JP6142751B2 - Flying capacitor type multi-level power conversion circuit - Google Patents
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Description
本発明は、交流電動機駆動などを目的としたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路に関し、特に電力変換回路に使用する半導体スイッチ素子の短絡故障の検出方法と短絡故障した半導体スイッチ素子を特定する方式に関する。 The present invention relates to a flying capacitor type multi-level power converter circuit for the purpose of driving an AC motor, and more particularly to a method for detecting a short circuit fault in a semiconductor switch element used in the power converter circuit and a method for identifying a semiconductor switch element having a short circuit fault. About.
図８に、直流から交流に変換する２レベルインバータの電力変換回路の一般形を示す。
ＤＰが直流電源（電圧Ｅｄ）で、正側電位をＰ、負側電位をＮとしている。一般に本直流電源を交流電源システムより構成する場合は、図示していない整流器と大容量のコンデンサなどによって構成することが可能である。
FIG. 8 shows a general form of a power conversion circuit of a two-level inverter that converts direct current to alternating current.
DP is a DC power supply (voltage Ed), the positive potential is P, and the negative potential is N. In general, when this DC power supply is constituted by an AC power supply system, it can be constituted by a rectifier (not shown) and a large-capacitance capacitor.
Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、ＱｚがＩＧＢＴとダイオードからなる半導体スイッチ、ＧＤｕ、ＧＤｖ、ＧＤｗ、ＧＤｘ、ＧＤｙ、ＧＤｚが各ＩＧＢＴを駆動するためのゲート駆動回路で、制御回路ＣＮＴからのゲート駆動信号Ｓ１〜Ｓ６によってＩＧＢＴがオンオフされる。またＡＣＭが本システムの負荷例である交流電動機である。本構成の場合、ＩＧＢＴのスイッチングによって交流部には直流電源DPのＰ電位またはＮ電位が出力可能となるため２レベルの変換回路となる。 Qu, Qv, Qw, Qx, Qy, Qz are semiconductor switches composed of IGBTs and diodes, GDu, GDv, GDw, GDx, GDy, GDz are gate drive circuits for driving each IGBT, and gates from the control circuit CNT The IGBT is turned on and off by the drive signals S1 to S6. An ACM is an AC motor that is an example of the load of this system. In the case of this configuration, the P potential or N potential of the DC power source DP can be output to the AC unit by switching of the IGBT, so that a two-level conversion circuit is obtained.
ＣＤは電流検出器である。半導体スイッチの上下アームに電源短絡が生じた場合に直流電源からの放電電流を検出して制御回路ＣＮＴに送出し、制御回路でその電流値の大きさを所定値と比較して電源短絡かどうかを判定し、電源短絡と判定した場合には全ての半導体スイッチをオフして被害の拡大を防止する。電源短絡に至るケースとしては、ノイズや制御回路からの誤信号などにより上下アームの各半導体スイッチに同時にオン信号が印加された場合や、上下アームの何れかの半導体スイッチが短絡故障し、次に対向アームの半導体スイッチにオン信号が印加された場合である。 CD is a current detector. When a power supply short circuit occurs in the upper and lower arms of the semiconductor switch, a discharge current from the DC power supply is detected and sent to the control circuit CNT, and the control circuit compares the magnitude of the current value with a predetermined value to determine whether the power supply is short-circuited. If it is determined that the power supply is short-circuited, all semiconductor switches are turned off to prevent the damage from spreading. Cases that lead to a power supply short-circuit include when an ON signal is simultaneously applied to each semiconductor switch in the upper and lower arms due to noise or an erroneous signal from the control circuit, etc. This is a case where an ON signal is applied to the semiconductor switch of the opposite arm.
図９にフライングキャパシタ形の３レベル変換回路を示す。本回路は直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴ１〜Ｔ４を４個直列接続した回路を接続し、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ３のエミッタとの間にコンデンサＣ１を接続した構成である。ここで、半導体スイッチＴ２とＴ３の接続点を交流端子とする。このコンデンサＣ１がフライングキャパシタで、その平均的電圧は直流電源DPの電圧Ｅｄに対してＥｄ／２に制御される。本回路構成によって交流端子には、下記（１）〜（４）の動作で４通りの電位が出力可能となる。
（１）Ｅｄ（Ｔ１、Ｔ２がオン）
（２）Ｅｄ−Ｅｄ／２（Ｔ１、Ｔ３がオン）
（３）０＋Ｅｄ／２（Ｔ２、Ｔ４がオン）
（４）０（Ｔ３、Ｔ４がオン）
ここで（２）と（３）は同一電圧（Ｅｄ／２）の出力電圧となるが、交流部の電流の正方向を出力方向とした場合、（２）の場合はコンデンサＣ１は充電される動作となり、（３）の場合は放電される動作となるため、その出力時間を選択的に制御することでコンデンサＣ１の電圧を平均的にＥｄ／２に維持することが可能となる。
FIG. 9 shows a flying capacitor type three-level conversion circuit. In this circuit, a circuit in which four semiconductor switches T1 to T4 are connected in series is connected between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP, and a capacitor is connected between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T3. In this configuration, C1 is connected. Here, let the connection point of semiconductor switch T2 and T3 be an alternating current terminal. The capacitor C1 is a flying capacitor, and its average voltage is controlled to Ed / 2 with respect to the voltage Ed of the DC power source DP. With this circuit configuration, four potentials can be output to the AC terminal by the following operations (1) to (4).
(1) Ed (T1 and T2 are on)
(2) Ed-Ed / 2 (T1 and T3 are on)
(3) 0 + Ed / 2 (T2 and T4 are on)
(4) 0 (T3 and T4 are on)
Here, (2) and (3) are the output voltage of the same voltage (Ed / 2), but when the positive direction of the current of the AC section is the output direction, the capacitor C1 is charged in the case of (2). In the case of (3), the operation is a discharge operation. Therefore, by selectively controlling the output time, the voltage of the capacitor C1 can be maintained at Ed / 2 on average.
また図１６、図１７、図１８に本回路の応用例としてフライングキャパシタを複数個適用したマルチレベル電力変換回路を示す。図１６が４レベルのマルチレベル変換回路、図１７が５レベルのマルチレベル変換回路、図１８が６レベルのマルチレベル変換回路である。同様な方法で（ｎ−２）個のフライングキャパシタを適用すればｎレベルのマルチレベル変換回路が構成可能となる。ここで、ｎは３以上の整数とする。 FIGS. 16, 17, and 18 show multi-level power conversion circuits to which a plurality of flying capacitors are applied as application examples of this circuit. 16 is a 4-level multilevel conversion circuit, FIG. 17 is a 5-level multilevel conversion circuit, and FIG. 18 is a 6-level multilevel conversion circuit. If (n−2) flying capacitors are applied in a similar manner, an n-level multi-level conversion circuit can be configured. Here, n is an integer of 3 or more.
図１６に示す４レベルのマルチレベル変換回路は、直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に６個の半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の直列回路を接続し、中間接続点である半導体スイッチＴ３とＴ４の接続点を交流端子に、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ４のエミッタとの間にコンデンサＣ１を、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ５のエミッタとの間にコンデンサＣ２を、各々接続した構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／３、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／３とすることにより、交流端子には４個のレベルの電圧Ｅｄ、２Ｅｄ／３、Ｅｄ／３、０を選択的に出力することができる。 The four-level multi-level conversion circuit shown in FIG. 16 connects a series circuit of six semiconductor switches T1 to T6 between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP, and is an intermediate connection point. The connection point of the semiconductor switches T3 and T4 is an AC terminal, the capacitor C1 is connected between the collector of the semiconductor switch T3 and the emitter of T4, and the capacitor C2 is connected between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T5. It is a configuration. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, the voltage of the capacitor C1 is Ed / 3 and the voltage of the capacitor C2 is 2Ed / 3, so that the AC terminal has four levels of voltage Ed, 2Ed / 3, Ed. / 3, 0 can be selectively output.
図１７に示す５レベルのマルチレベル変換回路は、直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に８個の半導体スイッチＴ１〜Ｔ８の直列回路を接続し、中間接続点である半導体スイッチＴ４とＴ５の接続点を交流端子に、半導体スイッチＴ４のコレクタとＴ５のエミッタとの間にコンデンサＣ１を、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ６のエミッタとの間にコンデンサＣ２を、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ７のエミッタとの間にコンデンサＣ３を、各々接続した構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／４、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／４＝Ｅｄ／２、コンデンサＣ３の電圧を３Ｅｄ／４とすることにより、交流端子には５個のレベルの電圧Ｅｄ、３Ｅｄ／４、２Ｅｄ／４＝Ｅｄ／２、Ｅｄ／４．０を選択的に出力することができる。 The multi-level conversion circuit of 5 levels shown in FIG. 17 is an intermediate connection point by connecting a series circuit of eight semiconductor switches T1 to T8 between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP. The connection point of the semiconductor switches T4 and T5 is an AC terminal, the capacitor C1 is connected between the collector of the semiconductor switch T4 and the emitter of T5, the capacitor C2 is connected between the collector of the semiconductor switch T3 and the emitter of T6, and the semiconductor switch T2 The capacitor C3 is connected between the collector and the emitter of T7. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, the voltage of the capacitor C1 is Ed / 4, the voltage of the capacitor C2 is 2Ed / 4 = Ed / 2, and the voltage of the capacitor C3 is 3Ed / 4. Five levels of voltages Ed, 3Ed / 4, 2Ed / 4 = Ed / 2, Ed / 4.0 can be selectively output.
図１８に示す６レベルのマルチレベル変換回路は、直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に１０個の半導体スイッチＴ１〜Ｔ１０の直列回路を接続し、中間接続点である半導体スイッチＴ５とＴ６の接続点を交流端子に、半導体スイッチＴ５のコレクタとＴ６のエミッタとの間にコンデンサＣ１を、半導体スイッチＴ４のコレクタとＴ７のエミッタとの間にコンデンサＣ２を、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ８のエミッタとの間にコンデンサＣ３を、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ９のエミッタとの間にコンデンサＣ４を、各々接続した構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／５、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／５、コンデンサＣ３の電圧を３Ｅｄ／５、コンデンサＣ４の電圧を４Ｅｄ／５とすることにより、交流端子には５個のレベルの電圧Ｅｄ、４Ｅｄ／５、３Ｅｄ／５、２Ｅｄ／５．Ｅｄ／５、０を選択的に出力することができる。
フライングキャパシタ形電力変換回路は、特許文献１、特許文献２などに示されている。
The 6-level multi-level conversion circuit shown in FIG. 18 connects a series circuit of ten semiconductor switches T1 to T10 between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP, and is an intermediate connection point. The connection point of the semiconductor switches T5 and T6 is an AC terminal, the capacitor C1 is provided between the collector of the semiconductor switch T5 and the emitter of T6, the capacitor C2 is provided between the collector of the semiconductor switch T4 and the emitter of T7, and the semiconductor switch T3. The capacitor C3 is connected between the collector and the emitter of T8, and the capacitor C4 is connected between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T9. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, the voltage of the capacitor C1 is Ed / 5, the voltage of the capacitor C2 is 2Ed / 5, the voltage of the capacitor C3 is 3Ed / 5, and the voltage of the capacitor C4 is 4Ed / 5. , The AC terminal has five levels of voltage Ed, 4Ed / 5, 3Ed / 5, 2Ed / 5. Ed / 5, 0 can be selectively output.
The flying capacitor type power conversion circuit is disclosed in Patent Document 1, Patent Document 2, and the like.
次に、短絡故障保護について説明する。一般に電力変換回路を構成している半導体スイッチが、何らかの原因で故障（破壊）した場合、通常短絡状態となる。図１９に、２レベルインバータ回路の１相分の回路での短絡故障時の動作を示す。半導体スイッチとしては、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴを用いた例である。直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴＡとＴＢの直列回路が接続された回路構成において、半導体スイッチＴＢが短絡故障した状態で、半導体スイッチＴＡにオン指令が入力されると、破線で示すような直流電源短絡電流Ｉｓが流れる。この状態が所定時間以上続くと半導体スイッチＴＡも短絡破壊し、完全な直流電源短絡状態となり、装置としての被害が拡大する。これを防止するために、何らかの方法で過電流状態を検出し、検出後速やかに直流電源との接続を遮断する方法が取られる。一般に、図１９に示すようにＩＧＢＴのゲート駆動回路ＧＤにアーム短絡検知回路（詳細回路例は図２０参照）を設ける、或いは図８に示す例のように直流部やコンデンサと直列に電流検出器（シャント抵抗による検出も含む）ＣＤを接続する方式が用いられる。 Next, short circuit failure protection will be described. In general, when a semiconductor switch constituting a power conversion circuit fails (breaks down) for some reason, it is normally short-circuited. FIG. 19 shows the operation at the time of a short circuit failure in the circuit for one phase of the two-level inverter circuit. In this example, the semiconductor switch is an IGBT having diodes connected in antiparallel. In a circuit configuration in which a series circuit of the semiconductor switches TA and TB is connected between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power supply DP, an on command is given to the semiconductor switch TA in a state where the semiconductor switch TB is short-circuited. When input, a DC power supply short circuit current Is as shown by a broken line flows. If this state continues for a predetermined time or more, the semiconductor switch TA is also short-circuited and broken, and a complete DC power supply short-circuit state is established, and the damage to the device is expanded. In order to prevent this, an overcurrent state is detected by some method, and the connection with the DC power supply is cut off immediately after the detection. Generally, as shown in FIG. 19, an arm short circuit detection circuit (see FIG. 20 for a detailed circuit example) is provided in the gate drive circuit GD of the IGBT, or a current detector in series with a DC part or a capacitor as in the example shown in FIG. A method of connecting CDs (including detection by shunt resistance) is used.
図２０にアーム短絡検知回路を内蔵したゲート駆動回路例を示す。制御回路からのオンオフ信号をフォトカプラーＰＣ１で絶縁し、この信号をトランジスタＱｆ、Ｑｒで増幅してＩＧＢＴＴＭをオンオフさせるゲート駆動回路である。ダイオードＤｄでＩＧＢＴＴＭのコレクタ電圧を検出して、この電圧が過電流によりツェナーダイオードの電圧で決まる所定値以上に上昇した場合にはトランジスタＱｓをオンさせ、ゲート信号をオフにするとともに、フォトカプラーＰＣ２で制御回路側へ短絡故障信号を送出するものである。ここで、抵抗Ｒ１とコンデンサＣｄはタイマー回路を構成し、オン信号の立上り時はタイマー回路で決まる時間だけ過電流検出回路をマスクする。ＣＰ，ＣＮは駆動回路の電源、ＲＧはゲート抵抗、R2はフォトカプラーPC2の電流を抑制するための抵抗、ＤｂはトランジスタＱｓの逆電圧防止用ダイオードである。
これら短絡電流検知方法は、非特許文献１などに示されている。
FIG. 20 shows an example of a gate drive circuit incorporating an arm short circuit detection circuit. This is a gate drive circuit that isolates the on / off signal from the control circuit by the photocoupler PC1 and amplifies this signal by the transistors Qf and Qr to turn on and off the IGBTTM. When the collector voltage of the IGBTTM is detected by the diode Dd and this voltage rises above a predetermined value determined by the voltage of the Zener diode due to overcurrent, the transistor Qs is turned on, the gate signal is turned off, and the photocoupler PC2 In this case, a short circuit failure signal is sent to the control circuit side. Here, the resistor R1 and the capacitor Cd form a timer circuit, and when the ON signal rises, the overcurrent detection circuit is masked for a time determined by the timer circuit. CP and CN are power sources for the drive circuit, RG is a gate resistor, R2 is a resistor for suppressing the current of the photocoupler PC2, and Db is a diode for preventing reverse voltage of the transistor Qs.
These short-circuit current detection methods are disclosed in Non-Patent Document 1 and the like.
図１０〜図１３に３レベルのフライングキャパシタ形変換回路における半導体スイッチが短絡故障した時の短絡電流の経路を示す。図１０が半導体スイッチＴ２が短絡した場合の短絡電流経路を、図１１が半導体スイッチＴ３が短絡した場合の短絡電流経路を、図１２が半導体スイッチＴ１が短絡故障した時の短絡電流経路を、図１３が半導体スイッチＴ４が短絡故障した時の短絡電流経路を、各々示す。
半導体スイッチＴ２又はＴ３が故障した場合は、コンデンサＣ１→半導体スイッチＴ２→半導体スイッチＴ３を介した経路で短絡電流Ｉａが流れ、この電流を検出する必要がある。また、半導体スイッチＴ１又はＴ４が故障した場合は、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ１→半導体スイッチＴ４を介した経路で短絡電流Ｉｂが流れ、この電流を検出する必要がある。
10 to 13 show a short-circuit current path when the semiconductor switch in the three-level flying capacitor type conversion circuit has a short-circuit fault. 10 shows a short-circuit current path when the semiconductor switch T2 is short-circuited, FIG. 11 shows a short-circuit current path when the semiconductor switch T3 is short-circuited, and FIG. 12 shows a short-circuit current path when the semiconductor switch T1 is short-circuited. Reference numeral 13 denotes a short-circuit current path when the semiconductor switch T4 is short-circuited.
When the semiconductor switch T2 or T3 fails, the short circuit current Ia flows through a path through the capacitor C1, the semiconductor switch T2, and the semiconductor switch T3, and this current needs to be detected. When the semiconductor switch T1 or T4 fails, a short-circuit current Ib flows through a path through the DC power source DP → the semiconductor switch T1 → the capacitor C1 → the semiconductor switch T4, and it is necessary to detect this current.
図８、図１９では２レベルの変換回路を例としたが、本方式の考え方をそのまま図９に示すようなマルチレベル変換回路に適用すると、図１４に示すように各スイッチ素子のゲート駆動回路毎に短絡検知回路を設けるか、図１５に示すように直流電源部とコンデンサ毎に電流検出器の接続が必要となる。図１４に示す回路は、３レベルのフライングキャパシタ形変換回路であるが、各半導体スイッチＴ１〜Ｔ４に各々過電流保護付のゲート駆動回路ＧＤ１〜ＧＤ４を用いた回路図である。ここで、ダイオードＤ１〜Ｄ４は各半導体スイッチのコレクタ電圧検出用である。図１５に示す回路は、３レベルのフライングキャパシタ形変換回路の直流電源ＤＰに電流検出器ＣＤ２を、コンデンサＣ１に電流検出器ＣＤ１を設けた回路図である。 8 and FIG. 19 exemplifies a two-level conversion circuit. However, if the idea of this method is applied to a multi-level conversion circuit as shown in FIG. 9 as it is, a gate drive circuit for each switch element as shown in FIG. It is necessary to provide a short circuit detection circuit every time or connect a current detector to each DC power supply unit and each capacitor as shown in FIG. The circuit shown in FIG. 14 is a three-level flying capacitor type conversion circuit, and is a circuit diagram using gate drive circuits GD1 to GD4 with overcurrent protection for the respective semiconductor switches T1 to T4. Here, the diodes D1 to D4 are for detecting the collector voltage of each semiconductor switch. The circuit shown in FIG. 15 is a circuit diagram in which a current detector CD2 is provided in the DC power source DP and a current detector CD1 is provided in the capacitor C1 of the three-level flying capacitor type conversion circuit.
以上のようにフライングキャパシタ形のマルチレベル変換器はスイッチ素子数が多い分、又はコンデンサ数が多い分、短絡検知回路数または電流検出器数が多くなるという問題がある。特に図６の従来例の直流部に電流検出器を設ける方式をベースとした場合、フライングキャパシタ方式では、直流電源部と各コンデンサ部に電流検出器を各々設ける必要が生じ、装置構成が複雑で、装置の大型化、高価格化が問題となる。
従って、本発明の課題は、フライングキャパシタ形のマルチレベル変換器において、電流検出器の使用数を削減可能で、装置の小型化、低価格化を実現できる短絡故障検出回路を提供することである。
As described above, the flying capacitor type multi-level converter has a problem that the number of short circuit detection circuits or the number of current detectors increases because the number of switch elements is large or the number of capacitors is large. In particular, when the current detector provided in the DC section of the conventional example of FIG. 6 is used as a base, the flying capacitor system requires a current detector to be provided in each DC power supply section and each capacitor section, resulting in a complicated apparatus configuration. Therefore, the increase in size and price of the apparatus is a problem.
Accordingly, an object of the present invention is to provide a short-circuit fault detection circuit that can reduce the number of current detectors used in a flying capacitor type multi-level converter and can reduce the size and cost of the device. .
上述の課題を解決するために、第１の発明においては、直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、１相分の回路として、直流電源の正側端子と負側端子間に接続した、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ素子から成る２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の半導体スイッチを直列接続した２Ｎ半導体スイッチ直列回路と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中間接続点に接続された交流端子と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々１個の半導体スイッチからなる２Ｓ半導体スイッチ直列回路と並列に接続されたコンデンサとを備えたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路において、前記コンデンサと直列に電流検出器を接続し、前記電流検出器の検出値の大きさと極性によって、前記半導体スイッチの何れが短絡状態で故障したかを判定する。 In order to solve the above-mentioned problems, in the first invention, a power conversion circuit for converting from direct current to alternating current or from alternating current to direct current, the positive side terminal and the negative side of the direct current power source as a circuit for one phase 2N semiconductor switch series circuit in which 2N (N is an integer greater than or equal to 2) semiconductor switches composed of semiconductor switch elements in which diodes are connected in antiparallel are connected between terminals, and an intermediate connection between the 2N semiconductor switch series circuit An AC terminal connected to the point, and a capacitor connected in parallel with a 2S semiconductor switch series circuit composed of one semiconductor switch above and below connected to an intermediate connection point in the 2N semiconductor switch series circuit. In a flying capacitor type multi-level power conversion circuit, a current detector is connected in series with the capacitor, and the detection value of the current detector is large. It is To determine the polarity, either of the semiconductor switch fails in short circuit conditions.
第２の発明においては、第１の発明における前記電流検出器の検出値の極性がコンデンサ電荷の放電方向であった場合は、前記コンデンサと並列接続された半導体スイッチの何れかが故障と判定し、充電方向であった場合は前記コンデンサと並列接続されていない半導体スイッチの何れかが故障と判定する。 In the second invention, when the polarity of the detection value of the current detector in the first invention is the discharge direction of the capacitor charge, it is determined that one of the semiconductor switches connected in parallel with the capacitor is a failure. If it is in the charging direction, one of the semiconductor switches not connected in parallel with the capacitor is determined to be faulty.
第３の発明においては、第１又は第２の発明における前記電流検出器の検出値の極性とともに、各半導体スイッチへのオンオフ指令信号との対比によって故障した半導体スイッチを特定する。 In the third invention, the faulty semiconductor switch is specified by comparing the polarity of the detection value of the current detector in the first or second invention with the on / off command signal to each semiconductor switch.
第４の発明においては、第３の発明における前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々１個の半導体スイッチからなる２Ｓ半導体スイッチ直列回路と、前記２Ｓ半導体スイッチ直列回路の前記直流電源回路の正端子側及び負端子側に各々接続された半導体スイッチとからなる４個の半導体スイッチで構成された４Ｓ半導体スイッチ直列回路の各半導体スイッチを前記直流電源の正側方向から順に第１〜第４の半導体スイッチとした時、前記検出値の極性が放電方向で第２の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第３の半導体スイッチが故障、前記極性が放電方向で第３の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第２の半導体スイッチが故障、前記検出値の極性が充電方向で第１の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第４の半導体スイッチが故障、前記検出値の極性が充電方向で第４の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第１の半導体スイッチが故障、と各々判定する。 According to a fourth aspect of the invention, there is provided a 2S semiconductor switch series circuit comprising one semiconductor switch above and below each connected to an intermediate connection point in the 2N semiconductor switch series circuit of the third invention, and the 2S semiconductor switch series circuit Each of the semiconductor switches of the 4S semiconductor switch series circuit composed of four semiconductor switches each including semiconductor switches connected to the positive terminal side and the negative terminal side of the DC power supply circuit from the positive side direction of the DC power supply. When the first to fourth semiconductor switches are used in order, if the ON command signal is input to the second semiconductor switch in the discharge direction with the polarity of the detected value, the third semiconductor switch fails and the polarity is discharged. When an ON command signal is input to the third semiconductor switch in the direction, the second semiconductor switch fails, and the polarity of the detected value is the first in the charging direction. If the ON command signal is input to the semiconductor switch, the fourth semiconductor switch is faulty. If the polarity of the detected value is the charging direction and the ON command signal is input to the fourth semiconductor switch, the first semiconductor is switched. Each switch is determined to be faulty.
第５の発明においては、フライングキャパシタが２個以上接続された４レベル以上のフライングキャパシタ形のマルチレベル変換回路において、交流端子側に接続されたコンデンサと、直流電源側に接続されたコンデンサ又は直流電源部と、前記交流端子側から前記直流電源側に向けて配置された複数のコンデンサの一つおきのコンデンサとに、電流検出器を接続し、過電流を検出した電流検出器とその電流極性に該当するフライングキャパシタが接続されている半導体スイッチへのオンオフ指令信号によって、故障した半導体スイッチを特定する。
In a fifth aspect of the present invention, in a multi-level conversion circuit of a four or more level flying capacitor type in which two or more flying capacitors are connected, a capacitor connected to the AC terminal side and a capacitor connected to the DC power source side or DC A current detector connected to a power source unit and every other capacitor of the plurality of capacitors arranged from the AC terminal side toward the DC power source side, and a current detector that detects an overcurrent and its current polarity The faulty semiconductor switch is identified by the on / off command signal to the semiconductor switch to which the flying capacitor corresponding to (2) is connected.
本発明では、従来方式と比較して約半数の電流検出器を直流電源又はコンデンサと接続して電流を検出し、制御回路からのオンオフ信号を用いて、短絡故障した素子を特定するようにした。
この結果、従来方式より少ない数の電流検出器を用いて全ての半導体スイッチの短絡故障を検知することが可能となり、小型、低コストの装置を構築することが可能となる。
In the present invention, compared to the conventional method, about half of the current detectors are connected to a DC power source or a capacitor to detect the current, and an on / off signal from the control circuit is used to identify a short-circuit faulty element. .
As a result, it is possible to detect short-circuit faults in all the semiconductor switches using a smaller number of current detectors than in the conventional method, and it is possible to construct a compact and low-cost device.
本発明の要点は、１相分の回路において、２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の半導体スイッチを直列接続した２Ｎ半導体スイッチ直列回路と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中間接続点に接続された交流端子と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々１個の半導体スイッチからなる２Ｓ半導体スイッチ直列回路と並列に接続されたコンデンサとを備えたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路において、前記コンデンサと直列に電流検出器を接続し、前記電流検出器の検出値の大きさと極性によって、前記半導体スイッチの何れが短絡状態で故障したかを判定する点である。さらに、コンデンサの数を複数個使用する回路においては、１個置きのコンデンサに電流検出器を設け、さらにゲート駆動信号との対比で故障素子を特定する。 The main point of the present invention is that a circuit for one phase is connected to a 2N semiconductor switch series circuit in which 2N (N is an integer of 2 or more) semiconductor switches are connected in series, and an intermediate connection point of the 2N semiconductor switch series circuit. A flying capacitor type comprising: an AC terminal; and a capacitor connected in parallel with a 2S semiconductor switch series circuit composed of one semiconductor switch above and below connected to an intermediate connection point in the 2N semiconductor switch series circuit. In a multi-level power conversion circuit, a current detector is connected in series with the capacitor, and it is a point that determines which of the semiconductor switches has failed in a short-circuit state based on the magnitude and polarity of the detection value of the current detector. . Further, in a circuit using a plurality of capacitors, a current detector is provided for every other capacitor, and a faulty element is specified by comparison with a gate drive signal.
図１に、本発明の第１の実施例を示す。Ｎ＝２の時の実施例である。半導体スイッチとしてダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴを適用した例で説明する。直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴ１〜Ｔ４の直列回路が、半導体スイッチＴ２とＴ３との接続点に交流端子が、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ３のエミッタとの間にコンデンサＣ１と電流検出器ＣＤの直列回路が、各々接続された３レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路の１相分の回路構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／２とすることで、３レベルの交流出力が可能である。 FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. This is an example when N = 2. An example in which an IGBT in which diodes are connected in antiparallel as a semiconductor switch will be described. Between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power supply DP, a series circuit of semiconductor switches T1 to T4 is connected to the connection point between the semiconductor switches T2 and T3, the AC terminal is the collector of the semiconductor switch T2, and the emitter of T3. A series circuit of a capacitor C1 and a current detector CD between the two is a circuit configuration for one phase of a three-level flying capacitor type power converter circuit connected to each other. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, three-level AC output is possible by setting the voltage of the capacitor C1 to Ed / 2.
このような構成における半導体スイッチＴ２が短絡故障した時の動作図を図２に示す。半導体スイッチＴ２が故障した状態で、半導体スイッチＴ３にオン信号が与えられると、コンデンサＣ１が電源となって、コンデンサＣ１→半導体スイッチＴ２→半導体スイッチＴ３→電流検出器ＣＤ→コンデンサＣ１の経路で短絡電流Ｉａが流れる。従って、電流検出器で検出される電流検出値が過電流相当の値であることと、電流極性がコンデンサからの放電方向であることから、半導体スイッチＴ２が短絡故障であることを特定することができる。半導体スイッチＴ３が短絡故障した場合も同様の動作と原理で故障素子を特定することができる。 FIG. 2 shows an operation diagram when the semiconductor switch T2 having such a configuration has a short circuit failure. When an on signal is given to the semiconductor switch T3 in a state where the semiconductor switch T2 has failed, the capacitor C1 becomes a power source and short-circuits in the path of the capacitor C1, the semiconductor switch T2, the semiconductor switch T3, the current detector CD, and the capacitor C1. A current Ia flows. Therefore, since the current detection value detected by the current detector is a value corresponding to overcurrent and the current polarity is the direction of discharge from the capacitor, it is possible to specify that the semiconductor switch T2 is a short circuit failure. it can. Even when the semiconductor switch T3 has a short circuit failure, the failed element can be identified by the same operation and principle.
半導体スイッチＴ１が短絡故障した時の動作図を図３に示す。半導体スイッチＴ１が故障した状態で、半導体スイッチＴ４にオン信号が与えられると、直流電源ＤＰの電圧ＥｄとコンデンサＣ１の電圧Ｅｄ／２との差電圧で、直流電源ＤＰが電源となって、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ１→電流検出器ＣＤ→半導体スイッチＴ４→コンデンサＣ１の経路で短絡電流Ｉｂが流れる。従って、電流検出器で検出される電流検出値が過電流相当の値であることと、電流極性がコンデンサを充電する方向であることから、半導体スイッチＴ１が短絡故障であることを特定することができる。半導体スイッチＴ４が短絡故障した場合も同様の動作と原理で故障素子を特定することができる。 FIG. 3 shows an operation diagram when the semiconductor switch T1 has a short circuit failure. When an on signal is given to the semiconductor switch T4 in a state where the semiconductor switch T1 has failed, the DC power source DP becomes a power source by the difference voltage between the voltage Ed of the DC power source DP and the voltage Ed / 2 of the capacitor C1, and the DC A short-circuit current Ib flows through a path of power source DP → semiconductor switch T1 → capacitor C1 → current detector CD → semiconductor switch T4 → capacitor C1. Therefore, since the current detection value detected by the current detector is a value corresponding to overcurrent and the current polarity is in the direction of charging the capacitor, it is possible to specify that the semiconductor switch T1 is a short-circuit fault. it can. Even when the semiconductor switch T4 has a short circuit failure, the failed element can be identified by the same operation and principle.
図７に、短絡故障した半導体スイッチを特定する動作フロー図を示す。ブロックＢＬ１及びＢＬ２によって過電流状態であるかを判定し、過電流と判定されると電流極性が判別された後、ブロックＢＬ３によって半導体スイッチのオン指令は半導体スイッチＴ２側かＴ３側かを判別する。半導体スイッチＴ２側の場合は半導体スイッチＴ３が故障と判定し、半導体スイッチＴ３側の場合は半導体スイッチＴ２が故障と判定する。同様にブロックＢＬ４によって半導体スイッチＴ１又はＴ４の故障を判定する。すなわち本動作フローによってどの半導体スイッチが故障したかを判定することが可能となる。判定後はブロックＢＬ５とＢＬ６によってシステムの停止を図る動作フローである。
同様の方法で、後述の４レベル以上の方式においても、同様のアルゴリズムによって短絡故障した半導体スイッチの特定が可能となる。
FIG. 7 shows an operation flow diagram for specifying a semiconductor switch in which a short circuit failure has occurred. It is determined whether an overcurrent state is detected by the blocks BL1 and BL2, and if it is determined that the current is an overcurrent, the current polarity is determined. . In the case of the semiconductor switch T2 side, it is determined that the semiconductor switch T3 has failed, and in the case of the semiconductor switch T3 side, it is determined that the semiconductor switch T2 has failed. Similarly, the failure of the semiconductor switch T1 or T4 is determined by the block BL4. That is, it is possible to determine which semiconductor switch has failed by this operation flow. After the determination, the operation flow is intended to stop the system using blocks BL5 and BL6.
In the same way, even in a system of four levels or more, which will be described later, it is possible to identify a semiconductor switch having a short-circuit fault by a similar algorithm.
図４に、本発明の第２の実施例を示す。Ｎ＝３の時の実施例である。半導体スイッチとしてダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴを適用した例で説明する。直流電源ＤＰ及び交流端子側のコンデンサＣ１とに電流検出器を接続した回路構成である。直列に電流検出器ＣＤ２を接続した直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の直列回路が、半導体スイッチＴ３とＴ４との接続点に交流端子が、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ４のエミッタとの間にコンデンサＣ１と電流検出器ＣＤ１の直列回路が、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ５のエミッタとの間にコンデンサＣ２が、各々接続された４レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路の１相分の回路構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／３、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／３とすることで、４レベルの交流出力が可能である。 FIG. 4 shows a second embodiment of the present invention. This is an example when N = 3. An example in which an IGBT in which diodes are connected in antiparallel as a semiconductor switch will be described. In this circuit configuration, a current detector is connected to the DC power source DP and the capacitor C1 on the AC terminal side. A series circuit of semiconductor switches T1 to T6 is connected between a positive terminal P and a negative terminal N of a DC power source DP connected in series with a current detector CD2, and an AC terminal is connected to a connection point between the semiconductor switches T3 and T4. A four-level flying circuit in which a series circuit of a capacitor C1 and a current detector CD1 is connected between the collector of the semiconductor switch T3 and the emitter of T4, and a capacitor C2 is connected between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T5. It is a circuit structure for one phase of a capacitor type power converter circuit. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, a four-level AC output is possible by setting the voltage of the capacitor C1 to Ed / 3 and the voltage of the capacitor C2 to 2Ed / 3.
半導体スイッチＴ２〜Ｔ５の何れかが故障した時の動作は、実施例１と同様である。半導体スイッチＴ３又はＴ４が短絡故障した時は、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ３又はＴ４のオンオフ信号との関係から特定することができる。 The operation when any of the semiconductor switches T2 to T5 fails is the same as in the first embodiment. When the semiconductor switch T3 or T4 has a short circuit failure, the current value detected by the current detector CD1 is equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of discharging the capacitor C1, and the semiconductor switch T3 or T4. It can be identified from the relationship with the on / off signal.
また、半導体スイッチＴ２又はＴ５が短絡故障した時は、コンデンサＣ２の電圧２Ｅｄ／３とコンデンサＣ１の電圧Ｅｄ／３との差電圧で、コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ２→コンデンサＣ１→電流検出器ＣＤ１→半導体スイッチＴ５→コンデンサＣ２の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ２又はＴ５のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T2 or T5 is short-circuited, the difference between the voltage 2Ed / 3 of the capacitor C2 and the voltage Ed / 3 of the capacitor C1, and the capacitor C2 → semiconductor switch T2 → capacitor C1 → current detector CD1 → A short-circuit current flows through the path from the semiconductor switch T5 to the capacitor C2. Therefore, the current value detected by the current detector CD1 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C1, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T2 or T5. Can do.
また、半導体スイッチＴ１又はＴ６が短絡故障した時は、直流電源ＤＰの電圧ＥｄとコンデンサＣ２の電圧２Ｅｄ／３との差電圧で、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ６→電流検出器ＣＤ２→直流電源ＤＰの経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ２を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ１又はＴ６のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T1 or T6 is short-circuited, the DC power supply DP → semiconductor switch T1 → capacitor C2 → semiconductor switch T6 → current by the difference voltage between the voltage Ed of the DC power supply DP and the voltage 2Ed / 3 of the capacitor C2. A short-circuit current flows through the path of the detector CD2 → DC power supply DP. Therefore, the current value detected by the current detector CD2 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C2, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T1 or T6. Can do.
図５に、本発明の第３の実施例を示す。実施例２との違いは、電流検出器ＣＤ２がコンデンサＣ２と直列に接続されている点である。交流端子側のコンデンサＣ１と直流電源側のコンデンサＣ２に電流検出器を接続した回路構成である。半導体スイッチＴ３又はＴ４が短絡故障した時は、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ３又はＴ４のオンオフ信号との関係から特定することができる。 FIG. 5 shows a third embodiment of the present invention. The difference from the second embodiment is that the current detector CD2 is connected in series with the capacitor C2. In this circuit configuration, a current detector is connected to the capacitor C1 on the AC terminal side and the capacitor C2 on the DC power supply side. When the semiconductor switch T3 or T4 has a short circuit failure, the current value detected by the current detector CD1 is equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of discharging the capacitor C1, and the semiconductor switch T3 or T4. It can be identified from the relationship with the on / off signal.
また、半導体スイッチＴ２又はＴ５が短絡故障した時は、コンデンサＣ２の電圧２Ｅｄ／３とコンデンサＣ１の電圧Ｅｄ／３との差電圧で、コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ２→コンデンサＣ１→電流検出器ＣＤ１→半導体スイッチＴ５→電流検出器ＣＤ２→コンデンサＣ２の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ２又はＴ５のオンオフ信号との関係から、又は電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ２を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ２又はＴ５のオンオフ信号との関係から、特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T2 or T5 is short-circuited, the difference between the voltage 2Ed / 3 of the capacitor C2 and the voltage Ed / 3 of the capacitor C1, and the capacitor C2 → semiconductor switch T2 → capacitor C1 → current detector CD1 → A short-circuit current flows through the path of the semiconductor switch T5 → the current detector CD2 → the capacitor C2. Therefore, the current value detected by the current detector CD1 is equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C1, and the relationship between the on / off signal of the semiconductor switch T2 or T5, or the current It can be identified from the relationship between the current value detected by the detector CD2 being equivalent to an overcurrent, the current polarity being in the direction of discharging the capacitor C2, and the on / off signal of the semiconductor switch T2 or T5. .
また、半導体スイッチＴ１又はＴ６が短絡故障した時は、直流電源ＤＰの電圧ＥｄとコンデンサＣ２の電圧２Ｅｄ／３との差電圧で、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ２→電流検出器ＣＤ２→半導体スイッチＴ６→直流電源ＤＰの経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ２を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ１又はＴ６のオンオフ信号との関係から特定することができる。 When the semiconductor switch T1 or T6 is short-circuited, the DC power supply DP → semiconductor switch T1 → capacitor C2 → current detector CD2 → the difference voltage between the voltage Ed of the DC power supply DP and the voltage 2Ed / 3 of the capacitor C2. A short-circuit current flows through the path from the semiconductor switch T6 to the DC power source DP. Therefore, the current value detected by the current detector CD2 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C2, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T1 or T6. Can do.
図６に、本発明の第４の実施例を示す。Ｎ＝４の時の実施例である。半導体スイッチとしてダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴを適用した例で説明する。交流端子側のコンデンサＣ１及び直流電源側のコンデンサＣ３と直列に電流検出器を接続した回路構成である。また、交流電源側のコンデンサから直流電源側のコンデンサの1個置きに電流検出器が接続された回路構成である。直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴ１〜Ｔ８の直列回路が、半導体スイッチＴ４とＴ５との接続点に交流端子が、半導体スイッチＴ４のコレクタとＴ５のエミッタとの間にコンデンサＣ１と電流検出器ＣＤ１の直列回路が、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ６のエミッタとの間にコンデンサＣ２が、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ７のエミッタとの間にコンデンサＣ３と電流検出器ＣＤ２の直列回路が、各々接続された５レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路の１相分の回路構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／４、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／４＝Ｅｄ／２、コンデンサＣ３の電圧を３Ｅｄ／４とすることで、５レベルの交流出力が可能である。 FIG. 6 shows a fourth embodiment of the present invention. This is an example when N = 4. An example in which an IGBT in which diodes are connected in antiparallel as a semiconductor switch will be described. In this circuit configuration, a current detector is connected in series with the capacitor C1 on the AC terminal side and the capacitor C3 on the DC power supply side. In addition, the current detector is connected to every other capacitor on the DC power supply side from the capacitor on the AC power supply side. Between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP, a series circuit of semiconductor switches T1 to T8 is connected to the connection point of the semiconductor switches T4 and T5, the AC terminal is the collector of the semiconductor switch T4, and the emitter of T5. Between the collector of the semiconductor switch T3 and the emitter of T6, the capacitor C2 between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T7, and the current of the capacitor C3 and the current detector CD1. The series circuit of the detector CD2 has a circuit configuration for one phase of each of the five-level flying capacitor type power converter circuits connected to each other. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, the voltage of the capacitor C1 is Ed / 4, the voltage of the capacitor C2 is 2Ed / 4 = Ed / 2, and the voltage of the capacitor C3 is 3Ed / 4. Output is possible.
半導体スイッチＴ２〜Ｔ７の何れかが故障した時の動作は、実施例２又は３と同様である。半導体スイッチＴ４又はＴ５が短絡故障した時は、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ３又はＴ４のオンオフ信号との関係から特定することができる。 The operation when any of the semiconductor switches T2 to T7 fails is the same as in the second or third embodiment. When the semiconductor switch T4 or T5 has a short circuit failure, the current value detected by the current detector CD1 is equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of discharging the capacitor C1, and the semiconductor switch T3 or T4. It can be identified from the relationship with the on / off signal.
また、半導体スイッチＴ３又はＴ６が短絡故障した時は、コンデンサＣ２の電圧Ｅｄ／２とコンデンサＣ１の電圧Ｅｄ／４との差電圧で、コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ３→コンデンサＣ１→電流検出器ＣＤ１→半導体スイッチＴ６→コンデンサＣ２の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ３又はＴ６のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T3 or T6 is short-circuited, the difference between the voltage Ed / 2 of the capacitor C2 and the voltage Ed / 4 of the capacitor C1 causes the capacitor C2 → semiconductor switch T3 → capacitor C1 → current detector CD1 → A short-circuit current flows through the path from the semiconductor switch T6 to the capacitor C2. Therefore, the current value detected by the current detector CD1 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C1, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T3 or T6. Can do.
また、半導体スイッチＴ２又はＴ７が短絡故障した時は、コンデンサＣ３の電圧３Ｅｄ／４とコンデンサＣ２の電圧Ｅｄ／２との差電圧で、コンデンサＣ３→半導体スイッチＴ２→コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ７→電流検出器ＣＤ２→コンデンサＣ３の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ３を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ２又はＴ７のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T2 or T7 is short-circuited, the difference between the voltage 3Ed / 4 of the capacitor C3 and the voltage Ed / 2 of the capacitor C2, and the capacitor C3 → semiconductor switch T2 → capacitor C2 → semiconductor switch T7 → current. A short-circuit current flows through the path from the detector CD2 to the capacitor C3. Therefore, the current value detected by the current detector CD2 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of discharging the capacitor C3, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T2 or T7. Can do.
また、半導体スイッチＴ１又はＴ８が短絡故障した時は、直流電源ＤＰの電圧ＥｄとコンデンサＣ３の電圧３Ｅｄ／４との差電圧で、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ３→電流検出器ＣＤ２→半導体スイッチＴ８→直流電源ＤＰの経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ３を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ１又はＴ８のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T1 or T8 is short-circuited, the difference between the voltage Ed of the DC power supply DP and the voltage 3Ed / 4 of the capacitor C3 causes the DC power supply DP → semiconductor switch T1 → capacitor C3 → current detector CD2 → A short-circuit current flows through the path from the semiconductor switch T8 to the DC power source DP. Therefore, the current value detected by the current detector CD2 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C3, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T1 or T8. Can do.
同様の方法で、４レベル以上のフライングキャパシタ形電力変換回路においても、図７に示すアルゴリズムにより、短絡故障した半導体スイッチを特定することができる。
電流検出器としては、ＣＴ、シャント抵抗、ロゴスキーコイル、磁気センサーなど直接的、間接的に短絡電流が流れる経路中の電流を検出できるものであれば適用可能である。
また、図面上はコンデンサの低電位側に電流検出器を設置したが、高電位側に設置しても同様に実現できる。
In the same way, even in a flying capacitor type power conversion circuit having four or more levels, it is possible to identify a semiconductor switch having a short circuit failure by the algorithm shown in FIG.
Any current detector can be used as long as it can detect a current in a path through which a short-circuit current flows directly or indirectly, such as a CT, a shunt resistor, a Rogowski coil, or a magnetic sensor.
Further, although the current detector is installed on the low potential side of the capacitor in the drawing, it can be similarly realized even if it is installed on the high potential side.
本発明は、フライングキャパシタ形電力変換回路における短絡故障した半導体スイッチを特定するための電流検出器の回路への挿入方法と特定方法であり、フライングキャパシタ形電力変換回路を適用する高圧電動機駆動装置、系統連系用変換装置などへの適用が可能である。 The present invention relates to a method and an identification method of a current detector for identifying a semiconductor switch having a short circuit failure in a flying capacitor type power converter circuit, and a high voltage motor drive device to which the flying capacitor type power converter circuit is applied, It can be applied to a grid interconnection converter.
Ｔ１〜Ｔ１０・・・半導体スイッチ（ＩＧＢＴ） ＤＰ・・・直流電源
ＣＤ、ＣＤ１、ＣＤ２・・・電流検出器 Ｃ１〜Ｃ４・・・コンデンサ
Ｑｕ，Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ・・・半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）
ＴＡ、ＴＢ、ＴＭ・・・半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）
ＧＤ、ＧＤ１〜ＧＤ４・・・ゲート駆動回路 Ｄ１〜Ｄ４・・・ダイオード
ＧＤｕ、ＧＤｖ、ＧＤｗ、ＧＤｘ、ＧＤｙ、ＧＤｚ・・・ゲート駆動回路
ＡＣＭ・・・電動機 ＣＮＴ・・・制御回路
ＰＣ１、ＰＣ２・・・フォトカプラー 、Ｄｂ、Ｄｄ・・・ダイオード
Ｑｆ、Ｑｒ、Ｑｓ・・・トランジスタ Ｃｄ・・・コンデンサ
ＣＰ、ＣＮ・・・駆動電源 ＺＤ・・・ツェナーダイオード
Ｒ１、Ｒ２、ＲＧ・・・抵抗
T1-T10 ... Semiconductor switch (IGBT) DP ... DC power source CD, CD1, CD2 ... Current detector C1-C4 ... Capacitor Qu, Qv, Qw, Qx, Qy, Qz ... Semiconductor Switch (IGBT)
TA, TB, TM ... Semiconductor switch (IGBT)
GD, GD1 to GD4 ... gate drive circuit D1 to D4 ... diode GDu, GDv, GDw, GDx, GDy, GDz ... gate drive circuit ACM ... motor CNT ... control circuit PC1, PC2, ..Photocoupler, Db, Dd: Diode Qf, Qr, Qs ... Transistor Cd ... Capacitor CP, CN ... Drive power supply ZD ... Zener diode R1, R2, RG ... Resistance
Claims (5)
In a multilevel conversion circuit of a four or more level flying capacitor type in which two or more flying capacitors are connected, a capacitor connected to the AC terminal side, a capacitor or DC power supply unit connected to the DC power supply side, and the AC terminal A current detector is connected to every other capacitor of the plurality of capacitors arranged from the side toward the DC power supply side, and a current detector that detects an overcurrent and a flying capacitor corresponding to the current polarity are connected. A multi-level power conversion circuit characterized by identifying a failed semiconductor switch by an on / off command signal to a semiconductor switch .
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