用いてもよい。また、本実施の形態では、伝送媒体として誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを用いた場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、金属配線などの他の伝送媒体を用いた伝送システムにも適用できる。 In this embodiment, an example in which an amplitude voltage zero signal connected to the ground is used as the N-phase transmission signal TN has been described. However, any potential may be used as long as the amplitude voltage is a constant potential of zero. . In the present embodiment, an example in which an RF signal having an amplitude voltage is used for the P-phase transmission signal TP and a signal having an amplitude voltage of zero is used for the N-phase transmission signal TN has been described. An RF signal having an amplitude voltage may be used for the N-phase transmission signal TN by using a signal having a zero voltage. In the present embodiment, the case where the dielectric waveguides LP and LN are used as transmission media has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and transmission using other transmission media such as metal wiring is possible. It can also be applied to the system.
［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。
[Extended embodiment]
The present invention has been described above with reference to the embodiments, but the present invention is not limited to the above embodiments. Various changes that can be understood by those skilled in the art can be made to the configuration and details of the present invention within the scope of the present invention. In addition, each embodiment can be implemented in any combination within a consistent range.
１…伝送システム、Ｔｘ…送信器、１１…変調器、１２…増幅器（ＰＡ）、Ｒｘ…受信器、ＲＳ…受信データ信号、２１…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、２１Ｐ，２１Ｎ…受信ＲＦ信号、２２…復調器、２３…スキュー調整回路、２３ＡＰ，２３ＡＮ…高精度可変遅延回路（第１の可変遅延回路）、２３ＢＰ，２３ＢＮ…離散可変遅延回路（第２の可変遅延回路）、２３ＣＰ，２３ＣＮ…高精度可変遅延回路、３０…遅延制御回路、３０Ｓ…位相同期完了信号、３１…高精度遅延制御回路（第１の遅延制御回路）、３２…離散遅延制御回路（第２の遅延制御回路）、ＬＰ，ＬＮ…誘電体導波路、ＴＳ…送信データ信号、ＲＳ…受信データ信号、ＴＰ…Ｐ相送信信号、ＴＮ…Ｎ相送信信号、ＲＰ，ＲＰ１，ＲＰ２…Ｐ相受信信号、ＲＮ，ＲＮ１，ＲＮ２，ＲＮ３…Ｎ相受信信号、ＲＤ…差動成分。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Transmission system, Tx ... Transmitter, 11 ... Modulator, 12 ... Amplifier (PA), Rx ... Receiver, RS ... Received data signal, 21 ... Low noise amplifier (LNA), 21P, 21N ... Received RF signal, 22 ... demodulator, 23 ... skew adjustment circuit, 23AP, 23AN ... high precision variable delay circuit (first variable delay circuit), 23BP, 23BN ... discrete variable delay circuit (second variable delay circuit), 23CP, 23CN ... high Precision variable delay circuit, 30 ... delay control circuit, 30S ... phase synchronization completion signal, 31 ... high precision delay control circuit (first delay control circuit), 32 ... discrete delay control circuit (second delay control circuit), LP , LN ... dielectric waveguide, TS ... transmission data signal, RS ... reception data signal, TP ... P phase transmission signal, TN ... N phase transmission signal, RP, RP1, RP2 ... P phase reception signal, RN, RN1 RN2, RN3 ... N-phase receiving signal, RD ... differential component.
Claims (4)
前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を復調することにより受信データ信号を出力する受信器とを備え、
前記受信器は、
前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、
前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、
前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備え、
前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整し、この際、第１の遅延制御回路を設けて、前記ローノイズアンプから出力される前記受信ＲＦ信号のピーク振幅電圧、または、前記復調器から出力される前記受信データ信号のピーク振幅値を検出し、当該ピーク振幅電圧が最大となるように、前記第１の可変遅延回路の遅延量をフィードバック制御する
ことを特徴とする伝送システム。 Modulates the input transmission data signal to generate a P-phase (normal phase) transmission signal and an N-phase (reverse phase) transmission signal composed of differential RF signals, and outputs them to each of the paired dielectric waveguides. A transmitter,
A P-phase (normal phase) reception signal and an N-phase (reverse phase) reception signal are received from each of the dielectric waveguides, and received by demodulating the differential components of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal. A receiver for outputting a data signal ,
The receiver is
A skew adjustment circuit that removes and outputs a skew between the P-phase received signal and the N-phase received signal received from each of the dielectric waveguides;
A low-noise amplifier that outputs a reception RF signal indicating a differential component of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal output from the skew adjustment circuit;
A demodulator that demodulates the received RF signal output from the low noise amplifier and outputs the received data signal;
The skew adjustment circuit includes a first variable delay circuit that gives a delay equal to or less than a period length of an operation frequency of the RF signal to the input RF signal for each of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal; A serial connection with a second variable delay circuit that gives a delay that is an integral multiple of the cycle length of the operating frequency of the RF signal to the input RF signal is provided, and any of these P-phase received signal and N-phase received signal The skew is adjusted by delaying one that arrives first by the serial connection, and at this time, a first delay control circuit is provided, and a peak amplitude voltage of the received RF signal output from the low noise amplifier Alternatively, the peak amplitude value of the received data signal output from the demodulator is detected, and the delay amount of the first variable delay circuit is fed so as to maximize the peak amplitude voltage. Transmission system characterized by back control.
前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を復調することにより受信データ信号を出力する受信器とを備え、
前記受信器は、
前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、
前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、
前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備え、
前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整し、この際、第２の遅延制御回路を設けて、前記復調器から出力される前記受信データ信号から検出したデューティが特定の値となるように、あるいは、前記ローノイズアンプから出力される前記受信ＲＦ信号の立ち上がりまたは立ち下がりの時間、または、前記受信ＲＦ信号のジッタ量が最小となるように、前記第２の可変遅延回路の遅延量をフィードバック制御する
ことを特徴とする伝送システム。 Modulates the input transmission data signal to generate a P-phase (normal phase) transmission signal and an N-phase (reverse phase) transmission signal composed of differential RF signals, and outputs them to each of the paired dielectric waveguides. A transmitter,
A P-phase (normal phase) reception signal and an N-phase (reverse phase) reception signal are received from each of the dielectric waveguides, and received by demodulating the differential components of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal. A receiver for outputting a data signal,
The receiver is
A skew adjustment circuit that removes and outputs a skew between the P-phase received signal and the N-phase received signal received from each of the dielectric waveguides;
A low-noise amplifier that outputs a reception RF signal indicating a differential component of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal output from the skew adjustment circuit;
A demodulator that demodulates the received RF signal output from the low noise amplifier and outputs the received data signal;
The skew adjustment circuit includes a first variable delay circuit that gives a delay equal to or less than a period length of an operation frequency of the RF signal to the input RF signal for each of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal; A serial connection with a second variable delay circuit that gives a delay that is an integral multiple of the cycle length of the operating frequency of the RF signal to the input RF signal is provided, and any of these P-phase received signal and N-phase received signal The skew is adjusted by delaying one that arrives first by the serial connection, and at this time, a second delay control circuit is provided, and the duty detected from the received data signal output from the demodulator Is a specific value, or the rising or falling time of the received RF signal output from the low noise amplifier, or the jitter amount of the received RF signal As a minimum, the transmission system, characterized in that the feedback control of the delay amount of the second variable delay circuit.
前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を復調することにより受信データ信号を出力する受信器とを備え、
前記受信器は、
前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、
前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、
前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備え、
前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整し、この際、前記第１の可変遅延回路により、前記ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与えることにより前記スキューを調整した後、前記第２の可変遅延回路により当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与えることにより前記スキューを調整する
ことを特徴とする伝送システム。 Modulates the input transmission data signal to generate a P-phase (normal phase) transmission signal and an N-phase (reverse phase) transmission signal composed of differential RF signals, and outputs them to each of the paired dielectric waveguides. A transmitter,
A P-phase (normal phase) reception signal and an N-phase (reverse phase) reception signal are received from each of the dielectric waveguides, and received by demodulating the differential components of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal. A receiver for outputting a data signal,
The receiver is
A skew adjustment circuit that removes and outputs a skew between the P-phase received signal and the N-phase received signal received from each of the dielectric waveguides;
A low-noise amplifier that outputs a reception RF signal indicating a differential component of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal output from the skew adjustment circuit;
A demodulator that demodulates the received RF signal output from the low noise amplifier and outputs the received data signal;
The skew adjustment circuit includes a first variable delay circuit that gives a delay equal to or less than a period length of an operation frequency of the RF signal to the input RF signal for each of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal; A serial connection with a second variable delay circuit that gives a delay that is an integral multiple of the cycle length of the operating frequency of the RF signal to the input RF signal is provided, and any of these P-phase received signal and N-phase received signal The skew is adjusted by delaying the one that arrives first by the serial connection, and at this time, by giving a delay equal to or less than the period length of the operating frequency of the RF signal by the first variable delay circuit. after adjusting the skew, and adjusting the skew by providing a delay of an integral multiple of the period length of the operating frequency of the RF signal by the second variable delay circuit Transmission system.
前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を復調することにより受信データ信号を出力する受信器とを備え、
前記受信器は、
前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、
前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、
前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備え、
前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより前記スキューを調整し、この際、前記Ｐ相受信信号または前記Ｎ相受信信号のいずれか一方に、これらＰ相受信信号とＮ相受信信号との間の許容遅延差より大きい固定時間長の遅延を与え、前記Ｐ相受信信号または前記Ｎ相受信信号のいずれか他方を前記直列接続で遅延させることにより前記スキューを調整する
ことを特徴とする伝送システム。 Modulates the input transmission data signal to generate a P-phase (normal phase) transmission signal and an N-phase (reverse phase) transmission signal composed of differential RF signals, and outputs them to each of the paired dielectric waveguides. A transmitter,
A P-phase (normal phase) reception signal and an N-phase (reverse phase) reception signal are received from each of the dielectric waveguides, and received by demodulating the differential components of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal. A receiver for outputting a data signal,
The receiver is
A skew adjustment circuit that removes and outputs a skew between the P-phase received signal and the N-phase received signal received from each of the dielectric waveguides;
A low-noise amplifier that outputs a reception RF signal indicating a differential component of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal output from the skew adjustment circuit;
A demodulator that demodulates the received RF signal output from the low noise amplifier and outputs the received data signal;
The skew adjustment circuit includes a first variable delay circuit that gives a delay equal to or less than a period length of an operation frequency of the RF signal to the input RF signal for each of the P-phase reception signal and the N-phase reception signal; A serial connection with a second variable delay circuit that gives a delay that is an integral multiple of the cycle length of the operating frequency of the RF signal to the input RF signal is provided, and any of these P-phase received signal and N-phase received signal The skew is adjusted by delaying one that arrives first by the serial connection, and at this time, either the P-phase reception signal or the N-phase reception signal is added to the P-phase reception signal and the N-phase reception signal. The skew is adjusted by giving a delay having a fixed time length larger than an allowable delay difference with respect to the signal and delaying the other of the P-phase received signal and the N-phase received signal through the serial connection. Transmission system characterized in that.
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