JP6122154B2 - パルス整形直交周波数分割多重化 - Google Patents

Description

本出願は、無線通信に関する。

（関連出願の相互参照）
本出願は、その内容が参照により本明細書に組み込まれる、２０１３年２月５日に出願された米国特許仮出願第６１／７６０９３８号明細書、および２０１３年８月２９日に出願された米国特許仮出願第６１／８７１４６１号明細書の利益を主張する。

マルチキャリア変調（ＭＣＭ）は、高レートの広帯域信号を、各信号がより狭い帯域を占有する複数のより低いレートの信号に分割するというアイデアに基づいている。直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、最も普及しているＭＣＭ技法の１つとして認められており、第３世代パートナシッププロジェクト（３ＧＰＰ）ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）、８０２．１１など、多くの無線通信システムにおいて現在使用されている。ＯＦＤＭは、マルチパス伝搬に対するロバスト性、簡単な等化、簡単な送受信機アーキテクチャ、およびオーバラップするサブチャネルを通した利用可能な帯域幅の効率的な使用など、多くの利点を提供する。他方、ＯＦＤＭは、高いサイドローブに起因するスペクトル漏れ、および高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）など、いくつかの不都合を有する。

より高いデータレートを求める要求は、著しく増加している。この要求を満たすために、マクロセル上に小さいセルをオーバレイしてスペクトル再使用を可能にすること、無線通信への新しい帯域を開くこと、およびコグニティブ無線を介したスペクトル共用によってより効率的に帯域幅を利用することなど、いくつかの技法が、研究および提案された。無線システムは、多くのネットワークがスペクトルを共用することが予想される「ネットワークのネットワーク」アーキテクチャに向かって進化しているので、帯域外への漏れが小さいスペクトル的にアジャイルな（ｓｐｅｃｔｒａｌｌｙ ａｇｉｌｅ）波形が重要である。そのため、ＯＦＤＭのスペクトル漏れによって引き起こされる隣接チャネル干渉は、この波形をこれらのネットワークにとって不適切なものにする。

ＯＦＤＭの代替として、フィルタバンクマルチキャリア（ＦＢＭＣ）変調方式、特に、ＯＦＤＭ−オフセット直交振幅変調（ＱＡＭ）が、最近関心を集めている。ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭは、サイドローブがより低くなるように、各サブキャリア上のデータが、適切に設計されたパルスを用いて整形される、別のＭＣＭ技法である。実際のデータシンボルは、各サブチャネル内において各ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭシンボル上で送信される。連続したＯＦＤＭ−ＯＱＡＭシンボルはずらされる。隣接するサブチャネルは、スペクトル効率を最大化するためにオーバラップし、キャリア間干渉（ＩＣＩ）を引き起こし、連続するＯＦＤＭ−ＯＱＡＭシンボルは、長いパルスのせいで互いに干渉し、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を引き起こす。理想的なシングルパスの加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルでは、完全な直交性が達成され得、ＩＳＩ／キャリア間干渉（ＩＣＩ）は除去され得る。ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭ送信機および受信機は、ポリフェーズフィルタバンクを使用することによって、効率的な方法で実施され得る。ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭは、より僅かなスペクトル漏れしかもたらさないが、実用的システムにおけるその実施は、その複雑さ、待ち時間、ならびに２重分散チャネルにおけるより複雑なチャネル推定および等化アルゴリズムのせいで、いくつかの課題を提示する。したがって、改善された帯域外放射特性を有する、ＯＦＤＭのようだがスペクトル抑制された（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｃｏｎｔａｉｎｅｄ）波形を設計することが望ましい。

したがって、日和見的に利用可能な非連続スペクトルリソースを他のユーザと共用することが可能なスペクトルアジャイルシステムのための高度な波形が必要とされている。そのような波形の特性は、低い帯域外放射（ＯＯＢＥ）、低い帯域内歪み、低い複雑さ、短い待ち時間、低いＰＡＰＲ、周波数およびタイミング非同期に対するロバスト性、ならびに電力増幅器（ＰＡ）の非線形性に対するロバスト性を含むべきである。それらのシステムにおける既存のベースバンド波形は、非常に大きいＯＯＢＥを有し、そのことは、既存のベースバンド波形がスペクトルアジャイルシステムにおいて使用されることを難しくすることがある。

送信の異なるサブバンドに対して異なる窓関数を使用する送信機側および受信機側パルス整形を実行するための方法および装置が開示される。送信機側パルス整形を実行するために無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）において使用する方法は、ＷＴＲＵがデータシンボルを受信するステップを含むことができる。ＷＴＲＵは、データシンボルを異なるサブバンド内の複数のサブキャリアに割り当て、異なるサブバンド内の複数のサブキャリアの各々の上のデータシンボルを、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロックの複数の対応するサブキャリアにマッピングすることができる。ＷＴＲＵは、各サブバンドについてブロックのＩＦＦＴを施し、各サブバンドについてＩＦＦＴブロックの出力をサイクリックプレフィックス（ＣＰ）およびポストフィックスでパディングすることができる。ＷＴＲＵは、各サブバンドについてパディングの出力に窓関数を適用し、各サブバンドの窓適用の出力を加算することによって、送信用の合成信号を形成することができる。ＷＴＲＵは、信号を送信することができる。

受信機側パルス整形を実行するために無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）において使用する方法は、ＷＴＲＵがデータシンボルを含む信号を受信し、データシンボルを異なるサブバンド内の複数のサブキャリアに割り当てるステップを含むことができる。ＷＴＲＵは、各サブバンドに受信窓関数を適用し、異なるサブバンド内の複数のサブキャリアの各々の上のデータシンボルを、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロックの複数の対応するサブキャリアにマッピングすることができる。ＷＴＲＵは、各サブバンドについてブロックのＦＦＴを施し、各サブバンドについてＦＦＴブロックの出力にさらなる処理を適用することができる。

サイクリックプレフィックス（ＣＰ）を用いるＯＦＤＭの代わりにゼロパディングされたＯＦＤＭを用いて送信機側および受信機側パルス整形を実行するための方法および装置も開示される。干渉除去、ＣＰオーバヘッド低減、およびＣＰサンプルの利用を含む、受信窓適用の性能を改善するための方法および装置も開示される。

より詳細な理解は、添付の図面を併用して、例として与えられる、以下の説明から得られ得る。
１または複数の開示される実施形態が実施され得る例示的な通信システムのシステム図である。 図１Ａに示される通信システム内で使用され得る例示的な無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）のシステム図である。 図１Ａに示される通信システム内で使用され得る例示的な無線アクセスネットワークおよび例示的なコアネットワークのシステム図である。 サイクリックプレフィックス（ＣＰ）を使用する例示的な送信窓適用実施手順のフローチャートである。 サイクリックプレフィックス（ＣＰ）を用いて送信窓適用を実施するように構成された例示的な送信機モジュールのブロック図である。 図２で説明された方法による送信窓の例示的な適用を示す図である。 ゼロパディングを用いる例示的な送信機窓適用手順のフローチャートである。 、図５で説明された方法によるゼロパディングを用いる送信窓の例示的な適用を示す図である。 ゼロパディングを用いる窓適用のための受信機側手順を示す例示的な図である。 送信帯域の異なるサブバンドに異なる窓関数を適用する例示的な方法を示す図である。 受信窓の境界を示す例示的な図である。 受信窓の例示的なタイプを実施するように構成された受信機モジュールのブロック図である。 実用的なシステムにおける例示的な窓間隔を示す図である。 実用的なシステムにおける例示的な窓間隔を示す図である。 点毎の乗算によって例示的なタイプの受信窓適用を実施するように構成された受信機モジュールを示す図である。 送信窓適用の例示的なケースを示す図である。 送信窓適用の例示的なケースを示す図である。 送信窓適用の例示的なケースを示す図である。 非連続なサブバンドのための受信機窓適用の例示的な実施を示す図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ａｆが下層の無線アクセス媒体である場合の、ＣＰサンプルを加算し戻したことに起因する、ＡＷＧＮチャネルにおけるＢＥＲの改善を示すグラフである。 異なるサブバンドに対して変化するＣＰ長を有するシンボルを送信することが可能な例示的な送信機を示す図である。 第１の受信機におけるｄＢ単位の受信干渉電力を示すグラフである。 第１のユーザに割り当てられたスペクトルの第１の半分を示す、図２０のクローズアップ図を示すグラフである。 可変ＣＰ長を使用する場合にＩＣＩを低減するために送信機窓適用を使用する例示的な送信機を示す図である。 可変ＣＰ長を使用する場合に干渉を排除するために受信機窓適用を使用する例示的な受信機を示す図である。 可変ＣＰ長を使用する場合に送信機側フィルタリングを使用する例示的な送信機を示す図である。 可変ＣＰ長を使用する場合に干渉を排除するために受信機側フィルタリングを使用する例示的な受信機を示す図である。 例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭベースの送信機を示す図である。 例示的なタイプＩのＲＢ別Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ_k）を示す図である。 図２６のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機に対応する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ）を示す図である。 例示的なタイプＩのＲＢ別Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ_k）を示す図である。 ２つの信号に対応する例示的なフレーム構造を示す図である。 ２つの信号に対応する例示的なフレーム構造を示す図である。

図１Ａは、１または複数の開示される実施形態が実施され得る例示的な通信システム１００の図である。通信システム１００は、音声、データ、ビデオ、メッセージング、放送などのコンテンツを複数の無線ユーザに提供する、多元接続システムとし得る。通信システム１００は、複数の無線ユーザが、無線帯域幅を含むシステムリソースの共用を通して、そのようなコンテンツにアクセスすることを可能にし得る。例えば、通信システム１００は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、直交ＦＤＭＡ（ＯＦＤＭＡ）、およびシングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）など、１または複数のチャネルアクセス方法を利用し得る。

図１Ａに示されるように、通信システム１００は、無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄ、無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）１０４、コアネットワーク１０６、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）１０８、インターネット１１０、および他のネットワーク１１２を含み得るが、開示される実施形態は、任意の数のＷＴＲＵ、基地局、ネットワーク、および／またはネットワーク要素を企図していることが理解されよう。ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの各々は、無線環境において動作および／または通信するように構成された任意のタイプのデバイスとし得る。例を挙げると、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、無線信号を送信および／または受信するように構成され得、ユーザ機器（ＵＥ）、移動局、固定もしくは移動加入者ユニット、ページャ、セルラ電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、スマートフォン、ラップトップ、ネットブック、パーソナルコンピュータ、無線センサ、および家電製品などを含み得る。

通信システム１００は、基地局１１４ａおよび基地局１１４ｂも含み得る。基地局１１４ａ、１１４ｂの各々は、コアネットワーク１０６、インターネット１１０、および／または他のネットワーク１１２などの１または複数の通信ネットワークへのアクセスを容易にするために、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの少なくとも１つと無線でインターフェースを取るように構成された、任意のタイプのデバイスとし得る。例を挙げると、基地局１１４ａ、１１４ｂは、基地送受信機局（ＢＴＳ）、ノードＢ、ｅノードＢ、ホームノードＢ、ホームｅノードＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント（ＡＰ）、および無線ルータなどとし得る。基地局１１４ａ、１１４ｂは各々、単一の要素として示されているが、基地局１１４ａ、１１４ｂは、任意の数の相互接続された基地局および／またはネットワーク要素を含み得ることが理解されよう。

基地局１１４ａは、ＲＡＮ１０４の一部とし得、ＲＡＮ１０４は、他の基地局、および／または基地局コントローラ（ＢＳＣ）、無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）、中継ノードなどのネットワーク要素（図示されず）も含み得る。基地局１１４ａおよび／または基地局１１４ｂは、セル（図示されず）と呼ばれることがある特定の地理的領域内で、無線信号を送信および／または受信するように構成され得る。セルは、さらにセルセクタに分割され得る。例えば、基地局１１４ａに関連付けられたセルは、３つのセクタに分割され得る。したがって、一実施形態では、基地局１１４ａは、送受信機を３つ、すなわち、セルのセクタ毎に１つずつ含み得る。別の実施形態では、基地局１１４ａは、多入力多出力（ＭＩＭＯ）技術を利用し得、したがって、セルのセクタ毎に複数の送受信機を利用し得る。

基地局１１４ａ、１１４ｂは、エアインターフェース１１６上で、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの１または複数と通信し得、エアインターフェース１１６は、任意の適切な無線通信リンク（例えば、無線周波（ＲＦ）、マイクロ波、赤外線（ＩＲ）、紫外線（ＵＶ）、可視光など）とし得る。エアインターフェース１１６は、任意の適切な無線アクセス技術（ＲＡＴ）を使用して確立され得る。

より具体的には、上で言及されたように、通信システム１００は、多元接続システムとし得、ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、およびＳＣ−ＦＤＭＡなどの、１または複数のチャネルアクセス方式を利用し得る。例えば、ＲＡＮ１０４内の基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ（登録商標））を使用してエアインターフェース１１６を確立し得る、ユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）地上無線アクセス（ＵＴＲＡ）などの無線技術を実施し得る。ＷＣＤＭＡは、高速パケットアクセス（ＨＳＰＡ）および／または進化型ＨＳＰＡ（ＨＳＰＡ＋）などの通信プロトコルを含み得る。ＨＳＰＡは、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）および／または高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ）を含み得る。

別の実施形態では、基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）および／またはＬＴＥアドバンスト（ＬＴＥ−Ａ）を使用してエアインターフェース１１６を確立し得る、進化型ＵＭＴＳ地上無線アクセス（Ｅ−ＵＴＲＡ）などの無線技術を実施し得る。

他の実施形態では、基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ＩＥＥＥ８０２．１６（すなわち、マイクロ波アクセス用の世界的相互運用性（ＷｉＭＡＸ））、ＣＤＭＡ２０００、ＣＤＭＡ２０００ １Ｘ、ＣＤＭＡ２０００ ＥＶ−ＤＯ、暫定標準２０００（ＩＳ−２０００）、暫定標準９５（ＩＳ−９５）、暫定標準８５６（ＩＳ−８５６）、移動体通信用グローバルシステム（ＧＳＭ（登録商標））、ＧＳＭエボリューション用の高速データレート（ＥＤＧＥ）、およびＧＳＭ ＥＤＧＥ（ＧＥＲＡＮ）などの無線技術を実施し得る。

図１Ａの基地局１１４ｂは、例えば、無線ルータ、ホームノードＢ、ホームｅノードＢ、またはアクセスポイントとし得、職場、家庭、乗物、およびキャンパスなどの局所的エリアにおける無線接続性を容易にするために、任意の適切なＲＡＴを利用し得る。一実施形態では、基地局１１４ｂ、およびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、ＩＥＥＥ８０２．１１などの無線技術を実施して、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）を確立し得る。別の実施形態では、基地局１１４ｂ、およびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、ＩＥＥＥ８０２．１５などの無線技術を実施して、無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）を確立し得る。また別の実施形態では、基地局１１４ｂ、およびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、セルラベースのＲＡＴ（例えば、ＷＣＤＭＡ、ＣＤＭＡ２０００、ＧＳＭ、ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａなど）を利用して、ピコセルまたはフェムトセルを確立し得る。図１Ａに示されるように、基地局１１４ｂは、インターネット１１０への直接的な接続を有することがある。したがって、基地局１１４ｂは、コアネットワーク１０６を介して、インターネット１１０にアクセスする必要がないことがある。

ＲＡＮ１０４は、コアネットワーク１０６と通信し得、コアネットワーク１０６は、音声、データ、アプリケーション、および／またはボイスオーバインターネットプロトコル（ＶｏＩＰ）サービスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの１または複数に提供するように構成された、任意のタイプのネットワークとし得る。例えば、コアネットワーク１０６は、呼制御、請求サービス、モバイルロケーションベースのサービス、プリペイド通話、インターネット接続性、ビデオ配信などを提供し得、および／またはユーザ認証など、高レベルのセキュリティ機能を実行し得る。図１Ａには示されていないが、ＲＡＮ１０４および／またはコアネットワーク１０６は、ＲＡＮ１０４と同じＲＡＴまたは異なるＲＡＴを利用する他のＲＡＮと直接的または間接的に通信し得ることが理解されよう。例えば、Ｅ−ＵＴＲＡ無線技術を利用し得るＲＡＮ１０４に接続するのに加えて、コアネットワーク１０６は、ＧＳＭ無線技術を利用する別のＲＡＮ（図示されず）とも通信し得る。

コアネットワーク１０６は、ＰＳＴＮ１０８、インターネット１１０、および／または他のネットワーク１１２にアクセスするための、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのためのゲートウェイとしての役割も果たし得る。ＰＳＴＮ１０８は、基本電話サービス（ＰＯＴＳ）を提供する回線交換電話網を含み得る。インターネット１１０は、ＴＣＰ／ＩＰインターネットプロトコルスイート内の伝送制御プロトコル（ＴＣＰ）、ユーザデータグラムプロトコル（ＵＤＰ）、およびインターネットプロトコル（ＩＰ）など、共通の通信プロトコルを使用する、相互接続されたコンピュータネットワークおよびデバイスからなるグローバルシステムを含み得る。ネットワーク１１２は、他のサービスプロバイダによって所有および／または運営される有線または無線通信ネットワークを含み得る。例えば、ネットワーク１１２は、ＲＡＮ１０４と同じＲＡＴまたは異なるＲＡＴを利用し得る１または複数のＲＡＮに接続された、別のコアネットワークを含み得る。

通信システム１００内のＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのいくつかまたはすべては、マルチモード機能を含み得、すなわち、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、異なる無線リンク上で異なる無線ネットワークと通信するための複数の送受信機を含み得る。例えば、図１Ａに示されたＷＴＲＵ１０２ｃは、セルラベースの無線技術を利用し得る基地局１１４ａと通信するように、またＩＥＥＥ８０２無線技術を利用し得る基地局１１４ｂと通信するように構成され得る。

図１Ｂは、例示的なＷＴＲＵ１０２のシステム図である。図１Ｂに示されるように、ＷＴＲＵ１０２は、プロセッサ１１８と、送受信機１２０と、送信／受信要素１２２と、スピーカ／マイクロフォン１２４と、キーパッド１２６と、ディスプレイ／タッチパッド１２８と、着脱不能メモリ１３０と、着脱可能メモリ１３２と、電源１３４と、全地球測位システム（ＧＰＳ）チップセット１３６と、他の周辺機器１３８とを含み得る。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態との整合性を保ちながら、上記の要素の任意のサブコンビネーションを含み得ることが理解されよう。

プロセッサ１１８は、汎用プロセッサ、専用プロセッサ、従来型プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと連携する１または複数のマイクロプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）回路、他の任意のタイプの集積回路（ＩＣ）、および状態機械などとし得る。プロセッサ１１８は、信号符号化、データ処理、電力制御、入出力処理、および／またはＷＴＲＵ１０２が無線環境で動作することを可能にする他の任意の機能を実行し得る。プロセッサ１１８は、送受信機１２０に結合され得、送受信機１２０は、送信／受信要素１２２に結合され得る。図１Ｂは、プロセッサ１１８と送受信機１２０を別々の構成要素として示しているが、プロセッサ１１８と送受信機１２０は、電子パッケージまたはチップ内に一緒に統合され得ることが理解されよう。

送信／受信要素１２２は、エアインターフェース１１６上で、基地局（例えば、基地局１１４ａ）に信号を送信し、または基地局から信号を受信するように構成され得る。例えば、一実施形態では、送信／受信要素１２２は、ＲＦ信号を送信および／または受信するように構成されたアンテナとし得る。別の実施形態では、送信／受信要素１２２は、例えば、ＩＲ、ＵＶ、または可視光信号を送信および／または受信するように構成された放射器／検出器とし得る。また別の実施形態では、送信／受信要素１２２は、ＲＦ信号と光信号の両方を送信および受信するように構成され得る。送信／受信要素１２２は、無線信号の任意の組み合わせを送信および／または受信するように構成され得ることが理解されよう。

加えて、図１Ｂでは、送信／受信要素１２２は単一の要素として示されているが、ＷＴＲＵ１０２は、任意の数の送信／受信要素１２２を含み得る。より具体的には、ＷＴＲＵ１０２は、ＭＩＭＯ技術を利用し得る。したがって、一実施形態では、ＷＴＲＵ１０２は、エアインターフェース１１６上で無線信号を送信および受信するための２以上の送信／受信要素１２２（例えば、複数のアンテナ）を含み得る。

送受信機１２０は、送信／受信要素１２２によって送信される信号を変調し、送信／受信要素１２２によって受信された信号を復調するように構成され得る。上で言及されたように、ＷＴＲＵ１０２は、マルチモード機能を有し得る。したがって、送受信機１２０は、ＷＴＲＵ１０２が、例えば、ＵＴＲＡおよびＩＥＥＥ８０２．１１などの複数のＲＡＴを介して通信することを可能にするための、複数の送受信機を含み得る。

ＷＴＲＵ１０２のプロセッサ１１８は、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８（例えば、液晶表示（ＬＣＤ）ディスプレイユニットもしくは有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）ディスプレイユニット）に結合され得、それらからユーザ入力データを受信し得る。プロセッサ１１８は、また、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８にユーザデータを出力し得る。加えて、プロセッサ１１８は、着脱不能メモリ１３０および／または着脱可能メモリ１３２など、任意のタイプの適切なメモリからの情報にアクセスし得、それらにデータを記憶し得る。着脱不能メモリ１３０は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）、ハードディスク、または他の任意のタイプのメモリ記憶デバイスを含み得る。着脱可能メモリ１３２は、加入者識別モジュール（ＳＩＭ）カード、メモリスティック、およびセキュアデジタル（ＳＤ）メモリカードなどを含み得る。他の実施形態では、プロセッサ１１８は、ＷＴＲＵ１０２上に物理的に配置されたメモリではなく、サーバまたはホームコンピュータ（図示されず）上などに配置されたメモリからの情報にアクセスし得、それらにデータを記憶し得る。

プロセッサ１１８は、電源１３４から電力を受信し得、ＷＴＲＵ１０２内の他の構成要素への電力の分配および／または制御を行うように構成され得る。電源１３４は、ＷＴＲＵ１０２に給電するための任意の適切なデバイスとし得る。例えば、電源１３４は、１または複数の乾電池（例えば、ニッケル−カドミウム（ＮｉＣｄ）、ニッケル−亜鉛（ＮｉＺｎ）、ニッケル水素（ＮｉＭＨ）、リチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）など）、太陽電池、および燃料電池などを含み得る。

プロセッサ１１８は、ＧＰＳチップセット１３６にも結合され得、ＧＰＳチップセット１３６は、ＷＴＲＵ１０２の現在位置に関する位置情報（例えば、経度および緯度）を提供するように構成され得る。ＧＰＳチップセット１３６からの情報に加えて、またはその代わりに、ＷＴＲＵ１０２は、基地局（例えば、基地局１１４ａ、１１４ｂ）からエアインターフェース１１６上で位置情報を受信し得、および／または２以上の近くの基地局から受信した信号のタイミングに基づいて、自らの位置を決定し得る。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態との整合性を保ちながら、任意の適切な位置決定方法を用いて、位置情報を獲得し得ることが理解されよう。

プロセッサ１１８は、他の周辺機器１３８にさらに結合され得、他の周辺機器１３８は、追加的な特徴、機能、および／または有線もしくは無線接続性を提供する、１または複数のソフトウェアモジュールおよび／またはハードウェアモジュールを含み得る。例えば、周辺機器１３８は、加速度計、ｅコンパス、衛星送受信機、（写真またはビデオ用の）デジタルカメラ、ユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）ポート、バイブレーションデバイス、テレビ送受信機、ハンズフリーヘッドセット、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）モジュール、周波数変調（ＦＭ）ラジオユニット、デジタル音楽プレーヤ、メディアプレーヤ、ビデオゲームプレーヤモジュール、およびインターネットブラウザなどを含み得る。

図１Ｃは、実施形態による、ＲＡＮ１０４およびコアネットワーク１０６のシステム図である。上で言及されたように、ＲＡＮ１０４は、エアインターフェース１１６上でＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信するために、Ｅ−ＵＴＲＡ無線技術を利用し得る。ＲＡＮ１０４は、コアネットワーク１０６とも通信し得る。

ＲＡＮ１０４は、ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃを含み得るが、ＲＡＮ１０４は、実施形態との整合性を保ちながら、任意の数のｅノードＢを含み得ることが理解されよう。ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、各々が、エアインターフェース１１６上でＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信するための１または複数の送受信機を含み得る。一実施形態では、ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、ＭＩＭＯ技術を実施し得る。したがって、ｅノードＢ１４０ａは、例えば、複数のアンテナを使用して、ＷＴＲＵ１０２ａに無線信号を送信し、ＷＴＲＵ１０２ａから無線信号を受信し得る。

ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃの各々は、特定のセル（図示されず）に関連付けられ得、無線リソース管理決定、ハンドオーバ決定、ならびにアップリンクおよび／またはダウンリンクにおけるユーザのスケジューリングなどを処理するように構成され得る。図１Ｃに示されるように、ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、Ｘ２インターフェース上で互いに通信し得る。

図１Ｃに示されるコアネットワーク１０６は、モビリティ管理エンティティゲートウェイ（ＭＭＥ）１４２、サービングゲートウェイ１４４、およびパケットデータネットワーク（ＰＤＮ）ゲートウェイ１４６を含み得る。上記の要素の各々は、コアネットワーク１０６の一部として示されているが、これらの要素は、どの１つをとっても、コアネットワークオペレータとは異なるエンティティによって所有および／または運営され得ることが理解されよう。

ＭＭＥ１４２は、Ｓ１インターフェースを介して、ＲＡＮ１０４内のｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃの各々に接続され得、制御ノードとしての役割を果たし得る。例えば、ＭＭＥ１４２は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのユーザの認証、ベアラアクティブ化／非アクティブ化、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃの初期接続中における特定のサービングゲートウェイの選択などを担い得る。ＭＭＥ１４２は、ＲＡＮ１０４とＧＳＭまたはＷＣＤＭＡなどの他の無線技術を利用する他のＲＡＮ（図示されず）との間の交換のためのコントロールプレーン機能も提供し得る。

サービングゲートウェイ１４４は、Ｓ１インターフェースを介して、ＲＡＮ１０４内のｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃの各々に接続され得る。サービングゲートウェイ１４４は、一般に、ユーザデータパケットのＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃへの／からの経路選択および転送を行い得る。サービングゲートウェイ１４４は、ｅノードＢ間ハンドオーバ中におけるユーザプレーンのアンカリング、ダウンリンクデータがＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに利用可能な場合に行う一斉呼出のトリガ、ならびにＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのコンテキストの管理および記憶など、他の機能も実行し得る。

サービングゲートウェイ１４４は、ＰＤＮゲートウェイ１４６にも接続され得、ＰＤＮゲートウェイ１４６は、インターネット１１０などのパケット交換ネットワークへのアクセスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに提供して、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃとＩＰ対応デバイスの間の通信を容易にし得る。

コアネットワーク１０６は、他のネットワークとの通信を容易にし得る。例えば、コアネットワーク１０６は、ＰＳＴＮ１０８などの回線交換ネットワークへのアクセスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに提供して、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと従来の固定電話通信デバイスの間の通信を容易にし得る。例えば、コアネットワーク１０６は、コアネットワーク１０６とＰＳＴＮ１０８の間のインターフェースとしての役割を果たすＩＰゲートウェイ（例えば、ＩＰマルチメディアサブシステム（ＩＭＳ）サーバ）を含み得、またはＩＰゲートウェイと通信し得る。加えて、コアネットワーク１０６は、ネットワーク１１２へのアクセスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに提供し得、ネットワーク１１２は、他のサービスプロバイダによって所有および／または運営される他の有線または無線ネットワークを含み得る。

ＯＦＤＭのスペクトル抑制を改善するための１つの方法は、ＯＦＤＭ変調器の出力において時間領域信号をフィルタリングすることによるものとすることができる。利用可能なサブバンドが連続ではないフラグメント化されたスペクトルでは、各フラグメントのために別個のフィルタが設計および使用される必要があることがあるので、フィルタリングは困難になる。

ＯＦＤＭのスペクトル抑制を改善するために使用される別の方法は、窓適用としても知られる、パルス整形である。パルス整形および窓適用という用語は、本明細書を通じて交換可能に使用され得、同じ含意を有することが意図されていることに留意されたい。パルス整形は、送信機においてスペクトル漏れを低減するために使用される方法である。パルス整形は、受信機において隣接チャネル干渉を排除するためにも使用され得る。この技法では、連続するＯＦＤＭシンボル間での急峻な推移を防止するために、ＯＦＤＭシンボルの長方形パルス形状が平滑化され、より低いサイドローブをもたらす。隣接チャネル干渉漏れを排除するためのメカニズムが、受信機において配備される。そのわけは、隣接帯域内の干渉信号が低い帯域外放射を有するとしても、受信されたフィルタが全アクセス可能帯域をカバーするならば、干渉信号からのスペクトル漏れは、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）除去後に増加するためである。したがって、ＣＰが除去される前に、受信信号は、個々のサブバンドについてフィルタリングされるべきである。

送信機フィルタリングと同様に、受信フィルタリングも、フラグメント化されたスペクトルにおいて難題を課す。受信窓適用は、キャリア周波数オフセットまたはドップラに起因するＩＣＩの影響を低減するために、また離散マルチトーン（ＤＭＴ）システムにおける無線周波数干渉（ＲＦＩ）を抑制するために使用されてきた。

例えば、ＬＴＥなど、現在のＯＦＤＭベースの通信システムでは、マルチパスチャネルまたはタイミングオフセット歪みに起因するＩＳＩを軽減するために、ＯＦＤＭにおいてＣＰが使用されることがある。ＣＰは、送信機側の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の出力において先頭に追加され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の前に、受信機側において廃棄され得る。ＣＰに起因するオーバヘッドは、著しいことがある。したがって、システム性能を悪化させずに、このオーバヘッドを低減することは、有益である。そのわけは、いくつかのＷＴＲＵは、セル内の異なる場所に存在し、異なる遅延スプレッドを経験することがあり、いくつかのＷＴＲＵは、他のものよりも短いＣＰを必要とすることがあるためである。これは、ダウンリンク送信とアップリンク送信の両方に当てはまる。

加えて、ＯＦＤＭにおけるＣＰは、ＯＦＤＭシンボルの末尾では時間領域サンプルのレプリカであるので、有益な情報を搬送する。ＣＰは、シングルキャリアシステムにおいても使用されることがあり、やはりシンボルの末尾では時間領域サンプルから成る。先に述べられたように、ＣＰは、ＩＳＩによって品質を落とされているので、受信機において廃棄される。しかしながら、ほとんどの場合、チャネル遅延スプレッドは、ＣＰの長さよりも短く、ＩＳＩを免れているＣＰサンプルのいくつかをもたらす。これらのサンプルは、性能を改善するために受信機において使用され得る。

マルチキャリア変調システムにおいてスペクトル漏れを低減し、隣接チャネル干渉を排除するための、送信パルス整形および受信パルス整形に基づいた送受信機アーキテクチャ、ＯＦＤＭベースのシステムについての各シンボルの時間領域サンプルに対するパルス整形の送信機側実施のための方法および装置、ＯＦＤＭベースのシステムについての各シンボルの時間領域サンプルに対する窓適用の受信機側実施のための方法および装置、ならびに複数の受信されたＯＦＤＭデータブロック上で窓を適用するための方法が、本明細書で説明される。

一般的なＭＣＭ方式が、今から説明される。一般的なＭＣＭ方式の場合、第ｋのサブキャリアおよび第ｌのシンボル上で送信される入力データシーケンスは、Ｓ_k［ｌ］と表され得、ここで、ｋは、サブキャリアインデックスを表し、ｌは、シンボルインデックスを表す。その場合、第ｋのサブキャリアのための入力データシンボルは、

と書き表され得、ここで、Ｔ’は、シンボル間隔である。各サブキャリア上のデータは、そのサブキャリアの周波数に変調されるフィルタｐ（ｔ）による畳み込みが施され得る。送信される集約信号は、

と書き表され得、ここで、Ｍは、サブキャリアの総数であり、Ｆ_Sは、サブキャリア間の間隔である。

は、一般に、Ｔ’以下である。

式（２）における畳み込みを展開した後、以下が獲得され得る。

δ（τ−ｌＴ’）＝０、τ≠ｌＴ’であるので、以下が獲得され得る。

式（４）は、一般的なマルチキャリア変調方式と見なされ得る。

ＯＦＤＭ構造の例が、今から説明される。ＯＦＤＭに関して、式（４）における信号は、Ｔ_S＝Ｔ／Ｎのサンプリングレートでサンプリングされ、Ｔ’＝λＴ_Sであることが仮定され得る。ここで、式（４）の離散時間は、

と書き表され得、ここで、ｎは、時間サンプルインデックスを表す。

クリティカルなサンプリングを有するＣＰを用いないＯＦＤＭの場合、式（５）におけるパラメータは、以下の通りである。

Ｎ＝Ｍ＝λ

これらのパラメータを用いると、式（５）は、

と書き表され得る。

連続するシンボルはオーバラップしないので、単一の第ｌのＯＦＤＭシンボルのみが考察されればよい。

式（７）から、第ｌのＯＦＤＭシンボルは、入力データシンボルに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施すことによって計算され得る。

ＣＰが追加される場合、パルス形状は、

と定義され得、ここで、Ｎ_Gは、ガードインターバル内の、例えば、サイクリックプレフィックス内のサンプルの数である。やはり、連続するＯＦＤＭシンボルは、オーバラップし得ず、そのため、単一のＯＦＤＭシンボルを考察すれば十分であり得る。式（５）におけるパラメータは、以下の通りとすることができる。

ｎ＝ｌ（Ｎ＋Ｎ_G）＋ｍと定義し、ここで、ｍ＝−Ｎ_G，．．．，０，１，．．．，Ｎ−１とすると、

となる。
ｐ［ｍ］＝１であり、また

であるので、

および

は等しい。したがって、式（８）は、入力データシンボルのＩＦＦＴを施し、ＩＦＦＴ出力の前部にＩＦＦＴ出力の最後のＮ_G個のサンプルをパディングすることによって実施され得る。

上で説明されたように、窓適用としても知られるパルス整形は、ＯＦＤＭのスペクトル抑制を改善するために、送信機側および受信機側において使用され得る。

送信機側窓適用のための方法および装置が、今から説明される。例として、式（５）における窓適用のためのパルス整形関数は、

と定義され得、ここで、Ｎ_T＝Ｎ＋Ｎ_G、λ＝（１＋β）Ｎ_Tである。他のパルス整形関数も可能である。パルス整形関数は、一般に、２つの連続するシンボルの境界において滑らかな推移を引き起こすべきである。この場合、新しいガードインターバルは、一般に、サイクリックプレフィックスよりも大きい。

が定義され得、ここで、Ｎ_EGIは、拡張されたガードインターバルである。しかしながら、信号処理の観点からは、

は、より長いサイクリックプレフィックスにすぎない。式（１０）におけるものとは異なる窓適用関数も可能であるが、以下の手法は同様であることに留意されたい。

ｎ＝ｉ（１＋β）Ｎ_T＋ｍと定義し、ここで、ｍ＝０，．．．，（１＋β）Ｎ_T−１とすると、式（４）は、

と書き表され得、これは、ｘ’［ｍ］＝ｘ［ｉ（ｌ＋β）Ｎ_T＋ｍ］と定義すると、

と書き表され得る。

第ｉのブロックの場合、パルス形状がＮよりも著しく長くなるべきではないパルス形状設計のために、２つのシンボルしかオーバラップしないので、ｌについての総和におけるｌ＝ｉおよびｌ＝ｉ−１に対応する項は保たれる。その場合、

であり、これは、

に等しい。

式（１４）において、非ゼロ値を有するｍ＝０，１，．．．，βＮ_Tの場合、第１の項は非ゼロであることが分かる。パルス形状が定義される限界は、式（１０）において見られ得る。したがって、図２に示されるような実施が使用され得る。

図２は、ＣＰを使用する例示的な送信窓適用実施手順２００のフローチャートである。例示的な送信実施手順２００は、式（１４）からの直接的な実施である。図２を参照すると、ステップ２０５において、ＯＦＤＭシンボルインデックスが、ｍ＝０に設定される。次に、ステップ２１０において、送信機は、周波数領域ＱＡＭシンボルからなるブロックのＩＦＦＴを施す。例えば、ＩＦＦＴサイズがＮ＝８である場合、第ｍのＯＦＤＭシンボルについてのＩＦＦＴの出力におけるサンプルは、

である。ステップ２１５において、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）およびポストフィックスが出力サンプルに付加されて、合成信号を生成する。ＣＰ長が４であり、ポストフィックス長が２であると仮定すると、ＣＰおよびポストフィックスが付加された後、合成信号は、

となる。ステップ２２０において、窓関数が合成信号に適用されて、窓適用された合成信号を生成する。窓関数は、異なる方法で適用され得ることに留意されたい。例えば、「βＮ_T」＝２である場合、すなわち、ランプアップおよびランプダウンを行うために、窓適用が各側において２つのサンプルを取得する場合、

であり、ここで、０＝ｐ₁＜ｐ₂＜１、０＝ｐ₁₄＜ｐ₁₃＜１である。ステップ２２５において、直前の第（ｍ−１）の窓適用された合成信号のポストフィックス部分が、現在の第ｍの窓適用された合成信号のＣＰ部分の最左部に加算される。ステップ２３０において、ステップ２２５から生成された信号が、次の反復において使用されるポストフィックス部分を除外して送信される。第ｍのシンボルのついての送信されるサンプルは、

である。プロセスを次の連続するシンボルに適用するために、ステップ２３５において、ＯＦＤＭシンボルインデックスが１だけ増やされ、ｍ＋１≧ｍになる。ｍ＋１が最後のシンボルではない場合、ステップ２１０〜ステップ２４０が、次の連続するシンボルに対して繰り返される。ｍ＋１が最後のＯＦＤＭシンボルである場合、ステップ２４５において、プロセスは完了する。

図３は、サイクリックプレフィックスを用いて送信窓適用を実施するように構成された例示的な送信機モジュールのブロック図である。図３に示される実施は、式（１４）の実際的な実施である。

図３を参照すると、周波数帯域の複数のマルチプル並列サブキャリア３１０にわたって分散させられた入力データストリームからの第ｌのシンボル３０５は、ＩＦＦＴユニット３１５に入力される。ＩＦＦＴユニットは、Ｎ点ＩＦＦＴユニットとすることができる。ＩＦＦＴユニット３１５は、複数のサブキャリア３１０内の信号を周波数領域から対応する時間領域信号３２０ａ〜３２０ｎに変換する。ＣＰおよびポストフィックスが追加されて、合成信号を生成し、その後、合成信号は、それぞれの窓適用モジュール３２５ａ〜３２５ｎにおいて、窓関数ｐ［ｍ］、ｍ＝０，１，．．．，（２β＋１）Ｎ_T−１によって乗算される。窓適用モジュール３２５ｎ−１、３２５ｎの出力のポストフィックスに対応する最後のβＮ_T個のサンプルは、バッファ３３０内に保持され得る。バッファ３３０内のポストフィックスに対応する最後のβＮ_T個のサンプルは、窓適用モジュール３２５ａ、３２５ｂによる次のシンボルの出力のプレフィックス部分に対応する最初のβＮ_T個のサンプルに加算される。バッファの内容が更新される前に、サンプルがバッファに加算されてもよいことに留意されたい。送信機は、その後、最初の（１＋β）Ｎ_T個のサンプルを送信することができる。並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３３５は、サンプルを受信し、それらを送信用のＯＦＤＭ信号３４０に変換する。

図４は、図２で説明された方法による送信窓の例示的な適用を示す図である。説明の目的で、また読者に便利なように、２つのデータブロックのみが示されていることに留意されたい。図４に示されたデータブロックの前後に任意の数のデータブロックが存在できることに留意されたい。図２で説明されたように、方法は、信号内の最後のデータブロックが処理されるまで続くことができる。図４を参照すると、第１のデータブロック４１０と第２のデータブロック４２０が示されている。第１のデータブロック４１０は、データブロック４１０の先頭の前に追加されたＣＰ４１２と、データブロック４１０の末尾に追加されたポストフィックス４１４とを有する。ＣＰ４１２の最左部４１１および第１のデータブロック４１０のポストフィックス４１４は、窓適用されている。同様に、第２のデータブロック４２０は、データブロック４２０の先頭の前に追加されたＣＰ４２２と、データブロック４２０の末尾に追加されたポストフィックス４２４とを有する。ＣＰ４２２の最左部４２６および第２のデータブロック４２０のポストフィックス４２４は、窓適用されている。図２で説明された方法におけるように、窓は、データブロック４１０、４２０の各々に独立に適用されることに留意することが重要である。第１のデータブロック４１０のポストフィックス４１４は、第２のデータブロック４２０のＣＰ４２２の窓適用部分４２６と時間的にオーバラップする。ポストフィックス４１４とＣＰ４２２の窓適用部分４２６は、効果的に加算４３０される。

ＣＰの代わりにゼロパディング（ＺＰ）ＯＦＤＭを使用する送信機側窓適用方法および装置が、今から説明される。図５は、ゼロパディングを用いる例示的な送信機窓適用手順のフローチャートである。図５を参照すると、ステップ５０５において、ＯＦＤＭシンボルインデックスが、ｍ＝０に設定される。次に、送信機は、周波数領域ＱＡＭシンボルからなるブロックにＩＦＦＴを施す。例えば、ＩＦＦＴサイズがＮ＝８である場合、第ｍのＯＦＤＭシンボルについてのＩＦＦＴの出力におけるサンプルは、

である。ステップ５１５において、ゼロプレフィックス（ＺＰ）およびポストフィックスが付加されて、合成信号を生成する。例えば、ゼロパディング長が４であり、ポストフィックス長が２である場合、ＺＰおよびポストフィックスが付加された後、合成信号は、

となる。ステップ５２０において、窓関数が合成信号に適用されて、窓適用された合成信号を生成する。上の例では、最初の４つのサンプルはゼロであるので、窓関数の最初の４つのサンプルもゼロである。例えば、「βＮ_T」＝２である場合、すなわち、ランプアップおよびランプダウンを行うために、窓適用が各側において２つのサンプルを取得する場合、

であり、ここで、０＝ｐ₁＜ｐ₂＜１、０＝ｐ₁₄＜ｐ₁₃＜１である。ステップ５２５において、直前の第（ｍ−１）の窓適用された合成信号のポストフィックス部分が、現在の第ｍの窓適用された合成信号のＺＰ部分の最左部に加算される。ステップ５３０において、ステップ５２５から生成された信号が、次の反復において使用されるポストフィックス部分を除外して送信される。第ｍのシンボルのついての送信されるサンプルは、

である。プロセスを次の連続するシンボルに適用するために、ステップ５３５において、ＯＦＤＭシンボルインデックスが１だけ増やされ、ｍ＋１≧ｍになる。ｍ＋１が最後のシンボルではない場合、ステップ５１０〜ステップ５４０が、次の連続するシンボルに対して繰り返される。ｍ＋１が最後のＯＦＤＭシンボルである場合、ステップ５４５において、方法は完了する。

図６は、図５で説明された方法によるゼロパディングを用いる送信窓の例示的な適用を示す図である。説明の目的で、また読者に便利なように、２つのデータブロックのみが示されていることに留意されたい。図６に示されたデータブロックの前後に任意の数のデータブロックが存在できることに留意されたい。図５で説明されたように、方法は、信号内の最後のデータブロックが処理されるまで続くことができる。図６を参照すると、第１のデータブロック６１０と第２のデータブロック６２０が示されている。第１のデータブロック６１０は、データブロック６１０の先頭の前に追加されたゼロから成るＺＰ６１２と、データブロック６１０の末尾に追加されたポストフィックス６１４とを有する。データブロック６１０の最左部およびポストフィックス６１４は、窓適用されている。同様に、第２のデータブロック６２０は、データブロック６２０の先頭の前に追加されたゼロから成るＺＰ６２２と、データブロック６２０の末尾に追加されたポストフィックス６２４とを有する。データブロック６２０の最左部およびポストフィックス６２４は、窓適用されている。窓は、データブロック６１０、６２０の各々に独立に適用されることに留意することが重要である。第１のデータブロック６１０の窓適用されたポストフィックス６１４と第２のデータブロック６２０のＺＰ６２２の前方部分６２６のオーバラップするセグメントは、効果的に加算６３０される。

図７は、ゼロパディングを用いる窓適用のための受信機側手順を示す例示的な図である。受信機において、受信されたデータブロック７１０の最初のｍ個のサンプルにポストフィックス７１５をオーバラップし、加算することによって、信号が回復される。図７を参照すると、前方に追加されたＺＰ７０５および追加されたポストフィックス７１５を有するデータブロック７１０が、受信機において受信される。データブロック７１０およびポストフィックス７１５を残して、ＺＰ７０５は廃棄される。ポストフィックス７１５は、データブロック７１０の尾部から除去され、データブロック７１０の先頭部に加算される。その後、出力がＦＦＴブロック７３０に送られ、ＦＦＴブロック７３０は、サブキャリア内のデータブロックを時間領域から周波数領域に変換し戻す。

データ信号の別個のグループに異なる窓関数を適用するための方法および装置が、今から説明される。異なる窓関数が、送信帯域の異なるサブバンドに適用され得る。例として、エッジの隣のサブバンドは、それらのサブバンドのより良いスペクトル抑制を得るために、より長い窓を用いて整形され得る。他方、エッジから離れたサブバンドまたは帯域の中央にあるサブバンドは、より短い窓を用いて整形され得る。窓適用は歪みを導入することがあるので、より長い窓によって導入されるおそらくはより大きい歪みは、エッジ上のサブバンドに限定される。

図８は、送信帯域の異なるサブバンドに異なる窓関数を適用する例示的な方法を示す図である。図８では、各サブバンド内のサブキャリアは、連続しているように示されている。これは、説明のために過ぎず、一般には、サブバンドは、サブキャリアが連続であるグループまたは非連続であるグループから成ることができる。サブバンドは、オーバラップせず、すなわち、サブバンド内のサブキャリアは、他のサブバンド内のサブキャリアとは異なる。

図８を参照すると、着信（ｉｎｃｏｍｉｎｇ）変調シンボルｓ［ｎ］８０５は、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）８１０に入力され、Ｓ／Ｐ８１０は、複数のサブキャリアの間で分配される変調出力信号８１５ａ〜８１５ｍのｍ個のグループを出力する。説明の目的で、ｍ個の異なる窓関数がｍ個の異なるサブバンドに適用されることが仮定される。各サブバンドについて、変調出力信号８１５ａ〜８１５ｍは、ＩＦＦＴブロック８２０ａ〜８２０ｍにおいて、それらのサブバンド内のサブキャリアに対応する複数のサブキャリアにマッピングされる。図８が複数のＩＦＦＴブロックを示していることに留意されたい。これは、概念的に、ｍ回のＩＦＦＴが施されることを示すためである。しかしながら、ハードウェア実施では、ｍ回使用され得る１つのＩＦＦＴブロックが存在してもよい。これは、図に示される他のユニットについても同様である。Ｎ_iが第ｉのサブバンド内のサブキャリアのインデックスからなる集合を表すとし、Ｎ_iの各要素∈｛０，１，．．．，Ｎ−１｝である。ＩＦＦＴへの入力をゼロからなるＮ×１ベクトルであるとする。サブキャリアＮ_i上で送信される変調シンボルのグループは、要素のインデックスがＮ_iであるベクトルの要素に挿入される。各サブバンドについて、ＩＦＦＴ出力８２５ａ〜８２５ｍは、パディング付加器モジュール８３０ａ〜８３０ｍにおいて、プレフィックスおよびポストフィックスを用いてパディングされる。各パディング付加器モジュール８３０ａ〜８３０ｍの出力８３５ａ〜８３５ｍは、それぞれの窓フィルタ８４０ａ〜８４０ｍにおいて、適切な窓関数を用いて点毎に乗算される。図８に示されるように、各ブランチにおいて、異なる窓関数（すなわち、窓タイプ１、窓タイプｋ、窓タイプなど）が使用され得る。しかしながら、各ブランチにおける信号の長さは、等しくあるべきである。したがって、各ブランチにおけるプレフィックスおよびポストフィックスのサイズは、同じである。窓関数が適用された後、窓適用された各信号の出力８４５ａ〜８４５ｍが、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）８５０ａ〜８５０ｍに入力される。各ブランチの出力８５５ａ〜８５５ｍは、その後、一緒に加算されて、送信される合成信号を生成する。

受信機側窓適用のための方法および装置が、今から説明される。隣接チャネル干渉漏れを排除するためのメカニズムが、受信機において使用され得る。隣接帯域内の干渉信号が低い帯域外放射を有するとしても、干渉信号からのスペクトル漏れは、ＣＰ除去後に増加するために、そのようなメカニズムが使用される。したがって、ＣＰが除去される前に、受信信号は、フィルタリングされ得る。ＯＦＤＭは、素早い（ｈｉｇｈ ｔａｉｌ）ｓｉｎｃ型フィルタに対応し、したがって、干渉排除機能にとって満足できるものではない、長方形窓適用を使用することによって、これを達成する。

送信機側フィルタリングと同様に、受信フィルタリングも、フラグメント化されたスペクトルにおいて難題を課す。代替方法は、受信機において窓適用を使用することである。一般に、送信機が、図３に示されるようなプレフィックスおよびポストフィックスを付加する場合、受信窓適用が、プレフィックスサンプル、データサンプル、およびポストフィックスサンプルに適用され得る。

受信窓が定義され得る１つの方法は、以下の通りである。

一般に、受信窓は、Ｎ_Tを超えて定義され得る。しかしながら、これは、次のシンボルが使用されることを必要とし得、小さい遅延を引き起こす。以下の手法は、それでも有効である。

図９は、受信窓の境界を示す例示的な図である。図９を参照すると、Ｎ_pre９１０は、プレフィックスの長さである。Ｎ_post９２０は、ポストフィックスの長さである。図９の窓について示された境界は、一例にすぎないこと、窓非ゼロ窓係数境界（ｗｉｎｄｏｗ ｎｏｎ−ｚｅｒｏ ｗｉｎｄｏｗ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ ｂｏｕｎｄａｒｉｅｓ）は、−Ｎ_preからＮ_postまで延び得ることに留意されたい。

送信窓適用を行わない場合、すなわち、すべてが１であり、連続するシンボル間にオーバラップが存在しない場合、送信シンボルは、

と書き表され得、ここで、λ＝Ｎ＋Ｎ_pre＋Ｎ_postである。ｎ＝ｌλ−Ｎ_pre，．．．，ｌλ＋（Ｎ＋Ｎ_post−１）である場合、

であり、ここで、Ｎ_preは、ＣＰのためのガードインターバルも含むことができる。ｎ＝ｌλ＋ｍ、ｌ＝−∞，．．．，０，．．．，∞、ｍ＝−Ｎ_pre，．．．，Ｎ＋Ｎ_postであるとする。その場合

である。

受信機窓適用係数は、｛ｗ［ｍ］，ｍ＝−Ｎ_pre，．．．，Ｎ＋Ｎ_post｝と定義され得る。受信信号に窓を適用し、ＦＦＴによって、すなわち、周波数ｋ／Ｎにおける周波数復調によって受信信号を周波数領域に変換し戻す。

ｍ’が、ｍ＝Ｎ_pre，．．．，−１に対して、ｍ’＝Ｎ＋ｍと定義される場合、式１８の項は、

と書き表され得る。

ｍ＝−Ｎ，．．．，−Ｎ_pre−１に対して、ｗ［ｍ］＝０であるように、ｗ［ｍ］を拡張する。その場合、第１項は、

となる。

ｍ＝Ｎ，．．．，Ｎ＋Ｎ_postに対して、ｍ”＝ｍ−Ｎと定義する。

である。

ｍ＝Ｎ＋Ｎ_post，．．．，２Ｎに対して、ｗ［ｍ］＝０であるように、ｗ［ｍ］を拡張する。その場合、

となる。

項を結合すると、

を与える。

送信シンボルを回復するために、ｍ＝Ｎ−Ｎ_pre，．．．，Ｎ−１に対して、ｘ^l［ｍ］＝ｘ^l［ｍ−Ｎ］とし、ｍ＝０，．．．，Ｎ_post−１に対して、ｘ^l［ｍ］＝ｘ^l［ｍ＋Ｎ］とする。

送信信号は、

と見なされ得、ここで、λ＝Ｎ＋Ｎ_post＋Ｎ_preである。ｎ＝−Ｎ_pre，．．．，Ｎ＋Ｎ_postに対して、ｐ［ｎ］≠０であると仮定して、ｍ＝ｎ−ｌλと定義する。次に、ｘ［ｎ］からλ個のサンプルを取得する。

ｍ＝−Ｎ_pre，．．．，Ｎ＋Ｎ_postである。ｍ＝Ｎ−Ｎ_pre，．．．，Ｎ−１に対して、ｙ［ｍ］＝ｙ［ｍ−Ｎ］であり、ｍ＝０，．．．，Ｎ_post−１に対して、ｙ［ｍ］＝ｙ［ｍ＋Ｎ］であることに留意されたい。受信機側において、送信機窓ｐ［ｍ］は、ｘ^l［ｍ］＝ｐ［ｍ］ｙ［ｍ］もこの条件を満たすように選択されるべきである。

受信機側において送信信号を適用する。

ｍ＝０，．．，Ｎ−１に対して、

または定数である場合、上の式は、Ｓ_k’［ｌ］である。

図１０は、受信窓の例示的なタイプを実施するように構成された受信機モジュール１０００のブロック図である。図１０を参照すると、受信機は、ＯＦＤＭシンボルｙ［ｎ］１００５を受信することができる。直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０１０は、周波数帯域の複数のサブキャリアにわたって拡散されたデータブロックを含むことができる受信信号ｙ［ｎ］１００５をサンプリングし、それを複数のサブキャリアに分配する。窓フィルタ１０１５ａ〜１０１５ｎにおいて、受信窓が適用され得る。プレフィックスサンプル１０２０ａ〜１０２０ｎおよびポストフィックスサンプル１０２５ａ〜１０２５ｎが、データブロック１０３０ａ〜１０３０ｎに加算され、その後、除去され得る。プレフィックスおよびポストフィックスが除去される前に、受信窓がプレフィックスサンプル、データブロックサンプル、およびポストフィックスサンプルに適用されてもよいことに留意されたい。データブロック１０３０ａ〜１０３０ｎは、ＦＦＴユニット１０４０に入力され、ＦＦＴユニット１０４０は、サブキャリア内のデータブロックを時間領域から周波数領域に変換し戻すＮ点ＦＦＴユニットとすることができる。

代替方法として、サブキャリア

上の受信信号は、窓適用し、ＦＦＴを施した後では、

と書き表され、ここで、受信窓は、ｗ［ｎ］で表される。

ｎ＝ｉＮ＋ｍと定義し、すべてが１であるのでｐ［ｎ］を無視すると、窓の範囲のためにｉ＝−１、０、１のみを使用して、式２９が獲得される。

式２９から、直交性を保証するためには、

であることが分かる。この条件の下で、直交性が保たれ、

である。

式８においてＣＰを加算したのと同様に、ＯＦＤＭ信号を持続時間Ｎにわたって拡張することは、ＩＦＦＴを施し、ポストフィックスとして第１のサンプルを加算することに等しいことに留意されたい。

式（２９）から

である。

上述の窓は、最も一般的な場合である。実用的なシステムでは、例として、１つのシンボルのポストフィックスが、次のシンボルのプレフィックスとして機能する。したがって、ポストフィックスに窓を適用することは、直後のシンボルからの追加のＩＳＩを導入し、待ち時間を増加させる。図１１および図１２は、実用的なシステムにおける例示的な窓間隔を示す図である。図１１を参照すると、窓間隔１１０５は、データ部１１１２と、サイクリックプレフィックス部１１１０とを含む、現在のシンボル１１１５のサンプルをカバーする。加えて、窓間隔１１０５は、存在する場合は、拡張されたガードインターバル部１１２０のサンプルをカバーすることができる。同様に、これは、図１２においても見られ得る。システムの観点からは、拡張されたガードインターバルは、サイクリックプレフィックスの一部と見なされ得ることに留意されたい。

この場合、

である。

直交性のためには、

である。

送信窓適用を用いる場合、直交性を維持するためには、

であることが示され得る。

受信窓適用は、入力された受信ブロックを受信機窓適用係数によって点毎に乗算することによっても実施され得る。図１３は、点毎の乗算によって例示的なタイプの受信窓適用を実施するように構成された受信機モジュール１３００を示す図である。図１３を参照すると、受信機は、ＯＦＤＭ信号ｙ［ｎ］１３０５を受信することができる。直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１３１０は、周波数帯域の複数のサブキャリアにわたって拡散されたデータブロックを含むことができる受信信号ｙ［ｎ］１３０５をサンプリングし、それを複数のサブキャリアに分配する。窓フィルタ１３１５ａ〜１３１５ｎにおいて、データブロックを受信機窓適用係数によって点毎に乗算することによって、受信窓が適用され得る。第１のサンプル１３２０ａ〜１３２０ｎが、対応する最後のサンプル１３２５ａ〜１３２５ｎに加算される。その後、第１のサンプル１３２０ａ〜１３２０ｎが、除去される。第１のサンプル１３２０ａ〜１３２０ｎは、ガードインターバルと呼ばれることもある。その後、データブロック１３３０ａ〜１３３０ｎは、ＦＦＴユニット１３４０に入力され、ＦＦＴユニット１３４０は、サブキャリア内のデータブロックを時間領域から周波数領域に変換し戻すＮ点ＦＦＴユニットとすることができる。

式（２７）および式（３３）は、送信窓および受信窓の両方が適用される場合に、受信機において直交性を維持するための条件を指定する。送信窓関数を与えると、受信機窓関数は、これらの式から計算され得る。

受信窓適用に起因するシンボル間干渉が、今から説明される。以下の分析は、システム設計の観点からそのほうがより適切であるので、図１１および式（２８）〜式（３３）において説明されたような第２のタイプの受信窓適用が使用されることを仮定する。

送信信号がｈ［ｎ］で表されるチャネルを通過することを仮定する。窓適用後の受信信号は、

と書き表され得、ここで、

である。その場合、

となる。

データブロックのプレフィックス部は、直前のデータブロックからの干渉を含み得ることに留意されたい。この干渉は、窓関数によって乗算され、式（２３）に示されるような所望信号に加算される。干渉のレベルは、チャネル遅延スプレッドおよび窓関数の長さに依存し得る。窓関数のゼロ部が、ＩＳＩを吸収するのに十分な長さである場合、プレフィックスは廃棄されるので、干渉が発生しないことがある。しかしながら、遅延スプレッドが十分に長い場合、干渉が発生し得る。チャネル遅延スプレッドＬ＜Ｎであると仮定すると、ＩＳＩは、直前のデータブロックのみに起因する。この場合、干渉は、ｉ＝−２において送信されたデータが原因となって、ｉ＝−１から寄与する。第ｋのサブキャリア上での干渉は、

と書き表され得、ここで、ｉＮ＋ｍ−ｕ＜−Ｎに対しては、ｖ（ｉＮ＋ｍ−ｕ）＝１であり、それ以外では、０である。

ここから、干渉電力が計算され得る。ＩＳＩをより明瞭に理解するために、行列表記が使用され得る。送信信号は、

と書き表され得、ここで、Ｆ^Hは、ＩＦＦＴ行列であり、

は、β個のサンプルからなるプレフィックスを追加する。チャネルの後の受信信号は、

であり、ここで、式（２７）の第１の部分は、所望信号であり、式（２７）の第２の部分は、直前のブロックからのＩＳＩであり、式（２７）の第３の部分は、雑音である。式（２７）のチャネル行列は、

と書き表され得る。

受信信号に窓を適用した後、

であり、ここで、Ｗは、窓適用演算を実行し、
Ｗ＝ｄｉａｇ［ｗ_-β．．．ｗ₁ １ １ １ １ １．．．ｗ_N-β．．．ｗ_N-1］
ｗ_-m＋ｗ_N-m＝１
と定義され、

は、処理されたデータブロックの最初のβ個の値を取得し、最後のβ個の値に加算する。これら２つの行列は、受信窓適用を一緒に実行する。式２９は、

と書き直され得る。

ガードバンドの除去後、信号部は直交性を保つ。しかしながら、直前のブロックからのＩＳＩが導入される。ＩＳＩの量は、Ｌおよびβに依存する。ＩＳＩの影響は、

においてより明瞭に見られ得る。

導入されるＩＳＩは、Ｆｙ_isiであり、ここで、
ｙ_isi＝［０ ０ ０ ０．．．ｗ_-βｇ（０）．．．ｗ_-1ｇ（β−１）］^T 式（４４）
である。

窓の０係数によって乗算されたサンプルは、ＩＳＩに寄与しない。ｗ_-β+αが窓の第１の非ゼロサンプルである場合、α≧Ｌであるならば、ＩＳＩの寄与はゼロである。

干渉除去など、受信窓適用の性能を改善するための方法が、今から説明される。連続的な干渉除去が、今から説明される。受信信号は、マルチパスチャネルのせいで、直前の送信ブロックからの干渉を含み得る。式（４４）は、チャネル、直前のブロック、および受信窓適用係数に関して、干渉を特徴付ける。窓適用後、ＣＰ長および窓適用係数に応じて、この干渉のいくらかが、現在のシンボルの時間サンプルに加算される。性能を改善するための１つの方法は、この干渉を再生成し、除去することである。チャネルが知られており、直前のシンボルが復調されたと仮定すると、干渉が再生成され、現在のシンボルから減算され得る。減算は、時間領域または周波数領域において行われ得る。

送信信号も窓適用された場合、マルチパスチャネルがない場合でも、受信窓適用がＩＳＩを導入する。

図１４、図１５、および図１６は、送信窓適用の様々なケースを示している。図１４を参照すると、データの第１のブロック１４００とデータの第２のブロック１４５０が示されている。プレフィックス１４０５、１４５５およびポストフィックス１４１５、１４６５の形態の拡張されたガードインターバルが、データのそれぞれのブロック１４００、１４５０に追加される。プレフィックス１４０５、１４５５は、データの各ブロック１４００、１４５０それぞれのＣＰ１４１０、１４６０に追加される。ポストフィックス１４１５、１４６５は、データの各ブロック１４００、１４５０それぞれの尾部に追加される。拡張されたガードインターバルは、送信窓適用を実行するために追加される。受信機側において、受信窓適用の後、ＣＰおよび拡張されたガードインターバルは廃棄される。受信窓は、ＣＰおよび拡張されたガードインターバルに適用され得る。このケースでは、干渉は、上述の分析において示されたように、チャネル長および受信窓係数に依存する。相違は、直前のブロックからの干渉するサンプルが、今の場合は、送信窓係数によって重み付けされることである。

図１５を参照すると、データの第１のブロック１５００とデータの第２のブロック１５５０が示されている。プレフィックス１５０５、１５５５およびポストフィックス１５１５、１５６５の形態の拡張されたガードインターバルが、データのそれぞれのブロック１５００、１５５０に追加される。プレフィックス１５０５、１５５５は、データの各ブロック１５００、１５５０それぞれのＣＰ１５１０、１５６０に追加される。ポストフィックス１５１５、１５６５は、データの各ブロック１５００、１５５０それぞれの尾部に追加される。拡張されたガードインターバル、すなわち、プレフィックスは、送信窓適用を実行するために追加される。このケースでは、拡張されたガードインターバル、すなわち、データの第１のブロック１５００のポストフィックス１５１５と、連続するシンボルのデータの第２のブロック１５５０のプレフィックス１５５５とは、スペクトルロスを低減するためにオーバラップする。受信機側において、受信窓適用の後、ＣＰおよび拡張されたガードインターバルは廃棄される。図１４に示されるケースにおけるように、受信窓は、ＣＰおよび拡張されたガードインターバルに適用され得る。このケースでは、受信窓適用に起因する干渉は、受信窓の範囲に依存する。拡張されたガードインターバルに対応する間隔において、受信窓係数がゼロである場合、干渉は、マルチパスのせいでサイクリックプレフィックス間隔において拾われる。拡張されたガードインターバルに対応する間隔において、受信窓係数のいくつかが非ゼロである場合、干渉は、マルチパスがない場合でも、拡張されたガードインターバルおよびサイクリックプレフィックス間隔において拾われる。

図１６を参照すると、データの第１のブロック１６００とデータの第２のブロック１６５０が示されている。このケースでは、拡張されたガードインターバル、すなわち、サイクリックプレフィックスは、データのそれぞれのブロック１６００、１６５０の前に追加される。ポストフィックス１６１０、１６６０は、データのそれぞれのブロック１６００、１６５０の末尾に追加される。このケースでは、データの各ブロック１６００、１６５０それぞれのＣＰ１６０５、１６５５は、送信窓適用を実行するために使用される。受信機側において、受信窓適用の後、ＣＰは廃棄される。このケースでは、干渉は、マルチパスがない場合でも、サイクリックプレフィックス間隔から拾い上げられる。

図１５および図１６に示されたケースを理解するために、ブロックｌ上の受信信号は、

と書き表され得、ここで、

である。

式（４５）の第１項は、以下のように説明され得る。データブロックは、ＩＦＦＴを通過する。送信窓適用を実行するために、最後のβ個のシンボルが、プレフィックスとしてコピーされ、最初のα個のシンボルが、ポストフィックスとしてコピーされる。連続するシンボルのプレフィックスとポストフィックスのオーバラップが実行されるので、αとβは等しいのが好ましいことに留意されたい。その後、信号は、対角要素が窓係数である対角行列Ｐで表される、窓係数によって乗算される。この送信信号が、チャネルを通過する。

式（４５）の第２項は、式（４５）の第１項と同様であり、直前のデータブロックから得られる係数を含む。

は、窓適用された信号の最後のα個のサンプルを選択して、ベクトルを生成する行列である。ベクトルの要素は、最後の係数から最初の係数に並べ替えられる。これは、窓適用された信号の最後のα個のサンプルが、現在のブロックの最初のα個のサンプルに加算されることを意味する。

である。

式（４５）の第３項は、直前のシンボルからのシンボル間干渉とすることができる。受信信号は、受信窓適用によって処理される。窓係数に応じて、干渉は、推定され、除去され得る。

受信信号の別個のグループに異なる窓関数を適用するための方法および装置が、今から説明される。異なる窓関数が、送信帯域の異なるサブバンドに適用され得る。例として、エッジの隣のサブバンドは、隣接チャネル干渉をより良く排除するために、より長い窓を用いて整形され得る。他方、エッジから離れたサブバンドは、より短い窓を用いて整形され得る。窓適用は歪みを導入することがあるので、より長い窓によって導入されるおそらくはより大きい歪みは、エッジ上のサブバンドに限定され得る。この方法の例が、図１７に示されている。

図１７は、非連続なサブバンドのための受信機窓適用の例示的な実施を示す図である。図１７を参照すると、変調シンボルを含むＯＦＤＭ信号ｙ［ｎ］１７０５が、受信され、受信信号ｙ［ｎ］１７０５をサンプリングし、それを複数のサブキャリアに分配する直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１７１０に入力される。ｍ個の窓がｍ個の異なるサブバンドに適用されることが仮定される。信号は、ｍ個のブランチにコピーされる。各グループまたはブランチについて、窓適用フィルタ１７１５ａ〜１７１５ｎにおいて、適切な受信窓が適用される。各グループまたはブランチに適用される受信窓は、異なり得る。例えば、図１０に示されたような受信窓タイプが、１つのブランチに適用され得、一方、図１３に示されたような受信窓タイプが、別のブランチに適用され得る。図１０および図１３に示されたものとは異なる他の窓タイプも使用され得ることに留意されたい。その後、各ブランチそれぞれについて、プレフィックスおよびポストフィックスが、存在する場合は、各プレフィックス／ポストフィックス除去ユニット１７２０ａ〜１７２０ｎにおいて除去される。その後、各ブランチは、ＦＦＴユニット１７２５ａ〜１７２５ｎを通過し、ＦＦＴユニット１７２５ａ〜１７２５ｎは、各ブランチにおいてサブキャリア内のデータを時間領域から周波数領域に変換し戻す。各ブランチについて、そのブランチ内のサブバンドのサブキャリアに対応するサンプルが、処理ユニット１７３０ａ〜１７３０ｎにおけるさらなる処理のために選択される。そのような処理は、等化および復調を含むことができる。

スペクトル漏れおよび干渉の要件は、変化し得、したがって、窓関数の適応は、有益であり得る。先に説明されたように、送信機における窓関数は、ＣＰを整形し、したがって、ＣＰの非整形部分がチャネル遅延スプレッドを補償するのに十分な長さがない場合、干渉を導入し得る。同様に、受信機における窓適用も、干渉を導入し得る。しかしながら、干渉とスペクトル漏れの低減および隣接チャネル干渉の排除との間には、トレードオフが存在し得る。例えば、窓のロールオフ（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）部分が長くなるにつれて、例えば、窓がより滑らかになるにつれて、送信機におけるスペクトル漏れの低減と、受信機における隣接チャネル干渉の排除は、改善する。しかしながら、ＩＳＩおよび／またはＩＣＩに起因する自己生成された干渉は、増加し得る。

したがって、スペクトル漏れおよび隣接チャネル干渉排除についての要件に応じて、窓関数を適応的に変更することは有益であり得る。要件が厳しい場合、ＩＳＩ／ＩＣＩがより大きくなるのと引き換えに、より滑らかな窓関数が、送信機および／または受信機において使用され得る。厳しくない場合、あまり滑らかではない窓関数が好まれ得、より小さいＩＳＩ／ＩＣＩをもたらす。選択は、センシングなどの測定に基づいて、受信機もしくは送信機によって行われ得、または受信機は、受信窓関数を選択することができ、一方、送信機は、送信窓関数を選択することができる。

送信窓適用では、窓関数はデータブロックに対応するサンプル（例えば、ＣＰ付加前にＩＦＦＴによって生成されるもの）が１によって乗算される（すなわち、窓関数の重みが１である）ように選択され得る。ＣＰおよびポストフィックスに対応するサンプルは、非１の重みによって乗算され得る。ＣＰ、データブロック、およびポストフィックスの長さが、それぞれ、ｋ、ｎ、ｋである場合、窓の合計の長さは、ｎ＋２ｋであることができ、ｋ＋１からｋ＋ｎによってインデックス付けされる中間のサンプルは、１である。ときどき、スペクトル漏れに対する厳しい要件が、送信機において非常に滑らかな窓関数が使用されることを余儀なくさせることがある。しかし、ＣＰのサイズは固定され得るので、これは不可能なことがある。これを克服する１つの方法は、窓関数のｎ個の重みのいくつかが非１の値を有することを許可することであり得る。例えば、以下の式（４７）が使用され得る。窓関数の滑らかさは、ビット誤り率（ＢＥＲ）を悪化させることなく、著しく改善され得る。

受信機窓適用の間に、受信機の全体的な性能が改善され得る。一例では、受信信号干渉対雑音比（ＳＩＮＲ）は、ＣＰに対応するサンプルを受信シンボルの末尾に加算することによって改善され得る。窓が適用されない場合、この演算は独立して行われ得ることに留意されたい。

例えば、送信信号は、行列表記で、

と書き表され得、ここで、Ｆ^Hは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）行列であり、

は、Ｎ_G個のサンプルからなるプレフィックスを追加する。チャネルの後の受信信号は、

と書き表され得、ここで、式（４９）の第１の部分は、所望信号であり、第２の部分は、直前のブロックからのシンボル間干渉（ＩＳＩ）であり、第３の部分は、雑音である。式（４９）のチャネル行列は、

と書き表され得、ここで、［ｈ₀，ｈ₁，．．．，ｈ_L-1］は、マルチパスチャネルのチャネル応答である。

上述の例では、チャネル次数Ｌ＝Ｎ_Gである場合、サイクリックプレフィックスのすべてのサンプルは、品質を落とされ得る。しかしながら、無線通信システムが設計される場合、サイクリックプレフィックスの長さＮ_Gは、最悪ケースのシナリオに基づいて選択されることがある。したがって、非常に頻繁に、Ｌ＜Ｎ_Gであり、サイクリックプレフィックスのＮ_G−Ｌ個のサンプルは、ＩＳＩを免れることができる。チャネルの初期パスは、大きな電力を有することができ、遅延パスは、はるかに小さい電力しか有することができない。したがって、サイクリックプレフィックスの多くのサンプルは、低電力ＩＳＩによって品質を落とされ得るにすぎない。

（ＣＰを伴う）受信ＯＦＤＭシンボルのサンプルｎがＩＳＩを免れている場合、受信ＯＦＤＭシンボルは、ｙ［ｎ］＝ｘ［ｎ］＋ｗ₁［ｎ］と表され得る。サイクリックプレフィックスが形成される方法のため、サンプル（ｎ＋Ｎ）は、ｙ［ｎ＋Ｎ］＝ｘ［ｎ＋Ｎ］＋ｗ₂［ｎ＋Ｎ］と書き表され得、ここで、ｘ［ｎ］＝ｘ［ｎ＋Ｎ］である。

雑音サンプルｗ₁およびｗ₂は、独立とすることができ、同じ統計を有することができる。それらが、ゼロ平均であり、分散δ²を有すると仮定すると、ｙ［ｎ］とｙ［ｎ＋Ｎ］が加算された場合、結果は、ｙ［ｎ］＋ｙ［ｎ＋Ｎ］＝ｘ［ｎ］＋ｘ［ｎ＋Ｎ］＋ｗ₁［ｎ］＋ｗ₂［ｎ＋Ｎ］＝２ｘ［ｎ］＋ｗ₁［ｎ］＋ｗ₂［ｎ＋Ｎ］と表され得る。

加算されたシンボルのＳＩＮＲは、

であり、ここで、

である。したがって、１つのサンプルの電力は、ＣＰが元のサンプルのコピーであるため、（時間領域において）２倍にされる。周波数領域において、受信信号を仮定することは、

と書き表され、サブキャリア

上の送信信号の推定は、

と書き表され得る。

これから、サブキャリアｋ上のＳＩＮＲは、

として与えられ得る。

例として、ＣＰが合計シンボル持続時間の２５％であり、サンプルの半数がＩＳＩを免れていると仮定される場合、周波数領域におけるサンプル当たりのＳＩＮＲの改善は、０．３ｄＢである。Ｌ₁個のパスを有するチャネルが存在し、Ｌ₁＜Ｎ_Gであると仮定すると、サンプルｎは、

と書き表され得る。これから、時間領域におけるサンプル当たりのＳＩＮＲ改善は、ＩＳＩを免れているサンプルについては２ｘであり得る。ＩＦＦＴの後、等化前の第ｋのサブキャリア上のＳＩＮＲは、ＳＩＮＲ_AWGN（ｋ）｜Ｈ（ｋ）｜²であることができ、Ｈ（ｋ）は、第ｋのサブキャリア上のチャネルのＦＦＴである。

変調およびコーディング方式（ＭＣＳ）は、離散的なチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）値の上で動作するので、ＳＩＮＲの小さい増加であっても、レートの急上昇を引き起こすことがある。小さい増加が次のＭＣＳをもたらす場合、いくつかのシナリオでは、レートは２倍にされ得る。他方、送信機により近いＷＴＲＵは、ＩＳＩを免れているＣＰ内にサンプルの大部分を有することができる。さらに、サンプルがＩＳＩを免れていない場合であっても、所望信号の寄与がＩＳＩの寄与に勝るならば、それは依然として有益であり得る。例えば、受信サンプルが、ｙ［ｎ］＝ｘ［ｎ］＋ｗ₁［ｎ］＋ｚ［ｎ］、およびｙ［ｎ＋Ｎ］＝ｘ［ｎ＋Ｎ］＋ｗ₂［ｎ＋Ｎ］であり、ここで、ｚ［ｎ］がＩＳＩであると仮定すると、ｙ［ｎ］とｙ［ｎ＋Ｎ］が加算された場合、ｙ［ｎ］＋ｙ［ｎ＋Ｎ］＝ｘ［ｎ］＋ｘ［ｎ＋Ｎ］＋ｗ₁［ｎ］＋ｗ₂［ｎ＋Ｎ］＋ｚ［ｎ］＝２ｘ［ｎ］＋ｗ₁［ｎ］＋ｗ₂［ｎ＋Ｎ］＋ｚ［ｎ］である。時間領域における加算されたシンボルのＳＩＮＲは、

である。

である場合、ＣＰからのそのサンプルを使用することは有益であり得る。

ＣＰからのサンプルが、ＯＦＤＭシンボルの尾部におけるサンプルに加算される場合、各サンプルは、直交性が保たれるように、２によって除算され得る。これは、受信窓適用における直交性条件のためであり得る。

式（５３）の結果は、受信窓が適用されるケースに一般化され得る。受信サンプルの受信窓適用の後、ＣＰが、ＯＦＤＭシンボルの末尾に加算され得る。加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルが使用される（例えば、ＩＳＩがＣＰサンプルを品質悪化させていない）ことを仮定すると、受信信号は、

であり得、ここで、ｚ［ｎ］は、ゼロ平均および分散σ²を有するＡＷＧＮである。サブキャリア

上の送信データシンボルの推定は、ｖ［ｎ］を用いる窓適用の後、

と書き表され得る。

式（５５）から、サブキャリアｋ上のＳＩＮＲは、

として与えられ得る。

同様に、（ＩＳＩのない）マルチパスチャネルを用いる場合、ＳＩＮＲは、

となる。しかしながら、ＩＳＩのせいで、窓適用は、干渉を導入し得、正確なＳＩＮＲは、チャネルモデルに依存し得る。

チャネル推定を用いて、ＷＴＲＵは、チャネル遅延スプレッドおよびパスの分布を決定できることがある。これは、ＣＰがＩＳＩを免れたサンプルまたは十分に小さいＩＳＩで品質を落とされたサンプルを含むかどうかを、ＷＴＲＵが決定することを可能にする。送信機により近いＷＴＲＵは、これから利益を得る可能性が最も高くなり得る（すなわち、ＣＰ長が遅延スプレッドよりも大きい）ので、それらはすでにより良い信号対雑音比（ＳＮＲ）を有し、チャネル推定は高い信頼性を有し得ることが仮定され得る。

図１８は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｆが下層の無線アクセス媒体である場合の、ＣＰを使用したことに起因する、ＡＷＧＮチャネルにおけるＢＥＲの改善を示すグラフである。

先に説明されたように、ＣＰを使用する現在の無線システムにおけるＣＰの長さは、１つの値に設定されることがあり、すべてのユーザに対して使用されることがある。しかしながら、与えられた送信エリアにおいて、いくつかのユーザは、他よりも小さい遅延スプレッドを有するチャネルを経験していることがある。そうである場合、より小さい遅延スプレッドを有するチャネルを経験しているそれらのユーザに対して、より短いＣＰを使用することが有益であり得る。

図１９は、異なるサブバンドに対して変化するＣＰ長を有するシンボルを送信することが可能な例示的な送信機１９００を示す図である。図１９に示される例では、ただ２つのサブバンド１９０５、１９１０が示されている。これは説明のためであり、任意の数のサブバンドが存在でき、サブバンドは非連続なサブキャリアまたはリソースブロック（ＲＢ）を含むことができることに留意されたい。ＲＢの概念は、サブキャリアのグループとして一般化され得、ＲＢサイズ（すなわち、サブキャリアの数）は、ＲＢが異なれば、変化し得る。加えて、送信機は、ＯＦＤＭベースである必要がないことがある。例えば、それは、第３世代パートナシッププロジェクト（３ＧＰＰ）ＬＴＥのアップリンクにおいて使用されるような離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ（ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ）、または純粋なシングルキャリア（ＳＣ）でもよい。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭでは、データは、サブキャリアにマッピングされる前に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を通過する。ＳＣでは、ＣＰは、時間領域信号に直接的に付加される。

図１９を参照すると、この例の場合、各サブバンド１９０５、１９１０についての送信は、従来のＯＦＤＭと同様であることが仮定される。すなわち、入力データストリームからのシンボルは、複数のサブバンド、図１９に示されるようなサブバンド１９０５、１９１０の複数のマルチプル並列サブキャリアまたはＲＢにわたって拡散され、それらは、その後、それぞれのＩＦＦＴユニット１９１５、１９２０に入力される。図１９が複数のＩＦＦＴブロックを示していることに留意されたい。これは、概念的に、ｍ回のＩＦＦＴが施されることを示すためである。しかしながら、ハードウェア実施では、異なる入力ストリームに対してｍ回使用され得る１つのＩＦＦＴブロックが存在してもよい。ＩＦＦＴユニット１９１５、１９２０は、複数のサブキャリアまたはＲＢ内の信号を周波数領域から対応する時間領域信号に変換する。図においてＣＰ−１およびＣＰ−２で表されるＣＰが、それぞれのＣＰ加算器ユニット１９３０、１９３５において追加される。図１９に示されるように、サブバンド１９０５に対応する信号の前に追加されるＣＰ−１は、サブバンド１９１０に対応する信号の前に追加されるＣＰ−２よりも短い。並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１９４０、１９４５は、それぞれのサンプルを受信し、それらをそれぞれのＯＦＤＭ信号１９５５、１９６０に変換し、送信前にそれらを加算器ユニット１９６５において加算する。

可変ＣＰの使用は、一般に、ＩＣＩを引き起こし得る。図１９で説明された例におけるように、２つのシンボルが２つのサブキャリア上で送信され、それらは２つの異なる受信機に向けられたものであることが仮定される。一方がより長いＣＰを有する場合、ｐ（ｔ）関数は異なり、
ｘ（ｔ）＝Ｓ_kｐ_k（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦ_kｔ）＋Ｓ_mｐ_m（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦ_mｔ） 式（５７）
と書き表され得る。

受信機の一方において、データシンボルが、式（５８）におけるように推定され得る。

式（５８）の第１の部分は、所望信号であり、第２の部分は、干渉である。積分は、Ｔの区間にわたって実行され、ＣＰは、廃棄される。しかし、干渉信号の場合、このＴ持続時間は、そのＣＰおよびデータ部の任意の部分をカバーし得る。このＴ区間において、干渉信号は１つのブロックから新しいブロックにジャンプせず、例えば、ただ１つのデータシンボルが存在することを仮定する。式（５９）に示されるように、いかなる干渉も存在しない。

しかしながら、Ｔ区間が２つのシンボルをカバーする場合、

である。マルチパスチャネルの場合も、各パスが乗算係数を導入するので、同じことが当てはまり得る。区間Ｔが干渉信号のただ１つのデータシンボルを有する場合、干渉は存在しない。そのため、一般に、たいていは干渉が存在し得る。シンボルは、異なる長さを有するので、ドリフトし得る。いくつかのシンボルについては、直交性は保たれ得る。

可変ＣＰを使用することによって引き起こされる干渉電力を見積もるためのシミュレーションが説明される。このシミュレーションでは、上および図１９で説明されたものと類似した送信機は、１０２４のサブキャリアを使用する。１０２４のサブキャリアのうちの半分は、第１の受信機のために確保される。１０２４のサブキャリアのうちの他の半分は、第２の受信機のために確保される。サブキャリアの第１の半分から生成される信号に付加されるＣＰは、３２サンプルの長さを有する。サブキャリアの第２の半分から生成される信号に付加されるＣＰは、６４サンプルの長さを有する。図２０は、第１の受信機におけるｄＢ単位の受信干渉電力を示すグラフである。図２１は、第１のユーザに割り当てられたスペクトルの第１の半分を示す、図２０のクローズアップ図を示すグラフである。図２０および図２１において提供される例では、異なるＣＰタイミングによって引き起こされるＩＣＩ／ＩＳＩに起因する干渉は、スペクトルのエッジにおいてより高い。可変ＣＰ長を使用する場合、干渉の影響は、帯域間でいくつかのサブキャリアを使用しないことによって、またフィルタリングまたはパルス整形を使用して、送信機において帯域外放射を低減し、および／または受信機において干渉排除を改善することによって、低減され得る。

これ以前で説明されたようなパルス整形または窓適用は、可変ＣＰ長を使用する場合に送信機においてＩＣＩを低減するために使用され得る１つの技法である。図２２は、可変ＣＰ長を使用する場合にＩＣＩを低減するために送信機窓適用を使用する例示的な送信機を示す図である。図２２に示される例では、ただ２つのサブバンド２２０５、２２１０が示されている。これは説明のためであり、任意の数のサブバンドが存在でき、サブバンドは非連続なサブキャリアまたはＲＢを含むことができることに留意されたい。加えて、送信機は、ＯＦＤＭベースである必要がないことがある。

図２２を参照すると、入力データストリームからのシンボルは、複数のサブバンド、図２２に示されるようなサブバンド２２０５、２２１０の複数のマルチプル並列サブキャリアまたはＲＢにわたって拡散され、それらは、その後、それぞれのＩＦＦＴユニット２２１５、２２２０に入力される。図２２が複数のＩＦＦＴブロックを示していることに留意されたい。これは、概念的に、ｍ回のＩＦＦＴが施されることを示すためである。しかしながら、ハードウェア実施では、異なる入力ストリームに対してｍ回使用され得る１つのＩＦＦＴブロックが存在してもよい。ＩＦＦＴユニット２２１５、２２２０は、複数のサブキャリアまたはＲＢ内の信号を周波数領域から対応する時間領域信号に変換する。図においてＣＰ−１およびＣＰ−２で表されるＣＰが、それぞれのＣＰ加算器ユニット２２３０、２２３５において追加される。図２２に示されるように、サブバンド２２０５に対応する信号の前に追加されるＣＰ−１は、サブバンド２２１０に対応する信号の前に追加されるＣＰ−２よりも短い。適切な窓関数が、窓フィルタ２２４０、２２４５において適用される。ブランチに対して異なる窓関数が使用されてもよいことに留意されたい。並直列変換器（Ｐ／Ｓ）２２５０、２２５５は、それぞれの窓適用されたサンプルを受信し、それらをそれぞれのＯＦＤＭ信号２２６０、２２６５に変換する。窓関数は並直列変換の後に配置される窓フィルタにおいて適用され得ることに留意することが重要である。窓フィルタの配置は、実施固有とすることができる。その後、信号２２６０、２２６５は、送信前に加算器ユニット２２７５において一緒に加算される。

図２３は、可変ＣＰ長を使用する場合に干渉を排除するために受信機窓適用を使用する例示的な受信機を示す図である。図２３に示される送信機構造は、図１９において示され、説明されたものと同じである。送信機１９００は、加算された信号をチャネル２３０５、２３１０上で送信する。信号は、それぞれの受信機２３０１、２３０２において受信される。各受信機２３０１、２３０２は、異なるＷＴＲＵに対応する。受信窓が、窓フィルタ２３１５、２３２０においてそれぞれ適用され得る。ＷＴＲＵによって適用される窓は、一般に、異なり得ることに留意されたい。窓が適用された後、ブロック２３３０、２３３５に示されるような追加の処理のために、信号が出力される。これらのプロセスは、各ＣＰ、例えば、ＣＰ−１およびＣＰ−２それぞれを廃棄すること、ＦＦＴを施すこと、および等化を含むことができる。各ＷＴＲＵは、それらのために使用されるＣＰの長さを知っている。したがって、受信機において、ＣＰが廃棄される場合、廃棄される信号の長さは、ＣＰ長に等しい。

可変ＣＰ長を使用する場合にＩＣＩを低減するために使用され得る別の技法は、送信機、受信機、または両方におけるフィルタリングである。図２４は、可変ＣＰ長を使用する場合に送信機側フィルタリングを使用する例示的な送信機を示す図である。図２４を参照すると、入力データストリームからのシンボルは、複数のサブバンド、図２４に示されるようなサブバンド２４０５、２４１０の複数のマルチプル並列サブキャリアまたはＲＢにわたって拡散され、それらは、その後、それぞれのＩＦＦＴユニット２４１５、２４２０に入力される。図２４が複数のＩＦＦＴブロックを示していることに留意されたい。これは、概念的に、ｍ回のＩＦＦＴが施されることを示すためである。しかしながら、ハードウェア実施では、異なる入力ストリームに対してｍ回使用され得る１つのＩＦＦＴブロックが存在してもよい。ＩＦＦＴユニット２４１５、２４２０は、複数のサブキャリアまたはＲＢ内の信号を周波数領域から対応する時間領域信号に変換する。図においてＣＰ−１およびＣＰ−２で表されるＣＰが、それぞれのＣＰ加算器ユニット２４３０、２４３５において信号の前に追加される。図２４に示される例では、サブバンド２４０５に対応する信号の前に追加されるＣＰ−１は、サブバンド２４１０に対応する信号の前に追加されるＣＰ−２よりも短い。並直列変換器（Ｐ／Ｓ）２４４０、２４４５は、それぞれのサンプルを受信し、それらをそれぞれのＯＦＤＭ信号２４５５、２４６０に変換する。適切なフィルタリング演算が、フィルタ２４６５、２４７０において適用される。フィルタは、一般に、異なり得ることに留意されたい。その後、信号は、送信前に加算器ユニット２４７５において一緒に加算される。図２５は、可変ＣＰ長を使用する場合に干渉を排除するために受信機側フィルタリングを使用する例示的な受信機を示す図である。図２５に示される送信機構造は、図１９において示され、説明されたものと同じである。これは、説明のためのみであり、異なる送信機構造も使用され得る。送信機１９００は、加算された信号をチャネル２５０５、２５１０上で送信する。信号は、それぞれの受信機２５０１、２５０２において受信される。各受信機２５０１、２５０２は、異なるＷＴＲＵに対応する。受信フィルタリングが、フィルタ２５１５、２５２０においてそれぞれ適用され得る。異なるＷＴＲＵによって適用されるフィルタは、一般に、異なり得ることに留意されたい。フィルタリングが適用された後、ブロック２５３０、２５３５に示されるような追加の処理のために、信号が出力される。これらのプロセスは、各ＣＰ（例えば、ＣＰ−１およびＣＰ−２）それぞれを廃棄すること、ＦＦＴを施すこと、および等化を含むことができる。各ＷＴＲＵは、それらのために使用されるＣＰの長さを知っている。したがって、受信機において、ＣＰが廃棄される場合、廃棄される信号の長さは、ＣＰ長に等しい。加えて、先に述べられたように、送信のために使用されるサブバンドは、非連続なサブキャリアまたはＲＢから成ることができる。この場合、フィルタリングは、困難になり得るが、各サブバンドが連続なサブキャリアのみを含むようにすることによって、または各サブバンドをサブユニット（例えば、ＲＢ）に分割し、各ＲＢを別々にフィルタリングし、各サブユニットからの信号を加算して、最終信号を形成することによって、対処され得る。これは、リソースブロックフィルタードＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ）に類似し得る。

図２６は、例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭベースの送信機２６００を示す図である。図２６を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２６００は、各ＲＢに１つの、複数のフィルタードＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ）２６５０ａ、２６５０ｂ、．．．、２６５０ｎを備え、それらは、各ＲＢのシンボルベクトル２６２０ａ、２６２０ｂ、．．．、２６２０ｎそれぞれから、各ＲＢについてのＲＢ別マルチキャリア変調信号２６６０ａ、２６６０ｂ、．．．、２６６０ｎを出力する。ＲＢ別マルチキャリア変調信号２６６０ａ、２６６０ｂ、．．．、２６６０ｎは、一緒に合算されたときに、送信信号２６６０を形成する。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２６００は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２６００内に備えられたＲＢ別フィルタードＯＦＤＭ送信モジュール２６５０ａ、２６５０ｂ、．．．、２６５０ｎが各々、１つのＲＢ内のサブキャリアのみを変調し、したがって、低レートのＯＦＤＭ信号が生成され、その後、高レートにアップコンバートされ得る点で、ＣＰ−ＯＦＤＭ送信機またはフィルタードＯＦＤＭ送信機とは異なる。

各ＲＢ別マルチキャリア変調信号２６６０ａ、２６６０ｂ、．．．、２６６０ｎは、隣接ＲＢとはオーバラップするが、隣接ＲＢを越えたところのＲＢとはオーバラップしない信号のみを有する。ＲＢ別送信フィルタは、ＲＢ別マルチキャリア変調信号の非隣接ＲＢへの信号漏れを無視できるものにすることが仮定される。隣接ＲＢ間の信号オーバラップは、異なるＲＢ内のサブキャリア間の直交性のために、サブキャリア間干渉を引き起こし得ない。

図２７は、例示的なタイプＩのＲＢ別Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ_k）２７００を示す図である。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ_k２７００は、図２６に示されたようなＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２６００内のＲＢ別フィルタードＯＦＤＭ送信モジュール２６５０として使用され得る。図２７を参照すると、Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ_k２７００は、ＩＦＦＴユニット２７０５と、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）２７１０と、ＣＰ加算器ユニット２７１５と、アップサンプリングユニット２７２０と、送信フィルタ２７２５と、ＲＢ変調ユニット２７３０とを備える。第ｋのＲＢ２６２０ｂに対するシンボルベクトルのＩＦＦＴが、ＩＦＦＴユニット２７０５において施される。ＣＰが、ＣＰ加算器ユニット２７１５において追加される。長さｋのＣＰが追加されることに留意されたい。異なるＲＢに付加されるＣＰは、同じ長さである必要はない。並直列変換が、Ｐ／Ｓ２７１０において実行される。その後、信号は、アップサンプリングユニット２７２０においてアップサンプリングされる。アップサンプリングの後、信号は、送信フィルタ２７２５においてフィルタリングされ、送信フィルタ２７２５は、フィルタリングされた信号２７４０を出力する。フィルタリングされた信号２７４０は、ＲＢ変調ユニット２７３０において第ｋのＲＢの周波数帯域に変調されて、ＲＢ別マルチキャリア変調信号２６６０ｂを形成する。それは、他のＲＢ別マルチキャリア変調信号２６６０ａ、．．．、２６６０ｎと合算されて、図２６に示されるような送信信号２６６０を形成する。

図２８は、図２６のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２６００に対応する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ）を示す図である。図２８を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機２８００は、ＲＢ別Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール２８５０ａ、２８５０ｂ、．．．、２８５０ｎを備え、それらは、受信されたマルチキャリア変調信号２８０５から、各ＲＢについてのＲＢ別復調シンボルベクトル２８９０ａ、２８９０ｂ、．．．、２８９０ｎを出力する。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール２８５０ａ、２８５０ｂ、．．．、２８５０ｎは、各々が、１つのＲＢ内のサブキャリアのみを復調し、したがって、信号は、低レートにダウンコンバートされ、その後、復調され得る。

図２９は、例示的なタイプＩのＲＢ別Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ_k）２９００を示す図である。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ_kは、図２８に示されたようなＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機２８００内のＲＢ別フィルタードＯＦＤＭ受信モジュール２８５０として使用され得る。図２９に示されるＯＦＤＭ Ｒｘ_kは、図２７に示されるＦ−ＯＦＤＭ Ｔｘ_kの逆の演算を有する。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ_k２９００は、ＲＢ復調ユニット２９１０と、受信フィルタ２９１５と、ダウンサンプリングユニット２９２０と、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）２９２５と、ＣＰ除去ユニット２９３０と、ＦＦＴユニット２９３５とを備える。図２９を参照すると、第ｋのＲＢについて、受信信号２９０５は、ＲＢ復調ユニット２９１０において第ｋのＲＢの周波数帯域からベースバンドに復調されて、ＲＢ復調信号２９５０を形成する。その後、ＲＢ復調信号２９５０は、フィルタ２９１５においてフィルタリングされる。フィルタリングされた信号は、ダウンサンプリングユニット２９２０、Ｓ／Ｐ変換器２９２５、およびＣＰ除去ユニット２９３０においてダウンサンプリングされる。ここでは、廃棄されるＣＰは、各ＲＢについて異なり得ることに留意されたい。ＦＦＴが、ＦＦＴユニット２９３５において施される。ＦＦＴユニット２９３５からの出力は、復調シンボルベクトル２９９０を形成する。復調シンボルベクトルは、図２８と同様、このようにＲＢ毎に獲得される。

送信機は、与えられた時間において異なる長さのＣＰを使用することができるので、フレーム構造が対処を施される必要があることがある。

１つの選択肢は、サブフレーム長は変化させずに保つが、ＣＰ長に応じてＯＦＤＭシンボルの数を変更することである。これは、異なる数のデータブロックが異なる信号内に存在することをもたらす。図３０は、２つの信号３０００、３００１に対応する例示的なフレーム構造を示す図である。図３０に示される例では、送信機が、２つの異なるＣＰ３００５、３０１０を有するＯＦＤＭシンボルを生成することが仮定される。図３０に示されるように、信号３０００内のＣＰ３００５の長さは、信号３００１内のＣＰ３０１０の長さよりも短い。それぞれの信号３０００、３００１内のＯＦＤＭシンボルのデータ部３０１５ａ、３０１５ｂの長さは、示された例では、同じである。ＣＰ３０１０はＣＰ３００５よりも長いので、送信機は、より長いＣＰ３０１０を使用する場合、より少数のＯＦＤＭデータブロック３０１５ｂを収容する。したがって、信号３００１は、信号３０００内のＯＦＤＭデータブロック３０１５ａよりも僅かなＯＦＤＭデータブロック３０１５ｂしか含むことができない。

例では、送信機がＬＴＥベースであり、短いＣＰと長いＣＰを同時に使用することを仮定する。サブフレーム長は１ｍｓである。ここでは、第１の信号内には、１４個のＯＦＤＭデータブロックが存在し得、第２の信号内には、１２個のＯＦＤＭデータブロックが存在し得る。

図３１は、２つの信号３１００、３１０１に対応する別の例示的なフレーム構造を示す図である。図３１に示される例では、異なるフレームフォーマットは、異なる信号に対応する。図３１を参照すると、送信機が、２つの異なるＣＰ３１０５、３１１０を有するＯＦＤＭシンボルを生成することが仮定される。図３１に示されるように、信号３１００内のＣＰ３１０５の長さは、信号３１０１内のＣＰ３１１０の長さよりも短い。ＯＦＤＭシンボルのデータ部３１１５の長さは、示された例では、同じである。信号３１００に対応するサブフレームは、信号３１０１に対応するサブフレームよりも短いことに留意されたい。したがって、各信号内には、同数のＯＦＤＭデータブロックが含まれ得る。

実施形態
１．送信機においてパルス整形を実行するための方法であって、
データの現在のブロックのＮ個のシンボルに対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行するステップ
を含む方法。

２．データの現在のブロックのプレフィックスをパディングするステップ
をさらに含む実施形態１に記載の方法。

３．プレフィックスは、所定の長さを有する実施形態２に記載の方法。

４．ＩＦＦＴの結果を窓関数によって乗算するステップ
をさらに含む実施形態１〜３のいずれか１つに記載の方法。

５．窓関数は、式
ｐ［ｍ］，ｍ＝０，１，．．．，（β＋１）Ｎ_T−１
によって定義される実施形態４に記載の方法。

６．データの直前のブロックに対して第２のＩＦＦＴを実行するステップ
をさらに含む実施形態１〜５のいずれか１つに記載の方法。

７．第２のＩＦＦＴの結果にプレフィックスおよびポストフィックスを追加するステップ
をさらに含む実施形態６に記載の方法。

８．第２のＩＦＦＴの結果にプレフィックスおよびポストフィックスを追加した結果を第２の窓関数によって乗算するステップ
をさらに含む実施形態７に記載の方法。

９．第２の窓関数は、式
ｐ［ｍ］，ｍ＝０，１，．．．，（２β＋１）Ｎ_T−１
によって定義される実施形態８に記載の方法。

１０．窓適用された信号の最後のβＮ_T個のサンプルを取得するステップと、
最後のβＮ_T個のサンプルを窓関数の出力の最初のβＮ_T個のサンプルに加算するステップと
をさらに含む実施形態９に記載の方法。

１１．プレフィックスおよびポストフィックスをＩＦＦＴの結果に追加するステップ
をさらに含む実施形態１に記載の方法。

１２．ＩＦＦＴの結果にプレフィックスおよびポストフィックスを追加した結果を窓関数によって乗算するステップ
をさらに含む実施形態１１に記載の方法。

１３．窓関数は、式
ｐ［ｍ］，ｍ＝０，１，．．．，（２β＋１）Ｎ_T−１
によって定義される実施形態１２に記載の方法。

１４．窓適用された信号の最後のβＮ_T個のサンプルをバッファ内に保持するステップ
をさらに含む実施形態１３に記載の方法。

１５．バッファ内のサンプルを窓適用された信号の最初のβＮ_T個のサンプルに加算するステップ
をさらに含む実施形態１４に記載の方法。

１６．最初の（１＋β）Ｎ_T個のサンプルを送信するステップ
をさらに含む実施形態１５に記載の方法。

１７．信号の送信機窓適用を実行するための方法であって、
変調シンボルを逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロックの対応する要素にマッピングするステップ
を含む方法。

１８．ブロックのＩＦＦＴを施すステップ
をさらに含む実施形態１７に記載の方法。

１９．インデックスを用いて最初のＭ個のサンプルを取得するステップと、
サンプルをポストフィックスとしてブロックの尾部に追加するステップと
をさらに含む実施形態１８に記載の方法。

２０．Ｋ個のゼロをプレフィックスとしてブロックの先頭に追加するステップであって、プレフィックスは、ゼロプレフィックスである、ステップ
をさらに含む実施形態１９に記載の方法。

２１．ブロックを窓関数と点毎に乗算するステップ
をさらに含む実施形態２０に記載の方法。

２２．受信機側においてゼロプレフィックスを廃棄するステップ
をさらに含む実施形態２１に記載の方法。

２３．ポストフィックスをデータブロックの第１の先頭に加算するステップと、
ポストフィックスを廃棄するステップと
をさらに含む実施形態２２に記載の方法。

２４．ポストフィックスを加算した結果を高速フーリエ変換によって処理するステップ
をさらに含む実施形態２３に記載の方法。

２５．非連続なサブバンドについて送信機窓適用を実行するための方法であって、
異なるサブバンドに異なる窓関数を適用するステップ
を含む方法。

２６．より長い窓は、送信帯域のエッジに隣接するサブバンドに適用される実施形態２５に記載の方法。

２７．より短い窓は、送信帯域のエッジから遠いサブバンドに適用される実施形態２５に記載の方法。

２８．サブバンドは、オーバラップしておらず、それによって、サブバンド内のサブキャリアは、他のサブバンド内のサブキャリアと異なる実施形態２５〜２７のいずれか１つに記載の方法。

２９．着信した変調シンボルを直並列プロセッサに通すステップ
をさらに含む実施形態２５〜２８のいずれか１つに記載の方法。

３０．変調シンボルを、それらのサブバンド内のサブキャリアに対応する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック内のサブキャリアにマッピングするステップ
をさらに含む実施形態２９に記載の方法。

３１．各サブバンドについてＩＦＦＴの出力をプレフィックスおよびポストフィックスを用いてパディングするステップ
をさらに含む実施形態３０に記載の方法。

３２．パディングの出力を窓関数と点毎に乗算するステップ
をさらに含む実施形態３１に記載の方法。

３３．送信される合成信号を生成するためにすべてのブランチの出力を加算するステップ
をさらに含む実施形態３２に記載の方法。

３４．受信窓適用を実行するための方法であって、
隣接チャネル干渉漏れを排除するステップ
を含む方法。

３５．排除するステップは、受信信号にフィルタを適用するステップを含む実施形態３４に記載の方法。

３６．排除するステップは、受信信号に受信窓を適用するステップを含む実施形態３４に記載の方法。

３７．高速フーリエ変換を介して受信信号を周波数領域に変換し戻すステップ
をさらに含む実施形態３６に記載の方法。

３８．連続的な干渉除去を実行するための方法であって、
干渉を再生成し、受信信号から除去するステップ
を含む方法。

３９．干渉は、受信信号内の直前のシンボルから再生成され、受信信号内の現在のシンボルから減算される実施形態３８に記載の方法。

４０．減算は、時間領域において実行される実施形態３９に記載の方法。

４１．減算は、周波数領域において実行される実施形態３９に記載の方法。

４２．受信窓適用を実行するステップ
をさらに含む実施形態３８〜４１のいずれか１つに記載の方法。

４３．サイクリックプレフィックスを廃棄するステップ
をさらに含む実施形態４２に記載の方法。

４４．拡張されたガードインターバルを廃棄するステップ
をさらに含む実施形態４２または４３に記載の方法。

４５．受信窓は、サイクリックプレフィックスおよび拡張されたガードインターバルに適用される実施形態４２〜４４のいずれか１つに記載の方法。

４６．異なる窓関数が、異なるサブバンドに適用される実施形態３８〜４５のいずれか１つに記載の方法。

４７．より長い窓が、送信帯域のエッジに隣接するサブバンドに適用される実施形態４６に記載の方法。

４８．より短い窓が、送信帯域のエッジから遠いサブバンドに適用される実施形態４６に記載の方法。

４９．受信信号の変調シンボルを直並列プロセッサに通すステップ
をさらに含む実施形態３８〜４８のいずれか１つに記載の方法。

５０．受信信号をＭ個のブランチにコピーするステップ
をさらに含む実施形態４９に記載の方法。

５１．受信窓をＭ個のブランチの各々に適用するステップ
をさらに含む実施形態５０に記載の方法。

５２．受信信号からプレフィックスおよびポストフィックスを除去するステップ
をさらに含む実施形態５１に記載の方法。

５３．プレフィックスおよびポストフィックスが除去された後、受信信号に対して高速フーリエ変換を実行するステップ
をさらに含む実施形態５２に記載の方法。

５４．Ｍ個のブランチの各々においてサブバンドのサブキャリアに対応するサンプルを選択するステップ
をさらに含む実施形態５３に記載の方法。

５５．選択されたサンプルは、さらに処理される実施形態５４に記載の方法。

５６．さらなる処理は、等化または復調のいずれか１つを含む実施形態５５に記載の方法。

５７．サイクリックプレフィックス（ＣＰ）オーバヘッドを低減する方法であって、
帯域幅を少なくとも２つのサブバンドに分割するステップと、
少なくとも２つのサブバンドの各々のために信号を生成するステップと、
少なくとも２つのサブバンドの各々のための信号の各々にＣＰを付加するステップであって、少なくとも２つのＣＰの長さは、異なる、ステップと
を含む方法。

５８．送信信号を形成するために、少なくとも２つのサブバンドの各々のための信号を、信号の各々に付加されたＣＰと加算するステップをさらに含む実施形態５７に記載の方法。

５９．送信信号を送信するステップをさらに含む実施形態５８に記載の方法。

６０．信号の各々に付加される少なくとも２つのＣＰの少なくとも１つの長さは、標準的な固定されたＣＰの長さよりも短い実施形態５８または５９に記載の方法。

６１．送信信号は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）拡散ＯＦＤＭ信号、またはＣＰを伴うシングルキャリア（ＳＣ）信号のうちの１つである実施形態５８〜６０のいずれか１つに記載の方法。

６２．少なくとも２つのサブバンドは、非連続なサブキャリアまたはリソースブロック（ＲＢ）の少なくとも一方である実施形態５７〜６１のいずれか１つに記載の方法。

６３．帯域間の少なくとも２つのサブキャリアは、使用されない実施形態５７〜６２のいずれか１つに記載の方法。

６４．少なくとも２つのサブバンドの各々は、連続なサブキャリアのみを含む実施形態５７〜６３のいずれか１つに記載の方法。

６５．少なくとも２つのサブバンドの各々は、サブユニットに分割される実施形態５７〜６４のいずれか１つに記載の方法。

６６．各サブユニットを別々にフィルタリングするステップをさらに含む実施形態６５に記載の方法。

６７．送信信号を形成するために、各サブユニットからの信号を加算するステップをさらに含む実施形態６６に記載の方法。

６８．サブユニットは、ＲＢである実施形態６５〜６７のいずれか１つに記載の方法。

６９．サブフレーム長は、固定され、ＯＦＤＭシンボルの数は、ＣＰの長さに依存する実施形態５７〜６８のいずれか１つに記載の方法。

７０．異なる信号には異なるフレームフォーマットが対応する実施形態５７〜６９のいずれか１つに記載の方法。

７１．スペクトル漏れおよび隣接チャネル干渉排除の要件に応じて、窓関数を適応的に変更するステップをさらに含む実施形態５７〜７０のいずれか１つに記載の方法。

７２．データブロックに対応する少なくとも１つのサンプルは１によって乗算され、データブロックに対応する少なくとも１つのサンプルは非１値によって乗算されるように、窓関数が選択される実施形態５７〜７２のいずれか１つに記載の方法。

７３．サイクリックプレフィックス（ＣＰ）オーバヘッドを低減する方法であって、一緒に合算される、それぞれのサブバンドに対応する、複数の信号の各々に付加されたＣＰを含む信号を受信するステップであって、少なくとも２つのＣＰの長さは、異なる、ステップを含む方法。

７４．受信信号から複数のシンボルを回復するステップをさらに含む実施形態７３に記載の方法。

７５．複数のサンプルを提供するために、受信信号をサンプリングするステップをさらに含む実施形態７３または７４に記載の方法。

７６．ＣＰの少なくとも１つに対応する少なくとも１つのサンプルを、回復された複数のシンボルのうちの少なくとも１つの対応するシンボルの末尾に加算するステップをさらに含む実施形態７４または７５に記載の方法。

７７．少なくとも１つのＣＰに起因する少なくとも１つのサンプルを廃棄するステップをさらに含む実施形態７５または７６に記載の方法。

７８．直交性を保つために、複数のサンプルの各々を２によって除算するステップをさらに含む実施形態７５〜７７のいずれか１つに記載の方法。

７９．時間領域において合算されたシンボルのＳＩＮＲが

であるという条件で、ＣＰに対応するサンプルが、回復された複数のシンボルのうちの少なくとも１つの対応するシンボルの末尾に加算される実施形態７６〜７８のいずれか１つに記載の方法。

８０．実施形態１〜７９のいずれか１つに記載の方法を実行するように構成された無線送受信ユニット。

８１．実施形態１〜７９のいずれか１つに記載の方法を実行するように構成されたアクセスポイント。

８２．実施形態１〜７９のいずれか１つに記載の方法を実行するように構成されたノードＢ。

８３．実施形態１〜７９のいずれか１つに記載の方法を実行するように構成された集積回路。

上では特徴および要素が特定の組み合わせで説明されたが、各特徴または要素は、単独で使用され得、または他の特徴および要素との任意の組み合わせで使用され得ることを当業者は理解されよう。加えて、本明細書で説明された方法は、コンピュータまたはプロセッサによって実行される、コンピュータ可読媒体内に包含された、コンピュータプログラム、ソフトウェア、またはファームウェアで実施され得る。コンピュータ可読媒体の例は、（有線または無線接続上で送信される）電子信号、およびコンピュータ可読記憶媒体を含む。コンピュータ可読記憶媒体の例は、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、レジスタ、キャッシュメモリ、半導体メモリデバイス、内蔵ハードディスクおよび着脱可能ディスクなどの磁気媒体、光磁気媒体、ならびにＣＤ−ＲＯＭディスクおよびデジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）などの光媒体を含むが、それらに限定されない。ソフトウェアと連携するプロセッサは、ＷＴＲＵ、ＵＥ、端末、基地局、ＲＮＣ、または任意のホストコンピュータのための無線周波送受信機を実施するために使用され得る。

Claims (11)

1. 無線通信装置において、伝送帯域内の異なるサブバンドのために異なる窓関数を使用してパルス整形を実行するための方法であって、
   入来データシンボルを受信するステップと、
   前記入来データシンボルを、異なるサブバンド内の複数のサブキャリアへ割り当てるステップと、
   前記異なるサブバンド内の前記複数のサブキャリアの各々上の前記データシンボルを、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロックの前記異なるサブバンド内の複数の対応するサブキャリアにマッピングするステップと、
   各異なるサブバンドについて前記ブロックのＩＦＦＴを行うステップと、
   各異なるサブバンドについてプレフィックスおよびポストフィックスで前記ＩＦＦＴブロックの出力をパディングするステップと、
   各異なるサブバンドについての前記パディングの出力に窓関数を適用するステップであって、異なる窓関数は異なるサブバンドに適用される、ステップと、
   送信のための複合信号を形成するステップであって、前記複合信号は各異なるサブバンドの前記窓の出力を足し合わせることによって形成される、ステップと、
   前記複合信号を送信するステップであって、サブバンドが前記伝送帯域のエッジに隣接していることを条件として長い窓を伴う窓関数が適用され、および、サブバンドが前記伝送帯域の前記エッジから離れていることを条件として短い窓を伴う窓関数が適用される、ステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記異なるサブバンド内の前記サブキャリアは連続であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記異なるサブバンド内の前記サブキャリアは非連続であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 各異なるサブバンドについての前記プレフィックスは、異なる長さであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. スペクトル漏れおよび隣接チャネル干渉除去要件に基づいて、前記窓関数を適応的に変更するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 伝送帯域内の異なるサブバンドのために異なる窓関数を使用してパルス整形を実行するように構成された無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）であって、
   入来データシンボルを受信するように構成された受信機と、
   前記入来データシンボルを、異なるサブバンド内の複数のサブキャリアへ割り当て、
   前記異なるサブバンド内の前記複数のサブキャリアの各々上の前記データシンボルを、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロックの前記異なるサブバンド内の複数の対応するサブキャリアにマッピングし、
   各異なるサブバンドについて前記ブロックのＩＦＦＴを行い、
   各異なるサブバンドについてプレフィックスおよびポストフィックスで前記ＩＦＦＴブロックの出力をパディングし、
   各異なるサブバンドについての前記パディングの出力に窓関数を適用し、異なる窓関数は異なるサブバンドに適用され、
   送信のための複合信号を形成し、前記複合信号は各異なるサブバンドの前記窓の出力を足し合わせることによって形成される
   ように構成されたプロセッサと、
   前記複合信号を送信し、サブバンドが前記伝送帯域のエッジに隣接していることを条件として長い窓を伴う窓関数が適用され、サブバンドが前記伝送帯域の前記エッジから離れていることを条件として短い窓を伴う窓関数が適用されるように構成された送信機と
   を備えたことを特徴とするＷＴＲＵ。
7. 前記異なるサブバンド内の前記サブキャリアは連続であることを特徴とする請求項６に記載のＷＴＲＵ。
8. 前記異なるサブバンド内の前記サブキャリアは非連続であることを特徴とする請求項６に記載のＷＴＲＵ。
9. 各異なるサブバンドについての前記プレフィックスは、異なる長さであることを特徴とする請求項６に記載のＷＴＲＵ。
10. 前記プロセッサは、スペクトル漏れおよび隣接チャネル干渉除去要件に基づいて、前記窓関数を適応的に変更するようにさらに構成されたことを特徴とする請求項６に記載のＷＴＲＵ。
11. 前記プレフィックスは、ゼロでパディングされることを特徴とする請求項６に記載のＷＴＲＵ。